JP3305639B2 - 直接拡散ｃｄｍａ伝送方式におけるｒａｋｅ受信機 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、移動通信におい
て、スペクトル拡散を用いてマルチプル・アクセスを行
う直接拡散ＣＤＭＡ（ＤＳ−ＣＤＭＡ）伝送方式におけ
るＲＡＫＥ受信機に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】ＤＳ−ＣＤＭＡ伝送方式は、情報データ
変調信号を拡散率（＝チップ数／シンボル）ｐｇの拡散
符号で広帯域の信号に拡散して伝送する方式であり、各
ユーザに異なる拡散符号を割り当てることにより複数の
通信者が同一の周波数帯を用いて通信を行う方式であ
る。

【０００３】図２４および図２５に従来のＤＳ−ＣＤＭ
Ａ伝送方式におけるスライディング相関器を用いた受信
機構成を示す。図２４および図２５も含めて、以下のブ
ロック図において、複数Ｌの信号通路に対応してそれぞ
れ配置された回路は同一参照番号に−１，−
２，．．．，−Ｌを付して示してあるが、以下の説明で
は同一の参照番号のみを用いることにする。

【０００４】図２４および図２５に示された構成では、
アンテナ１０１で受信した拡散変調信号をバンドパスフ
ィルタ１０２を介して低雑音増幅器１０３で増幅した
後、混合器１０４と発振器１０５とバンドパス・フィル
タ（ＢＰＦ）１０６とを用いて中間周波数（ＩＦ周波
数）信号に周波数変換し、自動利得制御増幅器（ＡＧＣ
増幅器）１０７で線形増幅する。そして、受信信号の振
幅包絡線を包絡線検波器１０８により検出し、この振幅
変動をＡＧＣ増幅器１０７に負帰還することによりフェ
ージングに起因する振幅変動を補償している。ＡＧＣ増
幅器１０７により線形増幅された信号を直交検波器１０
９によりベースバンド信号に直交検波する。そしてこの
ベースバンド同相（Ｉ），直交（Ｑ）成分をＡ／Ｄ変換
器１１２，１１３によりディジタル値に変換する。ＲＡ
ＫＥ合成するそれぞれのマルチパス信号の遅延時間に同
期した拡散符号レプリカをレプリカ生成部１１５で生成
し、その拡散符号レプリカを用いて、スライディング相
関器１１４でディジタル値に変換された拡散変調信号に
対して逆拡散処理する。逆拡散された信号に対してチャ
ネル推定部１１６および乗算器１１７により遅延検波あ
るいは同期検波を行ってデータ復調を行う。さらに、復
調出力を加算器１１８でＲＡＫＥ合成し、その出力をデ
インタリーバ１２２に供給して誤りをランダム化し、さ
らにその出力をビタビ復号器１２３に供給して復号化す
る。その復号出力をデータ判定部ないしデータ再生部１
２４に供給して硬判定を行って受信データを再生する。

【０００５】図２４および図２５に示されている従来例
では、送信フレームにおいて情報シンボル間に一定周期
でパイロット・シンボルを挿入し、このパイロット・シ
ンボルを用いて絶対同期検波復調を行う方式について説
明している。陸上移動通信においては基地局、移動局の
相対位置の移動によりフェージングと呼ばれる受信信号
の振幅及び位相変動を受ける。同期検波復調を行うにあ
たって、チャネル推定部１１６において、受信機におい
てこのフェージングに起因する複素包絡線、すなわち振
幅及び位相変動（あるいはチャネルと称する）を推定す
る。ここで、送信情報シンボルに一定周期で挿入したパ
イロット・シンボルでの受信フェージング複素包絡線を
求め、この値を用いてパイロット・シンボル間の情報シ
ンボル位置におけるフェージング複素包絡線を求めるこ
とができる。乗算器１１７では、このパイロット・シン
ボルで用いた値を用いて各情報シンボルのフェージング
複素包絡線変動（チャネル変動）を補償する。このチャ
ネル変動補償された複数のマルチパス信号を加算器１１
８により同相合成（ＲＡＫＥ合成）することにより、干
渉信号あるいは熱雑音に対して信号電力比を向上するこ
とができる。

【０００６】ＲＡＫＥ合成するマルチパス信号の選択
は、サーチ・フィンガと称されるスライディング相関器
１１４で行う。サーチ・フィンガでは、マルチパス・サ
ーチ範囲内におけるＵ個のタイミングの逆拡散信号の平
均受信信号電力を平均受信信号電力測定部１２０で測定
し、平均的に受信信号電力の大きなマルチパスを選択す
る。例えば、１個のスライディング相関器１１９を用い
た場合には、１シンボル毎に１つのタイミングの相関値
（逆拡散値）が得られ、このタイミングにおける逆拡散
された信号の受信信号電力を測定することができる。そ
して、拡散符号のタイミングを１個づつずらしていき全
Ｕ個のタイミングについて電力測定を行う。

【０００７】前述のようにＲＡＫＥ合成パスの選択には
（基地局、移動局間の距離変動、及びシャドウイングに
起因する変動を受けた後の）平均信号電力の大きなマル
チパス信号を選択する必要がある。一方、陸上移動通信
環境下ではレイリー・フェージングに起因する瞬時変動
を受ける。従って、１回での受信信号電力の測定では、
あるマルチパス信号に対して、たまたまこのレイリー・
フェージング変動で受信信号電力が落ち込んでいるため
に信号電力が低く、ＲＡＫＥ合成パスの選択から漏れる
場合もある。

【０００８】そこで、受信電力の瞬時変動の影響を取り
除くために、レイリー・フェージング変動を平均化した
信号に対して受信信号電力を測定する必要がある。マル
チパス・サーチ範囲内のＵ個のタイミングにおける逆拡
散された信号について信号電力測定をＶ回繰り返し、そ
の平均信号電力により遅延プロファイルを生成し、上位
Ｗ個のＲＡＫＥ合成マルチパスを選択する。１個のスラ
イディング相関器を用いた場合には、この１回の遅延プ
ロファイルの生成にＵ×Ｖシンボル時間要し、ｆ個のス
ライディング相関器（サーチ・フィンガ）を用いた場合
には、１回の平均的遅延プロファイルを生成するのに
（Ｕ×Ｖ）／ｆシンボル時間を要する。遅延プロファイ
ルの生成時間毎にＲＡＫＥ合成フィンガで用いる拡散符
号レプリカのタイミングを更新する。移動局が基地局に
対して高速で移動する場合には、この遅延プロファイル
の変動は早くなるために、このスライディング相関器を
用いるマルチパス・サーチでは、時間がかかり遅延プロ
ファイルの変動に追従できなくなる場合がある。一方、
高速なマルチパス・サーチを行うためには、マルチパス
・サーチ範囲、及び平均化回数を小さくすればよいが、
サーチ範囲を狭くするとＲＡＫＥ合成の時間ダイバーシ
チ効果を低減することになり、また信号電力の平均化回
数を低減するとサーチ・フィンガによるＲＡＫＥ合成マ
ルチパス選択を正確に行うことができなくなる。

【０００９】図２６および図２７に、関連技術として
（従来技術でない）特開平１０ー１９０５２２（平成１
０年７月２１日公開）（特願平８ー３４６０２５号（平
成８年１２月２５日出願））において本出願人が提案し
たＤＳ−ＣＤＭＡ伝送方式におけるマッチト・フィルタ
を用いた受信機構成の例を示す。図２６および図２７に
示された構成では、受信した拡散変調信号は低雑音増幅
器１０３で増幅された後、ＩＦ周波数に周波数変換され
る。そのＩＦ信号をＡＧＣ増幅器１０７に供給し、包絡
線検波器１０８によりこの増幅器１０７を制御してフェ
ージングに起因する振幅変動を補償する。ついで、その
増幅出力を直交検波器１０９に供給して直交検波する。
直交検波器１０９の出力ベースバンド信号はローパスフ
ィルタ１１０、１１１を経てＡ／Ｄ変換器１１２，１１
３でディジタル信号に変換される。ディジタル値に変換
された拡散変調信号は、拡散符号レプリカ生成部１３２
の出力を用いて、タップ数ｐｇのマッチト・フィルタ１
３１により逆拡散され、Ｌ個のタイミングの信号に分離
される。ここで、ｓをチップ当りのオーバ・サンプリン
グ数とするとＬ＝ｐｇ×ｓである。Ｌ個のタイミングか
らＷ個のマルチパスを選択し遅延検波あるいは同期検波
を行ってデータ復調をおこなう。

【００１０】この例では、送信フレームにおいて情報シ
ンボル間に一定周期でパイロット・シンボルを挿入し、
このパイロット・シンボルを用いて絶対同期検波復調を
行う方式を用いている。Ｌ個のタイミングにおけるそれ
ぞれの逆拡散された信号をチャネル推定部１１６に供給
して、パイロット・シンボルを用いてチャネルを推定
し、この推定値を乗算器１１７に供給してマッチト・フ
ィルタ１３１の出力との乗算を行って各情報シンボルの
チャネル変動を補償する。一方、Ｌ個のタイミングにお
けるそれぞれの平均受信信号電力が、平均信号電力測定
部１３４において測定されて平均遅延プロファイルが生
成される。得られたプロファイルの最大信号電力がバス
選択タイミング検出部１３５で検出され、その最大信号
電力としきい値決定ゲインを用いてＲＡＫＥ合成パスを
選択するためのしきい値を決定する。合成パス選択部１
３３は、このしきい値より高い信号電力の上位Ｗ個のＲ
ＡＫＥ合成マルチパスを選択する。ここで、受信電力の
大きなタイミングからマルチパスを選択するが、オーバ
・サンプリングにより検出された同一マルチパスは除外
して次のマルチパスを選択する。選択された信号がＲＡ
ＫＥ合成部としての加算器１１８により合成される。Ｒ
ＡＫＥ合成された信号はデインタリーブ回路１２２によ
り誤りをランダム化され、さらにビタビ復号器１２３に
より復号化される。

【００１１】マッチト・フィルタを用いた構成では、１
シンボル周期毎にＬ個のタイミングにおける逆拡散され
た信号が出力される。そのため、図２４および図２５の
構成のようなスライディング相関器１１９を用いたサー
チ・フィンガによる電力測定が不要である。さらに、Ｒ
ＡＫＥ合成のためのマルチパスの更新を高速に行うこと
ができる。

【００１２】ところで、前述したように移動局が基地局
に対して移動すると遅延プロファイルの形状が変動し、
マルチパスの数も変化する。しかし、図２６および図２
７では受信信号電力の大きな上位Ｗ個のマルチパスを合
成するように構成しているので、マルチパス数がＷより
多い場合にその全てを合成して干渉成分や熱雑音に対す
る信号電力比を向上することができない。加えて、マル
チパス数がＷより少ない場合には、信号電力の低いマル
チパス信号及び雑音成分や相互干渉成分のみの信号や受
信電力が大変小さなマルチパスを合成することにより特
性が劣化する。

【００１３】図２８および図２９に関連技術として（従
来技術でない）特願平９ー１４４１６７号（平成９年６
月２日出願）において本出願人が提案し、および " Mat
chedFilter-Based RAKE Combiner for Wideband DS-CDM
A Mobile Radio " ( IEICETRANS. COMMUN., VOL. E81-
B. NO. 7 JULY 1998 ) において発表したＤＳ−ＣＤＭ
Ａ伝送方式におけるマッチト・フィルタを用いた受信機
構成の他の例を示す。図２８および図２９に示された構
成では、受信した拡散変調信号は低雑音増幅器１０３で
増幅された後、回路１０４、１０５および１０６により
ＩＦ周波数に周波数変換される。そのＩＦ信号をＡＧＣ
増幅器１０７に供給し、包絡線検波器１０８によりこの
増幅器１０７を制御してフェージングに起因する振幅変
動を補償する。ついで、その増幅出力を直交検波器１０
９に供給して直交検波する。直交検波器１０９の出力ベ
ースバンド信号はローパスフィルタ１１０、１１１を経
てＡ／Ｄ変換器１１２，１１３でディジタル信号に変換
される。ディジタル値に変換された信号はタップ数ｐｇ
のマッチト・フィルタ１３１により逆拡散される。ｓを
チップ当りのオーバ・サンプリング数とするとＬ（＝ｐ
ｇ×ｓ）個のタイミングにおける逆拡散信号が出力され
る。Ｌ個のタイミングからＷ個のマルチパスを選択し遅
延検波あるいは同期検波を行ってデータ復調をおこな
う。

