JP4191731B2 - 無線通信システム及び無線通信方法 - Google Patents
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Description
従来におけるディジタルセルラーシステム(例えば、PDC:Personal Digital Cellular telecommunication system、PHS:Personal Handy−phone System、GSM:Global System for Mobile Communications)では、無線基地局と複数の移動通信端末局とが時分割多重化(TDMA)された無線回線を介して通信を行う。
これらのシステムでは、各無線基地局には、隣接する基地局と干渉を生じないように固有の周波数チャネルが割り当てられており、この周波数チャネルからなる回線を複数の時分割多重化(TDMA)された回線として、複数の移動通信端末局と無線基地局とが、干渉を生じることなく通信を行うことができる。
このような従来の無線通信システムにおいて、各基地局による管轄エリアが、マルチセル構成からなる場合、例えば、各セル内において無線基地局と移動通信端末局とを結ぶ無線通信は、各基地局に割り当てられた回線周波数チャネルを通じて行われる。そして、FDMA又はTDMAセルラー方式における無線通信では、隣接セル干渉を避けるために、隣接セルに同一周波数チャネルが使用されないような周波数チャネル配置がなされている。このような従来の周波数チャネル割り当て法には、以下のものがある。
(1)固定周波数チャネル割り当て
固定周波数チャネル割り当て(FCA:Fixed Channel Assignment)では、無線セル毎に選択可能な無線周波数チャネルを固定的に定め、最適な距離間隔をおいて無線周波数チャネルの再利用を図るように構成される。予め各セルに配置される周波数チャネルを決めて配置を行うので、これを固定周波数チャネル割り当て方式という。
(2)動的周波数チャネル割り当て
前記固定周波数チャネル配置に対して、各セルに割り当て配置する周波数チャネルを各セルのトラフィックに応じて、動的に再配置する方法がある。これをダイナミック周波数チャネル割り当てという。この方法では、各無線セルにおいて、システムが使用している全ての無線周波数チャネルが、選択可能である。すなわち、所要の品質を満たしている限り、いずれの無線セルにおいても通信に使用することができる。
ダイナミック周波数チャネル割り当て方式では、
(a)トラフィックの粗密に従った周波数の有効利用が実現できる
(b)固定周波数チャネル配置にくらべて、無線周波数チャネル配置計画をシステム運用開始前に行う必要がなくなり、設計が容易である
という利点がある。
(B)周波数直交化多重方式(OFDM)について
一方、近年にあっては、高速伝送における周波数選択性フェージング対策としてマルチキャリア伝送方式が注目されている。このマルチキャリア伝送方式では、送信データを周波数の異なる複数のキャリアに分配して送るため、各キャリアの帯域が狭帯域となり、サブキャリアの数が多いほど周波数選択性フェージングの影響を受け難い。特に各サブキャリアを直交化させた直交周波数分割多重(OFDM:Orthogonal Frequency Division multiplexing)は、周波数利用効率が高く、無線LANやディジタル放送などに使用されている。
この方式では、各キャリアがシンボル区間内で相互直交するように、各キャリアの周波数が設定されている。OFDM信号のスペクトルは連続して互いに重なっており、通常のマルチキャリア伝送のように帯域通過フィルタを用いて特定のキャリア上の信号を取り出す処理は行わない。そして、OFDMでは、一般に逆離散フーリエ変換(IDFT:Inverse Discrete Fourier Transform)器と離散フーリエ変換(DFT:Discrete Fourier Transform)器を用いて、各キャリアの直交化と各サブキャリア信号の抽出を行う。
そして、このOFDM方式における受信では、抽出された各サブキャリアから、復調により、データシンボルを正しく取り出すために、複数のサブキャリアをカードバンドを設けて周波数軸上に配置し、狭帯域フィルタにより各サブキャリアを分離するマルチキャリア伝送と異なり、OFDMでは、各サブ周波数チャネルの周波数間隔を重ねて狭くできるので周波数利用効率がよい。
一般的な周波数分割多重方式の電力スペクトルは、図1に示すように、各サブキャリアの信号を伝送するのに必要な帯域である占有帯域と、各サブキャリア間の干渉を防ぐためのガードバンドの配置により構成される。つまり、システム全体で使用する帯域全体は(周波数チャネルの占有帯域)×N+(ガードバンド)×(N−1)である。
OFDMにおいては、サブキャリアの周波数間隔をナイキスト第一定理の間隔に設定することで、各搬送波間の直交性を保持し、各変調波帯城の重なりを可能にしている。すなわち、図2に示すように、直交化されたOFDM信号は各サブキャリアのスペクトルが重なっているにもかかわらず、シンボルが取り出せるため、サブキャリアの周波数チャネルセパレーションを狭くすることができる。つまり、システム全体で使用する帯域全体は(周波数チャネルの占有帯域)×(N+1)/2のみである。
図3に、逆離散フーリエ変換器を用いた従来のOFDM無線装置の構成を示す。図3において、送信されるデータ列は最初にシンボルマッパ1によってベースバンドディジタル変調される。直並列変換器2で同一シンボルレートの複数の周波数チャネルに変換され、逆離散フーリエ変換器4によって逆フーリエ変換を行い、直交化された複数のサブキャリア信号に変換される。逆フーリエ変換機器4の並列出力信号は、並直列変換器5で時系列送信信号は、直並列変換し時系列送信信号に変換される。無線送信機6においてシステムが使用するRF周波数帯に変換し、電力増幅された後、送信アンテナ7を介して送信される。
OFDMを導入した通信システムの例としては、5.2GHz帯を用いた無線LANシステムなどがある。このシステムでは52本のサブキャリアが用いられている。
OFDMではシンボル区間にガードインターバルを設定することで符号間干渉をさらに軽減できるなどの特徴を持つ。
また、通常、サブキャリアは連続した帯域で確保する。OFDM伝送では各サブキャリア間の直交性が非常に重要であり、周波数の直交性が少しでも崩れると、サブキャリア間においてキャリア間干渉(ICI:Inter−Carrier Interference)が発生し、信号伝送特性に大きな影響を及ぼす。
ディジタル放送で使用されているOFDMシステムは、各サブキャリア間の直交性を確保するとともに、同一周波数チャネルにおいて複局同時送信を行う場合には、各送信所の送信機のキャリア間で十分な同期をとり、直交性が十分確保できるように放送信号の送出を行っている。
(C)セルラーシステム及びOFDMについて
無線通信システムにOFDMを適用する例としては、例えば、帯域分割多重アクセス(BDMA:Band Division Multiple Access)方式を用いた無線通信システムが提案されている。BDMA方式のスペクトルを図4に示す。BDMA方式は周波数分割多重アクセスと時分割多重アクセスを併用した通信方式である。BDMA方式では、各サブキャリアにQPSKなどの線形ディジタル変調を行い情報伝送を行っている。この方式では全伝送帯域を複数のサブ帯域に分割し、分割したサブ帯域を単位として、異なるユーザーに割り当てる。また、特開平10−191431においてマルチキャリア伝送のおいて、ユーザーの必要とする伝送容量に応じてサブキャリア数を増加又は減少させることが提案されている。
(D)CDMA方式について
CDMAの場合は、同一周波数繰り返しセルの配置は理論的に可能であるが、マクロセル内に同一周波数帯を用いて通信するマイクロセルが複数存在する場合には、セル内同一周波数チャネル干渉の対策としてやはりDSA(動的周波数配置:Dynamic Spectrum Allocation)が必要になる。
ところで、このCDMA方式では、マクロセル内にマイクロセルが位置するなど階層セル構造を採用する場合があり、この階層セル構造において周波数を有効利用するために、例えば、同一周波数帯をマイクロセルとマクロセルの伝送速度の異なるシステムが共有するシステムで、一方の周波数チャネルがなくなったときに、他方の空き周波数チャネルの優先度の低いものから使用許可を与え、マイクロセル側の周波数帯域とマクロセル側の周波数帯域との境界であるパーティションを移動させる方法が提案されている(例えば、特開平11−205848号参照)。
しかしながら、上記(A)で説明したディジタルセルラー方式などの従来システムでは、複数の周波数チャネルを確保し、周波数チャネルの割り当てにおいては、同一周波数チャネルの干渉を避けるように一定の間隔を設けて配置する必要がある。
従って、システムに割り当てられている限られた周波数帯域において各周波数チャネルを各セルに割り当て有効利用しているが、今後のデータ通信トラフィックの増加により周波数チャネル数が不足することが予想され、さらに周波数利用効率の高い無線通信システムが求められている。
また、上記(B)で脱明したOFDMにあっては、図5に示すような、直交条件を満たすサブキャリアを連続に配置した周波数チャネル帯域の確保が必要になる。このため、チャネルの割り当てが規制されることとなり、周波数チャネルが不足した場合には、柔軟に対応することが困難になると考えられる。
一方、上記(C)で説明したディジタル放送及び無線通信においては、マルチパス伝搬により時間遅延の大きい複数の遅延波が到来するため、情報の高速伝送においては、音声から、電子メール、静止画、動画転送など、無線通信に要求される伝送速度が、ユーザーとアプリケーションにより大きく変化する。従って、従来の無線通信システムのように、予め分割し定められた帯域で情報伝送を行う場合、分割損が大きくなり、周波数の有効利用の点で問題がある。
さらに、上記(D)で説明したCDMA方式において、パーティションを移動することによって、周波数チャネルの有効利用を図る方法においても、マクロセルとマイクロセルについて、システム帯域で確保できるチャネル数の総和は一定であり、単にパーティションを移動しただけでは、一方のチャネルの不足を、他方のチャネルで補えない場合も考えられる。
(周波数直交化多重方式(OFDM)の説明)
従来より、高速ディジタル伝送における周波数選択性フェージング対策としてマルチキャリア伝送方式が提案されている。このマルチキャリア伝送方式では、送信情報データを周波数の異なる複数のサブキャリアに分配して送るため、各キャリアの帯域を狭帯域とすることができ、これらサブキャリアの帯域が狭いほど、周波数選択性フェージングによる波形歪の影響を受け難いという特性がある。
このようなマルチキャリア伝送方式において、特に各サブキャリアを直交化させた直交周波数分割多重(OFDM:Orthogonal Frequency Division multiplexing)は、複数のサブキャリアをカードバンドを設けて周波数軸上に配置し狭帯域フィルタにより各サブキャリアを分離する従来のマルチキャリア伝送とは異なり、各サブ周波数チャネルの周波数間隔を重ねて狭くすることによって、周波数利用効率を高くすることができ、無線LANやディジタル放送などで利用されている。
この方式では各サブキャリアがシンボル区間内で互いに直交となるように、各サブキャリアの周波数間隔を設定する。そして、OFDMでは、実際には、ディジタル信号処理により、逆離散フーリエ変換(IDFT:Inverse Discrete Fourier Transform)器と離散フーリエ変換(DFT:Discrete Fourier Transform)器を用いて、各サブキャリアの直交化と各サブキャリア信号の抽出を行う。
(OFDM機能ブロック説明)
図3は、従来の逆離散フーリエ変換器を備えたOFDM無線装置の構造を示すブロック図である。
図3に示すように、従来のOFDM無線装置は、ユーザの情報データ列に対し、ベースバンドディジタル変調を行うシンボルマッパ1と、シンボルマッパ1の出力信号を同一シンボルレートである複数のチャネルに変換する直並列変換器2と、直並列変換器2の出力信号である並列出力信号系列に対して、逆フーリエ変換を行い、直交化された複数のサブキャリア信号に変換する逆離散フーリエ変換器4と、逆離散フーリエ変換器4の出力信号を並直列変換し時系列信号に変換する並直列変換器5と、システムが使用するRF周波数帯に変換し電力増幅する無線送信機6とを有している。
このような従来のOFDM無線装置において、送信される情報データ列をaとすると、最初にシンボルマッパ1によって、例えばQPSK、QAMなどのディジタル変調が行われる。このディジタル変調により、情報ビット列が、複素シンボル系列Sx(S0,S1,S2,S3)に変換される。次に直並列変換器2で複数(N個)のサブキャリアチャネル(F1,F2,…FN)に分配される。そして、逆離散フーリエ変換器4によって逆フーリエ変換を行い、直交化された複数のサブキャリア周波数チャネル信号の重畳された時系列標本値(OFDMシンボルの標本値)に変換される。OFDMシンボルの標本値は並直列変換器5で直並列変換し、連続した時系列送信信号に変換され、無線送信機6においてシステムが使用するRF周波数帯に周波数変換された後、電力増幅され、送信アンテナ7より送信される。
(OFDMの伝送帯域可変)
通常のOFDM伝送装置においては、システムクロック周波数が固定であるため、帯域幅は一定である。例えば、特開平11−215093号では、OFDM信号の伝送において、サブキャリアの帯域周波数の可変を容易に行う構成と、受信側においてサブキャリアの帯域可変に自動追従する機能の付加を提案している。
詳述すると、図6に示すように、特開平11−215093号に開示されたOFDM伝送装置では、送信側において、クロック発振器101Bのクロック出力端子は、クロックレート変換部101Aに接続され、クロックレート変換部101Aのクロック出力端子は、レート変換部101、符号化部102T、IFFT部103A、ガード付加部103B、同期シンボル挿入部105、直交変調処理部108の各クロック端子に接続されている。受信側において、同期検出器109Aの出力VCは、クロック発信器109Bの端子VCに接続され、同期検出器109Aの出力FSTrは、FFT部103C、レート逆変換部107のFST端子に接続されている。また、クロック発信器109Bの出力CKrは、FFT部103C、レート逆変換部107、直交復調処理部109、同期検出器109AのクロックCK端子に接続されている。
