CN101467407A

CN101467407A - 单一载波频分多址系统中的频域信道估计

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Publication number: CN101467407A
Application number: CN200680054983.0A
Authority: CN
Inventors: B·麦利斯; A·拉斯托; P·迪保拉
Original assignee: Telecom Italia SpA
Current assignee: Telecom Italia SpA
Priority date: 2006-04-27
Filing date: 2006-04-27
Publication date: 2009-06-24
Anticipated expiration: 2026-04-27
Also published as: KR101246583B1; JP2009534961A; WO2007124761A1; US20090296585A1; EP2011293B1; KR20090009910A; ES2437574T3; US7848356B2; EP2011293A1; JP5089682B2; CN101467407B

Abstract

一种在从多个用户终端接收信号(x(1)，x(2)，....x(Nu))的接收器节点中使用的信道估计器(202)，其中，给每个所述用户终端分配了各自的一组传输副载波和各自的测试信号序列(r_p)以用于通过待估计的信道进行传输。信道估计器(202)中存储(400)了关于用于进行传输的分配给所述用户终端(TU1，TU2，...，TU_Nu)的各自的传输副载波组以及分配给用户终端的各自的测试信号序列的离散谱的信息。在从多个用户终端接收到包括通过使用分配给用户终端的各自的传输副载波组通过信道传输的各自的测试信号序列(r_p)的信号时，估计器生成(208)接收到的组合的测试信号的离散谱，并作为组合的测试信号的离散谱和分配给用户终端(TU1，TU2，....TU_Nu)的测试信号序列的离散谱的函数，进行信道估计。对于单一载波频分多址(SC－FDMA)系统，进行频域信道估计。

Description

单一载波频分多址系统中的频域信道估计

技术领域

本发明涉及电信系统中的信道估计/均衡。本发明开发时特别注意了在包括向接收器节点传输信号的多个用户终端的系统中的“上行链路”传输中的可能的应用，其中，给每个终端分配了各自的传输副载波组。

背景技术

与FDMA(频分多址)相结合的单载波(SC)传输，或SC-FDMA，作为未来无线通信系统的主要多路接入方案是新出现的。例如，SC-FDMA技术当前被视为UMTS(通用移动电信系统)的演化，常称为演化的UTRA(E-UTRA)或超级3G(S3G)系统。

单载波无线接入技术具有较低的峰值平均功率比(PAPR)的优点。此特征对于将手机的功耗降低到最小并最大化主要受到手机发射功率限制的上行链路覆盖范围(从移动终端到基站)很重要。SC-FDMA技术允许小区中的用户同时进行传输，不管他们的数据速率如何。

事实上，尽管指明了“单载波”技术，但是，此传输配置也用于通过分配给不同的频率子频带(副载波)而“正交”的各种用户，甚至在时间扩散的信道中也能维持此特征。在接收器中利用均衡技术，甚至在满载的小区以及在时间扩散的信道中也可以达到接近匹配滤波界的检测性能级别。

被视为对于未来的无线通信系统有前途的另一个信号处理方案是频域中的信道响应的均衡，在文献中称为频域均衡(FDE)。SC-FDMA和频域均衡的组合，产生类似于OFDM(正交频分复用)的性能级别，峰值平均功率比(PAPR)降低，总体复杂度基本上相同。低的PAPR又意味着，SC发射器的功率放大器需要较小的线性范围，以支持给定的平均功率，或者换句话说，需要较小的峰值功率回退。如此，此方法允许使用相对于类似的OFDM系统比较便宜的功率放大器：这是相当显著的优点，因为功率放大器是用户设备(UE)收发器的最昂贵的组件之一。

当前考虑两种SC-FDMA传输方案用于将来的宽带无线系统中的应用：即，“局部化的SC-FDMA”(LFDMA)和“分布式的SC-FDMA(DFDMA)”。

在LFDMA中，向每个用户分配系统带宽的某一部分中的一组连续的频率，并且不同的用户通过不相重叠的频带进行传输。这样的方案适用于频率排定的传输(其中，根据信道特性，选择给定用户的传输格式)，并且它对于由于振荡器容差、相位噪声或多普勒效应所造成的频率偏移具有鲁棒性。另一方面，局部化方法不利用宽带无线电信道中可用的频率分集。

相反，在DFDMA中，通过在整个系统频带上散布的不同用户正交副载波，获得多路接入。由于用户信号通过不同的不相关的副载波进行传输，DFDMA实现频率分集。然而，必须采用某些策略以避免由于可能的频率偏移而导致的用户正交性丢失。

可以在时域或者频域中产生局部化和分布式单载波信号。在文献中，单载波信号的时域生成称为交织FDMA(IFDMA)。在U.Sorger，I.De Broek，M.Schnell所著的文章“Interleaved FDMA-A newSpread-Spectrum Multiple-Access Scheme”中提供了IFDMA传输技术的详细描述(ICC 1998-IEEE International Conference onCommunications，no.1，June 1998，pp.1013-1017)。

也可以在频域内产生单载波信号。单载波信号的频域生成在文献中称为DFT Spread OFDM(DFT-SOFDM)或称为DFT PrecodedOFDM。在R.Dinis，D.Falconer所著的文章“A Multiple AccessScheme for the Uplink of Broadband Wireless Systems”中提供了DFT-SOFDM技术的详细描述(IEEE Communications Society，Globecom 2004，pp.3808-3812)。

单载波信号的时域和频域生成产生类似的信号类型，使得可以使用类似的接收器体系结构来进行信号解调。由于其低复杂度而特别有吸引力的接收器体系结构是带有频域均衡的SC接收器(SC-FDE)。

