CN1711708B - 根据信号与干扰及噪声比耙式合并的方法和设备 - Google Patents

Abstract

本发明揭示了一种从来自信号传输媒介的包括在合成信号(404)内的扩展频谱信息信号恢复信息的方法和设备(400)。该方法包括将该合成信号的时间偏移版本与一个扩展序列关联，以产生多个关联信号。该方法进一步包括基于多路信道增益特性，产生加权因子，以最大化该信息的评估的信号与干扰及噪声比(signal tointerference plus noise ratio，SINR)。通过处理与该加权因子一致的多个关联信号，产生多个加权符号流。然后，通过合并该多个加权符号流生成该信息的评估。

Description

根据信号与干扰及噪声比耙式合并的方法和设备

技术领域

本发明涉及码分多址(Code Division Multiple Access，简称CDMA)通信系统，尤其涉及一种消除此类系统内导频信号(pilotsignal)干扰的技术。

背景技术

最近，在很多国家，不同形式的码分多址(CDMA)无线通信系统被标准化并被采纳。更特殊地，这样的标准包括IS-95、CDMA2000和WCDMA。在CDMA系统中，用户通过被分配不同的码序列相互区分。

在CDMA系统中，“导频”信号经常被传输以便于接收器上多种操作的执行。例如，该导频信号可被接收器用来建立与发射器的时间及频率同步及评估信道特性。每个导频信号代表性地唯一地与一特定基站关联，以使一移动站能够识别其接收的导频信号来自的基站。导频信号的产生代表性地受用一已知沃尔什码(Walsh code)覆盖一已知数据模式并用一已知伪随机噪声序列的扩展所得结果的影响。

可操作地执行分集接收技术的耙式接收器通常被配置在CDMA系统内以在信道上从接收的信号能量中分离出导频、用户数据流量和其他数据。该耙式接收器的每个指状物或分集支路处理其指定的多路分量并恢复关联的导频信号、用户数据流量和其他数据。在相关的CDMA系统执行中，恢复的导频信号信息通常被用于评估该耙式接收器内相关检测所需要的信道的特性(例如振幅和相位)。该导频信号被设计产生使得其与分配给系统用户的扩展码正交，以避免造成数据解调处理过程中的干扰。然而，在分散的多路信道的情况下，该不同的接收的多路信号分量将是相互不正交的，因此将产生不希望有的干扰。特别是，对于一个给定的多路信号分量，其他信道的多路分量和导频信号的产生的不必要的作用趋向于引入干扰。

不期望地，传统的耙式接收器不被设计来减轻这种通道间的多路干扰效果。特别地，该耙式接收器因此通常采用最高比结合(Maximal Ratio Combining，简称MRC)方案合并被处理的不同的多路分量。仅在一定的特殊条件下(例如没有多路或所有的多路具有相同的平均功率)，该最高比结合技术会产生最佳的效果。

随着所谓的第三代或“3G”无线系统的出现，研究已经开展，以试图发展一个减轻该干扰效应的耙式合并方案。例如，在一个提出的方法中，不同多路之间的该干扰相关性被用来找出一组最大化信号与干扰及噪声比(signal-to-interference-plus-noise ratio，SINR)的合并加权，胜于由最高比结合技术预期的信躁比的最大值。在这个方法中，训练序列被用来适应该合并加权，以使得干扰被最小化。不幸地是，在该方法的一执行过程中，要求计算一个相关矩阵，这显著地增加复杂性。在其他执行过程中，发现合并加权的适应性受衰减的显著影响，这就降低了性能。因而，在为3G系统改进的耙式接收器内，最高比结合技术仍然被采用。然而，因为该最高比结合技术处理保持容易受到干扰的有害效果影响的状态，所以它被配置与不同的独立的干扰减少方案(例如并行或串行的干扰消除，导频干扰消除等)结合，从而增加了成本和复杂性。

因此，存在对耙式接收器低复杂性合并方案的需求，以较传统的合并技术不易受到多路干扰的影响。

发明内容

本发明涉及一种从包括在信号传输媒介接收的合成信号内的扩展频谱信息信号恢复信息的方法。该方法包括将该合成信号的时间偏移版本与一扩展序列关联，以产生多个关联信号。该方法进一步包括产生加权因子以最大化该信息的评估的信号与干扰及噪声比。与本发明的一方面一致，该加权因子的产生包括计算多个被该合成信息的相应多个多路分量通过的多路信道的增益特性。多个加权符号流通过处理与该加权因子一致的该多个关联信号产生。而后，该信息的评估通过合并该多个加权符号流产生。