そして、このような特開平11−215093号に開示されたOFDM伝送装置では、送信部の動作タイミングとクロックレートを決定するクロックの周期を、一律に変更するクロックレート変換部を設け、かつ、受信側は再生クロックレートを検出したフレーム情報周期によって制御する機能を付加し、電波の使用状態(チャネルの空き具合)を調べて使用できる周波数チャネルと使用できる帯域幅を決定している。
また、特開2000−303849号では、外部設定或いは複合データによって、例えば、OFDMによるシンボル長、搬送波数或いは搬送波毎のシンボル当たりにおけるビット数といった、システムの動作パラメータ或いは特性についての増減調節(スケーリング)を行えるようにすることで、OFDMシステムの柔軟性と適応性を与えている。
当該OFDMシステムのスケーリング制御回路は、必要又は有効と判断する場合に応じて動作パラメータ或いは特性を動的に変化させることで、互換性又は所望の性能を提供している。
また、特開2000−303849号では、外部設定或いは復号データによって、OFDMパラメータのスケーリングを行う。スケーリングとは、受信信号強度、受信信号に対する雑音プラス干渉の比、検出された誤り、通知などの情報を用いる。
ガードバンドを付加した場合のマルチパスの影響を、図7に示す。多重搬送波伝送にガードインターバルを設ける利点とは、次のシンボルを伝送する間にガード時間Tgとしての間隔を挿入し、単一搬送波システムで必要とされている波形等化器を必要としない点で、伝送チャネルにおける信号分散(或いは遅延スプレッド)によるシンボル間干渉(符号間干渉)を低減又は除去することが可能となるということである。
意図した信号の後に受信機に到達する、各シンボルについての遅延したコピーは、ガード時間の存在によって、次のシンボルが受信されるより前に消えることができるのである。このように、OFDMの利点は、等化の必要なしに多重チャネル伝送の悪影響を克服する機能にある。
上述した特開平11−215093号では、電波の使用状態(チャネルの空き具合)を調べて使用できる周波数と使用できる帯域幅を決定している。しかしながら、実際の移動通信などにおいては電波伝搬路が時間変動し、その性質が大きく変化する。移動通信伝搬路では、伝搬路の時変動とマルチパス伝搬による遅延波により次の点が問題となり、信号伝送特性が劣化する問題がある。
図8を用いて、サブキャリア占有帯域幅とフェージングの時間変動との関係を説明する。なお、ここでは、フェージングの時間変動としてドップラシフトの影響を例として説明する。
移動通信においては、ドップラシフトの量は、移動局自身の移動速度及び到来する電波の反射した物体の移動速度などにより決まる。一般に、多重波伝搬路のなかを移動局が走行すると、受信波は送信波の波長λと移動局の移動速度Vによってランダムに変化する。各素波が最大V/λ=fDだけドップラシフトし、スペクトルの広がりを見せる。
ここで、狭帯域サブキャリア(図8(a))の占有周波数帯幅をB1,広帯域サブキャリア(図8(b))の占有帯域幅をB2、最大 ドップラシフト量をDsとすると、一般にOFDM伝送においては、サブキャリア占有帯域幅Bに対するドップラシフト量Dsの相対値が大きくなると、サブキャリア間の直交性が悪化し、チャネル間干渉(ICI:Inter−Channel Interference)により信号伝送特性が劣化する。すなわち、図8(a)に示すようにサブキャリアの 占有帯域幅が狭いとき(B1)に比べ、占有帯域幅が広いとき(B2)では、サブキャリア帯域に対するドップラシフトの割合(Ds/Bw)が十分小さいため、ドップラシフトによる伝送特性の劣化が少ない。
しかしながら、サブキャリアの帯域が広いとマルチパス伝搬による周波数選択性フェージングの影響を受けやすくなる。電波伝搬路の周波数特性は伝搬遅延時間に大きく左右され、最大遅延時間τmaxが大きければ伝搬路で周波数特性は大きく歪む。
これに対し、図9に示すように、B1のようにサブキャリアの占有帯域幅が狭い場合には、各サブキャリアにおいては一様フェージングと見なすことができ、一部のサブキャリアの受信信号レベルが低下するだけなのでAGC(Automatic Gain Control)回路による利得調整により、ある程度回復することができる。
ところが、B2のようにサブキャリアの占有帯域幅が広い場合には、周波数選択性フェージングにより占有帯域の一部の受信信号レベルが周波数選択的に落ち込むため、波形ひずみが生じ信号伝送特性が著しく劣化するという問題があった。
従って、フェージングの時間変動及び最大遅延量より同一情報ビットレートの伝送を行う場合でもOFDMの最適サブキャリア帯域幅とサブキャリア数が異なる。また、各ユーザに割り当てられた最大許容帯域幅は一定である場合に、各サブキャリア占有帯域を広げると、図10に示すように、最大許容帯域幅を逸脱するチャネルが生じる。
一方、上述した特開2000−303849号では、外部設定或いは複合データによって動的にスケーリングを行う。つまり、場所的要因が支配的な周波数選択性フェージングなどを避けるために、移動ごとに何らかの設定を行うことでスケーリングを行う必要があるという問題があった。
さらに、いわゆる第4世代の通信方式であるVSF−OFCDM方式(Variable Spreading Factor−Orthogonal Frequency and Code Division Multiplexing)では、複数の周波数軸上に情報シンボルを分割するとともに、各移動局に割り振られた可変の拡散率の拡散符号により拡散させて情報シンボルを送信するため、従来の他の伝送方式とシンボルレートが相異することとなり、他の伝送方式が混在する地域では、異なる伝送方式間で干渉が発生し、同一周波数帯を共有することができないことが予想される。
本発明の他の目的は、ディジタルセルラーシステムや、周波数直交化多重方式システム、CDMA方式等の複数のエリア毎に割り当てられた周波数チャネルを介して、無線局間で通信を行う際に、帯域内の周波数チャネルを有効に利用することができる無線通信システム及び無線通信方法を提供することにある。
また、本発明の他の目的は、フェージング(電波伝搬路)情報に従って、最適サブキャリア占有帯域を計算し、サブキャリア帯域幅とサブキャリア数を制御して、伝送特性の向上を図ることのできる無線通信システム及び無線通信方法を提供することにある。
本発明は、送受信される複数の信号系列を、複数のセル毎に割り当てられた少なくとも1つの周波数チャネルに変調し、無線局間で通信を行う無線通信システムであって、各セルに対して割り当てられた複数の周波数チャネルをセル毎に並び替え、新たに前記信号系列の送受信帯域として特定の周波数チャネルを割り当てるチャネルマッピング手段と、前記割り当てられた周波数チャネルの伝搬状況に基づき前記割り当てられた周波数チャネルの帯域幅を制御する帯域幅制御手段とを有することを特徴とする無線通信システムを提供する。
また、本発明は、送受信される複数の信号系列を、複数のセル毎に割り当てられた少なくとも1つの周波数チャネルに変調し、無線局間で通信を行う無線通信方法であって、各セルに対して割り当てられた複数の周波数チャネルをセル毎に並び替え、新たに前記信号系列の送受信帯域として特定の周波数チャネルを割り当てるステップと、前記割り当てられた周波数チャネルの伝搬状況に基づき前記割り当てられた周波数チャネルの帯域幅を制御するステップとを有することを特徴とする無線通信方法を提供する。
さらに、本発明は、複数のエリア毎に割り当てられた周波数チャネルを介して、無線局間で通信を行う際に、周波数チャネルの割り当ての並び替えを行い、エリア毎に、システム帯域の特定の連続する周波数チャネルに割り当て、チャネルマッピング回路により並び替えられた周波数チャネルを直交多重化させる。なお、上記発明におけるチャネルの並び替えは、同一シンボルレートの並列出力信号系列や、複数ユーザーに対応する並列送信ベースバンド信号系列に対して行うことができる。
このような本発明によれば、各セル(基地局)に対して割り当てられた周波数チャネルをセル(基地局)毎に、連続する周波数チャネルに並び替え、これを狭帯域に直交多重化させ圧縮することによって、システム帯域の有効利用を図ることができる。すなわち、周波数チャネルを連続するシステム帯域に並び替えることにより、ガードインターバルなど、周波数チャネルが不連続であることによるオーバーヘッドを省略することができ、リソースの有効利用を図ることができる。また、同一シンボルレートの並列出力信号系列やベースバンと信号系列を並び替えの対照とすることにより、圧縮性を高めることができ、より有効にリソースを利用することが可能となる。
上記発明においては、近隣のエリアで使用されている周波数チャネルの使用状態を示す検索テーブルを取得し、空きチャネルの検索を行うとともに、この検索結果に応じて、周波数チャネルを並び替えて、同一セルに対して連続したチャネルを割り当てることが好ましい。この場合には、複数のセルで使用されている周波数チャネルを統合的に管理することが可能となり、未使用の周波数チャネルの検出が容易となり、処理の迅速化を図ることができる。なお、この検索テーブルは、例えば、基地局制御装置で管理してもよく、また、無線装置間でデータの送受を行って同期をとることにより、情報の共有を図ることができる。
本発明における周波数チャネルの並べ替えは、検索テーブルに基づいて、任意の基地局に対して連続確保すべき帯域内に空き周波数チャネルが存在するか否かを検索し、
(a)当該連続確保すべき帯域内に空き周波数チャネルが存在する場合には、当該基地局に割り当てを変更し、
(b)当該連続確保すべき帯域内に空き周波数チャネルが存在しない場合には、当該連続確保すべき帯域外の空き周波数チャネルを計数し、所定数以上の空き周波数チャネルが確保された時点で、この空き周波数チャネルに関する情報を空き記憶テーブルに保持し、連続確保すべき帯域内で使用されている他の基地局の周波数チャネルを空き記憶テーブルに保持された周波数チャネルに変更し、
(c)(a)及び(b)の処理を繰り返すことによって行うことが好ましい。
この場合には、検索テーブルを用いて、使用・未使用の周波数チャネルの分布に応じて、任意のセル(基地局)への割り当てを行うことができる。
なお、本発明においては、チャネルの並び替えと、直交多重化を繰り返すことにより未使用周波数チャネルを生成し、生成された未使用周波数チャネルに新規チャネルを割り当てる。この場合には、圧縮により新たに未使用状態となった周波数チャネルに対して、任意のセル(基地局)のチャネルを割り当てるなど、周波数チャネル割り当ての多様性を図ることができる。
本発明において当該無線通信システムが、マクロセルと、当該マクロセルに包含されるマイクロセルとからなる階層セル構造をなし、これらマクロセルとマイクロセルとが同一の周波数帯を使用する場合には、マクロセルの周波数チャネル帯域と、マイクロセルの周波数チャネル帯域との境界であるパーティションを移動させた後、移動されたパーティションを基準として、空きチャネルを検索して周波数チャネルの並び替えを行うことにより、パーティションの前後に空きチャネルを集約させることが好ましい。この場合、パーティションの移動は、マクロセル及びマイクロセルにおけるトラフィック状態に応じて、周波数チャネル毎に優先度を付与し、この優先度に応じて周波数チャネルを並び替えることにより行うことが好ましい。この場合には、階層セル構造をなすシステムにおいても、パーティションを適宜移動することにより、上位階層と下位階層との間で、周波数帯域の調整を行いつつ、未使用チャネルを整理して、圧縮することが可能となる。
なお、本発明においては、当該無線通信システムで用いられる伝送方式は、受信側の端末に割り当てられた拡散符号に基づいて、情報シンボルを複数の時間領域又は周波数領域に拡散するとともに、情報シンボルレートに対する拡散符号のレートを可変的にする方式であることが好ましい。
この場合には、広帯域のOFDM方式のシステムと狭帯域のシステムを同一の周波数帯に混在させることができるため、同じ周波数帯域で2つの方式を併用し、新世代の通信方式を混在させることができ、通信方式を変更する場合に、前方式から新方式に段階的にスムーズに移行することができる。
さらに、本発明は、情報データ列を複数のチャネルに変換し、これら複数の各チャネルの信号系列を直交化された複数のサブキャリア信号により送受信する信号伝送方法において、サブキャリア信号の伝搬経路を推定し、この推定されたフェージング情報に基づいて、送受信されるサブキャリア信号の帯域幅を制御する。このような本発明によれば、伝搬経路の状態に応じて、サブキャリアの帯域幅を制御するため、通信環境に応じた最大許容帯域幅を有効に利用することが可能となり、通信品質及び伝送特性の向上を図ることができる。
本発明においては、制御されたサブキャリア帯域幅に応じて、ユーザに割り当て可能な所要サブキャリア数を算出し、送受信される複数のサブキャリア数を所要サブキャリア数に分岐することが好ましい。この場合には、伝搬環境やユーザ数に応じて、適切なサブキャリア数を使用することができる。
本発明においては、受信信号の波形に基づいて、電波伝搬路におけるフェージングの時間変動情報及び遅延歪み情報を生成し、これらの情報に基づいて伝搬経路を推定することが好ましい。この場合には、受信側において受信された電波を利用して、フェージングを推定することができるため、より精度良くサブキャリア帯域幅の制御を行うことができる。
本発朋においては、推定されたフェージング情報を、ユーザデータ情報と多重して送信し、受信されたデータ行列からフェージング情報を分離することが好ましい。この場合には、受信側で取得したフェージング情報を、通信相手に送信することにより、送信側及び受信側の両者で伝搬環境に関する情報を共有することができる。
