KR101141914B1 - 무선 통신 시스템, 무선 통신 방법, 기지국 장치 및 수신 장치 - Google Patents

Abstract

복수의 제1 무선 통신 장치는, 송신 신호를, 주파수 확산하여 주파수 확산 신호를 생성하는 주파수 확산부와, 주파수 확산 신호를, 서브 캐리어를 지정하는 맵핑 정보에 따라서 서브 캐리어에 할당하는 맵핑부를 구비하고, 제2 무선 통신 장치는, 수신한 신호로부터, 맵핑 정보에 의해 지정된 서브 캐리어의 신호를 추출하는 디맵핑부와, 추출한 신호를, 역주파수 확산하는 역주파수 확산부를 구비하고, 제1 무선 통신 장치가 송신에 사용하는 안테나마다의 각 서브 캐리어의 통신로 용량에 기초하여, 주파수 확산 신호를 할당하는 서브 캐리어를 결정하고, 상기 결정한 서브 캐리어를 지정하는 맵핑 정보를 생성하는 사용 서브 캐리어 결정부를, 제1 무선 통신 장치, 또는 제2 무선 통신 장치 중 어느 하나가 구비하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.

Description

무선 통신 시스템, 무선 통신 방법, 기지국 장치 및 수신 장치{RADIO COMMUNICATION SYSTEM, RADIO COMMUNICATION METHOD, BASE STATION DEVICE AND RECEPTION DEVICE}

본 발명은 무선 통신 시스템, 무선 통신 방법, 무선 통신 장치, 수신 장치 및 프로그램에 관한 것이다.

본원은 2007년 8월 13일에, 일본에 출원된 일본 특허 출원 제2007-210936호 및 일본 특허 출원 제2007-210937에 기초하여 우선권을 주장하고, 그 내용을 여기에 원용한다.

최근, 차세대 이동체 통신 시스템의 연구가 활발히 행해지고 있고, 시스템의 주파수 이용 효율을 높이기 위한 방식으로서, 각 셀이 동일한 주파수 대역을 사용함으로써 각 셀이 시스템에 할당된 대역 전체 이용 가능한 1 주파수 반복 셀룰러 시스템이 제안되고 있다.

다운링크(기지국 장치로부터 이동국 장치로의 통신)에서는, OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access: 직교 주파수 분할 다원 접속) 방식이 가장 유력한 후보로 되어 있다. OFDMA 방식은, 정보 데이터에 대하여 64QAM(64-ary Quadrature Amplitude Modulation: 64치 직교 진폭 변조)이나 BPSK(Binary Phase Shift Keying: 2상 위상 변조) 등 수신 상황에 따라서 상이한 변조 방식을 걸어 통신을 행하는 OFDM 신호를 사용하여, 시간축과 주파수축으로 구성되는 무선 리소스를 복수의 이동 단말 장치에 대하여 유연하게 할당하여 통신을 행하는 시스템이다.

이 경우, OFDM 신호를 사용하기 위해, 매우 PAPR(Peak to Average Power Ratio: 피크대 평균 전력비)이 높아지는 일이 있어, 높은 피크 전력이, 송신 전력 증폭 기능에 비교적 여유가 있는 다운링크의 통신에 있어서는 큰 문제로는 되지 않지만, 송신 전력 증폭 기능에 여유가 없는 업링크(이동국 장치로부터 기지국 장치로의 통신)에서는 치명적인 문제로 되게 된다.

그로 인해, 업링크(이동국 장치로부터 기지국 장치로의 통신)에서는, 피크대 평균 전력비 PAPR이 낮은 싱글 캐리어 방식을 기초로 한 통신 방식이 바람직하다.

그러나, 싱글 캐리어 방식을 이용하면, OFDM 방식과 같은 시간축과 주파수축을 사용한 유연한 리소스의 할당을 행할 수 없다는 문제가 있다. 이것을 해결하는 통신 방식으로서 SC-ASA[Single Carrier-Adaptive Spectrum Allocation: 싱글 캐리어 적응 스펙트럼 할당, DFT-S-OFDM(Discrete Fourier Transform-Spread OFDM: DFT 확산 OFDM)이라고도 칭해짐]이 제안되어 있다(예를 들어, 비특허 문헌 1).

이러한 통신 방법은, 싱글 캐리어 통신 방식과 같은 방법을 이용하고 있기 때문에, 피크대 평균 전력비 PAPR은 낮아진다. 또한, OFDM 신호와 같이, 사이클릭 프리픽스를 삽입함으로써 블록간 간섭 없이 데이터를 처리하는 것이 가능해진다(본 명세서에서는 사이클릭 프리픽스를 삽입하는 간격, 즉 DFT를 행하는 데이터 처리 단위를 DFT-S-OFDM 심볼이라 칭함). 또한, DFT에 의해 주파수 파형을 일단 만들고 있기 때문에, 서브 캐리어 단위로의 리소스 제어를 용이하게 할 수 있다는 장점이 있다.

이 SC-ASA 방식을 이용하여 MIMO(Multi-Input Multi-Output: 다입력 다출력) 전송을 행하는 경우의 송신 장치 구성을 도 40에 나타낸다. 단, 도 40은, 복수의 송신 계통을 구비한 1개의 송신 장치로 보아도 되고, 각각 상이한 송신 장치로 볼 수도 있다. 이 점을 다음에 설명한다. 도 41a에 있어서, 1개의 기지국은, 2개의 이동국과 무선 통신을 행한다. 각 기지국, 이동국은, 각각 안테나를 2개 구비한다. 도 40의 송신 장치 구성을, 복수의 송신 계통을 구비한 1개의 송신 장치로 보면 도 41c의 싱글 유저 MIMO 전송의 경우로 되고, 각각 상이한 송신 장치로 보면 도 41b의 멀티 유저 MIMO 전송의 경우로 된다. 단, 사용하는 서브 캐리어를 백색 블록으로 나타내고 있고, 백색 블록이 기재되어 있지 않은 번호의 서브 캐리어는 SC-ASA 방식으로 선택되지 않은 것이다.

도 40의 각 송신 계통에 있어서, 각각의 송신 데이터 1, 2는 부호부(1000, 1001)에 의해 부호화되고, 변조부(1002, 1003)에 있어서 변조가 이루어진다. 변조 신호는 S/P(시리얼/패럴렐) 변환부(1004, 1005)에 있어서 병렬화되고, DFT부(1006, 1007)에 의해 주파수축 상의 신호로 변환된다. 2개의 스펙트럼 맵핑부(1008, 1009)에서는, 도 41b, 도 41c에 나타낸 바와 같이 송신 데이터 1과 송신 데이터 2의 신호가 서로 동일한 주파수의 서브 캐리어를 사용하도록 맵핑된다. SC-ASA 방식을 이용하는 경우, 수신 SNR이나 SINR이 높은 서브 캐리어를 사용하는 것으로 되지만, MIMO 전송이기 때문에, 2개의 송신 계통 각각으로부터 송신한 신호는, 수신측에서는 서로 간섭으로 되게 된다. 따라서, 서로 간섭하는 정도도 고려하기 위해 2개의 송신 계통 및 2개의 수신 계통의 모든 전파로를 고려한 결과가 양호한 서브 캐리어를, 송신 안테나(유저)에서 공통적으로 선택해야만 한다.

다음에, 맵핑된 주파수축 상의 송신 신호는 IDFT부(1010, 1011)에 있어서 시간축의 신호로 변환되고, P/S(패럴렐/시리얼) 변환부(1012, 1013)에 있어서 신호를 직렬화한다. 그 후, 사이클릭 프리픽스 CP 삽입부(1014, 1015)에 있어서 사이클릭 프리픽스가 삽입되고, D/A 변환부(1016, 1017)에 있어서 아날로그 신호로 변환된다. 마지막으로, 무선부(1018, 1019)에 있어서 무선 주파수로 업컨버트되어, 각 송신 안테나(1020, 1021)로부터 송신된다.

이와 같이 MIMO 전송된 신호를 수신하는 수신 장치의 구성을 나타내는 개략 블록도를 도 42에 나타낸다. 단, 도 42에 나타낸 수신 장치는 캔슬러를 갖는 것으로, 이러한 구성의 수신 장치에서 수신함으로써 양호한 특성을 얻을 수 있다. 도 42에 나타낸 장치는, 안테나부(1100, 1101), RF부(1102, 1103), A/D 변환부(1104, 1105), CP 제거부(1106, 1107), S/P 변환부(1108, 1109, 1133, 1134), DFT부(1110, 1111, 1116, 1117, 1135, 1136), 전파로 추정부(1112, 1113), 캔슬부(1114), 신호 등화ㆍ분리부(1115), 공간?스펙트럼 디맵핑부(1118), IDFT부(1119, 1120, 1138, 1139), P/S 변환부(1121, 1122), 복조부(1123, 1124), 복호부(1125, 1126), 반복 제어부(1127, 1128), 판정부(1129, 1130), 레플리카 생성부(1131, 1132), 스펙트럼 맵핑부(1137), 전파로 승산부(1140)로 구성된다.

도 40에 나타낸 송신 장치로부터 송신된 신호는, 수신 장치에서는, 우선 안테나부(1100, 1101)에 있어서 각각 수신되고, RF부(1102, 1103)에 있어서 무선 주파수로부터 다운컨버트되고, A/D 변환부(1104, 1105)에 있어서 디지털 신호로 변환된 후, CP 제거부(1106, 1107)에 있어서 송신측에서 부가된 사이클릭 프리픽스 CP(GI)가 제거된다. 다음에, S/P 변환부(1108, 1109)에 있어서 패럴렐 신호로 변환되고, DFT부(1110, 1111)에 있어서 DFT 처리가 행하여져 주파수 영역의 신호로 변환된다. 이와 같이 주파수 영역으로 변환된 신호 중, 전파로 추정용으로서 송신측에서 부가된 기지 신호를 사용하여 전파로 추정부(1112, 1113)에 있어서 각 송신 안테나-수신 안테나 사이의 전파로 추정이 행하여진다. 본 예에서는, 송신 안테나수×수신 안테나수=4가지의 경로에 대한 전파로 추정치가 각각 서브 캐리어수만큼 산출되게 된다.

DFT 처리되어 주파수 영역의 신호로 변환된 데이터 신호는 캔슬부(1114)에 입력된다. 캔슬부(1114)에서는, 수신 신호와 복조 데이터의 신뢰성에 기초하여 생성된 수신 신호의 레플리카와의 감산이 행하여지고, 완전한 레플리카(송신 신호)를 생성할 수 있는 경우에는, 이 출력은 잡음 성분만으로 된다. 이 연산은, 2개의 안테나에서 수신된 수신 데이터 벡터를 R, 전파로 행렬을 Ξ, 송신 데이터 벡터의 레플리카를 S'(후술하는 레플리카 생성부~스펙트럼 맵핑부에 있어서 생성됨)로 하면, 수학식 100으로 나타내어진다.

단, Q는 2회째 이후의 반복 처리시의 캔슬부(1114)의 출력(캔슬 후의 잔량차)을 나타내는 벡터이며, R, Ξ, S'는 이하의 수학식 101 내지 103으로 나타내어진다. 이들의 식에 있어서, 괄호 내의 숫자는 서브 캐리어 번호이며, 첨자는 송신 및 수신 안테나 번호를 나타내고 있다. 또한, Ξ의 2개의 첨자는 수신 안테나와 송신 안테나의 조합을 나타내고 있고, 예를 들어 Ξ₂₁은 송신 안테나 1로부터 수신 안테나 2로의 전파로를 나타내고 있다. 또한, 이들의 식은, 싱글 유저-MIMO, 멀티 유저-MIMO의 어느 경우에도 사용할 수 있다.

여기서, 추출해야 할 희망 신호도 포함하여 모든 레플리카(ΞS')를 캔슬하는 이유는, 후술하는 신호 등화ㆍ분리부(1115)는 역행렬 연산을 수반하기 때문에, 원하는 신호만 남기고 캔슬, 등화를 반복하면, 블록 내에 포함되는 희망 신호수회도 역행렬 연산을 할 필요가 있는 것에 반해, 모두 캔슬한 잔량차(Q)를 입력으로 함으로써, 잔량차는 블록 내에서 공통적으로 취급할 수 있어, 블록 내에서 역행렬 연산을 1회하면 모든 무게를 계산할 수 있기 때문에, 레플리카를 별도로 입력하고, 재구성하는 형태로 함으로써 역행렬 연산에 수반하는 연산량을 삭감하고 있다.

단, 첫회는 수신한 신호의 레플리카를 생성할 수 없기 때문에, 수신 데이터 벡터(R)가 그대로 캔슬부(1115)를 통과한다.

캔슬부(1114)를 경유한 신호는, 신호 등화ㆍ분리부(1115)에 입력되어 주파수 영역의 신호를 사용하여 등화 처리가 행하여진다. 반복 처리를 행하는 경우, 이 신호 등화ㆍ분리부(1115)에서는, 캔슬러부의 출력(Q)에 도 43의 안테나 1, 안테나 2로부터 각각 송신된 데이터 벡터마다의 수신 신호의 레플리카를 가산한 신호에 대하여, 각각 MMSE 규범에 기초하는 등화 처리를 수학식 104를 사용하여 행한다. 도 43은, 서브 캐리어 선택 예로서, 안테나 1, 2로부터 서브 캐리어 1, 2, 4의 신호의 송신을 각각 행하는 것을 나타내는 도면이다.

단, Tn(상기한 예에서는 n=1, 2)은 송신 안테나를 나타내고, γ_Tn, δ_Tn은 탭 계수의 연산에 의해 나타나는 실수, Ψ_Tn도 마찬가지로 탭 계수의 연산에 의해 나타나는 DFT 블록 길이의 크기를 갖는 복소 정사각 행렬이다. 또한, s'_Tn은 안테나 Tn으로부터 송신된 신호의 레플리카, Q는 수신 신호로부터 전체 수신 신호의 레플리카를 감산한 결과(잔량차)를 나타내고 있다. 단, 첫회의 처리에서는 수신 신호의 레플리카를 생성할 수 없기(s'_Tn이 제로 벡터) 때문에, 아무것도 감산되지 않고 캔슬부(1114)를 통과한 신호 R에 대한 등화 처리가 행하여지게 된다. 이 수학식 104의 Ψ_Tn 등을 산출할 때에는, 수학식 102의 전파로 행렬에 부가하여, 각 송신 데이터 벡터 1, 2에 대한 전파로 행렬 Ξ_T1, Ξ_T2가 사용된다. 여기서, Ξ_T1은 송신 데이터 벡터 1을, Ξ_T2는 송신 데이터 벡터 2를 각각 등화하는 경우에 사용하는, 송신 안테나마다의 전파로 행렬이다.

이 수학식 104를 이용한 등화 연산에 의해, 신호 등화ㆍ분리부(1115)로부터는 시간 영역에 있어서의 등화 후의 신호가 송신 데이터마다 출력된다(예를 들어 비특허 문헌 3에 기재).

각 송신 안테나로부터 송신된 신호마다 등화된 신호는, 다음에, DFT부(1116, 1117)에 입력되어 주파수 영역의 신호로 변환된 후, 공간?스펙트럼 디맵핑부(1118)에 입력된다. 이 공간?스펙트럼 디맵핑부(1118)에서는, 사용 스펙트럼 맵핑 정보에 기초하여, 안테나 1, 2로부터 송신된 스펙트럼에 공통된 디맵핑이 행하여진다. 그리고, IDFT부(1119, 1120)에 있어서, 디맵핑된 각 신호 열이 시간 영역의 신호로 변환된 후, P/S 변환부(1121, 1122)에 있어서 시리얼 신호로 변환되어, 복조 및 복호 처리가 행하여진다.

복조부(1123, 1124)에서는 오류 정정된 수신 데이터의 신뢰성을 나타내는 LLR(LogLikelihood Ratio: 대수 우도비)이 산출된다. 또한, 복호부(1125, 1126)는, 이 LLR에 대하여 오류 정정 부호의 복호 처리를 행하여 LLR을 갱신한다. 이 LLR이 입력된 반복 제어부(1127, 1128)에서는 미리 결정된 횟수의 반복 처리가 행하여졌는지 여부의 판단을 행하여, 결정된 횟수만큼 반복 처리가 행하여진 경우에는 LLR을 판정부(1129, 1130)로 출력한다. 반대로, 반복 처리의 횟수가 결정된 횟수에 차지 않은 경우에는 LLR을 레플리카 생성부(1131, 1132)로 출력하고, 수신 신호의 레플리카 생성 처리로 이행한다. 또한, CRC(Cyclic Redundancy Check: 순회 장황 검사) 부호의 이용을 전제로 하면, 오류가 검출되지 않았을 때에 반복 처리를 종료하도록 해도 된다.

레플리카 생성부(1131, 1132)에서는, 각 비트의 LLR에 따른 신호 레플리카(송신 신호의 레플리카)가 각각 생성되고, S/P 변환부(1133, 1134)를 거쳐, DFT부(1135, 1136)에 있어서 각 송신 안테나로부터 송신된 신호의 주파수 영역의 레플리카로 각각 변환된다.

이와 같이 생성된 주파수 영역의 신호 레플리카는, 다음에, 도시하지 않은 사용 스펙트럼 결정부로부터 통지되는 맵핑 정보에 기초하여, 스펙트럼 맵핑부(1137)에 있어서 송신측과 같은 맵핑이 행하여진다. 그리고, 스펙트럼 맵핑된 레플리카 S'는, 전파로 승산부(1140)로 입력됨과 함께, IDFT부(1138, 1139)를 거쳐 신호 등화ㆍ분리부(1115)로 입력된다. 스펙트럼 맵핑 후의 레플리카 S'가 입력된 신호 등화ㆍ분리부(1115)에서는, 앞서 설명한 바와 같이, 이 레플리카를 사용하여 송신 데이터 벡터 1 및 2의 수신 신호를 재구성하여, 각각의 송신 데이터 벡터의 등화 처리에 사용한다. 또한, 전파로 승산부(1140)에서는, 캔슬부(1114)에서 수신 신호와의 감산에 사용하는 수신 신호의 레플리카를 생성하기 위해, 스펙트럼 맵핑 후의 레플리카에 전파로 행렬(수학식 102의 Ξ)을 승산한다. 그리고, 전파로 승산부(1140)로부터 출력되는 수신 신호의 레플리카(ΞS')는 캔슬부(1114)에 입력되고, 앞서 설명한 수학식 100의 감산이 행하여진다.

도 42에 나타낸 수신 장치에서는, 이상과 같은 레플리카의 캔슬, 등화, 공간ㆍ스펙트럼 디맵핑, 복호, 레플리카 생성 등의 처리를 반복함으로써, 복호된 비트의 신뢰성을 서서히 향상시켜 간다. 그리고, 미리 결정된 반복 횟수의 처리를 행한 후에, 판정부(207, 208)에 있어서 비트의 경(硬) 판정이 행하여지고, 송신 데이터가 복호 데이터로서 재생되게 된다.

또한, SC-ASA 방식을 이용하여 복수의 송신국으로부터의 송신 데이터를 다중하는 시스템으로서는, 송신국에 있어서 이산 푸리에 변환 DFT의 포인트수보다 역이산 푸리에 변환 IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform)의 포인트수의 쪽을 크게 하여, 0 입력된 서브 캐리어가 다른 송신국에 의해 사용되는 FDMA(Frequency Division Multiple Access: 주파수 분할 다원 접속)형의 것도 제안되고 있다(예를 들어, 비특허 문헌 3).

도 44a, 도 44b는, 종래의 2국의 송신국에서 SC-ASA 통신 방식을 적용하여 유저 다중을 행하는 경우의 송신국 장치 및 수신국 장치의 구성을 나타내는 개략 블록도이다. 도 44a의 송신국 장치에서는, 2세트의 송신 데이터 1과 송신 데이터 2는, 각각 부호부(A1000-1), 부호부(A1000-2)에 의해 부호화되고, 상기 부호화된 송신 데이터는 변조부(A1001-1), 변조부(A1001-2)에 의해 변조가 이루어진다. 변조부(A1001-1), 변조부(A1001-2)가 변조한 변조 신호는, S/P(시리얼/패럴렐) 변환부(A1002-1), S/P 변환부(A1002-2)에 있어서 병렬화된 후에 DFT부(A1003-1), DFT부(A1003-2)에 의해 주파수축 상의 신호로 변환된다. 그 후, 이 주파수축 상의 신호는, 스펙트럼 맵핑부(A1004-1), 스펙트럼 맵핑부(A1004-2)에 의해 송신 데이터 1과 송신 데이터 2의 신호가 서로 동일한 주파수의 서브 캐리어를 사용하지 않도록 서브 캐리어로 맵핑된다. 이때, 이 서브 캐리어로의 맵핑은 수신 SNR(Signal to Noise Ratio; 신호대 잡음 전력비)이나 SNIR(Signal to Noise Interference Ratio; 신호대 잡음 간섭 전력비)이 양호한 주파수의 서브 캐리어이며, 또한 다른 유저가 사용하고 있지 않은 주파수에 할당된다.

다음에, 맵핑된 주파수축 상의 송신 신호는 IDFT부(A1005-1), IDFT부(A1005-2)에 의해 시간축의 신호로 변환되고, P/S(패럴렐/시리얼) 변환부(A1006-1), P/S 변환부(A1006-2)에 의해 시간축의 신호는 직렬화된다. 그 후, 직렬화된 신호는, CP(사이클릭 프리픽스) 삽입부(A1007-1), CP 삽입부(A1007-2)에 의해 사이클릭 프리픽스가 삽입되고, D/A 변환부(A1008-1), D/A 변환부(A1008-2)에 의해 아날로그 신호로 변환된다. 마지막으로, 이 아날로그 신호는, 무선부(A1009-1), 무선부(A1009-2)에 의해 무선 주파수에 업컨버트되고, 각 송신국의 송신 안테나(1010-1), 송신 안테나(1010-2)로부터 송신된다.

도 44b의 수신국 장치에서는, 동시에 송신된 2개의 신호가 합성된 수신 신호가, 수신 안테나(1100)에 의해 수신되고, 이 수신 신호는, 무선부(A1111)에 의해 다운컨버트된다. 다운컨버트된 수신 신호는, A/D 변환부(A1101)에 의해 디지털 신호로 변환된다. 다음에, 이 디지털 신호는, CP(사이클릭 프리픽스) 제거부(A1102)에 의해 사이클릭 프리픽스를 제거되고, S/P 변환부(A1103)에 의해, 사이클릭 프리픽스가 제거된 디지털 신호는 병렬화된다. 병렬화된 디지털 신호는 DFT부(A1104)에 의해 주파수축의 신호로 변환되고, 스펙트럼 디맵핑부(A1105)에 의해, 주파수축의 신호 각각의 서브 캐리어를 원래의 배치로 복귀시킴으로써, 주파수축 상에서 각 송신국으로부터의 신호가 분리된다. 그 후, 송신 데이터마다 독립적으로 신호 등화부(A1106-1), 신호 등화부(A1106-2)에 의해 등화되고, IDFT부(A1107-1), IDFT부(A1107-2)에 의해 시간축의 신호로 변환된다. 그 후 P/S 변환부(A1108-1), P/S 변환부(A1108-2)에 의해 직렬화되고, 복조부(A1109-1), 복조부(A1109-2)에 의해 복조되고, 복호부(A1110-1), 복호부(A1110-2)에 의해 각 송신국으로부터의 보내진 신호의 복호 데이터 1, 복호 데이터 2가 각각 얻어진다.

여기서, 신호 등화부(A1106)의 등화법으로서는, 최소 제곱 오차(MMSE: Minimum Mean Square Error) 규범의 것 등이 사용된다. 일반적으로, MMSE 규범에 기초하는 등화 처리는, 수학식 107로 나타내어지는 평가 함수 J를 최소로 하는 탭을 계산한다.

수학식 107에 있어서, 여기서, E[x]는 x의 평균치이고, W는 각 열 벡터가 DFT-S-OFDM 심볼 내의 각 심볼에 있어서의 최적 탭 벡터로 되는 복소 탭 행렬이며, r은 복소수의 시간축의 수신 신호 벡터이고, s는 시간축의 송신 신호 벡터이다. 또한, 우견의 A^H는, 행렬 A의 에르미트 전치를 나타낸다. 이때, 최적 탭 계수 W는, Weiner해라 불리고, 수학식 108로 나타내어진다.

수학식 108에 있어서, H는 시간 영역에 있어서의 전파로 행렬, σ²는 잡음의 분산, I는 단위 행렬을 나타낸다. 여기서, 특히 주파수 영역에서 신호 처리를 행하는 경우에는, 전파로의 임펄스 응답으로부터 푸리에 변환에 의해 구한 주파수 응답을 대각 성분으로 배열한 행렬을 전파로 행렬로서 취급할 수 있기 때문에, 전파로의 주파수 응답을 Ξ로 하면, 주파수 영역의 수신 신호를 사용한 경우, 수학식 108의 탭 계수는 다음 수학식 109와 같이 변형할 수 있다.

수학식 109에 있어서, F는 DFT 처리를 하는 행렬을 나타내고, F^H는 역DFT 처리를 하는 행렬을 나타낸다. 이 탭 행렬을 시간 영역의 수신 신호 r로 승산하면, 등화 후의 수신 신호 z는, 수학식 110이 된다.

단, R=Fr, 즉 수신 신호 r을 DFT 처리에 의해 주파수축의 신호로 변환한 것을 나타낸다. 수학식 110으로부터, 통상의 수신 신호를 입력하여 주파수 영역에서 등화하는 경우에는, 수신 신호를 DFT에 의해 변환하고, 수학식 109의 양측의 F^H와 F를 제거한 행렬의 에르미트 전치를 승산하고, IDFT에 의해 시간 신호로 복귀시키는 조작을 행한다. 따라서, 통상의 MMSE 필터는, 주파수축의 수신 신호와 전파로의 주파수 응답을 입력하고, 주파수축의 등화 후의 신호가 출력된다.

한편, 수신국 장치의 구성이 SC/MMSE(Soft Canceller followed by MMSE)와 같이 캔슬러를 사용하여 반복 처리를 행하고 있는 경우, 복호부로부터 얻어진 비트의 신뢰성에 따라서 생성된 신호의 레플리카를 사용하여 수신 신호로부터 간섭파를 캔슬함으로써 등화부에 입력되는 신호의 정밀도를 올리기 위해, 반복마다 등화부의 입력 신호가 상이하다. 그로 인해, 수학식 107로 나타내어지는 평가 함수의 수신 신호 r에 상당하는 항은 원하는 신호 이외를 캔슬한 것이 되고, 등화 후의 신호는 다음 수학식 111로 나타내어진다.

수학식 111에 있어서, R_rest는, 시간축의 신호 레플리카에 전파로 특성을 승산함으로써 생성한 수신 신호 레플리카를 실제의 시간축의 수신 신호로부터 감산함으로써 얻어지는 전부 캔슬할 수 없었던 잔량차, s_rep(k)는 k번째의 샘플에 있어서의 송신 신호 레플리카이다. 또한, γ, δ는 탭 계수의 연산에 의해 나타나는 실수, Ψ는 마찬가지로 탭 계수의 연산에 의해 나타나는 DFT-S-OFDM 심볼 길이의 크기를 갖는 복소 정사각 행렬이며, 이들은 모두 주파수 영역의 전파로 특성과 주파수축의 신호 레플리카를 사용하여 계산된다(예를 들어, 비특허 문헌 2에 기재). 또한, 수학식 111에 있어서 1회째의 처리의 경우는 레플리카가 입력되지 않으므로[s_rep(k)=0], 이 경우는 수학식 107의 최적 탭으로 되고, 수학식 111은 수학식 109와 일치한다.

따라서, SC/MMSE에 의한 등화는, 입력 신호로서 주파수축 상에서의 잔량차가 입력되고, 시간축의 신호의 레플리카와 주파수축의 전파로 특성이 입력되고, 시간축의 신호가 출력된다. 수학식 111에 나타낸 바와 같이, 원하는 성분 이외의 캔슬이라는 처리를, 일단 잔량차 R_rest를 산출한 후, 송신 신호 레플리카와 전파로 특성을 이용하여 원하는 성분을 재구성하는 형태로 함으로써 DFT-S-OFDM 심볼 내에서 일의적으로 표현할 수 있을 뿐만 아니라, 잔량차 R_rest는 DFT-S-OFDM 심볼 내에서 동일한 것을 사용할 수 있기 때문에 역행렬 연산이 수반하는 연산의 연산량을 삭감할 수도 있다.

[비특허 문헌 1] 다이나믹 스펙트럼 제어를 이용한 광대역 싱글 캐리어 전송 방식에 관한 검토, RCS2006, 2007년 1월 [비특허 문헌 2] M. Tuchler and J. Hagenauer, "Linear time and frequency domain turbo equalization," Proc. VTC, pp. 2773-2777, Rhodes, Greece, Oct. 2001. [비특허 문헌 3] 멀티 유저 MIMO 시스템에 있어서의 다이나믹 스펙트럼 제어를 이용한 동일 채널 간섭 대책에 관한 검토, 전자 정보 통신 학회 2006년 종합 대회, 2007년 3월

지금까지의 멀티 유저 MIMO나 싱글 유저 MIMO에서는, 앞서 설명한 바와 같이, 선택한 주파수에 의해, 복수개의 안테나로부터 송신하고 있었다. 이 경우에는, 복수의 송신 계통과 복수의 수신 계통간의 전파로 전체에 대하여 고려하여, 그 중에서 비교적 양호한 전파로를 갖는 서브 캐리어를 사용하는(또는 유저를 할당하는) 제어를 행하고 있었다. 구체적으로는, 도 45에 도시한 바와 같은 송신 안테나 Tx1, Tx2와 수신 안테나 Rx1, Rx2를 구비하는 2×2의 MIMO 전송(멀티 유저 MIMO, 싱글 유저 MIMO 중 어느 쪽이라도 됨)의 경우, 4개의 전파로 H11, H21, H12, H22를 모두 고려하여, 송신 안테나 Tx1과 Tx2의 양쪽에서 비교적 양호한 전파로를 갖는 서브 캐리어를 선택하고, Tx1과 Tx2로부터 각각 상이한 데이터의 송신을 동시에 행한다. 이것은, MIMO 전송을 행하는 경우에는, 복수의 송신 안테나로부터 송신되는 신호가 서로 간섭으로 되기 때문에, 그들을 모두 고려한 결과, 가장 양호한 서브 캐리어를 선택할 필요가 있기 때문이다.

그러나, MIMO 전송에 SC-ASA 방식을 적용한 경우, 이러한 제어에서는, 가장 높은 선택 다이버시티 효과가 얻어진다고 고려되는 선택으로 되지 않아, 양호한 주파수 이용 효율을 얻을 수 없는 일이 있다는 문제가 있다. 즉, SC-ASA 방식은, 본래, 송신 장치(송신 안테나)마다 최적인 서브 캐리어를 선택하여 전송함으로써 높은 선택 다이버시티 효과를 얻어, 주파수 이용 효율을 높이는 방식이지만, 앞서 설명한 종래의 MIMO 전송(멀티 유저 MIMO나 싱글 유저 MIMO)에 적용하는 경우에는, 최적인 서브 캐리어의 선택이 송신 안테나마다 독립되어 있지 않으므로, 양호한 주파수 이용 효율을 얻을 수 없는 일이 있다는 문제가 있다.

또한, 종래 SC-ASA 방식을 이용하여 복수의 송신 장치로부터 송신하는 경우, 서로 다른 송신 장치가 사용한 주파수를 피하도록 서브 캐리어가 할당된다. 그로 인해, 임의의 송신 장치에 있어서 수신 SNR이나 SINR이 양호한 서브 캐리어임에도 불구하고 다른 송신 장치에 이미 할당되어 있는 경우에는, 전술한 송신 장치는 사용할 수 없다. 이와 같이 전송 가능한 대역 내에 수신 SNR이나 SINR이 양호한 서브 캐리어가 있어도 다른 장치가 통신하고 있는 경우에는 상기 서브 캐리어를 사용할 수 없기 때문에, 주파수 이용 효율이 내려가게 되어, 양호한 주파수 이용 효율을 얻을 수 없다는 문제가 있다.

해결하고자 하는 문제점은, 복수의 송신 장치로부터의 송신, 혹은 MIMO 전송에 SC-ASA 방식을 적용한 경우이어도, 양호한 주파수 이용 효율이 얻어지는 점이다.

(1) 본 발명의 무선 통신 시스템은, 송신 신호를 주파수 확산하고, 주파수 확산된 신호를 서브 캐리어에 할당하여 송신하는 복수의 안테나를 갖는 송신 장치와, 상기 송신 신호를 수신하는 복수의 안테나를 갖는 수신 장치를 구비하는 무선 통신 시스템에 있어서, 각 송신 안테나와 상기 수신 안테나 사이의 서브 캐리어마다의 통신로 용량 혹은 통신로 용량에 따른 값에 기초하여, 상기 송신 안테나 각각에서 송신하는 서브 캐리어를 독립적으로 결정하는 것을 특징으로 한다.