【００１４】この例では、図３０のように送信フレーム
においてＮS 個の情報シンボル毎にＮP 個のパイロット
・シンボルを挿入し、このパイロット・シンボルを用い
て絶対同期検波復調を行う方式を用いている。Ｌ個のタ
イミングにおけるそれぞれの逆拡散された信号をチャネ
ル推定部１１６に供給して、パイロット・シンボルを用
いてチャネルを推定し、この推定値を乗算器１１７に供
給してマッチト・フィルタ１３１の出力との乗算を行っ
て各情報シンボルのチャネル変動を補償する。平均信号
電力測定部１３４でＬ個のタイミングの各々における受
信信号電力が測定されて平均遅延プロファイルが生成さ
れる。平均信号電力測定は例えばパイロット・シンボル
を用いて行う。平均信号電力測定部１３４において以上
のようにして求めたＬ個のタイミングの平均受信電力の
中から最小信号電力および最大信号電力を最小電力検出
部で１４１および最大電力検出部１４２で、それぞれ、
検出する。しきい値Ａ制御部１４４では検出された最小
信号電力を用いてしきい値Ａを求める。しきい値Ｂ制御
部１４５では検出された最大信号電力を用いてしきい値
Ｂを求める。これらのしきい値ＡおよびＢは例えば最小
信号電力および最大信号電力にそれぞれ異なるゲインを
乗算して算出する。パス選択タイミング検出部１４６で
は、まず、Ｌ個のタイミングにおける平均信号電力測定
部出力をしきい値Ａおよびしきい値Ｂと比較し、平均信
号電力がしきい値Ａ以上かつしきい値Ｂ以上のタイミン
グを検出する。そして、信号電力が大きなタイミングか
らマルチパスのタイミングを検出していく。すなわち、
既に選択されたマルチパスのタイミングに対して±ｋ
（ｋは自然数）個のタイミングにおける信号は除外して
次のマルチパスのタイミングを順次検出する。この検出
部１４６で検出されたタイミング出力および乗算器１１
７の出力を合成パス選択部１３３に供給して、検出され
たマルチパスのタイミングにおける復調部出力がＲＡＫ
Ｅ合成パス選択部１３３で選択され、選択された信号が
ＲＡＫＥ合成部１１８で合成される。ＲＡＫＥ合成され
た信号は、デインタリーブ回路１２２により誤りをラン
ダム化され、さらにビタビ復号器１２３により復号化さ
れる。

【００１５】この構成では、２つのしきい値によりＲＡ
ＫＥ合成するマルチパスを選択するため、雑音や相互干
渉のみの信号による影響を低減し、かつ、有効な信号電
力を有する信号を合成できる。遅延プロファイルが変動
して有効なマルチパスの数が変化した場合でもしきい値
を満たすマルチパスを合成できる。この構成ではしきい
値を固定的に設定するため、特定の遅延プロファイルの
形状および遅延プロファイルの変動に対して効果的であ
る。しかし、実際の移動通信環境においては遅延プロフ
ァイルの形状および変動は様々であり、遅延プロファイ
ルの変動に追従できなくなると有効な信号をＲＡＫＥ合
成できなくなったり、逆に雑音や干渉成分の影響を大き
く受けることになり特性が劣化する。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、遅延
プロファイルの変動によりマルチパス数が変化した場合
でも、有効なパスを合成することができるようにしたＲ
ＡＫＥ受信機を提供することにある。

【００１７】より詳しくは、本発明の目的は、ＭＳＥ
（最小２乗誤差）が最小（ＭＭＳＥ）となるように重み
係数を適応的に制御し、その重み係数を用いることによ
り、遅延プロファイルのダイナミックな変動に追従し
て、常に有効なマルチパスを選択して効果的にＲＡＫＥ
合成することができるようにしたＲＡＫＥ受信機を提供
することにある。

【００１８】本発明の他の目的は、重み係数の初期値を
決定することにより、ＭＭＳＥの収束時間を低減するよ
うにしたＲＡＫＥ受信機を提供することにある。

【００１９】本発明の他の目的は、特にチップレートが
高速である、すなわち広帯域ＤＳ−ＣＤＭＡに対してＲ
ＡＫＥによる時間ダイバーシチ効果による受信品質の特
性改善を実現するようにしたＲＡＫＥ受信機を提供する
ことにある。

【００２０】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１記載の発明は、情報データを拡散符号で広
帯域の信号に拡散して多元接続伝送を行う直接拡散ＣＤ
ＭＡ伝送方式におけるＲＡＫＥ受信機において、拡散符
号レプリカを生成する拡散符号レプリカ生成部と、前記
拡散符号レプリカ生成部出力を用いて受信拡散変調信号
を逆拡散する複数のタップを有するマッチト・フィルタ
と、前記マッチト・フィルタ出力それぞれの逆拡散され
た信号と誤差信号生成部の出力を用いて前記マッチト・
フィルタ出力に対応する重み係数を、前記誤差信号生成
部出力が最小となるように制御する重み係数制御部と、
前記マッチト・フィルタ出力それぞれの逆拡散された信
号と前記重み制御部出力の対応する重み係数を乗算する
乗算器と、前記乗算器出力それぞれの信号を復調する復
調部と、前記復調部出力の信号を合成する加算器と、前
記加算器出力に対するデータ判定を行うデータ判定部
と、前記加算器出力と前記データ判定部出力との差を算
出して誤差信号を生成する誤差信号生成部とを備えるこ
とを特徴とする。

【００２１】請求項２記載の発明は、情報データを拡散
符号で広帯域の信号に拡散して多元接続伝送を行う直接
拡散ＣＤＭＡ伝送方式におけるＲＡＫＥ受信機におい
て、拡散符号レプリカを生成する拡散符号レプリカ生成
部と、前記拡散符号レプリカ生成部出力を用いて受信拡
散変調信号を逆拡散する複数タップを有するマッチト・
フィルタと、前記マッチト・フィルタ出力のそれぞれの
逆拡散された信号を復調する復調部と前記復調部出力の
それぞれに対応する重み係数を前記誤差信号生成部出力
が最小となるように制御する重み係数制御部と、前記復
調部出力のそれぞれの復調された信号と前記重み制御部
出力のそれぞれに対応する重み係数を乗算する乗算器
と、前記乗算器出力を合成する加算器と、前記加算器出
力に対するデータ判定を行うデータ判定部と、前記加算
器出力と前記データ判定部出力との差を算出して誤差信
号を生成する誤差信号生成部とを備えることを特徴とす
る。

【００２２】請求項３記載の発明は、請求項１または請
求項２記載のＲＡＫＥ受信機において、前記マッチト・
フィルタ出力それぞれの平均受信信号電力を測定する信
号電力測定部と、前記平均信号電力測定部出力から最小
信号電力を検出する最小電力検出部と、前記最小電力検
出部出力から加算器において合成する信号を選択するた
めのしきい値Ａを求めて出力するしきい値制御部Ａと、
前記平均信号電力測定部出力としきい値制御部出力を比
較し、受信電力がしきい値Ａ以上となる信号を検出する
パス選択検出部と、前記パス選択検出部で検出した信号
に対応する信号を、前記マッチト・フィルタ出力の逆拡
散の信号から選択する合成パス選択部とを備えることを
特徴とする。

【００２３】請求項４記載の発明は、請求項３に記載の
ＲＡＫＥ受信機において、重み係数制御部において重み
係数を決定する際に、前記パス選択タイミング検出部で
検出された信号に対応する重み係数のみを制御すること
を特徴とする。

【００２４】請求項５記載の発明は、請求項１または請
求項２記載のＲＡＫＥ受信機において、前記マッチト・
フィルタ出力それぞれの平均受信信号電力を測定する信
号電力測定部と、前記平均信号電力測定部出力から最小
信号電力を検出する最小電力検出部と、前記平均信号電
力測定部出力から最大信号電力を検出する最大電力検出
部と、前記最小電力検出部出力から重み制御部の初期値
を設定するためのしきい値Ａを求めて出力するしきい値
制御部Ａと、前記最大電力検出部出力から重み制御部の
初期値を設定するためのしきい値Ｂを求めて出力するし
きい値制御部Ｂと、前記平均信号電力測定部出力と前記
しきい値制御部Ａの出力および前記しきい値制御部Ｂの
出力を比較し、信号電力がしきい値Ａ以上かつしきい値
Ｂ以上となる信号を検出する有効パス検出部と、前記有
効パス検出部出力で検出した信号に対応する重み係数の
初期値をα（１≧α＞０）とし、他の信号に対応する重
み係数の初期値を０とする初期重み係数設定部とを備え
ることを特徴とする。

【００２５】請求項６記載の発明は、請求項３または請
求項４記載のＲＡＫＥ受信機において、前記平均信号電
力測定部出力から最大信号電力を検出する最大電力検出
部と、前記最大電力検出部出力から重み制御部の初期値
を設定するためのしきい値Ｂを求めて出力するしきい値
制御部Ｂと、前記平均信号電力測定部出力と前記しきい
値制御部Ａの出力および前記しきい値制御部Ｂの出力と
を比較し、信号電力がしきい値Ａ以上かつしきい値Ｂ以
上となる信号を検出する有効パス検出部と、前記有効パ
ス検出部出力で検出した信号に対応した重み係数の初期
値をα（１≧α＞０）とし、他の信号に対応する重み係
数の初期値を０とする初期重み係数設定部とを備えるこ
とを特徴とする。

【００２６】請求項７記載の発明は、請求項５または請
求項６記載のＲＡＫＥ受信機において、重み係数制御部
は、重み係数の初期値を設定する際に、各信号に対応す
る重み係数の初期値は前記初期重み係数設定部で決定さ
れた値を設定することを特徴とする。

【００２７】請求項８記載の発明は、請求項１から請求
項７いずれか記載のＲＡＫＥ受信機において、前記重み
係数制御部は、重み係数を制御する際に、最も重み係数
の大きい前記マッチト・フィルタからのタイミングに対
して前後±ｋ（ｋは自然数）個のタイミングにおける重
み係数を無条件に０として、次に大きな重み係数のタイ
ミングを検出し順次重み係数を決定することを特徴とす
る。

【００２８】本発明のＲＡＫＥ受信機では、マッチト・
フィルタにより逆拡散された全てのタイミングにおける
信号に対して、ＭＭＳＥ制御された重み係数により重み
付けをした後ＲＡＫＥ合成するようにしたので、雑音や
干渉成分のみの信号の影響を低減することができる。

【００２９】さらにまた、本発明によれば、遅延プロフ
ァイルの変動によりマルチパス数が変化した場合でも、
有効なパスを合成することができる。これにより、遅延
プロファイルの変動に追従して常に有効なマルチパスを
効果的にＲＡＫＥ合成することができる。

【００３０】さらにまた、本発明によれば、全てのタイ
ミングにおける逆拡散信号の平均受信電力を測定し、測
定結果からしきい値を設定することにより、雑音や干渉
による影響をより低減することが可能となり、しかもま
たＭＭＳＥ制御による重み係数の初期値を決定できるの
でＭＭＳＥの収束時間を低減できる。

【００３１】さらにまた、本発明によれば、特にチップ
レートが高速な、すなわち広帯域ＤＳ−ＣＤＭＡに対し
てＲＡＫＥによる時間ダイバーシチ効果による受信品質
の特性改善を実現することができる。