本発明においては、送信側において、フェージング情報に基づいてサブキャリア帯域幅情報を検出し、検出したサブキャリア帯域幅情報からクロック周波数を算出するステップと、発生された周波数を算出したクロック周波数に変換し、当該サブキャリア周波数に応じたクロック周波数で直並列変換するステップと、逆離散フーリエ変換後の単一又は複数のサブキャリアチャネルから所望のチャネルを選択するステップとを有することが好ましい。この場合には、フェージングに応じた信号速度を設定することができるため、効率的に信号の伝送を行うことができる。
本発明においては、ユーザの所要情報ビット伝送速度から当該ユーザに割り当てる全帯域幅を算出し、全帯域幅とサブキャリア帯域幅情報とから所要サブキャリアの個数を算出する機能を有することが好ましい。この場合には、実際のユーザの通信能力を加味した全帯域幅に対する所要サブキャリア数を算出するため、システム全体のリソースの利用状況に応じて、バランスよくリソースの分配を行うことができ、負荷の分散を図ることができる。
本発明においては、通信開始時において、フェージング情報に基づいて、最適サブキャリア帯域幅、所要サブキャリア数、ガードインターバルに関する設定を行うことが好ましい。この場合には、伝搬経路の状態に応じて設定されたサブキャリア帯域幅やサブキャリア数に基づいてガードインターバルを設定することができるため、適切な干渉防止を実現することができる。
なお、このガードインターバル長の設定は、通信開始時の他、予め定められた所定の時間間隔で周期的に、或いは、最適サブキャリア帯域幅、所要サブキャリア数、ガードインターバル、又は信号誤り率が一定基準以下になった場合に行うことができる。
本発明においては、当該無線通信システムで用いられる伝送方式は、受信側の端末に割り当てられた拡散符号に基づいて、情報シンボルを複数の時間領域又は周波数領域に拡散するとともに、情報シンボルレートに対する拡散符号のレートを可変的にする方式であることが好ましい。
この場合には、伝搬経路(フェージング)状態に応じて、複数の周波数軸上に情報シンボルを分割するとともに、各受信装置に割り振られた可変の拡散率の拡散符号により拡散させて情報シンボルを送信することができるため、受信装置毎の伝搬経路に応じて、複数ユーザの信号を、同一周波数帯で同一時間の信号に多重化することができ、ユーザ間の干渉を防止しつつ、リソースの有効利用を図ることができる。この結果、広帯域のOFDM方式のシステムと狭帯域のシステムを同一の周波数帯に混在させることができるため、同じ周波数帯域で2つの方式を併用し、新世代の通信方式を混在させることができ、通信方式を変更する場合に、前方式から新方式に段階的にスムーズに移行することができる。
図2は、従来におけるOFDM方式のサブキャリアの周波数間隔を示す図である。
図3は、従来の逆離散フーリエ変換器を用いたOFDM無線装置の構成を示すブロック図である。
図4は、従来のBDMA方式のスペクトルを示す図である。
図5は、従来のOFDMにおける周波数チャネル帯域の図である。
図6は、従来の伝送装置の構造を示すブロック図である。
図7は、従来の伝送方式における、ガードバンドを付加した場合のマルチパスの影響を示す図である。
図8は、従来におけるドップラーシフトの影響を示す図である。
図9は、従来における周波数選択性フェージングによる影響を示す図である。
図10は、従来における周波数スペクトラムの例を示す図である。
図11は、本発明の無線通信システムの概略構成を示すブロック図である。
図12は、第1〜第4実施形態に係るセル構成を示す図である。
図13は、第1〜第4実施形態に係るシステムの全体構成を示す説明図である。
図14は、第1実施形態に係る無線機の内部構成を示すブロック図である。
図15は、第1実施形態に係るディジタル信号変調の構成を示す図である。
図16は、第1実施形態に係る周波数チャネルの並び替えを示す図である。
図17は、第1実施形態に係る検索テーブル及び空き記憶テーブルを示す図である。
図18は、第1実施形態の変形例に係る無線機の内部構成を示すブロック図である。
図19は、第1実施形態に係るチャネル割り当ての全体手順を示すフローチャートである。
図20は、第1実施形態に係るチャネル並び替えの手順を詳細に示すフローチャートである。
図21は、第1実施形態において並び替えられた周波数チャネルを示す図である。
図22は、第2実施形態に係る無線機の内部構成を示すブロック図である。
図23は、第3実施形態に係るチャネル割り当ての全体手順を示すフローチャートである。
図24は、第4実施形態に係るチャネル割り当ての全体手順を示すフローチャートである。
図25は、第5実施形態に係るシステムの全体構成を模式的に示す図である。
図26は、第5実施形態に係る検索テーブルを示す図である。
図27は、第5実施形態におけるパーティション移動制御の手順を示すフローチャートである。
図28は、第5実施形態に係るチャネル割り当ての手順を示すフローチャートである。
図29は、第6実施形態に係る無線機の内部構成を示すブロック図である。
図30は、第7実施形態に係る伝送装置の内部構成を示すブロック図である。
図31は、第7実施形態に係る送信部及び受信部に備えられた無線送信機の構成を詳細に示すブロック図である。
図32は、第8実施形態に係る伝送装置の内部構成を示すブロック図である。
図33は、第9実施形態に係る伝送装置の内部構成を示すブロック図である。
図34は、第10実施形態に係るチャネルマッピングにおける、伝送帯域を可変としたサブキャリア周波数チャネル割り当ての動作を示す図である。
図35は、第11実施形態におけるチャネルマッピング回路の内部構成を詳細に示すブロック図である。
図36は、第12実施形態に係る伝送装置の内部構成を示すブロック図である。
図37は、第12実施形態における通信開始時にガードインターバル長を設定する手順を示すフローチャートである。
図38は、第12実施形態におけるフレームの変更時毎に、周期的に再設定する手順を示すフローチャートである。
図39は、第12実施形態におけるフレームの変更時毎に、周期的に再設定する手順を示すフローチャートである。
図40は、第13実施形態に係る伝送装置の内部構成を示すブロック図である。
図11は、本発明に係る無線通信システムの概略構成を示す。図11の無線通信システムは、チャネルマッピング部501と帯域幅制御部502からなる。この無線通信システムでは、広帯域のOFDM方式のシステムと狭帯域のシステム(PDC=800MHz、GSM、PHS、3Gシステム=2GHz、無線LAN=2.4GHz等)で利用するそれぞれの周波数帯域を混在させることを前提に、チャネルマッピング部501において、空きが出た周波数帯域にOFDM方式を導入して周波数帯域の有効利用を図る。チャネルマッピング部501は、各セル(基地局)に対して割り当てられた周波数チャネルをセル(基地局)毎に連続する周波数チャネルに並べ替え、これを狭帯域に直交多重化させて圧縮することによって、システム帯域に新たな資源を割り当てることができる。さらに、帯域幅制御部502において、受信側でのフェージング変動を考慮して、サブキャリア帯域幅とサブキャリア数を最適に制御して更なる伝送特性の向上を図る。
以下では、チャネルマッピング部501の詳細について第1実施形態から第6実施形態において詳述し、帯域幅制御部502の詳細について第7実施形態から第13実施形態において詳述する。
[第1実施形態]
(システムの構成)
本発明の第1実施形態について説明する。なお、本実施形態では、複数のセルR1,R2,R3…は、図12に示すように、クラスタサイズが7の周波数繰り返しのセル構成により無線通信が行われ、周波数の配置番号nc=#1,#2,#3,#4………#nc………#700がそれぞれR1,R2,R3、…R7に繰り返しで割り当てられている場合を例に説明する。
図13に示すように、本実施形態に係る通信システムでは、複数のセルR1,R2,R3…のそれぞれを管轄する無線基地局411,421,431…と、各セルに在圏する無線移動局412,422,432…とが無線回線413,423,433を介して信号の送受信を行う。そして、各無線基地局411,421,431は、制御局405と回線404を通じて接続されており、この制御局405を介してその他の通信システムとの通信が可能となっている。
図14は、本実施形態に係るシステムの構成を示すブロック図である。このシステムは、送信部100と受信部200とから構成され、無線基地局や無線移動局等の無線機として備えられる。なお、本実施形態では、この通信システムが、無線移動局に備えられた場合を例に説明する。
図14に示すように、送信部100には、各ユーザー宛のデータ列a1,a2,…ayが入力され、これらのデータ列を並列信号に変換する直並列変換器111と、バースト信号(同期信号)に基づいてフレームを構成するフレーム構成回路118と、ベースバンドディジタル変調を行うシンボルマッパ112と、チャネルの割り当てを行うチャネル選択装置113と、チャネル選択装置113からの出力信号を並直列変換し時系列送信信号に変換する並直列変換器114と、システムが使用する無線周波数帯に変換した後、電力増幅し、送信アンテナ116を通じて送信する無線送信機115とを有している。
直並列変換器111は、送信されるデータが示す情報に応じて、任意の数の副搬送波を複数のチャネルに変換する回路であり、本実施形態では、異なるシンボルレートの信号に対して同一シンボルレートの複数の周波数チャネルに変換する機能を有する。
シンボルマッパ112は、ベースバンドディジタル信号の変調を行うとともに、本実施形態では、FDMA又はTDMA信号から、情報周波数チャネルと制御周波数チャネルとを多重分離する機能を有する。このディジタル信号変調は、図14に示すように、多値のシンボルに応じて、搬送波の振幅、位相、周波数を離散的に変化させ、複素平面の信号空間ダイヤグラムにコンスタレーションする機能を有し、この変調波のI周波数チャネル、Q周波数チャネルのベースバンド信号に置換え、変調波を発生させる。
フレーム構成回路118は、図15に示すように、ディジタル信号をFDMA又はTDMA信号のバースト信号に変換する回路である。
チャネル選択装置113は、並列出力信号系列をシステム帯域の特定の連続するチャネルに割り当てるチャネルマッピング回路1131と、前記周波数チャネルマッピング手段の出力信号に対して、逆フーリエ変換を行い、直交化された複数のサブキャリア周波数チャネル信号に変換する逆離散フーリエ変換器1132とを備えている。
チャネルマッピング回路1131は、連続した周波数チャネル割り当てを行う回路であり、逆離散フーリエ変換器1132は、全ての周波数チャネルを直交多重化させ、占有帯域の圧縮を行う回路である。特に、この逆離散フーリエ変換器1132は、周波数チャネルが連続配置されている場合、この部分を直交多重化することにより副搬送波に変換する機能を有する。
チャネルマッピング回路1131による信号の割り当てについて詳述すると、図16(a)に示すように、当初は、ユーザーの要求に応じて任意の数のサブキャリアが、各セルR1,R2,R3、…R7の周波数チャネルに割り当てられている。そして、送信部100において、各ユーザーからのデータa1,a2,…ayの入力(音声発呼,パケット伝送)があると、入力されたデータ系列a1,a2,…ayは、直並列変換器111,フレーム構成回路118を経て、シンボルマッパ112においてQPSKなどの変調が行われる。このとき、直並列変換器111では所要ビットレートにより複数の周波数チャネルに分岐され、全体で必要な割り当て周波数チャネル数が定められる。受信無線局2毎に必要とするビットレートが異なるため、割り当てる周波数チャネル数も異なる。
また、直並列変換器111では、無線基地局と無線移動局との間の無線回線割り当てにおいて、所要ビットレートを確保する。例えば、1回線の基本周波数チャネルのビットレートBとすると、ユーザーからのデータ列anのビットレートが3Bのときには、3周波数チャネルの割り当てを行う。シンボルマッパ112は、ベースバンドディジタル信号の変調を行うとともに、本実施形態では、FDMA又はTDMA信号から、情報周波数チャネルと制御周波数チャネルとを多重分離する。具体的に、このディジタル信号変調は、多値のシンボルに応じて、搬送波の振幅、位相、周波数を離散的に変化させ、複素平面の信号空間ダイヤグラムにコンスタレーションし、この変調波のI周波数チャネル、Q周波数チャネルのベースバンド信号に置換え、変調波を発生させる。
チャネルマッピング回路1131では、図16(b)に示すように、周波数チャネルの割り当ての並び替えを行い、エリア毎に、各周波数チャネルが同一のシンボルレートを有する並列出力信号系列を、システム帯域の特定の連続する周波数チャネルに割り当てる。さらに、チャネルマッピング回路1131は、再割り当てマッピングされた各搬送波周波数を、逆離散フーリエ変換器1132で直交多重化し、並直列変換器114により変換する。この直交多重化では、周波数チャネルが連続配置されている場合には、この部分を直交多重化して副搬送波に変換することにより、図16(c)に示すように、占有帯域の圧縮を行う。
また、チャネルマッピング回路1131は、周波数配置の並べ替えを行う際に、図17に示すような、検索テーブルT1を取得し、参照する機能を備えている。本実施形態において検索テーブルT1は、制御局405内に保持されているデータベースであり、全ての周波数チャネルに関する通信周波数チャネルの配置番号、所属エリア、空いているか使用されているかの状態区別が格納されており、この検索テーブルT1を各無線基地局のチャネルマッピング回路1131により取得することによって、全ての周波数チャネルに関する情報が、各無線基地局において共有される。
本実施形態においては、周波数の配置番号nc=#1,#2,#3,#4………#nc………#700がそれぞれR1,R2,R3、…R7に繰り返しで割り当てられているとすると、検索テーブルT1には、各セル毎に、周波数チャネルの使用状況が空き状態のときvac、塞がり状態のときoccの2つの遷移情報を有する。具体的には、検索テーブルT1に、f(周波数チャネルの配置番号、所属エリア、状態区別)として、f(1、1、occ)、f(2、2、occ)、f(3、3、vac)、f(4、4、vac)、f(5、5、vac)、f(6、6、vac)、f(7、7、occ)、f(8、1、occ)、f(9、2、occ)…f(#nc、r、state)が格納されている。