本发明涉及一种从包括在信号传输媒介接收的合成信号内的扩展频谱信息信号恢复信息的设备。该设备包括一关联设备可操作地将该合成信号的时间偏移版本与一扩展序列关联，以产生多个关联信号。该设备进一步包括多个加权设备被设置来通过处理与该加权因子一致的该多个关联信号产生多个加权符号流。一合成器与该多个加权设备连接，生成该被该扩展频谱信号承载的信息的评估。该组加权因子由一加权产生器生成，以最大化该信息的评估的信号与干扰及噪声比。具有代表性的产生该加权因子的过程包括计算多个被该合成信息的相应多个多路分量通过的多路信道的增益特性。

附图说明

为了更好地理解本发明的特征，以下将结合附图对本发明进行详细说明。

图1是可执行本发明的基于信号与干扰及噪声比的合并方案的一移动单元接收器的结构图。

图2是包括在图1所示的移动单元接收器内的一耙式接收器模块的结构图。

图3提供一扩展频谱通信系统内的一个典型的下行链路信号的产生与传输的模型的图示描述。

图4图示描述一个具有配置执行本发明最佳合并方案的接收器指状物的耙式接收器。

图5描述一个组合加权元件的耙式接收器，该加权元件包括图4所示的耙式接收器内的加权元件的简化版本

具体实施方式

本发明认为当前用于该耙式接收器的分集合并方案通常不是在一个服务于移动单元的多路访问环境存在的典型的条件下的最优化的操作。特别地，本发明提供一种基于信号与干扰及噪声比的最大值化的分集合并的系统和方法。本发明的分集合并的方法可采用一个低复杂性配置实现，该低复杂性配置被建立来提供相对于传统技术的改进的误码率(Bit Error Rate，简称BER)的性能。

本发明最佳的基于信号与干扰及噪声比的合并方案可在一个被设置来处理多个多路信号分量的CDMA接收器内实现.与所了解的一样，接收的CDMA信号通常由多个多路分量构成，每个多路分量由一个CDMA接收器的相关的指状物典型地独立地处理.从一个给定的多路分量的角度，被其他接收器指状物处理的多路分量构成不期望的信号干扰.如下面所描述的，本发明基于信号与干扰及噪声比的合并方案有利地展现了增加的对这种干扰的潜在的不利结果的免疫性.

耙式接收器结构

现在参照图1，提供了可执行本发明的基于信号与干扰及噪声比的合并方案的移动单元接收器100的结构图。该移动单元接收器100假定被设置在被配置来在一CDMA通信系统内操作的一移动单元内。该移动单元接收器100包括一接收天线105接收集中的上行链路信号分量的前端处理模块104。该上行链路信号分量出现在一个CDMA通信信号的发射器(图未示)通过一个多路传输环境至该移动单位的传输上。该前端处理模块104滤波、放大、下变频转换和数字化该接收的上行链路信号，以产生一组提供给该耙式接收器模块110的接收数据采样106。在操作中，该耙式接收器模块110起在该由前端处理模块104提供的数据采样106的基础上产生恢复字符的作用。如下面所描述的，该耙式接收器110被配置来处理该经由不同信号通路或多路到达的接收信号的多个分量。

现在参照图2，提供了该耙式接收器模块110的结构图。该耙式接收器模块110包括多个分集处理通路214或指状物，每个通路214或指状物数位处理对应于在一这种信号通路上接收的上行链路信号的一个例子的该数据采样106。每个指状物214处理该接收信号的一特定多路分量。该处理包括采用一个与该适用指状物214处理的多路信号时序校准的PN序列解扩展该数据采样106。从该指状物214合成的候补符号流被提供给分集合成器模块218，其在这些候补符号流的基础上综合为一个单一合成符号流。然后接收(RX)数据处理器222从该耙式接收器模块110接收并解码该合成符号流，以恢复在该上行链路传输的用户数据和消息信息。

如前所述，每个指状物214被用来解调和其他处理在该多路传输环境的一个不同空气通路上接收的该上行链路信号的一个例子。每个指状物214具有充分相同的结构，但工作在其相关联的空气通路的不同参数特性(例如增益、相位和时间延迟)的基础上。该耙式接收器模块110进一步包括一个用于检测接收的导频信号的不同多路分量的导频搜索器210。该搜索采用已知的技术将接收数据和一个与该导频信号关联的PN序列相联系。该导频搜索器提供与每个多路分量相关联的该PN信号中的检测的偏移至一被分配来处理该多路分量的指状物214。

