JP5555355B2 - 基地局装置、受信装置、通信方法および通信システム - Google Patents

基地局装置、受信装置、通信方法および通信システム Download PDF

Info

Publication number
JP5555355B2
JP5555355B2 JP2013082219A JP2013082219A JP5555355B2 JP 5555355 B2 JP5555355 B2 JP 5555355B2 JP 2013082219 A JP2013082219 A JP 2013082219A JP 2013082219 A JP2013082219 A JP 2013082219A JP 5555355 B2 JP5555355 B2 JP 5555355B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
signal
unit
subcarrier
transmission
subcarriers
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP2013082219A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2013192230A (ja
Inventor
晋平 藤
泰弘 浜口
秀夫 難波
一成 横枕
稔 窪田
政一 三瓶
伸一 宮本
信介 衣斐
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sharp Corp
Original Assignee
Sharp Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sharp Corp filed Critical Sharp Corp
Priority to JP2013082219A priority Critical patent/JP5555355B2/ja
Publication of JP2013192230A publication Critical patent/JP2013192230A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP5555355B2 publication Critical patent/JP5555355B2/ja
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W72/00—Local resource management
    • H04W72/04—Wireless resource allocation
    • H04W72/044—Wireless resource allocation based on the type of the allocated resource
    • H04W72/0453—Resources in frequency domain, e.g. a carrier in FDMA
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0204—Channel estimation of multiple channels
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/024—Channel estimation channel estimation algorithms
    • H04L25/0242—Channel estimation channel estimation algorithms using matrix methods
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03159—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the frequency domain
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03171—Arrangements involving maximum a posteriori probability [MAP] detection
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0003—Two-dimensional division
    • H04L5/0005—Time-frequency
    • H04L5/0007—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0026—Division using four or more dimensions
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0037—Inter-user or inter-terminal allocation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0044—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path allocation of payload
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W72/00—Local resource management
    • H04W72/04—Wireless resource allocation
    • H04W72/044—Wireless resource allocation based on the type of the allocated resource
    • H04W72/0446—Resources in time domain, e.g. slots or frames
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03375—Passband transmission
    • H04L2025/03414—Multicarrier
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03426—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission transmission using multiple-input and multiple-output channels
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/022—Channel estimation of frequency response
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
    • H04L25/03312—Arrangements specific to the provision of output signals
    • H04L25/03318—Provision of soft decisions
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/2605—Symbol extensions, e.g. Zero Tail, Unique Word [UW]
    • H04L27/2607—Cyclic extensions
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2614—Peak power aspects
    • H04L27/2615—Reduction thereof using coding

Description

本発明は、基地局装置、受信装置、通信方法および通信システムに関する。
本願は、２００７年８月１３日に、日本に出願された特願２００７−２１０９３６号および特願２００７−２１０９３７に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。
近年、次世代移動体通信システムの研究が盛んに行われており、システムの周波数利用効率を高めるための方式として、各セルが同じ周波数帯域を使用することで各セルがシステムに割り当てられた帯域全体利用可能な１周波数繰り返しセルラシステムが提案されている。
下りリンク（基地局装置から移動局装置への通信）では、ＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access：直交周波数分割多元接続）方式が最も有力な候補となっている。ＯＦＤＭＡ方式は、情報データに対して６４ＱＡＭ（64-ary Quadrature Amplitude Modulation：64値直交振幅変調）やＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying：2相位相変調）など受信状況に応じて異なる変調方式をかけて通信を行うＯＦＤＭ信号を用いて、時間軸と周波数軸で構成される無線リソースを複数の移動端末装置に対して柔軟に割り当てて通信を行うシステムである。
この場合、ＯＦＤＭ信号を使用するため、非常にＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio：ピーク対平均電力比）が高くなることがあり、高いピーク電力が、送信電力増幅機能に比較的余裕のある下りリンクの通信においては大きな問題とはならないが、送信電力増幅機能に余裕のない上りリンク（移動局装置から基地局装置への通信）では致命的な問題となってしまう。
そのため、上りリンク（移動局装置から基地局装置への通信）では、ピーク対平均電力比ＰＡＰＲの低いシングルキャリア方式を基にした通信方式が望ましい。
しかしながら、シングルキャリア方式を用いると、ＯＦＤＭ方式のような時間軸と周波数軸を使った柔軟なリソースの割り当てが行えないという問題がある。これを解決する通信方式としてＳＣ−ＡＳＡ（Single Carrier - Adaptive Spectrum Allocation：シングルキャリア適応スペクトル割当、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ（Discrete Fourier Transform-Spread OFDM：DFT拡散OFDM）とも称される）が提案されている（例えば、非特許文献１）。
このような通信方法は、シングルキャリア通信方式と同様の手法を用いているため、ピーク対平均電力比ＰＡＰＲは低くなる。また、ＯＦＤＭ信号のように、サイクリックプレフィックスを挿入することでブロック間干渉なくデータを処理することが可能となる（本明細書ではサイクリックプレフィックスを挿入する間隔、即ち、ＤＦＴを行うデータ処理単位をＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭシンボルと称する）。さらに、ＤＦＴにより周波数波形を一旦作っているため、サブキャリア単位でのリソース制御が容易にできるといったメリットがある。
このＳＣ−ＡＳＡ方式を利用してＭＩＭＯ（Multi‐Input Multi‐Output：多入力多出力）伝送を行う場合の送信装置構成を図４０に示す。但し、図４０は、複数の送信系統を備えた１つの送信装置と見てもよいし、それぞれ異なる送信装置と見ることもできる。この点を次に説明する。図４１Ａにおいて、１つの基地局は、２つの移動局と無線通信を行う。各基地局、移動局は、それぞれアンテナを２つ備える。図４０の送信装置構成を、複数の送信系統を備えた１つの送信装置と見ると図４１ＣのシングルユーザＭＩＭＯ伝送の場合となり、それぞれ異なる送信装置と見ると図４１ＢのマルチユーザＭＩＭＯ伝送の場合となる。但し、使用するサブキャリアを白いブロックで表しており、白いブロックが記載されていない番号のサブキャリアはＳＣ−ＡＳＡ方式で選択されなかったものである。
図４０の各送信系統において、それぞれの送信データ１、２は符号部１０００、１００１により符号化され、変調部１００２、１００３において変調がなされる。変調信号はＳ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換部１００４、１００５において並列化され、ＤＦＴ部１００６、１００７により周波数軸上の信号に変換される。２つのスペクトルマッピング部１００８、１００９では、図４１Ｂ、図４１Ｃに示すように送信データ１と送信データ２の信号が互いに同じ周波数のサブキャリアを使用するようマッピングされる。ＳＣ−ＡＳＡ方式を利用する場合、受信ＳＮＲやＳＩＮＲの高いサブキャリアを使用することとなるが、ＭＩＭＯ伝送であるため、２つの送信系統それぞれから送信した信号は、受信側では互いに干渉となってしまう。したがって、互いに干渉する度合いも考慮するために２つの送信系統及び２つの受信系統の全ての伝搬路を考慮した結果が良好なサブキャリアを、送信アンテナ（ユーザ）で共通して選択しなければならない。
次に、マッピングされた周波数軸上の送信信号はＩＤＦＴ部１０１０、１０１１において時間軸の信号に変換され、Ｐ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換部１０１２、１０１３において信号を直列化する。その後、サイクリックプレフィックスＣＰ挿入部１０１４、１０１５においてサイクリックプレフィックスが挿入され、Ｄ／Ａ変換部１０１６、１０１７においてアナログ信号に変換される。最後に、無線部１０１８、１０１９において無線周波数にアップコンバートされ、各送信アンテナ１０２０、１０２１から送信される。
このようにＭＩＭＯ伝送された信号を受信する受信装置の構成を示す概略ブロック図を、図４２に示す。但し、図４２に示す受信装置はキャンセラを有するもので、このような構成の受信装置で受信することにより良好な特性を得ることができる。図４２に示す装置は、アンテナ部１１００、１１０１、ＲＦ部１１０２、１１０３、Ａ／Ｄ変換部１１０４、１１０５、ＣＰ除去部１１０６、１１０７、Ｓ／Ｐ変換部１１０８、１１０９、１１３３、１１３４、ＤＦＴ部１１１０、１１１１、１１１６、１１１７、１１３５、１１３６、伝搬路推定部１１１２、１１１３、キャンセル部１１１４、信号等化・分離部１１１５、スペクトルデマッピング部１１１８、ＩＤＦＴ部１１１９、１１２０、１１３８、１１３９、Ｐ／Ｓ変換部１１２１、１１２２、復調部１１２３、１１２４、復号部１１２５、１１２６、繰り返し制御部１１２７、１１２８、判定部１１２９、１１３０、レプリカ生成部１１３１、１１３２、スペクトルマッピング部１１３７、伝搬路乗算部１１４０から構成される。
図４０に示す送信装置から送信された信号は、受信装置では、まずアンテナ部１１００、１１０１においてそれぞれ受信され、ＲＦ部１１０２、１１０３において無線周波数からダウンコンバートされ、Ａ／Ｄ変換部１１０４、１１０５においてディジタル信号に変換された後、ＣＰ除去部１１０６、１１０７において送信側で付加されたサイクリックプレフィックスＣＰ（ＧＩ）が除去される。次に、Ｓ／Ｐ変換部１１０８、１１０９においてパラレル信号に変換され、ＤＦＴ部１１１０、１１１１においてＤＦＴ処理が行われ周波数領域の信号に変換される。このように周波数領域に変換された信号のうち、伝搬路推定用として送信側で付加された既知信号を用いて伝搬路推定部１１１２、１１１３において各送信アンテナ‐受信アンテナ間の伝搬路推定が行われる。この例では、送信アンテナ数×受信アンテナ数＝４通りの経路についての伝搬路推定値がそれぞれサブキャリア数分だけ算出されることとなる。
ＤＦＴ処理され周波数領域の信号に変換されたデータ信号はキャンセル部１１１４に入力される。キャンセル部１１１４では、受信信号と復調データの信頼性に基づいて生成された受信信号のレプリカとの減算が行われ、完全なレプリカ（送信信号）が生成できる場合には、この出力は雑音成分のみとなる。この演算は、２本のアンテナで受信された受信データベクトルをＲ、伝搬路行列をΞ、送信データベクトルのレプリカをＳ’（後述のレプリカ生成部〜スペクトルマッピング部において生成される）とすると、（１００）式で表される。
但し、Ｑは２回目以降の繰り返し処理時のキャンセル部１１１４の出力（キャンセル後の残差）を表すベクトルであり、Ｒ、Ξ、Ｓ’は以下の（１０１）〜（１０３）式で表される。これらの式において、括弧内の数字はサブキャリア番号であり、添え字は送信および受信アンテナ番号を表している。また、Ξの２つの添え字は受信アンテナと送信アンテナの組み合わせを表しており、例えばΞ２１は送信アンテナ１から受信アンテナ２への伝搬路を表している。尚、これらの式は、シングルユーザ‐ＭＩＭＯ、マルチユーザ‐ＭＩＭＯのいずれの場合にも用いることができる。
ここで、抽出すべき希望信号も含めて全てのレプリカ（ΞＳ’）をキャンセルする理由は、後述する信号等化・分離部１１１５は逆行列演算を伴うため、所望信号だけ残してキャンセル、等化を繰り返すと、ブロック内に含まれる所望信号数回も逆行列演算をする必要があるのに対し、全てキャンセルした残差Ｑを入力とすることで、残差はブロック内で共通に扱え、ブロック内で逆行列演算を１回すれば全ての重みを計算できることから、レプリカを別に入力し、再構成する形にすることで逆行列演算に伴う演算量を削減している。但し、初回は受信した信号のレプリカが生成できないため、受信データベクトル（Ｒ）がそのままキャンセル部１１１５を通過する。
キャンセル部１１１４を経由した信号は、信号等化・分離部１１１５に入力され周波数領域の信号を用いて等化処理が行われる。繰り返し処理を行う場合、この信号等化・分離部１１１５では、キャンセラ部の出力（Ｑ）に図４３のアンテナ１、アンテナ２からそれぞれ送信されたデータベクトル毎の受信信号のレプリカを加算した信号に対して、それぞれＭＭＳＥ規範に基づく等化処理を（１０４）式を用いて行う。図４３は、サブキャリア選択例として、アンテナ１、２からサブキャリア１、２、４の信号の送信をそれぞれ行うことを表す図である。
但し、Ｔｎ（上記の例ではn = 1, 2）は送信アンテナを表し、γＴｎ、δＴｎはタップ係数の演算によって表れる実数、ΨＴｎも同様にタップ係数の演算によって表れるＤＦＴブロック長のサイズを有する複素正方行列である。また、ｓ’ＴｎはアンテナＴｎから送信された信号のレプリカ、Ｑは受信信号から全受信信号のレプリカを減算した結果（残差）を表している。但し、初回の処理では受信信号のレプリカが生成できない（ｓ’Ｔｎがゼロベクトル）ため、何も減算されずキャンセル部１１１４を通過した信号Ｒに対する等化処理が行われることとなる。この（１０４）式のΨＴｎ等を算出する際には、（１０２）式の伝搬路行列に加え、各送信データベクトル１、２に対する伝搬路行列ΞＴ１、ΞＴ２が用いられる。ここで、ΞＴ１は送信データベクトル１を、ΞＴ２は送信データベクトル２をそれぞれ等化する場合に用いる、送信アンテナ毎の伝搬路行列である。
この（１０４）式を用いた等化演算により、信号等化・分離部１１１５からは時間領域における等化後の信号が送信データ毎に出力される（例えば非特許文献３に記載）。
各送信アンテナから送信された信号毎に等化された信号は、次に、ＤＦＴ部１１１６、１１１７に入力され周波数領域の信号に変換された後、スペクトルデマッピング部１１１８に入力される。このスペクトルデマッピング部１１１８では、使用スペクトルマッピング情報に基づいて、アンテナ１、２から送信されたスペクトルに共通したデマッピングが行われる。そして、ＩＤＦＴ部１１１９、１１２０において、デマッピングされた各信号列が時間領域の信号に変換された後、P／S変換部１１２１、１１２２においてシリアル信号に変換され、復調及び復号処理が行われる。
復調部１１２３、１１２４では誤り訂正された受信データの信頼性を表すＬＬＲ（LogLikelihood Ratio：対数尤度比）が算出される。さらに、復号部１１２５、１１２６は、このＬＬＲに対して誤り訂正符号の復号処理を行いＬＬＲを更新する。このＬＬＲが入力された繰り返し制御部１１２７、１１２８では予め決められた回数の繰り返し処理が行われたか否かの判断を行い、決められた回数だけ繰り返し処理が行われた場合にはＬＬＲを判定部１１２９、１１３０へ出力する。逆に、繰り返し処理の回数が決められた回数に満たない場合には、ＬＬＲをレプリカ生成部１１３１、１１３２へ出力し、受信信号のレプリカ生成処理に移る。また、ＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check：巡回冗長検査）符号の利用を前提とすれば、誤りが検出されなかったときに、繰り返し処理を終了するようにしてもよい。
レプリカ生成部１１３１、１１３２では、各ビットのＬＬＲに応じた信号レプリカ（送信信号のレプリカ）がそれぞれ生成され、Ｓ／Ｐ変換部１１３３、１１３４を経て、ＤＦＴ部１１３５、１１３６において各送信アンテナから送信された信号の周波数領域のレプリカにそれぞれ変換される。
このように生成された周波数領域の信号レプリカは、次に、図示しない使用スペクトル決定部から通知されるマッピング情報に基づいて、スペクトルマッピング部１１３７において送信側と同様のマッピングが行われる。そして、スペクトルマッピングされたレプリカＳ’は、伝搬路乗算部１１４０へ入力されるとともに、ＩＤＦＴ部１１３８、１１３９を経て信号等化・分離部１１１５へ入力される。スペクトルマッピング後のレプリカＳ’を入力された信号等化・分離部１１１５では、先に述べたように、このレプリカを用いて送信データベクトル１及び２の受信信号を再構成して、それぞれの送信データベクトルの等化処理に用いる。また、伝搬路乗算部１１４０では、キャンセル部１１１４で受信信号との減算に用いる受信信号のレプリカを生成するために、スペクトルマッピング後のレプリカに伝搬路行列（（１０２）式のΞ）を乗算する。そして、伝搬路乗算部１１４０から出力される受信信号のレプリカ（ΞＳ’）はキャンセル部１１１４に入力され、先に述べた（１００）式の減算が行われる。
図４２に示す受信装置では、以上のような、レプリカのキャンセル、等化、空間・スペクトルデマッピング、復号、レプリカ生成といった処理を繰り返すことにより、復号されたビットの信頼性を徐々に向上させていく。そして、予め決められた繰り返し回数の処理を行った後に、判定部２０７、２０８においてビットの硬判定が行われ、送信データが復号データとして再生されることとなる。
また、ＳＣ−ＡＳＡ方式を利用して複数の送信局からの送信データを多重するシステムとしては、送信局において離散フーリエ変換ＤＦＴのポイント数より逆離散フーリエ変換ＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transform）のポイント数の方を大きくして、０入力されたサブキャリアが他の送信局によって使用されるＦＤＭＡ（Frequency Division Multiple Access：周波数分割多元接続）型のものも提案されている（例えば、非特許文献３）。
図４４Ａ、図４４Ｂは、従来の２局の送信局でＳＣ−ＡＳＡ通信方式を適用してユーザ多重を行う場合の送信局装置および受信局装置の構成を示す概略ブロック図である。図４４Ａの送信局装置では、２組の送信データ１と送信データ２とは、それぞれ符号部Ａ１０００−１、符号部Ａ１０００−２により符号化され、該符号化された送信データは変調部Ａ１００１−１、変調部Ａ１００１−２により変調がなされる。変調部Ａ１００１−１、変調部Ａ１００１−２が変調した変調信号は、Ｓ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換部Ａ１００２−１、Ｓ／Ｐ変換部Ａ１００２−２において並列化された後にＤＦＴ部Ａ１００３−１、ＤＦＴ部Ａ１００３−２により周波数軸上の信号に変換される。その後、この周波数軸上の信号は、スペクトルマッピング部Ａ１００４−１、スペクトルマッピング部Ａ１００４−２により送信データ１と送信データ２の信号が互いに同じ周波数のサブキャリアを使用しないように、サブキャリアへマッピングされる。このとき、このサブキャリアへのマッピングは受信ＳＮＲ（Signal to Noise Ratio；信号対雑音電力比）やＳＮＩＲ（Signal to Noise Interference Ratio；信号対雑音干渉電力比）のよい周波数のサブキャリアで、かつ他のユーザが使用していない周波数に割り当てられる。
次に、マッピングされた周波数軸上の送信信号はＩＤＦＴ部Ａ１００５−１、ＩＤＦＴ部Ａ１００５−２により時間軸の信号に変換され、Ｐ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換部Ａ１００６−１、Ｐ／Ｓ変換部Ａ１００６−２により時間軸の信号は直列化される。その後、直列化された信号は、ＣＰ（サイクリックプレフィックス）挿入部Ａ１００７−１、ＣＰ挿入部Ａ１００７−２によりサイクリックプレフィックスを挿入され、Ｄ／Ａ変換部Ａ１００８−１、Ｄ／Ａ変換部Ａ１００８−２によりアナログ信号に変換される。最後に、このアナログ信号は、無線部Ａ１００９−１、無線部Ａ１００９０２により無線周波数にアップコンバートされ、各送信局の送信アンテナ１０１０−１、送信アンテナ１０１０−２から送信される。
図４４Ｂの受信局装置では、同時に送信された２つの信号が合成された受信信号が、受信アンテナ１１００により受信され、この受信信号は、無線部Ａ１１１１によりダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた受信信号は、Ａ／Ｄ変換部Ａ１１０１によりディジタル信号に変換される。次に、このディジタル信号は、ＣＰ（サイクリックプレフィックス）除去部Ａ１１０２によりサイクリックプレフィックスを除去され、Ｓ／Ｐ変換部Ａ１１０３により、サイクリックプレフィックスが除去されたディジタル信号は並列化される。並列化されたディジタル信号は、ＤＦＴ部Ａ１１０４により、周波数軸の信号に変換され、スペクトルデマッピング部Ａ１１０５により、周波数軸の信号各々のサブキャリアを元の配置に戻すことで、周波数軸上で各送信局からの信号が分離される。その後、送信データ毎に独立に信号等化部Ａ１１０６−１、信号等化部Ａ１１０６−２により等化され、ＩＤＦＴ部Ａ１１０７−１、ＩＤＦＴ部Ａ１１０７−２により時間軸の信号に変換される。その後Ｐ／Ｓ変換部Ａ１１０８−１、Ｐ／Ｓ変換部Ａ１１０８−２により直列化され、復調部Ａ１１０９−１、復調部Ａ１１０９−２により復調され、復号部Ａ１１１０−１、復号部Ａ１１１０−２により各送信局からの送られた信号の復号データ１、復号データ２がそれぞれ得られる。
ここで、信号等化部Ａ１１０６の等化法としては、最小二乗誤差（ＭＭＳＥ：Minimum Mean Square Error）規範のものなどが使用される。一般に、ＭＭＳＥ規範に基づく等化処理は、式（１０７）で表される評価関数Ｊを最小とするようなタップを計算する。
式（１０７）において、ここで、Ｅ［ｘ］はｘの平均値であり、Ｗは、各列ベクトルがＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭシンボル内の各シンボルにおける最適タップベクトルとなる複素タップ行列であり、ｒは複素数の時間軸の受信信号ベクトルであり、ｓは時間軸の送信信号ベクトルである。また、右肩のＡＨは、行列Ａのエルミート転置を表す。このとき、最適タップ係数Ｗは、Ｗｅｉｎｅｒ解と呼ばれ、式（１０８）で表される。
式（１０８）において、Ｈは時間領域における伝搬路行列、σ２は雑音の分散、Ｉは単位行列を表す。ここで、特に周波数領域で信号処理を行う場合には、伝搬路のインパルス応答からフーリエ変換により求めた周波数応答を対角成分に並べた行列を伝搬路行列として扱えるため、伝搬路の周波数応答をΞとすると、周波数領域の受信信号を用いた場合、式（１０８）のタップ係数は次式（１０９）のように変形できる。
式（１０９）において、ＦはＤＦＴ処理をする行列を表し、ＦＨは逆ＤＦＴ処理をする行列を表す。このタップ行列を時間領域の受信信号ｒに乗積すると、等化後の受信信号ｚは、式（１１０）になる。
ただし、Ｒ＝Ｆｒ、即ち受信信号ｒをＤＦＴ処理により周波数軸の信号に変換したものを表す。式（１１０）より、通常の受信信号を入力して周波数領域で等化する場合は、受信信号をＤＦＴにより変換し、式（１０９）の両側のＦＨとＦを取り除いた行列のエルミート転置を乗積し、ＩＤＦＴにより時間信号に戻すという操作を行う。したがって、通常のＭＭＳＥフィルタは、周波数軸の受信信号と伝搬路の周波数応答を入力し、周波数軸の等化後の信号が出力される。
一方、受信局装置の構成がＳＣ／ＭＭＳＥ（Soft Canceller followed by MMSE）のようにキャンセラを用いて繰り返し処理を行っている場合、復号部から得られたビットの信頼性に応じて生成された信号のレプリカを用いて受信信号から干渉波をキャンセルすることで等化部に入力される信号の精度を上げるため、繰り返し毎に等化部の入力信号が異なる。そのため、式（１０７）で表される評価関数の受信信号ｒに相当する項は所望信号以外をキャンセルしたものになり、等化後の信号は次式（１１１）で表される。
式（１１１）において、Ｒｒｅｓｔは、時間軸の信号レプリカに伝搬路特性を乗算することで生成した受信信号レプリカを実際の時間軸の受信信号から減算することで得られるキャンセルしきれなかった残差、ｓｒｅｐ（ｋ）はｋ番目のサンプルにおける送信信号レプリカである。また、γ、δはタップ係数の演算によって表れる実数、Ψは同様にタップ係数の演算によって表れるＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭシンボル長のサイズを有する複素正方行列であり、これらは全て周波数領域の伝搬路特性と周波数軸の信号レプリカを用いて計算される（例えば、非特許文献２に記載）。また、式（１１１）において１回目の処理の場合はレプリカが入力されない（ｓｒｅｐ（ｋ）＝０）ので、この場合は式（１０７）の最適タップとなり、式（１１１）は式（１０９）と一致する。
したがって、ＳＣ／ＭＭＳＥによる等化は、入力信号として周波数軸上での残差が入力され、時間軸の信号のレプリカと周波数軸の伝搬路特性が入力され、時間軸の信号が出力される。式（１１１）に示すように、所望成分以外のキャンセルという処理を、一旦残差Ｒｒｅｓｔを算出した後、送信信号レプリカと伝搬路特性を用いて所望成分を再構成する形にすることでＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭシンボル内で一意に表現できるだけでなく、残差ＲｒｅｓｔはＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭシンボル内で同じものを使用できることから逆行列演算が伴う演算の演算量を削減することもできる。
ダイナミックスペクトル制御を用いた広帯域シングルキャリア伝送方式に関する検討、RCS2006、2007年1月 M. Tuchler and J. Hagenauer, "Linear time and frequency domain turbo equalization," Proc. VTC, pp. 2773-2777, Rhodes, Greece, Oct. 2001. マルチユーザMIMOシステムにおけるダイナミックスペクトル制御を用いた同一チャネル干渉対策に関する検討、電子情報通信学会2006年総合大会、2007年3月
これまでのマルチユーザＭＩＭＯやシングルユーザＭＩＭＯでは、先に述べたように、選択した周波数で、複数本のアンテナから送信していた。この場合には、複数の送信系統と複数の受信系統間の伝搬路全てについて考慮して、その中で比較的良好な伝搬路を有するサブキャリアを用いる（またはユーザを割り当てる）制御を行っていた。具体的には、図４５に示すような送信アンテナＴｘ１、Ｔｘ２と受信アンテナＲｘ１、Ｒｘ２を備える２×２のＭＩＭＯ伝送（マルチユーザＭＩＭＯ、シングルユーザＭＩＭＯのどちらでもよい）の場合、４つの伝搬路Ｈ１１、Ｈ２１、Ｈ１２、Ｈ２２を全て考慮して、送信アンテナＴｘ１とＴｘ２の双方で比較的良好な伝搬路を有するサブキャリアを選択し、Ｔｘ１とＴｘ２からそれぞれ異なるデータの送信を同時に行う。これは、ＭＩＭＯ伝送を行う場合には、複数の送信アンテナから送信される信号が互いに干渉となるため、それらを全て考慮した結果、最も良好なサブキャリアを選択する必要があるためである。
しかしながら、ＭＩＭＯ伝送にＳＣ−ＡＳＡ方式を適用した場合、このような制御では、最も高い選択ダイバーシチ効果が得られると考えられる選択とならず、良好な周波数利用効率が得られないことがあるという問題がある。つまり、ＳＣ−ＡＳＡ方式は、本来、送信装置（送信アンテナ）毎に最適なサブキャリアを選択して伝送することにより高い選択ダイバーシチ効果を得て、周波数利用効率を高める方式であるが、先に述べた従来のＭＩＭＯ伝送（マルチユーザＭＩＭＯやシングルユーザＭＩＭＯ）に適用する場合には、最適なサブキャリアの選択が送信アンテナ毎に独立していないので、良好な周波数利用効率が得られないことがあるという問題がある。
また、従来、ＳＣ−ＡＳＡ方式を用いて複数の送信装置から送信する場合、互いに他の送信装置が使用した周波数を避けるようにサブキャリアが割り当てられる。そのため、ある送信装置にとって受信ＳＮＲやＳＩＮＲが良好なサブキャリアであるにも関わらず他の送信装置に既に割り当てられていた場合には、前述の送信装置は使用することができない。このように伝送可能な帯域内に受信ＳＮＲやＳＩＮＲが良好なサブキャリアがあっても他の装置が通信している場合には該サブキャリアを使用することができないため、周波数利用効率が下がってしまい、良好な周波数利用効率が得られないという問題がある。
解決しようとする問題点は、複数の送信装置からの送信、あるいはＭＩＭＯ伝送にＳＣ−ＡＳＡ方式を適用した場合でも、良好な周波数利用効率が得られる点である。
（１）この発明は、上述した課題を解決するためになされたもので、本発明の一実施形態に係る基地局装置は、第１通信装置に割り当てられた２以上のサブキャリアから構成される第１サブキャリアを示す第１情報と、第２通信装置に割り当てられた２以上のサブキャリアから構成される第２サブキャリアを示す第２情報とを、それぞれ該第１通信装置および該第２通信装置に送信する送信部と、前記第１通信装置によって、第１符号化データから周波数変換（ＤＦＴ）され、前記第１サブキャリアに割り当てられた第１周波数信号が、時間軸変換（ＩＤＦＴ）された第１マルチキャリア信号と、前記第２通信装置によって、第２符号化データから周波数変換（ＤＦＴ）され、前記第２サブキャリアに割り当てられた第２周波数信号が、時間軸変換（ＩＤＦＴ）された第２マルチキャリア信号とを受信する受信アンテナとを備え、前記第２サブキャリアは、前記第１サブキャリアの一部と重複することを特徴とする。
（２）上述の基地局装置において、前記受信アンテナの数は、前記第１サブキャリアの一部と重複するサブキャリアを用いて同時に通信を行う前記第１通信装置を含む通信装置の総数より小さいことを特徴とする。
（３）上述の基地局装置において、前記第１サブキャリアは、前記第１サブキャリアを含む第３サブキャリアを構成する各サブキャリアの受信品質を参照して割り当てられることを特徴とする。
（４）上述の基地局装置において、前記第１サブキャリアは、前記第１サブキャリアを含む第３サブキャリアを構成する各サブキャリアの受信信号対干渉雑音比を参照して割り当てられることを特徴とする。
（５）上述の基地局装置において、前記第１サブキャリアは、前記第１サブキャリアを含む第３サブキャリアを構成する各サブキャリアの通信路容量を参照して割り当てられることを特徴とする。
（６）上述の基地局装置において、前記通信路容量は、前記第１通信装置が備える２以上の送信アンテナのうち各送信アンテナの送信アンテナ番号をｍ、前記第１サブキャリアの各サブキャリアのサブキャリア番号をｋ、前記送信アンテナの数をＮＴ、前記第１通信装置の送信エネルギーをＥＳ、該送信アンテナ番号ｍの送信アンテナから送信され、該サブキャリア番号ｋの伝搬路ベクトルをξｍ（ｋ）、該サブキャリア番号ｋの干渉雑音電力をΣｍ（ｋ）とすると、