また、検索テーブルT1は、図17に示すように、検索テーブルT1の参照の際、連続確保すべき帯域内に空き周波数チャネルが存在しない場合に、当該連続確保すべき帯域外の空き周波数チャネルを計数し、所定数以上の空き周波数チャネルが確保された時点で、この空き周波数チャネルに関する情報を保持するための空き記憶テーブルT2と連動するようになっている。この空き記憶テーブルT2は、計数された空き周波数チャネルに関する情報が、検索テーブルT1からコピーされて保持し、前記連続確保すべき帯域内で使用されている他の無線基地局の周波数チャネルを前記空き記憶テーブルに保持された周波数チャネルに変更するときに使用される。
なお、本実施形態において検索テーブルT1は、制御局405内に格納され、各装置のチャネルマッピング回路1131が、制御局405から取得することにより、複数の無線機により情報を共有するようにしたが、例えば、図18に示すように、各無線機のチャネルマッピング回路1131同士が検索テーブルT1情報の送受信により、検索テーブルT1の同期を図る交渉処理を行うようにしてもよい。すなわち、無線基地局の送信部100同士が、光ファイバー網などにより接続されており、隣接無線基地局間で常に最新の周波数チャネル使用状況に関する情報を共有している。そして、本実施形態では、各周波数チャネルを予め各無線基地局が固有の周波数チャネルに割り当てする。割り当て制御は、各無線基地局が周辺セルとの周波数チャネル情報を共有していることを利用し、自律分散的に行われる。
一方、受信部200は、図14に示すように、受信アンテナ216と、無線受信機215と、直並列変換器211と、離散フーリエ変換器213と、フレーム分離回路218と、シンボル判定部212と、並直列変換器214と、チャネル構成回路217と、受信アンテナ216とを備えている。
このような受信部200では、他の装置から送信された信号を、受信アンテナ216で受信し、無線受信機215でベースバンド信号に変換された連続データ信号を、直並列変換器211においてシンボル時間間隔に直並列変換する。そして、この出力信号を離散フーリエ変換器213において複数のサブキャリア信号成分に抽出し、抽出された単一又は複数のサブキャリアチャネル信号を、フレーム分離回路218においてフレーム毎に分離し、これをシンボル判定部212で、ベースバンドディジタル復調し、さらに、並直列変換器214で所望ユーザーに対する複素シンボル系列を出力する直並列変換し、チャネル構成回路217により、チャネルを構成した後に各ユーザーあてのデータ列a1〜axとして出力する。
(システムの動作)
本実施形態に係る通信システムによる処理手順は以下の通りである。図19は、本実施形態における基本的な処理手順を示すフローチャートである。
先ず、ユーザーからのデータa1,a2,…ayの入力(音声発呼,パケット伝送等のベースバンド信号)があると(S101)、入力されたデータa1,a2,…ayは、速度変換器117において所要ビットレートにより予め定められた伝送速度の複数周波数チャネルに変調され、必要な割り当て周波数チャネル数に分岐される(S102及びS103)。
次いで、シンボルマッパ112においてQPSKなどの変調が行われ、情報ビット列がシンボル系列(S0,S1,S2,S3)に変換される。そして、変調された信号は、チャネルマッピング回路1131において、連続した周波数チャネルに割り当てられ(S104)、全ての周波数チャネルを逆離散フーリエ変換器1132によって直交多重化されて圧縮され(S105)、圧縮により空いた帯域に対して、チャネルマッピング回路1131において、ncが大きい周波数チャネルを連続して配置された後(S106)、無線送信機115により送信される(S107)。
このように連続周波数チャネル帯域を直交多重化により帯域圧縮し、空いた分の周波数帯域にncが大きい周波数チャネルを割り当て、これを繰り返すことにより空いた高周波数帯域を集めて、R1の新たな周波数チャネルの割り当て、他無線システムとの周波数共用などに利用することができる。
ここで、上述したステップS104及びS105における処理について詳述する。ここでは、各エリアが所有していたnc=#1〜#100までの連続した周波数チャネルを並び替えて、R1の所属に変更し、直交多重化により帯域圧縮する手順について説明する。
詳述すると、図21(a)に示すように、100ch周波数チャネルが占有していた100ch分の帯域について、周波数チャネルの並び替えを行い、R1の所属に変更し、直交多重化により50+1(ガードバンド分)ch分の帯域に圧縮する。すなわち、100−52=48ch分の帯域が空く。この帯域にncが大きい周波数チャネルの割り当てを行い、未使用帯域を高帯域にまとめて集めて、他の使用目的に利用する。
この並び替え処理について、ncについて100ずつ一回の手順で確保し、並べ替えを行い帯域圧縮する手順を説明する。図20は、帯域圧縮する手順を示すフローチャートである。
検索テーブルT1において、nc=#1〜#100において空き周波数チャネルがあれば、全てr=1に変更しR1の所属とする(S202)。次に、nc=#101〜#700の空き周波数チャネルをカウントし(S203)、86(i>100−14)以下のとき、一回の手順で連続周波数チャネルを確保することができないため、ステップS202に戻り次の100について処理を実行する。
一方、ステップS204において、iが86以上のときは、(r=1)に所属させ、空き周波数チャネル数i分の空き記憶テーブルT2を用意し、検索テーブルT1から空き周波数チャネルの情報を複製し保持させる(S205)。
次いで、検索テーブルT1におけるnc大きい順に空き周波数チャネルを検出し、nc=#1〜#100までのR1以外に割り当てられた周波数チャネルの切替えを行い、空き記憶テーブルT2の内容を、nc=#1〜#100のR1に全て複製する。このとき、nc=#1〜#100のr=2(f(2、2、occ)、f(9、2、occ)…)について、検索テーブルT1から大きい順にr=2に一致する空き周波数チャネルを割り当てていく(S206)。このような切替えにより、空いた周波数チャネルを、r=1に変更し、セルR1の所属とする。その後、空き記憶テーブルT2から代替に用いられた周波数チャネル情報を削除する。nc=#1〜#100のr=2所属周波数チャネルがなくなったら、rの値を増加し、r=3で同様の周波数チャネル切替えを繰り返し、これをr=7まで繰り返し行う(S206〜S209)。
ここまでの処理により、周波数チャネルnc=#1〜#100までのr=1への所属の変更が完了し、連続101周波数チャネルが確保される(S210)。次いで、これらの帯域を直交多重化により圧縮し、(S211)、圧縮により空いた帯域に新規チャネルを生成し、これをセルR1に割り当てる(S212)。
具体的には、逆離散フーリエ変換器1132により、100ch周波数チャネルが占有していた100ch分の帯域について、直交多重化により50+1(ガードバンド分)ch分の帯域に圧縮され、100−51=49ch分の帯域が空くこととなる。この空いた帯域に、ncが大きい周波数チャネルの割り当てを行い、未使用帯域を集めて、他の使用目的に利用することが可能となる。
(効果)
このような本実施形態に係る通信システムによれば、図21(a)に示すように、連続周波数チャネル部分については、直交多重化により各チャネル間にガードバンドを設ける必要がなくなるため、周波数帯域の利用効率が非常に高くなる。さらに、上述の処理は、高速フーリエ変換を用いることができ、これにより処理の効率及び速度を高めることができる。直交化多重により、独立マルチキャリア伝送する場合よりも、周波数利用効率を上げることができる。つまり、圧縮によって空いた帯域に、新たな周波数チャネル割り当てに使用することが可能になる。
(変形例)
なお、本発明は、例えば、無線LANシステムIEEE802.11aなど、OFDM方式を用いた無線LANシステムにも適用することができる。この場合では、各独立した室内で用いることが多く孤立セルとして扱えるため、セル間干渉を考慮した周波数配置を行う必要はなく、図21(b)に示すように、システム帯域が100MHzのとき、同一AP内にチャネル間隔が20MHzの周波数チャネルが4チャネルあり、この4つのチャネルの中から空きチャネルを選択し割り当てを行うことができる。
[第2実施形態]
次いで、本発明の第2実施形態について説明する。図22は、本実施形態に係る通信システムの送信部の内部構成を示すブロック図である。なお、ここでは通信システムがセルラー移動通信方式の無線基地局の場合について説明するが、その他の場合も同様の構成となる。
図22に示すように、本実施形態に係る送信部100は、前述した直並列変換器111に代えて、速度変換器117を備えているとともに、さらに、可変帯域フィルタ119を有している。
直並列変換器111は、入力されたデータa1,a2,…ayを、所要のビットレートにより予め定められた伝送速度の複数周波数チャネルに分岐され、必要な割り当て周波数チャネル数分の信号列に変換する回路である。可変帯域フィルタ119は、所定の周波数帯域のみを選択して抽出する回路であり、この可変帯域フィルタ119を通過したチャネルを用いて無線送信機115を通じて通信を行う。
このような本実施形態によれば、移動通信端末毎に必要とする情報ビットレートが異なり、チャネル選択装置113により割り当てられるサブキャリア数とそれらの中心周波数は無線移動局毎に異なる場合であっても、中心周波数について、可変帯域フィルタ119により、通過帯域幅を可変とし、システムバンド内の他の無線移動局送信信号への隣接チャネル干渉を回避することができる。この可変帯域フィルタ119の出力は無線送信機115においてシステムが使用する周波数帯に変換し、電力増幅され伝送路に送信される。
[第3実施形態]
次いで、本発明の第3実施形態について説明する。上述した第1実施形態では、エリアR1に割り当てられて周波数チャネルの一部が直交多重化圧縮し、R1における周波数利用効率を向上させる場合について説明した。この第3実施形態では、さらにシステム全体の効率を上げるため、R1以外のエリアの周波数チャネルも直交化圧縮する場合について説明する。図23は、第3実施形態に係る処理手順を示すフローチャートである。
先ず、FCAにより適当な周波数繰り返し使用が可能な周波数チャネル割り当てを行う(S301)。その後、任意の連続帯域を確保する。なお、ここでは、150chずつの集団に周波数チャネルを区切り(bound=150)例を記述するが、bound に任意の値を与えることで、任意の連続帯域を確保に応用できる。
次いで、検索テーブルT1において、nc=#1を先頭(#bound_head=#1)に、nc=#150を最後尾(#bound_end=#150)とする。そして、検索テーブルT1内において、nc=#1 ̄#150までに空きがあれば、全てr=x(初期値:r=1)に変更しRx(初期値:R1)の所属とする(S302)。
最後尾(#bound_end=#150)から#700までの空き周波数チャネルをカウント(i)する(S303)。iがbound−(boundをクラスタサイズ7で割った商)以上のとき(ここでは14)、空き周波数チャネル数i分の空き記憶テーブルT2を用意し、検索テーブルT1から空き周波数チャネルの情報をコピーする。iがbound−(boundをクラスタサイズ7で割った商)より小のとき、空きが出るまで繰り返す(S305)。
次いで、#bound_head<nc<#bound_endのr=y1xCrの小さい順(r=2f(2、2、occ)、f(9、2、occ)…)について、空き記憶テーブルT2のうち、大きい順にr=yに一致する空き周波数チャネルを割り当てていく。切替えにより空いた周波数チャネルはすぐにr=xに変更しRxの所属とする。#bound_head<nc<#bound_endのr=yの周波数チャネルがまだ残っているにもかかわらず、空き記憶テーブルT2からr=y所属の周波数チャネルがなくなった場合、残り分については、そのまま残してyをインクリメントし、次のr=y、(r=2の次はr=3で)同様の周波数チャネル切替えを繰り返す(S306及びS307)。r=yで、#bound_head<nc< #bound_endにまだ周波数チャネルが残っていたら、これもこのまま残して、次の周波数チャネル切替えを行い、r=7まで(x=7のときは、y=6まで)繰り返し行う。周波数チャネル切替えされずに残っている周波数チャネルを、rによらず、空き記憶テーブルの配置番号ncの大きいほうから順に割り当てる(S308及びS309)。
この作業により確保した連続100chについて、確保できる度に(S310)直交化圧縮し、圧縮により空いた帯域に新規のチャネルを生成し、割り当てる。
圧縮後、r=xの値をインクリメントし、次のr=x(r=2)で、圧縮までの手順を繰り返す。連続100chを割り当てて直交化圧縮する作業を、r=7まで繰り返す(S313及びS314)。そして、全てのセルについて処理を行ったら終了する(S315)。
このように、本実施形態によれば、100ch周波数チャネルが占有していた100ch分の帯域について、直交多重化により51+1(ガードバンド分)ch分の帯域に圧縮されるので、システム全体では、48ch×7セル分の帯域が空く。1ch=25kHzの場合、8.4MHzの連続帯域が空き確保できる。この空き帯域にncが大きい周波数チャネルの割り当てを行い、未使用帯域を集めて、他の使用目的に利用することができる。
[第4実施形態]
次いで、本発明の第4実施形態について説明する。上述した第1実施形態では、各エリア(R1〜R7)に100ch周波数チャネルずつ連続配置して圧縮する方法を提案した。100chを直交化圧縮することで、いままで占有されていて空いた分の周波数帯域は効率的に増加するが、100chずつ連続帯域を確保することは、100ch空きがある場合でないと不可能なため、実際に運用されているシステム(呼損率3%程度)においては、適用できない可能性がある。
また、boundに任意の値を与えても、R1〜R7に一度ずつ割り当てを行うと、boundが小さいときには、十分な効果を得にくい。そこで、この第4実施形態では、10chずつ空き周波数チャネルを用い、10chの連続帯域を各セル毎に確保して直交化圧縮することを繰り返すアルゴリズムを採用する。図24は、本実施形態に係る通信システムの動作を示すフローチャートである。先ず、FCAにより適当な周波数繰り返し使用が可能な周波数チャネル割り当てが行われた時からスタートする。ここでは10chずつの集団に周波数チャネル(bound=10)を区切る(S401)。なお、boundに任意の値を与えることで、任意の連続帯域を確保に応用できる。