【００３２】

【発明の実施の形態】図面を用いて、本発明の実施の形
態を説明する。 （実施形態１） 図１に本発明の実施形態１の原理図を示す。直交検波及
びＡ／Ｄ変換されたベースバンドの拡散変調信号（ここ
では、Ｉ，Ｑ成分を総称的に１本のラインで示す）は、
タップ数ｐｇのマッチト・フィルタ１３１に入力され
る。マッチト・フィルタ１３１は拡散符号レプリカ生成
部１３２の出力を用いて拡散変調信号を逆拡散する。ｓ
をチップ当りのオーバ・サンプリング数とするとマッチ
ト・フィルタ１３１からＬ（＝ｐｇ×ｓ）個のタイミン
グにおける逆拡散信号が出力される。Ｌ個のタイミング
におけるそれぞれの逆拡散された信号および重み係数制
御部出力のそれぞれのタイミングに対する重み係数を乗
算器２０１に供給して両者を乗算する。Ｌ個のタイミン
グにおけるそれぞれの重み付けされたマッチト・フィル
タ１３１の出力、すなわち乗算器２０１の出力は復調部
２０２で復調され、加算器１１８よりＲＡＫＥ合成され
る。ＲＡＫＥ合成された信号はデインタリーバ１２２に
供給されると共にデータ判定部２０３に供給されて、デ
ータの硬判定を行い、参照信号を形成する。この判定部
２０３では、複数のパイロット・シンボルの平均を参照
信号として出力してもよい。誤差信号生成部２０４では
ＲＡＫＥ合成された信号とデータ判定信号（参照信号）
との差を算出し、誤差信号（ＭＳＥ）を生成する。重み
係数制御部２０５では、誤差信号とマッチト・フィルタ
１３１からのＬ個のタイミングにおける逆拡散信号とを
用いて、誤差信号が最小（ＭＭＳＥ）となるような制御
により、Ｌ個のタイミングに対する重み係数を決定し、
その重み係数を乗算器２０１に供給してマッチト・フィ
ルタ１３１からの逆拡散信号に選択的に重みづけする。

【００３３】本発明の実施形態１では、マッチト・フィ
ルタにより逆拡散された全てのタイミングにおける信号
に対して、ＭＭＳＥ制御された重み係数により重み付け
をした後にＲＡＫＥ合成する。この実施形態１を用いる
ことにより、雑音や干渉成分のみの信号による影響を低
減してマルチパス信号をＲＡＫＥ合成できる。 （実施形態２） 図２に本発明の実施形態２の原理図を示す。直交検波及
びＡ／Ｄ変換されたベースバンドの拡散変調信号は、タ
ップ数ｐｇのマッチト・フィルタ１３１に入力される。
マッチト・フィルタ１３１は、拡散符号レプリカ生成部
１３２からの出力を用いて拡散変調信号を逆拡散する。
ｓをチップ当りのオーバ・サンプリング数とすると、マ
ッチト・フィルタ１３１からＬ（＝ｐｇ×ｓ）個のタイ
ミングにおける逆拡散信号が出力される。Ｌ個のタイミ
ングにおけるそれぞれの逆拡散された信号は復調部２０
２で復調される。Ｌ個のタイミングにおける復調部２０
２の出力の信号と、重み係数制御部２０５の出力のそれ
ぞれのタイミングに対する重み係数とを乗算器２０１に
供給して、両者の乗算を行う。乗算器２０１から得られ
た、Ｌ個のタイミングにおけるそれぞれの重み付けされ
た復調部２０２の出力は加算器１１８よりＲＡＫＥ合成
される。ＲＡＫＥ合成された信号に基づいてデータ判定
部２０３によりデータ判定信号（参照信号）を形成す
る。誤差信号生成部２０４では、ＲＡＫＥ合成された信
号とデータ判定信号との差を算出し、誤差信号（ＭＳ
Ｅ）を生成する。重み係数制御部２０５では誤差信号と
復調部２０２からのＬ個のタイミングにおける逆拡散信
号とを用いて、誤差信号が最小（ＭＭＳＥ）となるよう
な制御により、Ｌ個のタイミングに対する重み係数を決
定し、その重み係数を乗算器２０１に供給して復調部２
０２からの逆拡散信号に選択的に重み付けする。

【００３４】本発明の実施形態２では、実施形態１と同
様に、マッチト・フィルタにより逆拡散された全てのタ
イミングにおける信号に対して、ＭＭＳＥ制御された重
み係数により重み付けをした後にＲＡＫＥ合成する。こ
の実施形態２によれば、雑音や干渉成分のみの信号によ
る影響を低減してマルチパス信号をＲＡＫＥ合成でき
る。 （実施形態３） 図３に本発明の実施形態３の原理図を示す。直交検波及
びＡ／Ｄ変換されたベースバンドの拡散変調信号は、タ
ップ数ｐｇのマッチト・フィルタ１３１に入力される。
マッチト・フィルタ１３１は、拡散符号レプリカ生成部
出力１３２を用いて拡散変調信号を逆拡散し、Ｌ個のタ
イミングにおける逆拡散信号が出力される。平均受信電
力測定部１３４にマッチト・フィルタ１３１の出力を供
給してＬ個のタイミングにおけるそれぞれの平均信号電
力を測定する。最小電力検出部１４１では、Ｌ個のタイ
ミングにおける最小信号電力が検出される。しきい値Ａ
制御部１４４では検出された最小信号電力を用いてしき
い値Ａを求める。ここで、しきい値Ａは雑音や干渉成分
のみの信号を合成することを防ぐためのしきい値であ
る。

【００３５】パス選択タイミング検出部１４６では、測
定部１３４からのＬ個のタイミングにおける平均信号電
力としきい値Ａとを比較し、平均受信電力がしきい値Ａ
以上のタイミングを検出する。検出されたタイミングを
合成パス選択部１３３に供給し、そのタイミングにおけ
るマッチト・フィルタ１３１の出力を選択する。選択部
１３３により選択されたマッチト・フィルタ１３１出力
は、重み係数乗算および復調部２１０に供給され、重み
係数制御部２０５からの出力による重み付けをされ、お
よび復調された後、加算器１１８によりＲＡＫＥ合成さ
れる。ＲＡＫＥ合成された信号に基づいてデータ判定部
２０３によりデータ判定信号を形成する。誤差信号生成
部２０４では、ＲＡＫＥ合成された信号とデータ判定信
号との差を算出し、誤差信号（ＭＳＥ）を生成する。重
み係数制御部２０５では、誤差信号と、パス選択タイミ
ング検出部１４６において検出されたタイミングにおけ
る重み係数乗算および復調部２１０からの逆拡散信号と
を用いてＭＭＳＥ制御を行うことにより、検出されたタ
イミングに対する重み係数を決定する。

【００３６】実施形態３においては、全てのタイミング
における逆拡散信号の平均受信電力を測定し、測定結果
からしきい値を設定し、しきい値以上の信号をＲＡＫＥ
合成することにより、雑音や干渉による影響をより低減
することが可能となる。 （実施形態４） 図４に本発明の実施形態４の原理図を示す。直交検波及
びＡ／Ｄ変換されたベースバンドの拡散変調信号は、タ
ップ数ｐｇのマッチト・フィルタ１３１に入力される。
マッチト・フィルタ１３１は拡散符号レプリカ生成部１
３２の出力を用いて拡散変調信号を逆拡散し、Ｌ個のタ
イミングにおける逆拡散信号が出力される。平均受信電
力測定部１３４にマッチト・フィルタ１３１の出力を供
給して、Ｌ個のタイミングにおけるそれぞれの平均信号
電力を測定する。最小電力検出部１４１および最大電力
検出部１４２では、Ｌ個のタイミングにおける最小信号
電力および最大信号電力が検出される。しきい値Ａ制御
部では検出された最小信号電力を用いてしきい値Ａを求
める。しきい値Ｂ制御部では検出された最大信号電力を
用いてしきい値Ｂを求める。ここで、しきい値Ａは雑音
や干渉成分のみの信号を合成することを防ぐためのしき
い値であり、しきい値Ｂは十分な信号電力を有する信号
を選択するためのしきい値である。

【００３７】有効パス・タイミング検出部２２２では、
Ｌ個のタイミングにおける平均信号電力としきい値Ａお
よびしきい値Ｂとを比較し、平均受信電力がしきい値Ａ
およびしきい値Ｂのうち大きい方の値以上のタイミング
を検出する。初期重み係数設定部２２４では有効パス・
タイミング検出部２２２で検出されたタイミングにおけ
る重み係数の初期値を１とし、それ以外のタイミングに
おける重み係数の初期値を０と決定する。

【００３８】Ｌ個のタイミングにおけるマッチト・フィ
ルタ１３１の出力は、重み係数乗算および復調部２１０
において制御部２０５からの重み係数により重み付けお
よび復調された後、加算器１１８でＲＡＫＥ合成され
る。ＲＡＫＥ合成された信号に基づいてデータ判定部２
０３によりデータ判定信号を形成する。誤差信号生成部
２０４ではＲＡＫＥ合成された信号とデータ判定信号と
の差を算出して誤差信号（ＭＳＥ）を生成する。重み係
数制御部２０５では、誤差信号と、Ｌ個のタイミングに
おける重み係数乗算および復調部２１０からの逆拡散信
号とを用いて、初期重み係数設定部２２４において決定
された設定値に対してＭＭＳＥ制御を開始して、Ｌ個の
タイミングに対する重み係数を決定する。

【００３９】実施形態４においては、マッチト・フィル
タにより逆拡散された全てのタイミングにおける信号に
対して、ＭＭＳＥ制御された重み係数により重み付けを
した後にＲＡＫＥ合成する。雑音や干渉成分のみの信号
による影響を低減して、マルチパス信号をＲＡＫＥ合成
できる。また、ＭＭＳＥ制御による重み係数の初期値を
決定できるのでＭＭＳＥの収束時間を低減できる。 （実施形態５） 図５に本発明の実施形態５の原理図を示す。直交検波及
びＡ／Ｄ変換されたベースバンドの拡散変調信号は、タ
ップ数ｐｇのマッチト・フィルタ１３１に入力される。
マッチト・フィルタ１３１は拡散符号レプリカ生成部１
３２の出力を用いて拡散変調信号を逆拡散し、Ｌ個のタ
イミングにおける逆拡散信号が出力される。平均受信電
力測定部１３４にマッチト・フィルタ１３１の出力を供
給して、Ｌ個のタイミングにおけるそれぞれの平均信号
電力を測定する。最小電力検出部１４１および最大電力
検出部１４２では、Ｌ個のタイミングにおける最小信号
電力および最大信号電力が検出される。しきい値Ａ制御
部１４４では検出された最小信号電力を用いてしきい値
Ａを決める。しきい値Ｂ制御部１４５では検出された最
大信号電力を用いてしきい値Ｂを求める。ここで、しき
い値Ａは雑音や干渉成分のみの信号を合成することを防
ぐためのしきい値で、しきい値Ｂは十分な信号電力を有
する信号を選択するためのしきい値である。

【００４０】有効パス・タイミング検出部２２２では、
Ｌ個のタイミングにおける平均信号電力としきい値Ａお
よびしきい値Ｂとを比較し、平均受信電力がしきい値Ａ
およびしきい値Ｂのうち大きい方の値以上のタイミング
を検出する。初期重み係数設定部２２４では、有効パス
・タイミング検出部２２２で検出されたタイミングにお
ける重み係数の初期値を１とし、それ以外のタイミング
における重み係数の初期値を０と決定する。パス選択タ
イミング検出部１４６では、測定部１３４からのＬ個の
タイミングにおける平均信号電力としきい値ＡおよびＢ
とを比較し、平均受信電力がしきい値Ａおよびしきい値
Ｂのうちいずれか大きい方の値以上のタイミングを検出
する。

【００４１】重み係数乗算および復調部２１０において
は、検出部１４６で検出されたタイミングで選択された
マッチト・フィルタ１３１の逆拡散出力と、重み係数制
御部２０５の出力のそれぞれのタイミングに対する重み
係数とが乗算される。重み係数乗算および復調部２１０
においてこのようにして重み付けされ、選択されたマッ
チト・フィルタ１３１の出力は、加算器１１８でＲＡＫ
Ｅ合成される。ＲＡＫＥ合成された信号に基づいてデー
タ判定部２０３によりデータ判定信号を形成する。誤差
信号生成部２０４では、ＲＡＫＥ合成された信号とデー
タ判定信号との差を算出して誤差信号（ＭＳＥ）を生成
する。重み係数制御部２０５では、誤差信号と、パス選
択タイミング検出部１４６において検出されたタイミン
グにおける重み係数乗算および復調部２１０からの逆拡
散信号とを用いて、初期重み係数設定部２２４において
決定された値に対してＭＭＳＥ制御を開始し、Ｌ個のタ
イミングに対する重み係数を決定する。

