CN101821962B - 无线通信系统、无线通信方法、无线通信装置、接收装置以及程序 - Google Patents

Abstract

一种无线通信系统，其特征在于，多个第1无线通信装置具备对发送信号进行频率扩散从而生成频率扩散信号的频率扩散部、和根据指定副载波的映射信息向副载波分配频率扩散信号的映射部，第2无线通信装置具备从所接收的信号提取由映射信息所指定的副载波的信号的解映射部、和对提取的信号进行逆频率扩散的逆频率扩散部，第1无线通信装置或者第2无线通信装置的任意个具备使用副载波决定部，其根据第1无线通信装置发送所利用的每天线的各副载波的通信路径容量，决定分配频率扩散信号的副载波，生成指定该决定的副载波的映射信息。

Description

无线通信系统、无线通信方法、无线通信装置、接收装置以及程序

技术领域

本发明涉及无线通信系统、无线通信方法、无线通信装置、接收装置以及程序。

本申请基于2007年8月13日在日本申请的特愿2007-210936号以及特愿2007-210937主张优先权，并在此引用其内容。

背景技术

近年来，正在积极进行下一代移动通信系统的研究，作为用于提高系统的频率利用效率的方式，提出了各小区使用相同频带从而各小区可以利用分配给系统的全部频带的1频率反复蜂窝系统。

在下行链路(从基站装置向移动站装置的通信)中，OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access：正交频分多址连接)方式成为最有力的候选。OFDMA方式是采用对信息数据实施64QAM(64-aryQuadrature Amplitude Modulation：64值正交振幅调制)或BPSK(BinaryPhase Shift Keying：2相相位调制)等根据接收状况而不同的调制方式来进行通信的OFDM信号，对多个移动终端装置灵活地分配由时间轴和频率轴构成的无线资源来进行通信的系统。

在该情况下，因为使用OFDM信号，所以有PAPR(Peak to AveragePower Ratio：峰值对平均功率比)变得非常高的情况，在发送功率放大功能比较有余量的下行链路的通信中，高峰值功率不会成为大问题，但在发送功率放大功能没有余量的上行链路(从移动站装置向基站装置的通信)中，高峰值功率成为致命的问题。

因此，在上行链路(从移动站装置向基站装置的通信)中，希望以峰值对平均功率比PAPR低的单载波方式为基础的通信方式。

但是，采用单载波方式时，具有不能进行如OFDM方式那样的使用了时间轴和频率轴的灵活的资源分配的问题。作为解决该问题的通信方式，提出了SC-ASA(Single Carrier-Adaptive Spectrum Allocation：单载波自适应频谱分配，也称为DFT-S-OFDM(Discrete FourierTransform-Spread OFDM：DFT扩散OFDM))(例如，非专利文献1)。

这样的通信方法，采用了与单载波通信方式同样的方法，所以峰值对平均功率比PAPR变低。此外，如OFDM信号那样，通过插入循环前缀(cyclic prefix)可以无块(block)间干扰地处理数据(在本说明书中，将插入循环前缀的间隔、即进行DFT的数据处理单位称作DFT-S-OFDM符号(symbol))。而且，通过DFT暂时生成了频率波形，所以具有可以容易地进行在副载波单位的资源控制的优点。

在图40中示出利用该SC-ASA方式来进行MIMO(Multi-Input Multi-Output：多输入多输出)传输时的发送装置结构。但是，图40可以看做具备多个发送系统的一个发送装置，也可以看做各个不同的发送装置。下面说明这点。在图41A中，一个基站与两个移动站进行无线通信。各基站、移动站分别具备两个天线。将图40的发送装置结构看做具备多个发送系统的一个发送装置时，成为图41C的单一用户MIMO传输的情况，看做各个不同的发送装置时，成为图41B的多用户MIMO传输的情况。其中，用白块表示使用的副载波，未记载白块的编号的副载波是在SC-ASA方式没有被选择的副载波。

在图40的各发送系统中，各个发送数据1、2通过编码部1000、1001被编码，在调制部1002、1003中被调制。调制信号在S/P(串行/并行)变换部1004、1005中被并行化，通过DFT部1006、1007变换为频率轴上的信号。在两个频谱映射部1008、1009中，如图41B、图41C所示，按照发送数据1和发送数据2的信号相互使用相同频率的副载波的方式被映射。在利用SC-ASA方式时，成为使用接收SNR或SINR高的副载波，但是因为是MIMO传输，所以从两个发送系统分别发送的信号在接收侧互相干扰。因此，为了还考虑相互干扰的程度，不得不在发送天线(用户)共同选择考虑了两个发送系统以及两个接收系统全部的传播路径的结果良好的副载波。

接着，被映射的频率轴上的发送信号在IDFT部1010、1011中变换为时间轴的信号，在P/S(并行/串行)变换部1012、1013中将信号串行化。之后，在循环前缀CP插入部1014、1015中插入循环前缀，在D/A变换部1016、1017中变换为模拟信号。最后，在无线部1018、1019中上变频(up convert)为无线频率，从各发送天线1020、1021被发送。

在图42中示出表示接收这样被MIMO传输的信号的接收装置的结构的概略模块图。其中，图42所示的接收装置具有消除器(canceller)，所以用这种结构的接收装置进行接收能够获得更加良好的特性。图42所示的装置由天线部1100、1101、RF部1102、1103、A/D变换部1104、1105、CP去除部1106、1107、S/P变换部1108、1109、1133、1134、DFT部1110、1111、1116、1117、1135、1136、传播路径推断部1112、1113、消除部1114、信号均衡/分离部1115、频谱解映射(デマツピング)部1118、IDFT部1119、1120、1138、1139、P/S变换部1121、1122、解调部1123、1124、解码部1125、1126、反复控制部1127、1128、判定部1129、1130、副本(replica)生成部1131、1132、频谱映射部1137、传播路径乘法部1140构成。

对于从图40所示的发送装置发送的信号，在接收装置中，首先在天线部1100、1101中分别接收，在RF部1102、1103中从无线频率进行下变频(down convert)，在A/D变换部1104、1105中变换为数字信号之后，在CP去除部1106、1107中去除在发送侧所附加的循环前缀CP(GI)。然后，在S/P变换部1108、1109中变换为并行信号，在DFT部1110、1111中进行DFT处理并变换为频域的信号。这样变换为频域的信号中，作为传播路径推断用而采用在发送侧所附加的已知信号，在传播路径推断部1112、1113中进行各发送天线-接收天线间的传播路径推断。在该例中，对于发送天线数×接收天线数＝4的路径的传播路径推断值分别被算出副载波数个。

被DFT处理并变换为频域信号的数据信号输入消除部1114。在消除部1114中，进行接收信号与基于解调数据的可靠性而生成的接收信号的副本的减法，在可以生成完全的副本(发送信号)的情况下，该输出仅成为噪声成分。设由两个天线接收的接收数据矢量为R、传播路径矩阵为Ξ、发送数据矢量的副本为S’(在后述的副本生成部～频谱映射部中被生成)时，用(100)式表示该运算。

【数1】

Q＝R-ΞS′    (100)

其中，Q是表示第2次以后的反复处理时的消除部1114的输出(消除后的残差)的矢量，R、Ξ、S’用以下的(101)～(103)式表示。在这些式中，括弧内的数字是副载波编号，下标表示发送以及接收天线编号。此外，Ξ的两个下标表示接收天线和发送天线的组合，例如Ξ₂₁表示从发送天线1向接收天线2的传播路径。另外，这些式能够用于单一用户-MIMO、多用户-MIMO的任意情况。

【数2】

$R=\left[\begin{array}{c}{R}_1\left(1\right)\\ R_1\left(2\right)\\ R_1\left(3\right)\\ R_1\left(4\right)\\ R_2\left(1\right)\\ R_2\left(2\right)\\ R_2\left(3\right)\\ R_2\left(4\right)\end{array}\right]---\left(101\right)$

$\mathrm{\Ξ}=\left[\begin{array}{cccccccc}{\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(1\right)& 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(1\right)& 0& 0& 0\\ 0& {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(2\right)& 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(2\right)& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(4\right)& 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(4\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(1\right)& 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(1\right)& 0& 0& 0\\ 0& {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(2\right)& 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(2\right)& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(4\right)& 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(4\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(102\right)$

$S^{\′}=\left[\begin{array}{c}{S}_1^{\′}\left(1\right)\\ S_1^{\′}\left(2\right)\\ 0\\ S_1^{\′}\left(4\right)\\ S_2^{\′}\left(1\right)\\ S_2^{\′}\left(2\right)\\ 0\\ S_2^{\′}\left(4\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(103\right)$

这里，消除包括要提取的希望信号的全部副本(ΞS’)的理由是：后述的信号均衡/分离部1115伴随逆矩阵运算，所以仅留下希望信号而反复消除、均衡时，需要进行块内所包括的希望信号数次的逆矩阵运算，与其相对，通过输入全部消除的残差Q，残差在块内共同处理，仅在块内进行一次逆矩阵运算就可以计算全部的权重，所以通过另外输入副本并进行重构的形式，削减伴随逆矩阵运算的运算量。

但是，初次不能生成接收的信号的副本，所以接收数据矢量(R)原样通过消除部1115。

经过了消除部1114的信号输入信号均衡/分离部1115并采用频域信号来进行均衡处理。进行反复处理时，在该信号均衡/分离部1115中，针对对消除器部的输出(Q)加上分别从图43的天线1、天线2发送的每数据矢量的接收信号的副本所得的信号，分别利用(104)式进行基于MMSE规范的均衡处理。图43表示作为副载波选择例而从天线1、2分别进行副载波1、2、4的信号的发送的图。

【数3】

z＝(1+γ_Tnδ_Tn)^-1[γ_Tns′_Tn+F^Hψ_TnQ]            (104)

其中，Tn(在上述例中n＝1，2)表示发送天线，γ_Tn、δ_Tn是由抽头(タツプ)系数的运算表示的实数，ψ_Tn是具有由同样地抽头系数的运算表示的DFT块长的大小的复方阵。此外，s’_Tn表示从天线Tn发送的信号的副本，Q表示从接收信号减去全接收信号的副本所得的结果(残差)。但是，在初次处理中，因为不能生成接收信号的副本(s’_Tn是零矢量)，所以进行对不减去任何数而通过了消除部1114的信号R的均衡处理。在算出该(104)式的ψ_Tn等时，除了(102)式的传播路径矩阵之外，还利用对各发送数据矢量1、2的传播路径矩阵Ξ_T1、Ξ_T2。这里，Ξ_T1是均衡发送数据矢量1时所用的每发送天线的传播路径矩阵，Ξ_T2是均衡发送数据矢量2时所用的每发送天线的传播路径矩阵。

【数4】

${\mathrm{\Ξ}}_{T1}=\left[\begin{array}{cccc}{\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(1\right)& 0& 0& 0\\ 0& {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(2\right)& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(4\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(1\right)& 0& 0& 0\\ 0& {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(2\right)& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(4\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(105\right)$

${\mathrm{\Ξ}}_{T2}=\left[\begin{array}{cccc}{\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(1\right)& 0& 0& 0\\ 0& {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(2\right)& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(4\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(1\right)& 0& 0& 0\\ 0& {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(2\right)& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(4\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(106\right)$

通过利用了该(104)式的均衡运算，从信号均衡/分离部1115按每发送数据输出时域中的均衡后的信号(例如非专利文献3中的记载)。

按每个从各发送天线发送的信号而均衡后的信号接着输入DFT部1116、1117，变换为频域的信号之后，输入频谱解映射部1118。在该频谱解映射部1118中，根据使用频谱映射信息，对从天线1、2发送的频谱进行共同的解映射。然后，在IDFT部1119、1120中，被解映射的各信号串变换为时域信号之后，在P/S变换部1121、1122中变换为串行信号，进行解调以及解码处理。

在解调部1123、1124中算出表示被纠错的接收数据的可靠性的LLR(LogLikelihood Ratio：对数似然比)。而且，解码部1125、1126对该LLR进行纠错码的解码处理，更新LLR。在输入了该LLR的反复控制部1127、1128中，进行是否进行了预先决定的次数的反复处理的判断，在进行了所决定的次数的反复处理时，将LLR输出给判定部1129、1130。相反，在反复处理的次数小于所决定的次数时，将LLR输出给副本生成部1131、1132，转移到接收信号的副本生成处理。此外，若以CRC(CyclicRedundancy Check：循环冗余码校验)码的利用为前提，则可以在没有检测出错误时，结束反复处理。

在副本生成部1131、1132中，分别生成与各比特(bit)的LLR对应的信号副本(发送信号的副本)，经由S/P变换部1133、1134，在DFT部1135、1136中分别变换为从各发送天线发送的信号的频域的副本。

接着，这样生成的频域的信号副本根据从未图示的使用频谱决定部通知的映射信息，在频谱映射部1137中进行与发送侧同样的映射。而且，被频谱映射的副本S’输入传播路径乘法部1140，并且经由IDFT部1138、1139输入信号均衡/分离部1115。在输入了频谱映射后的副本S’的信号均衡/分离部1115中，如前所述，利用该副本来重构发送数据矢量1和2的接收信号，用于各个发送数据矢量的均衡处理。此外，在传播路径乘法部1140中，为了生成在消除部1114与接收信号的减法运算所用的接收信号的副本，对频谱映射后的副本乘以传播路径矩阵((102)式的Ξ)。而且，从传播路径乘法部1140输出的接收信号的副本(ΞS’)输入消除部1114，进行之前所述的(100)式的减法运算。

在图42所示的接收装置中，反复如以上那样的副本的消除、均衡、空间/频谱解映射、解码、副本生成处理，由此使解码后的比特的可靠性逐渐提高。而且，在进行了预先决定的反复次数的处理后，在判定部207、208中进行比特的硬判定，再生发送数据作为解码数据。

此外，作为利用SC-ASA方式而将来自多个发射站的发送数据进行多路复用的系统，还提出了如下的系统：在发射站中使逆离散傅立叶变换IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform)的点数比离散傅立叶变换DFT的点数大，由其他发射站使用输入了0的副载波的FDMA(FrequencyDivision Multiple Access：频分多址连接)型的系统(例如，非专利文献3)。

图44A、图44B是表示以往的在2个发射站应用SC-ASA通信方式从而进行用户多路复用时的发射站装置以及接收站装置的结构的概略模块图。在图44A的发射站装置中，2组发送数据1和发送数据2分别通过编码部A1000-1、编码部A1000-2被编码，该编码后的发送数据通过调制部A1001-1、调制部A1001-2进行调制。调制部A1001-1、调制部A1001-2调制了的调制信号在S/P(串行/并行)变换部A1002-1、S/P变换部A1002-2中并行化之后，通过DFT部A1003-1、DFT部A1003-2变换为频率轴上的信号。之后，该频率轴上的信号通过频谱映射部A1004-1、频谱映射部A1004-2按照发送数据1和发送数据2的信号相互不使用相同频率的副载波的方式向副载波映射。此时，该向副载波的映射分配给接收SNR(Signal to Noise Ratio；信号对噪声功率比)或SNIR(Signal to NoiseInterference Ratio；信号对噪声干扰功率比)良好的频率的副载波并且其他用户未使用的频率。

接着，所映射的频率轴上的发送信号通过IDFT部A1005-1、IDFT部A1005-2变换为时间轴的信号，通过P/S(并行/串行)变换部A1006-1、P/S变换部A1006-2，时间轴的信号被串行化。之后，被串行化的信号通过CP(循环前缀)插入部A1007-1、CP插入部A1007-2插入循环前缀，通过D/A变换部A1008-1、D/A变换部A1008-2变换为模拟信号。最后，该模拟信号通过无线部A1009-1、无线部A100902上变频为无线频率，从各发射站的发送天线1010-1、发送天线1010-2发送。

在图44B的接收站装置中，合成了同时被发送的两个信号的接收信号由接收天线1100接收，该接收信号由无线部A1111下变频。被下变频的接收信号由A/D变换部A1101变换为数字信号。接着，该数字信号由CP(循环前缀)去除部A1102去除循环前缀，由S/P变换部A1103，去除了循环前缀的数字信号被并行化。被并行化的数字信号通过DFT部A1104变换为频率轴的信号，通过频谱解映射部A1105，将频率轴的信号各个的副载波返回到原来的配置，从而在频率轴上来自各发射站的信号被分离。之后，每个发送数据独立地由信号均衡部A1106-1、信号均衡部A1106-2被均衡，通过IDFT部A1107-1、IDFT部A1107-2变换为时间轴的信号。之后，通过P/S变换部A1108-1、P/S变换部A1108-2被串行化，通过解调部A1109-1、解调部A1109-2被解调，通过解码部A1110-1、解码部A1110-2，分别获得来自各发射站的所发送的信号的解码数据1、解码数据2。

这里，作为信号均衡部A1106的均衡法，使用最小均方误差(MMSE：Minimum Mean Square Error)规范的方法等。一般，基于MMSE规范的均衡处理计算用式(107)表示的评价函数J成为最小的抽头。

【数5】

J＝E[|W^Hr-s|²]        …(107)

在式(107)中，这里，E[x]是x的平均值，W是各列矢量成为DFT-S-OFDM符号内的各符号中的最适抽头矢量的复抽头矩阵，r是复数的时间轴的接收信号矢量，s是时间轴的发送信号矢量。此外，右肩的A^H表示矩阵A的厄米(Hermitian)转置。此时，最适抽头系数W称为Weiner解，用式(108)来表示。

【数6】

W＝H(HH^H+σ²I)^-1      …(108)

在式(108)中，H表示时域中的传播路径矩阵、σ²表示噪声的分散、I表示单位矩阵。这里，尤其在用频域进行信号处理时，将从传播路径的脉冲(impulse)应答将由傅立叶变换求出的频率应答排列为对角成分的矩阵作为传播路径矩阵来处理，所以设传播路径的频率应答为Ξ时，利用频域的接收信号的情况下，式(108)的抽头系数能够如次式(109)那样进行变形。

【数7】

W＝F^HΞ(ΞΞ^H+σ²I)^-1F    …(109)

在式(109)中，F表示进行DFT处理的矩阵，F^H表示进行逆DFT处理的矩阵。对时域的接收信号r累积该抽头矩阵时，均衡后的接收信号z成为式(110)。

【数8】

z＝F^HΞ(ΞΞ^H+σ²I)^-1Fr＝F^HΞ(ΞΞ^H+σ²I)^-1R    …(110)

其中，R＝Fr、即表示通过DFT处理将接收信号r变换为频率轴的信号。根据式(110)，输入通常的接收信号而在频域进行均衡时，进行如下操作，通过DFT变换接收信号，将去除了式(109)的两侧的F^H和F的矩阵的厄米转置进行累积，通过IDFT返回时间信号。因此，通常的MMSE滤波器输入频率轴的接收信号和传播路径的频率应答，输出频率轴的均衡后的信号。

另一方面，接收站装置的结构如SC/MMSE(Soft Canceller followedby MMSE)那样利用消除器进行反复处理时，利用根据从解码部所获得的比特的可靠性而生成的信号的副本，从接收信号消除干扰波，从而提高输入均衡部的信号的精度，所以按每反复，均衡部的输入信号不同。因此，相当于用式(107)表示的评价函数的接收信号r的项成为消除了希望信号以外，均衡后的信号用下式(111)来表示。

【数9】

z＝(1+γδ)^-1[γs_rep(k)+F^HψR_rest ]        …(111)

在式(111)中，R_rest是从实际的时间轴的接收信号减去对时间轴的信号副本乘以传播路径特性而生成的接收信号副本而获得的未能完全消除的残差，s_rep(k)是第k个样品中的发送信号副本。此外，γ、δ是由抽头系数的运算而表示的实数，ψ是具有同样地由抽头系数的运算而表示的DFT-S-OFDM符号长的大小的复方阵，这些全部利用频域的传播路径特性和频率轴的信号副本来计算(例如，非专利文献2中的记载)。此外，在式(111)中第1次处理时，未输入副本(s_rep(k)＝0)，所以在该情况下，成为式(107)的最适抽头，式(111)与式(109)一致。

因此，基于SC/MMSE的均衡作为输入信号输入在频率轴上的残差，输入时间轴的信号的副本和频率轴的传播路径特性，输入时间轴的信号。如式(111)所示，通过一旦算出残差R_rest之后，利用发送信号副本和传播路径特性重构希望成分的形式，在DFT-S-OFDM符号内能够唯一地表现希望成分以外的消除的处理，而且残差R_rest在DFT-S-OFDM符号内可以使用相同的量，所以能够削减逆矩阵运算伴随的运算的运算量。

【非专利文献1】关于采用了动态频谱控制的宽频带单载波传输方式的研究、RCS2006、2007年1月

【非专利文献2】M.Tuchler and J.Hagenauer，“Linear time andfrequency domain turbo equalization，”Proc.VTC，pp.2773-2777，Rhodes，Greece，Oct.2001.