で表されることを特徴とする。
（７）上述の基地局装置において、前記受信アンテナが受信した受信信号から、所定の信号を除去するキャンセル部と、前記所定の信号を除去した受信信号に対して第１等化処理を行う等化部とを備えることを特徴とする。
（８）上述の基地局装置において、前記第１周波数信号および前記第２周波数信号を構成する送信ストリームの数よりも前記受信アンテナの数が小さい場合、前記キャンセル部は、前記第１周波数信号の一部を除去することを特徴とする。
（９）上述の基地局装置において、記キャンセル部は、前記第１周波数信号と前記第２周波数信号の特性に基づいて、前記第１周波数信号の一部を除去することを特徴とする。
（１０）上述の基地局装置において、前記等化部は、前記所定の信号を除去した受信信号に対して、前記第１マルチキャリア信号に対応する第１等化信号の前記第１信頼性および前記第２マルチキャリア信号に対応する第２等化信号の前記第２信頼性を用いて、前記第１等化処理を行うことを特徴とする。
（１１）上述の基地局装置において、前記等化部は、前記第１等化処理を行うことで、前記第１信頼性と前記第２信頼性のうち大きい方の信頼性に対応するマルチキャリア信号を検出した後、第２等化処理を行うことで、前記受信信号から、前記第１信頼性と前記第２信頼性のうち小さい方の信頼性に対応するマルチキャリア信号を検出することを特徴とする。
（１２）上述の基地局装置において、前記第１通信装置および前記第２通信装置と自装置との間の伝搬路ごとに伝搬路推定値を算出する伝搬路推定部と、前記第１サブキャリアを含む部分仮想伝搬路を生成し、算出された前記伝搬路推定値から、該部分仮想伝搬路の伝搬路推定値を抽出する伝搬路再構成部とを備え、前記等化部は、抽出した前記伝搬路推定値を用いて、前記第１等化処理を行うことを特徴とする。
（１３）本発明の他の実施形態に係る通信装置は、通信に使用する２以上のサブキャリアから構成される第１サブキャリアを示す情報を受信する受信部と、符号化データを周波数変換（ＤＦＴ）するＤＦＴ部と、前記周波数変換された周波数信号を、受信した情報を用いて、前記サブキャリアに割り当てる割当部と、前記サブキャリアに割り当てた信号を、時間軸変換（ＩＤＦＴ）するＩＤＦＴ部とを備え、前記第１サブキャリアは、基地局装置により、同時通信を行う他の通信装置が通信に使用するサブキャリアとして割り当てられた第２サブキャリアの一部と重複することを特徴とする。
（１４）本発明の他の実施形態に係る通信方法は、通信に使用する２以上のサブキャリアから構成される第１サブキャリアを示す情報を受信するステップと、符号化データを周波数変換（ＤＦＴ）するステップと、前記周波数変換された周波数信号を、受信した情報を用いて、前記サブキャリアに割り当てるステップと、前記サブキャリアに割り当てた信号を、時間軸変換（ＩＤＦＴ）するステップとを備え、前記第１サブキャリアの一部は、基地局装置により、同時通信を行う他の通信装置が通信に使用するサブキャリアとして割り当てられた第２サブキャリアと重複することを特徴とする。
（１５）本発明の他の実施形態に係る通信システムは、第１通信装置、第２通信装置及び基地局装置とを含む通信システムであって、前記基地局装置は、第１通信装置に割り当てられた２以上のサブキャリアから構成される第１サブキャリアを示す第１情報と、第２通信装置に割り当てられた２以上のサブキャリアから構成される第２サブキャリアを示す第２情報とを、それぞれ該第１通信装置および該第２通信装置に送信する送信部と、前記第１通信装置によって、第１符号化データから周波数変換（ＤＦＴ）され、前記第１サブキャリアに割り当てられた第１周波数信号が、時間軸変換（ＩＤＦＴ）された第１マルチキャリア信号と、前記第２通信装置によって、第２符号化データから周波数変換（ＤＦＴ）され、前記第２サブキャリアに割り当てられた第２周波数信号が、時間軸変換（ＩＤＦＴ）された第２マルチキャリア信号とを受信する受信アンテナとを備え、前記第２サブキャリアは、前記第１サブキャリアの一部と重複しており、前記第１通信装置は、前記第１情報を受信する第１受信部と、符号化データを周波数変換（ＤＦＴ）された周波数信号を、受信した前記第１情報を用いて前記サブキャリアに割り当てた信号を、時間軸変換（ＩＤＦＴ）された信号を送信する第１送信部とを備え、前記第２通信装置は、前記第２情報を受信する第２受信部と、符号化データを周波数変換（ＤＦＴ）された周波数信号を、受信した前記第２情報を用いて前記サブキャリアに割り当てた信号を、時間軸変換（ＩＤＦＴ）された信号を送信する第２送信部とを備えることを特徴とする。
この発明によれば、複数の送信装置からの送信、あるいはＭＩＭＯ伝送にＳＣ−ＡＳＡ方式を適用した場合でも、適切なサブキャリアを選択し、良好な周波数利用効率を得ることができる。
この発明の第１の実施形態によるデータ送信に使用するサブキャリアの選択方法に関する制御フローを示すフローチャートである。 同実施形態におけるサブキャリアの選択結果の例を示す図である。 同実施形態における移動局装置５００の構成を示す概略ブロック図である。 同実施形態におけるマッピング部５−１、５−２の動作を示す図である。 同実施形態における移動局装置５０１の構成を示す概略ブロック図である。 この発明の第２の実施形態による基地局装置５１０の構成を示す概略ブロック図である。 同実施形態におけるサブキャリアの選択結果の例を示す図である。 同実施形態におけるマッピング情報の表す内容例を示す図である。 同実施形態における基地局装置５１１の構成を示す概略ブロック図である。 この発明の第３の実施形態によるデータ送信に使用するサブキャリアの選択方法に関する制御フローを示すフローチャートである。 同実施形態におけるサブキャリアの選択結果の例を示す図である。 同実施形態における基地局装置５１２の構成を示す概略ブロック図である 同実施形態におけるサブキャリアの選択結果の例と等化処理の対象となる送信データベクトルを示す図である。 この発明の第４の実施形態によるサブキャリアの選択結果の例を示す図である。 同実施形態における基地局装置５１３の構成を示す概略ブロック図である。 同実施形態における処理系統１の処理対象サブキャリアを示す図である。 同実施形態における処理系統２の処理対象サブキャリアを示す図である。 同実施形態におけるＩＤＦＴ部１１６から１１９に入力されるデータについて示す図である。 同実施形態におけるＤＦＴ部２１３から２１６の出力について示す図である。 この発明の第５の実施形態による基地局装置５１４の構成を示す概略ブロック図である。 同実施形態における繰返し回数別の処理対象サブキャリアの例を示す図および該処理時の仮想的なサブキャリアの配置を示す図である。 同実施形態における繰返し回数別の処理対象サブキャリアの例を示す図および該処理時の仮想的なサブキャリアの配置を示す図である。 同実施形態における繰返し回数別の処理対象サブキャリアの例を示す図および該処理時の仮想的なサブキャリアの配置を示す図である。 同実施形態における繰返し回数別の処理対象サブキャリアの例を示す図および該処理時の仮想的なサブキャリアの配置を示す図である。 同実施形態における信号等化・分離後の出力のマッピング例を示す図である。 同実施形態における信号等化・分離後の出力のマッピング例を示す図である。 同実施形態におけるＩＤＦＴ部１１６、１１７に入力されるデータについて示す図である。 同実施形態におけるＤＦＴ部２１３、２１４の出力について示す図である この発明の第６の実施形態による移動局装置５０２の構成を示す概略ブロック図である。 同実施形態における拡散・多重部５０‐１、５０‐２による拡散および多重処理を説明する図である。 この発明の第７の実施形態による無線通信システムの構成を示す概略図である。 同実施形態におけるサブキャリアマッピングの例を示す図である。 同実施形態における移動局装置Ａ８０ａの構成を示す概略ブロック図である。 同実施形態における基地局装置Ａ７０の構成を示す概略ブロック図である。 この発明の第８の実施形態による基地局装置７１の構成を示す概略ブロック図である。 この発明の第９の実施形態による移動局装置８２ａ、８２ｂの構成を示す概略ブロック図である。 同実施形態による基地局装置７２の構成を示す概略ブロック図である。 この発明の第１０の実施形態による移動局装置８３の構成を示す概略ブロック図である。 同実施形態における拡散・多重部３００の処理を説明する図である。 この発明の第１１の実施形態による重複サブキャリアの割合決定法に用いるＥＸＩＴチャートを例示する図である。 同実施形態におけるサブキャリアの本数を変化させた場合のＥＸＩＴチャートを例示する図である。 この発明の第１２の実施形態によるスペクトル割当決定処理の動作を説明するフローチャートである。 この発明の第１３の実施形態によるユーザ間で一部重複したサブキャリアを使用した伝送を行う場合のスペクトル配置の例を示す図である。 同実施形態によるユーザ間で一部重複したサブキャリアを使用した伝送を行う場合のスペクトル配置の例を示す図である。 この発明の第１４の実施形態によるフレーム単位の伝送を行う場合の概要を示す図である。 従来のＳＣ−ＡＳＡ方式を利用してＭＩＭＯ伝送を行う送信装置の構成を示す概略ブロック図である。 従来のＳＣ−ＡＳＡ方式を利用してＭＩＭＯ伝送を行う無線通信システムの概略構成を示す図である。 従来のＳＣ−ＡＳＡ方式を利用してＭＩＭＯ伝送を行う無線通信システムにおけるサブキャリア選択の第一の例を示す図である。 従来のＳＣ−ＡＳＡ方式を利用してＭＩＭＯ伝送を行う無線通信システムにおけるサブキャリア選択の第二の例を示す図である。 従来のＳＣ−ＡＳＡ方式を利用してＭＩＭＯ伝送を行う受信装置の構成を示す概略ブロック図である。 従来のＳＣ−ＡＳＡ方式を利用してＭＩＭＯ伝送を行う無線通信システムにおけるサブキャリア選択例を示す図である。 従来の２局の送信局でＳＣ−ＡＳＡ通信方式を適用してユーザ多重を行う場合の送信局装置の構成を示す概略ブロック図である。 従来の２局の送信局でＳＣ−ＡＳＡ通信方式を適用してユーザ多重を行う場合の受信局装置の構成を示す概略ブロック図である。 従来のＭＩＭＯ伝送の送受信の伝搬路を示す図である。
１…符号化部 ２…変調部 ３…Ｓ／Ｐ変換部 ４−１、４−２…ＤＦＴ部 ５−１、５−２、５−３…マッピング部 ６−１、６−２…ＩＤＦＴ部 ７−１、７−２…ＧＩ挿入部 ８−１、８−２…Ｐ／Ｓ変換部 ９−１、９−２…Ｄ／Ａ変換部 １０−１、１０−２…ＲＦ部 １１…受信部 １００、１０１、３１０、３１１…アンテナ １０２、１０３、３１２、３１３…ＲＦ部 １０４、１０５、３１４、３１５…Ａ／Ｄ変換部 １０６、１０７、３１６、３１７…ＣＰ除去部 １０８、１０９、１３５、１３６、３１８、３１９、２１２…Ｓ／Ｐ変換部 １１０、１１１、１１６、１１７、１３７、１３８、１３９、１４０、２１５、２１６、３２０、３２１…ＤＦＴ部 １１２、１１３…伝搬路推定部 １１４、２００…キャンセル部 １１５、２０１−１、２０１−２、３００…信号等化・分離部 １１８、５００…空間・スペクトルデマッピング部 ３０１…スペクトルデマッピング部 １１９、１２０、１２１、１２２、１４２、１４３…ＩＤＦＴ部 １２３、１２４…Ｐ／Ｓ変換部 １２５、１２６…復調部 １２７、１２８…復号部 １２９、１３０、２０５…繰り返し制御部 １３１、１３２、２０７…判定部 １３３、１３４、２１０…レプリカ生成部 １４１…空間・スペクトルマッピング部 １４４、２２０…伝搬路乗算部 １４５、２２１…伝搬路再構成部 １４６…使用スペクトル決定部 １４７…干渉電力推定部 １４８…送信部 ５００、５０１、５０２…移動局装置 ５１０、５１１、５１２、５１３、５１４…基地局装置 Ａ１、Ａ２００ａ、Ａ２００ｂ…符号部 Ａ２、Ａ３２−１、Ａ３２−２、Ａ１１７、Ａ２０１、Ａ２３０…インターリーバ部 Ａ３、Ａ２０２…変調部 Ａ４、Ａ３４−１、Ａ３４−２、Ａ２０３、Ａ２３２…Ｓ／Ｐ変換部 Ａ５、Ａ２４、Ａ３５−１、Ａ３５−２、Ａ１０９、Ａ１２０、Ａ２０４、Ａ２２４、２Ａ３３…ＤＦＴ部 Ａ６、Ａ１２２、Ａ２０６…スペクトルマッピング部 Ａ７、Ａ１２３、Ａ２０７…ＩＤＦＴ部 Ａ８、Ａ１２４、Ａ２０８…Ｐ／Ｓ変換部 Ａ９…パイロット信号生成部 Ａ１０、Ａ２１０…パイロット多重部 Ａ１１、Ａ２１１…ＣＰ挿入部 Ａ１２、Ａ２１２…Ｄ／Ａ変換部 Ａ１３、Ａ３９、Ａ１２６、Ａ２１３、Ａ２４１…無線部 Ａ１４、Ａ１５、Ａ１００、Ａ２１４、Ａ２４０…アンテナ Ａ１６、Ａ１０１、Ａ２１６…Ａ／Ｄ変換部 Ａ１７、Ａ１０２、Ａ２１７…ＣＰ除去部 Ａ１８、Ａ１０３、Ａ２１８…パイロット分離部 Ａ１９、Ａ１０４−１、Ａ１０４−２、Ａ２１９−１、Ａ２１９−２…伝搬路推定部 Ａ２０、Ａ１２７、Ａ２２０…スペクトル割当決定部 Ａ２１−１、Ａ２１−２、Ａ２２１−１、Ａ２２１−２…伝搬路特性デマッピング部 Ａ２２−１、Ａ２２−２、Ａ２２２−１、Ａ２２２−２…伝搬路特性選択部 Ａ２３、Ａ１０８、Ａ１１９、Ａ２２３…Ｓ／Ｐ変換部 Ａ２５、Ａ１１０、Ａ２２５…スペクトルデマッピング部 Ａ２６−１、Ａ２６−２…信号キャンセル部 Ａ２７−１、Ａ２７−２、Ａ１１２、Ａ２２６、Ａ２３６…信号等化部 Ａ２８−１、Ａ２８−２、Ａ１１３、Ａ２２７、Ａ２３７…復調部 Ａ２９−１、Ａ２９−２、Ａ１１４、Ａ２２８、Ａ２３８…デインターリーバ部 Ａ３０−１、Ａ３０−２、Ａ１１５、Ａ２２９、Ａ２３９…復号部 Ａ３１−１、Ａ３１−２、Ａ１１６…繰り返し数制御部 Ａ３３−１、Ａ３３−２、Ａ１１８、Ａ２３１…レプリカ生成部 Ａ３６−１、Ａ３６−２、Ａ１２１、Ａ２３４…干渉スペクトル選択部 Ａ３７−１、Ａ３７−２、Ａ１２５…判定部 Ａ３８、Ａ１２８、Ａ２４２…送信部 Ａ４２、Ａ２１５…受信部 Ａ５０…デマッピング部 Ａ６０…信号検出部 Ａ７０、Ａ７１、Ａ７２…基地局装置 Ａ８０ａ、Ａ８０ｂ、Ａ８２ａ、Ａ８２ｂ、Ａ８３…移動局装置 Ａ１０５−１、Ａ１０５−２…伝搬路特性デマッピング・選択部 Ａ１０６…ユーザ切り替え制御部 Ａ１０７、Ａ２３５…干渉信号キャンセル部 Ａ１１１…希望信号キャンセル部 Ａ３００…拡散・多重部
［第１の実施形態］
第１の実施形態では、各アンテナのサブキャリア毎の通信路状態に基づき、各アンテナから送信されるデータが使用するサブキャリアを決定する方法を示す。本実施形態の無線通信システムは、複数の移動局装置と基地局装置とを具備する。基地局装置は、本実施形態における受信装置であり、移動局装置は、本実施形態における送信装置である。また、基地局装置に同時に接続する移動局装置数は２であり、それぞれの移動局装置に備えられた送信アンテナ数も２であり、合計４本の送信アンテナからそれぞれ信号が送信される。また、移動局装置の送信方法をＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭとし、サブキャリア総数は３２とし、各移動局装置の各アンテナが使用するサブキャリア数は１６とする。基地局装置の受信アンテナ数も２とし、この２本のアンテナによる受信信号を送信アンテナ別に分離するために、本実施形態では、１つのサブキャリアにおいて同時に信号を送信するのは合計４本の送信アンテナのうちのいずれかの２本とする。
図１は、本実施形態におけるデータ送信に使用するサブキャリアの選択方法に関する制御フローである。便宜上ユーザ１の送信アンテナのアンテナ番号を「１」、「２」とし、ユーザ２の送信アンテナのアンテナ番号を「３」、「４」とする。図１において、ステップＳ１はｆ（ａ，ｂ）、ｇ（ａ，ｂ）という２つの関数を生成する処理である。それぞれａ行ｂ列の行列である。ａはユーザ数×送信アンテナ本数で表され、本実施形態の場合は２×２＝４である。また、ｂはサブキャリア数であり、本実施形態の場合３２となる。ここで、関数ｆの値としては、以下の（１）式で表される各送信アンテナから送信される各サブキャリアの通信路容量Ｃｍ（ｋ）、もしくは（１）式から定数項を省くなどして大小関係が変わらない範囲で演算を簡略化した通信路容量に応じた値を用いる。ここで、ｍは送信アンテナ番号、ｋはサブキャリア番号、ＮＴは送信アンテナ数、Ｅｓは１ユーザの送信エネルギー、ξｍ（ｋ）はｍ番目の送信アンテナから送信されるｋ番目のサブキャリアにおける伝搬路ベクトル、Σｍ（ｋ）はｍ番目の送信アンテナから送信されるｋ番目のサブキャリアにおける干渉雑音電力をそれぞれ表している。ここで、Σｍ（ｋ）は、各受信アンテナにおける干渉雑音ベクトルをη(k)とすると、式（１’）で表される。
ただし、式（１’）において、Ｅ［ｘ］はｘの集合平均を表し、‖ｘ‖はベクトルｘのノルムを表す。
この（１）式はＳＩＭＯ（Single Input Multi Output）伝送時の各送信アンテナから送信されるサブキャリア毎の通信路容量を表す式であり、これを使用サブキャリアの選択基準として用いることができるのは、後述する受信側での処理により各送信アンテナから送信される信号同士で互いに干渉となる成分を全て除去することができる場合である。このような場合は、受信処理における完全収束状態と呼ばれ、ＳＩＭＯ伝送時の受信特性が得られる。したがって、（１）式に基づき各送信アンテナで独立に送信サブキャリアを選択することにより、これまでの選択方法に比べ柔軟で、より高い選択ダイバーシチ効果が得られることとなる。
また、関数ｇは全ての値が０に初期化される。図１のフローに示す処理を行うことにより、この関数ｇは、入力のアンテナ番号とサブキャリア番号との組合せにおける信号送信の有無を示す関数となり、例えばｇ（２、５）＝１であるときは、２番のアンテナの５番のサブキャリアで信号送信するということを意味する。次に、ステップＳ２は関数ｆの中で最大値を有する行列の要素番号を抽出するステップである。即ち、最大値の要素が配置されたｘ行ｙ列のｘ、ｙが算出される。次にステップＳ４は関数ｇのｙ列目に既に割り当てられた送信アンテナが１個以下であるかを判定するステップである。すなわちｙ番のサブキャリアにて信号送信する送信アンテナが１個以下であるかを判定するステップであり、ｙ列目の各要素を加算してｙ番のサブキャリアにて信号送信する送信アンテナの個数を算出し、該判定を行っている。
ステップＳ４における、この１個以下の制約は、先に前提条件とした、同一のサブキャリアに割り当てられる最大送信アンテナ数を２としたことに依存している。ステップＳ４で、１個以下と判定し、未だ割り当てが可能な場合は（Ｓ４−Ｙｅｓ）、ステップＳ５でｇ（ｘ，ｙ）＝１とし、割り当てを行ったことを関数ｇに反映する。ステップＳ６では関数ｇの１の個数をカウントし６４と比較する。この値は１ずつインクリメントされるので６４になったときが、全ての割り当てを終えたことを意味する。但し、６４＝各アンテナの使用サブキャリア数（１６）×同時接続する移動局装置の総アンテナ数（４）である。ステップＳ４で既に２本のアンテナが割り当てられた場合、ステップＳ６で未だ割り当てを行う必要があると判定された場合は、ステップＳ７で現在選択している要素ｘ、ｙに関する関数ｆの値を−１００とする。この−１００という値に意味があるわけではなく、ステップＳ２で再度その要素が選択されないような小さい値に変更するということである。
このようにして選択した結果を図２に示す。図２において、縦軸は移動局装置毎のアンテナ番号を示し、横軸はサブキャリア番号を示す。四角で囲まれたサブキャリアは、信号送信に使用されるサブキャリアであることを意味している。図２に示す例では、３０番と３２番のサブキャアでは１つの移動局装置で信号を多重するシングルユーザ−ＭＩＭＯと同じような状態である。すなわち、サブキャリア３０は、ユーザ１のアンテナ１、２で使用され、サブキャリア３２は、ユーザ２のアンテナ１、２で使用されている。１、２、３、３１番のサブキャリアでは、複数の移動局装置で使用するサブキャリアをシェアし信号を多重するマルチユーザ−ＭＩＭＯと同じような状態である。すなわち、例えば、サブキャリア１は、ユーザ１のアンテナ１とユーザ２のアンテナ２とで使用されている。このように伝送路の状態のみに依存して各アンテナが独立に使用するサブキャリアを選択することで、良好な状態でデータを送信可能であると言える。
ここでは、全てのアンテナに尤度をつけることなく伝送路の状態のみでサブキャリアを占有するアンテナを決めたが、１番の移動局装置と２番の移動局装置で伝送路の状態に大きな違いがあるときは、一方の移動局装置は良好な状況のサブキャリアを選択できるとは限らない。このような場合に対応するために、関数ｆを移動局装置毎に用意し、各移動局装置が順番にサブキャリアを選択する方法をとる。
また、以上の例では、（１）式の計算結果を関数ｆの値として用いるものとしていたが、これとは異なり、送信アンテナ毎、サブキャリア毎の伝送路状態（伝搬路による利得）やＳＩＮＲ（Signal to Interference Noise Ratio：信号対干渉雑音電力比（ここでの干渉は隣接セル等から到来する未知の干渉成分））などを関数ｆの値として代入する構成としてもよい。但し、本実施の形態では１つの送信アンテナに対して２つの伝搬路がある（基地局の受信アンテナが２本であることによる）ため、２つの受信アンテナで観測された伝送路状態やＳＩＮＲをサブキャリア毎に加算または平均して関数ｆの各要素として用いる。このような、各受信アンテナでのＳＩＮＲの平均といった簡単な基準を用いた場合にも、（１）式を用いる場合と同様、送信アンテナ毎に独立に送信サブキャリアの選択を行うことができる。
次に、図３は、図１に示した本実施形態の制御フローにより各移動局装置の送信アンテナ毎に独立に選択されたサブキャリアでそれぞれ送信を行うための移動局装置５００の構成を示す概略ブロック図である。図３において、１１は各送信アンテナについて信号送信に用いるサブキャリアの指定を表すマッピング情報を基地局装置からアンテナを介して受信する受信部、１は送信データに誤り訂正符号などを施す符号化部、２は符号化部１の出力にＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying；２相位相偏移変調）などの変調（以下、「１次変調」という）を行う変調部、３はシリアル入力データとなっている変調部２の出力した変調信号をＭＩＭＯに対応したパラレルデータに変換するＳ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換部である。なお、受信部１１が用いるアンテナは、１番目のアンテナまたは２番目のアンテナと兼用してもよい。
以後の回路は送信アンテナが２本あることを想定しているため、２系列（ｘ−１、ｘ−２）存在する。４はＳ／Ｐ変換部３から入力され変調信号にＤＦＴ（Discrete Fourier Transform；離散フーリエ変換）変換を施して周波数拡散するＤＦＴ部である。５−１、５−２は受信部１１が基地局装置から受信したマッピング情報に基づき、使用するサブキャリアにＤＦＴ部４−１、４−２により周波数拡散された信号を配置するマッピング部である。５−１、５−２にはそれぞれに独立したサブキャリアが指定されることになり、そのサブキャリアは前記関数ｇで算出されたものである。また、マッピング部５−１、５−２は、データがマッピングされないサブキャリアには「０」を入力する。
６−１、６−２はマッピング部５−１、５−２によりサブキャリアにマッピングされた信号にＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transform；逆離散フーリエ変換）変換を施すＩＤＦＴ部、７−１、７−２はＩＤＦＴ部６−１、６−２の出力にガードインターバルを挿入するＧＩ挿入部である。ＧＩ挿入部７−１、７−２は、ガードインターバルの区間に入力データの最後の部分のコピーを使用するものであって、これをサイクリックプレフィックスと呼ぶ。ここで、サイクリックプレフィックスを用いる理由を説明する。離散フーリエ変換ＤＦＴはＤＦＴ区間内で周期関数の１周期の整数倍の周期の波形であることが前提であることから、マルチパス伝搬路において遅延波成分が存在すると、受信側で受信信号における遅延波成分の周期関数性が崩れるため、受信信号を離散フーリエ変換ＤＦＴしてサブキャリアに分離することができなくなり、サブキャリアを独立に扱えなくなる。
これに対し、予め送信側で伝搬路の最大遅延時間に応じたサイクリックプレフィックスを挿入しておくと、これを受信側で削除することで、遅延波成分に対しても周期関数性を維持でき、各サブキャリアを独立に扱う、即ち任意の周波数に割り当てても、受信側で元に戻すことが可能となる。
８−１、８−２はパラレルデータであるＧＩ挿入部７−１、７−２の出力をシリアルデータに変換するＰ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換部であり、９−１、９−２はディジタルデータであるＰ／Ｓ変換部８−１、８−２の出力をアナログデータに変換するＤ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換部である。１０−１、１０−２はデータを送信する周波数帯域に変換する機能を有するＲＦ（Radio Frequency；無線周波数）部である。ＲＦ部１０−１には１番のアンテナ、ＲＦ部１０−２には２番のアンテナというようにＲＦ部１０−１、１０−２には独立したアンテナが接続される。この実施形態では複数の送信信号に対し、符号化部１を共通としたが、各送信アンテナから送信される信号毎に異なる符号化部を対応させてもよい。
図３に示すように、移動局装置５００は、符号化部１、変調部２、Ｓ／Ｐ変換部３、ＤＦＴ部４−１、４−２、マッピング部５−１、５−２、ＩＤＦＴ部６−１、６−２、ＧＩ挿入部７−１、７−２、Ｐ／Ｓ変換部８−１、８−２、Ｄ／Ａ変換部９−１、９−２、ＲＦ部１０−１、１０−２、受信部１１を具備する。
このような構成にすることにより、図１に示したフローによって決定されたアンテナ毎のサブキャリア配置に応じてデータを送信することが可能となる。
次に、サブキャリアにマッピングする様子を説明するために、図２のユーザ１を参照してマッピング部５−１、５−２の動作について説明する。ただし、図２のユーザ１、アンテナ１で使用されるサブキャリアは（サブキャリア番号１，３，５，８，１０，１１，１４，１７，２０，２２，２４，２５，２８，３０，３１，３２）の１６本であるとし、ユーザ１、アンテナ２で使用されるサブキャリアは（サブキャリア番号２，４，５，６，７，８，１１，１５，１７，１９，２０，２２，２３，２６，３０，３１）の１６本であると仮定する。ここで、ユーザ１とは移動局番号が１番の移動局装置５００を表し、アンテナ１とはアンテナ番号が１番のアンテナを表す。ユーザ２、アンテナ２も、同様である。
図４は、マッピング部５−１、および、５−２の動作を示す図である。マッピング部５−１、５−２には上記のアンテナ毎の使用サブキャリア情報（マッピング情報）が受信部１１から入力される。図４において、マッピング部５−１、５−２の左側が入力（使用するサブキャリア数を１６と仮定しているため１６個の入力がある）、右側が出力（３２サブキャリアからの選択になっているので３２個の出力がある）となっている。また、入力信号の接続がない出力信号は０になる。図４に例示するマッピング部５−１は、１番の入力信号を１番のサブキャリアに割り当て、２番の入力信号を３番のサブキャリアに割り当て、というように割り当てているが、２番のサブキャリアには入力信号が割り当てられていないので、２番のサブキャリアから０を出力する。この図４では、マッピング部５−１、５−２を、入出力を選択して接続するような構成として示したが、入力信号をメモリに入力し、マッピング情報に応じて、出力側に呼び出す構成としてもよい。
図５は、移動局装置５００の異なる構成例である移動局装置５０１の構成を示す概略ブロック図である。同図において図３と同じ機能を有するブロックには同じ番号を付している。図５では、図３と異なり、ＤＦＴ部は、ＤＦＴ部４−２が無くＤＦＴ部４−１のみとなり、マッピング部は、マッピング部５−１、５−２が無くマッピング部５−３の１つになっている。これは、移動局装置５０１では、マッピング部５−３が、ＤＦＴ部４−１から出力されるスペクトルを２シンボル分まとめてマッピングしている。これにより、複数の送信アンテナから送信する送信信号を構成する。また、図５のＤＦＴ部４−１は、図３のＤＦＴ部４−１の２倍の入出力サイズを有するものとしてもよい。
本実施の形態では、図１に示す制御フローにより使用するサブキャリアを決定したが、このサブキャリアの決定を、対象となる無線通信システムのフレーム毎に行う構成としてもよい。このようにフレーム毎にサブキャリアを選択することにより、より伝搬路状況の時間に応じた変化に対応したサブキャリアの選択を行うことができるので、さらに周波数利用効率が向上する。
なお、基地局装置については、以降の実施形態にて説明する。
図１に示したフローチャートのように、本実施形態では、送信するアンテナ毎に独立に送信サブキャリアの選択を行うので、送信可能な伝搬路の中から最も条件の良いものを選択することができる。このため、各移動局装置にとっても、システム全体としても、高い周波数利用効率を得ることができる。
［第２の実施形態］
第２の実施形態では、本発明による空間・スペクトルマッピングが行われシングルユーザ‐ＭＩＭＯとマルチユーザ‐ＭＩＭＯが混在したような信号に対し、復調されたデータの信頼性を基に受信信号のレプリカを生成し、受信信号から不要な干渉（レプリカ）を減算した後、等化、復調といった処理を繰り返すことにより復調データの信頼性を徐々に向上させるＳＣ／ＭＭＳＥ（Ｓｏｆｔ Ｃａｎｃｅｌｌｅｒ／ＭＭＳＥ）技術を適用した場合の受信装置構成を示す。
なお、本実施形態においても、第１の実施形態と同様に、基地局装置に同時に接続する移動局装置数は２であり、それぞれの移動局装置に備えられた送信アンテナ数も２であり、合計４本の送信アンテナからそれぞれ信号が送信される。また、移動局装置の送信方法をＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭとし、サブキャリア総数は３２とし、各移動局装置の各アンテナが使用するサブキャリア数は１６とする。基地局装置の受信アンテナ数も２とし、この２本のアンテナによる受信信号を送信アンテナ別に分離するために、本実施形態では、１つのサブキャリアにおいて同時に信号を送信するのは合計４本の送信アンテナのうちのいずれかの２本とする。
図６は、本実施の形態における受信装置である基地局装置５１０の構成示す概略ブロック図である。図６に示すように本実施の形態における受信装置は、アンテナ部１００、１０１、ＲＦ部１０２、１０３、Ａ／Ｄ変換部１０４、１０５、ＣＰ除去部１０６、１０７、Ｓ／Ｐ変換部１０８、１０９、１３５、１３６、ＤＦＴ部１１０、１１１、１１６、１１７、１３７、１３８、１３９、１４０、伝搬路推定部１１２、１１３、キャンセル部１１４、信号等化・分離部１１５、空間・スペクトルデマッピング部１１８、ＩＤＦＴ部１１９、１２０、１２１、１２２、１４２、１４３、P／S変換部１２３、１２４、復調部１２５、１２６、復号部１２７、１２８、繰り返し制御部１２９、１３０、判定部１３１、１３２、レプリカ生成部１３３、１３４、空間・スペクトルマッピング部１４１、伝搬路乗算部１４４、伝搬路再構成部１４５、使用スペクトル決定部１４６、干渉電力測定部１４７、送信部１４８を具備する。
図６に示す基地局装置５１０では、アンテナ部１００、１０１で受信された信号がＣＰ除去部１０６、１０７等を経由し、ＤＦＴ部１１０、１１１により離散フーリエ変換されることで、周波数領域の信号に変換される。次に、この周波数領域の信号はキャンセル部１１４に入力される。キャンセル部１１４は、受信信号であるこの周波数領域の信号から、復調データの信頼性に基づいて生成された受信信号のレプリカを除く減算が行われる。
このとき、完全なレプリカ（送信信号）が生成できる場合には、キャンセル部１１４の出力は雑音成分のみとなる。この演算は、２本のアンテナで受信された受信データベクトルをＲ、仮想伝搬路行列（伝搬路推定部１１２、１１３にて推定された伝搬路変動をマッピング情報に従って伝搬路再構成部２２１においてマッピングした行列）をΞ、全ての送信アンテナから送信される信号を１つのベクトルにまとめた擬似送信データベクトルのレプリカをＳ’（後述のレプリカ生成部１３３、１３４〜空間・スペクトルマッピング部１４１において生成される）とすると、（２）式で表される。
但し、Ｑは２回目以降の繰り返し処理時のキャンセル部１１４の出力（キャンセル後の残差）を表すベクトルであり、Ｒ、Ξ、Ｓ’は、以下の（３）〜（５）式で表される。
ここで、抽出すべき希望信号も含めて全てのレプリカ（ΞＳ’）をキャンセルする理由は、後述する信号等化・分離部１１５は逆行列演算を伴うため、希望信号だけ残してキャンセル、等化を繰り返すと、ブロック内に含まれる希望信号数回も逆行列演算をする必要があるのに対し、全てキャンセルした残差（Ｑ）を入力とすることで、残差はブロック内で共通に扱え、ブロック内で逆行列演算を１回すれば全ての重みを計算できることから、レプリカを別に入力し、再構成する形にすることで逆行列演算に伴う演算量を削減している。但し、初回は受信した信号のレプリカが生成できないため、受信データベクトル（Ｒ）がそのままキャンセル部１１４を通過することとなる。
キャンセル部１１４を経由した信号は、信号等化・分離部１１５に入力され周波数領域の信号を用いて等化処理が行われる。繰り返し処理を行う場合、この信号等化・分離部１１５では、キャンセラ部１１４の出力（Ｑ）に対し送信データベクトル毎の受信信号のレプリカを加算した信号に対する等化処理が行われる。ここで、本発明による空間・スペクトルマッピングが行われた場合に信号等化・分離部１１５での等化対象となる送信データベクトルとは、通常のシングルユーザ‐ＭＩＭＯやマルチユーザユーザ‐ＭＩＭＯにおける送信データ列、つまり送信アンテナ毎や移動局装置毎の送信データ列のことを指しているのではなく、実際に同一スペクトルに多重された２つの信号を送信元とは無関係に分離したものを全スペクトルにわたってまとめたデータ列を示している。
例えば、図７に示すような空間・スペクトルマッピングが行われたとする。このときの送信信号に対して、基地局装置５１０の信号等化・分離部１１５での等化対象となる送信データベクトルは、斜線を引いたブロックＢ１、Ｂ２、Ｂ３、Ｂ４で表される信号列と、白色のブロックＢ５、Ｂ６、Ｂ７、Ｂ８で表される信号列の２つとなる。このように、本実施の形態における信号等化・分離部１１５では、複数のユーザの各アンテナから送信される信号が混在した図７に示すような２つの信号列がそれぞれ１本のアンテナから送信された信号であるかのように仮想的に扱い、各信号列に対する等化処理が別々に行われることとなる。ここで、ユーザ１とは移動局番号が１番の移動局装置５１０を表し、アンテナ１とはアンテナ番号が１番のアンテナを表す。ユーザ２、アンテナ２も、同様である。
ここでは、このような２つの仮想的な信号列をそれぞれ擬似送信データベクトル１（図７の斜線を引いた信号列Ｂ１〜Ｂ４で、Ｓ’の上半分に対応）と擬似送信データベクトル２（図７の白色の信号列Ｂ５〜Ｂ８で、Ｓ’の下半分に対応）と呼ぶ。但し、初回の処理では受信信号のレプリカが生成できないため、何も減算されずキャンセル部２００を通過した信号に対する等化処理が行われることとなる。先に述べたように、本実施の形態における等化処理は、擬似送信データベクトル１、２（図７の斜線と白色で区別したブロックで表される２つの信号列）に対してそれぞれ行われるため、（３）式で表される受信データベクトルと（４）式で表される仮想伝搬路行列、及び擬似送信データベクトル１、２に対する伝搬路行列ΞＴ１、ΞＴ２を用いて演算が行われる。
ここで、ΞＴ１は擬似送信データベクトル１を、ΞＴ２は擬似送信データベクトル２をそれぞれ等化する場合に用いる、各送信データベクトルがそれぞれ１本のアンテナから送信された信号であると仮定して生成される仮想的な伝搬路行列であり、仮想伝搬路行列Ξの一部であることから、以下、「部分仮想伝搬路行列」という。これらの部分仮想伝搬路行列は、伝搬路推定部１１２、１１３で得られた送受信アンテナの組み合わせ毎の伝搬路推定値を、スペクトルマッピング情報を基にマッピングすることにより得られ、本実施の形態では伝搬路再構成部１４５において生成される。