(2) 또한, 본 발명의 무선 통신 시스템은, 복수의 제1 무선 통신 장치와, 상기 제1 무선 통신 장치와 통신하는 제2 무선 통신 장치를 구비하는 무선 통신 시스템에 있어서, 상기 제1 무선 통신 장치는, 송신 신호를, 주파수 확산하여 주파수 확산 신호를 생성하는 주파수 확산부와, 상기 주파수 확산 신호를, 서브 캐리어를 지정하는 맵핑 정보에 따라서 서브 캐리어에 할당하는 맵핑부를 구비하고, 상기 제2 무선 통신 장치는, 수신한 신호로부터, 상기 맵핑 정보에 의해 지정된 서브 캐리어의 신호를 추출하는 디맵핑부와, 상기 추출한 신호를, 역주파수 확산하는 역주파수 확산부를 구비하고, 상기 제1 무선 통신 장치가 송신에 사용하는 안테나마다의 각 서브 캐리어의 통신로 용량 혹은 통신로 용량에 따른 값에 기초하여, 상기 안테나로부터 송신하는 주파수 확산 신호를 할당하는 서브 캐리어를 결정하고, 상기 결정한 서브 캐리어를 지정하는 맵핑 정보를 생성하는 사용 서브 캐리어 결정부를, 상기 제1 무선 통신 장치, 또는 상기 제2 무선 통신 장치 중 어느 하나가 구비하는 것을 특징으로 한다.

(3) 또한, 본 발명의 무선 통신 시스템은, 상술한 무선 통신 시스템이며, 상기 제1 무선 통신 장치는, 상기 맵핑부가 서브 캐리어에 할당한 신호에 사이클릭 프리픽스를 부가하는 사이클릭 프리픽스 삽입부를 구비하는 것을 특징으로 한다.

(4) 또한, 본 발명의 무선 통신 시스템은, 상술한 무선 통신 시스템이며, 상기 사용 서브 캐리어 결정부에 있어서 할당을 결정하는 서브 캐리어는, 상기 송신에 사용하는 안테나 사이에서 일부 중복되어 있는 것을 특징으로 한다.

(5) 또한, 본 발명의 무선 통신 시스템은, 상술한 무선 통신 시스템이며, 상기 제1 무선 통신 장치는 복수의 안테나를 구비하고, 상기 사용 서브 캐리어 결정부는, 상기 제1 무선 통신 장치가 구비하는 복수의 안테나 각각에 있어서의 서브 캐리어를 지정하는 맵핑 정보를 생성하는 것을 특징으로 한다.

(6) 또한, 본 발명의 무선 통신 시스템은, 상술한 무선 통신 시스템이며, 상기 사용 서브 캐리어 결정부는, 상기 안테나 사이에서의, 상기 결정하는 서브 캐리어의 중복을, 상기 제2 무선 통신 장치가 수신에 사용하는 안테나수 이하의 중복으로 하는 것을 특징으로 한다.

(7) 또한, 본 발명의 무선 통신 시스템은, 상술한 무선 통신 시스템이며, 상기 통신로 용량은, 송신 안테나 번호를 m, 서브 캐리어 번호를 k, 송신 안테나수를 N_T, 1개의 상기 제1 무선 통신 장치의 송신 에너지를 Es, m번째의 송신 안테나로부터 송신되는 k번째의 서브 캐리어에 있어서의 전파로 벡터를 ξm(k), m번째의 송신 안테나로부터 송신되는 k번째의 서브 캐리어에 있어서의 간섭 잡음 전력을 Σm(k)로 하였을 때에,

로 나타내어지는 각 송신 안테나의 각 서브 캐리어에 있어서의 통신로 용량 Cm(k)인 것을 특징으로 한다.

(8) 또한, 본 발명의 무선 통신 시스템은, 상술한 무선 통신 시스템이며, 상기 통신로 용량에 따른 값으로서, 각 송신 안테나로부터 송신되는 서브 캐리어마다의 수신 신호 전력대 간섭 및 잡음 전력비를 사용하는 것을 특징으로 한다.

(9) 또한, 본 발명의 무선 통신 시스템은, 상술한 무선 통신 시스템이며, 상기 제2 무선 통신 장치는, 상기 제1 무선 통신 장치가 송신에 사용하는 안테나와, 자장치가 수신에 사용하는 안테나와의 사이의 전파로에 대하여 전파로 추정을 행하는 전파로 추정부와, 상기 전파로 추정부에 의한 전파로 추정 결과 중, 상기 맵핑 정보에 의해 지정된 서브 캐리어의 전파로 추정 결과를 추출하는 전파로 재구성부와, 상기 전파로 재구성부가 추출한 전파로 추정 결과에 기초하여 신호를 등화하는 등화부를 구비하고, 상기 역주파수 확산부는, 상기 등화부가 등화하고, 상기 디맵핑부가 추출한 신호를 역주파수 확산하는 것을 특징으로 한다.

(10) 또한, 본 발명의 무선 통신 시스템은, 상술한 무선 통신 시스템이며, 상기 전파로 재구성부는, 상기 맵핑 정보에 의해 지정된 각 서브 캐리어에 있어서, 상기 제1 무선 통신 장치가 송신에 사용하는 안테나 중 어느 1개에 대응하는 전파로 추정 결과를 상기 전파로 추정부의 전파로 추정 결과로부터 추출하여 조합한 부분 가상 전파로의 전파로 추정 결과를 생성하는 것을 특징으로 한다.

(11) 또한, 본 발명의 무선 통신 시스템은, 상술한 무선 통신 시스템이며, 상기 전파로 재구성부는, 상기 제1 무선 통신 장치가 송신에 사용하는 안테나마다 상기 안테나에서 사용된 서브 캐리어의 세트로 이루어지는 부분 가상 전파로를 생성하고, 이들의 부분 가상 전파로의 전파로 추정 결과를 추출하는 것을 특징으로 한다.

(12) 또한, 본 발명의 무선 통신 시스템은, 상술한 무선 통신 시스템이며, 상기 전파로 재구성부는, 상기 부분 가상 전파로의 전파로 추정 결과를, 상기 제2 무선 통신 장치가 수신에 사용하는 안테나수만큼 생성하는 것을 특징으로 한다.

(13) 또한, 본 발명의 무선 통신 시스템은, 상술한 무선 통신 시스템이며, 상기 전파로 재구성부는, 복수의 상기 부분 가상 전파로의 전파로 추정 결과를 합성함으로써 가상 전파로의 전파로 추정 결과를 생성하여, 상기 등화부에 있어서의 등화 처리에 사용하는 것을 특징으로 한다.

(14) 또한, 본 발명의 무선 통신 시스템은, 상술한 무선 통신 시스템이며, 상기 제1 무선 통신 장치는, 송신 데이터를 오류 정정 부호화하는 부호화부를 구비하고, 상기 주파수 확산부는, 상기 부호화부가 오류 정정 부호화한 송신 신호를, 주파수 확산하여 주파수 확산 신호를 생성하고, 상기 제2 무선 통신 장치는, 상기 역주파수 확산부가 역주파수 확산한 신호를 오류 정정 처리하는 복호부와, 상기 복호부의 오류 정정 복호 처리 결과에 기초하여, 상기 송신 신호의 레플리카를 생성하는 레플리카 생성부와, 상기 송신 신호의 레플리카를, 주파수 확산하여 주파수 확산 신호의 레플리카를 생성하는 레플리카 주파수 확산부와, 상기 주파수 확산 신호의 레플리카를, 상기 전파로 재구성부가 조합한 부분 가상 전파로 각각의 수신 신호 레플리카를 생성하는 레플리카 맵핑부와, 상기 수신한 신호로부터, 상기 전파로 재구성부가 조합한 부분 가상 전파로 각각에 대하여, 간섭으로 되고 있는 수신 신호 성분을 상기 수신 신호 레플리카에 의해 캔슬하는 캔슬부를 구비하고, 상기 등화부와, 상기 역주파수 확산부와, 상기 복호부와, 상기 역주파수 확산부와, 상기 레플리카 생성부와, 상기 레플리카 주파수 확산부와, 상기 레플리카 맵핑부와, 상기 캔슬부로 이루어지는 반복 처리의 반복 횟수를 제어하는 반복 제어부를 갖는 것을 특징으로 한다.

(15) 또한, 본 발명의 무선 통신 시스템은, 상술한 무선 통신 시스템이며, 상기 캔슬부는, 간섭으로 되고 있는 수신 신호 성분의 캔슬을, 상기 수신한 신호로부터 전체 수신 신호의 레플리카를 일단 감산하고, 상기 감산한 결과에, 원하는 상기 부분 가상 전파로의 수신 신호 레플리카를 가산함으로써 행하는 것을 특징으로 한다.

(16) 또한, 본 발명의 무선 통신 시스템은, 상술한 무선 통신 시스템이며, 상기 등화부는, 상기 반복 처리를 행할 때, 반복 횟수에 따라서 상이한 부분 가상 전파로를 사용하는 것을 특징으로 한다.

(17) 또한, 본 발명의 무선 통신 시스템은, 상술한 무선 통신 시스템이며, 상기 등화부는, 상기 반복 횟수에 따라서 상이한 부분 가상 전파로를 사용할 때, 상기 반복 횟수가 2회째 이후의 처리에 있어서는, 상기 부분 가상 전파로를 가능한 한 송신에 사용하는 안테나에서 사용된 서브 캐리어의 세트로 이루어지는 전파로와 동일하게 하는 것을 특징으로 한다.

(18) 또한, 본 발명의 무선 통신 시스템은, 상술한 무선 통신 시스템이며, 상기 전파로 재구성부는, 상기 사용 서브 캐리어 결정부에 의한 상기 제1 무선 통신 장치가 송신에 사용하는 안테나 사이에서의 상기 결정하는 서브 캐리어의 중복이, 상기 제2 무선 통신 장치가 수신에 사용하는 안테나수보다 많은 중복시에는, 상기 중복수만큼의 상이한 부분 가상 전파로의 전파로 추정 결과를 생성하는 것을 특징으로 한다.

(19) 또한, 본 발명의 무선 통신 방법은, 복수의 제1 무선 통신 장치와, 상기 제1 무선 통신 장치와 통신하는 제2 무선 통신 장치를 구비하는 무선 통신 시스템에 있어서의 무선 통신 방법에 있어서, 상기 제1 무선 통신 장치 혹은 상기 제2 무선 통신 장치가, 상기 제1 무선 통신 장치가 송신에 사용하는 안테나마다의 각 서브 캐리어의 통신로 용량 혹은 통신로 용량에 따른 값에 기초하여, 상기 안테나로부터 송신하는 주파수 확산 신호를 할당하는 서브 캐리어를 결정하고, 상기 결정한 서브 캐리어를 지정하는 맵핑 정보를 생성하는 제1 과정과, 상기 제1 무선 통신 장치가, 송신 신호를, 주파수 확산하여 주파수 확산 신호를 생성하는 제2 과정과, 상기 제1 무선 통신 장치가, 상기 주파수 확산 신호를, 서브 캐리어를 지정하는 맵핑 정보에 따라서 서브 캐리어에 할당하여 송신하는 제3 과정과, 상기 제2 무선 통신 장치가, 수신한 신호로부터, 상기 맵핑 정보에 의해 지정된 서브 캐리어의 신호를 추출하는 제4 과정과, 상기 제2 무선 통신 장치가, 상기 제4 과정에서 추출한 신호를 역주파수 확산하는 제5 과정을 구비하는 것을 특징으로 한다.

(20) 또한, 본 발명의 무선 통신 장치는, 송신에 사용하는 안테나마다의 각 서브 캐리어의 통신로 용량 혹은 통신로 용량에 따른 값에 기초하여, 상기 안테나로부터 송신하는 주파수 확산 신호를 할당하는 서브 캐리어를 결정하고, 상기 결정한 서브 캐리어를 지정하는 맵핑 정보를 생성하는 사용 서브 캐리어 결정부와, 송신 신호를, 주파수 확산하여 주파수 확산 신호를 생성하는 주파수 확산부와, 상기 주파수 확산 신호를, 서브 캐리어를 지정하는 맵핑 정보에 따라서 서브 캐리어에 할당하는 맵핑부를 구비하는 것을 특징으로 한다.

(21) 또한, 본 발명의 프로그램은, 무선 통신 장치가 구비하는 컴퓨터를, 송신에 사용하는 안테나마다의 각 서브 캐리어의 통신로 용량 혹은 통신로 용량에 따른 값에 기초하여, 상기 안테나로부터 송신하는 주파수 확산 신호를 할당하는 서브 캐리어를 결정하고, 상기 결정한 서브 캐리어를 지정하는 맵핑 정보를 생성하는 사용 서브 캐리어 결정부, 송신 신호를, 주파수 확산하여 주파수 확산 신호를 생성하는 주파수 확산부, 상기 주파수 확산 신호를, 서브 캐리어를 지정하는 맵핑 정보에 따라서 서브 캐리어에 할당하는 맵핑부로서 기능시킨다.

(22) 또한, 본 발명의 무선 통신 장치는, 송신 신호를 주파수 확산한 신호를 서브 캐리어로 맵핑하여 송신하는 복수의 다른 무선 통신 장치와 통신하는 무선 통신 장치에 있어서, 상기 다른 무선 통신 장치가 송신에 사용하는 안테나마다의 각 서브 캐리어의 통신로 용량 혹은 통신로 용량에 따른 값에 기초하여, 상기 안테나로부터 송신하는 주파수 확산 신호를 할당하는 서브 캐리어를 결정하고, 상기 결정한 서브 캐리어를 지정하는 맵핑 정보를 생성하는 사용 서브 캐리어 결정부와, 수신한 신호로부터, 서브 캐리어를 지정하는 맵핑 정보에 의해 지정된 서브 캐리어의 신호를 추출하는 디맵핑부와, 상기 추출한 신호를, 역주파수 확산하는 역주파수 확산부를 구비하는 것을 특징으로 한다.

(23) 또한, 본 발명의 프로그램은, 송신 신호를 주파수 확산한 신호를 서브 캐리어로 맵핑하여 송신하는 복수의 다른 무선 통신 장치와 통신하는 무선 통신 장치가 구비하는 컴퓨터를, 상기 다른 무선 통신 장치가 송신에 사용하는 안테나마다의 각 서브 캐리어의 통신로 용량 혹은 통신로 용량에 따른 값에 기초하여, 상기 안테나로부터 송신하는 주파수 확산 신호를 할당하는 서브 캐리어를 결정하고, 상기 결정한 서브 캐리어를 지정하는 맵핑 정보를 생성하는 사용 서브 캐리어 결정부와, 수신한 신호로부터, 서브 캐리어를 지정하는 맵핑 정보에 의해 지정된 서브 캐리어의 신호를 추출하는 디맵핑부와, 상기 추출한 신호를, 역주파수 확산하는 역주파수 확산부로서 기능시킨다.

(24) 또한, 본 발명의 무선 통신 시스템은, 송신 신호를 주파수 확산하고, 주파수 확산된 신호를 서브 캐리어에 할당하여 송신하는 복수의 송신 안테나를 갖는 송신 장치와, 상기 송신 신호를 수신하는 수신 장치를 구비하는 무선 통신 시스템에 있어서, 상기 주파수 확산된 신호를 송신하기 위해 사용하는 서브 캐리어를, 각 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 서브 캐리어마다의 전송 효율 혹은 전송 효율에 따른 값에 기초하여 송신 장치 사이에서 독립적으로 선택함으로써, 상기 복수의 송신 장치 사이에서 서로 일부의 서브 캐리어를 중복시켜 할당하는 것을 특징으로 한다.

(25) 또한, 본 발명의 무선 통신 시스템은, 송신 신호를 주파수 확산하고, 주파수 확산된 신호를 서브 캐리어에 할당하여 송신하는 복수의 송신 장치와, 상기 송신 신호를 수신하는 수신 장치를 구비하는 무선 통신 시스템에 있어서, 상기 송신 장치는, 상기 주파수 확산된 신호를 서브 캐리어에 할당할 때에, 상기 복수의 송신 장치 사이에서 서로 일부의 서브 캐리어를 중복시켜 할당하는 것을 특징으로 한다.

(26) 또한, 본 발명의 무선 통신 시스템은, 송신 신호를 주파수 확산하고, 주파수 확산된 신호를 서브 캐리어에 할당하여 송신하는 복수의 송신 장치와, 상기 송신 신호를 수신하는 수신 장치를 구비하는 무선 통신 시스템에 있어서, 상기 송신 장치는, 송신 데이터를 오류 정정 부호화하여 부호 데이터를 생성하는 부호부와, 상기 부호 데이터로부터 생성한 신호를 주파수 확산하고, 주파수 확산된 신호를 생성하는 주파수 확산부와, 각 상기 송신 장치에 있어서 상기 주파수 확산된 신호를 할당하는 서브 캐리어를 나타내는 스펙트럼 할당 정보이며, 상기 복수의 송신 장치 사이에서 서로 일부의 서브 캐리어를 중복시켜 할당된 스펙트럼 할당 정보에 기초하여, 상기 주파수 확산된 신호를 서브 캐리어에 할당하는 스펙트럼 맵핑부를 구비하고, 상기 수신 장치는, 수신한 신호로부터, 상기 스펙트럼 할당 정보에 기초하여, 상기 송신 장치 각각이 주파수 확산된 신호를 할당한 서브 캐리어의 신호를 추출하는 스펙트럼 디맵핑부를 구비하는 것을 특징으로 한다.

(27) 또한, 본 발명의 무선 통신 시스템은, 상술한 무선 통신 시스템이며, 상기 수신 장치는, 상기 스펙트럼 디맵핑부가 추출한 신호로부터, 원하는 상기 송신 신호에 대하여 간섭으로 되는 상기 송신 신호의 레플리카를 적어도 캔슬하는 신호 캔슬부와, 상기 신호 캔슬부로부터의 출력에 대하여, 상기 송신 장치가 송신한 송신 신호를 검출하는 등화부와, 상기 검출된 신호로부터 부호 데이터에 관한 정보를 추출하는 복조부와, 상기 추출된 부호 데이터에 관한 정보에 대하여, 오류 정정 처리를 행하여 상기 정보를 갱신하는 복호부와, 상기 갱신된 부호 데이터에 관한 정보로부터, 상기 송신 신호의 레플리카를 생성하는 레플리카 생성부를 구비하는 것을 특징으로 한다.

(28) 또한, 본 발명의 무선 통신 시스템은, 상술한 무선 통신 시스템이며, 상기 송신 장치는, 또한 상기 스펙트럼 맵핑부가 서브 캐리어에 할당한 신호를 주파 수시간 변환하는 역시간 주파수 변환부와, 상기 역시간 주파수 변환부가 주파 수시간 변환한 시간 신호에 사이클릭 프리픽스를 부가하는 사이클릭 프리픽스 삽입 부를 구비하고, 상기 수신 장치는, 또한 상기 수신한 신호로부터 유효한 신호를 추출하는 사이클릭 프리픽스 제거부와, 상기 사이클릭 프리픽스 제거부가 추출한 신호를 시간 주파수 변환하는 시간 주파수 변환부를 구비하고, 상기 스펙트럼 디맵핑부는, 상기 시간 주파수 변환부가 시간 주파수 변환한 신호로부터, 상기 송신 장치 각각이 상기 주파수 확산된 신호를 할당한 서브 캐리어의 신호를 추출하는 것을 특징으로 한다.

(29) 또한, 본 발명의 무선 통신 시스템은, 상술한 무선 통신 시스템이며, 상기 송신 장치는, 또한 상기 부호부가 생성한 부호 데이터를 재배열하는 제1 인터리버부를 구비하고, 상기 수신 장치는, 또한 상기 복조부가 추출한 부호 데이터에 관한 정보의 배열을, 상기 제1 인터리버부에 의한 재배열을 원래 상태로 복귀시키도록 재배열하는 디인터리버부와, 상기 갱신한 부호 데이터에 관한 정보의 배열을, 상기 제1 인터리버부에 의한 재배열과 마찬가지로 재배열하는 제2 인터리버부를 구비하는 것을 특징으로 한다.

(30) 또한, 본 발명의 무선 통신 시스템은, 상술한 무선 통신 시스템이며, 상기 수신 장치는, 상기 송신 장치 각각의 서브 캐리어의 할당을 결정하고, 상기 결정 내용을 나타내는 상기 스펙트럼 할당 정보를 생성하는 스펙트럼 할당 결정부와, 상기 스펙트럼 할당 정보를 송신하는 송신부를 구비하고, 상기 송신 장치는, 상기 수신 장치가 송신한 스펙트럼 할당 정보를 수신하는 수신부를 구비하는 것을 특징으로 한다.

(31) 또한, 본 발명의 무선 통신 시스템은, 상술한 무선 통신 시스템이며, 상기 주파수 확산은, 시간축 상의 신호인 상기 송신 신호를, 푸리에 변환에 의해 주파수축 상의 신호에 확산하는 것을 특징으로 한다.

(32) 또한, 본 발명의 무선 통신 시스템은, 상술한 어느 하나의 무선 통신 시스템이며, 상기 주파수 확산은, 상기 송신 신호에 부호를 승산하여 확산하는 것을 특징으로 한다.

(33) 또한, 본 발명의 무선 통신 시스템은, 상술한 무선 통신 시스템이며, 상기 송신 장치의 부호화율, 변조 방식, 혹은 송신 전력 중 적어도 하나는 상기 송신 장치에 따라 상이한 것을 특징으로 한다.

(34) 또한, 본 발명의 무선 통신 시스템은, 상술한 무선 통신 시스템이며, 상기 서브 캐리어가 중복되는 비율의 최대치를 상기 수신 장치에서 계측한 신호 잡음비에 기초하여 결정하는 것을 특징으로 한다.

(35) 또한, 본 발명의 무선 통신 시스템은, 상술한 무선 통신 시스템이며, 상기 송신 장치는, 상기 최대치 이하의 비율로 서브 캐리어를 중복하여 송신하는 것을 특징으로 한다.

(36) 또한, 본 발명의 무선 통신 시스템은, 상술한 무선 통신 시스템이며, 상기 스펙트럼 할당 결정부는, 미리 결정된 시간대마다, 상기 송신 장치 각각의 서브 캐리어의 할당을 변경하는 것을 특징으로 한다.

(37) 또한, 본 발명의 수신 장치는, 정보 데이터를 오류 정정 부호화한 부호 데이터로부터 생성된 송신 신호를 주파수 확산하고, 다른 송신 장치와 할당하는 서브 캐리어가 일부 중복되도록, 주파수 확산된 신호를 서브 캐리어에 할당하여 송신하는 송신 장치와 통신하는 수신 장치이며, 수신한 신호에 대하여 시간 주파수 변환을 행하는 시간 주파수 변환부와, 상기 시간 주파수 변환된 신호로부터, 주파수 확산된 신호를 할당하는 서브 캐리어를 나타내는 스펙트럼 할당 정보에 기초하여, 상기 송신 장치 각각이 주파수 확산된 신호를 할당한 서브 캐리어의 신호를 추출하는 스펙트럼 디맵핑부와, 상기 스펙트럼 디맵핑부가 추출한 신호로부터, 원하는 상기 송신 신호에 대하여 간섭으로 되는 상기 송신 신호의 레플리카를 적어도 캔슬하는 신호 캔슬부와, 상기 신호 캔슬부로부터의 출력에 대하여, 상기 송신 장치가 송신한 송신 신호를 검출하는 등화부와, 상기 검출된 신호로부터 부호 데이터에 관한 정보를 추출하는 복조부와, 상기 추출된 부호 데이터에 관한 정보에 대하여, 오류 정정 처리를 행하여 상기 정보를 갱신하는 복호부와, 상기 갱신된 부호 데이터에 관한 정보로부터, 상기 송신 신호의 레플리카를 생성하는 레플리카 생성부를 구비하는 것을 특징으로 한다.

(38) 또한, 본 발명의 수신 장치는, 정보 데이터를 오류 정정 부호화한 부호 데이터로부터 생성된 송신 신호를 주파수 확산하고, 다른 송신 장치와 할당하는 서브 캐리어가 일부 중복되도록, 주파수 확산된 신호를 서브 캐리어에 할당하고, 사이클릭 프리픽스를 부가하여 송신하는 송신 장치와 통신하는 수신 장치이며, 수신한 신호로부터, 유효한 신호를 추출하는 사이클릭 프리픽스 제거부와, 상기 사이클릭 프리픽스 제거부가 추출한 신호에 대하여 시간 주파수 변환을 행하는 시간 주파수 변환부와, 상기 시간 주파수 변환된 신호로부터, 주파수 확산된 신호를 할당하는 서브 캐리어를 나타내는 스펙트럼 할당 정보에 기초하여, 상기 송신 장치 각각이 주파수 확산된 신호를 할당한 서브 캐리어의 신호를 추출하는 스펙트럼 디맵핑부와, 상기 스펙트럼 디맵핑부가 추출한 신호로부터, 원하는 상기 송신 신호에 대하여 간섭으로 되는 상기 송신 신호의 레플리카를 적어도 캔슬하는 신호 캔슬부와, 상기 신호 캔슬부로부터의 출력에 대하여, 상기 송신 장치가 송신한 송신 신호를 검출하는 등화부와, 상기 검출된 신호로부터 부호 데이터에 관한 정보를 추출하는 복조부와, 상기 추출된 부호 데이터에 관한 정보에 대하여, 오류 정정 처리를 행하여 상기 정보를 갱신하는 복호부와, 상기 갱신된 부호 데이터에 관한 정보로부터, 상기 송신 신호의 레플리카를 생성하는 레플리카 생성부를 구비하는 것을 특징으로 한다.

(39) 또한, 본 발명의 수신 장치는, 송신 데이터를 오류 정정 부호화하고, 부호 데이터를 재배열하는 인터리브를 실시하고, 상기 재배열된 부호 데이터에 의해 생성된 송신 신호를 주파수 확산하고, 다른 송신 장치와 할당하는 서브 캐리어가 일부 중복되도록, 주파수 확산된 신호를 서브 캐리어에 할당하여 송신하는 송신 장치와 통신하는 수신 장치이며, 수신한 신호에 대하여 시간 주파수 변환을 행하는 시간 주파수 변환부와, 상기 시간 주파수 변환된 신호로부터, 주파수 확산된 신호를 할당하는 서브 캐리어를 나타내는 스펙트럼 할당 정보에 기초하여, 상기 송신 장치 각각이 주파수 확산된 신호를 할당한 서브 캐리어의 신호를 추출하는 스펙트럼 디맵핑부와, 상기 스펙트럼 디맵핑부가 추출한 신호로부터, 원하는 상기 송신 신호에 대하여 간섭으로 되는 상기 송신 신호의 레플리카를 적어도 캔슬하는 신호 캔슬부와, 상기 신호 캔슬부로부터의 출력에 대하여, 상기 송신 장치가 송신한 송신 신호를 검출하는 등화부와, 상기 검출된 신호로부터 부호 데이터에 관한 정보를 추출하는 복조부와, 상기 복조부가 추출한 부호 데이터에 관한 정보의 배열을, 상기 송신 장치에 의한 인터리브의 재배열을 원래 상태로 복귀시키도록 재배열되는 디인터리버부와, 상기 디인터리버부에서 배열을 복귀시킨 부호 데이터에 관한 정보에 대하여, 오류 정정 처리를 행하여 상기 정보를 갱신하는 복호부와, 상기 갱신된 부호 데이터에 관한 정보의 배열을, 상기 송신 장치에 의한 인터리브의 재배열과 마찬가지로 재배열하는 인터리버부와, 상기 인터리버부가 재배열한 부호 데이터에 관한 정보로부터, 상기 송신 신호의 레플리카를 생성하는 레플리카 생성부를 구비하는 것을 특징으로 한다.

(40) 또한, 본 발명의 수신 장치는, 상술한 어느 하나의 수신 장치이며, 상기 부호 데이터에 관한 정보는 부호 데이터의 신뢰성이며, 상기 레플리카 생성부는, 상기 부호 데이터의 신뢰성에 따른 레플리카를 생성하는 것을 특징으로 한다.

(41) 또한, 본 발명의 수신 장치는, 상술한 어느 하나의 수신 장치이며, 상기 레플리카 생성부에 의한 레플리카의 생성과, 상기 신호 캔슬부에 의한 간섭으로 되는 레플리카 신호의 캔슬의 반복을 제어하는 반복 제어부를 구비하는 것을 특징으로 한다.

(42) 또한, 본 발명의 수신 장치는, 상술한 수신 장치이며, 상기 등화부는, 반복 횟수에 따라서 등화 처리를 실시하는 송신 신호를 변경하는 것을 특징으로 한다.

(43) 또한, 본 발명의 수신 장치는, 상술한 수신 장치이며, 상기 등화부는, 검출하기 쉬운 송신 신호로부터 차례로 등화 처리를 실시하는 것을 특징으로 한다.

(44) 또한, 본 발명의 수신 장치는, 상술한 어느 하나의 수신 장치이며, 상기 레플리카 생성부는, 간섭으로 되는 송신 신호의 레플리카를 주파수 영역의 신호로서 생성하고, 상기 신호 캔슬부는, 상기 스펙트럼 디맵핑부가 추출한 신호로부터, 간섭으로 되는 송신 신호의 레플리카를 적어도 캔슬하는 것을 특징으로 한다.

(45) 또한, 본 발명의 수신 장치는, 상술한 어느 하나의 수신 장치이며, 상기 레플리카 생성부는, 간섭으로 되는 송신 신호의 레플리카를 시간 영역의 신호로서 생성하고, 상기 신호 캔슬부는, 시간 주파수 변환에 입력하는 신호로부터, 간섭으로 되는 송신 신호의 레플리카를 적어도 캔슬하는 것을 특징으로 한다.

(46) 또한, 본 발명의 수신 장치는, 상술한 어느 하나의 수신 장치이며, 또한 간섭으로 되는 송신 신호의 레플리카를 생성하기 위한 간섭 스펙트럼 선택부를 구비하는 것을 특징으로 한다.

(47) 또한, 본 발명의 프로그램은, 정보 데이터를 오류 정정 부호화한 부호 데이터로부터 생성된 송신 신호를 주파수 확산하고, 다른 송신 장치와 할당하는 서브 캐리어가 일부 중복되도록, 주파수 확산된 신호를 서브 캐리어에 할당하여 송신하는 송신 장치와 통신하는 수신 장치가 구비하는 컴퓨터를, 수신한 신호에 대하여 시간 주파수 변환을 행하는 시간 주파수 변환부, 상기 시간 주파수 변환된 신호로부터, 주파수 확산된 신호를 할당하는 서브 캐리어를 나타내는 스펙트럼 할당 정보에 기초하여, 상기 송신 장치 각각이 주파수 확산된 신호를 할당한 서브 캐리어의 신호를 추출하는 스펙트럼 디맵핑부, 상기 스펙트럼 디맵핑부가 추출한 신호로부터, 원하는 상기 송신 신호에 대하여 간섭으로 되는 상기 송신 신호의 레플리카를 적어도 캔슬하는 신호 캔슬부, 상기 신호 캔슬부로부터의 출력에 대하여, 상기 송신 장치가 송신한 송신 신호를 검출하는 등화부, 상기 검출된 신호로부터 부호 데이터에 관한 정보를 추출하는 복조부, 상기 추출된 부호 데이터에 관한 정보에 대하여, 오류 정정 처리를 행하여 상기 정보를 갱신하는 복호부, 상기 갱신된 부호 데이터에 관한 정보로부터, 상기 송신 신호의 레플리카를 생성하는 레플리카 생성부로서 기능시킨다.

(48) 또한, 본 발명의 무선 통신 방법은, 송신 신호를 주파수 확산하고, 주파수 확산된 신호를 서브 캐리어에 할당하여 송신하는 복수의 송신 장치와, 상기 송신 신호를 수신하는 수신 장치를 구비하는 무선 통신 시스템에 있어서의 무선 통신 방법에 있어서, 상기 송신 장치가, 상기 주파수 확산된 신호를 서브 캐리어에 할당할 때에, 상기 복수의 송신 장치 사이에서 서로 일부의 서브 캐리어를 중복시켜 할당하는 것을 특징으로 한다.

본 발명에 따르면, 복수의 송신 장치로부터의 송신, 혹은 MIMO 전송에 SC-ASA 방식을 적용한 경우이어도, 적절한 서브 캐리어를 선택하여, 양호한 주파수 이용 효율을 얻을 수 있다.