【非专利文献3】关于采用了多用户MIMO系统中的动态频谱控制的同一信道干扰对策的研究、电子信息通信学会2006年综合大会、2007年3月

在以往的多用户MIMO或单一用户MIMO中，如前所述，用选择的频率从多个天线进行了发送。在该情况下，进行了如下的控制：考虑多个发送系统和多个接收系统间的全部传播路径，从而利用具有在其中比较良好的传播路径的副载波(或者分配用户)。具体而言，在具备图45所示的发送天线Tx1、Tx2和接收天线Rx1、Rx2的2×2的MIMO传输(可以是多用户MIMO、单一用户MIMO的任一个)的情况下，考虑全部4个传播路径H11、H21、H12、H22，选择在发送天线Tx1和Tx2的双方具有比较良好的传播路径的副载波，从Tx1和Tx2分别同时进行不同数据的发送。这是因为，在进行MIMO传输时，从多个发送天线发送的信号相互成为干扰，所以全部考虑了这些的结果，需要选择最好的副载波。

但是，在MIMO传输中应用了SC-ASA方式时，在这种控制中，具有如下问题：不成为被认为可获得最高的选择多样性效果的选择，有不能获得良好的频率利用效率的情况。也就是说，SC-ASA方式本来是通过按每发送装置(发送天线)选择最合适的副载波来进行传输，从而获得高的选择多样性效果，并提高频率利用效率的方式，但在应用于之前所述的以往的MIMO传输(多用户MIMO或单一用户MIMO)时，具有最合适的副载波的选择没有按每发送天线独立，所以不能获得良好的频率利用效率这样的问题。

此外，以往，利用SC-ASA方式而从多个发送装置发送时，按照相互避开其他发送装置使用的频率的方式分配副载波。因此，对某发送装置来说，不论是接收SNR或SINR良好的副载波，而在已经分配给其他发送装置的情况下，前述的发送装置不能使用。这样即使在可传输的频带内存在接收SNR或SINR良好的副载波，在其他装置正在通信时，也不能使用该副载波，所以频率利用效率降低，具有不能获得良好的频率利用效率的问题。

发明内容

要解决的问题点是即使对从多个发送装置的发送或MIMO传输应用SC-ASA方式时，也能够获得良好的频率利用效率。

(1)本发明的无线通信系统具备发送装置和接收装置，所述发送装置具有多个将发送信号频率扩散并将频率扩散后的信号分配给副载波从而发送的天线，所述接收装置具有多个接收所述发送信号的天线，该无线通信系统的特征在于，根据各发送天线与所述接收天线间的每副载波的通信路径容量或与通信路径容量相应的值，独立地决定在各个所述发送天线发送的副载波。

(2)此外，本发明的无线通信系统具备多个第1无线通信装置、和与该第1无线通信装置通信的第2无线通信装置，其特征在于，所述第1无线通信装置具备：频率扩散部，其将发送信号频率扩散从而生成频率扩散信号；和映射部，其根据指定副载波的映射信息，将所述频率扩散信号分配给副载波，所述第2无线通信装置具备：解映射部，其从所接收的信号提取由所述映射信息所指定的副载波的信号；和逆频率扩散部，其对所提取的所述信号进行逆频率扩散，所述第1无线通信装置或者所述第2无线通信装置的任一个具备使用副载波决定部，所述使用副载波决定部根据所述第1无线通信装置发送所利用的每天线的各副载波的通信路径容量或与通信路径容量相应的值，决定分配从所述天线发送的频率扩散信号的副载波，并生成指定该决定的副载波的映射信息。

(3)此外，本发明的无线通信系统在上述无线通信系统中，其特征在于，所述第1无线通信装置具备循环前缀插入部，其对所述映射部分配给副载波的信号附加循环前缀。

(4)此外，本发明的无线通信系统在上述无线通信系统中，其特征在于，在所述使用副载波决定部中决定分配的副载波在所述发送所利用的天线之间一部分重复。

(5)此外，本发明的无线通信系统在上述无线通信系统中，其特征在于，所述第1无线通信装置具备多个天线，所述副载波决定部生成分别指定所述第1无线通信装置具备的多个天线中的副载波的映射信息。

(6)此外，本发明的无线通信系统在上述无线通信系统中，其特征在于，所述使用副载波决定部使在所述天线间的所述决定的副载波的重复为所述第2无线通信装置接收所利用的天线数以下的重复。

(7)此外，本发明的无线通信系统在上述无线通信系统中，其特征在于，所述通信路径容量是在设发送天线编号为m、副载波编号为k、发送天线数为N_T、一个所述第1无线通信装置的发送能量为Es、从第m个发送天线发送的第k个副载波中的传播路径矢量为ξm(k)、从第m个发送天线发送的第k个副载波中的干扰噪声功率为∑m(k)时，由下式所表示的各发送天线的各副载波中的通信路径容量Cm(k)

【数10】

$C_m\left(k\right)={\log }_2(1+\frac{E_S}{N_T}{\mathrm{\ξ}}_m^H\left(k\right){\mathrm{\ξ}}_m\left(k\right){\mathrm{\Σ}}_m^{-1}\left(k\right)).$

(8)此外，本发明的无线通信系统在上述无线通信系统中，其特征在于，作为与所述通信路径容量相应的值，采用每个从各发送天线发送的副载波的接收信号功率对干扰以及噪声功率比。

(9)此外，本发明的无线通信系统在上述无线通信系统中，其特征在于，所述第2无线通信装置具备：传播路径推断部，其针对所述第1无线通信装置发送所利用的天线、和自装置接收所利用的天线之间的传播路径，进行传播路径推断；传播路径重构部，其从所述传播路径推断部的传播路径推断结果中，提取由所述映射信息所指定的副载波的传播路径推断结果；均衡部，其根据所述传播路径重构部提取的传播路径推断结果，对信号进行均衡，所述逆频率扩散部对所述均衡部进行均衡且所述解映射部提取的信号进行逆频率扩散。

(10)此外，本发明的无线通信系统在上述无线通信系统中，其特征在于，所述传播路径重构部在由所述映射信息所指定的各副载波中，从所述传播路径推断部的传播路径推断结果提取与所述第1无线通信装置发送所利用的天线中的任意一个相对应的传播路径推断结果，从而生成组合的部分假设传播路径的传播路径推断结果。

(11)此外，本发明的无线通信系统在上述无线通信系统中，其特征在于，所述传播路径重构部生成由所述第1无线通信装置发送所使用的每天线的由该天线所使用的副载波的组构成的部分假设传播路径，并提取这些部分假设传播路径的传播路径推断结果。

(12)此外，本发明的无线通信系统在上述无线通信系统中，其特征在于，所述传播路径重构部生成所述第2无线通信装置接收所利用的天线数的所述部分假设传播路径的传播路径推断结果。

(13)此外，本发明的无线通信系统在上述无线通信系统中，其特征在于，所述传播路径重构部通过合成多个所述部分假设传播路径的传播路径推断结果来生成假设传播路径的传播路径推断结果，并用于所述均衡部中的均衡处理。

(14)此外，本发明的无线通信系统在上述无线通信系统中，其特征在于，所述第1无线通信装置具备对发送数据进行纠错编码的编码部，所述频率扩散部对所述编码部进行了纠错编码的发送信号进行频率扩散从而生成频率扩散信号，所述第2无线通信装置具备：解码部，其对所述逆频率扩散部逆频率扩散后的信号进行纠错处理；副本生成部，其根据所述解码部的纠错解码处理结果，生成所述发送信号的副本；副本频率扩散部，其对所述发送信号的副本进行频率扩散从而生成频率扩散信号的副本；副本映射部，其将所述频率扩散信号的副本生成所述传播路径重构部组合的部分假设传播路径各个的接收信号副本；和消除部，其根据所述接收信号副本，从所接收的所述信号消除对各个所述传播路径重构部组合的部分假设传播路径成为干扰的接收信号成分，所述无线通信系统具有反复控制部，其控制由所述均衡部、所述解映射部、所述逆频率扩散部、所述解码部、所述副本生成部、所述副本频率扩散部、所述副本映射部、所述消除部构成的反复处理的反复次数。

(15)此外，本发明的无线通信系统在上述无线通信系统中，其特征在于，所述消除部通过暂时从所接收的所述信号减去全部接收信号的副本，并对所述减法运算的结果加上希望的所述部分假设传播路径的接收信号副本，从而进行成为干扰的接收信号成分的消除。

(16)此外，本发明的无线通信系统在上述无线通信系统中，其特征在于，所述均衡部在进行所述反复处理时，按照反复次数而利用不同的部分假设传播路径。

(17)此外，本发明的无线通信系统在上述无线通信系统中，其特征在于，所述均衡部在按照所述反复次数而利用不同的部分假设传播路径时，在所述反复次数是第2次以后的处理中，尽可能地使所述部分假设传播路径与由发送使用的天线所使用的副载波的组构成的传播路径相同。

(18)此外，本发明的无线通信系统在上述无线通信系统中，其特征在于，所述传播路径重构部在所述使用副载波决定部的在所述第1无线通信装置发送所利用的天线间的所述决定的副载波的重复是比所述第2无线通信装置接收所利用的天线数多的重复时，生成该重复数部分的不同的部分假设传播路径的传播路径推断结果。

(19)此外，本发明的无线通信方法是无线通信系统中的无线通信方法，所述无线通信系统具备多个第1无线通信装置、和与该第1无线通信装置进行通信的第2无线通信装置，该无线通信方法的特征在于，具备：第1过程，所述第1无线通信装置或所述第2无线通信装置根据所述第1无线通信装置发送所利用的每个天线的各副载波的通信路径容量或与通信路径容量相应的值，决定分配从所述天线发送的频率扩散信号的副载波，并生成指定该决定的副载波的映射信息；第2过程，所述第1无线通信装置对发送信号进行频率扩散从而生成频率扩散信号；第3过程，所述第1无线通信装置根据指定副载波的映射信息，将所述频率扩散信号分配给副载波并发送；第4过程，所述第2无线通信装置从所接收的信号提取由所述映射信息所指定的副载波的信号；和第5过程，所述第2无线通信装置对在所述第4过程提取的信号进行逆频率扩散。

(20)此外，本发明的无线通信装置其特征在于，具备：使用副载波决定部，其根据发送所利用的每个天线的各副载波的通信路径容量或与通信路径容量相应的值，决定分配从所述天线发送的频率扩散信号的副载波，并生成指定该决定的副载波的映射信息；频率扩散部，其对发送信号进行频率扩散从而生成频率扩散信号；和映射部，其根据指定副载波的映射信息，将所述频率扩散信号分配给副载波。

(21)此外，本发明的程序使无线通信装置具备的计算机作为以下部件发挥功能：使用副载波决定部，其根据发送所利用的每个天线的各副载波的通信路径容量或与通信路径容量相应的值，决定分配从所述天线发送的频率扩散信号的副载波，并生成指定该决定的副载波的映射信息；频率扩散部，其对发送信号进行频率扩散从而生成频率扩散信号；和映射部，其根据指定副载波的映射信息，将所述频率扩散信号分配给副载波。

(22)此外，本发明的无线通信装置与将发送信号进行了频率扩散的信号映射到副载波从而进行发送的多个其他无线通信装置进行通信，其特征在于，具备：使用副载波决定部，其根据所述其他无线通信装置发送所利用的每个天线的各副载波的通信路径容量或与通信路径容量相应的值，决定分配从所述天线发送的频率扩散信号的副载波，并生成指定该决定的副载波的映射信息；解映射部，其从所接收的信号，提取由指定副载波的映射信息所指定的副载波的信号；和逆频率扩散部，其对所提取的所述信号进行逆频率扩散。

(23)此外，本发明的程序使与将发送信号进行了频率扩散的信号映射到副载波从而进行发送的多个其他无线通信装置进行通信的无线通信装置具备的计算机作为以下部件发挥功能：使用副载波决定部，其根据所述其他无线通信装置发送所利用的每个天线的各副载波的通信路径容量或与通信路径容量相应的值，决定分配从所述天线发送的频率扩散信号的副载波，并生成指定该决定的副载波的映射信息；解映射部，其从所接收的信号，提取由指定副载波的映射信息所指定的副载波的信号；和逆频率扩散部，其对所提取的所述信号进行逆频率扩散。

(24)此外，本发明的无线通信系统具备发送装置和接收装置，所述发送装置具有多个对发送信号进行频率扩散并将频率扩散后的信号分配给副载波从而发送的发送天线，所述接收装置接收所述发送信号，所述无线通信系统的特征在于，根据各发送天线和接收天线间的每副载波的传输效率或与传输效率相应的值，在发送装置间独立地选择为了发送所述频率扩散后的信号而使用的副载波，由此在所述多个发送装置之间相互使一部分副载波重复来进行分配。

(25)此外，本发明的无线通信系统具备将发送信号进行频率扩散并将频率扩散后的信号分配给副载波从而发送的多个发送装置、和接收所述发送信号的接收装置，其特征在于，所述发送装置在将所述频率扩散后的信号分配给副载波时，在所述多个发送装置之间使一部分副载波相互重复从而分配。

(26)此外，本发明的无线通信系统具备将发送信号进行频率扩散并将频率扩散后的信号分配给副载波从而发送的多个发送装置、和接收所述发送信号的接收装置，其特征在于，所述发送装置具备：编码部，其对发送数据进行纠错编码从而生成码数据；频率扩散部，其对由所述码数据生成的信号进行频率扩散，从而生成频率扩散后的信号；和频谱映射部，其根据频谱分配信息将所述频率扩散后的信号分配给副载波，所述频谱分配信息表示在各所述发送装置中分配所述频率扩散后的信号的副载波，并且所述频谱分配信息在所述多个发送装置之间使一部分副载波相互重复从而分配，所述接收装置具备频谱解映射部，其根据所述频谱分配信息，从所接收的信号提取分配了各个所述发送装置进行了频率扩散后的信号的副载波的信号。

(27)此外，本发明的无线通信系统在上述无线通信系统中，其特征在于，所述接收装置具备：信号消除部，其从所述频谱解映射部所提取的信号中，至少消除对希望的所述发送信号成为干扰的所述发送信号的副本；均衡部，其对来自所述信号消除部的输出，检测所述发送装置发送的发送信号；解调部，其从所述检测出信号提取与码数据相关的信息；解码部，其对所述提取的与码数据相关的信息，进行纠错处理，并更新该信息；和副本生成部，其根据所述更新过的与码数据相关的信息，生成所述发送信号的副本。

(28)此外，本发明的无线通信系统在上述无线通信系统中，其特征在于，所述发送装置还具备：逆时间频率变换部，其对所述频谱映射部分配给副载波的信号进行频率时间变换；和循环前缀插入部，其对所述逆时间频率变换部进行了频率时间变换的时间信号附加循环前缀，所述接收装置还具备：循环前缀去除部，其从所述接收的信号提取有效的信号；和时间频率变换部，其对所述循环前缀去除部所提取的信号进行时间频率变换，所述频谱解映射部从所述时间频率变换部进行了时间频率变换的信号，提取各个所述发送装置分配了所述频率扩散后的信号的副载波的信号。

(29)此外，本发明的无线通信系统在上述无线通信系统中，其特征在于，所述发送装置还具备第1交织器部，其置换所述编码部生成的码数据，所述接收装置还具备：解交织器部，其置换所述解调部提取的与码数据相关的信息的排列，以使所述第1交织器部的置换复原；和第2交织器部，其与所述第1交织器部的置换同样地置换所述更新后的与码数据相关的信息的排列。

(30)此外，本发明的无线通信系统在上述无线通信系统中，其特征在于，所述接收装置具备：频谱分配决定部，其决定各个所述发送装置的副载波的分配，并生成表示该决定内容的所述频谱分配信息；和发送部，其发送所述频谱分配信息，所述发送装置具备接收部，其接收所述接收装置发送的频谱分配信息。

(31)此外，本发明的无线通信系统在上述无线通信系统中，其特征在于，所述频率扩散将作为时间轴上的信号的所述发送信号由傅立叶变换扩散为频率轴上的信号。

(32)此外，本发明的无线通信系统在上述任意一项无线通信系统中，其特征在于，所述频率扩散对所述发送信号乘以码从而进行扩散。

(33)此外，本发明的无线通信系统在上述无线通信系统中，其特征在于，所述发送装置的编码率、调制方式或者发送功率中至少一个根据所述发送装置不同而不同。

(34)此外，本发明的无线通信系统在上述无线通信系统中，其特征在于，根据在所述接收装置测量的信号噪声比决定所述副载波重复的比例的最大值。

(35)此外，本发明的无线通信系统在上述无线通信系统中，其特征在于，所述发送装置用所述最大值以下的比例使副载波重复从而发送。

(36)此外，本发明的无线通信系统在上述无线通信系统中，其特征在于，所述频谱分配决定部按每预先决定的时间带，改变各个所述发送装置的副载波的分配。

(37)此外，本发明的接收装置与发送装置进行通信，所述发送装置对根据对信息数据进行了纠错编码的码数据而生成的发送信号进行频率扩散，并按照与其他发送装置分配的副载波一部分重复的方式，将频率扩散后的信号分配给副载波从而发送，所述接收装置的特征在于，具备：时间频率变换部，其对所接收的信号进行时间频率变换；频谱解映射部，其根据表示分配频率扩散后的信号的副载波的频谱分配信息，从所述时间频率变换后的信号提取各个所述发送装置分配了频率扩散后的信号的副载波的信号；信号消除部，其从所述频谱解映射部提取的信号中至少消除对希望的所述发送信号成为干扰的所述发送信号的副本；均衡部，其对来自所述信号消除部的输出，检测所述发送装置发送的发送信号；解调部，其从所述检测出的信号中提起与码数据相关的信息；解码部，其对所述提取的与码数据相关的信息，进行纠错处理，并更新该信息；和副本生成部，其根据所述更新了的与码数据相关的信息，生成所述发送信号的副本。

(38)此外，本发明的接收装置与发送装置进行通信，所述发送装置对根据对信息数据进行了纠错编码的码数据所生成的发送信号进行频率扩散，并按照与其他发送装置分配的副载波一部分重复的方式，将频率扩散后的信号分配给副载波，附加循环前缀之后发送，所述接收装置的特征在于，具备：循环前缀去除部，从所接收的信号提取有效的信号；时间频率变换部，其对所述循环前缀去除部提取的信号进行时间频率变换；频谱解映射部，其根据表示分配频率扩散后的信号的副载波的频谱分配信息，从所述时间频率变换后的信号提取分配了各个所述发送装置进行了频率扩散的信号的副载波的信号；信号消除部，其从所述频谱解映射部提取的信号至少消除对希望的所述发送信号成为干扰的所述发送信号的副本；均衡部，其对来自所述信号消除部的输出，检测所述发送装置发送的发送信号；解调部，其从所述检测出的信号提取与码数据相关的信息；解码部，其对所述提取的与码数据相关的信息，进行纠错处理，并更新该信息；和副本生成部，其从所述更新了的与码数据相关的信息，生成所述发送信号的副本。

(39)此外，本发明的接收装置与发送装置进行通信，所述发送装置对发送数据进行纠错编码，实施置换码数据的交织，对根据所述置换了的码数据而生成的发送信号进行频率扩散，按照与其他发送装置分配的副载波一部分重复的方式，将频率扩散后的信号分配给副载波从而发送，所述接收装置的特征在于，具备：时间频率变换部，其对所接收的信号进行时间频率变换；频谱解映射部，根据表示分配频率扩散后的信号的副载波的频谱分配信息，从所述时间频率变换后的信号提取分配了各个所述发送装置频率扩散了的信号的副载波的信号；信号消除部，其从所述频谱解映射部提取的信号至少消除对希望的所述发送信号成为干扰的所述发送信号的副本；均衡部，其对来自所述信号消除部的输出，检测所述发送装置发送的发送信号；解调部，其从所述检测出的信号提取与码数据相关的信息；解交织器部，其置换所述解调部提取的与码数据相关的信息的排列，以使所述发送装置的交织的置换复原；解码部，其对所述解交织器部复原了排列的与码数据相关的信息，进行纠错处理，并更新该信息；交织器部，其与所述发送装置的交织的置换同样地置换所述更新了的与码数据相关的信息的排列；和副本生成部，其根据所述交织器部置换了的与码数据相关的信息，生成所述发送信号的副本。

(40)此外，本发明的接收装置在上述任意一项接收装置中，其特征在于，所述与码数据相关的信息是码数据的可靠性，所述副本生成部生成与所述码数据的可靠性相应的副本。

(41)此外，本发明的接收装置在上述任意一项接收装置中，其特征在于，具备反复控制部，其控制所述副本生成部执行的副本的生成、和所述信号消除部执行的成为干扰的副本信号的消除的反复。

(42)此外，本发明的接收装置在上述接收装置中，其特征在于，所述均衡部根据反复次数而改变实施均衡处理的发送信号。

(43)此外，本发明的接收装置在上述接收装置中，其特征在于，所述均衡部从容易检测的发送信号开始依次实施均衡处理。

(44)此外，本发明的接收装置在上述任意一项接收装置中，其特征在于，所述副本生成部将成为干扰的发送信号的副本作为频域的信号而生成，所述信号消除部从所述频谱解映射部提取的信号至少消除成为干扰的发送信号的副本。

(45)此外，本发明的接收装置在上述任意一项接收装置中，其特征在于，所述副本生成部将成为干扰的发送信号的副本作为时域的信号而生成，所述信号消除部从输入时间频率变换的信号至少消除成为干扰的发送信号的副本。

(46)此外，本发明的接收装置在上述任意一项接收装置中，其特征在于，还具备用于生成成为干扰的发送信号的副本的干扰频谱选择部。

(47)此外，本发明的程序用于使与发送装置进行通信的接收装置具备的计算机作为以下部件发挥功能，其中所述发送装置对根据对信息数据进行了纠错编码的码数据而生成的发送信号进行频率扩散，并按照与其他发送装置分配的副载波一部分重复的方式，将频率扩散后的信号分配给副载波从而发送：时间频率变换部，其对所接收的信号进行时间频率变换；频谱解映射部，其根据表示分配频率扩散后的信号的副载波的频谱分配信息，从所述时间频率变换后的信号提取分配了各个所述发送装置频率扩散后的信号的副载波的信号；信号消除部，其从所述频谱解映射部提取的信号至少消除对希望的所述发送信号成为干扰的所述发送信号的副本；均衡部，其对来自所述信号消除部的输出，检测所述发送装置发送的发送信号；解调部，其从所述检测出的信号提取与码数据相关的信息；解码部，其对所述提取的与码数据相关的信息，进行纠错处理，并更新该信息；和副本生成部，其根据所述更新了的与码数据相关的信息，生成所述发送信号的副本。

(48)此外，本发明的无线通信方法是无线通信系统中的无线通信方法，所述无线通信系统具备多个发送装置和接收装置，所述多个发送装置对发送信号进行频率扩散并将频率扩散后的信号分配给副载波从而发送，所述接收装置接收所述发送信号，所述无线通信方法的特征在于，所述发送装置在将所述频率扩散后的信号分配给副载波时，使在所述多个发送装置之间一部分副载波相互重复从而进行分配。

(发明效果)