次いで、nc=#1を先頭(#bound_head=#1)に、 nc=#10を最後尾(#bound_end=#10)とする。nc=#1〜#10までに空きがあれば、全てr=x(初期値:r=1)に変更しRx(初期値:R1)の所属とする(S402及びS403)。
次いで、最後尾(#bound_end=#10)から#700までの空き周波数チャネルをカウント(i)する(S404)。iがbound−(boundをクラスタサイズ7で割った商)以上のとき(ここでは1)、空き周波数チャネル数i分の空き記憶テーブルを用意し、検索テーブルから空き周波数チャネルの情報をコピーする(S405及びS406)。一方、ステップS405で、iがbound−(boundをクラスタサイズ7で割った商)より小のとき、空きが出るまで上記ステップS403〜S405の処理を繰り返す。
#bound_head<nc<#bound_endのr=y1xCrの小さい順(r=2f(2、2、occ)、f(9、2、occ)…から)について、空き記憶テーブルから大きい順にr=yに一致する空き周波数チャネルを割り当てていく。切替えにより空いた周波数チャネルはすぐにr=xに変更しRxの所属とする。#bound_head<nc<#bound_endのr=yの周波数チャネルがまだ残っているにもかかわらず、空き記憶テーブルからr=y所属の周波数チャネルがなくなった場合、残り分については、そのまま残してyをインクリメントし、次のr=y、(r=2の次はr=3で)同様の周波数チャネル切替えを繰り返す。
r=yで、#bound_head<nc<#bound_endにまだ周波数チャネルが残っていたら、これもこのまま残して、次の周波数チャネル切替えを行い、r=7まで(x=7のときは、y=6まで)繰り返し行う。周波数チャネル切替えされずに残っている周波数チャネルを、rによらず、空き記憶テーブルの配置番号ncの大きいほうから順に割り当てる(S407〜S410)。
そして、この作業により確保した連続10chについて、確保できるたびに直交化圧縮する(S411)。圧縮後、r=xの値をインクリメントし、次のr=x(r=2)で、圧縮までの手順を繰り返す。連続10chを割り当てて直交化圧縮する作業を、r=7まで繰り返す(S412)。
このとき、iの値がiがbound−int(bound/7)との比較を行い(S414)、iが大きいとき、上記の直交化圧縮の手順を繰り返す。一方、iが小さいときには終了する。
以上の手順により、10ch周波数チャネルが占有していた10ch分の帯域について、直交多重化により5+1(ガードバンド分)ch分の帯域に圧縮されるので、システム全体では、3ch×7セル×(繰り返し回数)分の帯域が空く。この空き帯域にncが大きい周波数チャネルの割り当てを行い、未使用帯域を集めて、他の使用目的に利用することが可能となる。
[第5実施形態]
次いで、本発明の第5実施形態について説明する。本実施形態では、FDMA、TDMAと同様に、DSAによる連続帯域確保と直交化圧縮により、同様に周波数利用効率を向上させる。なお、図25(a)は、本実施形態において、階層セルにおけるマクロセルとマイクロセルの関連を模式的に表した図である。なお、図25(a)において、マクロセルとそれぞれのマイクロセルは同一周波数帯を共有しているものとする。
なお、本実施形態では、各システム固有の周波数チャネルが、マクロセルの干渉対策で不連続となっている場合、直交圧縮化を目的とした周波数チャネル配置を行うため、ひとつの無線基地局から送信される周波数チャネルが周波数軸上で連続させるために、連続帯域確保をRP法を用いた周波数チャネル割り当てのマネジメントを行う。具体的には、階層セル間での周波数チャネル割り当てる方法として、マクロセルとマイクロセルでの使用周波数チャネルを分離し、その境界であるパーティションをトラフィック状態を示す通信品質によって制御する。
CDMAの場合は、同一周波数繰り返しセルの配置が理論的に可能だが、マクロセル内に同一周波数帯を用いて通信するマイクロセルが複数存在する場合には、同一周波数チャネル干渉の対策としてDSAが必要になる。本実施形態において基地局制御装置にDSA機能が具備されており、これにより周波数有効利用を図っている。このDSAは、同一周波数帯をマイクロセルとマクロセルというように、伝送速度の異なるシステムが共存するシステムあり、片方の周波数チャネルがなくなったときに、他方の空き周波数チャネルうち、優先度の低いものから使用許可を与える。
具体的には、図25(a)に示すように、マクロセル無線基地局の通信領域であるマクロセルM1と、マイクロセル無線基地局の通信領域であるマイクロセルM2が重複する形態で階層的に配置されている。これらのマクロセルM1、マイクロセルM2では同一の周波数帯域で周波数チャネル割り当てが行われる。各々のマイクロセルは通信地域がそのマイクロセルと重複するマクロセルと関係付けられる。
本実施形態に係る階層セル構造の無線通信網は、図25(b)に示すように公衆通信網にマクロセル交換機X1とマイクロセル交換機X2が接続されており、これらの交換機には、それぞれ複数のマクロ無線基地局BS1とマイクロ無線基地局BS2が接続されている。各無線基地局BS1及びBS2は、CPUやメモリからなる制御装置を内蔵するとともに、図26に示すような周波数チャネル検索テーブルT3を記憶しており、自律的に周波数チャネル割り当て及びパーティションの制御を実行する。なお、マイクロ無線基地局BS2は、自局が所属するマクロ無線基地局BS1と通信を行い、自律的に周波数チャネル割り当て及びパーティションの制御を実行する。
周波数チャネル検索テーブルT3には、図26に示すように、各エリアには例えば周波数チャネル番号と空き/塞がり情報が格納されている。なお、周波数チャネル検索テーブルT3に格納される周波数チャネル数は、20周波数チャネルであり、その中で、マクロセルに周波数チャネル番号1〜7の周波数チャネルが割り当てられ、マイクロセルには周波数チャネル番号8〜20の周波数チャネルが割り当てられている。
(パーティション移動制御)
図27は、パーティション移動制御の処理手順を示すフローチャートである。なお、この処理は各セルの無線基地局の処理装置が実行する。なお、本実施形態において、パーティションとは、マクロセルとマイクロセルでの周波数チャネルが分離されているエリアの境界である。
先ず、マクロセル無線基地局において、観測時間T内における自局でのトラフィック状態を示す呼損率及び強制切断率を測定する(S501)。これと併せて、マイクロセル無線基地局において、自局での、観測時間T内における発呼数、呼損数、強制切断数を測定し(S508)、測定結果を所属マクロセル無線基地局へ通知する(S509)。
次いで、マクロセル無線基地局側において、マイクロセル無線基地局から、ステップS508における測定値を収集し(S502)、前所属マイクロセルでの呼損率、構成切断率を算出し(S503)、両セルでの通信品質を計算し(S504)、この計算結果を比較し、パーティション移動量を算出し(S505)、算出結果であるパーティションの移動量をマイクロセル無線基地局に通知する(S506)とともに、パーティションの移動を実行する(S507)。一方、マイクロセル無線基地局側では、パーティションの移動量の通知を受けて自局のパーティションの移動を実行する(S510及びS511)。
(周波数チャネル割り当て手順)
このようにしてパーティションの移動を行った後に、周波数チャネルの割り当てを行う。ここでは、パーティション移動時に、マクロセル使用からマイクロセル使用となった周波数チャネルが即座に使用可能となるように、各セルでの周波数チャネル割り当て時に周波数チャネルの並び替え(パッキング)を行う。図28は、本実施形態に係る処理手順を示すフローチャートである。
図28に示すように、パッキングが開始されると(S601)、先ず、パーティション位置q以下のチャネル(図26に示す#7以下)について、マクロセル側に割り当てる(S602〜S603)。詳述すると、周波数チャネル検索テーブルT3の左側から空きチャネルをカウントし、所定数(ここでは4)ch以上の空きチャネルが検出された場合(S604YES)には、その箇所について直交多重化し帯域圧縮を行う(S605)。カウント数がiである場合には、i/2+1(GB)に圧縮される。この圧縮により空いた帯域に、マクロセル用の新規チャネルを生成し、割り当てる(S606)。
続いて、パーティション位置q以上のチャネル(図26に示す#8以上)について、マイクロセル側に割り当てる(S607〜S608)。詳述すると、周波数チャネル検索テーブルT3の右側から、パーティション位置まで空きチャネルをカウントし、所定数(ここでは4)ch以上の空きチャネルが検出された場合(S609YES)には、その箇所について直交多重化し帯域圧縮を行う(S610)。カウント数がiである場合には、i/2+1(GB)に圧縮される。この圧縮により空いた帯域に、マイクロセル用の新規チャネルを生成し、割り当てる(S611)。
このように、マクロセルでの割り当ては、周波数チャネル検索テーブルT3に基づいて行われるため、マクロセル領域はパーティション移動が行われた場合にマイクロセルで用いられる順をパーティション左側についても保持された状態となる。また、パッキング後は、マイクロセル検索テーブルの左側に使用中周波数チャネルを配置した状態となる。このように回線開放と同時に周波数チャネルのパッキングを行うことで、パーティション近辺のマクロセルに割り当てられている周波数チャネルは“空き”である確率が高くなり、パーティション移動時に即座にマイクロセルで周波数チャネルを利用することが可能となり、より多くの容量を得ることが可能となる。
[第6実施形態]
次いで、本発明の第6実施形態について説明する。本実施形態では、上述した各実施形態の周波数チャネルの並び替え及び多重化圧縮を、第4世代の通信方式である可変拡散−直交周波数符号多重(VSF−OFCDM:Variable Spreading Factor−Orthogonal Frequency and Code Division Multiplexing)伝送方式に適用した場合を例に説明する。このVSF−OFCDMでは、複数の周波数軸上に情報シンボルを分割するとともに、各無線移動局に割り振られた可変の拡散率の拡散符号により拡散させて情報シンボルを送信する。
本変形例に係る伝送装置は、図29に示すように、送信部100において、送信信号(情報シンボル)及びパイロット信号を多重化する多重部201と、この多重化された信号をパラレル信号に変換するシリアル/パラレル変換部202と、各信号列を複製するコピー部203と、拡散符号を生成する拡散符号生成部209と、コピー部203により複製された各信号列に拡散符号を乗算する乗算部204と、この乗算された信号を合成する合成部205と、合成信号を逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換部(IFFT)206と、この変換された各信号を単一の信号列に変換するパラレル/シリアル変換部207と、ガードインターバル付加部221と、データ・制御信号合成回路219と、無線送信機115と、上述したチャネルマッピング回路1131とを備える。
シリアル/パラレル変換部202は、送信サブキャリア帯域幅制御部が算出した帯域幅及びサブキャリア数に基づいて、シリアル信号を複数の信号列であるパラレル信号に変換する回路であり、変換されたパラレル信号は、コピー部203にそれぞれ出力される。
コピー部203は、シリアル/パラレル変換部202で直並列変換された複数の情報シンボルの系列の各情報シンボルを、拡散符号の系列長(チップ長)と等しい数分複製する回路であり、複製された情報シンボルが周波数軸上に並べられてひと組の情報シンボル系列として乗算部204に出力される。
拡散符号生成部209は、多重化制御部から入力された拡散率に基づいて、無線移動局毎に割り当てられた所定の拡散率の拡散符号をサブキャリア数分生成する回路である。乗算部204は、コピー部203で複製された各情報シンボルに対して、拡散符号生成部209が生成した拡散符号を乗算する回路である。
逆高速フーリエ変換部206は、送信サブキャリア帯域幅制御部が算出した帯域幅及びサブキャリア数に基づいて、合成部205から入力された複数の信号列について逆高速フーリエ変換を行う回路であり、変換された各信号列は、パラレル/シリアル変換部207に出力される。
パラレル/シリアル変換部207は、送信サブキャリア帯域幅制御部が算出した帯域幅及びサブキャリア数に基づいて、逆高速フーリエ変換部206から入力された複数の信号列を単一の信号列であるシリアル信号に変換する回路である。ガードインターバル付加部221は、パラレル/シリアル変換部207により変換された信号に対してガードインターバルを挿入する。
チャネルマッピング回路1131は、上述した各実施形態のものと同様であり、制御局405に備えられた検索テーブルに従って、システム帯域内において連続する周波数チャネルを検索し、この検索結果に基づいて、周波数チャネルの並び替えを行う回路である。
そして、送信部100では、チャネルマッピング回路1131により並び替えられたデータ列を、多重部201で多重化し、この多重化された送信信号をシリアル/パラレル変換部(S/P)202により複数の信号列からなるパラレル信号に変換し、コピー部203でコピー処理をした後、各信号列について拡散符号生成部209で生成された拡散符号を乗算する。
次いで、これらの合成信号を逆高速フーリエ変換部(IFFT)206で逆フーリエ変換した後、パラレル/シリアル変換部(P/S)207により単一の信号列からなるシリアル信号に変換し、このシリアル信号に対しガードインターバル付加部221によりガードインターバルを挿入し、送信サブキャリア帯域幅制御部が算出した各パラメータをデータ・制御信号合成回路219により合成し、OFDM信号を送信する。