도 1은 본 발명의 제1 실시 형태에 의한 데이터 송신에 사용하는 서브 캐리어의 선택 방법에 관한 제어 흐름을 나타내는 흐름도.
도 2는 본 발명의 제1 실시 형태에 있어서의 서브 캐리어의 선택 결과의 예를 나타내는 도면.
도 3은 본 발명의 제1 실시 형태에 있어서의 이동국 장치(500)의 구성을 나타내는 개략 블록도.
도 4는 본 발명의 제1 실시 형태에 있어서의 맵핑부(5-1, 5-2)의 동작을 도시하는 도면.
도 5는 본 발명의 제1 실시 형태에 있어서의 이동국 장치(501)의 구성을 나타내는 개략 블록도.
도 6은 본 발명의 제2 실시 형태에 의한 기지국 장치(510)의 구성을 나타내는 개략 블록도.
도 7은 본 발명의 제2 실시 형태에 있어서의 서브 캐리어의 선택 결과의 예를 나타내는 도면.
도 8은 본 발명의 제2 실시 형태에 있어서의 맵핑 정보가 나타내는 내용 예를 나타내는 도면.
도 9는 본 발명의 제2 실시 형태에 있어서의 기지국 장치(511)의 구성을 나타내는 개략 블록도.
도 10은 본 발명의 제3 실시 형태에 의한 데이터 송신에 사용하는 서브 캐리어의 선택 방법에 관한 제어 흐름을 나타내는 흐름도.
도 11은 본 발명의 제3 실시 형태에 있어서의 서브 캐리어의 선택 결과의 예를 나타내는 도면.
도 12는 본 발명의 제3 실시 형태에 있어서의 기지국 장치(512)의 구성을 나타내는 개략 블록도.
도 13은 본 발명의 제3 실시 형태에 있어서의 서브 캐리어의 선택 결과의 예와 등화 처리의 대상으로 되는 송신 데이터 벡터를 나타내는 도면.
도 14는 본 발명의 제4 실시 형태에 의한 서브 캐리어의 선택 결과의 예를 나타내는 도면.
도 15는 본 발명의 제4 실시 형태에 있어서의 기지국 장치(513)의 구성을 나타내는 개략 블록도.
도 16a는 본 발명의 제4 실시 형태에 있어서의 처리 계통 1의 처리 대상 서브 캐리어를 나타내는 도면.
도 16b는 본 발명의 제4 실시 형태에 있어서의 처리 계통 2의 처리 대상 서브 캐리어를 나타내는 도면.
도 17은 본 발명의 제4 실시 형태에 있어서의 IDFT부(116 내지 119)에 입력되는 데이터에 대하여 나타내는 도면.
도 18은 본 발명의 제4 실시 형태에 있어서의 DFT부(213 내지 216)의 출력에 대하여 도시하는 도면.
도 19는 본 발명의 제5 실시 형태에 의한 기지국 장치(514)의 구성을 나타내는 개략 블록도.
도 20a는 본 발명의 제5 실시 형태에 있어서의 반복 횟수별의 처리 대상 서브 캐리어의 예를 나타내는 도면 및 상기 처리시의 가상적인 서브 캐리어의 배치를 나타내는 도면.
도 20b는 본 발명의 제5 실시 형태에 있어서의 반복 횟수별의 처리 대상 서브 캐리어의 예를 나타내는 도면 및 상기 처리시의 가상적인 서브 캐리어의 배치를 나타내는 도면.
도 20c는 본 발명의 제5 실시 형태에 있어서의 반복 횟수별의 처리 대상 서브 캐리어의 예를 나타내는 도면 및 상기 처리시의 가상적인 서브 캐리어의 배치를 나타내는 도면.
도 20d는 본 발명의 제5 실시 형태에 있어서의 반복 횟수별의 처리 대상 서브 캐리어의 예를 나타내는 도면 및 상기 처리시의 가상적인 서브 캐리어의 배치를 나타내는 도면.
도 21a는 본 발명의 제5 실시 형태에 있어서의 신호 등화ㆍ분리 후의 출력의 맵핑 예를 나타내는 도면.
도 21b는 본 발명의 제5 실시 형태에 있어서의 신호 등화ㆍ분리 후의 출력의 맵핑 예를 나타내는 도면.
도 22는 본 발명의 제5 실시 형태에 있어서의 IDFT부(116, 117)에 입력되는 데이터에 대하여 나타내는 도면.
도 23은 본 발명의 제5 실시 형태에 있어서의 DFT부(213, 214)의 출력에 대하여 나타내는 도면.
도 24는 본 발명의 제6 실시 형태에 의한 이동국 장치(502)의 구성을 나타내는 개략 블록도.
도 25는 본 발명의 제6 실시 형태에 있어서의 확산ㆍ다중부(50-1, 50-2)에 의한 확산 및 다중 처리를 설명하는 도면.
도 26은 본 발명의 제7 실시 형태에 의한 무선 통신 시스템의 구성을 나타내는 개략도.
도 27은 본 발명의 제7 실시 형태에 있어서의 서브 캐리어 맵핑의 예를 나타내는 도면.
도 28은 본 발명의 제7 실시 형태에 있어서의 이동국 장치(A80a)의 구성을 나타내는 개략 블록도.
도 29는 본 발명의 제7 실시 형태에 있어서의 기지국 장치(A70)의 구성을 나타내는 개략 블록도.
도 30은 본 발명의 제8 실시 형태에 의한 기지국 장치(71)의 구성을 나타내는 개략 블록도.
도 31은 본 발명의 제9 실시 형태에 의한 이동국 장치(82a, 82b)의 구성을 나타내는 개략 블록도.
도 32는 본 발명의 제9 실시 형태에 의한 기지국 장치(72)의 구성을 나타내는 개략 블록도.
도 33은 본 발명의 제10 실시 형태에 의한 이동국 장치(83)의 구성을 나타내는 개략 블록도.
도 34는 본 발명의 제10 실시 형태에 있어서의 확산ㆍ다중부(300)의 처리를 설명하는 도면.
도 35는 본 발명의 제11 실시 형태에 의한 중복 서브 캐리어의 비율 결정법에 사용하는 EXIT 차트를 예시하는 도면.
도 36은 본 발명의 제11 실시 형태에 있어서의 서브 캐리어의 개수를 변화시킨 경우의 EXIT 차트를 예시하는 도면.
도 37은 본 발명의 제12 실시 형태에 의한 스펙트럼 할당 결정 처리의 동작을 설명하는 흐름도.
도 38a는 본 발명의 제13 실시 형태에 의한 유저 사이에서 일부 중복된 서브 캐리어를 사용한 전송을 행하는 경우의 스펙트럼 배치의 예를 나타내는 도면.
도 38b는 본 발명의 제13 실시 형태에 의한 유저 사이에서 일부 중복된 서브 캐리어를 사용한 전송을 행하는 경우의 스펙트럼 배치의 예를 나타내는 도면.
도 39는 본 발명의 제14 실시 형태에 의한 프레임 단위의 전송을 행하는 경우의 개요를 도시하는 도면.
도 40은 종래의 SC-ASA 방식을 이용하여 MIMO 전송을 행하는 송신 장치의 구성을 나타내는 개략 블록도.
도 41a는 종래의 SC-ASA 방식을 이용하여 MIMO 전송을 행하는 무선 통신 시스템의 개략 구성을 도시하는 도면.
도 41b는 종래의 SC-ASA 방식을 이용하여 MIMO 전송을 행하는 무선 통신 시스템에 있어서의 서브 캐리어 선택의 제1 예를 나타내는 도면.
도 41c는 종래의 SC-ASA 방식을 이용하여 MIMO 전송을 행하는 무선 통신 시스템에 있어서의 서브 캐리어 선택의 제2 예를 나타내는 도면.
도 42는 종래의 SC-ASA 방식을 이용하여 MIMO 전송을 행하는 수신 장치의 구성을 나타내는 개략 블록도.
도 43은 종래의 SC-ASA 방식을 이용하여 MIMO 전송을 행하는 무선 통신 시스템에 있어서의 서브 캐리어 선택 예를 나타내는 도면.
도 44a는 종래의 2국의 송신국에서 SC-ASA 통신 방식을 적용하여 유저 다중을 행하는 경우의 송신국 장치의 구성을 나타내는 개략 블록도.
도 44b는 종래의 2국의 송신국에서 SC-ASA 통신 방식을 적용하여 유저 다중을 행하는 경우의 수신국 장치의 구성을 나타내는 개략 블록도.
도 45는 종래의 MIMO 전송의 송수신의 전파로를 도시하는 도면.

[제1 실시 형태]

제1 실시 형태에서는, 각 안테나의 서브 캐리어마다의 통신로 상태에 기초하여, 각 안테나로부터 송신되는 데이터가 사용하는 서브 캐리어를 결정하는 방법을 나타낸다. 본 실시 형태의 무선 통신 시스템은, 복수의 이동국 장치와 기지국 장치를 구비한다. 기지국 장치는, 본 실시 형태에 있어서의 수신 장치이며, 이동국 장치는, 본 실시 형태에 있어서의 송신 장치이다. 또한, 기지국 장치에 동시에 접속하는 이동국 장치수는 2이고, 각각의 이동국 장치에 구비된 송신 안테나수도 2이며, 합계 4개의 송신 안테나로부터 각각 신호가 송신된다.

또한, 이동국 장치의 송신 방법을 DFT-S-OFDM으로 하고, 서브 캐리어 총수는 32로 하고, 각 이동국 장치의 각 안테나가 사용하는 서브 캐리어수는 16으로 한다. 기지국 장치의 수신 안테나수도 2로 하고, 이 2개의 안테나에 의한 수신 신호를 송신 안테나별로 분리하기 위해, 본 실시 형태에서는, 1개의 서브 캐리어에 있어서 동시에 신호를 송신하는 것은 합계 4개의 송신 안테나 중 어느 2개로 한다.

도 1은, 본 실시 형태에 있어서의 데이터 송신에 사용하는 서브 캐리어의 선택 방법에 관한 제어 흐름이다. 편의상 유저 1의 송신 안테나의 안테나 번호를「1」,「2」로 하고, 유저 2의 송신 안테나의 안테나 번호를「3」,「4」로 한다. 도 1에 있어서, 스텝 S1은 f(a, b), g(a, b)라고 하는 2개의 함수를 생성하는 처리이다. 각각 a행 b열의 행렬이다. a는 유저수×송신 안테나 개수로 나타내어지고, 본 실시 형태의 경우는 2×2=4이다. 또한, b는 서브 캐리어수이며, 본 실시 형태의 경우 32로 된다. 여기서, 함수 f의 값으로서는, 이하의 수학식 1로 나타내어지는 각 송신 안테나로부터 송신되는 각 서브 캐리어의 통신로 용량 C_m(k), 혹은 수학식 1로부터 상수항을 생략하는 등 하여 대소 관계가 바뀌지 않는 범위에서 연산을 간략화한 통신로 용량에 따른 값을 사용한다. 여기서, m은 송신 안테나 번호, k는 서브 캐리어 번호, N_T는 송신 안테나수, Es는 1 유저의 송신 에너지, ξ_m(k)은 m번째의 송신 안테나로부터 송신되는 k번째의 서브 캐리어에 있어서의 전파로 벡터, Σm(k)은 m번째의 송신 안테나로부터 송신되는 k번째의 서브 캐리어에 있어서의 간섭 잡음 전력을 각각 나타내고 있다. 여기서, Σm(k)은, 각 수신 안테나에 있어서의 간섭 잡음 벡터를 η(k)로 하면, 수학식 1a로 나타내어진다.

<수학식 1a>

단, 수학식 1a에 있어서, E[x]는 x의 집합 평균을 나타내고, ?x?는 벡터 x의 놈(norm)을 나타낸다.

이 수학식 1은 SIMO(Single Input Multi Output) 전송시의 각 송신 안테나로부터 송신되는 서브 캐리어마다의 통신로 용량을 나타내는 식이며, 이것을 사용 서브 캐리어의 선택 기준으로서 사용할 수 있는 것은, 후술하는 수신측에서의 처리에 의해 각 송신 안테나로부터 송신되는 신호끼리 서로 간섭으로 되는 성분을 모두 제거할 수 있는 경우이다. 이러한 경우는, 수신 처리에 있어서의 완전 수렴 상태라고 불려지고, SIMO 전송시의 수신 특성이 얻어진다. 따라서, 수학식 1에 기초하여 각 송신 안테나에서 독립적으로 송신 서브 캐리어를 선택함으로써, 지금까지의 선택 방법에 비해 유연하고, 보다 높은 선택 다이버시티 효과가 얻어지게 된다.

또한, 함수 g는 모든 값이 0으로 초기화된다. 도 1의 흐름에 나타낸 처리를 행함으로써, 이 함수 g는, 입력의 안테나 번호와 서브 캐리어 번호의 조합에 있어서의 신호 송신의 유무를 나타내는 함수로 되고, 예를 들어 g(2, 5)=1일 때에는, 2번의 안테나가 5번의 서브 캐리어에 의해 신호 송신한다는 것을 의미한다. 다음에, 스텝 S2는 함수 f 중에서 최대치를 갖는 행렬의 요소 번호를 추출하는 스텝이다. 즉, 최대치의 요소가 배치된 x행 y열의 x, y가 산출된다. 다음에 스텝 S4는 함수 g의 y열째에 이미 할당된 송신 안테나가 1개 이하인지를 판정하는 스텝이다. 즉 y번의 서브 캐리어에 의해 신호 송신하는 송신 안테나가 1개 이하인지를 판정하는 스텝이며, y열째의 각 요소를 가산하여 y번의 서브 캐리어에 의해 신호 송신하는 송신 안테나의 개수를 산출하여, 상기 판정을 행하고 있다.

스텝 S4에 있어서의, 이 1개 이하의 제약은, 앞서 전제 조건으로 한 동일한 서브 캐리어에 할당되는 최대 송신 안테나수를 2로 한 것에 의존하고 있다. 스텝 S4에서, 1개 이하라고 판정하여, 아직 할당이 가능한 경우는(S4-"예"), 스텝 S5에서 g(x, y)=1로 하고, 할당을 행한 것을 함수 g에 반영한다. 스텝 S6에서는 함수 g의 1의 개수를 카운트하여 64와 비교한다. 이 값은 1씩 인크리먼트되므로 64가 되었을 때가, 모든 할당을 종료한 것을 의미한다. 단, 64=각 안테나의 사용 서브 캐리어수(16)×동시 접속하는 이동국 장치의 총 안테나수(4)이다.

스텝 S4에서 이미 2개의 안테나가 할당된 경우, 스텝 S6에서 아직 할당을 행할 필요가 있다고 판정된 경우는, 스텝 S7에서 현재 선택하고 있는 요소 x, y에 관한 함수 f의 값을 -100으로 한다. 이 -100이라는 값에 의미가 있는 것이 아니라, 스텝 S2에서 다시 그 요소가 선택되지 않는 작은 값으로 변경한다는 것이다.

이와 같이 하여 선택한 결과를 도 2에 나타낸다. 도 2에 있어서, 종축은 이동국 장치마다의 안테나 번호를 나타내고, 횡축은 서브 캐리어 번호를 나타낸다. 사각으로 둘러싸인 서브 캐리어는, 신호 송신에 사용되는 서브 캐리어인 것을 의미하고 있다. 도 2에 나타낸 예에서는, 30번과 32번의 서브 캐리어에서는 1개의 이동국 장치에서 신호를 다중하는 싱글 유저-MIMO와 동일한 상태이다. 즉, 서브 캐리어 30은 유저 1의 안테나 1, 2로 사용되고, 서브 캐리어 32는 유저 2의 안테나 1, 2로 사용되고 있다. 1, 2, 3, 31번의 서브 캐리어에서는, 복수의 이동국 장치에서 사용하는 서브 캐리어를 공유하여 신호를 다중하는 멀티 유저-MIMO와 동일한 상태이다. 즉, 예를 들어, 서브 캐리어 1은, 유저 1의 안테나 1과 유저 2의 안테나 2로 사용되고 있다. 이와 같이 전송로의 상태에만 의존하여 각 안테나가 독립적으로 사용하는 서브 캐리어를 선택함으로써, 양호한 상태에서 데이터를 송신 가능하다고 할 수 있다.

여기서는, 모든 안테나에 우도를 부여하지 않고 전송로의 상태만으로 서브 캐리어를 점유하는 안테나를 결정하였지만, 1번의 이동국 장치와 2번의 이동국 장치에서 전송로의 상태에 큰 차이가 있을 때에는, 한쪽의 이동국 장치는 양호한 상황의 서브 캐리어를 선택할 수 있다고는 할 수 없다. 이러한 경우에 대응하기 위해, 함수 f를 이동국 장치마다 준비하고, 각 이동국 장치가 순서대로 서브 캐리어를 선택하는 방법을 취한다.

또한, 이상의 예에서는, 수학식 1의 계산 결과를 함수 f의 값으로서 사용하는 것으로 하고 있었지만, 이것과는 달리, 송신 안테나마다, 서브 캐리어마다의 전송로 상태(전파로에 의한 이득)나 SINR[Signal to Interference Noise Ratio: 신호대 간섭 잡음 전력비(여기서의 간섭은 인접 셀 등으로부터 도래하는 미지의 간섭 성분)] 등을 함수 f의 값으로서 대입하는 구성으로 해도 된다. 단, 본 실시 형태에서는 1개의 송신 안테나에 대하여 2개의 전파로가 있기(기지국의 수신 안테나가 2개인 것에 의함) 때문에, 2개의 수신 안테나에 의해 관측된 전송로 상태나 SINR을 서브 캐리어마다 가산 또는 평균하여 함수 f의 각 요소로서 사용한다. 이러한 각 수신 안테나에서의 SINR의 평균 등의 간단한 기준을 이용한 경우에도, 수학식 1을 사용하는 경우와 마찬가지로 송신 안테나마다 독립적으로 송신 서브 캐리어의 선택을 행할 수 있다.

다음에, 도 3은, 도 1에 나타낸 본 실시 형태의 제어 흐름에 의해 각 이동국 장치의 송신 안테나마다 독립적으로 선택된 서브 캐리어에 의해 각각 송신을 행하기 위한 이동국 장치(500)의 구성을 나타내는 개략 블록도이다. 도 3에 있어서, 부호 11은 각 송신 안테나에 대하여 신호 송신에 사용하는 서브 캐리어의 지정을 나타내는 맵핑 정보를 기지국 장치로부터 안테나를 통해 수신하는 수신부, 1은 송신 데이터에 오류 정정 부호 등을 실시하는 부호화부, 2는 부호화부(1)의 출력에 BPSK(Binary Phase Shift Keying; 2상 위상 편이 변조) 등의 변조(이하,「1차 변조」라 함)를 행하는 변조부, 3은 시리얼 입력 데이터로 되어 있는 변조부(2)가 출력한 변조 신호를 MIMO에 대응한 패럴렐 데이터로 변환하는 S/P(시리얼/패럴렐) 변환부이다. 또한, 수신부(11)가 사용하는 안테나는, 1번째의 안테나 또는 2번째의 안테나와 겸용해도 된다.

이후의 회로는 송신 안테나가 2개 있는 것을 상정하고 있기 때문에, 2 계열(x-1, x-2) 존재한다. 부호 4는 S/P 변환부(3)로부터 입력되어 변조 신호에 DFT(Discrete Fourier Transform; 이산 푸리에 변환) 변환을 실시하여 주파수 확산하는 DFT부이다. 부호 5-1, 5-2는 수신부(11)가 기지국 장치로부터 수신한 맵핑 정보에 기초하여, 사용하는 서브 캐리어에 DFT부(4-1, 4-2)에 의해 주파수 확산된 신호를 배치하는 맵핑부이다. 부호 5-1, 5-2에는 각각에 독립된 서브 캐리어가 지정되게 되고, 그 서브 캐리어는 상기 함수 g에서 산출된 것이다. 또한, 맵핑부(5-1, 5-2)는, 데이터가 맵핑되지 않은 서브 캐리어에는「0」을 입력한다.

부호 6-1, 6-2는 맵핑부(5-1, 5-2)에 의해 서브 캐리어로 맵핑된 신호에 IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform; 역이산 푸리에 변환) 변환을 실시하는 IDFT부, 7-1, 7-2는 IDFT부(6-1, 6-2)의 출력에 가드 인터벌을 삽입하는 GI 삽입부이다. GI 삽입부(7-1, 7-2)는, 가드 인터벌의 구간에 입력 데이터의 마지막 부분의 카피를 사용하는 것이며, 이것을 사이클릭 프리픽스라 부른다. 여기서, 사이클릭 프리픽스를 사용하는 이유를 설명한다. 이산 푸리에 변환 DFT는 DFT 구간 내에서 주기 함수의 1 주기의 정수배의 주기의 파형인 것이 전제이기 때문에, 멀티 패스 전파로에 있어서 지연파 성분이 존재하면, 수신측에서 수신 신호에 있어서의 지연파 성분의 주기 함수성이 무너지기 때문에, 수신 신호를 이산 푸리에 변환 DFT하여 서브 캐리어로 분리할 수 없게 되어, 서브 캐리어를 독립적으로 취급할 수 없게 된다.

이에 반해, 미리 송신측에서 전파로의 최대 지연 시간에 따른 사이클릭 프리픽스를 삽입해 두면, 이것을 수신측에서 삭제함으로써, 지연파 성분에 대해서도 주기 함수성을 유지할 수 있어, 각 서브 캐리어를 독립적으로 취급하는, 즉 임의의 주파수에 할당해도, 수신측에서 원래 상태로 복귀시키는 것이 가능해진다.

부호 8-1, 8-2는 패럴렐 데이터인 GI 삽입부(7-1, 7-2)의 출력을 시리얼 데이터로 변환하는 P/S(패럴렐/시리얼) 변환부이고, 9-1, 9-2는 디지털 데이터인 P/S 변환부(8-1, 8-2)의 출력을 아날로그 데이터로 변환하는 D/A(디지털/아날로그) 변환부이다. 부호 10-1, 10-2는 데이터를 송신하는 주파수 대역으로 변환하는 기능을 갖는 RF(Radio Frequency; 무선 주파수)부이다. RF부(10-1)에는 1번의 안테나, RF부(10-2)에는 2번의 안테나라고 하는 바와 같이 RF부(10-1, 10-2)에는 독립된 안테나가 접속된다. 본 실시 형태에서는 복수의 송신 신호에 대하여, 부호화부(1)를 공통으로 하였지만, 각 송신 안테나로부터 송신되는 신호마다 상이한 부호화부를 대응시켜도 된다.

도 3에 나타낸 바와 같이, 이동국 장치(500)는, 부호화부(1), 변조부(2), S/P 변환부(3), DFT부(4-1, 4-2), 맵핑부(5-1, 5-2), IDFT부(6-1, 6-2), GI 삽입부(7-1, 7-2), P/S 변환부(8-1, 8-2), D/A 변환부(9-1, 9-2), RF부(10-1, 10-2), 수신부(11)를 구비한다.

이러한 구성으로 함으로써, 도 1에 나타낸 흐름에 의해 결정된 안테나마다의 서브 캐리어 배치에 따라서 데이터를 송신하는 것이 가능해진다.

다음에, 서브 캐리어로 맵핑하는 모습을 설명하기 위해, 도 2의 유저 1을 참조하여 맵핑부(5-1, 5-2)의 동작에 대하여 설명한다. 단, 도 2의 유저 1, 안테나 1로 사용되는 서브 캐리어는(서브 캐리어 번호 1, 3, 5, 8, 10, 11, 14, 17, 20, 22, 24, 25, 28, 30, 31, 32)의 16개인 것으로 하고, 유저 1, 안테나 2로 사용되는 서브 캐리어는(서브 캐리어 번호 2, 4, 5, 6, 7, 8, 11, 15, 17, 19, 20, 22, 23, 26, 30, 31)의 16개라고 가정한다. 여기서, 유저 1이라 함은 이동국 번호가 1번인 이동국 장치(500)를 나타내고, 안테나 1이라 함은 안테나 번호가 1번인 안테나를 나타낸다. 유저 2, 안테나 2도 마찬가지이다.

도 4는, 맵핑부(5-1 및 5-2)의 동작을 도시하는 도면이다. 맵핑부(5-1, 5-2)에는 상기한 안테나마다의 사용 서브 캐리어 정보(맵핑 정보)가 수신부(11)로부터 입력된다. 도 4에 있어서, 맵핑부(5-1, 5-2)의 좌측이 입력(사용하는 서브 캐리어수를 16이라 가정하고 있기 때문에 16개의 입력이 있음), 우측이 출력(32 서브 캐리어로부터의 선택이 되어 있으므로 32개의 출력이 있음)으로 되어 있다. 또한, 입력 신호의 접속이 없는 출력 신호는 0이 된다. 도 4에 예시하는 맵핑부(5-1)는, 1번의 입력 신호를 1번의 서브 캐리어에 할당하고, 2번의 입력 신호를 3번의 서브 캐리어에 할당하도록 할당하고 있지만, 2번의 서브 캐리어에는 입력 신호가 할당되어 있지 않으므로, 2번의 서브 캐리어로부터 0을 출력한다. 이 도 4에서는, 맵핑부(5-1, 5-2)를, 입출력을 선택하여 접속하는 구성으로서 도시하였지만, 입력 신호를 메모리에 입력하여, 맵핑 정보에 따라서 출력측에 호출하는 구성으로 해도 된다.

도 5는, 이동국 장치(500)의 상이한 구성예인 이동국 장치(501)의 구성을 나타내는 개략 블록도이다. 도 5에 있어서 도 3과 동일한 기능을 갖는 블록에는 동일한 번호를 부여하고 있다. 도 5에서는, 도 3과 달리, DFT부는, DFT부(4-2)가 없고 DFT부(4-1)만으로 되고, 맵핑부는, 맵핑부(5-1, 5-2)가 없고 맵핑부(5-3)의 1개로 되어 있다. 이것은, 이동국 장치(501)에서는, 맵핑부(5-3)가, DFT부(4-1)로부터 출력되는 스펙트럼을 2 심볼분 통합하여 맵핑하고 있다. 이에 의해, 복수의 송신 안테나로부터 송신하는 송신 신호를 구성한다. 또한, 도 5의 DFT부(4-1)는, 도 3의 DFT부(4-1)의 2배의 입출력 크기를 갖는 것으로 해도 된다.

본 실시 형태에서는, 도 1에 나타낸 제어 흐름에 의해 사용하는 서브 캐리어를 결정하였지만, 이 서브 캐리어의 결정을, 대상으로 되는 무선 통신 시스템의 프레임마다 행하는 구성으로 해도 된다. 이와 같이 프레임마다 서브 캐리어를 선택함으로써, 보다 전파로 상황의 시간에 따른 변화에 대응한 서브 캐리어의 선택을 행할 수 있으므로, 주파수 이용 효율이 더욱 향상된다.

또한, 기지국 장치에 대해서는, 이후의 실시 형태에서 설명한다.

도 1에 나타낸 흐름도와 같이, 본 실시 형태에서는, 송신하는 안테나마다 독립적으로 송신 서브 캐리어의 선택을 행하므로, 송신 가능한 전파로 중에서 가장 조건이 양호한 것을 선택할 수 있다. 이로 인해, 각 이동국 장치에 있어서도, 시스템 전체적으로도, 높은 주파수 이용 효율을 얻을 수 있다.

[제2 실시 형태]

제2 실시 형태에서는, 본 발명에 의한 공간ㆍ스펙트럼 맵핑이 행하여져 싱글 유저-MIMO와 멀티 유저-MIMO가 혼재된 바와 같은 신호에 대하여, 복조된 데이터의 신뢰성을 기초로 수신 신호의 레플리카를 생성하고, 수신 신호로부터 불필요한 간섭(레플리카)을 감산한 후, 등화, 복조 등의 처리를 반복함으로써 복조 데이터의 신뢰성을 서서히 향상시키는 SC/MMSE(Soft Canceller/MMSE) 기술을 적용한 경우의 수신 장치 구성을 나타낸다.

또한, 본 실시 형태에 있어서도, 제1 실시 형태와 마찬가지로, 기지국 장치에 동시에 접속하는 이동국 장치수는 2이고, 각각의 이동국 장치에 구비된 송신 안테나수도 2이며, 합계 4개의 송신 안테나로부터 각각 신호가 송신된다. 또한, 이동국 장치의 송신 방법을 DFT-S-OFDM으로 하고, 서브 캐리어 총 수는 32로 하고, 각 이동국 장치의 각 안테나가 사용하는 서브 캐리어수는 16으로 한다. 기지국 장치의 수신 안테나수도 2로 하고, 이 2개의 안테나에 의한 수신 신호를 송신 안테나별로 분리하기 위해, 본 실시 형태에서는, 1개의 서브 캐리어에 있어서 동시에 신호를 송신하는 것은 합계 4개의 송신 안테나 중 어느 2개로 한다.

도 6은, 본 실시 형태에 있어서의 수신 장치인 기지국 장치(510)의 구성 나타내는 개략 블록도이다. 도 6에 나타낸 바와 같이 본 실시 형태에 있어서의 수신 장치는, 안테나부(100, 101), RF부(102, 103), A/D 변환부(104, 105), CP 제거부(106, 107), S/P 변환부(108, 109, 135, 136), DFT부(110, 111, 116, 117, 137, 138, 139, 140), 전파로 추정부(112, 113), 캔슬부(114), 신호 등화ㆍ분리부(115), 공간ㆍ스펙트럼 디맵핑부(118), IDFT부(119, 120, 121, 122, 142, 143), P/S 변환부(123, 124), 복조부(125, 126), 복호부(127, 128), 반복 제어부(129, 130), 판정부(131, 132), 레플리카 생성부(133, 134), 공간ㆍ스펙트럼 맵핑부(141), 전파로 승산부(144), 전파로 재구성부(145), 사용 스펙트럼 결정부(146), 간섭 전력 측정부(147), 송신부(148)를 구비한다.

도 6에 나타낸 기지국 장치(510)에서는, 안테나부(100, 101)에서 수신된 신호가 CP 제거부(106, 107) 등을 경유하여, DFT부(110, 111)에 의해 이산 푸리에 변환됨으로써 주파수 영역의 신호로 변환된다. 다음에, 이 주파수 영역의 신호는 캔슬부(114)에 입력된다. 캔슬부(114)는, 수신 신호인 이 주파수 영역의 신호로부터, 복조 데이터의 신뢰성에 기초하여 생성된 수신 신호의 레플리카를 제거하는 감산이 행하여진다.

이때, 완전한 레플리카(송신 신호)를 생성할 수 있는 경우에는, 캔슬부(114)의 출력은 잡음 성분만으로 된다. 이 연산은, 2개의 안테나에서 수신된 수신 데이터 벡터를 R, 가상 전파로 행렬[전파로 추정부(112, 113)에 의해 추정된 전파로 변동을 맵핑 정보에 따라서 전파로 재구성부(221)에 있어서 맵핑한 행렬]을 Ξ, 모든 송신 안테나로부터 송신되는 신호를 1개의 벡터로 통합한 의사 송신 데이터 벡터의 레플리카를 S'[후술하는 레플리카 생성부(133, 134)~공간ㆍ스펙트럼 맵핑부(141)에 있어서 생성됨]로 하면, 수학식 2로 나타내어진다.

단, Q는 2회째 이후의 반복 처리시의 캔슬부(114)의 출력(캔슬 후의 잔량차)을 나타내는 벡터이고, R, Ξ, S'는 이하의 수학식 3 내지 5로 나타내어진다.

여기서, 추출해야 할 희망 신호도 포함하여 모든 레플리카(ΞS')를 캔슬하는 이유는, 후술하는 신호 등화ㆍ분리부(115)는 역행렬 연산을 수반하기 때문에, 희망 신호만 남기고 캔슬, 등화를 반복하면, 블록 내에 포함되는 희망 신호수회도 역행렬 연산을 할 필요가 있는 것에 반해, 모두 캔슬한 잔량차(Q)를 입력으로 함으로써, 잔량차는 블록 내에서 공통적으로 취급할 수 있어, 블록 내에서 역행렬 연산을 1회하면 모든 무게를 계산할 수 있기 때문에, 레플리카를 별도로 입력하고, 재구성하는 형태로 함으로써 역행렬 연산에 수반하는 연산량을 삭감하고 있다. 단, 첫회는 수신한 신호의 레플리카를 생성할 수 없기 때문에, 수신 데이터 벡터(R)가 그대로 캔슬부(114)를 통과하게 된다.

캔슬부(114)를 경유한 신호는, 신호 등화ㆍ분리부(115)에 입력되어 주파수 영역의 신호를 사용하여 등화 처리가 행하여진다. 반복 처리를 행하는 경우, 이 신호 등화ㆍ분리부(115)에서는, 캔슬러부(114)의 출력(Q)에 대하여 송신 데이터 벡터마다의 수신 신호의 레플리카를 가산한 신호에 대한 등화 처리가 행하여진다. 여기서, 본 발명에 의한 공간ㆍ스펙트럼 맵핑이 행하여진 경우에 신호 등화ㆍ분리부(115)에서의 등화 대상으로 되는 송신 데이터 벡터라 함은, 통상의 싱글 유저-MIMO나 멀티 유저 유저-MIMO에 있어서의 송신 데이터 열, 즉 송신 안테나마다나 이동국 장치마다의 송신 데이터 열을 가리키고 있는 것이 아니라, 실제로 동일 스펙트럼에 다중된 2개의 신호를 송신원과는 관계없이 분리한 것을 전체 스펙트럼에 걸쳐 통합한 데이터 열을 나타내고 있다.