耙式接收器的结构和操作的各种的传统方面现在被描述。现在注意力指向一个可组合一本发明的基于信号与干扰及噪声比的合并方案的示范性实现方式的系统的描述。

系统模型

现在参照图3，提供一扩展频谱通信系统内的一个典型的下行链路信号的产生与传输的模型300的举例描述。如图3所示，该被传输的信号s(t)被一系列并行(S/P)输入模块304内的同相位(I)或正交相位(Q)伪噪声(pseudo noise，PN)扩展序列初始化调制。然后该合成的I和Q扩展信号306和308分别采用第一和第二码扩展器(code spreader)310与312信道化.该信道化可采用一组正交的沃尔什展频码实现，这里，每个不同的码对应于一个特定用户.而后，该信道化的I与Q信号在一个加法器318内被合并，并经由乘法器2采用一个复合扰码序列调制.虽然图3中没有显示，该信道化的I与Q信号每个被FIR滤波器滤波，上变频转换成射频(RadioFrequency，RF)信号，由一天线合并与传输经空气到达一个或多个用户站.结果，该射频传输信号包括图3所示系统中产生的所有信道(例如数据和导频信道)的总和，该系统被依靠加法器325增加一个正交信道噪声源(Orthogonal Channel Noise Source，简称OCNS)所描述。也就是，该正交信道噪声源代表了相对于输入信号s(t)，与其他系统用户相关联的干扰。

再次参照图3，该加法器326的输出被分割成L个具有不同延迟332的独立的多路，且每个通路被传输衰减和瑞利衰落导致失真。该由传输衰减和瑞利衰落产生的失真分别经由乘法器334与乘法器338所体现。在接收器(图3中未明确显示)中，该合成的信号L多路信号作为一个合成器344内的该L多路信号的总和所指示的合成信号达到。最后，白高斯噪声(AWGN)348被增加至该合成器344的输出。

据观测，该干扰频率归因于每个L多路信号内的正交信道噪声源，并因此在每个接收器指状物214内产生，可由正交信道噪声源的加权源的总和构成的合成的干扰信号所指示。特别地，每个这样的正交信道噪声源根据关联的多路信道的衰减被不同的增益因子加权。然而，由一些指状物214处理的信号(包括导频和不同数据信道)的不同延迟版本作为另一些指状物214的干扰出现。如下所述，本发明分集合并方案起减轻这种干扰的作用。

最佳合并方案的来源

基于最大信号与干扰及噪声比(SINR)的最佳标准，为获得最大SINR，该耙式接收器模块110的每个指状物214的最佳合并(optimal combining，OC)加权可表达如下：

$w=R_{i+n}^{-1}{r}_{\mathrm{xd}}^{*}---\left(1\right)$

其中，R_i+n是该干扰和噪声的相关矩阵，r_xd ^*是该L个多路信道的增益的共轭复数的一个L元素矢量。因为该通路之间的干扰和噪声是不相关联的，所以R_i+n是一个对角矩阵。由r_ij指示的R_i+n的元素如下：

$r_{\mathrm{ij}}=\left\{\begin{array}{cc}\underset{i\≠j}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_l^{2}c+N{\mathrm{\σ}}_n^2,& i=j\\ 0,& i\≠j\end{array}\right.---\left(2\right)$

其中，α₁ ²是该第一通路的瞬时信道增益(因每个通路也通常将出现不同的通路损耗，每个通路通常将具有不同的增益)，N代表热噪声，参数c被定义成c＝c₁+c₂。其中，c₁代表排除信道增益效应的该多路导频和自干扰平均功率，c₂是不存在信道增益效应的其他用户干扰(例如OCNS)功率的平均功率。如方程(2)所暗示的，所有指状物214的参数c的值是相同的。这是因为c₁与c₂的大小相反地变化，与图3所示的系统内当前被服务的用户数量保持一致。特别地，由于参数c₂被用于模拟等效的其他用户，当用户越少时(例如更多的功率被分配至该期望的信号)，它的值越小(c₁的值越大)，反之亦然。

如前所述，方程(1)的r_xd ^*是该MRC加权的简单地代表，每个MRC加权代表L个多路信道中的一个的该信道脉冲响应的共轭复数，例如r_xd ^*＝[h₁ ^*h₂ ^*…h_L ^*]，其中[h₁ ^*h₂ ^*…h_L ^*]是该L多路信道脉冲响应。由于该热噪声(N)远小于干扰功率，因而该OC加权可表述如下：

在方程(3)中，每个信道的增益(α₁ ²)将采用基于该接收的导频信号的传统的技术得到。由此得出结论：方程(3)的解要求R_i+1的确定。然而，由于R_i+n是一个对角矩阵，该OC加权可通过计算R_i+1每个对角单元被简单地确定。这种直接的方法最少部分地由于所有通路参数c是相同的值因而可有效地从计算中移除而更为便利。因此，虽然R_i+1定义一个干扰相关矩阵，但是它以前面描述的方式被简化，如此以至于不明确地依赖于干扰等级。更适当地，R_i+n仅依赖于所有通路的瞬时信道增益来代替(该瞬时信道增益是相应信道通路内的干扰功率的代表)。与本发明保持一致，因此，被其他技术要求的确定干扰功率是不必要的。

像也可能从方程(3)中出现的一样，考虑到该期望信号的不同多路分量之间的功率的不均等分布是本发明的一个特征。相反，其他合并技术倾向于过于简单地假定该自干扰多路分量之间的均等的功率分布。

最佳合并方案的实现

如这里所描述的，本发明的分集合并设备可被配置来提供相对于传统合并方法的改进的性能，例如具有复杂性的最小化增加的MRC。依照本发明，该干扰功率矩阵R_i+n的计算可能不通过从该干扰功率中分离该期望信号来执行是被认可的。然而，R_i+n结构的分析显示相应于被采用MRC技术分配的该权的每个多路的OC加权被该通路的干扰功率划分.这暗示采用本发明OC加权不仅导致对衰落的补偿，也对干扰的补偿.特别地，采用MRC技术导出的加权有效地解旋转(de-rotate)接收信号来补偿信道相位循环并包括一个与该信道增益成比例的增益因子.这样，在合并处理中，更好的信道被激活来担任比差的信道担任的更大的任务.然而，本发明的OC加权进一步预期一个与运用的干扰功率成比例的增益，其增加信道经历的贡献相对地小于干扰功率的数量.由于评估该干扰功率的传统的方法可能是不可靠的和难于执行的，所以下面提供一种获得更可靠的等效信息的方法.最后，注意，当且仅当或者简化地|α_k|＞|α_j|时，

是正确的，并且，α_k ²，k＝1，2，…L能采用该接收的导频信号更可靠地测得。因此，一个矩阵R_equ用于代替R^-1 _i+n，R_equ ^-1可表述为：

而且，|α_k|是该L多路信道的第k信道的增益的绝对值。因此，

为了防止在所要求的动态范围内的增加产生的作为被该信道增益的绝对值倍增的结果，所有的信道增益被标准化至该最大信道增益的绝对值。

图4举例描述了一个具有配置执行本发明最佳合并方案的接收器指状物411的耙式接收器400。为清楚起见，该耙式接收器400的导频搜索器模块被从图4中忽略。如图所示，一个接收信号的采样404通过一个前端处理模块(图未示)被提供至该接收器指状物414和一信道评估模块408。该信道评估模块408产生估计信道信息，该信息被OC加权产生器410用来以前面描述的方式计算OC加权值。特别地，该信道评估模块408将典型地用于采用传统的技术基于接收的导频信号来确定每个信道的增益(α₁ ²)。

在该耙式接收器400的操作中，每个指状物414处理与一特定分集信号通路关联的接收信号的例子。采样404被提供至每个接收器指状物414一个延迟元件410，然后该延迟的采样在第一乘法器422中乘以复合扰码序列。每个乘法器422的输出被提供给每个接收器指状物414的第一求和模块430和第二乘法器434。每个第一求和模块430总计来自运用的乘法器422的采样，并将结果提供给一个OC加权元件440和第三乘法器444。如图所示，每个第二乘法器434也接收一个用户特定的展频码C(例如从一组正交沃尔什展频码选择的)，并将其输出传送给第二求和模块450。最后，每个第三乘法器444的输出与相应第二求和模块450的输出，通过输出乘法器460合并。该输出乘法器460的输出对应于指状物414产生的候补符号流，其在分集合成器模块218内被合成。

参照图4，定义每个加权元件440的值的数量，例如可以一简化的方式实现。特殊地，由于|h_i|≈L+0.25S，其中I＝1，2，…L，L是h_i的实数部分和虚数部分的最大部分(以绝对值)的绝对值，S是h_i的实数部分和虚数部分的最小部分(以绝对值)的绝对值。

的比值可被近似为其中2^N-1≤L_i≤2^N，2^M-1≤L_max≤2^M。如果采用给定数量的位这个配置仍然不足够正确(例如由M与N代表)，该位的数量可被增加，直至获得期望等级的正确性。该方法的使用允许以一简化的方式执行该加权元件440。特殊地，图5描述了一个耙式接收器500，其组合包括该加权元件440的简化版本的加权元件540。除该简化的加权元件540外，该耙式接收器500充分地等同于耙式接收器400。参照图5可意识到的，相对于传统的方法例如MRC，该简化的OC实现500有利地仅采用略多的(例如2)移位操作每个指状物。总之，计算的与本发明一个实施方式一致的耙式指状物加权包括一组进一步乘以运用的指状物信道增益的传统的MRC加权，这将导致多路干扰的减少。为了不增加依靠乘法操作的运用的信号的动态范围，每个信道的绝对增益值被所有信道增益的最大绝对值标准化。