ここで、伝搬路再構成部１４５の動作について示す。伝搬路再構成部１４５には、各受信アンテナから伝搬路推定情報が入力される。入力される情報は、各送信アンテナと各受信アンテナのサブキャリア毎の伝搬路応答である。本実施形態では、同時に処理する必要のある送信アンテナ数を４（ユーザ数２×アンテナ数２）、受信アンテナ数２、サブキャリア数４としているため、総計３２個の周波数応答が入力される。アンテナ１００に接続される伝搬路推定部１１２から入力される伝搬路情報Ξｒ１は（８）式、アンテナ１０１に接続される伝搬路推定部１１３から入力される伝搬路情報Ξｒ２は（９）式で表現することができる。（ただし、ユーザ１の送信アンテナを送信アンテナ１、２、ユーザ２の送信アンテナをアンテナ３、４と表記している。）
伝搬路再構成部１４５では、仮想伝搬路行列Ξと部分仮想伝搬路行列ΞT1、ΞT2を生成する。最初に仮想伝搬路行列の生成方法について説明する。マッピング情報、即ち、図８に示すアンテナ毎のサブキャリアの使用状況に応じて、（８）式、（９）式に対して施すマスキングベクトルＭＶを生成する。マスキングベクトルＭＶは使用する箇所を１、使用しない箇所を０で示したものであり、図８に対応するマスキングベクトルＭＶは（１０）式で示される。
行列Ａの０成分を取り除き、上詰めを行う演算をＤ０Ｕ（Ａ）とし、（１１）式、（１２）式に対して、この演算を施すと、
（１３）式、（１４）式の各行ベクトルを使用して４×４の正方行列に対して対角化を行い（（１３）式の１行を対角化した例を行列（１５）に示す。）、同じ式から出来た正方行列を列方向に連結し４×８の行列を作り（（１３）式から生成され対角行列を連結した例を行列（１６）に示す。）、その連結された行列を行方向に連結すると、仮想伝搬路行列Ξが算出される。
ここでは、仮想伝搬路行列を生成する際、順次、行列を変形して算出する例を示したが、Ξｒ１、Ξｒ２をメモリに収納し、マッピング情報にあわせて、メモリの呼び出し順序を変更することで、仮想伝搬路行列Ξを生成することも可能である。
また、繰り返し処理時には、（３）式に示す受信データベクトルの代わりに（２）式で示すキャンセル後の残差（Ｑ）と、時間領域のレプリカをＤＦＴ部１３７〜１４０において周波数領域に変換し空間・スペクトルマッピング部１４１においてマッピングしてから擬似送信データベクトル毎にＩＤＦＴ部１４２、１４３において再度時間領域へ変換した信号も用いて等化処理が行われる。ここで、ＩＤＦＴ部１４２、１４３への入力となる擬似送信データベクトル１，２のレプリカはそれぞれ以下の式で表される。但し、Ｓ’Ｔ１は擬似送信データベクトル１（図７の斜線の信号列Ｂ１〜Ｂ４）を、Ｓ’Ｔ２は擬似送信データベクトル２（図７の白色の信号列Ｂ５〜Ｂ８）をそれぞれ表している。本実施の形態による基地局装置５１０では、これらのレプリカを用いて擬似送信データベクトル毎の受信信号を再構成して、それぞれＭＭＳＥ規範に基づく等化処理を（２２）式を用いて行う。
但し、γＴｎ、δＴｎはタップ係数の演算によって表れる実数、ΨＴｎも同様にタップ係数の演算によって表れるＤＦＴブロック長のサイズを有する複素正方行列、ｚＴｎは信号等化・分離部１１５から出力される擬似送信データベクトル毎の信号である。また、添え字Ｔｎのｎは擬似送信データベクトルの番号と対応しており、本実施の形態では１と２が入る。
このように、複数の送信アンテナから送信される信号が混在した信号を擬似送信データとして扱うことにより、本発明による空間・スペクトルマッピングを行った場合にも（２２）式を用いた等化処理を行うことができ、信号等化・分離部１１５からは時間領域における等化後の信号が擬似送信データ毎に出力される。
擬似送信データベクトル毎に等化された信号は、次に、ＤＦＴ部１１６、１１７に入力され周波数領域の信号に変換された後、空間・スペクトルデマッピング部１１８に入力される。但し、ＤＦＴ部１１６には等化後の擬似送信データベクトル１（図７の斜線の信号列Ｂ１〜Ｂ４）が、ＤＦＴ部１１７には等化後の擬似送信データベクトル２（図７の白色の信号列Ｂ５〜Ｂ８）が入力される。この空間・スペクトルデマッピング部１１８では、使用スペクトルマッピング情報に基づいて、各ユーザの各送信アンテナから送信された信号をまとめるデマッピングが行われる。本実施の形態では、２ユーザから合計４つの送信アンテナを用いて信号が送信されているため、この空間・スペクトルデマッピング部１１８では４つの信号列にまとめられる。
そして、ＩＤＦＴ部１１９〜１２２において、空間及びスペクトル方向にデマッピングされた各信号列が時間領域の信号に変換される。このような構成とすることにより、本発明による空間・スペクトルマッピングされた複数の信号列を、各送信アンテナから送信された信号列毎にまとめ、ＩＤＦＴ処理することができる。そして、P／S変換部１２３、１２４においてユーザ毎のシリアル信号に変換され、復調及び復号処理が行われる。ここで、P／S変換部１２３、１２４までの処理はＯＦＤＭシンボル単位で行われるが、それ以降の処理、特に復号処理は誤り訂正符号化された単位（通常、パケットまたはフレーム単位）での処理が行われる。
復号部１２７、１２８では誤り訂正された受信データの信頼性を表すＬＬＲ（LogLikelihood Ratio：対数尤度比）が算出され、この対数尤度比ＬＬＲが入力された繰り返し制御部１２９、１３０では予め決められた回数の繰り返し処理が行われたか否かの判断を行い、決められた回数だけ繰り返し処理が行われた場合には対数尤度比ＬＬＲを判定部１３１、１３２へ出力する。逆に、繰り返し処理の回数が決められた回数に満たない場合には、対数尤度比ＬＬＲをレプリカ生成部１３３、１３４へ出力し、受信信号のレプリカ生成処理に移る。また、ＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check：巡回冗長検査）符号の利用を前
提とすれば、繰り返し制御部１２９、１３０は、受信データのＣＲＣチェックを行い、誤りが検出されなかったときに、繰り返し処理を終了するようにしてもよい。
レプリカ生成部１３３、１３４では、各ビットの対数尤度比ＬＬＲに応じた信号レプリカ（送信信号のレプリカ）がそれぞれ生成され、Ｓ／Ｐ変換部１３５、１３６を経て、ＤＦＴ部１３７〜１４０において各送信アンテナから送信された信号の周波数領域のレプリカにそれぞれ変換される。先に、復調以降の処理はパケットまたはフレーム単位で行われると述べたが、このＤＦＴ部１３７〜１４０からの処理は再びＯＦＤＭシンボル単位で行われることとなる。
このように生成された周波数領域の信号レプリカは、次に、使用スペクトル決定部１４６から通知されるマッピング情報に基づいて、空間・スペクトルマッピング部１４１において送信側と同様の本発明によるマッピングが行われる。そして、空間・スペクトルマッピングされたレプリカ（Ｓ’）は、信号等化・分離部１１５と伝搬路乗算部１４４へそれぞれ入力される。空間・スペクトルマッピング後のレプリカ（Ｓ’）を入力された信号等化・分離部１１５では、先に述べたように、このレプリカを用いて擬似送信データベクトル１及び２の受信信号を再構成して、それぞれの擬似送信データベクトルの等化処理に用いる。また、伝搬路乗算部１４４では、キャンセル部１１４で受信信号との減算に用いる受信信号のレプリカを生成するために、空間・スペクトルマッピング後のレプリカにそのマッピングを考慮した仮想伝搬路行列（（１７）式のΞ）を乗算する。そして、伝搬路乗算部１４４から出力される受信信号のレプリカ（ΞＳ’）はキャンセル部１１４に入力され、先に述べた（２）式の減算が行われる。
本実施の形態による基地局装置５１０では、以上のような、レプリカのキャンセル、等化、空間・スペクトルデマッピング、復号、レプリカ生成といった処理を繰り返すことにより、復号されたビットの信頼性を徐々に向上させていく。そして、予め決められた繰り返し回数の処理を行った後に、判定部１３１、１３２においてビットの硬判定が行われ、送信データが再生されることとなる。このような受信装置構成とすることにより、複数のユーザにより空間・スペクトルマッピングされた信号をそれぞれ分離し、各送信データを復号することができる。
また、本実施の形態による基地局装置では、干渉電力推定部１４７が備えられており、他セル等から到来する未知の干渉信号の電力を各送信アンテナのサブキャリア毎に測定し、使用スペクトル決定部１４６での（１）式の計算（Σｍ（ｋ）として）に用いられることとなる。さらに、使用スペクトル決定部１４６は、第１の実施形態において図１にて示した制御フローで、各移動局装置５００または５０１の各アンテナからの送信に用いるサブキャリアを決定する。使用スペクトル決定部１４６は、この決定したサブキャリアの指定を表すマッピング情報を送信部１４８に出力し、送信部１４８は、このマッピング情報を、第１の実施形態に示した移動局装置５００または５０１に送信する。
また、以上の等化処理では、初回だけでなく２回目以降の処理においても図７に示す２つの擬似送信データベクトルに対する等化を行うものとしていたが、これとは異なり、２回目以降は各送信アンテナから送信された信号列を（擬似）送信データベクトルとして扱う等化処理を行うものとしてもよい。但し、この場合には４つの（擬似）送信データベクトルに対する等化処理が行われることとなり、１１６や１１７のＤＦＴ部と１４２、１４３のＩＤＦＴ部がそれぞれ４つずつ必要となる。また、部分仮想伝搬路行列（ΞＴ１、ΞＴ２）も、送信データベクトルをどのように扱うかに応じて生成し直すことが必要となる。さらに、初回の処理から常に、４つの送信データベクトルに対する等化を行う構成としてもよく、この場合の各送信データベクトルは、各送信アンテナから送信されるそれぞれの信号列となる。但し、この場合にも（２２）式の演算を４回行う必要がある。
また、図６とは異なる構成を有する基地局装置５１１の構成を示す概略ブロック図を図９に示す。但し、図６と同一のブロックには同一の番号を付している。図９に示す基地局装置５１１は、図６に示す基地局装置５１０からＤＦＴ部１１６、１１７とＩＤＦＴ部１４２、１４３が削除された構成となっている。これは、信号等化・分離部１１５への入力を時間領域の信号とするか、周波数領域の信号とするかの違いであり、図９に示すように周波数領域のレプリカ等を入力してＭＭＳＥ規範に基づく等化処理を行ってもよい。
第１の実施形態に示す送信装置では、符号化されたビットに対するインターリーブを行うブロックが、第２の実施形態に示す受信装置では復調されたビットに対するデインターリーブを行うブロックが記載されていなかったが、これらのブロックを追加することにより更に良好な特性が得られる。これは、インターリーブを行うことにより、受信時における各符号ビットの確率密度関数をガウス分布に近づけることができ、本来ガウス分布である前提で理論解析されているターボ等化技術の信頼性が向上するためである。
［第３の実施形態］
第１と第２の実施形態では、各サブキャリアに多重される信号が必ず２つとなるような制限のある空間・スペクトルマッピングを行った場合の例について示した。これらの実施形態にて述べたように、受信側での処理により互いに干渉となる信号を除去できる場合には、各送信側が、アンテナ毎に自身の伝搬路変動のみを考慮して独立にスペクトルのマッピングを行ってもよい。以下の形態では、そのように多重される信号数に制限がなく、それぞれ使用するスペクトルを各送信アンテナが独立に決定するマッピング方法について示す。
本実施形態を実現する際の使用するサブキャリアを決定するフローを図１０に示す。図１と同じ処理には同じ番号を付している。図１との違いはステップＳ４の処理が削除されていることである。これは、ひとつのサブキャリアに多重される信号数に関する制限をなくしたことに起因している。このような手順により送信アンテナ毎に使用スペクトルを決定することにより、これまでの実施形態におけるマッピングを行った場合と比較して、更に柔軟で高い選択ダイバーシチ効果が得られるマッピングが実現できる。
ここで、簡単のため使用するサブキャリア数を６とし、それぞれ２本の送信アンテナを有する２ユーザに対して図１０に示す制御フローによりマッピングが行われた場合の送信アンテナと使用スペクトルの関係の一例を図１１に示す。次に、このような空間・スペクトルマッピングが行われた信号を受信する基地局装置５１２の構成を示す概略ブロック図を図１２に示す。但し、図９と同一のブロックには同一の番号を付している。本実施形態による図１０の制御フローを用いて空間・スペクトルマッピングを行う場合には、図１１に示すように、最大４アンテナから同一スペクトルを用いた送信が行われることとなるため、本実施の形態における基地局装置５１２は、４つの受信系統（アンテナ部１００〜ＤＦＴ部１１０、アンテナ部１０１〜ＤＦＴ部１１１、アンテナ部３１０〜ＤＦＴ部３２０、アンテナ部３１１〜ＤＦＴ部３２１）を有し、最大４つ多重された信号を分離可能な構成となっている。また、図９の構成に比べ、伝搬路推定部（伝搬路推定部３２２、３２３）も追加され、４つとなっている。
このような基地局装置５１２の各ブロックの動作は第２の実施形態において示した基地局装置５１０、５１１の動作とほぼ同じであるが、本実施の形態による空間・スペクトルマッピングが行われた信号を信号等化・分離部３００において等化処理する際の対象となる（擬似）送信データベクトルは、各送信アンテナから送信された信号列となる。これは、図１３に示すように、斜線を引いたブロックＢ９、Ｂ１０、Ｂ１１、白色のブロックＢ１２、Ｂ１３、Ｂ１４、縦線を引いたブロックＢ１５、Ｂ１６、Ｂ１７、網掛けのブロックＢ１８、Ｂ１９、Ｂ２０でそれぞれ表される４つの信号列のことを指している。
信号等化・分離部３００ではこれらの送信データベクトルに対して、第２の実施形態で述べた等化処理と同様の処理を行う。繰り返し処理においては、キャンセル部２００において全受信信号から送信側でのマッピングを考慮して生成された全受信信号のレプリカを減算した結果と、各送信データベクトルのレプリカ及び各送信データベクトルが受けた伝搬路変動（部分仮想伝搬路行列）から再構成された各送信データベクトルの受信信号レプリカとを用いて等化処理が行われる。
このような等化処理後の信号は各送信アンテナから送信された信号列として出力されるため、既に空間的にはデマッピングされているものとなり、スペクトルデマッピング部３０１では、マッピング情報を基にそれらの信号列（送信データベクトル）毎にスペクトルのデマッピングが行われる。また、誤り訂正後のビットの対数尤度比ＬＬＲから送信信号のレプリカを作成する際においても、ＤＦＴ部２１３〜２１６を経由してスペクトルマッピング部３０２に入力される信号は各送信アンテナから送信された信号列（送信データベクトル）となっているため、スペクトルマッピング部３０２では空間的なマッピングについては考慮せず、各送信データベクトルに対してスペクトルのマッピングについてのみ行えばよい。
このように、基地局装置５１２の構成とすることにより、本実施の形態による制御フローにより送信アンテナ毎に独立に使用スペクトルを決定する場合にも、各送信データベクトルを分離しそれぞれのデータを復号することができる。
［第４の実施形態］
第１、２、３の実施形態の基地局装置５１０、５１１、５１２では送受信アンテナ間の周波数応答で生成される伝搬路行列にＲａｎｋ落ちがない状態、即ち、送信ストリーム数に対して、受信アンテナ数が同じかそれより多い場合について示したが、ここではＲａｎｋ落ちの状態、即ち、送信ストリーム数に対して、受信アンテナ数が少ない状態での復調方法について示す。ただし、送信ユーザ数、各ユーザの送信アンテナ数、使用サブキャリア位置及び数は第３の実施形態で示したものと同じである。受信アンテナ数は２とする。
データはパケット構成であるとし、複数のシンボルで１パケットが構成されるとする。
誤り訂正符号化は、ユーザ毎に１パケット単位で行われ、１シンボルで各送信アンテナ系列から３データずつ、計６つのデータが送信される場合を想定している。各送信アンテナにおいては、１シンボルで３サブキャリア使用する。
送信されるときの送信アンテナと使用サブキャリアの関係を図１４に示す。送信信号が周波数変換されたデータをＳｘ−ｙ（ｐ）で表す。送信信号の周波数ベクトルＳｘ−ｙは送信信号の時間ベクトルＤｘ−ｙを周波数変換したデータである。ｘはユーザ番号、ｙはアンテナ番号である。ｐはデータのインデックスを示す自然数である。周波数領域での送信信号ベクトルＳ１、Ｓ２を図１４の配置に基づき（２３）式、（２４）式で定義する。
送信アンテナｎ（便宜上ユーザ２の送信アンテナ１、２はそれぞれ３、４とする）、受信アンテナｊ、サブキャリア番号をｋとし、サブキャリア毎の周波数応答をΞｊｎ（ｋ）と表すと、ユーザ毎の伝搬路行列はΞ１、Ξ２は（２５）式、（２６）式で定義される。また、このような場合、受信機で受信される周波数領域のデータＲは、（２７）式で表される。
ここでＲｊ（ｋ）において、ｊは受信アンテナ番号、ｋはサブキャリア番号を示している。ただし、説明を簡単にするためノイズに関する表記は省略している。
伝搬路行列Ξ１とΞ２の要素を入れ替えることにより同じオーダーの仮想伝搬路行列Ξを生成することが可能な場合、即ち、Ｒａｎｋ落ちがないΞが生成できる場合は、第２の実施形態で示した方法でデータを復調することが可能であるが、本実施形態のようにΞ１とΞ２の要素を入れ替えることでＲａｎｋ落ちがない伝搬路行列を生成できない場合は、第２の実施形態で示した方法ではデータを復調することができない。Ｒａｎｋ落ちがない伝搬路行列を生成できない理由は、１つのサブキャリアに対し、受信アンテナ数より多いストリームを同時に送信しているからである。即ち、サブキャリア１あるいは６がその要因に該当する。
次にこのような状態で送信されたデータを復調することが可能な基地局装置５１３の実施形態について説明する。
図１５は本実施形態における基地局装置５１３の構成を示す概略ブロック図である。ただし、説明を簡素化するため、受信に必要なブロックのみを示しており、更に基地局装置５１３において最初に受信データを周波数変換した後のブロックだけを示している。また、図９と同じ番号を付したブロックは同じ機能を有する。図９との差異は、信号等化・分離部が信号等化・分離部２０１−１、２０１−２の２つになっていることである。また、空間・スペクトルデマッピング部１１８が異なる機能を有するため空間・スペクトルデマッピング部５００としている。等化処理はＭＭＳＥ処理を前提とする。このＭＭＳＥ等化処理に必要となる信号は、受信信号からレプリカ信号を減算した残差信号、送受信アンテナ間の伝搬路行列Ξ、希望アンテナ（データを算出したいアンテナ）からの伝搬路行列ΞｎT（部分伝搬路行列）、希望信号を再構築するためのレプリカ信号Ｓ’（周波数領域の
データ）が必要となる。
基地局装置５１３の最初の信号等化・分離部２０１−１、２０１−２が２つになる理由は、伝搬路行列がＲａｎｋ落ちであることを前提としているので、複数の処理が必要になるためである。以後、２系統ある処理を区別するため、片側を処理系統１、もう一方を処理系統２と称する。
受信信号処理は基本的に図９で示したものと同様であるが、本実施形態での異なる処理を加えて簡単に説明する。ただし、各送受信アンテナ間の周波数応答は何らかの方法を用いて算出されているものとする。
受信された信号はシンボル単位で周波数変換されキャンセル部１１４に入力される。この信号が（２７）式で示されるものである。基地局装置５１３では先の実施形態と同様、パケット単位（誤り訂正符号化が施される単位）で繰り返し処理が行われるが、最初の処理ではレプリカは作成されていないため、伝搬路乗算部１４４の出力は０である。２回目以降の処理では、各データの対数尤度比ＬＬＲによって算出される送信信号のレプリカが生成されているため、受信信号からレプリカ信号が減算される。送信信号のレプリカが完全に再現された場合、減算後の信号はノイズのみとなる。
信号等化・分離部２０１−１、２０１−２では、受信信号を２つの処理系統に分けて処理を行う。即ち処理系統１、信号等化・分離部２０１−１では図１６Ａに示すように符号Ｋ１またはＫ２を付された信号のみが送信され、処理系統２、信号等化部・分離部２０１−２では図１６Ｂに示すように符号Ｋ３またはＫ４を付された信号のみが送信されたとして扱う。従って、それぞれの処理系統では、図１６Ａまたは図１６Ｂにおいて符号が付されていない信号はノイズとして扱われることになる。
それぞれの処理系統で対象とされる擬似的な送信データベクトルをＳｓ１、Ｓｓ２とすると、それぞれ（２８）、（２９）式で表され、それぞれの擬似送信データベクトルに対応する仮想伝搬路行列Ξｓ１、Ξｓ２はそれぞれ以下の（３０）式、（３１）式のようになる。
この伝搬路行列が、伝搬路再構成部１４５で生成される。この伝搬路行列が信号等化部・分離部２０１−１、２０１−２に入力され、それぞれの系統で信号がＭＭＳＥ等化され出力される。
伝搬路再構成部１４５の動作を第２の実施形態と同様に説明する。各伝搬路推定部１１２、１１３から入力される周波数応答の行列は、第２の実施形態と同様であり、（３２）式、（３３）式で表すことができる。第２の実施形態で示したものとの違いは、サブキャリア数６を前提としていることである。また、マスキングベクトルＭＶが擬似送信データ系列に応じて２つ生成されＭＶ１、ＭＶ２とすると、これらは、（３４）、（３５）式にて表される。
このＭＶ１、ＭＶ２を基に第２の実施形態で示した処理と同じ操作をすることで、仮想伝搬路行列Ξｓ１、Ξｓ２を（３０）、（３１）式として算出することができる。ただし、０成分を削除する際、４列目の成分がなくなってしまうが、行列を縮退させることなく、０を保持するものとする。同様に部分仮想伝搬路行列（３６）、（３７）がＭＶ１のマスキングに基づいて算出される。
本実施形態における信号等化・分離部２０１−１、２０１−２は擬似送信データベクトルＳｓ１、Ｓｓ２を対象としているため、ΞｎTが実際のアンテナからの情報とは異なるものになる。処理系統１では、Ｓｓ１の上半分に配置される信号が同一のアンテナから送信されたとして処理され、Ｓｓ１の下半分に配置される信号が同一のアンテナから送信されたとして処理される。以降、これらの信号対をそれぞれ、擬似送信データベクトル１、擬似送信データベクトル２と称する。従って信号等化・分離部２０１−１では（３０）式に示す伝搬路行列ΞＳ１と擬似送信データベクトル１、２に対応した部分仮想伝搬路行列ΞｎT1とΞｎT2により、等化処理が行われる。部分仮想伝搬路行列ΞｎT1とΞｎT2は以下の式で表される。
同様に処理系統２では、Ｓｓ２の上半分に配置される信号が同一のアンテナから送信されたとして処理され、Ｓｓ２の下半分に配置される信号が同一のアンテナから送信されたとして処理される。以降、これらの信号対をそれぞれ、擬似送信データベクトル３、擬似送信データベクトル４と称する。
また、部分仮想伝搬路行列ΞｎＴは擬似送信データベクトル１から４それぞれで生成されるので、４つの行列が伝搬路再構成部１４５で生成されることになる。
信号等化・分離部２０１−１、２０１−２ではレプリカ信号Ｓ’が使用されるが、これも擬似送信データベクトル１から４を基準に生成される。信号等化・分離部２０１−１では、擬似送信データベクトル１のレプリカと、擬似送信データベクトル２のレプリカが使用される。信号等化・分離部２０１−２では、擬似送信データベクトル３のレプリカと、擬似送信データベクトル４のレプリカが使用される。
図１６Ａ、図１６Ｂに信号等化・分離後の出力を、実際のユーザ・送信アンテナ・サブキャリアにマッピングして示す。図１６Ａは信号等化・分離部２０１−１、図１６Ｂは信号等化・分離部２０１−２の出力である。図中のＫ１、Ｋ２などは擬似送信データベクトル１として処理される信号、擬似送信データベクトル２として処理される信号などを意味する。なお、網掛けされているデータは双方の系統から同時に出力されるデータである。
このＫ１からＫ４の信号は空間・スペクトルデマッピング部５００において、送信時に行われたマッピングの逆の手順でＩＤＦＴ部１１６、１１７、１１８、１１９の入力にマッピングされる。マッピングを行う際、２つの処理系統双方から出力されるデータ（図１６Ａ、図１６Ｂの網掛け）があるが、これらについては２つのデータの加算平均を取るものとする。また、どちらかの系統の出力を優先するという方法も考えられる。この双方の系統から同時に出力されるデータの処理が、空間・スペクトルデマッピング部２０４には必要なかった機能である。
また、繰り返し処理の１回目においては、干渉の影響が大きいと考えられる周波数成分を使用しないといった方法も考えられる。即ち、サブキャリア１あるいはサブキャリア６のようなサブキャリアの周波数成分を使用しないということを意味する。
図１７にＩＤＦＴ部１１６から１１９に入力されるデータについて示す。図中のＫｘ（ｙ）におけるｘは仮想アンテナ番号、ｙは信号等化・分離部２０１−１、２０１−２出力時のサブキャリア番号を示している。また、Ａが割り当てられている入力は加算処理が必要となるところで、加算の詳細については図に示している。
このように空間・スペクトルデマッピング部５００で処理が行われた後、それぞれでＩＤＦＴ処理が行われ、復調部１２２、１２３で各データの対数尤度比ＬＬＲが算出される。この復調部１２２、１２３までの処理はシンボル単位で行われる。復号部１２４、１２５においては、通常、符号化が行われた単位で誤り訂正復号が行われる。この際には入力される対数尤度比ＬＬＲを元に復号処理が行われ、各データの対数尤度比ＬＬＲが更新され、更新された対数尤度比ＬＬＲは、繰り返し処理の最終回以外はレプリカ生成部２０９、２１０に入力される。繰り返し処理の最終回では、判定部２０７、２０８に出力される。
レプリカ生成部２０９、２１０により生成されたレプリカは、シンボル単位でＤＦＴ部２１３、２１４、２１５、２１６に入力される。ユーザ１アンテナ１から送信されたデータに対する時間領域のレプリカをｓ１−１（ｍ）、ユーザ１アンテナ２から送信されたデータに対する時間領域のレプリカをｓ１−２（ｍ）、ユーザ２アンテナ１から送信されたデータに対する時間領域のレプリカをｓ２−１（ｍ）、ユーザ２アンテナ２から送信されたデータに対する時間領域のレプリカをｓ２−２（ｍ）とする。ここでｍはデータのインデックスである。ＤＦＴ部２１３から２１６には各レプリカが３つずつ入力される。ＤＦＴ部２１３から２１６の出力を図１８に示す。Ｓ’が周波数領域でのレプリカを意味し、添え字はユーザ番号とアンテナ番号を示す。
空間・スペクトルデマッピング部２１７では、送信に使用されたマッピングに従って、周波数領域のレプリカのデマッピングを行う。デマッピング後のデータを（２３）、（２４）式と同じ形式で表すと（３８）、（３９）式のようになる。この（３８）、（３９）式のデータに（２５）、（２６）式で示される伝搬路情報が乗ぜられキャンセルに使用されるレプリカ信号Ｒ’が（４０）式により生成される。
キャンセル部２００ではこのＲ’が受信信号Ｒより減ぜられる。
一方、空間・スペクトラムデマッピング部５００では信号等化・分離部２０１−１、２で等化処理を行う際、必要となる擬似送信データベクトル毎のレプリカ信号Ｓｓ１’（４１）式とＳｓ２’（４２）式を作成する必要がある。
Ｓｓ１’の上半分が擬似送信データベクトル１、下半分が擬似送信データベクトル２からの送信号に対応し、Ｓｓ２’の上半分が擬似送信データベクトル３、下半分が擬似送信データベクトル４からの送信号に対応する。この信号に（３６）式で示されるような部分仮想伝搬路行列ΞｎＴを乗ずることで等化処理に必要となる希望信号が再構築される。
この実施形態に示す処理では、一部の信号成分をノイズとして扱う必要があるため、対数尤度比ＬＬＲの算出精度が悪くなると考えられるが、誤り訂正による対数尤度比ＬＬＲの改善効果を利用することで、繰り返し操作により、送信データを算出することが可能になる。また、各移動局装置、送信アンテナで最も品質の良いサブキャリアを使用できるため、干渉を除去できた場合には高い通信品質を得ることが可能になる。そして、サブキャリアに割り当てるストリーム数に制限が理論上はなくなるため、スケジューリングについても容易に行うことができる。
［第５の実施形態］ 第４の実施形態では処理系統を２つに分離し、同時に繰り返し処理を行い対数尤度比ＬＬＲの改善精度を向上させる方法を示したが、本実施形態では、繰り返し処理を逐次行う方法について示す。また、第４の実施形態では信号等化・分離部２０１−１、２０１−２では、ユーザデータに関連なく、擬似送信データベクトル対を生成したが、本実施形態では、基本的にユーザ毎アンテナ毎に擬似送信データベクトル対を生成する場合について示す。なお、本実施形態で示す逐次繰り返し処理を行う方法では、擬似送信データベクトル対をユーザ毎に設定する必然性はあるが、第４の実施形態において、擬似送信データベクトル対をユーザ毎に設定する方法を用いることは可能である。
本実施形態の前提条件は第４の実施形態と同じである。
図１９は本実施形態における基地局装置５１４の構成を示す概略ブロック図である。ただし、説明を簡素化するため、受信に必要なブロックのみを示しており、更に基地局装置５１４において最初に受信データを周波数変換した後のブロックだけを示している。また、図１５と同じ番号を付したブロックは同じ機能を有する。図１５との差異は、空間・スペクトルデマッピング部５００が異なる機能を有するため空間・スペクトルデマッピング部５０１としていることと、空間・スペクトルマッピング部２１７が異なる機能を有するため空間・スペクトルマッピング部５０２としていることである。
また、逐次処理なので信号等化・分離部２０１も１つになっている。等化処理については周波数領域のＭＭＳＥ処理を前提とする。この等化処理に必要となる信号は、受信信号からレプリカ信号を減算した残差信号、送受信アンテナ間の伝搬路行列Ξ、希望アンテナ（データを算出したいアンテナ）からの伝搬路行列ΞｎT（部分伝搬路行列）、希望信号を再構築するためのレプリカ信号Ｓ’（周波数領域のデータ）が必要となる。なお、後述するように信号等化・分離処理はユーザ単位で行うが、処理する順番は便宜上ユーザ１を繰り返し処理の奇数回、ユーザ２を偶数回とする。なお、処理する順番については信号品質の良い方から先に処理を行う方がよい。
受信信号処理は基本的に図１５で示したものと同様であるが、本実施形態での異なる処理を加えて簡単に説明する。ただし、各送受信アンテナ間の周波数応答は何らかの方法を用いて既に算出されているものとする。
受信された信号はシンボル単位で周波数変換されキャンセル部２００に入力される。この信号が（２７）式で示されるものである。基地局装置５１４では先の実施形態と同様、パケット単位（誤り訂正符号化が施される単位）で繰り返し処理が行われるが、最初の処理ではレプリカは作成されていないため、伝搬路乗算部２２０の出力は０である。２回目以降の処理では、各データの対数尤度比ＬＬＲによって算出される送信信号のレプリカが生成されているため、キャンセル部２００により受信信号からレプリカ信号が減算される。送信信号のレプリカが完全に再現された場合、減算後の信号はノイズのみとなる。
信号等化・分離部２０１では、受信信号を２種類に分けて処理を行う。即ち繰り返し処理の奇数回においては信号等化・分離部２０１では図２０Ａに示すように横線で示す情報（ユーザ１からの信号）のみが送信され、繰り返し処理の偶数回においては、信号等化部・分離部２０１では図２０Ｂに示すように縦線で示す情報（ユーザ２からの信号）のみが送信されたとして扱う。ただし、サブキャリア３などでは、自由度が余っている（各処理系統で識別すべきデータが１つしかない）上に、干渉となる信号（縦横線の四角）が存在するので、その干渉信号はあいている自由度を利用して分離することとする。また、図２０Ａにおいてユーザ２のサブキャリア２の信号をノイズとして扱っているが、この信号も干渉信号として分離することも可能である。実際の処理イメージを図２０Ｃ、２０Ｄに示す。なお、網掛けの情報はノイズとして扱われることになる。
それぞれの繰り返し回数で対象とされる擬似的な送信データベクトルをＳｓｏｄ（奇数回）、Ｓｓｅｖ（偶数回）とすると、それぞれ（４３）、（４４）式で表される。それぞれの擬似送信データベクトルＳｓｏｄ、Ｓｓｅｖに対応する仮想伝搬路行列Ξｓｏｄ、Ξｓｅｖはそれぞれ（４５）、（４６）式のようになる。
この仮想伝搬路行列が、伝搬路再構成部２２１で生成される。そしてこの仮想伝搬路行列が、信号等化部・分離部２０１に繰り返し回数に応じて入力され、それぞれの場合においてＭＭＳＥ等化され出力される。
伝搬路再構成部の動作を第５の実施形態と同様に説明する。各伝搬路推定部から入力される周波数応答の行列は、第５の実施形態と同様であり、（４７）、（４８）式で表すことができる。また、マスキングベクトルＭＶが擬似送信データ系列に応じて２つ生成されＭＶ３、ＭＶ４とすると、これらは、（４９）、（５０）式にて表される。
このＭＶ３、ＭＶ４を元に第２の実施形態で示した処理と同じ操作をすることで、仮想伝搬路行列Ξｓ１、Ξｓ２を（４５）、（４６）式として算出することができる。ただし、０成分を削除する際、（４９）式の２列目や４列目において成分がなくなってしまうが、行列を縮退させることなく、０を保持するものとする。
第５の実施形態で示した（１３）、（１４）式に対してＭＶ３では（５１）、（５２）式が得られ、ＭＶ４では（５３）、（５４）式が得られる。
この（５１）、（５２）式において、ユーザ系列を優先するために、５列目の上下を入れ替える作業が必要になる。また、この（５３）、（５４）式において、ユーザ系列を優先するために、３列目の上下を入れ替える作業が必要になる。同様に部分仮想伝搬路行列（５５）、（５６）がＭＶ３のマスキングに基づいて算出される。
本実施形態における信号等化・分離部２０１は同一ユーザ、同一アンテナのデータは出来るだけ同じアンテナから送信されたと認識できるように送信信号ベクトルを割り当てているが、分離の精度を高めるために一部、異なるアンテナから送信された信号を混在させている。そのため、結局送信データベクトルは擬似的なものとなる。従って、部分仮想伝搬路行列ΞｎTは実際のアンテナからの部分仮想伝搬路行列とは異なるものになる。
繰り返し回数が奇数では、Ｓｓｏｄの上半分に配置される信号が同一のアンテナから送信されたとして処理され、Ｓｓｏｄの下半分に配置される信号が同一のアンテナから送信されたとして処理される。以降、これらの信号対をそれぞれ、擬似送信データベクトル１からの信号、擬似送信データベクトル２からの信号と称する。従って信号等化・分離部２０１では（４５）式に示す仮想伝搬路行列Ξと、擬似送信データベクトル１、２に対応する部分仮想伝搬路行列ΞｎT1とΞｎT2により、等化処理が行われる。部分仮想伝搬路行列ΞｎT1とΞｎT2は以下の（５５）、（５６）式で表される。
同様に繰り返し回数が偶数では、Ｓｓｅｖの上半分に配置される信号が同一のアンテナから送信されたとして処理され、Ｓｓｅｖの下半分に配置される信号が同一のアンテナから送信されたとして処理される。以降、これらの信号対をそれぞれ、擬似送信データベクトル３、擬似送信データベクトル４と称する。
また、部分仮想伝搬路行列ΞｎＴは擬似送信データベクトル１から４に対して生成されるので、４つの行列が伝搬路再構成部２２１で生成されることになる。
信号等化・分離部２０１ではレプリカ信号Ｓ’使用されるが、これも擬似送信データベクトルを基準に生成される。繰り返し回数が奇数のときの信号等化・分離部２０１では、擬似送信データベクトル１のレプリカと、擬似送信データベクトル２のレプリカが使用される。繰り返し回数が偶数のときの信号等化・分離部２０１では、擬似送信データベクトル３のレプリカと、擬似送信データベクトル４のレプリカが使用される。
図２１Ａ、図２１Ｂに信号等化・分離後の出力を、実際のユーザ・送信アンテナ・サブキャリアにマッピングした例を示す。図２１Ａは繰り返し回数が奇数のときの信号等化・分離部２０１、図２１Ｂは繰り返し回数が偶数のときの信号等化・分離部２０１の出力である。図中のＫ１、Ｋ２などは擬似送信データベクトル１として処理される信号、擬似送信データベクトル２として処理される信号などを意味する。なお、網掛けされているデータは廃棄される。
このＫ１からＫ４の信号は空間・スペクトルデマッピング部５００において、送信時に行われたマッピングの逆の手順でＩＤＦＴ部１１６、１１７の入力にマッピングされる。
図２２にＩＤＦＴ部１１６、１１７に入力されるデータについて示す。図中のＫｘ（ｙ）におけるｘは仮想アンテナ番号、ｙは信号等化・分離部出力時のサブキャリア番号を示している。
このように空間・スペクトルデマッピング部５０１で処理が行われた後、それぞれでＩＤＦＴ処理が行われ、復調部１２２で各データの対数尤度比ＬＬＲが算出される。この復調部１２２までの処理はシンボル単位で行われる。復号部１２４においては、符号化が行われた単位で誤り訂正復号が行われる。この際には入力される対数尤度比ＬＬＲを元に復号処理が行われ、各データの対数尤度比ＬＬＲが更新され、繰り返し処理の最終回以外は、繰返し制御部２０５によりレプリカ生成部２１０に入力される。繰り返し処理の最終回では、繰返し制御部２０５により判定部２０７に出力される。