SC系统中的频域均衡只不过是通过常规线性时域均衡器所执行的操作在频域内的等效。对于带有严重的延迟扩展的信道，从计算角度来看，频域均衡比对应的时域均衡更简单，因为均衡是一次一个数据块地执行的，在此数据块上的运算基本上涉及高效的FFT运算和信道逆运算。

在时域信号生成(例如，IFDMA传输)和频域信号生成(例如，DFT-SOFDM传输)两种情况下，都可以使用频域均衡。在D.Falconer所著的“Frequency Domain Equalization for Single-CarrierBroadband Wireless Systems”中描述了频域均衡的原理(IEEECommunication Magazine，2002年四月)。

具体来说，请看专利文献，US-A-3864632公开了适用于高速同步数据传输系统的频域均衡系统。通过离散傅里叶变换(FFT)设备将脉冲响应的样本变换为频域内的样本。这些频域样本的倒数值是由可逆电路派生而来的，然后，由反向离散快速傅里叶变换(IFFT)设备变换为时域样本，这些时域样本是所需的抽头增益，适用于横向时域均衡器，以便最小化由码元间干扰和噪声所引起的接收信号中的错误。

相反，US-A-2004/0125235说明了数字电视接收器的信道均衡器。该信道均衡器包括信道估计器、信道失真补偿器和噪声消除器。信道估计器通过使用训练信号来估计时域中的传输信道脉冲响应

。信道失真补偿器包括两个FFT单元、ROM和频域均衡器。第一FFT单元将接收到的信号从时域转换到频域。第二FFT单元将由信道估计器估计的传输信道脉冲响应

从时域转换到频域，如此获得信道频率响应

。ROM存储器在输入端从第二FFT接收传输信道的估计的频率响应

并输出信道频率响应的逆

频域均衡器使用从ROM存储器输出的逆信道的频率响应作为原始均衡系数，并通过使用由接收到的数据码元训练的LMS(最小均方)算法，自适应地使信道均衡。

发明内容

尽管本身是高效的，但前文中所描述的现有技术的方法不可避免地导致相当复杂的方案(每当一个方案预期应用到信道估计/均衡涉及多个同时处于活动状态的用户时)。

因此，需要这样的方案，通过简化信道估计/均衡处理，允许在多用户环境中执行这些运算，而不会产生非常复杂并难以实现的方案。所有这些都不会损坏所得到的结果的准确性和可靠性。

如此，本发明的目标是对该需要提供令人满意的响应。

根据本发明，该目标是通过具有随后的权利要求中阐述的特征的方法来实现的。本发明还涉及对应的设备(即，信道估计器/均衡器)，以及相关的系统和至少一个计算机的存储器中可加载的计算机程序产品，并包括软件代码部分，用于当产品在计算机上运行时，执行本发明的方法的步骤。如这里所使用的，对这样的计算机程序产品的引用意在等价于对计算机可读的介质的引用，其中该介质包含用于控制计算机系统以协调本发明的方法的性能的指令。对“至少一个计算机”的引用显然意在强调本发明以分布式的/模块的方式实现的可能性。

权利要求书是这里所提供的本发明的公开的整体组成部分。

这里所描述的方案的优选实施例是对于所有用户联合地执行信道估计和均衡的接收器体系结构。这样的体系结构特别适用于宽带单载波无线系统的基站接收器中的应用：事实上，相对于对每个用户单独执行这些操作的分布式体系结构而言，联合的信道估计和均衡产生较低的系统复杂度。

在特别优选的实施例中，联合的信道估计和均衡是通过在接收器(即，基站BS)上存储不同用户为了估计信道而发送的导频序列的离散谱的逆(更准确地说，是倒数)来进行的。导频谱的逆是预先计算的，并存储在合适的存储器中。这些值随后用于使用例如MMSE(最小均方误差)技术估计每个用户的信道传递函数

并用于信道均衡。

更一般地，这里所描述的方案在包括用于向接收器节点传输信号的多个用户终端的传输系统中提供信道估计。每个用户终端都被分配了用于通过信道进行传输的各自的传输副载波组以及各自的测试信号序列。在接收节点中存储了关于分配给用户终端的各自传输副载波组以及分配给所述用户终端的所述各自的测试信号序列的离散谱的信息。如此，这些测试信号序列可以包括在由通过信道进行传输的多个用户终端传输的信号中，从而在接收节点产生组合的测试信号。在接收节点产生组合的测试信号的离散谱，并作为组合的测试信号的离散谱和分配给用户终端的各自的测试信号序列的离散谱的函数，获得信道估计。

优选地，信道估计是作为一组多个独立的组成部分而获得的，每个组成部分是组合测试信号的离散谱的各自部分和向用户终端分配的各自的测试信号序列的离散谱中的一个的函数。通常，信道估计包括将接收到的组合测试信号的离散谱除以分配给用户终端的各自的测试信号序列的离散谱的运算。刚刚描述的除法运算可以通过将组合的测试信号的离散谱乘以分配给用户终端的存储在接收器中的各自的测试信号序列的离散谱的倒数来执行。

相同的频率离散化步长可以用于各自测试信号序列的离散谱和组合测试信号的离散谱。在这样的情况下，信道估计涉及对组合测试信号的离散谱和分配给所述用户终端的各自测试信号序列的离散谱执行的点对点运算。如果不同的频率离散化步长(例如，一个是另一个的倍数的频率离散化步长)用于各自测试信号序列的离散谱和组合测试信号的离散谱，则可以对各自测试信号序列的离散谱和组合测试信号的离散谱中的任何一个进行内插，以获得相同的频率离散化步长。