一方、図29に示すように、本実施形態に係る伝送装置は、無線受信機215と、ガードインターバル除去部222と、シリアル/パラレル変換部301と、高速フーリエ変換部302と、チャネル推定部307と、拡散符号生成部308と、乗算部303,304と、加算器305と、パラレル/シリアル変換部306とを有している。
シリアル/パラレル変換部301は、受信サブキャリア帯域幅制御部が算出した帯域幅及びサブキャリア数に基づいて、シリアル信号を複数の信号列であるパラレル信号に変換する回路であり、変換されたパラレル信号は、高速フーリエ変換部302にそれぞれ出力される。パラレル/シリアル変換部306は、受信サブキャリア帯域幅制御部が算出した帯域幅及びサブキャリア数に基づいて、加算器305から入力された複数の信号列を単一の信号列であるシリアル信号に変換する回路である。
チャネル推定部307は、高速フーリエ変換部302により変換された信号からパイロット信号を抽出し、このパイロット信号に基づいて各サブキャリアのチャネル変動値を推定する回路である。また、乗算部303,304は、チャネル推定部307が推定した変動値に基づいて、各サブキャリアの変動を保証するとともに、拡散符号生成部308が生成した拡散符号を乗算する回路である。
そして、受信部200では、受信したOFDM信号について、ガードインターバル除去部222によりガードインターバルを除去する。次いで、このガードインターバルが除去されたデータ列を、シリアル/パラレル変換部(S/P)301により複数の信号列からなるパラレル信号に変換し、各信号列について高速フーリエ変換部(FFT)302でフーリエ変換する。その後、変換された各信号に対して、チャネル推定部307が推定した変動値及び拡散符号生成部が生成した拡散符号を乗算し、パラレル/シリアル変換部(P/S)306により単一の信号列からなるシリアル信号に変換し、このシリアル信号を復調信号として出力する。
このような本実施形態に係る伝送装置によれば、広帯域のOFDM方式のシステムと狭帯域のシステムを同一の周波数帯に混在させることができるため、同じ周波数帯域で2つの方式を併用し、新世代の通信方式を混在させることができ、通信方式を変更する場合に、前方式から新方式に段階的にスムーズに移行することができる。
以上述べたように、この発明の無線通信システム及び無線通信方法によれば、ディジタルセルラーシステムや、周波数直交化多重方式システム、CDMA方式等の種々の無線通信方式において、使用されている周波数チャネルを並び替えて、直交多重化により圧縮することによって、未使用チャネルを拡大させることにより、帯域内の周波数チャネルを有効に利用することができる。
[第7実施形態]
(伝送システムの構成)
本発明に係る無線通信システムの第7実施形態について説明する。図30は、本実施形態に係る無線通信システムに用いられる伝送装置の内部構成を示すブロック図である。なお、本実施形態では、伝送装置を、セルラー移動通信システムにおける無線基地局に適用した場合を例に説明するが、本発明は、これに限定されるものではなく、例えば、OFDM伝送を用いたディジタル放送など、その他の通信・放送システムに適応が可能である。
図30に示すように、本実施形態に係る伝送装置は、無線基地局からの下り回線データ信号のサブキャリア帯域を、伝搬路の状況に応じて可変とする制御を行う装置であり、具体的には、直交周波数分割多重変調方式で伝送する送信部1100と、下り回線からフェージング(電波伝搬路)情報を得ることを可能にする受信部1200とを具備する。
(1)送信部の構成
送信部1100は、シンボルマッパ1と、直並列変換器2と、チャネルマッピング回路3と、逆離散フーリエ変換器4と、並直列変換器5と、無線送信機6と、送信アンテナ7と、フェージング推定部8と、送信サブキャリア帯域幅制御部9とを備えている。
シンボルマッパ1は、あるユーザからのデータの入力(音声発呼,パケット伝送)があると、ディジタル変調を行うモジュールである。ここで、入力されたデータをaとすると、この入力されたデータaは、シンボルマッパ1において、例えばQPSK、QAMなどのディジタル変調が行われる。このディジタル変調により、情報ビット列が、複素シンボル系列Sx(S0,S1,S2,S3)に変換される。
直並列変換器2は、複素シンボル系列Sx(S0,S1,S2,S3)を、複数のチャネルに分岐するモジュールである。このとき、送信サブキャリア帯域幅制御部9により、分岐するチャネルの個数(ここではM個とする。)が決定される。
本実施形態では、下り回線に最適なサブキャリア幅を決定するためのフェージング情報が、上り回線からの無線受信機11により抽出される。すなわち、複数のチャネル(C1,C2,…CM)に分岐する送信サブキャリア帯域幅制御部9における制御は、受信部1200の無線受信機11において受信された受信信号から波形情報を取り出し、上り回線におけるフェージング情報をフェージング推定部8に送り、このフェージング情報に基づいて、フェージングの影響の少ない下り回線のサブキャリア帯域幅を算出し、この帯域幅になるようなクロック周波数変換を行う。
なお、送信装置が伝送する下り回線と、ここで情報を得る上り回線は、周波数分割で異なる場合が多い。フェージングは無線基地局と無線移動局の伝搬距離と周波数に起因するが、PDCなどのセルラー通信において上下回線周波数分割は130MHz以下なので、フェージングの影響の差は少ない。
本実施形態では、上り回線のフェージング情報からフェージング推定部8において、(1)フェージングの時変動情報と(2)遅延ひずみ情報を基に最適サブキャリアの帯域幅Bsを決定する。そして、送信サブキャリア帯域幅制御部9において、この最適サブキャリア帯域幅Bsを出力するクロック発信周波数をfckとする。詳述すると、送信サブキャリア帯域幅制御部9では、各サブキャリアの帯域幅がBsとなるような、クロック発信周波数fckを発信する制御を行い、このクロック周波数fck情報を直並列変換器2、チャネルマッピング回路3、逆離散フーリエ変換器4、並直列変換器5にそれぞれ送る。最適サブキャリア帯域幅Bsで、各直交周波数分割多重伝送を行うための変換操作し、送信する。
ここで、最適サブキャリア帯域幅に関する制御情報について詳述する。図30に示すように、無線受信機11から抽出した受信信号波形を、フェージング推定部8において、フェージング時変動情報及び波形歪情報を計算し、このフェージング情報を送信サブキャリア帯域幅制御部9において、最適サブキャリア幅を決定し、直並列変換器2、チャネルマッピング回路3、逆離散フーリエ変換器4、並直列変換器5にクロック周波数fck情報を送る。
また、受信側で、当該サブキャリア帯域幅における各変換操作を行うための当該サブキャリア帯域幅制御情報を、送信サブキャリア帯域幅制御部9からデータ・制御信号合成回路19に送る。データ・制御信号合成回路19では、並直列変換器5から送られる情報データと、送信サブキャリア帯域幅制御部9から送られた当該サブキャリア帯域幅制御情報を合成し、同時に受信側へ送信する。
図31は、送信部1100に備えられた無線送信機6の構成を詳細に示すブロック図である。図31に示すように、無線送信機6は、LPF61と、直交変調器62と、周波数変換器63と、送信電力増幅器64とから構成される。
並直列変換器5から出力されたベースバンド連続信号と、送信サブキャリア帯域幅制御部9から接続する最適サブキャリア帯域制御情報を同時に下り回線で送信するために、これらの信号は、データ・制御信号合成回路19を通じて、LPF61でフィルター処理され、直交変調器62で中間周波数に変換し、周波数変換器63でシステムが使用するRF周波数帯に変換し、送信電力増幅器64で送信するための増幅を行う。
(2)受信部1200の構成
一方、受信部1200は、図30に示すように、受信アンテナ10と、無線受信機11と、受信サブキャリア帯域幅制御部13と、直並列変換器14と、離散フーリエ変換器15と、チャネル選択手段16と、並直列変換器17と、シンボル判定18とを備えている。
このような受信部1200では、他の装置から送信された信号を、受信アンテナ10で受信し、無線受信機11でベースバンド信号に変換された連続データ信号を、直並列変換器14においてシンボル時間間隔に直並列変換する。
ここで、この出力信号を離散フーリエ変換器15において複数のサブキャリア信号成分に抽出する。このとき、想定される最も狭帯域サブキャリアが用いられた場合の最大サブキャリア数N分の全周波数チャネル(F1,F2,F3,…FN)に分岐されるが、実際に情報データが搬送されるチャネルは全チャネル中の一部のチャネルであるので、この自局宛ての情報を含むチャネル群のみを選択出力するチャネル選択手段16により、情報を含むチャネル群(C1,C2,C3,…CM)のみを選択する。つまり、NはM以下の値であり、Bs幅により定められる通常M=N/2,N/3,N/4…などである。出力である単一又は複数のサブキャリアチャネル信号を並直列変換器17で所望ユーザに対する複素シンボル系列を出力する直並列変換し、シンボル判定18において、ベースバンドディジタル復調する。
図31は、受信部1200に備えられた無線受信機11の構成例を示すブロック図である。図31に示すように、無線受信機11は、受信電力増幅器1111と、周波数変換器1112と、LPF1113と、検波器1114とにより構成される。受信電力増幅器1111において、フェージングにより レベルの落ちた信号を増幅し、周波数変換器1112でRF周波数からIF周波数に変換する。
このデータをLPF1113でフィルタにかけて、検波器1114で、ベースバンド周波数に変換する。そして、上り回線で送信されたベースバンド連続信号と、上り回線で同時に送信された送信サブキャリア帯域幅制御部9から接続する最適サブキャリア帯域制御情報を分離し、ベースバンド連続信号は直並列変換器14へ送り、最適サブキャリア帯域制御情報はフェージング推定部8に送り、送信部1100にフェージング情報を送出する。
(効果)
このような第7実施形態に係る伝送装置によれば、上り回線において受信される信号から、上り回線におけるフェージングを推定し、この推定結果に基づいて下り回線におけるサブキャリア帯域幅を制御するため、伝送特性の向上を図ることができる。
[第8実施形態]
次いで、本発明の第8実施形態について説明する。図32は、本実施形態に係る伝送装置の内部構成を示すブロック図である。本実施形態では、上述した第7実施形態におけるフェージング推定部8がドップラーシフト推定及び遅延プロファイル推定機能を備えることを特徴とする。なお、図32においては、前述した第7実施形態に係る伝送装置において、ドップラーシフト推定及び遅延プロファイル推定機能に関する部分を主として表記している。
すなわち、第7実施形態と同様に、伝送装置は、シンボルマッパ1と、直並列変換器2と、チャネルマッピング回路3と、逆離散フーリエ変換器4と、並直列変換器5と、無線送信機6と、送信アンテナ7,フェージング推定部8と、送信サブキャリア帯域幅制御部9とからなる送信部1100と、受信アンテナ10と、無線受信機9と、サブキャリア帯域情報抽出手段12と、受信サブキャリア帯域幅制御手段13と、直並列変換器14と、離散フーリエ変換器15と、チャネル選択手段16と、並直列変換手段17と、シンボル判定18とからなる受信部1200とを備えている。
そして特に、本実施形態に係るフェージング推定部8は、無線受信機9が受信した受信信号から制御信号を抽出する制御信号抽出部81と、抽出された制御信号に基づいてドップラーシフトを推定するドップラーシフト推定部82と、制御信号に基づいて遅延プロファイルを推定する遅延プロファイル推定部83とを備えている。
(フェージング情報の取り扱い)
本実施形態における送信側の帯域可変処理動作について説明する。フェージング推定部8内の、遅延プロファイル推定部83から求まるサブキャリアの最広帯域Bs_w情報、ドップラーシフト推定部82から求まるサブキャリアの最狭帯域Bs_n情報をそれぞれ送信サブキャリア帯域幅制御部9に送出し、送信サブキャリア帯域幅制御部9において、フェージングを受け難いサブキャリア当たりの情報伝送ビットレートBsを決定する。この情報伝送ビットレート情報をデータ・制御信号合成回路19に送出する。
フェージング情報からサブキャリア帯域を計算する方法として、以下の例をあげる。
ドップラー周波数fDは、平均フェードデュレーションから以下の式で求められる。
なお、上式において、τは、平均フェードデュレーション,b0は、平均受信電力,Rsは、規定レベルである。
そして、送信周波数を900MHz、移動速度vを50km/hとすると、受信電力より20dB低いレベルに対する平均フェードデュレーションに対するドップラー周波数fDは、45.5Hzに相当する。
最大ドップラー周波数fDが、占有帯域Bsの約10%以内に収まれば、直交化伝送が可能であることが知られている。よって、占有帯域Bsは、455Hz以上の帯域である必要がある。
また、遅延スプレッドSは、電力密度関数P(τ)の標準偏差として表され、次式により求められる。
なお、上式において、Pmは、受信電力であり,τは、遅延時間であり,TDは、平均遅延である。
そして、相関帯域幅Bcは、次式により遅延スプレッドSから求められる。
つまり、サブキャリア周波数帯域が、この相関帯域幅Bcよりも狭い場合、遅延プロフィルの影響を受けない。このような情報に基づいて、サブキャリアのクロック発信周波数fckを決定し、サブキャリア当たりの帯域幅が求まり、これがデータ・制御信号合成回路19に、制御情報として送出される。
なお、本実施形態において、ガードインターバルTgは最大遅延時間τ以下になるように設定する。
[第9実施形態]
次いで、本発明の第9実施形態について説明する。図33は、本実施形態に係る伝送装置の内部構成を示すブロック図である。本実施形態では、上述した第7実施形態及び第8実施形態における送信サブキャリア帯域幅制御部9がクロックレートを制御することによってサブキャリア帯域を可変制御する機能を備えることを特徴とする。なお、図33においては、前述した第7実施形態及び第8実施形態に係る伝送装置において、サブキャリア帯域の可変制御機能に関する部分を主として表記している。