【００４２】実施形態５においては、全てのタイミング
における逆拡散信号の平均受信電力を測定し、測定結果
からしきい値を設定することにより、雑音や干渉による
影響をより低減することが可能となり、かつ、ＭＭＳＥ
制御による重み係数の初期値を決定できるのでＭＭＳＥ
の収束時間を低減できる。 （実施形態３および５におけるしきい値の決定） 本発明の実施形態３および５におけるしきい値決定、お
よび、しきい値判定による合成パス候補選択の例を説明
する。

【００４３】まず、ｎ番目のスロットにおけるｍ番目の
シンボルにおけるＬ個のタイミングでのそれぞれの平均
信号電力測定部１３４の出力Ｓ(l) （ｎ，ｍ）から、最
小信号電力Ｓ_min（ｎ，ｍ）を検出する。ただし、ｌは
（１≦ｌ≦Ｌ）、ｍは（１≦ｍ≦ＮP ＋ＮS ）である。
Ｓ_min （ｎ，ｍ）に対して、しきい値Ａを次式のように
決定する。ここで、Ｇ_A（Ｇ_A≧１）はしきい値決定ゲイ
ンである。

【００４４】

【数１】 Ａ＝Ｓ_min（ｎ，ｍ）×Ｇ_A （１） 次に、ｌ番目のタイミングの受信電力をＳ(l) を求めた
しきい値Ａと比較し、Ｓ(l) （ｎ，ｍ）≧Ａを満たすＸ
個のタイミングを検出して、ＲＡＫＥ合成の候補とし、
Ｌ−Ｘ個の熱雑音成分や干渉成分のみの信号を候補から
除外する。 （重み係数更新） 本発明の実施形態１（図１参照）から実施形態５（図５
参照）における重み係数制御部２０５で行われている重
み係数更新の例を、図６を用いて説明する。ここでは、
Ｘ＝０とし、マッチト・フィルタ１３１の出力Ｌ個の全
てのタイミングにおける信号に対する重み係数を、シン
ボル周期毎に更新する場合について説明する。

【００４５】図６に示すように、ｎ番目のスロットにお
けるｍ＋１番目のシンボルの重み係数ｗ（ｎ，ｍ＋１）
は、ｍ番目のシンボルにおける重み係数ｗ（ｎ，ｍ）、
入力信号ｙ（ｎ，ｍ）（複素量）、及び、誤差信号ｅ
（ｎ，ｍ）（複素量）を用いて更新される。ｗ（ｎ，
ｍ），ｙ（ｎ，ｍ）は、それぞれＬ個の要素からなるベ
クトルで

【００４６】

【数２】 ｗ(n,m)＝｛ｗ⁽¹⁾(n,m),ｗ⁽²⁾(n,m)，…，ｗ^(L)(n,m)｝^T， ｙ(n,m)＝｛ｙ⁽¹⁾(n,m),ｙ⁽²⁾(n,m)，…，ｙ^(L)(n,m)｝^T である。ここでＴは転置を示す。また、ｙ(l) （ｎ，
ｍ）（１≦ｌ≦Ｌ）は、実施形態１（図１参照）の構成
の場合、ｙ(l)（ｎ，ｍ）＝ｒ(l)（ｎ，ｍ）であり、実
施形態２（図２）の構成の場合、ｙ(l)（ｎ，ｍ）＝ｒ
(l)（ｎ，ｍ）ξ(l)*（ｎ，ｍ）である。ここで、ｒ(l)
（ｎ，ｍ）はマッチト・フィルタ出力、ξ(l)*（ｎ，
ｍ）はチャネル推定値であり、*は複素共役を表す。ま
た、ｅ（ｎ，ｍ）は ｅ（ｎ，ｍ）＝ｄ_ref（ｎ，ｍ）−（ｎ，ｍ） である。このとき、ｄ_ref（ｎ，ｍ）はパイロット・シ
ンボルに対しては、パイロット・シンボル・レプリカを
用い、データ・シンボルに対しては硬判定後（２値判定
後）の信号点とする。更新式は、ｗ^(l)（ｎ，ｍ）が複
素量の場合には例えば、次のような式で表される。

【００４７】

【数３】 w(n,m+1)＝w(n,m)＋y(n,m)e*(n,m) （２） 一方、ｗ^(l)（ｎ，ｍ）がスカラー量の場合には例えば
次のような２通りの式で表される。

【００４８】

【数４】 w(n,m+1)＝w(n,m)＋Re{y(n,m)e^*(n,m)} （３） w(n,m+1)＝w(n,m)＋|y(n,m)|²|e(n,m)|² （４） ここで、Ｒｅ｛．｝は実部を示す。重み付け後の信号を
ｙ′（ｍ）とするとｙ′（ｍ）はｗ(l)（ｍ）が複素量
の場合、

【００４９】

【数５】 y´(n,m) ＝y(n,m)w*(n,m) (w(l)(n,m)が複素量） （５） と表される。ｗ^(l) （ｎ，ｍ）がスカラー量の場合、重
み係数の発散を防ぐためにＬ個の重み係数の最大値を用
いて正規化した重み係数を乗算する。従って、ｙ′
（ｎ，ｍ）は例えば次の３通りの式を用いて表される。

【００５０】

【数６】 （実施形態４および５におけるしきい値の決定） 本発明の実施形態４および５におけるしきい値決定、お
よび、しきい値判定による初期重み係数設定の例を示
す。

【００５１】ｎ番目のスロットにおけるｍ番目のシンボ
ルのＬ個のタイミングにおける平均信号電力測定部１３
４の出力Ｓ^(l)（ｎ，ｍ）から最小信号電力Ｓ_min（ｎ，
ｍ）および最大信号電力Ｓmax（ｎ，ｍ）を検出する。
ただしｌは（１≦ｌ≦Ｌ）である。Ｓ_min（ｎ，ｍ）お
よびＳmax（ｎ，ｍ）に対してしきい値Ａおよびしきい
値Ｂを次式のように決定する。ここで、Ｇ_A（Ｇ_A≧
１），Ｇ_B（Ｇ_B≦１）はそれぞれしきい値決定ゲインで
ある。

【００５２】

【数７】 Ａ＝Ｓ_min（ｎ，ｍ）×Ｇ_A （９） Ｂ＝Ｓ_max（ｎ，ｍ）×Ｇ_B （１０） 次に、ｌ番目のタイミングの受信電力をＳ^(l)（ｎ，
ｍ）を求めたしきい値Ａおよびしきい値Ｂと比較し、Ｓ
^(l)（ｎ，ｍ）≧Ａのタイミングを検出して、まず熱雑
音成分や干渉成分のみのタイミングを検出する。そし
て、Ｓ^(l)（ｎ，ｍ）≧Ｂのタイミングを検出して、受
信電力が十分なタイミングを検出する。従って、Ｓ^(l)
（ｎ，ｍ）≧Ａ、かつ、Ｓ^(l)（ｎ，ｍ）≧Ｂを満たす
Ｙ個のタイミングがマルチパスの候補として検出され
る。これらのタイミングに対する重み係数の初期値を１
とし、残りのＬ−Ｙ個のタイミングに対する重み係数は
０とする。 （重み係数の制御） 本発明で用いている重み係数制御の例を示す。まず、最
も重み係数が大きなタイミングを有効なマルチパスのタ
イミングとして検出する。そして、検出されたタイミン
グに対して±ｋ個のタイミングにおける重み係数を０と
して次に大きな重み係数のタイミングを検出し、順次重
み係数を決定していく。例えば、ｑ番目のマルチパスの
タイミングをｕｑとすると、（ｕｑ−ｋ）≦ｌ≦（ｕｑ
＋ｋ）におけるタイミングに含まれる重み係数は全て０
とする。このように、あるマルチパスのタイミングに対
して前後のタイミングにおける重み係数を０とするの
は、オーバ・サンプリングにより、同一のマルチパスに
重み付けして合成することを防ぐためである。ｋはオー
バ・サンプリング数をｓとすると例えばｋ＝ｓ／２とな
る。

【００５３】このようにしてマルチパスに対する重み係
数の決定を繰り返し、全てのマルチパスに対して重み付
けをしてＲＡＫＥ合成を行う。 （重み係数の決定） 図７を用いて、重み係数決定の例を説明する。ここで
は、実施形態１，実施形態２の場合とは異なり、重み係
数制御に制約を設けない場合について示している。

【００５４】図７のグラフに示すように、Ｌ個のタイミ
ングにおける重み係数が算出されたとする。このとき、
オーバ・サンプリング数ｓ＝４、既に重み係数を決定さ
れたマルチパスに対して重み係数を０とするタイミング
の数ｋ＝ｓ／２＝２とする。

【００５５】図７中のｐ点におけるタイミングがマルチ
パスのタイミングとして検出されたとする。このとき、
次に重み係数の大きなタイミングはｐ−１であるが、こ
の点はｐ点に対して±ｋの範囲にあるｐ−２，ｐ−１，
ｐ＋１，ｐ＋２の４点における重み係数は全て０とな
る。すると、次のｐ＋４点が次のマルチパスのタイミン
グとして検出され、±ｋ点にあるｐ＋３，ｐ＋５，ｐ＋
６点における重み係数が新たに０となる。このようにし
て、検出されたマルチパスの前後のタイミングにおける
重み係数を０としてＲＡＫＥ合成しないようにする。 （実施形態１を用いた受信装置の構成） 図８および図９に本発明の実施形態１（図１参照）を用
いた受信部構成の実施例を示す。

【００５６】図８および図９において、アンテナ１０１
で受信した拡散変調信号はバンドパスフィルタ１０２を
介して低雑音増幅器１０３で増幅された後、回路１０４
〜１０６によりＩＦ周波数に周波数変換される。そして
ＡＧＣ増幅器１０７および包絡線検波器１０８によって
フェージングに起因する振幅変動を補償して線形増幅し
た信号を直交検波器１０９に供給して直交検波する。直
交検波器１０９の出力ベースバンド信号はＡ／Ｄ変換器
１１２，１１３でディジタル信号に変換される。ディジ
タル値に変換された信号はタップ数ｐｇのマッチト・フ
ィルタ１３１により逆拡散される。ｓをチップ当りのオ
ーバ・サンプリング数とすると、Ｌ（＝ｐｇ×ｓ）個の
タイミングにおける逆拡散信号が出力される。Ｌ個のタ
イミングにおけるそれぞれの逆拡散された信号は、乗算
器２０１により重み係数制御部２０５の出力のそれぞれ
のタイミングに対する重み係数と乗算される。Ｌ個のタ
イミングにおけるそれぞれの重み付けされたマッチト・
フィルタ１３１の出力は回路１１６および１１７により
復調されて、加算器１１８でＲＡＫＥ合成される。ＲＡ
ＫＥ合成された信号はデインタリーブ回路１２２により
誤りをランダム化され、ついでビタビ復号器１２３によ
り復号化される。データ再生部ないしデータ判定部１２
４においてビタビ複号器１２３からの復号信号に対して
硬判定を行って受信データが再生される。また、ＲＡＫ
Ｅ合成された信号に基づいてデータ判定部２０３により
データ判定信号を形成する。誤差信号生成部２０４では
ＲＡＫＥ合成された信号とデータ判定信号との差を算出
して誤差信号（ＭＳＥ）を生成する。

【００５７】重み係数制御部２０５では、誤差信号とマ
ッチト・フィルタ１３１からのＬ個のタイミングにおけ
る逆拡散信号とを用いて、誤差信号が最小（ＭＭＳＥ）
となるような制御により、Ｌ個のタイミングに対する重
み係数を決定する。さらに、Ｌ個の重み係数における最
も大きな重み係数のタイミングを検出し、検出されたタ
イミングに対して±ｋ（ｋは自然数）個のタイミングに
対する重み係数は０として次に大きな重み係数のタイミ
ングを順次検出し全てのタイミングにおける重み係数を
決定する。決定された重み係数が重み係数制御部２０５
の出力となる。