附图说明

现在仅以实例的形式参考所公开的附图对本发明进行描述，其中：

图1是一般性地代表这里所描述的配置的使用环境的方框图；

图2详细描述了适宜引入在这里所描述的配置中的某些处理特征；

图3是适宜包括这里所描述的配置的联合的信道估计和均衡方案的方框图；

图4详细描述了图3的方案的信道估计特征；

图5详细描述了图4的信道估计特征的操作；

图6基本上类似于图2，详细描述了适宜引入在这里所描述的配置中的某些处理特征；

图7是适宜包括这里所描述的配置的另一个联合的信道估计和均衡方案的方框图。

具体实施方式

这里所提供的示范性描述将重点放在这样的场景上：许多用户终端TU₁，TU₂，...，TU_Nu同时向基站BS传输各自的信号x(1)，x(2)，...，x(Nu)，这出现在图1中所示范的移动通信系统的上行链路上。

在图1中，产生信号x(1)，x(2)，...x(Nu)的数据(这些数据预计在基站BS中被接收和恢复)表示为d(1)，d(2)，...，d(Nu)。

每个信号x(1)，x(2)，...，x(Nu)都通过表示为h(1)，h(2)，...，h(Nu)的各自的信道部分传输，并且(由于传输是同时的)在被馈送到接收节点(即，基站BS)之前将相加所产生的信号(在节点RN)。一般假定刚刚介绍的所有实体是复数实体，包括实部和虚部。黑体字表示矢量实体。

传输信道的噪声特征可以通过在节点RN和基站BS之间插入的节点SN上加上高斯噪声(AWGN)来简单地模拟。

每个用户使用IFDMA或DFT-SOFDM技术，即，使用梳状副载波组的“单载波”传输技术，传输独特的载波信号。这里所提出的接收器体系结构适用于这两种传输技术，取决于所考虑的传输方案，只需要进行某些微小的修改。

现在描述具有相对于现有技术的解决方案复杂度降低优点的SC-FDE接收器的体系结构。如所指出的，所提议的接收器体系结构对于所有用户联合地执行信道估计和均衡，并因此特别适用于宽带单载波无线系统的基站接收器中的应用。用户信号的联合信道估计和均衡相对于这些操作对于每个用户单独地执行的分布式体系结构而言，具有系统复杂度降低的明显优点。

如这里所描述的，联合的信道估计和均衡是通过在接收器(即，基站BS)上存储由不同用户传输的用于估计信道的导频序列的离散谱的逆(更准确的说是倒数)来进行的。导频频谱的倒数是预先计算的，并存储在合适的存储器中。这些值随后用于使用例如MMSE(最小均方误差)技术估计每个用户的信道传递函数并用于信道均衡。

首先描述在IFDMA传输的情况下集中接收器的体系结构。如下面所演示的，相同的接收器体系结构也可以用于DFT-SOFDM传输的情况，只需作小小的修改。

通过PSK或QAM调制的信号的压缩和块重复并且随后的频率移到频域内的所需的位置，在时域中生成IFDMA信号。

第i个用户(即，图1中的第i个用户终端Tu_i，i＝1，...，N_u，传输Q个复值码元

的块

d^{(i)} = [d_{0}^{(i)}, d_{1}^{(i)}, . . ., d_{Q - 1}^{(i)}],

q＝0，...，Q-1，每个码元

都具有时长Ts。处理这Q个码元，以便构建IFDMA码元，IFDMA码元表示由IFDMA用户传输的最小信息块。

IFDMA码元的生成是通过压缩每个码元

的时长，然后执行块重复而获得的。因此，每个码元的时长从T_s缩短到较低的值T_c，等于

T_{C} = \frac{T_{S}}{L + L_{CP}}

其中，因子L涉及IFDMA码元的有用的部分，且L_CP涉及循环前缀部分。在进行时间压缩之后，Q个缩短的码元的块重复L+L_CP次。或者，IFDMA码元的结构可以被描述为如下：Q个码元

中的每个都被分成L+L_cp片，每一片的时长为T_C。然后，所获得的片通过Q×(L+L_CP)维的矩阵中的行来书写。随后通过提供第i个用户的IFDMA码元的列读出该矩阵。因此，IFDMA码元由Q×(L+L_cp)片构成。IFDMA码元的有用部分中的片的数量则等于

N＝Q·L

并且包括循环前缀的IFDMA数据码元的总时长等于

T＝Q·T_S＝Q·(L+L_CP)·T_C

可以说明，通过压缩和块重复，在时域中产生了周期信号，对应于频域内的梳状频谱。具体来说，IFDMA频谱由Q条谱线构成，谱线之间的距离为

Δ f_{s} = \frac{L + L_{CP}}{Q \cdot T_{s}}

而IFDMA信号的总带宽等于

B = \frac{1}{T_{c}} = \frac{L + L_{CP}}{T_{S}}

通过压缩和块重复产生的IFDMA码元然后被频移，以便将梳状谱平移到频域内的所需的位置。

在说明书的背景技术部分已经引用的U.Sorger等人所著的文章中提供了IFDMA码元生成的详细描述。

下面，假设每个用户都传输由K个IFDMA码元组成的帧，其中，第一IFDMA码元是导频，其余的K-1个码元携带用户数据。导频携带对接收器已知的参考码元，并且因此可以用于信道估计和均衡。

在下面提供的数学描述中，我们考虑导频和数据码元具有相同的长度N的一般情况，这相当于所传输的导频和数据码元在频域内都由Q条谱线组成。然而，所提议的信道估计方法和相关的接收器体系结构也适用于导频和数据码元具有不同的长度的情况。在这样的特定情况下，导频码元的时长相对于数据码元的时长缩短，以便最小化开销。通过传输Q_p<Q个码元来获得缩短的导频码元。结果，IFDMA导频码元的有用部分中的片的数量等于