根据本发明，即使对从多个发送装置的发送、或MIMO传输应用SC-ASA方式时，也能够选择适当的副载波，获得良好的频率利用效率。

附图说明

图1是表示与本发明的第1实施方式的数据发送所使用的副载波的选择方法相关的控制流程的流程图。

图2是表示同实施方式中的副载波的选择结果的例的图。

图3是表示同实施方式中的移动站装置500的结构的概略模块图。

图4是表示同实施方式中的映射部5-1、5-2的动作的图。

图5是表示同实施方式中的移动站装置501的结构的概略模块图。

图6是表示本发明的第2实施方式的基站装置510的结构的概略模块图。

图7是表示同实施方式中的副载波的选择结果的例的图。

图8是表示同实施方式中的映射信息的内容例的图。

图9是表示同实施方式中的基站装置511的结构的概略模块图。

图10是表示与本发明的第3实施方式的数据发送所使用的副载波的选择方法相关的控制流程的流程图。

图11是表示同实施方式中的副载波的选择结果的例的图。

图12是表示同实施方式中的基站装置512的结构的概略模块图。

图13是表示同实施方式中的副载波的选择结果的例和成为均衡处理的对象的发送数据矢量的图。

图14是表示本发明的第4实施方式的副载波的选择结果的例的图。

图15是表示同实施方式中的基站装置513的结构的概略模块图。

图16A是表示同实施方式中的处理系统1的处理对象副载波的图。

图16B是表示同实施方式中的处理系统2的处理对象副载波的图。

图17是表示输入同实施方式中的IDFT部116～119的数据的图。

图18是表示同实施方式中的DFT部213～216的输出的图。

图19是表示本发明的第5实施方式的基站装置514的结构的概略模块图。

图20A是表示同实施方式中的按反复次数的处理对象副载波的例的图以及表示该处理时的假想的副载波的配置的图。

图20B是表示同实施方式中的按反复次数的处理对象副载波的例的图以及表示该处理时的假想的副载波的配置的图。

图20C是表示同实施方式中的按反复次数的处理对象副载波的例的图以及表示该处理时的假想的副载波的配置的图。

图20D是表示同实施方式中的按反复次数的处理对象副载波的例的图以及表示该处理时的假想的副载波的配置的图。

图21A是表示同实施方式中的信号均衡/分离后的输出的映射例的图。

图21B是表示同实施方式中的信号均衡/分离后的输出的映射例的图。

图22是表示输入同实施方式中的IDFT部116、117的数据的图。

图23是表示同实施方式中的DFT部213、214的输出的图。

图24是表示本发明的第6实施方式的移动站装置502的结构的概略模块图。

图25是说明同实施方式中的扩散/多路复用部50-1、50-2的扩散以及多路复用处理的图。

图26是表示本发明的第7实施方式的无线通信系统的结构的概略图。

图27是表示同实施方式中的副载波映射的例的图。

图28是表示同实施方式中的移动站装置A80a的结构的概略模块图。

图29是表示同实施方式中的基站装置A70的结构的概略模块图。

图30是表示本发明的第8实施方式的基站装置71的结构的概略模块图。

图31是表示本发明的第9实施方式的移动站装置82a、82b的结构的概略模块图。

图32是表示同实施方式的基站装置72的结构的概略模块图。

图33是表示本发明的第10实施方式的移动站装置83的结构的概略模块图。

图34是说明同实施方式中的扩散/多路复用部300的处理的图。

图35是例示本发明的第11实施方式的重复副载波的比例决定法所采用的EXIT流程的图。

图36是例示同实施方式中的使副载波的个数变化时的EXIT流程的图。

图37是说明本发明的第12实施方式的频谱分配决定处理的动作的流程图。

图38A是表示本发明的第13实施方式的在用户间进行使用了一部分重复的副载波的传输时的频谱配置的例的图。

图38B是表示同实施方式的在用户间进行使用了一部分重复的副载波的传输时的频谱配置的例的图。

图39是表示本发明的第14实施方式的进行帧单位传输时的概要的图。

图40是表示以往的利用SC-ASA方式进行MIMO传输的发送装置的结构的概略模块图。

图41A是表示以往的利用SC-ASA方式进行MIMO传输的无线通信系统的概略结构的图。

图41B是表示以往的利用SC-ASA方式进行MIMO传输的无线通信系统中的副载波选择的第一例的图。

图41C是表示以往的利用SC-ASA方式进行MIMO传输的无线通信系统中的副载波选择的第二例的图。

图42是表示以往的利用SC-ASA方式进行MIMO传输的接收装置的结构的概略模块图。

图43是表示以往的利用SC-ASA方式进行MIMO传输的无线通信系统中的副载波选择例的图。

图44A是表示以往的在2个发射站应用SC-ASA通信方式进行用户多路复用时的发射站装置的结构的概略模块图。

图44B是表示以往的在2个发射站应用SC-ASA通信方式进行用户多路复用时的接收站装置的结构的概略模块图。

图45是表示以往的MIMO传输的收发的传播路径的图。

符号说明：

1…编码部；2…调制部；3…S/P变换部；4-1、4-2…DFT部；5-1、5-2、5-3…映射部；6-1、6-2…IDFT部；7-1、7-2…GI插入部；8-1、8-2…P/S变换部；9-1、9-2…D/A变换部；10-1、10-2…RF部；11…接收部；100、101、310、311…天线；102、103、312、313…RF部；104、105、314、315…A/D变换部；106、107、316、317…CP去除部；108、109、135、136、318、319、212…S/P变换部；110、111、116、117、137、138、139、140、215、216、320、321…DFT部；112、113…传播路径推断部；114、200…消除部；115、201-1、201-2、300…信号均衡/分离部；118、500…空间/频谱解映射部；301…频谱解映射部；119、120、121、122、142、143…IDFT部；123、124…P/S变换部；125、126…解调部；127、128…解码部；129、130、205…反复控制部；131、132、207…判定部；133、134、210…副本生成部；141…空间/频谱映射部；144、220…传播路径乘法部；145、221…传播路径重构部；146…使用频谱决定部；147…干扰功率推断部；148…发送部；500、501、502…移动站装置；510、511、512、513、514…基站装置；A1、A200a、A200b…编码部；A2、A32-1、A32-2、A117、A201、A230…交织器(インタ一リ一バ)部；A3、A202…调制部；A4、A34-1、A34-2、A203、A232…S/P变换部；A5、A24、A35-1、A35-2、A109、A120、A204、A224、2A33…DFT部；A6、A122、A206…频谱映射部；A7、A123、A207…IDFT部；A8、A124、A208…P/S变换部；A9…导频信号生成部；A10、A210…导频多路复用部；A11、A211…CP插入部；A12、A212…D/A变换部；A13、A39、A126、A213、A241…无线部；A14、A15、A100、A214、A240…天线；A16、A101、A216…A/D变换部；A17、A102、A217…CP去除部；A18、A103、A218…导频分离部；A19、A104-1、A104-2、A219-1、A219-2…传播路径推断部；A20、A127、A220…频谱分配决定部；A21-1、A21-2、A221-1、A221-2…传播路径特性解映射部；A22-1、A22-2、A222-1、A222-2…传播路径特性选择部；A23、A108、A119、A223…S/P变换部；A25、A110、A225…频谱解映射部；A26-1、A26-2…信号消除部；A27-1、A27-2、A112、A226、A236…信号均衡部；A28-1、A28-2、A113、A227、A237…解调部；A29-1、A29-2、A114、A228、A238…解交织器(デインタ一リ一バ)部；A30-1、A30-2、A115、A229、A239…解码部；A31-1、A31-2、A116…反复数控制部；A33-1、A33-2、A118、A231…副本生成部；A36-1、A36-2、A121、A234…干扰频谱选择部；A37-1、A37-2、A125…判定部；A38、A128、A242…发送部；A42、A215…接收部；A50…解映射部；A60…信号检测部；A70、A71、A72…基站装置；A80a、A80b、A82a、A82b、A83…移动站装置；A105-1、A105-2…传播路径特性解映射/选择部；A106…用户切换控制部；A107、A235…干扰信号消除部；A111…希望信号消除部；A300…扩散/多路复用部。

具体实施方式

[第1实施方式]

在第1实施方式中示出，根据各天线的按每个副载波的通信路径状态，决定从各天线发送的数据使用的副载波的方法。本实施方式的无线通信系统具备多个移动站装置和基站装置。基站装置是本实施方式中的接收装置，移动站装置是本实施方式中的发送装置。此外，同时连接基站装置的移动站装置数是2，各个移动站装置所具备的发送天线数也是2，信号分别从总计4个发送天线被发送。

此外，设移动站装置的发送方法为DFT-S-OFDM，副载波总数为32，各移动站装置的各天线使用的副载波数为16。将基站装置的接收天线数也设为2，为了按发送天线分离基于该两个天线的接收信号，在本实施方式中，在一个副载波中同时发送信号的是总计4个发送天线中的任意2个。

图1与本实施方式中的数据发送所使用的副载波的选择方法相关的控制流程。为了说明方便，设用户1的发送天线的天线编号为「1」、「2」，用户2的发送天线的天线编号为「3」、「4」。在图1中，步骤S1是生成两个f(a，b)、g(a，b)这两个函数的处理。分别是a行b列的矩阵。a用用户数×发送天线个数来表示，在本实施方式为2×2＝4。此外，b是副载波数，在本实施方式为32。这里，作为函数f的值，采用与用以下的(1)式表示的从各发送天线发送的各副载波的通信路径容量C_m(k)、或从(1)式省略常数项等而在大小关系不改变的范围简化了运算的通信路径容量相对应的值。这里，m表示发送天线编号、k表示副载波编号、N_T表示发送天线数、Es表示1用户的发送能量、ξ_m(k)表示从第m个发送天线发送的第k个副载波中的传播路径矢量、∑m(k)表示从第m个发送天线发送的第k个副载波中的干扰噪声功率。这里，设各接收天线中的干扰噪声矢量为η(k)时，用式(1’)表示∑m(k)。

【数11】

$C_m\left(k\right)={\log }_2(1+\frac{E_S}{N_T}{\mathrm{\ξ}}_m^H\left(k\right){\mathrm{\ξ}}_m\left(k\right){\mathrm{\Σ}}_m^{-1}\left(k\right))---\left(1\right)$

∑_m(k)=E[||ξ_m(k)^Hη(k)||²] (1’)

其中，在式(1’)中，E[x]表示x的集合平均，||x||表示矢量x的范数(norm)。

该(1)式是表示SIMO(Single Input Multi Output)传输时的从各发送天线发送的按每个副载波的通信路径容量的式，能够将其用作使用副载波的选择基准的情况是通过后述的在接收侧的处理可以在从各发送天线发送的信号彼此间完全去除成为相互干扰的成分的情况。这种情况被称为接收处理中的完全収束状态，可以获得SIMO传输时的接收特性。因此，通过基于(1)式由各发送天线独立地选择发送副载波，可以获得与迄今为止的选择方法相比灵活且更高的选择多样性效果。

此外，对于函数g，全部的值被初始化为0。通过进行图1的流程所示的处理，该函数g成为表示输入的天线编号和副载波编号的组合中的信号发送的有无的函数例如g(2、5)＝1时，表示用2号天线的5号副载波进行信号发送。接着，步骤S2是提取在函数f中具有最大值的矩阵的要素编号的步骤。即，算出配置了最大值的要素的x行y列的x、y。接着，步骤S4是判定已经分配给函数g的第y列的发送天线是否是1个以下的步骤。即是判定用y号副载波进行信号发送的发送天线是否是1个以下的步骤，将第y列的各要素相加从而算出用y号副载波进行信号发送的发送天线的个数，进行该判定。

步骤S4中的该1个以下的条件依存于之前作为前提条件的将分配给同一副载波的最大发送天线数设为2。在步骤S4判定为1个以下，且还可以分配的情况是(S4-是)，在步骤S5，g(x，y)＝1，将进行了分配的情况反映在函数g中。在步骤S6中，对函数g的1的个数进行计数并与64相比较。该值每次增加1所以成为64时，表示结束了全部的分配。其中，64＝各天线的使用副载波数(16)×同时连接的移动站装置的总天线数(4)。

在步骤S4已经分配了两个天线时，在步骤S6判定为还需要进行分配时，在步骤S7使与当前选择的要素x、y相关的函数f的值为-100。该-100的值并没有意义，只是变更为该要素在步骤S2不被再次选择的较小的值。

在图2中示出这样选择的结果。在图2中，纵轴表示按移动站装置的天线编号，横轴表示副载波编号。用四方形包围的副载波表示信号发送所使用的副载波。在图2所示的例中，在30号和32号副载波中是与在一个移动站装置多路复用信号的单一用户-MIMO相同的状态。即，副载波30在用户1的天线1、2使用，副载波32在用户2的天线1、2使用。在1、2、3、31号的副载波中，是与在多个移动站装置共用使用的副载波并多路复用信号的多用户-MIMO相同的状态。即，例如，副载波1在用户1的天线1和用户2的天线2使用。这样仅依存于传输路径的状态而各天线独立地选择使用的副载波，从而可以用良好的状态发送数据。

这里，不对全部天线附加似然(likelihood)而仅由传输路径的状态决定占有副载波的天线，在1号移动站装置和2号移动站装置间在传输路径的状态存在大的差异时，不限于一方的移动站装置能够选择良好状况的副载波。为了与这种情况对应，采用按每个移动站装置准备函数f并且各移动站装置依次选择副载波的方法。

此外，在以上的例中，将(1)式的计算结果用作了函数f的值，但是也可以与此不同，构成为将按发送天线、按副载波的传输路径状态(基于传播路径的增益)或SINR(Signal to Interference Noise Ratio：信号对干扰噪声功率比(这里的干扰是从相邻小区等到来的未知的干扰成分))等作为函数f的值而代入。但是，在本实施方式中，因为对于一个发送天线有两个传播路径(基于基站的接收天线是2个)，所以将由两个接收天线观测的传输路径状态或SINR按每个副载波相加或平均，从而用作函数f的各要素。在这样的采用在各接收天线的SINR的平均这样的简单的基准的情况下，也与采用(1)式的情况同样，可以按发送天线独立地进行发送副载波的选择。

接着，图3是表示通过图1所示的本实施方式的控制流程分别用按各移动站装置的发送天线独立地选择的副载波进行发送的移动站装置500的结构的概略模块图。在图3中，11是接收部，其经由天线从基站装置接收表示对各发送天线发送信号所用的副载波的指定的映射信息；1是编码部，其对发送数据实施纠错码等；2是调制部，其对编码部1的输出进行BPSK(Binary Phase Shift Keying；二进制移相键控)等的调制(以下，称为「1次调制」)；3是S/P(串行/并行)变换部，其将成为串行输入数据的调制部2输出的调制信号变换为与MIMO对应的并行数据。另外，接收部11用的天线也可以兼用第1号天线或第2号天线。

以后的电路假设发送天线是2个，所以存在2序列(x-1、x-2)。4是对从S/P变换部3输入的调制信号实施DFT(Discrete FourierTransform；离散傅立叶(Fourier)变换)变换从而进行频率扩散的DFT部。5-1、5-2是映射部，其根据接收部11从基站装置接收的映射信息，配置由DFT部4-1、4-2对使用的副载波进行了频率扩散的信号。分别对5-1、5-2指定独立的副载波，该副载波由所述函数g算出。此外，映射部5-1、5-2对未映射数据的副载波输入「0」。

6-1、6-2是对由映射部5-1、5-2映射到副载波的信号实施IDFT(InverseDiscrete Fourier Transform；逆离散傅立叶变换)变换的IDFT部；7-1、7-2是向IDFT部6-1、6-2的输出插入保护间隔(guard interval)的GI插入部。GI插入部7-1、7-2在保护间隔的区间使用输入数据的最后部分的拷贝(copy)，将其称为循环前缀。这里，说明使用循环前缀的理由。离散傅立叶变换DFT以在DFT区间内是周期函数的1周期的整数倍的周期的波形为前提，所以在多径传播路径中遅延波成分存在时，在接收侧接收信号中的遅延波成分的周期函数性被破坏，所以不能对接收信号进行离散傅立叶变换DFT来分离为副载波，不能独立地使用副载波。

与此相对，若预先在发送侧插入与传播路径的最大遅延时间相对应的循环前缀，则可以通过在接收侧删除该循环前缀从而对遅延波成分也维持周期函数性，独立地使用各副载波，即即使向任意的频率分配，也可以在接收侧复原。

8-1、8-2是将作为并行数据的GI插入部7-1、7-2的输出变换为串行数据的P/S(并行/串行)变换部，9-1、9-2是将作为数字数据的P/S变换部8-1、8-2的输出变换为模拟数据的D/A(数字/模拟)变换部。10-1、10-2是具有变换为发送数据的频带的功能的RF(Radio Frequency；无线频率)部。在RF部10-1连接1号天线、在RF部10-2连接2号天线这样地在RF部10-1、10-2连接独立的天线。在该实施方式中对多个发送信号共用了编码部1，但也可以按每个从各发送天线发送的信号对应不同的编码部。

如图3所示，移动站装置500具备编码部1、调制部2、S/P变换部3、DFT部4-1、4-2、映射部5-1、5-2、IDFT部6-1、6-2、GI插入部7-1、7-2、P/S变换部8-1、8-2、D/A变换部9-1、9-2、RF部10-1、10-2、接收部11。

通过这样的结构，可以与由图1所示的流程所决定的按天线的副载波配置相对应来发送数据。

下面，为了说明向副载波映射的样子，参照图2的用户1说明映射部5-1、5-2的动作。其中，假设由图2的用户1、天线1所使用的副载波是(副载波编号1，3，5，8，10，11，14，17，20，22，24，25，28，30，31，32)的16个，由用户1、天线2所使用的副载波是(副载波编号2，4，5，6，7，8，11，15，17，19，20，22，23，26，30，31)的16个。这里，用户1表示移动站编号是1号的移动站装置500，天线1表示天线编号是1号的天线。用户2、天线2也同样。

图4是表示映射部5-1、以及5-2的动作的图。在映射部5-1、5-2中从接收部11输入上述按天线的使用副载波信息(映射信息)。在图4中，映射部5-1、5-2的左侧为输入(将使用的副载波数假设为16所以有16个输入)、右侧为输出(成为来自32副载波的选择所以有32个输出)。此外，没有输入信号的连接的输出信号为0。图4所例示的映射部5-1按照将1号输入信号分配给1番副载波、将2号输入信号分配给3番副载波的方式进行分配，在2号副载波中没有分配输入信号，所以从2号副载波输出0。在该图4中示出选择输入输出来连接映射部5-1、5-2这样的结构，但也可以构成为将输入信号输入存储器，并根据映射信息而在输出侧调出。

图5是表示作为移动站装置500的不同结构例的移动站装置501的结构的概略模块图。在同图中，对具有与图3相同功能的模块附加相同编号。在图5中与图3不同，DFT部没有DFT部4-2而仅是DFT部4-1，映射部没有映射部5-1、5-2而仅是映射部5-3的一个。这在移动站装置501中映射部5-3将从DFT部4-1输出的频谱统一2符号分来进行映射。由此，构成从多个发送天线发送的发送信号。此外，图5的DFT部4-1也可以具有图3的DFT部4-1的2倍输入输出大小。

在本实施方式中，通过图1所示的控制流程决定所使用的副载波，但也可以构成为按成为对象的无线通信系统的帧进行该副载波的决定。通过这样按帧选择副载波，能够进行进一步与对应于传播路径状况的时间的变化对应的副载波的选择，所以频率利用效率进一步提高。

另外，在以后的实施方式中说明基站装置。

如图1所示的流程图那样，在本实施方式中，按发送天线独立地进行发送副载波的选择，所以能够从可发送的传播路径中选择条件最好的传播路径。因此，无论是对各移动站装置还是对系统整体，都能够获得高的频率利用效率。

[第2实施方式]

在第2实施方式中，示出应用了SC/MMSE(SoftCanceller/MMSE)技术时的接收装置结构，该技术进行本发明的空间/频谱映射，对混有单一用户-MIMO和多用户-MIMO这样的信号，根据解调后的数据的可靠性生成接收信号的副本，从接收信号减去不要的干扰(副本)后，反复均衡、解调处理，由此使解调数据的可靠性逐渐提高。

另外，在本实施方式中也与第1实施方式同样地，同时向基站装置连接的移动站装置数是2，各个移动站装置所具备的发送天线数也是2，从总计4个发送天线分别发送信号。此外，设移动站装置的发送方法为DFT-S-OFDM、副载波总数为32、各移动站装置的各天线使用的副载波数为16。基站装置的接收天线数也设为2，为了按发送天线分离该两个天线的接收信号，在本实施方式中，在一个副载波中同时发送信号的是总计4个发送天线中的任意2个。

图6是表示本实施方式中的接收装置即基站装置510的结构的概略模块图。如图6所示本实施方式中的接收装置具备天线部100、101、RF部102、103、A/D变换部104、105、CP去除部106、107、S/P变换部108、109、135、136、DFT部110、111、116、117、137、138、139、140、传播路径推断部112、113、消除部114、信号均衡/分离部115、空间/频谱解映射部118、IDFT部119、120、121、122、142、143、P/S变换部123、124、解调部125、126、解码部127、128、反复控制部129、130、判定部131、132、副本生成部133、134、空间/频谱映射部141、传播路径乘法部144、传播路径重构部145、使用频谱决定部146、干扰功率测定部147、发送部148。

在图6所示的基站装置510中，由天线部100、101接收的信号经由CP去除部106、107等，通过DFT部110、111进行离散傅立叶变换，从而变换为频域信号。接着，该频域的信号输入消除部114。消除部114进行从接收信号即该频域信号去除基于解调数据的可靠性而生成的接收信号的副本的减法处理。

此时，在可以生成完全的副本(发送信号)的情况下，消除部114的输出仅成为噪声成分。设由两个天线所接收的接收数据矢量为R、假设传播路径矩阵(在传播路径重构部221中根据映射信息映射由传播路径推断部112、113所推断的传播路径变动所得的矩阵)为Ξ、将从全部发送天线发送的信号统一为一个矢量所得的疑似发送数据矢量的副本为S’(在后述的副本生成部133、134～空间/频谱映射部141中被生成)时，用(2)式表示该运算。

【数12】

Q＝R-ΞS′    (2)

其中，Q是表示第2次以后的反复处理时的消除部114的输出(消除后的残差)的矢量，R、Ξ、S’用以下的(3)～(5)式来表示。

【数13】

$R=\left[\begin{array}{c}{R}_1\left(1\right)\\ R_1\left(2\right)\\ R_1\left(3\right)\\ R_1\left(4\right)\\ R_2\left(1\right)\\ R_2\left(2\right)\\ R_2\left(3\right)\\ R_2\left(4\right)\end{array}\right]---\left(3\right)$

$\mathrm{\Ξ}=\left[\begin{array}{cccccccc}{\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(1\right)& 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(1\right)& 0& 0& 0\\ 0& {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(2\right)& 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(2\right)& 0& 0\\ 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(3\right)& 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(3\right)& 0\\ 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(4\right)& 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(4\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(1\right)& 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(1\right)& 0& 0& 0\\ 0& {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(2\right)& 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(2\right)& 0& 0\\ 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(3\right)& 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(3\right)& 0\\ 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(4\right)& 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(4\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(4\right)$

$S^{\′}=\left[\begin{array}{c}{S^{\′}}_3\left(1\right)\\ {S^{\′}}_2\left(2\right)\\ {S^{\′}}_1\left(3\right)\\ {S^{\′}}_1\left(4\right)\\ {S^{\′}}_4\left(1\right)\\ {S^{\′}}_3\left(2\right)\\ {S^{\′}}_4\left(3\right)\\ {S^{\′}}_2\left(4\right)\end{array}\right]---\left(5\right)$

这里，也包括要提取的希望信号而消除全部副本(ΞS’)的理由是：后述的信号均衡/分离部115伴随逆矩阵运算，所以仅留下希望信号而反复进行消除、均衡时，与块内所包括的希望信号需要进行数次逆矩阵运算相对，通过输入全部消除后的残差(Q)，残差在块内共同使用，在块内若进行一次逆矩阵运算则可以计算全部的权重，所以通过分别输入副本并进行重构的形式，削减伴随逆矩阵运算的运算量。但是，因为初次不能生成所接收的信号的副本，所以接收数据矢量(R)原样通过消除部114。

经由了消除部114的信号输入信号均衡/分离部115，采用频域信号进行均衡处理。进行反复处理时，在该信号均衡/分离部115中，对消除器部114的输出(Q)进行对将每个发送数据矢量的接收信号的副本相加之后的信号的均衡处理。这里，在进行了本发明的空间/频谱映射的情况下，所谓成为在信号均衡/分离部115的均衡对象的发送数据矢量，表示在全频谱统一与发送源无关系地分离实际在同一频谱被多路复用的两个信号值后的信号的数据串，而不是指通常的单一用户-MIMO或多用户用户-MIMO中的发送数据串、即按发送天线或按移动站装置的发送数据串。

例如，为进行了图7所示那样的空间/频谱映射。对于此时的发送信号，成为在基站装置510的信号均衡/分离部115的均衡对象的发送数据矢量成为用划了斜线的块B1、B2、B3、B4表示的信号串、和用白色的块B5、B6、B7、B8表示的信号串的两个。这样，在本实施方式中的信号均衡/分离部115中，按照混有从多个用户的各天线发送的信号的图7所示那样的两个信号串是分别从1个天线发送的信号的方式假设性地使用，分别进行对各信号串的均衡处理。这里，所谓用户1表示移动站编号是1号的移动站装置510，所谓天线1表示天线编号是1号的天线。用户2、天线2也同样。

这里，分别将这样的两个假想的信号串称为疑似发送数据矢量1(图7的划了斜线的信号串B1～B4，对应于S’的上半部分)和疑似发送数据矢量2(图7的白色的信号串B5～B8，对应于S’的下半部分)。但是，在初次的处理中，因为不能生成接收信号的副本，所以进行对什么也不减去地通过了消除部200的信号的均衡处理。如前所述，本实施方式中的均衡处理分别针对疑似发送数据矢量1、2(用图7的斜线和白色区别的块所表示的两个信号串)来进行，所以采用用(3)式表示的接收数据矢量和用(4)式表示的假设传播路径矩阵、以及对疑似发送数据矢量1、2的传播路径矩阵Ξ_T1、Ξ_T2来进行运算。

这里，Ξ_T1是均衡疑似发送数据矢量1时、Ξ_T2是均衡疑似发送数据矢量2时所利用的、假设各发送数据矢量分别是从1个天线发送的信号而生成的假想的传播路径矩阵，因为是假设传播路径矩阵Ξ的一部分所以以下称为「部分假设传播路径矩阵」。这些部分假设传播路径矩阵通过根据频谱映射信息映射由传播路径推断部112、113所获得的每个收发天线的组合的传播路径推断值来获得，在本实施方式中在传播路径重构部145中被生成。

【数14】

${\mathrm{\Ξ}}_{T1}=\left[\begin{array}{cccc}{\mathrm{\Ξ}}_{13}& 0& 0& 0\\ 0& {\mathrm{\Ξ}}_{12}& 0& 0\\ 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{11}& 0\\ 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{11}\\ {\mathrm{\Ξ}}_{23}& 0& 0& 0\\ 0& {\mathrm{\Ξ}}_{22}& 0& 0\\ 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{21}& 0\\ 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{21}\end{array}\right]\·\·\·\left(6\right)$

${\mathrm{\Ξ}}_{T2}=\left[\begin{array}{cccc}{\mathrm{\Ξ}}_{14}& 0& 0& 0\\ 0& {\mathrm{\Ξ}}_{13}& 0& 0\\ 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{14}& 0\\ 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{12}\\ {\mathrm{\Ξ}}_{24}& 0& 0& 0\\ 0& {\mathrm{\Ξ}}_{23}& 0& 0\\ 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{24}& 0\\ 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{22}\end{array}\right]\·\·\·\left(7\right)$