예를 들어, 도 7에 나타낸 바와 같은 공간ㆍ스펙트럼 맵핑이 행하여진 것으로 한다. 이때의 송신 신호에 대하여, 기지국 장치(510)의 신호 등화ㆍ분리부(115)에서의 등화 대상으로 되는 송신 데이터 벡터는, 사선을 그은 블록 B1, B2, B3, B4로 나타내어지는 신호 열과, 백색의 블록 B5, B6, B7, B8로 나타내어지는 신호 열의 2개로 된다. 이와 같이, 본 실시 형태에 있어서의 신호 등화ㆍ분리부(115)에서는, 복수의 유저의 각 안테나로부터 송신되는 신호가 혼재된 도 7에 나타낸 바와 같은 2개의 신호 열이 각각 1개의 안테나로부터 송신된 신호인 것처럼 가상적으로 취급하고, 각 신호 열에 대한 등화 처리가 별개로 행하여지게 된다. 여기서, 유저 1이라 함은 이동국 번호가 1번인 이동국 장치(510)를 나타내고, 안테나 1이라 함은 안테나 번호가 1번인 안테나를 나타낸다. 유저 2, 안테나 2도 마찬가지이다.

여기서는, 이러한 2개의 가상적인 신호 열을 각각 의사 송신 데이터 벡터 1(도 7의 사선을 그은 신호 열 B1 내지 B4이며, S'의 상반부에 대응)과 의사 송신 데이터 벡터 2(도 7의 백색의 신호 열 B5 내지 B8이며, S'의 하반부에 대응)라 부른다. 단, 첫회의 처리에서는 수신 신호의 레플리카를 생성할 수 없기 때문에, 아무것도 감산되지 않고 캔슬부(200)를 통과한 신호에 대한 등화 처리가 행하여지게 된다. 앞서 설명한 바와 같이, 본 실시 형태에 있어서의 등화 처리는, 의사 송신 데이터 벡터 1, 2(도 7의 사선과 백색으로 구별한 블록으로 나타내어지는 2개의 신호 열)에 대하여 각각 행하여지기 때문에, 수학식 3으로 나타내어지는 수신 데이터 벡터와 수학식 4로 나타내어지는 가상 전파로 행렬, 및 의사 송신 데이터 벡터 1, 2에 대한 전파로 행렬 Ξ_T1, Ξ_T2를 사용하여 연산이 행하여진다.

여기서, Ξ_T1은 의사 송신 데이터 벡터 1을, Ξ_T2는 의사 송신 데이터 벡터 2를 각각 등화하는 경우에 사용하는, 각 송신 데이터 벡터가 각각 1개의 안테나로부터 송신된 신호라고 가정하여 생성되는 가상적인 전파로 행렬이며, 가상 전파로 행렬 Ξ의 일부이기 때문에, 이하,「부분 가상 전파로 행렬」이라 한다. 이들의 부분 가상 전파로 행렬은, 전파로 추정부(112, 113)에서 얻어진 송수신 안테나의 조합마다의 전파로 추정치를, 스펙트럼 맵핑 정보를 기초로 맵핑함으로써 얻어지고, 본 실시 형태에서는 전파로 재구성부(145)에 있어서 생성된다.

여기서, 전파로 재구성부(145)의 동작에 대하여 나타낸다. 전파로 재구성부(145)에는, 각 수신 안테나로부터 전파로 추정 정보가 입력된다. 입력되는 정보는, 각 송신 안테나와 각 수신 안테나의 서브 캐리어마다의 전파로 응답이다. 본 실시 형태에서는, 동시에 처리할 필요가 있는 송신 안테나수를 4(유저수 2×안테나수 2), 수신 안테나수 2, 서브 캐리어수 4로 하고 있기 때문에, 총계 32개의 주파수 응답이 입력된다. 안테나(100)에 접속되는 전파로 추정부(112)로부터 입력되는 전파로 정보 Ξ_r1은 수학식 8, 안테나(101)에 접속되는 전파로 추정부(113)로부터 입력되는 전파로 정보 Ξ_r2는 수학식 9로 표현할 수 있다(단, 유저 1의 송신 안테나를 송신 안테나 1, 2, 유저 2의 송신 안테나를 안테나 3, 4로 표기하고 있음).

전파로 재구성부(145)에서는, 가상 전파로 행렬 Ξ와 부분 가상 전파로 행렬 Ξ_T1, Ξ_T2를 생성한다. 처음으로 가상 전파로 행렬의 생성 방법에 대하여 설명한다. 맵핑 정보, 즉 도 8에 나타낸 안테나마다의 서브 캐리어의 사용 상황에 따라서, 수학식 8, 수학식 9에 대하여 실시하는 마스킹 벡터 MV를 생성한다. 마스킹 벡터 MV는 사용하는 개소를 1, 사용하지 않는 개소를 0으로 나타낸 것이며, 도 8에 대응하는 마스킹 벡터 MV는 수학식 10으로 나타내어진다.

행렬 A의 0 성분을 제거하여, 상단 맞춤을 행하는 연산을 D0U(A)로 하고, 수학식 11, 수학식 12에 대하여, 이 연산을 실시하면,

수학식 13, 수학식 14의 각 행 벡터를 사용하여 4×4의 정사각 행렬에 대하여 대각화를 행하여[수학식 13의 1행을 대각화한 예를 행렬 (15)로 나타냄], 동일한 식으로부터 생긴 정사각 행렬을 열 방향으로 연결하여 4×8의 행렬을 만들어[수학식 13으로부터 생성되어 대각 행렬을 연결한 예를 행렬 (16)으로 나타냄], 그 연결된 행렬을 행 방향으로 연결하면, 가상 전파로 행렬 Ξ가 산출된다.

여기서는, 가상 전파로 행렬을 생성할 때, 순차, 행렬을 변형하여 산출하는 예를 나타내었지만, Ξ_r1, Ξ_r2를 메모리에 수납하여, 맵핑 정보에 맞추어, 메모리의 호출 순서를 변경함으로써, 가상 전파로 행렬 Ξ를 생성하는 것도 가능하다.

또한, 반복 처리시에는, 수학식 3에 나타낸 수신 데이터 벡터 대신에 수학식 2로 나타내는 캔슬 후의 잔량차(Q)와, 시간 영역의 레플리카를 DFT부(137 내지 140)에 있어서 주파수 영역으로 변환하여 공간ㆍ스펙트럼 맵핑부(141)에 있어서 맵핑하고 나서 의사 송신 데이터 벡터마다 IDFT부(142, 143)에 있어서 다시 시간 영역으로 변환한 신호도 사용하여 등화 처리가 행하여진다. 여기서, IDFT부(142, 143)로의 입력으로 되는 의사 송신 데이터 벡터 1, 2의 레플리카는 각각 이하의 식으로 나타내어진다. 단, S'_T1은 의사 송신 데이터 벡터 1(도 7의 사선의 신호 열 B1 내지 B4)을, S'_T2는 의사 송신 데이터 벡터 2(도 7의 백색의 신호 열 B5 내지 B8)를 각각 나타내고 있다. 본 실시 형태에 의한 기지국 장치(510)에서는, 이들의 레플리카를 사용하여 의사 송신 데이터 벡터마다의 수신 신호를 재구성하여, 각각 MMSE규범에 기초하는 등화 처리를 수학식 22를 사용하여 행한다.

단, γ_Tn, δ_Tn은 탭 계수의 연산에 의해 나타나는 실수, Ψ_Tn도 마찬가지로 탭 계수의 연산에 의해 나타나는 DFT 블록 길이의 크기를 갖는 복소 정사각 행렬, z_Tn은 신호 등화ㆍ분리부(115)로부터 출력되는 의사 송신 데이터 벡터마다의 신호이다. 또한, 첨자 Tn의 n은 의사 송신 데이터 벡터의 번호와 대응하고 있고, 본 실시 형태에서는 1과 2가 들어간다.

이와 같이, 복수의 송신 안테나로부터 송신되는 신호가 혼재된 신호를 의사 송신 데이터로서 취급함으로써, 본 발명에 의한 공간ㆍ스펙트럼 맵핑을 행한 경우에도 수학식 22를 사용한 등화 처리를 행할 수 있고, 신호 등화ㆍ분리부(115)로부터는 시간 영역에 있어서의 등화 후의 신호가 의사 송신 데이터마다 출력된다.

의사 송신 데이터 벡터마다 등화된 신호는, 다음에, DFT부(116, 117)에 입력되어 주파수 영역의 신호로 변환된 후, 공간ㆍ스펙트럼 디맵핑부(118)에 입력된다. 단, DFT부(116)에는 등화 후의 의사 송신 데이터 벡터 1(도 7의 사선의 신호 열 B1 내지 B4)이, DFT부(117)에는 등화 후의 의사 송신 데이터 벡터 2(도 7의 백색의 신호 열 B5 내지 B8)가 입력된다. 이 공간ㆍ스펙트럼 디맵핑부(118)에서는, 사용 스펙트럼 맵핑 정보에 기초하여, 각 유저의 각 송신 안테나로부터 송신된 신호를 통합하는 디맵핑이 행하여진다. 본 실시 형태에서는, 2 유저로부터 합계 4개의 송신 안테나를 사용하여 신호가 송신되고 있기 때문에, 이 공간ㆍ스펙트럼 디맵핑부(118)에서는 4개의 신호 열로 통합된다.

그리고, IDFT부(119 내지 122)에 있어서, 공간 및 스펙트럼 방향으로 디맵핑된 각 신호 열이 시간 영역의 신호로 변환된다. 이러한 구성으로 함으로써, 본 발명에 의한 공간ㆍ스펙트럼 맵핑된 복수의 신호 열을, 각 송신 안테나로부터 송신된 신호 열마다 통합하여, IDFT 처리할 수 있다. 그리고, P/S 변환부(123, 124)에 있어서 유저마다의 시리얼 신호로 변환되어, 복조 및 복호 처리가 행하여진다. 여기서, P/S 변환부(123, 124)까지의 처리는 OFDM 심볼 단위로 행하여지지만, 그것 이후의 처리, 특히 복호 처리는 오류 정정 부호화된 단위(통상, 패킷 또는 프레임 단위)로의 처리가 행하여진다.

복호부(127, 128)에서는 오류 정정된 수신 데이터의 신뢰성을 나타내는 LLR(LogLikelihood Ratio: 대수 우도비)이 산출되고, 이 대수 우도비 LLR이 입력된 반복 제어부(129, 130)에서는 미리 결정된 횟수의 반복 처리가 행하여졌는지 여부 판단을 행하여, 결정된 횟수만큼 반복 처리가 행하여진 경우에는 대수 우도비 LLR을 판정부(131, 132)로 출력한다. 반대로, 반복 처리의 횟수가 결정된 횟수에 차지 않은 경우에는 대수 우도비 LLR을 레플리카 생성부(133, 134)로 출력하고, 수신 신호의 레플리카 생성 처리로 이행한다. 또한, CRC(Cyclic Redundancy Check: 순회 장황 검사) 부호의 이용을 전제로 하면, 반복 제어부(129, 130)는, 수신 데이터의 CRC 체크를 행하여, 오류가 검출되지 않았을 때에 반복 처리를 종료하도록 해도 된다.

레플리카 생성부(133, 134)에서는, 각 비트의 대수 우도비 LLR에 따른 신호 레플리카(송신 신호의 레플리카)가 각각 생성되고, S/P 변환부(135, 136)를 거쳐, DFT부(137 내지 140)에 있어서 각 송신 안테나로부터 송신된 신호의 주파수 영역의 레플리카에 각각 변환된다. 앞서, 복조 이후의 처리는 패킷 또는 프레임 단위로 행하여진다고 설명하였지만, 이 DFT부(137 내지 140)로부터의 처리는 다시 OFDM 심볼 단위로 행하여지게 된다.

이와 같이 생성된 주파수 영역의 신호 레플리카는, 다음에, 사용 스펙트럼 결정부(146)로부터 통지되는 맵핑 정보에 기초하여, 공간ㆍ스펙트럼 맵핑부(141)에 있어서 송신측과 같은 본 발명에 의한 맵핑이 행하여진다. 그리고, 공간ㆍ스펙트럼 맵핑된 레플리카(S')는, 신호 등화ㆍ분리부(115)와 전파로 승산부(144)로 각각 입력된다. 공간ㆍ스펙트럼 맵핑 후의 레플리카(S')가 입력된 신호 등화ㆍ분리부(115)에서는, 앞서 설명한 바와 같이, 이 레플리카를 사용하여 의사 송신 데이터 벡터 1 및 2의 수신 신호를 재구성하여, 각각의 의사 송신 데이터 벡터의 등화 처리에 사용한다. 또한, 전파로 승산부(144)에서는, 캔슬부(114)에서 수신 신호와의 감산에 사용하는 수신 신호의 레플리카를 생성하기 위해, 공간ㆍ스펙트럼 맵핑 후의 레플리카에 그 맵핑을 고려한 가상 전파로 행렬(수학식 17의 Ξ)을 승산한다. 그리고, 전파로 승산부(144)로부터 출력되는 수신 신호의 레플리카(ΞS')는 캔슬부(114)에 입력되고, 앞서 설명한 수학식 2의 감산이 행하여진다.

본 실시 형태에 의한 기지국 장치(510)에서는, 이상과 같은 레플리카의 캔슬, 등화, 공간ㆍ스펙트럼 디맵핑, 복호, 레플리카 생성 등의 처리를 반복함으로써, 복호된 비트의 신뢰성을 서서히 향상시켜 간다. 그리고, 미리 결정된 반복 횟수의 처리를 행한 후에, 판정부(131, 132)에 있어서 비트의 경 판정이 행하여져, 송신 데이터가 재생되게 된다. 이러한 수신 장치 구성으로 함으로써, 복수의 유저에 의해 공간ㆍ스펙트럼 맵핑된 신호를 각각 분리하여, 각 송신 데이터를 복호할 수 있다.

또한, 본 실시 형태에 의한 기지국 장치에서는, 간섭 전력 추정부(147)가 구비되어 있고, 다른 셀 등으로부터 도래하는 미지의 간섭 신호의 전력을 각 송신 안테나의 서브 캐리어마다 측정하여, 사용 스펙트럼 결정부(146)에서의 수학식 1의 계산[Σm(k)로서]에 사용되게 된다. 또한, 사용 스펙트럼 결정부(146)는, 제1 실시 형태에 있어서 도 1에서 나타낸 제어 흐름이며, 각 이동국 장치(500 또는 501)의 각 안테나로부터의 송신에 사용하는 서브 캐리어를 결정한다. 사용 스펙트럼 결정부(146)는, 이 결정한 서브 캐리어의 지정을 나타내는 맵핑 정보를 송신부(148)로 출력하고, 송신부(148)는, 이 맵핑 정보를, 제1 실시 형태에 나타낸 이동국 장치(500 또는 501)로 송신한다.

또한, 이상의 등화 처리에서는, 첫회뿐만 아니라 2회째 이후의 처리에 있어서도 도 7에 나타낸 2개의 의사 송신 데이터 벡터에 대한 등화를 행하는 것으로 하고 있었지만, 이것과는 달리, 2회째 이후는 각 송신 안테나로부터 송신된 신호 열을 (의사) 송신 데이터 벡터로서 취급하는 등화 처리를 행하는 것으로 해도 된다. 단, 이 경우에는 4개의 (의사) 송신 데이터 벡터에 대한 등화 처리가 행하여지게 되어, 부호 116이나 117의 DFT부와 142, 143의 IDFT부가 각각 4개씩 필요해진다. 또한, 부분 가상 전파로 행렬(Ξ_T1, Ξ_T2)도, 송신 데이터 벡터를 어떻게 취급하는지에 따라서 다시 생성하는 것이 필요해진다. 또한, 첫회의 처리로부터 항상, 4개의 송신 데이터 벡터에 대한 등화를 행하는 구성으로 해도 되고, 이 경우의 각 송신 데이터 벡터는, 각 송신 안테나로부터 송신되는 각각의 신호 열로 된다. 단, 이 경우에도 수학식 22의 연산을 4회 행할 필요가 있다.

또한, 도 6과는 상이한 구성을 갖는 기지국 장치(511)의 구성을 나타내는 개략 블록도를 도 9에 나타낸다. 단, 도 6과 동일한 블록에는 동일한 번호를 부여하고 있다. 도 9에 나타낸 기지국 장치(511)는, 도 6에 나타낸 기지국 장치(510)로부터 DFT부(116, 117)와 IDFT부(142, 143)가 삭제된 구성으로 되어 있다. 이것은, 신호 등화ㆍ분리부(115)로의 입력을 시간 영역의 신호로 하는지, 주파수 영역의 신호로 하는지의 차이이며, 도 9에 나타낸 바와 같이 주파수 영역의 레플리카 등을 입력하여 MMSE 규범에 기초하는 등화 처리를 행해도 된다.

제1 실시 형태에 나타낸 송신 장치에서는, 부호화된 비트에 대한 인터리브를 행하는 블록이, 제2 실시 형태에 나타낸 수신 장치에서는 복조된 비트에 대한 디인터리브를 행하는 블록이 기재되어 있지 않았지만, 이들의 블록을 추가함으로써 더욱 양호한 특성이 얻어진다. 이것은, 인터리브를 행함으로써, 수신시에 있어서의 각 부호 비트의 확률 밀도 함수를 가우스 분포에 근접할 수 있어, 본래 가우스 분포인 전제에서 이론 해석되고 있는 터보 등화 기술의 신뢰성이 향상되기 때문이다.

[제3 실시 형태]

제1과 제2 실시 형태에서는, 각 서브 캐리어에 다중되는 신호가 반드시 2개로 되는 제한이 있는 공간ㆍ스펙트럼 맵핑을 행한 경우의 예에 대하여 나타내었다. 이들의 실시 형태에서 설명한 바와 같이, 수신측에서의 처리에 의해 서로 간섭으로 되는 신호를 제거할 수 있는 경우에는, 각 송신측이, 안테나마다 자신의 전파로 변동만을 고려하여 독립적으로 스펙트럼의 맵핑을 행해도 된다. 이하의 형태에서는, 그와 같이 다중되는 신호수에 제한이 없고, 각각 사용하는 스펙트럼을 각 송신 안테나가 독립적으로 결정하는 맵핑 방법에 대하여 나타낸다.

본 실시 형태를 실현할 때의 사용하는 서브 캐리어를 결정하는 흐름을 도 10에 나타낸다. 도 1과 동일한 처리에는 동일한 번호를 부여하고 있다. 도 1과의 차이는 스텝 S4의 처리가 삭제되어 있는 것이다. 이것은, 하나의 서브 캐리어에 다중되는 신호수에 관한 제한을 없앤 것에 기인하고 있다. 이러한 수순에 의해 송신 안테나마다 사용 스펙트럼을 결정함으로써, 지금까지의 실시 형태에 있어서의 맵핑을 행한 경우와 비교하여, 더욱 유연하고 높은 선택 다이버시티 효과가 얻어지는 맵핑을 실현할 수 있다.

여기서, 간단하게 하기 위해 사용하는 서브 캐리어수를 6으로 하고, 각각 2개의 송신 안테나를 갖는 2 유저에 대하여 도 10에 나타낸 제어 흐름에 의해 맵핑이 행하여진 경우의 송신 안테나와 사용 스펙트럼의 관계의 일례를 도 11에 나타낸다. 다음에, 이러한 공간ㆍ스펙트럼 맵핑이 행하여진 신호를 수신하는 기지국 장치(512)의 구성을 나타내는 개략 블록도를 도 12에 나타낸다. 단, 도 9와 동일한 블록에는 동일한 번호를 부여하고 있다. 본 실시 형태에 의한 도 10의 제어 흐름을 이용하여 공간ㆍ스펙트럼 맵핑을 행하는 경우에는, 도 11에 나타낸 바와 같이, 최대 4 안테나로부터 동일 스펙트럼을 사용한 송신이 행하여지게 되기 때문에, 본 실시 형태에 있어서의 기지국 장치(512)는, 4개의 수신 계통[안테나부(100)~DFT부(110), 안테나부(101)~DFT부(111), 안테나부(310)~DFT부(320), 안테나부(311)~DFT부(321)]을 갖고, 최대 4개 다중된 신호를 분리 가능한 구성으로 되어 있다. 또한, 도 9의 구성에 비해, 전파로 추정부[전파로 추정부(322, 323)]도 추가되어, 4개로 되어 있다.

이러한 기지국 장치(512)의 각 블록의 동작은 제2 실시 형태에 있어서 나타낸 기지국 장치(510, 511)의 동작과 대략 동일하지만, 본 실시 형태에 의한 공간ㆍ스펙트럼 맵핑이 행하여진 신호를 신호 등화ㆍ분리부(300)에 있어서 등화 처리할 때의 대상으로 되는 (의사) 송신 데이터 벡터는, 각 송신 안테나로부터 송신된 신호 열로 된다. 이것은, 도 13에 나타낸 바와 같이, 사선을 그은 블록 B9, B10, B11, 백색의 블록 B12, B13, B14, 종선을 그은 블록 B15, B16, B17, 그물 친 블록 B18, B19, B20으로 각각 나타내어지는 4개의 신호 열을 가리키고 있다.

신호 등화ㆍ분리부(300)에서는 이들의 송신 데이터 벡터에 대하여, 제2 실시 형태에서 설명한 등화 처리와 같은 처리를 행한다. 반복 처리에 있어서는, 캔슬부(200)에 있어서 전체 수신 신호로부터 송신측에서의 맵핑을 고려하여 생성된 전체 수신 신호의 레플리카를 감산한 결과와, 각 송신 데이터 벡터의 레플리카 및 각 송신 데이터 벡터가 받은 전파로 변동(부분 가상 전파로 행렬)으로 재구성된 각 송신 데이터 벡터의 수신 신호 레플리카를 사용하여 등화 처리가 행하여진다.

이러한 등화 처리 후의 신호는 각 송신 안테나로부터 송신된 신호 열로서 출력되기 때문에, 이미 공간적으로는 디맵핑되어 있는 것으로 되고, 스펙트럼 디맵핑부(301)에서는, 맵핑 정보를 기초로 그들의 신호 열(송신 데이터 벡터)마다 스펙트럼의 디맵핑이 행하여진다. 또한, 오류 정정 후의 비트의 대수 우도비 LLR로부터 송신 신호의 레플리카를 작성할 때에 있어서도, DFT부(213 내지 216)를 경유하여 스펙트럼 맵핑부(302)에 입력되는 신호는 각 송신 안테나로부터 송신된 신호 열(송신 데이터 벡터)로 되고 있기 때문에, 스펙트럼 맵핑부(302)에서는 공간적인 맵핑에 대해서는 고려하지 않고, 각 송신 데이터 벡터에 대하여 스펙트럼의 맵핑에 대해서만 행하면 된다.

이와 같이, 기지국 장치(512)의 구성으로 함으로써, 본 실시 형태에 의한 제어 흐름에 의해 송신 안테나마다 독립적으로 사용 스펙트럼을 결정하는 경우에도, 각 송신 데이터 벡터를 분리하여 각각의 데이터를 복호할 수 있다.

[제4 실시 형태]

제1, 제2, 제3 실시 형태의 기지국 장치(510, 511, 512)에서는 송수신 안테나 사이의 주파수 응답으로 생성되는 전파로 행렬에 Rank 탈락이 없는 상태, 즉 송신 스트림수에 대하여, 수신 안테나수가 동일하거나 그것보다 많은 경우에 대하여 나타내었지만, 여기서는 Rank 탈락의 상태, 즉 송신 스트림수에 대하여, 수신 안테나수가 적은 상태에서의 복조 방법에 대하여 나타낸다. 단, 송신 유저수, 각 유저의 송신 안테나수, 사용 서브 캐리어 위치 및 수는 제3 실시 형태에서 나타낸 것과 동일하다. 수신 안테나수는 2로 한다.

데이터는 패킷 구성으로 하고, 복수의 심볼로 1 패킷이 구성되는 것으로 한다.

오류 정정 부호화는, 유저마다 1 패킷 단위로 행하여지고, 1 심볼로 각 송신 안테나 계열로부터 3 데이터씩, 합계 6개의 데이터가 송신되는 경우를 상정하고 있다. 각 송신 안테나에 있어서는, 1 심볼로 3 서브 캐리어 사용한다.

송신될 때의 송신 안테나와 사용 서브 캐리어의 관계를 도 14에 나타낸다. 송신 신호가 주파수 변환된 데이터를 S_{x -y}(p)로 나타낸다. 송신 신호의 주파수 벡터 S_{x -y}는 송신 신호의 시간 벡터 D_{x -y}를 주파수 변환한 데이터이다. x는 유저 번호, y는 안테나 번호이다. p는 데이터의 인덱스를 나타내는 자연수이다. 주파수 영역에서의 송신 신호 벡터 S1, S2를 도 14의 배치에 기초하여 수학식 23, 수학식 24로 정의한다.

송신 안테나 n(편의상 유저 2의 송신 안테나 1, 2는 각각 3, 4로 함), 수신 안테나 j, 서브 캐리어 번호를 k로 하고, 서브 캐리어마다의 주파수 응답을 Ξ_jn(k)으로 나타내면, 유저마다의 전파로 행렬은 Ξ1, Ξ2는 수학식 25, 수학식 26으로 정의된다.

또한, 이러한 경우, 수신기에서 수신되는 주파수 영역의 데이터 R은, 수학식 27로 나타내어진다.

여기서 R_j(k)에 있어서, j는 수신 안테나 번호, k는 서브 캐리어 번호를 나타내고 있다. 단, 설명을 간단하게 하기 위해 노이즈에 관한 표기는 생략하고 있다.

전파로 행렬 Ξ1과 Ξ2의 요소를 교체함으로써 동일한 오더의 가상 전파로 행렬 Ξ를 생성하는 것이 가능한 경우, 즉 Rank 탈락이 없는 Ξ을 생성할 수 있는 경우는, 제2 실시 형태에서 나타낸 방법으로 데이터를 복조하는 것이 가능하지만, 본 실시 형태와 같이 Ξ1과 Ξ2의 요소를 교체함으로써 Rank 탈락이 없는 전파로 행렬을 생성할 수 없는 경우는, 제2 실시 형태에서 나타낸 방법으로는 데이터를 복조할 수 없다. Rank 탈락이 없는 전파로 행렬을 생성할 수 없는 이유는, 1개의 서브 캐리어에 대하여, 수신 안테나수보다 많은 스트림을 동시에 송신하고 있기 때문이다. 즉, 서브 캐리어 1 혹은 6이 그 요인에 해당한다.

다음에 이러한 상태에서 송신된 데이터를 복조하는 것이 가능한 기지국 장치(513)의 실시 형태에 대하여 설명한다.

도 15는 본 실시 형태에 있어서의 기지국 장치(513)의 구성을 나타내는 개략 블록도이다. 단, 설명을 간소화하기 위해, 수신에 필요한 블록만을 나타내고 있고, 또한 기지국 장치(513)에 있어서 처음으로 수신 데이터를 주파수 변환한 후의 블록만을 나타내고 있다. 또한, 도 9와 동일한 번호를 부여한 블록은 동일한 기능을 갖는다. 도 9와의 차이는, 신호 등화ㆍ분리부가 신호 등화ㆍ분리부(201-1, 201-2)의 2개로 되어 있는 것이다. 또한, 공간ㆍ스펙트럼 디맵핑부(118)가 상이한 기능을 갖기 때문에 공간ㆍ스펙트럼 디맵핑부(500)로 하고 있다. 등화 처리는 MMSE 처리를 전제로 한다. 이 MMSE 등화 처리에 필요해지는 신호는, 수신 신호로부터 레플리카 신호를 감산한 잔량차 신호, 송수신 안테나 사이의 전파로 행렬 Ξ, 희망 안테나(데이터를 산출하고자 하는 안테나)로부터의 전파로 행렬 Ξ_nT(부분 전파로 행렬), 희망 신호를 재구축하기 위한 레플리카 신호 S'(주파수 영역의 데이터)가 필요해진다.

기지국 장치(513)의 처음의 신호 등화ㆍ분리부(201-1, 201-2)가 2개로 되는 이유는, 전파로 행렬이 Rank 탈락인 것을 전제로 하고 있으므로, 복수의 처리가 필요하게 되기 때문이다. 이후, 2 계통 있는 처리를 구별하기 위해, 한쪽을 처리 계통 1, 다른 한쪽을 처리 계통 2라 칭한다.

수신 신호 처리는 기본적으로 도 9에서 나타낸 것과 마찬가지이지만, 본 실시 형태에서의 상이한 처리를 부가하여 간단하게 설명한다. 단, 각 송수신 안테나 사이의 주파수 응답은 어떠한 방법을 이용하여 산출되어 있는 것으로 한다.

수신된 신호는 심볼 단위로 주파수 변환되어 캔슬부(114)에 입력된다. 이 신호가 수학식 27로 나타내어지는 것이다. 기지국 장치(513)에서는 앞의 실시 형태와 마찬가지로, 패킷 단위(오류 정정 부호화가 실시되는 단위)로 반복 처리가 행하여지지만, 처음의 처리에서는 레플리카는 작성되고 있지 않기 때문에, 전파로 승산부(144)의 출력은 0이다. 2회째 이후의 처리에서는, 각 데이터의 대수 우도비 LLR에 의해 산출되는 송신 신호의 레플리카가 생성되고 있기 때문에, 수신 신호로부터 레플리카 신호가 감산된다. 송신 신호의 레플리카가 완전히 재현된 경우, 감산 후의 신호는 노이즈만으로 된다.

신호 등화ㆍ분리부(201-1, 201-2)에서는, 수신 신호를 2개의 처리 계통으로 나누어 처리를 행한다. 즉 처리 계통 1, 신호 등화ㆍ분리부(201-1)에서는 도 16a에 나타낸 바와 같이 부호 K1 또는 K2가 부여된 신호만이 송신되고, 처리 계통 2, 신호 등화ㆍ분리부(201-2)에서는 도 16b에 나타낸 바와 같이 부호 K3 또는 K4가 부여된 신호만이 송신된 것으로서 취급한다. 따라서, 각각의 처리 계통에서는, 도 16a 또는 도 16b에 있어서 부호가 부여되어 있지 않은 신호는 노이즈로서 취급되게 된다.

각각의 처리 계통에서 대상으로 되는 의사적인 송신 데이터 벡터를 Ss1, Ss2로 하면, 각각 수학식 28, 29로 나타내어지고, 각각의 의사 송신 데이터 벡터에 대응하는 가상 전파로 행렬 Ξ_s1, Ξ_s2는 각각 이하의 수학식 30, 31과 같이 된다.

이 전파로 행렬이, 전파로 재구성부(145)로 생성된다. 이 전파로 행렬이 신호 등화ㆍ분리부(201-1, 201-2)에 입력되고, 각각의 계통에서 신호가 MMSE 등화되어 출력된다.

전파로 재구성부(145)의 동작을 제2 실시 형태와 마찬가지로 설명한다. 각 전파로 추정부(112, 113)로부터 입력되는 주파수 응답의 행렬은, 제2 실시 형태와 마찬가지이며, 수학식 32, 수학식 33으로 나타낼 수 있다. 제2 실시 형태에서 나타낸 것과의 차이는, 서브 캐리어수 6을 전제로 하고 있는 것이다. 또한, 마스킹 벡터 MV가 의사 송신 데이터 계열에 따라서 2개 생성되어 MV1, MV2로 하면, 이들은 수학식 34, 수학식 35로 나타내어진다.

이 MV1, MV2를 기초로 제2 실시 형태에서 나타낸 처리와 동일한 조작을 함으로써, 가상 전파로 행렬 Ξ_s1, Ξ_s2를 수학식 30, 31로서 산출할 수 있다. 단, 0 성분을 삭제할 때, 4열째의 성분이 없어지게 되지만, 행렬을 축퇴시키지 않고, 0을 유지하는 것으로 한다. 마찬가지로 부분 가상 전파로 행렬 (36), (37)이 MV1의 마스킹에 기초하여 산출된다.

