JP2012010205A - 通信システム、通信装置および通信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】受信品質の高い空間伝送を行える通信装置を提供すること。
【解決手段】同一のデータ信号系列に係る複数組のデータ信号系列が、スペクトル巡回シフト部を介して入力される複数のマッピング部であって、入力されるデータ信号系列を周波数軸上に配置し、その配置したデータ信号系列を送信周波数スペクトルとして出力する複数のマッピング部と、割当情報に基づいて前記複数のマッピング部を制御して前記データ信号系列の周波数軸上での配列をして、その内で一部重複するように制御する割当情報取得部と、前記スペクトル巡回シフト部は、入力される前記データ信号系列をシフト量決定部の制御を受けて前記巡回シフト量だけシフトし、前記一部重複するデータ信号をして同一となるようにして出力することと、前記複数のマッピング部の出力する送信周波数スペクトルを送出する複数の送信アンテナと、を具備する。
【選択図】図９

Description

本発明は、通信システム、通信装置および通信方法に関する。

通信システム、特に携帯電話系無線通信システムは、高速・大容量の通信システムとして発展を続けている。３ＧＰＰ（3rd Generation Partnership Project、第三世代パートナシップ・プロジェクト）の無線通信規格であるＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ、３．９Ｇの無線アクセス技術）や、ＬＴＥの発展形であるＬＴＥ−Ａ（ＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄ、ＬＴＥの進化版）では、下りリンク（基地局から端末への無線通信回線）の伝送方式として、周波数選択性フェージングに強い耐性を持ち、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output、多入力／多出力）伝送と親和性が高いＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access、直交周波数分割多元接続）が採用されている。一方、上りリンク（端末から基地局への無線通信回線）の伝送方式では、端末のコストや規模が重要である。

しかしながら、ＯＦＤＭＡやＭＣ−ＣＤＭＡ（Multi-Carrier Code Division Multiple Access、マルチキャリア符号分割多元接続）等のマルチキャリア伝送では、端末には、送信信号のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio、ピーク対平均電力比）が高く、線形領域の広い電力増幅器が必要となるため、上りリンクの伝送に向かない。つまり、上りリンクで広いカバレッジ（通信カバー範囲であって、例えば、基地局までの距離）を維持するには、ＰＡＰＲの低いシングルキャリア伝送が望ましい。ＬＴＥにおいても、シングルキャリア伝送であるＳＣ−ＦＤＭＡ（Single Carrier Frequency Division Multiple Access、単一波周波数分割多元接続。ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭとも称される。）が上りリンクに採用されている。

また、広いカバレッジを達成する方法に、送信アンテナダイバーシチ（「送信ダイバーシチ」と言うことがある。）がある。送信ダイバーシチでは、例えば、上りリンクを考えて、送信装置（この場合は、端末の送信部分を言う。）が持つ複数のアンテナからそれぞれ異なった信号処理を施した信号を送信し、受信装置（この場合は、基地局の受信部分を言う。）の受信アンテナで受信することで、送信アンテナダイバーシチ利得を得ることができる。送信ダイバーシチは、送信装置が受信装置との間の伝搬路の伝搬路情報を用いずに送信を行う開ループ送信ダイバーシチと、送信装置が受信装置との間の伝搬路の伝搬路情報を基に送信処理を行う閉ループ送信ダイバーシチに大別される。

開ループ送信ダイバーシチには、時空間ブロック符号化ＳＴＢＣ（Space Time Block Coding）、空間周波数ブロック符号化ＳＦＢＣ（Space Frequency Block Coding）、巡回遅延ダイバーシチＣＤＤ（Cyclic Delay Diversity）、等がある。閉ループ送信ダイバーシチには、アンテナ選択送信ダイバーシチ、最大比送受信アンテナダイバーシチ、等があり、この閉ループ送信ダイバーシチを用いるＬＴＥ−Ａの上りリンクでは、非特許文献１に記載のコードブック（符号表）に基づくプリコーディングが採用されることになっている。プリコーディングでは、送信装置の複数の送信アンテナから送信された信号が、受信装置で同相合成されて受信されるように、各送信アンテナの送信信号の位相を回転させて送信することで、受信装置における受信電力を上げることができる。

また、無線通信システムにおいて送信装置が持つ複数のアンテナは、送信ダイバーシチによる通信品質改善だけに用いられるのではなく、各アンテナからそれぞれ独立な信号を同一時刻・同一周波数によって送信することで、伝送速度を向上させることができる空間多重伝送としても用いられる。空間多重伝送において、同時送信される信号の数は、ストリーム数、ランク数またはレイヤ数と呼ばれる。各アンテナから送信された信号は、受信装置における空間フィルタリングや最尤検出ＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）等の信号分離処理によって分離される。また、各送信アンテナで伝搬路特性が良好な周波数は異なるため、送信アンテナ毎に異なる周波数配置（「割当」あるいは「マッピング」と言うことがある。）によって、伝送を行う方法が特許文献１および特許文献２に記載されている。送信アンテナ毎に異なる周波数配置を用いることを許容することで、送信アンテナ毎に利得の高い周波数を選択して通信を行うことができるため、受信品質の高い空間多重伝送を行うことが可能となる。

特開２００８−１９９５９８号公報 国際公開第２００９／０２２７０９号

３ＧＰＰ ＴＲ ３６．８１４ Ｖ９．０．０

特許文献１および特許文献２では、送信装置の各送信アンテナにおける異なる周波数割当を許容しているが、各送信アンテナからは同一データを送信することはできなかったため、各送信アンテナを送信ダイバーシチによる受信品質向上のために用いることができなかった。本発明の各実施形態は、この点を解決するものである。

（１）本発明は上述した課題を解決するためになされたもので、本発明の通信装置は、同一のデータ信号系列に係る複数組のデータ信号系列のそれぞれが、少なくとも一部のものはスペクトル巡回シフト部を介して入力される複数のマッピング部であって、入力されるデータ信号系列を周波数軸上に配置し、その配置したデータ信号系列を送信周波数スペクトルとして出力する複数のマッピング部と、割当情報に基づいて前記複数のマッピング部を制御して前記データ信号系列の周波数軸上での配列をして、その内で一部重複するように制御する割当情報取得部と、前記割当情報取得部の制御に基づいて巡回シフト量を決定する巡回シフト量決定部と、前記スペクトル巡回シフト部は、入力される前記データ信号系列を前記シフト量決定部の制御を受けて前記巡回シフト量だけシフトし、前記一部重複するデータ信号をして同一となるようにして出力することと、前記複数のマッピング部の出力する送信周波数スペクトルを無線周波数にて送出する複数の送信アンテナと、を具備することを特徴とする。
（２）また、本発明の通信装置は、上述の通信装置であって、前記複数組のデータ信号系列は、全てスペクトル巡回シフト部を介して前記マッピング部に入力されることを特徴とする。
（３）また、本発明の通信装置は、上述の通信装置であって、前記データ信号系列のデータ信号の振幅、位相またはその両者を変更して、前記データ信号系列を前記マッピング部へ直接入力するかまたは前記スペクトル巡回シフト部を介して前記マッピング部へ入力するプリコーディング部を具備することを特徴とする。
（４）また、本発明の通信装置は、上述の通信装置であって、前記スペクトル巡回シフト部は、前記複数の送信アンテナの内の特定のものでのスペクトル配置を基準として巡回シフトを行うことを特徴とする。
（５）また、本発明の通信装置は、上述の通信装置であって、前記スペクトル巡回シフト部は、前記送信周波数スペクトルのインデックスを基準として巡回シフトを行うことを特徴とする。
（６）本発明は上述した課題を解決するためになされたもので、本発明の通信システムは、上記（１）または（２）に記載の通信装置と、１または複数の受信アンテナと、前記受信アンテナからの送信周波数スペクトル毎に、干渉のない場合のＳＩＭＯ重みを用いて等化を行う等化部と、を具備する第２の通信装置と、を具備し、前記第１の通信装置と、前記第２の通信装置との間でデータ信号の送受を行うことを特徴とする。
（７）本発明は上述した課題を解決するためになされたもので、本発明の通信方法は、同一のデータ信号系列に係る複数組のデータ信号系列を用意し、前記複数組のデータ信号系列の各々に対してデータ信号の振幅、位相またはその両者を変更し、前記変更した複数組のデータ信号系列に対して巡回シフトを施し、前記巡回シフトを施した複数組のデータ信号系列を周波数軸上に配置し、その際に前記複数組のデータ信号系列の一部が重複し、かつ、重複したデータ信号が同一であるようにし、前記周波数軸上に配置した複数組の送信周波数スペクトルを複数の送信アンテナから無線周波数にて送出する、ことを特徴とする。
（８）本発明は上述した課題を解決するためになされたもので、本発明の通信方法は、特定シンボルでの複数の第１の送信サブキャリアに複数のデータ信号の系列を配置し、前記シンボルでの複数の第２の送信サブキャリアに前記複数のデータ信号と同一のデータ信号の系列を、前記複数の第１の送信サブキャリアと前記複数の第２の送信サブキャリアとが一部重複するように配置し、前記第１の送信サブキャリアと前記第２の送信サブキャリアとが部分的に一致する複数のサブキャリアの各々においては、同一のデータ信号が配置されるように、前記複数の第１の送信サブキャリアに配置した複数のデータ信号系列、前記複数の第２の送信サブキャリアに配置した複数のデータ信号系列、または両者に対して巡回シフトを施し、次いで、前記第１の送信サブキャリアに配置された複数のデータ信号系列を第１送信アンテナから送信し、前記第２の送信サブキャリアに配置された複数のデータ信号系列を第２送信アンテナから送信する、ことを特徴とする。
（９）また、本発明の通信方法は、上述の通信方法であって、前記第１の送信アンテナと第２の送信アンテナとは単一の送信装置が具備するものであることを特徴とする。
（１０）また、本発明の通信方法は、上述の通信方法であって、前記第１の送信アンテナは１つの送信装置が具備し、前記第２の送信アンテナは別の送信装置が具備するものであることを特徴とする。
（１１）また、本発明の通信方法は、上述の通信方法であって、前記複数のデータ信号には振幅、位相またはその両者を変更するプリコーディングが施されていることを特徴とする。
（１２）本発明は上述した課題を解決するためになされたもので、本発明の通信装置は、同一のデータ信号系列に係る複数組のデータ信号系列を周波数軸上に配置し、その配置したデータ信号系列を送信周波数スペクトルとして出力する複数のマッピング部と、割当情報に基づいて前記複数のマッピング部を制御して前記データ信号系列の周波数軸上での配列をして、同一、離隔または一部重複するように制御する割当情報取得部と、前記複数のマッピング部の出力する送信周波数スペクトルを無線周波数にて送出する複数の送信アンテナと、を具備することを特徴とする。
（１３）本発明は上述した課題を解決するためになされたもので、本発明の通信装置は、１または複数の受信アンテナと、前記受信アンテナからの送信周波数スペクトル毎に、干渉のない場合のＳＩＭＯ重み、および干渉のある場合のＭＩＭＯ重みを用いて等化を行う等化部と、を具備する。
（１４）本発明は上述した課題を解決するためになされたもので、本発明の通信システムは、上記（１２）に記載の第１の通信装置と、上記（１３）に記載の第２の通信装置とを具備し、前記第１の通信装置と前記第２の通信装置との間でデータ信号の送受を行うことを特徴とする。
（１５）本発明は上述した課題を解決するためになされたもので、本発明の通信方法は、同一のデータ信号系列に係る複数組のデータ信号系列を用意し、前記複数組のデータ信号系列を周波数軸上に配置し、その際に前記複数組のデータ信号系列をして、同一、離隔または一部重複するようにし、前記周波数軸上に配置した複数組の送信周波数スペクトルを複数の送信アンテナから無線周波数にて送出する、ことを特徴とする。
（１６）本発明は上述した課題を解決するためになされたもので、本発明の通信方法は、１なまたは複数の受信アンテナから複数の送信周波数スペクトルを受信し、前記送信周波数スペクトル毎に、干渉のない場合はその場合の重みを用い、干渉のある場合はその場合の重みを用いて等化を行って前記送信周波数スペクトルの復元を行う、ことを特徴とする。
（１７）本発明は上述した課題を解決するためになされたもので、本発明の通信装置は、複数組のデータ信号系列に対して時空間ブロック符号化、空間周波数ブロック符号化、循環遅延ダイバーシチ等の開ループダイバーシチに属する符号化を適用する送信ダイバーシチ部と、前記送信ダイバーシチ部の出力する複数のデータ信号系列を巡回シフトする複数のスペクトル巡回シフト部と、前記複数のスペクトル巡回シフト部の出力である複数のデータ信号系列を周波数軸上に、一部重複するように配置し、その配置したデータ信号系列を送信周波数スペクトルとして出力する複数のマッピング部と、前記複数のマッピング部の出力する送信周波数スペクトルを隣接する２つの時間において順次に無線周波数にて送出する複数の送信アンテナと、を具備することを特徴とする。
（１８）また、本発明の通信装置は、上述の通信装置であって、前記送信ダイバーシチ部の出力する前記複数組のデータ信号系列は、第１のデータ信号系列と、第２のデータ信号系列であって、その信号は前記第１の信号系列の信号の共役複素数である第２の信号系列と、第１のデータ信号系列とは異なる第３のデータ信号系列と、第４のデータ信号系列であって、その信号は前記第３のデータ信号系列の信号の共役複素数に負号を乗算したものである第４のデータ信号系列と、から成ることを特徴とする。
（１９）本発明は上述した課題を解決するためになされたもので、本発明の通信装置は、複数の受信アンテナと、前記受信アンテナからの送信周波数スペクトル毎に、等化を行う等化部であって、等化に用いる重みを算出する重み算出部と、選択的に共役複素演算を行う複素共役部と、選択的に負号乗算を行う負号乗算部と、を具備する等化部と、を具備することを特徴とする。

本発明によれば、通信システム、通信装置および通信方法において、受信品質の高い空間伝送を行うことができる。

本発明の送信ダイバーシチを行う通信システムの概略図である。 第１の実施形態における端末の構成を示す概略ブロック図である。 同実施形態における周波数割当の一例を示す図である。 同実施形態における送信フレームの一例を示す図である。 同実施形態における基地局の構成を示す概略ブロック図である。 同実施形態における等化部の概略ブロック図である。 同実施形態における周波数割当の他の例を示す図である。 第２の実施形態におけるスペクトル巡回シフトを説明する概念図である。 同実施形態における端末の構成を示す概略ブロック図である。 同実施形態におけるスペクトル巡回シフト部の構成を示す概略ブロック図である。 同実施形態におけるスペクトル巡回シフト部の動作を説明するフローチャートである。 同実施形態における周波数割当の一例を示す図である。 同実施形態における周波数割当の他の例を示す図である。 同実施形態における端末の変形例の構成を示す概略ブロック図である。 同実施形態における巡回シフト量決定部の構成を示す概略ブロック図である。 同実施形態における基地局の構成を示す概略ブロック図である。 同実施形態における等化部の概略ブロック図である。 第３の実施形態における周波数割当の対をなす一方の一例を示す図である。 同実施形態における周波数割当の対をなす他方の一例を示す図である。 同実施形態における端末の構成を示す概略ブロック図である。 同実施形態における巡回シフト量決定部の構成を示す概略ブロック図である。 同実施形態に係る基地局の構成を示す概略ブロック図である 同実施形態における等化部の構成を示す概略ブロック図である。 同実施形態における受信アンテナ等化部の構成を示す概略ブロック図である。

図１は、送信ダイバーシチを行う通信システムの概略図である。
図１の通信システムは、複数の端末１０１−１、・・・、１０１−ｎおよび１つの基地局１０２を備える。図１では、図面を見易くするために、２つの端末のみを示す。なお、端末１０１−１、・・・、１０１−ｎのことを総称して、端末１０１と言う。
端末１０１は、複数本（Ｎ_ｔ本）の送信アンテナ＃０〜＃Ｎ_ｔ−１を備え、基地局１０２は、１本または複数本（Ｎ_ｒ本）の受信アンテナ＃０〜＃Ｎ_ｒ−１を備える。