【００５８】図８および図９に示したＲＡＫＥ受信機で
は、マッチト・フィルタを用いて逆拡散された全てのタ
イミングにおける信号に対してＭＭＳＥ制御された重み
係数により重み付けをした後ＲＡＫＥ合成する。そのた
め、遅延プロファイルの変動によりマルチパス数が変化
した場合でも、有効なパスを効果的に合成することがで
きる。 （実施形態２を用いた受信装置の構成） 図１０および図１１に、本発明の実施形態２（図２参
照）を用いた受信部の構成の実施例を示す。

【００５９】受信した拡散変調信号は低雑音増幅器１０
３で増幅された後、ＩＦ周波数に周波数変換される。そ
して、ＡＧＣ増幅器１０７および包絡線検波器１０８に
よってフェージングに起因する振幅変動を補償され、さ
らに直交検波器１０９により直交検波される。直交検波
器１０９の出力ベースバンド信号はＡ／Ｄ変換器１１
２，１１３でディジタル信号に変換される。ディジタル
値に変換された信号はタップ数ｐｇのマッチト・フィル
タ１３１により逆拡散される。ｓをチップ当りのオーバ
・サンプリング数とするとＬ（＝ｐｇ×ｓ）個のタイミ
ングにおける逆拡散信号が出力される。Ｌ個のタイミン
グにおけるそれぞれの逆拡散された信号に対して、回路
１１６および１１７によりパイロット・シンボルを用い
た絶対同期検波復調が行われる。Ｌ個のタイミングにお
ける復調された出力の信号は、乗算器２０１により重み
係数制御部２０５の出力のそれぞれのタイミングに対す
る重み係数と乗算される。Ｌ個のタイミングのそれぞれ
において重み付けされ、復調された出力は加算器１１８
によりＲＡＫＥ合成される。ＲＡＫＥ合成された信号は
デインターリーブ回路１２２により誤りをランダム化さ
れ、ビタビ復号器１２３により復号化されてから、デー
タ再生部ないしデータ判定部１２４に供給されて硬判定
を行って受信データが再生される。

【００６０】さらに、ＲＡＫＥ合成された信号に基づい
てデータ判定部２０３によりデータ判定信号を形成す
る。誤差信号生成部２０４では、ＲＡＫＥ合成された信
号とデータ判定信号との差を算出して誤差信号（ＭＳ
Ｅ）を生成する。重み係数制御部２０５では、誤差信号
と、乗算器１１７からのＬ個のタイミングにおける逆拡
散信号とを用いて、誤差信号が最小（ＭＭＳＥ）となる
ように乗算器２０１を制御することにより、Ｌ個のタイ
ミングに対する重み係数を決定する。さらに、Ｌ個の重
み係数における最も大きな重み係数のタイミングを検出
し、検出されたタイミングに対して±ｋ（ｋは自然数）
個のタイミングに対する重み係数は０として次に大きな
重み係数のタイミングを順次検出し全てのタイミングに
おける重み係数を決定する。決定された重み係数が重み
係数制御部２０５の出力となる。

【００６１】図１０および図１１に示したＲＡＫＥ受信
機では、図８および図９で示した受信機と同様に、マッ
チト・フィルタを用いて逆拡散された全てのタイミング
における信号に対してＭＭＳＥ制御された重み係数によ
り重み付けをした後にＲＡＫＥ合成する。そのため、遅
延プロファイルの変動によりマルチパス数が変化した場
合でも、有効なパスを効果的に合成することができる。 （実施形態１および３を用いた受信装置の構成） 図１２および図１３に本発明の実施形態１および実施形
態３を用いた受信部構成の実施例を示す。

【００６２】図１２および図１３において、受信した拡
散変調信号は低雑音増幅器１０３で増幅された後、ＩＦ
周波数に周波数変換される。そしてＡＧＣ増幅器１０７
および包絡線検波器１０８によってフェージングに起因
する振動変動を補償された後に直交検波器１０９により
直交検波される。直交検波器１０９の出力ベースバンド
信号はＡ／Ｄ変換器１１２，１１３でディジタル信号に
変換される。ディジタル値に変換された信号はタップ数
ｐｇのマッチト・フィルタ１３１により逆変換される。
ｓをチップ当りのオーバ・サンプリング数とするとＬ
（＝ｐｇ×ｓ）個のタイミングにおける逆拡散信号が出
力される。

【００６３】平均受信電力測定部１３４にマッチト・フ
ィルタ１３１の出力を供給してＬ個のタイミングにおけ
るそれぞれの平均信号電力を測定する。最小電力検出部
１４１では、平均信号電力の測定出力に基づいてＬ個の
タイミングにおける最小信号電力が検出される。しきい
値Ａ制御部１４４では検出された最小信号電力を用いて
しきい値Ａを求める。ここで、しきい値Ａは雑音や干渉
成分のみの信号を合成することを防ぐためのしきい値で
ある。

【００６４】パス選択タイミング検出部１４６では、Ｌ
個のタイミングにおける平均信号電力としきい値Ａとを
比較し、平均受信電力がしきい値Ａ以上となるＸ個のタ
イミングを検出する。検出されたＸ個のタイミングにお
けるマッチト・フィルタ１３１の出力が合成パス選択部
１３３で選択され、選択されたＸ個のマッチト・フィル
タ１３１の出力は、乗算器２０１により重み係数制御部
２０５の出力のそれぞれのタイミングに対する重み係数
と乗算される。マッチト・フィルタ１３１の出力のう
ち、選択部１３３により選択され、乗算器２０１により
重み係数と乗算された出力に対して、チャネル推定部１
１６において、パイロット・シンボルを用いた絶対同期
検波復調が行われ、乗算器１１７からの出力が加算器１
１８よりＲＡＫＥ合成される。ＲＡＫＥ合成された信号
はデインターリーブ回路１２２により誤りをランダム化
され、ビタビ復号器１２３により復号化されてから、デ
ータ再生部ないしデータ判定部１２４に供給されて硬判
定を行って受信データが再生される。ＲＡＫＥ合成され
た信号に基づいてデータ判定部２０３によりデータ判定
信号を形成する。

【００６５】誤差信号生成部２０４では、ＲＡＫＥ合成
された信号とデータ判定信号との差を算出して誤差信号
（ＭＳＥ）を生成する。重み係数制御部２０５では、誤
差信号と、パス選択タイミング検出部１４６において検
出されたＸ個のタイミングにおける選択部１３３からの
逆拡散信号とを用いて乗算器２０１に対してＭＭＳＥ制
御を行うことにより、検出されたタイミングに対する重
み係数を決定する。さらに、Ｘ個の重み係数における最
も大きな重み係数のタイミングを検出し、検出されたタ
イミングに対して±ｋ（ｋは自然数）個のタイミングに
対する重み係数は０として次に大きな重み係数のタイミ
ングを順次検出し全てのタイミングにおける重み係数を
決定する。決定された重み係数が重み係数制御部２０５
の出力となる。

【００６６】図１２および図１３に示したＲＡＫＥ受信
機では、マッチト・フィルタを用いて逆拡散された信号
に対して、ＭＭＳＥ制御された重み係数により重み付け
をした後にＲＡＫＥ合成する。従って、遅延プロファイ
ルの変動によりマルチパス数が変化した場合でも、有効
なパスを効果的に合成することができる。

【００６７】しかもまた、全てのタイミングにおける逆
拡散信号の平均受信電力を測定し、測定結果からしきい
値を設定し、しきい値以上の信号をＲＡＫＥ合成するこ
とにより、雑音や干渉による影響をより低減することが
可能となる。 （実施形態２および３を用いた受信装置の構成） 図１４および図１５に、本発明の実施形態２および３を
用いた受信部構成の実施例を示す。

【００６８】受信した拡散変調信号は低雑音増幅器１０
３で増幅された後、ＩＦ周波数に周波数変換される。そ
してＡＧＣ増幅器１０７および包絡線検波器１０８によ
ってフェージングに起因する振動変動を補償された後に
直交検波器１０９により直交検波される。直交検波器１
０９の出力ベースバンド信号はＡ／Ｄ変換器１１２，１
１３でディジタル信号に変換される。ディジタル値に変
換された信号はタップ数ｐｇのマッチト・フィルタ１３
１により逆変換される。ｓをチップ当りのオーバ・サン
プリング数とするとＬ（＝ｐｇ×ｓ）個のタイミングに
おける逆拡散信号が出力される。

【００６９】平均受信電力測定部１３４にマッチト・フ
ィルタ１３１の出力を供給してＬ個のタイミングにおけ
るそれぞれの平均信号電力を測定する。最小電力検出部
１４１では、平均受信電力の測定出力に基づいてＬ個の
タイミングにおける最小信号電力が検出される。しきい
値Ａ制御部１４４では検出された最小信号電力を用いて
しきい値Ａを求める。ここで、しきい値Ａは雑音や干渉
成分のみの信号を合成することを防ぐためのしきい値で
ある。

【００７０】パス選択タイミング検出部１４６では、Ｌ
個のタイミングにおける平均信号電力としきい値Ａとを
比較し、平均受信電力がしきい値Ａ以上となるＸ個のタ
イミングを検出する。検出されたＸ個のタイミングにお
けるマッチト・フィルタ１３１の出力が合成パス選択部
１３３で選択される。選択されたマッチト・フィルタ１
３１の出力に対してチャネル推定部１１６においてパイ
ロット・シンボルを用いた絶対同期検波復調が行われ
る。乗算器１１７からの復調出力を乗算器２０１に供給
して、重み係数制御部２０５の出力のそれぞれのタイミ
ングに対する重み係数と乗算する。

【００７１】このようにして、マッチト・フィルタ１３
１の出力に対して選択、復調および重み付けを行って得
た出力信号は、加算器１１８よりＲＡＫＥ合成される。
ＲＡＫＥ合成された信号は、デインターリーブ回路１２
２により誤りをランダム化され、ビタビ復号器１２３に
より復号化されてから、データ判定部１２４に供給され
て受信データが再生される。ＲＡＫＥ合成された信号に
基づいてデータ判定部２０３によりデータ判定信号を形
成する。誤差信号生成部２０４では、ＲＡＫＥ合成され
た信号とデータ判定信号との差を算出して誤差信号（Ｍ
ＳＥ）を生成する。

【００７２】重み係数制御部２０５では、誤差信号と、
パス選択タイミング検出部１４６において検出されたＸ
個のタイミングにおける乗算器１１７からの逆拡散信号
とを用いてＭＭＳＥ制御を行うことにより、検出された
タイミングに対する重み係数を決定する。さらに、Ｘ個
の重み係数における最も大きな重み係数のタイミングを
検出し、検出されたタイミングに対して±ｋ（ｋは自然
数）個のタイミングに対する重み係数は０として次に大
きな重み係数のタイミングを順次検出し全てのタイミン
グにおける重み係数を決定する。決定された重み係数が
重み係数制御部２０５の出力となる。

【００７３】図１４および図１５に示したＲＡＫＥ受信
機では、図１２および図１３に示したＲＡＫＥ受信機と
同様に、マッチト・フィルタを用いて逆拡散された信号
に対して、ＭＭＳＥ制御された重み係数により重み付け
をした後にＲＡＫＥ合成する。従って、遅延プロファイ
ルの変動によりマルチパス数が変化した場合でも、有効
なパスを効果的に合成することができる。しかもまた、
全てのタイミングにおける逆拡散信号の平均受信電力を
測定し、測定結果からしきい値を設定して、しきい値以
上の信号をＲＡＫＥ合成することにより、雑音や干渉に
よる影響をより低減することが可能となる。 （実施形態１および４を用いた受信装置の構成） 図１６および図１７に、本発明の実施形態１および実施
形態４を用いた受信部構成の実施例を示す。