这里，示出传播路径重构部145的动作。在传播路径重构部145中从各接收天线输入传播路径推断信息。所输入的信息是各发送天线和各接收天线的每个副载波的传播路径应答。在本实施方式中，设需要同时处理的发送天线数为4(用户数2×天线数2)、接收天线数2、副载波数4，所以输入总计32个的频率应答。从连接于天线100的传播路径推断部112输入的传播路径信息Ξ_r1可以用(8)式来表现，从连接于天线101的传播路径推断部113输入的传播路径信息Ξ_r2可以用(9)式来表示。(其中，将用户1的发送天线表记为发送天线1、2，将用户2的发送天线表记为天线3、4。)

【数15】

${\mathrm{\Ξ}}_{r1}=\left[\begin{array}{cccc}{\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(1\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(2\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(3\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(4\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(1\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(2\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(3\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(4\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(1\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(2\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(3\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(4\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(1\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(2\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(3\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(4\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(8\right)$

${\mathrm{\Ξ}}_{r2}=\left[\begin{array}{cccc}{\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(1\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(2\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(3\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(4\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(1\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(2\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(3\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(4\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(1\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(2\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(3\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(4\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(1\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(2\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(3\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(4\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(9\right)$

在传播路径重构部145中，生成假设传播路径矩阵Ξ和部分假设传播路径矩阵Ξ_T1、Ξ_T2。首先说明假设传播路径矩阵的生成方法。生成映射信息，即，根据图8所示的每个天线的副载波的使用状况，对(8)式、(9)式实施的屏蔽矢量MV。屏蔽矢量MV用1表示使用的地方、用0表示不使用的地方，用(10)式表示与图8对应的屏蔽矢量MV。

【数16】

$\mathrm{MV}=\left[\begin{array}{cccc}0& 0& 1& 1\\ 0& 1& 0& 1\\ 1& 1& 0& 0\\ 1& 0& 1& 0\end{array}\right]\·\·\·\left(10\right)$

将矩阵中的各要素间的积运算用「.*」表示时，

${\mathrm{\Ξ}}_{r1}\·*\mathrm{MV}=\left[\begin{array}{cccc}0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(3\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(4\right)\\ 0& {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(2\right)& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(4\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(1\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(2\right)& 0& 0\\ {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(1\right)& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(3\right)& 0\end{array}\right]\·\·\·\left(11\right)$

${\mathrm{\Ξ}}_{r2}\·*\mathrm{MV}=\left[\begin{array}{cccc}0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(3\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(4\right)\\ 0& {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(2\right)& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(4\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(1\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(2\right)& 0& 0\\ {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(1\right)& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(3\right)& 0\end{array}\right]\·\·\·\left(12\right)$

设去除矩阵A的0成分并进行向上靠紧的运算为D0U(A)，对(11)式、(12)式实施该运算后，

【数17】

$D0U({\mathrm{\Ξ}}_{r1}\·*\mathrm{MV})=\left[\begin{array}{cccc}{\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(1\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(2\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(3\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(4\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(1\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(2\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(3\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(4\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(13\right)$

$D0U({\mathrm{\Ξ}}_{r2}\·*\mathrm{MV})=\left[\begin{array}{cccc}{\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(1\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(2\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(3\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(4\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(1\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(2\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(3\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(4\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(14\right)$

使用(13)式、(14)式的各行矢量而对4×4的方阵进行对角化(将对角化(13)式的1行的例表示为矩阵(15))，在列方向联结由相同式获得的方阵并作成4×8的矩阵(将由(13)式生成并联结了对角矩阵的例表示为矩阵(16))，将该联结后的矩阵在行方向联结时，假设传播路径矩阵Ξ被算出。

【数18】

$\left[\begin{array}{cccc}{\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(1\right)& 0& 0& 0\\ 0& {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(2\right)& 0& 0\\ 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(3\right)& 0\\ 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(4\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(15\right)$

$\left[\begin{array}{cccccccc}{\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(1\right)& 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(1\right)& 0& 0& 0\\ 0& {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(2\right)& 0& 0& 0& {\text{\Ξ}}_{13}\left(2\right)& 0& 0\\ 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(3\right)& 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(3\right)& 0\\ 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(4\right)& 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(4\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(16\right)$

$\mathrm{\Ξ}=\left[\begin{array}{cccccccc}{\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(1\right)& 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(1\right)& 0& 0& 0\\ 0& {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(2\right)& 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(2\right)& 0& 0\\ 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(3\right)& 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(3\right)& 0\\ 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(4\right)& 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(4\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(1\right)& 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(1\right)& 0& 0& 0\\ 0& {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(2\right)& 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(2\right)& 0& 0\\ 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(3\right)& 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(3\right)& 0\\ 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(4\right)& 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(4\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(17\right)$

该Ξ的左半部分的8×4矩阵、右半部分的8×4的矩阵成为部分假设传播路径矩阵。

【数19】

${\mathrm{\Ξ}}_{T1}=\left[\begin{array}{cccc}{\mathrm{\Ξ}}_{13}& 0& 0& 0\\ 0& {\mathrm{\Ξ}}_{12}& 0& 0\\ 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{11}& 0\\ 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{11}\\ {\mathrm{\Ξ}}_{23}& 0& 0& 0\\ 0& {\mathrm{\Ξ}}_{22}& 0& 0\\ 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{21}& 0\\ 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{21}\end{array}\right]\·\·\·\left(18\right)$

${\mathrm{\Ξ}}_{T2}=\left[\begin{array}{cccc}{\mathrm{\Ξ}}_{14}& 0& 0& 0\\ 0& {\mathrm{\Ξ}}_{13}& 0& 0\\ 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{14}& 0\\ 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{12}\\ {\mathrm{\Ξ}}_{24}& 0& 0& 0\\ 0& {\mathrm{\Ξ}}_{23}& 0& 0\\ 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{24}& 0\\ 0& 0& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{22}\end{array}\right]\·\·\·\left(19\right)$

这里，示出了生成假设传播路径矩阵时，依次使矩阵变形从而算出的例，但是也可以将Ξ_r1、Ξ_r2存储在存储器中，根据映射信息，变更存储器的调出顺序，从而生成假设传播路径矩阵Ξ。

此外，在反复处理时，代替(3)式所示的接收数据矢量而将用(2)式表示的消除后的残差(Q)和时域的副本在DFT部137～140中变换为频域，并在空间/频谱映射部141中映射之后按每个疑似发送数据矢量在IDFT部142、143中再次向时域变换后的信号也被采用来进行均衡处理。这里，成为向IDFT部142、143的输入的疑似发送数据矢量1、2的副本分别用以下的式表示。其中，S’_T1表示疑似发送数据矢量1(图7的斜线的信号串B1～B4)，S’_T2表示疑似发送数据矢量2(图7的白色的信号串B5～B8)。在本实施方式的基站装置510中，采用这些副本来重构每个疑似发送数据矢量的接收信号，分别利用(22)式进行基于MMSE规范的均衡处理。

【数20】

$S_{T1}^{\′}=\left[\begin{array}{c}{S^{\′}}_3\left(1\right)\\ {S^{\′}}_2\left(2\right)\\ {S^{\′}}_1\left(3\right)\\ {S^{\′}}_1\left(4\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(20\right)$

$S_{T2}^{\′}=\left[\begin{array}{c}{S^{\′}}_4\left(1\right)\\ {S^{\′}}_3\left(2\right)\\ {S^{\′}}_4\left(3\right)\\ {S^{\′}}_2\left(4\right)\end{array}\right]---\left(21\right)$

z_Tn＝(1+γ_Tnδ_Tn)^-1[γ_Tns′_Tn+F^Hψ_TnQ]     (22)

其中，γ_Tn、δ_Tn是由抽头系数的运算表示的实数，ψ_Tn是具有同样由抽头系数的运算表示的DFT块长的大小的复方阵，z_Tn是从信号均衡/分离部115输出的按疑似发送数据矢量的信号。此外，下标Tn的n与疑似发送数据矢量的编号相对应，在本实施方式中代入1和2。

这样，通过将混有从多个发送天线发送的信号的信号用作疑似发送数据，即使在进行本发明的空间/频谱映射时也可以进行利用了(22)式的均衡处理，从信号均衡/分离部115按疑似发送数据输出时域中的均衡后的信号。

接着，按疑似发送数据矢量而均衡的信号输入DFT部116、117并变换为频域信号之后，输入空间/频谱解映射部118。其中，在DFT部116中输入均衡后的疑似发送数据矢量1(图7的斜线的信号串B1～B4)，在DFT部117中输入均衡后的疑似发送数据矢量2(图7的白色的信号串B5～B8)。在该空间/频谱解映射部118中，根据使用频谱映射信息，进行将从各用户的各发送天线发送的信号统一的解映射。在本实施方式中，从2用户利用总计4个发送天线发送信号，所以在该空间/频谱解映射部118中统一为4个信号串。

然后，在IDFT部119～122中，在空间以及频谱方向所解映射的各信号串被变换为时域信号。通过这样的结构，可以按从各发送天线发送的信号串统一本发明的空间/频谱映射后的多个信号串，进行IDFT处理。然后，在P/S变换部123、124中变换为每个用户的串行信号，进行解调以及解码处理。这里，P/S变换部123、124为止的处理以OFDM符号单位来进行，但是这以后的处理、尤其是解码处理进行以纠错编码了的单位(通常，包或帧单位)的处理。

在解码部127、128中算出表示纠错后的接收数据的可靠性的LLR(LogLikelihood Ratio：对数似然比)，在输入了该对数似然比LLR的反复控制部129、130中判断是否进行了预先决定的次数的反复处理，在反复处理被进行了所决定的次数的情况下，向判定部131、132输出对数似然比LLR。相反，在反复处理的次数不满足所决定的次数时，向副本生成部133、134输出对数似然比LLR，并转移到接收信号的副本生成处理。此外，若以CRC(Cyclic Redundancy Check：循环冗余码校验)码的利用为前提，则也可以反复控制部129、130进行接收数据的CRC校验，在未检测出错误时，结束反复处理。

在副本生成部133、134中，分别生成与各比特的对数似然比LLR相对应的信号副本(发送信号的副本)，经由S/P变换部135、136，在DFT部137～140中分别变换为从各发送天线发送的信号的频域的副本。之前，叙述了以包或帧单位进行解调以后的处理，但是从该DFT部137～140开始的处理再次以OFDM符号单位来进行。

这样生成的频域的信号副本，接着，根据从使用频谱决定部146通知的映射信息，在空间/频谱映射部141中进行与发送侧同样的本发明的映射。然后，被空间/频谱映射的副本(S’)分别输入信号均衡/分离部115和传播路径乘法部144。在输入了空间/频谱映射后的副本(S’)的信号均衡/分离部115中，如前所述，采用该副本重构疑似发送数据矢量1以及2的接收信号，用于各个疑似发送数据矢量的均衡处理。此外，在传播路径乘法部144中，为了生成用于在消除部114与接收信号的减法的接收信号的副本，对空间/频谱映射后的副本乘以考虑了其映射的假设传播路径矩阵((17)式的Ξ)。然后，从传播路径乘法部144输出的接收信号的副本(ΞS’)输入消除部114，进行之前叙述的(2)式的减法。

在本实施方式的基站装置510中，通过反复以上那样的、副本的消除、均衡、空间/频谱解映射、解码、副本生成处理，逐渐提高所解码的比特的可靠性。而且，进行了预先决定的反复次数的处理之后，在判定部131、132中进行比特的硬判定，再生发送数据。通过这样的接收装置结构，可以由多个用户分别分离空间/频谱映射后的信号，并解码各发送数据。

此外，在本实施方式的基站装置中，具备干扰功率推断部147，按各发送天线的副载波测定从其他小区等到来的未知的干扰信号的功率，用于在使用频谱决定部146的(1)式的计算(作为∑m(k))。而且，使用频谱决定部146在第1实施方式中通过图1所示的控制流程，决定用于从各移动站装置500或501的各天线发送的副载波。使用频谱决定部146向发送部148输出表示该决定的副载波的指定的映射信息，发送部148向、第1实施方式所示的移动站装置500或501发送该映射信息。

此外，在以上的均衡处理中，不仅是初次在第2次以后的处理中也进行对图7所示的两个疑似发送数据矢量的均衡，但是也可以与此不同，第2次以后进行将从各发送天线发送的信号串用作(疑似)发送数据矢量的均衡处理。但是，在该情况下成为进行对4个(疑似)发送数据矢量的均衡处理，116或117的DFT部和142、143的IDFT部分别需要4个。此外，还需要根据怎样使用发送数据矢量来重新生成部分假设传播路径矩阵(Ξ_T1、Ξ_T2)。而且，也可以构成为从初次处理开始总是进行对4个发送数据矢量的均衡，该情况的各发送数据矢量成为从各发送天线发送的各个信号串。但是，在该情况下也需要进行4次(22)式的运算。

此外，在图9中示出表示与图6具有不同结构的基站装置511的结构的概略模块图。但是，对同一模块附加与图6相同的编号。图9所示的基站装置511为从图6所示的基站装置510删除了DFT部116、117和IDFT部142、143的结构。这是使向信号均衡/分离部115的输入为时域信号还是为频域信号的不同，如图9所示，也可以输入频域的副本等从而进行基于MMSE规范的均衡处理。

在第1实施方式所示的发送装置中没有记载进行对编码后的比特的交织的模块，在第2实施方式所示的接收装置中没有记载进行对解调后的比特的解交织的模块，但是通过增加这些模块可以获得更好的特性。这是因为通过进行交织，可以使接收时的各码比特的概率密度函数接近高斯(Gauss)分布，本来以高斯分布为前提所进行理论分析的Turbo均衡技术的可靠性提高。

[第3实施方式]

在第1和第2实施方式中，示出了进行具有在各副载波被多路复用的信号一定为2个这样的限制的空间/频谱映射时的例。如在这些实施方式中叙述的那样，在通过在接收侧的处理可以去除相互成为干扰的信号的情况下，各发送侧可以仅考虑每个天线自身的传播路径变动而独立地进行频谱的映射。在以下的方式中，示出不限制被多路复用的信号数而各发送天线分别独立地决定所使用的频谱的映射方法。

在图10中示出决定实现本实施方式时使用的副载波的流程。对与图1相同的处理附加相同编号。与图1的不同是删除了步骤S4的处理。这起因于去除了关于对1个副载波进行多路复用的信号数的限制。通过这样的程序，通过按发送天线决定使用频谱，与进行了之前的实施方式中的映射的情况相比较，能够实现可获得更灵活且高选择多样性效果的映射。

这里，为了简单，设使用的副载波数为6，在图11中示出对分别具有两个发送天线的2用户通过图10所示的控制流程进行了映射时的发送天线和使用频谱的关系的一例。接着，在图12中示出表示接收进行了这样的空间/频谱映射的信号的基站装置512的结构的概略模块图。其中，对与图9相同的模块附加相同的编号。在利用本实施方式的图10的控制流程来进行空间/频谱映射的情况下，如图11所示，成为最大从4天线进行利用了同一频谱的发送，所以本实施方式中的基站装置512具有4个接收系统(天线部100～DFT部110、天线部101～DFT部111、天线部310～DFT部320、天线部311～DFT部321)，成为最大可以分离4个多路复用的信号的结构。此外，与图9的结构相比，还增加了传播路径推断部(传播路径推断部322、323)，成为4个。

这种基站装置512的各模块的动作与在第2实施方式中所示的基站装置510、511的动作大致相同，但是成为在信号均衡/分离部300中均衡处理进行了本实施方式的空间/频谱映射的信号时的对象的(疑似)发送数据矢量是从各发送天线发送的信号串。这指的是如图13所示分别用划了斜线的块B9、B10、B11、白色的块B12、B13、B14、划了纵线的块B15、B16、B17、阴影的块B18、B19、B20表示的4个信号串。

在信号均衡/分离部300中对这些发送数据矢量进行与在第2实施方式叙述的均衡处理同样的处理。在反复处理中，在消除部200中利用从全接收信号减去了考虑在发送侧的映射而生成的全接收信号的副本所得的结果、和由接受了各发送数据矢量的副本以及各发送数据矢量的传播路径变动(部分假设传播路径矩阵)所重构的各发送数据矢量的接收信号副本，进行均衡处理。

这些均衡处理后的信号作为从各发送天线发送的信号串而输出，所以成为在空间上已经被解映射的信号，在频谱解映射部301中根据映射信息按每个这些信号串(发送数据矢量)进行频谱的解映射。此外，在由纠错后的比特的对数似然比LLR作成发送信号的副本时，经由DFT部213～216而输入频谱映射部302是信号成为从各发送天线发送的信号串(发送数据矢量)，所以在频谱映射部302中不考虑空间性的映射，仅对各发送数据矢量进行频谱的映射即可。

这样，通过成为基站装置512的结构，通过本实施方式的控制流程按发送天线独立地决定使用频谱时，也能够分离各发送数据矢量并对各个数据进行解码。

[第4实施方式]

在第1、2、3实施方式的基站装置510、511、512中示出了在由收发天线间的频率应答所生成的传播路径矩阵中没有Rank降低的状态、即对于发送流(stream)数而接收天线数相同或比其多的情况，但是这里示出Rank降低的状态、即在接收天线数比发送流数少的状态下的解调方法。其中，发送用户数、各用户的发送天线数、使用副载波位置以及数量与在第3实施方式所示的相同。接收天线数设为2。

设数据为包结构，由多个符号构成1包。

假设纠错编码按用户以1包单位来进行，用1符号从各发送天线序串分别发送3数据、总计发送6个数据的情况。在各发送天线中在1符号使用3副载波。

在图14中示出发送时的发送天线和使用副载波的关系。用S_x-y(p)表示发送信号被频率变换后的数据。发送信号的频率矢量S_x-y是将发送信号的时间矢量D_x-y进行了频率变换的数据。X是用户编号、y是天线编号。P是表示数据的索引(index)的自然数。根据图14的配置用(23)式、(24)式定义在频域的发送信号矢量S1、S2。

【数21】

$S1=\left[\begin{array}{c}{S}_{1-1}(3p-2)\\ 0\\ S_{1-1}(3p-1)\\ 0\\ 0\\ S_{1-1}\left(3p\right)\\ S_{1-2}(3p-2)\\ 0\\ 0\\ 0\\ S_{1-2}(3p-1)\\ S_{1-2}\left(3p\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(23\right)$

$S2=\left[\begin{array}{c}0\\ S_{2-1}(3p-2)\\ S_{2-1}(3p-1)\\ 0\\ 0\\ S_{2-1}\left(3p\right)\\ S_{2-2}(3p-1)\\ 0\\ 0\\ 0\\ S_{2-2}(3p-1)\\ S_{2-2}\left(3p\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(24\right)$

设发送天线为n(为了方便，用户2的发送天线1、2分别设为3、4)、接收天线为j、副载波编号为k，将每个副载波的频率应答表示为Ξ_jn(k)时，对于每个用户的传播路径矩阵，用(25)式、(26)式定义Ξ1、Ξ2。

此外，在这种情况下，由接收机接收的频域的数据R用(27)式来表示。

【数22】

$\mathrm{\Ξ}1=\left[\begin{array}{cccccccccccc}{\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(1\right)& & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(1\right)& & & & & \\ & 0& & & 0& & & 0& & & 0& \\ & & {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(3\right)& & & & & & 0& & & \\ & & & 0& & & & & & 0& & \\ & 0& & & 0& & & 0& & & {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(5\right)& \\ & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(6\right)& & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(6\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(1\right)& & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(1\right)& & & & & \\ & 0& & & 0& & & 0& & & 0& \\ & & {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(3\right)& & & & & & 0& & & \\ & & & 0& & & & & & 0& & \\ & 0& & & 0& & & 0& & & {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(5\right)& \\ & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(6\right)& & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(6\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(25\right)$

$\mathrm{\Ξ}2=\left[\begin{array}{cccccccccccc}0& & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(1\right)& & & & & \\ & {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(2\right)& & & 0& & & 0& & & 0& \\ & & {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(3\right)& & & & & & 0& & & \\ & & & 0& & & & & & 0& & \\ & 0& & & 0& & & 0& & & {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(5\right)& \\ & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(6\right)& & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(6\right)\\ 0& & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(1\right)& & & & & \\ & {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(2\right)& & & 0& & & 0& & & 0& \\ & & {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(3\right)& & & & & & 0& & & \\ & & & 0& & & & & & 0& & \\ & 0& & & 0& & & 0& & & {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(5\right)& \\ & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(6\right)& & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(6\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(26\right)$

其中，发送时未使用的副载波的频率应答为0。

$R=\left[\begin{array}{c}{R}_1\left(1\right)\\ R_1\left(2\right)\\ R_1\left(3\right)\\ R_1\left(4\right)\\ R_1\left(5\right)\\ R_1\left(6\right)\\ R_2\left(1\right)\\ R_2\left(2\right)\\ R_2\left(3\right)\\ R_2\left(4\right)\\ R_2\left(5\right)\\ R_2\left(6\right)\end{array}\right]=\mathrm{\Ξ}1S1+\mathrm{\Ξ}2S2\·\·\left(27\right)$

这里在R_j(k)中，j表示接收天线编号、k表示副载波编号。但是，为了使说明简单，省略了与噪声相关的表记。

通过调换传播路径矩阵Ξ1和Ξ2的要素，可以生成相同阶(order)的假设传播路径矩阵Ξ时，即，能够生成没有Rank降低的Ξ时，可以用在第2实施方式示出的方法解调数据，但是如本实施方式那样，通过调换Ξ1和Ξ2的要素不能生成没有Rank降低的传播路径矩阵时，利用在第2实施方式示出的方法不能解调数据。不能生成没有Rank降低的传播路径矩阵的理由是因为对一个副载波同时发送比接收天线数多的流。即，副载波1或6相当于该原因。

下面说明可以解调以这种状态发送的数据的基站装置513的实施方式。

图15是表示本实施方式中的基站装置513的结构的概略模块图。但是，为了简化说明，仅示出接收所需的模块，而且在基站装置513中仅示出最初对接收数据进行了频率变换后的模块。此外，附加了与图9相同编号的模块具有相同的功能。与图9的不同是信号均衡/分离部为信号均衡/分离部201-1、201-2的两个。此外，因为空间/频谱解映射部118具有不同的功能所以表示为空间/频谱解映射部500。均衡处理以MMSE处理为前提。对于该MMSE均衡处理所需的信号，需要从接收信号减去副本信号所得的残差信号、收发天线间的传播路径矩阵Ξ、来自希望天线(想算出数据的天线)的传播路径矩阵Ξ_nT(部分传播路径矩阵)、用于重构希望信号的副本信号S’(频域数据)。

基站装置513的最初的信号均衡/分离部201-1、201-2成为2个的理由是因为以传播路径矩阵的Rank降低为前提所以需要多个处理。以后，为了区别2系统的处理，将一方称为处理系统1，另一方称为处理系统2。

接收信号处理基本上与图9所示的相同，但加上在本实施方式的不同的处理而简单地进行说明。其中，各收发天线间的频率应答采用任何方法来算出。

所接收的信号以符号单位被频率变换，输入消除部114。用(27)式表示该信号。在基站装置513中与之前的实施方式同样，以包单位(实施纠错编码的单位)进行反复处理，但在最初的处理中，因为未作成副本所以传播路径乘法部144的输出是0。在第2次以后的处理中，生成了由各数据的对数似然比LLR所算出的发送信号的副本，所以从接收信号减去副本信号。在完全地再现了发送信号的副本的情况下，减法运算后的信号仅成为噪声。

在信号均衡/分离部201-1、201-2中，将接收信号在两个处理系统中分开来进行处理。即在处理系统1、信号均衡/分离部201-1中仅发送如图16A所示地附加了码K1或K2的信号，在处理系统2、信号均衡部/分离部201-2中仅发送如图16B所示地附加了码K3或K4的信号。因此，在各个处理系统中，在图16A或图16B中没有附加码的信号作为噪声来处理。

将在各个处理系统作为对象的疑似的发送数据矢量设为Ss1、Ss2时，分别用(28)、(29)式来表示，与各个疑似发送数据矢量对应的假设传播路径矩阵Ξ_s1、Ξ_s2分别成为以下的(30)式、(31)式那样。