본 실시 형태에 있어서의 신호 등화ㆍ분리부(201-1, 201-2)는 의사 송신 데이터 벡터 Ss1, Ss2를 대상으로 하고 있기 때문에, Ξ_nT가 실제의 안테나로부터의 정보와는 상이한 것이 된다. 처리 계통 1에서는, Ss1의 상반부에 배치되는 신호가 동일한 안테나로부터 송신된 것으로서 처리되고, Ss1의 하반부에 배치되는 신호가 동일한 안테나로부터 송신된 것으로서 처리된다. 이후, 이들의 신호쌍을 각각, 의사 송신 데이터 벡터 1, 의사 송신 데이터 벡터 2라 칭한다. 따라서 신호 등화ㆍ분리부(201-1)에서는 수학식 30에 나타낸 전파로 행렬 Ξ_S1과 의사 송신 데이터 벡터 1, 2에 대응한 부분 가상 전파로 행렬 Ξ_nT1과 Ξ_nT2에 의해, 등화 처리가 행하여진다. 부분 가상 전파로 행렬 Ξ_nT1과 Ξ_nT2는 이하의 식으로 나타내어진다.

마찬가지로 처리 계통 2에서는, Ss2의 상반부에 배치되는 신호가 동일한 안테나로부터 송신된 것으로서 처리되고, Ss2의 하반부에 배치되는 신호가 동일한 안테나로부터 송신된 것으로서 처리된다. 이후, 이들의 신호쌍을 각각, 의사 송신 데이터 벡터 3, 의사 송신 데이터 벡터 4라 칭한다.

또한, 부분 가상 전파로 행렬 Ξ_nT는 의사 송신 데이터 벡터 1 내지 4 각각에서 생성되므로, 4개의 행렬이 전파로 재구성부(145)로 생성되게 된다.

신호 등화ㆍ분리부(201-1, 201-2)에서는 레플리카 신호 S'가 사용되지만, 이것도 의사 송신 데이터 벡터 1 내지 4를 기준으로 생성된다. 신호 등화ㆍ분리부(201-1)에서는, 의사 송신 데이터 벡터 1의 레플리카와, 의사 송신 데이터 벡터 2의 레플리카가 사용된다. 신호 등화ㆍ분리부(201-2)에서는, 의사 송신 데이터 벡터 3의 레플리카와, 의사 송신 데이터 벡터 4의 레플리카가 사용된다.

도 16a, 도 16b에 신호 등화ㆍ분리 후의 출력을, 실제의 유저ㆍ송신 안테나ㆍ서브 캐리어로 맵핑하여 나타낸다. 도 16a는 신호 등화ㆍ분리부(201-1), 도 16b는 신호 등화ㆍ분리부(201-2)의 출력이다. 도면 중 K1, K2 등은 의사 송신 데이터 벡터 1로서 처리되는 신호, 의사 송신 데이터 벡터 2로서 처리되는 신호 등을 의미한다. 또한, 그물 쳐져 있는 데이터는 양쪽의 계통으로부터 동시에 출력되는 데이터이다.

이 K1 내지 K4의 신호는 공간ㆍ스펙트럼 디맵핑부(500)에 있어서, 송신시에 행하여진 맵핑의 역의 수순으로 IDFT부(116, 117, 118, 119)의 입력으로 맵핑된다. 맵핑을 행할 때, 2개의 처리 계통 양쪽으로부터 출력되는 데이터(도 16a, 도 16b의 그물)가 있지만, 이들에 대해서는 2개의 데이터의 가산 평균을 취하는 것으로 한다. 또한, 어느 계통의 출력을 우선한다는 방법도 고려된다. 이 양쪽의 계통으로부터 동시에 출력되는 데이터의 처리가, 공간ㆍ스펙트럼 디맵핑부(204)에는 필요 없었던 기능이다.

또한, 반복 처리의 1회째에 있어서는, 간섭의 영향이 크다고 고려되는 주파수 성분을 사용하지 않다는 방법도 고려된다. 즉, 서브 캐리어 1 혹은 서브 캐리어 6과 같은 서브 캐리어의 주파수 성분을 사용하지 않는다는 것을 의미한다.

도 17에 IDFT부(116 내지 119)에 입력되는 데이터에 대하여 나타낸다. 도면 중 Kx(y)에 있어서의 x는 가상 안테나 번호, y는 신호 등화ㆍ분리부(201-1, 201-2) 출력시의 서브 캐리어 번호를 나타내고 있다. 또한, A가 할당되어 있는 입력은 가산 처리가 필요해지는 부분으로, 가산의 상세에 대해서는 도면에 나타내고 있다.

이와 같이 공간ㆍ스펙트럼 디맵핑부(500)에서 처리가 행하여진 후, 각각에서 IDFT 처리가 행하여지고, 복조부(122, 123)에서 각 데이터의 대수 우도비 LLR이 산출된다. 이 복조부(122, 123)까지의 처리는 심볼 단위로 행하여진다. 복호부(124, 125)에 있어서는, 통상 부호화가 행하여진 단위로 오류 정정 복호가 행하여진다. 이때에는 입력되는 대수 우도비 LLR을 바탕으로 복호 처리가 행하여져, 각 데이터의 대수 우도비 LLR이 갱신되고, 갱신된 대수 우도비 LLR은, 반복 처리의 최종회 이외에는 레플리카 생성부(209, 210)에 입력된다. 반복 처리의 최종회에서는, 판정부(207, 208)로 출력된다.

레플리카 생성부(209, 210)에 의해 생성된 레플리카는, 심볼 단위로 DFT부(213, 214, 215, 216)에 입력된다. 유저 1 안테나 1로부터 송신된 데이터에 대한 시간 영역의 레플리카를 s1-1(m), 유저 1 안테나 2로부터 송신된 데이터에 대한 시간 영역의 레플리카를 s1-2(m), 유저 2 안테나 1로부터 송신된 데이터에 대한 시간 영역의 레플리카를 s2-1(m), 유저 2 안테나 2로부터 송신된 데이터에 대한 시간 영역의 레플리카를 s2-2(m)로 한다. 여기서 m은 데이터의 인덱스이다. DFT부(213 내지 216)에는 각 레플리카가 3개씩 입력된다. DFT부(213 내지 216)의 출력을 도 18에 나타낸다. S'가 주파수 영역에서의 레플리카를 의미하고, 첨자는 유저 번호와 안테나 번호를 나타낸다.

공간ㆍ스펙트럼 디맵핑부(217)에서는, 송신에 사용된 맵핑에 따라서, 주파수 영역의 레플리카의 디맵핑을 행한다. 디맵핑 후의 데이터를 수학식 23, 24와 동일한 형식으로 나타내면 수학식 38, 39와 같이 된다. 이 수학식 38, 39의 데이터에 수학식 25, 26으로 나타내어지는 전파로 정보가 승산되어 캔슬에 사용되는 레플리카 신호 R'가 수학식 40에 의해 생성된다.

캔슬부(200)에서는 이 R'가 수신 신호 R보다 감산된다.

한편, 공간ㆍ스펙트럼 디맵핑부(500)에서는 신호 등화ㆍ분리부(201-1, 201-2)에서 등화 처리를 행할 때, 필요해지는 의사 송신 데이터 벡터마다의 레플리카 신호 S_s1' 수학식 41과 S_s2' 수학식 42를 작성할 필요가 있다.

S_s1'의 상반부가 의사 송신 데이터 벡터 1, 하반부가 의사 송신 데이터 벡터 2로부터의 송신호에 대응하고, S_s2'의 상반부가 의사 송신 데이터 벡터 3, 하반부가 의사 송신 데이터 벡터 4로부터의 송신호에 대응한다. 이 신호에 수학식 36으로 나타내어진 바와 같은 부분 가상 전파로 행렬 Ξ_nT를 승산함으로써 등화 처리에 필요해지는 희망 신호가 재구축된다.

본 실시 형태에 나타낸 처리에서는, 일부의 신호 성분을 노이즈로서 취급할 필요가 있기 때문에, 대수 우도비 LLR의 산출 정밀도가 나빠진다고 고려되지만, 오류 정정에 의한 대수 우도비 LLR의 개선 효과를 이용함으로써, 반복 조작에 의해, 송신 데이터를 산출하는 것이 가능해진다. 또한, 각 이동국 장치, 송신 안테나에서 가장 품질이 양호한 서브 캐리어를 사용할 수 있기 때문에, 간섭을 제거할 수 있는 경우에는 높은 통신 품질을 얻는 것이 가능해진다. 그리고, 서브 캐리어에 할당하는 스트림수에 제한이 이론상은 없어지기 때문에, 스케줄링에 대해서도 용이하게 행할 수 있다.

[제5 실시 형태]

제4 실시 형태에서는 처리 계통을 2개로 분리하고, 동시에 반복 처리를 행하여 대수 우도비 LLR의 개선 정밀도를 향상시키는 방법을 나타내었지만, 본 실시 형태에서는, 반복 처리를 순차 행하는 방법에 대하여 나타낸다. 또한, 제4 실시 형태에서는 신호 등화ㆍ분리부(201-1, 201-2)에서는, 유저 데이터에 관련 없이, 의사 송신 데이터 벡터쌍을 생성하였지만, 본 실시 형태에서는, 기본적으로 유저마다 안테나마다 의사 송신 데이터 벡터쌍을 생성하는 경우에 대하여 나타낸다. 또한, 본 실시 형태에서 나타내는 순차 반복 처리를 행하는 방법에서는, 의사 송신 데이터 벡터쌍을 유저마다 설정하는 필연성은 있지만, 제4 실시 형태에 있어서, 의사 송신 데이터 벡터쌍을 유저마다 설정하는 방법을 이용하는 것은 가능하다.

본 실시 형태의 전제 조건은 제4 실시 형태와 동일하다.

도 19는 본 실시 형태에 있어서의 기지국 장치(514)의 구성을 나타내는 개략 블록도이다. 단, 설명을 간소화하기 위해, 수신에 필요한 블록만을 나타내고 있고, 또한 기지국 장치(514)에 있어서 처음으로 수신 데이터를 주파수 변환한 후의 블록만을 나타내고 있다. 또한, 도 15와 동일한 번호를 부여한 블록은 동일한 기능을 갖는다. 도 15와의 차이는, 공간ㆍ스펙트럼 디맵핑부(500)가 상이한 기능을 갖기 때문에 공간ㆍ스펙트럼 디맵핑부(501)로 하고 있는 것과, 공간ㆍ스펙트럼 맵핑부(217)가 상이한 기능을 갖기 때문에 공간ㆍ스펙트럼 맵핑부(502)로 하고 있는 것이다.

또한, 순차 처리이므로 신호 등화ㆍ분리부(201)도 1개로 되어 있다. 등화 처리에 대해서는 주파수 영역의 MMSE 처리를 전제로 한다. 이 등화 처리에 필요해지는 신호는, 수신 신호로부터 레플리카 신호를 감산한 잔량차 신호, 송수신 안테나 사이의 전파로 행렬 Ξ, 희망 안테나(데이터를 산출하고자 하는 안테나)로부터의 전파로 행렬 Ξ_nT(부분 전파로 행렬), 희망 신호를 재구축하기 위한 레플리카 신호 S'(주파수 영역의 데이터)가 필요해진다. 또한, 후술하는 바와 같이 신호 등화ㆍ분리 처리는 유저 단위로 행하지만, 처리하는 순서는 편의상 유저 1을 반복 처리의 홀수회, 유저 2를 짝수회로 한다. 또한, 처리하는 순서에 대해서는 신호 품질이 양호한 쪽부터 먼저 처리를 행하는 편이 좋다.

수신 신호 처리는 기본적으로 도 15에서 나타낸 것과 마찬가지이지만, 본 실시 형태에서의 상이한 처리를 부가하여 간단하게 설명한다. 단, 각 송수신 안테나 사이의 주파수 응답은 어떠한 방법을 이용하여 이미 산출되어 있는 것으로 한다.

수신된 신호는 심볼 단위로 주파수 변환되어 캔슬부(200)에 입력된다. 이 신호가 수학식 27로 나타내어지는 것이다. 기지국 장치(514)에서는 앞의 실시 형태와 마찬가지로, 패킷 단위(오류 정정 부호화가 실시되는 단위)로 반복 처리가 행하여지지만, 처음의 처리에서는 레플리카는 작성되어 있지 않기 때문에, 전파로 승산부(220)의 출력은 0이다. 2회째 이후의 처리에서는, 각 데이터의 대수 우도비 LLR에 의해 산출되는 송신 신호의 레플리카가 생성되고 있기 때문에, 캔슬부(200)에 의해 수신 신호로부터 레플리카 신호가 감산된다. 송신 신호의 레플리카가 완전히 재현된 경우, 감산 후의 신호는 노이즈만으로 된다.

신호 등화ㆍ분리부(201)에서는, 수신 신호를 2종류로 나누어 처리를 행한다. 즉 반복 처리의 홀수회에 있어서는 신호 등화ㆍ분리부(201)에서는 도 20a에 나타낸 바와 같이 횡선으로 나타내는 정보(유저 1로부터의 신호)만이 송신되고, 반복 처리의 짝수회에 있어서는, 신호 등화ㆍ분리부(201)에서는 도 20b에 나타낸 바와 같이 종선으로 나타내는 정보(유저 2로부터의 신호)만이 송신된 것으로서 취급한다. 단, 서브 캐리어 3 등에서는, 자유도가 남아 있는(각 처리 계통에서 식별해야 할 데이터가 1개밖에 없는)데다가, 간섭으로 되는 신호(종횡선의 사각)가 존재하므로, 그 간섭 신호는 비어 있는 자유도를 이용하여 분리하는 것으로 한다. 또한, 도 20a에 있어서 유저 2의 서브 캐리어 2의 신호를 노이즈로서 취급하고 있지만, 이 신호도 간섭 신호로서 분리하는 것도 가능하다. 실제의 처리 이미지를 도 20c, 도 20d에 나타낸다. 또한, 그물 친 정보는 노이즈로서 취급되게 된다.

각각의 반복 횟수로 대상으로 되는 의사적인 송신 데이터 벡터를 Ssod(홀수회), Ssev(짝수회)로 하면, 각각 수학식 43, 44로 나타내어진다. 각각의 의사 송신 데이터 벡터 Ssod, Ssev에 대응하는 가상 전파로 행렬 Ξ_sod, Ξ_sev는 각각 수학식 45, 46과 같이 된다.

이 가상 전파로 행렬이, 전파로 재구성부(221)에서 생성된다. 그리고 이 가상 전파로 행렬이, 신호 등화ㆍ분리부(201)에 반복 횟수에 따라서 입력되고, 각각의 경우에 있어서 MMSE 등화되어 출력된다.

전파로 재구성부의 동작을 제5 실시 형태와 마찬가지로 설명한다. 각 전파로 추정부로부터 입력되는 주파수 응답의 행렬은, 제5 실시 형태와 마찬가지이며, 수학식 47, 48로 나타낼 수 있다. 또한, 마스킹 벡터 MV가 의사 송신 데이터 계열에 따라서 2개 생성되어 MV3, MV4로 하면, 이들은 수학식 49, 50으로 나타내어진다.

이 MV3, MV4를 바탕으로 제2 실시 형태에서 나타낸 처리와 동일한 조작을 함으로써, 가상 전파로 행렬 Ξ_s1, Ξ_s2를 수학식 45, 46으로서 산출할 수 있다. 단, 0 성분을 삭제할 때, 수학식 49의 2열째나 4열째에 있어서 성분이 없어지게 되지만, 행렬을 축퇴시키지 않고, 0을 유지하는 것으로 한다.

제5 실시 형태에서 나타낸 수학식 13, 14에 대하여 MV3에서는 수학식 51, 52가 얻어지고, MV4에서는 수학식 53, 54가 얻어진다.

이 수학식 51, 52에 있어서, 유저 계열을 우선하기 위해, 5열째의 상하를 교체하는 작업이 필요해진다. 또한, 이 수학식 53, 54에 있어서, 유저 계열을 우선하기 위해, 3열째의 상하를 교체하는 작업이 필요해진다. 마찬가지로 부분 가상 전파로 행렬 (55), (56)이 MV3의 마스킹에 기초하여 산출된다.

본 실시 형태에 있어서의 신호 등화ㆍ분리부(201)는 동일 유저, 동일 안테나의 데이터는 가능한 한 동일한 안테나로부터 송신되었다고 인식할 수 있도록 송신 신호 벡터를 할당하고 있지만, 분리의 정밀도를 높이기 위해 일부, 상이한 안테나로부터 송신된 신호를 혼재시키고 있다. 그로 인해, 결국 송신 데이터 벡터는 의사적인 것으로 된다. 따라서, 부분 가상 전파로 행렬 Ξ_nT는 실제의 안테나로부터의 부분 가상 전파로 행렬과는 상이한 것이 된다.

반복 횟수가 홀수에서는, Ssod의 상반부에 배치되는 신호가 동일한 안테나로부터 송신된 것으로서 처리되고, Ssod의 하반부에 배치되는 신호가 동일한 안테나로부터 송신된 것으로서 처리된다. 이후, 이들의 신호쌍을 각각, 의사 송신 데이터 벡터 1로부터의 신호, 의사 송신 데이터 벡터 2로부터의 신호라 칭한다. 따라서 신호 등화ㆍ분리부(201)에서는 수학식 45에 나타낸 가상 전파로 행렬 Ξ와, 의사 송신 데이터 벡터 1, 2에 대응하는 부분 가상 전파로 행렬 Ξ_nT1과 Ξ_nT2에 의해 등화 처리가 행하여진다. 부분 가상 전파로 행렬 Ξ_nT1과 Ξ_nT2는 이하의 수학식 55, 56으로 나타내어진다.

마찬가지로 반복 횟수가 짝수에서는, Ssev의 상반부에 배치되는 신호가 동일한 안테나로부터 송신된 것으로서 처리되고, Ssev의 하반부에 배치되는 신호가 동일한 안테나로부터 송신된 것으로서 처리된다. 이후, 이들의 신호쌍을 각각, 의사 송신 데이터 벡터 3, 의사 송신 데이터 벡터 4라 칭한다.

또한, 부분 가상 전파로 행렬 Ξ_nT는 의사 송신 데이터 벡터 1 내지 4에 대하여 생성되므로, 4개의 행렬이 전파로 재구성부(221)에서 생성되게 된다.

신호 등화ㆍ분리부(201)에서는 레플리카 신호 S' 사용되지만, 이것도 의사 송신 데이터 벡터를 기준으로 생성된다. 반복 횟수가 홀수일 때의 신호 등화ㆍ분리부(201)에서는, 의사 송신 데이터 벡터 1의 레플리카와, 의사 송신 데이터 벡터 2의 레플리카가 사용된다. 반복 횟수가 짝수일 때의 신호 등화ㆍ분리부(201)에서는, 의사 송신 데이터 벡터 3의 레플리카와, 의사 송신 데이터 벡터 4의 레플리카가 사용된다.

도 21a, 도 21b에 신호 등화ㆍ분리 후의 출력을, 실제의 유저ㆍ송신 안테나ㆍ서브 캐리어로 맵핑한 예를 나타낸다. 도 21a는 반복 횟수가 홀수일 때의 신호 등화ㆍ분리부(201), 도 21b는 반복 횟수가 짝수일 때의 신호 등화ㆍ분리부(201)의 출력이다. 도면 중 K1, K2 등은 의사 송신 데이터 벡터 1로서 처리되는 신호, 의사 송신 데이터 벡터 2로서 처리되는 신호 등을 의미한다. 또한, 그물 쳐져 있는 데이터는 폐기된다.

이 K1 내지 K4의 신호는 공간ㆍ스펙트럼 디맵핑부(500)에 있어서, 송신시에 행하여진 맵핑의 역의 수순으로 IDFT부(116, 117)의 입력으로 맵핑된다.

도 22에 IDFT부(116, 117)에 입력되는 데이터에 대하여 나타낸다. 도면 중 Kx(y)에 있어서의 x는 가상 안테나 번호, y는 신호 등화ㆍ분리부 출력시의 서브 캐리어 번호를 나타내고 있다.

이와 같이 공간ㆍ스펙트럼 디맵핑부(501)에서 처리가 행하여진 후, 각각에서 IDFT 처리가 행하여지고, 복조부(122)에서 각 데이터의 대수 우도비 LLR이 산출된다. 이 복조부(122)까지의 처리는 심볼 단위로 행하여진다. 복호부(124)에 있어서는, 부호화가 행하여진 단위로 오류 정정 복호가 행하여진다. 이때에는 입력되는 대수 우도비 LLR을 바탕으로 복호 처리가 행하여져, 각 데이터의 대수 우도비 LLR이 갱신되고, 반복 처리의 최종회 이외에는, 반복 제어부(205)에 의해 레플리카 생성부(210)에 입력된다. 반복 처리의 최종회에서는, 반복 제어부(205)에 의해 판정부(207)로 출력된다.

생성된 레플리카는 심볼 단위로 DFT부(213, 214)에 입력된다. 유저 1 안테나 1로부터 송신된 데이터에 대한 시간 영역의 레플리카를 s1-1(m), 유저 1 안테나 2로부터 송신된 데이터에 대한 시간 영역의 레플리카를 s1-2(m), 유저 2 안테나 1로부터 송신된 데이터에 대한 시간 영역의 레플리카를 s2-1(m), 유저 2 안테나 2로부터 송신된 데이터에 대한 시간 영역의 레플리카를 s2-2(m)로 한다. 여기서 m은 데이터의 인덱스이다. DFT부(213, 214)에는 각 레플리카가 3개씩 입력된다. DFT부(213, 214)의 출력을 도 23에 나타낸다. S'가 주파수 영역에서의 레플리카를 의미하고, 첨자는 유저 번호와 안테나 번호를 나타낸다.

공간ㆍ스펙트럼 맵핑부(217)에서는, 송신에 사용된 맵핑에 따라서 주파수 영역의 레플리카의 맵핑을 행한다. 맵핑 후의 데이터를 종방향으로 유저 번호와 안테나 번호, 횡방향으로 서브 캐리어 번호로 나타내어지는 행렬로 나타내면 반복 횟수가 홀수인 경우 수학식 57, 반복 횟수가 홀수인 경우 수학식 58과 같이 된다. 이 데이터에 수학식 25, 26으로 나타내어지는 전파로 정보가 승산되어 캔슬에 사용되는 레플리카 신호 R'(i)가 수학식 59에 의해 생성된다. 여기서, i는 반복 횟수를 나타내는 인덱스이다.

T는 전치를 나타내고, (x mod 2)는 x를 2로 나누었을 때의 나머지를 나타낸다. 순차 처리를 행하고 있기 때문에, 전회의 레플리카 행렬을 기억하여, 반복 횟수에 따라서 새롭게 산출한 레플리카를 갱신할 필요가 있다.

캔슬부(200)에서는 이 R'가 수신 신호 R보다 감산된다.

한편, 공간ㆍ스펙트럼 디맵핑부(501)에서는 신호 등화ㆍ분리부(201)에서 등화를 행할 때, 필요해지는 의사 송신 데이터 벡터마다의 레플리카 신호 S'od 수학식 60과 S'ev 수학식 61을 작성할 필요가 있다.

S'od의 상반부가 의사 송신 데이터 벡터 1, 하반부가 의사 송신 데이터 벡터 2로부터의 송신호에 대응하고, S'ev의 상반부가 의사 송신 데이터 벡터 3, 하반부가 의사 송신 데이터 벡터 4로부터의 송신호에 대응한다. 이 신호에 수학식 46으로 나타내어진 바와 같은 부분 가상 전파로 행렬 Ξ_nT를 승산함으로써 등화 처리에 필요해지는 희망 신호가 재구축된다.

이러한 구성으로 함으로써, 반복 횟수는 증가하지만, 회로 규모를 크게 삭감할 수 있다.

[제6 실시 형태]

이상의 실시 형태에서는, 이산 푸리에 변환 DFT를 사용하여 신호를 주파수 영역으로 확산하고, 역이산 푸리에 변환 IDFT에 의해 다시 시간 영역의 신호로 변환하여 송신하는 이동국 장치 및, 그것에 대응하는 기지국 장치에 대하여 나타내었지만, 본 발명은, 이산 푸리에 변환 DFT가 아니라, 송신 신호에 확산 부호를 승산함으로써 주파수 확산을 행하는 시스템에도 적용할 수 있다. 특히, 위상 회전으로 나타내어지는 직교 부호를 사용하는 경우에는, 이산 푸리에 변환 DFT를 사용하여 확산을 행하는 경우와 동일한 신호가 생성되게 되어, PAPR 특성도 낮게 억제할 수 있다. 본 실시 형태에서는, 위상 회전 직교 확산 부호를 사용하여 주파수 확산을 행하는 경우의 예를 나타낸다.

본 실시 형태에 있어서의 이동국 장치(502)의 구성을 나타내는 개략 블록도를 도 24에 나타낸다.

도 24에 나타낸 이동국 장치(502)는, 제1 실시 형태의 도 3에 나타낸 이동국 장치(500)의 DFT부(4-1, 4-2)가 확산ㆍ다중부(50-1, 50-2)를 대신한 것뿐이며, 그 밖에는 도 3에 나타낸 송신 장치(500)와 동일한 구성으로 되어 있다. 이 확산ㆍ다중부(50-1, 50-2)에서는, 도 25에 나타낸 바와 같은 확산 및 다중 처리가 행하여진다. 단, 여기서는, 부호 길이 64이며, 각각 직교하는 64개의 위상 회전 직교 확산 부호를 사용하는 것으로 하고, 그것에 의해 1 유저가 사용하는 서브 캐리어수도 64로 된다.

도 25의 C1 내지 C64는 각각 확산 부호를 나타내고 있고, 확산 부호의 각 요소(칩)는 도시하는 바와 같다. 또한, D1이나 D2는, 변조되어, 패럴렐로 변환된 신호를 나타내고 있다. 확산ㆍ다중부(50-1, 50-2)에서는, 우선 D1이나 D2 등의 변조 신호에 C1, C2 등의 부호를 각각 승산한다. 이때, D1 등의 변조 신호는 부호 길이분(여기서는 64)만큼 카피되고, 확산 부호의 각각의 칩과의 승산이 행하여진다. 그리고, 이들의 승산의 결과를 칩마다 가산하여, 부호의 다중을 행한 신호가 확산ㆍ다중부(50-1, 50-2)의 출력으로 된다.

이와 같이 이산 푸리에 변환 DFT 대신에 위상 회전 직교 확산 부호를 사용한 경우에도, 이산 푸리에 변환 DFT와 같은 신호를 생성할 수 있고, 본 발명에 의한 싱글 유저-MIMO와 멀티 유저-MIMO가 혼재된 신호의 전송을 행할 수 있다. 따라서, 이와 같이 송신 장치에 확산ㆍ다중부를 구비한 경우에도, 수신 장치는 이상의 실시 형태에 나타내는 구성이어도 된다. 또한, 도 6의 공간ㆍ스펙트럼 디맵핑부(118)나 도 9의 공간ㆍ스펙트럼 디맵핑부 뒤의 IDFT부 대신에, 송신측에서 사용한 위상 회전 직교 부호의 복소 공액을 수신 신호에 승산하는 역확산부를 구비하는 구성으로 해도 된다. 또한, 레플리카를 생성하기 위한 DFT부를, 앞서 나타낸 확산ㆍ다중부로 변경하는 구성으로 해도 된다.

이상과 같이, 본 실시 형태에서는, 위상 회전으로 나타내어지는 직교 부호를 사용하는 경우의 예를 나타내었지만, 이것에 한정되지 않고, 그 밖의 확산 부호를 사용하여 주파수 확산을 행하는 경우에도 본 발명은 적용 가능하다.

이하의 실시 형태에 있어서는, 전송 방식을 SC-ASA 방식으로서, 일례로서, 송신 장치의 수가 2, 서브 캐리어수를 64로 한다. 각 송신 장치가 사용하는 서브 캐리어수를 종래의 SC-ASA 방식과 마찬가지로, 전체 서브 캐리어수의 절반 정도의 개수인 32개를 사용하는 것으로 한다. 또한, 각 송신국이 사용하는 서브 캐리어수를 N_u개로 하고, 이용 가능한 대역의 서브 캐리어를 N_d개로 하면, 이 경우, N_d=64, N_u=32이며, 이후에서는 N_d, N_u를 사용하여 설명한다. 또한, 멀티 캐리어 방식으로서 OFDM 방식을 가정하기 때문에, SC-ASA 방식을 본 명세서 중에서는 DFT-S-OFDM이라 칭하는 경우도 있다. 이하에 나타낸 실시 형태에 있어서는, 특별히 언급하지 않는 한, 일반적으로 말하여지는 이동국으로부터 기지국으로의 통신인 업링크에서의 통신을 대상으로 하고 있지만, 본 발명의 대상으로 하는 통신은, 이것에 한정되지 않는다.

[제7 실시 형태]

도 26은, 제7 실시 형태에 있어서의 무선 통신 시스템의 구성을 나타내는 개략 블록도이다. 본 실시 형태에서는, 이동국 장치(A80a, A80b)가, SC-ASA 방식으로 데이터를 송신하고, 이들의 데이터를 기지국 장치(A70)가 수신한다. 또한, 본 실시 형태에 있어서는, 기지국 장치(A70)가, 각 이동국 장치(A80a, A80b)에 대한 스펙트럼 할당 정보를 결정하고, 기지국 장치(A70)는, 이들의 스펙트럼 할당 정보 각각을, 이동국 장치(A80a, A80b)로 송신하지만, 이때의 송수신 방법은, 어떠한 방법을 이용해도 된다. 도 27에, 본 실시 형태에 있어서의 서브 캐리어 맵핑의 예를 나타낸다. 도 27의 (a)는, 이동국 장치(A80a)가 송신한 송신 데이터 A와 이동국 장치(A80b)가 송신한 송신 데이터 B가 맵핑된 송신 스펙트럼을 나타내고, 도 27의 (b)는, 기지국 장치(A70)에서 수신되는 수신 스펙트럼을 나타내고 있다. 또한, 여기서는 설명을 간단하게 하기 위해 무선 전파로에 의한 왜곡은 없는 것으로 한다.

SC-ASA 방식에서는, 수신국이, 각 송신국으로부터의 신호에 대하여 독립적으로 신호를 분리, 검출 가능하도록 하기 위해, 송신국은, 다른 송신국의 이용 상황을 고려하여 서브 캐리어를 맵핑한다. 한편, 이 SC-ASA 방식은 시간축에서 블록화된 신호가 주기 함수라는 전제로, 상기 신호에 이산 푸리에 변환 DFT를 실시하여 각 서브 캐리어의 진폭과 위상을 얻어, 그 정보를 멀티 캐리어 방식에 기초하여 전송한다. 따라서, 각 서브 캐리어는 시간축 상의 전체 송신 데이터에 관한 정보를 보유하고 있다고 하는 것이며, 도 27의 (b)에 있어서 검게 빈틈없이 칠한 서브 캐리어로 나타낸 바와 같이, 하나의 송신국에 대하여 송신 데이터가 할당된 서브 캐리어 중 일부의 서브 캐리어[도 27의 (b)에서는, 6 서브 캐리어 중 2 서브 캐리어]가, 다른 송신국에 대하여 송신 데이터가 할당된 서브 캐리어 중 일부의 서브 캐리어와 중복되어 있어도, 중복되어 있지 않은 다른 서브 캐리어에 기초하여 각 송신국으로부터 송신된 송신 데이터에 관한 정보가 얻어진다. 이로 인해, 이 정보를 서로의 신호를 검출할 때에 이용하면, 각 송신국으로부터의 신호를 분리ㆍ검출할 수 있다. 이 점을, 이하에 상세하게 설명한다.

도 28은, 본 실시 형태에 있어서의 이동국 장치(A80a)의 구성을 나타내는 개략 블록도이다. 이동국 장치(A80b)도, 도시는 하지 않지만 이동국 장치(A80a)와 동일한 구성이다. 본 실시 형태의 이동국 장치(A80a)는, 부호부(A1), 인터리버부(A2), 변조부(A3), S/P(시리얼/패럴렐) 변환부(A4), DFT부(A5), 스펙트럼 맵핑부(A6), IDFT부(A7), P/S(패럴렐/시리얼) 변환부(A8), 파일럿 신호 생성부(A9), 파일럿 다중부(A10), CP 삽입부(A11), D/A(디지털/아날로그) 변환부(A12), 무선부(A13), 안테나(A14), 수신부(A42)를 구비한다.

송신 데이터 A를, 부호부(A1)가 오류 정정 부호화하여, 부호 비트를 생성한다. 이 부호 비트는, 인터리버부(A2)에 의해 재배열이 행하여진다. 여기서, 인터리버부(A2)에 의해 재배열함으로써 랜덤화되고, 중앙 극한 정리로부터 수신시에 있어서의 각 부호 비트의 확률 밀도 함수를 가우스 분포에 근접할 수 있어, 본래 가우스 분포인 전제에서 이론 해석되고 있는 터보 등화 기술의 신뢰성이 향상된다. 다음에 재배열된 부호 비트는, 변조부(A3)에 의해 변조가 실시된다. 변조된 부호 비트는, S/P 변환부(A4)에 의해 N_u 샘플의 병렬 신호로 변환된다. 다음에, 이 병렬 신호는, DFT부(A5)에 의해 N_u 포인트의 이산 푸리에 변환 DFT가 실시되어, 주파수축의 신호로 변환된다. 여기서, DFT부(A5)는, 이산 푸리에 변환 DFT에 FFT(Fast Fourier Transform: 고속 푸리에 변환)를 사용한다.