以下の本発明の実施形態の説明では、端末１０１から基地局１０２への上りリンクを用いたデータの、送信ダイバーシチによる送信について説明する。その際に、端末１０１のことを「送信装置」あるいは「第１の通信装置」と言い、基地局１０２のことを「受信装置」あるいは「第２の通信装置」と言うことがある。

なお、以下の説明では、すべての送信アンテナから同一のスペクトルを送信する伝送（この伝送のことを「ランク数１」の伝送と言う。）について説明を行うが、送信アンテナ数よりも低いランク数の伝送であれば、ランク数が２またはそれ以上であってもよい。また、複数アンテナを持つ１つの端末１０１が上り回線を用いて通信を行う場合について説明を行うが、同一周波数で複数の端末が同時接続を行うＭＵ−ＭＩＭＯ（Multi-User MIMO、マルチユーザ・マイモ）の場合であってもよく、その場合は公知の周波数割当および信号分離処理を併用する。また、各実施形態ではシングルキャリア伝送を例に説明を行うが、ＯＦＤＭやＭＣ−ＣＤＭＡ等のマルチキャリア伝送であってもよい。上りリンク（端末１０１から基地局１０２への無線通信回線）での伝送を一例として説明を行うが、下りリンク（基地局１０２から端末１０１への無線通信回線）での伝送であってもよい。

＜第１の実施形態＞
図２は、本実施形態の端末１０１の構成を示す概略ブロック図である。
端末１０１は、符号化部２０１、変調部２０２、ＤＦＴ部２０３、コピー部２０４、マッピング部２０５−０〜２０５−Ｎ_ｔ−１、参照信号多重部２０６−０〜２０６−Ｎ_ｔ−１、ＯＦＤＭ信号生成部２０７−０〜２０７−Ｎ_ｔ−１、送信部２０８−０〜２０８−Ｎ_ｔ−１、送信アンテナ２０９−０〜２０９−Ｎ_ｔ−１、受信アンテナ２１０、受信部２１１、制御情報抽出部２１２、割当情報取得部２１３を具備する。

以下では、端末１０１の送信アンテナ２０９−０〜２０９−Ｎ_ｔ−１を用いて、通信環境により同一、離隔または一部重複の周波数割当によって同一のデータをシングルキャリア伝送により送信する場合について説明する。
なお、端末１０１が具備する他の公知の構成については、説明を分かり易くするために図２おいて省略する。この点は他の実施形態についても同様である。

音声データ、文字データ、画像データなどのデータのビット系列は、符号化部２０１において誤り訂正符号に符号化され、その後に変調部２０２においてＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying、４相位相変調）や１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation、１６値直交振幅変調）等の変調が施されて、変調シンボルへと変換される。変調部２０２の出力は、Ｎ_ＤＦＴ個のシンボル毎にＤＦＴ部２０３に入力され、Ｎ_ＤＦＴポイント離散フーリエ変換（Discrete Fourier Transform、ＤＦＴ）によって時間領域信号から周波数領域信号Ｓ（ｍ）（０≦ｍ≦Ｎ_ＤＦＴ−１）に変換される。以後、このＤＦＴ部２０３の出力信号Ｓ（ｍ）のデータ信号系列のことを「第１の組の送信周波数スペクトル」と言うことがある。

ＤＦＴ部２０３の出力Ｓ（ｍ）は、コピー部２０４に入力される。コピー部２０４では、入力された信号Ｓ（ｍ）を送信アンテナ本数分（Ｎ_ｔ個分）コピーし、このコピーをマッピング部２０５−０〜２０５−Ｎ_ｔ−１に入力する。
各マッピング部２０５−０〜２０５−Ｎ_ｔ−１では、Ｎ_ＦＦＴポイントの周波数ポイント（以下で、「サブキャリア」と言うことがある。）のうちの所定のＮ_ＤＦＴ個の周波数ポイントへの送信周波数スペクトルの割当が行われる。ただし、Ｎ_ＤＦＴ＜Ｎ_ＦＦＴである。また、Ｎ_ＦＦＴ個の周波数ポイントのスペクトルのことを「第２の組の送信周波数スペクトル」と言うことがある。

次に、このマッピング部での割当について説明を行う。
受信部２１１では、受信アンテナ２１０により基地局１０２から送信される信号を受信し、搬送波周波数からベースバンド信号へのダウンコンバージョン、Ａ／Ｄ変換、直交復調、高速フーリエ変換の後に送信信号の復元が行われる。この信号を制御情報抽出部２１２に入力する。制御情報抽出部２１２は、受信した信号の中から制御情報を抽出し、割当情報取得部２１３に入力する。

割当情報取得部２１３に入力される制御情報には、送信アンテナ２０９−０〜２０９−Ｎ_ｔ−１毎の周波数割当情報が含まれている。割当情報取得部２１３は、制御情報の中から送信アンテナ２０９−０〜２０９−Ｎ_ｔ−１毎の割当情報を抽出し、対応するマッピング部２０５−０〜２０５−Ｎ_ｔ−１に割当情報を入力して、マッピング部２０５−０〜２０５−Ｎ_ｔ−１を制御する。従って、各送信アンテナ２０９−０〜２０９−Ｎ_ｔ−１に対して、同一、離隔または一部重複する周波数ポイントへと、第１の組の送信周波数スペクトルの割当が行われることになる。

図３（ａ）〜図３（ｃ）に周波数割当の一例を示す。本実施形態での各送信アンテナ２０９−０〜２０９−Ｎ_ｔ−１に対する周波数割当は、端末１０１と基地局１０２との間の伝搬路状態（通信環境）に応じて、図３（ａ）〜図３（ｃ）の３つのパターンに大別される。

図３（ａ）は、説明を分かり易くするために、端末１０１の送信アンテナが２つの場合について（Ｎ_ｔ＝２に相当し、この場合の送信アンテナの符号を＃０、＃１として示す。）、各送信アンテナ＃０、＃１で同一の周波数割当が行われた場合を示す。すなわち、第１の組の送信周波数スペクトルＳ（０）〜Ｓ（５）が、各送信アンテナ＃０、＃１で、インデックス４〜９の周波数ポイントへ連続的に割り当てられた場合である。なお、周波数ポイントのインデックスのことを周波数インテックスと言うことがある。図３（ｂ）は、各送信アンテナ＃０、＃１で離隔する周波数割当が行われる場合である。すなわち、第１の組の送信周波数スペクトルＳ（０）〜Ｓ（５）が、送信アンテナ＃０で、インデックス１〜６の周波数ポイントへ連続的に割り当てられ、また、送信周波数スペクトルＳ（０）〜Ｓ（５）が、送信アンテナ＃１に対して、周波数インデックス８〜１３へ連続的に割り当てられた場合である。

図３（ｃ）は、送信アンテナ＃０、＃１での周波数割当が一部重複する場合である。すなわち、送信周波数スペクトルＳ（０）〜Ｓ（５）が、送信アンテナ＃０に対して、周波数インデックス１〜６へ連続的に割り当てられ、また、送信周波数スペクトルＳ（０）〜Ｓ（５）が、送信アンテナ＃１に対して、周波数インデックス５〜１０へ連続的に割り当てられて、結果として、周波数インデックス５、６では、周波数割当が同一となる場合である。なお、図３（ａ）〜図３（ｂ）において、周波数インデックス０〜１４のスペクトル全体で、割り当て後の第２の組の送信周波数スペクトルを構成する。

なお、図３（ａ）〜図３（ｃ）では、第１の組の送信周波数スペクトルを複数の周波数ポイントへ連続的に割り当てる例を示しているが、離散的に割り当ててもよい。

このように、本実施形態では、各送信アンテナ２０８−０〜２０８−Ｎ_ｔ−１において、複数の周波数ポイントへ第１の組の送信周波数スペクトルを自由に配置することができるため、伝搬路状態によって柔軟な周波数割当が可能となる。なお、マッピング部において、スペクトルの割当が行われなかった周波数ポイントには、ゼロが割り当てられる。

各マッピング部２０５−０〜２０５−Ｎ_ｔ−１のＮ_ＦＦＴ個のポイント出力は、それぞれ参照信号多重部２０６−０〜２０６−Ｎ_ｔ−１に入力される。
参照信号多重部２０６−０〜２０６−Ｎ_ｔ−１では、基地局１０２において、端末１０１が通信に用いる周波数ポイントを決定するために用いられるサウンディング参照信号ＳＲＳ（Sounding Reference Signal）や、基地局１０２で受信信号の伝搬路補償を行うために用いられる復調用参照信号ＤＭＲＳ（DeModulation Reference Signal）の多重化が行われ、送信フレームが最終的に構成される。

送信アンテナ２０９−０〜２０９−Ｎ_ｔ−１での各経路における送信フレームの一例を、図４に示す。この送信フレームは、送信アンテナ２０９−０〜２０９−Ｎ_ｔ−１で共通のものである。
縦軸は、時間軸でのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルのインデックスを表わし、横軸は周波数軸での周波数ポイント（「サブキャリア」と言うことがある。また、これれは「リソースエレメント」と同じ意味である。）のインデックスを表わす。
１フレームは第０番目〜第１３番目の合計１４個のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルから構成され、第３および第１０番目のＳＣ−ＦＤＭＡシンボル（黒塗りの四角で示す。）では、データ信号と同じ周波数割当で、復調用参照信号ＤＭＲＳが送信される。最後の第１３番目のＳＣ−ＦＤＭＡシンボル（網掛けの四角で示す。）では、データ信号あるいはサウンディング参照信号ＳＲＳが送信される。どちらを送るかは基地局１０２から通知される。
ＳＲＳはＤＭＲＳとは異なり、データ信号と同じ周波数を用いて送信されるとは限らない。つまり、ＤＭＲＳは、データスペクトルが送信された帯域における詳細な伝搬路状態を基地局１０２が把握するために端末１０１が送信する参照信号であり、これに対して、ＳＲＳは、システム帯域における大まかな伝搬路品質を基地局１０２が把握するために端末１０１が送信する参照信号である。

参照信号多重部２０６−０〜２０６−Ｎ_ｔ−１で生成された送信フレームは、ＯＦＤＭ信号生成部２０７−０〜２０７−Ｎ_ｔ−１に入力される。

ＯＦＤＭ信号生成部２０７−０〜２０７−Ｎ_ｔ−１では、Ｎ_ＦＦＴポイントの逆高速フーリエ変換ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）を適用し、周波数領域信号から時間領域信号への変換を行った後、この変換後のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルに、ガードタイムに相当するサイクリック・プレフィックスＣＰ（Cyclic Prefix）が挿入される。ＣＰ挿入後のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルは、次に、送信部２０８−０〜２０８−Ｎ_ｔ−１へ出力される。
送信部２０７−０〜２０７−Ｎ_ｔ−１においては、このシンボルに対して、続いて、Ｄ／Ａ（ディジタル−アナログ）変換、直交変調、アナログフィルタリング、ベースバンドから搬送波周波数へのアップコンバージョン等が行われた後、ＣＰ挿入後のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルが乗った無線周波数信号は、送信アンテナ２０９−０〜２０９−Ｎ_ｔ−１から基地局１０２へ向けて送信される。

以上説明したようにして端末１０１から送信された信号は、無線伝搬路を経由し、基地局１０２のＮ_ｒ本の受信アンテナで受信される。

基地局１０２での信号処理について、図５を用いて説明を行う。
図５は、本実施形態の基地局１０２の構成を示す概略ブロック図である。
基地局１０２は、受信アンテナ５０１−０〜５０１−Ｎ_ｒ−１、ＯＦＤＭ信号受信部５０２−０〜５０２−Ｎ_ｒ−１、参照信号分離部５０３−０〜５０３−Ｎ_ｒ−１、デマッピング部５０４−０〜５０４−Ｎ_ｒ−１、等化部５０５、ＩＤＦＴ部５０６、復調部５０７、復号部５０８、伝搬路推定部５０９、スケジューリング部５１０、送信部５１１、送信アンテナ５１２を具備する。

以下では基地局１０２の各受信アンテナ５０１−０〜５０１−Ｎ_ｒ−１を用いて、端末１０１からシングルキャリア伝送により送信されてきた信号を受信する場合について説明する。
なお、基地局１０２が具備する他の公知の構成については、説明を分かり易くするために図５において省略する。この点は他の実施形態についても同様である。

基地局のＮ_ｒ本の受信アンテナ５０１−０〜５０１−Ｎ_ｒ−１で受信された信号は、ＯＦＤＭ信号受信部５０２−０〜５０２−Ｎ_ｒ−１にそれぞれ入力される。各ＯＦＤＭ信号受信部５０２−０〜５０２−Ｎ_ｒ−１では、搬送波周波数からベースバンド信号へのダウンコンバージョン、アナログフィルタリング、Ａ／Ｄ（アナログ−ディジタル）変換、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボル毎にサイクリック・プレフィックスＣＰの除去を行った後、Ｎ_ＦＦＴポイントの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を適用し、時間領域信号から周波数領域信号への変換を行い、Ｎ_ＦＦＴポイントのスペクトルを参照信号分離部５０３−０〜５０３−Ｎ_ｒ−１にそれぞれ入力する。

参照信号分離部５０３−０〜５０３−Ｎ_ｒ−１では復調用参照信号ＤＭＲＳやサウンディング参照信号ＳＲＳといった参照信号とデータ信号とを分離し、参照信号は伝搬路推定部５０９に入力し、データ信号はデマッピング部５０４−０〜５０４−Ｎ_ｒ−１にそれぞれ入力する。
伝搬路推定部５０９では入力された復調用参照信号ＤＭＲＳを用いて、データ信号が送信された帯域における、端末１０１の各送信アンテナと基地局１０２の受信アンテナとの間の無線伝搬路（無線伝搬路の伝搬定数の位相および振幅）の推定を行う。得られた伝搬路推定値は、等化部５０５に入力される。

また伝搬路推定部５０９では、受信したサウンディング参照信号ＳＲＳを用いて、データ信号が送信される帯域だけでなくシステム帯域全体における端末１０１の各送信アンテナ２０９−０〜２０９−Ｎ_ｔ−１と基地局１０２の受信アンテナ５０２−０〜５０２−Ｎ_ｒ−１との伝搬路品質の推定（ＳＲＳの振幅値または電力値のみを用いての伝搬路品質の推定）を行う。伝搬路推定部５０９が推定したシステム帯域全体における伝搬路品質推定値は、スケジューリング部５１０に入力される。
スケジューリング部５１０では、入力された伝搬路品質推定値によって、端末１０１の送信アンテナ２０８−０〜２０８−Ｎ_ｔ−１毎の周波数割当を決定する。周波数割当は、端末１０１の各送信アンテナ２０８−０〜２０８−Ｎ_ｔ−１で独立に伝搬路品質の高い周波数ポイント（サブキャリア）が選択される。なお、周波数割当は伝搬路品質だけではなく、アンテナ間相関や、他の移動局の周波数割当等を考慮して行ってもよい。

例えば前述の図３（ａ）、図３（ｂ）、図３（ｃ）では、それぞれの送信アンテナ＃０、＃１で最も利得の高い周波数ポイントから６ポイントを選択した例である。送信アンテナ毎に伝搬路利得は異なり、独立に周波数ポイントが選択されるため、図３（ｂ）のように各アンテナで離隔した周波数が割り当てられることもあるし、図３（ｃ）のように一部のみ重複するように割り当てられることや、図３（ａ）のように各送信アンテナでの周波数割当が同一のこともある。