【数23】

$\mathrm{Ss}1=\left[\begin{array}{c}{S}_{1-1}(3p-2)\\ S_{2-1}(3p-2)\\ S_{1-1}(3p-1)\\ 0\\ S_{1-2}(3p-1)\\ S_{1-1}\left(3p\right)\\ S_{1-2}(3p-2)\\ 0\\ S_{2-1}(3p-1)\\ 0\\ S_{2-2}(3p-1)\\ S_{1-2}\left(3p\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(28\right)$

$\mathrm{Ss}2=\left[\begin{array}{c}{S}_{1-2}(3p-2)\\ S_{2-1}(3p-2)\\ S_{1-1}(3p-1)\\ 0\\ S_{1-2}(3p-1)\\ S_{2-1}\left(3p\right)\\ S_{2-2}(3p-1)\\ 0\\ S_{2-1}(3p-1)\\ 0\\ S_{2-2}(3p-1)\\ S_{2-2}\left(3p\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(29\right)$

【数24】

${\mathrm{\Ξ}}_{s1}=\left[\begin{array}{cccccccccccc}{\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(1\right)& & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(1\right)& & & & & \\ & {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(2\right)& & & 0& & & 0& & & 0& \\ & & {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(3\right)& & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(3\right)& & & \\ & & & 0& & & & & & 0& & \\ & 0& & & {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(5\right)& & & 0& & & {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(5\right)& \\ & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(6\right)& & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(6\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(1\right)& & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(1\right)& & & & & \\ & {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(2\right)& & & 0& & & 0& & & 0& \\ & & {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(3\right)& & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(3\right)& & & \\ & & & 0& & & & & & 0& & \\ & 0& & & {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(5\right)& & & 0& & & {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(5\right)& \\ & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(6\right)& & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(6\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(30\right)$

${\mathrm{\Ξ}}_{s2}=\left[\begin{array}{cccccccccccc}{\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(1\right)& & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(1\right)& & & & & \\ & {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(2\right)& & & 0& & & 0& & & 0& \\ & & {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(3\right)& & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(3\right)& & & \\ & & & 0& & & & & & 0& & \\ & 0& & & {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(5\right)& & & 0& & & {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(5\right)& \\ & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(6\right)& & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(6\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(1\right)& & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(1\right)& & & & & \\ & {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(2\right)& & & 0& & & 0& & & 0& \\ & & {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(3\right)& & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(3\right)& & & \\ & & & 0& & & & & & 0& & \\ & 0& & & {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(5\right)& & & 0& & & {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(5\right)& \\ & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(6\right)& & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(6\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(31\right)$

在传播路径重构部145生成该传播路径矩阵。该传播路径矩阵被输入信号均衡部/分离部201-1、201-2，在各个信号被MMSE均衡并输出。

与第2实施方式同样地说明传播路径重构部145的动作。从各传播路径推断部112、113输入的频率应答的矩阵与第2实施方式同样，可以用(32)式、(33)式表示。与在第2实施方式所示的情况不同的是以副载波数6为前提。此外，根据疑似发送数据序列而生成2个屏蔽矢量MV，设为MV1、MV2时，这些用(34)、(35)式来表示。

【数25】

${\mathrm{\Ξ}}_{r1}=\left[\begin{array}{cccccc}{\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(1\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(2\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(3\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(4\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(5\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(6\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(1\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(2\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(3\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(4\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(5\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(6\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(1\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(2\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(3\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(4\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(5\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(6\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(1\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(2\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(3\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(4\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(5\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(6\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(32\right)$

${\mathrm{\Ξ}}_{r2}=\left[\begin{array}{cccccc}{\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(1\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(2\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(3\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(4\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(5\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(6\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(1\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(2\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(3\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(4\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(5\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(6\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(1\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(2\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(3\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(4\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(5\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(6\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(1\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(2\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(3\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(4\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(5\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(6\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(33\right)$

$\mathrm{MV}1=\left[\begin{array}{cccccc}1& 0& 1& 0& 0& 1\\ 1& 0& 0& 0& 1& 1\\ 0& 1& 1& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 1& 0\end{array}\right]\·\·\·\left(34\right)$

$\mathrm{MV}2=\left[\begin{array}{cccccc}0& 0& 1& 0& 0& 0\\ 1& 0& 0& 0& 1& 0\\ 0& 1& 1& 0& 0& 1\\ 1& 0& 0& 0& 1& 1\end{array}\right]\·\·\·\left(35\right)$

通过以该MV1、MV2为基础，进行与在第2实施方式示出的处理相同的操作，从而可以将假设传播路径矩阵Ξ_s1、Ξ_s2作为(30)、(31)式来算出。其中，删除0成分时，第4列的成分变无，但是不使矩阵退化而保持0。同样地根据MV1的屏蔽来算出部分假设传播路径矩阵(36)、(37)。

本实施方式中的信号均衡/分离部201-1、201-2将疑似发送数据矢量Ss1、Ss2作为对象，所以Ξ_nT与来自实际天线的信息不同。在处理系统1中，配置在Ss1的上半部分的信号作为从同一天线发送的信号来处理，配置在Ss1的下半部分的信号作为从同一天线发送的信号来处理。以后，分别将这些信号对称为疑似发送数据矢量1、疑似发送数据矢量2。因此在信号均衡/分离部201-1中，通过(30)式所示的传播路径矩阵Ξ_s1和与疑似发送数据矢量1、2对应的部分假设传播路径矩阵Ξ_nT1和Ξ_nT2，进行均衡处理。用以下的式表示部分假设传播路径矩阵Ξ_nT1和Ξ_nT2。

【数26】

${\mathrm{\Ξ}}_{\mathrm{nT}1}=\left[\begin{array}{cccccc}{\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(1\right)& & & & & \\ & {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(2\right)& & & 0& \\ & & {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(3\right)& & & \\ & & & 0& & \\ & 0& & & {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(5\right)& \\ & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(6\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(1\right)& & & & & \\ & {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(2\right)& & & 0& \\ & & {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(3\right)& & & \\ & & & 0& & \\ & 0& & & {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(5\right)& \\ & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(6\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(36\right)$

${\mathrm{\Ξ}}_{\mathrm{nT}2}=\left[\begin{array}{cccccc}{\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(1\right)& & & & & \\ & 0& & & 0& \\ & & {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(3\right)& & & \\ & & & 0& & \\ & 0& & & {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(5\right)& \\ & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(6\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(1\right)& & & & & \\ & 0& & & 0& \\ & & {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(3\right)& & & \\ & & & 0& & \\ & 0& & & {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(5\right)& \\ & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(6\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(37\right)$

同样地在处理系统2中，在Ss2的上半部分所配置的信号作为从同一天线发送的信号来处理，在Ss2的下半部分所配置的信号作为从同一天线发送的信号来处理。以后，分别将这些信号对称为疑似发送数据矢量3、疑似发送数据矢量4。

此外，分别由疑似发送数据矢量1～4生成部分假设传播路径矩阵Ξ_nT，所以由传播路径重构部145生成4个矩阵。

在信号均衡/分离部201-1、201-2中使用副本信号S’，但是这也以疑似发送数据矢量1～4为基准来生成。在信号均衡/分离部201-1中，使用疑似发送数据矢量1的副本和、疑似发送数据矢量2的副本。Z信号均衡/分离部201-2中使用疑似发送数据矢量3的副本和、疑似发送数据矢量4的副本。

在图16A、图16B中示出将信号均衡/分离后的输出映射到实际的用户/发送天线/副载波。图16A是信号均衡/分离部201-1的输出、图16B是信号均衡/分离部201-2的输出。图中的K1、K2等意味着作为疑似发送数据矢量1来处理的信号、作为疑似发送数据矢量2来处理的信号等。另外，阴影的数据是从双方的系统同时输出的数据。

该K1～K4的信号在空间/频谱解映射部500中通过发送时所进行的映射的逆程序映射到IDFT部116、117、118、119的输入。进行映射时，由从两个处理系统双方输出的数据(图16A、图16B的阴影)，对于这些取两个数据的加法平均。此外，也可以考虑使哪个系统的输出优先的方法。该从双方的系统同时输出的数据的处理是在空间/频谱解映射部204中不需要的功能。

此外，在反复处理的第一次中，也可以考虑不使用认为干扰的影响大的频率成分的方法。即，意味着不使用副载波1或副载波6这样的副载波的频率成分。

在图17中示出向IDFT部116～119输入的数据。图中的Kx(y)中的x表示假设天线编号、y表示信号均衡/分离部201-1、201-2输出时的副载波编号。此外，分配了A的输入需要加法处理，在图中示出加法的详细情况。

这样在空间/频谱解映射部500进行了处理之后，分别进行IDFT处理，在解调部122、123算出各数据的对数似然比LLR。该解调部122、123为止的处理以符号单位来进行。在解码部124、125中，通常以进行编码的单位进行纠错解码。此时，根据所输入的对数似然比LLR进行解码处理，更新各数据的对数似然比LLR，在反复处理的最后一次以外向副本生成部209、210输入被更新后的对数似然比LLR。在反复处理的最后一次输出给判定部207、208。

由副本生成部209、210所生成的副本以符号单位输入DFT部213、214、215、216。设对从用户1天线1发送的数据的时域的副本为s1-1(m)、设对从用户1天线2发送的数据的时域的副本为s1-2(m)、设对从用户2天线1发送的数据的时域的副本为s2-1(m)、设对从用户2天线2发送的数据的时域的副本为s2-2(m)。这里m是数据的索引。在DFT部213～216中各输入3个各副本。在图18中示出DFT部213～216的输出。S’意味着在频域的副本，下标表示用户编号和天线编号。

在空间/频谱解映射部217中，根据发送所使用的映射，进行频域的副本的解映射。用与(23)、(24)式相同的形式表示解映射后的数据时，成为(38)、(39)式那样。对该(38)、(39)式的数据乘以用(25)、(26)式所表示的传播路径信息，通过(40)式生成消除所使用的副本信号R’。

【数27】

$S1=\left[\begin{array}{c}{S}_{1-1}\left(1\right)\\ 0\\ S_{1-1}\left(2\right)\\ 0\\ 0\\ S_{1-1}\left(3\right)\\ S_{1-2}\left(1\right)\\ 0\\ 0\\ 0\\ S_{1-2}\left(2\right)\\ S_{1-2}\left(3\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(38\right)$

$S^{\′}2=\left[\begin{array}{c}0\\ {S^{\′}}_{2-1}\left(1\right)\\ {S^{\′}}_{2-1}\left(2\right)\\ 0\\ 0\\ {S^{\′}}_{2-1}\left(3\right)\\ {S^{\′}}_{2-2}\left(1\right)\\ 0\\ 0\\ 0\\ {S^{\′}}_{2-2}\left(2\right)\\ {S^{\′}}_{2-2}\left(3\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(39\right)$

【数28】

$R^{\′}=\left[\begin{array}{c}{R^{\′}}_1\left(1\right)\\ {R^{\′}}_1\left(2\right)\\ {R^{\′}}_1\left(3\right)\\ {R^{\′}}_1\left(4\right)\\ {R^{\′}}_1\left(5\right)\\ {R^{\′}}_1\left(6\right)\\ {R^{\′}}_2\left(1\right)\\ {R^{\′}}_2\left(2\right)\\ {R^{\′}}_2\left(3\right)\\ {R^{\′}}_2\left(4\right)\\ {R^{\′}}_2\left(5\right)\\ {R^{\′}}_2\left(6\right)\end{array}\right]=\mathrm{\Ξ}1S^{\′}1+\mathrm{\Ξ}2S^{\′}2\·\·\·\left(40\right)$

在消除部200中该R’比接收信号R减少。

另一方面，在空间/频谱解映射部500中由信号均衡/分离部201-1、2进行均衡处理时，需要作成所需要的按疑似发送数据矢量的副本信号S_s1’(41)式和S_s2’(42)式。

【数29】

$S^{\′}s1=\left[\begin{array}{c}{S^{\′}}_{1-1}\left(1\right)\\ {S^{\′}}_{2-1}\left(1\right)\\ {S^{\′}}_{1-1}\left(2\right)\\ 0\\ {S^{\′}}_{1-2}\left(2\right)\\ {S^{\′}}_{1-1}\left(3\right)\\ {S^{\′}}_{1-2}\left(1\right)\\ 0\\ {S^{\′}}_{2-1}\left(2\right)\\ 0\\ {S^{\′}}_{2-2}\left(2\right)\\ {S^{\′}}_{1-2}\left(3\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(41\right)$

$S^{\′}s2=\left[\begin{array}{c}{S^{\′}}_{1-2}\left(1\right)\\ {S^{\′}}_{2-1}\left(1\right)\\ {S^{\′}}_{1-1}\left(2\right)\\ 0\\ {S^{\′}}_{1-2}\left(2\right)\\ {S^{\′}}_{2-1}\left(3\right)\\ {S^{\′}}_{2-2}\left(1\right)\\ 0\\ {S^{\′}}_{2-1}\left(2\right)\\ 0\\ {S^{\′}}_{2-2}\left(2\right)\\ {S^{\′}}_{2-2}\left(3\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(42\right)$

S_s1’的上半部分对应于来自疑似发送数据矢量1的发送号，下半部分对应于来自疑似发送数据矢量2的发送号；S_s2’的上半部分对应于来自疑似发送数据矢量3的发送号，下半部分对应于来自疑似发送数据矢量4的发送号。通过对该信号乘以用(36)式表示的那样的部分假设传播路径矩阵Ξ_nT从而重构均衡处理所需的希望信号。

在该实施方式所示的处理中，需要将一部分信号成分作为噪声来处理，所以可以考虑对数似然比LLR的算出精度变差，但是通过利用纠错带来的对数似然比LLR的改善效果，通过反复操作可以算出发送数据。此外，因为在各移动站装置、发送天线可以使用质量最好的副载波，所以在可以去除干扰的情况下，可以获得高的通信质量。而且，理论上向副载波分配的流数没有限制，所以可以容易地进行调度。

[第5实施方式]

在第4实施方式中示出了将处理系统分离为2个并同时进行反复处理使对数似然比LLR的改善精度提高的方法，但在本实施方式中，示出逐次进行反复处理的方法。此外，在第4实施方式中在信号均衡/分离部201-1、201-2中，与用户数据无关地生成了疑似发送数据矢量对，但在本实施方式中，示出基本上按每用户每天线生成疑似发送数据矢量对的情况。另外，在进行由本实施方式示出的逐次反复处理的方法中，具有按用户设定疑似发送数据矢量对的必然性，但在第4实施方式中，也可以采用按用户设定疑似发送数据矢量对的方法。

本实施方式的前提条件与第4实施方式相同。

图19是表示本实施方式中的基站装置514的结构的概略模块图。但是，为了简化说明，仅示出接收所需要的模块，而且在基站装置514中仅示出最初对接收数据进行了频率变换之后的模块。此外，附加了与图15相同编号的模块具有相同的功能。与图15的不同是因为空间/频谱解映射部500具有不同的功能所以设为空间/频谱解映射部501、和因为空间/频谱映射部217具有不同的功能所以设为空间/频谱映射部502。

此外，因为是逐次处理所以信号均衡/分离部201也为一个。对于均衡处理，以频域的MMSE处理为前提。该均衡处理中所需要的信号需要从接收信号减去副本信号所得的残差信号、收发天线间的传播路径矩阵Ξ、来自希望天线(想算出数据的天线)的传播路径矩阵Ξ_nT(部分传播路径矩阵)、用于重构希望信号的副本信号S’(频域数据)。另外，如后所述信号均衡/分离处理以用户单位进行，但对于处理的顺序，为了方便使用户1为反复处理的奇数次、使用户2为偶数次。另外，对于处理的顺序，优选从信号质量好的一方先进行处理。

接收信号处理基本上与在图15示出的处理相同，但加上在本实施方式的不同处理来进行简单说明。其中，设各收发天线间的频率应答已经利用任意的方法而算出。

所接收的信号以符号单位被进行频率变换并输入消除部200。该信号用(27)式来表示。在基站装置514中与之前的实施方式同样，以包单位(实施纠错编码的单位)进行反复处理，但在最初的处理中未作成副本，所以传播路径乘法部220的输出是0。在第2次以后的处理中，生成了由各数据的对数似然比LLR而算出的发送信号的副本，所以通过消除部200从接收信号减去副本信号。在完全地再现发送信号的副本的情况下，减法处理后的信号仅成为噪声。

在信号均衡/分离部201中，将接收信号分为2种进行处理。即在反复处理的奇数次中在信号均衡/分离部201中如图20A所示仅发送用横线表示的信息(来自用户1的信号)，在反复处理的偶数次中，在信号均衡部/分离部201中如图20B所示仅发送用纵线表示的信息(来自用户2的信号)。但是，在副载波3等中，在自由度富余(在各处理系统要识别的数据仅有1个)上，存在成为干扰的信号(纵横线的四方形)，所以利用该干扰信号空余的自由度来进行分离。此外，在图20A中将用户2的副载波2的信号作为噪声来处理，但也可以将该信号作为干扰信号而分离。在图20C、20D中示出实际的处理形象。另外，阴影的信息作为噪声来处理。

设在各个反复次数成为对象的疑似的发送数据矢量为Ssod(奇数次)、Ssev(偶数次)时，分别用(43)、(44)式来表示。与各个疑似发送数据矢量Ssod、Ssev对应的假设传播路径矩阵Ξ_sod、Ξ_sev分别成为(45)、(46)式那样。

【数30】

$\mathrm{Ssod}=\left[\begin{array}{c}{S}_{1-1}(3p-2)\\ 0\\ S_{1-1}(3p-1)\\ 0\\ S_{2-2}(3p-1)\\ S_{1-1}\left(3p\right)\\ S_{1-2}(3p-2)\\ 0\\ S_{2-1}(3p-1)\\ 0\\ S_{1-2}(3p-1)\\ S_{1-2}\left(3p\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(43\right)$

$\mathrm{Ssev}=\left[\begin{array}{c}{S}_{1-2}(3p-2)\\ S_{2-1}(3p-2)\\ S_{2-1}(3p-1)\\ 0\\ S_{1-2}(3p-1)\\ S_{2-1}\left(3p\right)\\ S_{2-2}(3p-2)\\ 0\\ S_{1-1}(3p-1)\\ 0\\ S_{2-2}(3p-1)\\ S_{2-2}\left(3p\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(44\right)$

【数31】

$\mathrm{\Ξsod}=\left[\begin{array}{cccccccccccc}{\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(1\right)& & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(1\right)& & & & & \\ & 0& & & 0& & & 0& & & 0& \\ & & {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(3\right)& & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(3\right)& & & \\ & & & 0& & & & & & 0& & \\ & 0& & & {\mathrm{\Ξ}}_1\left(5\right)& & & 0& & & {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(5\right)& \\ & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(6\right)& & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(6\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(1\right)& & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(1\right)& & & & & \\ & 0& & & 0& & & 0& & & 0& \\ & & {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(3\right)& & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(3\right)& & & \\ & & & 0& & & & & & 0& & \\ & 0& & & {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(5\right)& & & 0& & & {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(5\right)& \\ & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(6\right)& & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(6\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(45\right)$

$\mathrm{\Ξsev}=\left[\begin{array}{cccccccccccc}{\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(1\right)& & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(1\right)& & & & & \\ & {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(2\right)& & & 0& & & 0& & & 0& \\ & & {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(3\right)& & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(3\right)& & & \\ & & & 0& & & & & & 0& & \\ & 0& & & {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(5\right)& & & 0& & & {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(5\right)& \\ & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(6\right)& & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(6\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(1\right)& & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(1\right)& & & & & \\ & {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(2\right)& & & 0& & & 0& & & 0& \\ & & {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(3\right)& & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(3\right)& & & \\ & & & 0& & & & & & 0& & \\ & 0& & & {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(5\right)& & & 0& & & {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(5\right)& \\ & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(6\right)& & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(6\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(46\right)$

由传播路径重构部221生成该假设传播路径矩阵。然后，该假设传播路径矩阵根据反复次数输入信号均衡部/分离部201，在各个情况下被MMSE均衡并输出。

与第5实施方式同样地说明传播路径重构部的动作。从各传播路径推断部输入的频率应答的矩阵与第5实施方式同样，可以用(47)、(48)式表示。此外，根据疑似发送数据序列而生成2个屏蔽矢量MV并设为MV3、MV4时，这些用(49)、(50)式来表示。

【数32】

${\mathrm{\Ξ}}_{r1}=\left[\begin{array}{cccccc}{\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(1\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(2\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(3\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(4\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(5\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(6\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(1\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(2\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(3\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(4\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(5\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(6\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(1\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(2\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(3\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(4\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(5\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(6\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(1\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(2\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(3\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(4\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(5\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(6\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(47\right)$

${\mathrm{\Ξ}}_{r2}=\left[\begin{array}{cccccc}{\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(1\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(2\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(3\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(4\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(5\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(6\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(1\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(2\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(3\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(4\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(5\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(6\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(1\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(2\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(3\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(4\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(5\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(6\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(1\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(2\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(3\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(4\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(5\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(6\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(48\right)$

$\mathrm{MV}3=\left[\begin{array}{cccccc}1& 0& 1& 0& 0& 1\\ 1& 0& 0& 0& \underset{\‾}{1}& 1\\ 0& 0& 1& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& \underset{\‾}{1}& 0\end{array}\right]\·\·\·\left(49\right)$

$\mathrm{MV}4=\left[\begin{array}{cccccc}0& 0& 1& 0& 0& 0\\ 1& 0& 0& 0& 1& 0\\ 0& 1& 1& 0& 0& 1\\ 1& 0& 0& 0& 1& 1\end{array}\right]\·\·\·\left(50\right)$

根据该MV3、MV4，进行与在第2实施方式示出的处理相同的操作，从而可以将假设传播路径矩阵Ξ_s1、Ξ_s2作为(45)、(46)式来算出。但是，删除0成分时，在(49)式的第2列以及第4列中成分消失，不使矩阵退化而保持0。

对于在第5实施方式所示的(13)、(14)式，在MV3中获得(51)、(52)式，在MV4中获得(53)、(54)式。

【数33】

$D0U({\mathrm{\Ξ}}_{r1}\·*\mathrm{MV}3)=\left[\begin{array}{cccccc}{\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(1\right)& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(3\right)& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(5\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(6\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(1\right)& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(3\right)& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(5\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(6\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(51\right)$

$D0U({\mathrm{\Ξ}}_{r1}\·*\mathrm{MV}3)=\left[\begin{array}{cccccc}{\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(1\right)& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(3\right)& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(5\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(6\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(1\right)& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(3\right)& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(5\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(6\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(52\right)$

$D0U({\mathrm{\Ξ}}_{r1}\·*\mathrm{MV}4)=\left[\begin{array}{cccccc}{\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(1\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(1\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(3\right)& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(5\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(6\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(1\right)& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(3\right)& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(5\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(6\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(53\right)$

$D0U({\mathrm{\Ξ}}_{r1}\·*\mathrm{MV}4)=\left[\begin{array}{cccccc}{\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(1\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(1\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(3\right)& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(5\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(6\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(1\right)& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(3\right)& 0& {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(5\right)& {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(6\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(54\right)$

在该(51)、(52)式中，为了优先用户序列，需要调换第5列的上下的工作。此外，在该(53)、(54)式中，为了优先用户序列，需要调换第3列的上下的工作。同样地部分假设传播路径矩阵(55)、(56)基于MV3的屏蔽而被算出。

本实施方式中的信号均衡/分离部201按照能够识别为同一用户、同一天线的数据尽可能地从相同天线发送的方式分配发送信号矢量，但是为了提高分离的精度，混有一部分从不同的天线发送的信号。因此，结果发送数据矢量成为疑似的发送数据矢量。因此，部分假设传播路径矩阵Ξ_nT与实际的来自天线的部分假设传播路径矩阵不同。