生成されたレプリカはシンボル単位でＤＦＴ部２１３、２１４に入力される。ユーザ１アンテナ１から送信されたデータに対する時間領域のレプリカをｓ１−１（ｍ）、ユーザ１アンテナ２から送信されたデータに対する時間領域のレプリカをｓ１−２（ｍ）、ユーザ２アンテナ１から送信されたデータに対する時間領域のレプリカをｓ２−１（ｍ）、ユーザ２アンテナ２から送信されたデータに対する時間領域のレプリカをｓ２−２（ｍ）とする。ここでｍはデータのインデックスである。ＤＦＴ部２１３、２１４には各レプリカが３つずつ入力される。ＤＦＴ部２１３、２１４の出力を図２３に示す。Ｓ’が周波数領域でのレプリカを意味し、添え字はユーザ番号とアンテナ番号を示す。
空間・スペクトルマッピング部２１７では、送信に使用されたマッピングに従って、周波数領域のレプリカのマッピングを行う。マッピング後のデータを縦方向にユーザ番号とアンテナ番号、横方向にサブキャリア番号で示される行列で表すと繰り返し回数が奇数の場合（５７）式、繰り返し回数が奇数の場合（５８）式のようになる。このデータに（２５）、（２６）式で示される伝搬路情報が乗ぜられキャンセルに使用されるレプリカ信号Ｒ（ｉ）’が（５９）式により生成される。ここで、ｉは繰り返し回数を示すインデックスである。
Ｔは転置を示し、（ｘ ｍｏｄ ２）はｘを２で割ったときのあまりを示す。逐次処理を行っているため、前回のレプリカ行列を記憶し、繰り返し回数に応じてあらたに算出したレプリカを更新する必要がある。
キャンセル部２００ではこのＲ’が受信信号Ｒより減ぜられる。一方、空間・スペクトルデマッピング部５０１では信号等化・分離部２０１で等化を行う際、必要となる擬似送信データベクトル毎のレプリカ信号Ｓ’ｏｄ（６０）式とＳ’ｅｖ（６１）式を作成する必要がある。
Ｓ’ｏｄの上半分が擬似送信データベクトル１、下半分が擬似送信データベクトル２からの送信号に対応し、Ｓ’ｅｖの上半分が擬似送信データベクトル３、下半分が擬似送信データベクトル４からの送信号に対応する。この信号に（４６）式で示されるような部分仮想伝搬路行列ΞｎＴを乗ずることで等化処理に必要となる希望信号が再構築される。
このような構成にすることで、繰り返し回数は増えるものの、回路規模を大きく削減することができる。
［第６の実施形態］
以上の実施形態では、離散フーリエ変換ＤＦＴを用いて信号を周波数領域に拡散し、逆離散フーリエ変換ＩＤＦＴにより再度時間領域の信号に変換して送信する移動局装置及び、それに対応する基地局装置について示したが、本発明は、離散フーリエ変換ＤＦＴではなく、送信信号に拡散符号を乗じることにより周波数拡散を行うシステムにも適用できる。特に、位相回転で表される直交符号を用いる場合には、離散フーリエ変換ＤＦＴを用いて拡散を行う場合と同じ信号が生成されることとなり、ＰＡＰＲ特性も低く抑えることができる。本実施の形態では、位相回転直交拡散符号を用いて周波数拡散を行う場合の例を示す。
本実施の形態における移動局装置５０２の構成を示す概略ブロック図を図２４に示す。
図２４に示す移動局装置５０２は、第１の実施形態の図３に示す移動局装置５００のＤＦＴ部４‐１、４‐２が拡散・多重部５０‐１、５０‐２に代わっただけで、その他は図３に示す送信装置５００と同じ構成となっている。この拡散・多重部５０‐１、５０‐２では、図２５に示すような拡散及び多重処理が行われる。但し、ここでは、符号長６４で、それぞれ直交する６４つの位相回転直交拡散符号を用いるものとし、それにより１ユーザが使用するサブキャリア数も６４となる。
図２５のＣ１からＣ６４はそれぞれ拡散符号を表しており、拡散符号の各要素（チップ）は図示する通りである。また、Ｄ１やＤ２は、変調され、パラレルに変換された信号を表している。拡散・多重部５０‐１、５０‐２では、まず、Ｄ１やＤ２といった変調信号にＣ１、Ｃ２等の符号をそれぞれ乗算する。このとき、Ｄ１等の変調信号は符号長分（ここでは６４）だけコピーされ、拡散符号のそれぞれのチップとの乗算が行われる。そして、これらの乗算の結果をチップ毎に加算して、符号の多重を行った信号が拡散・多重部５０‐１、５０‐２の出力となる。
このように離散フーリエ変換ＤＦＴの代わりに位相回転直交拡散符号を用いた場合にも、離散フーリエ変換ＤＦＴと同様の信号を生成することができ、本発明によるシングルユーザ‐ＭＩＭＯとマルチユーザ‐ＭＩＭＯが混在した信号の伝送を行うことができる。したがって、このように送信装置に拡散・多重部を備えた場合にも、受信装置は以上の実施形態に示す構成でよい。また、図６の空間・スペクトルデマッピング部１１８や図９の空間・スペクトルデマッピング部の後ろのＩＤＦＴ部の代わりに、送信側で用いた位相回転直交符号の複素共役を受信信号に乗算する逆拡散部を備える構成としてもよい。さらに、レプリカを生成するためのＤＦＴ部を、先に示した拡散・多重部に変更する構成としてもよい。
以上のように、本実施の形態では、位相回転で表される直交符号を用いる場合の例を示したが、これに限らず、その他の拡散符号を用いて周波数拡散を行う場合にも本発明は適用可能である。
以下の実施形態においては、伝送方式をＳＣ−ＡＳＡ方式として、一例として、送信装置の数が２、サブキャリア数を６４とする。各送信装置が使用するサブキャリア数を従来のＳＣ−ＡＳＡ方式と同様に、全サブキャリア数の半分の本数の３２本を使用するものとする。なお、各送信局が使用するサブキャリア数をＮｕ本とし、利用可能な帯域のサブキャリアをＮｄ本とすると、この場合、Ｎｄ＝６４、Ｎｕ＝３２であり、以降ではＮｄ、Ｎｕを用いて説明する。また、マルチキャリア方式としてＯＦＤＭ方式を仮定するため、ＳＣ−ＡＳＡ方式を本明細書中ではＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭと称する場合もある。以下に示す実施形態においては、特に断りのない限り、一般的に言われる移動局から基地局への通信である上りリンクでの通信を対象としているが、本発明の対象とする通信は、これに限定されない。
［第７の実施形態］
図２６は、第７の実施形態における無線通信システムの構成を示す概略ブロック図である。本実施形態では、移動局装置Ａ８０ａ、Ａ８０ｂが、ＳＣ−ＡＳＡ方式でデータを送信し、これらのデータを基地局装置Ａ７０が受信する。なお、本実施形態においては、基地局装置Ａ７０が、各移動局装置Ａ８０ａ、Ａ８０ｂに対するスペクトル割当情報を決定し、基地局装置Ａ７０は、これらのスペクトル割当情報各々を、移動局装置Ａ８０ａ、Ａ８０ｂに送信するが、このときの送受信方法は、どのような方法を用いてもよい。図２７に、本実施形態におけるサブキャリアマッピングの例を示す。図２７の（ａ）は、移動局装置Ａ８０ａが送信した送信データＡと移動局装置Ａ８０ｂが送信した送信データＢとがマッピングされた送信スペクトルを表し、図２７の（ｂ）は、基地局装置Ａ７０にて受信される受信スペクトルを表している。なお、ここでは説明を簡単にするために無線伝搬路による歪みはないものとする。
ＳＣ−ＡＳＡ方式では、受信局が、各送信局からの信号に対して独立に信号を分離、検出可能なようにするため、送信局は、他の送信局の利用状況を考慮してサブキャリアをマッピングする。一方、このＳＣ−ＡＳＡ方式は時間軸でブロック化された信号が周期関数であるという前提で、該信号に離散フーリエ変換ＤＦＴを施して各サブキャリアの振幅と位相を得て、その情報をマルチキャリア方式に基づいて伝送する。したがって、各サブキャリアは時間軸上の全送信データに関する情報を保有しているということであり、図２７（ｂ）において黒く塗りつぶしたサブキャリアに示されるように、一つの送信局に対して送信データが割り当てられたサブキャリアのうちの一部のサブキャリア（図２７（ｂ）では、６サブキャリアのうちの２サブキャリア）が、他の送信局に対して送信データが割り当てられたサブキャリアのうちの一部のサブキャリアと重なっていても、重なっていない他のサブキャリアに基づき各送信局から送信された送信データに関する情報が得られる。このため、この情報をお互いの信号を検出する際に利用すれば、各送信局からの信号を分離・検出できる。この点を、以下に詳述する。
図２８は、本実施形態における移動局装置Ａ８０ａの構成を示す概略ブロック図である。移動局装置Ａ８０ｂも、図示はしないが移動局装置Ａ８０ａと同一の構成である。本実施形態の移動局装置Ａ８０ａは、符号部Ａ１、インターリーバ部Ａ２、変調部Ａ３、Ｓ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換部Ａ４、ＤＦＴ部Ａ５、スペクトルマッピング部Ａ６、ＩＤＦＴ部Ａ７、Ｐ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換部Ａ８、パイロット信号生成部Ａ９、パイロット多重部Ａ１０、ＣＰ挿入部Ａ１１、Ｄ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換部Ａ１２、無線部Ａ１３、アンテナＡ１４、受信部Ａ４２を具備する。
送信データＡを、符号部Ａ１が誤り訂正符号化して、符号ビットを生成する。この符号ビットは、インターリーバ部Ａ２により並び替えが行われる。ここで、インターリーバ部Ａ２により並び替えることでランダム化され、中央極限定理から受信時における各符号ビットの確率密度関数をガウス分布に近づけることができ、本来ガウス分布である前提で理論解析されているターボ等化技術の信頼性が向上する。次に並び替えられた符号ビットは、変調部Ａ３により変調が施される。変調された符号ビットは、Ｓ／Ｐ変換部Ａ４によりＮｕサンプルの並列信号に変換される。次に、この並列信号は、ＤＦＴ部Ａ５によりＮｕポイントの離散フーリエ変換ＤＦＴが施され、周波数軸の信号に変換される。ここで、ＤＦＴ部Ａ５は、離散フーリエ変換ＤＦＴにＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）を用いる。
その後、Ｎｕサンプルの周波数軸の信号は、受信部Ａ４２が基地局装置Ａ７０から受信したスペクトル割当情報に基づいてスペクトルマッピング部Ａ６によりＮｄポイントの利用可能な伝送帯域中のＮｕポイントにマッピングされる。このＮｕポイントにマッピングされているＮｄポイントの周波数軸の信号は、ＩＤＦＴ部Ａ７により逆離散フーリエ変換ＩＤＦＴが施されてＮｄポイントの時間軸の信号に変換され、この時間軸の信号はＰ／Ｓ変換部Ａ８により直列信号に変換される。一方、パイロット信号生成部Ａ９により伝搬路推定を行うための既知のパイロット信号が生成され、このパイロット信号は、パイロット多重部Ａ１０によりＰ／Ｓ変換部Ａ８から出力された直列信号と多重される。
その後、この多重された信号は、ＣＰ挿入部Ａ１１により、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭシンボル間の干渉を抑圧するためにブロック後方の波形を先頭にコピーするサイクリックプレフィックスを挿入される。ここで、サイクリックプレフィックスを用いるのは、ＤＦＴはＤＦＴ区間内で周期関数の１周期の整数倍の周期の波形であることが前提であることから、マルチパス伝搬路において遅延波成分が存在すると、受信機側で受信信号における遅延波成分の周期関数性が崩れ、サブキャリアを独立に扱えなくなる。これに対し、予め送信側で伝搬路の最大遅延時間に応じたサイクリックプレフィックスを挿入し、受信側で削除することで、遅延波成分に対しても周期関数性を維持でき、各サブキャリアを独立に扱う、即ち任意の周波数に割り当てても受信側で元に戻すことが可能となる。その後、Ｄ／Ａ変換部Ａ１２によりアナログ信号に変換される。このアナログ信号は、無線部Ａ１３により無線周波数にアップコンバートされ、アンテナＡ１４より送信される。
次に、図２９は、本実施形態における基地局装置Ａ７０の構成を示す概略ブロック図である。基地局装置Ａ７０は、サブキャリアの配置を元に戻すデマッピング部Ａ５０と、各移動局装置からの信号を分離・検出する信号検出部Ａ６０から構成される。
デマッピング部Ａ５０は、アンテナＡ１５、Ａ／Ｄ変換部Ａ１６、ＣＰ除去部Ａ１７、パイロット分離部Ａ１８、伝搬路推定部Ａ１９−１、Ａ１９−２、スペクトル割当決定部Ａ２０、伝搬路特性デマッピング部Ａ２１−１、Ａ２１−２、伝搬路特性選択部Ａ２２−１、Ａ２２−２、Ｓ／Ｐ変換部Ａ２３、ＤＦＴ部Ａ２４、スペクトルデマッピング部Ａ２５、送信部Ａ３８、無線部Ａ３９を具備する。
信号検出部Ａ６０は、信号キャンセル部Ａ２６−１、Ａ２６−２、信号等化部Ａ２７−１、Ａ２７−２、復調部Ａ２８−１、Ａ２８−２、デインターリーバ部Ａ２９−１、Ａ２９−２、復号部Ａ３０−１、Ａ３０−２、繰り返し数制御部Ａ３１−１、Ａ３１−２、インターリーバ部Ａ３２−１、Ａ３２−２、レプリカ生成部Ａ３３−１、Ａ３３−２、Ｓ／Ｐ変換部Ａ３４−１、Ａ３４−２、ＤＦＴ部Ａ３５−１、Ａ３５−２、干渉スペクトル選択部Ａ３６−１、Ａ３６−２、判定部Ａ３７−１、Ａ３７−２を具備する。ここで、デマッピング部Ａ５０、信号検出部Ａ６０において、符号Ａｘ−１（ｘは数字）は、送信データＡに関する信号を扱う信号処理部を表し、符号Ａｘ−２は送信データＢに関する信号を扱う信号処理部を表す。
まず、アンテナＡ１５で受信した受信信号は、無線部Ａ３９によりベースバンド信号にダウンコンバートされる。このベースバンド信号は、Ａ／Ｄ変換部Ａ１６によりディジタル信号に変換され、このディジタル信号は、ＣＰ除去部Ａ１７によりサイクリックプレフィックスを除去、即ち周期性が維持されている有効シンボルが抽出される。ここで、有効シンボルとは、この周期性の一周期分の区間のシンボルである。次に、このサイクリックプレフィックスを除去されたディジタル信号は、パイロット分離部Ａ１８によりデータ信号とパイロット信号とが分離され、移動局装置Ａ８０ａが送信した送信データＡを検出するために必要な受信パイロット信号を伝搬路推定部Ａ１９−１、移動局装置Ａ８０ｂが送信した送信データＢを検出するために必要な受信パイロット信号を伝搬路推定部Ａ１９−２に入力する。
一方、パイロット分離部Ａ１８が分離したデータ信号は、Ｓ／Ｐ変換部Ａ２３により並列信号に変換され、この並列信号は、ＤＦＴ部Ａ（時間周波数変換部）２４により時間周波数変換であるフーリエ変換処理を施されて、周波数軸の信号に変換される。その後、この周波数軸の信号は、スペクトル割当決定部Ａ２０から入力されるスペクトル割当情報に基づいて、各移動局装置Ａ８０ａ、Ａ８０ｂのスペクトルマッピング部Ａ６が信号を割り当てたサブキャリアをスペクトルデマッピング部Ａ２５により抽出され、抽出されたサブキャリアは、スペクトルマッピング部Ａ６によるマッピング前の元の配置に戻される。ここで、移動局装置Ａ８０ａのスペクトルマッピング部Ａ６において、ＤＦＴ部Ａ５の出力した周波数軸の信号をサブキャリアにマッピングするためのＮｕ×Ｎｄの０と１で構成される行列をＭ１とする。すなわち、行列Ｍ１にＤＦＴ部Ａ５の出力を表すＲ１’ベクトルを掛けると、周波数軸の信号がサブキャリアにマッピングされたＲ１ベクトルが得られる。この行列Ｍ１は式（６２−１）のように、列番号が元の並びのサブキャリアの番号、行番号がマッピング後のサブキャリアの番号で、並び替えに対応した要素のみが１となり、残りは０となるＮｕ×Ｎｄの行列である。
したがって、移動局装置Ａ８０ｂのスペクトルマッピング部Ａ６において周波数軸の信号をサブキャリアにマッピングするための行列をＭ２とすると、行列Ｍ２は、行列Ｍ１と同様に表される。スペクトルデマッピング部Ａ２５は、デマッピングされた移動局装置Ａ８０ａ、Ａ８０ｂ各々の受信信号を式（６３−１）、式（６３−２）のように得る。なお、行列Ｍ１、Ｍ２に関する情報は、後述するように、スペクトル割当決定部Ａ２０からスペクトルデマッピング部Ａ２５に転送される。
式（６３−１）、式（６３−２）において、ＲはＤＦＴ部Ａ２４から出力された移動局装置Ａ８０ａ、Ａ８０ｂの信号を全て含む複素数のＮｄ×１の受信信号ベクトルであり、右肩のＴは転置行列を表す。Ｒ１’、Ｒ２’はデマッピングされた各移動局装置Ａ８０ａ、Ａ８０ｂの信号を全て含む複素数の受信信号ベクトルを表している。
一方、伝搬路推定部Ａ１９−１、Ａ１９−２は、パイロット分離部Ａ１８が分離した各移動局装置Ａ８０ａ、Ａ８０ｂからのパイロット信号に基づき、各移動局装置Ａ８０ａ、Ａ８０ｂから基地局装置Ａ７０への伝搬路の周波数応答を推定し、移動局装置Ａ８０ａが送信する送信データＡ、移動局装置Ａ８０ｂが送信する送信データＢについて、それぞれ式（６４−１）、式（６４−２）のような対角行列を得る。
式（６４−１）、式（６４−２）においてＨｍ（ｋ）は、ｍ番目の移動局装置（１番目は移動局装置Ａ８０ａ、２番目は移動局装置Ａ８０ｂ）から基地局装置Ａ７０の伝搬路のｋ番目のサブキャリアの伝搬路の複素利得である。
次に、伝搬路推定部Ａ１９−１、Ａ１９−２から出力された伝搬路行列Ｈ１、Ｈ２は、スペクトル割当決定部Ａ２０に入力され、スペクトル割当決定部Ａ２０は、これらの伝搬路行列Ｈ１、Ｈ２に基づき、各移動局装置Ａ８０ａ、Ａ８０ｂがどのサブキャリアを使用するかを決定し、該決定結果であるスペクトル割当情報を表す行列Ｍ１、Ｍ２を出力して、送信部Ａ３８、スペクトルデマッピング部Ａ２５、伝搬路特性デマッピング部Ａ２１−１、２１−２、伝搬路特性選択部Ａ２２−１、２２−２、干渉スペクトル選択部Ａ３６−１、３６−２へ転送する。このスペクトル割当情報を表す行列Ｍ１、Ｍ２を受けると、送信部Ａ３８は、無線部Ａ３９、アンテナＡ１５を介して、スペクトル割当情報を移動局装置Ａ８０ａ、Ａ８０ｂに送信する。
このとき、例えば、移動局装置Ａ８０ａに対しては行列Ｍ１の情報のみというように、各移動局装置に対して必要な情報のみを送信するようにしてもよいし、全てのスペクトル割当情報を送信するようにしてもよい。次に、伝搬路特性デマッピング部Ａ２１−１、２１−２は、式（６５−１）、式（６５−２）のようにして、これらスペクトル割当情報の行列Ｍ１、Ｍ２を用いて、伝搬路行列Ｈ１、Ｈ２から希望信号の検出に必要な伝搬路の周波数応答を抽出し、前述したように、移動局装置Ａ８０ａ、Ａ８０ｂのスペクトルマッピング前の周波数軸の信号と同じサブキャリアの並びに並び替える。
式（６５−１）、式（６５−２）において、行列Ｈ１’は移動局装置Ａ８０ａにおけるスペクトルマッピング部Ａ６の並び替えに対応して並び替えられた移動局装置Ａ８０ａの希望信号の検出に必要な伝搬路の周波数応答、行列Ｈ２’は移動局装置Ａ８０ｂにおいて同様の処理を施した希望信号の検出に必要な伝搬路の周波数応答を表す。同時に、伝搬路特性選択部Ａ２２−１、２２−２は、移動局装置Ａ８０ａ、Ａ８０ｂについて推定された伝搬路行列Ｈ１、Ｈ２のうち、それぞれ移動局装置Ａ８０ｂ、８０ａからの受信信号にとって干渉となっているサブキャリア番号の伝搬路応答を抽出しキャンセルするために並び替えて行列Ｈ１ ｉｎｔ、Ｈ２ ｉｎｔを得る。このとき、抽出された干渉信号の周波数特性である行列Ｈ１ ｉｎｔ、Ｈ２ ｉｎｔは、式（６６−１）、式（６６−２）により得られる。
このようにして得られた希望信号の周波数特性の行列Ｈ１’、Ｈ２’と、干渉信号の周波数特性の行列Ｈ１ ｉｎｔ、Ｈ２ ｉｎｔを後述する信号キャンセル部Ａ２６−１、２６−２と信号等化部Ａ２７−１、２７−２に入力する。なお、伝搬路特性選択部Ａ２２−１、２２−２は伝搬路特性デマッピング部Ａ２１−１、２１−２の後にあってもよい。
次に、信号検出部Ａ６０は、信号キャンセル部Ａ２６−１、２６−２、信号等化部Ａ２７−１、２７−２、復調部Ａ２８−１、２８−２、デインターリーバ部Ａ２９−１、２９−２、復号部Ａ３０−１、３０−２、繰り返し数制御部Ａ３１−１、３１−２、インターリーバ部Ａ３２−１、３２−２、レプリカ生成部Ａ３３−１、３３−２、Ｓ／Ｐ変換部Ａ３４−１、３４−２、ＤＦＴ部Ａ３５−１、３５−２、干渉スペクトル選択部Ａ３６−１、３６−２、判定部Ａ３７−１、３７−２を具備する。なお、移動局装置Ａ８０ａ、Ａ８０ｂが、図２８のインターリーバ部Ａ２を備えていなければ、基地局装置Ａ７０において、デインターリーバ部Ａ２９、インターリーバ部Ａ３２は必要ないため、移動局装置Ａ８０ａ、Ａ８０ｂと合わせてインターリーバ部Ａ３２、デインターリーバ部Ａ２９はなくてもよい。
ここでは、移動局装置Ａ８０ａが送信した送信データＡを検出する処理を前提として信号検出部Ａ６０に関して説明するため、符号Ａｘ−１（ｘはブロック番号）が付された図２９中のブロックが処理の主となる。移動局装置Ａ８０ｂからの信号を検出する場合は同様に符号Ａｘ−２が付されたブロックが対象となるので、移動局装置Ａ８０ｂの送信データＢの検出に関してはここでは説明を省略する。
まず、スペクトルデマッピング２５の出力信号は、移動局装置Ａ８０ｂから送信される信号の一部のサブキャリアが干渉として重なったサブキャリアを含む信号であり、信号キャンセル部Ａ２６−１に入力される。信号キャンセル部Ａ２６−１は、希望信号の周波数軸の信号レプリカと、干渉信号のレプリカを受信信号からキャンセルし、残留信号成分を計算する。信号キャンセル部Ａ２６−１から出力される残留信号成分である残差をＱ１とすると、残差Ｑ１は式（６７）のように得られる。
式（６７）において、第１項はデマッピングされた受信信号、第２項は自信号の信頼性に基づいて生成された信号レプリカ、第３項は他信号の信頼性に基づいて生成された干渉信号のレプリカである。また、Ｓ１ｒｅｐは、Ｎｕ×１の周波数軸の複素数で表される希望信号の信号レプリカベクトルであり、Ｓ２ｒｅｐ ｉｎｔは、移動局装置Ａ８０ｂから送信された信号に対する信号検出部（レプリカ生成部Ａ３３−２）で生成され、干渉となるサブキャリアの信号だけ抽出されたＮｕ×１の周波数軸の複素数で表される信号レプリカベクトルである（信号レプリカについては後述する）。ここで、後述するように、信号キャンセル部Ａ２６−１〜干渉スペクトル選択部Ａ３６−１は、同一の受信信号に対して繰り返し処理するが、１回目の処理では信号レプリカが生成されていない（Ｓ１ｒｅｐ＝０、Ｓ２ｒｅｐ ｉｎｔ＝０）ため、信号キャンセル部Ａ２６−１は、式（６７）のキャンセル処理を行わず、残差Ｑ１に代えてデマッピングされた受信信号を出力する。
次に、式（６７）のように得られた残差Ｑ１は、信号等化部Ａ２７−１に入力される。信号等化部Ａ２７−１では、入力信号に対する等化演算が行われるが、この等化方法は一般的には最小二乗誤差（ＭＭＳＥ：Minimum Mean Square Error）規範に基づく等化法が用いられることが多く、以下ではＭＭＳＥ等化の例を示すが、この他に、伝搬路の逆行列を乗積するＺＦ（Zero-Forcing）法、ＱＲＤ（QR Decomposition）法、ＳＱＲＤ（SortedQRD）法などを用いてもよい。信号等化部Ａ２７−１では、この残差Ｑ１と、希望信号の伝搬路の周波数応答Ｈ１、及び希望信号を再構成する目的で後述するレプリカ生成部Ａ３３−１で生成された信号レプリカＳ１ｒｅｐを用いて信号の等化が行わる。具体的には、信号等化部Ａ２７−１は、最適な重みを残差Ｑ１や周波数応答Ｈ１、信号レプリカＳ１ｒｅｐから算出し、その最適重みを乗積した最終的な等化後の時間軸の信号ｚ１を出力している。この出力ｚ１は以下の式（６８）で表される。すなわち、信号等化部Ａ２７−１は、希望信号の等化と周波数軸から時間軸信号への変換とを式（６８）にて、同時に行っている。
ただし、γ、δは、Ｈ１や受信信号電力、雑音の分散等を用いた演算によって表れる実数、Ψも同様にＨ１や雑音の分散等を用いた演算によって表れるＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭシンボル長のサイズを有する複素正方行列、ｓ１ｒｅｐは時間領域のレプリカ、Ｓ１ｒｅｐは周波数領域のレプリカである。また、式（６８）において、信号キャンセル部Ａ２６−１〜干渉スペクトル選択部Ａ３６−１の繰返し処理中の１回目の処理の場合はレプリカが入力されないので、Ｑ１＝Ｒ１’、Ｓ１ｒｅｐ＝０とした演算が行われる。これは、キャンセルを行わない従来のＭＭＳＥ等化と等しいものである。
ここで、信号キャンセル部Ａ２６−１にて、干渉信号だけでなく希望信号のレプリカも用いて全てキャンセルする理由は、信号等化部Ａ２７−１は逆行列演算を伴うため、希望信号だけ残してキャンセル、等化を繰り返すと、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭシンボル内に含まれるシンボル数回も逆行列演算をする必要があるのに対し、全てキャンセルした残差を入力とすることで、残差は信号等化部Ａ２７−１内で共通に扱え、信号等化部Ａ２７−１内で逆行列演算を１回すれば全ての重みを計算できることから、残差Ｑ１と希望信号のレプリカＳ１ｒｅｐを別に入力し、再構成する形にすることで逆行列演算に伴う演算量を削減している。
等化された信号ｚ１は、復調部Ａ２８−１により復調されて、信号ｚ１からビット単位に分割された符号ビットの信頼性を表す実数である対数尤度比ＬＬＲ（Log-Likelihood Ratio）が得られる。その後得られた符号ビットの対数尤度比ＬＬＲは、移動局装置Ａ８０ａ（図２８）のインターリーバ部Ａ６で並び替えられているため、デインターリーバ部Ａ２９−１により元の並びに並び替えられる。並び替えられた対数尤度比ＬＬＲは、復号部Ａ３０−１により、誤り訂正が行われ、信頼性の高まった符号ビットの対数尤度比ＬＬＲおよび符号ビットを誤り訂正して得られる復号データＡが出力される。
次に、復号部Ａ３０−１から出力された符号ビットの対数尤度比ＬＬＲおよび復号データＡは、繰り返し数制御部Ａ３１−１に入力され、繰返し回数をカウントしている繰り返し数制御部Ａ（繰り返し制御部）３１−１は、繰返し回数が規定回数に達しているか否かに基づき繰り返すかどうかが制御され、繰り返さない場合には、復号データＡを判定部Ａ３７−１に出力し、繰り返す場合には、符号ビットの対数尤度比ＬＬＲをインターリーバ部Ａ３２−１に出力する。符号ビットの対数尤度比ＬＬＲは、インターリーバ部Ａ３２−１により移動局装置Ａ８０ａのインターリーバ部Ａ２による並び替えと同様に並び替えられ、レプリカ生成部Ａ３３−１に入力される。
レプリカ生成部Ａ３３−１では、符号ビットの対数尤度比ＬＬＲに応じてその信頼性に比例した信号レプリカＳ１ｒｅｐを生成する。例えば、変調方式がＱＰＳＫ（Quaternary Phase Shift Keying）の場合、ｋ番目のインデックスにおけるＱＰＳＫシンボルを構成するビットの対数尤度比ＬＬＲをそれぞれ実数λ１（ｋ）、λ２（ｋ）とすると、信号レプリカｓ１ｒｅｐ（ｋ）は、式（６９）で表される。
レプリカ生成部Ａ３３−１により式（６９）を用いて生成された信号ｓ１ｒｅｐ（ｋ）レプリカは、等化の際に希望信号成分だけを式（６８）により再構成するために信号等化部Ａ２７−１に入力されると同時に、信号キャンセル部Ａ２６−１でキャンセルするためにＳ／Ｐ変換部Ａ３４−１で並列化され、ＤＦＴ部Ａ３５−１により周波数軸の信号に変換される。この周波数軸の信号に変換されたレプリカを表す信号ベクトルが、式（６７）のＳ１ｒｅｐである。次に、移動局装置Ａ８０ａの送信信号は、移動局装置Ａ８０ｂの送信信号と重なっているサブキャリアにおいては、移動局装置Ａ８０ｂの送信信号に対して干渉になっていることから、干渉スペクトル選択部Ａ３６−１により干渉になっているサブキャリアを選択する。
例えば、３２本のサブキャリアのうち３番目と１９番目が移動局装置Ａ８０ｂの送信信号にとって干渉になっているときには、３２本のサブキャリアのうち３番目と１９番目のサブキャリアだけを抽出し、残りを全て０にして周波数軸の干渉レプリカを生成する。これが式（６７）に関連した干渉レプリカＳ１ｒｅｐ ｉｎｔである。ただし、式（６７）は、移動局装置Ａ８０ａからの信号の復調であるので、移動局装置Ａ８０ｂからの信号が干渉として扱われるため、添え字に２ｒｅｐを付している干渉レプリカＳ２ｒｅｐ ｉｎｔとしている。すなわち、式（６７）に示されている２ｒｅｐの場合は移動局装置Ａ８０ｂからの信号が移動局装置Ａ８０ａから送信されたデータの信号にとって干渉になっていることを表している。
その後、再び信号キャンセル部Ａ２６−１、２６−２に入力し、信号キャンセル部Ａ２６−１〜干渉スペクトル選択部Ａ３６−１による移動局装置Ａ８０ａの信号検出と、信号キャンセル部Ａ２６−２〜干渉スペクトル選択部Ａ３６−２による移動局装置Ａ８０ｂの信号検出とを並行して繰返し行う。これらの繰返し処理を、それぞれ繰り返し制御部Ａ３１−１、３１−２で制御される所定の回数だけ繰り返し、判定部Ａ３７−１は、移動局装置Ａ８０ａの送信データＡに対応する復号データＡを得て、判定部Ａ３７−２は、移動局装置Ａ８０ｂの送信データＢに対応する復号データＢを得る。
なお、本実施形態では、移動局装置Ａ８０ａの信号と移動局装置Ａ８０ｂの信号とを並行して信号処理を行う場合を示したが、信号処理の対象を交互に切り替えながらシリアルに検出することで信号キャンセル部Ａ２６−１、２６−２以降のブロックを共通化するようにしてもよい。
このように、本実施形態は、ＳＣ−ＡＳＡにおいて複数の送信装置（移動局装置）から同じ受信装置（基地局装置）にデータを送信した複数の信号の少なくとも一部のサブキャリアが重複して互いに干渉になっていても、受信装置にて各信号を検出して信号の信頼性に応じて送信信号のレプリカを生成した上で、他方にとって干渉となっているサブキャリアを互いに受け渡すことで、互いの信号を検出するために問題となる干渉信号を既知と扱うことができ、その結果干渉を完全に除去でき、信号を分離検出できる。従って、複数の送信装置の間で、受信品質が高く伝送効率の高いサブキャリアが重複していても、各送信装置に伝送効率の良いサブキャリアを割り当てることができる。
さらに、送信信号のレプリカを、送信装置にて周波数軸の信号をサブキャリアにマッピングする前の信号にして、信号キャンセルおよび等化を行うことで、送信装置の伝送帯域全てのサブキャリア数より少ないサブキャリア数についてのみ演算すればよいので、信号キャンセルおよび等化における演算量を抑制することができる。
さらに、干渉スペクトル選択部Ａ３６−１、３６−２において必要最小限の干渉となっているサブキャリアのみを抽出すれば既知の干渉信号を生成する際の演算量を低減することができる。
［第８の実施形態］
第８の実施形態は、基地局装置Ａ７１と移動局装置Ａ８０ａ、Ａ８０ｂとからなる無線通信システムであり、基地局装置Ａ７１において、時間領域で干渉信号のキャンセルを繰り返して複数の希望信号をシリアルに検出する。図３０は、本実施形態における基地局装置Ａ７１の構成示す概略ブロック図である。なお、本実施形態における移動局装置Ａ８０ａ、Ａ８０ｂは、第７の実施形態における移動局装置Ａ８０ａ、Ａ８０ｂと同じ構成であるため、図と説明は省略する。
図３０に示すように、基地局装置Ａ７１は受信アンテナＡ１００、Ａ／Ｄ変換部Ａ１０１、ＣＰ除去部Ａ１０２、パイロット分離部Ａ１０３、伝搬路推定部Ａ１０４−１、Ａ１０４−２、伝搬路特性デマッピング・選択部Ａ１０５−１、Ａ１０５−２、ユーザ切り替え部Ａ１０６、干渉信号キャンセル部Ａ１０７、第１のＳ／Ｐ変換部Ａ１０８、ＤＦＴ部Ａ１０９、スペクトルデマッピング部Ａ１１０、希望信号キャンセル部Ａ１１１、信号等化部Ａ１１２、復調部Ａ１１３、デインターリーバ部Ａ１１４、復号部Ａ１１５、繰り返し数制御部Ａ１１６、インターリーバ部Ａ１１７、レプリカ生成部Ａ１１８、第２のＳ／Ｐ変換部Ａ１１９、第２のＤＦＴ部Ａ１２０、干渉スペクトル選択部Ａ１２１、スペクトルマッピング部Ａ１２２、ＩＤＦＴ部Ａ１２３、Ｐ／Ｓ変換部Ａ１２４、判定部Ａ１２５、無線部Ａ１２６、スペクトル割当決定部Ａ１２７、送信部Ａ１２８を具備する。ただし、伝搬路特性デマッピング・選択部Ａ１０５は、第７の実施形態の図２８のものと同じものを使用する
図３０は、第７の実施形態の図２９と同じ名前のブロックの処理は基本的に同じであるから、説明は省略する。ここでは、図２９のように周波数領域で他ユーザからの干渉信号をキャンセリングする基地局装置Ａ７０との違いについて説明する。繰り返し処理の考え方は基本的には同じであるが、干渉信号キャンセル部Ａ１０７は、時間領域でのキャンセリング行なう。このため、干渉スペクトル選択部Ａ１２１で選択されたスペクトルをスペクトルマッピング部Ａ１２２が再度マッピングし、ＩＤＦＴ部Ａ１２３が時間波形のレプリカを生成し、干渉信号を除去する干渉信号キャンセル部Ａ１０７はＤＦＴ部Ａ１０９の前に配置されている。また、交互にキャンセルしながら信号を抽出するために、ユーザ切り替え制御部Ａ１０６が配置され、干渉信号キャンセル部Ａ１０７に、希望信号がどのユーザのものかを示すユーザ切り替え情報が入力され、検出しようとしている希望信号以外の干渉レプリカとその伝搬路特性を用いて、キャンセリングを行う。また、ＤＦＴ部Ａ１２０が出力した希望信号のレプリカでキャンセリングを行う希望信号キャンセル部Ａ１１１と、希望信号を等化する信号等化部Ａ１１２と、復号データがどのユーザのものかを判断する判定部Ａ１２５にも、ユーザ切り替え制御部Ａ１０６からユーザ切り替え情報が入力される。
本形態においては、周波数領域のもの（第７の実施形態）と同程度の効果が得られるだけでなく、Ｓ／Ｐ変換部Ａ１０８以降の番号のブロックが２系統あれば並列に処理することもできるため、本発明によると時間または周波数のキャンセリングと１系統でシリアルに繰り返して検出するか複数系統装備させて並列に検出するかを自由に組み合わせることができる。
［第９の実施形態］
第９の実施形態では、繰り返さずにキャンセリングを用いて検出する方法について述べる。本実施形態における無線通信システムは、受信装置である基地局装置Ａ７２と、送信装置である２つの移動局装置Ａ８２ａ、Ａ８２ｂとを具備する。図３１は、本実施形態における移動局装置Ａ８２ａ、Ａ８２ｂの構成を示す概略ブロック図である。本実施形態では、基地局装置Ａ７２は、先に検出する信号に対して干渉のキャンセリングを施さないので、２つの移動局装置Ａ８２ａ、Ａ８２ｂのうち、基地局装置Ａ７２にて先に検出する信号を送信する移動局装置Ａ８２ａは、干渉や雑音に耐性の強い符号化率を適用する。
図３１の移動局装置Ａ８２ａは、符号部Ａ２００ａ、インターリーバ部Ａ２０１、変調部Ａ２０２、Ｓ／Ｐ変換部Ａ２０３、ＤＦＴ部Ａ２０４、スペクトルマッピング部Ａ２０６、ＩＤＦＴ部Ａ２０７、Ｐ／Ｓ部Ａ２０８、パイロット生成部Ａ２０９、パイロット多重部Ａ２１０、ＣＰ挿入部Ａ２１１、Ｄ／Ａ変換部Ａ２１２、無線部Ａ２１３、アンテナＡ２１４、受信部Ａ２１５を具備する。同図において符号Ａ２００ａ、Ａ２０１、Ａ２０２、Ａ２０３、Ａ２０４、Ａ２０６、Ａ２０７、Ａ２０８、Ａ２０９、Ａ２１０、Ａ２１１、Ａ２１２、Ａ２１３、Ａ２１４、Ａ２１５の各部は、図２８の符号Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４、Ａ５、Ａ６、Ａ７、Ａ８、Ａ９、Ａ１０、Ａ１１、Ａ１２、Ａ１３、Ａ１４、Ａ４２の各部に対応しているので、その説明を省略する。
図３１に示すように移動局装置Ａ８２ａ、Ａ８２ｂの符号部Ａ２００ａ、２００ｂにおいて、２装置の間で異なる符号化率を用いている。移動局装置Ａ８２ａの符号部Ａ２００ａによる送信データＣの符号化率をｒ１、移動局装置Ａ８２ｂの符号部Ａ２００ｂによる送信データＤの符号化率をｒ２とすると、ｒ１＜ｒ２とする。これにより、送信データＣは通信路符号化の符号化率が低いので、雑音や干渉に対する耐性が強く、基地局装置Ａ７２は、送信データＤの信号を干渉にしたまま先に送信データＣを復号すれば送信データＤを検出する際に送信データＣの復号結果から、干渉レプリカを生成し、それを受信信号からキャンセルすることで送信データＤを検出できる。
図３２に、本実施形態における基地局装置Ａ７２の構成を示す概略ブロック図である。基地局装置Ａ７２は、アンテナＡ２４０、無線部Ａ２４１、Ａ／Ｄ変換部Ａ２１６、ＣＰ除去部Ａ２１７、パイロット分離部Ａ２１８、伝搬路推定部Ａ２１９−１、Ａ２１９−２、スペクトル割当決定部Ａ２２０、伝搬路特性デマッピング部Ａ２２１−１、Ａ２２１−２、伝搬路特性選択部Ａ２２２−１、第１のＳ／Ｐ変換部Ａ２２３、第１のＤＦＴ部Ａ２２４、スペクトルデマッピング部Ａ２２５、第１の信号等化部Ａ２２６、第１の復調部Ａ２２７、第１のデインターリーバ部Ａ２２８、第１の復号部Ａ２２９、インターリーバ部Ａ２３０、レプリカ生成部Ａ２３１、第２のＳ／Ｐ変換部Ａ２３２、第２のＤＦＴ部Ａ２３３、干渉スペクトル選択部Ａ２３４、干渉信号キャンセル部Ａ２３５、第２の信号等化部Ａ２３６、第２の復調部Ａ２３７、第２のデインターリーバ部Ａ２３８、第２の復号部Ａ２３９、送信部Ａ２４２を具備する。ここでは各送信データを検出するために必要な回路（Ａ２２６〜Ａ２２９とＡ２３６〜Ａ２３９）が別々にあるが、１つにして切り替えてシリアルに検出することで回路を共通化してもよい。