前面的描述，为了解释的目的，采用的特殊的术语来提供本发明的完整的理解。然而，为了实施本发明不要求特殊的细节对于所属领域的技术人员是明显的。在其他的例子中，众所周知的电路和设备被显示在结构图中，以避免对发明本质的不必要的分心。因此，本发明特定实施方式的以上描述为了说明和描述本发明。它们不倾向于彻底的或将本发明限制在前面揭露的形式，明显地，以前面教导的观点，多种调整和变化是可能的。被选择和描述的实施方式为了最好地揭示本发明的原理和它的实施应用，并因而使得所属领域的技术人员能最好地利用本发明和适合于特定的预期使用的不同调整的不同的实施方式。下述的权利要求和它们的等同物定义本发明的范围。

Claims (8)

1.一种从包括在信号传输媒介接收的合成信号内的扩展频谱信息信号恢复信息的方法，该方法包括：

将该合成信号的时间偏移版本与一扩展序列关联，以产生多个关联信号；

产生加权因子以最大化该信息的评估的信号与干扰及噪声比(SINR)；该产生加权因子的步骤包括计算多个被该合成信号的相应的多个多路分量通过的多路信道的增益特性；该产生加权因子的步骤包括通过计算该增益特性的第一个与该增益特性的最大值的比值确定加权因子的第一个；

通过处理与该加权因子一致的该多个关联信号产生多个加权符号流；

通过合并该多个加权符号流生成该信息的评估。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于：该产生加权因子的步骤包括通过计算该增益特性的第二个与该增益特性的最大值的比值确定加权因子的第二个。

3.一种从包括在一组多路信道上的一信号传输媒介接收的合成信号内的扩展频谱信息信号恢复信息的方法，该方法包括：

将该合成信号的时间偏移版本与一扩展序列关联，以产生多个关联信号；

产生与该组多路信道的增益特性保持一致的加权因子；该产生加权因子的步骤包括通过计算该增益特性的第一个与该增益特性的最大值的比值确定加权因子的第一个；

通过处理与该加权因子一致的该多个关联信号产生多个加权符号流；

通过合并该多个加权符号流生成该信息的评估。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于：该产生加权因子的步骤包括通过计算该增益特性的第二个与该增益特性的最大值的比值确定加权因子的第二个。

5.一种从包括在信号传输媒介接收的合成信号内的扩展频谱信息信号恢复信息的设备，该设备包括：

一关联设备，可操作地将该合成信号的时间偏移版本与一扩展序列关联，以产生多个关联信号；

一加权产生器，可操作地产生加权因子以最大化该信息的评估的信号与干扰及噪声比(SINR)；该加权产生器被配置来计算多个被该合成信号的相应的多个多路分量通过的多路信道的增益特性；通过计算该增益特性的第一个与该增益特性的最大值的比值确定加权因子的第一个；

多个加权设备，被设置来通过处理与该加权因子一致的该多个关联信号产生多个加权符号流；

一合成器，与该多个加权设备连接，其中，由该合成器生成该信息的评估。

6.如权利要求5所述的设备，其特征在于：该加权产生器被配置来通过计算该增益特性的第二个与该增益特性的最大值的比值确定加权因子的第二个。

7.一种从包括在一组多路信道上的一信号传输媒介接收的合成信号内的扩展频谱信息信号恢复信息的设备，该设备包括：

一关联单元，可操作地将该合成信号的时间偏移版本与一扩展序列关联，以产生多个关联信号；

一加权产生器，可操作地产生与该组多路信道的增益特性保持一致的加权因子；该加权产生器被配置来计算多个被该合成信号的相应的多个多路分量通过的多路信道的增益特性；通过计算该增益特性的第一个与该增益特性的最大值的比值确定加权因子的第一个；

多个加权设备，被设置来通过处理与该加权因子一致的该多个关联信号产生多个加权符号流；

一合成器，与该多个加权设备连接，其中，该合成器被配置来通过合并该多个加权符号流生成该信息的评估。

8.如权利要求7所述的设备，其特征在于：该加权产生器被配置来通过计算该增益特性的第二个与该增益特性的最大值的比值确定加权因子的第二个。

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