N_p＝Q_p·L

并且包括循环前缀的IFDMA导频码元的总时长等于

T_p＝Q_p·T_S＝Q_p·(L+L_CP)·T_C

IFDMA导频码元的频谱由Q_p<Q条谱线构成，谱线之间的距离为

Δ f_{s}^{(pilot)} = \frac{L + L_{CP}}{Q_{p} \cdot T_{s}}

B = \frac{1}{T_{c}} = \frac{L + L_{CP}}{T_{S}}

而IFDMA导频码元的总带宽始终等于

在这样的情况下，通过使用某种频率内插方法，对导频码元估计的信道频率响应可以适用于不同的数据码元维度。

各种用户的信号都经过不同的多径信道，每个信道都具有表示为h⁽ⁱ⁾的脉冲响应。如此，接收器端的信号是被码元间干扰和被模型化为在图1的节点SN处添加的加性高斯白噪声(AWGN)的热噪声损坏的N_u个用户信号的总和(图1的节点RN)。

图2显示了集中式SC-FDE接收器的体系结构。接收到的信号在RF前端100从射频转换成基带，然后，由脉冲整形接收滤波器102进行滤波。然后，在块104中丢弃循环前缀(CP)，因为由于多径传播，会受到来自连续的IFDMA码元的干扰的影响。

在方框104中循环前缀被去除之后，在块106中对信号r进行处理，对于所有用户执行联合的信道估计和均衡。

这里所描述的方案的焦点在于，信道估计和均衡块106的结构和运算。

与分布式接收器体系结构相反，这里所描述的接收器目的在于直接对信号r进行均衡，其中信号r是从不同的用户接收到的信号的总和。均衡是在频域内利用IFDMA或DFT-SOFDM技术的正交性来进行的。然后，已经均衡的信号被发送到用户特定的解调单元108(1)到108(Nu)，在那里执行(基带)解调、集成和数据判决。

通过在频域内利用IFDMA技术的正交性，在用户特定的解调单元内实现各种用户信号的分离。

下面，我们用X⁽ⁱ⁾表示由一般用户TU(i)传输的信号的频谱

X⁽ⁱ⁾＝FFT(x⁽ⁱ⁾) (1)

其中，FFT(·)是复序列的快速傅里叶变换。

如前面所说明的，第i个用户的频谱X⁽ⁱ⁾是由在用

表示的频率上的Q条谱线组成的。该Q条谱线或副载波用于传输数据码元，并且还用于传输导频码元。

在具有脉冲响应

h^{(i)} = {[h_{0}^{(i)}, h_{1}^{(i)}, . . ., h_{M}^{(i)}]}^{T}

的频率选择性信道上进行传输的情况下，第i个用户在频率

的谱线通过信道频率响应H⁽ⁱ⁾＝FFT(h⁽ⁱ⁾)的值来调制。第i个用户的信道频率响应

H^{(i)} = {[H_{1}^{(i)}, H_{2}^{(i)}, . . ., H_{N}^{(i)}]}^{T}

是大小为N＝LQ的矢量，其中，第j个元素

表示在第j个副载波频率处的信道响应。

在频域内第i个用户接收到的信号可以被表达为X⁽ⁱ⁾和H⁽ⁱ⁾的逐元素的积：

R⁽ⁱ⁾＝X⁽ⁱ⁾·H⁽ⁱ⁾+Φ (2)

其中，Φ是频域内包含热噪声样本的N维矢量。

如果信道频率响应对于每个用户的接收器是已知的，则只需将接收到的信号的频谱乘以例如利用最小均方误差(MMSE)方法所获得的适当均衡系数，可以补偿信道的影响。通过用

W^{(i)} = {[W_{1}^{(i)}, W_{2}^{(i)}, . . ., W_{N}^{(i)}]}^{T}

表示第i个用户的均衡矢量，我们可以得出

其中，

是在由第i个用户进行传输所使用的第j个副载波频率处的信道频率响应的估计值。注意，第i个用户的均衡矢量W⁽ⁱ⁾只有Q个值不等于0，对应于用

表示的频率。最后，η是热噪声功率谱密度和所传输的信号的功率谱密度

之间的比率。因此，用户i的均衡过的信号可以被表达为接收到的信号谱R⁽ⁱ⁾和均衡矢量W⁽ⁱ⁾的逐元素相乘

Y⁽ⁱ⁾＝W⁽ⁱ⁾·R⁽ⁱ⁾ (4)

由于不同的用户利用各自的不相重叠的副载波组，因此，可以通过将整个接收到的信号乘以等效均衡矢量W，联合地均衡所有用户

W＝[W₁，W₂，...，W_N]^T (5)

其中，矢量W可以作为不同用户的均衡矢量的和而获得

W = Σ_{i = 1}^{N_{u}} W^{(i)} - - - (6)

在图3的方框图中显示了图2的联合的信道估计和均衡块106的运算。

在200中解复用去除循环前缀(图2的块104)之后的接收到的复数基带信号r，以便将导频码元r_p与数据码元r_d分离。导频码元r_p被发送到估计在小区中活动的N_u个用户的信道频率响应的块。在均衡块204中利用有关不同的多径信道的信道频率响应的信息，以计算等效均衡矢量W。类似地，在串行转并行(S/P)块206中将接收到的数据码元r_d并行化，并且在块208，通过使用快速傅里叶变换(FFT)将接收到的数据码元r_d转换到在频域内

R_d＝FFT(r_d) (7)

用r_d＝[r_d1，r_d2，...，r_dN]^T表示时域中的接收到的数据矢量，用R_d＝[R_d1，R_d2，...，R_dN]^T表示频域内的相应信号。通过相应的均衡权重，对矢量R_d的每个频率分量赋予权重，即，矢量R_d以逐元素方式乘以等效均衡矢量W(参见作为一个整个表示为209的乘法器级)

Y＝W·R_d (8)

其中，Y＝[Y₁，Y₂，...，Y_N]^T是包含接收到的信号的均衡后的样本的N维矢量。然后，通过使用在N＝LQ个点上计算的IFFT，在块210中，在时域内转换Y的分量

y＝IFFT(Y) (9)