図３２において、アンテナＡ２４０からスペクトルデマッピング部Ａ２２５までは第７の実施形態および第８の実施形態と同じであるため、説明は省略する。なお、ここでは送信データＣの符号化率が低いものとし、この場合送信データＣの受信信号の方が干渉や雑音に対して耐性が強いことから送信データＣを先に復号して、送信データＤの検出の際に送信データＣの信号を干渉としてキャンセルする。このため、送信データＣの伝搬路特性のうち、送信データＤの干渉となっている成分の部分を抽出する伝搬路特性選択部Ａ２２２−１のみが存在し、送信データＣの干渉となっている成分の部分を抽出する伝搬路特性の選択部は存在しない。これは、送信データＤの信号は送信データＣの検出の際に未知の干渉になっており、キャンセルを必要としないためである。なお、送信データＤの干渉となっている成分の部分を抽出する伝搬路特性選択部が送信データＤを検出するための伝搬路推定部Ａ２１９−２の後にあってもよい。
次に、信号検出について説明する。スペクトルデマッピング部Ａ２２５から出力された各送信データの周波数軸の受信信号に対して、まず送信データＣから検出を行うために、送信データＣが含まれるサブキャリアの受信信号を第１の信号等化部Ａ２２６に入力し、第７の実施形態および第８の実施形態と同様に第１の復号部Ａ２２９まで処理し、各ビットの判定値もしくは対数尤度比ＬＬＲを出力する。このとき、送信データＣの受信信号の一部のサブキャリアは送信データＤからの信号が干渉となっているが、ここでは未知干渉として扱い、送信データＣを検出する。
復号部Ａ２２９から出力された各ビットの判定値はそのまま復号データＣとして処理されると同時に送信データＤの検出のための干渉レプリカを生成するために、インターリーブ部Ａ２３０によりインターリーブされた後、レプリカ生成部Ａ２３１に入力され、Ｓ／Ｐ変換部Ａ２３２、第２のＤＦＴ部Ａ２３３を介して周波数軸上の信号レプリカが生成される。この周波数軸上の信号レプリカは、Ｓ／Ｐ変換部Ａ２３２により並列化された後、ＤＦＴ部Ａ２３３により離散フーリエ変換されて周波数軸上の信号レプリカに変換される。
干渉スペクトル選択部Ａ２３４は、この周波数軸上の信号レプリカに伝搬路特性選択部Ａ２２２−１から入力される干渉となっているサブキャリア番号の伝搬路の複素利得を乗算して干渉レプリカを生成する。干渉信号キャンセル部Ａ２３５は、スペクトルデマッピング部Ａ２２５から入力される送信データＤを含むサブキャリアの受信信号から、この生成された干渉レプリカを取り除くことで、干渉成分のみをキャンセルする。干渉がキャンセルされた受信信号は、第２の信号等化部Ａ２３６により等化され、第２復調部Ａ２３７により各符号ビットに変換する。その後、第２のデインターリーバ部Ａ２３８で符号ビットの並びを元に戻し、第２の復号部Ａ２３９で誤り訂正復号し、復号データＤを得る。
このように、本実施形態では、片方の信号を送信側である移動局装置Ａ８２ａ、Ａ８２ｂであらかじめ復号しやすくしておき、基地局装置Ａ７２は、先に復号しやすいほうから信号を検出し、それを他方の検出の際の既知干渉とすることで、両方の信号を検出することができる。また、干渉レプリカを生成する際にも全てのサブキャリアを利用するだけでなく干渉を与えているサブキャリアのみを干渉スペクトル選択部Ａ２３４で抽出することで演算量の削減もできる。
また、受信側で復号しやすくする処理としては、符号化率だけでなく変調方式や、送信電力などを送信側で制御してもよい。また、この符号化率、変調方式、送信電力などを、スペクトル割当と同様に基地局装置Ａ７２にて決定し、各移動局装置Ａ８２ａ、Ａ８２ｂに送信してもよい。本実施形態では２つの移動局装置Ａ８２ａ、Ａ８２ｂが異なる場合の例を示したが、１つの移動局装置が複数の送信アンテナを装備し、同じ処理を行ってもよい。
［第１０の実施形態］
第７から第９の実施形態では、離散フーリエ変換ＤＦＴを用いて信号を周波数領域に拡散し、逆離散フーリエ変換ＩＤＦＴにより再度時間領域の信号に変換して送信する送信装置及び、それに対応する受信装置について示した。第１０の実施形態では、離散フーリエ変換ＤＦＴではなく、送信信号に拡散符号を乗じることにより周波数拡散を行うシステムについて説明する。なお、拡散符号として位相回転で表される直交符号を用いる場合には、離散フーリエ変換ＤＦＴを用いて拡散を行う場合と同じ信号が生成されることとなり、ＰＡＰＲ特性も低く抑え、送信する信号のピーク電力が低く抑えられる。ピーク電力が高いと、送信電力を得るために送信する信号を増幅する際に増幅器の性能限界を超えてしまい、波形が歪んでしまうが、このようにピーク電力が低く抑えられるので、増幅する際の波形の歪みを抑えることができる。本実施の形態では、位相回転直交拡散符号を用いて周波数拡散を行う場合の例を示す。
図３３は、本実施の形態における送信装置である移動局装置Ａ８３の構成を示す概略ブロック図である。図３３に示す移動局装置Ａ８３は、第７の実施形態の図２８に示す移動局装置Ａ８０のＤＦＴ部Ａ５が拡散・多重部Ａ３００に代わっただけで、その他（Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４、Ａ６、Ａ７、Ａ８、Ａ９、Ａ１０、Ａ１１、Ａ１２、Ａ１３、Ａ１４、Ａ４２）は、図２８に示した移動局装置Ａ８０ａと同じ構成である。この拡散・多重部Ａ３００は、図３４に示すような拡散及び多重処理を行う。但し、ここでは、拡散符号の符号長は６４で、それぞれ直交する６４つの位相回転直交拡散符号を用いるものとし、それにより１ユーザ（移動局装置Ａ８３）が使用するサブキャリア数も６４となる。
図３４のＣ１からＣ６４はそれぞれ拡散符号を表しており、拡散符号の各要素（チップ）は図示するように、ｅｊθ×０、ｅｊθ×１、ｅｊθ×２といった、位相回転を与える値である。ここで、ｅは、自然対数の底であるネイピア数を表し、ｊは、虚数単位を表す。また、変調信号Ｄ１、Ｄ２、・・・Ｄ６４は、Ｓ／Ｐ変換部Ａ４の出力であり、変調部Ａ３により変調され、パラレルに変換された信号を表している。拡散・多重部Ａ３００では、まず、変調信号Ｄ１、Ｄ２、・・・Ｄ６４に、拡散符号Ｃ１、Ｃ２、・・・Ｃ６４をそれぞれ乗算する。このとき、変調信号Ｄ１〜Ｄ６４は符号長分（ここでは６４）だけコピーされ、拡散符号のそれぞれのチップとの乗算が行われる。そして、これらの乗算の結果をチップ毎に加算して、符号の多重を行った信号が拡散・多重部Ａ３００の出力となる。
このように離散フーリエ変換ＤＦＴの代わりに位相回転直交拡散符号を用いた場合にも、離散フーリエ変換ＤＦＴと同様の信号を生成することができ、本発明による他ユーザと一部重複したスペクトル配置の伝送を行うことができる。したがって、このように移動局装置Ａ８３に拡散・多重部Ａ３００を備えた場合にも、受信装置は図２９に示す構成の基地局装置Ａ７０でよい。また、図２９でレプリカを生成するためのＤＦＴ部Ａ３５−１、３５−２を、先に示した拡散・多重部Ａ３００に変更する構成としてもよい。
以上のように、本実施の形態では、周波数拡散に、位相回転で表される直交符号を用いる場合の例を示したが、これに限らず、その他の直交符号を用いて周波数拡散を行ってもよい。
［第１１の実施形態］
図２７において、干渉となっていないサブキャリアから各ビットの信頼性を抽出すると説明した。したがって、周波数拡散した信号を割り当てるサブキャリアのうち、何本まで同じ番号のサブキャリアを複数の送信装置が選択してもよいか、即ち、ユーザ（移動局装置）間で重複して使用することができるサブキャリアの割合を決定することができる。この決定は、第７の実施形態であれば基地局装置Ａ７０のスペクトル割当決定部Ａ２０が、第８の実施形態であれば基地局装置Ａ７１のスペクトル割当決定部Ａ１２７が、第９の実施形態であれば基地局装置Ａ７２のスペクトル割当決定部Ａ２２０が、所望信号と（未知の）干渉信号及び雑音電力の比である受信ＳＮＲ（未知の干渉電力はＮに含まれるものとする）を用いて行う。但し、未知の干渉電力とは、隣接セルや同一周波数帯を用いる他のシステムから到来する干渉のような、キャンセル不可能な干渉の電力のことを指している。
本実施の形態における受信ＳＮＲを用いた重複サブキャリアの割合決定法では、具体的には、受信ＳＮＲに関する閾値を予め幾つか設定し、さらに、それらの閾値と重複を許すサブキャリア数を関連付けておく。但し、より高い閾値には、重複を許すサブキャリア数をより多く設定する。そして、各ユーザの受信ＳＮＲ（帯域または幾つかのサブキャリアの平均値）をそれぞれ測定し、測定された結果が予め設定された幾つかの閾値のどの範囲に入るかを判断することにより、重複サブキャリア数の算出を行う。このとき、複数ユーザの受信ＳＮＲに大きな差がある場合には、最も低い受信ＳＮＲを閾値と比較して、重複サブキャリアの割合を決定してもよい。このように、複数のユーザの受信ＳＮＲの中で最も低い受信ＳＮＲを基準とすることにより、重複サブキャリアを多くしすぎることなく、受信装置において各ユーザからの信号を正しく復調することができる。
また、これとは別に、第７の実施形態における信号等化部Ａ２７−１、２７−２の相互情報量の入出力関係と復号部Ａ３０−１、３０−２の相互情報量の入出力関係を用いて重複サブキャリアの割合を決定することができる。第８の実施形態においても、同様に信号等化部Ａ１１２と復号部Ａ１１５を用いて割合を決定することができる。以下に、この相互情報量の入出力関係を用いた重複サブキャリアの割合決定方法として、ターボ原理のような繰り返しの内部を解析するための外部情報交換チャート（ＥＸＩＴチャート：EXtrinsicInformation Transfer チャート）を用いて決定する手法について述べる。
図３５に、ＥＸＩＴチャートの例を示す。同図において、横軸は信号等化部入力相互情報量、縦軸は信号等化部出力相互情報量を表す。また、繰り返し処理においては、信号等化部で出力された相互情報量が復号部に入力されるので、縦軸が復号部入力相互情報量に一致する。さらに、復号部の出力は信号等化部の入力相互情報量になるので、横軸は復号部の相互情報量に一致する。ここで、相互情報量は、ある信号Ｘを送り、受信信号Ｙを得たときに、受信信号Ｙから信号Ｘに関して得ることができる最大の情報量である。但し、ＥＸＩＴチャートによる解析では、対数尤度比Ｙを得たときに、Ｙから得られるＸに関する情報量の最大値であるため、その最大値は１に拘束されている。
図３５において、曲線Ｌ３０１が縦軸を入力、横軸を出力とする復号部における相互情報量の入出力関係であり、符号化率が高くなると復号するために多くの電力が必要になるので、その曲線は図の上の方に平行移動する。一方、曲線Ｌ３０２は横軸を入力、縦軸を出力とする信号等化部における相互情報量の入出力関係を表す。符号化率により復号部特性（曲線Ｌ３０１）は一意に決まるが、信号等化部特性（曲線Ｌ３０２）は伝搬路変動によって上下するので、通常１％値のような統計的なものを利用する。
次に図３５の見方について説明する。第７の実施形態における基地局装置Ａ７０の信号キャンセル部Ａ２６−１〜干渉スペクトル選択部Ａ３６−１までの一連の繰返し処理を例にして説明する。まず、１回目の処理では、信号等化部Ａ２７−１への入力の相互情報量は０であることから、その出力としてＡ点の相互情報量が得られる（この位置を始点と称する）。
次に、信号等化部Ａ２７−１の出力相互情報量が復号部Ａ３０−１への入力相互情報量となるため、点線のように移動し、復号部Ａ３０−１の出力相互情報量はＢ点にくる。同様の処理を繰り返すことで相互情報量がＣ点、Ｄ点、Ｅ点、Ｆ点（Ｆ点を終点と称する）と移動し、繰り返しによる内部の様子が図示される。横軸の値が１となった終点は、他の干渉成分が全て除去できたことを意味し、その値は、希望信号のみの受信電力と雑音電力との比となる。
即ち、送信時に他の信号が多重されていても、干渉レプリカによりキャンセルされて、分離が完全にできる状況なので他の信号は一切関係ないということになる。この動きを表す点線をＥＸＩＴ軌跡といい、この場合は繰り返し処理により送信データを検出できるかを判定できる。また、図３５のように復号部の曲線と信号等化部の線が図のように交差することなく、信号等化部の線の下に復号部の線があると、ＥＸＩＴ軌跡は、横軸の値が１の終点に辿り着くので望ましい状態である。
図３６に、複数のユーザで使用するサブキャリアの本数を変化させた場合のＥＸＩＴチャートを示す。同図の曲線Ｌ３０３がサブキャリアを重ねない場合の信号等化部特性、曲線Ｌ３０４がサブキャリアをＫ本重ねた場合の信号等化部特性、曲線Ｌ３０５がサブキャリアをＬ本重ねた場合の信号等化部特性、曲線Ｌ３０６が復号部特性を示している。ここで、Ｌ＞Ｋである。また、図３６において、信号等化部に入力される相互情報量の大きいほうが最終的に得られる相互情報量は多くなる。これは、第１２の実施形態で後述するが、所定の本数（この場合はＫ本、Ｌ本重ねることを許容して伝搬路利得のいいものを選択できるため、各送信端末が、より受信状況が良好なサブキャリアを用いて伝送可能、即ち、最終的に得られる希望信号の受信電力が大きくなるためである。一方、入力相互情報量の小さいほうは得られる相互情報量は少ない。これは重ねた場合は重ねた分だけ最初の段階では干渉をキャンセルできず、未知の干渉として処理するしかないためである。また、これは図３５の説明における第７の実施形態における１回目の処理に相当する。
図３６の例では、Ｋ本までは復号部の曲線Ｌ３０６より上にあるので、繰り返しによって分離することができる。一方、Ｌ本重ねてしまうとその曲線Ｌ３０３は、復号部の曲線Ｌ３０６とクロスし、ＥＸＩＴ軌跡を書いてもそこで止まってしまい、特性は改善されない。即ち、信頼性を抽出して除去できないぐらい干渉が強いということになる。したがって、この場合はＫ本まで重ねても良いという閾値を設定することができる。
一方で、Ｌ本重ねたい場合は、復号部の曲線Ｌ３０６を図の下に下げる。これを実現するには符号化率を低くして、繰り返しの最初の方の干渉に対する耐性を高めればよい。
このように、符号化率を固定にした場合は、重ねるサブキャリアの本数を変えて等化部のＥＸＩＴを描き、何本まで重ねてもよいかを設計できる。一方、重ねたいサブキャリア数が規定されている場合には、復号部の符号化率を低くすることで復号器の線が下にさがるので、符号化率を変更するか、符号方法（ターボ符号や畳み込み符号など）を変更してもよい。これにより、システム設計の最適化の際に柔軟性を高めることもできる。
また、第９の実施形態のように繰り返し処理を行わない場合には図３５のＢ点で処理が止まるので、Ｂ点の横軸（復号部出力相互情報量）の値が１に近いような値となるよう設計すれば、先に検出する信号の精度が高くなるので、後に検出する信号の検出が行いやすくなる。
［第１２の実施形態］
本発明による、使用するサブキャリアがユーザ間で一部重複した通信方法を用いる場合のスケジューリング（サブキャリア割当の決定）方法、すなわち第７の実施形態であれば基地局装置Ａ７０のスペクトル割当決定部Ａ２０が、第８の実施形態であれば基地局装置Ａ７１のスペクトル割当決定部Ａ１２７が、第９の実施形態であれば基地局装置Ａ７２のスペクトル割当決定部Ａ２２０が行うスケジューリングの動作を説明するフローチャートを図３７に示す。但し、本実施の形態では、全てのユーザに割り当てるサブキャリア数が等しい場合の例を示している。
図３７に示すように、本実施の形態におけるスケジューリング方法では、まず、各サブキャリアにおける受信ＳＮＲまたは受信ＳＩＮＲをユーザ毎に測定する（Ｓａ１）。ここで、本実施の形態ではアップリンクのスケジューリング方法を対象としているため、ステップＳ１に示す測定は基地局装置において行われる。次にステップＳａ２において、全サブキャリアを全てのユーザ（移動局装置）に対する選択可能サブキャリアとして設定する。また、全てのサブキャリアｋ（ｋはサブキャリア番号）についてｚ（ｋ）＝０に設定する。
このｚ（ｋ）は、各サブキャリアに重複されているスペクトル（信号）の数を表す関数である。さらにステップＳａ３において、全ユーザｘ（ｘはユーザ番号）についてｙ（ｘ）＝０ に設定する。このｙ（ｘ）は、ユーザｘが他のユーザと重複して用いるサブキャリア数を表す関数である。本実施の形態では、このｙ（ｘ）が所定のサブキャリア数（例えば、第１１の実施形態を用いて設定した数で、Ａと表す）以下となるようスケジューリングが行われる。
本実施の形態では、各ユーザが１サブキャリアずつ順番に選択する手順となっており、以降の処理はユーザ番号「ｘ」に対するサブキャリアの選択が行われる。但し、ステップＳａ４に示すように、最初の処理ではｘ＝１に設定され、ユーザ番号「１」のユーザに対するサブキャリアの選択が行われる。続いて、ステップＳａ５に示すように、ユーザ番号「ｘ」に対する選択可能サブキャリアの中から受信ＳＮＲまたは受信ＳＩＮＲが最も高いサブキャリアを候補サブキャリアに設定する。ここで、例えば候補サブキャリアとして設定されたサブキャリアの番号をｋとすると、ステップＳａ６において、候補サブキャリアｋにおける関数ｚ（ｋ）の値が０か否かの判断が行われる。
ｚ（ｋ）＝０、つまり候補サブキャリアｋは、どのユーザにも選択されていない場合には、ステップＳａ７に移り、候補サブキャリアｋをユーザ番号「ｘ」のユーザに割り当て、ｚ（ｋ）に１を加算する。また、ｚ（ｋ）≠０、つまり候補サブキャリアｋは、既に他のユーザに選択されている場合には、ステップＳａ１１に移り、ｙ（ｘ）が所定のサブキャリア数Ａ未満か否かの判断が行われる。このステップＳａ１１の判断の結果、ｙ（ｘ）≧Ａであれば、ユーザ番号「ｘ」のユーザは、これ以上他のユーザとサブキャリアを重複して用いることができないため、ステップＳａ１２へ移り、候補サブキャリアｋをユーザ番号「ｘ」のユーザの選択可能サブキャリアから削除する。そして、ステップＳａ５へ戻り、ステップＳａ１２にて削除された候補サブキャリア以外の選択可能サブキャリアの中から受信ＳＮＲまたは受信ＳＩＮＲが最も高いサブキャリアを候補サブキャリアに設定し、再度割り当てを試みる。
一方、ステップＳａ１１の判断の結果、ｙ（ｘ）＜Ａであれば、ユーザ番号「ｘ」のユーザはまだ他のユーザとサブキャリアを重複して用いることができることになる。そこで、ステップＳａ１３へ移り、候補サブキャリアｋに既に割り当てられている（候補サブキャリアｋを既に選択している）ユーザ数が１か否かの判断を行い、候補サブキャリアｋに既に割り当てられているユーザ数が１でない（２以上である）場合には、ステップＳａ１６においてｙ（ｘ）に１を加算した後、ステップＳａ７において候補サブキャリアｋをユーザ番号「ｘ」のユーザに割り当て、ｚ（ｋ）に１を加算する。
ステップＳａ１３において、候補サブキャリアｋに既に割り当てられているユーザ数が１であると判断された場合には、ステップＳａ１４に移り、候補サブキャリアｋに既に割り当てられているユーザｘ’についてｙ（ｘ’）が所定のサブキャリア数Ａ未満か否かの判断を行う。この結果、ｙ（ｘ’）≧Ａであれば、ユーザ番号「ｘ’」のユーザは、これ以上他のユーザとサブキャリアを重複して用いることができないため、候補サブキャリアｋをユーザ番号「ｘ’」のユーザと重複して用いようとしているユーザ番号「ｘ」のユーザは候補サブキャリアｋを選択することができない。したがって、ステップＳａ１４からステップＳａ１２へ移り、候補サブキャリアｋをユーザ番号「ｘ」に対する選択可能サブキャリアから削除した後、ステップＳ５へ戻り、再度別のサブキャリアの割り当てを試みる。
ステップＳａ１４において、ｙ（ｘ’）＜Ａであれば、ユーザｘ’は、まだ他のユーザ（ここではユーザｘ）とサブキャリアを重複して用いることができるため、ステップＳａ１５、ステップＳａ１６においてｙ（ｘ’）、ｙ（ｘ）にそれぞれ１を加算した後、ステップＳａ７へ移り、候補サブキャリアｋをユーザ番号「ｘ」のユーザに割り当てる。
ステップＳａ７においてサブキャリアが割り当てられた後には、ステップＳａ８においてユーザｘに対する選択可能サブキャリアから候補サブキャリアｋを削除した後、各ユーザへの割り当てが一巡したか否かを判断するために、ステップＳａ９において現在割り当てを行っているユーザのユーザ番号と全ユーザ数とを比較する。現在割り当てを行っているユーザのユーザ番号とユーザ数が異なる場合には、各ユーザへの割り当てが一巡しておらず、他のユーザと同じ数のサブキャリアを選択できていないユーザが存在するため、ステップＳａ１７においてユーザ番号を更新し、ステップＳａ５へ戻る。
また、ステップＳａ９において、現在割り当てを行っているユーザのユーザ番号とユーザ数が一致する場合には、各ユーザへの割り当てが一巡したことを示しているため、Ｓａ１０へ移り、ｚ（ｋ）を全サブキャリアについて加算した和をユーザ数で割った数を算出し、その数と各ユーザへ割り当てるべきサブキャリア数が一致するか否かを判断する。この数が一致する場合には、全てのユーザについて、割り当てるべきサブキャリア数の割り当てが終わったことを示すため、本実施の形態によるスケジューリングを終了する。逆に一致しない場合には、まだ各ユーザへ割り当てるべきサブキャリア数の割り当てが終わっていないことを示しているため、ステップＳａ４へ戻り、再度ユーザ１から順に割り当てを行っていく。
従来は、伝送可能な帯域内に受信ＳＮＲやＳＩＮＲが良好なサブキャリアがあっても他の装置が通信している場合には該サブキャリアを使用することができないため、どの送信装置にどのサブキャリアを割り当てるかを決定するスケジューリングが他の送信装置の利用状況によって決められるため、スケジューリングのアルゴリズムが煩雑になっていた。
しかし、このように、本実施の形態によるスケジューリングにより、所定の本数以下のサブキャリアを他ユーザと重複して用いる割り当てを行うことができる。これにより、他ユーザのサブキャリアの使用状況をさほど意識せずにスケジューリングが可能となることから、サブキャリア選択の幅が広がり、伝搬路状況のより良いサブキャリアを用いて通信が可能となる。また、同時に送信可能なユーザ数を増やすことができる可能性もあり、限られたリソースを有効に使用できる柔軟なスケジューリングであるといえる。
［第１３の実施形態］
本発明によりユーザ間で一部重複したサブキャリアを使用した伝送を行う場合のスペクトル配置の例を図３８Ａ、図３８Ｂに示す。まず、図３８Ａは、使用可能なサブキャリア数が１６という帯域において２ユーザがそれぞれ１０本ずつの良好な受信特性が得られるサブキャリアを選択した場合の使用スペクトルの配置を示している。但し、ここでは、複数のユーザ間で重複してもよい所定のサブキャリア数を４としている。このようにユーザ間でサブキャリアを重複して使用することができる場合、図３８Ａに示すように、合計２０本のサブキャリアの情報を１６本のサブキャリアで送ることができる。これは、例えば２ユーザで、所定のサブキャリア数をＰ、全帯域で利用可能なサブキャリア数をＮｄとすると、（Ｎｄ＋Ｐ）／２本のサブキャリアを利用することができることを示しており、本発明により大幅な伝送容量の改善が見込める。
この図３８Ａでは、ＳＣ−ＡＳＡ方式により複数のユーザが用いるサブキャリアが混在し、任意のサブキャリアが重複して用いられる場合の例を示したが、これとは異なり、ＳＣ−ＡＳＡ方式のように各ユーザが任意のサブキャリアを用いるのではなく、さらに、重複して用いられるサブキャリアの位置がある程度制限されるような形態としてもよい。このような例を図３８Ｂに示す。図３８Ｂでは、４ユーザがそれぞれ一部のサブキャリアを他のユーザと重複して用いる例を示しているが、１ユーザが用いるサブキャリアは全て連続しており、他ユーザと重複しているサブキャリアはいずれも各ユーザが用いるサブキャリア群の端の一部となっている。このように、一部のサブキャリアの重複を認める周波数分割によりユーザを多重する形態としてもよい。このような形態とすることにより、ユーザ間で完全に周波数を分割して用いるシステムに比べ、伝送効率の大幅な改善が可能となる。
［第１４の実施形態］
一般に、セルラシステムなどの無線通信システムでは、複数のＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭシンボル（以下、図中も含めＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭシンボルと称する）を時間多重することでフレームを構成し、伝送する。このようなフレーム単位の伝送を行う場合の概要を図３９に示す。但し、図３９には、フレーム毎のスペクトル配置も併せて示している。図３９に示すように、本発明によるスケジューリング、すなわち第７の実施形態であれば基地局装置Ａ７０のスペクトル割当決定部Ａ２０、第８の実施形態であれば基地局装置Ａ７１のスペクトル割当決定部Ａ１２７、あるいは第９の実施形態であれば基地局装置Ａ７２のスペクトル割当決定部Ａ２２０がユーザ毎にそれぞれ良好なサブキャリアを選択し、重複したサブキャリアを用いた伝送を行う場合に、フレーム単位でサブキャリアの選択を変更するようにしてもよい。このような形態とすることにより、１セル周波数繰り返しシステムにおいてフレーム単位で変動する隣接セルからの干渉に対する回避能力が生じ、より高効率な伝送が可能となる。
また、図３９に示すように、フレーム単位で必ずサブキャリアの選択を変更する必要はなく、ユーザ毎に受信ＳＮＲまたは受信ＳＩＮＲが大きく変動した場合についてのみ変更する形態としてもよい。このような形態とすることにより、伝搬路状況に応じたサブキャリアの選択を行いつつ、選択されたサブキャリアについて通知するために必要な制御情報量の削減を図ることができる。
なお、第７〜第１４の実施形態において、無線通信システムが具備する送信装置である移動局装置は、２つであるとして説明したが、２つを超える数であってもよい。このとき、同時に１つのサブキャリアに対して信号を割り当て可能な移動局装置の最大数は、上述の各基地局装置の構成では２つとなる。しかし、例えば、第７の実施形態における基地局装置Ａ７０における符号Ａ１９−１、Ａ２１−１、Ａ２２−１、Ａ２６−１、Ａ２７−１、Ａ２８−１、Ａ２９−１、Ａ３０−１、Ａ３１−１、Ａ３２−１、Ａ３３−１、Ａ３４−１、Ａ３５−１、Ａ３６−１、Ａ３７−１の組を増やすことで、同時に割当可能な移動局装置の最大数を、該組の数まで増やすことができる。
また、第７〜第１４の実施形態において、各無線通信システムは、送信装置を移動局装置、受信装置を基地局装置とする移動体通信システムであるとして説明したが、送信装置が端末であり、受信装置がベースステーションであり、スペクトル割当決定部を端末が有するようなワイヤレスＬＡＮを用いたシステムであってもよい。
また、図３における符号化部１、変調部２、Ｓ／Ｐ変換部３、ＤＦＴ部４−１、４−２、マッピング部５−１、５−２、ＩＤＦＴ部６−１、ＧＩ挿入部７−１、７−２、Ｐ／Ｓ変換部８−１、８−２の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより各部の処理を行ってもよい。
また、図５における符号化部１、変調部２、Ｓ／Ｐ変換部３、ＤＦＴ部４−１、マッピング部５−３、ＩＤＦＴ部６−１、６−２、ＧＩ挿入部７−１、７−２、Ｐ／Ｓ変換部８−１、８−２の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより各部の処理を行ってもよい。
また、図６におけるＣＰ除去部１０６、１０７、Ｓ／Ｐ変換部１０８、１０９、１３５、１３６、ＤＦＴ部１１０、１１１、１１６、１１７、１３７、１３８、１３９、１４０、伝搬路推定部１１２、１１３、キャンセル部１１４、信号等化・分離部１１５、空間・スペクトルデマッピング部１１８、ＩＤＦＴ部１１９、１２０、１２１、１２２、１４２，１４３、Ｐ／Ｓ変換部１２３、１２４、復調部１２５、１２６、復号部１２７、１２８、繰り返し制御部１２９、１３０、判定部１３１、１３２、レプリカ生成部１３３、１３４、空間・スペクトルマッピング部１４１、伝搬路乗算部１４４、伝搬路再構成部１４５、使用スペクトル決定部１４６、干渉電力推定部１４７、送信部１４８の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより各部の処理を行ってもよい。
また、図９におけるＣＰ除去部１０６、１０７、Ｓ／Ｐ変換部１０８、１０９、１３５、１３６、ＤＦＴ部１１０、１１１、１１６、１１７、１３７、１３８、１３９、１４０、伝搬路推定部１１２、１１３、キャンセル部１１４、信号等化・分離部１１５、空間・スペクトルデマッピング部１１８、ＩＤＦＴ部１１９、１２０、１２１、１２２、Ｐ／Ｓ変換部１２３、１２４、復調部１２５、１２６、復号部１２７、１２８、繰り返し制御部１２９、１３０、判定部１３１、１３２、レプリカ生成部１３３、１３４、空間・スペクトルマッピング部１４１、伝搬路乗算部１４４、伝搬路再構成部１４５、使用スペクトル決定部１４６、干渉電力推定部１４７、送信部１４８の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより各部の処理を行ってもよい。
また、図１２におけるＣＰ除去部１０６、１０７、３１６、３１７、Ｓ／Ｐ変換部１０８、１０９、３１８，３１９、１３５、１３６、ＤＦＴ部１１０、１１１、３２０、３２１、１３７、１３８、１３９、１４０、伝搬路推定部１１２、１１３、３２２、３２３、キャンセル部１１４、信号等化・分離部３００、空間・スペクトルデマッピング部３０１、ＩＤＦＴ部１１９、１２０、１２１、１２２、Ｐ／Ｓ変換部１２３、１２４、復調部１２５、１２６、復号部１２７、１２８、繰り返し制御部１２９、１３０、判定部１３１、１３２、レプリカ生成部１３３、１３４、空間・スペクトルマッピング部１４１、伝搬路乗算部１４４、伝搬路再構成部３０２、使用スペクトル決定部１４６、干渉電力推定部１４７、送信部１４８の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより各部の処理を行ってもよい。
また、図１５におけるＤＦＴ部１１０、１１１、伝搬路推定部１１２、１１３、ＩＤＦＴ部１１９、１２０、１２１、１２２、Ｐ／Ｓ変換部１２３、１２４、復調部１２５、１２６、復号部１２７、１２８、繰り返し制御部１２９、１３０、判定部１３１、１３２、レプリカ生成部１３３、１３４、Ｓ／Ｐ変換部１３５、１３６、ＤＦＴ部１３７、１３８、１３９、１４０、空間・スペクトルマッピング部１４１、伝搬路乗算部１４４、伝搬路再構成部１４５、信号等化・分離部２０１−１、２０１−２、空間・スペクトルデマッピング部５００の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより各部の処理を行ってもよい。
また、図１９におけるＤＦＴ部１１０、１１１、伝搬路推定部１１２，１１３、キャンセル部２００、信号等化・分離部２０１、伝搬路再構成部２２１、伝搬路乗算部２２０、空間・スペクトルデマッピング部５０１、空間・スペクトルマッピング部５０２、ＩＤＦＴ部１１５、１１７、Ｐ／Ｓ変換部１２０、復調部１２２、復号部１２４、繰り返し制御部２０５、判定部２０７、レプリカ生成部２１０、Ｓ／Ｐ変換部２１２、ＤＦＴ部２１５、２１６の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより各部の処理を行ってもよい。
また、図２４における符号化部１、変調部２、Ｓ／Ｐ変換部３、拡散・多重部５０−１、５０−２、マッピング部５−１、５−２、ＩＤＦＴ部６−１、６−２、ＧＩ挿入部７−１、７−２、Ｐ／Ｓ変換部８−１、８−２、受信部１１の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより各部の処理を行ってもよい。
また、図２８における符号部Ａ１、インターリーバ部Ａ２、変調部Ａ３、Ｓ／Ｐ変換部Ａ４、ＤＦＴ部Ａ５、スペクトルマッピング部Ａ６、ＩＤＦＴ部Ａ７、Ｐ／Ｓ変換部Ａ８、パイロット信号生成部Ａ９、パイロット多重部Ａ１０、ＣＰ挿入部Ａ１１の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによりこれらの処理を行ってもよい。
また、図２９におけるＣＰ除去部Ａ１７、パイロット分離部Ａ１８、伝搬路推定部Ａ１９−１、Ａ１９−２、スペクトル割当決定部Ａ２０、伝搬路特性デマッピング部Ａ２１−１、２１−２、伝搬路特性選択部Ａ２２−１、２２−２、Ｓ／Ｐ変換部Ａ２３、ＤＦＴ部Ａ２４、スペクトルデマッピング部Ａ２５、信号キャンセル部Ａ２６−１、２６−２、信号等化部Ａ２７−１、２７−２、復調部Ａ２８−１、２８−２、デインターリーバ部Ａ２９−１、２９−２、復号部Ａ３０−１、３０−２、繰り返し数制御部Ａ３１−１、３１−２、インターリーバ部Ａ３２−１、３２−２、レプリカ生成部Ａ３３−１、３３−２、Ｓ／Ｐ変換部Ａ３４−１、３４−２、ＤＦＴ部Ａ３５−１、３５−２、干渉スペクトル選択部Ａ３６−１、３６−２の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによりこれらの処理を行ってもよい。
また、図３０におけるＣＰ除去部Ａ１０２、パイロット分離部Ａ１０３、伝搬路推定部Ａ１０４−１、１０４−２、伝搬路特性デマッピング・選択部Ａ１０５−１、１０５−２、干渉信号キャンセル部Ａ１０７、Ｓ／Ｐ変換部Ａ１０８、ＤＦＴ部Ａ１０９、スペクトルデマッピング部Ａ１１０、希望信号キャンセル部Ａ１１１、信号等化部Ａ１１２、復調部Ａ１１３、デインターリーバ部Ａ１１４、復号部Ａ１１５、繰り返し数制御部Ａ１１６、インターリーバ部Ａ１１７、レプリカ生成部Ａ１１８、Ｓ／Ｐ変換部Ａ１１９、ＤＦＴ部Ａ１２０、干渉スペクトル選択部Ａ１２１、スペクトルマッピング部Ａ１２２、ＩＤＦＴ部Ａ１２３、Ｐ／Ｓ変換部Ａ１２４、判定部Ａ１２５、スペクトル割当決定部Ａ１２７の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによりこれらの処理を行ってもよい。
また、図３１における符号部Ａ２００ａ、２００ｂ、インターリーバ部Ａ２０１、変調部Ａ２０２、Ｓ／Ｐ変換部Ａ２０３、ＤＦＴ部Ａ２０４、スペクトルマッピング部Ａ２０６、ＩＤＦＴ部Ａ２０７、Ｐ／Ｓ変換部Ａ２０８、パイロット信号生成部Ａ２０９、パイロット多重部Ａ２１０、ＣＰ挿入部Ａ２１１、Ｄ／Ａ変換部Ａ２１２の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによりこれらの処理を行ってもよい。
また、図３２におけるＣＰ除去部Ａ２１７、パイロット分離部Ａ２１８、伝搬路推定部Ａ２１９−１、２１９−２、スペクトル割当決定部Ａ２２０、伝搬路特性デマッピング部Ａ２２１−１、２２１−２、伝搬路特性選択部Ａ２２２−１、Ｓ／Ｐ変換部Ａ２２３、ＤＦＴ部Ａ２２４、スペクトルデマッピング部Ａ２２５、信号等化部Ａ２２６、復調部Ａ２２７、デインターリーバ部Ａ２２８、復号部Ａ２２９、インターリーバ部Ａ２３０、レプリカ生成部Ａ２３１、Ｓ／Ｐ変換部Ａ２３２、ＤＦＴ部Ａ２３３、干渉スペクトル選択部Ａ２３４、干渉信号キャンセル部Ａ２３５、信号等化部Ａ２３６、復調部Ａ２３７、デインターリーバ部Ａ２３８、復号部Ａ２３９の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによりこれらの処理を行ってもよい。
また、図３３における符号部Ａ１、インターリーバ部Ａ２、変調部Ａ３、Ｓ／Ｐ変換部Ａ４、拡散多重部Ａ３００、スペクトルマッピング部Ａ６、ＩＤＦＴ部Ａ７、Ｐ／Ｓ変換部Ａ８、パイロット信号生成部Ａ９、パイロット多重部Ａ１０、ＣＰ挿入部Ａ１１の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによりこれらの処理を行ってもよい。
なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。
以上、この発明の実施形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。
本発明は、ＳＣ−ＡＳＡ方式にて移動局装置から基地局装置への上りリンクの通信を行なう移動体通信システムに用いて好適であるが、これに限定されない。