对于反复次数为奇数，在Ssod的上半部分所配置的信号作为从同一天线发送的信号来处理，配置在Ssod的下半部分的信号作为从同一天线发送的信号来处理。以后，将这些信号对分别称为来自疑似发送数据矢量1的信号、来自疑似发送数据矢量2的信号。因此在信号均衡/分离部201中通过(45)式所示的假设传播路径矩阵Ξ、与疑似发送数据矢量1、2对应的部分假设传播路径矩阵Ξ_nT1和Ξ_nT2，进行均衡处理。部分假设传播路径矩阵Ξ_nT1和Ξ_nT2用以下的(55)、(56)式来表示。

【数34】

${\mathrm{\Ξ}}_{\mathrm{nT}1}=\left[\begin{array}{cccccc}{\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(1\right)& & & & & \\ & 0& & & 0& \\ & & {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(3\right)& & & \\ & & & 0& & \\ & 0& & & {\mathrm{\Ξ}}_{14}\left(5\right)& \\ & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{11}\left(6\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(1\right)& & & & & \\ & 0& & & 0& \\ & & {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(3\right)& & & \\ & & & 0& & \\ & 0& & & {\mathrm{\Ξ}}_{24}\left(5\right)& \\ & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{21}\left(6\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(55\right)$

${\mathrm{\Ξ}}_{\mathrm{nT}2}=\left[\begin{array}{cccccc}{\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(1\right)& & & & & \\ & 0& & & 0& \\ & & {\mathrm{\Ξ}}_{13}\left(3\right)& & & \\ & & & 0& & \\ & 0& & & {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(5\right)& \\ & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{12}\left(6\right)\\ {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(1\right)& & & & & \\ & 0& & & 0& \\ & & {\mathrm{\Ξ}}_{23}\left(3\right)& & & \\ & & & 0& & \\ & 0& & & {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(5\right)& \\ & & & & & {\mathrm{\Ξ}}_{22}\left(6\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(56\right)$

同样地对于反复次数为偶数，在Ssev的上半部分所配置的信号作为从同一天线发送的信号来处理，在Ssev的下半部分所配置的信号作为从同一天线发送的信号来处理。以后，将这些信号对分别称为疑似发送数据矢量3、疑似发送数据矢量4。

此外，部分假设传播路径矩阵Ξ_nT是对疑似发送数据矢量1～4生成的，所以由传播路径重构部221生成4个矩阵。

在信号均衡/分离部201中使用副本信号S’，但这也以疑似发送数据矢量为基准来生成。在反复次数为奇数时的信号均衡/分离部201中，使用疑似发送数据矢量1的副本和疑似发送数据矢量2的副本。在反复次数为偶数时的信号均衡/分离部201中，使用疑似发送数据矢量3的副本和疑似发送数据矢量4的副本。

在图21A、图21B中示出将信号均衡/分离后的输出映射到实际的用户/发送天线/副载波的例。图21A是反复次数为奇数时的信号均衡/分离部201的输出，图21B是反复次数为偶数时的信号均衡/分离部201的输出。图中的K1、K2等意味着作为疑似发送数据矢量1而处理的信号、作为疑似发送数据矢量2而处理的信号等。另外，阴影的数据被废弃。

该K1～K4的信号在空间/频谱解映射部500中用发送时所进行的映射的逆程序被映射到IDFT部116、117的输入。

图22中示出输入IDFT部116、117的数据。图中的Kx(y)中的x表示假设天线编号、y表示信号均衡/分离部输出时的副载波编号。

这样在空间/频谱解映射部501进行了处理之后，分别进行IDFT处理，由解调部122算出各数据的对数似然比LLR。到该解调部122为止的处理以符号单位进行。在解码部124中，以进行编码的单位进行纠错解码。根据此时所输入的对数似然比LLR进行解码处理，更新各数据的对数似然比LLR，在反复处理的最后一次以外，通过反复控制部205输入副本生成部210。在反复处理的最后一次，通过反复控制部205输出到判定部207。

所生成的副本以符号单位输入DFT部213、214。设对从用户1天线1发送的数据的时域的副本为s1-1(m)、设对从用户1天线2发送的数据的时域的副本为s1-2(m)、设对从用户2天线1发送的数据的时域的副本为s2-1(m)、设对从用户2天线2发送的数据的时域的副本为s2-2(m)。这里m是数据的索引。在DFT部213、214中各输入3个各副本。在图23中示出DFT部213、214的输出。S’表示在频域的副本，下标表示用户编号和天线编号。

在空间/频谱映射部217中，根据发送所使用的映射，进行频域的副本的映射。用纵方向以用户编号和天线编号、横方向以副载波编号表示的矩阵表示映射后的数据时，反复次数为奇数时成为(57)式、反复次数为奇数的时成为(58)式。对该数据乘以用(25)、(26)式表示的传播路径信息，由(59)式生成消除所使用的副本信号R(i)’。这里，i是表示反复次数的索引。

【数35】

$S^{\′}1=\left[\begin{array}{c}{S^{\′}}_{1-1}\left(1\right)\\ 0\\ {S^{\′}}_{1-1}\left(2\right)\\ 0\\ 0\\ {S^{\′}}_{1-1}\left(3\right)\\ {S^{\′}}_{1-2}\left(1\right)\\ 0\\ 0\\ 0\\ {S^{\′}}_{1-2}\left(2\right)\\ {S^{\′}}_{1-2}\left(3\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(57\right)$

$S^{\′}2=\left[\begin{array}{c}0\\ {S^{\′}}_{2-1}\left(1\right)\\ {S^{\′}}_{2-1}\left(2\right)\\ 0\\ 0\\ {S^{\′}}_{2-1}\left(3\right)\\ {S^{\′}}_{2-2}\left(1\right)\\ 0\\ 0\\ 0\\ {S^{\′}}_{2-2}\left(2\right)\\ {S^{\′}}_{2-2}\left(3\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(58\right)$

【数36】

$R^{\′}\left(i\right)=\left[\begin{array}{c}{R^{\′}}_1\left(1\right)\\ {R^{\′}}_1\left(2\right)\\ {R^{\′}}_1\left(3\right)\\ {R^{\′}}_1\left(4\right)\\ {R^{\′}}_1\left(5\right)\\ {R^{\′}}_1\left(6\right)\\ {R^{\′}}_2\left(1\right)\\ {R^{\′}}_2\left(2\right)\\ {R^{\′}}_2\left(3\right)\\ {R^{\′}}_2\left(4\right)\\ {R^{\′}}_2\left(5\right)\\ {R^{\′}}_2\left(6\right)\end{array}\right]=\left(i\mathrm{mod}2\right)\×(\mathrm{\Ξ}1S^{\′}1{+\left[\begin{array}{c}1\\ 1\\ 1\\ 1\\ 1\\ 0\\ 0\\ 0\\ 0\\ 0\\ 0\\ 0\end{array}\right]}^T\×R^{\′}(i-1))+\left((i+1)\mathrm{mod}2\right)\×(\mathrm{\Ξ}2S^{\′}2+{\left[\begin{array}{c}0\\ 0\\ 0\\ 0\\ 0\\ 0\\ 1\\ 1\\ 1\\ 1\\ 1\\ 1\end{array}\right]}^T\×R^{\′}(i-1))\·\·\·\left(59\right)$

T表示转置，(x mod 2)表示x除以2时的余量。因为进行逐次处理，所以需要存储上次的副本矩阵，并根据反复次数来更新新算出的副本。

在消除部200中该R’比接收信号R减少。

另一方面，在空间/频谱解映射部501中在信号均衡/分离部201进行均衡时，需要作成成为必要的按疑似发送数据矢量的副本信号S’od(60)式和S’ev(61)式。

【数37】

$S^{\′}\mathrm{od}=\left[\begin{array}{c}{S^{\′}}_{1-1}\left(1\right)\\ 0\\ {S^{\′}}_{1-1}\left(2\right)\\ 0\\ {S^{\′}}_{2-2}\left(2\right)\\ {S^{\′}}_{1-1}\left(3\right)\\ {S^{\′}}_{1-2}\left(1\right)\\ 0\\ {S^{\′}}_{2-1}\left(2\right)\\ 0\\ {S^{\′}}_{1-2}\left(2\right)\\ {S^{\′}}_{1-2}\left(3\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(60\right)$

$S^{\′}\mathrm{ev}=\left[\begin{array}{c}{S^{\′}}_{1-2}\left(1\right)\\ {S^{\′}}_{2-1}\left(1\right)\\ {S^{\′}}_{2-1}\left(2\right)\\ 0\\ {S^{\′}}_{1-2}\left(2\right)\\ {S^{\′}}_{2-1}\left(3\right)\\ {S^{\′}}_{2-2}\left(1\right)\\ 0\\ {S^{\′}}_{1-1}\left(2\right)\\ 0\\ {S^{\′}}_{2-2}\left(2\right)\\ {S^{\′}}_{2-2}\left(3\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(61\right)$

S’od的上半部分对应于来自疑似发送数据矢量1的发送号，下半部分对应于来自疑似发送数据矢量2的发送号S’ev的上半部分对应于来自疑似发送数据矢量3的发送号，下半部分对应于来自疑似发送数据矢量4的发送号。对该信号乘以用(46)式表示的部分假设传播路径矩阵Ξ_nT，从而重构均衡处理所需的希望信号。

通过这样的结构，反复次数增加，但可以较大的削减电路规模。

[第6实施方式]

在以上的实施方式中示出了，利用离散傅立叶变换DFT将信号向频域扩散，通过逆离散傅立叶变换IDFT再次变换为时域信号从而发送的移动站装置、以及与其对应的基站装置，但本发明也可以应用于不利用离散傅立叶变换DFT而通过对发送信号乘以扩散码从而进行频率扩散的系统。尤其，在采用用相位旋转表示的正交码的情况下，成为生成与利用离散傅立叶变换DFT而进行扩散时相同的信号，还能够将PAPR特性抑制得较低。在本实施方式中，示出利用相位旋转正交扩散码来进行频率扩散时的例。

在图24中示出表示本实施方式中的移动站装置502的结构的概略模块图。

图24所示的移动站装置502仅是第1实施方式的图3所示的移动站装置500的DFT部4-1、4-2变为扩散/多路复用部50-1、50-2，其他为与图3所示的发送装置500相同的结构。在该扩散/多路复用部50-1、50-2中，进行图25所示那样的扩散以及多路复用处理。但是，这里，设码长为64，采用各个正交的64个相位旋转正交扩散码，由此1用户使用的副载波数也为64。

图25的C1～C64分别表示扩散码，扩散码的各要素(筹码(チツプ))如图所示。此外，D1以及D2表示被调制并变换为并行的信号。在扩散/多路复用部50-1、50-2中，首先，分别对D1以及D2的调制信号乘以C1、C2等的码。此时，D1等的调制信号被拷贝码长分(这里是64)，进行与扩散码的各个筹码的乘法运算。然后，将这些乘法运算的结果按每个筹码进行相加，进行了码的多路复用的信号成为扩散/多路复用部50-1、50-2的输出。

在这样代替离散傅立叶变换DFT而利用相位旋转正交扩散码的情况下，也可以生成与离散傅立叶变换DFT同样的信号，可以进行本发明的混有单一用户-MIMO和多用户-MIMO的信号的传输。因此，这样在发送装置具备扩散/多路复用部的情况下，接收装置也可以是以上的实施方式中所示的结构。此外，也可以构成为：代替图6的空间/频谱解映射部118或图9的空间/频谱解映射部之后的IDFT部，而具备将在发送侧使用的相位旋转正交码的复共轭与接收信号进行乘法运算的逆扩散部。而且，也可以是将用于生成副本的DFT部变更为之前所示的扩散/多路复用部的结构。

如以上那样，在本实施方式中，示出了利用由相位旋转表示的正交码时的例，但不限于此，本发明也可以应用于采用其他扩散码来进行频率扩散的情况。

在以下的实施方式中，将传输方式设为SC-ASA方式，作为一例，发送装置的数量为2、副载波数为64。将各发送装置使用的副载波数与以往的SC-ASA方式同样地使用全部副载波数的一半个数的32个。另外，设各发射站使用的副载波数为N_u个、可利用的频带的副载波为N_d个时，在该情况下，N_d＝64、N_u＝32，在以后采用N_d、N_u来进行说明。此外，作为多载波方式而假设OFDM方式，所以在本说明书中有将SC-ASA方式称为DFT-S-OFDM的情况。在以下所示的实施方式中，没有特别说明的情况下，一般将所谓的从移动站向基站的通信即上行链路的通信作为对象，但作为本发明的对象的通信不限定于此。

[第7实施方式]

图26是表示第7实施方式中的无线通信系统的结构的概略模块图。在本实施方式中，移动站装置A80a、A80b用SC-ASA方式发送数据，并且基站装置A70接收这些数据。另外，在本实施方式中，基站装置A70决定对各移动站装置A80a、A80b的频谱分配信息，基站装置A70向移动站装置A80a、A80b发送这些频谱分配信息的各个，但此时的收发方法可以使用任何方法。图27中示出本实施方式中的副载波映射的例。图27(a)表示映射了移动站装置A80a发送的发送数据A和移动站装置A80b发送的发送数据B的发送频谱，图27(b)表示由基站装置A70接收的接收频谱。另外，这里为了使说明简单，设没有无线传播路径的失真。

在SC-ASA方式中，为了接收站对来自各发射站的信号可以独立地分离、检测信号，发射站考虑其他发射站的利用状况从而映射副载波。另一方面，该SC-ASA方式以用时间轴块化的信号是周期函数的前提，对该信号实施离散傅立叶变换DFT，从而获得各副载波的振幅和相位，并基于多载波方式来传输该信息。因此，各副载波保有时间轴上的与全部发送数据相关的信息，在图27(b)中如涂黑的副载波所示，即使对一个发射站分配发送数据的副载波中的一部分副载波(在图27(b)中，6副载波中的2副载波)与对其他发射站分配发送数据的副载波中的一部分的副载波重叠，也可以获得与基于未重叠的其他副载波从各发射站发送的发送数据相关的信息。因此，若在检测相互的信号时利用该信息，则能够分离/检测来自各发射站的信号。以下详细叙述这一点。

图28是表示本实施方式中的移动站装置A80a的结构的概略模块图。虽然未图示，但是移动站装置A80b也与移动站装置A80a是同一结构。本实施方式的移动站装置A80a具备编码部A1、交织器部A2、调制部A3、S/P(串行/并行)变换部A4、DFT部A5、频谱映射部A6、IDFT部A7、P/S(并行/串行)变换部A8、导频信号生成部A9、导频多路复用部A10、CP插入部A11、D/A(数字/模拟)变换部A12、无线部A13、天线A14、接收部A42。

编码部A1对发送数据A进行纠错编码，生成码比特。该码比特通过交织器部A2进行置换。这里，通过由交织器部A2进行置换从而随机化，可以根据中央极限定理使接收时的各码比特的概率密度函数接近高斯分布，本来以作为高斯分布的前提进行理论分析的Turbo均衡技术的可靠性提高。接着，被置换的码比特通过调制部A3实施调制。被调制的码比特通过S/P变换部A4变换为N_u样品的并行信号。接着，该并行信号通过DFT部A5实施N_u点的离散傅立叶变换DFT，变换为频率轴的信号。这里，DFT部A5在离散傅立叶变换DFT中采用FFT(Fast Fourier Transform：高速傅立叶变换)。

之后，N_u样品的频率轴的信号根据接收部A42从基站装置A70接收的频谱分配信息，通过频谱映射部A6被映射到N_d点的可利用的传输频带中的N_u点。该被映射到N_u点的N_d点的频率轴的信号通过IDFT部A7实施逆离散傅立叶变换IDFT，变换为Nd点的时间轴的信号，该时间轴的信号通过P/S变换部A8变换为串行信号。另一方面，通过导频信号生成部A9生成用于进行传播路径推断的已知的导频信号，该导频信号通过导频多路复用部A10与从P/S变换部A8输出的串行信号被多路复用。

之后，该被多路复用的信号通过CP插入部A11插入为了压制DFT-S-OFDM符号间的干扰而将块后方的波形拷贝到前头的循环前缀。这里，采用循环前缀的前提是DFT在DFT区间内是周期函数的1周期的整数倍的周期的波形，所以在多径传播路径中存在遅延波成分时，在接收机侧接收信号中的遅延波成分的周期函数性被破坏，不能独立地处理副载波。与此相对，通过预先在发送侧插入与传播路径的最大遅延时间相对应的循环前缀，并在接收侧删除，从而即使对于遅延波成分，也能维持周期函数性，并独立地处理各副载波，即以任意频率分配都可以在接收侧复原。之后，通过D/A变换部A12变换为模拟信号。该模拟信号通过无线部A13上变频为无线频率，并由天线A14发送。

下面，图29是表示本实施方式中的基站装置A70的结构的概略模块图。基站装置A70由使副载波的配置复原的解映射部A50、和分离/检测来自各移动站装置的信号的信号检测部A60构成。

解映射部A50具备天线A15、A/D变换部A16、CP去除部A17、导频分离部A18、传播路径推断部A19-1、A19-2、频谱分配决定部A20、传播路径特性解映射部A21-1、A21-2、传播路径特性选择部A22-1、A22-2、S/P变换部A23、DFT部A24、频谱解映射部A25、发送部A38、无线部A39。

信号检测部A60具备信号消除部A26-1、A26-2、信号均衡部A27-1、A27-2、解调部A28-1、A28-2、解交织器部A29-1、A29-2、解码部A30-1、A30-2、反复数控制部A31-1、A31-2、交织器部A32-1、A32-2、副本生成部A33-1、A33-2、S/P变换部A34-1、A34-2、DFT部A35-1、A35-2、干扰频谱选择部A36-1、A36-2、判定部A37-1、A37-2。这里，在解映射部A50、信号检测部A60中，符号Ax-1(x是数字)表示处理与发送数据A相关的信号的信号处理部，符号Ax-2表示处理与发送数据B相关的信号的信号处理部。

首先，由天线A15接收的接收信号通过无线部A39下变频为基带信号。该基带信号由A/D变换部A16变换为数字信号，该数字信号由CP去除部A17去除循环前缀，即提取维持有周期性的有效符号。这里，所谓有效符号是该周期性的一周期分的区间的符号。接着，该去除了循环前缀的数字信号由导频分离部A18分离数据信号和导频信号，将为了检测移动站装置A80a发送的发送数据A而需要的接收导频信号输入传播路径推断部A19-1，将为了检测移动站装置A80b发送的发送数据B而需要的接收导频信号输入传播路径推断部A19-2。

另一方面，导频分离部A18分离的数据信号由S/P变换部A23变换为并行信号，该并行信号通过DFT部A(时间频率变换部)24实施作为时间频率变换的傅立叶变换处理，变换为频率轴的信号。之后，该频率轴的信号根据从频谱分配决定部A20输入的频谱分配信息，由频谱解映射部A25提取各移动站装置A80a、A80b的频谱映射部A6分配了信号的副载波，被提取的副载波返回由频谱映射部A6进行的映射前的原配置。这里，在移动站装置A80a的频谱映射部A6中，设用于将DFT部A5输出的频率轴的信号映射到副载波的由N_u×N_d的0和1构成的矩阵为M₁。即，对矩阵M₁乘以表示DFT部A5的输出的R₁’矢量时，得到频率轴的信号被映射到副载波的R₁矢量。该矩阵M₁如式(62-1)那样，是列编号为原排列的副载波的编号、行编号为映射后的副载波的编号，仅与置换对应的要素为1、剩下的为0的N_u×N_d的矩阵。

【数38】

因此，在移动站装置A80b的频谱映射部A6中用于将频率轴的信号映射到副载波的矩阵设为M₂时，矩阵M₂与矩阵M₁同样地表示。频谱解映射部A25如式(63-1)、式(63-2)那样获得解映射后的移动站装置A80a、A80b各自的接收信号。另外，如后所述，与矩阵M₁、M₂相关的信息从频谱分配决定部A20转送到频谱解映射部A25。

【数39】

${R_1}^{\′}=M_1^T\·\·\·(63-1)$

${R_2}^{\′}=M_2^{T}R\·\·\·(63-2)$

在式(63-1)、式(63-2)中，R是全部包括从DFT部A24输出的移动站装置A80a、A80b的信号的复数的N_d×1的接收信号矢量，右肩的T表示转置矩阵。R₁’、R₂’表示全部包括解映射后的各移动站装置A80a、A80b的信号的复数的接收信号矢量。

另一方面，传播路径推断部A19-1、A19-2根据导频分离部A18分离的来自各移动站装置A80a、A80b的导频信号，推断从各移动站装置A80a、A80b向基站装置A70的传播路径的频率应答，对于移动站装置A80a发送的发送数据A、移动站装置A80b发送的发送数据B，分别获得式(64-1)、式(64-2)那样的对角矩阵。

【数40】

在式(64-1)、式(64-2)中，H_m(k)是从第m个移动站装置(第1个是移动站装置A80a、第2个是移动站装置A80b)基站装置A70的传播路径的第k个副载波的传播路径的复增益。

接着，从传播路径推断部A19-1、A19-2输出的传播路径矩阵H₁、H₂输入频谱分配决定部A20，频谱分配决定部A20根据这些传播路径矩阵H₁、H₂，决定各移动站装置A80a、A80b使用哪个副载波，输出表示该决定结果即频谱分配信息的矩阵M₁、M₂，向发送部A38、频谱解映射部A25、传播路径特性解映射部A21-1、21-2、传播路径特性选择部A22-1、22-2、干扰频谱选择部A36-1、36-2转送。接收该表示频谱分配信息的矩阵M₁、M₂后，发送部A38经由无线部A39、天线A15，向移动站装置A80a、A80b发送频谱分配信息。

此时，例如，对移动站装置A80a，既可以仅如矩阵M₁的信息这样地对各移动站装置仅发送所需的信息，也可以发送前部频谱分配信息。接着，传播路径特性解映射部A21-1、21-2如式(65-1)、式(65-2)那样，利用这些频谱分配信息的矩阵M₁、M₂，从传播路径矩阵H₁、H₂提取希望信号的检测所需的传播路径的频率应答，如前所述，置换为与移动站装置A80a、A80b的频谱映射前的频率轴的信号相同的副载波排列。

【数41】

${H_1}^{\′}=M_1^T{H}_1\·\·\·(65-1)$

${H_2}^{\′}=M_2^T{H}_2\·\·\·(65-2)$

在式(65-1)、式(65-2)中，矩阵H₁’表示与移动站装置A80a中的频谱映射部A6的置换对应而被置换的移动站装置A80a的希望信号的检测所需的传播路径的频率应答，矩阵H₂’表示在移动站装置A80b中实施了同样的处理的希望信号的检测所需的传播路径的频率应答。同时，传播路径特性选择部A22-1、22-2从对移动站装置A80a、A80b而推断的传播路径矩阵H₁、H₂中分别提取对来自移动站装置A80b、80a的接收信号来说成为干扰的副载波编号的传播路径应答，并为了消除而进行置换从而获得矩阵H₁ ^int、H₂ ^int。此时，作为所提取的干扰信号的频率特性的矩阵H₁ ^int、H₂ ^int通过式(66-1)、式(66-2)来获得。

【数42】

$H_1^{\mathrm{int}}=M_1^T{H}_2\·\·\·(66-1)$

$H_2^{\mathrm{int}}=M_2^T{H}_1\·\·\·(66-2)$

将这样获得的希望信号的频率特性的矩阵H₁’、H₂’、和干扰信号的频率特性的矩阵H₁ ^int、H₂ ^int输入后述的信号消除部A26-1、26-2和信号均衡部A27-1、27-2。另外，传播路径特性选择部A22-1、22-2也可以在传播路径特性解映射部A21-1、21-2之后。

信号检测部A60具备信号消除部A26-1、26-2、信号均衡部A27-1、27-2、解调部A28-1、28-2、解交织器部A29-1、29-2、解码部A30-1、30-2、反复数控制部A31-1、31-2、交织器部A32-1、32-2、副本生成部A33-1、33-2、S/P变换部A34-1、34-2、DFT部A35-1、35-2、干扰频谱选择部A36-1、36-2、判定部A37-1、37-2。另外，若移动站装置A80a、A80b不具备图28的交织器部A2，则在基站装置A70中不需要解交织器部A29、交织器部A32，所以可以与移动站装置A80a、A80b一致地不要交织器部A32、解交织器部A29。