其中，y＝[y₁，y₂，...，y_N]^T是一个这样的矢量，其元素是来自所有用户的接收到的信号的均衡后的样本。最后，信号矢量y在并行转串行(P/S)块212中被串行化，并发送给用户特定的解调单元108(1)到108(Nu)，如图2所示。

如上所述，均衡器204需要对在小区中进行传输的用户的信道频率响应

进行估计。信道估计是利用插入在帧中并在接收器已知的IFDMA导频码元x_p来实现的。

这样的导频码元x_p表示分配给各个用户终端(TU₁，TU₂，...，TU_Nu)的各自的测试信号序列。

下面，将一般假设，这些测试序列x_p是由涉及的各个用户终端同时进行传输的。尽管这代表了优选实施例，那些本领域技术人员将理解，测试序列的同时传输不是本发明强制性要求：事实上，考虑到后续的联合处理，接收器(基站BS)可以被配置为缓冲在不同的时间接收到的测试序列。

图4显示了图3的信道估计单元202的方框图。

下面，我们用

表示由第i个用户传输的IFDMA导频码元，用x_p表示小区中所有用户传输的导频码元的和

x_{p} = Σ_{i = 1}^{N_{u}} x_{p}^{(i)} - - - (10)

由不同的用户传输的导频序列在频域内是正交的，因为不同的用户被分配在不同的副载波上。

还用P＝[P₁，P₂，...，P_N]表示获得的N维矢量

P＝FFT(x_p) (11)

矢量P代表x_p的频谱，对于IFDMA数据码元，它由N条谱线组成。与用户i关联的谱线占据频率

如前所述，基站接收器了解在小区中活动的不同的用户所使用的导频序列

此外，接收器还知道分配给每个用户的用于传输数据和导频序列的副载波。

在图3所示的接收器体系结构中，信道估计是在频域内对于小区中的所有活动用户联合地执行的。

在图3的方框图中显示了可选的内插块214。此块只有在具有长度N_p<N的较短的导频码元的特定情况才是必需的。如前所述，此块允许在N_p频率的网格上估计的信道频率响应自适应到使用一组N个频率反向地传输的数据码元的长度。

图4中所描述的信道估计单元包括存储块，其中存储分配给给定小区的所有导频(测试)序列的频谱的倒数。为了缩小存储器的大小，谱值的倒数被量化到合适的比特数。

对存储器400的访问是由存储器控制器402进行管理的，存储器控制器402接收在给定时间在小区中所使用的导频序列组作为输入信息。利用这样的信息，存储器控制器402对存储器进行寻址，并因此获取对应于所使用的导频序列的频谱的倒数。然后，从存储器400中读取的值，被提供给频谱映射功能404。映射功能(或块)还接收小区中的活动用

V = [V_{1}, V_{2}, . . ., V_{N}] = [\frac{1}{P_{1}}, \frac{1}{P_{2}}, . . ., \frac{1}{P_{N}}]

户之中的副载波的分配表作为第二输入，通过使用此信息，构建所谓的信道估计矢量V。矢量V是由公式(11)给出的矢量P逐元素的倒数

图5提供了显示了信道估计矢量V的结构的示例。为简单起见，考虑只有N＝8个副载波的系统。在小区中可使用的导频序列组由四个序列组成，它们具有不同的长度Q＝1，2，4和8。这四个导频序列的频谱的倒数存储在存储器400中，如图5所示。存储器控制器402接收当前分配给小区中的活动用户的序列组作为输入，并对存储器400进行寻址，以便获取所需的谱值。具体来说，假设在给定时刻使用那些编号为2和3的序列。频谱映射函数404接收存储在存储器400中的数据以及不同用户的副载波分配作为输入。在所提出的示例中，用户TU₁被分配到导频序列2，并通过使用局部化频率映射被分配给副载波{2，3，4，5}。用户TU₂被分配到导频序列3，并使用分布式频率映射被分配在副载波{6，8}上。

通过利用此信息，通过将导频频谱的倒数设置在分配给不同用户的频率段中，映射块404构建信道估计矢量V。然后使用由映射函数所提供的矢量V执行如下文所描述的信道估计。

当由用户建立新的连接时或当通信结束时，所使用的导频序列组和副载波分配改变，并且因此矢量V相应地更新。

请参看图4，将注意到，接收到的导频码元r_p被并行化(在206)，并且然后，用在N＝LQ个点上计算出的FFT，将其转换到频域内(在208)

R_p＝FFT(r_p) (12)

其中，R_p＝[R_p1，R_p2，...，R_pN]^T是包含接收到的导频码元的频率样本的长度为N的矢量。

将意识到，这种转换可以利用计算数据码元的FFT的频域均衡(FDE)的相同电路实现。矢量R_p可以表达为传输的导频频谱P和等效信道频率响应矢量H的逐元素的积

R_p＝P·H+Φ (13)

其中，H＝[H₁，H₂，...，H_N]是通过组合不同用户H⁽ⁱ⁾的信道频率响应而获得的。具体来说，如果第i个用户使用第j个副载波用于进行传输，则矢量H的第j个元素等于

。等式(13)中的矢量Φ是频域内的包含热噪声样本的N维矢量。

因此，通过使用接收到的导频码元，可以估计不同用户经历的信道频率响应的值。通过将接收到的导频矢量Rp逐元素乘以信道估计矢量V，获得信道频率响应的估计

\tilde{H} = R_{p} \cdot V - - - (14)

其中，

\tilde{H} = [{\tilde{H}}_{1}, {\tilde{H}}_{2}, . . ., {\tilde{H}}_{N}] .

因此，通过下列公式获得

的元素

{\tilde{H}}_{j} = R_{pj} \cdot \frac{1}{P_{j}} = \frac{P_{j} \cdot H_{j} + Φ_{j}}{P_{j}} = H_{j} + \frac{Φ_{j}}{P_{j}}

for j＝1，2，...，N (15)

另外声明，作为由发生器208产生的组合的测试信号的离散谱和到各个用户终端TU₁，TU₂，....TU_Nu的各自的测试信号序列x_p的离散(导频)谱的函数，获得信道估计。更具体地说，信道估计是作为一组独立的、逐元素的组成部分获得的，每个组成部分又是作为由发生器208产生的组合的测试信号的离散谱的各自的部分和分配给用户终端TU₁，TU₂，....TU_Nu中的一个的测试信号序列x_p的导频谱的函数而获得的。

如图所示，信道估计涉及将组合的测试信号的离散谱除以分配给用户终端的测试信号序列的离散导频谱的运算。

从数学的角度来看，理论上涉及除以每个导频谱的运算在优选情况下是作为乘以导频谱的逆(倒数)来执行的。这又相当于乘以导频谱的共轭再除以模的平方，如下面的公式所示

{\tilde{H}}_{j} = R_{pj} \cdot \frac{1}{P_{j}} = R_{pj} \cdot \frac{P_{j}^{*}}{{| P_{j} |}^{2}}

从公式(15)可以看出，可以选择导频序列，以便获得其频谱P具有理论上的常量幅度的导频码元。事实上，如果绝对值|P_j|对于某些频率取低值，则由于噪声增强效应，对相应信道频率响应的估计不可靠。另一方面，导频序列必须可能具有恒定的振幅，以便获得低PAPR。

考虑具有低PAPR的实的对跖导频序列P＝[p₁，p₂，...，p_Q]，其中p_q∈[+1，-1]，可以利用2^Q个可能的对跖序列上的穷举搜索确定导频序列组。通过求出尺度β的最小值，选择合适的序列，这确保了导频功率谱P的最大平整度

\begin{matrix} β = \max_{j} {| P_{j} |} - \min_{j} {| P_{j} |} & 1 \leq j \leq N \end{matrix} - - - (16)

通过利用提议的集中的体系结构，可以降低硬件接收器的复杂度，因为可以对于信道估计和均衡两者都利用相同的FFT单元。此外，由于矢量P的元素的逆存储在存储器中，只需要标量之间的乘法。因此，计算复杂度主要产生于N点上的FFT和IFFT。应该如此选择系统的参数，以便乘积N＝LQ是2的幂

L·Q＝2^b (17)

如果满足条件(17)，则可以实现2-基FFT和IFFT，计算负担会降低。

图6和7的方框图说明了在进行DFT-SOFDM传输的情况下如何应用本发明的接收器体系结构。

DFT-SOFDM发射器按如下方式进行操作：规模为Q的FFT首先应用于Q个调制码元的块。这会将调制码元变换到频域中。然后，将FFT的输出映射到规模N>Q的快速傅里叶逆变换(IFFT)的输入，对应于目标频率。在局部化DFT-SOFDM方案的情况下，FFT输出被映射在IFFT块的连续输入(即，频率)上。相反，在分布式方案中，FFT输出遍布IFFT块的非相邻输入。然后，IFFT的输出被串行化，上变频并且被在信道上传输。

对于局部化和分布式传输两者，可以在信号通过快速傅里叶逆变换(IFFT)被变换回时域之前，应用频域频谱整形。类似于时域脉冲整形，可以使用频谱整形来将谱效率与PAPR进行折中。

也是在DFT-SOFDM的情况下，传输导频序列，以便允许在接收器端进行信道估计。也是在此情况下，我们假设每个用户都传输由K个DFT-SOFDM码元组成的TDMA帧，其中，第一码元是导频，并且其余的K-1个码元携带用户数据。导频携带对接收器已知的参考码元，并且因此，可以用于进行信道估计和均衡。可以在时域或者频域内产生导频序列。时域生成使得轻松地找到具有低PAPR的导频序列，但是，更加难以获得频谱平整度。相反，导频序列的频域生成使得轻松地获得频谱平整度，代价是PAPR会变高。一般而言，应该优化所使用的导频序列的组，以便在频谱平整度和低PAPR之间获得良好的折中。

下列描述考虑了具有相同时长，并且因此在频域内具有相同的大小N的导频和数据码元的一般情况。然而，为了缩短导频码元的时长，并且因此最小化相应开销，对于导频码元，可以使用较短的IFFT，大小N_p<N。在这样的情况下，导频码元的频谱由N_P<N个副载波构成，它们相对于构成数据码元的N个副载波的间隔具有较大的频率间隔。

通过缩小IFFT的规模，可以缩短导频码元的时长，等于

T_pilot＝N_p·t_s+T_g

其中，t_s是发射器中的IFFT输出的值的采样时间，T_g是循环前缀时长。如此，导频开销缩小，但是，在数量较少的点上估计信道频率响应，因此需要在信道估计器输出中应用某种内插法。

图6显示了DFT-SOFDM技术的示范性接收器体系结构。此图基本上与图2相同，事实上，在这两个图形中使用了相同的参考编号来表示相同的或等价的元素或部分。相对于图2(IFDMA传输)的基本区别在于，在图6的配置中(DFT-SOFDM传输)，图6的信道估计和均衡块106′提供了N_u个单独的信号，每个用户一个。

图7显示了联合的信道估计和均衡块106′的方框图。信道估计和均衡运算与在IFDMA传输的情况下所描述的相同，使得前面的描述也适用于此情况，而在这两个图形中使用了相同的参考编号来表示相同的或等价的元素或部分。在图7的方框图中，包括可选的内插块214，这只在具有长度N_p<N的较短的导频码元的特定情况下才是必需的。内插块214允许在N_p个频率的网格上估计的信道频率响应自适应到使用一组N个频率(例如，副载波)相反地传输的数据码元的长度。

