WO2013099802A1 - 通信装置、通信方法、通信プログラム、プロセッサ、及び通信システム - Google Patents

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WO2013099802A1
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unit
precoding matrix
signal
pmi
communication
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PCT/JP2012/083254
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中村　理
高橋　宏樹
淳悟 後藤
一成 横枕
泰弘 浜口
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シャープ株式会社
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    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only

Definitions

  • the present invention relates to a communication device, a communication method, a communication program, a processor, and a communication system.
  • LTE Long Term Evolution Release 8 (Rel-8) standardized by 3GPP (3rd Generation Partnership Project) enables high-speed communication at 100Mbps or higher using a maximum 20MHz bandwidth. It is.
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • MIMO Multiple-Input-Multiple-Output
  • LTE Rel-8 In LTE Rel-8 downlink, MIMO transmission using up to 4 antenna ports is possible. With respect to MIMO transmission, LTE Rel-8 employs closed-loop MIMO.
  • closed-loop MIMO the transmission device performs transmission by multiplying the transmission signal by an appropriate precoding matrix according to the instantaneous propagation path (channel) in order to increase the signal separation capability at the reception device.
  • a terminal device (also referred to as a mobile terminal device, a mobile station device, or a terminal) that is a receiving device notifies the base station device (also referred to as a base station or a control station device) of an appropriate precoding matrix.
  • the terminal apparatus selects a precoding matrix from a list (codebook) of precoding matrices, and notifies the base station apparatus of its index (PMI, Precoding Matrix Indicator).
  • PMI Precoding Matrix Indicator
  • Non-Patent Document 1 describes an example of a precoding matrix selection method.
  • Non-Patent Document 1 has a drawback in that the transmission speed cannot be sufficiently exhibited depending on the configuration of the receiving device and the processing in the receiving device.
  • the present invention has been made in view of such circumstances, and provides a communication device, a communication method, a communication program, a processor, and a communication system that can improve the transmission speed.
  • the present invention has been made to solve the above problems, and one aspect of the present invention can be removed by a repetition processing unit that repeats equalization processing on a received signal and the repetition processing unit.
  • the communication apparatus includes a PMI determination unit that determines a precoding matrix in consideration of an amount of interference, and a control information transmission unit that transmits information indicating the precoding matrix.
  • the PMI determination unit determines the precoding matrix according to the number of codewords.
  • the PMI determination unit calculates an equalization weight based on an expected value of an interference amount that can be removed by the iterative processing unit.
  • the PMI determination unit determines a precoding matrix using EXIT analysis.
  • the PMI determination unit can obtain at least two mutual information amounts, linearly interpolate the calculated at least two mutual information amounts, and the like. EXIT analysis is performed using the generator curve.
  • the PMI determination unit performs EXIT analysis.
  • a PMI determination process in which a PMI determination unit determines a precoding matrix in consideration of an interference amount that can be removed by a repetition processing unit that repeats equalization processing on a received signal.
  • the control information transmitting unit includes a control information transmitting process in which information indicating the precoding matrix is transmitted.
  • a PMI determination unit that determines a precoding matrix in consideration of an interference amount that can be removed by a repetitive processing unit that repeats equalization processing on a received signal in a computer of a communication apparatus.
  • One embodiment of the present invention is a processor that determines a precoding matrix in consideration of an interference amount that can be removed by equalization processing on a received signal.
  • the first communication device repeats an equalization process on a reception signal from the second communication device;
  • a second communication apparatus comprising: a PMI determination unit that determines a precoding matrix in consideration of an interference amount that can be removed by an iterative processing unit; and a control information transmission unit that transmits information indicating the precoding matrix.
  • the communication system includes a precoding unit that performs precoding using a precoding matrix indicated by information transmitted by the first communication apparatus.
  • the transmission speed can be improved.
  • DFT-S-OFDM Discrete-Fourier-Transform-Spread-Orthogonal-Frequency-Division-Multiple-Access, SC-FDMA (also referred to as Single-Carrier-Frequency-Division-Multiple-Access)
  • SC-FDMA also referred to as Single-Carrier-Frequency-Division-Multiple-Access
  • the present invention is not limited to this, and may be a case where OFDM (Orthogonal Frequency ⁇ ⁇ Division Multiplex) is used as the transmission method, and the uplink processing in each embodiment is applied to the downlink processing. May be.
  • OFDM Orthogonal Frequency ⁇ ⁇ Division Multiplex
  • the LTE Long Term Evolution
  • the present invention may be applied to a wireless communication system of another standard or another method (for example, wireless LAN, WiMAX, etc.). Good.
  • FIG. 1 is a schematic block diagram showing a configuration of a wireless communication system according to the first embodiment of the present invention.
  • the wireless communication system includes a terminal device 1 and a base station device 2.
  • the terminal device 1 transmits a known signal (reference signal) to the base station device 2.
  • the base station apparatus 2 performs channel estimation using the received reference signal.
  • the base station apparatus 2 determines a precoding matrix to be used for uplink data transmission from a list of precoding matrices (also referred to as a code book) using a channel estimation value obtained as a result of channel estimation.
  • the base station apparatus 2 determines a precoding matrix based on the amount of interference that can be removed by iterative equalization processing (for example, turbo equalization, SIC (Successive Interference Cancellation), or the like).
  • the base station apparatus 2 notifies the terminal apparatus 1 of an index (PMI; Precoding Matrix Indicator) indicating the determined precoding matrix.
  • PMI Precoding Matrix Indicator
  • the terminal device 1 applies precoding to the signal based on the notified PMI, and transmits the signal to which the precoding is applied to the base station device.
  • FIG. 1 shows a case where the wireless communication system includes one terminal device 1 that communicates with the base station device 2, but a plurality of terminal devices 1 or base station devices 2 may be included. Good.
  • FIG. 2 is a schematic block diagram illustrating a configuration of the terminal device 1 according to the present embodiment.
  • the terminal device 1 includes an S / P (Serial to Parallel) conversion unit 101, encoding units 102-1 to 102-C, a layer mapping unit 103, modulation units 104-1 to 104-L, and a DFT (Discrete Fourier Transform) unit.
  • S / P Serial to Parallel
  • encoding units 102-1 to 102-C encoding units 102-1 to 102-C
  • a layer mapping unit 103 modulation units 104-1 to 104-L
  • DFT Discrete Fourier Transform
  • 105-1 to 105-L receiving antenna 106, control information receiving unit 107, PMI extracting unit 108, precoding unit 11, reference signal generating unit 121, reference signal multiplexing units 122-1 to 122-N t , spectrum mapping unit 123-1 to 123-N t , OFDM signal generators 124-1 to 124-N t , and transmission antennas 125-1 to 125-N t are configured.
  • the bit sequence transmitted to the base station apparatus 1 is input to the S / P converter 101.
  • the S / P converter 101 generates C (C is also referred to as the number of codewords) bit sequences by serial-parallel conversion of the input bit sequences.
  • S / P conversion section 101 outputs each of the generated C bit sequences to any one of corresponding encoding sections 102-1 to 102-C.
  • each of the encoding units 102-1 to 102-C may perform error correction coding with the same coding method and coding rate, or error correction codes with different coding methods or coding rates. May be used.
  • the encoding unit 102-c outputs the bit sequence after error correction encoding to the layer mapping unit 103.
  • the layer mapping unit 103 collects C bit sequences (also referred to as codewords) input from the encoding units 102-1 to 102-C into L groups, and each of the grouped L group bit sequences is collected. Are output to any one of the corresponding modulation sections 104-1 to 104-L.
  • L is also referred to as the number of layers, may be referred to as the number of streams or the number of ranks, or may be used in the same meaning as these terms.
  • n represents information for identifying a layer and is also referred to as a layer number. That is, the modulation unit 104-n and the DFT unit 105-n generate an n-th layer signal.
  • the modulation units 104-1 to 104-L may each modulate with the same modulation scheme, or may modulate with different modulation schemes.
  • modulation sections 104-1 to 104-L perform modulation using different modulation schemes based on the reception quality of signals of layer numbers 1 to L (for example, reception quality estimated using DMRS described later), etc. Also good.
  • Modulation section 104-n outputs the converted modulation symbol to DFT section 105-n.
  • the DFT unit 105-n converts the modulation symbol input from the modulation unit 104-n from a time domain signal to a frequency domain signal by performing a discrete Fourier transform for each NDFT .
  • the DFT unit 105-n outputs the frequency domain signal S n (k) for each subcarrier after conversion to the precoding unit 11. Note that k represents information for identifying a subcarrier and is also referred to as a subcarrier number. S n (k) represents the signal of the k-th subcarrier in the n-th layer.
  • the control signal reception unit 107 receives a signal transmitted from the base station apparatus 2 via the reception antenna 106.
  • the control signal receiving unit 107 acquires information from the base station apparatus 2 by demodulating and decoding the received signal.
  • the control signal receiving unit 107 outputs the acquired information to the PMI extracting unit 108.
  • the PMI extraction unit 108 extracts the PMI determined by the base station apparatus 2 from the information input from the control signal reception unit 107 and outputs the extracted PMI to the precoding unit 11.
  • the precoding unit 11 applies a precoding matrix W indicated by the PMI input from the PMI extraction unit 108 to S 1 (k) to S L (k) input from the DFT units 105-1 to 105-L. Multiply. That is, the precoding unit 11 performs precoding based on the amount of interference that can be removed by iterative equalization processing of the base station apparatus 2. Specifically, the precoding unit 11 performs the following processing. The precoding unit 11 generates a transmission signal vector S (k) of the following equation (1) from the frequency domain signal S n (k) for each subcarrier.
  • T represents a transposition process.
  • the precoding unit 11 stores in advance a list (codebook) in which the PMI and the precoding matrix are associated with each other.
  • Precoding unit 11 a precoding matrix W indicated PMI input from PMI extraction unit 108, a precoding matrix W of N t rows and L columns, selecting from the codebook.
  • the precoding unit 11 selects one of a plurality of codebooks based on the number of antennas or the number of antenna ports used by the terminal device, and selects a precoding matrix W indicated by the PMI from the selected codebook. May be.
  • the precoding unit 11 multiplies the selected precoding matrix W by the frequency domain signal S n (k) to generate a transmission signal vector S ′ (k).
  • the transmission signal vector S ′ (k) is expressed by the following equation (2).
  • S ′ (k) is a vector having N t components.
  • the precoding unit 11 multiplies the frequency domain signal S n (k) of each subcarrier by the same precoding matrix W, but the present invention is not limited to this.
  • the precoding unit 11 may receive the PMI for each subcarrier and multiply the frequency domain signal S n (k) of the subcarrier by a precoding matrix W (k) that is different for each subcarrier.
  • the precoding unit 11 outputs a signal (also referred to as a data signal) of each component of the generated transmission signal vector S ′ (k) to any one of the corresponding reference signal multiplexing units 122-1 to 122-N t. .
  • the reference signal generator 121 generates two types of reference signals (also referred to as reference signals and pilot signals), that is, SRS (Sounding Reference Signal) and DMRS (De-Modulation Reference Signal).
  • the reference signal is a signal that stores in advance information indicating the waveform of the signal in the terminal device 1 and the base station device 2.
  • the reference signal generation unit 121 performs the same precoding as the frequency domain signal S n (k) on the DMRS.
  • Reference signal generation section 121 outputs a signal (also referred to as a reference signal) including the generated SRS and pre-coded DMRS to reference signal multiplexing sections 122-1 to 122-N t .
  • Reference signal multiplexing unit 122-n t outputs the signal after multiplexing the spectrum mapping unit 123-n t.
  • Spectral mapping unit 123-n t is a signal input from the reference signal multiplexing unit 122-n t, arranging the frequency of the system band.
  • the spectral mapping unit 123-n t is arranged SRS configuration resources that are predetermined to SRS, placing DMRS precoded, and data signals to the data arrangement resources.
  • the spectrum mapping unit 123-n t may be arranged a signal in accordance with a predetermined allocation information (also mapping information referred to), it is arranged a signal in accordance with the assignment information reported from the base station apparatus 2 It is also possible to follow other allocation information.
  • the spectral mapping unit 123-n t in response to the notified PMI from the base station apparatus 2
  • the signals may be arranged according to the assigned information.
  • the spectral mapping unit 123-n t may be assigned a signal to consecutive subcarriers may be assigned a signal to the non-contiguous subcarriers.
  • spectrum mapping sections 123-1 to 123-N t may arrange signals according to the same allocation information, or may arrange signals according to different allocation information for each antenna or layer.
  • Spectral mapping unit 123-n t outputs the signal after placement into an OFDM signal generating unit 124-n t.
  • OFDM signal generating unit 124-n t is a signal input from the spectrum mapping unit 123-n t, and transmits via a transmit antenna 125-n t.
  • FIG. 3 is a schematic block diagram showing a configuration of an OFDM signal generating unit 123-n t according to the present embodiment.
  • OFDM signal generating unit 123-n t is, IFFT (Inverse Fast Fourier Transform: inverse fast Fourier transform) unit 1241, CP (Cyclic Prefix) insertion unit 1242, D / A (digital-analog) conversion unit 1243 and the analog processing unit 1244 is comprised.
  • IFFT Inverse Fast Fourier Transform: inverse fast Fourier transform
  • CP Cyclic Prefix
  • D / A digital-analog
  • IFFT unit 1241 a signal input from the spectrum mapping unit 123-n t, by inverse fast Fourier transform to convert from the frequency domain signal to a time domain signal.
  • IFFT section 1241 outputs the converted time domain signal to CP insertion section 1242.
  • CP inserting section 1242 inserts a CP for each SC-FDMA symbol into the time domain signal input from IFFT section 1241.
  • CP insertion section 1242 outputs the signal after CP insertion to D / A conversion section 1243.
  • the D / A conversion unit 1243 performs digital / analog conversion on the signal input from the CP insertion unit 1242, and outputs the converted analog signal to the analog processing unit 1244.
  • the analog processing unit 1244 performs processing such as analog filtering and up-conversion to a carrier frequency on the signal input from the D / A conversion unit 1243.
  • Analog processing unit 1244 transmits the processed signal via the transmission antenna 125-n t.
  • FIG. 4 is a schematic block diagram showing the configuration of the base station apparatus 2 according to this embodiment.
  • the base station apparatus 2 includes reception antennas 201-1 to 201-N r , OFDM signal reception units 202-1 to 202-N r , reference signal separation units 203-1 to 203-N r , a channel estimation unit 204, a spectrum data It includes a mapping unit 205-1 to 205-N r , an iterative processing unit R1, a P / S conversion unit 206, a PMI determination unit P1, and a control information transmission unit 207.
  • the OFDM signal reception unit 202-n r outputs the received signal to the reference signal separation unit 203-n r .
  • the reference signal separation unit 203-n r separates the OFDM signal including SRS, the OFDM signal including DMRS, and the OFDM signal including data from the signal input from the OFDM signal reception unit 202-n r .
  • Reference signal separation section 203-n r outputs an OFDM signal including SRS and an OFDM signal including DMRS to channel estimation section 204, and outputs an OFDM signal including data to spectrum demapping section 205-n r .
  • the channel estimation unit 204 extracts an OFDM signal including SRS from the signal input from the reference signal separation unit 203-n r .
  • the channel estimation unit 204 performs channel estimation between the transmission antennas 125-1 to 125-N t and the reception antennas 201-1 to 201-N r of the terminal device 1 using the extracted signal.
  • Channel estimation unit 204 receive antenna 201-n r and transmit antennas 125-n t a channel estimation value between the (n r, n t) first channel estimate matrix with components (N r rows N t columns) Is generated.
  • Channel estimation section 204 outputs the generated first channel estimation value matrix (N r rows and N t columns) to PMI determination section P1.
  • the channel estimation unit 204 extracts an OFDM signal including DMRS from the signal input from the reference signal separation unit 203-n r .
  • Channel estimation unit 204 uses the extracted signal, performs receiving antennas 201-1 ⁇ 201-N r and the channel estimation between the first layer, second L layer. That is, the channel estimator 204 performs channel estimation for virtual channel from the precoding unit 11 of the terminal device 1 to the reception antenna 201-1 ⁇ 201-N r.
  • the channel estimation unit 204 generates a second channel estimation value matrix (N r rows and L columns) having (n r , l) components as channel estimation values between the receiving antenna 201-n r and the l layer.
  • the channel estimation unit 204 outputs the generated second channel estimation value matrix (N r rows and L columns) to the iterative processing unit R1.
  • channel estimation section 204 outputs channel information without precoding (first channel estimation value matrix) to PMI determination section P1, and repeatedly processes channel information with precoding (second channel estimation value matrix). To the part R1.
  • Spectral demapping unit 205-n r is based on the same information and allocation information to be used by the spectral mapping unit 123-n t, for extracting a signal R nr (k).
  • the signals R 1 (k) to R Nr (k) extracted by the spectrum demapping units 205-1 to 205-N r are signal vectors R (k) having R nr (k) as the n r component. expressed.
  • the signal vector R (k) is expressed by the following equation (3) using a vector of Nr rows.
  • H (k) is a first channel estimation value matrix of the kth subcarrier
  • H ′ (k) is a second channel estimation value matrix of the kth subcarrier
  • ⁇ (k) is a noise component vector of the kth subcarrier of N r rows and 1 column.
  • the spectrum demapping unit 205-n r outputs the extracted signal to the iterative processing unit R1.
  • the iterative processing unit R1 demodulates and decodes the signal input from the spectrum demapping unit 205-n r by performing repetitive signal processing described later. That is, the iterative processing unit R1 repeats equalization processing on the received signal.
  • the iterative processing unit R1 outputs the C bit sequences after decoding to the P / S conversion unit 206.
  • the P / S conversion unit 206 generates a bit sequence by performing parallel-serial conversion on the C bit sequences input from the repetition processing unit R1.
  • P / S converter 206 outputs the generated data bit sequence.
  • the PMI determination unit P1 determines a precoding matrix to be used for uplink data transmission from a list of precoding matrices (codebook) based on the first channel estimation value matrix input from the channel estimation unit 204. To do. Here, the PMI determination unit P1 determines a precoding matrix in consideration of the amount of interference that can be removed by the iterative processing unit R1. PMI determination section P1 outputs PMI indicating the determined precoding matrix to control information transmission section 207.
  • the control information transmission unit 207 encodes and modulates the PMI input from the PMI determination unit P1.
  • the control information transmission unit 207 transmits the modulated signal via the transmission antenna 208. That is, control information transmission section 207 transmits information indicating a precoding matrix.
  • FIG. 5 is a schematic block diagram showing a configuration of the OFDM signal receiving unit 202- nr according to the present embodiment.
  • the OFDM signal receiving unit 202-n r includes an analog processing unit 2021, an A / D (analog-digital) conversion unit 2022, a CP removal unit 2023, and an FFT (Fast Fourier Transform) unit 2024. Is done.
  • the analog processing unit 2021 performs processing such as down-conversion to baseband and analog filtering on the signal received via the reception antenna 201-n r .
  • the analog processing unit 2021 outputs the processed signal to the A / D conversion unit 2022.
  • the A / D conversion unit 2022 performs analog-to-digital conversion on the signal input from the analog processing unit 2021, and outputs the converted digital signal to the CP insertion unit 2023.
  • the CP removal unit 2023 removes the CP from the digital signal input from the A / D conversion unit 2022.
  • CP removing section 2023 outputs a signal from which CP is removed to FFT section 2024.
  • the FFT unit 2024 performs a fast Fourier transform on the signal input from the CP removal unit 2023, thereby converting the time domain signal to the frequency domain signal.
  • the FFT unit 2024 outputs the converted frequency domain signal to the reference signal separation unit 203-n r .
  • FIG. 6 is a schematic block diagram showing the configuration of the iterative processing unit R1 according to this embodiment.
  • the iterative processing unit R1 includes cancellation units R101-1 to R101-N r , weight generation unit R102, MIMO separation unit R103, IDFT units R104-1 to R104-L, addition units R105-1 to R105-L, demodulation unit R106 -1 to R106-L, layer demapping unit R107, decoding units R108-1 to R108-C, layer mapping unit R110, symbol replica generation units R111-1 to R111-L, DFT units R112-1 to R112-L, The reception signal replica generation unit R113 is included.
  • the repeated signal processing is described as an example of the processing performed by the iterative processing unit R1.
  • the iterative processing unit R1 may be other signal processing that can reduce interference as compared with the linear MMSE.
  • the iterative processing unit R1 may perform processing such as SIC (Successive Interference cancellation) and MLD (Maximum Likelihood Detection).
  • the cancel unit R101-n r subtracts the signal R nr (k) hat (() input from the received signal replica generation unit R113 from the signal input from the spectrum demapping unit 205-n r .
  • the cancel unit R101-n r outputs the signal after subtraction to the MIMO separation unit R103.
  • the input from the received signal replica generation unit R113 is “0”, and the cancellation unit R101-n r receives the signal input from the spectrum demapping unit 205-n r. And output to the MIMO separation unit R103.
  • the weight generation unit R102 generates a weight matrix (L row Nr column) of ZF (Zero Forcing) weight or MMSE (Minimum Mean Square Error) weight based on the second channel estimation value matrix input from the channel estimation unit 204. To do. Note that the weight generation unit R102 updates the weight matrix using inputs from symbol replica generation units R111-1 to R111-L (not shown) for each repetition in the iterative signal processing. The weight generation unit R102 outputs the generated weight matrix to the MIMO separation unit R103.
  • ZF Zero Forcing
  • MMSE Minimum Mean Square Error
  • the MIMO separation unit R103 For each subcarrier, the MIMO separation unit R103 multiplies the signal input from the cancellation unit R101-n r by the weight matrix input from the weight generation unit R102. As a result, the MIMO separation unit R103 performs MIMO separation and generates L rows of vectors (L signals). The MIMO separation unit R103 outputs the signal of each component of the L rows of vectors to any one of the corresponding IDFT units R104-1 to R104-L. That is, MIMO separation section R103 outputs a signal corresponding to the nth layer to IDFT section R104-n.
  • the IDFT unit R104-n outputs the converted time domain signal to the adding unit R105-n.
  • the adding unit R105-n adds the symbol replica input from the symbol replica generating unit R111-n to the time domain signal input from the IDFT unit R104-n.
  • Adder R105-n outputs the signal after the addition to demodulator R106-n.
  • the input from the symbol replica generation unit R111-n is “0”, and the addition unit R105-n receives the signal input from the IDFT unit R104-n as a demodulation unit. Output to R106-n.
  • the demodulator R106-n obtains a bit sequence by demodulating the signal input from the adder R105-n with the same modulation scheme as that of the modulator 104-n of the terminal device 1.
  • the demodulator R106-n outputs the acquired bit sequence to the layer demapping unit R107.
  • the layer demapping unit R107 generates C bit strings (codewords) from the L bit strings input from the demodulation units R106-1 to R106-L.
  • the layer demapping unit R107 performs a conversion process reverse to that of the layer mapping unit 103 of the terminal device 1.
  • the layer demapping unit R107 outputs the generated C bit strings to any one of the corresponding decoding units R108-1 to R108-C.
  • the decoding unit R108-c performs decoding corresponding to the encoding used in the encoding unit 102-c of the terminal device 1.
  • the decoding unit R108-c calculates an LLR (Log Likelihood Ratio) of each bit.
  • the decoding unit R108-c outputs the calculated LLR to the layer mapping unit R110.
  • the decoding unit R108-c A bit string is generated based on the calculated LLR, and the generated bit string is output to the P / S conversion unit 206.
  • the layer mapping unit R110 collects C LLR sequences input from the decoding units R108-1 to 108-C into L groups, and generates a corresponding symbol replica for each of the grouped L group bit sequences. part R111-1 to output to ⁇ R111-N t.
  • the layer mapping unit R110 groups the C LLR sequences into the same group as the layer mapping unit 103 of the terminal device 1.
  • the symbol replica is generated by the conversion.
  • the symbol replica generation unit R111-n outputs the generated symbol replica to the addition unit R105-n and the DFT unit R112-n.
  • the symbol replica generation unit R111-n may generate a soft replica based on the size of the LLR and use it as a symbol replica, or a hard replica (a replica obtained after a hard decision) considering only the LLR code. May be generated as a symbol replica.
  • the DFT unit R112-n converts the symbol replica input from the symbol replica generation unit R111-n from a time domain signal to a frequency domain signal by performing a discrete Fourier transform for each NDFT .
  • the DFT unit R112-n outputs the frequency domain signal S n (k) hat ( ⁇ ) for each subcarrier after conversion to the received signal replica generation unit R113.
  • the reception signal replica generation unit R113 generates a signal R nr (k) hat ( ⁇ ) from S 1 (k) hat to S L (k) hat inputted from the DFT units R112-1 to R112-L. Specifically, the received signal replica generation unit R113 performs the following processing.
  • the DFT unit R112-n generates a transmission signal vector S (k) hat of the following equation (4) from the frequency domain signal S n (k) hat for each subcarrier. That, S n (k) hat size (or magnitude squared) is, it comes to removable interference amount in the iteration unit R1.
  • the reception signal replica generation unit R113 multiplies the generated transmission signal vector S (k) hat by the second channel estimation value matrix (N r rows L columns) input from the channel estimation unit 204, thereby obtaining the reception signal replica.
  • a vector R (k) hat is generated.
  • the received signal replica vector R (k) hat is expressed by the following equation (5) using a vector of N r rows.
  • the reception signal replica generation unit R113 outputs the n r component of the signal vector R (k) hat, that is, the signal R nr (k) hat to the cancellation unit R101-n r .
  • the signal R nr (k) hat is a replica signal of the received signal and is also referred to as a received signal replica.
  • the cancel unit R101- nr outputs the n-th r component signal of the vector R (k) tilde ( ⁇ ) expressed by the following equation (6) to the MIMO separation unit R103.
  • the repetitive processing unit R1 can improve signal detection accuracy by performing repetitive signal processing that repeats the above processing. Note that according to the above formula, the repeating unit R1, when the symbol replica and the channel estimation is complete, the cancellation section R101-1 ⁇ R101-N r outputs only noise, the symbol replica generation unit R111- 1 to R111-L output the desired signal to the adders R105-1 to R105-L.
  • FIG. 7 is a schematic block diagram showing the configuration of the PMI determination unit P1 according to the present embodiment.
  • the PMI determination unit P1 includes a precoding matrix setting unit P101, a multiplication unit P102, a ⁇ notification unit P103, a weight calculation unit P104, an SINR (Signal to Interference). (plus noise power ratio, signal-to-interference plus noise power ratio) calculation unit P105, a capacity calculation unit P106, and a capacity comparison unit P107.
  • SINR Signal to Interference
  • the multiplier P102 uses the first channel estimation value matrix (N r rows N t columns) input from the channel estimation unit 204 as the precoding matrix W m (N t rows L columns) input from the precoding matrix setting unit P101. ) Is multiplied from the left to generate an equalized channel matrix H (k) tilde ( ⁇ ) (N r rows L columns).
  • the equalization channel matrix H (k) tilde is expressed by the following equation (7).
  • the multiplier P102 outputs the generated equalized channel matrix H (k) tilde to the weight calculator P104 and the SINR calculator P105.
  • the ⁇ notification unit P103 generates the expected value ⁇ (0 ⁇ ⁇ ⁇ 1) of the symbol replica based on the signal detection accuracy in the iterative processing unit R1, that is, the reception performance of the base station device 1 (expected value generation processing) Also called). That is, the ⁇ notification unit P103 generates an expected value of the amount of interference that can be removed by the iterative processing unit R1.
  • the expected value ⁇ represents the expected value of the symbol replica obtained by the repeated signal processing in the repeated processing unit R1.
  • the ⁇ notification unit P103 sets “0” as the expected value ⁇ . Is generated.
  • the ⁇ notification unit P103 generates “1” as the expected value ⁇ .
  • the ⁇ notification unit P103 outputs the generated expected value ⁇ to the weight calculation unit P104.
  • the weight calculation unit P104 calculates the weight w (k) based on the equalization channel matrix H (k) tilde input from the multiplication unit P102 and the expected value ⁇ input from the ⁇ notification unit P103. Specifically, the weight calculation unit P104 calculates the matrix ⁇ from the expected value ⁇ using the following equation (8).
  • the weight calculation unit P104 calculates the weight w (k) using the following equation (9) based on the calculated matrix ⁇ and the equalized channel matrix H (k) tilde.
  • the matrix X H represents a Hermitian matrix of the matrix X.
  • ⁇ 2 is the average noise power
  • I is a unit matrix of N r rows and N r columns.
  • MRC Maximum Ratio Combining
  • the weight calculation unit P104 can calculate the weight w (k) based on the reception performance of the base station apparatus 1. Thereby, the PMI determination unit P1 can select a precoding matrix based on the reception performance of the base station apparatus 1, and the radio communication system can improve reception quality.
  • the weight calculation unit P104 outputs the calculated weight w (k) and the expected value ⁇ to the SINR calculation unit P105.
  • the SINR calculation unit P105 calculates channel gains ⁇ 1 to ⁇ L after equalization based on the weight w (k) and the expected value ⁇ input from the weight calculation unit P104 and the equalization channel matrix H (k) tilde. calculate. Specifically, the SINR calculation unit P105 calculates the channel gain ⁇ n of the nth layer using the following equations (10) and (11).
  • the SINR calculation unit P105 stores, for example, the number of points N DFT in advance, and calculates the channel gain ⁇ n using the stored N DFT . Further, the channel gain ⁇ n represents a channel gain after equalization in the base station apparatus 2 of the n-th layer signal in the terminal apparatus 1. In other words, the channel gain ⁇ n represents the relationship between the precoding, the propagation path, and the equalization process for the n-th layer signal in the terminal device 1 and the base station device 2.
  • the SINR calculation unit P105 calculates SINR 1 to SINR L for the first to Lth layers based on the calculated channel gains ⁇ 1 to ⁇ L. Specifically, the SINR calculation unit P105 calculates SINR n for the nth layer using the following equation (12).
  • the SINR calculation unit P105 outputs the calculated SINR 1 to SINR L to the capacity calculation unit P106.
  • Capacity calculation unit P106 is the calculated capacitance C m, and outputs to the capacity comparing unit P107.
  • the capacity comparison unit P107 stores the capacity C m input from the capacity calculation unit P106 and the PMI m input from the precoding matrix setting unit P101 in association with each other.
  • the PMI determination unit P1 performs the above processing for each of the precoding matrices W 1 to W M selected by the precoding matrix setting unit P101.
  • the capacity comparison unit P107 stores PMI 1 to PMI M and the capacity C 1 to C M in association with each other.
  • Capacity comparing unit P107 selects the capacitance C m of the maximum from the stored information, a PMI m corresponding to the capacitance C m of the selected and determined as the PMI to be used for uplink data transmission to the terminal apparatus 1. That is, the precoding matrix corresponding to the PMI determined by the capacity comparison unit P107 is the precoding matrix W. That is, the capacity comparing unit P107, based on the capacitance C m, determines the precoding matrix. In this way, the PMI determination unit P1 calculates the equalization weight based on the expected value ⁇ related to the iterative processing unit P1. That is, the PMI determining unit P1 determines the precoding matrix in consideration of the amount of interference that can be removed by the iterative processing unit P1. The capacity comparison unit P107 outputs the determined PMI to the control information transmission unit 207.
  • the ⁇ notification unit P103 is configured such that the number C of codewords used for MIMO transmission, the number of antennas (may be the number of antenna ports), the number L of layers, the modulation scheme, the coding rate, the transmission power-to-noise ratio E s / N 0
  • the error rate when the expected value ⁇ is used as a parameter is calculated on the basis of information (for example, channel estimation value and CSI (channel state information)).
  • the ⁇ notification unit P103 generates the expected value ⁇ when the calculated error rate is minimum as the expected value ⁇ .
  • FIGS. 8 and 9 are diagrams illustrating an example of the relationship between the expected value ⁇ calculated by the ⁇ notification unit P103 and the error rate.
  • the horizontal axis is the expected value ⁇
  • the vertical axis is the block error rate (BLER).
  • BLER block error rate
  • curves with reference signs B11 and B21 show the relationship when the receiver is linear MMSE
  • curves with reference signs B12 and B22 show the relationship when the receiver is turbo equalized.
  • FIG. 8 is a diagram when the number C of codewords is “1”
  • FIG. 9 is a diagram when the number C of codewords is “2”.
  • FIGS. 8 and 9 are diagrams illustrating an example in which the “Typical Urban 6-path model” is used for the channel.
  • the present invention is not limited to this.
  • the ⁇ notification unit P103 generates different expected values ⁇ according to the number C of codewords.
  • the base station apparatus 2 determines the precoding matrix based on the expected value ⁇ of the symbol replica. That is, the base station apparatus 2 determines a precoding matrix based on the amount of interference that can be removed by equalization processing.
  • the terminal apparatus 1 transmits a signal that has been precoded using the precoding matrix determined by the base station apparatus 2 to the base station apparatus 2.
  • a block error rate can be made small and reception quality can be improved.
  • the block error rate can be reduced and the reception quality can be improved by changing the amount of interference that can be removed according to the number of codewords.
  • the ⁇ notification unit P103 may store in advance correspondence information that associates the number C of codewords with the expected value ⁇ . In this case, the ⁇ notification unit P103 selects the expected value ⁇ from the correspondence information based on, for example, the number C of codewords determined by the base station apparatus 1, and generates the selected expected value ⁇ . In addition, the ⁇ notification unit P103 stores this correspondence information for each of at least one of the number of antennas (may be the number of antenna ports) used for MIMO transmission, the number of layers L, the modulation scheme, or the coding rate, for example. good.
  • the ⁇ notification unit P103 supports the number of codewords C and the number of antennas used for MIMO transmission (may be the number of antenna ports), the number of layers L, the modulation scheme, or the coding rate.
  • the expected value ⁇ is selected from the information, and the selected expected value ⁇ is generated.
  • the ⁇ notification unit P103 previously stores correspondence information that associates information indicating reception quality (for example, channel estimation value or CSI (channel state information)) with the expected value ⁇ for each codeword number C. May be. In this case, the ⁇ notification unit P103 calculates information indicating reception quality based on the channel estimation value estimated by the channel estimation unit 204, for example. The ⁇ notification unit P103 may generate the expected value ⁇ by extracting the expected value ⁇ corresponding to the information indicating the calculated reception quality, for example, from the correspondence information of the number C of codewords determined by the base station device 1. Good.
  • information indicating reception quality for example, channel estimation value or CSI (channel state information)
  • the ⁇ notification unit P103 may previously store correspondence information in which the number of repetitions of the repetition processing unit R1 is associated with the expected value ⁇ for each codeword number C. In this case, the ⁇ notification unit P103 extracts the expected value ⁇ corresponding to the maximum value (threshold value) or the set value of the number of repetitions of the repetition processing unit R1 from the correspondence information of the number C of codewords determined by the base station device 1, for example Thus, the expected value ⁇ may be generated.
  • the ⁇ notification unit P103 may generate the expected value ⁇ based on the calculation result of the repetition processing unit P1 performed previously. For example, when the correspondence information is stored in advance, the ⁇ notification unit P103 may adaptively update the correspondence information based on the calculation result in the repetition processing unit P1.
  • the base station apparatus determines a precoding matrix by using EXIT (EXTrinsic Information Transfer) analysis.
  • the wireless communication system can set ⁇ from the statistical properties of the current channel. For example, even when ⁇ depends on the channel state and the number of ranks, the reception quality can be improved.
  • the terminal device referred to as the terminal device 1 according to the present embodiment has the same configuration as the terminal device 1, description thereof is omitted.
  • the base station apparatus 2a according to the present embodiment is different from the base station apparatus 2 of FIG. 4 in that the PMI determination unit P1 is replaced with a PMI determination unit P2.
  • FIG. 10 is a schematic block diagram showing the configuration of the PMI determination unit P2 according to the second embodiment of the present invention.
  • the PMI determination unit P2 includes a precoding matrix setting unit P101, a multiplication unit P102, an MMSE weight calculation unit P203, a mutual information amount calculation unit P204, an MRC weight calculation unit P205, a mutual information amount calculation unit P206, an EXIT chart generation unit P207, a minimum A tunnel value calculation unit P208 and a tunnel value comparison unit P209 are included.
  • the precoding matrix setting unit P101 and the multiplication unit P102 have the same functions as those of the first embodiment, description thereof is omitted.
  • the multiplication unit P102 outputs the generated equalized channel matrix H (k) tilde to the MMSE weight calculation unit P203, the MRC weight calculation unit P204, the mutual information amount calculation unit P204, and the mutual information amount calculation unit P205.
  • the MMSE weight calculation unit P203 calculates the first weight w 1 (k) (L rows N r columns) based on the equalization channel matrix H (k) tilde input from the multiplication unit P102. Specifically, the weight calculation unit P104 calculates the first weight w 1 (k) from the equalization channel matrix H (k) tilde using the following equation (14).
  • the matrix X H represents a Hermitian matrix of the matrix X.
  • ⁇ 2 is the average noise power
  • I is a unit matrix of N r rows and N r columns.
  • the MMSE weight calculation unit P203 outputs the calculated first weight w 1 (k) to the mutual information amount calculation unit P204.
  • the mutual information calculation unit P204 is based on the first weight w 1 (k) input from the MMSE weight calculation unit P203 and the equalization channel matrix H (k) tilde input from the multiplication unit P102. Using equations (10) and (11), channel gains ⁇ 1 to ⁇ L after equalization are calculated.
  • the mutual information amount calculation unit P204 uses the first weight w 1 (k) instead of the weight w (k) in Expression (11).
  • the mutual information amount calculation unit P204 calculates the LLR variance ⁇ 2 using the following equation (15) based on the calculated channel gains ⁇ 1 to ⁇ L.
  • Mutual information amount calculation unit P204 calculates the mutual information MI using the following equation (16).
  • the mutual information amount is an amount representing a measure of mutual dependence between two random variables.
  • the mutual information amount calculation unit P204 outputs the calculated mutual information amount MI (represented by MI 1 ) to the EXIT chart generation unit P207.
  • the MRC weight calculation unit P205 calculates the second weight w 2 (k) based on the equalization channel matrix H (k) tilde input from the multiplication unit P102. Specifically, the weight calculation unit P104 calculates the second weight w 2 (k) (L rows N r columns) from the equalized channel matrix H (k) tilde using the following equation (17).
  • ⁇ 2 is the average noise power.
  • the MRC weight calculation unit P205 outputs the calculated second weight w 2 (k) to the mutual information amount calculation unit P206.
  • the mutual information amount calculation unit P206 is based on the second weight w 2 (k) input from the MRC weight calculation unit P205 and the equalization channel matrix H (k) tilde input from the multiplication unit P102. Using equations (18) and (19), channel gains ⁇ 1 to ⁇ L after equalization are calculated.
  • the mutual information amount calculation unit P206 calculates the LLR variance ⁇ 2 using Equation (15) based on the calculated channel gains ⁇ 1 to ⁇ L.
  • Mutual information amount calculation unit P206 based on the calculated variance epsilon 2, calculates the mutual information MI using the equation (16).
  • Mutual information amount calculation unit P206 is calculated mutual information MI (represented by MI 2), and outputs to the EXIT chart generating unit P207.
  • the EXIT chart generating unit P207 stores the mutual information MI 1 input from the mutual information calculating unit P204, the mutual information MI 2 input from the mutual information calculating unit P206, and the decoding stored in advance for each coding rate. EXIT chart information is generated based on the instrument curve information.
  • FIG. 11 is a schematic diagram illustrating an example of EXIT chart information according to the present embodiment.
  • This figure shows an example of EXIT chart information generated by the EXIT chart generating unit P207.
  • the horizontal axis represents the input mutual information amount to the equalizer (output mutual information amount from the decoder) x.
  • the vertical axis represents the output mutual information amount from the equalizer (input mutual information amount to the decoder) y.
  • EXIT chart generating unit P207 based on the mutual information MI 1 and mutual information MI 2, to produce an equalizer curve information.
  • the EXIT chart generation unit P207 reads the decoder curve information corresponding to the coding rate determined by the base station apparatus 2a. Note that the decoder curve information is represented by a curve labeled L2 in FIG. The EXIT chart generation unit P207 outputs the equalizer curve information and the decoder curve information to the minimum tunnel value calculation unit P208.
  • the minimum tunnel value calculation unit P208 outputs the generated minimum value T m (also referred to as tunnel value T m ) to the tunnel value comparison unit P209.
  • the EXIT chart (for example, FIG. 11) indicates that, when the equalizer curve L1 and the decoder curve L2 do not intersect, transmission without error is possible if the number of turbo equalization iterations is sufficient. . Therefore, the more the gap between the equalizer curve L1 and the decoder curve L2 (also referred to as “tunnel”) is open, the more appropriately turbo equalization operates.
  • the minimum tunnel value calculating unit P208 is a tunnel value T m of a when calculating the tunnel value T m obtained by subtracting the value of the decoder curve L2 from the value of the equalizer curve L1, most tunnel narrows Output to tunnel value comparison unit P209.
  • the minimum tunnel value calculation unit P208 uses the negative value as it is and outputs it to the tunnel value comparison unit P209. .
  • the minimum tunnel value calculating unit P208 is a minimum at x predetermined value (e.g. 0.95) is smaller than the range, may be calculated as a tunnel value T m.
  • the tunnel value comparison unit P209 stores the tunnel value T m input from the minimum tunnel value calculation unit P208 and the PMI m input from the precoding matrix setting unit P101 in association with each other.
  • the PMI determination unit P2 performs the above processing for each of the precoding matrices W 1 to W M selected by the precoding matrix setting unit P101.
  • the capacity comparison unit P107 stores PMI 1 to PMI M and the tunnel values T 1 to T M in association with each other.
  • Tunnel value comparison section P209 selects the tunnel value T m of the maximum from the stored information, a PMI m corresponding to the tunnel value T m selected as PMI to be used for uplink data transmission to the terminal device 1 decide. That is, the precoding matrix corresponding to the PMI determined by the capacity comparison unit P107 is the precoding matrix W. That is, the capacity comparing unit P107, based on the tunnel value T m, determines the precoding matrix.
  • the tunnel value comparison section P209 by selecting the tunnel value T m of the maximum, it is possible to select the precoding iterative process to work most properly.
  • the base station apparatus 2a calculates the start point and end point of the equalizer curve in the EXIT chart according to the instantaneous channel state.
  • the base station apparatus 2a determines a precoding matrix to be selected from the relationship between the equalizer curve and the decoder curve from the calculated start point and end point.
  • the base station apparatus selects one precoding matrix when there are a plurality of codewords. Note that this embodiment may be applied when the number of code words is one.
  • the terminal device referred to as the terminal device 1
  • the base station apparatus 2b according to the present embodiment is different from the base station apparatus 2 of FIG. 4 in that the PMI determination unit P1 is replaced with a PMI determination unit P3.
  • FIG. 12 is a schematic block diagram showing the configuration of the PMI determination unit P3 according to the third embodiment of the present invention.
  • the gain processing unit P31 is different. Since the functions of other configurations are the same as those of the PMI determination unit P1, description thereof will be omitted.
  • the multiplication unit P102 outputs the generated equalization channel matrix H (k) tilde to the gain processing unit P31.
  • the gain processing unit P31 includes a weight calculation unit P311, an equivalent amplitude gain calculation unit P312, an equalizer output MI calculation unit P313, a decoder output MI calculation unit P314, a decoder output LLR calculation unit P315, and a ⁇ calculation unit P316. Composed.
  • the weight calculation unit P311 calculates the weight w (k) based on the equalization channel matrix H (k) tilde input from the multiplication unit P102 and the expected value ⁇ input from the ⁇ notification unit P103. Specifically, the weight calculation unit P104 calculates the matrix ⁇ from the expected value ⁇ using the following equation (20).
  • the weight calculation unit P311 sets a different ⁇ for each layer. However, the weight calculation unit P311 may set the same ⁇ in all layers by performing a process of averaging a plurality of ⁇ s.
  • the weight calculation unit P311 calculates the weight w (k) using the following equation (9) based on the calculated matrix ⁇ and the equalized channel matrix H (k) tilde.
  • the weight calculation unit P104 outputs the calculated weight w (k) to the equivalent amplitude gain calculation unit P312.
  • the equivalent amplitude gain calculation unit P312 calculates the equivalent amplitude gains ⁇ 1 to ⁇ L based on the weight w (k) input from the weight calculation unit P311 and the expected value ⁇ input from the ⁇ notification unit P103. To do.
  • the equivalent amplitude gain ⁇ n represents the relationship between the channel and the MIMO separation for the n-th layer signal in the terminal device 1 and the base station device 2b.
  • the equivalent amplitude gain calculation unit P312 calculates the equivalent amplitude gain ⁇ n of the nth layer using the following equations (21) and (22).
  • the equivalent amplitude gain calculation unit P312 determines whether or not the number of gain calculations for calculating the equivalent amplitude gain ⁇ n for a certain m has been calculated more than a predetermined number. When it is determined that the number of gain calculations is equal to or greater than a predetermined number, the equivalent amplitude gain calculation unit P312 outputs the calculated equivalent amplitude gains ⁇ 1 to ⁇ L to the SINR calculation unit P105. On the other hand, when it is determined that the number of gain calculations is smaller than the predetermined number, the equivalent amplitude gain calculation unit P312 outputs the calculated equivalent amplitude gains ⁇ 1 to ⁇ L to the equalizer output MI calculation unit P313.
  • the number of gain calculations may be determined based on the number of repetitions of repetitive signal processing. Also, the number of repetitions of the repeated signal processing determined by the base station apparatus 2 may be determined, and the equivalent amplitude gain calculation unit P312 may update the number of gain calculations to the determined number of repetitions.
  • the equalizer output MI calculation unit P313 calculates the LLR variance ⁇ n 2 for each layer by using the equivalent amplitude gains ⁇ 1 to ⁇ L input from the equivalent amplitude gain calculation unit P312 and Expression (23).
  • the equalizer output MI calculation unit P313 calculates the mutual information amount MI for each layer by using the calculated variance ⁇ n 2 and the equation (16). The equalizer output MI calculation unit P313 outputs the calculated MI to the decoder output MI calculation unit P314.
  • the decoder output MI calculation unit P314 uses the MI input from the equalizer output MI calculation unit P313 as the output mutual information amount from the equalizer, and based on the decoder curve information (see FIG. 11) stored in advance. Output mutual information MI (also referred to as decoder output MI) from the decoder corresponding to. The decoder output MI calculation unit P314 outputs the calculated decoder output MI to the decoder output LLR calculation unit P315.
  • the decoder output LLR calculation unit P315 calculates the LLR based on the decoder output MI input from the decoder output MI calculation unit P314. Specifically, the decoder output LLR calculating unit P315 calculates the LLR variance ⁇ 2 using the following equation (23) based on the decoder output MI.
  • the decoder output LLR calculation unit P315 outputs the calculated variance ⁇ 2 to the ⁇ calculation unit P316.
  • the ⁇ calculation unit P316 calculates the expected value ⁇ of the symbol replica using the following equation (24) based on the variance ⁇ 2 input from the decoder output LLR calculation unit P315.
  • the ⁇ calculation unit P316 outputs the calculated expected value ⁇ to the weight calculation unit P311 and the equivalent amplitude gain calculation unit P312.
  • the PMI determination unit P3 performs the above processing for each of the precoding matrices W 1 to W M selected by the precoding matrix setting unit P101. Note that the PMI determination unit P3 may calculate the capacity by repeating the process of calculating the value for each block repeatedly (see FIG. 11). A part of the processing may be omitted by providing.
  • the base station apparatus 2b predicts the SINR or capacity C m after repeated processing according to the instantaneous channel state.
  • the base station apparatus 2b determines a precoding matrix to be selected based on the predicted SINR or capacity C m after the iterative processing. Thereby, in the radio communication system, a precoding matrix that can obtain the best characteristics at the time of turbo equalization can be selected, and the throughput characteristics of the terminal can be improved.
  • the antenna port when transmitting the same signal from a plurality of transmitting antennas, the antenna port may be collectively defined as an antenna port.
  • the program for realizing the control function may be recorded on a computer-readable recording medium, and the program recorded on the recording medium may be read by a computer system and executed.
  • the “computer system” is a computer system built in the terminal device 1 or the base station devices 2, 2a, 2b, and includes hardware such as an OS and peripheral devices.
  • the “computer-readable recording medium” refers to a storage device such as a flexible medium, a magneto-optical disk, a portable medium such as a ROM or a CD-ROM, and a hard disk incorporated in a computer system.
  • the “computer-readable recording medium” is a medium that dynamically holds a program for a short time, such as a communication line when transmitting a program via a network such as the Internet or a communication line such as a telephone line,
  • a volatile memory inside a computer system serving as a server or a client may be included and a program that holds a program for a certain period of time.
  • the program may be a program for realizing a part of the functions described above, and may be a program capable of realizing the functions described above in combination with a program already recorded in a computer system.
  • LSI Large Scale Integration
  • Each functional block of the terminal device 1 and the base station devices 2, 2a, 2b may be individually made into a processor, or a part or all of them may be integrated into a processor.
  • the method of circuit integration is not limited to LSI, and may be realized by a dedicated circuit or a general-purpose processor. Further, in the case where an integrated circuit technology that replaces LSI appears due to progress in semiconductor technology, an integrated circuit based on the technology may be used.
  • SYMBOLS 1 Terminal device, 2, 2a, 2b ... Base station apparatus, 101 ... S / P conversion part, 102-1 to 102-C ... Coding part, 103 ... Layer mapping part , 104-1 to 104-L ... modulation unit, 105-1 to 105-L ... DFT unit, 106 ... receiving antenna, 107 ... control information receiving unit, 108 ... PMI extracting unit , 11 ... Precoding section, 121 ... Reference signal generation section, 122-1 to 122-N t ... Reference signal multiplexing section, 123-1 to 123-N t ... Spectrum mapping section, 124 ⁇ 1 to 124-N t ...
  • OFDM signal generation unit 125-1 to 125-N t ... Transmission antenna, 1241... IFFT unit, 1242... CP insertion unit, 1243.
  • Control information transmission unit 2021 ...
  • Analog processing unit 2022 ... A / D conversion unit, 2023 ... CP removal unit, 2024 ... FFT unit, R101-1 to R101-N r ... Canceling part, R102 ... Weight generating part, R103 ... MIMO separating part, R104-1 to R104-L ... IDFT part, R105-1 to R105-L ... Adding part, R106- 1 to R106-L And modulating unit, R107 ⁇ ⁇ ⁇ layer demapping unit, R108-1 ⁇ R108-C ⁇ decoder, R110 ⁇ ⁇ ⁇ layer mapping unit, R111-1 ⁇ R111-N t ⁇ symbol replica generation unit, R112-1 to R112-N t ... DFT unit, R113 ...

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Abstract

繰り返し処理部は、受信信号に対して等化処理を繰り返す。ＰＭＩ決定部は、繰り返し処理部で除去可能な干渉量を考慮してプリコーディング行列を決定する。制御情報送信部は、プリコーディング行列を示す情報を送信する。

Description

通信装置、通信方法、通信プログラム、プロセッサ、及び通信システム
　本発明は、通信装置、通信方法、通信プログラム、プロセッサ、及び通信システムに関する。
　３ＧＰＰ（3rd Generation Partnership Project）で標準化が行なわれたＬＴＥ（Long Term Evolution）リリース８（Ｒｅｌ－８）の無線通信システムでは、最大２０ＭＨｚの帯域を利用して１００Ｍｂｐｓ以上の高速通信を行なうことが可能である。このＬＴＥ　Ｒｅｌ－８の下りリンク（基地局装置から端末装置への通信）における伝送方式としては、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重、Orthogonal Frequency Division Multiplexing）が採用されている。ＯＦＤＭが採用された理由は、周波数選択フェージングに強い耐性を持つこと、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）伝送と親和性が高いこと等である。
　ＬＴＥ　Ｒｅｌ－８の下りリンクでは、最大４アンテナポートを用いたＭＩＭＯ伝送が可能である。ＭＩＭＯ伝送について、ＬＴＥ　Ｒｅｌ－８では、閉ループ型ＭＩＭＯが採用されている。閉ループ型ＭＩＭＯでは、送信装置は、受信装置での信号分離能力を上げるため、瞬時の伝搬路（チャネル）に応じて、適切なプリコーディング行列を送信信号に乗算して送信を行なう。
　ところで、受信装置である端末装置（移動端末装置、移動局装置、端末とも称する）は、端末装置が適切なプリコーディング行列を基地局装置（基地局、制御局装置とも称する）に通知する。ここで、端末装置は、プリコーディング行列の一覧（コードブック）の中からプリコーディング行列を選択し、そのインデックス（PMI、Precoding Matrix Indicator）を基地局装置に通知する。
　例えば非特許文献１には、プリコーディング行列の選択手法の一例について記載されている。
　しかしながら、非特許文献１の選択手法では、受信装置の構成や受信装置での処理によっては、伝送速度を十分に発揮できないという欠点があった。
　本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、伝送速度を向上できる通信装置、通信方法、通信プログラム、プロセッサ、及び通信システムを提供する。
　（１）本発明は上記の課題を解決するためになされたものであり、本発明の一態様は、受信信号に対して等化処理を繰り返す繰り返し処理部と、前記繰り返し処理部で除去可能な干渉量を考慮してプリコーディング行列を決定するＰＭＩ決定部と、前記プリコーディング行列を示す情報を送信する制御情報送信部と、を具備する通信装置である。
　（２）また、本発明の一態様は、上記の通信装置において、前記ＰＭＩ決定部は、コードワード数に応じて前記プリコーディング行列を決定する。
　（３）また、本発明の一態様は、上記の通信装置において、前記ＰＭＩ決定部は、前記繰り返し処理部で除去可能な干渉量の期待値に基づいて、等化重みを算出する。
　（４）また、本発明の一態様は、上記の通信装置において、前記ＰＭＩ決定部は、ＥＸＩＴ解析を用いてプリコーディング行列を決定する。
　（５）また、本発明の一態様は、上記の通信装置において、前記ＰＭＩ決定部は、相互情報量を少なくとも２つ算出し、算出した少なくとも２つの相互情報量を線形補間して得られる等化器曲線を用いてＥＸＩＴ解析を行う。
　（６）また、本発明の一態様は、上記の通信装置において、前記ＰＭＩ決定部は、ＥＸＩＴ解析を行う。
　（７）また、本発明の一態様は、ＰＭＩ決定部が、受信信号に対して等化処理を繰り返す繰り返し処理部が除去可能な干渉量を考慮してプリコーディング行列を決定するＰＭＩ決定過程と、制御情報送信部が、前記プリコーディング行列を示す情報を送信する制御情報送信過程と、を有する通信方法である。
　（８）また、本発明の一態様は、通信装置のコンピュータに、受信信号に対して等化処理を繰り返す繰り返し処理部が除去可能な干渉量を考慮してプリコーディング行列を決定するＰＭＩ決定手段、前記プリコーディング行列を示す情報を送信する制御情報送信手段、を実行させるための通信プログラムである。
　（９）また、本発明の一態様は、受信信号に対する等化処理で除去可能な干渉量を考慮してプリコーディング行列を決定するプロセッサである。
　（１０）また、本発明の一態様は、通信装置を備える通信システムにおいて、第１の通信装置は、第２の通信装置からの受信信号に対して等化処理を繰り返す繰り返し処理部と、前記繰り返し処理部で除去可能な干渉量を考慮してプリコーディング行列を決定するＰＭＩ決定部と、前記プリコーディング行列を示す情報を送信する制御情報送信部と、を具備し、第２の通信装置は、前記第１の通信装置が送信した情報が示すプリコーディング行列を用いて、プリコーディングを行うプリコーディング部を具備する通信システムである。
　本発明によれば、伝送速度を向上できる。
本発明の第１の実施形態に係る無線通信システムの構成を示す概略ブロック図である。 本実施形態に係る端末装置の構成を示す概略ブロック図である。 本実施形態に係るＯＦＤＭ信号生成部の構成を示す概略ブロック図である。 本実施形態に係る基地局装置の構成を示す概略ブロック図である。 本実施形態に係るＯＦＤＭ信号受信部の構成を示す概略ブロック図である。 本実施形態に係る繰り返し処理部の構成を示す概略ブロック図である。 本実施形態に係るＰＭＩ決定部の構成を示す概略ブロック図である。 本実施形態に係る期待値λと誤り率の関係の一例を表す図である。 本実施形態に係る期待値λと誤り率の関係の別の一例を表す図である。 本発明の第２の実施形態に係るＰＭＩ決定部の構成を示す概略ブロック図である。 本実施形態に係るＥＸＩＴチャート情報の一例を表す概略図である。 本発明の第３の実施形態に係るＰＭＩ決定部の構成を示す概略ブロック図である。
　本発明の実施形態では、アップリンクの伝送方式として、ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭ（Discrete Fourier Transform Spread Orthogonal Frequency Division Multiple Access、ＳＣ－ＦＤＭＡ（Single Carrier Frequency Division Multiple Access）とも称する）を用いた場合について説明する。ただし、本発明はこれに限らず、伝送方式としてＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）を用いる場合であってもよいし、また、各実施形態でのアップリンクの処理を、ダウンリンクの処理に適用してもよい。また、各実施形態ではＬＴＥ（Long Term Evolution）の無線通信システムを一例に説明を行うが、他の規格や他の方式（例えば、無線ＬＡＮやＷｉＭＡＸ等）の無線通信システムにも適用してもよい。
（第１の実施形態）
　以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳しく説明する。
　図１は、本発明の第１の実施形態に係る無線通信システムの構成を示す概略ブロック図である。無線通信システムは、端末装置１及び基地局装置２を具備する。
　端末装置１は、互いに既知である信号（参照信号）を基地局装置２へ送信する。基地局装置２は受信した参照信号を用いてチャネル推定を行う。
　基地局装置２は、チャネル推定の結果得られたチャネル推定値を用いて、プリコーディング行列の一覧（コードブックとも称する）の中から、アップリンクのデータ伝送に用いるべきプリコーディング行列を決定する。ここで、基地局装置２は、繰り返し等化処理（例えば、ターボ等化、ＳＩＣ（Successive Interference Cancellation）等の処理）で除去可能な干渉量に基づいて、プリコーディング行列を決定する。基地局装置２は、決定したプリコーディング行列を示すインデックス（ＰＭＩ；Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ　Ｍａｔｒｉｘ　Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）を端末装置１に通知する。
　端末装置１は、通知されたＰＭＩに基づいて、信号にプリコーディングを適用し、プリコーディングを適用した信号を、基地局装置へ伝送する。
　なお、図１には、無線通信システムが、基地局装置２と通信を行う端末装置１がそれぞれ１つを具備する場合を示したが、端末装置１又は基地局装置２を複数具備してもよい。
＜端末装置１について＞
　図２は、本実施形態に係る端末装置１の構成を示す概略ブロック図である。端末装置１は、Ｓ／Ｐ（Ｓｅｒｉａｌ　ｔｏ　Ｐａｒａｌｌｅｌ）変換部１０１、符号化部１０２－１～１０２－Ｃ、レイヤマッピング部１０３、変調部１０４－１～１０４－Ｌ、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部１０５－１～１０５－Ｌ、受信アンテナ１０６、制御情報受信部１０７、ＰＭＩ抽出部１０８、プリコーディング部１１、参照信号生成部１２１、参照信号多重部１２２－１～１２２－Ｎｔ、スペクトルマッピング部１２３－１～１２３－Ｎｔ、ＯＦＤＭ信号生成部１２４－１～１２４－Ｎｔ、及び、送信アンテナ１２５－１～１２５－Ｎｔを含んで構成される。
　Ｓ／Ｐ変換部１０１には、基地局装置１へ送信されるビット系列が入力される。Ｓ／Ｐ変換部１０１は、入力されたビット系列をシリアル－パラレル変換することで、Ｃ（Ｃをコードワード数とも称する）個のビット系列を生成する。Ｓ／Ｐ変換部１０１は、生成したＣ個のビット系列各々を、それぞれ対応する符号化部１０２－１～１０２－Ｃのいずれかへ出力する。
　符号化部１０２－ｃ（ｃ＝１～Ｃ）は、Ｓ／Ｐ変換部１０１から入力されたビット系列を、誤り訂正符号化する。ここで、符号化部１０２－１～１０２－Ｃは、それぞれで同一の符号化方式及び符号化率で誤り訂正符号化してもよいし、それぞれで異なる符号化方式又は符号化率で誤り訂正符号化してもよい。符号化部１０２－ｃは、誤り訂正符号化後のビット系列をレイヤマッピング部１０３へ出力する。
　レイヤマッピング部１０３は、符号化部１０２－１～１０２－Ｃから入力されたＣ個のビット系列（コードワードとも称する）をＬ個のグループにまとめ、まとめたＬ個のグループのビット系列各々を、それぞれ対応する変調部１０４－１～１０４－Ｌのいずれかへ出力する。ここでＬは、レイヤ数とも称され、また、ストリーム数又はランク数とも称されたり、これらの言葉と同じ意味で用いられてもよい。
　変調部１０４－ｎ（ｎ＝１、・・・、Ｌ）は、レイヤマッピング部１０３から入力されたビット系列を、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）や１６ＱＡＭ（QuadratureAmplitude Modulation）、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭ等の変調方式で、変調シンボルへ変換する。ここで、ｎは、レイヤを識別する情報を表し、レイヤ番号とも称する。つまり、変調部１０４－ｎ及びＤＦＴ部１０５－ｎは、第ｎレイヤの信号を生成する。
　なお、変調部１０４－１～１０４－Ｌは、それぞれで同一の変調方式で変調してもよいし、それぞれで異なる変調方式で変調してもよい。例えば、変調部１０４－１～１０４－Ｌは、レイヤ番号１～Ｌの信号の受信品質（例えば、後述するＤＭＲＳを用いて推定した受信品質）等に基づいて、それぞれ異なる変調方式で変調してもよい。
　変調部１０４－ｎは、変換後の変調シンボルをＤＦＴ部１０５－ｎへ出力する。
　ＤＦＴ部１０５－ｎは、変調部１０４－ｎから入力された変調シンボルを、ＮＤＦＴ個毎に離散フーリエ変換することで、時間領域信号から周波数領域信号へ変換する。ＤＦＴ部１０５－ｎは、変換後のサブキャリア毎の周波数領域信号Ｓｎ（ｋ）をプリコーディング部１１へ出力する。なお、ｋは、サブキャリアを識別する情報を表し、サブキャリア番号とも称する。Ｓｎ（ｋ）は、第ｎレイヤの第ｋサブキャリアの信号を表す。
　制御信号受信部１０７は、受信アンテナ１０６を介して、基地局装置２が送信した信号を受信する。制御信号受信部１０７は、受信した信号を復調して復号することで、基地局装置２からの情報を取得する。制御信号受信部１０７は、取得した情報をＰＭＩ抽出部１０８へ出力する。
　ＰＭＩ抽出部１０８は、制御信号受信部１０７から入力された情報から、基地局装置２が決定したＰＭＩを抽出し、抽出したＰＭＩをプリコーディング部１１へ出力する。
　プリコーディング部１１は、ＤＦＴ部１０５－１～１０５－Ｌから入力されたＳ１（ｋ）～ＳＬ（ｋ）に対して、ＰＭＩ抽出部１０８から入力されたＰＭＩが示すプリコーディング行列Ｗを乗算する。すなわち、プリコーディング部１１は、基地局装置２の繰り返し等化処理で除去可能な干渉量に基づいたプリコーディングを行う。
　具体的には、プリコーディング部１１は、次の処理を行う。プリコーディング部１１は、サブキャリア毎に、周波数領域信号Ｓｎ（ｋ）から次式（１）の送信信号ベクトルＳ（ｋ）を生成する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ここで、Ｔは、転置処理を表す。プリコーディング部１１は、ＰＭＩとプリコーディング行列が対応付けられた一覧（コードブック）を予め記憶する。プリコーディング部１１は、ＰＭＩ抽出部１０８から入力されたＰＭＩが示すプリコーディング行列Ｗであって、Ｎｔ行Ｌ列のプリコーディング行列Ｗを、コードブックから選択する。なお、プリコーディング部１１は、端末装置が使用するアンテナ数或いはアンテナポート数に基づいて、複数のコードブックの中から１つを選択し、選択したコードブックからＰＭＩが示すプリコーディング行列Ｗを選択してもよい。プリコーディング部１１は、選択したプリコーディング行列Ｗを、周波数領域信号Ｓｎ（ｋ）に乗算することで、送信信号ベクトルＳ’（ｋ）を生成する。送信信号ベクトルＳ’（ｋ）は、次式（２）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ここで、Ｓ’（ｋ）は、Ｎｔ個の成分をもつベクトルである。なお、プリコーディング部１１は、各サブキャリアの周波数領域信号Ｓｎ（ｋ）に対して、同じプレコーディング行列Ｗを乗算するが、本発明はこれに限られない。例えば、プリコーディング部１１は、サブキャリア毎のＰＭＩが入力され、サブキャリア毎に異なるプリコーディング行列Ｗ（ｋ）を、そのサブキャリアの周波数領域信号Ｓｎ（ｋ）に乗算してもよい。
　プリコーディング部１１は、生成した送信信号ベクトルＳ’（ｋ）の各成分の信号（データ信号とも称する）を、それぞれ対応する参照信号多重部１２２－１～１２２－Ｎｔのいずれかへ出力する。
　参照信号生成部１２１は、ＳＲＳ（Sounding Reference Signal）とＤＭＲＳ（De-Modulation Reference Signal；復調用参照信号）の２種類の参照信号（リファレンス信号、パイロット信号とも称する）を生成する。参照信号とは、端末装置１及び基地局装置２で、その信号の波形を示す情報を予め記憶する信号である。参照信号生成部１２１は、周波数領域信号Ｓｎ（ｋ）と同じプリコーディングを、ＤＭＲＳに対して行う。参照信号生成部１２１は、生成したＳＲＳと、プリコーディング後のＤＭＲＳと、を含む信号（参照用信号とも称する）を参照信号多重部１２２－１～１２２－Ｎｔへ出力する。
　参照信号多重部１２２－ｎｔ（ｎｔ＝１、・・・、Ｎｔ）は、プリコーディング部１１から入力されたＮＤＦＴ個毎のデータ信号と、参照信号生成部１２１から入力された参照用信号と、を多重することで、送信フレームを構成する。参照信号多重部１２２－ｎｔは、多重後の信号をスペクトルマッピング部１２３－ｎｔへ出力する。
　スペクトルマッピング部１２３－ｎｔは、参照信号多重部１２２－ｎｔから入力された信号を、システム帯域内の周波数に配置する。ここで、スペクトルマッピング部１２３－ｎｔは、ＳＲＳを予め定められたＳＲＳ配置リソースに配置し、プリコーディング後のＤＭＲＳ、およびデータ信号をデータ配置リソースに配置する。
　なお、スペクトルマッピング部１２３－ｎｔは、予め定められた割当情報（マッピング情報とも称する）に従って信号を配置してもよいし、基地局装置２から通知された割当情報に従って信号を配置してもよいし、他の割当情報に従ってもよい。また、基地局装置２の繰り返し等化処理やその等化処理で除去可能な干渉量に応じた割当情報、例えば、スペクトルマッピング部１２３－ｎｔは、基地局装置２から通知されたＰＭＩに応じた割当情報に従って信号を配置してもよい。また、スペクトルマッピング部１２３－ｎｔは、連続するサブキャリアに信号を割り当ててもよいし、非連続なサブキャリアに信号を割り当ててもよい。さらに、スペクトルマッピング部１２３－１～１２３－Ｎｔは、それぞれ同一の割当情報に従って信号を配置してもよいし、アンテナ毎、あるいはレイヤ毎にそれぞれ異なる割当情報に従って信号を配置してもよい。
　スペクトルマッピング部１２３－ｎｔは、配置後の信号をＯＦＤＭ信号生成部１２４－ｎｔへ出力する。
　ＯＦＤＭ信号生成部１２４－ｎｔは、スペクトルマッピング部１２３－ｎｔから入力された信号を、送信アンテナ１２５－ｎｔを介して送信する。
　図３は、本実施形態に係るＯＦＤＭ信号生成部１２３－ｎｔの構成を示す概略ブロック図である。ＯＦＤＭ信号生成部１２３－ｎｔは、ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ　Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：逆高速フーリエ変換）部１２４１、ＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ　Ｐｒｅｆｉｘ）挿入部１２４２、Ｄ／Ａ（デジタルアナログ）変換部１２４３、及び、アナログ処理部１２４４を含んで構成される。
　ＩＦＦＴ部１２４１は、スペクトルマッピング部１２３－ｎｔから入力された信号を、逆高速フーリエ変換することで、周波数領域信号から時間領域信号へ変換する。ＩＦＦＴ部１２４１は、変換後の時間領域信号をＣＰ挿入部１２４２へ出力する。
　ＣＰ挿入部１２４２は、ＩＦＦＴ部１２４１から入力された時間領域信号に、ＳＣ－ＦＤＭＡシンボル毎にＣＰを挿入する。ＣＰ挿入部１２４２は、ＣＰ挿入後の信号をＤ／Ａ変換部１２４３へ出力する。
　Ｄ／Ａ変換部１２４３は、ＣＰ挿入部１２４２から入力された信号をデジタルアナログ変換し、変換後のアナログ信号をアナログ処理部１２４４へ出力する。
　アナログ処理部１２４４は、Ｄ／Ａ変換部１２４３から入力された信号に対して、アナログフィルタリング、搬送波周波数へのアップコンバージョン等の処理を行う。アナログ処理部１２４４は、処理後の信号を送信アンテナ１２５－ｎｔを介して送信する。
＜基地局装置２について＞
　図４は、本実施形態に係る基地局装置２の構成を示す概略ブロック図である。基地局装置２は、受信アンテナ２０１－１～２０１－Ｎｒ、ＯＦＤＭ信号受信部２０２－１～２０２－Ｎｒ、参照信号分離部２０３－１～２０３－Ｎｒ、チャネル推定部２０４、スペクトルデマッピング部２０５－１～２０５－Ｎｒ、繰り返し処理部Ｒ１、Ｐ／Ｓ変換部２０６、ＰＭＩ決定部Ｐ１、及び、制御情報送信部２０７を含んで構成される。
　ＯＦＤＭ信号受信部２０２－ｎｒ（ｎｒ＝１、・・・、Ｎｒ）は、端末装置１が送信した信号を、受信アンテナ２０１－ｎｒを介して受信する。ＯＦＤＭ信号受信部２０２－ｎｒは、受信した信号を参照信号分離部２０３－ｎｒへ出力する。
　参照信号分離部２０３－ｎｒは、ＯＦＤＭ信号受信部２０２－ｎｒから入力された信号から、ＳＲＳを含むＯＦＤＭ信号と、ＤＭＲＳを含むＯＦＤＭ信号と、データを含むＯＦＤＭ信号と、を分離する。
　参照信号分離部２０３－ｎｒは、ＳＲＳを含むＯＦＤＭ信号と、ＤＭＲＳを含むＯＦＤＭ信号をチャネル推定部２０４へ出力し、データを含むＯＦＤＭ信号をスペクトルデマッピング部２０５－ｎｒへ出力する。
　チャネル推定部２０４は、参照信号分離部２０３－ｎｒから入力された信号から、ＳＲＳを含むＯＦＤＭ信号を抽出する。チャネル推定部２０４は、抽出した信号を用いて、端末装置１の送信アンテナ１２５－１～１２５－Ｎｔと受信アンテナ２０１－１～２０１－Ｎｒの間のチャネル推定を行う。チャネル推定部２０４は、受信アンテナ２０１－ｎｒと送信アンテナ１２５－ｎｔの間のチャネル推定値を（ｎｒ，ｎｔ）成分とする第１チャネル推定値行列（Ｎｒ行Ｎｔ列）を生成する。チャネル推定部２０４は、生成した第１チャネル推定値行列（Ｎｒ行Ｎｔ列）をＰＭＩ決定部Ｐ１へ出力する。
　またチャネル推定部２０４は、参照信号分離部２０３－ｎｒから入力された信号から、ＤＭＲＳを含むＯＦＤＭ信号を抽出する。チャネル推定部２０４は、抽出した信号を用いて、受信アンテナ２０１－１～２０１－Ｎｒと第１レイヤ～第Ｌレイヤと間のチャネル推定を行う。つまり、チャネル推定部２０４は、端末装置１のプリコーディング部１１から受信アンテナ２０１－１～２０１－Ｎｒまでの仮想的な伝搬路についてのチャネル推定を行う。チャネル推定部２０４は、受信アンテナ２０１－ｎｒと第ｌレイヤの間のチャネル推定値を（ｎｒ，ｌ）成分とする第２チャネル推定値行列（Ｎｒ行Ｌ列）を生成する。チャネル推定部２０４は、生成した第２チャネル推定値行列（Ｎｒ行Ｌ列）を繰り返し処理部Ｒ１へ出力する。