図５の参照信号分離部５０３−０〜５０３−Ｎ_ｒ−１で分離されたデータ信号は、それぞれデマッピング部５０４−０〜５０４−Ｎ_ｒ−１に入力される。各デマッピング部５０４−０〜５０４−Ｎ_ｒ−１では、入力されたＮ_ＦＦＴポイントの受信スペクトルから、第１の組の送信周波数スペクトルＳ（ｍ）に関して、送信に用いた周波数ポイントでのデータ信号の受信スペクトルの抽出が行われる。

例えば、図３（ｂ）のような周波数割当において、送信周波数スペクトルＳ（１）を抽出することを考える。端末１０１の送信アンテナ＃０からは第２周波数ポイント（周波数インテックスが２）を、送信アンテナ＃１からは第９周波数ポイント（周波数ポイントのインテックスが９）を用いてＳ（１）の送信が行われる。従って、各デマッピング部５０４−０〜５０４−Ｎ_ｒ−１（この例では、デマッピング部５０４−０および５０４−１）では、第２および第９周波数ポイントのデータ信号を抽出して、次にこれらのデータ信号を等化部５０５に入力する。
上記では送信周波数スペクトルＳ（１）についてのみ説明を行ったが、他の送信周波数スペクトルに関しても同様の処理を行う。つまり、第１の組の送信周波数スペクトルの数がＮ_ＤＦＴであり、端末１０１の送信アンテナ本数がＮ_ｔ、さらに、すべてのアンテナで異なる周波数割当が行われる場合、Ｎ_ＤＦＴ×Ｎ_ｔ個の値が等化部に入力される。なお、入力される値は割当パターンの数で異なり、すべての送信アンテナで同一の周波数割り当てが行われる場合（図３（ａ）の場合）、Ｎ_ＤＦＴ×１個の値が等化部５０５に入力されることになる。

また、図３（ｃ）のように一部重複した割当の場合も同様で、送信周波数スペクトルＳ（１）を抽出する場合、第２および第６周波数ポイントのデータ信号を抽出して等化部５０５に入力する。ただし、第２周波数ポイントは他の端末が第２周波数ポイントを用いてデータ信号の伝送を行わない限り、干渉なく送信周波数スペクトルＳ（１）を受信できるが、第６周波数ポイントでは送信アンテナ＃０から送信される送信周波数スペクトルＳ（５）が干渉となってしまう。このため、等化部５０５では、送信周波数スペクトルＳ（５）による送信周波数スペクトルＳ（１）への干渉を抑圧する処理が行われる。この点は以下で詳述する。

図６は、等化部５０５の詳細を示すブロック図である。
等化部５０５は、結合部６０１、重み乗算部６０２、伝搬路行列生成部６０３、ＳＩＭＯ重み算出部６０４、ＭＩＭＯ重み算出部６０５を具備する。
等化部５０５に対しては、デマッピング部５０４−０からＮ_ＤＦＴ×Ｎ_ｔ個の値が入力される。また同様にして、最後のデマッピング部５０４−Ｎ_ｒ−１からもＮ_ＤＦＴ×Ｎ_ｔ個の値が入力される。従って、等化部５０５に対しては、デマッピング部５０４−０〜５０４−Ｎ_ｒ−１から合計Ｎ_ＤＦＴ×Ｎ_ｔ×Ｎ_ｒ個の値が入力される。

次に、図３（ｃ）の周波数割当の場合（一部重複の場合）において、基地局１０２の等化部５０５が行う処理について説明を行う。
等化部５０５は、各送信周波数スペクトルＳ（ｍ）で独立に等化を行う。

一例として、送信周波数スペクトルＳ（１）の等化を行う例について説明を行う。
基地局１０２のＮ_ｒ本ある受信アンテナの内の第ｎ受信アンテナの第ｋ周波数ポイント（周波数インデックスがｋ）での受信信号をＲ_ｎ（ｋ）とすると、Ｒ_ｎ（２）とＲ_ｎ（６）はそれぞれ次の数式１で表わされる。

ここで、Ｈ_ｎ，ｌ（ｋ）は、端末１０１の第ｌ送信アンテナと基地局１０２の第ｎ受信アンテナの間の第ｋ周波数ポイントにおける伝搬路利得であり、数式１は受信機での雑音や他セルからの干渉等を無視した式となっている。
送信周波数スペクトルＳ（１）は、第２周波数ポイントと第６周波数ポイントという２つの周波数ポイントで受信されるため、２倍の受信アンテナ数で受信されると考えることができる。
そこで等化部５０５内の結合部６０１では、受信周波数ポイント毎のスペクトルを結合し、Ｎ_ｒＮ_ｔ×１（Ｎ_ｒＮ_ｔ行１列）のベクトルＲ_Ｓ（１）を生成する。結合部６０１が重み乗算部６０２に入力するベクトルＲ_Ｓ（１）は、この例の場合、次の数式２で表わされる。

さらに上式において端末１０１の送信アンテナ＃０の第２周波数ポイントでは、干渉信号Ｓ（５）の伝搬路利得がゼロであったと考えることで、以下のように変形できる。

図６中の伝搬路行列生成部６０３では、伝搬路推定部５０９から入力された伝搬路推定値が数式３のＨ_Ｓ（１）の行列を構成するために必要な情報を結合部６０１から入力される。
伝搬路行列生成部６０３では、得られた推定伝搬路行列が行列である場合、すなわち干渉のある場合、Ｈ_Ｓ（１）の推定値をＭＩＭＯ重み算出部６０５に入力する。一方、得られた推定伝搬路行列が実際にはベクトル、あるいはスカラである場合、すなわち干渉のない場合、Ｈ_Ｓ（１）の推定値をＳＩＭＯ重み算出部６０４に入力する。
式３においてＨ_Ｓ（１）は２Ｎ_ｒ×２の行列（２Ｎ_ｒ行２列の行列）であるため、Ｈ_Ｓ（１）の推定値はＭＩＭＯ重み算出部６０５に入力される。

ＭＩＭＯ重み算出部６０５では、送信周波数スペクトルＳ（１）の等化を行うために、数式３の受信スペクトルベクトルに乗算するＭＩＭＯ重みベクトルｗ_Ｓ（１）の算出を行う。重みベクトルｗ_Ｓ（１）は次の数式４で表わされる。

これは、数式４の右辺を算出し、Ｓ（１）の等化に必要な１×２Ｎ_ｒの行ベクトルｗ_Ｓ（１）を抽出することを意味する。ここでσ^２は平均雑音電力、Ｉは数式３において信号ベクトルは２×１のベクトルであるため２×２の単位行列であり、重みｗ_１を用いてＳ（５）の等化を行うことができるが、Ｓ（１）の等化の際には使用しない。また、Ｔは行列（ベクトル）の転置処理、Ｈはエルミート転置処理、−１は逆行列演算処理を表わす。

つまり、ＭＩＭＯ重み算出部６０５では、伝搬路行列生成部６０３から入力された伝搬路行列Ｈ_Ｓ（１）の推定値と、図示しない雑音推定部から入力される平均雑音電力推定値を用いて、逆行列演算を伴う数式４の計算を行い、重みベクトルｗ_Ｓ（１）を算出し、重み乗算部６０２に入力する。
雑音推定は、一例として、周波数領域での復調用参照信号ＤＭＲＳの受信信号から、ＤＭＲＳによって得られた各周波数での伝搬路推定値と周波数領域のＤＭＲＳとを乗算したものを減算したものが雑音であるため、減算結果の絶対値の２乗を各周波数で求めたのち平均化することにより行う。

なお、数式４はＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error、最小平均２乗誤差）重みを例にしているが、平均雑音電力を考慮しないＺＦ（Zero Forcing）重みやＭＲＣ（Maximum Ratio Combining）重みなど、どのような基準の重みでも用いることができる。さらに、繰り返し等化処理やＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection、最尤検出）、等、他の信号分離法も用いることができる。

このように、同じスペクトルが送信された複数の周波数ポイント（上述の例では第２、第６周波数ポイントにおいてＳ（１）が送信されている。）で、いずれかの周波数ポイントにおいて干渉がある場合は干渉を考慮したＭＩＭＯ重みを生成する（上述の例では第６周波数ポイントにおいてＳ（５）が干渉となる。）ことで、効果的に送信ダイバーシチ利得を得ることができる。

重み乗算部６０２では、結合部６０１から入力されるＲ_Ｓ（１）と、ＭＩＭＯ重み算出部６０４あるいはＳＩＭＯ重み算出部６０５から入力されるｗ_Ｓ（１）との乗算を行い、等化後の出力である

を算出する。この等化後の出力は、次式で表わされる。

以上、等化部５０５内における送信周波数スペクトルＳ（１）の等化処理について説明を行った。

次に、図３（ｃ）の送信周波数スペクトルＳ（３）のように、送信した周波数ポイントで、端末１０１の他アンテナによる干渉が生じないスペクトルの等化処理について説明を行う。
端末１０１から送信周波数スペクトルＳ（３）が送信された第４および第８周波数ポイントでの、基地局１０２の第ｎ受信アンテナにおける受信信号Ｒ_ｎ（４）とＲ_ｎ（８）は、それぞれ次の数式７で表わされる。

ここで、Ｈ_ｎ，ｌ（ｋ）は、端末１０１の第ｌ送信アンテナと基地局１０２の第ｎ受信アンテナとの間の第ｋ周波数ポイントにおける伝搬路利得である。数式７は、雑音を無視した式となっている。
送信周波数スペクトルＳ（３）は、第４周波数ポイントと第８周波数ポイントで受信されるため、２倍の受信アンテナ数で受信されたと考えることができる。そこで、等化部５０５内の結合部６０１では、受信周波数ポイント毎のスペクトルを結合し、Ｎ_ｒＮ_ｔ×１のベクトルＲ_Ｓ（３）を生成する。
結合部６０１が重み乗算部６０２に入力するベクトルＲ_Ｓ（３）は、この例の場合、次の数式で表わされる。

さらに上式は、以下のように変形できる。

伝搬路行列生成部６０３は、伝搬路推定部５０９から入力された伝搬路推定値が数式９のＨ_Ｓ（３）の行列（実際にはベクトル）を構成するための情報を、結合部６０１から入力される。伝搬路行列生成部６０３では、入力された伝搬路推定値を用いて、数式９におけるＨ_Ｓ（３）の推定行列を生成する。ここで、式９においてＨ_Ｓ（３）は２Ｎ_ｒ×１のベクトルであるため、Ｈ_Ｓ（３）の推定値はＳＩＭＯ重み算出部６０４に入力される。
ＳＩＭＯ重み算出部６０４では、送信周波数スペクトルＳ（３）の等化を行うために、第ｋ周波数ポイントの第ｎ受信アンテナの受信スペクトルに乗算するＳＩＭＯ重みベクトルｗ_Ｓ（３）の算出を行う。重みベクトルｗ_Ｓ（３）は、一般的に、次の数式１０で表わされる。

ここでσ^２は平均雑音電力である。

つまり、重み算出部６０２では、伝搬路行列生成部６０３から入力された伝搬路行列Ｈ_Ｓ（３）の推定値と、図示しない雑音推定部から入力される平均雑音電力推定値を用いて、逆行列演算を伴わない数式１０に基づいて、重みベクトルｗ_Ｓ（３）を算出し、重み乗算部６０２に入力する。なお、重みベクトルは、送信周波数スペクトルＳ（１）の場合について上述したと同様、ＭＭＳＥ重みに限らない。

このように、同じスペクトルが送信された複数の周波数ポイント（上述の例では第４、第８周波数ポイントにおいてＳ（３）が送信されている。）で、どの周波数ポイントにおいても干渉がない場合は、逆行列演算を伴わない重みを生成することで、効率的に送信ダイバーシチ利得を得ることができる。

このように本実施形態の等化部５０５では、干渉となる送信信号がある場合は、逆行列演算を伴うＭＩＭＯ重み算出部６０５を用いて重みを算出し、干渉となる送信信号がない場合は、逆行列演算を伴わないＳＩＭＯ重み算出部６０４を用いて重みを算出することで、計算量の増加を抑えたうえで、適切な信号分離を行うことが可能となる。
重み乗算部６０２では結合部６０１から入力されたベクトルＲ_Ｓ（３）と重みベクトルｗ_Ｓ（３）との乗算を行い、等化後の送信周波数スペクトルである以下の、

を算出する。この等化後の送信周波数スペクトルは次式で表わされる。

以上、等化部５０５におけるＳ（１）およびＳ（３）の等化処理について説明を行った。
等化部５０５では、すべての送信周波数スペクトルＳ（ｍ）（０≦ｍ≦Ｎ_ＤＦＴ−１）に対して等化処理を行い、等化後のスペクトルをＩＤＦＴ部５０６に入力する。

上記では、図３（ｃ）において他アンテナからの干渉のないスペクトルであるＳ（３）の等化処理について説明を行ったが、図３（ｂ）のような周波数割当の場合、干渉となる送信信号が存在しないため、すべての周波数スペクトルに対して上記の送信周波数スペクトルＳ（３）のようにＳＩＭＯ重み算出部６０４を用いた等化処理を行う。

上記では、端末１０１の２つの送信アンテナから送信を行う場合について説明を行ったが、次にアンテナ本数が３本またはそれ以上の場合の説明を行う。

図７は、端末１０１の送信アンテナ本数が５の場合の周波数割当の一例を示す。すなわち、送信周波数スペクトルＳ（０）〜Ｓ（５）が、送信アンテナ＃０に対して、周波数インデックス８〜１３へ連続的に割り当てられ、送信アンテナ＃１に対して、周波数インデックス３〜８へ連続的に割り当てられ、送信アンテナ＃２に対して、周波数インデックス１〜６へ連続的に割り当てられ、送信アンテナ＃３に対して、周波数インデックス６〜１１へ連続的に割り当てられ、送信アンテナ＃４に対して、周波数インデックス１５〜２０へ連続的に割り当てられている。
等化部５０５では、すべてのスペクトルＳ（ｍ）（０≦ｍ≦Ｎ_ＤＦＴ−１）に対して等化処理を行う。以下では、送信周波数スペクトルＳ（０）を例に説明を行う。
基地局１０２の第ｎ受信の第ｋ周波数ポイントでの受信信号をＲ_ｎ（ｋ）とすると、送信周波数スペクトルＳ（０）が送信される第１、第３、第６、第８および第１５周波数ポイントの受信信号は、それぞれ次の数式１３で表わされる。

ここでＨ_ｎ，ｌ（ｋ）は第ｌ送信アンテナと第ｎ受信アンテナの間の第ｋ周波数ポイント（周波数ポイント・インテックスがｋ）における伝搬路利得であり、数式１３は雑音を無視した式となっている。Ｓ（０）は５つの周波数ポイントで受信されるため、５倍の受信アンテナ数で受信されたものと考えることができる。そこで図６の等化部５０５内の結合部６０１では、受信周波数毎のスペクトルを結合し、Ｎ_ｒＮ_ｔ×１のベクトルＲ_Ｓ（０）を生成する。結合部が重み乗算部に入力するベクトルＲ_Ｓ（０）は次の数式１４で表わされる。

数式１４において、Ｈ_Ｓ（０）は５Ｎ_ｒ×４の行列であるため、伝搬路行列生成部６０３は、Ｈ_Ｓ（０）の推定値をＭＩＭＯ重み算出部６０５に入力し、上述の数式４と同様にＭＭＳＥ重みを生成する。
ただし、数式１４において信号ベクトルは４×１（４行１列）のベクトルであるため、上述の数式４のＩは４×４の単位行列である。つまり、ＭＩＭＯ重み算出部６０５は、以下の処理を行う。
（１）対象とするスペクトルが受信された周波数をすべて抽出し、
（２）各周波数の受信信号を結合し、受信信号列ベクトルを生成し、
（３）いずれかの周波数に含まれるスペクトルによって構成される送信信号列ベクトルを生成し、
（４）「受信信号列ベクトル＝伝搬路行列×送信信号列ベクトル」となる伝搬路行列を算出し、
（５）伝搬路行列が、行列か否かによって、すなわち他アンテナからの干渉があるか否かによって、ＭＩＭＯ重み算出部６０５かＳＩＭＯ重み算出部６０４を選択する。