すなわち、第7実施形態及び第8実施形態と同様に、本実施形態に係る伝送装置は、シンボルマッパ1と、直並列変換器2と、チャネルマッピング回路3と、逆離散フーリエ変換器4と、並直列変換器5と、無線送信機6と、送信アンテナ7,フェージング推定部8と、送信サブキャリア帯域幅制御部9とからなる送信部1100と、受信アンテナ10と、無線受信機9と、サブキャリア帯域情報抽出手段12と、受信サブキャリア帯域幅制御手段13と、直並列変換器14と、離散フーリエ変換器15と、チャネル選択手段16と、並直列変換手段17と、シンボル判定18とからなる受信部1200とを備えている。
そして特に、本実施形態では、送信サブキャリア帯域幅制御部9が、クロックレート変換器91と、クロック発信器92と、クロック制御部93と、最適サブキャリア帯域幅計算部94とを備えている。
(サブキャリア帯域可変制御)
本実施形態では、送信部1100の送信サブキャリア帯域幅制御部9において、フェージング推定部8から与えられたフェージング情報に基づき,最適サブキャリア帯域幅計算部94において、最適サブキャリア帯域幅Bsを算出する。
詳述すると、クロック制御部93において、最適サブキャリア占有帯域幅Bsに変化させるため、基準となるクロック周波数を変換する。すなわち、クロック制御部93においてBsを導くクロックレートCK Rateを決定し、このCK Rateを用いた周波数変換制御命令をクロックレート変換器91に出力する。
なお、本実施形態では、デフォルトでクロック発振器92が生成するクロック周波数fccから、クロックキャリア周波数fckに変換される。例えば、fck=fcc/2,fcc/3,…もしくは、fck=2*fcc,3*fcc,…などである。クロックレート変換器91のクロック出力端子は、直並列変換器2、チャネルマッピング回路3、逆離散フーリエ変換器4、並直列変換器5の各クロック端子に接続され、各部分の制御に情報を出力する。さらに、受信時の直並列変換のために、このクロックレート情報は、Bs制御信号としてデータ・制御信号合成回路19においてデータ信号と合成され、受信側に送信される。
[第10実施形態]
次いで、本発明の第10実施形態について説明する。本実施形態では、上述した第9実施形態におけるチャネルマッピング回路3が、伝送帯域を可変としたサブキャリア周波数チャネル割り当て機能を備えることを特徴とする。図34は、本実施形態に係るチャネルマッピングにおける、伝送帯域を可変としたサブキャリア周波数チャネル割り当ての動作を示す図である。
図34(a)に示すように、本実施形態に係るチャネルマッピング回路3は、チャネルマッピングを実行するマッピング部31と、フェージング情報に基づいてマッピング部31の所要サブキャリア数を制御する所要サブキャリア数制御部32とを備えている。
マッピング部31は、所要サブキャリア数制御部32からの所要サブキャリア数N制御情報を用いて、所望ユーザに割り当てる個数のサブキャリアチャネル(C1,C2,C3,…CM)を、Freq帯域内に隣接する連続したサブキャリアチャネル群(F1,F2,F3,…FN)に割り当てる。また、マッピング部31は、Freq帯域外に分布する、送出しないサブキャリア周波数チャネルに対しては、それに対応するサブキャリア周波数チャネルの出力を0とするアースに接続するゼロ挿入回路機能を備えている。
(チャネルマッピング)
そして、本実施形態では、図34(b)に示すように、所望ユーザの必要占有帯域Freqとし、チャネルマッピング回路3では、所要サブキャリア数制御部32からの所要サブキャリア数N制御情報を用いて、所望ユーザに割り当てる個数のサブキャリアチャネル(C1,C2,C3,…CM)を、Freq帯域内に隣接する連続したサブキャリアチャネル群(F1,F2,F3,…FN)に割り当てる。また、Freq帯域外に分布する、送出しないサブキャリア周波数チャネルに対しては、それに対応するサブキャリア周波数チャネル(FM +1,…FN)の出力を0とするアースに接続する。
そして、マッピング後の並列出力信号(C1,C2,C3,…CM)を含む全周波数チャネル(F1,F2,F3,…FN)を、上述した実施形態と同様に、逆離散フーリエ変換器4によって時系列送信信号に変換する。
[第11実施形態]
次いで、本発明の第11実施形態について説明する。本実施形態では、上述した第10実施形態におけるチャネルマッピング回路3が、図35に示すように、所要サブキャリア数算出手段81と、ユーザ所要情報ビットレート推定部32とを備えることを特徴とする。
ユーザ所要情報ビットレート算出部32は、入力されたデータに基づいて、ユーザの所要情報ビット伝送速度aを算出するモジュールであり、所要サブキャリア制御部32は、ユーザの所要情報ビット伝送速度aに基づいてユーザに必要な全帯域幅Baを算出し、最適サブキャリア帯域幅Bsずつに分割するモジュールである。
そして、所要サブキャリア制御部32及びユーザ所要情報ビットレート算出部32が、ユーザの所要情報ビット伝送速度aから、このユーザに必要な全帯域幅Baを算出し、最適サブキャリア帯域幅Bsずつに分割した場合、チャネルマッピング回路3では、必要になるユーザ使用する所要サブキャリア数Ns(=Ba/Bs)情報に基づいて、所要サブキャリア数Nsに相当する周波数チャネルの割り当てを行う。
なお、ユーザ使用する所要サブキャリア数は、システムの特性に応じて、Nsystem(=Bsystem/Bs)情報として求めることもできる。この場合、チャネルマッピング回路3は、所要サブキャリア数Nsystemに相当する周波数チャネルの割り当てを行う。
[第12実施形態]
次いで、本発明の第12実施形態について説明する。
(伝送装置の構成)
図36は、本実施形態に係る伝送装置の内部構成を示すブロック図である。図36に示すように、本実施形態に係る伝送装置も上記実施形態と同様、送信部1100と受信部1200とから構成される。
(1)送信部
送信部1100は、図36に示すように、シンボルマッパ1と、直並列変換器2と、チャネルマッピング回路3と、逆離散フーリエ変換器4と、並直列変換器5と、無線送信機6と、送信アンテナ7と、フェージング推定部8と、送信サブキャリア帯域幅制御部9とを備えている。そして特に、本実施形態において送信部1100は、ガードインターバルを付加することにより遅延歪みの影響を除去するガードインターバル付加部21と、フェージング推定部8において抽出された遅延プロファイルに基づいてOFDMに関する最適ガードインターバル長を算出するGI長制御部23を備えている。
そして、このような構成の送信部1100では、並直列変換器5で多重化されたベースバンドOFDM信号にガードインターバル付加部21でガードインターバルを付加し、遅延歪みの影響を除去する。このときガードインターバル長は、フェージング推定部8において抽出された遅延プロファイルを基にGI長制御部23で算出した最適ガードインターバル長を用いる。
すなわち、ガードバンド長より長い遅延広がりをもつようなマルチパスが存在し、特性の劣化が極めて大きくなる場合には、ガードインターバルを付加しない場合に比べて、データの伝送速度は、1/(1+f0Tg)となり低下する。
そのため、本実施形態では、遅延による影響を受けない十分な長さを保持し、周波数利用効率を改善するために最小長さの最適ガードインターバル幅をフェージング情報から抽出した遅延プロファイルから算出し、付加する。
(2)受信部
一方、受信部1200は、受信アンテナ10と、無線受信機11と、フェージング推定部8と、送信サブキャリア帯域幅制御部9と、サブキャリア帯域情報抽出部12と、受信サブキャリア帯域幅制御部13と、直並列変換器14と、離散フーリエ変換器15と、チャネル選択手段16と、並直列変換器17と、シンボル判定18と、ガードインターバル付加部21とを備えている。
図36において直交周波数分割多重変調方式の伝送装置の受信部の説明する。受信アンテナ10、無線受信機11、サブキャリア帯域情報抽出部12、受信サブキャリア帯域幅制御部13、直並列変換器14、離散フーリエ変換器15、チャネル選択手段16、並直列変換器17、シンボル判定18、ガードインターバル除去部22からなる受信部1200を備える。
直交周波数分割多重変調方式の受信装置から送信された信号を、受信アンテナ10で受信し、無線受信機11でベースバンド信号に変換された連続データ信号から、制御信号を分離する。(1)通信の開始時、(2)周期的、又は(3)誤り率レベル超過時の場合それぞれに、受信信号波形をフェージング推定部8に送る。フェージング情報に基づき、連続データ信号を、直並列変換器14においてシンボル時間間隔に直並列変換する。ここで、この出力信号を離散フーリエ変換器15において複数のサブキャリア信号成分に抽出する。このとき、想定される最狭帯域サブキャリアが用いられた場合の最大サブキャリア数N分の全周波数チャネル(F1,F2,F3,…FN)に分岐されるが、実際に情報データが搬送されるチャネルは全チャネル中の一部のチャネルであるので、この自局宛ての情報を含むチャネル群のみを選択出力するチャネル選択手段16により、情報を含むチャネル群(C1,C2,C3,…CM)のみを選択する。つまり、NはM以下の値であり、通常M=N/2,N/3,N/4…などである。(Bs幅により決まる。)出力である単一又は複数のサブキャリアチャネル信号を並直列変換器17で所望ユーザに対する複素シンボル系列を出力する直並列変換し、シンボル判定18において、ベースバンドディジタル復調する。
(ガードインターバル制御)
ガードインターバルを変化させるタイミングとしては、以下に掲げる(1)〜(3)の方法を採用することができる。
(1)通信開始時
通信の開始時に、受信信号波形からフェージング推定部8において、遅延プロファイルを求め、最大遅延時間より大きいガードインターバルをOFDM GI長制御部23において設定する。ここで設定した最適ガードインターバル長情報から、ガードインターバル付加部21において最適ガードインターバルを付加する。
このような通信開始時に設定する方法を、図37のフローチャートを用いて説明する。先ず、通信開始時に、受信信号波形(例えばトレーニング信号部分の受信波形など)から、フェージング情報抽出し、遅延プロファイルと最大ドップラー周波数を算出する(S701)。次いで、所要サブキャリア数Ns、最適サブキャリア帯域幅Bs、最適ガードインターバル長TGを算出する(S702)。
これらステップS701及びS702で算出された情報に基づいて、入力されたデータを、ディジタル変調後に所要サブキャリア数、最適サブキャリア帯域幅のチャネルに分岐し(S703)、設定された所要サブキャリア数Ns及び最適サブキャリア帯域幅Bsを用いてOFDM変調し(S704)、ベースバンドOFDM信号に最適ガードインターバル長TGのガードインターバルを付加して送信する(S705)。送信側のパラメータの設定は通信終了時まで一定である。
そして、データチャネル又は制御チャネルを利用して、各設定パラメータについての情報を受信側に送り、受信側装置との間で共有する(S706)。そして、通信終了までの間、ループ処理により上記ステップS703〜S706を繰り返す(S707)。
(2)周期的
フレームの先頭又は最後など、フレームの変更時毎に、周期的に、受信信号波形からフェージング推定部8において、遅延プロファイルを求め、最大遅延時間より大きいガードインターバルをOFDM GI長制御部23において、設定する。ここで設定した最適ガードインターバル長情報から、ガードインターバル付加部21において最適ガードインターバルを付加する。
このようなフレームの先頭又は最後など、フレームの変更時毎に、周期的に再設定する方法を、図38のフローチャートを用いて説明する。
先ず、受信されるフレームを監視し、フレームの先頭又は最後など、フレームの変更を周期的に検出する(S801)。そして、フレームの変更が検出された場合には、受信側の信号波形から、フェージング情報抽出し、遅延プロファイルと最大ドップラー周波数を算出し(S802)、所要サブキャリア数Ns、最適サブキャリア帯域幅Bs、及び最適ガードインターバル長TGを算出する(S803)。
次いで、これらの情報に基づいて、入力されたデータを、ディジタル変調後に所要サブキャリア数Ns、最適サブキャリア帯域幅Bsのチャネル分岐し(S804)、設定された所要サブキャリア数Ns及び最適サブキャリア帯域幅Bsを用いてOFDM変調し(S805)、ベースバンドOFDM信号に最適ガードインターバルTGを付加し送信する(S806)。
一方、ステップS801においてフレームの変更が検出されない場合には、上記ステップS802及びS803を実行することなく、既に設定された所要サブキャリア数Ns及び最適サブキャリア帯域幅Bs及び最適ガードインターバルTGを用いて入力データを用いてチャネルを分岐し(S804)、OFDM変調、及びOFDM送信を行う(S805,S806)。
そして、ステップS806の後に、データチャネル又は制御チャネルを利用して、各設定パラメータについての情報を受信側に送り、受信側装置との間で共有する(S807)。そして、通信終了までの間、ループ処理により上記ステップS801〜S807を繰り返す(S808)。
(3)誤り率レベル超過時
受信側で、通信中にCRCチェック等の誤り率判定が行われているとき、検出された誤り率がある一定レベル大きい場合にガードインターバルを再設定する。
具体的には、受信信号波形からフェージング推定部8において、遅延プロファイルを求め、最大遅延時間より大きいガードインターバルをOFDM GI長制御部23において設定する。ここで設定した最適ガードインターバル長情報から、ガードインターバル付加部21において最適ガードインターバルを付加する。
このような受信側で、誤り率判定が行われる場合、誤り率がある一定レベルを超えたときにOFDMパラメータを再設定する方法を、図39のフローチャートを用いて説明する。
受信側で、通信中にCRCチェックなどの誤り率判定が行われているとき、誤り率がある一定レベルを超えた場合にフェージング推定部8を動作させ、受信信号波形から、例えば、遅延プロファイルや最大ドップラー周波数等のフェージング情報を抽出する(S901)。
次に、これらのフェージング情報を用いて、所要サブキャリア数Ns、最適サブキャリア帯域幅Bs、最適ガードインターバル長TGを算出する(S902)。これらの情報に基づいて、入力されたデータを、ディジタル変調後に所要サブキャリア数Nsにチャネル分岐し(S903)、最適サブキャリア帯域幅にOFDM変調し(S904)、ベースバンドOFDM信号に最適ガードインターバル長TGを付加し送信する(S905)。その後、データチャネル又は制御チャネルを利用して、各設定パラメータについての情報を受信側に送り、受信側装置との間で共有する(S906)。
ガードインターバル長については、受信側である一定繰り返し回数(nα回)以上誤り率が上がらず通信品質が良好なとき、徐々にガードインターバルを短縮化(TG=TG+ΔTG)する命令を送信側に送る。すなわち、上記ステップS901〜S906の処理を実行した後、誤り率判定(CRC)で、フレームエラーレートの検出を行い、所定のエラーレートβを超えているか否かについて判断を行う(S910)。エラーレートβを超えている場合には、再度、上記ステップS901〜S906を行い、超えていない場合には、誤りの発生頻度をカウントする(S909)。
ステップS909において、誤りフレームが発生した連続回数が所定回数nα未満の場合は、上記ステップS903〜S906を再度実行する。一方、ステップS909において、誤りフレームが発生した連続回数が所定回数nα超えている場合は、所要サブキャリア数Ns及び最適サブキャリア帯域幅Bsは既に設定されている値をそのままとし、最適ガードインターバルTGのみを再設定し(S908)、上記ステップS903〜S906の処理を実行する。
これにより、通信品質がよい場合にはガードインターバルを減らし、周波数利用効率を向上させることができ、伝搬路に応じた最適ガードインターバル長を付加することが可能となる。
[第13実施形態]
なお、上述した第7実施形態乃至第12実施形態では、本発明の伝送装置をOFDM伝送方式に適用した場合を例に説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、例えば、第4世代の通信方式である可変拡散−直交周波数符号多重(VSF−OFCDM:Variable Spreading Factor−Orthogonal Frequency and Code Division Multiplexing)伝送方式に適用することも可能である。このVSF−OFCDMでは、複数の周波数軸上に情報シンボルを分割するとともに、各無線移動局に割り振られた可変の拡散率の拡散符号により拡散させて情報シンボルを送信する。
本実施形態に係る伝送装置は、図40に示すように、送信部1100において、送信信号(情報シンボル)及びパイロット信号を多重化する多重部1201と、この多重化された信号をパラレル信号に変換するシリアル/パラレル変換部1202と、各信号列を複製するコピー部1203と、拡散符号を生成する拡散符号生成部1209と、コピー部1203により複製された各信号列に拡散符号を乗算する乗算部1204と、この乗算された信号を合成する合成部1205と、合成信号を逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換部(IFFT)1206と、この変換された各信号を単一の信号列に変換するパラレル/シリアル変換部1207と、ガードインターバル付加部21と、データ・制御信号合成回路19と、無線送信機6と、多重化制御部1210と、送信サブキャリア帯域幅制御部9と、フェージング推定部8とを備える。
シリアル/パラレル変換部1202は、送信サブキャリア帯域幅制御部9が算出した帯域幅及びサブキャリア数に基づいて、シリアル信号を複数の信号列であるパラレル信号に変換する回路であり、変換されたパラレル信号は、コピー部1203にそれぞれ出力される。
コピー部1203は、シリアル/パラレル変換部1202で直並列変換された複数の情報シンボルの系列の各情報シンボルを、拡散符号の系列長(チップ長)と等しい数分複製する回路であり、複製された情報シンボルが周波数軸上に並べられてひと組の情報シンボル系列として乗算部1204に出力される。
拡散符号生成部1209は、多重化制御部1210から入力された拡散率に基づいて、無線移動局毎に割り当てられた所定の拡散率の拡散符号をサブキャリア数分生成する回路である。乗算部1204は、コピー部1203で複製された各情報シンボルに対して、拡散符号生成部1209が生成した拡散符号を乗算する回路である。
逆高速フーリエ変換部1206は、送信サブキャリア帯域幅制御部9が算出した帯域幅及びサブキャリア数に基づいて、合成部1205から入力された複数の信号列について逆高速フーリエ変換を行う回路であり、変換された各信号列は、パラレル/シリアル変換部1207に出力される。
パラレル/シリアル変換部1207は、送信サブキャリア帯域幅制御部9が算出した帯域幅及びサブキャリア数に基づいて、逆高速フーリエ変換部1206から入力された複数の信号列を単一の信号列であるシリアル信号に変換する回路である。ガードインターバル付加部21は、パラレル/シリアル変換部1207により変換された信号に対してガードインターバルを挿入する。
多重化制御部1210は、フェージング推定部8が推定した伝搬路状態(フェージング)と、送信サブキャリア帯域幅制御部9が算出した送信サブキャリア帯域幅とサブキャリア数に基づいて、変調方式及び拡散率を算出し、多重部1201と拡散符号生成部1209に出力する。
そして、送信部1100では、多重部1201で多重化された送信信号をシリアル/パラレル変換部(S/P)1202により複数の信号列からなるパラレル信号に変換し、コピー部1203でコピー処理をした後、各信号列について拡散符号生成部1209で生成された拡散符号を乗算し、これらの合成信号を逆高速フーリエ変換部(IFFT)1206で逆フーリエ変換した後、パラレル/シリアル変換部(P/S)1207により単一の信号列からなるシリアル信号に変換し、このシリアル信号に対しガードインターバル付加部21によりガードインターバルを挿入し、送信サブキャリア帯域幅制御部9が算出した各パラメータをデータ・制御信号合成回路19により合成し、OFDM信号を送信する。
一方、図40に示すように、本実施形態に係る伝送装置は、無線受信機11と、データ・制御信号分離回路20と、ガードインターバル除去部22と、シリアル/パラレル変換部1301と、高速フーリエ変換部1302と、チャネル推定部1307と、拡散符号生成部1308と、乗算部1303,1304と、加算器1305と、パラレル/シリアル変換部1306と、サブキャリア帯域情報抽出手段12と、受信サブキャリア帯域幅制御部13とを有している。
シリアル/パラレル変換部1301は、受信サブキャリア帯域幅制御部13が算出した帯域幅及びサブキャリア数に基づいて、シリアル信号を複数の信号列であるパラレル信号に変換する回路であり、変換されたパラレル信号は、高速フーリエ変換部1302にそれぞれ出力される。パラレル/シリアル変換部1306は、受信サブキャリア帯域幅制御部13が算出した帯域幅及びサブキャリア数に基づいて、加算器1305から入力された複数の信号列を単一の信号列であるシリアル信号に変換する回路である。
チャネル推定部1307は、高速フーリエ変換部1302により変換された信号からパイロット信号を抽出し、このパイロット信号に基づいて各サブキャリアのチャネル変動値を推定する回路である。また、乗算部1303,1304は、チャネル推定部1307が推定した変動値に基づいて、各サブキャリアの変動を保証するとともに、拡散符号生成部1308が生成した拡散符号を乗算する回路である。
そして、受信部1200では、受信したOFDM信号について、データ・制御信号分離回路20が分離した制御信号に基づいて、サブキャリア帯域情報抽出手段12により、サブキャリア帯域情報を抽出するとともに、ガードインターバル除去部22によりガードインターバルを除去する。このとき、無線受信機で取得された受信信号波形や、データ・制御信号分離回路20において取得したフェージング時変動情報や遅延ひずみをフェージング推定部8に送出する。
次いで、サブキャリア帯域情報に基づいて受信サブキャリア帯域幅制御部13が算出したサブキャリア帯域幅やサブキャリア数に基づいて、シリアル/パラレル変換部(S/P)1301により複数の信号列からなるパラレル信号に変換し、各信号列について高速フーリエ変換部(FFT)1302でフーリエ変換する。その後、変換された各信号に対して、チャネル推定部1307が推定した変動値及び拡散符号生成部が生成した拡散符号を乗算し、パラレル/シリアル変換部(P/S)1306により単一の信号列からなるシリアル信号に変換し、このシリアル信号を復調信号として出力する。
このような、本実施形態に係る伝送装置によれば、伝搬経路(フェージング)状態に応じて、複数の周波数軸上に情報シンボルを分割するとともに、各受信装置に割り振られた可変の拡散率の拡散符号により拡散させて情報シンボルを送信することができるため、受信装置毎の伝搬経路に応じて、複数ユーザの信号を、同一周波数帯で同一時間の信号に多重化することができ、ユーザ間の干渉を防止しつつ、リソースの有効利用を図ることができる。
また、本実施形態にかかる伝送装置によれば、広帯域のOFDM方式のシステムと狭帯域のシステムを同一の周波数帯に混在させることができるため、同じ周波数帯域で2つの方式を併用し、新世代の通信方式を混在させることができ、通信方式を変更する場合に、前方式から新方式に段階的にスムーズに移行することができる。
本発明の無線通信システム及び無線通信方法によれば、フェージング電波伝搬路情報に従って、最適サブキャリア占有帯域を計算し、クロックレートとサブキャリア数を適応制御して伝送帯域を可変とすることにより、フェージシグの時間変動及び最大遅延量に応じて、同一情報ビットレートの伝送を行う場合でも、伝送路の特性に応じてOFDMの最適サブキャリア帯域幅とサブキャリア数を変化させ、伝送特性の向上を図ることが可能となる。
また、システムに与えられた最大許容帯域幅は一定であり、サブキャリア占有帯域を広げた場合にはシステム帯域を逸脱するチャネルが生じるが、システム帯域幅外へのマッピングを行わないチャネルマッピング制御を行うので、システムの有する周波数帯域の利用効率を向上することができる。
Claims (5)
- 各セルに在圏する無線移動局宛ての信号系列を、各セルに対して割り当てられている少なくとも1つの周波数チャネルを用いて送信するように構成されている無線通信システムであって、
各セルに対して割り当てられている周波数チャネルを並び替えて、各セルに対して特定の連続する周波数チャネルを割り当て、各セルに対して割り当てられている特定の連続する周波数チャネルに対して、各セルに在圏する無線移動局宛ての信号系列を割り当てるチャネルマッピング回路と、
前記特定の連続する周波数チャネルを、直交多重化によりサブキャリア信号に変換する変換器と、
近隣のセルにおける周波数チャネルの使用状態を示す検索テーブルを格納するテーブル記憶装置とを有し、
前記チャネルマッピング回路は、前記検索テーブルに基づいて検索した空き周波数チャネルに応じて、各セルに対して割り当てられている周波数チャネルを並び替えるように構成されていることを特徴とする無線通信システム。 - 各セルに在圏する無線移動局宛ての信号系列を、各セルに対して割り当てられている少なくとも1つの周波数チャネルを用いて送信するように構成されている無線通信システムであって、
各セルに対して割り当てられている周波数チャネルを並び替えて、各セルに対して特定の連続する周波数チャネルを割り当て、各セルに対して割り当てられている特定の連続する周波数チャネルに対して、各セルに在圏する無線移動局宛ての信号系列を割り当てるチャネルマッピング回路と、
前記特定の連続する周波数チャネルを、直交多重化によりサブキャリア信号に変換する変換器とを有し、
前記チャネルマッピング回路による並び替え及び前記変換器による直交多重化を繰り返すことによって、生成された未使用周波数チャネルに対して、新規周波数チャネルを割り当てることを特徴とする無線通信システム。 - 各セルに在圏する無線移動局宛ての信号系列を、各セルに対して割り当てられている少なくとも1つの周波数チャネルを用いて送信するように構成されている無線通信システムであって、
各セルに対して割り当てられている周波数チャネルを並び替えて、各セルに対して特定の連続する周波数チャネルを割り当て、各セルに対して割り当てられている特定の連続する周波数チャネルに対して、各セルに在圏する無線移動局宛ての信号系列を割り当てるチャネルマッピング回路と、
前記特定の連続する周波数チャネルを、直交多重化によりサブキャリア信号に変換する変換器とを有し、
当該無線通信システムが、マクロセルと、該マクロセルに包含されるマイクロセルとからなる階層セル構造をなし、該マクロセルと該マイクロセルとが同一の周波数帯を使用する場合に、
該マクロセルの周波数チャネルの帯域と、該マイクロセルの周波数チャネルの帯域との境界であるパーティションを移動する手段と、
移動された前記パーティションを基準として、空き周波数チャネルを検索して、各セルに対して割り当てられている周波数チャネルの並び替えることによって、前記パーティションの前後に、該空き周波数チャネルを集約させる手段とを有することを特徴とする無線通信システム。 - 前記パーティションの移動は、前記マクロセル及び前記マイクロセルにおけるトラフィック状態に応じて、周波数チャネル毎に付与された優先度に応じて、各セルに対して割り当てられている周波数チャネルを並び替えることによって行われることを特徴とする請求項3に記載の無線通信システム。
- 各セルに在圏する無線移動局宛ての信号系列を、各セルに対して割り当てられている少なくとも1つの周波数チャネルを用いて送信する無線通信方法であって
各セルに対して割り当てられている周波数チャネルを並び替えて、各セルに対して特定の連続する周波数チャネルを割り当て、各セルに対して割り当てられている特定の連続する周波数チャネルに対して、各セルに在圏する無線移動局宛ての信号系列を割り当てるステップ(a)と、
前記特定の連続する周波数チャネルを、直交多重化によりサブキャリア信号に変換するステップ(b)とを有し、
前記ステップ(a)において、近隣のセルにおける周波数チャネルの使用状態を示す検索テーブルに基づいて検索した空き周波数チャネルに応じて、各セルに対して割り当てられている周波数チャネルを並び替えることを特徴とする無線通信方法。
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