Claims (16)

  1. 第１通信装置に割り当てられた２以上のサブキャリアから構成される第１サブキャリアを示す第１情報と、第２通信装置に割り当てられた２以上のサブキャリアから構成されるサブキャリアであって、該第１サブキャリアと重複する１以上のサブキャリアと該第１サブキャリアと重複しない１以上のサブキャリアとから構成される第２サブキャリアを示す第２情報とを、それぞれ該第１通信装置および該第２通信装置に送信する送信部と、
    前記第１通信装置によって、第１符号化データから周波数変換（ＤＦＴ）され、前記第１サブキャリアに割り当てられた第１周波数信号が、時間軸変換（ＩＤＦＴ）された第１マルチキャリア信号と、前記第２通信装置によって、第２符号化データから周波数変換（ＤＦＴ）され、前記第２サブキャリアに割り当てられた第２周波数信号が、時間軸変換（ＩＤＦＴ）された第２マルチキャリア信号とを受信する受信アンテナとを備えることを特徴とする基地局装置。
  2. 第１通信装置に割り当てられた２以上の連続するサブキャリアから構成される第１サブキャリアを示す第１情報と、第２通信装置に割り当てられた２以上の連続するサブキャリアから構成されるサブキャリアであって、該第１サブキャリアと重複する１以上のサブキャリアと該第１サブキャリアと重複しない１以上のサブキャリアとから構成される第２サブキャリアを示す第２情報とを、それぞれ該第１通信装置および該第２通信装置に送信する送信部と、
    前記第１通信装置によって、第１符号化データから周波数変換（ＤＦＴ）され、前記第１サブキャリアに割り当てられた第１周波数信号が、時間軸変換（ＩＤＦＴ）された第１マルチキャリア信号と、前記第２通信装置によって、第２符号化データから周波数変換（ＤＦＴ）され、前記第２サブキャリアに割り当てられた第２周波数信号が、時間軸変換（ＩＤＦＴ）された第２マルチキャリア信号とを受信する受信アンテナとを備えることを特徴とする基地局装置。
  3. 前記受信アンテナの数は、前記第１サブキャリアの一部と重複するサブキャリアを用いて同時に通信を行う前記第１通信装置を含む通信装置の総数より小さいことを特徴とする請求項１又は２に記載の基地局装置。
  4. 前記第１サブキャリアは、前記第１サブキャリアを含む第３サブキャリアを構成する各サブキャリアの受信品質を参照して割り当てられることを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の基地局装置。
  5. 前記第１サブキャリアは、前記第１サブキャリアを含む第３サブキャリアを構成する各サブキャリアの受信信号対干渉雑音比を参照して割り当てられることを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の基地局装置。
  6. 前記第１サブキャリアは、前記第１サブキャリアを含む第３サブキャリアを構成する各サブキャリアの通信路容量を参照して割り当てられることを特徴とする請求項４に記載の基地局装置。
  7. 前記通信路容量は、前記第１通信装置が備える２以上の送信アンテナのうち各送信アンテナの送信アンテナ番号をｍ、前記第１サブキャリアの各サブキャリアのサブキャリア番号をｋ、前記送信アンテナの数をＮＴ、前記第１通信装置の送信エネルギーをＥＳ、該送信アンテナ番号ｍの送信アンテナから送信され、該サブキャリア番号ｋの伝搬路ベクトルをξｍ（ｋ）、該サブキャリア番号ｋの干渉雑音電力をΣｍ（ｋ）とすると、