このような処理を行うことで、端末１０１が３本またはそれ以上の送信アンテナを持つ場合も等化処理を行うことができる。

なお、すべての送信周波数スペクトルに対して大きな逆行列演算を行うことによる計算量の増大を回避するため、各周波数で分離を行ったのち合成する構成をとってもよい。
例えば、数式１４の場合、第１および第１５周波数ポイントのみに着目すれば、ＳＩＭＯ重み算出６０４によって逆行列演算することなく等化を行うことができ、次に第３および第８周波数ポイントに着目し、３×３の逆行列演算を行うことで等化を行い、最後に第６周波数ポイントに着目し、３×３の逆行列演算を行うことで等化を行い、３つの出力をＭＭＳＥ合成するようにすることで、４×４の逆行列演算を避けることができる。また数式１４の場合、第１および第１５周波数ポイントのみで精度よく等化することができる場合、計算量削減のため第３、６、８周波数ポイントに関しては等化処理に使用しないことも可能である。

重み乗算部６０２の出力は、等化部５０５の出力として、図５のＩＤＦＴ部５０６に入力される。ＩＤＦＴ部５０６では、入力された等化後の送信周波数スペクトルＳ（ｍ）（０≦ｍ≦Ｎ_ＤＦＴ−１）に対してＮ_ＤＦＴポイントのＩＤＦＴ（逆離散フーリエ変換）を行い、周波数領域信号から時間領域信号への変換を行う。ＩＤＦＴ部５０６の出力は、復調部５０７に入力され、端末１０１で行われた変調方式に基づいて、シンボルの形式からビットの形式への変換が行われる。
ビットに変換された信号は、復号部５０８に入力され、誤り訂正復号が行われた後、ビット系列のデータとして外部へ出力される。

このように、本実施形態では、複数の送信アンテナを持つ端末１０１が、各送信アンテナから同一データ信号を送信する場合に、同一の周波数ポイント（サブキャリア）を用いて送信を行うことに限定せず、各アンテナで異なる周波数ポイントを用いても送信を行うことを可能とする。この結果、端末１０１の各送信アンテナで伝搬路利得が高い周波数ポイントを用いて伝送を行うことが可能となるため、基地局１０２における受信電力を向上させることができる。また、端末１０１の各送信アンテナから送信された信号は、基地局１０２において複数の周波数ポイントで受信されるため、基地局１０２の等化部５０５において周波数合成されることで良好な伝送特性が得られる。

なお、本実施形態では、図３や図７のように第１の組の送信周波数スペクトルが連続的に割り当てられることで第２の組の送信周波数スペクトルを形成する場合について示したが、第１の組の送信周波数スペクトルが離散的に割り当てられる場合にも適用することができる。また、本実施形態では、シングルキャリア伝送を用いたため、数式４や数式１１のように、異なる周波数で送信されたスペクトルが、等化部内で合成されることを考慮した重みを生成した。しかし、シングルキャリア伝送に替えてＯＦＤＭ等、他の伝送方式を用いてもよく、例えばＯＦＤＭの場合は、各周波数（サブキャリア）がＤＦＴの関係で結ばれてはいないので、他の周波数での伝搬路状態を考慮しない重みを用いることができる。

＜第２の実施形態＞
第１の実施形態では、異なる送信周波数スペクトルが同一周波数ポイントで送信されるため、ＭＭＳＥ重み等を乗算する空間フィルタリングやＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection、最尤検出）を用い、信号分離を行う必要があった。
しかしながら、空間フィルタリングを行うには、（干渉信号の数＋１）以上の本数の受信アンテナを基地局（受信機）が持つことが望ましいため、基地局の規模が大きくなってしまうという問題がある。
また、基地局においてＭＬＤや繰り返し処理を行うことで干渉を大幅に低減できるものの、回路規模や信号処理遅延が大きくなってしまうという問題が生じる。さらに、どのような信号分離法であっても、完全に干渉除去を行うことは極めて難しく、必ず残留干渉により特性が劣化してしまう。

そこで、第２の実施形態として、基地局で干渉が生じないように送信処理を行う送信ダイバーシチについて説明を行う。
以下では、本実施形態の端末には１０１ａとの符号を付し、基地局には１０２ａとの符号を付して説明を行う。

図８（ａ）、図８（ｂ）は、端末１０１ａの送信アンテナ本数Ｎ_ｔを２とし、各送信アンテナで伝送に用いる周波数ポイントが部分的に重複している例の概念図を示す。
図８（ａ）のように、各送信アンテナの割当に対して低周波数から高周波数へと順にデータ信号にスペクトルを割り当てると、第０送信アンテナ（送信アンテナ＃０）から送信される複数の送信周波数スペクトルＩＩの後方と、第１送信アンテナ（送信アンテナ＃１）から送信される複数の送信周波数スペクトルＩＩの前方とが、同一周波数ポイントで送信されるため干渉となる。そこで図８（ｂ）のように、第１送信アンテナにおいて、割り当てられた周波数ポイント内で送信周波数スペクトルを巡回シフトする。巡回シフトを与えた結果、送信周波数スペクトルＩＩ’となり、第０送信アンテナと第１送信アンテナで割当が重複する周波数ポイントにおいて同一の周波数スペクトルとなる。そして、送信周波数スペクトルＩおよびＩＩ’が第０送信アンテナおよび第１送信アンテナからそれぞれ送信される。

このように、本実施形態では、受信アンテナで干渉が生じないように、送信周波数スペクトルに対して、割り当てられた周波数ポイント内で、巡回シフトを与えて送信する。

図９は、本実施形態の端末１０１ａの構成を示す概略ブロック図である。
端末１０１ａは、符号化部９０１、変調部９０２、ＤＦＴ部９０３、プリコーディング部９０４、スペクトル巡回シフト部９０５−０〜９０５Ｎ_ｔ−１、マッピング部９０６−０〜９０６−Ｎ_ｔ−１、参照信号多重部９０７−０〜９０７−Ｎ_ｔ−１、ＯＦＤＭ信号生成部９０８−０〜９０８−Ｎ_ｔ−１、送信部９０９−０〜９０９−Ｎ_ｔ−１、送信アンテナ９１０−０〜９１０−Ｎ_ｔ−１、受信アンテナ９１１、受信部９１２、制御情報抽出部９１３、割当情報取得部９１４、ＰＭＩ取得部９１５、巡回シフト量決定部９１６を具備する。

以下では、端末１０１ａの各送信アンテナ９１０−０〜９１０−Ｎ_ｔ−１を用いて、異なる周波数割当によって同じデータをシングルキャリア伝送により送信する場合について説明する。

音声データ、文字データ、画像データ、等のデータのビット系列は、符号化部９０１において誤り訂正符号に符号化され、その後に変調部９０２においてＱＰＳＫや１６ＱＡＭ等の変調が施されて、変調シンボルへと変換される。変調部９０２の出力は、Ｎ_ＤＦＴ個のシンボル毎にＤＦＴ部９０３に入力され、Ｎ_ＤＦＴポイント離散フーリエ変換によって時間領域信号から周波数スペクトルに変換される。

ＤＦＴ部９０３の出力Ｓ（ｍ）（０≦ｍ≦Ｎ_ＤＦＴ−１）は、プリコーディング部９０４に入力される。
第１の実施形態においてはＤＦＴ部２０３（図２）の出力はコピー部２０４（図２）に入力されたが、本実施形ではプリコーディング部９０４に入力する。これは、図８（ｂ）のように第０送信アンテナ（送信アンテナ＃０）と第１送信アンテナ（送信アンテナ＃１）で同一の送信周波数スペクトルが同一の周波数ポイントにおいて送信された場合、伝搬路状態によっては、端末１０１ａの各送信アンテナからの信号が基地局１０２ａにおいて互いに打ち消し合って受信されてしまう場合があるためである。そこで、本実施形態では、各送信アンテナから信号が、受信アンテナで同相合成されるようなプリコーディングを、ＤＦＴ９０３の出力信号である第１の組の周波数スペクトル信号に対して行って、プリコーディング後の信号をスペクトル巡回シフト部９０５−０〜９０５−Ｎ_ｔ―１へ出力する。
よって、本実施形態では、端末１０１ａがコピー部ではなくプリコーディング部９０４を具備する場合の説明を行う。

プリコーディング部９０４では、ＰＭＩ取得部９１５が取得するプリコーディング行列の情報によってプリコーディングが行われる。
ここで、ＰＭＩ取得部９１５は、制御情報抽出部９１３から入力される制御情報の中から、プリコーディング行列インディケータＰＭＩ（Precoding Matrix Indicator）を抽出し、プリコーディング部９０４に入力する。ＰＭＩは、基地局１０２ａにおいて送信アンテナと受信アンテナ間の伝搬路に応じて決定されるものであり、通常は、受信ＳＩＮＲ（Signal to Interference plus Noise power Ratio、信号対干渉雑音電力比）、受信ＳＮＲ（Signal to Noise power Ratio、信号対雑音電力比）または通信路容量を最大化するＰＭＩが選択され、このＰＭＩが端末１０１ａに通知される。

プリコーディング部９０４では、ＤＦＴ部９０３から入力された第１の組の送信周波数スペクトルＳ（ｍ）にプリコーディング行列ｗ（ｍ）を乗算する。ここで、ランク数Ｒでのプリコーディング行列ｗ（ｍ）は、Ｎ_ｔ×Ｒの行列である。本実施形態ではランク数Ｒは１とするため、プリコーディング行列ｗ（ｍ）はＮ_ｔ×１のベクトルとなる。
プリコーディング部９０４が出力するベクトルＳ（ｍ）（０≦ｍ≦Ｎ_ＤＦＴ−１）は、次式で表わされる。

なお、数式１５において、プリコーディング行列ｗ（ｍ）は周波数インデックスｍに依存しているが、基地局１０２ａからの通知情報量を抑えるため、全周波数インデックスで同一のプリコーディング行列ｗを用いることもできる。

また、通知情報量を抑えるため、ＰＭＩを、プリコーディング行列そのものではなく、量子化されたプリコーディング行列（コードブック（符号表）に記載のもの）のインデックスとし、基地局１０２ａが端末１０１ａにこのＰＭＩを通知するようにしてもよい。
２送信アンテナにおけるランク数１（レイヤ数１、ストリーム数１とも言う。）のプリコーディング行列（２×１の行列、つまりプリコーディング・ベクトル）ｗは、３ＧＰＰでは表１の６つのベクトルから構成される。基地局１０２ａは、このコードブックインデックスの中から一つを選択し、ＰＭＩとして端末１０１ａに通知する。

さらに全スペクトル・インデックスで同一のプリコーディング行列を用いる場合、図９の端末１０１ａの構成では周波数領域でプリコーディングを行っているが、時間領域でプリコーディングを行う構成とすることもできる。
以下の説明では、全スペクトル・インデックスに対して同一のプリコーディングを行い、Ｎ_ｔ×１のプリコーディング・ベクトルｗによってプリコーディングを行うものとして説明を行う。

なお、本実施形態では周波数分割双方向通信ＦＤＤ（Frequency Division Duplex）システムを仮定し、端末１０１ａで送信に用いるプリコーディング・ベクトルは、基地局１０２ａから通知されるものとしている。しかし、上りリンクと下りリンクで同一周波数帯を用いる時間分割双方向通信ＴＤＤ（Time Division Duplex）システムでは、端末１０１ａが下りリンクの参照信号を用いて上りリンクにおけるプリコーディング・ベクトルを決定することができるため、プリコーディング・ベクトル（あるいはコードブックインデックス）の通知を行わないことも可能である。また、伝搬路に応じたプリコーディングを行うのではなく、送受信で予め決められたパターンでプリコーディングを行うことも可能である。

図９のプリコーディング部９０４が出力する第ｎ送信アンテナでの信号Ｓ_ｎ（ｍ）は、スペクトル巡回シフト部９０５−ｎに入力される。つまり、第０送信アンテナ９１０−０用の信号Ｓ_０（ｍ）はスペクトル巡回シフト部９０５−０に入力され、以下同様にして、最後の第Ｎ_ｔ−１送信アンテナ９１０−Ｎ_ｔ−１での信号Ｓ_Ｎｔ−１（ｍ）はスペクトル巡回シフト部９０５−Ｎ_ｔ−１に入力される。

図１０は、スペクトル巡回シフト部９０５の具体的な構成を示すブロック図である。なお、Ｎ_ｔ個のスペクトル巡回シフト部９０５−０〜９０５−Ｎ_ｔ−１の構成は同じであり、それらの共通の構成に対して９０５という符号を付す。
スペクトル巡回シフト部９０５は、シフト部１００１、モジュロ演算部１００２、インデックス変更部１００３を具備する。
巡回シフト量決定部９１６から入力される巡回シフト量Δ_ｎは、シフト部１００１に入力される。巡回シフト量決定部９１６については、後述する。

シフト部１００１では、０からＮ_ＤＦＴ−１までのＮ_ＤＦＴ個の数列に対して、巡回シフト量決定部９１６の制御を受けて入力された巡回シフト量Δ_ｎを加算し、モジュロ演算部１００２に入力する。例えばＮ_ＤＦＴ＝６、Δ_ｎ＝４の場合、数列０、１、２、３、４、５に対して４を加算した数列４、５、６、７、８、９がモジュロ演算部１００２に入力される。モジュロ演算部１００２では、シフト部１００１から入力された数列に対してＮ_ＤＦＴ＝６によるモジュロ演算（Ｎ_ＤＦＴで除算した際の余りを算出）を行い、インデックス変更部１００３に入力する。例えば、上記の例では、Ｎ_ＤＦＴ＝６であるため、モジュロ演算部１００２の出力は、数列４、５、０、１、２、３となる。
インデックス変更部１００３では、プリコーディング部９０４から入力されたプリコーディング後の送信周波数スペクトルの周波数インデックス０、１、２、３、４、５をモジュロ演算部１００２から入力された数列４、５、０、１、２、３に変更する処理を行う。

上記の例では、スペクトル巡回シフト部９０５−ｎのインデックス変更部１００３は、プリコーディング部９０４からプリコーディング後の送信周波数スペクトルＳ_ｎ（０）、Ｓ_ｎ（１）、Ｓ_ｎ（２）、Ｓ_ｎ（３）、Ｓ_ｎ（４）、Ｓ_ｎ（５）と、モジュロ演算部から周波数インデックスは「４、５、０、１、２、３」が入力される。インデックス変更部では、周波数インデックスに従い、送信周波数スペクトルＳ_ｎ（４）、Ｓ_ｎ（５）、Ｓ_ｎ（０）、Ｓ_ｎ（１）、Ｓ_ｎ（２）、Ｓ_ｎ（３）と並び変えたものを、Ｓ’_ｎ（０）、Ｓ’_ｎ（１）、Ｓ’_ｎ（２）、Ｓ’_ｎ（３）、Ｓ’_ｎ（４）、Ｓ’_ｎ（５）として出力することになる。

図１１は、スペクトル巡回シフト部９０５−ｎの動作を説明するフローチャートである。
最初に、仮の数列０、１、２、．．．、Ｎ_ＤＦＴ−１を生成する。（ステップＳ１１０１）。次に、この数列の数値を、巡回シフト量決定部９１６から入力された巡回シフト量Δ_ｎだけ増大する（ステップＳ１１０２）。この増大した数値の数列に対して、数値Ｎ_ＤＦＴでモジュロ演算を行う（ステップＳ１１０３）。次に、このモジュロ演算を施した数列を用いて、上記したプリコーディング部９０４から入力されるプリコーディング後の第１の組の送信周波数スペクトルの周波数インデックスを変更する（ステップＳ１１０４）。続いて、得られた送信周波数スペクトルをマッピング部９０６へと出力する。
このように、スペクトル巡回シフト部９０５では、巡回シフト量決定部９１４から入力される巡回シフト量Δ_ｎによって、プリコーディング部９０４が出力する送信周波数スペクトルＳ_ｎ（ｍ）に対して巡回シフトを行う。
スペクトル巡回シフト部にプリコーディング部９０４から入力される送信周波数スペクトルをＳ_ｎ（ｍ）とし、巡回シフト量をΔ_ｎとすると、スペクトル巡回シフト部９０５の出力Ｓ^’ _ｎ（ｍ）は、次式で与えられる。