这里，以检测移动站装置A80a发送的发送数据A的处理为前提而关于信号检测部A60来进行说明，所以附加有符号Ax-1(x是模块编号)的图29中的模块成为处理的主要部分。在检测来自移动站装置A80b的信号时，同样地附加了符号Ax-2的模块成为对象，所以关于移动站装置A80b的发送数据B的检测，这里省略说明。

首先，频谱解映射25的输出信号是包括从移动站装置A80b发送的信号的一部分副载波作为干扰而重叠的副载波的信号，输入信号消除部A26-1。信号消除部A26-1从接收信号消除希望信号的频率轴的信号副本和干扰信号的副本，计算残留信号成分。设从信号消除部A26-1输出的残留信号成分即残差为Q₁时，残差Q₁如式(67)那样来获得。

【数43】

$Q_1={R_1}^{\′}-{H_1}^{\′}{S}_{1\mathrm{rep}}-H_1^{\mathrm{int}}{S}_{2\mathrm{rep}}^{\mathrm{int}}\·\·\·\left(67\right)$

在式(67)中，第1项是被解映射的接收信号、第2项是基于自信号的可靠性而生成的信号副本、第3项是基于其他信号的可靠性而生成的干扰信号的副本。此外，S_1rep是用N_u×1的频率轴的复数表示的希望信号的信号副本矢量，S_2rep ^int是用仅提取了对从移动站装置A80b发送的信号的由信号检测部(副本生成部A33-2)生成并成为干扰的副载波的信号的N_u×1的频率轴的复数表示的信号副本矢量(后面叙述信号副本)。这里，如后所述，信号消除部A26-1～干扰频谱选择部A36-1对同一接收信号进行反复处理，但在第1次处理中未生成信号副本(S_1rep＝0、S_2rep ^int＝0)，所以信号消除部A26-1不进行式(67)的消除处理，代替残差Q₁而输出被解映射的接收信号。

接着，如式(67)那样所获得的残差Q₁输入信号均衡部A27-1。在信号均衡部A27-1中，进行对输入信号的均衡运算，但该均衡方法一般大多利用基于最小均方误差(MMSE：Minimum Mean Square Error)规范的均衡法，以下示出MMSE均衡的例，但此外也可以采用对传播路径的逆矩阵进行累积的ZF(Zero-Forcing)法、QRD(QR Decomposition)法、SQRD(Sorted QRD)法等。在信号均衡部A27-1中，利用该残差Q₁、希望信号的传播路径的频率应答H₁、以及以重构希望信号的目的由后述的副本生成部A33-1生成的信号副本S_1rep，进行信号的均衡。具体而言，信号均衡部A27-1根据残差Q₁以及频率应答H₁、信号副本S_1rep算出最合适的权重，输出将そ的最适权重累积所得的最终的均衡后的时间轴的信号z₁。该输出z₁用以下的式(68)来表示。即，信号均衡部A27-1利用式(68)同时进行希望信号的均衡和从频率轴向时间轴信号的变换。

【数44】

z₁＝(1+γδ)^-1[γs_1rep+F^HψQ₁]        …(68)

其中，γ、δ是通过利用了H₁以及接收信号功率、噪声的分散等的运算而表示实数，ψ是具有同样地通过利用了H₁以及噪声的分散等的运算而表示的DFT-S-OFDM符号长的大小的复方阵，s_1rep是时域的副本，S_1rep是频域的副本。此外，在式(68)中，在信号消除部A26-1～干扰频谱选择部A36-1的反复处理中的第1次的处理时，因为没有输入副本，所以进行Q₁＝R₁’、S_1rep＝0的运算。这与没有进行消除的以往的MMSE均衡相等。

这里，在信号消除部A26-1中不仅是干扰信号还利用希望信号的副本而全部进行消除的理由是：信号均衡部A27-1伴随逆矩阵运算所以仅留下希望信号而反复消除、均衡时，需要进行DFT-S-OFDM符号内所包括的符号数次的逆矩阵运算，与之相对，通过输入全部消除之后的残差，残差在信号均衡部A27-1内共同处理，在信号均衡部A27-1内进行1次逆矩阵运算就可以计算全部的权重，所以通过分别输入残差Q₁和希望信号的副本S_1rep并重构的形式，削减了伴随逆矩阵运算的运算量。

被均衡的信号z₁通过解调部A28-1解调，获得表示从信号z₁按比特单位分割的码比特的可靠性的实数即对数似然比LLR(Log-LikelihoodRatio)。之后，所获得的码比特的对数似然比LLR在移动站装置A80a(图28)的交织器部A6被置换，所以通过解交织器部A29-1被置换为原来的排列。所置换的对数似然比LLR通过解码部A30-1进行纠错，输出对可靠性提高的码比特的对数似然比LLR以及码比特进行纠错从而获得的解码数据A。

接着，从解码部A30-1输出的码比特的对数似然比LLR以及解码数据A输入反复数控制部A31-1，对反复次数进行计数的反复数控制部A(反复控制部)31-1根据反复次数是否达到规定次数，控制是否反复，在不反复时，向判定部A37-1输出解码数据A，在反复时，向交织器部A32-1输出码比特的对数似然比LLR。码比特的对数似然比LLR通过交织器部A32-1，进行与移动站装置A80a的交织器部A2的置换相同的置换，输入副本生成部A33-1。

在副本生成部A33-1中，根据码比特的对数似然比LLR，生成与其可靠性成比例的信号副本S_1rep。例如，在调制方式是QPSK(Quaternary PhaseShift Keying)的情况下，分别将构成第k个索引中的QPSK符号的比特的对数似然比LLR设为实数λ₁(k)、λ₂(k)时，信号副本s1rep(k)用式(69)来表示。

【数45】

$s_{1\mathrm{rep}}\left(k\right)=\frac{1}{\sqrt{2}}\tanh \left(\frac{{\mathrm{\λ}}_1\left(k\right)}{2}\right)+j\frac{1}{\sqrt{2}}\tanh \left(\frac{{\mathrm{\λ}}_2\left(k\right)}{2}\right)\·\·\·\left(69\right)$

通过副本生成部A33-1利用式(69)而生成的信号s_1rep(k)副本，为了均衡时由式(68)仅重构希望信号成分而输入信号均衡部A27-1，同时为了在信号消除部A26-1进行消除而在S/P变换部A34-1被并行化，通过DFT部A35-1变换为频率轴的信号。表示该变换为频率轴的信号的副本的信号矢量是式(67)的S_1rep。接着，在移动站装置A80a的发送信号与移动站装置A80b的发送信号重叠的副载波中，对移动站装置A80b的发送信号成为干扰，所以通过干扰频谱选择部A36-1选择成为干扰的副载波。

例如，在32个副载波中第3个和第19个成为移动站装置A80b的发送信号的干扰时，仅提取32个副载波中的第3个和第19个副载波，使剩下的副载波全部为0从而生成频率轴的干扰副本。这是与式(67)相关的干扰副本S_1rep ^int。其中，式(67)是来自移动站装置A80a的信号的解调，所以将来自移动站装置A80b的信号作为干扰来处理，成为在下标附加有2rep的干扰副本S_2rep ^int。

即，在式(67)中所示的2rep的情况表示来自移动站装置A80b的信号对于从移动站装置A80a发送的数据信号而言成为干扰。

之后，再输入信号消除部A26-1、26-2，使由信号消除部A26-1～干扰频谱选择部A36-1执行的移动站装置A80a的信号检测、和由信号消除部A26-2～干扰频谱选择部A36-2执行的移动站装置A80b的信号检测并行地反复进行。使这些反复处理分别反复由反复控制部A31-1、31-2控制的规定的次数，判定部A37-1获得与移动站装置A80a的发送数据A对应的解码数据A，判定部A37-2获得与移动站装置A80b的发送数据B对应的解码数据B。

另外，在本实施方式中，示出了使移动站装置A80a的信号和移动站装置A80b的信号并行地进行信号处理的情况，但是也可以边相互交替信号处理的对象边串行地进行检测从而共用信号消除部A26-1、26-2以后的模块。

这样，本实施方式即使在SC-ASA中从多个发送装置(移动站装置)向相同接收装置(基站装置)发送数据的多个信号的至少一部分的副载波重复而相互成为干扰，通过在接收装置检测各信号并根据信号的可靠性而生成发送信号的副本的基础上，相互传递对另一方来说成为干扰的副载波，从而能够将为了检测相互的信号而成为问题的干扰信号作为已知来处理，其结果能够完全地去除干扰，能够对信号进行分离检测。因此，在多个发送装置之间，即使接收质量高且传输效率高的副载波重复，也可以对各发送装置分配传输效率良好的副载波。

而且，使发送信号的副本为在发送装置中将频率轴的信号映射到副载波之前的信号，从而进行信号消除以及均衡，由此可以仅对比发送装置的传输频带全部的副载波数少的副载波数进行运算，所以能够抑制信号消除以及均衡中的运算量。

而且，在干扰频谱选择部A36-1、36-2中仅提取必要最小限的成为干扰的副载波，就能够降低生成已知的干扰信号时的运算量。

[第8实施方式]

第8实施方式是由基站装置A71和移动站装置A80a、A80b构成的无线通信系统，在基站装置A71中，在时域反复干扰信号的消除从而串行地检测多个希望信号。图30是表示本实施方式中的基站装置A71的结构的概略模块图。另外，本实施方式中的移动站装置A80a、A80b是与第7实施方式中的移动站装置A80a、A80b相同的结构，所以图和说明省略。

如图30所示，基站装置A71具备接收天线A100、A/D变换部A101、CP去除部A102、导频分离部A103、传播路径推断部A104-1、A104-2、传播路径特性解映射/选择部A105-1、A105-2、用户切换部A106、干扰信号消除部A107、第1S/P变换部A108、DFT部A109、频谱解映射部A110、希望信号消除部A111、信号均衡部A112、解调部A113、解交织器部A114、解码部A115、反复数控制部A116、交织器部A117、副本生成部A118、第2S/P变换部A119、第2DFT部A120、干扰频谱选择部A121、频谱映射部A122、IDFT部A123、P/S变换部A124、判定部A125、无线部A126、频谱分配决定部A127、发送部A128。

其中，传播路径特性解映射/选择部A105使用与第7实施方式的图28的部件相同的部件。

图30与第7实施方式的图29相同名字的模块的处理基本上相同，所以说明省略。这里，说明与如图29那样在频域消除来自其他用户的干扰信号的基站装置A70的不同。反复处理的观点基本上相同，但是干扰信号消除部A107进行在时域的消除。因此，频谱映射部A122再度映射由干扰频谱选择部A121选择的频谱，IDFT部A123生成时间波形的副本，去除干扰信号的干扰信号消除部A107配置在DFT部A109之前。此外，为了边交互地消除边提取信号，配置用户切换控制部A106，向干扰信号消除部A107输入表示希望信号是哪个用户的信号的用户切换信息，利用要检测的希望信号以外的干扰副本和其传播路径特性，进行消除。此外，还从用户切换控制部A106向利用DFT部A120输出的希望信号的副本进行消除的希望信号消除部A111、均衡希望信号的信号均衡部A112、判断解码数据是哪个用户的数据的判定部A125输入用户切换信息。

在本方式中，不仅能够获得与频域的情况(第7实施方式)相同程度的效果，而且若S/P变换部A108以后的编号的模块为2系统则可以并行地进行处理，所以根据本发明，能够自由地组合用1系统串行地反复检测时间或频率的消除或装备多个系统而并行地检测时间或频率的消除。

[第9实施方式]

在第9实施方式中，叙述不反复而利用消除来进行检测的方法。本实施方式中的无线通信系统具备作为接收装置的基站装置A72、和作为发送装置的两个移动站装置A82a、A82b。图31是表示本实施方式中的移动站装置A82a、A82b的结构的概略模块图。在本实施方式中，基站装置A72对先检测出的信号不实施干扰的消除，所以两个移动站装置A82a、A82b中的、发送在基站装置A72中先检测的信号的移动站装置A82a应用抗干扰或噪声强的编码率。

图31的移动站装置A82a具备编码部A200a、交织器部A201、调制部A202、S/P变换部A203、DFT部A204、频谱映射部A206、IDFT部A207、P/S部A208、导频生成部A209、导频多路复用部A210、CP插入部A211、D/A变换部A212、无线部A213、天线A214、接收部A215。在同图中符号A200a、A201、A202、A203、A204、A206、A207、A208、A209、A210、A211、A212、A213、A214、A215的各部对应于图28的符号A1、A2、A3、A4、A5、A6、A7、A8、A9、A10、A11、A12、A13、A14、A42的各部，所以省略其说明。

如图31所示，在移动站装置A82a、A82b的编码部A200a、200b中，在2装置之间采用不同的编码率。设移动站装置A82a的编码部A200a的发送数据C的编码率为r₁、移动站装置A82b的编码部A200b的发送数据D的编码率为r₂时，r₁＜r₂。由此，发送数据C因为通信路径编码的编码率低，所以对噪声或干扰的抗性强，基站装置A72若将发送数据D的信号作为干扰的情况下先解码发送数据C，则在检测发送数据D时，根据发送数据C的解码结果生成干扰副本，并从接收信号将其消除，由此能够检测发送数据D。

图32是表示本实施方式中的基站装置A72的结构的概略模块图。基站装置A72具备天线A240、无线部A241、A/D变换部A216、CP去除部A217、导频分离部A218、传播路径推断部A219-1、A219-2、频谱分配决定部A220、传播路径特性解映射部A221-1、A221-2、传播路径特性选择部A222-1、第1S/P变换部A223、第1DFT部A224、频谱解映射部A225、第1信号均衡部A226、第1解调部A227、第1解交织器部A228、第1解码部A229、交织器部A230、副本生成部A231、第2S/P变换部A232、第2DFT部A233、干扰频谱选择部A234、干扰信号消除部A235、第2信号均衡部A236、第2解调部A237、第2解交织器部A238、第2解码部A239、发送部A242。这里为了检测各发送数据而需要的电路(A226～A229和A236～A239)分开，但也可以为一个而进行切换从而串行地进行检测，由此使电路公共化。

在图32中，从天线A240到频谱解映射部A225与第7实施方式以及第8实施方式相同，所以说明省略。另外，这里，使发送数据C的编码率低，该情况下，发送数据C的接收信号的一方对干扰或噪声抗性强所以先解码发送数据C，从而在发送数据D的检测时，将发送数据C的信号作为干扰而消除。因此，仅存在提取发送数据C的传播路径特性中的、成为发送数据D的干扰的成分的部分的传播路径特性选择部A222-1，不存在提取成为发送数据C的干扰的成分的部分的传播路径特性的选择部。这是因为，发送数据D的信号在发送数据C的检测时成为未知的干扰，不需要消除。另外，提取成为发送数据D的干扰的成分的部分的传播路径特性选择部也可以在用于检测发送数据D的传播路径推断部A219-2之后。

下面，说明信号检测。对从频谱解映射部A225输出的各发送数据的频率轴的接收信号，首先为了从发送数据C进行检测，将包括发送数据C的副载波的接收信号输入第1信号均衡部A226，与第7实施方式以及第8实施方式同样地直到第1解码部A229为止进行处理，输出各比特的判定值或者对数似然比LLR。此时，发送数据C的接收信号的一部分副载波虽然来自发送数据D的信号成为干扰，但是这里作为未知干扰来处理，检测发送数据C。

从解码部A229输出的各比特的判定值原样作为解码数据C来处理时，为了同时生成用于发送数据D的检测的干扰副本，通过交织部A230被交织之后，输入副本生成部A231，经由S/P变换部A232、第2DFT部A233生成频率轴上的信号副本。该频率轴上的信号副本由S/P变换部A232被并行化之后，由DFT部A233进行离散傅立叶变换从而变换为频率轴上的信号副本。

干扰频谱选择部A234对该频率轴上的信号副本乘以成为从传播路径特性选择部A222-1输入的干扰的副载波编号的传播路径的复增益从而生成干扰副本。干扰信号消除部A235从包括从频谱解映射部A225输入的发送数据D的副载波的接收信号去掉该生成的干扰副本，由此仅消除干扰成分。消除了干扰的接收信号通过第2信号均衡部A236被均衡，通过第2解调部A237变换为各码比特。之后，由第2解交织器部A238将码比特的排列复原，由第2解码部A239进行纠错解码，获得解码数据D。

这样，在本实施方式中，使一方的信号在作为发送侧的移动站装置A82a、A82b预先容易解码，基站装置A72先从容易解码的一方检测信号，并将其作为另一方的检测时的已知干扰，由此能够检测两方的信号。此外，在生成干扰副本时，不是利用全部副载波而是由干扰频谱选择部A234仅提取给予干扰的副载波，由此还可以削减运算量。

此外，作为在接收侧容易解码的处理，也可以不仅是编码率而在发送侧还控制调制方式、发送功率等。此外，还可以与频谱分配同样地由基站装置A72决定该编码率、调制方式、发送功率等，发送给各移动站装置A82a、A82b。在本实施方式中示出了两个移动站装置A82a、A82b不同情况的例，但也可以一个移动站装置装备多个发送天线并进行相同的处理。

[第10实施方式]

在第7～第9实施方式中，示出了采用离散傅立叶变换DFT将信号扩散到频域并通过逆离散傅立叶变换IDFT再次变换为时域的信号从而发送的发送装置、以及与其对应的接收装置。在第10实施方式中，说明不通过离散傅立叶变换DFT而是通过对发送信号乘以扩散码从而进行频率扩散的系统。另外，在作为扩散码而采用用相位旋转表示的正交码的情况下，成为生成与采用离散傅立叶变换DFT进行扩散的情况相同的信号，可以将PAPR特性抑制得较低，并且发送的信号的峰值功率也被抑制得较低。峰值功率高时，为了获得发送功率在放大所发送的信号时超过放大器的性能界限，波形失真，但是因为如此地峰值功率被抑制得较低，所以能够抑制放大时波形的失真。在本实施方式中，示出采用相位旋转正交扩散码进行频率扩散时的例。

图33是表示本实施方式中的作为发送装置的移动站装置A83的结构的概略模块图。图33所示的移动站装置A83只是将第7实施方式的图28所示的移动站装置A80的DFT部A5变更为扩散/多路复用部A300，其他(A1、A2、A3、A4、A6、A7、A8、A9、A10、A11、A12、A13、A14、A42)是与图28所示的移动站装置A80a相同的结构。该扩散/多路复用部A300进行图34所示的扩散以及多路复用处理。但是，这里，设扩散码的码长是64，采用各个正交的64个相位旋转正交扩散码，由此1用户(移动站装置A83)使用的副载波数也是64。

图34的C1～C64分别表示扩散码，扩散码的各要素(筹码)如图示所示，是e^jθ×0、e^jθ×1、e^jθ×2这样的、给予相位旋转的值。这里，e表示作为自然对数的底的纳皮尔(Napier)数，j表示虚数单位。

此外，调制信号D1、D2、……D64是S/P变换部A4的输出，表示通过调制部A3被调制并变换为并行的信号。在扩散/多路复用部A300中，首先，分别对调制信号D1、D2、……D64乘以扩散码C1、C2、……C64。此时，调制信号D1～D64被拷贝码长分(这里是64)，进行与扩散码的各个筹码的乘法运算。然后，将这些乘法运算的结果按每个筹码进行相加，从而进行了码的多路复用的信号成为扩散/多路复用部A300的输出。

这样在代替离散傅立叶变换DFT而采用了相位旋转正交扩散码的情况下，也能够生成与离散傅立叶变换DFT同样的信号，可以进行与本发明的其他用户一部分重复了的频谱配置的传输。因此，这样在移动站装置A83具备了扩散/多路复用部A300的情况下，接收装置也可以是图29所示的结构的基站装置A70。此外，也可以构成为将图29用于生成副本的DFT部A35-1、35-2变更为之前所示的扩散/多路复用部A300。

如以上那样，在本实施方式中，示出了对频率扩散采用用相位旋转表示的正交码时的例，但不限于此，也可以采用其他正交码进行频率扩散。

[第11实施方式]

在图27中，说明了从未成为干扰的副载波提取各比特的可靠性。因此，多个发送装置可以从分配频率扩散了的信号的副载波中选择几个相同编号的副载波，即，能够决定可以在用户(移动站装置)间重复使用的副载波的比例。若是第7实施方式则基站装置A70的频谱分配决定部A20、若是第8实施方式则基站装置A71的频谱分配决定部A127、若是第9实施方式则基站装置A72的频谱分配决定部A220利用希望信号和(未知的)干扰信号以及噪声功率的比即接收SNR(未知的干扰功率包括在N中)进行该决定。但是，所谓未知的干扰功率，指从相邻小区或采用同一频带的其他系统到来的干扰那样的、不能消除的干扰的功率。

对于本实施方式中的采用了接收SNR的重复副载波的比例决定法，具体而言，预先设定几个与接收SNR相关的阈值，而且，预先将这些阈值与允许重复的副载波数建立关联。其中，对越高的阈值越较多地设定允许重复的副载波数。然后，分别测定各用户的接收SNR(频带或几个副载波的平均值)，判断所测定的结果落入预先设定的几个阈值的哪个范围，从而进行重复副载波数的算出。此时，在多个用户的接收SNR中有大的差时，可以将最低的接收SNR与阈值相比较，决定重复副载波的比例。这样，通过将多个用户的接收SNR中最低的接收SNR作为基准，从而不会使重复副载波过多，在接收装置中可以正确地解调来自各用户的信号。

此外，与此不同，可以利用第7实施方式中的信号均衡部A27-1、27-2的相互信息量的输入输出关系和解码部A30-1、30-2的相互信息量的输入输出关系来决定重复副载波的比例。在第8实施方式中，也同样地可以利用信号均衡部A112和解码部A115来决定比例。以下，作为利用了该相互信息量的输入输出关系的重复副载波的比例决定方法，叙述采用Turbo原理那样的用于分析反复的内部的外部信息交换图(chart)(EXIT图：EXtrinsic Information Transfer图)来决定的方法。

图35中示出EXIT图的例。在同图中，横轴表示信号均衡部输入相互信息量、纵轴表示信号均衡部输出相互信息量。此外，在反复处理中，由信号均衡部输出的相互信息量输入解码部，所以纵轴与解码部输入相互信息量一致。而且，解码部的输出成为信号均衡部的输入相互信息量，所以横轴与解码部的相互信息量一致。这里，相互信息量是在发送某信号X并获得接收信号Y时由接收信号Y关于信号X所能够获得的最大的信息量。但是，在基于EXIT图的分析中，在获得了对数似然比Y时，是从Y所获得的关于X的信息量的最大值，所以该最大值被1约束。

在图35中，曲线L301是以纵轴为输入、以横轴为输出的解码部中的相互信息量的输入输出关系，编码率变高时为了解码需要更多的功率，所以该曲线向图的上方平行移动。另一方面，曲线L302表示以横轴为输入、以纵轴为输出的信号均衡部中的相互信息量的输入输出关系。解码部特性(曲线L301)通过编码率而唯一地决定，但信号均衡部特性(曲线L302)由于传播路径变动而上下变动，所以通常利用1％值那样的统计的结果。

下面说明图35的看法。以第7实施方式中的基站装置A70的信号消除部A26-1～干扰频谱选择部A36-1为止的一系列反复处理为例来进行说明。首先，在第1次处理中，向信号均衡部A27-1输入的相互信息量是0，所以作为其输出而获得A点的相互信息量(将该位置称为起点)。

接着，信号均衡部A27-1的输出相互信息量成为向解码部A30-1的输入相互信息量，所以如点线那样移动，解码部A30-1的输出相互信息量到达B点。反复同样的处理从而相互信息量以C点、D点、E点、F点(将F点称为终点)移动，图示反复的内部样子。横轴的值成为1的终点意味着能够全部去除其他的干扰成分，该值成为仅希望信号的接收功率与噪声功率的比。