【００７４】図１６および図１７において、受信した拡
散変調信号は低雑音増幅器１０３で増幅された後、ＩＦ
周波数に周波数変換される。そしてＡＧＣ増幅器１０７
および包絡線検波器１０８によってフェージングに起因
する振動変動を補償された後に直交検波器１０９により
直交検波される。直交検波器１０９の出力ベースバンド
信号はＡ／Ｄ変換器１１２，１１３でディジタル信号に
変換される。ディジタル値に変換された信号は、タップ
数ｐｇのマッチト・フィルタ１３１により逆変換され
る。ｓをチップ当りのオーバ・サンプリング数とすると
Ｌ（＝ｐｇ×ｓ）個のタイミングにおける逆拡散信号が
出力される。Ｌ個のタイミングにおけるマッチト・フィ
ルタ１３１の出力は、乗算器２０１により重み係数制御
部２０５の出力のそれぞれのタイミングに対する重み係
数と乗算される。復調部１１６および１１７において、
重み係数と乗算されたマッチト・フィルタ１３１の出力
に対して、パイロット・シンボルを用いた絶対同期検波
復調が行われる。それら復調出力は加算器１１８よりＲ
ＡＫＥ合成される。ＲＡＫＥ合成された信号は、デイン
ターリーブ回路１２２により誤りをランダム化され、ビ
タビ復号器１２３により復号化された後に、データ判定
部１２４に供給されて受信データが再生される。

【００７５】ＲＡＫＥ合成された信号に基づいてデータ
判定部２０３によりデータ判定信号を形成する。誤差信
号生成部２０４では、ＲＡＫＥ合成された信号と判定デ
ータとの差を算出し、誤差信号（ＭＳＥ）を生成する。
重み係数制御部２０５では、誤差信号と、Ｌ個のタイミ
ングにおけるマッチト・フィルタ１３１からの逆拡散信
号とを用いて、ＭＭＳＥ制御によりＬ個のタイミングに
対する重み係数を決定する。さらに、Ｌ個の重み係数に
おける最も大きな重み係数のタイミングを検出し、検出
されたタイミングに対して±ｋ（ｋは自然数）個のタイ
ミングに対する重み係数は０として、次に大きな重み係
数のタイミングを順次検出し、全てのタイミングにおけ
る重み係数を決定する。決定された重み係数が重み係数
制御部２０５の出力となる。

【００７６】ここで、ＭＭＳＥ制御を開始する際の重み
係数の初期値は、次のように決定する。まず、平均受信
電力測定部１３４にマッチト・フィルタ１３１の出力を
供給してＬ個のタイミングにおけるそれぞれの平均信号
電力を測定する。最小電力検出部１４１および最大電力
検出部１４２では、それぞれ、Ｌ個のタイミングにおけ
る最小信号電力および最大信号電力が検出される。しき
い値Ａ制御部１４４では検出された最小信号電力を用い
てしきい値Ａを求める。また、しきい値Ｂ制御部１４５
では検出された最大信号電力を用いてしきい値Ｂを求め
る。ここで、しきい値Ａは雑音や干渉成分のみの信号を
合成することを防ぐためのしきい値であり、しきい値Ｂ
は十分な信号電力を有する信号を選択するためのしきい
値である。有効パス・タイミング検出部２２２では、Ｌ
個のタイミングにおける平均信号電力としきい値Ａおよ
びＢとを比較し、平均受信電力がしきい値Ａおよびしき
い値Ｂのうち大きい方の値以上となるＹ個のタイミング
を検出する。初期重み係数設定部２２４では、有効パス
・タイミング検出部２２２で検出されたＹ個のタイミン
グにおける重み係数の初期値を１とし、それ以外のＬ−
Ｙ個のタイミングにおける重み係数の初期値を０と決定
する。

【００７７】図１６および図１７に示したＲＡＫＥ受信
機では、マッチト・フィルタを用いて逆拡散された全て
のタイミングにおける信号に対してＭＭＳＥ制御された
重み係数により重み付けをした後にＲＡＫＥ合成する。
従って、遅延プロファイルの変動によりマルチパス数が
変化した場合でも、有効なパスを効果的に合成すること
ができる。

【００７８】しかもまた、ＭＭＳＥ制御による重み係数
の初期値を決定しているので、ＭＭＳＥの収束時間を低
減できる。 （実施形態２および４を用いた受信装置の構成） 図１８および図１９に本発明の実施形態２および実施形
態４を用いた受信部構成の実施例を示す。

【００７９】図１８および図１９において、受信した拡
散変調信号は低雑音増幅器１０３で増幅された後、ＩＦ
周波数に周波数変換される。そして、ＡＧＣ増幅器１０
７および包絡線検波器１０８によってフェージングに起
因する振動変動を補償された後に直交検波器１０９によ
り直交検波される。直交検波器１０９の出力ベースバン
ド信号は、Ａ／Ｄ変換器１１２，１１３でディジタル信
号に変換される。ディジタル値に変換された信号はタッ
プ数ｐｇのマッチト・フィルタ１３１により逆変換され
る。ｓをチップ当りのオーバ・サンプリング数とすると
Ｌ（＝ｐｇ×ｓ）個のタイミングにおける逆拡散信号が
出力される。Ｌ個のマッチト・フィルタ１３１の出力に
対して復調部１１６および１１７でパイロット・シンボ
ルを用いた絶対同期検波復調が行われる。復調出力は乗
算器２０１において重み係数制御部２０５の出力のそれ
ぞれのタイミングに対する重み係数と乗算される。乗算
器２０１の出力は加算器１１８よりＲＡＫＥ合成され
る。ＲＡＫＥ合成された信号はデインターリーブ回路１
２２により誤りをランダム化されビタビ復号器１２３に
より復号化されてから、データ判定部１２４に供給され
て受信データが再生される。ＲＡＫＥ合成された信号に
基づいてデータ判定部２０３によりデータ判定信号を形
成する。誤差信号生成部２０４では、ＲＡＫＥ合成され
た信号とデータ判定信号との差を算出して誤差信号（Ｍ
ＳＥ）を生成する。重み係数制御部２０５では誤差信号
とＬ個のタイミングにおける復調部１１６および１１７
からの逆拡散信号とを用いてＭＭＳＥ制御によりＬ個の
タイミングに対する重み係数を決定する。

【００８０】さらに、Ｌ個の重み係数における最も大き
な重み係数のタイミングを検出し、検出されたタイミン
グに対して±ｋ（ｋは自然数）個のタイミングに対する
重み係数は０として次に大きな重み係数のタイミングを
順次検出し全てのタイミングにおける重み係数を決定す
る。

【００８１】このようにして決定された重み係数が重み
係数制御部２０５の出力となる。ＭＭＳＥ制御を開始す
る際の重み係数の初期値は、次のように決定する。ま
ず、平均信号電力測定部１３４にマッチト・フィルタ１
３１の出力を供給してＬ個のタイミングのそれぞれにお
ける平均信号電力を測定する。最小電力検出部１４１お
よび最大電力検出部１４２では、Ｌ個のタイミングにお
ける最小信号電力および最大信号電力が検出される。し
きい値Ａ制御部１４４では検出された最小信号電力を用
いてしきい値Ａを求める。しきい値Ｂ制御部１４５では
検出された最大信号電力を用いてしきい値Ｂを求める。
ここで、しきい値Ａは雑音や干渉成分のみの信号を合成
することを防ぐためのしきい値で、しきい値Ｂは十分な
信号電力を有する信号を選択するためのしきい値であ
る。有効パス・タイミング検出部２２２では、Ｌ個のタ
イミングにおける平均信号電力としきい値ＡおよびＢと
を比較し、平均信号電力がしきい値Ａおよびしきい値Ｂ
のうち大きい方の値以上となるＹ個のタイミングを検出
する。

【００８２】初期重み係数設定部２２４では有効パス・
タイミング検出部２２２で検出されたＹ個のタイミング
における重み係数の初期値を１とし、それ以外のＬ−Ｙ
個のタイミングにおける重み係数の初期値を０と決定す
る。

【００８３】図１８および図１９に示したＲＡＫＥ受信
機では、図１６および図１７に示したＲＡＫＥ受信機と
同様に、マッチト・フィルタを用いて逆拡散された全て
のタイミングにおける信号に対して、ＭＭＳＥ制御され
た重み係数により重み付けを施した後にＲＡＫＥ合成す
る。従って、遅延プロファイルの変動によりマルチパス
数が変化した場合でも、有効なパスを効果的に合成する
ことができる。

【００８４】しかもまた、ＭＭＳＥ制御による重み係数
の初期値を決定しているので、ＭＭＳＥの収束時間を低
減できる。 （実施形態１および５を用いた受信装置の構成） 図２０および図２１に実施形態１および５を用いた受信
部構成の実施例を示す。

【００８５】図２０および図２１において、受信した拡
散変調信号は低雑音増幅器１０３で増幅された後、ＩＦ
周波数に周波数変換される。そして、ＡＧＣ増幅器１０
７および包絡線検波器１０８によってフェージングに起
因する振動変動を補償された後に直交検波器１０９によ
り直交検波される。直交検波器１０９の出力ベースバン
ド信号はＡ／Ｄ変換器１１２，１１３でディジタル信号
に変換される。ディジタル値に変換された信号は、タッ
プ数ｐｇのマッチト・フィルタ１３１により逆変換され
る。ｓをチップ当りのオーバ・サンプリング数とすると
Ｌ（＝ｐｇ×ｓ）個のタイミングにおける逆拡散信号が
出力される。

【００８６】マッチト・フィルタ１３１の出力を平均受
信電力測定部１３４に供給してＬ個のタイミングにおけ
るそれぞれの平均信号電力を測定する。最小電力検出部
１４１および最大電力検出部１４２では、それぞれ、Ｌ
個のタイミングにおける最小信号電力および最大信号電
力が検出される。しきい値Ａ制御部１４４では検出され
た最小信号電力を用いてしきい値Ａを求める。しきい値
Ｂ制御部１４５では検出された最大信号電力を用いてし
きい値Ｂを求める。ここで、しきい値Ａは雑音や干渉成
分のみの信号を合成することを防ぐためのしきい値であ
る。しきい値Ｂは十分な信号電力を有する信号を選択す
るためのしきい値である。

【００８７】パス選択タイミング検出部１４６では、Ｌ
個のタイミングにおける平均信号電力としきい値Ａおよ
びＢとを比較し、平均受信電力がしきい値Ａおよびしき
い値のうち大きい方の値以上となるＸ個のタイミングを
検出する。このように検出されたＸ個のタイミングにお
けるマッチト・フィルタ１３１の出力は、乗算器２０１
によって、重み係数制御部２０５の出力のそれぞれのタ
イミングに対する重み係数と乗算される。選択されたマ
ッチト・フィルタ１３１の出力は復調部１１６および１
１７に供給され、ここでパイロット・シンボルを用いた
絶対同期検波復調が行われる。その復調出力は加算器１
１８よりＲＡＫＥ合成される。ＲＡＫＥ合成された信号
はデインターリーブ回路１２２により誤りをランダム化
されてからビタビ復号器１２３により復号され、さらに
データ判定部１２４において受信データが再生される。

【００８８】ＲＡＫＥ合成された信号に基づいてデータ
判定部２０３によりデータ判定信号を形成する。誤差信
号生成部２０４では、ＲＡＫＥ合成された信号とデータ
判定信号との差を算出して誤差信号（ＭＳＥ）を生成す
る。重み係数制御部２０５では、誤差信号とＸ個のタイ
ミングにおける初期重み係数設定部２２４からの初期値
信号とを用いてＭＭＳＥ制御によりＸ個のタイミングに
対する重み係数を決定する。さらに、Ｘ個の重み係数に
おける最も大きな重み係数のタイミングを検出し、検出
されたタイミングに対して±ｋ（ｋは自然数）個のタイ
ミングに対する重み係数は０として、次に大きな重み係
数のタイミングを順次検出し、全てのタイミングにおけ
る重み係数を決定する。決定された重み係数が重み係数
制御部２０５の出力となる。

【００８９】有効パス・タイミング検出部２２２では、
Ｌ個のタイミングにおける平均信号電力としきい値を比
較し、平均受信電力がしきい値Ａおよびしきい値Ｂのう
ち大きい方の値以上となるＹ個のタイミングを検出す
る。初期重み係数設定部２２４では有効パス・タイミン
グ検出部２２２で検出されたＹ個のタイミングにおける
重み係数の初期値を１とし、それ以外のＬ−Ｙ個のタイ
ミングにおける重み係数の初期値を０と決定する。