    で表されることを特徴とする請求項６に記載の基地局装置。
  8. 前記受信アンテナが受信した受信信号から、所定の信号を除去するキャンセル部と、
    前記所定の信号を除去した受信信号に対して第１等化処理を行う等化部とを備えることを特徴とする請求項１から請求項７のいずれか一項に記載の基地局装置。
  9. 前記第１周波数信号および前記第２周波数信号を構成する送信ストリームの数よりも前記受信アンテナの数が小さい場合、
    前記キャンセル部は、前記第１周波数信号の一部を除去することを特徴とする請求項８に記載の基地局装置。
  10. 前記キャンセル部は、前記第１周波数信号と前記第２周波数信号の特性に基づいて、前記第１周波数信号の一部を除去することを特徴とする請求項８又は９に記載の基地局装置。
  11. 前記等化部は、前記所定の信号を除去した受信信号に対して、前記第１マルチキャリア信号に対応する第１等化信号の第１信頼性および前記第２マルチキャリア信号に対応する第２等化信号の第２信頼性を用いて、前記第１等化処理を行うことを特徴とする請求項８に記載の基地局装置。
  12. 前記等化部は、前記第１等化処理を行うことで、前記第１信頼性と前記第２信頼性のうち大きい方の信頼性に対応するマルチキャリア信号を検出した後、第２等化処理を行うことで、前記受信信号から、前記第１信頼性と前記第２信頼性のうち小さい方の信頼性に対応するマルチキャリア信号を検出することを特徴とする請求項１１に記載の基地局装置。
  13. 前記第１通信装置および前記第２通信装置と自装置との間の伝搬路ごとに伝搬路推定値を算出する伝搬路推定部と、
    前記第１サブキャリアを含む部分仮想伝搬路を生成し、算出された前記伝搬路推定値から、該部分仮想伝搬路の伝搬路推定値を抽出する伝搬路再構成部とを備え、
    前記等化部は、抽出した前記伝搬路推定値を用いて、前記第１等化処理を行うことを特徴とする請求項８又は１１に記載の基地局装置。
  14. 通信に使用する２以上の連続するサブキャリアから構成される第１サブキャリアを示す情報を受信する受信部と、
    符号化データを周波数変換（ＤＦＴ）するＤＦＴ部と、
    前記周波数変換された周波数信号を、受信した情報を用いて、前記サブキャリアに割り当てる割当部と、
    前記サブキャリアに割り当てた信号を、時間軸変換（ＩＤＦＴ）するＩＤＦＴ部とを備え、
    前記第１サブキャリアは、基地局装置により、同時通信を行う他の通信装置が通信に使用するサブキャリアとして割り当てられた２以上の連続するサブキャリアから構成される第２サブキャリアと重複する１以上のサブキャリアと該第２サブキャリアと重複しない１以上のサブキャリアとから構成されることを特徴とする通信装置。
  15. 通信に使用する２以上の連続するサブキャリアから構成される第１サブキャリアを示す情報を受信するステップと、
    符号化データを周波数変換（ＤＦＴ）するステップと、
    前記周波数変換された周波数信号を、受信した情報を用いて、前記サブキャリアに割り当てるステップと、
    前記サブキャリアに割り当てた信号を、時間軸変換（ＩＤＦＴ）するステップとを備え、
    前記第１サブキャリアは、基地局装置により、同時通信を行う他の通信装置が通信に使用するサブキャリアとして割り当てられた２以上の連続するサブキャリアから構成される第２サブキャリアと重複する１以上のサブキャリアと該第２サブキャリアと重複しない１以上のサブキャリアとから構成されることを特徴とする通信方法。
  16. 第１通信装置、第２通信装置及び基地局装置を含む通信システムであって、
    前記基地局装置は、
    第１通信装置に割り当てられた２以上の連続するサブキャリアから構成される第１サブキャリアを示す第１情報と、第２通信装置に割り当てられた２以上の連続するサブキャリアから構成されるサブキャリアであって、該第１サブキャリアと重複する１以上のサブキャリアと該第１サブキャリアと重複しない１以上のサブキャリアとから構成される第２サブキャリアを示す第２情報とを、それぞれ該第１通信装置および該第２通信装置に送信する送信部と、
    前記第１通信装置によって、第１符号化データから周波数変換（ＤＦＴ）され、前記第１サブキャリアに割り当てられた第１周波数信号が、時間軸変換（ＩＤＦＴ）された第１マルチキャリア信号と、前記第２通信装置によって、第２符号化データから周波数変換（ＤＦＴ）され、前記第２サブキャリアに割り当てられた第２周波数信号が、時間軸変換（ＩＤＦＴ）された第２マルチキャリア信号とを受信する受信アンテナとを備え、
    前記第１通信装置は、
    前記第１情報を受信する第１受信部と、
    符号化データを周波数変換（ＤＦＴ）された周波数信号を、受信した前記第１情報を用いて前記サブキャリアに割り当てた信号を、時間軸変換（ＩＤＦＴ）された信号を送信する第１送信部とを備え、
    前記第２通信装置は、
    前記第２情報を受信する第２受信部と、
    符号化データを周波数変換（ＤＦＴ）された周波数信号を、受信した前記第２情報を用いて前記サブキャリアに割り当てた信号を、時間軸変換（ＩＤＦＴ）された信号を送信する第２送信部とを備えることを特徴とする通信システム。
JP2013082219A 2007-08-13 2013-04-10 基地局装置、受信装置、通信方法および通信システム Expired - Fee Related JP5555355B2 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2013082219A JP5555355B2 (ja) 2007-08-13 2013-04-10 基地局装置、受信装置、通信方法および通信システム