그 후, N_u 샘플의 주파수축의 신호는, 수신부(A42)가 기지국 장치(A70)로부터 수신한 스펙트럼 할당 정보에 기초하여 스펙트럼 맵핑부(A6)에 의해 N_d 포인트의 이용 가능한 전송 대역 중의 N_u 포인트로 맵핑된다. 이 N_u 포인트로 맵핑되어 있는 N_d 포인트의 주파수축의 신호는, IDFT부(A7)에 의해 역이산 푸리에 변환 IDFT가 실시되어 N_d 포인트의 시간축의 신호로 변환되고, 이 시간축의 신호는 P/S 변환부(A8)에 의해 직렬 신호로 변환된다. 한편, 파일럿 신호 생성부(A9)에 의해 전파로 추정을 행하기 위한 기지의 파일럿 신호가 생성되고, 이 파일럿 신호는, 파일럿 다중부(A10)에 의해 P/S 변환부(A8)로부터 출력된 직렬 신호와 다중된다.

그 후, 이 다중된 신호는, CP 삽입부(A11)에 의해, DFT-S-OFDM 심볼 사이의 간섭을 억압하기 위해 블록 후방의 파형을 선두에 카피하는 사이클릭 프리픽스를 삽입한다. 여기서, 사이클릭 프리픽스를 사용하는 것은, DFT는 DFT 구간 내에서 주기 함수의 1 주기의 정수배의 주기의 파형인 것이 전제이기 때문에, 멀티 패스 전파로에 있어서 지연파 성분이 존재하면, 수신기측에서 수신 신호에 있어서의 지연파 성분의 주기 함수성이 무너져, 서브 캐리어를 독립적으로 취급할 수 없게 된다. 이에 반해, 미리 송신측에서 전파로의 최대 지연 시간에 따른 사이클릭 프리픽스를 삽입하여, 수신측에서 삭제함으로써, 지연파 성분에 대해서도 주기 함수성을 유지할 수 있고, 각 서브 캐리어를 독립적으로 취급하는, 즉 임의의 주파수에 할당해도 수신측에서 원래 상태로 복귀시키는 것이 가능해진다. 그 후, D/A 변환부(A12)에 의해 아날로그 신호로 변환된다. 이 아날로그 신호는, 무선부(A13)에 의해 무선 주파수로 업컨버트되어, 안테나(A14)로부터 송신된다.

다음에, 도 29는, 본 실시 형태에 있어서의 기지국 장치(A70)의 구성을 나타내는 개략 블록도이다. 기지국 장치(A70)는, 서브 캐리어의 배치를 원래 상태로 복귀시키는 디맵핑부(A50)와, 각 이동국 장치로부터의 신호를 분리ㆍ검출하는 신호 검출부(A60)로 구성된다.

디맵핑부(A50)는, 안테나(A15), A/D 변환부(A16), CP 제거부(A17), 파일럿 분리부(A18), 전파로 추정부(A19-1, A19-2), 스펙트럼 할당 결정부(A20), 전파로 특성 디맵핑부(A21-1, A21-2), 전파로 특성 선택부(A22-1, A22-2), S/P 변환부(A23), DFT부(A24), 스펙트럼 디맵핑부(A25), 송신부(A38), 무선부(A39)를 구비한다.

신호 검출부(A60)는, 신호 캔슬부(A26-1, A26-2), 신호 등화부(A27-1, A27-2), 복조부(A28-1, A28-2), 디인터리버부(A29-1, A29-2), 복호부(A30-1, A30-2), 반복수 제어부(A31-1, A31-2), 인터리버부(A32-1, A32-2), 레플리카 생성부(A33-1, A33-2), S/P 변환부(A34-1, A34-2), DFT부(A35-1, A35-2), 간섭 스펙트럼 선택부(A36-1, A36-2), 판정부(A37-1, A37-2)를 구비한다. 여기서, 디맵핑부(A50), 신호 검출부(A60)에 있어서, 부호 Ax-1(x는 숫자)은, 송신 데이터 A에 관한 신호를 취급하는 신호 처리부를 나타내고, 부호 Ax-2는 송신 데이터 B에 관한 신호를 취급하는 신호 처리부를 나타낸다.

우선, 안테나(A15)에서 수신한 수신 신호는, 무선부(A39)에 의해 베이스 밴드 신호로 다운컨버트된다. 이 베이스 밴드 신호는, A/D 변환부(A16)에 의해 디지털 신호로 변환되고, 이 디지털 신호는, CP 제거부(A17)에 의해 사이클릭 프리픽스를 제거, 즉 주기성이 유지되어 있는 유효 심볼이 추출된다. 여기서, 유효 심볼이라 함은, 이 주기성의 1 주기분의 구간의 심볼이다. 다음에, 이 사이클릭 프리픽스를 제거한 디지털 신호는, 파일럿 분리부(A18)에 의해 데이터 신호와 파일럿 신호가 분리되고, 이동국 장치(A80a)가 송신한 송신 데이터 A를 검출하기 위해 필요한 수신 파일럿 신호를 전파로 추정부(A19-1), 이동국 장치(A80b)가 송신한 송신 데이터 B를 검출하기 위해 필요한 수신 파일럿 신호를 전파로 추정부(A19-2)에 입력한다.

한편, 파일럿 분리부(A18)가 분리한 데이터 신호는, S/P 변환부(A23)에 의해 병렬 신호로 변환되고, 이 병렬 신호는, DFT부 A(시간 주파수 변환부)(24)에 의해 시간 주파수 변환인 푸리에 변환 처리가 실시되어, 주파수축의 신호로 변환된다. 그 후, 이 주파수축의 신호는, 스펙트럼 할당 결정부(A20)로부터 입력되는 스펙트럼 할당 정보에 기초하여, 각 이동국 장치(A80a, A80b)의 스펙트럼 맵핑부(A6)가 신호를 할당한 서브 캐리어를 스펙트럼 디맵핑부(A25)에 의해 추출되고, 추출된 서브 캐리어는, 스펙트럼 맵핑부(A6)에 의한 맵핑 전의 원래의 배치로 복귀된다. 여기서, 이동국 장치(A80a)의 스펙트럼 맵핑부(A6)에 있어서, DFT부(A5)가 출력한 주파수축의 신호를 서브 캐리어로 맵핑하기 위한 N_u×N_d의 0과 1로 구성되는 행렬을 M₁로 한다. 즉, 행렬 M₁에 DFT부(A5)의 출력을 나타내는 R₁' 벡터를 승산하면, 주파수축의 신호가 서브 캐리어로 맵핑된 R₁ 벡터가 얻어진다. 이 행렬 M₁은 수학식 62a와 같이, 열 번호가 원래의 배열의 서브 캐리어의 번호, 행 번호가 맵핑 후의 서브 캐리어의 번호이며, 재배열에 대응한 요소만이 1로 되고, 나머지는 0으로 되는 N_u×N_d의 행렬이다.

따라서, 이동국 장치 A80b의 스펙트럼 맵핑부(A6)에 있어서 주파수축의 신호를 서브 캐리어로 맵핑하기 위한 행렬을 M₂로 하면, 행렬 M₂는, 행렬 M₁과 마찬가지로 나타내어진다. 스펙트럼 디맵핑부(A25)는, 디맵핑된 이동국 장치(A80a, A80b) 각각의 수신 신호를 수학식 63a, 수학식 63b와 같이 얻는다. 또한, 행렬 M₁, M₂에 관한 정보는, 후술하는 바와 같이, 스펙트럼 할당 결정부(A20)로부터 스펙트럼 디맵핑부(A25)로 전송된다.

<수학식 63a>

<수학식 63b>

수학식 63a, 수학식 63b에 있어서, R은 DFT부(A24)로부터 출력된 이동국 장치(A80a, A80b)의 신호를 모두 포함하는 복소수의 N_d×1의 수신 신호 벡터이며, 우견의 T는 전치 행렬을 나타낸다. R₁', R₂'는 디맵핑된 각 이동국 장치(A80a, A80b)의 신호를 모두 포함하는 복소수의 수신 신호 벡터를 나타내고 있다.

한편, 전파로 추정부(A19-1, A19-2)는, 파일럿 분리부(A18)가 분리한 각 이동국 장치(A80a, A80b)로부터의 파일럿 신호에 기초하여, 각 이동국 장치(A80a, A80b)로부터 기지국 장치(A70)로의 전파로의 주파수 응답을 추정하고, 이동국 장치(A80a)가 송신하는 송신 데이터 A, 이동국 장치(A80b)가 송신하는 송신 데이터 B에 대하여, 각각 수학식 64a, 수학식 64b와 같은 대각 행렬을 얻는다.

<수학식 64a>

<수학식 64b>

수학식 64a, 수학식 64b에 있어서 H_m(k)은, m번째의 이동국 장치[1번째는 이동국 장치(A80a), 2번째는 이동국 장치(A80b)]로부터 기지국 장치(A70)의 전파로의 k번째의 서브 캐리어의 전파로의 복소 이득이다.

다음에, 전파로 추정부(A19-1, A19-2)로부터 출력된 전파로 행렬 H₁, H₂는, 스펙트럼 할당 결정부(A20)에 입력되고, 스펙트럼 할당 결정부(A20)는, 이들의 전파로 행렬 H₁, H₂에 기초하여, 각 이동국 장치(A80a, A80b)가 어느 서브 캐리어를 사용할지를 결정하고, 상기 결정 결과인 스펙트럼 할당 정보를 나타내는 행렬 M₁, M₂를 출력하여, 송신부(A38), 스펙트럼 디맵핑부(A25), 전파로 특성 디맵핑부(A21-1, A21-2), 전파로 특성 선택부(A22-1, A22-2), 간섭 스펙트럼 선택부(A36-1, A36-2)로 전송한다. 이 스펙트럼 할당 정보를 나타내는 행렬 M₁, M₂를 받으면, 송신부(A38)는, 무선부(A39), 안테나(A15)를 통해, 스펙트럼 할당 정보를 이동국 장치(A80a, A80b)로 송신한다.

이때, 예를 들어, 이동국 장치(A80a)에 대해서는 행렬 M₁의 정보만이라고 하는 바와 같이, 각 이동국 장치에 대하여 필요한 정보만을 송신하도록 해도 되고, 모든 스펙트럼 할당 정보를 송신하도록 해도 된다. 다음에, 전파로 특성 디맵핑부(A21-1, A21-2)는, 수학식 65a, 수학식 65b와 같이 하여, 이들 스펙트럼 할당 정보의 행렬 M₁, M₂를 사용하여, 전파로 행렬 H₁, H₂로부터 희망 신호의 검출에 필요한 전파로의 주파수 응답을 추출하고, 전술한 바와 같이, 이동국 장치(A80a, A80b)의 스펙트럼 맵핑 전의 주파수축의 신호와 동일한 서브 캐리어의 배열로 재배열한다.

<수학식 65a>

<수학식 65b>

수학식 65a, 수학식 65b에 있어서, 행렬 H₁'는 이동국 장치(A80a)에 있어서의 스펙트럼 맵핑부(A6)의 재배열에 대응하여 재배열된 이동국 장치(A80a)의 희망 신호의 검출에 필요한 전파로의 주파수 응답, 행렬 H₂'는 이동국 장치(A80b)에 있어서 같은 처리를 실시한 희망 신호의 검출에 필요한 전파로의 주파수 응답을 나타낸다. 동시에, 전파로 특성 선택부(A22-1, A22-2)는, 이동국 장치(A80a, A80b)에 대하여 추정된 전파로 행렬 H₁, H₂ 중, 각각 이동국 장치(A80b, A80a)로부터의 수신 신호에 있어서 간섭으로 되고 있는 서브 캐리어 번호의 전파로 응답을 추출하여 캔슬하기 위해 재배열하여 행렬 H₁ ^int, H₂ ^int를 얻는다. 이때, 추출된 간섭 신호의 주파수 특성인 행렬 H₁ ^int, H₂ ^int는, 수학식 66a, 수학식 66b에 의해 얻어진다.

<수학식 66a>

<수학식 66b>

이와 같이 하여 얻어진 희망 신호의 주파수 특성의 행렬 H₁', H₂'와, 간섭 신호의 주파수 특성의 행렬 H₁ ^int, H₂ ^int를 후술하는 신호 캔슬부(A26-1, A26-2)와 신호 등화부(A27-1, A27-2)에 입력한다. 또한, 전파로 특성 선택부(A22-1, A22-2)는 전파로 특성 디맵핑부(A21-1, A21-2) 뒤이어도 된다.

다음에, 신호 검출부(A60)는, 신호 캔슬부(A26-1, A26-2), 신호 등화부(A27-1, A27-2), 복조부(A28-1, A28-2), 디인터리버부(A29-1, A29-2), 복호부(A30-1, A30-2), 반복수 제어부(A31-1, A31-2), 인터리버부(A32-1, A32-2), 레플리카 생성부(A33-1, A33-2), S/P 변환부(A34-1, A34-2), DFT부(A35-1, A35-2), 간섭 스펙트럼 선택부(A36-1, A36-2), 판정부(A37-1, A37-2)를 구비한다. 또한, 이동국 장치(A80a, A80b)가, 도 28의 인터리버부(A2)를 구비하고 있지 않으면, 기지국 장치(A70)에 있어서, 디인터리버부(A29), 인터리버부(A32)는 필요 없기 때문에, 이동국 장치(A80a, A80b)와 아울러 인터리버부(A32), 디인터리버부(A29)는 없어도 된다.

여기서는, 이동국 장치(A80a)가 송신한 송신 데이터 A를 검출하는 처리를 전제로 하여 신호 검출부(A60)에 관하여 설명하기 때문에, 부호 Ax-1(x는 블록 번호)이 부여된 도 29 중의 블록이 처리의 주가 된다. 이동국 장치(A80b)로부터의 신호를 검출하는 경우에는 마찬가지로 부호 Ax-2가 부여된 블록이 대상으로 되므로, 이동국 장치(A80b)의 송신 데이터 B의 검출에 관해서는 여기서는 설명을 생략한다.

우선, 스펙트럼 디맵핑(25)의 출력 신호는, 이동국 장치(A80b)로부터 송신되는 신호의 일부의 서브 캐리어가 간섭으로서 중복된 서브 캐리어를 포함하는 신호이며, 신호 캔슬부(A26-1)에 입력된다. 신호 캔슬부(A26-1)는, 희망 신호의 주파수축의 신호 레플리카와, 간섭 신호의 레플리카를 수신 신호로부터 캔슬하고, 잔류 신호 성분을 계산한다. 신호 캔슬부(A26-1)로부터 출력되는 잔류 신호 성분인 잔량차를 Q₁로 하면, 잔량차 Q₁은 수학식 67과 같이 얻어진다.

수학식 67에 있어서, 제1항은 디맵핑된 수신 신호, 제2항은 자신호의 신뢰성에 기초하여 생성된 신호 레플리카, 제3항은 타신호의 신뢰성에 기초하여 생성된 간섭 신호의 레플리카이다. 또한, S_1rep는, N_u×1의 주파수축의 복소수로 나타내어지는 희망 신호의 신호 레플리카 벡터이며, S_2rep ^int는, 이동국 장치(A80b)로부터 송신된 신호에 대한 신호 검출부[레플리카 생성부(A33-2)]에서 생성되고, 간섭으로 되는 서브 캐리어의 신호만 추출된 N_u×1의 주파수축의 복소수로 나타내어지는 신호 레플리카 벡터이다(신호 레플리카에 대해서는 후술함). 여기서, 후술하는 바와 같이, 신호 캔슬부(A26-1)~간섭 스펙트럼 선택부(A36-1)는, 동일한 수신 신호에 대하여 반복 처리하지만, 1회째의 처리에서는 신호 레플리카가 생성되어 있지 않기(S_1rep=0, S_2rep ^int=0) 때문에, 신호 캔슬부(A26-1)는, 수학식 67의 캔슬 처리를 행하지 않고, 잔량차 Q₁ 대신에 디맵핑된 수신 신호를 출력한다.

다음에, 수학식 67과 같이 얻어진 잔량차 Q₁은, 신호 등화부(A27-1)에 입력된다. 신호 등화부(A27-1)에서는, 입력 신호에 대한 등화 연산이 행하여지지만, 이 등화 방법은 일반적으로는 최소 제곱 오차(MMSE: Minimum Mean Square Error) 규범에 기초하는 등화법이 이용되는 경우가 많고, 이하에서는 MMSE 등화의 예를 나타내지만, 이 밖에, 전파로의 역행렬을 승산하는 ZF(Zero-Forcing)법, QRD(QR Decomposition)법, SQRD(Sorted QRD)법 등을 이용해도 된다. 신호 등화부(A27-1)에서는, 이 잔량차 Q₁과, 희망 신호의 전파로의 주파수 응답 H₁, 및 희망 신호를 재구성하는 목적에서 후술하는 레플리카 생성부(A33-1)에서 생성된 신호 레플리카 S_1rep를 사용하여 신호의 등화가 행하여진다. 구체적으로는, 신호 등화부(A27-1)는, 최적인 무게를 잔량차 Q₁이나 주파수 응답 H₁, 신호 레플리카 S_1rep로부터 산출하고, 그 최적 무게를 승산한 최종적인 등화 후의 시간축의 신호 z₁을 출력하고 있다. 이 출력 z₁은 이하의 수학식 68로 나타내어진다. 즉, 신호 등화부(A27-1)는, 희망 신호의 등화와 주파수축으로부터 시간축 신호로의 변환을 수학식 68에서, 동시에 행하고 있다.

단, γ, δ는, H₁이나 수신 신호 전력, 잡음의 분산 등을 이용한 연산에 의해 나타나는 실수, Ψ도 마찬가지로 H₁이나 잡음의 분산 등을 이용한 연산에 의해 나타나는 DFT-S-OFDM 심볼 길이의 크기를 갖는 복소 정사각 행렬, S_1rep는 시간 영역의 레플리카, S_1rep는 주파수 영역의 레플리카이다. 또한, 수학식 68에 있어서, 신호 캔슬부(A26-1)~간섭 스펙트럼 선택부(A36-1)의 반복 처리 중의 1회째의 처리의 경우는 레플리카가 입력되지 않으므로, Q₁=R₁', S_1rep=0으로 한 연산이 행하여진다. 이것은, 캔슬을 행하지 않는 종래의 MMSE 등화와 동등한 것이다.

여기서, 신호 캔슬부(A26-1)에서, 간섭 신호뿐만 아니라 희망 신호의 레플리카도 사용하여 모두 캔슬하는 이유는, 신호 등화부(A27-1)는 역행렬 연산을 수반하기 때문에, 희망 신호만 남기고 캔슬, 등화를 반복하면, DFT-S-OFDM 심볼 내에 포함되는 심볼수회도 역행렬 연산을 할 필요가 있는 것에 반해, 모두 캔슬한 잔량차를 입력으로 함으로써, 잔량차는 신호 등화부(A27-1) 내에서 공통적으로 취급할 수 있어, 신호 등화부(A27-1) 내에서 역행렬 연산을 1회 하면 모든 무게를 계산할 수 있기 때문에, 잔량차 Q₁과 희망 신호의 레플리카 S_1rep를 별도로 입력하고, 재구성하는 형태로 함으로써 역행렬 연산에 수반하는 연산량을 삭감하고 있다.

등화된 신호 z₁은, 복조부(A28-1)에 의해 복조되고, 신호 z₁로부터 비트 단위로 분할된 부호 비트의 신뢰성을 나타내는 실수인 대수 우도비 LLR(Log-Likelihood Ratio)이 얻어진다. 그 후 얻어진 부호 비트의 대수 우도비 LLR은, 이동국 장치(A80a)(도 28)의 인터리버부(A6)에 의해 재배열되어 있기 때문에, 디인터리버부(A29-1)에 의해 원래의 배열로 재배열된다. 재배열된 대수 우도비 LLR은, 복호부(A30-1)에 의해 오류 정정이 행하여지고, 신뢰성이 높아진 부호 비트의 대수 우도비 LLR 및 부호 비트를 오류 정정하여 얻어지는 복호 데이터 A가 출력된다.

다음에, 복호부(A30-1)로부터 출력된 부호 비트의 대수 우도비 LLR 및 복호 데이터 A는, 반복수 제어부(A31-1)에 입력되고, 반복 횟수를 카운트하고 있는 반복수 제어부 A(반복 제어부)(31-1)는, 반복 횟수가 규정 횟수에 도달하고 있는지 여부에 기초하여 반복하는지 여부가 제어되고, 반복하지 않는 경우에는, 복호 데이터 A를 판정부(A37-1)로 출력하고, 반복하는 경우에는 부호 비트의 대수 우도비 LLR을 인터리버부(A32-1)로 출력한다. 부호 비트의 대수 우도비 LLR은, 인터리버부(A32-1)에 의해 이동국 장치(A80a)의 인터리버부(A2)에 의한 재배열과 마찬가지로 재배열되고, 레플리카 생성부(A33-1)에 입력된다.

레플리카 생성부(A33-1)에서는, 부호 비트의 대수 우도비 LLR에 따라서 그 신뢰성에 비례한 신호 레플리카 S_1rep를 생성한다. 예를 들어, 변조 방식이 QPSK(Quaternary Phase Shift Keying)인 경우, k번째의 인덱스에 있어서의 QPSK 심볼을 구성하는 비트의 대수 우도비 LLR을 각각 실수 λ₁(k), λ₂(k)로 하면, 신호 레플리카 S_1rep(k)는, 수학식 69로 나타내어진다.

레플리카 생성부(A33-1)에 의해 수학식 69를 사용하여 생성된 신호 S_1rep(k) 레플리카는, 등화시에 희망 신호 성분만을 수학식 68에 의해 재구성하기 위해 신호 등화부(A27-1)에 입력됨과 동시에, 신호 캔슬부(A26-1)에서 캔슬하기 위해 S/P 변환부(A34-1)에서 병렬화되고, DFT부(A35-1)에 의해 주파수축의 신호로 변환된다. 이 주파수축의 신호로 변환된 레플리카를 나타내는 신호 벡터가, 수학식 67의 S_1rep이다. 다음에, 이동국 장치(A80a)의 송신 신호는, 이동국 장치(A80b)의 송신 신호와 중복되어 있는 서브 캐리어에 있어서는, 이동국 장치(A80b)의 송신 신호에 대하여 간섭으로 되어 있기 때문에, 간섭 스펙트럼 선택부(A36-1)에 의해 간섭으로 되고 있는 서브 캐리어를 선택한다.

예를 들어, 32개의 서브 캐리어 중 3번째와 19번째가 이동국 장치(A80b)의 송신 신호에 있어서 간섭으로 되어 있을 때에는, 32개의 서브 캐리어 중 3번째와 19번째의 서브 캐리어만을 추출하고, 나머지를 모두 0으로 하여 주파수축의 간섭 레플리카를 생성한다. 이것이 수학식 67에 관련된 간섭 레플리카 S_1rep ^int이다. 단, 수학식 67은, 이동국 장치(A80a)로부터의 신호의 복조이므로, 이동국 장치(A80b)로부터의 신호가 간섭으로서 취급되기 때문에, 첨자에 2rep를 부여하고 있는 간섭 레플리카 S_2rep ^int로 하고 있다.

즉, 수학식 67로 나타내어져 있는 2rep의 경우는 이동국 장치(A80b)로부터의 신호가 이동국 장치(A80a)로부터 송신된 데이터의 신호에 있어서 간섭으로 되고 있는 것을 나타내고 있다.

그 후, 다시 신호 캔슬부(A26-1, A26-2)에 입력하고, 신호 캔슬부(A26-1)~간섭 스펙트럼 선택부(A36-1)에 의한 이동국 장치(A80a)의 신호 검출과, 신호 캔슬부(A26-2)~간섭 스펙트럼 선택부(A36-2)에 의한 이동국 장치(A80b)의 신호 검출을 병행하여 반복하여 행한다. 이들의 반복 처리를, 각각 반복 제어부(A31-1, A31-2)에서 제어되는 소정의 횟수만큼 반복하고, 판정부(A37-1)는, 이동국 장치(A80a)의 송신 데이터 A에 대응하는 복호 데이터 A를 얻어, 판정부(A37-2)는, 이동국 장치(A80b)의 송신 데이터 B에 대응하는 복호 데이터 B를 얻는다.

또한, 본 실시 형태에서는, 이동국 장치(A80a)의 신호와 이동국 장치(A80b)의 신호를 병행하여 신호 처리를 행하는 경우를 나타내었지만, 신호 처리의 대상을 교대로 절환하면서 시리얼로 검출함으로써 신호 캔슬부(A26-1, A26-2) 이후의 블록을 공통화하도록 해도 된다.

이와 같이, 본 실시 형태는, SC-ASA에 있어서 복수의 송신 장치(이동국 장치)로부터 동일한 수신 장치(기지국 장치)에 데이터를 송신한 복수의 신호의 적어도 일부의 서브 캐리어가 중복되어 서로 간섭으로 되어 있어도, 수신 장치에서 각 신호를 검출하여 신호의 신뢰성에 따라서 송신 신호의 레플리카를 생성한 후에, 다른 쪽에 있어서 간섭으로 되고 있는 서브 캐리어를 서로 전달함으로써, 서로의 신호를 검출하기 위해 문제로 되는 간섭 신호를 기지로 취급할 수 있고, 그 결과 간섭을 완전히 제거할 수 있어, 신호를 분리 검출할 수 있다. 따라서, 복수의 송신 장치 사이에서, 수신 품질이 높고 전송 효율이 높은 서브 캐리어가 중복되어 있어도, 각 송신 장치에 전송 효율이 양호한 서브 캐리어를 할당할 수 있다.

또한, 송신 신호의 레플리카를, 송신 장치에서 주파수축의 신호를 서브 캐리어로 맵핑하기 전의 신호로서, 신호 캔슬 및 등화를 행함으로써, 송신 장치의 전송 대역 모든 서브 캐리어수보다 적은 서브 캐리어수에 대해서만 연산하면 되므로, 신호 캔슬 및 등화에 있어서의 연산량을 억제할 수 있다.

또한, 간섭 스펙트럼 선택부(A36-1, A36-2)에 있어서 필요 최소한의 간섭으로 되고 있는 서브 캐리어만을 추출하면 기지의 간섭 신호를 생성할 때의 연산량을 저감시킬 수 있다.

[제8 실시 형태]

제8 실시 형태는, 기지국 장치(A71)와 이동국 장치(A80a, A80b)로 이루어지는 무선 통신 시스템이며, 기지국 장치(A71)에 있어서, 시간 영역에서 간섭 신호의 캔슬을 반복하여 복수의 희망 신호를 시리얼로 검출한다. 도 30은, 본 실시 형태에 있어서의 기지국 장치(A71)의 구성을 나타내는 개략 블록도이다. 또한, 본 실시 형태에 있어서의 이동국 장치(A80a, A80b)는, 제7 실시 형태에 있어서의 이동국 장치(A80a, A80b)와 동일한 구성이기 때문에, 도면과 설명은 생략한다.

도 30에 나타낸 바와 같이, 기지국 장치(A71)는 수신 안테나(A100), A/D 변환부(A101), CP 제거부(A102), 파일럿 분리부(A103), 전파로 추정부(A104-1, A104-2), 전파로 특성 디맵핑ㆍ선택부(A105-1, A105-2), 유저 절환부(A106), 간섭 신호 캔슬부(A107), 제1 S/P 변환부(A108), DFT부(A109), 스펙트럼 디맵핑부(A110), 희망 신호 캔슬부(A111), 신호 등화부(A112), 복조부(A113), 디인터리버부(A114), 복호부(A115), 반복수 제어부(A116), 인터리버부(A117), 레플리카 생성부(A118), 제2 S/P 변환부(A119), 제2 DFT부(A120), 간섭 스펙트럼 선택부(A121), 스펙트럼 맵핑부(A122), IDFT부(A123), P/S 변환부(A124), 판정부(A125), 무선부(A126), 스펙트럼 할당 결정부(A127), 송신부(A128)를 구비한다. 단, 전파로 특성 디맵핑ㆍ선택부(A105)는, 제7 실시 형태의 도 28의 것과 동일한 것을 사용한다.

도 30은, 제7 실시 형태의 도 29와 동일한 이름의 블록의 처리는 기본적으로 동일하기 때문에, 설명은 생략한다. 여기서는, 도 29와 같이 주파수 영역에서 다른 유저로부터의 간섭 신호를 캔슬링하는 기지국 장치(A70)와의 차이에 대하여 설명한다. 반복 처리의 고려 방안은 기본적으로는 동일하지만, 간섭 신호 캔슬부(A107)는, 시간 영역에서의 캔슬링을 행한다. 이로 인해, 간섭 스펙트럼 선택부(A121)에서 선택된 스펙트럼을 스펙트럼 맵핑부(A122)가 다시 맵핑하고, IDFT부(A123)가 시간 파형의 레플리카를 생성하고, 간섭 신호를 제거하는 간섭 신호 캔슬부(A107)는 DFT부(A109) 앞에 배치되어 있다. 또한, 교대로 캔슬하면서 신호를 추출하기 위해, 유저 절환 제어부(A106)가 배치되고, 간섭 신호 캔슬부(A107)에, 희망 신호가 어느 유저의 것인지를 나타내는 유저 절환 정보가 입력되고, 검출하고자 하고 있는 희망 신호 이외의 간섭 레플리카와 그 전파로 특성을 이용하여, 캔슬링을 행한다. 또한, DFT부(A120)가 출력한 희망 신호의 레플리카로 캔슬링을 행하는 희망 신호 캔슬부(A111)와, 희망 신호를 등화하는 신호 등화부(A112)와, 복호 데이터가 어느 유저의 것인지를 판단하는 판정부(A125)에도, 유저 절환 제어부(A106)로부터 유저 절환 정보가 입력된다.

본 형태에 있어서는, 주파수 영역의 것(제7 실시 형태)과 동일한 정도의 효과가 얻어질 뿐만 아니라, S/P 변환부(A108) 이후의 번호의 블록이 2 계통 있으면 병렬로 처리할 수도 있기 때문에, 본 발명에 따르면 시간 또는 주파수의 캔슬링과 1 계통에서 시리얼로 반복하여 검출하거나 복수 계통 장비시켜 병렬로 검출하거나를 자유롭게 조합할 수 있다.

[제9 실시 형태]

제9 실시 형태에서는, 반복하지 않고 캔슬링을 사용하여 검출하는 방법에 대하여 설명한다. 본 실시 형태에 있어서의 무선 통신 시스템은, 수신 장치인 기지국 장치(A72)와, 송신 장치인 2개의 이동국 장치(A82a, A82b)를 구비한다. 도 31은, 본 실시 형태에 있어서의 이동국 장치(A82a, A82b)의 구성을 나타내는 개략 블록도이다. 본 실시 형태에서는, 기지국 장치(A72)는, 먼저 검출하는 신호에 대하여 간섭의 캔슬링을 실시하지 않으므로, 2개의 이동국 장치(A82a, A82b) 중, 기지국 장치(A72)에서 먼저 검출하는 신호를 송신하는 이동국 장치(A82a)는, 간섭이나 잡음에 내성이 강한 부호화율을 적용한다.

도 31의 이동국 장치(A82a)는, 부호부(A200a), 인터리버부(A201), 변조부(A202), S/P 변환부(A203), DFT부(A204), 스펙트럼 맵핑부(A206), IDFT부(A207), P/S부(A208), 파일럿 생성부(A209), 파일럿 다중부(A210), CP 삽입부(A211), D/A 변환부(A212), 무선부(A213), 안테나(A214), 수신부(A215)를 구비한다. 도 31에 있어서 부호 A200a, A201, A202, A203, A204, A206, A207, A208, A209, A210, A211, A212, A213, A214, A215의 각 부는, 도 28의 부호 A1, A2, A3, A4, A5, A6, A7, A8, A9, A10, A11, A12, A13, A14, A42의 각 부에 대응하고 있으므로, 그 설명을 생략한다.

도 31에 나타낸 바와 같이 이동국 장치(A82a, A82b)의 부호부(A200a, A200b)에 있어서, 2 장치 사이에서 상이한 부호화율을 사용하고 있다. 이동국 장치(A82a)의 부호부(A200a)에 의한 송신 데이터 C의 부호화율을 r₁, 이동국 장치(A82b)의 부호부(A200b)에 의한 송신 데이터 D의 부호화율을 r₂로 하면, r₁<r₂로 한다. 이에 의해, 송신 데이터 C는 통신로 부호화의 부호화율이 낮으므로, 잡음이나 간섭에 대한 내성이 강하고, 기지국 장치(A72)는, 송신 데이터 D의 신호를 간섭으로 한 상태로 먼저 송신 데이터 C를 복호하면 송신 데이터 D를 검출할 때에 송신 데이터 C의 복호 결과로부터, 간섭 레플리카를 생성하고, 그것을 수신 신호로부터 캔슬함으로써 송신 데이터 D를 검출할 수 있다.

도 32에, 본 실시 형태에 있어서의 기지국 장치(A72)의 구성을 나타내는 개략 블록도이다. 기지국 장치(A72)는, 안테나(A240), 무선부(A241), A/D 변환부(A216), CP 제거부(A217), 파일럿 분리부(A218), 전파로 추정부(A219-1, A219-2), 스펙트럼 할당 결정부(A220), 전파로 특성 디맵핑부(A221-1, A221-2), 전파로 특성 선택부(A222-1), 제1 S/P 변환부(A223), 제1 DFT부(A224), 스펙트럼 디맵핑부(A225), 제1 신호 등화부(A226), 제1 복조부(A227), 제1 디인터리버부(A228), 제1 복호부(A229), 인터리버부(A230), 레플리카 생성부(A231), 제2 S/P 변환부(A232), 제2 DFT부(A233), 간섭 스펙트럼 선택부(A234), 간섭 신호 캔슬부(A235), 제2 신호 등화부(A236), 제2 복조부(A237), 제2 디인터리버부(A238), 제2 복호부(A239), 송신부(A242)를 구비한다. 여기서는 각 송신 데이터를 검출하기 위해 필요한 회로(A226 내지 A229와 A236 내지 A239)가 별개로 있지만, 1개로 하여 절환하여 시리얼로 검출함으로써 회로를 공통화해도 된다.

도 32에 있어서, 안테나(A240)로부터 스펙트럼 디맵핑부(A225)까지는 제7 실시 형태 및 제8 실시 형태와 동일하기 때문에, 설명은 생략한다. 또한, 여기서는 송신 데이터 C의 부호화율이 낮은 것으로 하고, 이 경우 송신 데이터 C의 수신 신호의 쪽이 간섭이나 잡음에 대하여 내성이 강하기 때문에 송신 데이터 C를 먼저 복호하여, 송신 데이터 D의 검출시에 송신 데이터 C의 신호를 간섭으로서 캔슬한다. 이로 인해, 송신 데이터 C의 전파로 특성 중, 송신 데이터 D의 간섭으로 되고 있는 성분의 부분을 추출하는 전파로 특성 선택부(A222-1)만이 존재하고, 송신 데이터 C의 간섭으로 되고 있는 성분의 부분을 추출하는 전파로 특성의 선택부는 존재하지 않는다. 이것은, 송신 데이터 D의 신호는 송신 데이터 C의 검출시에 미지의 간섭으로 되어 있고, 캔슬을 필요로 하지 않기 때문이다. 또한, 송신 데이터 D의 간섭으로 되고 있는 성분의 부분을 추출하는 전파로 특성 선택부가 송신 데이터 D를 검출하기 위한 전파로 추정부(A219-2) 뒤에 있어도 된다.

다음에, 신호 검출에 대하여 설명한다. 스펙트럼 디맵핑부(A225)로부터 출력된 각 송신 데이터의 주파수축의 수신 신호에 대하여, 우선 송신 데이터 C로부터 검출을 행하기 위해, 송신 데이터 C가 포함되는 서브 캐리어의 수신 신호를 제1 신호 등화부(A226)에 입력하고, 제7 실시 형태 및 제8 실시 형태와 마찬가지로 제1 복호부(A229)까지 처리하고, 각 비트의 판정치 혹은 대수 우도비 LLR을 출력한다. 이때, 송신 데이터 C의 수신 신호의 일부의 서브 캐리어는 송신 데이터 D로부터의 신호가 간섭으로 되어 있지만, 여기서는 미지 간섭으로서 취급, 송신 데이터 C를 검출한다.

복호부(A229)로부터 출력된 각 비트의 판정치는 그대로 복호 데이터 C로서 처리됨과 동시에 송신 데이터 D의 검출을 위한 간섭 레플리카를 생성하기 위해, 인터리브부(A230)에 의해 인터리브된 후, 레플리카 생성부(A231)에 입력되고, S/P 변환부(A232), 제2 DFT부(A233)를 통해 주파수축 상의 신호 레플리카가 생성된다. 이 주파수축 상의 신호 레플리카는, S/P 변환부(A232)에 의해 병렬화된 후, DFT부(A233)에 의해 이산 푸리에 변환되어 주파수축 상의 신호 레플리카로 변환된다.

간섭 스펙트럼 선택부(A234)는, 이 주파수축 상의 신호 레플리카에 전파로 특성 선택부(A222-1)로부터 입력되는 간섭으로 되고 있는 서브 캐리어 번호의 전파로의 복소 이득을 승산하여 간섭 레플리카를 생성한다. 간섭 신호 캔슬부(A235)는, 스펙트럼 디맵핑부(A225)로부터 입력되는 송신 데이터 D를 포함하는 서브 캐리어의 수신 신호로부터, 이 생성된 간섭 레플리카를 제거함으로써, 간섭 성분만을 캔슬한다. 간섭이 캔슬된 수신 신호는, 제2 신호 등화부(A236)에 의해 등화되고, 제2 복조부(A237)에 의해 각 부호 비트로 변환한다. 그 후, 제2 디인터리버부(A238)에서 부호 비트의 배열을 원래 상태로 복귀시키고, 제2 복호부(A239)에서 오류 정정 복호하여, 복호 데이터 D를 얻는다.

이와 같이, 본 실시 형태에서는, 한쪽의 신호를 송신측인 이동국 장치(A82a, A82b)에서 미리 복호하기 쉽게 해 두고, 기지국 장치(A72)는, 먼저 복호하기 쉬운 쪽으로부터 신호를 검출하고, 그것을 다른 쪽의 검출시의 기지 간섭으로 함으로써, 양쪽의 신호를 검출할 수 있다. 또한, 간섭 레플리카를 생성할 때에도 모든 서브 캐리어를 이용할 뿐만 아니라 간섭을 부여하고 있는 서브 캐리어만을 간섭 스펙트럼 선택부(A234)에서 추출함으로써 연산량의 삭감도 할 수 있다.

또한, 수신측에서 복호하기 쉽게 하는 처리로서는, 부호화율뿐만 아니라 변조 방식이나, 송신 전력 등을 송신측에서 제어해도 된다. 또한, 이 부호화율, 변조 방식, 송신 전력 등을, 스펙트럼 할당과 마찬가지로 기지국 장치(A72)에서 결정하고, 각 이동국 장치(A82a, A82b)에서 송신해도 된다. 본 실시 형태에서는 2개의 이동국 장치(A82a, A82b)가 상이한 경우의 예를 나타내었지만, 1개의 이동국 장치가 복수의 송신 안테나를 장비하고, 동일한 처리를 행해도 된다.

[제10 실시 형태]

제7 내지 제9 실시 형태에서는, 이산 푸리에 변환 DFT를 사용하여 신호를 주파수 영역으로 확산하고, 역이산 푸리에 변환 IDFT에 의해 다시 시간 영역의 신호로 변환하여 송신하는 송신 장치, 및 그것에 대응하는 수신 장치에 대하여 나타내었다. 제10 실시 형태에서는, 이산 푸리에 변환 DFT가 아니라, 송신 신호에 확산 부호를 승산함으로써 주파수 확산을 행하는 시스템에 대하여 설명한다. 또한, 확산 부호로서 위상 회전으로 나타내어지는 직교 부호를 사용하는 경우에는, 이산 푸리에 변환 DFT를 사용하여 확산을 행하는 경우와 동일한 신호가 생성되게 되어, PAPR 특성도 낮게 억제하고, 송신하는 신호의 피크 전력이 낮게 억제된다. 피크 전력이 높으면, 송신 전력을 얻기 위해 송신하는 신호를 증폭할 때에 증폭기의 성능 한계를 초과하게 되어, 파형이 왜곡되게 되지만, 이와 같이 피크 전력이 낮게 억제되므로, 증폭할 때의 파형의 왜곡을 억제할 수 있다. 본 실시 형태에서는, 위상 회전 직교 확산 부호를 사용하여 주파수 확산을 행하는 경우의 예를 나타낸다.

도 33은, 본 실시 형태에 있어서의 송신 장치인 이동국 장치(A83)의 구성을 나타내는 개략 블록도이다. 도 33에 나타낸 이동국 장치(A83)는, 제7 실시 형태의 도 28에 나타낸 이동국 장치(A80)의 DFT부(A5)가 확산ㆍ다중부(A300)를 대신한 것만으로, 그 밖에 (A1, A2, A3, A4, A6, A7, A8, A9, A10, A11, A12, A13, A14, A42)는, 도 28에 나타낸 이동국 장치(A80a)와 동일한 구성이다. 이 확산ㆍ다중부(A300)는, 도 34에 나타낸 바와 같은 확산 및 다중 처리를 행한다. 단, 여기서는, 확산 부호의 부호 길이는 64이며, 각각 직교하는 64개의 위상 회전 직교 확산 부호를 사용하는 것으로 하고, 그것에 의해 1 유저[이동국 장치(A83)]가 사용하는 서브 캐리어수도 64로 된다.

도 34의 C1 내지 C64는 각각 확산 부호를 나타내고 있고, 확산 부호의 각 요소(칩)는 도시한 바와 같이, e^{j θ×0}, e^{j θ×1}, e^{j θ×2} 등의, 위상 회전을 부여하는 값이다. 여기서, e는 자연로그의 밑인 네이피어수를 나타내고, j는 허수 단위를 나타낸다.

또한, 변조 신호 D1, D2, …D64는, S/P 변환부(A4)의 출력이며, 변조부(A3)에 의해 변조되고, 패럴렐로 변환된 신호를 나타내고 있다. 확산ㆍ다중부(A300)에서는, 우선 변조 신호 D1, D2, …D64에, 확산 부호 C1, C2, …C64를 각각 승산한다. 이때, 변조 신호 D1 내지 D64는 부호 길이분(여기서는 64)만큼 카피되고, 확산 부호의 각각의 칩과의 승산이 행하여진다. 그리고, 이들의 승산의 결과를 칩마다 가산하여, 부호의 다중을 행한 신호가 확산ㆍ다중부(A300)의 출력으로 된다.

이와 같이 이산 푸리에 변환 DFT 대신에 위상 회전 직교 확산 부호를 사용한 경우에도, 이산 푸리에 변환 DFT와 같은 신호를 생성할 수 있어, 본 발명에 의한 다른 유저와 일부 중복된 스펙트럼 배치의 전송을 행할 수 있다. 따라서, 이와 같이 이동국 장치(A83)에 확산ㆍ다중부(A300)를 구비한 경우에도, 수신 장치는 도 29에 나타낸 구성의 기지국 장치(A70)이면 된다. 또한, 도 29에서 레플리카를 생성하기 위한 DFT부(A35-1, A35-2)를, 앞서 나타낸 확산ㆍ다중부(A300)로 변경하는 구성으로 해도 된다.

이상과 같이, 본 실시 형태에서는, 주파수 확산에, 위상 회전으로 나타내어지는 직교 부호를 사용하는 경우의 예를 나타내었지만, 이것에 한정되지 않고, 그 밖의 직교 부호를 사용하여 주파수 확산을 행해도 된다.

[제11 실시 형태]

도 27에 있어서, 간섭으로 되고 있지 않은 서브 캐리어로부터 각 비트의 신뢰성을 추출한다고 설명하였다. 따라서, 주파수 확산한 신호를 할당하는 서브 캐리어 중, 몇 개까지 동일한 번호의 서브 캐리어를 복수의 송신 장치가 선택해도 되는지, 즉 유저(이동국 장치) 사이에서 중복하여 사용할 수 있는 서브 캐리어의 비율을 결정할 수 있다. 이 결정은, 제7 실시 형태이면 기지국 장치(A70)의 스펙트럼 할당 결정부(A20)가, 제8 실시 형태이면 기지국 장치(A71)의 스펙트럼 할당 결정부(A127)가, 제9 실시 형태이면 기지국 장치(A72)의 스펙트럼 할당 결정부(A220)가, 희망 신호와 (미지의) 간섭 신호 및 잡음 전력의 비인 수신 SNR(미지의 간섭 전력은 N에 포함되는 것으로 함)을 사용하여 행한다. 단, 미지의 간섭 전력이라 함은, 인접 셀이나 동일 주파수대를 사용하는 것 외의 시스템으로부터 도래하는 간섭과 같은 캔슬 불가능한 간섭의 전력을 가리키고 있다.

본 실시 형태에 있어서의 수신 SNR을 사용한 중복 서브 캐리어의 비율 결정법에서는, 구체적으로는, 수신 SNR에 관한 임계치를 미리 얼마인지 설정하고, 또한 그들의 임계치와 중복을 허용하는 서브 캐리어수를 관련시켜 둔다. 단, 보다 높은 임계치에는, 중복을 허용하는 서브 캐리어수를 보다 많이 설정한다. 그리고, 각 유저의 수신 SNR(대역 또는 얼마인지의 서브 캐리어의 평균치)을 각각 측정하고, 측정된 결과가 미리 설정된 얼마인지의 임계치의 어느 범위에 들어가는지를 판단함으로써, 중복 서브 캐리어수의 산출을 행한다. 이때, 복수 유저의 수신 SNR에 큰 차가 있는 경우에는, 가장 낮은 수신 SNR을 임계치와 비교하여, 중복 서브 캐리어의 비율을 결정해도 된다. 이와 같이, 복수의 유저의 수신 SNR 중에서 가장 낮은 수신 SNR을 기준으로 함으로써, 중복 서브 캐리어를 지나치게 많게 하지 않고, 수신 장치에 있어서 각 유저로부터의 신호를 정확하게 복조할 수 있다.

또한, 이것과는 별도로, 제7 실시 형태에 있어서의 신호 등화부(A27-1, A27-2)의 상호 정보량의 입출력 관계와 복호부(A30-1, A30-2)의 상호 정보량의 입출력 관계를 이용하여 중복 서브 캐리어의 비율을 결정할 수 있다. 제8 실시 형태에 있어서도, 마찬가지로 신호 등화부(A112)와 복호부(A115)를 사용하여 비율을 결정할 수 있다. 이하에, 이 상호 정보량의 입출력 관계를 이용한 중복 서브 캐리어의 비율 결정 방법으로서, 터보 원리와 같은 반복의 내부를 해석하기 위한 외부 정보 교환 차트(EXIT 차트: EXtrinsic Information Transfer 차트)를 사용하여 결정하는 방법에 대하여 설명한다.

도 35에, EXIT 차트의 예를 나타낸다. 도 35에 있어서, 횡축은 신호 등화부 입력 상호 정보량, 종축은 신호 등화부 출력 상호 정보량을 나타낸다. 또한, 반복 처리에 있어서는, 신호 등화부에서 출력된 상호 정보량이 복호부에 입력되므로, 종축이 복호부 입력 상호 정보량에 일치한다. 또한, 복호부의 출력은 신호 등화부의 입력 상호 정보량이 되므로, 횡축은 복호부의 상호 정보량에 일치한다. 여기서, 상호 정보량은, 임의의 신호 X를 보내어, 수신 신호 Y를 얻었을 때에, 수신 신호 Y로부터 신호 X에 관하여 얻을 수 있는 최대의 정보량이다. 단, EXIT 차트에 의한 해석에서는, 대수 우도비 Y를 얻었을 때에, Y로부터 얻어지는 X에 관한 정보량의 최대치이기 때문에, 그 최대치는 1로 구속되어 있다.

도 35에 있어서, 곡선 L301이 종축을 입력, 횡축을 출력으로 하는 복호부에 있어서의 상호 정보량의 입출력 관계이며, 부호화율이 높아지면 복호하기 위해 많은 전력이 필요해지므로, 그 곡선은 도면 상방으로 평행 이동한다. 한편, 곡선 L302는 횡축을 입력, 종축을 출력으로 하는 신호 등화부에 있어서의 상호 정보량의 입출력 관계를 나타낸다. 부호화율에 의해 복호부 특성(곡선 L301)은 일의적으로 결정되지만, 신호 등화부 특성(곡선 L302)은 전파로 변동에 의해 상하되므로, 통상 1％ 값과 같은 통계적인 것을 이용한다.

다음에 도 35의 보는 방법에 대하여 설명한다. 제7 실시 형태에 있어서의 기지국 장치(A70)의 신호 캔슬부(A26-1)~간섭 스펙트럼 선택부(A36-1)까지의 일련의 반복 처리를 예로 하여 설명한다. 우선, 1회째의 처리에서는, 신호 등화부(A27-1)로의 입력의 상호 정보량은 0이기 때문에, 그 출력으로서 A점의 상호 정보량이 얻어진다(이 위치를 시점이라 칭함).

다음에, 신호 등화부(A27-1)의 출력 상호 정보량이 복호부(A30-1)로의 입력 상호 정보량으로 되기 때문에, 점선과 같이 이동하고, 복호부(A30-1)의 출력 상호 정보량은 B점에 온다. 같은 처리를 반복함으로써 상호 정보량이 C점, D점, E점, F점(F점을 종점이라 칭함)으로 이동하고, 반복에 의한 내부의 모습이 도시된다. 횡축의 값이 1로 된 종점은, 다른 간섭 성분이 모두 제거할 수 있는 것을 의미하고, 그 값은, 희망 신호만의 수신 전력과 잡음 전력의 비로 된다.

즉, 송신시에 다른 신호가 다중되어 있어도, 간섭 레플리카에 의해 캔슬되어, 분리를 완전히 할 수 있는 상황이므로 다른 신호는 일절 관계없다는 것이 된다. 이 움직임을 나타내는 점선을 EXIT 궤적이라 하고, 이 경우는 반복 처리에 의해 송신 데이터를 검출할 수 있는지를 판정할 수 있다. 또한, 도 35와 같이 복호부의 곡선과 신호 등화부의 선이 도면과 같이 교차하지 않고, 신호 등화부의 선 밑에 복호부의 선이 있으면, EXIT 궤적은, 횡축의 값이 1인 종점에 겨우 다다르므로 바람직한 상태이다.

도 36에, 복수의 유저로 사용하는 서브 캐리어의 개수를 변화시킨 경우의 EXIT 차트를 나타낸다. 도 36의 곡선 L303이 서브 캐리어를 중복되지 않는 경우의 신호 등화부 특성, 곡선 L304가 서브 캐리어를 K개 중복된 경우의 신호 등화부 특성, 곡선 L305가 서브 캐리어를 L개 중복된 경우의 신호 등화부 특성, 곡선 L306이 복호부 특성을 나타내고 있다. 여기서, L>K이다. 또한, 도 36에 있어서, 신호 등화부에 입력되는 상호 정보량이 큰 쪽이 최종적으로 얻어지는 상호 정보량은 많아진다. 이것은, 제12 실시 형태에서 후술하지만, 소정의 개수(이 경우는 K개, L개 중복되는 것을 허용하여 전파로 이득이 좋은 것을 선택할 수 있기 때문에, 각 송신 단말이, 보다 수신 상황이 양호한 서브 캐리어를 사용하여 전송 가능, 즉 최종적으로 얻어지는 희망 신호의 수신 전력이 커지기 때문이다. 한편, 입력 상호 정보량이 작은 쪽은 얻어지는 상호 정보량은 적다. 이것은 중복된 경우는 중복된 분만큼 처음의 단계에서는 간섭을 캔슬할 수 없고, 미지의 간섭으로서 처리할 수밖에 없기 때문이다. 또한, 이것은 도 35의 설명에 있어서의 제7 실시 형태에 있어서의 1회째의 처리에 상당한다.

도 36의 예에서는, K개까지는 복호부의 곡선 L306보다 위에 있으므로, 반복에 의해 분리할 수 있다. 한편, L개 중복되게 되면 그 곡선 L303은, 복호부의 곡선 L306과 크로스하고, EXIT 궤적을 기입해도 거기서 멈추게 되어, 특성은 개선되지 않는다. 즉, 신뢰성을 추출하여 제거할 수 없을 정도로 간섭이 강하다는 것이 된다. 따라서, 이 경우는 K개까지 중복되어도 된다는 임계치를 설정할 수 있다.

한편, L개 중복하고자 하는 경우는, 복호부의 곡선 L306을 도면 아래로 내린다. 이것을 실현하기 위해서는 부호화율을 낮게 하여, 반복의 처음 쪽의 간섭에 대한 내성을 높이면 된다.

이와 같이, 부호화율을 고정으로 한 경우는, 중복되는 서브 캐리어의 개수를 바꾸어 등화부의 EXIT를 그리고, 몇 개까지 중복해도 되는지를 설계할 수 있다. 한편, 중복하고자 하는 서브 캐리어수가 규정되어 있는 경우에는, 복호부의 부호화율을 낮게 함으로써 복호기의 선이 아래로 내려가므로, 부호화율을 변경하거나, 부호 방법(터보 부호나 컨볼루션 부호 등)을 변경해도 된다. 이에 의해, 시스템 설계의 최적화시에 유연성을 높일 수도 있다.

또한, 제9 실시 형태와 같이 반복 처리를 행하지 않는 경우에는 도 35의 B점에서 처리가 그치므로, B점의 횡축(복호부 출력 상호 정보량)의 값이 1에 가까운 값으로 되도록 설계하면, 먼저 검출하는 신호의 정밀도가 높아지므로, 후에 검출하는 신호의 검출이 행하기 쉬워진다.

[제12 실시 형태]

본 발명에 의한, 사용하는 서브 캐리어가 유저 사이에서 일부 중복된 통신 방법을 이용하는 경우의 스케줄링(서브 캐리어 할당의 결정) 방법, 즉 제7 실시 형태이면 기지국 장치(A70)의 스펙트럼 할당 결정부(A20)가, 제8 실시 형태이면 기지국 장치(A71)의 스펙트럼 할당 결정부(A127)가, 제9 실시 형태이면 기지국 장치(A72)의 스펙트럼 할당 결정부(A220)가 행하는 스케줄링의 동작을 설명하는 흐름도를 도 37에 나타낸다. 단, 본 실시 형태에서는, 모든 유저에 할당하는 서브 캐리어수가 동등한 경우의 예를 나타내고 있다.

도 37에 나타낸 바와 같이, 본 실시 형태에 있어서의 스케줄링 방법에서는, 우선, 각 서브 캐리어에 있어서의 수신 SNR 또는 수신 SINR을 유저마다 측정한다(Sa1). 여기서, 본 실시 형태에서는 업링크의 스케줄링 방법을 대상으로 하고 있기 때문에, 스텝 S1에 나타낸 측정은 기지국 장치에 있어서 행하여진다. 다음에 스텝 Sa2에 있어서, 전체 서브 캐리어를 모든 유저(이동국 장치)에 대한 선택 가능 서브 캐리어로서 설정한다. 또한, 모든 서브 캐리어 k(k는 서브 캐리어 번호)에 대하여 z(k)=0으로 설정한다.

이 z(k)는, 각 서브 캐리어에 중복되어 있는 스펙트럼(신호)의 수를 나타내는 함수이다. 또한 스텝 Sa3에 있어서, 전체 유저 x(x는 유저 번호)에 대하여y(x)=0으로 설정한다. 이 y(x)는, 유저 x가 다른 유저와 중복하여 사용하는 서브 캐리어수를 나타내는 함수이다. 본 실시 형태에서는, 이 y(x)가 소정의 서브 캐리어수(예를 들어, 제11 실시 형태를 사용하여 설정한 수이며, A라 나타냄) 이하로 되도록 스케줄링이 행하여진다.

본 실시 형태에서는, 각 유저가 1 서브 캐리어씩 순서대로 선택하는 수순으로 되어 있고, 이후의 처리는 유저 번호「x」에 대한 서브 캐리어의 선택이 행하여진다. 단, 스텝 Sa4에 나타낸 바와 같이, 처음의 처리에서는 x=1로 설정되고, 유저 번호「1」의 유저에 대한 서브 캐리어의 선택이 행하여진다. 계속해서, 스텝 Sa5에 나타낸 바와 같이, 유저 번호「x」에 대한 선택 가능 서브 캐리어 중에서 수신 SNR 또는 수신 SINR이 가장 높은 서브 캐리어를 후보 서브 캐리어로 설정한다. 여기서, 예를 들어 후보 서브 캐리어로서 설정된 서브 캐리어의 번호를 k로 하면, 스텝 Sa6에 있어서, 후보 서브 캐리어 k에 있어서의 함수 z(k)의 값이 0인지 여부의 판단이 행하여진다.

z(k)=0, 즉 후보 서브 캐리어 k는, 어느 유저에도 선택되어 있지 않은 경우에는 스텝 Sa7로 이행하여, 후보 서브 캐리어 k를 유저 번호「x」의 유저에 할당하여, z(k)에 1을 가산한다. 또한, z(k)≠0, 즉 후보 서브 캐리어 k는, 이미 다른 유저에 선택되어 있는 경우에는 스텝 Sa11로 이행하여, y(x)가 소정의 서브 캐리어 수 A 미만인지 여부의 판단이 행하여진다. 이 스텝 Sa11의 판단 결과, y(x)≥A이면, 유저 번호「x」의 유저는, 이것 이상 다른 유저와 서브 캐리어를 중복하여 사용할 수 없기 때문에, 스텝 Sa12로 이행하여, 후보 서브 캐리어 k를 유저 번호「x」의 유저의 선택 가능 서브 캐리어로부터 삭제한다. 그리고, 스텝 Sa5로 복귀하여, 스텝 Sa12에서 삭제된 후보 서브 캐리어 이외의 선택 가능 서브 캐리어 중에서 수신 SNR 또는 수신 SINR이 가장 높은 서브 캐리어를 후보 서브 캐리어로 설정하고, 다시 할당을 시도한다.

한편, 스텝 Sa11의 판단 결과, y(x)<A이면, 유저 번호「x」의 유저는 아직 다른 유저와 서브 캐리어를 중복하여 사용할 수 있는 것이 된다. 따라서, 스텝 Sa13으로 이행하여, 후보 서브 캐리어 k에 이미 할당되어 있는(후보 서브 캐리어 k를 이미 선택하고 있는) 유저수가 1인지 여부의 판단을 행하여, 후보 서브 캐리어 k에 이미 할당되어 있는 유저수가 1이 아닌(2 이상인) 경우에는, 스텝 Sa16에 있어서 y(x)에 1을 가산한 후, 스텝 Sa7에 있어서 후보 서브 캐리어 k를 유저 번호「x」의 유저에 할당하여, z(k)에 1을 가산한다.

스텝 Sa13에 있어서, 후보 서브 캐리어 k에 이미 할당되어 있는 유저수가 1이라고 판단된 경우에는, 스텝 Sa14로 이행하여, 후보 서브 캐리어 k에 이미 할당되어 있는 유저 x'에 대하여 y(x')가 소정의 서브 캐리어 수 A 미만인지 여부의 판단을 행한다. 이 결과, y(x')≥A이면, 유저 번호「x'」의 유저는, 이것 이상 다른 유저와 서브 캐리어를 중복하여 사용할 수 없기 때문에, 후보 서브 캐리어 k를 유저 번호「x'」의 유저와 중복하여 사용하고자 하고 있는 유저 번호「x」의 유저는 후보 서브 캐리어 k를 선택할 수 없다. 따라서, 스텝 Sa14로부터 스텝 Sa12로 이행하여, 후보 서브 캐리어 k를 유저 번호「x」에 대한 선택 가능 서브 캐리어로부터 삭제한 후, 스텝 S5로 복귀하여, 다시 다른 서브 캐리어의 할당을 시도한다.

스텝 Sa14에 있어서, y(x')<A이면, 유저 x'는, 아직 다른 유저(여기서는 유저 x)와 서브 캐리어를 중복하여 사용할 수 있기 때문에, 스텝 Sa15, 스텝 Sa16에 있어서 y(x'), y(x)에 각각 1을 가산한 후, 스텝 Sa7로 이행하여, 후보 서브 캐리어 k를 유저 번호「x」의 유저에 할당한다.

스텝 Sa7에 있어서 서브 캐리어가 할당된 후에는, 스텝 Sa8에 있어서 유저 x에 대한 선택 가능 서브 캐리어로부터 후보 서브 캐리어 k를 삭제한 후, 각 유저로의 할당이 일순하였는지 여부를 판단하기 위해, 스텝 Sa9에 있어서 현재 할당을 행하고 있는 유저의 유저 번호와 전체 유저수를 비교한다. 현재 할당을 행하고 있는 유저의 유저 번호와 유저수가 상이한 경우에는, 각 유저로의 할당이 일순하지 않고, 다른 유저와 동일한 수의 서브 캐리어를 선택할 수 없는 유저가 존재하기 때문에, 스텝 Sa17에 있어서 유저 번호를 갱신하여, 스텝 Sa5로 복귀한다.

또한, 스텝 Sa9에 있어서, 현재 할당을 행하고 있는 유저의 유저 번호와 유저수가 일치하는 경우에는, 각 유저로의 할당이 일순한 것을 나타내고 있기 때문에, Sa10으로 이행하고, z(k)를 전체 서브 캐리어에 대하여 가산한 합을 유저수로 나눈 수를 산출하고, 그 수와 각 유저에 할당해야 할 서브 캐리어수가 일치하는지의 여부를 판단한다. 이 수가 일치하는 경우에는, 모든 유저에 대하여, 할당해야 할 서브 캐리어수의 할당이 끝난 것을 나타내기 때문에, 본 실시 형태에 의한 스케줄링을 종료한다. 반대로 일치하지 않는 경우에는, 아직 각 유저로 할당해야 할 서브 캐리어수의 할당이 끝나지 않은 것을 나타내고 있기 때문에, 스텝 Sa4로 복귀하여, 다시 유저 1로부터 차례로 할당을 행하여 간다.

종래는, 전송 가능한 대역 내에 수신 SNR이나 SINR이 양호한 서브 캐리어가 있어도 다른 장치가 통신하고 있는 경우에는 상기 서브 캐리어를 사용할 수 없기 때문에, 어느 송신 장치에 어느 서브 캐리어를 할당할지를 결정하는 스케줄링이 다른 송신 장치의 이용 상황에 의해 결정되기 때문에, 스케줄링의 알고리즘이 번잡하게 되어 있었다.

그러나, 이와 같이, 본 실시 형태에 의한 스케줄링에 의해, 소정의 개수 이하의 서브 캐리어를 다른 유저와 중복하여 사용하는 할당을 행할 수 있다. 이에 의해, 다른 유저의 서브 캐리어의 사용 상황을 그다지 의식하지 않고 스케줄링이 가능해지기 때문에, 서브 캐리어 선택의 폭이 넓어져, 전파로 상황이 보다 양호한 서브 캐리어를 사용하여 통신이 가능해진다. 또한, 동시에 송신 가능한 유저수를 늘릴 수 있을 가능성도 있어, 한정된 리소스를 유효하게 사용할 수 있는 유연한 스케줄링이라 할 수 있다.

[제13 실시 형태]

본 발명에 의해 유저 사이에서 일부 중복된 서브 캐리어를 사용한 전송을 행하는 경우의 스펙트럼 배치의 예를 도 38a, 도 38b에 나타낸다. 우선, 도 38a는, 사용 가능한 서브 캐리어수가 16이라는 대역에 있어서 2 유저가 각각 10개씩의 양호한 수신 특성이 얻어지는 서브 캐리어를 선택한 경우의 사용 스펙트럼의 배치를 나타내고 있다. 단, 여기서는, 복수의 유저 사이에서 중복되어도 되는 소정의 서브 캐리어수를 4로 하고 있다. 이와 같이 유저 사이에서 서브 캐리어를 중복하여 사용할 수 있는 경우, 도 38a에 나타낸 바와 같이, 합계 20개의 서브 캐리어의 정보를 16개의 서브 캐리어로 보낼 수 있다. 이것은, 예를 들어 2 유저이며, 소정의 서브 캐리어수를 P, 전체 대역에서 이용 가능한 서브 캐리어수를 N_d로 하면, (N_d+P)/2개의 서브 캐리어를 이용할 수 있는 것을 나타내고 있고, 본 발명에 의해 대폭적인 전송 용량의 개선을 예상할 수 있다.

이 도 38a에서는, SC-ASA 방식에 의해 복수의 유저가 사용하는 서브 캐리어가 혼재되고, 임의의 서브 캐리어가 중복되어 사용되는 경우의 예를 나타내었지만, 이것과는 달리, SC-ASA 방식과 같이 각 유저가 임의의 서브 캐리어를 사용하는 것이 아니고, 또한 중복되어 사용되는 서브 캐리어의 위치가 어느 정도 제한되는 형태로 해도 된다. 이러한 예를 도 38b에 나타낸다. 도 38b에서는, 4 유저가 각각 일부의 서브 캐리어를 다른 유저와 중복하여 사용하는 예를 나타내고 있지만, 1 유저가 사용하는 서브 캐리어는 모두 연속되어 있고, 다른 유저와 중복되어 있는 서브 캐리어는 모두 각 유저가 사용하는 서브 캐리어 군의 단부의 일부로 되어 있다. 이와 같이, 일부의 서브 캐리어의 중복을 인정하는 주파수 분할에 의해 유저를 다중하는 형태로 해도 된다. 이러한 형태로 함으로써, 유저 사이에서 완전히 주파수를 분할하여 사용하는 시스템에 비해, 전송 효율의 대폭적인 개선이 가능해진다.

[제14 실시 형태]

일반적으로, 셀룰러 시스템 등의 무선 통신 시스템에서는, 복수의 DFT-S-OFDM 심볼(이하, 도면 중에도 포함하여 DFT-S-OFDM 심볼이라 칭함)을 시간 다중함으로써 프레임을 구성하고, 전송한다. 이러한 프레임 단위의 전송을 행하는 경우의 개요를 도 39에 나타낸다. 단, 도 39에는, 프레임마다의 스펙트럼 배치도 아울러 나타내고 있다. 도 39에 나타낸 바와 같이, 본 발명에 의한 스케줄링, 즉 제7 실시 형태이면 기지국 장치(A70)의 스펙트럼 할당 결정부(A20), 제8 실시 형태이면 기지국 장치(A71)의 스펙트럼 할당 결정부(A127), 혹은 제9 실시 형태이면 기지국 장치(A72)의 스펙트럼 할당 결정부(A220)가 유저마다 각각 양호한 서브 캐리어를 선택하고, 중복된 서브 캐리어를 사용한 전송을 행하는 경우에, 프레임 단위로 서브 캐리어의 선택을 변경하도록 해도 된다. 이러한 형태로 함으로써, 1셀 주파수 반복 시스템에 있어서 프레임 단위로 변동하는 인접 셀로부터의 간섭에 대한 회피 능력이 발생하고, 보다 고효율인 전송이 가능해진다.

또한, 도 39에 나타낸 바와 같이, 프레임 단위로 반드시 서브 캐리어의 선택을 변경할 필요는 없고, 유저마다 수신 SNR 또는 수신 SINR이 크게 변동한 경우에 대해서만 변경하는 형태로 해도 된다. 이러한 형태로 함으로써, 전파로 상황에 따른 서브 캐리어의 선택을 행하면서, 선택된 서브 캐리어에 대하여 통지하기 위해 필요한 제어 정보량의 삭감을 도모할 수 있다.

또한, 제7 내지 제14 실시 형태에 있어서, 무선 통신 시스템이 구비하는 송신 장치인 이동국 장치는, 2개인 것으로서 설명하였지만, 2개를 초과하는 수이어도 된다. 이때, 동시에 1개의 서브 캐리어에 대하여 신호를 할당 가능한 이동국 장치의 최대수는, 상술한 각 기지국 장치의 구성에서는 2개로 된다. 그러나, 예를 들어, 제7 실시 형태에 있어서의 기지국 장치(A70)에 있어서의 부호 A19-1, A21-1, A22-1, A26-1, A27-1, A28-1, A29-1, A30-1, A31-1, A32-1, A33-1, A34-1, A35-1, A36-1, A37-1의 세트를 늘림으로써, 동시에 할당 가능한 이동국 장치의 최대수를 상기 세트의 수까지 늘릴 수 있다.

또한, 제7 내지 제14 실시 형태에 있어서, 각 무선 통신 시스템은, 송신 장치를 이동국 장치, 수신 장치를 기지국 장치로 하는 이동체 통신 시스템으로서 설명하였지만, 송신 장치가 단말기이며, 수신 장치가 베이스 스테이션이며, 스펙트럼 할당 결정부를 단말기가 갖는 와이어리스 LAN을 사용한 시스템이어도 된다.

또한, 도 3에 있어서의 부호화부(1), 변조부(2), S/P 변환부(3), DFT부(4-1, 4-2), 맵핑부(5-1, 5-2), IDFT부(6-1), GI 삽입부(7-1, 7-2), P/S 변환부(8-1, 8-2)의 기능을 실현하기 위한 프로그램을 컴퓨터 판독 가능한 기록 매체에 기록하고, 이 기록 매체에 기록된 프로그램을 컴퓨터 시스템에 판독시켜, 실행함으로써 각 부의 처리를 행해도 된다.

또한, 도 5에 있어서의 부호화부(1), 변조부(2), S/P 변환부(3), DFT부(4-1), 맵핑부(5-3), IDFT부(6-1, 6-2), GI 삽입부(7-1, 7-2), P/S 변환부(8-1, 8-2)의 기능을 실현하기 위한 프로그램을 컴퓨터 판독 가능한 기록 매체에 기록하고, 이 기록 매체에 기록된 프로그램을 컴퓨터 시스템에 판독시켜, 실행함으로써 각 부의 처리를 행해도 된다.

또한, 도 6에 있어서의 CP 제거부(106, 107), S/P 변환부(108, 109, 135, 136), DFT부(110, 111, 116, 117, 137, 138, 139, 140), 전파로 추정부(112, 113), 캔슬부(114), 신호 등화ㆍ분리부(115), 공간ㆍ스펙트럼 디맵핑부(118), IDFT부(119, 120, 121, 122, 142, 143), P/S 변환부(123, 124), 복조부(125, 126), 복호부(127, 128), 반복 제어부(129, 130), 판정부(131, 132), 레플리카 생성부(133, 134), 공간ㆍ스펙트럼 맵핑부(141), 전파로 승산부(144), 전파로 재구성부(145), 사용 스펙트럼 결정부(146), 간섭 전력 추정부(147), 송신부(148)의 기능을 실현하기 위한 프로그램을 컴퓨터 판독 가능한 기록 매체에 기록하고, 이 기록 매체에 기록된 프로그램을 컴퓨터 시스템에 판독시켜, 실행함으로써 각 부의 처리를 행해도 된다.

또한, 도 9에 있어서의 CP 제거부(106, 107), S/P 변환부(108, 109, 135, 136), DFT부(110, 111, 116, 117, 137, 138, 139, 140), 전파로 추정부(112, 113), 캔슬부(114), 신호 등화ㆍ분리부(115), 공간ㆍ스펙트럼 디맵핑부(118), IDFT부(119, 120, 121, 122), P/S 변환부(123, 124), 복조부(125, 126), 복호부(127, 128), 반복 제어부(129, 130), 판정부(131, 132), 레플리카 생성부(133, 134), 공간ㆍ스펙트럼 맵핑부(141), 전파로 승산부(144), 전파로 재구성부(145), 사용 스펙트럼 결정부(146), 간섭 전력 추정부(147), 송신부(148)의 기능을 실현하기 위한 프로그램을 컴퓨터 판독 가능한 기록 매체에 기록하고, 이 기록 매체에 기록된 프로그램을 컴퓨터 시스템에 판독시켜, 실행함으로써 각 부의 처리를 행해도 된다.

또한, 도 12에 있어서의 CP 제거부(106, 107, 316, 317), S/P 변환부(108, 109, 318, 319, 135, 136), DFT부(110, 111, 320, 321, 137, 138, 139, 140), 전파로 추정부(112, 113, 322, 323), 캔슬부(114), 신호 등화ㆍ분리부(300), 공간ㆍ스펙트럼 디맵핑부(301), IDFT부(119, 120, 121, 122), P/S 변환부(123, 124), 복조부(125, 126), 복호부(127, 128), 반복 제어부(129, 130), 판정부(131, 132), 레플리카 생성부(133, 134), 공간ㆍ스펙트럼 맵핑부(141), 전파로 승산부(144), 전파로 재구성부(302), 사용 스펙트럼 결정부(146), 간섭 전력 추정부(147), 송신부(148)의 기능을 실현하기 위한 프로그램을 컴퓨터 판독 가능한 기록 매체에 기록하고, 이 기록 매체에 기록된 프로그램을 컴퓨터 시스템에 판독시켜, 실행함으로써 각 부의 처리를 행해도 된다.

또한, 도 15에 있어서의 DFT부(110, 111), 전파로 추정부(112, 113), IDFT부(119, 120, 121, 122), P/S 변환부(123, 124), 복조부(125, 126), 복호부(127, 128), 반복 제어부(129, 130), 판정부(131, 132), 레플리카 생성부(133, 134), S/P 변환부(135, 136), DFT부(137, 138, 139, 140), 공간ㆍ스펙트럼 맵핑부(141), 전파로 승산부(144), 전파로 재구성부(145), 신호 등화ㆍ분리부(201-1, 201-2), 공간ㆍ스펙트럼 디맵핑부(500)의 기능을 실현하기 위한 프로그램을 컴퓨터 판독 가능한 기록 매체에 기록하고, 이 기록 매체에 기록된 프로그램을 컴퓨터 시스템에 판독시켜, 실행함으로써 각 부의 처리를 행해도 된다.

또한, 도 19에 있어서의 DFT부(110, 111), 전파로 추정부(112, 113), 캔슬부(200), 신호 등화ㆍ분리부(201), 전파로 재구성부(221), 전파로 승산부(220), 공간ㆍ스펙트럼 디맵핑부(501), 공간ㆍ스펙트럼 맵핑부(502), IDFT부(115, 117), P/S 변환부(120), 복조부(122), 복호부(124), 반복 제어부(205), 판정부(207), 레플리카 생성부(210), S/P 변환부(212), DFT부(215, 216)의 기능을 실현하기 위한 프로그램을 컴퓨터 판독 가능한 기록 매체에 기록하고, 이 기록 매체에 기록된 프로그램을 컴퓨터 시스템에 판독시켜, 실행함으로써 각 부의 처리를 행해도 된다.

또한, 도 24에 있어서의 부호화부(1), 변조부(2), S/P 변환부(3), 확산ㆍ다중부(50-1, 50-2), 맵핑부(5-1, 5-2), IDFT부(6-1, 6-2), GI 삽입부(7-1, 7-2), P/S 변환부(8-1, 8-2), 수신부(11)의 기능을 실현하기 위한 프로그램을 컴퓨터 판독 가능한 기록 매체에 기록하고, 이 기록 매체에 기록된 프로그램을 컴퓨터 시스템에 판독시켜, 실행함으로써 각 부의 처리를 행해도 된다.

또한, 도 28에 있어서의 부호부(A1), 인터리버부(A2), 변조부(A3), S/P 변환부(A4), DFT부(A5), 스펙트럼 맵핑부(A6), IDFT부(A7), P/S 변환부(A8), 파일럿 신호 생성부(A9), 파일럿 다중부(A10), CP 삽입부(A11)의 기능을 실현하기 위한 프로그램을 컴퓨터 판독 가능한 기록 매체에 기록하고, 이 기록 매체에 기록된 프로그램을 컴퓨터 시스템에 판독시켜, 실행함으로써 이들의 처리를 행해도 된다.

또한, 도 29에 있어서의 CP 제거부(A17), 파일럿 분리부(A18), 전파로 추정부(A19-1, A19-2), 스펙트럼 할당 결정부(A20), 전파로 특성 디맵핑부(A21-1, A21-2), 전파로 특성 선택부(A22-1, A22-2), S/P 변환부(A23), DFT부(A24), 스펙트럼 디맵핑부(A25), 신호 캔슬부(A26-1, A26-2), 신호 등화부(A27-1, A27-2), 복조부(A28-1, A28-2), 디인터리버부(A29-1, A29-2), 복호부(A30-1, A30-2), 반복수 제어부(A31-1, A31-2), 인터리버부(A32-1, A32-2), 레플리카 생성부(A33-1, A33-2), S/P 변환부(A34-1, A34-2), DFT부(A35-1, A35-2), 간섭 스펙트럼 선택부(A36-1, A36-2)의 기능을 실현하기 위한 프로그램을 컴퓨터 판독 가능한 기록 매체에 기록하고, 이 기록 매체에 기록된 프로그램을 컴퓨터 시스템에 판독시켜, 실행함으로써 이들의 처리를 행해도 된다.

또한, 도 30에 있어서의 CP 제거부(A102), 파일럿 분리부(A103), 전파로 추정부(A104-1, 104-2), 전파로 특성 디맵핑ㆍ선택부(A105-1, A105-2), 간섭 신호 캔슬부(A107), S/P 변환부(A108), DFT부(A109), 스펙트럼 디맵핑부(A110), 희망 신호 캔슬부(A111), 신호 등화부(A112), 복조부(A113), 디인터리버부(A114), 복호부(A115), 반복수 제어부(A116), 인터리버부(A117), 레플리카 생성부(A118), S/P 변환부(A119), DFT부(A120), 간섭 선택부(A121), 스펙트럼 맵핑부(A122), IDFT부(A123), P/S 변환부(A124), 판정부(A125), 스펙트럼 할당 결정부(A127)의 기능을 실현하기 위한 프로그램을 컴퓨터 판독 가능한 기록 매체에 기록하고, 이 기록 매체에 기록된 프로그램을 컴퓨터 시스템에 판독시켜, 실행함으로써 이들의 처리를 행해도 된다.

또한, 도 31에 있어서의 부호부(A200a, A200b), 인터리버부(A201), 변조부(A202), S/P 변환부(A203), DFT부(A204), 스펙트럼 맵핑부(A206), IDFT부(A207), P/S 변환부(A208), 파일럿 신호 생성부(A209), 파일럿 다중부(A210), CP 삽입부(A211), D/A 변환부(A212)의 기능을 실현하기 위한 프로그램을 컴퓨터 판독 가능한 기록 매체에 기록하고, 이 기록 매체에 기록된 프로그램을 컴퓨터 시스템에 판독시켜, 실행함으로써 이들의 처리를 행해도 된다.

또한, 도 32에 있어서의 CP 제거부(A217), 파일럿 분리부(A218), 전파로 추정부(A219-1, A219-2), 스펙트럼 할당 결정부(A220), 전파로 특성 디맵핑부(A221-1, A221-2), 전파로 특성 선택부(A222-1), S/P 변환부(A223), DFT부(A224), 스펙트럼 디맵핑부(A225), 신호 등화부(A226), 복조부(A227), 디인터리버부(A228), 복호부(A229), 인터리버부(A230), 레플리카 생성부(A231), S/P 변환부(A232), DFT부(A233), 간섭 스펙트럼 선택부(A234), 간섭 신호 캔슬부(A235), 신호 등화부(A236), 복조부(A237), 디인터리버부(A238), 복호부(A239)의 기능을 실현하기 위한 프로그램을 컴퓨터 판독 가능한 기록 매체에 기록하고, 이 기록 매체에 기록된 프로그램을 컴퓨터 시스템에 판독시켜, 실행함으로써 이들의 처리를 행해도 된다.

또한, 도 33 있어서의 부호부(A1), 인터리버부(A2), 변조부(A3), S/P 변환부(A4), 확산 다중부(A300), 스펙트럼 맵핑부(A6), IDFT부(A7), P/S 변환부(A8), 파일럿 신호 생성부(A9), 파일럿 다중부(A10), CP 삽입부(A11)의 기능을 실현하기 위한 프로그램을 컴퓨터 판독 가능한 기록 매체에 기록하고, 이 기록 매체에 기록된 프로그램을 컴퓨터 시스템에 판독시켜, 실행함으로써 이들의 처리를 행해도 된다.

또한, 여기서 말하는「컴퓨터 시스템」이라 함은, OS나 주변 기기 등의 하드웨어를 포함하는 것으로 한다. 또한,「컴퓨터 판독 가능한 기록 매체」라 함은, 플렉시블 디스크, 광자기 디스크, ROM, CD-ROM 등의 운반 가능 매체, 컴퓨터 시스템에 내장되는 하드 디스크 등의 기억 장치를 말한다. 또한「컴퓨터 판독 가능한 기록 매체」라 함은, 인터넷 등의 네트워크나 전화 회선 등의 통신 회선을 통해 프로그램을 송신하는 경우의 통신선과 같이, 단시간 동안, 동적으로 프로그램을 유지하는 것, 그 경우의 서버나 클라이언트로 되는 컴퓨터 시스템 내부의 휘발성 메모리와 같이, 일정 시간 프로그램을 유지하고 있는 것도 포함하는 것으로 한다. 또한 상기 프로그램은, 전술한 기능의 일부를 실현하기 위한 것이어도 되고, 또한 전술한 기능을 컴퓨터 시스템에 이미 기록되어 있는 프로그램과의 조합으로 실현할 수 있는 것이어도 된다.

이상, 본 발명의 실시 형태를 도면을 참조하여 상세하게 설명해 왔지만, 구체적인 구성은 본 실시 형태에 한정되는 것이 아니라, 본 발명의 요지를 일탈하지 않는 범위의 설계 등도 포함된다.

[산업상의 이용 가능성]

본 발명은, SC-ASA 방식으로 이동국 장치로부터 기지국 장치로의 업링크의 통신을 행하는 이동체 통신 시스템에 사용하는데 적합하지만, 이것에 한정되지 않는다.

1 : 부호화부
2 : 변조부
3 : S/P 변환부
4-1, 4-2 : DFT부
5-1, 5-2, 5-3 : 맵핑부
6-1, 6-2 : IDFT부
7-1, 7-2 : GI 삽입부
8-1, 8-2 : P/S 변환부
9-1, 9-2 : D/A 변환부
10-1, 10-2 : RF부
11 : 수신부
100, 101, 310, 311 : 안테나
102, 103, 312, 313 : RF부
104, 105, 314, 315 : A/D 변환부
106, 107, 316, 317 : CP 제거부
108, 109, 135, 136, 318, 319, 212 : S/P 변환부
110, 111, 116, 117, 137, 138, 139, 140, 215, 216, 320, 321 : DFT부
112, 113 : 전파로 추정부
114, 200 : 캔슬부
115, 201-1, 201-2, 300 : 신호 등화ㆍ분리부
118, 500 : 공간ㆍ스펙트럼 디맵핑부
301 : 스펙트럼 디맵핑부
119, 120, 121, 122, 142, 143 : IDFT부
123, 124 : P/S 변환부
125, 126 : 복조부
127, 128 : 복호부
129, 130, 205 : 반복 제어부
131, 132, 207 : 판정부
133, 134, 210 : 레플리카 생성부
141 : 공간ㆍ스펙트럼 맵핑부
144, 220 : 전파로 승산부
145, 221 : 전파로 재구성부
146 : 사용 스펙트럼 결정부
147 : 간섭 전력 추정부
148 : 송신부
500, 501, 502 : 이동국 장치
510, 511, 512, 513, 514 : 기지국 장치
A1, A200a, A200b : 부호부
A2, A32-1, A32-2, A117, A201, A230 : 인터리버부
A3, A202 : 변조부
A4, A34-1, A34-2, A203, A232 : S/P 변환부
A5, A24, A35-1, A35-2, A109, A120, A204, A224, A233 : DFT부
A6, A122, A206 : 스펙트럼 맵핑부
A7, A123, A207 : IDFT부
A8, A124, A208 : P/S 변환부
A9 : 파일럿 신호 생성부
A10, A210 : 파일럿 다중부
A11, A211 : CP 삽입부
A12, A212 : D/A 변환부
A13, A39, A126, A213, A241 : 무선부
A14, A15, A100, A214, A240 : 안테나
A16, A101, A216 : A/D 변환부
A17, A102, A217 : CP 제거부
A18, A103, A218 : 파일럿 분리부
A19, A104-1, A104-2, A219-1, A219-2 : 전파로 추정부
A20, A127, A220 : 스펙트럼 할당 결정부
A21-1, A21-2, A221-1, A221-2 : 전파로 특성 디맵핑부
A22-1, A22-2, A222-1, A222-2 : 전파로 특성 선택부
A23, A108, A119, A223 : S/P 변환부
A25, A110, A225 : 스펙트럼 디맵핑부
A26-1, A26-2 : 신호 캔슬부
A27-1, A27-2, A112, A226, A236 : 신호 등화부
A28-1, A28-2, A113, A227, A237 : 복조부
A29-1, A29-2, A114, A228, A238 : 디인터리버부
A30-1, A30-2, A115, A229, A239 : 복호부
A31-1, A31-2, A116 : 반복수 제어부
A33-1, A33-2, A118, A231 : 레플리카 생성부
A36-1, A36-2, A121, A234 : 간섭 스펙트럼 선택부
A37-1, A37-2, A125 : 판정부
A38, A128, A242 : 송신부
A42, A215 : 수신부
A50 : 디맵핑부
A60 : 신호 검출부
A70, A71, A72 : 기지국 장치
A80a, A80b, A82a, A82b, A83 : 이동국 장치
A105-1, A105-2 : 전파로 특성 디맵핑ㆍ선택부
A106 : 유저 절환 제어부
A107, A235 : 간섭 신호 캔슬부
A111 : 희망 신호 캔슬부
A300 : 확산ㆍ다중부

Claims (48)

1. 기지국 장치로서,
   복수의 제1 서브 캐리어를 제1 통신 장치에 할당함과 함께, 상기 복수의 제1 서브 캐리어의 일부를, 적어도 하나의 다른 통신 장치에 할당하는 맵핑부와,
   상기 제1 통신 장치 및 상기 적어도 하나의 다른 통신 장치 중 하나의 통신 장치로부터, 상기 하나의 통신 장치의 부호화 송신 데이터로부터 주파수 변환되어, 상기 복수의 제1 서브 캐리어에 할당된 복수의 주파수 신호를 수신하는 수신 안테나를 포함하는, 기지국 장치.
2. 제1항에 있어서,
   상기 적어도 하나의 다른 통신 장치는 제2 통신 장치를 포함하고,
   상기 맵핑부는, 상기 복수의 제1 서브 캐리어 중 적어도 하나를 포함하는 복수의 제2 서브 캐리어를 상기 제2 통신 장치에 할당하고,
   상기 복수의 제2 서브 캐리어의 수는 상기 복수의 제1 서브 캐리어의 수와 상이한, 기지국 장치.
3. 제1항에 있어서,
   상기 수신 안테나의 수는, 상기 제1 통신 장치와 상기 적어도 하나의 다른 통신 장치를 합한 통신 장치의 총 수보다 적은, 기지국 장치.
4. 기지국 장치로서,
   제1 통신 장치가 갖는 복수의 송신 안테나 중 제1 송신 안테나에 복수의 제1 서브 캐리어를 할당함과 함께, 상기 복수의 제1 서브 캐리어의 일부와 주파수 영역에서 중복되는 서브 캐리어를 포함하는 복수의 제2 서브 캐리어를 상기 복수의 송신 안테나 중 제2 송신 안테나에 할당하는 맵핑부와,
   상기 제1 송신 안테나 및 상기 제2 송신 안테나로부터 각각 송신된 복수의 제1 주파수 신호 및 복수의 제2 주파수 신호를 포함하는 수신 신호로서, 상기 제1 주파수 신호는 상기 제1 통신 장치의 제1 부호화 송신 데이터로부터 변환되어 상기 복수의 제1 서브 캐리어에 할당되고, 상기 제2 주파수 신호는 상기 제1 통신 장치의 제2 부호화 송신 데이터로부터 변환되어 상기 복수의 제2 서브 캐리어에 할당되어 있는 수신 신호를 수신하는 적어도 하나의 수신 안테나를 포함하는, 기지국 장치.
5. 제4항에 있어서,
   상기 맵핑부는, 상기 제1 송신 안테나에 상기 복수의 제1 서브 캐리어를 할당하기 위해, 상기 복수의 제1 서브 캐리어를 포함하는 복수의 제3 서브 캐리어의 각 서브 캐리어의 통신로 용량을 참조하는, 기지국 장치.
6. 제5항에 있어서,
   상기 통신로 용량은, 상기 복수의 송신 안테나의 각 송신 안테나에 할당된 송신 안테나 번호를 m, 상기 복수의 제1 서브 캐리어의 각 서브 캐리어에 할당된 서브 캐리어 번호를 k, 상기 복수의 송신 안테나의 수를 N_T, 상기 통신 장치의 송신 에너지를 Es, 송신 안테나 번호 m이 할당된 송신 안테나로부터 송신되고, 서브 캐리어 번호 k가 할당된 제1 서브 캐리어에 있어서의 전파로 벡터를 ξm(k), 상기 서브 캐리어 번호 k가 할당된 제1 서브 캐리어에 있어서의 간섭 잡음 전력을 Σm(k)로 하였을 때에,
   

   

   
   로 나타내어지는, 기지국 장치.
7. 제4항에 있어서,
   상기 맵핑부는, 상기 제1 송신 안테나에 상기 복수의 제1 서브 캐리어를 할당하기 위해, 상기 복수의 제1 서브 캐리어를 포함하는 복수의 제3 서브 캐리어의 각 서브 캐리어의 수신 신호 전력 대 간섭 및 잡음 전력비를 참조하는, 기지국 장치.
8. 수신 장치로서,
   제1 통신 장치 및 제2 통신 장치로부터 각각 송신된 복수의 제1 주파수 신호 및 복수의 제2 주파수 신호를 포함하는 수신 신호로서, 상기 복수의 제1 주파수 신호는 상기 제1 통신 장치의 제1 부호화 송신 데이터로부터 변환되어 상기 복수의 제1 서브 캐리어에 할당되고, 상기 복수의 제2 주파수 신호는 상기 제2 통신 장치의 제2 부호화 송신 데이터로부터 변환되어 상기 복수의 제2 서브 캐리어에 할당되어 있는 수신 신호를 수신하는 수신부와,
   상기 복수의 제1 서브 캐리어 중 적어도 하나가 상기 복수의 제2 서브 캐리어와 주파수 영역에서 중복되고 있는 경우, 상기 수신 신호로부터 소정의 신호를 캔슬하는 캔슬부와,
   상기 소정의 신호를 캔슬한 상기 수신 신호에 대하여 제1 등화 처리를 행하는 등화부를 포함하는, 수신 장치.
9. 제8항에 있어서,
   상기 수신부는 상기 수신 신호를 수신하는 수신 안테나를 갖고,
   상기 캔슬부는, 상기 제1 주파수 신호 및 제2 주파수 신호를 구성하는 송신 스트림의 수에 비해 상기 수신 안테나의 수가 적은 경우, 적어도 하나의 상기 제1 주파수 신호를 제거하는, 수신 장치.
10. 제9항에 있어서,
    상기 캔슬부는, 상기 제1 주파수 신호와 상기 제2 주파수 신호의 특성에 기초하여 상기 적어도 하나의 상기 제1 주파수 신호를 제거하는, 수신 장치.
11. 제8항에 있어서,
    상기 등화부는, 상기 제1 등화 처리를 행함으로써, 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호에 각각 대응하는 제1 등화 신호 및 제2 등화 신호를 생성하고,
    상기 제1 등화 신호 및 상기 제2 등화 신호로부터, 상기 제1 부호화 송신 데이터의 제1 신뢰성 및 상기 제2 부호화 송신 데이터의 제2 신뢰성을 각각 추출하는 복조부를 더 포함하고,
    상기 등화부는, 상기 소정의 신호를 캔슬한 수신 신호에 대하여, 상기 제1 신뢰성 및 상기 제2 신뢰성을 사용하여 제1 등화 처리를 행하는, 수신 장치.
12. 제11항에 있어서,
    상기 등화부는, 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호 중, 상기 제1 신뢰성 및 상기 제2 신뢰성 중 큰 쪽의 신뢰성에 대응하는 신호를 상기 수신 신호로부터 검출하기 위해, 상기 소정의 신호를 캔슬한 상기 수신 신호에 대하여 상기 제1 등화 처리를 행한 후에, 상기 제1 신뢰성 및 상기 제2 신뢰성 중 작은 쪽의 신뢰성에 대응하는 신호를 상기 수신 신호로부터 검출하기 위해, 상기 소정의 신호를 캔슬한 상기 수신 신호에 대하여 제2 등화 처리를 행하는, 수신 장치.
13. 제8항에 있어서,
    상기 제1 통신 장치 및 상기 제2 통신 장치와 자장치(自裝置) 사이의 복수의 전파로의 각 전파로마다 전파로 추정값을 산출하는 전파로 추정부와,
    상기 제1 통신 장치 또는 상기 제2 통신 장치로부터 송신된 상기 제1 서브 캐리어를 포함하는 부분 가상 전파로를 생성하고, 산출된 상기 전파로 추정값으로부터, 상기 부분 가상 전파로에 대한 전파로 추정값을 추출하는 전파로 재구성부를 더 포함하고,
    상기 등화부는, 상기 제1 등화 처리를 행하기 위해 상기 추출한 전파로 추정값을 사용하는, 수신 장치.
14. 기지국 장치와, 제1 통신 장치와, 제2 통신 장치를 포함하는 무선 통신 시스템으로서,
    상기 기지국 장치는,
    복수의 제1 서브 캐리어를 상기 제1 통신 장치에 할당함과 함께, 상기 복수의 제1 서브 캐리어의 적어도 하나와 주파수 영역에서 중복되는 서브 캐리어를 포함하는 복수의 제2 서브 캐리어를 상기 제2 통신 장치에 할당하는 제1 맵핑부를 포함하고,
    상기 제1 통신 장치는,
    제1 송신 데이터를 제1 주파수 신호로 변환하는 제1 확산부와,
    상기 제1 주파수 신호를 상기 복수의 제1 서브 캐리어에 배치하는 제2 맵핑부와,
    상기 복수의 제1 서브 캐리어에 배치된 상기 제1 주파수 신호를 상기 기지국 장치로 송신하는 제1 송신 안테나를 포함하고,
    상기 제2 통신 장치는,
    제2 송신 데이터를 제2 주파수 신호로 변환하는 제2 확산부와,
    상기 제2 주파수 신호를 상기 복수의 제2 서브 캐리어에 배치하는 제3 맵핑부와,
    상기 복수의 제2 서브 캐리어에 배치된 상기 제2 주파수 신호를 상기 기지국 장치로 송신하는 제2 송신 안테나를 포함하는, 무선 통신 시스템.
15. 제1 송신 장치와, 제2 송신 장치와, 수신 장치를 포함하는 무선 통신 시스템으로서,
    상기 제1 송신 장치는,
    제1 송신 데이터를 제1 주파수 신호로 변환하는 제1 확산부와,
    상기 제1 주파수 신호를 복수의 제1 서브 캐리어에 배치하는 제1 맵핑부와,
    상기 복수의 제1 서브 캐리어에 배치된 상기 제1 주파수 신호를 상기 수신 장치로 송신하는 제1 송신 안테나를 포함하고,
    상기 제2 송신 장치는,
    제2 송신 데이터를 제2 주파수 신호로 변환하는 제2 확산부와,
    상기 제2 주파수 신호를 복수의 제2 서브 캐리어에 배치하는 제2 맵핑부와,
    상기 복수의 제2 서브 캐리어에 배치된 상기 제2 주파수 신호를 상기 수신 장치로 송신하는 제2 송신 안테나를 포함하고,
    상기 수신 장치는,
    상기 제1 주파수 신호 및 상기 제2 주파수 신호를 포함하는 수신 신호를 수신하는 수신 안테나와,
    상기 복수의 제1 서브 캐리어 중 적어도 하나가 상기 복수의 제2 서브 캐리어 중 적어도 하나와 주파수 영역에서 중복되고 있는 경우, 상기 수신 신호에 대하여 등화 처리를 행하는 등화부를 포함하는, 무선 통신 시스템.
16. 기지국 장치의 무선 통신 방법으로서,
    제1 통신 장치에 복수의 서브 캐리어를 할당하는 공정과,
    상기 복수의 서브 캐리어 중 적어도 하나를 제2 통신 장치에도 할당하는 공정과,
    상기 제1 통신 장치로부터, 상기 제1 통신 장치의 부호화 송신 데이터로부터 주파수 변환되어, 상기 복수의 제1 서브 캐리어에 할당된 복수의 주파수 신호를 수신하는 공정을 포함하는, 무선 통신 방법.
17. 제16항에 있어서,
    상기 복수의 서브 캐리어 전체에 대한 상기 적어도 하나의 서브 캐리어의 비율을 결정하는 공정을 더 포함하는, 무선 통신 방법.
18. 수신 장치의 무선 통신 방법으로서,
    제1 통신 장치 및 제2 통신 장치로부터 각각 송신된 복수의 제1 주파수 신호 및 복수의 제2 주파수 신호를 포함하는 수신 신호로서, 상기 복수의 제1 주파수 신호는 상기 제1 통신 장치의 제1 부호화 송신 테이터로부터 변환되어 상기 복수의 제1 서브 캐리어에 할당되며, 상기 복수의 제2 주파수 신호는 상기 제2 통신 장치의 제2 부호화 송신 테이터로부터 변환되어 상기 복수의 제2 서브 캐리어에 할당되어 있는 수신 신호를 수신하는 공정과,
    상기 복수의 제1 서브 캐리어 중 적어도 하나가 상기 복수의 제2 서브 캐리어 중 적어도 하나와 주파수 영역에서 중복되고 있는 경우, 상기 수신 신호에 대하여 등화 처리를 행하는 공정을 포함하는, 무선 통신 방법.
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