【００９０】図２０および図２１に示された受信装置に
おいては、マッチト・フィルタを用いて逆拡散された信
号に対して、ＭＭＳＥ制御された重み係数により重み付
けをした後にＲＡＫＥ合成する。従って、遅延プロファ
イルの変動によりマルチパス数が変化した場合でも、有
効なパスを効果的に合成することができる。

【００９１】しかもまた、全てのタイミングにおける逆
拡散信号の平均受信電力を測定し、測定結果からしきい
値を設定し、しきい値以上の信号をＲＡＫＥ合成するこ
とにより、雑音や干渉による影響をより低減することが
できる。

【００９２】加えて、ＭＭＳＥ制御による重み係数の初
期値を決定しているので、ＭＭＳＥの収束時間を低減で
きる。 （実施形態２および５を用いた受信装置の構成） 図２２および図２３に、本発明の実施形態２および５を
用いた受信部構成の実施例を示す。

【００９３】図２２および図２３において、受信した拡
散変調信号は低雑音増幅器１０３で増幅された後、ＩＦ
周波数に周波数変換される。そして、ＡＧＣ増幅器１０
７および包絡線検波器１０８によってフェージングに起
因する振動変動を補償された後に直交検波器１０９によ
り直交検波される。直交検波器１０９の出力ベースバン
ド信号はＡ／Ｄ変換器１１２，１１３でディジタル信号
に変換される。ディジタル値に変換された信号はタップ
数ｐｇのマッチト・フィルタ１３１により逆変換され
る。ｓをチップ当りのオーバ・サンプリング数とすると
Ｌ（＝ｐｇ×ｓ）個のタイミングにおける逆拡散信号が
出力される。

【００９４】平均受信電力測定部１３４においてＬ個の
タイミングのぞれぞれにおける平均信号電力を測定す
る。最小電力検出部１４１および最大電力検出部１４２
では、それぞれにＬ個のタイミングにおける最小信号電
力および最大信号電力が検出される。しきい値Ａ制御部
１４４では、検出された最小信号電力を用いてしきい値
Ａを求める。ここで、しきい値Ａは雑音や干渉成分のみ
の信号を合成することを防ぐためのしきい値である。し
きい値Ｂ制御部１４５では検出された最大信号電力を用
いてしきい値Ｂを求める。ここで、しきい値Ｂは十分な
信号電力を有する信号を選択するためのしきい値であ
る。

【００９５】パス選択タイミング検出部１４６では、Ｌ
個のタイミングにおける平均信号電力としきい値Ａおよ
びＢとを比較し、平均受信電力がしきい値Ａおよびしき
い値Ｂのうち大きい方の値以上となるＸ個のタイミング
を検出する。このように検出されたＸ個のタイミングに
おけるマッチト・フィルタ１３１の出力が合成パス選択
部１３３で選択される。選択されたマッチト・フィルタ
１３１の出力は復調部１１６および１１７で復調された
後、乗算器２０１によって、重み係数制御部２０５の出
力のそれぞれのタイミングに対する重み係数と乗算され
る。重み付けされた重み係数制御部２０５の出力は復調
部に供給され、ここでパイロット・シンボルを用いた絶
対同期検波復調が行われる。その復調出力は加算器１１
８よりＲＡＫＥ合成される。ＲＡＫＥ合成された信号は
デインターリーブ回路１２２により誤りをランダム化さ
れてからビタビ復号器１２３により復号され、さらにデ
ータ判定部１２４において受信データが再生される。

【００９６】ＲＡＫＥ合成された信号に基づいてデータ
判定部２０３によりデータ判定信号を形成する。誤差信
号生成部２０４では、ＲＡＫＥ合成された信号とデータ
判定信号との差を算出して誤差信号（ＭＳＥ）を生成す
る。重み係数制御部２０５では誤差信号とＸ個のタイミ
ングにおける初期重み係数設定部２２４からの初期値信
号とを用いてＭＭＳＥ制御によりＸ個のタイミングに対
する重み係数を決定する。さらに、Ｘ個の重み係数にお
ける最も大きな重み係数のタイミングを検出し、検出さ
れたタイミングに対して±ｋ（ｋは自然数）個のタイミ
ングに対する重み係数は０として次に大きな重み係数の
タイミングを順次検出し全てのタイミングにおける重み
係数を決定する。決定された重み係数が重み係数制御部
２０５の出力となる。

【００９７】ＭＭＳＥ制御を開始する際の重み係数の初
期値は、次のように決定する。マッチト・フィルタ１３
１の出力を平均受信電力測定部１３４に供給してＬ個の
タイミングにおけるそれぞれの平均信号電力を測定す
る。最小電力検出部１４１および最大電力検出部１４２
では、それぞれ、Ｌ個のタイミングにおける最小信号電
力および最大信号電力が検出される。しきい値Ａ制御部
１４４では検出された最小信号電力を用いてしきい値Ａ
を求める。また、しきい値Ｂ制御部１４５では検出され
た最大信号電力を用いてしきい値Ｂを求める。ここで、
しきい値Ａは雑音や干渉成分のみの信号を合成すること
を防ぐためのしきい値である。しきい値Ｂは十分な信号
電力を有する信号を選択するためのしきい値である。有
効パス・タイミング検出部２２２では、Ｌ個のタイミン
グにおける平均信号電力としきい値ＡおよびＢとを比較
し、平均受信電力がしきい値Ａおよびしきい値Ｂのうち
大きい方の値以上となるＹ個のタイミングを検出する。
初期重み係数設定部２２４では有効パス・タイミング検
出部２２２で検出されたＹ個のタイミングにおける重み
係数の初期値を１とし、それ以外のＬ−Ｙ個のタイミン
グにおける重み係数の初期値を０と決定する。

【００９８】図２２および図２３に示された受信装置に
おいては、図２０および図２１に示された受信装置と同
様に、マッチト・フィルタを用いて逆拡散された信号に
対して、ＭＭＳＥ制御された重み係数により重み付けを
した後にＲＡＫＥ合成する。従って、遅延プロファイル
の変動によりマルチパス数が変化した場合でも、有効な
パスを効果的に合成することができる。

【００９９】しかもまた、全てのタイミングにおける逆
拡散信号の平均受信電力を測定し、測定結果からしきい
値を設定し、しきい値以上の信号をＲＡＫＥ合成するこ
とにより、雑音や干渉による影響をより低減することが
できる。

【０１００】加えて、ＭＭＳＥ制御による重み係数の初
期値を決定しているので、ＭＭＳＥの収束時間を低減で
きる。

【０１０１】なお、上述した種々の受信装置の構成は本
発明の例示であり、いろいろな実施形態の組合せ等が実
現可能である。

【０１０２】

【発明の効果】本発明によるＲＡＫＥ受信機では、マッ
チト・フィルタを用いて逆拡散された全てのタイミング
における信号に対してＭＭＳＥ制御された重み係数によ
り重み付けをした後にＲＡＫＥ合成する。従って、遅延
プロファイルの変動によりマルチパス数が変化した場合
でも、有効なパスを効果的に合成することができる。

【０１０３】しかもまた、本発明によれば、全てのタイ
ミングにおける逆拡散信号の平均受信電力を測定し、そ
の最小値からしきい値を決定し、しきい値以上の逆拡散
信号のみをＲＡＫＥ合成の候補としているので、雑音や
干渉成分のみの信号を合成することによる影響を低減す
ることができる。

【０１０４】さらに、本発明によれば、全てのタイミン
グにおける平均受信電力の最小値および最大値からしき
い値を決定し、受信電力が２つのしきい値以上のタイミ
ングに対する重み係数の初期値を１としているので、Ｍ
ＭＳＥの収束時間を短縮することができる。

【０１０５】本発明によれば、特にチップレートが高速
な、すなわち広帯域ＤＳ−ＣＤＭＡに対してＲＡＫＥに
よる時間ダイバーシチ効果による受信品質の特性改善を
実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施形態１の構成を示すブロック図で
ある。

【図２】本発明の実施形態２の構成を示すブロック図で
ある。

【図３】本発明の実施形態３の構成を示すブロック図で
ある。

【図４】本発明の実施形態４の構成を示すブロック図で
ある。

【図５】本発明の実施形態５の構成を示すブロック図で
ある。

【図６】本発明の重み係数制御の例を示す図である。

【図７】本発明の他の重み係数制御の例を示す図であ
る。

【図８】本発明の実施形態１を用いたＤＳ−ＣＤＭＡ受
信機の構成例を示すブロック図である。

【図９】図８に続く、本発明の実施形態１を用いたＤＳ
−ＣＤＭＡ受信機の構成例を示すブロック図である。

【図１０】本発明の実施形態２を用いたＤＳ−ＣＤＭＡ
受信機の構成例を示すブロック図である。

【図１１】図１０に続く、本発明の実施形態２を用いた
ＤＳ−ＣＤＭＡ受信機の構成例を示すブロック図であ
る。

【図１２】本発明の実施形態１および３を用いたＤＳ−
ＣＤＭＡ受信機の構成例を示すブロック図である。

【図１３】図１２に続く、本発明の実施形態１および３
を用いたＤＳ−ＣＤＭＡ受信機の構成例を示すブロック
図である。

【図１４】本発明の実施形態２および３を用いたＤＳ−
ＣＤＭＡ受信機の構成例を示すブロック図である。

【図１５】図１４に続く、本発明の実施形態２および３
を用いたＤＳ−ＣＤＭＡ受信機の構成例を示すブロック
図である。

【図１６】本発明の実施形態１および４を用いたＤＳ−
ＣＤＭＡ受信機の構成例を示すブロック図である。

【図１７】図１６に続く、本発明の実施形態１および４
を用いたＤＳ−ＣＤＭＡ受信機の構成例を示すブロック
図である。

【図１８】本発明の実施形態２および４を用いたＤＳ−
ＣＤＭＡ受信機の構成例を示すブロック図である。

【図１９】図１８に続く、本発明の実施形態２および４
を用いたＤＳ−ＣＤＭＡ受信機の構成例を示すブロック
図である。

【図２０】本発明の実施形態１および５を用いたＤＳ−
ＣＤＭＡ受信機の構成例を示すブロック図である。

【図２１】図２０に続く、本発明の実施形態１および５
を用いたＤＳ−ＣＤＭＡ受信機の構成例を示すブロック
図である。

【図２２】本発明の実施形態２および５用いたＤＳ−Ｃ
ＤＭＡ受信機の構成例を示すブロック図である。

【図２３】図２２に続く、本発明の実施形態２および５
用いたＤＳ−ＣＤＭＡ受信機の構成例を示すブロック図
である。

【図２４】従来のスライディング相関器を用いたＤＳ−
ＣＤＭＡ受信機の構成例を示すブロック図である。

【図２５】図２４に続く、従来のスライディング相関器
を用いたＤＳ−ＣＤＭＡ受信機の構成例を示すブロック
図である。

【図２６】本出願人が先に出願した、マッチト・フィル
タを用いたＤＳ−ＣＤＭＡ受信機の構成例を示すブロッ
ク図である。

【図２７】図２６に続く、本出願人が先に出願した、マ
ッチト・フィルタを用いたＤＳ−ＣＤＭＡ受信機の構成
例を示すブロック図である。

【図２８】本出願人が先に出願した、マッチト・フィル
タを用いたＤＳ−ＣＤＭＡ受信機の構成例を示すブロッ
ク図である。

【図２９】図２８に続く、本出願人が先に出願した、マ
ッチト・フィルタを用いたＤＳ−ＣＤＭＡ受信機の構成
例を示すブロック図である。

【図３０】図３０は、フレーム構成の例を示す図であ
る。

【符号の説明】

１０１ アンテナ １０２，１０６ バンドバス・フィルタ １０３ 低雑音増幅器 １０４ 混合器 １０５ 発振器 １０７ 自動利得制御増幅器（ＡＧＣ増幅器） １０８ 包絡線検波器 １０９ 直交検波器 １１０，１１１ ローパス・フィルタ １１２，１１３ Ａ／Ｄ変換器 １１６ チャネル推定部 １１７ 乗算器 １１８ 加算器（ＲＡＫＥ合成器） １２２ デインタリーブ回路 １２３ ビタビ復号器 １２４ データ判定部 １３１ マッチト・フィルタ １３２ 拡散符号レプリカ生成部 １３３ 合成パス選択部 １３４ 平均信号電力測定部 １４１ 最小電力検出部 １４２ 最大電力検出部 １４４ しきいＡ値制御部 １４５ しきいＢ値制御部 ２０１ 乗算器 ２０２ 復調部 ２０３ データ判定部 ２０４ 誤差信号生成部 ２０５ 重み係数制御部 ２１０ 重み係数乗算および復調部 ２２２ 有効パス・タイミング検出部 ２２４ 初期重み係数制御部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−292063（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−141021（ＪＰ，Ａ) 特開 平11−68619（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−173629（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−321667（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−181636（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−162847（ＪＰ，Ａ) 国際公開95／10891（ＷＯ，Ａ１) 国際公開95／22214（ＷＯ，Ａ１) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04J 13/04 H04B 1/16