Applications Claiming Priority (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2007210936 2007-08-13
JP2007210936 2007-08-13
JP2007210937 2007-08-13
JP2007210937 2007-08-13
JP2013082219A JP5555355B2 (ja) 2007-08-13 2013-04-10 基地局装置、受信装置、通信方法および通信システム

Related Parent Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2009528137A Division JP5249227B2 (ja) 2007-08-13 2008-08-13 基地局装置および無線通信方法

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2014102121A Division JP5792868B2 (ja) 2007-08-13 2014-05-16 通信装置および通信方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2013192230A JP2013192230A (ja) 2013-09-26
JP5555355B2 true JP5555355B2 (ja) 2014-07-23

Family

ID=40350761

Family Applications (3)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2009528137A Active JP5249227B2 (ja) 2007-08-13 2008-08-13 基地局装置および無線通信方法
JP2013082219A Expired - Fee Related JP5555355B2 (ja) 2007-08-13 2013-04-10 基地局装置、受信装置、通信方法および通信システム
JP2014102121A Expired - Fee Related JP5792868B2 (ja) 2007-08-13 2014-05-16 通信装置および通信方法

Family Applications Before (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2009528137A Active JP5249227B2 (ja) 2007-08-13 2008-08-13 基地局装置および無線通信方法

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2014102121A Expired - Fee Related JP5792868B2 (ja) 2007-08-13 2014-05-16 通信装置および通信方法

Country Status (6)

Country Link
US (4) US8699319B2 (ja)
EP (1) EP2180624B1 (ja)
JP (3) JP5249227B2 (ja)
KR (1) KR101141914B1 (ja)
CN (2) CN101821962B (ja)
WO (1) WO2009022709A1 (ja)

Families Citing this family (40)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8755747B2 (en) 2006-10-31 2014-06-17 Qualcomm Incorporated Techniques to control transmit power for a shared antenna architecture
US8265563B2 (en) * 2006-10-31 2012-09-11 Hewlett-Packard Development Company, L.P. Techniques for enhanced co-existence of co-located radios
WO2009022709A1 (ja) 2007-08-13 2009-02-19 Sharp Kabushiki Kaisha 無線通信システム、無線通信方法、無線通信装置、受信装置およびプログラム
US8780825B2 (en) 2008-03-05 2014-07-15 Sharp Kabushiki Kaisha Communication system, communication device and communication method that can improve frequency use efficiency
GB2463872B (en) * 2008-09-24 2012-04-18 Toshiba Res Europ Ltd A MMSE equaliser
US8055199B2 (en) * 2008-12-31 2011-11-08 Qualcomm Incorporated Methods and systems for co-channel interference cancellation in wireless networks
JP5356073B2 (ja) * 2009-03-06 2013-12-04 シャープ株式会社 符号化装置、受信装置、無線通信システム、パンクチャパターン選択方法及びそのプログラム
US8909165B2 (en) 2009-03-09 2014-12-09 Qualcomm Incorporated Isolation techniques for multiple co-located radio modules
US9942078B2 (en) * 2009-05-29 2018-04-10 Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. Methods and apparatus for simultaneous estimation of frequency offset and channel response for MU-MIMO OFDMA
US9693390B2 (en) 2009-06-01 2017-06-27 Qualcomm Incorporated Techniques to manage a mobile device based on network density
CN102055570B (zh) 2009-11-10 2014-12-17 华为技术有限公司 半静态调度数据的传输方法及装置
US8725084B2 (en) * 2009-11-23 2014-05-13 Cisco Technology, Inc. MIMO mode switch management for beamformed MIMO systems
JP5483690B2 (ja) * 2009-11-26 2014-05-07 シャープ株式会社 無線通信システム、基地局装置、および周波数割当方法
CN101841375B (zh) * 2010-01-08 2013-08-28 华为技术有限公司 一种多输入多输出单载波分块传输系统的检测方法及装置
JP5622404B2 (ja) * 2010-02-22 2014-11-12 シャープ株式会社 無線通信システム、および通信装置
US8634778B1 (en) * 2010-03-29 2014-01-21 Comtech Ef Data Corp. Carrier-in-carrier based performance optimization systems and related methods
JP5630898B2 (ja) 2010-04-15 2014-11-26 シャープ株式会社 基地局装置、端末装置、および無線通信システム
JP2012010205A (ja) 2010-06-25 2012-01-12 Sharp Corp 通信システム、通信装置および通信方法
JP5557644B2 (ja) * 2010-08-06 2014-07-23 シャープ株式会社 通信装置、通信方法およびプログラム
JP5642572B2 (ja) 2011-01-24 2014-12-17 シャープ株式会社 無線制御装置、無線端末装置、無線通信システム、制御プログラムおよび集積回路
JP2012169848A (ja) 2011-02-14 2012-09-06 Sharp Corp 無線制御装置、無線通信システム、制御プログラムおよび集積回路
EP2721888B1 (en) * 2011-06-14 2018-12-05 Nokia Solutions and Networks Oy Apparatus and method for allocating the reference symbols in order to reduce the latency of the lte system
JP5858573B2 (ja) * 2011-08-26 2016-02-10 シャープ株式会社 基地局装置
CN103259753B (zh) * 2012-02-16 2018-09-11 武汉邮电科学研究院 光通信系统、发送装置和接收装置、发送方法和接收方法
JP5900884B2 (ja) 2012-02-17 2016-04-06 シャープ株式会社 制御局装置、および無線通信システム
CN103346863B (zh) * 2013-07-03 2016-10-12 同济大学 一种算术域比特交织编码调制方法
CN104468425B (zh) * 2013-09-13 2019-02-26 华为技术有限公司 一种远端射频单元通道校正方法、装置和系统
US9025691B1 (en) * 2014-01-09 2015-05-05 Xilinx, Inc. Channel equalization
JP2015057905A (ja) * 2014-10-29 2015-03-26 シャープ株式会社 無線制御装置、無線端末装置、無線通信システム、制御プログラムおよび集積回路
CN105763295B (zh) * 2014-12-19 2019-09-13 深圳市中兴微电子技术有限公司 一种数据处理方法及装置
TWI575901B (zh) * 2015-06-17 2017-03-21 晨星半導體股份有限公司 通道效應消除裝置及通道效應消除方法
US9954633B2 (en) * 2015-06-18 2018-04-24 Nxp Usa, Inc. Apparatus and method of performing a decimation on a signal for pattern detection
JP6440075B2 (ja) * 2015-06-22 2018-12-19 日本電信電話株式会社 無線通信方法および無線通信装置
WO2017038535A1 (ja) * 2015-08-31 2017-03-09 旭化成エレクトロニクス株式会社 復調装置
CN105337920B (zh) * 2015-09-24 2018-09-04 南京楚卿电子科技有限公司 一种基于干扰消除的多模式无线通信系统
KR102173196B1 (ko) * 2016-12-21 2020-11-03 한국전자기술연구원 다중안테나 통신시스템에서 연판정 출력가능한 저복잡도 심볼 검출 방법
JP7010168B2 (ja) * 2018-07-31 2022-01-26 日本電信電話株式会社 無線通信システム、通信方法および送信局装置
KR20210116699A (ko) * 2019-02-11 2021-09-27 삼성전자주식회사 gNB, 전자 장치 및 판독 가능한 저장 매체에 있어서 원격 간섭 관리 방법.
CN113285900B (zh) * 2021-07-15 2021-09-17 天津讯联科技有限公司 一种具有时域均衡功能的双天线融合接收方法
JP2023037446A (ja) * 2021-09-03 2023-03-15 日本電気株式会社 無線受信装置及びその方法

Family Cites Families (72)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07115681A (ja) 1993-10-19 1995-05-02 Tec Corp スペクトル拡散無線通信方法
US5828660A (en) * 1996-04-26 1998-10-27 Motorola, Inc. Multiple user communication system, device and method with overlapping uplink carrier spectra
CN1189939A (zh) 1996-04-26 1998-08-05 摩托罗拉公司 使用重叠上行链路载波频谱的多用户通信系统、设备和方法
US5933421A (en) * 1997-02-06 1999-08-03 At&T Wireless Services Inc. Method for frequency division duplex communications
JPH10294680A (ja) 1997-04-22 1998-11-04 Anritsu Corp スペクトル拡散通信方法およびスペクトル拡散通信装置
JP4280328B2 (ja) 1997-07-22 2009-06-17 テルモ株式会社 留置針組立体および内針の製造方法
JP4480847B2 (ja) * 1999-04-19 2010-06-16 アイメック マルチユーザ伝送のための方法及び装置
US6961393B1 (en) * 1999-07-14 2005-11-01 Lucent Technologies Inc. In-band-on-channel (IBOC) system and methods of operation using orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) with timing and frequency offset correction
CN1295306A (zh) * 1999-11-09 2001-05-16 全友电脑股份有限公司 具有便携式数据存储媒体的扫描器
JP3581072B2 (ja) * 2000-01-24 2004-10-27 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ チャネル構成方法及びその方法を利用する基地局
US20020055332A1 (en) * 2000-09-27 2002-05-09 Uzi Ram Orthogonal frequency division multiple access two-way satellite system
US7139237B2 (en) * 2000-12-29 2006-11-21 Motorola, Inc. Method and system for multirate multiuser modulation
KR100510434B1 (ko) 2001-04-09 2005-08-26 니폰덴신뎅와 가부시키가이샤 Ｏｆｄｍ신호전달 시스템, ｏｆｄｍ신호 송신장치 및ｏｆｄｍ신호 수신장치
JP3800503B2 (ja) 2001-04-24 2006-07-26 日本ビクター株式会社 マルチキャリア信号の生成方法
JP4119696B2 (ja) * 2001-08-10 2008-07-16 松下電器産業株式会社 送信装置、受信装置及び無線通信方法
US7020110B2 (en) * 2002-01-08 2006-03-28 Qualcomm Incorporated Resource allocation for MIMO-OFDM communication systems
JP4197482B2 (ja) 2002-11-13 2008-12-17 パナソニック株式会社 基地局の送信方法、基地局の送信装置及び通信端末
US7738437B2 (en) * 2003-01-21 2010-06-15 Nortel Networks Limited Physical layer structures and initial access schemes in an unsynchronized communication network
EP2528264A3 (en) * 2003-02-28 2013-03-06 NTT DoCoMo, Inc. Radio communication system and radio communication method
KR100606105B1 (ko) * 2003-07-04 2006-07-28 삼성전자주식회사 다중 접속 방식을 사용하는 이동 통신 시스템의 셀 탐색장치 및 방법
CN102946303B (zh) * 2003-08-20 2016-04-06 松下电器（美国）知识产权公司 通信终端装置和由通信终端装置执行的发送方法
US8018893B2 (en) * 2003-09-03 2011-09-13 Motorola Mobility, Inc. Method and apparatus for relay facilitated communications
KR100507541B1 (ko) * 2003-12-19 2005-08-09 삼성전자주식회사 직교주파수분할다중접속 시스템에서의 데이터 및 파일롯할당 방법 과 그를 이용한 송신 방법 및 그 장치, 수신방법과 그 장치
US7706350B2 (en) * 2004-03-19 2010-04-27 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for flexible spectrum allocation in communication systems
JP2005286508A (ja) 2004-03-29 2005-10-13 Toshiba Corp 無線通信システムおよびこのシステムで用いられる送信装置、受信装置、送受信装置
DE602004011479T2 (de) 2004-05-04 2009-02-05 Alcatel Lucent Verfahren zur Interzell-Interferenzskoordination mit Leistungsplanung in einem OFDM-Mobilkommunikationssystem
US7336716B2 (en) * 2004-06-30 2008-02-26 Intel Corporation Power amplifier linearization methods and apparatus using predistortion in the frequency domain
JP4592523B2 (ja) * 2004-07-29 2010-12-01 パナソニック株式会社 無線送信装置および無線受信装置
CN101027863B (zh) 2004-09-27 2012-06-27 夏普株式会社 无线发送装置
CN102868511B (zh) * 2004-10-29 2016-08-03 夏普株式会社 通信方法和无线发射机
HUE037372T2 (hu) * 2004-11-16 2018-08-28 Qualcomm Inc Zárthurkú sebességszabályozás MIMO kommunikációs rendszerhez
KR100705441B1 (ko) * 2004-12-10 2007-04-10 한국전자통신연구원 직교 주파수 분할 다중 시스템에서의 부반송파 할당 장치및 방법과, 부반송파 역할당 장치 및 방법
JP2006203875A (ja) 2004-12-24 2006-08-03 Matsushita Electric Ind Co Ltd 受信装置
US7620018B2 (en) * 2005-02-02 2009-11-17 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for a multi-channel orthogonal frequency division multiplexing wireless network
JP4515312B2 (ja) * 2005-03-31 2010-07-28 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 移動局、送信方法および移動無線通信システム
WO2006109786A1 (ja) * 2005-04-11 2006-10-19 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. 無線基地局装置、端末装置及び無線通信方法
US7715460B2 (en) * 2005-04-22 2010-05-11 Interdigital Technology Corporation Hybrid orthogonal frequency division multiple access system and method
US20060245390A1 (en) 2005-04-28 2006-11-02 Yukihiro Omoto Base station and mobile station constituting mobile communication system
ATE406773T1 (de) * 2005-05-02 2008-09-15 Nokia Siemens Networks Gmbh Funkkommunikation mit ofdma und ifdma
US7554948B2 (en) * 2005-06-07 2009-06-30 Qualcomm, Incorporated Reception of H-ARQ transmissions with interference cancellation in a quasi-orthogonal communication system
KR101137329B1 (ko) * 2005-06-15 2012-04-19 엘지전자 주식회사 다중 반송파 시스템에서의 부반송파 할당 방법 및 그 장치
JP2007034184A (ja) * 2005-07-29 2007-02-08 Kobe Steel Ltd 音源分離装置，音源分離プログラム及び音源分離方法
KR101457830B1 (ko) * 2005-09-29 2014-11-05 인터디지탈 테크날러지 코포레이션 Ｍｉｍｏ 빔형성 기반의 단일 반송파 주파수 분할 다중 접속 시스템
US20070082619A1 (en) 2005-10-06 2007-04-12 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for controlling downlink transmission power for ofdma based evolved utra
US20070082633A1 (en) * 2005-10-06 2007-04-12 Staccato Communications, Inc. Avoidance of wireless devices
EP3528393B1 (en) 2005-10-07 2022-04-20 Nokia Technologies Oy Apparatus, method and computer program product providing common pilot channel for soft frequency reuse
US8693405B2 (en) * 2005-10-27 2014-04-08 Qualcomm Incorporated SDMA resource management
JP4277848B2 (ja) * 2005-11-21 2009-06-10 トヨタ自動車株式会社 車載受信装置
KR100749415B1 (ko) 2005-11-28 2007-08-14 한국전자통신연구원 Ｏｆｄｍａ/ｔｄｄ 통신 시스템에서 부채널 및 전력 할당방법과 장치 및 그 장치를 포함하는 송신 장치
JP2007210936A (ja) 2006-02-09 2007-08-23 Arakawa Chem Ind Co Ltd 脂環式ジアミン化合物の製造方法
US20070218915A1 (en) * 2006-03-20 2007-09-20 Futurewei Technologies, Inc. Wireless communication resource allocation and related signaling
JP5089900B2 (ja) * 2006-03-24 2012-12-05 富士通株式会社 無線端末装置、無線基地局の制御方法、無線端末装置の制御方法
US20070233603A1 (en) * 2006-03-30 2007-10-04 Schmidgall Matthew M Flexible routing of electronic-based transactions
CN101467407B (zh) * 2006-04-27 2016-05-04 意大利电信股份公司 单一载波频分多址系统中的频域信道估计
JP4946159B2 (ja) * 2006-05-09 2012-06-06 富士通株式会社 無線送信方法及び無線受信方法並びに無線送信装置及び無線受信装置
JP4836672B2 (ja) * 2006-06-06 2011-12-14 株式会社東芝 基地局、端末、無線通信装置、及び無線通信方法
US8175532B2 (en) 2006-06-06 2012-05-08 Qualcomm Incorporated Apparatus and method for wireless communication via at least one of directional and omni-direction antennas
US7916775B2 (en) * 2006-06-16 2011-03-29 Lg Electronics Inc. Encoding uplink acknowledgments to downlink transmissions
US8259823B2 (en) 2006-07-27 2012-09-04 Altair Semiconductor Ltd. Energy-efficient uplink slot allocation in time-frequency division multiple access systems
JP4237784B2 (ja) * 2006-08-04 2009-03-11 株式会社東芝 送信装置及び受信装置並びに無線通信システム
US8295262B2 (en) * 2006-08-15 2012-10-23 Texas Instruments Incorporated Uplink reference signal for time and frequency scheduling of transmissions
US8400998B2 (en) * 2006-08-23 2013-03-19 Motorola Mobility Llc Downlink control channel signaling in wireless communication systems
KR100878768B1 (ko) 2006-09-15 2009-01-14 삼성전자주식회사 Ｍｉｍｏ ｏｆｄｍ 송수신 방법 및 장치
JP5092350B2 (ja) * 2006-10-26 2012-12-05 富士通株式会社 パイロット信号伝送方法及び移動通信システム
JP5028618B2 (ja) * 2007-02-28 2012-09-19 国立大学法人大阪大学 伝送方法、伝送システム、及び受信装置
US8594582B2 (en) * 2007-05-09 2013-11-26 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Receiver for a radio network and an method for determining a channel estimate for a radio channel
US7796698B2 (en) 2007-06-04 2010-09-14 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Interference suppression in a multicarrier receiver
WO2009022709A1 (ja) 2007-08-13 2009-02-19 Sharp Kabushiki Kaisha 無線通信システム、無線通信方法、無線通信装置、受信装置およびプログラム
JP5231550B2 (ja) * 2007-08-13 2013-07-10 エルジー エレクトロニクス インコーポレイティド ＶｏＩＰパケットを伝送する方法
US8259828B2 (en) * 2008-02-12 2012-09-04 Mediatek Inc. Sub-carrier alignment mechanism for OFDM multi-carrier systems
US8780825B2 (en) 2008-03-05 2014-07-15 Sharp Kabushiki Kaisha Communication system, communication device and communication method that can improve frequency use efficiency
KR20110079755A (ko) * 2008-10-29 2011-07-07 샤프 가부시키가이샤 멀티 유저 ｍｉｍｏ 시스템, 수신 장치 및 송신 장치

Also Published As

Publication number Publication date
CN101821962B (zh) 2015-03-18
JP2014197857A (ja) 2014-10-16
US10477548B2 (en) 2019-11-12
JPWO2009022709A1 (ja) 2010-11-18
EP2180624A1 (en) 2010-04-28
CN101821962A (zh) 2010-09-01
JP2013192230A (ja) 2013-09-26
EP2180624A4 (en) 2015-10-07
EP2180624B1 (en) 2020-08-05
CN104660389B (zh) 2018-04-03
JP5249227B2 (ja) 2013-07-31
US9629154B2 (en) 2017-04-18
US20110212743A1 (en) 2011-09-01
CN104660389A (zh) 2015-05-27
US9301298B2 (en) 2016-03-29
US20160165603A1 (en) 2016-06-09
US20170245277A1 (en) 2017-08-24
KR101141914B1 (ko) 2012-05-03
WO2009022709A1 (ja) 2009-02-19
JP5792868B2 (ja) 2015-10-14
US8699319B2 (en) 2014-04-15
KR20100037629A (ko) 2010-04-09
US20140185594A1 (en) 2014-07-03

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5792868B2 (ja) 通信装置および通信方法
US8462899B2 (en) Multi-user detecting method and device of OFDM transmission signal
JP5886934B2 (ja) 通信装置及び通信方法
EP3276846A1 (en) Multiple antenna multiuser downlink transmission
WO2011132105A1 (en) Channel quality estimation for mlse mimo receiver
JP5547648B2 (ja) 送信装置、受信装置、送信方法、受信方法および通信システム
JP2013135271A (ja) 通信装置、通信方法、通信プログラム、プロセッサ、及び通信システム
JP5704555B2 (ja) 無線通信システム、及び受信装置
JP2007049712A (ja) カップリングアダマール符号の生成方法、装置及びそれを利用する通信方法とシステム
Benvenuto et al. Parallel and successive interference cancellation for MC-CDMA and their near-far resistance
JP5538988B2 (ja) 基地局装置、無線通信システム、基地局装置の送信方法、及び送信プログラム
JP5543265B2 (ja) 基地局装置、端末装置および無線通信システム
JP5802942B2 (ja) 無線通信システム、無線送信装置および無線通信方法
JP5252734B2 (ja) 無線受信装置、無線受信方法、及び無線受信プログラム
EP2583394A1 (en) Method and device for sinr estimation
JP6484205B2 (ja) 基地局装置、摂動ベクトル探索方法及びプログラム
JP2016051973A (ja) 受信装置および受信処理方法
JP2011049766A (ja) 無線受信装置、無線受信方法、及び無線受信プログラム

Legal Events

Date Code Title Description
A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20140206

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20140212

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20140414

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20140507

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20140530

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 5555355

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees