JPWO2004077712A1 - 無線通信システム及び無線通信方法 - Google Patents

Abstract

送受信される複数の信号系列を、複数のセル毎に割り当てられた少なくとも１つの周波数チャネルに変調し、無線局間で通信を行う無線通信システムを、各セルに対して割り当てられた複数の周波数チャネルをセル毎に並び替え、新たに前記信号系列の送受信帯域として特定の周波数チャネルを割り当てるチャネルマッピング手段と、前記割り当てられた周波数チャネルの伝搬状況に基づき前記割り当てられた周波数チャネルの帯域幅を制御する帯域幅制御手段とから構成する。

Description

本発明は、ＯＦＤＭ方式や第４世代方式等の直交周波数分割多重変調方式のディジタル伝送に用いられる、無線基地局と複数の移動通信端末局とが多重回線を介して通信を行う際の無線通信システム及び無線通信方法に関する。

（Ａ）ディジタルセルラーシステムについて
従来におけるディジタルセルラーシステム（例えば、ＰＤＣ：Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｅｌｌｕｌａｒ ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍ、ＰＨＳ：Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｈａｎｄｙ−ｐｈｏｎｅ Ｓｙｓｔｅｍ、ＧＳＭ：Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）では、無線基地局と複数の移動通信端末局とが時分割多重化（ＴＤＭＡ）された無線回線を介して通信を行う。
これらのシステムでは、各無線基地局には、隣接する基地局と干渉を生じないように固有の周波数チャネルが割り当てられており、この周波数チャネルからなる回線を複数の時分割多重化（ＴＤＭＡ）された回線として、複数の移動通信端末局と無線基地局とが、干渉を生じることなく通信を行うことができる。
このような従来の無線通信システムにおいて、各基地局による管轄エリアが、マルチセル構成からなる場合、例えば、各セル内において無線基地局と移動通信端末局とを結ぶ無線通信は、各基地局に割り当てられた回線周波数チャネルを通じて行われる。そして、ＦＤＭＡ又はＴＤＭＡセルラー方式における無線通信では、隣接セル干渉を避けるために、隣接セルに同一周波数チャネルが使用されないような周波数チャネル配置がなされている。このような従来の周波数チャネル割り当て法には、以下のものがある。
（１）固定周波数チャネル割り当て
固定周波数チャネル割り当て（ＦＣＡ：Ｆｉｘｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ Ａｓｓｉｇｎｍｅｎｔ）では、無線セル毎に選択可能な無線周波数チャネルを固定的に定め、最適な距離間隔をおいて無線周波数チャネルの再利用を図るように構成される。予め各セルに配置される周波数チャネルを決めて配置を行うので、これを固定周波数チャネル割り当て方式という。
（２）動的周波数チャネル割り当て
前記固定周波数チャネル配置に対して、各セルに割り当て配置する周波数チャネルを各セルのトラフィックに応じて、動的に再配置する方法がある。これをダイナミック周波数チャネル割り当てという。この方法では、各無線セルにおいて、システムが使用している全ての無線周波数チャネルが、選択可能である。すなわち、所要の品質を満たしている限り、いずれの無線セルにおいても通信に使用することができる。
ダイナミック周波数チャネル割り当て方式では、
（ａ）トラフィックの粗密に従った周波数の有効利用が実現できる
（ｂ）固定周波数チャネル配置にくらべて、無線周波数チャネル配置計画をシステム運用開始前に行う必要がなくなり、設計が容易である
という利点がある。
（Ｂ）周波数直交化多重方式（ＯＦＤＭ）について
一方、近年にあっては、高速伝送における周波数選択性フェージング対策としてマルチキャリア伝送方式が注目されている。このマルチキャリア伝送方式では、送信データを周波数の異なる複数のキャリアに分配して送るため、各キャリアの帯域が狭帯域となり、サブキャリアの数が多いほど周波数選択性フェージングの影響を受け難い。特に各サブキャリアを直交化させた直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）は、周波数利用効率が高く、無線ＬＡＮやディジタル放送などに使用されている。
この方式では、各キャリアがシンボル区間内で相互直交するように、各キャリアの周波数が設定されている。ＯＦＤＭ信号のスペクトルは連続して互いに重なっており、通常のマルチキャリア伝送のように帯域通過フィルタを用いて特定のキャリア上の信号を取り出す処理は行わない。そして、ＯＦＤＭでは、一般に逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）器と離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）器を用いて、各キャリアの直交化と各サブキャリア信号の抽出を行う。
そして、このＯＦＤＭ方式における受信では、抽出された各サブキャリアから、復調により、データシンボルを正しく取り出すために、複数のサブキャリアをカードバンドを設けて周波数軸上に配置し、狭帯域フィルタにより各サブキャリアを分離するマルチキャリア伝送と異なり、ＯＦＤＭでは、各サブ周波数チャネルの周波数間隔を重ねて狭くできるので周波数利用効率がよい。
一般的な周波数分割多重方式の電力スペクトルは、図１に示すように、各サブキャリアの信号を伝送するのに必要な帯域である占有帯域と、各サブキャリア間の干渉を防ぐためのガードバンドの配置により構成される。つまり、システム全体で使用する帯域全体は（周波数チャネルの占有帯域）×Ｎ＋（ガードバンド）×（Ｎ−１）である。
ＯＦＤＭにおいては、サブキャリアの周波数間隔をナイキスト第一定理の間隔に設定することで、各搬送波間の直交性を保持し、各変調波帯城の重なりを可能にしている。すなわち、図２に示すように、直交化されたＯＦＤＭ信号は各サブキャリアのスペクトルが重なっているにもかかわらず、シンボルが取り出せるため、サブキャリアの周波数チャネルセパレーションを狭くすることができる。つまり、システム全体で使用する帯域全体は（周波数チャネルの占有帯域）×（Ｎ＋１）／２のみである。
図３に、逆離散フーリエ変換器を用いた従来のＯＦＤＭ無線装置の構成を示す。図３において、送信されるデータ列は最初にシンボルマッパ１によってベースバンドディジタル変調される。直並列変換器２で同一シンボルレートの複数の周波数チャネルに変換され、逆離散フーリエ変換器４によって逆フーリエ変換を行い、直交化された複数のサブキャリア信号に変換される。逆フーリエ変換機器４の並列出力信号は、並直列変換器５で時系列送信信号は、直並列変換し時系列送信信号に変換される。無線送信機６においてシステムが使用するＲＦ周波数帯に変換し、電力増幅された後、送信アンテナ７を介して送信される。
ＯＦＤＭを導入した通信システムの例としては、５．２ＧＨｚ帯を用いた無線ＬＡＮシステムなどがある。このシステムでは５２本のサブキャリアが用いられている。
ＯＦＤＭではシンボル区間にガードインターバルを設定することで符号間干渉をさらに軽減できるなどの特徴を持つ。
また、通常、サブキャリアは連続した帯域で確保する。ＯＦＤＭ伝送では各サブキャリア間の直交性が非常に重要であり、周波数の直交性が少しでも崩れると、サブキャリア間においてキャリア間干渉（ＩＣＩ：Ｉｎｔｅｒ−Ｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）が発生し、信号伝送特性に大きな影響を及ぼす。
ディジタル放送で使用されているＯＦＤＭシステムは、各サブキャリア間の直交性を確保するとともに、同一周波数チャネルにおいて複局同時送信を行う場合には、各送信所の送信機のキャリア間で十分な同期をとり、直交性が十分確保できるように放送信号の送出を行っている。
（Ｃ）セルラーシステム及びＯＦＤＭについて
無線通信システムにＯＦＤＭを適用する例としては、例えば、帯域分割多重アクセス（ＢＤＭＡ：Ｂａｎｄ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式を用いた無線通信システムが提案されている。ＢＤＭＡ方式のスペクトルを図４に示す。ＢＤＭＡ方式は周波数分割多重アクセスと時分割多重アクセスを併用した通信方式である。ＢＤＭＡ方式では、各サブキャリアにＱＰＳＫなどの線形ディジタル変調を行い情報伝送を行っている。この方式では全伝送帯域を複数のサブ帯域に分割し、分割したサブ帯域を単位として、異なるユーザーに割り当てる。また、特開平１０−１９１４３１においてマルチキャリア伝送のおいて、ユーザーの必要とする伝送容量に応じてサブキャリア数を増加又は減少させることが提案されている。
（Ｄ）ＣＤＭＡ方式について
ＣＤＭＡの場合は、同一周波数繰り返しセルの配置は理論的に可能であるが、マクロセル内に同一周波数帯を用いて通信するマイクロセルが複数存在する場合には、セル内同一周波数チャネル干渉の対策としてやはりＤＳＡ（動的周波数配置：Ｄｙｎａｍｉｃ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ）が必要になる。
ところで、このＣＤＭＡ方式では、マクロセル内にマイクロセルが位置するなど階層セル構造を採用する場合があり、この階層セル構造において周波数を有効利用するために、例えば、同一周波数帯をマイクロセルとマクロセルの伝送速度の異なるシステムが共有するシステムで、一方の周波数チャネルがなくなったときに、他方の空き周波数チャネルの優先度の低いものから使用許可を与え、マイクロセル側の周波数帯域とマクロセル側の周波数帯域との境界であるパーティションを移動させる方法が提案されている（例えば、特開平１１−２０５８４８号参照）。
しかしながら、上記（Ａ）で説明したディジタルセルラー方式などの従来システムでは、複数の周波数チャネルを確保し、周波数チャネルの割り当てにおいては、同一周波数チャネルの干渉を避けるように一定の間隔を設けて配置する必要がある。
従って、システムに割り当てられている限られた周波数帯域において各周波数チャネルを各セルに割り当て有効利用しているが、今後のデータ通信トラフィックの増加により周波数チャネル数が不足することが予想され、さらに周波数利用効率の高い無線通信システムが求められている。
また、上記（Ｂ）で脱明したＯＦＤＭにあっては、図５に示すような、直交条件を満たすサブキャリアを連続に配置した周波数チャネル帯域の確保が必要になる。このため、チャネルの割り当てが規制されることとなり、周波数チャネルが不足した場合には、柔軟に対応することが困難になると考えられる。
一方、上記（Ｃ）で説明したディジタル放送及び無線通信においては、マルチパス伝搬により時間遅延の大きい複数の遅延波が到来するため、情報の高速伝送においては、音声から、電子メール、静止画、動画転送など、無線通信に要求される伝送速度が、ユーザーとアプリケーションにより大きく変化する。従って、従来の無線通信システムのように、予め分割し定められた帯域で情報伝送を行う場合、分割損が大きくなり、周波数の有効利用の点で問題がある。
さらに、上記（Ｄ）で説明したＣＤＭＡ方式において、パーティションを移動することによって、周波数チャネルの有効利用を図る方法においても、マクロセルとマイクロセルについて、システム帯域で確保できるチャネル数の総和は一定であり、単にパーティションを移動しただけでは、一方のチャネルの不足を、他方のチャネルで補えない場合も考えられる。
（周波数直交化多重方式（ＯＦＤＭ）の説明）
従来より、高速ディジタル伝送における周波数選択性フェージング対策としてマルチキャリア伝送方式が提案されている。このマルチキャリア伝送方式では、送信情報データを周波数の異なる複数のサブキャリアに分配して送るため、各キャリアの帯域を狭帯域とすることができ、これらサブキャリアの帯域が狭いほど、周波数選択性フェージングによる波形歪の影響を受け難いという特性がある。
このようなマルチキャリア伝送方式において、特に各サブキャリアを直交化させた直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）は、複数のサブキャリアをカードバンドを設けて周波数軸上に配置し狭帯域フィルタにより各サブキャリアを分離する従来のマルチキャリア伝送とは異なり、各サブ周波数チャネルの周波数間隔を重ねて狭くすることによって、周波数利用効率を高くすることができ、無線ＬＡＮやディジタル放送などで利用されている。
この方式では各サブキャリアがシンボル区間内で互いに直交となるように、各サブキャリアの周波数間隔を設定する。そして、ＯＦＤＭでは、実際には、ディジタル信号処理により、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）器と離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）器を用いて、各サブキャリアの直交化と各サブキャリア信号の抽出を行う。
（ＯＦＤＭ機能ブロック説明）
図３は、従来の逆離散フーリエ変換器を備えたＯＦＤＭ無線装置の構造を示すブロック図である。
図３に示すように、従来のＯＦＤＭ無線装置は、ユーザの情報データ列に対し、ベースバンドディジタル変調を行うシンボルマッパ１と、シンボルマッパ１の出力信号を同一シンボルレートである複数のチャネルに変換する直並列変換器２と、直並列変換器２の出力信号である並列出力信号系列に対して、逆フーリエ変換を行い、直交化された複数のサブキャリア信号に変換する逆離散フーリエ変換器４と、逆離散フーリエ変換器４の出力信号を並直列変換し時系列信号に変換する並直列変換器５と、システムが使用するＲＦ周波数帯に変換し電力増幅する無線送信機６とを有している。
このような従来のＯＦＤＭ無線装置において、送信される情報データ列をａとすると、最初にシンボルマッパ１によって、例えばＱＰＳＫ、ＱＡＭなどのディジタル変調が行われる。このディジタル変調により、情報ビット列が、複素シンボル系列Ｓｘ（Ｓ_０，Ｓ_１，Ｓ_２，Ｓ_３）に変換される。次に直並列変換器２で複数（Ｎ個）のサブキャリアチャネル（Ｆ_１，Ｆ_２，…Ｆ_Ｎ）に分配される。そして、逆離散フーリエ変換器４によって逆フーリエ変換を行い、直交化された複数のサブキャリア周波数チャネル信号の重畳された時系列標本値（ＯＦＤＭシンボルの標本値）に変換される。ＯＦＤＭシンボルの標本値は並直列変換器５で直並列変換し、連続した時系列送信信号に変換され、無線送信機６においてシステムが使用するＲＦ周波数帯に周波数変換された後、電力増幅され、送信アンテナ７より送信される。
（ＯＦＤＭの伝送帯域可変）
通常のＯＦＤＭ伝送装置においては、システムクロック周波数が固定であるため、帯域幅は一定である。例えば、特開平１１−２１５０９３号では、ＯＦＤＭ信号の伝送において、サブキャリアの帯域周波数の可変を容易に行う構成と、受信側においてサブキャリアの帯域可変に自動追従する機能の付加を提案している。
詳述すると、図６に示すように、特開平１１−２１５０９３号に開示されたＯＦＤＭ伝送装置では、送信側において、クロック発振器１０１Ｂのクロック出力端子は、クロックレート変換部１０１Ａに接続され、クロックレート変換部１０１Ａのクロック出力端子は、レート変換部１０１、符号化部１０２Ｔ、ＩＦＦＴ部１０３Ａ、ガード付加部１０３Ｂ、同期シンボル挿入部１０５、直交変調処理部１０８の各クロック端子に接続されている。受信側において、同期検出器１０９Ａの出力ＶＣは、クロック発信器１０９Ｂの端子ＶＣに接続され、同期検出器１０９Ａの出力ＦＳＴｒは、ＦＦＴ部１０３Ｃ、レート逆変換部１０７のＦＳＴ端子に接続されている。また、クロック発信器１０９Ｂの出力ＣＫｒは、ＦＦＴ部１０３Ｃ、レート逆変換部１０７、直交復調処理部１０９、同期検出器１０９ＡのクロックＣＫ端子に接続されている。
そして、このような特開平１１−２１５０９３号に開示されたＯＦＤＭ伝送装置では、送信部の動作タイミングとクロックレートを決定するクロックの周期を、一律に変更するクロックレート変換部を設け、かつ、受信側は再生クロックレートを検出したフレーム情報周期によって制御する機能を付加し、電波の使用状態（チャネルの空き具合）を調べて使用できる周波数チャネルと使用できる帯域幅を決定している。
また、特開２０００−３０３８４９号では、外部設定或いは複合データによって、例えば、ＯＦＤＭによるシンボル長、搬送波数或いは搬送波毎のシンボル当たりにおけるビット数といった、システムの動作パラメータ或いは特性についての増減調節（スケーリング）を行えるようにすることで、ＯＦＤＭシステムの柔軟性と適応性を与えている。
当該ＯＦＤＭシステムのスケーリング制御回路は、必要又は有効と判断する場合に応じて動作パラメータ或いは特性を動的に変化させることで、互換性又は所望の性能を提供している。
また、特開２０００−３０３８４９号では、外部設定或いは復号データによって、ＯＦＤＭパラメータのスケーリングを行う。スケーリングとは、受信信号強度、受信信号に対する雑音プラス干渉の比、検出された誤り、通知などの情報を用いる。
ガードバンドを付加した場合のマルチパスの影響を、図７に示す。多重搬送波伝送にガードインターバルを設ける利点とは、次のシンボルを伝送する間にガード時間Ｔｇとしての間隔を挿入し、単一搬送波システムで必要とされている波形等化器を必要としない点で、伝送チャネルにおける信号分散（或いは遅延スプレッド）によるシンボル間干渉（符号間干渉）を低減又は除去することが可能となるということである。
意図した信号の後に受信機に到達する、各シンボルについての遅延したコピーは、ガード時間の存在によって、次のシンボルが受信されるより前に消えることができるのである。このように、ＯＦＤＭの利点は、等化の必要なしに多重チャネル伝送の悪影響を克服する機能にある。
上述した特開平１１−２１５０９３号では、電波の使用状態（チャネルの空き具合）を調べて使用できる周波数と使用できる帯域幅を決定している。しかしながら、実際の移動通信などにおいては電波伝搬路が時間変動し、その性質が大きく変化する。移動通信伝搬路では、伝搬路の時変動とマルチパス伝搬による遅延波により次の点が問題となり、信号伝送特性が劣化する問題がある。
図８を用いて、サブキャリア占有帯域幅とフェージングの時間変動との関係を説明する。なお、ここでは、フェージングの時間変動としてドップラシフトの影響を例として説明する。
移動通信においては、ドップラシフトの量は、移動局自身の移動速度及び到来する電波の反射した物体の移動速度などにより決まる。一般に、多重波伝搬路のなかを移動局が走行すると、受信波は送信波の波長λと移動局の移動速度Ｖによってランダムに変化する。各素波が最大Ｖ／λ＝ｆ_Ｄだけドップラシフトし、スペクトルの広がりを見せる。
ここで、狭帯域サブキャリア（図８（ａ））の占有周波数帯幅をＢ_１，広帯域サブキャリア（図８（ｂ））の占有帯域幅をＢ_２、最大 ドップラシフト量をＤｓとすると、一般にＯＦＤＭ伝送においては、サブキャリア占有帯域幅Ｂに対するドップラシフト量Ｄｓの相対値が大きくなると、サブキャリア間の直交性が悪化し、チャネル間干渉（ＩＣＩ：Ｉｎｔｅｒ−Ｃｈａｎｎｅｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）により信号伝送特性が劣化する。すなわち、図８（ａ）に示すようにサブキャリアの 占有帯域幅が狭いとき（Ｂ_１）に比べ、占有帯域幅が広いとき（Ｂ_２）では、サブキャリア帯域に対するドップラシフトの割合（Ｄｓ／Ｂｗ）が十分小さいため、ドップラシフトによる伝送特性の劣化が少ない。
しかしながら、サブキャリアの帯域が広いとマルチパス伝搬による周波数選択性フェージングの影響を受けやすくなる。電波伝搬路の周波数特性は伝搬遅延時間に大きく左右され、最大遅延時間τ_ｍａｘが大きければ伝搬路で周波数特性は大きく歪む。
これに対し、図９に示すように、Ｂ_１のようにサブキャリアの占有帯域幅が狭い場合には、各サブキャリアにおいては一様フェージングと見なすことができ、一部のサブキャリアの受信信号レベルが低下するだけなのでＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路による利得調整により、ある程度回復することができる。
ところが、Ｂ_２のようにサブキャリアの占有帯域幅が広い場合には、周波数選択性フェージングにより占有帯域の一部の受信信号レベルが周波数選択的に落ち込むため、波形ひずみが生じ信号伝送特性が著しく劣化するという問題があった。
従って、フェージングの時間変動及び最大遅延量より同一情報ビットレートの伝送を行う場合でもＯＦＤＭの最適サブキャリア帯域幅とサブキャリア数が異なる。また、各ユーザに割り当てられた最大許容帯域幅は一定である場合に、各サブキャリア占有帯域を広げると、図１０に示すように、最大許容帯域幅を逸脱するチャネルが生じる。
一方、上述した特開２０００−３０３８４９号では、外部設定或いは複合データによって動的にスケーリングを行う。つまり、場所的要因が支配的な周波数選択性フェージングなどを避けるために、移動ごとに何らかの設定を行うことでスケーリングを行う必要があるという問題があった。
さらに、いわゆる第４世代の通信方式であるＶＳＦ−ＯＦＣＤＭ方式（Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｓｐｒｅａｄｉｎｇ Ｆａｃｔｏｒ−Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ａｎｄ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）では、複数の周波数軸上に情報シンボルを分割するとともに、各移動局に割り振られた可変の拡散率の拡散符号により拡散させて情報シンボルを送信するため、従来の他の伝送方式とシンボルレートが相異することとなり、他の伝送方式が混在する地域では、異なる伝送方式間で干渉が発生し、同一周波数帯を共有することができないことが予想される。

本発明の目的は、広帯域のＯＦＤＭ方式のシステムと狭帯域のシステムで利用するそれぞれの周波数帯域を混在させる場合に、周波数帯域を有効に利用することができる無線通信システム及び無線通信方法を提供することにある。
本発明の他の目的は、ディジタルセルラーシステムや、周波数直交化多重方式システム、ＣＤＭＡ方式等の複数のエリア毎に割り当てられた周波数チャネルを介して、無線局間で通信を行う際に、帯域内の周波数チャネルを有効に利用することができる無線通信システム及び無線通信方法を提供することにある。
また、本発明の他の目的は、フェージング（電波伝搬路）情報に従って、最適サブキャリア占有帯域を計算し、サブキャリア帯域幅とサブキャリア数を制御して、伝送特性の向上を図ることのできる無線通信システム及び無線通信方法を提供することにある。
本発明は、送受信される複数の信号系列を、複数のセル毎に割り当てられた少なくとも１つの周波数チャネルに変調し、無線局間で通信を行う無線通信システムであって、各セルに対して割り当てられた複数の周波数チャネルをセル毎に並び替え、新たに前記信号系列の送受信帯域として特定の周波数チャネルを割り当てるチャネルマッピング手段と、前記割り当てられた周波数チャネルの伝搬状況に基づき前記割り当てられた周波数チャネルの帯域幅を制御する帯域幅制御手段とを有することを特徴とする無線通信システムを提供する。
また、本発明は、送受信される複数の信号系列を、複数のセル毎に割り当てられた少なくとも１つの周波数チャネルに変調し、無線局間で通信を行う無線通信方法であって、各セルに対して割り当てられた複数の周波数チャネルをセル毎に並び替え、新たに前記信号系列の送受信帯域として特定の周波数チャネルを割り当てるステップと、前記割り当てられた周波数チャネルの伝搬状況に基づき前記割り当てられた周波数チャネルの帯域幅を制御するステップとを有することを特徴とする無線通信方法を提供する。
さらに、本発明は、複数のエリア毎に割り当てられた周波数チャネルを介して、無線局間で通信を行う際に、周波数チャネルの割り当ての並び替えを行い、エリア毎に、システム帯域の特定の連続する周波数チャネルに割り当て、チャネルマッピング回路により並び替えられた周波数チャネルを直交多重化させる。なお、上記発明におけるチャネルの並び替えは、同一シンボルレートの並列出力信号系列や、複数ユーザーに対応する並列送信ベースバンド信号系列に対して行うことができる。
このような本発明によれば、各セル（基地局）に対して割り当てられた周波数チャネルをセル（基地局）毎に、連続する周波数チャネルに並び替え、これを狭帯域に直交多重化させ圧縮することによって、システム帯域の有効利用を図ることができる。すなわち、周波数チャネルを連続するシステム帯域に並び替えることにより、ガードインターバルなど、周波数チャネルが不連続であることによるオーバーヘッドを省略することができ、リソースの有効利用を図ることができる。また、同一シンボルレートの並列出力信号系列やベースバンと信号系列を並び替えの対照とすることにより、圧縮性を高めることができ、より有効にリソースを利用することが可能となる。
上記発明においては、近隣のエリアで使用されている周波数チャネルの使用状態を示す検索テーブルを取得し、空きチャネルの検索を行うとともに、この検索結果に応じて、周波数チャネルを並び替えて、同一セルに対して連続したチャネルを割り当てることが好ましい。この場合には、複数のセルで使用されている周波数チャネルを統合的に管理することが可能となり、未使用の周波数チャネルの検出が容易となり、処理の迅速化を図ることができる。なお、この検索テーブルは、例えば、基地局制御装置で管理してもよく、また、無線装置間でデータの送受を行って同期をとることにより、情報の共有を図ることができる。
本発明における周波数チャネルの並べ替えは、検索テーブルに基づいて、任意の基地局に対して連続確保すべき帯域内に空き周波数チャネルが存在するか否かを検索し、
（ａ）当該連続確保すべき帯域内に空き周波数チャネルが存在する場合には、当該基地局に割り当てを変更し、
（ｂ）当該連続確保すべき帯域内に空き周波数チャネルが存在しない場合には、当該連続確保すべき帯域外の空き周波数チャネルを計数し、所定数以上の空き周波数チャネルが確保された時点で、この空き周波数チャネルに関する情報を空き記憶テーブルに保持し、連続確保すべき帯域内で使用されている他の基地局の周波数チャネルを空き記憶テーブルに保持された周波数チャネルに変更し、
（ｃ）（ａ）及び（ｂ）の処理を繰り返すことによって行うことが好ましい。
この場合には、検索テーブルを用いて、使用・未使用の周波数チャネルの分布に応じて、任意のセル（基地局）への割り当てを行うことができる。
なお、本発明においては、チャネルの並び替えと、直交多重化を繰り返すことにより未使用周波数チャネルを生成し、生成された未使用周波数チャネルに新規チャネルを割り当てる。この場合には、圧縮により新たに未使用状態となった周波数チャネルに対して、任意のセル（基地局）のチャネルを割り当てるなど、周波数チャネル割り当ての多様性を図ることができる。
本発明において当該無線通信システムが、マクロセルと、当該マクロセルに包含されるマイクロセルとからなる階層セル構造をなし、これらマクロセルとマイクロセルとが同一の周波数帯を使用する場合には、マクロセルの周波数チャネル帯域と、マイクロセルの周波数チャネル帯域との境界であるパーティションを移動させた後、移動されたパーティションを基準として、空きチャネルを検索して周波数チャネルの並び替えを行うことにより、パーティションの前後に空きチャネルを集約させることが好ましい。この場合、パーティションの移動は、マクロセル及びマイクロセルにおけるトラフィック状態に応じて、周波数チャネル毎に優先度を付与し、この優先度に応じて周波数チャネルを並び替えることにより行うことが好ましい。この場合には、階層セル構造をなすシステムにおいても、パーティションを適宜移動することにより、上位階層と下位階層との間で、周波数帯域の調整を行いつつ、未使用チャネルを整理して、圧縮することが可能となる。
なお、本発明においては、当該無線通信システムで用いられる伝送方式は、受信側の端末に割り当てられた拡散符号に基づいて、情報シンボルを複数の時間領域又は周波数領域に拡散するとともに、情報シンボルレートに対する拡散符号のレートを可変的にする方式であることが好ましい。
この場合には、広帯域のＯＦＤＭ方式のシステムと狭帯域のシステムを同一の周波数帯に混在させることができるため、同じ周波数帯域で２つの方式を併用し、新世代の通信方式を混在させることができ、通信方式を変更する場合に、前方式から新方式に段階的にスムーズに移行することができる。
さらに、本発明は、情報データ列を複数のチャネルに変換し、これら複数の各チャネルの信号系列を直交化された複数のサブキャリア信号により送受信する信号伝送方法において、サブキャリア信号の伝搬経路を推定し、この推定されたフェージング情報に基づいて、送受信されるサブキャリア信号の帯域幅を制御する。このような本発明によれば、伝搬経路の状態に応じて、サブキャリアの帯域幅を制御するため、通信環境に応じた最大許容帯域幅を有効に利用することが可能となり、通信品質及び伝送特性の向上を図ることができる。
本発明においては、制御されたサブキャリア帯域幅に応じて、ユーザに割り当て可能な所要サブキャリア数を算出し、送受信される複数のサブキャリア数を所要サブキャリア数に分岐することが好ましい。この場合には、伝搬環境やユーザ数に応じて、適切なサブキャリア数を使用することができる。
本発明においては、受信信号の波形に基づいて、電波伝搬路におけるフェージングの時間変動情報及び遅延歪み情報を生成し、これらの情報に基づいて伝搬経路を推定することが好ましい。この場合には、受信側において受信された電波を利用して、フェージングを推定することができるため、より精度良くサブキャリア帯域幅の制御を行うことができる。
本発朋においては、推定されたフェージング情報を、ユーザデータ情報と多重して送信し、受信されたデータ行列からフェージング情報を分離することが好ましい。この場合には、受信側で取得したフェージング情報を、通信相手に送信することにより、送信側及び受信側の両者で伝搬環境に関する情報を共有することができる。
本発明においては、送信側において、フェージング情報に基づいてサブキャリア帯域幅情報を検出し、検出したサブキャリア帯域幅情報からクロック周波数を算出するステップと、発生された周波数を算出したクロック周波数に変換し、当該サブキャリア周波数に応じたクロック周波数で直並列変換するステップと、逆離散フーリエ変換後の単一又は複数のサブキャリアチャネルから所望のチャネルを選択するステップとを有することが好ましい。この場合には、フェージングに応じた信号速度を設定することができるため、効率的に信号の伝送を行うことができる。
本発明においては、ユーザの所要情報ビット伝送速度から当該ユーザに割り当てる全帯域幅を算出し、全帯域幅とサブキャリア帯域幅情報とから所要サブキャリアの個数を算出する機能を有することが好ましい。この場合には、実際のユーザの通信能力を加味した全帯域幅に対する所要サブキャリア数を算出するため、システム全体のリソースの利用状況に応じて、バランスよくリソースの分配を行うことができ、負荷の分散を図ることができる。
本発明においては、通信開始時において、フェージング情報に基づいて、最適サブキャリア帯域幅、所要サブキャリア数、ガードインターバルに関する設定を行うことが好ましい。この場合には、伝搬経路の状態に応じて設定されたサブキャリア帯域幅やサブキャリア数に基づいてガードインターバルを設定することができるため、適切な干渉防止を実現することができる。
なお、このガードインターバル長の設定は、通信開始時の他、予め定められた所定の時間間隔で周期的に、或いは、最適サブキャリア帯域幅、所要サブキャリア数、ガードインターバル、又は信号誤り率が一定基準以下になった場合に行うことができる。
本発明においては、当該無線通信システムで用いられる伝送方式は、受信側の端末に割り当てられた拡散符号に基づいて、情報シンボルを複数の時間領域又は周波数領域に拡散するとともに、情報シンボルレートに対する拡散符号のレートを可変的にする方式であることが好ましい。
この場合には、伝搬経路（フェージング）状態に応じて、複数の周波数軸上に情報シンボルを分割するとともに、各受信装置に割り振られた可変の拡散率の拡散符号により拡散させて情報シンボルを送信することができるため、受信装置毎の伝搬経路に応じて、複数ユーザの信号を、同一周波数帯で同一時間の信号に多重化することができ、ユーザ間の干渉を防止しつつ、リソースの有効利用を図ることができる。この結果、広帯域のＯＦＤＭ方式のシステムと狭帯域のシステムを同一の周波数帯に混在させることができるため、同じ周波数帯域で２つの方式を併用し、新世代の通信方式を混在させることができ、通信方式を変更する場合に、前方式から新方式に段階的にスムーズに移行することができる。

図１は、従来の一般的な周波数分割多重方式の電力スペクトルを示す図である。
図２は、従来におけるＯＦＤＭ方式のサブキャリアの周波数間隔を示す図である。
図３は、従来の逆離散フーリエ変換器を用いたＯＦＤＭ無線装置の構成を示すブロック図である。
図４は、従来のＢＤＭＡ方式のスペクトルを示す図である。
図５は、従来のＯＦＤＭにおける周波数チャネル帯域の図である。
図６は、従来の伝送装置の構造を示すブロック図である。
図７は、従来の伝送方式における、ガードバンドを付加した場合のマルチパスの影響を示す図である。
図８は、従来におけるドップラーシフトの影響を示す図である。
図９は、従来における周波数選択性フェージングによる影響を示す図である。
図１０は、従来における周波数スペクトラムの例を示す図である。
図１１は、本発明の無線通信システムの概略構成を示すブロック図である。
図１２は、第１〜第４実施形態に係るセル構成を示す図である。
図１３は、第１〜第４実施形態に係るシステムの全体構成を示す説明図である。
図１４は、第１実施形態に係る無線機の内部構成を示すブロック図である。
図１５は、第１実施形態に係るディジタル信号変調の構成を示す図である。
図１６は、第１実施形態に係る周波数チャネルの並び替えを示す図である。
図１７は、第１実施形態に係る検索テーブル及び空き記憶テーブルを示す図である。
図１８は、第１実施形態の変形例に係る無線機の内部構成を示すブロック図である。
図１９は、第１実施形態に係るチャネル割り当ての全体手順を示すフローチャートである。
図２０は、第１実施形態に係るチャネル並び替えの手順を詳細に示すフローチャートである。
図２１は、第１実施形態において並び替えられた周波数チャネルを示す図である。
図２２は、第２実施形態に係る無線機の内部構成を示すブロック図である。
図２３は、第３実施形態に係るチャネル割り当ての全体手順を示すフローチャートである。
図２４は、第４実施形態に係るチャネル割り当ての全体手順を示すフローチャートである。
図２５は、第５実施形態に係るシステムの全体構成を模式的に示す図である。
図２６は、第５実施形態に係る検索テーブルを示す図である。
図２７は、第５実施形態におけるパーティション移動制御の手順を示すフローチャートである。
図２８は、第５実施形態に係るチャネル割り当ての手順を示すフローチャートである。
図２９は、第６実施形態に係る無線機の内部構成を示すブロック図である。
図３０は、第７実施形態に係る伝送装置の内部構成を示すブロック図である。
図３１は、第７実施形態に係る送信部及び受信部に備えられた無線送信機の構成を詳細に示すブロック図である。
図３２は、第８実施形態に係る伝送装置の内部構成を示すブロック図である。
図３３は、第９実施形態に係る伝送装置の内部構成を示すブロック図である。
図３４は、第１０実施形態に係るチャネルマッピングにおける、伝送帯域を可変としたサブキャリア周波数チャネル割り当ての動作を示す図である。
図３５は、第１１実施形態におけるチャネルマッピング回路の内部構成を詳細に示すブロック図である。
図３６は、第１２実施形態に係る伝送装置の内部構成を示すブロック図である。
図３７は、第１２実施形態における通信開始時にガードインターバル長を設定する手順を示すフローチャートである。
図３８は、第１２実施形態におけるフレームの変更時毎に、周期的に再設定する手順を示すフローチャートである。
図３９は、第１２実施形態におけるフレームの変更時毎に、周期的に再設定する手順を示すフローチャートである。
図４０は、第１３実施形態に係る伝送装置の内部構成を示すブロック図である。

以下、図面を用いて本発明の実施の形態について説明する。
図１１は、本発明に係る無線通信システムの概略構成を示す。図１１の無線通信システムは、チャネルマッピング部５０１と帯域幅制御部５０２からなる。この無線通信システムでは、広帯域のＯＦＤＭ方式のシステムと狭帯域のシステム（ＰＤＣ＝８００ＭＨｚ、ＧＳＭ、ＰＨＳ、３Ｇシステム＝２ＧＨｚ、無線ＬＡＮ＝２．４ＧＨｚ等）で利用するそれぞれの周波数帯域を混在させることを前提に、チャネルマッピング部５０１において、空きが出た周波数帯域にＯＦＤＭ方式を導入して周波数帯域の有効利用を図る。チャネルマッピング部５０１は、各セル（基地局）に対して割り当てられた周波数チャネルをセル（基地局）毎に連続する周波数チャネルに並べ替え、これを狭帯域に直交多重化させて圧縮することによって、システム帯域に新たな資源を割り当てることができる。さらに、帯域幅制御部５０２において、受信側でのフェージング変動を考慮して、サブキャリア帯域幅とサブキャリア数を最適に制御して更なる伝送特性の向上を図る。
以下では、チャネルマッピング部５０１の詳細について第１実施形態から第６実施形態において詳述し、帯域幅制御部５０２の詳細について第７実施形態から第１３実施形態において詳述する。
［第１実施形態］
（システムの構成）
本発明の第１実施形態について説明する。なお、本実施形態では、複数のセルＲ_１，Ｒ_２，Ｒ_３…は、図１２に示すように、クラスタサイズが７の周波数繰り返しのセル構成により無線通信が行われ、周波数の配置番号ｎｃ＝＃１，＃２，＃３，＃４………＃ｎｃ………＃７００がそれぞれＲ_１，Ｒ_２，Ｒ_３、…Ｒ_７に繰り返しで割り当てられている場合を例に説明する。
図１３に示すように、本実施形態に係る通信システムでは、複数のセルＲ_１，Ｒ_２，Ｒ_３…のそれぞれを管轄する無線基地局４１１，４２１，４３１…と、各セルに在圏する無線移動局４１２，４２２，４３２…とが無線回線４１３，４２３，４３３を介して信号の送受信を行う。そして、各無線基地局４１１，４２１，４３１は、制御局４０５と回線４０４を通じて接続されており、この制御局４０５を介してその他の通信システムとの通信が可能となっている。
図１４は、本実施形態に係るシステムの構成を示すブロック図である。このシステムは、送信部１００と受信部２００とから構成され、無線基地局や無線移動局等の無線機として備えられる。なお、本実施形態では、この通信システムが、無線移動局に備えられた場合を例に説明する。
図１４に示すように、送信部１００には、各ユーザー宛のデータ列ａ_１，ａ_２，…ａ_ｙが入力され、これらのデータ列を並列信号に変換する直並列変換器１１１と、バースト信号（同期信号）に基づいてフレームを構成するフレーム構成回路１１８と、ベースバンドディジタル変調を行うシンボルマッパ１１２と、チャネルの割り当てを行うチャネル選択装置１１３と、チャネル選択装置１１３からの出力信号を並直列変換し時系列送信信号に変換する並直列変換器１１４と、システムが使用する無線周波数帯に変換した後、電力増幅し、送信アンテナ１１６を通じて送信する無線送信機１１５とを有している。
直並列変換器１１１は、送信されるデータが示す情報に応じて、任意の数の副搬送波を複数のチャネルに変換する回路であり、本実施形態では、異なるシンボルレートの信号に対して同一シンボルレートの複数の周波数チャネルに変換する機能を有する。
シンボルマッパ１１２は、ベースバンドディジタル信号の変調を行うとともに、本実施形態では、ＦＤＭＡ又はＴＤＭＡ信号から、情報周波数チャネルと制御周波数チャネルとを多重分離する機能を有する。このディジタル信号変調は、図１４に示すように、多値のシンボルに応じて、搬送波の振幅、位相、周波数を離散的に変化させ、複素平面の信号空間ダイヤグラムにコンスタレーションする機能を有し、この変調波のＩ周波数チャネル、Ｑ周波数チャネルのベースバンド信号に置換え、変調波を発生させる。
フレーム構成回路１１８は、図１５に示すように、ディジタル信号をＦＤＭＡ又はＴＤＭＡ信号のバースト信号に変換する回路である。
チャネル選択装置１１３は、並列出力信号系列をシステム帯域の特定の連続するチャネルに割り当てるチャネルマッピング回路１１３１と、前記周波数チャネルマッピング手段の出力信号に対して、逆フーリエ変換を行い、直交化された複数のサブキャリア周波数チャネル信号に変換する逆離散フーリエ変換器１１３２とを備えている。
チャネルマッピング回路１１３１は、連続した周波数チャネル割り当てを行う回路であり、逆離散フーリエ変換器１１３２は、全ての周波数チャネルを直交多重化させ、占有帯域の圧縮を行う回路である。特に、この逆離散フーリエ変換器１１３２は、周波数チャネルが連続配置されている場合、この部分を直交多重化することにより副搬送波に変換する機能を有する。
チャネルマッピング回路１１３１による信号の割り当てについて詳述すると、図１６（ａ）に示すように、当初は、ユーザーの要求に応じて任意の数のサブキャリアが、各セルＲ_１，Ｒ_２，Ｒ_３、…Ｒ_７の周波数チャネルに割り当てられている。そして、送信部１００において、各ユーザーからのデータａ_１，ａ_２，…ａ_ｙの入力（音声発呼，パケット伝送）があると、入力されたデータ系列ａ_１，ａ_２，…ａ_ｙは、直並列変換器１１１，フレーム構成回路１１８を経て、シンボルマッパ１１２においてＱＰＳＫなどの変調が行われる。このとき、直並列変換器１１１では所要ビットレートにより複数の周波数チャネルに分岐され、全体で必要な割り当て周波数チャネル数が定められる。受信無線局２毎に必要とするビットレートが異なるため、割り当てる周波数チャネル数も異なる。
また、直並列変換器１１１では、無線基地局と無線移動局との間の無線回線割り当てにおいて、所要ビットレートを確保する。例えば、１回線の基本周波数チャネルのビットレートＢとすると、ユーザーからのデータ列ａ_ｎのビットレートが３Ｂのときには、３周波数チャネルの割り当てを行う。シンボルマッパ１１２は、ベースバンドディジタル信号の変調を行うとともに、本実施形態では、ＦＤＭＡ又はＴＤＭＡ信号から、情報周波数チャネルと制御周波数チャネルとを多重分離する。具体的に、このディジタル信号変調は、多値のシンボルに応じて、搬送波の振幅、位相、周波数を離散的に変化させ、複素平面の信号空間ダイヤグラムにコンスタレーションし、この変調波のＩ周波数チャネル、Ｑ周波数チャネルのベースバンド信号に置換え、変調波を発生させる。
チャネルマッピング回路１１３１では、図１６（ｂ）に示すように、周波数チャネルの割り当ての並び替えを行い、エリア毎に、各周波数チャネルが同一のシンボルレートを有する並列出力信号系列を、システム帯域の特定の連続する周波数チャネルに割り当てる。さらに、チャネルマッピング回路１１３１は、再割り当てマッピングされた各搬送波周波数を、逆離散フーリエ変換器１１３２で直交多重化し、並直列変換器１１４により変換する。この直交多重化では、周波数チャネルが連続配置されている場合には、この部分を直交多重化して副搬送波に変換することにより、図１６（ｃ）に示すように、占有帯域の圧縮を行う。
また、チャネルマッピング回路１１３１は、周波数配置の並べ替えを行う際に、図１７に示すような、検索テーブルＴ１を取得し、参照する機能を備えている。本実施形態において検索テーブルＴ１は、制御局４０５内に保持されているデータベースであり、全ての周波数チャネルに関する通信周波数チャネルの配置番号、所属エリア、空いているか使用されているかの状態区別が格納されており、この検索テーブルＴ１を各無線基地局のチャネルマッピング回路１１３１により取得することによって、全ての周波数チャネルに関する情報が、各無線基地局において共有される。
本実施形態においては、周波数の配置番号ｎｃ＝＃１，＃２，＃３，＃４………＃ｎｃ………＃７００がそれぞれＲ_１，Ｒ_２，Ｒ_３、…Ｒ_７に繰り返しで割り当てられているとすると、検索テーブルＴ１には、各セル毎に、周波数チャネルの使用状況が空き状態のときｖａｃ、塞がり状態のときｏｃｃの２つの遷移情報を有する。具体的には、検索テーブルＴ１に、ｆ（周波数チャネルの配置番号、所属エリア、状態区別）として、ｆ（１、１、ｏｃｃ）、ｆ（２、２、ｏｃｃ）、ｆ（３、３、ｖａｃ）、ｆ（４、４、ｖａｃ）、ｆ（５、５、ｖａｃ）、ｆ（６、６、ｖａｃ）、ｆ（７、７、ｏｃｃ）、ｆ（８、１、ｏｃｃ）、ｆ（９、２、ｏｃｃ）…ｆ（＃ｎｃ、ｒ、ｓｔａｔｅ）が格納されている。
また、検索テーブルＴ１は、図１７に示すように、検索テーブルＴ１の参照の際、連続確保すべき帯域内に空き周波数チャネルが存在しない場合に、当該連続確保すべき帯域外の空き周波数チャネルを計数し、所定数以上の空き周波数チャネルが確保された時点で、この空き周波数チャネルに関する情報を保持するための空き記憶テーブルＴ２と連動するようになっている。この空き記憶テーブルＴ２は、計数された空き周波数チャネルに関する情報が、検索テーブルＴ１からコピーされて保持し、前記連続確保すべき帯域内で使用されている他の無線基地局の周波数チャネルを前記空き記憶テーブルに保持された周波数チャネルに変更するときに使用される。
なお、本実施形態において検索テーブルＴ１は、制御局４０５内に格納され、各装置のチャネルマッピング回路１１３１が、制御局４０５から取得することにより、複数の無線機により情報を共有するようにしたが、例えば、図１８に示すように、各無線機のチャネルマッピング回路１１３１同士が検索テーブルＴ１情報の送受信により、検索テーブルＴ１の同期を図る交渉処理を行うようにしてもよい。すなわち、無線基地局の送信部１００同士が、光ファイバー網などにより接続されており、隣接無線基地局間で常に最新の周波数チャネル使用状況に関する情報を共有している。そして、本実施形態では、各周波数チャネルを予め各無線基地局が固有の周波数チャネルに割り当てする。割り当て制御は、各無線基地局が周辺セルとの周波数チャネル情報を共有していることを利用し、自律分散的に行われる。
一方、受信部２００は、図１４に示すように、受信アンテナ２１６と、無線受信機２１５と、直並列変換器２１１と、離散フーリエ変換器２１３と、フレーム分離回路２１８と、シンボル判定部２１２と、並直列変換器２１４と、チャネル構成回路２１７と、受信アンテナ２１６とを備えている。
このような受信部２００では、他の装置から送信された信号を、受信アンテナ２１６で受信し、無線受信機２１５でベースバンド信号に変換された連続データ信号を、直並列変換器２１１においてシンボル時間間隔に直並列変換する。そして、この出力信号を離散フーリエ変換器２１３において複数のサブキャリア信号成分に抽出し、抽出された単一又は複数のサブキャリアチャネル信号を、フレーム分離回路２１８においてフレーム毎に分離し、これをシンボル判定部２１２で、ベースバンドディジタル復調し、さらに、並直列変換器２１４で所望ユーザーに対する複素シンボル系列を出力する直並列変換し、チャネル構成回路２１７により、チャネルを構成した後に各ユーザーあてのデータ列ａ_１〜ａ_ｘとして出力する。
（システムの動作）
本実施形態に係る通信システムによる処理手順は以下の通りである。図１９は、本実施形態における基本的な処理手順を示すフローチャートである。
先ず、ユーザーからのデータａ_１，ａ_２，…ａ_ｙの入力（音声発呼，パケット伝送等のベースバンド信号）があると（Ｓ１０１）、入力されたデータａ_１，ａ_２，…ａ_ｙは、速度変換器１１７において所要ビットレートにより予め定められた伝送速度の複数周波数チャネルに変調され、必要な割り当て周波数チャネル数に分岐される（Ｓ１０２及びＳ１０３）。
次いで、シンボルマッパ１１２においてＱＰＳＫなどの変調が行われ、情報ビット列がシンボル系列（Ｓ_０，Ｓ_１，Ｓ_２，Ｓ_３）に変換される。そして、変調された信号は、チャネルマッピング回路１１３１において、連続した周波数チャネルに割り当てられ（Ｓ１０４）、全ての周波数チャネルを逆離散フーリエ変換器１１３２によって直交多重化されて圧縮され（Ｓ１０５）、圧縮により空いた帯域に対して、チャネルマッピング回路１１３１において、ｎｃが大きい周波数チャネルを連続して配置された後（Ｓ１０６）、無線送信機１１５により送信される（Ｓ１０７）。
このように連続周波数チャネル帯域を直交多重化により帯域圧縮し、空いた分の周波数帯域にｎｃが大きい周波数チャネルを割り当て、これを繰り返すことにより空いた高周波数帯域を集めて、Ｒ_１の新たな周波数チャネルの割り当て、他無線システムとの周波数共用などに利用することができる。
ここで、上述したステップＳ１０４及びＳ１０５における処理について詳述する。ここでは、各エリアが所有していたｎｃ＝＃１〜＃１００までの連続した周波数チャネルを並び替えて、Ｒ_１の所属に変更し、直交多重化により帯域圧縮する手順について説明する。
詳述すると、図２１（ａ）に示すように、１００ｃｈ周波数チャネルが占有していた１００ｃｈ分の帯域について、周波数チャネルの並び替えを行い、Ｒ_１の所属に変更し、直交多重化により５０＋１（ガードバンド分）ｃｈ分の帯域に圧縮する。すなわち、１００−５２＝４８ｃｈ分の帯域が空く。この帯域にｎｃが大きい周波数チャネルの割り当てを行い、未使用帯域を高帯域にまとめて集めて、他の使用目的に利用する。
この並び替え処理について、ｎｃについて１００ずつ一回の手順で確保し、並べ替えを行い帯域圧縮する手順を説明する。図２０は、帯域圧縮する手順を示すフローチャートである。
検索テーブルＴ１において、ｎｃ＝＃１〜＃１００において空き周波数チャネルがあれば、全てｒ＝１に変更しＲ_１の所属とする（Ｓ２０２）。次に、ｎｃ＝＃１０１〜＃７００の空き周波数チャネルをカウントし（Ｓ２０３）、８６（ｉ＞１００−１４）以下のとき、一回の手順で連続周波数チャネルを確保することができないため、ステップＳ２０２に戻り次の１００について処理を実行する。
一方、ステップＳ２０４において、ｉが８６以上のときは、（ｒ＝１）に所属させ、空き周波数チャネル数ｉ分の空き記憶テーブルＴ２を用意し、検索テーブルＴ１から空き周波数チャネルの情報を複製し保持させる（Ｓ２０５）。
次いで、検索テーブルＴ１におけるｎｃ大きい順に空き周波数チャネルを検出し、ｎｃ＝＃１〜＃１００までのＲ_１以外に割り当てられた周波数チャネルの切替えを行い、空き記憶テーブルＴ２の内容を、ｎｃ＝＃１〜＃１００のＲ_１に全て複製する。このとき、ｎｃ＝＃１〜＃１００のｒ＝２（ｆ（２、２、ｏｃｃ）、ｆ（９、２、ｏｃｃ）…）について、検索テーブルＴ１から大きい順にｒ＝２に一致する空き周波数チャネルを割り当てていく（Ｓ２０６）。このような切替えにより、空いた周波数チャネルを、ｒ＝１に変更し、セルＲ_１の所属とする。その後、空き記憶テーブルＴ２から代替に用いられた周波数チャネル情報を削除する。ｎｃ＝＃１〜＃１００のｒ＝２所属周波数チャネルがなくなったら、ｒの値を増加し、ｒ＝３で同様の周波数チャネル切替えを繰り返し、これをｒ＝７まで繰り返し行う（Ｓ２０６〜Ｓ２０９）。
ここまでの処理により、周波数チャネルｎｃ＝＃１〜＃１００までのｒ＝１への所属の変更が完了し、連続１０１周波数チャネルが確保される（Ｓ２１０）。次いで、これらの帯域を直交多重化により圧縮し、（Ｓ２１１）、圧縮により空いた帯域に新規チャネルを生成し、これをセルＲ_１に割り当てる（Ｓ２１２）。
具体的には、逆離散フーリエ変換器１１３２により、１００ｃｈ周波数チャネルが占有していた１００ｃｈ分の帯域について、直交多重化により５０＋１（ガードバンド分）ｃｈ分の帯域に圧縮され、１００−５１＝４９ｃｈ分の帯域が空くこととなる。この空いた帯域に、ｎｃが大きい周波数チャネルの割り当てを行い、未使用帯域を集めて、他の使用目的に利用することが可能となる。
（効果）
このような本実施形態に係る通信システムによれば、図２１（ａ）に示すように、連続周波数チャネル部分については、直交多重化により各チャネル間にガードバンドを設ける必要がなくなるため、周波数帯域の利用効率が非常に高くなる。さらに、上述の処理は、高速フーリエ変換を用いることができ、これにより処理の効率及び速度を高めることができる。直交化多重により、独立マルチキャリア伝送する場合よりも、周波数利用効率を上げることができる。つまり、圧縮によって空いた帯域に、新たな周波数チャネル割り当てに使用することが可能になる。
（変形例）
なお、本発明は、例えば、無線ＬＡＮシステムＩＥＥＥ８０２．１１ａなど、ＯＦＤＭ方式を用いた無線ＬＡＮシステムにも適用することができる。この場合では、各独立した室内で用いることが多く孤立セルとして扱えるため、セル間干渉を考慮した周波数配置を行う必要はなく、図２１（ｂ）に示すように、システム帯域が１００ＭＨｚのとき、同一ＡＰ内にチャネル間隔が２０ＭＨｚの周波数チャネルが４チャネルあり、この４つのチャネルの中から空きチャネルを選択し割り当てを行うことができる。
［第２実施形態］
次いで、本発明の第２実施形態について説明する。図２２は、本実施形態に係る通信システムの送信部の内部構成を示すブロック図である。なお、ここでは通信システムがセルラー移動通信方式の無線基地局の場合について説明するが、その他の場合も同様の構成となる。
図２２に示すように、本実施形態に係る送信部１００は、前述した直並列変換器１１１に代えて、速度変換器１１７を備えているとともに、さらに、可変帯域フィルタ１１９を有している。
直並列変換器１１１は、入力されたデータａ_１，ａ_２，…ａ_ｙを、所要のビットレートにより予め定められた伝送速度の複数周波数チャネルに分岐され、必要な割り当て周波数チャネル数分の信号列に変換する回路である。可変帯域フィルタ１１９は、所定の周波数帯域のみを選択して抽出する回路であり、この可変帯域フィルタ１１９を通過したチャネルを用いて無線送信機１１５を通じて通信を行う。
このような本実施形態によれば、移動通信端末毎に必要とする情報ビットレートが異なり、チャネル選択装置１１３により割り当てられるサブキャリア数とそれらの中心周波数は無線移動局毎に異なる場合であっても、中心周波数について、可変帯域フィルタ１１９により、通過帯域幅を可変とし、システムバンド内の他の無線移動局送信信号への隣接チャネル干渉を回避することができる。この可変帯域フィルタ１１９の出力は無線送信機１１５においてシステムが使用する周波数帯に変換し、電力増幅され伝送路に送信される。
［第３実施形態］
次いで、本発明の第３実施形態について説明する。上述した第１実施形態では、エリアＲ_１に割り当てられて周波数チャネルの一部が直交多重化圧縮し、Ｒ_１における周波数利用効率を向上させる場合について説明した。この第３実施形態では、さらにシステム全体の効率を上げるため、Ｒ_１以外のエリアの周波数チャネルも直交化圧縮する場合について説明する。図２３は、第３実施形態に係る処理手順を示すフローチャートである。
先ず、ＦＣＡにより適当な周波数繰り返し使用が可能な周波数チャネル割り当てを行う（Ｓ３０１）。その後、任意の連続帯域を確保する。なお、ここでは、１５０ｃｈずつの集団に周波数チャネルを区切り（ｂｏｕｎｄ＝１５０）例を記述するが、ｂｏｕｎｄ に任意の値を与えることで、任意の連続帯域を確保に応用できる。
次いで、検索テーブルＴ１において、ｎｃ＝＃１を先頭（＃ｂｏｕｎｄ＿ｈｅａｄ＝＃１）に、ｎｃ＝＃１５０を最後尾（＃ｂｏｕｎｄ＿ｅｎｄ＝＃１５０）とする。そして、検索テーブルＴ１内において、ｎｃ＝＃１￣＃１５０までに空きがあれば、全てｒ＝ｘ（初期値：ｒ＝１）に変更しＲｘ（初期値：Ｒ１）の所属とする（Ｓ３０２）。
最後尾（＃ｂｏｕｎｄ＿ｅｎｄ＝＃１５０）から＃７００までの空き周波数チャネルをカウント（ｉ）する（Ｓ３０３）。ｉがｂｏｕｎｄ−（ｂｏｕｎｄをクラスタサイズ７で割った商）以上のとき（ここでは１４）、空き周波数チャネル数ｉ分の空き記憶テーブルＴ２を用意し、検索テーブルＴ１から空き周波数チャネルの情報をコピーする。ｉがｂｏｕｎｄ−（ｂｏｕｎｄをクラスタサイズ７で割った商）より小のとき、空きが出るまで繰り返す（Ｓ３０５）。
次いで、＃ｂｏｕｎｄ＿ｈｅａｄ＜ｎｃ＜＃ｂｏｕｎｄ＿ｅｎｄのｒ＝ｙ１ｘＣｒの小さい順（ｒ＝２ｆ（２、２、ｏｃｃ）、ｆ（９、２、ｏｃｃ）…）について、空き記憶テーブルＴ２のうち、大きい順にｒ＝ｙに一致する空き周波数チャネルを割り当てていく。切替えにより空いた周波数チャネルはすぐにｒ＝ｘに変更しＲｘの所属とする。＃ｂｏｕｎｄ＿ｈｅａｄ＜ｎｃ＜＃ｂｏｕｎｄ＿ｅｎｄのｒ＝ｙの周波数チャネルがまだ残っているにもかかわらず、空き記憶テーブルＴ２からｒ＝ｙ所属の周波数チャネルがなくなった場合、残り分については、そのまま残してｙをインクリメントし、次のｒ＝ｙ、（ｒ＝２の次はｒ＝３で）同様の周波数チャネル切替えを繰り返す（Ｓ３０６及びＳ３０７）。ｒ＝ｙで、＃ｂｏｕｎｄ＿ｈｅａｄ＜ｎｃ＜ ＃ｂｏｕｎｄ＿ｅｎｄにまだ周波数チャネルが残っていたら、これもこのまま残して、次の周波数チャネル切替えを行い、ｒ＝７まで（ｘ＝７のときは、ｙ＝６まで）繰り返し行う。周波数チャネル切替えされずに残っている周波数チャネルを、ｒによらず、空き記憶テーブルの配置番号ｎｃの大きいほうから順に割り当てる（Ｓ３０８及びＳ３０９）。
この作業により確保した連続１００ｃｈについて、確保できる度に（Ｓ３１０）直交化圧縮し、圧縮により空いた帯域に新規のチャネルを生成し、割り当てる。
圧縮後、ｒ＝ｘの値をインクリメントし、次のｒ＝ｘ（ｒ＝２）で、圧縮までの手順を繰り返す。連続１００ｃｈを割り当てて直交化圧縮する作業を、ｒ＝７まで繰り返す（Ｓ３１３及びＳ３１４）。そして、全てのセルについて処理を行ったら終了する（Ｓ３１５）。
このように、本実施形態によれば、１００ｃｈ周波数チャネルが占有していた１００ｃｈ分の帯域について、直交多重化により５１＋１（ガードバンド分）ｃｈ分の帯域に圧縮されるので、システム全体では、４８ｃｈ×７セル分の帯域が空く。１ｃｈ＝２５ｋＨｚの場合、８．４ＭＨｚの連続帯域が空き確保できる。この空き帯域にｎｃが大きい周波数チャネルの割り当てを行い、未使用帯域を集めて、他の使用目的に利用することができる。
［第４実施形態］
次いで、本発明の第４実施形態について説明する。上述した第１実施形態では、各エリア（Ｒ_１〜Ｒ_７）に１００ｃｈ周波数チャネルずつ連続配置して圧縮する方法を提案した。１００ｃｈを直交化圧縮することで、いままで占有されていて空いた分の周波数帯域は効率的に増加するが、１００ｃｈずつ連続帯域を確保することは、１００ｃｈ空きがある場合でないと不可能なため、実際に運用されているシステム（呼損率３％程度）においては、適用できない可能性がある。
また、ｂｏｕｎｄに任意の値を与えても、Ｒ_１〜Ｒ_７に一度ずつ割り当てを行うと、ｂｏｕｎｄが小さいときには、十分な効果を得にくい。そこで、この第４実施形態では、１０ｃｈずつ空き周波数チャネルを用い、１０ｃｈの連続帯域を各セル毎に確保して直交化圧縮することを繰り返すアルゴリズムを採用する。図２４は、本実施形態に係る通信システムの動作を示すフローチャートである。先ず、ＦＣＡにより適当な周波数繰り返し使用が可能な周波数チャネル割り当てが行われた時からスタートする。ここでは１０ｃｈずつの集団に周波数チャネル（ｂｏｕｎｄ＝１０）を区切る（Ｓ４０１）。なお、ｂｏｕｎｄに任意の値を与えることで、任意の連続帯域を確保に応用できる。
次いで、ｎｃ＝＃１を先頭（＃ｂｏｕｎｄ＿ｈｅａｄ＝＃１）に、 ｎｃ＝＃１０を最後尾（＃ｂｏｕｎｄ＿ｅｎｄ＝＃１０）とする。ｎｃ＝＃１〜＃１０までに空きがあれば、全てｒ＝ｘ（初期値：ｒ＝１）に変更しＲｘ（初期値：Ｒ_１）の所属とする（Ｓ４０２及びＳ４０３）。
次いで、最後尾（＃ｂｏｕｎｄ＿ｅｎｄ＝＃１０）から＃７００までの空き周波数チャネルをカウント（ｉ）する（Ｓ４０４）。ｉがｂｏｕｎｄ−（ｂｏｕｎｄをクラスタサイズ７で割った商）以上のとき（ここでは１）、空き周波数チャネル数ｉ分の空き記憶テーブルを用意し、検索テーブルから空き周波数チャネルの情報をコピーする（Ｓ４０５及びＳ４０６）。一方、ステップＳ４０５で、ｉがｂｏｕｎｄ−（ｂｏｕｎｄをクラスタサイズ７で割った商）より小のとき、空きが出るまで上記ステップＳ４０３〜Ｓ４０５の処理を繰り返す。
＃ｂｏｕｎｄ＿ｈｅａｄ＜ｎｃ＜＃ｂｏｕｎｄ＿ｅｎｄのｒ＝ｙ_１ｘＣｒの小さい順（ｒ＝２ｆ（２、２、ｏｃｃ）、ｆ（９、２、ｏｃｃ）…から）について、空き記憶テーブルから大きい順にｒ＝ｙに一致する空き周波数チャネルを割り当てていく。切替えにより空いた周波数チャネルはすぐにｒ＝ｘに変更しＲｘの所属とする。＃ｂｏｕｎｄ＿ｈｅａｄ＜ｎｃ＜＃ｂｏｕｎｄ＿ｅｎｄのｒ＝ｙの周波数チャネルがまだ残っているにもかかわらず、空き記憶テーブルからｒ＝ｙ所属の周波数チャネルがなくなった場合、残り分については、そのまま残してｙをインクリメントし、次のｒ＝ｙ、（ｒ＝２の次はｒ＝３で）同様の周波数チャネル切替えを繰り返す。
ｒ＝ｙで、＃ｂｏｕｎｄ＿ｈｅａｄ＜ｎｃ＜＃ｂｏｕｎｄ＿ｅｎｄにまだ周波数チャネルが残っていたら、これもこのまま残して、次の周波数チャネル切替えを行い、ｒ＝７まで（ｘ＝７のときは、ｙ＝６まで）繰り返し行う。周波数チャネル切替えされずに残っている周波数チャネルを、ｒによらず、空き記憶テーブルの配置番号ｎｃの大きいほうから順に割り当てる（Ｓ４０７〜Ｓ４１０）。
そして、この作業により確保した連続１０ｃｈについて、確保できるたびに直交化圧縮する（Ｓ４１１）。圧縮後、ｒ＝ｘの値をインクリメントし、次のｒ＝ｘ（ｒ＝２）で、圧縮までの手順を繰り返す。連続１０ｃｈを割り当てて直交化圧縮する作業を、ｒ＝７まで繰り返す（Ｓ４１２）。
このとき、ｉの値がｉがｂｏｕｎｄ−ｉｎｔ（ｂｏｕｎｄ／７）との比較を行い（Ｓ４１４）、ｉが大きいとき、上記の直交化圧縮の手順を繰り返す。一方、ｉが小さいときには終了する。
以上の手順により、１０ｃｈ周波数チャネルが占有していた１０ｃｈ分の帯域について、直交多重化により５＋１（ガードバンド分）ｃｈ分の帯域に圧縮されるので、システム全体では、３ｃｈ×７セル×（繰り返し回数）分の帯域が空く。この空き帯域にｎｃが大きい周波数チャネルの割り当てを行い、未使用帯域を集めて、他の使用目的に利用することが可能となる。
［第５実施形態］
次いで、本発明の第５実施形態について説明する。本実施形態では、ＦＤＭＡ、ＴＤＭＡと同様に、ＤＳＡによる連続帯域確保と直交化圧縮により、同様に周波数利用効率を向上させる。なお、図２５（ａ）は、本実施形態において、階層セルにおけるマクロセルとマイクロセルの関連を模式的に表した図である。なお、図２５（ａ）において、マクロセルとそれぞれのマイクロセルは同一周波数帯を共有しているものとする。
なお、本実施形態では、各システム固有の周波数チャネルが、マクロセルの干渉対策で不連続となっている場合、直交圧縮化を目的とした周波数チャネル配置を行うため、ひとつの無線基地局から送信される周波数チャネルが周波数軸上で連続させるために、連続帯域確保をＲＰ法を用いた周波数チャネル割り当てのマネジメントを行う。具体的には、階層セル間での周波数チャネル割り当てる方法として、マクロセルとマイクロセルでの使用周波数チャネルを分離し、その境界であるパーティションをトラフィック状態を示す通信品質によって制御する。
ＣＤＭＡの場合は、同一周波数繰り返しセルの配置が理論的に可能だが、マクロセル内に同一周波数帯を用いて通信するマイクロセルが複数存在する場合には、同一周波数チャネル干渉の対策としてＤＳＡが必要になる。本実施形態において基地局制御装置にＤＳＡ機能が具備されており、これにより周波数有効利用を図っている。このＤＳＡは、同一周波数帯をマイクロセルとマクロセルというように、伝送速度の異なるシステムが共存するシステムあり、片方の周波数チャネルがなくなったときに、他方の空き周波数チャネルうち、優先度の低いものから使用許可を与える。
具体的には、図２５（ａ）に示すように、マクロセル無線基地局の通信領域であるマクロセルＭ１と、マイクロセル無線基地局の通信領域であるマイクロセルＭ２が重複する形態で階層的に配置されている。これらのマクロセルＭ１、マイクロセルＭ２では同一の周波数帯域で周波数チャネル割り当てが行われる。各々のマイクロセルは通信地域がそのマイクロセルと重複するマクロセルと関係付けられる。
本実施形態に係る階層セル構造の無線通信網は、図２５（ｂ）に示すように公衆通信網にマクロセル交換機Ｘ１とマイクロセル交換機Ｘ２が接続されており、これらの交換機には、それぞれ複数のマクロ無線基地局ＢＳ１とマイクロ無線基地局ＢＳ２が接続されている。各無線基地局ＢＳ１及びＢＳ２は、ＣＰＵやメモリからなる制御装置を内蔵するとともに、図２６に示すような周波数チャネル検索テーブルＴ３を記憶しており、自律的に周波数チャネル割り当て及びパーティションの制御を実行する。なお、マイクロ無線基地局ＢＳ２は、自局が所属するマクロ無線基地局ＢＳ１と通信を行い、自律的に周波数チャネル割り当て及びパーティションの制御を実行する。
周波数チャネル検索テーブルＴ３には、図２６に示すように、各エリアには例えば周波数チャネル番号と空き／塞がり情報が格納されている。なお、周波数チャネル検索テーブルＴ３に格納される周波数チャネル数は、２０周波数チャネルであり、その中で、マクロセルに周波数チャネル番号１〜７の周波数チャネルが割り当てられ、マイクロセルには周波数チャネル番号８〜２０の周波数チャネルが割り当てられている。
（パーティション移動制御）
図２７は、パーティション移動制御の処理手順を示すフローチャートである。なお、この処理は各セルの無線基地局の処理装置が実行する。なお、本実施形態において、パーティションとは、マクロセルとマイクロセルでの周波数チャネルが分離されているエリアの境界である。
先ず、マクロセル無線基地局において、観測時間Ｔ内における自局でのトラフィック状態を示す呼損率及び強制切断率を測定する（Ｓ５０１）。これと併せて、マイクロセル無線基地局において、自局での、観測時間Ｔ内における発呼数、呼損数、強制切断数を測定し（Ｓ５０８）、測定結果を所属マクロセル無線基地局へ通知する（Ｓ５０９）。
次いで、マクロセル無線基地局側において、マイクロセル無線基地局から、ステップＳ５０８における測定値を収集し（Ｓ５０２）、前所属マイクロセルでの呼損率、構成切断率を算出し（Ｓ５０３）、両セルでの通信品質を計算し（Ｓ５０４）、この計算結果を比較し、パーティション移動量を算出し（Ｓ５０５）、算出結果であるパーティションの移動量をマイクロセル無線基地局に通知する（Ｓ５０６）とともに、パーティションの移動を実行する（Ｓ５０７）。一方、マイクロセル無線基地局側では、パーティションの移動量の通知を受けて自局のパーティションの移動を実行する（Ｓ５１０及びＳ５１１）。
（周波数チャネル割り当て手順）
このようにしてパーティションの移動を行った後に、周波数チャネルの割り当てを行う。ここでは、パーティション移動時に、マクロセル使用からマイクロセル使用となった周波数チャネルが即座に使用可能となるように、各セルでの周波数チャネル割り当て時に周波数チャネルの並び替え（パッキング）を行う。図２８は、本実施形態に係る処理手順を示すフローチャートである。
図２８に示すように、パッキングが開始されると（Ｓ６０１）、先ず、パーティション位置ｑ以下のチャネル（図２６に示す＃７以下）について、マクロセル側に割り当てる（Ｓ６０２〜Ｓ６０３）。詳述すると、周波数チャネル検索テーブルＴ３の左側から空きチャネルをカウントし、所定数（ここでは４）ｃｈ以上の空きチャネルが検出された場合（Ｓ６０４ＹＥＳ）には、その箇所について直交多重化し帯域圧縮を行う（Ｓ６０５）。カウント数がｉである場合には、ｉ／２＋１（ＧＢ）に圧縮される。この圧縮により空いた帯域に、マクロセル用の新規チャネルを生成し、割り当てる（Ｓ６０６）。
続いて、パーティション位置ｑ以上のチャネル（図２６に示す＃８以上）について、マイクロセル側に割り当てる（Ｓ６０７〜Ｓ６０８）。詳述すると、周波数チャネル検索テーブルＴ３の右側から、パーティション位置まで空きチャネルをカウントし、所定数（ここでは４）ｃｈ以上の空きチャネルが検出された場合（Ｓ６０９ＹＥＳ）には、その箇所について直交多重化し帯域圧縮を行う（Ｓ６１０）。カウント数がｉである場合には、ｉ／２＋１（ＧＢ）に圧縮される。この圧縮により空いた帯域に、マイクロセル用の新規チャネルを生成し、割り当てる（Ｓ６１１）。
このように、マクロセルでの割り当ては、周波数チャネル検索テーブルＴ３に基づいて行われるため、マクロセル領域はパーティション移動が行われた場合にマイクロセルで用いられる順をパーティション左側についても保持された状態となる。また、パッキング後は、マイクロセル検索テーブルの左側に使用中周波数チャネルを配置した状態となる。このように回線開放と同時に周波数チャネルのパッキングを行うことで、パーティション近辺のマクロセルに割り当てられている周波数チャネルは“空き”である確率が高くなり、パーティション移動時に即座にマイクロセルで周波数チャネルを利用することが可能となり、より多くの容量を得ることが可能となる。
［第６実施形態］
次いで、本発明の第６実施形態について説明する。本実施形態では、上述した各実施形態の周波数チャネルの並び替え及び多重化圧縮を、第４世代の通信方式である可変拡散−直交周波数符号多重（ＶＳＦ−ＯＦＣＤＭ：Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｓｐｒｅａｄｉｎｇ Ｆａｃｔｏｒ−Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ａｎｄ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）伝送方式に適用した場合を例に説明する。このＶＳＦ−ＯＦＣＤＭでは、複数の周波数軸上に情報シンボルを分割するとともに、各無線移動局に割り振られた可変の拡散率の拡散符号により拡散させて情報シンボルを送信する。
本変形例に係る伝送装置は、図２９に示すように、送信部１００において、送信信号（情報シンボル）及びパイロット信号を多重化する多重部２０１と、この多重化された信号をパラレル信号に変換するシリアル／パラレル変換部２０２と、各信号列を複製するコピー部２０３と、拡散符号を生成する拡散符号生成部２０９と、コピー部２０３により複製された各信号列に拡散符号を乗算する乗算部２０４と、この乗算された信号を合成する合成部２０５と、合成信号を逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）２０６と、この変換された各信号を単一の信号列に変換するパラレル／シリアル変換部２０７と、ガードインターバル付加部２２１と、データ・制御信号合成回路２１９と、無線送信機１１５と、上述したチャネルマッピング回路１１３１とを備える。
シリアル／パラレル変換部２０２は、送信サブキャリア帯域幅制御部が算出した帯域幅及びサブキャリア数に基づいて、シリアル信号を複数の信号列であるパラレル信号に変換する回路であり、変換されたパラレル信号は、コピー部２０３にそれぞれ出力される。
コピー部２０３は、シリアル／パラレル変換部２０２で直並列変換された複数の情報シンボルの系列の各情報シンボルを、拡散符号の系列長（チップ長）と等しい数分複製する回路であり、複製された情報シンボルが周波数軸上に並べられてひと組の情報シンボル系列として乗算部２０４に出力される。
拡散符号生成部２０９は、多重化制御部から入力された拡散率に基づいて、無線移動局毎に割り当てられた所定の拡散率の拡散符号をサブキャリア数分生成する回路である。乗算部２０４は、コピー部２０３で複製された各情報シンボルに対して、拡散符号生成部２０９が生成した拡散符号を乗算する回路である。
逆高速フーリエ変換部２０６は、送信サブキャリア帯域幅制御部が算出した帯域幅及びサブキャリア数に基づいて、合成部２０５から入力された複数の信号列について逆高速フーリエ変換を行う回路であり、変換された各信号列は、パラレル／シリアル変換部２０７に出力される。
パラレル／シリアル変換部２０７は、送信サブキャリア帯域幅制御部が算出した帯域幅及びサブキャリア数に基づいて、逆高速フーリエ変換部２０６から入力された複数の信号列を単一の信号列であるシリアル信号に変換する回路である。ガードインターバル付加部２２１は、パラレル／シリアル変換部２０７により変換された信号に対してガードインターバルを挿入する。
チャネルマッピング回路１１３１は、上述した各実施形態のものと同様であり、制御局４０５に備えられた検索テーブルに従って、システム帯域内において連続する周波数チャネルを検索し、この検索結果に基づいて、周波数チャネルの並び替えを行う回路である。
そして、送信部１００では、チャネルマッピング回路１１３１により並び替えられたデータ列を、多重部２０１で多重化し、この多重化された送信信号をシリアル／パラレル変換部（Ｓ／Ｐ）２０２により複数の信号列からなるパラレル信号に変換し、コピー部２０３でコピー処理をした後、各信号列について拡散符号生成部２０９で生成された拡散符号を乗算する。
次いで、これらの合成信号を逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）２０６で逆フーリエ変換した後、パラレル／シリアル変換部（Ｐ／Ｓ）２０７により単一の信号列からなるシリアル信号に変換し、このシリアル信号に対しガードインターバル付加部２２１によりガードインターバルを挿入し、送信サブキャリア帯域幅制御部が算出した各パラメータをデータ・制御信号合成回路２１９により合成し、ＯＦＤＭ信号を送信する。
一方、図２９に示すように、本実施形態に係る伝送装置は、無線受信機２１５と、ガードインターバル除去部２２２と、シリアル／パラレル変換部３０１と、高速フーリエ変換部３０２と、チャネル推定部３０７と、拡散符号生成部３０８と、乗算部３０３，３０４と、加算器３０５と、パラレル／シリアル変換部３０６とを有している。
シリアル／パラレル変換部３０１は、受信サブキャリア帯域幅制御部が算出した帯域幅及びサブキャリア数に基づいて、シリアル信号を複数の信号列であるパラレル信号に変換する回路であり、変換されたパラレル信号は、高速フーリエ変換部３０２にそれぞれ出力される。パラレル／シリアル変換部３０６は、受信サブキャリア帯域幅制御部が算出した帯域幅及びサブキャリア数に基づいて、加算器３０５から入力された複数の信号列を単一の信号列であるシリアル信号に変換する回路である。
チャネル推定部３０７は、高速フーリエ変換部３０２により変換された信号からパイロット信号を抽出し、このパイロット信号に基づいて各サブキャリアのチャネル変動値を推定する回路である。また、乗算部３０３，３０４は、チャネル推定部３０７が推定した変動値に基づいて、各サブキャリアの変動を保証するとともに、拡散符号生成部３０８が生成した拡散符号を乗算する回路である。
そして、受信部２００では、受信したＯＦＤＭ信号について、ガードインターバル除去部２２２によりガードインターバルを除去する。次いで、このガードインターバルが除去されたデータ列を、シリアル／パラレル変換部（Ｓ／Ｐ）３０１により複数の信号列からなるパラレル信号に変換し、各信号列について高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）３０２でフーリエ変換する。その後、変換された各信号に対して、チャネル推定部３０７が推定した変動値及び拡散符号生成部が生成した拡散符号を乗算し、パラレル／シリアル変換部（Ｐ／Ｓ）３０６により単一の信号列からなるシリアル信号に変換し、このシリアル信号を復調信号として出力する。
このような本実施形態に係る伝送装置によれば、広帯域のＯＦＤＭ方式のシステムと狭帯域のシステムを同一の周波数帯に混在させることができるため、同じ周波数帯域で２つの方式を併用し、新世代の通信方式を混在させることができ、通信方式を変更する場合に、前方式から新方式に段階的にスムーズに移行することができる。
以上述べたように、この発明の無線通信システム及び無線通信方法によれば、ディジタルセルラーシステムや、周波数直交化多重方式システム、ＣＤＭＡ方式等の種々の無線通信方式において、使用されている周波数チャネルを並び替えて、直交多重化により圧縮することによって、未使用チャネルを拡大させることにより、帯域内の周波数チャネルを有効に利用することができる。
［第７実施形態］
（伝送システムの構成）
本発明に係る無線通信システムの第７実施形態について説明する。図３０は、本実施形態に係る無線通信システムに用いられる伝送装置の内部構成を示すブロック図である。なお、本実施形態では、伝送装置を、セルラー移動通信システムにおける無線基地局に適用した場合を例に説明するが、本発明は、これに限定されるものではなく、例えば、ＯＦＤＭ伝送を用いたディジタル放送など、その他の通信・放送システムに適応が可能である。
図３０に示すように、本実施形態に係る伝送装置は、無線基地局からの下り回線データ信号のサブキャリア帯域を、伝搬路の状況に応じて可変とする制御を行う装置であり、具体的には、直交周波数分割多重変調方式で伝送する送信部１１００と、下り回線からフェージング（電波伝搬路）情報を得ることを可能にする受信部１２００とを具備する。
（１）送信部の構成
送信部１１００は、シンボルマッパ１と、直並列変換器２と、チャネルマッピング回路３と、逆離散フーリエ変換器４と、並直列変換器５と、無線送信機６と、送信アンテナ７と、フェージング推定部８と、送信サブキャリア帯域幅制御部９とを備えている。
シンボルマッパ１は、あるユーザからのデータの入力（音声発呼，パケット伝送）があると、ディジタル変調を行うモジュールである。ここで、入力されたデータをａとすると、この入力されたデータａは、シンボルマッパ１において、例えばＱＰＳＫ、ＱＡＭなどのディジタル変調が行われる。このディジタル変調により、情報ビット列が、複素シンボル系列Ｓｘ（Ｓ_０，Ｓ_１，Ｓ_２，Ｓ_３）に変換される。
直並列変換器２は、複素シンボル系列Ｓｘ（Ｓ_０，Ｓ_１，Ｓ_２，Ｓ_３）を、複数のチャネルに分岐するモジュールである。このとき、送信サブキャリア帯域幅制御部９により、分岐するチャネルの個数（ここではＭ個とする。）が決定される。
本実施形態では、下り回線に最適なサブキャリア幅を決定するためのフェージング情報が、上り回線からの無線受信機１１により抽出される。すなわち、複数のチャネル（Ｃ_１，Ｃ_２，…Ｃ_Ｍ）に分岐する送信サブキャリア帯域幅制御部９における制御は、受信部１２００の無線受信機１１において受信された受信信号から波形情報を取り出し、上り回線におけるフェージング情報をフェージング推定部８に送り、このフェージング情報に基づいて、フェージングの影響の少ない下り回線のサブキャリア帯域幅を算出し、この帯域幅になるようなクロック周波数変換を行う。
なお、送信装置が伝送する下り回線と、ここで情報を得る上り回線は、周波数分割で異なる場合が多い。フェージングは無線基地局と無線移動局の伝搬距離と周波数に起因するが、ＰＤＣなどのセルラー通信において上下回線周波数分割は１３０ＭＨｚ以下なので、フェージングの影響の差は少ない。
本実施形態では、上り回線のフェージング情報からフェージング推定部８において、（１）フェージングの時変動情報と（２）遅延ひずみ情報を基に最適サブキャリアの帯域幅Ｂｓを決定する。そして、送信サブキャリア帯域幅制御部９において、この最適サブキャリア帯域幅Ｂｓを出力するクロック発信周波数をｆｃｋとする。詳述すると、送信サブキャリア帯域幅制御部９では、各サブキャリアの帯域幅がＢｓとなるような、クロック発信周波数ｆｃｋを発信する制御を行い、このクロック周波数ｆｃｋ情報を直並列変換器２、チャネルマッピング回路３、逆離散フーリエ変換器４、並直列変換器５にそれぞれ送る。最適サブキャリア帯域幅Ｂｓで、各直交周波数分割多重伝送を行うための変換操作し、送信する。
ここで、最適サブキャリア帯域幅に関する制御情報について詳述する。図３０に示すように、無線受信機１１から抽出した受信信号波形を、フェージング推定部８において、フェージング時変動情報及び波形歪情報を計算し、このフェージング情報を送信サブキャリア帯域幅制御部９において、最適サブキャリア幅を決定し、直並列変換器２、チャネルマッピング回路３、逆離散フーリエ変換器４、並直列変換器５にクロック周波数ｆｃｋ情報を送る。
また、受信側で、当該サブキャリア帯域幅における各変換操作を行うための当該サブキャリア帯域幅制御情報を、送信サブキャリア帯域幅制御部９からデータ・制御信号合成回路１９に送る。データ・制御信号合成回路１９では、並直列変換器５から送られる情報データと、送信サブキャリア帯域幅制御部９から送られた当該サブキャリア帯域幅制御情報を合成し、同時に受信側へ送信する。
図３１は、送信部１１００に備えられた無線送信機６の構成を詳細に示すブロック図である。図３１に示すように、無線送信機６は、ＬＰＦ６１と、直交変調器６２と、周波数変換器６３と、送信電力増幅器６４とから構成される。
並直列変換器５から出力されたベースバンド連続信号と、送信サブキャリア帯域幅制御部９から接続する最適サブキャリア帯域制御情報を同時に下り回線で送信するために、これらの信号は、データ・制御信号合成回路１９を通じて、ＬＰＦ６１でフィルター処理され、直交変調器６２で中間周波数に変換し、周波数変換器６３でシステムが使用するＲＦ周波数帯に変換し、送信電力増幅器６４で送信するための増幅を行う。
（２）受信部１２００の構成
一方、受信部１２００は、図３０に示すように、受信アンテナ１０と、無線受信機１１と、受信サブキャリア帯域幅制御部１３と、直並列変換器１４と、離散フーリエ変換器１５と、チャネル選択手段１６と、並直列変換器１７と、シンボル判定１８とを備えている。
このような受信部１２００では、他の装置から送信された信号を、受信アンテナ１０で受信し、無線受信機１１でベースバンド信号に変換された連続データ信号を、直並列変換器１４においてシンボル時間間隔に直並列変換する。
ここで、この出力信号を離散フーリエ変換器１５において複数のサブキャリア信号成分に抽出する。このとき、想定される最も狭帯域サブキャリアが用いられた場合の最大サブキャリア数Ｎ分の全周波数チャネル（Ｆ_１，Ｆ_２，Ｆ_３，…Ｆ_Ｎ）に分岐されるが、実際に情報データが搬送されるチャネルは全チャネル中の一部のチャネルであるので、この自局宛ての情報を含むチャネル群のみを選択出力するチャネル選択手段１６により、情報を含むチャネル群（Ｃ_１，Ｃ_２，Ｃ_３，…Ｃ_Ｍ）のみを選択する。つまり、ＮはＭ以下の値であり、Ｂｓ幅により定められる通常Ｍ＝Ｎ／２，Ｎ／３，Ｎ／４…などである。出力である単一又は複数のサブキャリアチャネル信号を並直列変換器１７で所望ユーザに対する複素シンボル系列を出力する直並列変換し、シンボル判定１８において、ベースバンドディジタル復調する。
図３１は、受信部１２００に備えられた無線受信機１１の構成例を示すブロック図である。図３１に示すように、無線受信機１１は、受信電力増幅器１１１１と、周波数変換器１１１２と、ＬＰＦ１１１３と、検波器１１１４とにより構成される。受信電力増幅器１１１１において、フェージングにより レベルの落ちた信号を増幅し、周波数変換器１１１２でＲＦ周波数からＩＦ周波数に変換する。
このデータをＬＰＦ１１１３でフィルタにかけて、検波器１１１４で、ベースバンド周波数に変換する。そして、上り回線で送信されたベースバンド連続信号と、上り回線で同時に送信された送信サブキャリア帯域幅制御部９から接続する最適サブキャリア帯域制御情報を分離し、ベースバンド連続信号は直並列変換器１４へ送り、最適サブキャリア帯域制御情報はフェージング推定部８に送り、送信部１１００にフェージング情報を送出する。
（効果）
このような第７実施形態に係る伝送装置によれば、上り回線において受信される信号から、上り回線におけるフェージングを推定し、この推定結果に基づいて下り回線におけるサブキャリア帯域幅を制御するため、伝送特性の向上を図ることができる。
［第８実施形態］
次いで、本発明の第８実施形態について説明する。図３２は、本実施形態に係る伝送装置の内部構成を示すブロック図である。本実施形態では、上述した第７実施形態におけるフェージング推定部８がドップラーシフト推定及び遅延プロファイル推定機能を備えることを特徴とする。なお、図３２においては、前述した第７実施形態に係る伝送装置において、ドップラーシフト推定及び遅延プロファイル推定機能に関する部分を主として表記している。
すなわち、第７実施形態と同様に、伝送装置は、シンボルマッパ１と、直並列変換器２と、チャネルマッピング回路３と、逆離散フーリエ変換器４と、並直列変換器５と、無線送信機６と、送信アンテナ７，フェージング推定部８と、送信サブキャリア帯域幅制御部９とからなる送信部１１００と、受信アンテナ１０と、無線受信機９と、サブキャリア帯域情報抽出手段１２と、受信サブキャリア帯域幅制御手段１３と、直並列変換器１４と、離散フーリエ変換器１５と、チャネル選択手段１６と、並直列変換手段１７と、シンボル判定１８とからなる受信部１２００とを備えている。
そして特に、本実施形態に係るフェージング推定部８は、無線受信機９が受信した受信信号から制御信号を抽出する制御信号抽出部８１と、抽出された制御信号に基づいてドップラーシフトを推定するドップラーシフト推定部８２と、制御信号に基づいて遅延プロファイルを推定する遅延プロファイル推定部８３とを備えている。
（フェージング情報の取り扱い）
本実施形態における送信側の帯域可変処理動作について説明する。フェージング推定部８内の、遅延プロファイル推定部８３から求まるサブキャリアの最広帯域Ｂｓ＿ｗ情報、ドップラーシフト推定部８２から求まるサブキャリアの最狭帯域Ｂｓ＿ｎ情報をそれぞれ送信サブキャリア帯域幅制御部９に送出し、送信サブキャリア帯域幅制御部９において、フェージングを受け難いサブキャリア当たりの情報伝送ビットレートＢｓを決定する。この情報伝送ビットレート情報をデータ・制御信号合成回路１９に送出する。
フェージング情報からサブキャリア帯域を計算する方法として、以下の例をあげる。
ドップラー周波数ｆ_Ｄは、平均フェードデュレーションから以下の式で求められる。

なお、上式において、τは、平均フェードデュレーション，ｂ_０は、平均受信電力，Ｒｓは、規定レベルである。
そして、送信周波数を９００ＭＨｚ、移動速度ｖを５０ｋｍ／ｈとすると、受信電力より２０ｄＢ低いレベルに対する平均フェードデュレーションに対するドップラー周波数ｆ_Ｄは、４５．５Ｈｚに相当する。
最大ドップラー周波数ｆ_Ｄが、占有帯域Ｂｓの約１０％以内に収まれば、直交化伝送が可能であることが知られている。よって、占有帯域Ｂｓは、４５５Ｈｚ以上の帯域である必要がある。
また、遅延スプレッドＳは、電力密度関数Ｐ（τ）の標準偏差として表され、次式により求められる。

なお、上式において、Ｐｍは、受信電力であり，τは、遅延時間であり，Ｔ_Ｄは、平均遅延である。
そして、相関帯域幅Ｂｃは、次式により遅延スプレッドＳから求められる。

つまり、サブキャリア周波数帯域が、この相関帯域幅Ｂｃよりも狭い場合、遅延プロフィルの影響を受けない。このような情報に基づいて、サブキャリアのクロック発信周波数ｆｃｋを決定し、サブキャリア当たりの帯域幅が求まり、これがデータ・制御信号合成回路１９に、制御情報として送出される。
なお、本実施形態において、ガードインターバルＴｇは最大遅延時間τ以下になるように設定する。
［第９実施形態］
次いで、本発明の第９実施形態について説明する。図３３は、本実施形態に係る伝送装置の内部構成を示すブロック図である。本実施形態では、上述した第７実施形態及び第８実施形態における送信サブキャリア帯域幅制御部９がクロックレートを制御することによってサブキャリア帯域を可変制御する機能を備えることを特徴とする。なお、図３３においては、前述した第７実施形態及び第８実施形態に係る伝送装置において、サブキャリア帯域の可変制御機能に関する部分を主として表記している。
すなわち、第７実施形態及び第８実施形態と同様に、本実施形態に係る伝送装置は、シンボルマッパ１と、直並列変換器２と、チャネルマッピング回路３と、逆離散フーリエ変換器４と、並直列変換器５と、無線送信機６と、送信アンテナ７，フェージング推定部８と、送信サブキャリア帯域幅制御部９とからなる送信部１１００と、受信アンテナ１０と、無線受信機９と、サブキャリア帯域情報抽出手段１２と、受信サブキャリア帯域幅制御手段１３と、直並列変換器１４と、離散フーリエ変換器１５と、チャネル選択手段１６と、並直列変換手段１７と、シンボル判定１８とからなる受信部１２００とを備えている。
そして特に、本実施形態では、送信サブキャリア帯域幅制御部９が、クロックレート変換器９１と、クロック発信器９２と、クロック制御部９３と、最適サブキャリア帯域幅計算部９４とを備えている。
（サブキャリア帯域可変制御）
本実施形態では、送信部１１００の送信サブキャリア帯域幅制御部９において、フェージング推定部８から与えられたフェージング情報に基づき，最適サブキャリア帯域幅計算部９４において、最適サブキャリア帯域幅Ｂｓを算出する。
詳述すると、クロック制御部９３において、最適サブキャリア占有帯域幅Ｂｓに変化させるため、基準となるクロック周波数を変換する。すなわち、クロック制御部９３においてＢｓを導くクロックレートＣＫ Ｒａｔｅを決定し、このＣＫ Ｒａｔｅを用いた周波数変換制御命令をクロックレート変換器９１に出力する。
なお、本実施形態では、デフォルトでクロック発振器９２が生成するクロック周波数ｆｃｃから、クロックキャリア周波数ｆｃｋに変換される。例えば、ｆｃｋ＝ｆｃｃ／２，ｆｃｃ／３，…もしくは、ｆｃｋ＝２＊ｆｃｃ，３＊ｆｃｃ，…などである。クロックレート変換器９１のクロック出力端子は、直並列変換器２、チャネルマッピング回路３、逆離散フーリエ変換器４、並直列変換器５の各クロック端子に接続され、各部分の制御に情報を出力する。さらに、受信時の直並列変換のために、このクロックレート情報は、Ｂｓ制御信号としてデータ・制御信号合成回路１９においてデータ信号と合成され、受信側に送信される。
［第１０実施形態］
次いで、本発明の第１０実施形態について説明する。本実施形態では、上述した第９実施形態におけるチャネルマッピング回路３が、伝送帯域を可変としたサブキャリア周波数チャネル割り当て機能を備えることを特徴とする。図３４は、本実施形態に係るチャネルマッピングにおける、伝送帯域を可変としたサブキャリア周波数チャネル割り当ての動作を示す図である。
図３４（ａ）に示すように、本実施形態に係るチャネルマッピング回路３は、チャネルマッピングを実行するマッピング部３１と、フェージング情報に基づいてマッピング部３１の所要サブキャリア数を制御する所要サブキャリア数制御部３２とを備えている。
マッピング部３１は、所要サブキャリア数制御部３２からの所要サブキャリア数Ｎ制御情報を用いて、所望ユーザに割り当てる個数のサブキャリアチャネル（Ｃ_１，Ｃ_２，Ｃ_３，…Ｃ_Ｍ）を、Ｆｒｅｑ帯域内に隣接する連続したサブキャリアチャネル群（Ｆ_１，Ｆ_２，Ｆ_３，…Ｆ_Ｎ）に割り当てる。また、マッピング部３１は、Ｆｒｅｑ帯域外に分布する、送出しないサブキャリア周波数チャネルに対しては、それに対応するサブキャリア周波数チャネルの出力を０とするアースに接続するゼロ挿入回路機能を備えている。
（チャネルマッピング）
そして、本実施形態では、図３４（ｂ）に示すように、所望ユーザの必要占有帯域Ｆｒｅｑとし、チャネルマッピング回路３では、所要サブキャリア数制御部３２からの所要サブキャリア数Ｎ制御情報を用いて、所望ユーザに割り当てる個数のサブキャリアチャネル（Ｃ_１，Ｃ_２，Ｃ_３，…Ｃ_Ｍ）を、Ｆｒｅｑ帯域内に隣接する連続したサブキャリアチャネル群（Ｆ_１，Ｆ_２，Ｆ_３，…Ｆ_Ｎ）に割り当てる。また、Ｆｒｅｑ帯域外に分布する、送出しないサブキャリア周波数チャネルに対しては、それに対応するサブキャリア周波数チャネル（Ｆ_{Ｍ ＋１}，…Ｆ_Ｎ）の出力を０とするアースに接続する。
そして、マッピング後の並列出力信号（Ｃ_１，Ｃ_２，Ｃ_３，…Ｃ_Ｍ）を含む全周波数チャネル（Ｆ_１，Ｆ_２，Ｆ_３，…Ｆ_Ｎ）を、上述した実施形態と同様に、逆離散フーリエ変換器４によって時系列送信信号に変換する。
［第１１実施形態］
次いで、本発明の第１１実施形態について説明する。本実施形態では、上述した第１０実施形態におけるチャネルマッピング回路３が、図３５に示すように、所要サブキャリア数算出手段８１と、ユーザ所要情報ビットレート推定部３２とを備えることを特徴とする。
ユーザ所要情報ビットレート算出部３２は、入力されたデータに基づいて、ユーザの所要情報ビット伝送速度ａを算出するモジュールであり、所要サブキャリア制御部３２は、ユーザの所要情報ビット伝送速度ａに基づいてユーザに必要な全帯域幅Ｂａを算出し、最適サブキャリア帯域幅Ｂｓずつに分割するモジュールである。
そして、所要サブキャリア制御部３２及びユーザ所要情報ビットレート算出部３２が、ユーザの所要情報ビット伝送速度ａから、このユーザに必要な全帯域幅Ｂａを算出し、最適サブキャリア帯域幅Ｂｓずつに分割した場合、チャネルマッピング回路３では、必要になるユーザ使用する所要サブキャリア数Ｎｓ（＝Ｂａ／Ｂｓ）情報に基づいて、所要サブキャリア数Ｎｓに相当する周波数チャネルの割り当てを行う。
なお、ユーザ使用する所要サブキャリア数は、システムの特性に応じて、Ｎｓｙｓｔｅｍ（＝Ｂｓｙｓｔｅｍ／Ｂｓ）情報として求めることもできる。この場合、チャネルマッピング回路３は、所要サブキャリア数Ｎｓｙｓｔｅｍに相当する周波数チャネルの割り当てを行う。
［第１２実施形態］
次いで、本発明の第１２実施形態について説明する。
（伝送装置の構成）
図３６は、本実施形態に係る伝送装置の内部構成を示すブロック図である。図３６に示すように、本実施形態に係る伝送装置も上記実施形態と同様、送信部１１００と受信部１２００とから構成される。
（１）送信部
送信部１１００は、図３６に示すように、シンボルマッパ１と、直並列変換器２と、チャネルマッピング回路３と、逆離散フーリエ変換器４と、並直列変換器５と、無線送信機６と、送信アンテナ７と、フェージング推定部８と、送信サブキャリア帯域幅制御部９とを備えている。そして特に、本実施形態において送信部１１００は、ガードインターバルを付加することにより遅延歪みの影響を除去するガードインターバル付加部２１と、フェージング推定部８において抽出された遅延プロファイルに基づいてＯＦＤＭに関する最適ガードインターバル長を算出するＧＩ長制御部２３を備えている。
そして、このような構成の送信部１１００では、並直列変換器５で多重化されたベースバンドＯＦＤＭ信号にガードインターバル付加部２１でガードインターバルを付加し、遅延歪みの影響を除去する。このときガードインターバル長は、フェージング推定部８において抽出された遅延プロファイルを基にＧＩ長制御部２３で算出した最適ガードインターバル長を用いる。
すなわち、ガードバンド長より長い遅延広がりをもつようなマルチパスが存在し、特性の劣化が極めて大きくなる場合には、ガードインターバルを付加しない場合に比べて、データの伝送速度は、１／（１＋ｆ_０Ｔｇ）となり低下する。
そのため、本実施形態では、遅延による影響を受けない十分な長さを保持し、周波数利用効率を改善するために最小長さの最適ガードインターバル幅をフェージング情報から抽出した遅延プロファイルから算出し、付加する。
（２）受信部
一方、受信部１２００は、受信アンテナ１０と、無線受信機１１と、フェージング推定部８と、送信サブキャリア帯域幅制御部９と、サブキャリア帯域情報抽出部１２と、受信サブキャリア帯域幅制御部１３と、直並列変換器１４と、離散フーリエ変換器１５と、チャネル選択手段１６と、並直列変換器１７と、シンボル判定１８と、ガードインターバル付加部２１とを備えている。
図３６において直交周波数分割多重変調方式の伝送装置の受信部の説明する。受信アンテナ１０、無線受信機１１、サブキャリア帯域情報抽出部１２、受信サブキャリア帯域幅制御部１３、直並列変換器１４、離散フーリエ変換器１５、チャネル選択手段１６、並直列変換器１７、シンボル判定１８、ガードインターバル除去部２２からなる受信部１２００を備える。
直交周波数分割多重変調方式の受信装置から送信された信号を、受信アンテナ１０で受信し、無線受信機１１でベースバンド信号に変換された連続データ信号から、制御信号を分離する。（１）通信の開始時、（２）周期的、又は（３）誤り率レベル超過時の場合それぞれに、受信信号波形をフェージング推定部８に送る。フェージング情報に基づき、連続データ信号を、直並列変換器１４においてシンボル時間間隔に直並列変換する。ここで、この出力信号を離散フーリエ変換器１５において複数のサブキャリア信号成分に抽出する。このとき、想定される最狭帯域サブキャリアが用いられた場合の最大サブキャリア数Ｎ分の全周波数チャネル（Ｆ_１，Ｆ_２，Ｆ_３，…Ｆ_Ｎ）に分岐されるが、実際に情報データが搬送されるチャネルは全チャネル中の一部のチャネルであるので、この自局宛ての情報を含むチャネル群のみを選択出力するチャネル選択手段１６により、情報を含むチャネル群（Ｃ_１，Ｃ_２，Ｃ_３，…Ｃ_Ｍ）のみを選択する。つまり、ＮはＭ以下の値であり、通常Ｍ＝Ｎ／２，Ｎ／３，Ｎ／４…などである。（Ｂｓ幅により決まる。）出力である単一又は複数のサブキャリアチャネル信号を並直列変換器１７で所望ユーザに対する複素シンボル系列を出力する直並列変換し、シンボル判定１８において、ベースバンドディジタル復調する。
（ガードインターバル制御）
ガードインターバルを変化させるタイミングとしては、以下に掲げる（１）〜（３）の方法を採用することができる。
（１）通信開始時
通信の開始時に、受信信号波形からフェージング推定部８において、遅延プロファイルを求め、最大遅延時間より大きいガードインターバルをＯＦＤＭ ＧＩ長制御部２３において設定する。ここで設定した最適ガードインターバル長情報から、ガードインターバル付加部２１において最適ガードインターバルを付加する。
このような通信開始時に設定する方法を、図３７のフローチャートを用いて説明する。先ず、通信開始時に、受信信号波形（例えばトレーニング信号部分の受信波形など）から、フェージング情報抽出し、遅延プロファイルと最大ドップラー周波数を算出する（Ｓ７０１）。次いで、所要サブキャリア数Ｎｓ、最適サブキャリア帯域幅Ｂｓ、最適ガードインターバル長ＴＧを算出する（Ｓ７０２）。
これらステップＳ７０１及びＳ７０２で算出された情報に基づいて、入力されたデータを、ディジタル変調後に所要サブキャリア数、最適サブキャリア帯域幅のチャネルに分岐し（Ｓ７０３）、設定された所要サブキャリア数Ｎｓ及び最適サブキャリア帯域幅Ｂｓを用いてＯＦＤＭ変調し（Ｓ７０４）、ベースバンドＯＦＤＭ信号に最適ガードインターバル長Ｔ_Ｇのガードインターバルを付加して送信する（Ｓ７０５）。送信側のパラメータの設定は通信終了時まで一定である。
そして、データチャネル又は制御チャネルを利用して、各設定パラメータについての情報を受信側に送り、受信側装置との間で共有する（Ｓ７０６）。そして、通信終了までの間、ループ処理により上記ステップＳ７０３〜Ｓ７０６を繰り返す（Ｓ７０７）。
（２）周期的
フレームの先頭又は最後など、フレームの変更時毎に、周期的に、受信信号波形からフェージング推定部８において、遅延プロファイルを求め、最大遅延時間より大きいガードインターバルをＯＦＤＭ ＧＩ長制御部２３において、設定する。ここで設定した最適ガードインターバル長情報から、ガードインターバル付加部２１において最適ガードインターバルを付加する。
このようなフレームの先頭又は最後など、フレームの変更時毎に、周期的に再設定する方法を、図３８のフローチャートを用いて説明する。
先ず、受信されるフレームを監視し、フレームの先頭又は最後など、フレームの変更を周期的に検出する（Ｓ８０１）。そして、フレームの変更が検出された場合には、受信側の信号波形から、フェージング情報抽出し、遅延プロファイルと最大ドップラー周波数を算出し（Ｓ８０２）、所要サブキャリア数Ｎｓ、最適サブキャリア帯域幅Ｂｓ、及び最適ガードインターバル長Ｔ_Ｇを算出する（Ｓ８０３）。
次いで、これらの情報に基づいて、入力されたデータを、ディジタル変調後に所要サブキャリア数Ｎｓ、最適サブキャリア帯域幅Ｂｓのチャネル分岐し（Ｓ８０４）、設定された所要サブキャリア数Ｎｓ及び最適サブキャリア帯域幅Ｂｓを用いてＯＦＤＭ変調し（Ｓ８０５）、ベースバンドＯＦＤＭ信号に最適ガードインターバルＴ_Ｇを付加し送信する（Ｓ８０６）。
一方、ステップＳ８０１においてフレームの変更が検出されない場合には、上記ステップＳ８０２及びＳ８０３を実行することなく、既に設定された所要サブキャリア数Ｎｓ及び最適サブキャリア帯域幅Ｂｓ及び最適ガードインターバルＴ_Ｇを用いて入力データを用いてチャネルを分岐し（Ｓ８０４）、ＯＦＤＭ変調、及びＯＦＤＭ送信を行う（Ｓ８０５，Ｓ８０６）。
そして、ステップＳ８０６の後に、データチャネル又は制御チャネルを利用して、各設定パラメータについての情報を受信側に送り、受信側装置との間で共有する（Ｓ８０７）。そして、通信終了までの間、ループ処理により上記ステップＳ８０１〜Ｓ８０７を繰り返す（Ｓ８０８）。
（３）誤り率レベル超過時
受信側で、通信中にＣＲＣチェック等の誤り率判定が行われているとき、検出された誤り率がある一定レベル大きい場合にガードインターバルを再設定する。
具体的には、受信信号波形からフェージング推定部８において、遅延プロファイルを求め、最大遅延時間より大きいガードインターバルをＯＦＤＭ ＧＩ長制御部２３において設定する。ここで設定した最適ガードインターバル長情報から、ガードインターバル付加部２１において最適ガードインターバルを付加する。
このような受信側で、誤り率判定が行われる場合、誤り率がある一定レベルを超えたときにＯＦＤＭパラメータを再設定する方法を、図３９のフローチャートを用いて説明する。
受信側で、通信中にＣＲＣチェックなどの誤り率判定が行われているとき、誤り率がある一定レベルを超えた場合にフェージング推定部８を動作させ、受信信号波形から、例えば、遅延プロファイルや最大ドップラー周波数等のフェージング情報を抽出する（Ｓ９０１）。
次に、これらのフェージング情報を用いて、所要サブキャリア数Ｎｓ、最適サブキャリア帯域幅Ｂｓ、最適ガードインターバル長Ｔ_Ｇを算出する（Ｓ９０２）。これらの情報に基づいて、入力されたデータを、ディジタル変調後に所要サブキャリア数Ｎｓにチャネル分岐し（Ｓ９０３）、最適サブキャリア帯域幅にＯＦＤＭ変調し（Ｓ９０４）、ベースバンドＯＦＤＭ信号に最適ガードインターバル長Ｔ_Ｇを付加し送信する（Ｓ９０５）。その後、データチャネル又は制御チャネルを利用して、各設定パラメータについての情報を受信側に送り、受信側装置との間で共有する（Ｓ９０６）。
ガードインターバル長については、受信側である一定繰り返し回数（ｎ_α回）以上誤り率が上がらず通信品質が良好なとき、徐々にガードインターバルを短縮化（Ｔ_Ｇ＝Ｔ_Ｇ＋ΔＴ_Ｇ）する命令を送信側に送る。すなわち、上記ステップＳ９０１〜Ｓ９０６の処理を実行した後、誤り率判定（ＣＲＣ）で、フレームエラーレートの検出を行い、所定のエラーレートβを超えているか否かについて判断を行う（Ｓ９１０）。エラーレートβを超えている場合には、再度、上記ステップＳ９０１〜Ｓ９０６を行い、超えていない場合には、誤りの発生頻度をカウントする（Ｓ９０９）。
ステップＳ９０９において、誤りフレームが発生した連続回数が所定回数ｎα未満の場合は、上記ステップＳ９０３〜Ｓ９０６を再度実行する。一方、ステップＳ９０９において、誤りフレームが発生した連続回数が所定回数ｎ_α超えている場合は、所要サブキャリア数Ｎｓ及び最適サブキャリア帯域幅Ｂｓは既に設定されている値をそのままとし、最適ガードインターバルＴ_Ｇのみを再設定し（Ｓ９０８）、上記ステップＳ９０３〜Ｓ９０６の処理を実行する。
これにより、通信品質がよい場合にはガードインターバルを減らし、周波数利用効率を向上させることができ、伝搬路に応じた最適ガードインターバル長を付加することが可能となる。
［第１３実施形態］
なお、上述した第７実施形態乃至第１２実施形態では、本発明の伝送装置をＯＦＤＭ伝送方式に適用した場合を例に説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、例えば、第４世代の通信方式である可変拡散−直交周波数符号多重（ＶＳＦ−ＯＦＣＤＭ：Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｓｐｒｅａｄｉｎｇ Ｆａｃｔｏｒ−Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ａｎｄ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）伝送方式に適用することも可能である。このＶＳＦ−ＯＦＣＤＭでは、複数の周波数軸上に情報シンボルを分割するとともに、各無線移動局に割り振られた可変の拡散率の拡散符号により拡散させて情報シンボルを送信する。
本実施形態に係る伝送装置は、図４０に示すように、送信部１１００において、送信信号（情報シンボル）及びパイロット信号を多重化する多重部１２０１と、この多重化された信号をパラレル信号に変換するシリアル／パラレル変換部１２０２と、各信号列を複製するコピー部１２０３と、拡散符号を生成する拡散符号生成部１２０９と、コピー部１２０３により複製された各信号列に拡散符号を乗算する乗算部１２０４と、この乗算された信号を合成する合成部１２０５と、合成信号を逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）１２０６と、この変換された各信号を単一の信号列に変換するパラレル／シリアル変換部１２０７と、ガードインターバル付加部２１と、データ・制御信号合成回路１９と、無線送信機６と、多重化制御部１２１０と、送信サブキャリア帯域幅制御部９と、フェージング推定部８とを備える。
シリアル／パラレル変換部１２０２は、送信サブキャリア帯域幅制御部９が算出した帯域幅及びサブキャリア数に基づいて、シリアル信号を複数の信号列であるパラレル信号に変換する回路であり、変換されたパラレル信号は、コピー部１２０３にそれぞれ出力される。
コピー部１２０３は、シリアル／パラレル変換部１２０２で直並列変換された複数の情報シンボルの系列の各情報シンボルを、拡散符号の系列長（チップ長）と等しい数分複製する回路であり、複製された情報シンボルが周波数軸上に並べられてひと組の情報シンボル系列として乗算部１２０４に出力される。
拡散符号生成部１２０９は、多重化制御部１２１０から入力された拡散率に基づいて、無線移動局毎に割り当てられた所定の拡散率の拡散符号をサブキャリア数分生成する回路である。乗算部１２０４は、コピー部１２０３で複製された各情報シンボルに対して、拡散符号生成部１２０９が生成した拡散符号を乗算する回路である。
逆高速フーリエ変換部１２０６は、送信サブキャリア帯域幅制御部９が算出した帯域幅及びサブキャリア数に基づいて、合成部１２０５から入力された複数の信号列について逆高速フーリエ変換を行う回路であり、変換された各信号列は、パラレル／シリアル変換部１２０７に出力される。
パラレル／シリアル変換部１２０７は、送信サブキャリア帯域幅制御部９が算出した帯域幅及びサブキャリア数に基づいて、逆高速フーリエ変換部１２０６から入力された複数の信号列を単一の信号列であるシリアル信号に変換する回路である。ガードインターバル付加部２１は、パラレル／シリアル変換部１２０７により変換された信号に対してガードインターバルを挿入する。
多重化制御部１２１０は、フェージング推定部８が推定した伝搬路状態（フェージング）と、送信サブキャリア帯域幅制御部９が算出した送信サブキャリア帯域幅とサブキャリア数に基づいて、変調方式及び拡散率を算出し、多重部１２０１と拡散符号生成部１２０９に出力する。
そして、送信部１１００では、多重部１２０１で多重化された送信信号をシリアル／パラレル変換部（Ｓ／Ｐ）１２０２により複数の信号列からなるパラレル信号に変換し、コピー部１２０３でコピー処理をした後、各信号列について拡散符号生成部１２０９で生成された拡散符号を乗算し、これらの合成信号を逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）１２０６で逆フーリエ変換した後、パラレル／シリアル変換部（Ｐ／Ｓ）１２０７により単一の信号列からなるシリアル信号に変換し、このシリアル信号に対しガードインターバル付加部２１によりガードインターバルを挿入し、送信サブキャリア帯域幅制御部９が算出した各パラメータをデータ・制御信号合成回路１９により合成し、ＯＦＤＭ信号を送信する。
一方、図４０に示すように、本実施形態に係る伝送装置は、無線受信機１１と、データ・制御信号分離回路２０と、ガードインターバル除去部２２と、シリアル／パラレル変換部１３０１と、高速フーリエ変換部１３０２と、チャネル推定部１３０７と、拡散符号生成部１３０８と、乗算部１３０３，１３０４と、加算器１３０５と、パラレル／シリアル変換部１３０６と、サブキャリア帯域情報抽出手段１２と、受信サブキャリア帯域幅制御部１３とを有している。
シリアル／パラレル変換部１３０１は、受信サブキャリア帯域幅制御部１３が算出した帯域幅及びサブキャリア数に基づいて、シリアル信号を複数の信号列であるパラレル信号に変換する回路であり、変換されたパラレル信号は、高速フーリエ変換部１３０２にそれぞれ出力される。パラレル／シリアル変換部１３０６は、受信サブキャリア帯域幅制御部１３が算出した帯域幅及びサブキャリア数に基づいて、加算器１３０５から入力された複数の信号列を単一の信号列であるシリアル信号に変換する回路である。
チャネル推定部１３０７は、高速フーリエ変換部１３０２により変換された信号からパイロット信号を抽出し、このパイロット信号に基づいて各サブキャリアのチャネル変動値を推定する回路である。また、乗算部１３０３，１３０４は、チャネル推定部１３０７が推定した変動値に基づいて、各サブキャリアの変動を保証するとともに、拡散符号生成部１３０８が生成した拡散符号を乗算する回路である。
そして、受信部１２００では、受信したＯＦＤＭ信号について、データ・制御信号分離回路２０が分離した制御信号に基づいて、サブキャリア帯域情報抽出手段１２により、サブキャリア帯域情報を抽出するとともに、ガードインターバル除去部２２によりガードインターバルを除去する。このとき、無線受信機で取得された受信信号波形や、データ・制御信号分離回路２０において取得したフェージング時変動情報や遅延ひずみをフェージング推定部８に送出する。
次いで、サブキャリア帯域情報に基づいて受信サブキャリア帯域幅制御部１３が算出したサブキャリア帯域幅やサブキャリア数に基づいて、シリアル／パラレル変換部（Ｓ／Ｐ）１３０１により複数の信号列からなるパラレル信号に変換し、各信号列について高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）１３０２でフーリエ変換する。その後、変換された各信号に対して、チャネル推定部１３０７が推定した変動値及び拡散符号生成部が生成した拡散符号を乗算し、パラレル／シリアル変換部（Ｐ／Ｓ）１３０６により単一の信号列からなるシリアル信号に変換し、このシリアル信号を復調信号として出力する。
このような、本実施形態に係る伝送装置によれば、伝搬経路（フェージング）状態に応じて、複数の周波数軸上に情報シンボルを分割するとともに、各受信装置に割り振られた可変の拡散率の拡散符号により拡散させて情報シンボルを送信することができるため、受信装置毎の伝搬経路に応じて、複数ユーザの信号を、同一周波数帯で同一時間の信号に多重化することができ、ユーザ間の干渉を防止しつつ、リソースの有効利用を図ることができる。
また、本実施形態にかかる伝送装置によれば、広帯域のＯＦＤＭ方式のシステムと狭帯域のシステムを同一の周波数帯に混在させることができるため、同じ周波数帯域で２つの方式を併用し、新世代の通信方式を混在させることができ、通信方式を変更する場合に、前方式から新方式に段階的にスムーズに移行することができる。
本発明の無線通信システム及び無線通信方法によれば、フェージング電波伝搬路情報に従って、最適サブキャリア占有帯域を計算し、クロックレートとサブキャリア数を適応制御して伝送帯域を可変とすることにより、フェージシグの時間変動及び最大遅延量に応じて、同一情報ビットレートの伝送を行う場合でも、伝送路の特性に応じてＯＦＤＭの最適サブキャリア帯域幅とサブキャリア数を変化させ、伝送特性の向上を図ることが可能となる。
また、システムに与えられた最大許容帯域幅は一定であり、サブキャリア占有帯域を広げた場合にはシステム帯域を逸脱するチャネルが生じるが、システム帯域幅外へのマッピングを行わないチャネルマッピング制御を行うので、システムの有する周波数帯域の利用効率を向上することができる。

Claims (26)

1. 送受信される複数の信号系列を、複数のセル毎に割り当てられた少なくとも１つの周波数チャネルに変調し、無線局間で通信を行う無線通信システムであって、
   各セルに対して割り当てられた複数の周波数チャネルをセル毎に並び替え、新たに前記信号系列の送受信帯域として特定の周波数チャネルを割り当てるチャネルマッピング手段と、
   前記割り当てられた周波数チャネルの伝搬状況に基づき前記割り当てられた周波数チャネルの帯域幅を制御する帯域幅制御手段と
   を有することを特徴とする無線通信システム。
2. 前記チャネルマッピング手段は、複数のエリア毎に割り当てられた周波数チャネルを介して、無線局間で通信を行うための手段であって、
   前記周波数チャネルの割り当ての並び替えを行い、前記エリア毎に、システム帯域の特定の連続する周波数チャネルに割り当てるチャネルマッピング回路と、
   前記チャネルマッピング回路により並び替えられた周波数チャネルを、直交多重化により副搬送波に変換する変換器と
   を有することを特徴とする請求項１記載の無線通信システム。
3. 前記帯域幅制御手段は、情報データ列を複数のチャネルに変換し、これら複数の各チャネルの信号系列を直交化された複数のサブキャリア信号により送受信するための手段であって、
   前記サブキャリア信号の伝搬経路を推定するフェージング推定手段と、
   前記フェージング推定手段で推定されたフェージング情報に基づいて、送受信される前記サブキャリア信号の帯域幅を制御するサブキャリア帯域幅制御手段と
   を有することを特徴とする請求項１記載の無線通信システム。
4. 複数のエリア毎に割り当てられた周波数チャネルを介して、無線局間で通信を行う無線通信システムであって、
   前記周波数チャネルの割り当ての並び替えを行い、前記エリア毎に、システム帯域の特定の連続する周波数チャネルに割り当てるチャネルマッピング回路と、 前記チャネルマッピング回路により並び替えられた周波数チャネルを、直交多重化により副搬送波に変換する変換器と
   を有することを特徴とする無線通信システム。
5. 近隣のエリアで使用されている周波数チャネルの使用状態を示す検索テーブルを格納するテーブル記憶装置を備え、
   前記チャネルマッピング回路は、前記検索テーブルを取得し、空きチャネルの検索を行うとともに、この検索結果に応じて、周波数チャネルを並び替えて、同一セルに対して連続したチャネルを割り当てる
   ことを特徴とする請求項４記載の無線通信システム。
6. 前記チャネルマッピング回路による並び替えと、前記変換器による直交多重化を繰り返すことにより未使用周波数チャネルを生成し、生成された未使用周波数チャネルに新規チャネルを割り当てるチャネル選択装置を有することを特徴とする請求項４記載の無線通信システム。
7. 当該無線通信システムが、マクロセルと、当該マクロセルに包含されるマイクロセルとからなる階層セル構造をなし、これらマクロセルとマイクロセルとが同一の周波数帯を使用する場合に、
   マクロセルの周波数チャネル帯域と、マイクロセルの周波数チャネル帯域との境界であるパーティションを移動する手段と、
   移動されたパーティションを基準として、空きチャネルを検索して周波数チャネルの並び替えを行うことにより、パーティションの前後に空きチャネルを集約させる手段と
   を有することを特徴とする請求項４記載の無線通信システム。
8. 前記パーティションの移動は、前記マクロセル及びマイクロセルにおけるトラフィック状態に応じて、周波数チャネル毎に優先度を付与し、この優先度に応じて周波数チャネルを並び替えることにより行うことを特徴とする請求項７記載の無線通信システム。
9. 当該無線通信システムで用いられる伝送方式は、受信側の端末に割り当てられた拡散符号に基づいて、前記情報シンボルを複数の時間領域又は周波数領域に拡散するとともに、前記情報シンボルレートに対する拡散符号のレートを可変的にする方式であることを特徴とする請求項４記載の無線通信システム。
10. 情報データ列を複数のチャネルに変換し、これら複数の各チャネルの信号系列を直交化された複数のサブキャリア信号により送受信する信号伝送システムにおいて、
    前記サブキャリア信号の伝搬経路を推定するフェージング推定手段と、
    前記フェージング推定手段で推定されたフェージング情報に基づいて、送受信される前記サブキャリア信号の帯域幅を制御するサブキャリア帯域幅制御手段とを有することを特徴とする無線通信システム。
11. 前記サブキャリア帯域幅制御手段により制御されたサブキャリア帯域幅に応じて、ユーザに割り当て可能な所要サブキャリア数を算出し、前記送受信される複数のサブキャリア数を該所要サブキャリア数に分岐する所要サブキャリア数制御部を有することを特徴とする請求項１０記載の無線通信システム。
12. 前記所要サブキャリア数制御部は、ユーザの所要情報ビット伝送速度から当該ユーザに割り当てる全帯域幅を算出し、前記全帯域幅と前記サブキャリア帯域幅制御部で算出された最適サブキャリア帯域幅情報とから所要サブキャリアの個数を算出する機能を有することを特徴とする請求項１１に記載の信号伝送システム。
13. 前記フェージング推定手段は、受信信号の波形に基づいて、電波伝搬路におけるフェージングの時間変動情報及び遅延歪み情報を生成し、これらの情報に基づいて前記伝搬経路を推定することを特徴とする請求項１０記載の無線通信システム。
14. 前記フェージング推定手段により推定されたフェージング情報を、ユーザデータ情報と多重して送信する信号合成部と、
    受信されたデータ行列から前記フェージング情報を分離する信号分離部と
    を有することを特徴とする請求項１０記載の無線通信システム。
15. 前記フェージング情報に基づいてサブキャリア帯域幅情報を検出する手段と、
    検出したサブキャリア帯域幅情報からクロック周波数を算出するクロック制御手段と、
    クロック発信器で発生した周波数を前記クロック制御部で算出したクロック周波数に変換し、当該サブキャリア周波数に応じたクロック周波数で直並列変換する手段と、
    逆離散フーリエ変換後の単一又は複数のサブキャリアチャネルから所望のチャネルを選択するチャネル選択手段と
    を有することを特徴とする請求項１０に記載の無線通信システム。
16. 当該信号伝送システムで用いられる伝送方式は、受信側の端末に割り当てられた拡散符号に基づいて、前記情報シンボルを複数の時間領域又は周波数領域に拡散するとともに、前記情報シンボルレートに対する拡散符号のレートを可変的にする方式であることを特徴とする請求項１０記載の無線通信システム。
17. 送受信される複数の信号系列を、複数のセル毎に割り当てられた少なくとも１つの周波数チャネルに変調し、無線局間で通信を行う無線通信方法であって、
    （ａ）各セルに対して割り当てられた複数の周波数チャネルをセル毎に並び替え、新たに前記信号系列の送受信帯域として特定の周波数チャネルを割り当てるステップと、
    （ｂ）前記割り当てられた周波数チャネルの伝搬状況に基づき前記割り当てられた周波数チャネルの帯域幅を制御するステップと
    を有することを特徴とする無線通信方法。
18. 前記ステップ（ａ）は、複数のエリア毎に割り当てられた周波数チャネルを介して、無線局間で通信を行うためのステップであって、
    （ａ１）前記周波数チャネルの割り当ての並び替えを行い、前記エリア毎に、システム帯域の特定の連続する周波数チャネルに割り当てるステップと、
    （ａ２）前記チャネルマッピング回路により並び替えられた周波数チャネルを直交多重化により副搬送波に変換するステップと
    を有することを特徴とする無線通信方法。
19. 前記ステップ（ｂ）は、情報データ列を複数のチャネルに変換し、これら複数の各チャネルの信号系列を直交化された複数のサブキャリア信号により送受信するためのステップであって、
    （ｂ１）前記サブキャリア信号の伝搬経路を推定するステップと、
    （ｂ２）前記ステップ（ｂ１）で推定されたフェージング情報に基づいて、送受信される前記サブキャリア信号の帯域幅を制御するステップと
    を有することを特徴とする無線通信方法。
20. 複数のエリア毎に割り当てられた周波数チャネルを介して、無線局間で通信を行う無線通信方法であって、
    （ａ１）前記周波数チャネルの割り当ての並び替えを行い、前記エリア毎に、システム帯域の特定の連続する周波数チャネルに割り当てるステップと、
    （ａ２）前記チャネルマッピング回路により並び替えられた周波数チャネルを直交多重化により副搬送波に変換するステップと
    を有することを特徴とする無線通信方法。
21. 前記ステップ（ａ１）によるチャネルの並び替えは、同一シンボルレートの並列出力信号系列に対して行うことを特徴とする請求項２０記載の無線通信方法。
22. 前記ステップ（ａ１）によるチャネルの並び替えは、複数ユーザーに対応する並列送信ベースバンド信号系列に対して行うことを特徴とする請求項２０記載の無線通信方法。
23. 情報データ列を複数のチャネルに変換し、これら複数の各チャネルの信号系列を直交化された複数のサブキャリア信号により送受信する信号伝送方法において、
    （ｂ１）前記サブキャリア信号の伝搬経路を推定するステップと、
    （ｂ２）前記ステップ（ｂ１）で推定されたフェージング情報に基づいて、送受信される前記サブキャリア信号の帯域幅を制御するステップと
    を有することを特徴とする無線通信方法。
24. 通信開始時において、前記フェージング情報に基づいて、最適サブキャリア帯域幅、所要サブキャリア数、ガードインターバルに関する設定を行うことを特徴とする請求項２３記載の無線通信方法。
25. 予め定められた所定の時間間隔で周期的に、前記フェージング情報に基づいて、ガードインターバル長の設定を行うことを特徴とする請求項２３記載の無線通信方法。
26. 最適サブキャリア帯域幅、所要サブキャリア数、ガードインターバル、又は信号誤り率が一定基準以下になった場合に、前記フェージング情報に基づいてガードインターバル長の設定を行うことを特徴とする請求項２３記載の無線通信方法。

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