スペクトル巡回シフト部９０５−ｎが出力するスペクトルＳ’_ｎ（ｍ）は、図９のマッピング部９０６−ｎに入力される。ただし、０≦ｎ≦Ｎ_ｔ−１である。
マッピング部９０６−０〜９０６−Ｎ_ｔ−１以降のアンテナ９１０−０〜９１０−Ｎ_ｔ−１に至るまでの信号処理は、第１の実施形態と同じであるためその説明を援用する。ただし、復調用参照信号ＤＭＲＳは、データ信号と同様のプリコーディング・ベクトルｗが乗算されて送信される。

ここで、図９のスペクトル巡回シフト部９０５−０〜９０５−Ｎ_ｔ−１での信号処理について、説明を行う。

図１２（ａ）〜図１２（ｃ）は、送信アンテナ本数Ｎ_ｔを２、ＤＦＴポイント数Ｎ_ＤＦＴを６とし、第０送信アンテナ（送信アンテナ＃０）および第１送信アンテナ（送信アンテナ＃１）で、送信に用いる周波数ポイントが部分的に重複している例を示す。
つまり、図１２（ａ）では、第０送信アンテナについては第１の組の送信周波数スペクトルＳ_０（０）〜Ｓ_０（５）がインデックス１〜６の周波数ポイントに割り当てられ、第１送信アンテナについては第１の組の送信周波数スペクトルＳ_１（０）〜Ｓ_１（５）がインデックス５〜１０の周波数ポイントに割り当てられている。
６個のスペクトルから構成される周波数スペクトルＳ（ｍ）（０≦ｍ≦５）を、図１２（ａ）のように各アンテナの割当に対して低周波数ポイントから高周波数ポイントへと順にスペクトルを割り当てると、例えば、第５周波数ポイントにおいて第０送信アンテナから周波数スペクトルＳ_０（４）が送信され、第１送信アンテナから送信周波数スペクトルＳ_１（０）が送信される。また第６周波数ポイントにおいては、第０送信アンテナから周波数スペクトルＳ_０（５）が送信され、第１送信アンテナから周波数スペクトルＳ_１（１）が送信される。

このように、使用周波数ポイントが各アンテナで異なる場合、割当が一部重複する周波数ポイントにおいて、各送信アンテナから異なるスペクトルが送信されるため、基地局でアンテナ間干渉が生じてしまう。
そこで、本実施形態では、重複した周波数ポイントでは第０送信アンテナおよび第１送信アンテナから同一の送信周波数スペクトルを送信する。つまり、図１２（ｂ）のように、第１送信アンテナの第５および第６周波数ポイントでは、第０送信アンテナの送信周波数スペクトルと同様、それぞれ送信周波数スペクトルＳ_１（４）およびＳ_１（５）を送信する。

ここで、各送信アンテナから送信される送信周波数スペクトルのサブインデックス（Ｓ_０（４）とＳ_１（４）のような送信周波数スペクトルでの下付の数字）が異なるが、数式１５で示したように、各送信周波数スペクトルＳ_０（４）およびＳ_１（４）はプリコーディング・ベクトルｗが乗算されているため位相が異なるに過ぎないのであって、もともとは同じスペクトルＳ（４）である。またプリコーディング・ベクトルｗは、各送信アンテナから送信されるスペクトルが基地局１０２ａで同相合成されるように決定されるため、干渉にはならない。
このように、重複した周波数ポイントで各アンテナから同一スペクトルを送信することで、基地局１０２ａは、端末１０１ａから送信された信号を干渉なく受信することができる。
ここで、図１２（ｂ）において、第１送信アンテナにおける第７から第１０周波数ポイントへの割当が残っている。そこで、図１２（ｃ）のように、第１送信アンテナで割り当てられていない周波数スペクトルＳ_１（０）〜Ｓ_１（３）を、第７から第１０周波数ポイントへそれぞれ割り当てる。
このように割り当てることで、第１送信アンテナからは、周波数スペクトルＳ_１（４）、Ｓ_１（５）、Ｓ_１（０）、Ｓ_１（１）、Ｓ_１（２）、Ｓ_１（３）と連続的にスペクトルが割り当てられて、基地局１０２ａへと送信されることになる。つまり、図１２（ｃ）に示すように、第１送信アンテナから送信されるスペクトルは、図１２（ａ）の第０送信アンテナから送信されるスペクトルを巡回シフト量Δ_１＝４だけ巡回シフトさせたものである。

図１２（ａ）〜図１２（ｃ）では、端末１０１ａの送信アンテナ本数Ｎ_ｔが２の場合について説明を行ったが、送信アンテナ本数Ｎ_ｔが２より多い場合について、図１３を用いて説明を行う。
図１３（ａ）、図１３（ｂ）は、端末１０１ａの送信アンテナ本数Ｎ_ｔが５の場合の送信スペクトルの例を示す。

図１３（ａ）では、第０送信アンテナ（送信アンテナ＃０）については送信周波数スペクトルＳ_０（０）〜Ｓ_０（５）がインデックス８〜１３の周波数ポイントに割り当てられ、第１送信アンテナ（送信アンテナ＃１）については送信周波数スペクトルＳ_１（０）〜Ｓ_１（５）がインデックス３〜８の周波数ポイントに割り当てられ、第２送信アンテナ（送信アンテナ＃２）については送信周波数スペクトルＳ_２（０）〜Ｓ_２（５）がインデックス１〜６の周波数ポイントに割り当てられ、第３送信アンテナ（送信アンテナ＃３）については送信周波数スペクトルＳ_３（０）〜Ｓ_３（５）がインデックス６〜１１の周波数ポイントに割り当てられ、第４送信アンテナ（送信アンテナ＃４）については送信周波数スペクトルＳ_４（０）〜Ｓ_４（５）がインデックス１５〜２０の周波数ポイントに割り当てられる。

図１３（ａ）は、周波数領域での巡回シフトを行わない場合の例であり、干渉なく受信可能な周波数ポイントのインデックスは、１、２、１２、１３、１５〜２０であり、０と１４に関しては使用されておらず、その他の周波数インデックスでは各送信アンテナ＃０〜＃４から異なる送信周波数スペクトルが送信される。そのために、基地局１０２ａでは、各スペクトルを分離する必要がある。

図１３（ａ）の送信スペクトルに対して上述の巡回シフトを適用した場合の送信スペクトルを、図１３（ｂ）に示す。図１３（ｂ）では、周波数インデックスｋと、送信スペクトルのポイント数Ｎ_ＤＦＴ（図の例では６ポイント）を用いて、スペクトル・インデックスｉを定義している。つまり、スペクトル・インデックスｉを次式で定義する

つまり、スペクトル・インデックスｉは、周波数インデックスｋを数値Ｎ_ＤＦＴで除算した際の余りである。
各送信アンテナでは図１３（ｂ）のように、スペクトル・インデックスが示す周波数スペクトルを送信することで、各周波数ポイントで、各送信アンテナから同一の送信周波数スペクトルが送信されることになる。例えば、第０送信アンテナ（送信アンテナ＃０）では、周波数インデックス８、９、１０、１１、１２、１３の周波数ポイントが割り当てられている。周波数インデックス８、９、１０、１１、１２、１３はスペクトル・インデックス２、３、４、５、０、１に対応しているから、巡回シフト量Δ_０＝２の巡回シフトを施して、巡回シフト後の周波数スペクトルＳ_０（２）、Ｓ_０（３）、Ｓ_０（４）、Ｓ_０（５）、Ｓ_０（０）、Ｓ_０（１）をインデックス８、９、１０、１１、１２、１３の周波数ポイントへ割り当てる。

なお、図１３（ｂ）では、周波数インデックスを基準としてスペクトル・インデックスを定義したが、図１２（ｃ）のように特定の送信アンテナを基準とし、その送信アンテナのスペクトル巡回シフト部では巡回シフト量がゼロ、つまり巡回シフトが行われないようにスペクトル・インデックスを決定してもよい。例えば図１２（ｃ）の例では第０送信アンテナを基準とし、第０送信アンテナの巡回シフト部では巡回シフトが行われず（つまり、巡回シフト量Δ_０＝０）、第１送信アンテナの巡回シフト部では巡回シフト量Δ_１＝４の巡回シフトが行われるように制御を行う。

＜変形例＞
端末１０１ｂの構成は、図１４のように、所定の送信アンテナにおいてスペクトル巡回シフト部を有さない構成とすることができる。
図１４は、本実施形態の変形例である端末１０１ａ１の構成を示す概略ブロック図である。
端末１０１ａ１は、符号化部１４０１、変調部１４０２、ＤＦＴ部１４０３、プリコーディング部１４０４、スペクトル巡回シフト部１４０５−１〜１４０５Ｎ_ｔ−１、マッピング部１４０６−０、１４０６−１〜１４０６−Ｎ_ｔ−１、参照信号多重部１４０７−０、１４０７−１、〜１４０７−Ｎ_ｔ−１、ＯＦＤＭ信号生成部１４０８−０、１４０８−１〜１４０８−Ｎ_ｔ−１、送信部１４０９−０、１４０９−１〜９０９−Ｎ_ｔ−１、送信アンテナ１４１０−０、１４１０−１〜９１０−Ｎ_ｔ−１、受信アンテナ１４１１、受信部１４１２、制御情報抽出部１４１３、割当情報取得部１４１４、ＰＭＩ取得部１４１５、巡回シフト量決定部１４１６を具備する。

図１４の端末１０１ａ１の構成と図９の端末１０１ａの構成とを比較すると、前者は後者のスペクトル巡回シフト部９０５−０に相当する構成を欠いており、前者では、プリコーディング部９０４のプリコーディング後の送信周波数スペクトルが直接マッピング部１４０６−０に出力される点が相異するが、その他の構成において差異はない。このことは、前述のように、第０送信アンテナを基準とし、第０送信アンテナの巡回シフト部では巡回シフトが行われないように制御しているからである。このことにより、本変形例では、端末１０１ｂの構成が簡易化される。

図１３（ｂ）に戻って、図１３（ｂ）の第４送信アンテナ（送信アンテナ＃４）は他の送信アンテナの周波数割当が重複しないため、この点が送受信側で既知であれば、スペクトル・インデックスによる巡回シフトを行わなくてもよい。

次に、図１３（ｂ）のようなスペクトル巡回シフトを行うための巡回シフト量を決定する図９の巡回シフト量決定部の構成の一例について、図１５を用いて説明を行う。ここで説明をする巡回シフト量決定部に対して９１６ａという符号を付す。
各送信アンテナにおける割当情報は巡回シフト量決定部９１６ａ内の先頭周波数インデックス取得部１５０１−０〜１５０１−Ｎ_ｔ−１にそれぞれ入力される。各先頭周波数インデックス取得部１５０１−０〜１５０１−Ｎ_ｔ−１では、入力された割当情報の先頭（最も周波数が低い）周波数インデックスを取得する。

例えば、図１３（ａ）の第３送信アンテナの場合、先頭周波数インデックス取得部１５０１−３は、先頭周波数インデックスとして６を出力する。先頭周波数インデックス取得部１４０１−０〜１４０１−Ｎ_ｔ−１の出力は、それぞれモジュロ演算部１４０２−０〜１４０２−Ｎ_ｔ−１に入力される。モジュロ演算部１４０２−０〜１４０２−Ｎ_ｔ−１では、入力された先頭周波数インデックスをＮ_ＤＦＴで除算した余りを出力する。モジュロ演算部１４０２−ｎに入力された先頭周波数インデックスをｋ_{ＨＥＡＤ,ｎ}とすると、モジュロ演算部１４０２−ｎの出力する巡回シフト量Δ_ｎは次式で表わされる。ただし、０≦ｎ≦Ｎ_ｔ−１である。

出力Δ_ｎは、図９に示す端末１０１ａの第ｎスペクトル巡回シフト部９０５−ｎにおける巡回シフト量として、巡回シフト量決定部９１４ａから出力される。

このようにして、巡回シフト量決定部９１４ａでは、端末１０１ａの送信アンテナ９０９−０〜９０９−Ｎ_ｔ−１の周波数割当における先頭周波数インデックスをＮ_ＤＦＴで除算した時の余りを計算することにより、巡回シフト量を決定することができる。
なお、上記説明では、先頭周波数インデックス取得部１４０１−０〜１４０１−Ｎ_ｔ−１は第０周波数ポイントを基準としたが、端末１０１ａと基地局１０２ａで既知であれば、特定の送信アンテナの先頭周波数インデックスを基準として先頭周波数インデックスを出力してもよい。
例えば、図１３（ａ）で第０送信アンテナを基準とすると、先頭周波数インデックス取得部１４０１−０が出力する先頭周波数インデックスは０であり、先頭周波数インデックス取得部１４０１−１が出力する先頭周波数インデックスは−５となる。この場合、モジュロ演算部１４０２−１は、

であるため、巡回シフト量Δ_１として１を出力する。そして、第１送信アンテナ（送信アンテナ＃１）では、巡回シフト量Δ_１＝１を施した結果の送信周波数スペクトルＳ_１（１）、Ｓ_１（２）、Ｓ_１（３）、Ｓ_１（４）、Ｓ_１（５）、Ｓ_１（０）をインデックス３〜８の周波数ポイントへ割り当てる。
ここでスペクトルを巡回シフトすることによる時間領域信号波形について説明を行う。送信周波数スペクトルＳ（ｍ）（０≦ｍ≦ＮＤＦＴ−１）の逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）は次式で与えられる。

巡回シフト量Δ_ｎを与えた周波数スペクトルのＩＤＦＴ出力ｓ’（ｔ）は次式で与えられる。

ここでＮ_ＤＦＴポイントのＩＤＦＴでは、任意の整数ｍについて、

が成り立つため、数式２２は次式のように変形できる。

このように、巡回シフトを与えた場合の時間領域信号ｓ’（ｔ）は、巡回シフトを与えない場合の時間領域信号ｓ（ｔ）に位相回転を与えたものになる。位相回転を与えても送信信号のピーク対平均電力比ＰＡＰＲは、低い値に保たれる。つまり、巡回シフトを与えても、送信信号の統計的な性質は変わらないため、端末１０１ａの送信部で用いる電力増幅器への負荷が過大になることがない。

図１６は、本実施形態における基地局１０２ａの構成を示す概略ブロック図である。
基地局１０２ａは、受信アンテナ１６０１−０〜１６０１−Ｎ_ｒ−１、ＯＦＤＭ信号受信部１６０２−０〜１６０２−Ｎ_ｒ−１、参照信号分離部１６０３−０〜１６０３−Ｎ_ｒ−１、デマッピング部１６０４−０〜１６０４−Ｎ_ｒ−１、等化部１６０５、ＩＤＦＴ部１６０６、復調部１６０７、復号部１６０８、伝搬路推定部１６０９、スケジューリング部１６１０、送信部１６１１、送信アンテナ１６１２、ＰＭＩ決定部１６１３を具備する。

以下では基地局１０２ａの各受信アンテナ１６０１−０〜１６０１−Ｎ_ｒ−１を用いて、端末１０１ａからシングルキャリア伝送により送信されてきた信号を受信する場合について説明する。
最初に説明を行った第１の実施形態では、干渉が生じるような周波数割当の場合、１本の受信アンテナでは信号分離を行うことが困難であったが、この第２の実施形態では干渉が生じないように送信するため、基地局の受信アンテナは１本にする。ただし、本実施形態の説明として、ランク数が１よりも大きい場合に一般化して説明する便宜上、受信アンテナ１６０１−０〜１６０１−Ｎ_ｒ−１として複数本の受信アンテナを図示している。

基地局構成１０２ａの構成を、第１の実施形態における基地局１０２の構成（図５）と対比すると、前者ではＰＭＩ決定部１６１３が余分に付加されており、両者は、ＰＭＩ決定部１６１３とその他の構成要素との接続関係が相異するだけで、その他の構成要素およびその相互接続関係は同じである。従って、以下では専らＰＭＩ決定部１６１３とその他の構成要素との接続関係について説明を行う。

本実施形態では、端末１０１ａでは、伝搬路に応じてプリコーディング部９０４で送信信号のプリコーディングを行うため、基地局１０２ａのＰＭＩ決定部５１３には、スケジューリング部１６１０が通知するところの、端末１０１ａの各送信アンテナ１４０９−０〜１４０９−Ｎ_ｔ−１の周波数割当情報、および伝搬路推定部１６０９が出力する伝搬路推定値が入力される。

ＰＭＩ決定部１６１３では、スケジューリング部１６１０から入力される周波数割当における伝搬路推定値と、ＰＭＩ決定部１６１３で予め用意されている複数のプリコーディング行列を総当りで乗算し（例えば、表１の場合、それぞれのＰＭＩで乗算を行う）、最もＳＩＮＲ（信号対干渉雑音電力比）、ＳＮＲ（信号対雑音比）または伝搬路容量が高くなるプリコーディング行列を示すＰＭＩを送信部１６１１に出力する。
送信部１６１１では、スケジューリング部１６１０から入力される周波数割当情報とＰＭＩ決定部１６１３から入力されるプリコーディング行列インディケータ（ＰＭＩ）を制御情報として送信アンテナ１６１２を介して端末１０１ａに送信する。

なお、ＰＭＩの決定の際、図１の複数の端末により、時間および周波数を共有するＭＵ−ＭＩＭＯ（マルチユーザ・マイモ）が行われる場合、他の端末の伝搬路を考慮し、受信側の基地局での信号分離を行い易くするプリコーディングが行われるようにしてもよい。
一方、各デマッピング部１６０４−０〜１６０４−Ｎ_ｒ−１では、入力されたＮ_ＦＦＴポイントのデータ信号の受信スペクトルから、各スペクトルに関して、送信に用いた周波数ポイントでの受信周波数スペクトルの抽出が行われる。

例えば、図１２（ｃ）のような周波数割当において、送信周波数スペクトルＳ（１）を抽出することを考える。送信周波数スペクトルＳ（１）は、第０送信アンテナからは第２周波数ポイントを用いて送信が行われ、第１送信アンテナからは第８周波数ポイントを用いて送信が行われる。従って、各デマッピング部１６０４−０〜１６０４−Ｎ_ｒ−１では、第２および第８周波数ポイントを抽出して、等化部１６０５に入力する。

また、送信周波数スペクトルＳ（４）は、第０送信アンテナからは第５周波数ポイントを用いてＳ_０（４）として送信が行われ、第１送信アンテナからも第５周波数ポイントを用いてＳ_１（４）として送信が行われる。従って、各デマッピング部１６０４−０〜１６０４−Ｎ_ｒ−１では、第５周波数ポイントでの受信信号のみを抽出して等化部１６０５に入力する。このような処理を、Ｎ_ＤＦＴ個の送信周波数スペクトルすべてに対して行う。

次に、図１３（ｂ）に示す割当が行われた場合に、等化部１６０５が行う処理について説明を行う。
一例として、送信周波数スペクトルＳ（１）の等化を行う場合の説明を行う。第ｎ受信アンテナの第ｋ周波数ポイントでの受信信号をＲ_ｎ（ｋ）とすると、デマッピング部１６０４−ｎから入力される送信周波数スペクトルＳ（１）の受信信号Ｒ_ｎ（１）、Ｒ_ｎ（７）、Ｒ_ｎ（１３）およびＲ_ｎ（１９）は、それぞれ次の数式２４で表わされる。

ここで、Ｈ_ｎ，ｌ（ｋ）は第ｌ送信アンテナと第ｎ受信アンテナの間の第ｋ周波数ポイントにおける伝搬路利得である。数式２４は、雑音を無視した式である。送信周波数スペクトルＳ（１）は第１、７、１３および１９周波数ポイントで受信されるため、４倍の受信アンテナ数で受信されると考えることができる。

図１７は、等化部１６０５の詳細を示すブロック図である。
等化部１６０５は、結合部１７０１、重み乗算部１７０２、伝搬路ベクトル生成部１７０３、ＳＩＭＯ重み算出部１７０４を具備する。
等化部１６０５に対しては、デマッピング部１６０４−０からＮ_ＤＦＴ×Ｎ_ｔ個の値が入力され、同様にして、最後のデマッピング部１６０４−Ｎ_ｒ−１からもＮ_ＤＦＴ×Ｎ_ｔ個の値が入力される。従って、等化部１６０５に対しては、デマッピング部１６０４−０〜１６０４−Ｎ_ｒ−１からＮ_ＤＦＴ×Ｎ_ｔ×Ｎ_ｒ個の値が入力される。

そこで、等化部１６０５の結合部１７０１では、受信周波数ポイント毎のスペクトルを結合し、４Ｎ_ｒ×１のベクトルＲ_Ｓ（１）を生成する。結合部１７０１が重み乗算部１７０２に入力するベクトルＲ_Ｓ（１）は次の数式２５で表わされる。

伝搬路ベクトル生成部１７０３では、伝搬路推定部１６０９から入力された伝搬路推定値が数式２５の

を構成するための情報を結合部１６０１から入力され、数式２６の推定値をＳＩＭＯ重み算出部１６０４に入力する。
第１の実施形態と異なり、本実施形態では、干渉となる送信信号が存在しないため、伝搬路行列が生成されることはなく、伝搬路ベクトル（あるいはスカラ）が生成されることになる。
ＳＩＭＯ重み算出部１６０４では、送信周波数スペクトルＳ（１）の等化を行うために、第ｋ周波数ポイントの第ｎ受信アンテナの受信スペクトルに乗算するところの、干渉のない場合のＳＩＭＯ重みベクトルｗ_Ｓ（１）の算出を行う。１×４Ｎ_ｒ（１行４Ｎ_ｒ列）の重みベクトルｗ_Ｓ（１）は次の数式２７で表わされる。

ここで、σ^２は、平均雑音電力である。つまり、ＳＩＭＯ重み算出部１７０４では、伝搬路ベクトル生成部１７０３から入力された伝搬路行列Ｈ_Ｓ（１）の推定値と、図示しない雑音推定部から入力される平均雑音電力推定値を用いて数式２７の計算を行い、ＳＩＭＯ重みベクトルｗ_Ｓ（１）を算出し、重み乗算部１７０２に入力する。
なお、数式２７は、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error、最小平均２乗誤差）重みを例にしているが、雑音を考慮しないＺＦ（Zero Forcing）重み、ＭＲＣ（Maximum Ratio Combining）重み、等であってもよい。さらに、繰り返し等化処理や、ＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection、最尤検出）等、他の信号分離法を用いてもよい。

このように、同一のスペクトルが送信された複数の周波数ポイント（上述の例では第１、７、１３および１９周波数ポイントにおいて送信周波数スペクトルＳ（１）が送信されている）が合成されることを考慮した重みを生成することで、効果的に送信ダイバーシチ利得を得ることができる。また干渉が存在しないため、第１の実施形態の重みと異なり、どのような周波数割当においても、数式４のようにＭＩＭＯ重みを算出するための逆行列演算を伴うことがない。従って、計算量を小さくすることができ、処理が迅速に行える。
重み乗算部１６０２では、結合部１６０１から入力されたＲ_Ｓ（１）とｗ_Ｓ（１）との乗算を行い、送信周波数スペクトル等化後のＳ（１）である

を算出する。等化後のＳ（１）は次式で表わされる。

このように、端末１０１ａでスペクトル巡回シフトを行うことにより、各送信アンテナで割当周波数が異なる場合においても、アンテナ間干渉なく同一データを送信することができる。
例えば、図１３（ｂ）のような周波数割当の場合、第６周波数ポイントでは送信周波数スペクトルＳ（０）が３送信アンテナから送信されるため、３本分のプリコーディングによる送信アンテナダイバーシチ効果を得ることができる。
また、さらに、送信周波数スペクトルＳ（０）は第１２および１８周波数ポイントからも送信されるため、プリコーディング利得に加えて周波数ダイバーシチ利得も得ることができる。

なお、伝送に用いた周波数ポイントの一部、あるいはすべてにおいて、他の端末の信号が多重された場合、つまり、ＭＵ−ＭＩＭＯ（マルチユーザ・マイモ）の場合は、第１の実施形態で説明を行ったように、干渉を考慮した重みを算出する。さらに、端末が２またはそれ以上のレイヤ（ストリーム、ランク）を送信するシングルユーザＭＩＭＯの場合であってもよい。

本実施形態によれば、送信アンテナ毎に異なる周波数割当で通信を行うシステムにおいて、各周波数ポイントでアンテナ間干渉を発生することなく送信を行うことができる。従って、基地局１０２ａでは、他のアンテナからの干渉がないので、等化部１６０５において計算量の小さな重みを用いて等化を行うことができる。さらに受信アンテナで各送信アンテナからの送信信号が同相で合成されるように、プリコーディングによる送信ダイバーシチを用いることができる。
また、基地局では、様々な周波数で受信されたスペクトルが、合成されることを考慮した重みを生成することで、精度のよい等化を行うことが可能となる。さらに、各送信アンテナにおいて送信信号のＰＡＰＲ特性を維持しているため、カバレッジを広げることができる。

なお、本実施形態では、送信するストリーム（「独立なデータ」、「ランク」、「レイヤ」と言ってもよい。）の数が１である場合で説明を行ったが、送信アンテナ本数よりもランク数が少ない場合、例えば、４送信アンテナで３つのストリームを送信する場合では、同じ信号を送信する２アンテナに関して、本実施形態を適用し、他の２アンテナから送信される２ストリームに関しては、従来から存在する信号分離法を併用することで良好な伝送を行うことが可能となる。

＜第３の実施形態＞
第２の実施形態では、基地局から通知される制御情報によってプリコーディングを行う閉ループ型の送信ダイバーシチの場合を示した。しかしながら、端末が高速移動した場合や、基地局から伝搬路状態に関する情報（伝搬路情報そのものや、プリコーディング行列インディケータＰＭＩ等）が通知されない場合には、閉ループ型の送信ダイバーシチを行うことができない。
そこで、本実施形態では、開ループ型の送信ダイバーシチを適用した場合について説明を行う。

初めに、ＳＴＢＣ（時空間ブロック符号化）について説明を行う。送信アンテナ数が２の場合の時空間ブロック符号化（「Ａｌａｍａｕｔｉ（アラムーチ）の符号化」とも称される。）を、表２に示す。

ここで、＊は複素共役演算を表わす。

ＳＴＢＣ（時空間ブロック符号化）では、表２のように、時刻Ｔおよび時刻Ｔ＋１という隣接した２つの送信タイミングを用いて、２つの異なるデータＡおよびＢを表２のように符号化して、端末の各送信アンテナから重複して、すなわち冗長性を持たせて送信する。時空間ブロック符号化をＳＣ−ＦＤＭＡに適用する場合、ＤＦＴ部が出力するＮ_ＤＦＴポイントの周波数スペクトルＡ（ｍ）（０≦ｍ≦Ｎ_ＤＦＴ−１）およびＮ_ＤＦＴポイントの周波数スペクトルＢ（ｍ）（０≦ｍ≦Ｎ_ＤＦＴ−１）を用いて時空間ブロック符号化を行う。

以下では、ＳＣ−ＦＤＭＡにおける時空間ブロック符号化ＳＴＢＣついて説明を行う。また、本実施形態の端末に１０１ｂとの符号を付し、基地局には１０２ｂとの符号を付して説明を行う。
図１８は、時刻Ｔにおける第０送信アンテナ（送信アンテナ＃０）および第１送信アンテナ（送信アンテナ＃１）の送信周波数スペクトルの一例を示す。
図１８に示すように、端末１０１ｂは、異なる送信周波数スペクトルＡ（ｍ）およびＢ（ｍ）を一部重複する周波数割当で送信する。

つまり、端末１０１ｂは、時刻Ｔにおいて、第０送信アンテナ（送信アンテナ＃０）からは送信周波数スペクトルＡ（０）〜Ａ（５）を、インデックス０〜５の周波数ポイントに割り当てて送信し、第１送信アンテナ（送信アンテナ＃１）からは送信周波数スペクトルＢ（０）〜Ｂ（５）を、インデックス４〜９の周波数ポイントに割り当てて送信するものとする。両送信アンテナから送信される送信周波数スペクトルは、インデックス４、５の周波数ポイントにおいて一部重複している。

次に、図１９（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、隣接する時刻Ｔ＋１における各送信アンテナの送信スペクトルの一例を示す。
各送信アンテナの周波数割当は、上述の時刻Ｔの場合と一致しているものとする。
図１９（ａ）は、周波数が一部重複する場合に、周波数巡回シフトを適用せずに表２の時空間ブロック符号化を適用した場合の周波数割当を示す。
つまり、図１９（ａ）に示すように、隣接する時刻Ｔ＋１において、第０送信アンテナ（送信アンテナ＃０）からは送信周波数スペクトルＢ（０）〜Ｂ（５）の共役複素数であるＢ^＊（０）〜Ｂ^＊（５）を、インデックス０〜５の周波数ポイントに割り当てて送信し、第１送信アンテナ（送信アンテナ＃１）からは送信周波数スペクトルＡ（０）〜Ａ（５）の共役複素数に−１を乗算した−Ａ^＊（０）〜−Ａ^＊（５）を、インデックス４〜９の周波数ポイントに割り当てて送信する。

ここで、時空間ブロック符号化は、２つの送信タイミングＴ、Ｔ＋１を用いて、２つの異なるデータを基地局で分離するものであるが、例えば、第４周波数ポイントに関しては、時刻ＴでＡ（４）、Ｂ（０）が、時刻Ｔ＋１でＢ^＊（４）、−Ａ^＊（０）が送信される。この結果、２つの送信タイミングで異なる４つ送信周波数スペクトルが重複して送信されることになるため、基地局で干渉なく分離することは難しい。

そこで、図１９（ｂ）に示すように、第４周波数ポイントに関しては、時刻ＴでＡ（４）、Ｂ（０）を送信しているため、時刻Ｔ＋１では時空間ブロック符号化によって、Ｂ^＊（０）、−Ａ^＊（４）をそれぞれ第０送信アンテナ（送信アンテナ＃０）、第１送信アンテナ（送信アンテナ＃１）から送信する。また、第５周波数ポイントでも同様に、Ａ（５）、Ｂ（１）に対して時空間ブロック符号化を行い、時刻Ｔ＋１では、Ｂ^＊（１）および−Ａ^＊（５）を第０送信アンテナ、第１送信アンテナから送信する。
つまり、図１９（ｂ）のように時空間ブロック符号化を行う。この結果、第４および第５周波数ポイントでは、２つの送信タイミングで２つの異なる送信周波数スペクトルを重複して送信することになるため、基地局で分離することが可能となる。

ここで図１９（ｂ）において、第０送信アンテナの第０周波数ポイント〜第３周波数ポイント、および第１送信アンテナの第６〜９周波数ポイントでは周波数スペクトルの割当が行われていない。図１９（ｂ）において割り当てられていない周波数ポイントでは、他アンテナからの干渉が生じないため、どのようなスペクトルを送信してもよい。例えば、時刻Ｔ＋１において、第０送信アンテナ（送信アンテナ＃０）の第０〜３周波数ポイントにおいて、Ｂ（２）、Ｂ（３）、Ｂ（４）、Ｂ（５）を送信し、第１送信アンテナ（送信アンテナ＃１）の第６〜９周波数ポイントにおいて、Ａ（０）、Ａ（１）、Ａ（２）、Ａ（３）を送信してもよい。
しかしながら、その場合、第４および第５周波数ポイントにおいて第０および第１送信アンテナから送信されるスペクトルは、もともとのスペクトルに対し、複素共役演算を行い、特に第１送信アンテナに関してはマイナスを乗算しているため、それ以外の周波数ポイントのスペクトルとはＤＦＴ演算に縛られない独立したものとなり、時間領域に変換した際に、ピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）が高くなってしまう。そこで、図１９（ｃ）に示すように、他アンテナと割当周波数が重複しない周波数ポイントにおいても重複した周波数ポイントと同様に時空間ブロック符号化を行って送信する。
図１９（ｃ）のように、スペクトルが巡回的になるようにスペクトルを割り当てることによって、時空間ブロック符号化を行っても、ＰＡＰＲを低く維持できる。

図２０は、本実施形態の端末１０１ｂの具体的構成を示す。
端末１０１ｂは、符号化部２００１、変調部２００２、ＤＦＴ部２００３、送信ダイバーシチ部２００４、スペクトル巡回シフト部２００５−０、２００５−１、マッピング部２００６−０、２００６−１、参照信号多重部２００７−０、２００７−１、ＯＦＤＭ信号生成部２００８−０、２００８−１、送信部２００９−０、２００９−１、送信アンテナ２０１０−０、２０１０−１、受信アンテナ２０１１、受信部２０１２、制御情報抽出部２０１３、割当情報取得部２０１４、巡回シフト量決定部２０１５を具備する。

以下では、端末１０１ｂの各送信アンテナ２０１０−０、２０１０−１を用いて、異なる周波数割当によって同じデータをシングルキャリア伝送により送信する場合について説明する。
なお、本実施形態では開ループ送信ダイバーシチとして時空間ブロック符号化を用いて説明を行うが、他の開ループ送信ダイバーシチ、例えば空間周波数ブロック符号化ＳＦＢＣや巡回遅延ダイバーシチＣＤＤにも適用することができる。

端末１０１ｂの送信アンテナの本数Ｎ_ｔを２とする。
端末１０１ｂの構成と第２の実施形態の移動局構成１０１ａの構成（図９）のものとを対比すると、後者のプリコーディング部９０４が前者では送信ダイバーシチ部２００４となり、後者のＰＭＩ取得部９１３が前者では欠如している。両者の機能の面では、開ループ送信ダイバーシチは伝搬路情報を必要としないため、端末１０１ｂは、基地局１０２ｂからの通知情報なしで送信ダイバーシチを行うことができ、この点で第２の実施形態とは異なる。

本実施形態の符号化部２００１からＤＦＴ部２００３までの処理は第１および第２の実施形態と同じであるため、その説明を援用する。ＤＦＴ部２００３の出力は、２つのＳＣ−ＦＤＭＡ信号ずつ送信ダイバーシチ部２００４に入力される。
送信ダイバーシチ部２００４では、２つのＳＣ−ＦＤＭＡの送信周波数スペクトルＡ（ｍ）およびＢ（ｍ）に対して、次の表３に基づいて時空間ブロック符号化を行い、スペクトル巡回シフト部２００５−０、２００５−１に入力する。

図２１は、巡回シフト量決定部２０１５の詳細を示すブロック図である。
巡回シフト量決定部２０１５は、先頭周波数インデックス取得部２１０１−０〜２１０１−１、減算部２１０２−０、２１０２−１、モジュロ演算部２１０３−０〜２１０３−１、切替部２１０４−０〜２１０４−１を具備する。
先頭周波数インデックス取得部２１０１−０〜２１０１−１へは、割当情報取得部２０１４から各送信アンテナ２０１０−０、２０１０−１の周波数割当情報が入力される。先頭周波数インデックス取得部２１０１−０〜２１０１−１では、入力された割当情報から、各送信アンテナの周波数割当の先頭（最も周波数が低い）周波数インデックスを取得する。

例えば、図１８、図１９（ａ）〜図１９（ｃ）の周波数割当において、第０送信アンテナ２０１０−０の場合は、先頭周波数インデックス取得部２１０１−０は、先頭周波数インデックスｋ_{ＨＥＡＤ，０}として“０”を出力し、第１送信アンテナ２０１０−１の場合は、先頭周波数インデックス取得部２１０１−１は、先頭周波数インデックスｋ_{ＨＥＡＤ，１}として“４”を出力する。

各先頭周波数インデックス取得部２１０１−０〜２１０１−１の出力ｋ_{ＨＥＡＤ，０}およびｋ_{ＨＥＡＤ，１}は、２つの減算部２１０２−０、２１０２−１に入力される。各減算部２１０２−０、２１０２−１では、対応する先頭周波数インデックス取得部２１０１−０〜２１０１−１の出力から、他方の先頭周波数インデックス取得部の出力を減算することでそれぞれｋ_{ｄｉｆ，０}、ｋ_{ｄｉｆ，１}を算出し、モジュロ演算部２１０３−０、２１０３−１に出力する。例えば減算部２１０２−０では、

を算出し、差分値ｋ_{ｄｉｆ，０}として“−４”をモジュロ演算部２１０３−０に入力することになる。一方減算部２１０２−１では、

を算出し、差分値ｋ_{ｄｉｆ，１}として“４”をモジュロ演算部２１０３−１に入力することになる。
次にモジュロ演算部２１０３−０、２１０３−１では、入力された前記差分値をＮ_ＤＦＴで除算した余りを出力する。入力された先頭周波数インデックスをｋ_{ｄｉｆ，ｎ}とすると、モジュロ演算部２１０３−ｎの出力Δ_ｎは次式で表わされる。ただし、ｎ＝０、１である。

Δ_ｎは、切替部２１０４−ｎに入力される。モジュロ演算部２１０３−ｎにおいて巡回シフト量Δ_ｎが算出されるが、図１８で示したように、時刻Ｔにおいては巡回シフトが行われない。そこで図２１の切替部では、現在行っている信号処理が、時空間ブロック符号化における時刻Ｔであるか、時刻Ｔ＋１であるのかを判断し、時刻ＴであればΔ_ｎ＝０を出力し、時刻Ｔ＋１であればモジュロ演算部からの入力を巡回シフト量Δ_ｎとして、巡回シフト量決定部から出力する。
例えば、図１８の周波数割当の場合、図２１の減算部２１０２−０は、ｋ_{ｄｉｆ，０}＝−４、Ｎ_ＤＦＴ＝６であり、

であるため、巡回シフト量Δ_０として２を出力する。一方、図２１の減算部２１０２−１は、ｋ_{ｄｉｆ，１}＝４、Ｎ_ＤＦＴ＝６であり、

であるため、巡回シフト量Δ_１として４を出力する。
上述のように、巡回シフト量を決定することで、図１９（ｃ）のような巡回シフトを行うことができる。
このように、巡回シフト量決定部２０１５では、各送信アンテナ２０１０−０、２０１０−１の周波数割当における先頭周波数インデックスの差を計算し、Ｎ_ＤＦＴで除算した時の余りを計算することで、巡回シフト量を決定することができる。

なお、図１８、１９では、時刻Ｔでは巡回シフトを与えずに、時刻Ｔ＋１に送信する信号に巡回シフトを与える構成としているが、巡回シフトは相対的なものであるための、時刻Ｔで送信する信号に巡回シフトを与え、時刻Ｔ＋１に送信する信号に巡回シフトを与えない構成としてもよいし、両時刻において巡回シフトを与える構成としてもよい。

図２０の端末１０１ｂの構成に関しては、上記以外の構成は第２の実施形態の図９の端末構成と同様であり、所定の信号処理を施し、各送信アンテナから信号が送信される。
端末１０１ｂから送信された信号は、無線伝搬路を経由し、基地局１０２ｂの受信アンテナで受信される。
第１の実施形態では、干渉が生じるような周波数割当の場合、１本の受信アンテナでは信号分離が困難であったが、本実施形態では干渉が生じないように送信するため、第２の実施形態と同様、１本の受信アンテナでもよい。

図２２は、基地局１０２ｂの具体的な構成を示すブロック図である。
基地局１０２ｂは、受信アンテナ２２０１−０〜２２０１−Ｎ_ｒ−１、ＯＦＤＭ信号受信部２２０２−０〜２２０２−Ｎ_ｒ−１、参照信号分離部２２０３−０〜２２０３−Ｎ_ｒ−１、デマッピング部２２０４−０〜２２０４−Ｎ_ｒ−１、等化部２２０５、ＩＤＦＴ部２２０６、復調部２２０７、復号部２２０８、伝搬路推定部２２０９、スケジューリング部２２１０、送信部２２１１、送信アンテナ２２１２を具備する。

以下では、基地局１０２ｂの各受信アンテナ２２０１−０〜２２０１−Ｎ_ｒ−１を用いて、端末１０１ｂからシングルキャリア伝送により送信されてきた信号を受信する場合について説明する。
本実施形態の基地局１０２ｂの構成と第１の実施形態の基地局１０２の構成（図５）とを対比すると、前者の等化部２２０５の構成が後者の等化部５０５のものと相異するが、その他の構成は同一である。

各デマッピング部２２０４−０〜２２０４−Ｎ_ｒ−１では、入力されたＮ_ＦＦＴポイントのデータ信号の受信スペクトルから、各スペクトルに関して、送信に用いた周波数ポイントでの受信スペクトルの抽出が行われる。
例えば、時刻Ｔにおいて図１８のような周波数割当で送信され、時刻Ｔ＋１において図１９（ｃ）のような周波数割当で送信された場合において、送信周波数スペクトルＡ（４）を抽出することを考える。送信周波数スペクトルＡ（４）は、時刻Ｔにおいては第０送信アンテナから、また、時刻Ｔ＋１において第１送信アンテナから、ともに第４周波数ポイントを用いて送信が行われる。
従って、各デマッピング部２２０４−０〜２２０４−Ｎ_ｒ−１では、時刻Ｔおよび時刻Ｔ＋１の第４周波数ポイントという、２つの周波数信号を抽出して等化部２２０５に入力する。時刻ｔにおける第ｎ受信アンテナの第ｋ周波数ポイントでの受信信号をＲ_ｎ，ｔ（ｋ）とし、時空間ブロック符号化を行う２つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルで伝搬路の時間変動がないとすると、デマッピング部２２０４−０〜２２０４−Ｎ_ｒ−１から等化部２２０５に入力されるＡ（４）が受信された信号Ｒ_ｎ，Ｔ（４）、Ｒ_{ｎ，Ｔ＋１}（４）は、それぞれ次の数式３７で表わされる。

上記の２つの受信周波数信号が等化部２２０５に入力される。

一方、重複しない周波数で送信されるスペクトル、例えばＢ（３）は、時刻Ｔにおいて、第１送信アンテナの第７周波数ポイントを用いて送信が行われ、時刻Ｔ＋１においては、第０送信アンテナからも第１周波数ポイントを用いて送信が行われる。従って、各デマッピング部では、時刻Ｔの第７周波数ポイント、および時刻Ｔ＋１の第１周波数ポイントの２つの周波数信号を抽出して等化部に入力する。時刻ｔにおける第ｎ受信アンテナの第ｋ周波数ポイントでの受信信号をＲ_ｎ，ｔ（ｋ）とし、時空間ブロック符号化を行う２つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルで伝搬路の時間変動がないとすると、デマッピング部から等化部入力されるＢ（３）が受信された信号Ｒ_ｎ，Ｔ（７）、Ｒ_{ｎ，Ｔ＋１}（１）は、それぞれ次の数式３６で表わされる。

このような処理を、Ｎ_ＤＦＴ個の送信周波数スペクトルすべてに対して行う。

次に、図２２の等化部２２０５での信号処理について、図２３を用いて説明を行う。
図２３は、等化部２２０５の構成を示す概略ブロック図である。
等化部２２０５は、受信アンテナ等化部２３０１−０〜２３０１−Ｎ_ｒ−１、受信アンテナ合成部２３０２、重み付け部２３０３を具備する。

デマッピング部２２０４−ｎの出力は、等化部２２０５の受信アンテナ等化部２３０１−ｎに入力される。受信アンテナ等化部２３０１−ｎでは、図２２の伝搬路推定部２２０９から入力される伝搬路推定値を用いて、受信アンテナ２２０１−０〜２２０１−Ｎ_ｒ−１毎に等化処理を行い、受信アンテナ合成部２３０２に入力する。
受信アンテナ等化部２３０１−ｎでの処理は、後述する。

受信アンテナ合成部２３０２に入力された各受信アンテナ等化部２３０１−０〜２３０１−Ｎ_ｒ−１の出力は、受信アンテナ合成部２３０２で合成されることにより、受信アンテナダイバーシチ効果を得て、次に、重み付け部２３０３に入力される。
重み付け部２３０３では得られたそれぞれＮ_ＤＦＴ個のＡ（ｍ）およびＮ_ＤＦＴ個のＢ（ｍ）が、それぞれ適切な割合で合成されるように、スペクトル毎に重み付けを行う。例えばＡ（ｍ）をＭＭＳＥ基準で重み付けする場合、次式の重みを入力に対して乗算する。

ここで分母のσ^２は平均雑音電力であり、分母は、全体として、Ａ（ｍ）が伝送された伝搬路の電力を全て合計し、平均雑音電力を加算することを示している。具体例については、後述する。
スペクトル毎に重み付けされた信号は、等化部２２０５の出力として、図２２のＩＤＦＴ部２２０６に入力される。

ここで、受信アンテナ等化部２３０１−ｎにおける信号処理について図２４を用いて説明を行う。
図２４は、受信アンテナ等化部２３０１−ｎの構成を示す概略図である。
受信アンテナ等化部２３０１−ｎは、重み乗算部２４０１−０〜２４０１−Ｎ_ｒ−１、重み算出部２４０２、複素共役部２４０３、負号乗算部２４０４、合成部２４０５を具備する。

デマッピング部２１０４−ｎから入力された２つの信号は、それぞれ重み乗算部２４０１−０〜２４０１−１に入力される。
重み乗算部２４０１−０〜２４０１−１では、デマッピング部２１０４−ｎから入力された信号と、重み算出部２４０２から入力された信号とを乗算し、出力を行う。

次に、重み算出部２４０２について説明を行う。重み算出部２３０２では、入力された伝搬路推定値を用いて、重みの算出を行う。第ｋ周波数ポイントの第ｎ受信アンテナの受信スペクトルに乗算する第ｌ送信アンテナ用の重みｗ_ｎ，ｌ（ｋ）は、次の数式４０で表わされる。

ここでＨ^＊ _ｎ，ｌ（ｋ）は、第ｋ周波数ポイントにおける第ｌ送信アンテナと第ｎ受信アンテナとの間の伝搬路利得の複素共役を表わしている。
重み算出部２３０２は、第０送信アンテナ用の重みと第１送信アンテナ用の重みを、重み乗算部２３０１−０〜２３０１−１にそれぞれ入力する。

重み乗算部２３０１−０の出力は、合成部２４０５に入力される。一方、重み乗算部２３０１−１の出力は、複素共役部２４０３に入力される。複素共役部２４０３では、入力された信号に対して、複素共役演算を行い、負号乗算部２４０４に入力する。
負号乗算部２４０４では、Ａ（ｍ）の等化を行う場合には、入力された信号に負号（マイナス）を乗算して合成部に出力する。また、Ｂ（ｍ）の等化を行う場合には、そのまま合成部２３０４に入力する。合成部２３０４では、入力された２つの信号の合成を行うことで、各送信アンテナから送信された信号を合成する。

合成部２４０５は、すべてのＡ（ｍ）、Ｂ（ｍ）（０≦ｍ≦Ｎ_ＤＦＴ−１）に関して、合成処理を行い、受信アンテナ等化部２３０１−ｎの出力として、受信アンテナ合成部２３０２に入力する。
ここで、Ａ（４）およびＢ（３）を例に、受信アンテナ等化部２３０１−ｎの信号処理について説明を行う。

Ａ（４）の等化の場合、重み乗算部２４０１−０、２４０１−１の出力は、それぞれ以下のように表わされる。

次に重み乗算部２４０１−１の出力は複素共役部２４０３で複素共役演算が行われるため、上式は以下のように表わされる。

上記２つの信号が入力された合成部２４０５では、２つの信号の合成が行われる。
今取り出すスペクトルはＢ（ｍ）ではなくＡ（ｍ）であるため、２つめの信号（複素共役部２３０３の出力）にマイナスを乗算して合成する。つまり等化後のＡ（４）である

は次式で表わされる。

ここで、この場合の等化後のＡ（４）に対応する図２２中の重み付け部２２０３で乗算される重みｗ_Ａ（４）は、数式３９に基づいて

となる。
このように、受信信号中に含まれていたＢ（０）に関する情報は２つの受信信号を合成することでキャンセルされ、所望のスペクトルであるＡ（４）のみを取り出すことができる。またＢ（０）についても同様に取り出すことができる。

次に、Ｂ（３）の等化について説明を行う。
Ｂ（３）の等化の場合、重み乗算部２４０１−０〜２４０１−１の出力は、それぞれ以下のように表わされる。

次に重み乗算部２３０１−１の出力は複素共役部２３０３で複素共役演算が行われるため、上式は以下のように表わされる。

上記２つの信号が入力された合成部２４０５では、２つの信号の合成が行われる。今取り出すスペクトルはＡ（ｍ）ではなくＢ（ｍ）であるため、２つめの信号にマイナスを乗算せず、そのまま合成する。つまり等化後のＢ（３）である

は、次式で表わされる。

ここで、この場合のＢ（３）に対応する図２３の重み付け部２３０３で乗算される重みｗ_Ｂ（３）は数式３７に基づいて

となる。

このように、割当が重複しなかった送信周波数スペクトルに関しても、スペクトルが重複した場合と同様の処理を行うことで、異なる周波数ポイントで受信されたスペクトルを合成できるため、良好な伝送特性を得ることができる。

本実施形態では、各アンテナで異なる帯域を用いて伝送を行うシステムにおいて、伝搬路情報を用いない送信ダイバーシチを適用した場合について説明を行った。このように開ループ型の送信ダイバーシチを行う際に、各送信アンテナで割当周波数に応じて適切な巡回シフトを与えて送信を行うことで、基地局で干渉が発生しないようにすることができるため、良好な伝送を行うことが可能となる。なお、伝搬路情報を用いない送信ダイバーシチとして時空間ブロック符号化を用いて説明を行ったが、周波数軸上でＡｌａｍｏｕｔｉ符号化を行うＳＦＢＣや、時間信号に巡回シフトを与えるＣＤＤ等の他の開ループ送信アンテナダイバーシチに適用することも当然可能である。さらに本実施形態に第２の実施形態で説明を行ったプリコーディングを適用すること、つまり、時空間ブロック符号化等の閉ループ送信ダイバーシチとプリコーディング等の閉ループ送信ダイバーシチを併用することも可能である。また、送信するストリーム（独立なデータ、ランク、レイヤ）数が１である場合で説明を行ったが、送信ダイバーシチを併用したランク数２以上の通信にも、本実施形態は適用可能である。

本発明に関わる上記実施形態において説明をした数々の機能は、内蔵のマイクロコンピュータでの中央処理装置ＣＰＵ等を制御するコンピュータ・プログラムの実行によって代替することができる。そして、これら装置で取り扱われる情報は、その処理時に一時的に記憶装置ＲＡＭに蓄積され、また、各種の記録装置ＲＯＭや磁気記憶装置ＨＤＤに格納され、必要に応じてＣＰＵによって読み出し、修正・書き込みが行われる。プログラムを格納する記録媒体としては、半導体媒体（例えば、ROM、不揮発性メモリカード等）、光記録媒体（例えば、DVD、MO、MD、CD、BD等）、磁気記録媒体（例えば、磁気テープ、フレキシブルディスク等）等のいずれであってもよい。また、格納したプログラムを実行することにより、上述した実施形態の機能が実現されるだけでなく、そのプログラムの指示に基づき、オペレーティングシステムあるいは他のアプリケーションプログラム等と共同して処理することにより、本発明の上記実施形態の機能を実現することもできる。
また、本発明に関わる上記実施形態において説明をした数々の機能を代替実行することのできるコンピュータ・プログラムを可搬型の記録媒体に格納して、独立の商品として市場で流通させたり、または、インターネット等のネットワークを介して接続されたサーバコンピュータに転送したりして市場に流通させることができる。この場合、上記記録媒体とか、サーバコンピュータの記憶装置とかも、本発明の特許請求の範囲の技術的範囲に抵触する。
また、上述した実施形態における端末および基地局の一部、または全部を典型的には半導体集積回路であるＬＳＩとして実現してもよい。端末および基地局の各機能ブロックは個別に半導体チップ化してもよいし、一部、または全部を集積してチップ化してもよい。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限らず専用回路、または汎用プロセッサで実現してもよい。
以上、この発明の実施形態を、図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成は本実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も特許請求の範囲に含まれる。

この発明は、送信ダイバーシチを用いる移動無線通信および固定無線通信の分野において利用することができる。

１０１・・・端末
１０２・・・基地局
２０１・・・符号化部 ２０２・・・変調部 ２０３・・・ＤＦＴ部 ２０４・・・コピー部 ２０５・・・マッピング部 ２０６・・・参照信号多重化部 ２０７・・・ＯＦＤＭ信号生成部 ２０８・・・送信部 ２０９・・・送信アンテナ ２１０・・・受信アンテナ ２１１・・・受信部 ２１２・・・制御情報抽出部 ２１３・・・割当情報取得部
５０１・・・受信アンテナ ５０２・・・ＯＦＤＭ信号受信部 ５０３・・・参照信号分離部 ５０４・・・デマッピング部 ５０５・・・等化部 ５０６・・・ＩＤＦＴ部 ５０７・・・復調部 ５０８・・・復号部 ５０９・・・伝搬路推定部 ５１０・・・スケジューリング部 ５１１・・・送信部 ５１２・・・送信アンテナ
９０１・・・符号化部 ９０２・・・変調部 ９０３・・・ＤＦＴ部 ９０４・・・プリコーディング部 ９０５・・・スペクトル巡回シフト部 ９０６・・・マッピング部 ９０７・・・参照信号多重化部 ９０８・・・ＯＦＤＭ信号生成部 ９０９・・・送信部 ９１０・・・送信アンテナ ９１１・・・受信アンテナ ９１２・・・受信部 ９１３・・・制御情報抽出部 ９１４・・・割当情報取得部 ９１５・・・ＰＭＩ取得部
１６０１・・・受信アンテナ １６０２・・・ＯＦＤＭ信号受信部 １６０３・・・参照信号分離部 １６０４・・・デマッピング部 １６０５・・・等化部 １６０６・・・ＩＤＦＴ部 １６０７・・・復調部 １６０８・・・復号部 １６０９・・・伝搬路推定部 １６１０・・・スケジューリング部 １６１１・・・送信部 １６１２・・・送信アンテナ １６１３・・・ＰＭＩ決定部
２００１・・・符号化部 ２０２・・・変調部 ２００３・・・ＤＦＴ部 ２００４・・・送信ダイバーシチ部 ２００５・・・スペクトル巡回シフト部 ２００６・・・マッピング部 ２００７・・・参照信号多重化部 ２００８・・・ＯＦＤＭ信号生成部 ２００９・・・送信部 ２０１０・・・送信アンテナ ２０１１・・・受信アンテナ ２０１２・・・受信部 ２０１３・・・制御情報抽出部 ２０１４・・・割当情報取得部 ２０１５・・・巡回シフト量決定部
２２０１・・・受信アンテナ ２２０２・・・ＯＦＤＭ信号受信部 ２２０３・・・参照信号分離部 ２２０４・・・デマッピング部 ２２０５・・・等化部 ２２０６・・・ＩＤＦＴ部 ２２０７・・・復調部 ２２０８・・・復号部 ２２０９・・・伝搬路推定部 ２２１０・・・スケジューリング部 ２２１１・・・送信部 ２２１２・・・送信アンテナ

Claims (19)

1. 同一のデータ信号系列に係る複数組のデータ信号系列のそれぞれが、少なくとも一部のものはスペクトル巡回シフト部を介して入力される複数のマッピング部であって、入力されるデータ信号系列を周波数軸上に配置し、その配置したデータ信号系列を送信周波数スペクトルとして出力する複数のマッピング部と、
   割当情報に基づいて前記複数のマッピング部を制御して前記データ信号系列の周波数軸上での配列をして、その内で一部重複するように制御する割当情報取得部と、
   前記割当情報取得部の制御に基づいて巡回シフト量を決定する巡回シフト量決定部と、
   前記スペクトル巡回シフト部は、入力される前記データ信号系列を前記シフト量決定部の制御を受けて前記巡回シフト量だけシフトし、前記一部重複するデータ信号をして同一となるようにして出力することと、
   前記複数のマッピング部の出力する送信周波数スペクトルを無線周波数にて送出する複数の送信アンテナと、
   を具備することを特徴とする通信装置。
2. 前記複数組のデータ信号系列は、全てスペクトル巡回シフト部を介して前記マッピング部に入力されることを特徴とする請求項１に記載の通信装置。
3. 前記データ信号系列のデータ信号の振幅、位相またはその両者を変更して、前記データ信号系列を前記マッピング部へ直接入力するかまたは前記スペクトル巡回シフト部を介して前記マッピング部へ入力するプリコーディング部を具備することを特徴とする請求項１または２に記載の通信装置。
4. 前記スペクトル巡回シフト部は、前記複数の送信アンテナの内の特定のものでの前記送信周波数スペクトル配置を基準として巡回シフトを行うことを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の通信装置。
5. 前記スペクトル巡回シフト部は、前記送信周波数スペクトルのインデックスを基準として巡回シフトを行うことを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の通信装置。
6. 請求項１または２のいずれかに記載の第１の通信装置と、
   １または複数の受信アンテナと、
   前記受信アンテナからの送信周波数スペクトル毎に、干渉のない場合のＳＩＭＯ重みを用いて等化を行う等化部と、
   を具備する第２の通信装置と、
   を具備し、
   前記第１の通信装置と、前記第２の通信装置との間でデータ信号の送受を行うことを特徴とする通信システム。
7. 同一のデータ信号系列に係る複数組のデータ信号系列を用意し、
   前記複数組のデータ信号系列の各々に対してデータ信号の振幅、位相またはその両者を変更し、
   前記変更した複数組のデータ信号系列に対して巡回シフトを施し、
   前記巡回シフトを施した複数組のデータ信号系列を周波数軸上に配置し、その際に前記複数組のデータ信号系列の一部が重複し、かつ、重複したデータ信号が同一であるようにし、
   前記周波数軸上に配置した複数組の送信周波数スペクトルを複数の送信アンテナから無線周波数にて送出する、
   ことを特徴とする通信方法。
8. 特定シンボルでの複数の第１の送信サブキャリアに複数のデータ信号の系列を配置し、
   前記シンボルでの複数の第２の送信サブキャリアに前記複数のデータ信号と同一のデータ信号系列を、前記複数の第１の送信サブキャリアと前記複数の第２の送信サブキャリアとが一部重複するように配置し、
   前記第１の送信サブキャリアと前記第２の送信サブキャリアとが一部重複する複数のサブキャリアの各々においては、同一のデータ信号が配置されるように、前記複数の第１の送信サブキャリアに配置した複数のデータ信号系列、前記複数の第２の送信サブキャリアに配置した複数のデータ信号系列、または両者に対して巡回シフトを施し、
   次いで、前記第１の送信サブキャリアに配置された複数のデータ信号系列を第１送信アンテナから送信し、前記第２の送信サブキャリアに配置された複数のデータ信号系列を第２送信アンテナから送信する、
   ことを特徴とする通信方法。
9. 前記第１の送信アンテナと第２の送信アンテナとは単一の送信装置が具備するものであることを特徴とする請求項８に記載の通信方法。
10. 前記第１の送信アンテナは１つの送信装置が具備し、前記第２の送信アンテナは別の送信装置が具備するものであることを特徴とする請求項８に記載の通信方法。
11. 前記複数のデータ信号には振幅、位相またはその両者を変更するプリコーディングが施されていることを特徴とする請求項９または１０に記載の無線通信方法。
12. 同一のデータ信号系列に係る複数組のデータ信号系列を周波数軸上に配置し、その配置したデータ信号系列を送信周波数スペクトルとして出力する複数のマッピング部と、
    割当情報に基づいて前記複数のマッピング部を制御して前記データ信号系列の周波数軸上での配列をして、同一、離隔または一部重複するように制御する割当情報取得部と、
    前記複数のマッピング部の出力する送信周波数スペクトルを無線周波数にて送出する複数の送信アンテナと、
    を具備することを特徴とする通信装置。
13. １または複数の受信アンテナと、
    前記受信アンテナからの送信周波数スペクトル毎に、干渉のない場合のＳＩＭＯ重み、および干渉のある場合のＭＩＭＯ重みを用いて等化を行う等化部と、
    を具備する通信装置。
14. 請求項１２に記載の第１の通信装置と、請求項１３に記載の第２の通信装置とを具備し、前記第１の通信装置と前記第２の通信装置との間でデータ信号の送受を行うことを特徴とする通信システム。
15. 同一のデータ信号系列に係る複数組のデータ信号系列を用意し、
    前記複数組のデータ信号系列を周波数軸上に配置し、その際に前記複数組のデータ信号系列をして、同一、離隔または一部重複するようにし、
    前記周波数軸上に配置した複数組の送信周波数スペクトルを複数の送信アンテナから無線周波数にて送出する、
    ことを特徴とする通信方法。
16. １なまたは複数の受信アンテナから複数の送信周波数スペクトルを受信し、
    前記送信周波数スペクトル毎に、干渉のない場合はその場合の重みを用い、干渉のある場合はその場合の重みを用いて等化を行って前記送信周波数スペクトルの復元を行う、
    ことを特徴とする通信方法。
17. 複数組のデータ信号系列に対して時空間ブロック符号化、空間周波数ブロック符号化、循環遅延ダイバーシチ等の開ループダイバーシチに属する符号化を適用する送信ダイバーシチ部と、
    前記送信ダイバーシチ部の出力する複数のデータ信号系列を巡回シフトする複数のスペクトル巡回シフト部と、
    前記複数のスペクトル巡回シフト部の出力である複数のデータ信号系列を周波数軸上に、一部重複するように配置し、その配置したデータ信号系列を送信周波数スペクトルとして出力する複数のマッピング部と、
    前記複数のマッピング部の出力する送信周波数スペクトルを隣接する２つの時間において順次に無線周波数にて送出する複数の送信アンテナと、
    を具備することを特徴とする通信装置。
18. 前記送信ダイバーシチ部の出力する前記複数組のデータ信号系列は、第１のデータ信号系列と、第２のデータ信号系列であって、その信号は前記第１の信号系列の信号の共役複素数である第２の信号系列と、第１のデータ信号系列とは異なる第３のデータ信号系列と、第４のデータ信号系列であって、その信号は前記第３のデータ信号系列の信号の共役複素数に負号を乗算したものである第４のデータ信号系列と、から成ることを特徴とする請求項１７に記載の通信装置。
19. 複数の受信アンテナと、
    前記受信アンテナからの送信周波数スペクトル毎に、等化を行う等化部であって、等化に用いる重みを算出する重み算出部と、選択的に共役複素演算を行う複素共役部と、選択的に負号乗算を行う負号乗算部と、を具備する等化部と、
    を具備することを特徴とする通信装置。

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