Claims (12)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 情報データの変調信号を拡散符号で広帯
   域の拡散変調信号に拡散して多元接続伝送を行う直接拡
   散ＣＤＭＡ伝送方式におけるＲＡＫＥ受信機において、 前記拡散変調信号を受信する手段と、 拡散符号レプリカを生成する拡散符号レプリカ生成部
   と、 複数の出力タップを有し、前記拡散符号レプリカ生成部
   からの拡散符号レプリカ出力を用いて、受信した拡散変
   調信号を逆拡散して複数の逆拡散信号を得るマッチト・
   フィルタと、 誤差信号を生成する誤差信号生成部と、 前記マッチト・フィルタからの複数の逆拡散信号の各々
   と前記誤差信号とに基づいて前記複数の逆拡散信号の各
   々に対応する重み係数を出力し、該重み係数を、前記誤
   差信号が最小となるように制御する重み係数制御部と、 前記逆拡散信号の各々と前記重み係数制御部からの各対
   応する重み係数とを乗算する乗算器と、 前記乗算器からの複数の出力のそれぞれを復調する復調
   部と、 前記復調部からの複数の復調信号を合成する加算器と、 前記加算器からの出力に基づいて参照信号を生成する参
   照信号生成部とを具え、 前記加算器からの出力と前記参照信号との差を算出して
   前記誤差信号生成部により誤差信号を生成するようにし
   たことを特徴とするＲＡＫＥ受信機。
2. 【請求項２】 情報データの変調信号を拡散符号で広帯
   域の拡散変調信号に拡散して多元接続伝送を行う直接拡
   散ＣＤＭＡ伝送方式におけるＲＡＫＥ受信機において、 前記拡散変調信号を受信する手段と、 拡散符号レプリカを生成する拡散符号レプリカ生成部
   と、 複数の出力タップを有し、前記拡散符号レプリカ生成部
   からの拡散符号レプリカ出力を用いて、受信した拡散変
   調信号を逆拡散して複数の逆拡散信号を得るマッチト・
   フィルタと、 前記マッチト・フィルタからの複数の逆拡散された信号
   の各々を復調する復調部と、 誤差信号を生成する誤差信号生成部と、 前記復調部からの複数の復調信号のそれぞれに対応する
   重み係数を出力し、該重み係数を、前記誤差信号が最小
   となるように制御する重み係数制御部と、 前記復調部からの復調信号の各々と前記重み制御部から
   の各対応する重み係数とを乗算する乗算器と、 前記乗算器からの複数の出力を合成する加算器と、 前記加算器からの出力に基づいて参照信号を生成する参
   照信号生成部とを具え、 前記加算器からの出力と前記参照信号との差を算出して
   前記誤差信号生成部により誤差信号を生成するようにし
   たことを特徴とするＲＡＫＥ受信機。
3. 【請求項３】 請求項１または請求項２記載のＲＡＫＥ
   受信機において、 前記マッチト・フィルタからの前記複数の逆拡散信号の
   各々の平均受信信号電力を測定する平均信号電力測定部
   と、 前記平均信号電力測定部からの複数の平均受信信号電力
   から最小信号電力を検出する最小電力検出部と、 前記最小電力検出部からの最小信号電力から、前記加算
   器に供給される信号のパスを選択するための第一しきい
   値を求めて出力する第一しきい値制御部と、 前記平均受信信号電力と第一しきい値とを比較し、平均
   受信信号電力が第一しきい値以上となるパスを選択する
   パス選択検出部と、 前記マッチト・フィルタからの前記逆拡散信号のうち、
   前記パス選択検出部で検出したパスに対応する信号を選
   択する合成パス選択部と具えたことを特徴とするＲＡＫ
   Ｅ受信機。
4. 【請求項４】 請求項３に記載のＲＡＫＥ受信機におい
   て、前記重み係数制御部において前記複数の重み係数を
   決定する際に、前記パス選択検出部で検出されたパスに
   対応する重み係数のみを制御して出力することを特徴と
   するＲＡＫＥ受信機。
5. 【請求項５】 請求項１または請求項２記載のＲＡＫＥ
   受信機において、 前記マッチト・フィルタからの前記複数の逆拡散信号の
   各々の平均受信信号電力を測定する平均信号電力測定部
   と、 前記平均信号電力測定部からの複数の平均受信信号電力
   から最小信号電力を検出する最小電力検出部と、 前記平均信号電力測定部からの最小信号電力から最大信
   号電力を検出する最大電力検出部と、 前記最小電力検出部からの最小電力検出出力から前記重
   み係数制御部の初期値を設定するための第２しきい値を
   求めて出力する第２しきい値制御部と、 前記最大電力検出部からの最大電力検出出力から前記重
   み係数制御部の初期値を設定するための第３しきい値を
   求めて出力する第３しきい値制御部と、 前記平均信号電力測定部からの複数の平均受信信号電力
   と前記第２しきい値および前記第３しきい値とを比較
   し、前記複数の平均受信信号電力のうち前記第２しきい
   値および前記第３しきい値のうちの大きい方の値以上と
   なる出力のパスを検出する有効パス検出部と、 前記有効パス検出部で検出したパスに対応する重み係数
   の初期値をα（１≧α＞０）とし、残余のパスに対応す
   る重み係数の初期値を０とする初期重み係数設定部とを
   具えたことを特徴とするＲＡＫＥ受信機。
6. 【請求項６】 請求項３または請求項４記載のＲＡＫＥ
   受信機において、 前記平均信号電力測定部からの複数の平均受信信号電力
   から最大信号電力を検出する最大電力検出部と、 前記最大電力検出部からの最大電力検出出力から前記重
   み係数制御部の初期値を設定するための第４しきい値を
   求めて出力する第４しきい値制御部と、 前記平均信号電力測定部からの複数の平均受信信号電力
   と前記第１しきい値および前記第４しきい値とを比較
   し、前記複数の平均受信信号電力のうち前記第１しきい
   値および前記第４しきい値のうちの大きい方の値以上と
   なる出力のパスを検出する有効パス検出部と、 前記有効パス検出部で検出したパスに対応する重み係数
   の初期値をα（１≧α＞０）とし、他のパスに対応する
   重み係数の初期値を０とする初期重み係数設定部とを具
   えたことを特徴とするＲＡＫＥ受信機。
7. 【請求項７】 請求項５または請求項６記載のＲＡＫＥ
   受信機において、 前記重み係数制御部は、前記重み係数の初期値を設定す
   る際に、各パスに対応する重み係数の初期値として前記
   初期重み係数設定部で決定された値を設定することを特
   徴とするＲＡＫＥ受信機。
8. 【請求項８】 請求項１ないし請求項７のいずれかに記
   載のＲＡＫＥ受信機において、 前記マッチト・フィルタのタップの個数をｐｇとなし、 チップあたりのオーバーサンプリング数をｓとするとき
   に、前記マッチト・フィルタからのｐｇ個の出力に対す
   るｐｇ×ｓ個のタイミングの各々における重み係数を前
   記重み係数制御部から取り出すようにしたことを特徴と
   するＲＡＫＥ受信機。
9. 【請求項９】 請求項３または４に記載のＲＡＫＥ受信
   機において、 前記マッチト・フィルタのタップの個数をｐｇとなし、 チップあたりのオーバーサンプリング数をｓとするとき
   に、前記マッチト・フィルタからのｐｇ個の出力に対す
   るｐｇ×ｓ個のタイミングの各々における重み係数を前
   記重み係数制御部から取り出すようにし、 前記平均信号電力測定部は前記マッチト・フィルタ出力
   のｐｇ×ｓ個のタイミングにおけるそれぞれの平均受信
   信号電力を測定し、前記最小電力検出部は前記平均受信
   信号電力からｐｇ×ｓ個のタイミングにおける最小信号
   電力を検出し、 前記パス選択検出部は前記平均受信信号電力が前記第１
   しきい値以上となるパスのタイミングを検出するように
   したことを特徴とするＲＡＫＥ受信機。
10. 【請求項１０】 請求項５記載のＲＡＫＥ受信機におい
    て、 前記マッチト・フィルタのタップの個数をｐｇとなし、 チップあたりのオーバーサンプリング数をｓとするとき
    に、前記マッチト・フィルタからのｐｇ個の出力に対す
    るｐｇ×ｓ個のタイミングの各々における重み係数を前
    記重み係数制御部から取り出すようにし、 前記平均信号電力測定部は前記マッチト・フィルタ出力
    のｐｇ×ｓ個のタイミングにおけるそれぞれの平均受信
    信号電力を測定し、前記最小電力検出部は前記平均受信
    信号電力からｐｇ×ｓ個のタイミングにおける最小信号
    電力を検出し、 前記最大電力検出部は前記平均受信信号電力からｐｇ×
    ｓ個のタイミングにおける最大信号電力を検出し、 前記パス選択検出部は前記平均受信信号電力が前記第１
    しきい値以上となるパスのタイミングを検出し、 前記有効パス検出部は前記複数の平均受信信号電力のう
    ち前記第２しきい値および前記第３しきい値のうち大き
    い方の値以上となる信号のタイミングを検出し、前記初
    期重み係数設定部はその検出されたタイミングにおける
    重み係数の初期値を１とし、残余のタイミングにおける
    重み係数の初期値を０としたことを特徴とするＲＡＫＥ
    受信機。
11. 【請求項１１】 請求項６記載のＲＡＫＥ受信機におい
    て、 前記マッチト・フィルタのタップの個数をｐｇとなし、 チップあたりのオーバーサンプリング数をｓとするとき
    に、前記マッチト・フィルタからのｐｇ個の出力に対す
    るｐｇ×ｓ個のタイミングの各々における重み係数を前
    記重み係数制御部から取り出すようにし、 前記平均信号電力測定部は前記マッチト・フィルタ出力
    のｐｇ×ｓ個のタイミングにおけるそれぞれの平均受信
    信号電力を測定し、前記最小電力検出部は前記平均受信
    信号電力からｐｇ×ｓ個のタイミングにおける最小信号
    電力を検出し、 前記最大電力検出部は前記平均受信信号電力からｐｇ×
    ｓ個のタイミングにおける最大信号電力を検出し、 前記パス選択検出部は前記平均受信信号電力が前記第１
    しきい値以上となるパスのタイミングを検出し、 前記有効パス検出部は前記複数の平均受信信号電力のう
    ち前記第１しきい値および前記第４しきい値のうち大き
    い方の値以上となる信号のタイミングを検出し、前記初
    期重み係数設定部はその検出されたタイミングにおける
    重み係数の初期値を１とし、残余のタイミングにおける
    重み係数の初期値を０としたことを特徴とするＲＡＫＥ
    受信機。
12. 【請求項１２】 請求項１ないし請求項１１のいずれか
    に記載のＲＡＫＥ受信機において、 前記重み係数制御部は、前記重み係数を制御する際に、
    最も重み係数の大きい前記マッチト・フィルタ出力のタ
    イミングに対して前後±ｋ（ｋは自然数）個のタイミン
    グにおける重み係数を無条件に０として、次に大きな重
    み係数のタイミングを検出するようにして、重み係数を
    順次に決定するようにしたことを特徴とするＲＡＫＥ受
    信機。