相对于图3中的块106的体系结构的基本区别在于，图7中的块106′包括对由等式(8)给出的均衡后的信号Y＝[Y₁，Y₂，...，Y_N]^T运算的用户解映射函数310。解映射函数收集在分配给第i个用户的Q⁽ⁱ⁾个副载波上在频域中接收到的Q⁽ⁱ⁾个数据码元，并将那些码元提供给规模为Q⁽ⁱ⁾的多个IFFT模块312(1)到312(Nu)的各自的那个。通过IFFT运算，这些码元被变换回时域，然后被提供给用户特定的解调单元314(1)到314(Nu)。

虽然是参考目前优选实施例显示和描述本发明的信道估计、均衡方法和接收器体系结构，但是，应该理解，在不违背本发明的基本原理的情况下，参考只作为示例所描述的内容，细节和实施例可以变化，甚至可以有相当大的变化，而不偏离如所附权利要求所定义的本发明的范围。

Claims

1.一种用于在包括向接收器节点(BS)传输信号(x(1)，x(2)，...，x(Nu))的多个用户终端(TU₁，TU₂，...，TU_Nu)的传输系统中进行信道(h(1)，h(2)，...，h(Nu))估计的方法，其中，每个所述用户终端(TU₁，TU₂，...，TU_Nu)被分配了各自的传输副载波组以用于通过所述信道进行传输，所述方法包括下列步骤：

-向所述用户终端分配各自的测试信号序列以用于通过所述信道(h(1)，h(2)，...，h(Nu))进行传输，

-在所述接收节点(BS)中存储(400)关于分配给所述用户终端(TU₁，TU₂，...，TU_Nu)以用于通过所述信道进行传输的各自的传输副载波组以及分配给所述用户终端的所述各自的测试信号序列的离散谱的信息，

-在由所述多个用户终端(TU₁，TU₂，...，TU_Nu)通过使用分配给他们的所述各自的传输副载波组，通过所述信道(h(1)，h(2)，...，h(Nu))传输的所述信号(x(1)，x(2)，...，x(Nu))中包括所述各自的测试信号序列，从而在所述接收节点产生组合的测试信号(r_p)，

-在所述接收节点(BS)生成(208)所述组合的测试信号的离散谱，以及

-作为所述组合的测试信号(r_p)的所述离散谱和向所述用户终端(TU₁，TU₂，...，TU_Nu)分配的所述各自的测试信号序列的所述离散谱的函数，获取所述信道估计。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，它包括作为一组独立的组成部分获取所述信道估计的步骤，每个所述组成部分是作为所述组合的测试信号(r_p)的所述离散谱的各自部分和向所述用户终端(TU₁，TU₂，...，TU_Nu)分配的所述各自的测试信号序列的所述离散谱之一的函数来获取的。

3.根据权利要求1或2中任一权利要求所述的方法，其特征在于，它包括通过将所述组合的测试信号(r_p)的所述离散谱除以分配给所述用户终端(TU₁，TU₂，...，TU_Nu)的所述各自的测试信号序列的所述离散谱的运算，获取所述信道估计的步骤。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述除法运算是通过将所述组合的测试信号(r_p)的所述离散谱乘以分配给所述用户终端(TU₁，TU₂，...，TU_Nu)的所述各自的测试信号序列的所述离散谱的倒数来执行的。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，它包括在所述接收节点(BS)以所述离散谱的倒数的形式存储(400)分配给所述用户终端的所述各自的测试信号序列的所述离散谱的步骤。

6.根据权利要求1到5中任一权利要求所述的方法，其特征在于，它包括以下步骤：对于所述各自的测试信号序列的所述离散谱和所述组合的测试信号的所述离散谱，使用相同的频率离散化步长，从而获取所述信道估计的过程包括对所述组合的测试信号(r_p)的所述离散谱和分配给所述用户终端(TU₁，TU₂，...，TU_Nu)的所述各自的测试信号序列的所述离散谱执行的点对点运算具有相同的频率离散化步长。

7.根据权利要求1到5中任一权利要求所述的方法，其特征在于，它包括下列步骤：

-对于所述各自的测试信号序列的所述离散谱和所述组合的测试信号的所述离散谱，使用彼此是倍数的频率离散化步长，以及

-内插(214)所述各自的测试信号序列的所述离散谱和所述组合的测试信号(r_p)的所述离散谱中的任一个，以通过内插获得相同的频率离散化步长，从而获取所述信道估计的过程包括利用通过内插(214)变得相同的所述频率离散化步长，对所述组合的测试信号(r_p)的所述离散谱和分配给所述用户终端(TU₁，TU₂，...，TU_Nu)的所述各自的测试信号序列的所述离散谱执行的点对点运算。

8.根据前面的权利要求中任一权利要求所述的方法，其特征在于，它包括作为幅度基本上恒定的谱选择所述各自的测试信号序列的步骤。

9.根据前面的权利要求中任一权利要求所述的方法，其特征在于，它包括通过将接收到的信号(r_d)乘以一组均衡系数来在所述接收节点(BS)均衡(204)所述信道(h(1)，h(2)，...，h(Nu))的步骤。

10.根据权利要求4和权利要求9所述的方法，其特征在于，它包括以下步骤：使用公共的一组乘法器(209)，用于将所述组合的测试信号(r_p)的所述离散谱和所述各自的测试信号序列的所述离散谱的所述倒数相乘，并用于通过将接收到的信号(r_d)乘以一组均衡系数，来均衡(204)所述信道(h(1)，h(2)，...，h(Nu))。

11.根据前面的权利要求中任一权利要求所述的方法，其特征在于，所述传输系统是IFDMA传输系统。

12.根据前面的权利要求中任一权利要求所述的方法，其特征在于，所述传输系统是DFT-SOFDM传输系统。

13.一种用于在从多个用户终端(TU₁，TU₂，...，TU_Nu)接收信号(x(1)，x(2)，...，x(Nu))的接收器节点(BS)中进行信道(h(1)，h(2)，...，h(Nu))估计的信道估计器(202)，其中，给每个所述用户终端(TU₁，TU₂，...，TU_Nu)分配了各自的一组传输副载波和各自的测试信号序列以用于通过所述信道(h(1)，h(2)，...，h(Nu))进行传输，其中，所述信道估计器(202)包括：

-至少一个存储器(400)，其中存储了关于分配给所述用户终端(TU₁，TU₂，...，TU_Nu)的用于通过所述信道进行传输的各自的传输副载波组以及分配给所述用户终端的所述各自的测试信号序列的离散谱的信息，

-频谱发生器(208)，用于生成(208)组合的测试信号(r_p)的离散谱，该组合的测试信号(r_p)是作为从多个所述用户终端(TU₁，TU₂，...，TU_Nu)接收包括所述各自的测试信号序列的信号(x(1)，x(2)，...，x(Nu))的结果在所述接收节点产生的，所述接收信号(x(1)，x(2)，...，x(Nu))是通过使用分配给用户终端的所述各自的传输副载波组通过所述信道(h(1)，h(2)，...，h(Nu))传输的，以及

-处理元件(209)，作为所述组合的测试信号(r_p)的所述离散谱和向所述用户终端(TU₁，TU₂，...，TU_Nu)分配的所述各自的测试信号序列的所述离散谱的函数，获取所述信道估计。

14.根据权利要求13所述的信道估计器，其特征在于，它包括所述处理元件(209)，其被配置为用于作为一组独立的组成部分获取所述信道估计，每个所述组成部分是作为所述组合的测试信号(r_p)的所述离散谱的各自的部分和向所述用户终端(TU₁，TU₂，...，TU_Nu)分配的所述各自的测试信号序列的所述离散谱之一的函数来获取的。

15.根据权利要求13或14中任一权利要求所述的信道估计器，其特征在于，它包括所述处理元件(209)，其被配置为用于通过将所述组合的测试信号(r_p)的所述离散谱除以分配给所述用户终端(TU₁，TU₂，...，TU_Nu)的所述各自的测试信号序列的所述离散谱的运算，获取所述信道估计。

16.根据权利要求15所述的信道估计器，其特征在于，它包括所述处理元件(209)，其被配置为用于，通过将所述组合的测试信号(r_p)的所述离散谱乘以分配给所述用户终端(TU₁，TU₂，...，TU_Nu)的所述各自的测试信号序列的所述离散谱的倒数，来执行所述除法运算。

17.根据权利要求16所述的信道估计器，其特征在于，它包括所述至少一个存储器(400)，其中以所述离散谱的倒数的形式存储了分配给所述用户终端的所述各自的测试信号序列的所述离散谱。

18.根据权利要求13所述的信道估计器，其特征在于，存储在所述至少一个存储器(400)中的所述各自的测试信号序列的所述离散谱和由所述频谱发生器(208)生成的所述组合的测试信号(r_p)的所述离散谱具有相同的频率离散化步长，从而，所述处理元件(209)通过点对点运算，获得所述信道估计，所述点对点运算是利用相同的频率离散化步长，对所述组合的测试信号(r_p)的所述离散谱和分配给所述用户终端(TU₁，TU₂，...，TU_Nu)的所述各自的测试信号序列的所述离散谱执行的。

19.根据权利要求13所述的信道估计器，其特征在于：

存储在所述至少一个存储器(400)中的所述各自的测试信号序列的所述离散谱和由所述频谱发生器(208)生成的所述组合的测试信号(r_p)的所述离散谱具有彼此是倍数的频率离散化步长，以及

提供了内插器(214)，用于内插所述各自的测试信号序列的所述离散谱和所述组合的测试信号(r_p)的离散谱中的任一个，以通过内插获得相同的频率离散化步长，从而，所述处理元件(209)通过利用通过在所述内插器(214)中进行内插而变得相同的所述频率离散化步长，对所述组合的测试信号(r_p)的所述离散谱和分配给所述用户终端(TU₁，TU₂，...，TU_Nu)的所述各自的测试信号序列的所述离散谱执行的点对点运算，获得所述信道估计。

20.根据权利要求13到19中任一权利要求所述的信道估计器，其特征在于，其将所述各自的测试信号序列的离散谱存储为幅度基本上恒定的谱。

21.根据前面的权利要求13到20中任一权利要求所述的信道估计器，其特征在于，它包括一组乘法器(209)，用于通过将接收到的信号(r_d)乘以一组均衡系数来在所述接收节点(BS)均衡(204)所述信道(h(1)，h(2)，...，h(Nu))。

22.根据权利要求16和权利要求21所述的信道估计器，其特征在于，它包括公共的一组乘法器(209)，用于：

-通过将所述组合的测试信号(r_p)的所述离散谱乘以分配给所述用户终端(TU₁，TU₂，...，TU_Nu)的所述各自的测试信号序列的所述离散谱的倒数，来执行所述除法运算，以及

-通过将接收到的信号(r_d)乘以一组均衡系数，来均衡(204)所述信道(h(1)，h(2)，...，h(Nu))。

23.包括根据权利要求13到22中任一权利要求所述的信道估计器的传输系统。

24.根据权利要求23所述的传输系统，其特征在于，所述传输系统是IFDMA传输系统。

25.根据权利要求23所述的传输系统，其特征在于，所述传输系统是DFT-SOFDM传输系统。

26.可加载到至少一个计算机的存储器中的计算机程序产品，包括用于执行权利要求1到12中的任一权利要求所述的方法的软件代码部分。