即，在发送时即使其他信号被多路复用，也通过干扰副本而被消除，可以是完全分离的状况，所以其他信号成为没有一切关系。将表示该动作的点线称为EXIT轨迹，在该情况下，能够判定通过反复处理能否检测发送数据。此外，如图35那样，解码部的曲线和信号均衡部的线如图所示没有交叉，解码部的线在信号均衡部的线的下面时，EXIT轨迹到达横轴的值为1的终点，所以是优选的状态。

图36中示出使由多个用户使用的副载波的个数变化时的EXIT图。同图的曲线L303表示没有重叠副载波时的信号均衡部特性，曲线L304表示重叠了K个副载波时的信号均衡部特性，曲线L305表示重叠了L个副载波时的信号均衡部特性，曲线L306表示解码部特性。这里，L＞K。此外，在图36中，输入信号均衡部的相互信息量大的一方，最终所获得的相互信息量变多。这是因为，虽然在第12实施方式后述，但容许规定个数(在该情况下是K个、L个)重叠从而可以选择传播路径增益好的，所以各发送终端可以利用接收状况更好的副载波来传输，即，最终所获得的希望信号的接收功率变大。另一方面，输入相互信息量小的一方所获得的相互信息量少。这是因为重叠的情况下在最初阶段不能消除重叠的部分的干扰，只能作为未知的干扰来处理。此外，这相当于图35的说明中的第7实施方式中的第1次处理。

在图36的例中，直到K个为止，在解码部的曲线L306的上方，所以通过反复进行分离。另一方面，L个重叠时，该曲线L303与解码部的曲线L306交叉，即使划EXIT轨迹也在此停止，特性不能被改善。即，成为干扰强到不能提取可靠性来去除的程度。因此，在该情况下，能够设定直到K个为止进行重叠较好这样的阈值。

另一方面，在想重叠L个时，使解码部的曲线L306向图的下方移动。为了实现此，可以降低编码率，提高对反复的最初一方的干扰的抗性。

这样，在固定了编码率的情况下，改变重叠的副载波的个数来描画均衡部的EXIT，能够设计直到重叠几个为止较好。另一方面，在规定了想重叠的副载波数的情况下，通过降低解码部的编码率使解码器的线向下移动，所以可以改变编码率也可以改变码方法(Turbo码或卷积码等)。由此，在系统设计的最适化时能够提高灵活性。

此外，在如第9实施方式那样不进行反复处理的情况下，处理在图35的B点停止，所以若按照B点的横轴(解码部输出相互信息量)的值成为接近1的值的方式设计，则先检测的信号的精度提高，所以后检测的信号的检测变得容易进行。

[第12实施方式]

在图37示出说明本发明的、利用所使用的副载波在用户间一部分重复的通信方法时的调度(副载波分配的决定)方法，即若是第7实施方式则基站装置A70的频谱分配决定部A20、若是第8实施方式则基站装置A71的频谱分配决定部A127、若是第9实施方式则基站装置A72的频谱分配决定部A220进行的调度动作的流程图。但是，在本实施方式中，示出分配给全部用户的副载波数相等的情况的例。

如图37所示，在本实施方式中的调度方法中，首先，按每用户测定各副载波中的接收SNR或者接收SINR(Sa1)。这里，在本实施方式中以上行链路的调度方法为对象，所以步骤S1所示的测定在基站装置中进行。接着在步骤Sa2中，设定全部副载波作为对全部用户(移动站装置)的可选择副载波。此外，对于全部副载波k(k是副载波编号)，设定为z(k)＝0。

该z(k)是表示在各副载波中所重复的频谱(信号)的数量的函数。而且在步骤Sa3中，针对全部用户x(x是用户编号)，设定为y(x)＝0。该y(x)是表示用户x与其他用户重复利用的副载波数的函数。在本实施方式中，进行调度，以使该y(x)在规定的副载波数(例如，利用第11实施方式而设定的数量，表示为A)以下。

在本实施方式中，成为各用户依次选择每次1副载波的程序，以后的处理进行对用户编号「x」的副载波的选择。其中，如步骤Sa4所示，在最初的处理中设定为x＝1，进行对用户编号「1」的用户的副载波的选择。接着，如步骤Sa5所示，从对用户编号「x」的可选择副载波中将接收SNR或接收SINR最高的副载波设定为候选副载波。这里，例如设作为候选副载波而设定的副载波的编号为k时，在步骤Sa6中，进行候选副载波k中的函数z(k)的值是否为0的判断。

在z(k)＝0、即候选副载波k没有被任何用户选择的情况下，转移到步骤Sa7，将候选副载波k分配给用户编号「x」的用户，对z(k)加上1。此外，在z(k)≠0、即候选副载波k已经被其他用户选择的情况下，转移到步骤Sa11，进行y(x)是否小于规定的副载波数A的判断。该步骤Sa11的判断结果若是y(x)≥A，则用户编号「x」的用户不能再与其他用户重复利用副载波，所以向步骤Sa12转移，将候选副载波k从用户编号「x」的用户的可选择副载波中删除。然后，返回步骤Sa5，从步骤Sa12中删除了的候选副载波以外的可选择副载波中，将接收SNR或者接收SINR最高的副载波设定为候选副载波，并再次试行分配。

另一方面，步骤Sa11的判断结果若是y(x)＜A，则用户编号「x」的用户还可以与其他用户重复地利用副载波。因此，向步骤Sa13转移，进行在候选副载波k中已经分配的(已经选择了候选副载波k的)用户数是否是1的判断，在候选副载波k中已经分配的用户数不是1(是2以上)的情况下，在步骤Sa16中对y(x)加上1之后，在步骤Sa7中将候选副载波k分配给用户编号「x」的用户，并对z(k)加上1。

在步骤Sa13中，在判断为候选副载波k中已经分配的用户数是1的情况下，转移到步骤Sa14，对于候选副载波k中已经分配的用户x’，进行y(x’)是否小于规定的副载波数A的判断。其结果，如y(x’)≥A，则用户编号「x’」的用户不能再与其他用户重复地利用副载波，所以要与用户编号「x’」的用户重复地利用候选副载波k的用户编号「x」的用户不能选择候选副载波k。因此，从步骤Sa14向步骤Sa12转移，将候选副载波k从对用户编号「x」的可选择副载波中删除之后，返回步骤S5，再次试行别的副载波的分配。

在步骤Sa14中，若y(x’)＜A，则用户x’还能够与其他用户(这里是用户x)重复地利用副载波，所以在步骤Sa15、步骤Sa16中，分别对y(x’)、y(x)加上1之后，向步骤Sa7转移，将候选副载波k分配给用户编号「x」的用户。

在步骤Sa7中，在分配了副载波之后，在步骤Sa8中从对用户x的可选择副载波中删除候选副载波k之后，为了判断向各用户的分配是否进行了一巡，在步骤Sa9中比较进行当前分配的用户的用户编号和全部用户数。在当前正在进行分配的用户的用户编号与用户数不同时，向各用户的分配没有进行一巡，存在没有选择与其他用户相同数量的副载波的用户，所以在步骤Sa17中更新用户编号，返回步骤Sa5。

此外，在步骤Sa9中，在当前正在进行分配的用户的用户编号和用户数一致的情况下，表示向各用户的分配进行了一巡，所以向Sa10转移，算出将z(k)对全部副载波相加所得的和除以用户数所得的数，判断该数与要向各用户分配的副载波数是否一致。在该数一致的情况下，表示对于全部用户要分配的副载波数的分配结束，所以结束本实施方式的调度。相反在不一致的情况下，表示要向各用户分配的副载波数的分配还没有结束，所以返回步骤Sa4，再次从用户1按顺序进行分配。

以往，即使在可以传输的频带内有接收SNR或SINR良好的副载波，在其他装置正在进行通信时，也不能使用该副载波，所以根据其他发送装置的利用状况来决定用于决定向哪个发送装置分配哪个副载波的调度，所以调度的算法烦杂。

但是，这样，通过本实施方式的调度，能够进行与其他用户重复地利用规定个数以下的副载波的分配。由此，可以在不那么意识其他用户的副载波的使用状况下进行调度，所以副载波选择的宽度扩大，可以利用传播路径状况更好的副载波来进行通信。此外，还可以增加可同时发送的用户数，可以说是能够有效地使用有限的资源的灵活的调度。

[第13实施方式]

在图38A、图38B中示出由本发明在用户间进行使用了一部分重复的副载波的传输时的频谱配置的例。首先，图38A示出在可以使用的副载波数为16的频带中2用户分别各选择10个可获得良好接收特性的副载波时的使用频谱的配置。但是，这里，设在多个用户间可以重复利用的规定的副载波数为4。这样能够在用户间重复地使用副载波的情况下，如图38A所示，可以用16个副载波发送总计20个副载波的信息。这表示例如设2用户、规定的副载波数为P、在全频带可利用的副载波数为N_d时，能够利用(N_d+P)/2个副载波，通过本发明可以实现大幅的传输容量的改善。

在该图38A中，示出通过SC-ASA方式混有多个用户利用的副载波，任意的副载波被重复利用时的例，但是与此不同，也可以不如SC-ASA方式那样各用户利用任意的副载波，而且是在某种程度上限制重复利用的副载波的位置的方式。在图38B中示出这样的例。在图38B中，示出4用户分别与其他用户重复地利用一部分副载波的例，但是1用户利用的副载波全部连续，与其他用户重复的副载波都成为各用户利用的副载波群的端部的一部分。这样，可以是通过准许一部分副载波的重复的频率分割从而多路复用用户的方式。通过这种方式，与在用户间完全地分割频率来利用的系统相比，可以实现传输效率的大幅改善。

[第14实施方式]

一般，在蜂窝系统等的无线通信系统中，对多个DFT-S-OFDM符号(以下，也包括图中称为DFT-S-OFDM符号)进行时间多路复用从而构成帧，并进行传输。在图39中示出进行这种帧单位的传输时的概要。但是，在图39中，也一起示出每帧的频谱配置。如图39所示，本发明的调度，即若是第7实施方式则基站装置A70的频谱分配决定部A20、若是第8实施方式则基站装置A71的频谱分配决定部A127、或者若是第9实施方式则基站装置A72的频谱分配决定部A220按每用户分别选择良好的副载波并进行利用了重复的副载波的传输时，可以用帧单位改变副载波的选择。通过这种方式，在1小区频率反复系统中产生对以帧单位变动的来自相邻小区的干扰的回避能力，可以进行更高效率的传输。

此外，如图39所示，以帧单位不需要一定改变副载波的选择，也可以按每用户，接收SNR或者接收SINR较大地变动了的情况下才发生改变的方式。通过这种方式，进行与传播路径状况相应的副载波的选择，并且能够实现对所选择的副载波为了通知而需要的控制信息量的削减。

另外，在第7～第14实施方式中，以作为无线通信系统具备的发送装置的移动站装置为2个而进行了说明，但也可以是超过2个的数量。此时，可以同时对一个副载波分配信号的移动站装置的最大数对上述各基站装置的结构为2个。但是，例如，通过增加第7实施方式中的基站装置A70中的符号A19-1、A21-1、A22-1、A26-1、A27-1、A28-1、A29-1、A30-1、A31-1、A32-1、A33-1、A34-1、A35-1、A36-1、A37-1的组，可以将可同时分配的移动站装置的最大数增加到该组的数量。

此外，在第7～第14实施方式中，作为各无线通信系统是使发送装置为移动站装置、使接收装置为基站装置的移动通信系统而进行了说明，但是也可以是发送装置为终端、接收装置为基地(base station)、终端具有频谱分配决定部那样的利用无线LAN的系统。

此外，可以将用于实现图3中的编码部1、调制部2、S/P变换部3、DFT部4-1、4-2、映射部5-1、5-2、IDFT部6-1、GI插入部7-1、7-2、P/S变换部8-1、8-2的功能的程序存储在计算机可读取的存储介质中，使计算机系统读入该存储介质中所存储的程序并执行，由此进行各部的处理。

此外，可以将用于实现图5中的编码部1、调制部2、S/P变换部3、DFT部4-1、映射部5-3、IDFT部6-1、6-2、GI插入部7-1、7-2、P/S变换部8-1、8-2的功能的程序存储在计算机可读取的存储介质中，使计算机系统读入该存储介质中所存储的程序并执行，由此进行各部的处理。

此外，可以将用于实现图6中的CP去除部106、107、S/P变换部108、109、135、136、DFT彩110、111、116、117、137、138、139、140、传播路径推断部112、113、消除部114、信号均衡/分离部115、空间/频谱解映射部118、IDFT部119、120、121、122、142，143、P/S变换部123、124、解调部125、126、解码部127、128、反复控制部129、130、判定部131、132、副本生成部133、134、空间/频谱映射部141、传播路径乘法部144、传播路径重构部145、使用频谱决定部146、干扰功率推断部147、发送部148的功能的程序存储在计算机可读取的存储介质中，使计算机系统读入该存储介质中所存储的程序并执行，由此进行各部的处理。

此外，可以将用于实现图9中的CP去除部106、107、S/P变换部108、109、135、136、DFT彩110、111、116、117、137、138、139、140、传播路径推断部112、113、消除部114、信号均衡/分离部115、空间/频谱解映射部118、IDFT部119、120、121、122、P/S变换部123、124、解调部125、126、解码部127、128、反复控制部129、130、判定部131、132、副本生成部133、134、空间/频谱映射部141、传播路径乘法部144、传播路径重构部145、使用频谱决定部146、干扰功率推断部147、发送部148的功能的程序存储在计算机可读取的存储介质中，使计算机系统读入该存储介质中所存储的程序并执行，由此进行各部的处理。

此外，可以将用于实现图12中的CP去除部106、107、316、317、S/P变换部108、109、318，319、135、136、DFT部110、111、320、321、137、138、139、140、传播路径推断部112、113、322、323、消除部114、信号均衡/分离部300、空间/频谱解映射部301、IDFT部119、120、121、122、P/S变换部123、124、解调部125、126、解码部127、128、反复控制部129、130、判定部131、132、副本生成部133、134、空间/频谱映射部141、传播路径乘法部144、传播路径重构部302、使用频谱决定部146、干扰功率推断部147、发送部148的功能的程序存储在计算机可读取的存储介质中，使计算机系统读入该存储介质中所存储的程序并执行，由此进行各部的处理。

此外，可以将用于实现图15中的DFT部110、111、传播路径推断部112、113、IDFT部119、120、121、122、P/S变换部123、124、解调部125、126、解码部127、128、反复控制部129、130、判定部131、132、副本生成部133、134、S/P变换部135、136、DFT部137、138、139、140、空间/频谱映射部141、传播路径乘法部144、传播路径重构部145、信号均衡/分离部201-1、201-2、空间/频谱解映射部500的功能的程序存储在计算机可读取的存储介质中，使计算机系统读入该存储介质中所存储的程序并执行，由此进行各部的处理。

此外，可以将用于实现图19中的DFT部110、111、传播路径推断部112，113、消除部200、信号均衡/分离部201、传播路径重构部221、传播路径乘法部220、空间/频谱解映射部501、空间/频谱映射部502、IDFT部115、117、P/S变换部120、解调部122、解码部124、反复控制部205、判定部207、副本生成部210、S/P变换部212、DFT部215、216的功能的程序存储在计算机可读取的存储介质中，使计算机系统读入该存储介质中所存储的程序并执行，由此进行各部的处理。

此外，可以将用于实现图24中的编码部1、调制部2、S/P变换部3、扩散/多路复用部50-1、50-2、映射部5-1、5-2、IDFT部6-1、6-2、GI插入部7-1、7-2、P/S变换部8-1、8-2、接收部11的功能的程序存储在计算机可读取的存储介质中，使计算机系统读入该存储介质中所存储的程序并执行，由此进行各部的处理。

此外，可以将用于实现图28中的编码部A1、交织器部A2、调制部A3、S/P变换部A4、DFT部A5、频谱映射部A6、IDFT部A7、P/S变换部A8、导频信号生成部A9、导频多路复用部A10、CP插入部A11的功能的程序存储在计算机可读取的存储介质中，使计算机系统读入该存储介质中所存储的程序并执行，由此进行这些处理。

此外，可以将用于实现图29中的CP去除部A17、导频分离部A18、传播路径推断部A19-1、A19-2、频谱分配决定部A20、传播路径特性解映射部A21-1、21-2、传播路径特性选择部A22-1、22-2、S/P变换部A23、DFT部A24、频谱解映射部A25、信号消除部A26-1、26-2、信号均衡部A27-1、27-2、解调部A28-1、28-2、解交织器部A29-1、29-2、解码部A30-1、30-2、反复数控制部A31-1、31-2、交织器部A32-1、32-2、副本生成部A33-1、33-2、S/P变换部A34-1、34-2、DFT部A35-1、35-2、干扰频谱选择部A36-1、36-2的功能的程序存储在计算机可读取的存储介质中，使计算机系统读入该存储介质中所存储的程序并执行，由此进行这些处理。

此外，可以将用于实现图30中的CP去除部A102、导频分离部A103、传播路径推断部A104-1、104-2、传播路径特性解映射/选择部A105-1、105-2、干扰信号消除部A107、S/P变换部A108、DFT部A109、频谱解映射部A110、希望信号消除部A111、信号均衡部A112、解调部A113、解交织器部A114、解码部A115、反复数控制部A116、交织器部A117、副本生成部A118、S/P变换部A119、DFT部A120、干扰频谱选择部A121、频谱映射部A122、IDFT部A123、P/S变换部A124、判定部A125、频谱分配决定部A127的功能的程序存储在计算机可读取的存储介质中，使计算机系统读入该存储介质中所存储的程序并执行，由此进行这些处理。

此外，可以将用于实现图31中的编码部A200a、200b、交织器部A201、调制部A202、S/P变换部A203、DFT部A204、频谱映射部A206、IDFT部A207、P/S变换部A208、导频信号生成部A209、导频多路复用部A210、CP插入部A211、D/A变换部A212的功能的程序存储在计算机可读取的存储介质中，使计算机系统读入该存储介质中所存储的程序并执行，由此进行这些处理。

此外，可以将用于实现图32中的CP去除部A217、导频分离部A218、传播路径推断部A219-1、219-2、频谱分配决定部A220、传播路径特性解映射部A221-1、221-2、传播路径特性选择部A222-1、S/P变换部A223、DFT部A224、频谱解映射部A225、信号均衡部A226、解调部A227、解交织器部A228、解码部A229、交织器部A230、副本生成部A231、S/P变换部A232、DFT部A233、干扰频谱选择部A234、干扰信号消除部A235、信号均衡部A236、解调部A237、解交织器部A238、解码部A239的功能的程序存储在计算机可读取的存储介质中，使计算机系统读入该存储介质中所存储的程序并执行，由此进行这些处理。

此外，可以将用于实现图33中的编码部A1、交织器部A2、调制部A3、S/P变换部A4、扩散多路复用部A300、频谱映射部A6、IDFT部A7、P/S变换部A8、导频信号生成部A9、导频多路复用部A10、CP插入部A11的功能的程序存储在计算机可读取的存储介质中，使计算机系统读入该存储介质中所存储的程序并执行，由此进行这些处理。

另外，这里所说的「计算机系统」包括OS以及外围设备等的硬件。此外，所谓「计算机可读取的存储介质」是软盘、光磁盘、ROM、CD-ROM等的便携式介质、计算机系统所内置的硬盘等的存储装置。而且，所谓「计算机可读取的存储介质」还包括经由因特网等网络或电话回线等通信回线发送程序时的通信线那样的、短时间的期间、动态地保持程序的物件、成为那时的服务器或客户端的计算机系统内部的易失性存储器那样的一定时间保持程序的物件。此外上述程序也可以是用于实现前述功能的一部分的程序，而且也可以是利用与计算机系统已经存储的程序的组合能够实现前述功能的程序。

以上，参照附图详细地叙述了本发明的实施方式，但是具体的结构不限于该实施方式，还包括不脱离本发明的主旨的范围的设计等。

【产业上的利用可能性】

本发明适宜用于利用SC-ASA方式进行从移动站装置向基站装置的上行链路的通信的移动通信系统，但不限定于此。

Claims (10)

1.一种无线通信系统，具备多个第一通信装置和接收来自该多个第一通信装置的发送信号的第二通信装置，所述多个第一通信装置对发送信号进行频率扩散并将所述频率扩散后的信号分配给副载波后进行发送，该无线通信系统的特征在于，

所述第二通信装置，接收从各所述第一通信装置发送的信号，并且对该接收到的信号进行解调，在对所述多个第一通信装置分配副载波时，按照传播路径状况来选择副载波，独立地决定各个所述第一通信装置进行发送所使用的副载波，使得在所述多个第一通信装置中的至少两个所述第一通信装置间一部分副载波相互重复，并且向各所述第一通信装置发送该决定的频谱分配信息，

各所述第一通信装置通过傅立叶变换将所述发送信号变换为频率扩散后的信号，按照所述频谱分配信息将该频率扩散后的信号分配给所述副载波，发送通过逆傅立叶变换将分配给该副载波的频率扩散后的信号变换为时间轴上的信号所得的信号。

2.根据权利要求1所述的无线通信系统，其特征在于，

所述第二通信装置具备一个接收天线。

3.根据权利要求1所述的无线通信系统，其特征在于，

所述第2通信装置利用Turbo均衡技术来接收。

4.根据权利要求3所述的无线通信系统，其特征在于，

所述第二通信装置在检测从所述多个第一通信装置中规定的第一通信装置发送的信号时，生成除了从该规定的第一通信装置发送的信号以外的所有的从第一通信装置发送的信号的副本，并且从由所述多个第一通信装置发送的发送信号中消除该副本。

5.一种无线通信系统，具备第一通信装置和接收来自所述第一通信装置的发送信号的第二通信装置，所述第一通信装置具备对发送信号进行频率扩散并将所述频率扩散后的信号分配给副载波后进行发送的多个发送天线，该无线通信系统的特征在于，

所述第二通信装置，接收从各所述第一通信装置发送的信号，并且对该接收到的信号进行解调，在对所述第一通信装置的各发送天线分配副载波时，按照传播路径状况来选择副载波，独立地决定在各个所述多个发送天线发送的副载波，使得在所述多个发送天线中的至少两个所述发送天线间一部分副载波相互重复，并且向所述第一通信装置发送该决定的频谱分配信息，

所述第一通信装置通过傅立叶变换将所述发送信号变换为频率扩散后的信号，按照所述频谱分配信息将该频率扩散后的信号分配给所述副载波，发送通过逆傅立叶变换将分配给该副载波的频率扩散后的信号变换为时间轴上的信号所得的信号。

6.根据权利要求5所述的无线通信系统，其特征在于，

所述第二通信装置具备一个接收天线。

7.根据权利要求5所述的无线通信系统，其特征在于，

所述通信装置在独立地决定在各个所述多个发送天线发送的副载波时，根据由每个所述发送天线与接收天线之间的每副载波的传播路径状态而算出的通信路径容量来决定。

8.根据权利要求7所述的无线通信系统，其特征在于，

所述通信路径容量是在设发送天线编号为m、副载波编号为k、发送天线数为N_T、一个所述第一无线通信装置的发送能量为Es、从第m个发送天线发送的第k个副载波中的传播路径矢量为ξm(k)、从第m个发送天线发送的第k个副载波中的干扰噪声功率为∑m(k)时，由下式所表示的各发送天线的各副载波中的通信路径容量Cm(k)

$C_m\left(k\right)={\log }_2(1+\frac{E_S}{N_T}{\mathrm{\ξ}}_m^H\left(k\right){\mathrm{\ξ}}_m\left(k\right){\mathrm{\Σ}}_m^{-1}\left(k\right)).$

9.根据权利要求5所述的无线通信系统，其特征在于，

所述第二通信装置利用Turbo均衡技术来接收。

10.根据权利要求9所述的无线通信系统，其特征在于，

所述第二通信装置在检测从所述第一通信装置的第一发送天线发送的信号时，生成除了从该第一发送天线发送的信号以外的所有的从发送天线发送的信号的副本，并且从由该第一通信装置发送的发送信号中消除该副本。