　このように、チャネル推定部２０４は、プリコーディングなしのチャネル情報（第１チャネル推定値行列）をＰＭＩ決定部Ｐ１へ出力し、プリコーディングありのチャネル情報（第２チャネル推定値行列）を繰り返し処理部Ｒ１へ出力する。
　スペクトルデマッピング部２０５－ｎｒは、スペクトルマッピング部１２３－ｎｔが用いる割当情報と同一の情報に基づいて、信号Ｒｎｒ（ｋ）を抽出する。なお、スペクトルデマッピング部２０５－１～２０５－Ｎｒが抽出した信号Ｒ１（ｋ）～ＲＮｒ（ｋ）は、Ｒｎｒ（ｋ）を第ｎｒ成分とする信号ベクトルＲ（ｋ）で表される。具体的には、信号ベクトルＲ（ｋ）は、Ｎｒ行のベクトルを用いて、次式（３）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　ここで、Ｈ（ｋ）は第ｋサブキャリアの第１チャネル推定値行列であり、Ｈ’（ｋ）は第ｋサブキャリアの第２チャネル推定値行列である。Π（ｋ）はＮｒ行１列の第ｋサブキャリアの雑音成分ベクトルである。
　スペクトルデマッピング部２０５－ｎｒは、抽出した信号を、繰り返し処理部Ｒ１へ出力する。
　繰り返し処理部Ｒ１は、後述する繰り返し信号処理を行うことにより、スペクトルデマッピング部２０５－ｎｒから入力された信号を復調して復号する。すなわち、繰り返し処理部Ｒ１は、受信信号に対して等化処理を繰り返す。繰り返し処理部Ｒ１は、復号後のＣ個のビット系列をＰ／Ｓ変換部２０６へ出力する。
　Ｐ／Ｓ変換部２０６は、繰り返し処理部Ｒ１から入力されたＣ個のビット系列をパラレル－シリアル変換することで、ビット系列を生成する。Ｐ／Ｓ変換部２０６は、生成したデータビット系列を出力する。
　ＰＭＩ決定部Ｐ１は、チャネル推定部２０４から入力された第１チャネル推定値行列に基づいて、プリコーディング行列の一覧（コードブック）の中から、アップリンクのデータ伝送に用いるべきプリコーディング行列を決定する。ここで、ＰＭＩ決定部Ｐ１は、繰り返し処理部Ｒ１で除去可能な干渉量を考慮してプリコーディング行列を決定する。ＰＭＩ決定部Ｐ１は、決定したプリコーディング行列を示すＰＭＩを、制御情報送信部２０７へ出力する。
　制御情報送信部２０７は、ＰＭＩ決定部Ｐ１から入力されたＰＭＩを符号化して変調する。制御情報送信部２０７は、変調後の信号を、送信アンテナ２０８を介して送信する。すなわち、制御情報送信部２０７は、プリコーディング行列を示す情報を送信する。
　図５は、本実施形態に係るＯＦＤＭ信号受信部２０２－ｎｒの構成を示す概略ブロック図である。ＯＦＤＭ信号受信部２０２－ｎｒは、アナログ処理部２０２１、Ａ／Ｄ（アナログ－デジタル）変換部２０２２、ＣＰ除去部２０２３、及び、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：高速フーリエ変換）部２０２４を含んで構成される。
　アナログ処理部２０２１は、受信アンテナ２０１－ｎｒを介して受信した信号に対して、ベースバンドへのダウンコンバージョン、アナログフィルタリング等の処理を行う。アナログ処理部２０２１は、処理後の信号をＡ／Ｄ変換部２０２２へ出力する。
　Ａ／Ｄ変換部２０２２は、アナログ処理部２０２１から入力された信号を、アナログデジタル変換し、変換後のデジタル信号をＣＰ挿入部２０２３へ出力する。
　ＣＰ除去部２０２３は、Ａ／Ｄ変換部２０２２から入力されたデジタル信号から、ＣＰを除去する。ＣＰ除去部２０２３は、ＣＰを除去した信号をＦＦＴ部２０２４へ出力する。
　ＦＦＴ部２０２４は、ＣＰ除去部２０２３から入力された信号を高速フーリエ変換することで、時間領域信号から周波数領域信号へ変換する。ＦＦＴ部２０２４は、変換後の周波数領域信号を参照信号分離部２０３－ｎｒへ出力する。
　図６は、本実施形態に係る繰り返し処理部Ｒ１の構成を示す概略ブロック図である。繰り返し処理部Ｒ１は、キャンセル部Ｒ１０１－１～Ｒ１０１－Ｎｒ、重み生成部Ｒ１０２、ＭＩＭＯ分離部Ｒ１０３、ＩＤＦＴ部Ｒ１０４－１～Ｒ１０４－Ｌ、加算部Ｒ１０５－１～Ｒ１０５－Ｌ、復調部Ｒ１０６－１～Ｒ１０６－Ｌ、レイヤデマッピング部Ｒ１０７、復号部Ｒ１０８－１～Ｒ１０８－Ｃ、レイヤマッピング部Ｒ１１０、シンボルレプリカ生成部Ｒ１１１－１～Ｒ１１１－Ｌ、ＤＦＴ部Ｒ１１２－１～Ｒ１１２－Ｌ、及び、受信信号レプリカ生成部Ｒ１１３を含んで構成される。
　なお、図６では、繰り返し処理部Ｒ１が行う処理として、繰り返し信号処理を例に説明を行う。しかし本発明はこれに限らず、例えば、繰り返し処理部Ｒ１は、線形ＭＭＳＥと比較して干渉を削減できるような、他の信号処理であってもよい。例えば、繰り返し処理部Ｒ１は、ＳＩＣ（Successive Interference cancellation、逐次干渉キャンセラ）やＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection、最尤検出）等の処理を行ってもよい。
　キャンセル部Ｒ１０１－ｎｒは、スペクトルデマッピング部２０５－ｎｒから入力された信号から、受信信号レプリカ生成部Ｒ１１３から入力された信号Ｒｎｒ（ｋ）ハット（＾）を減算する。キャンセル部Ｒ１０１－ｎｒは、減算後の信号を、ＭＩＭＯ分離部Ｒ１０３へ出力する。ただし、繰り返し信号処理での繰り返しの初回は、受信信号レプリカ生成部Ｒ１１３からの入力は「０」であり、キャンセル部Ｒ１０１－ｎｒは、スペクトルデマッピング部２０５－ｎｒから入力された信号を、ＭＩＭＯ分離部Ｒ１０３へ出力する。
　重み生成部Ｒ１０２は、チャネル推定部２０４から入力された第２チャネル推定値行列に基づいて、ＺＦ（Zero Forcing）重み又はＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）重みの重み行列（Ｌ行Ｎｒ列）を生成する。なお、重み生成部Ｒ１０２は、繰り返し信号処理での繰り返し毎に、図示しないシンボルレプリカ生成部Ｒ１１１－１～Ｒ１１１－Ｌからの入力を用いて、重み行列を更新する。重み生成部Ｒ１０２は、生成した重み行列をＭＩＭＯ分離部Ｒ１０３へ出力する。
　ＭＩＭＯ分離部Ｒ１０３は、サブキャリア毎に、キャンセル部Ｒ１０１－ｎｒから入力された信号に対して、重み生成部Ｒ１０２から入力された重み行列を乗算する。これにより、ＭＩＭＯ分離部Ｒ１０３は、ＭＩＭＯ分離を行い、Ｌ行のベクトル（Ｌ個の信号）を生成する。ＭＩＭＯ分離部Ｒ１０３は、Ｌ行のベクトルの各成分の信号を、それぞれ対応するＩＤＦＴ部Ｒ１０４－１～Ｒ１０４－Ｌのいずれかへ出力する。つまり、ＭＩＭＯ分離部Ｒ１０３は、第ｎレイヤに対応する信号を、ＩＤＦＴ部Ｒ１０４－ｎへ出力する。
　ＩＤＦＴ部Ｒ１０４－ｎ（ｎ＝１、・・・、Ｌ）は、ＭＩＭＯ分離部Ｒ１０３から入力された信号を、ＮＤＦＴ個毎に逆離散フーリエ変換することで、周波数領域信号から時間領域信号へ変換する。ＩＤＦＴ部Ｒ１０４－ｎは、変換後の時間領域信号を加算部Ｒ１０５－ｎへ出力する。
　加算部Ｒ１０５－ｎは、ＩＤＦＴ部Ｒ１０４－ｎから入力された時間領域信号に対して、シンボルレプリカ生成部Ｒ１１１－ｎから入力されたシンボルレプリカを加算する。加算部Ｒ１０５－ｎは、加算後の信号を復調部Ｒ１０６－ｎへ出力する。ただし、繰り返し信号処理での繰り返しの初回は、シンボルレプリカ生成部Ｒ１１１－ｎからの入力は「０」であり、加算部Ｒ１０５－ｎは、ＩＤＦＴ部Ｒ１０４－ｎから入力された信号を、復調部Ｒ１０６－ｎへ出力する。
　復調部Ｒ１０６－ｎは、加算部Ｒ１０５－ｎから入力された信号を、端末装置１の変調部１０４－ｎと同じ変調方式で復調することで、ビット系列を取得する。復調部Ｒ１０６－ｎは、取得したビット系列を、レイヤデマッピング部Ｒ１０７へ出力する。
　レイヤデマッピング部Ｒ１０７は、復調部Ｒ１０６－１～Ｒ１０６－Ｌから入力されたＬ個のビット列から、Ｃ個のビット列（コードワード）を生成する。ここで、レイヤデマッピング部Ｒ１０７は、端末装置１のレイヤマッピング部１０３と逆の変換処理を行う。レイヤデマッピング部Ｒ１０７は、生成したＣ個のビット列を、それぞれ対応する復号部Ｒ１０８－１～Ｒ１０８－Ｃのいずれかへ出力する。
　復号部Ｒ１０８－ｃ（ｃ＝１～Ｃ）は、レイヤデマッピング部Ｒ１０７から入力されたビット列を誤り訂正復号する。ここで、復号部Ｒ１０８－ｃは、端末装置１の符号化部１０２－ｃで用いる符号化に対応する復号を行う。この誤り訂正復号において、復号部Ｒ１０８－ｃは、各ビットのＬＬＲ（Ｌｏｇ　Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　Ｒａｔｉｏ；対数尤度比）を算出する。
　復号部Ｒ１０８－ｃは、算出したＬＬＲをレイヤマッピング部Ｒ１１０へ出力する。ただし、復号部Ｒ１０８－ｃは、算出したＬＬＲの値が予め定めた値より大きい（尤度が高い場合）場合、又は、繰り返し信号処理の繰り返し回数が予め定められた閾値より大きい場合には、算出したＬＬＲに基づいてビット列を生成し、生成したビット列をＰ／Ｓ変換部２０６へ出力する。
　レイヤマッピング部Ｒ１１０は、復号部Ｒ１０８－１～１０８－Ｃから入力されたＣ個のＬＬＲ系列をＬ個のグループにまとめ、まとめたＬ個のグループのビット系列各々を、それぞれ対応するシンボルレプリカ生成部Ｒ１１１－１～Ｒ１１１－Ｎｔへ出力する。ここで、レイヤマッピング部Ｒ１１０は、Ｃ個のＬＬＲ系列を、端末装置１のレイヤマッピング部１０３と同じグループにまとめる。
　シンボルレプリカ生成部Ｒ１１１－ｎ（ｎ＝１、・・・、Ｌ）は、レイヤマッピング部Ｒ１１０から入力されたビット系列を、端末装置１の変調部１０４－ｎと同じ変調方式で、変調シンボルへ変換することで、シンボルレプリカを生成する。シンボルレプリカ生成部Ｒ１１１－ｎは、生成したシンボルレプリカを加算部Ｒ１０５－ｎ及びＤＦＴ部Ｒ１１２－ｎへ出力する。なお、シンボルレプリカ生成部Ｒ１１１－ｎは、ＬＬＲの大きさに基づいてソフトレプリカを生成してシンボルレプリカとしてもよいし、ＬＬＲの符号だけを考慮してハードレプリカ（硬判定した後に得られるレプリカ）を生成してシンボルレプリカとしてもよい。
　ＤＦＴ部Ｒ１１２－ｎは、シンボルレプリカ生成部Ｒ１１１－ｎから入力されたシンボルレプリカを、ＮＤＦＴ個毎に離散フーリエ変換することで、時間領域信号から周波数領域信号へ変換する。ＤＦＴ部Ｒ１１２－ｎは、変換後のサブキャリア毎の周波数領域信号Ｓｎ（ｋ）ハット（＾）を受信信号レプリカ生成部Ｒ１１３へ出力する。
　受信信号レプリカ生成部Ｒ１１３は、ＤＦＴ部Ｒ１１２－１～Ｒ１１２－Ｌから入力されたＳ１（ｋ）ハット～ＳＬ（ｋ）ハットから信号Ｒｎｒ（ｋ）ハット（＾）を生成する。
　具体的には、受信信号レプリカ生成部Ｒ１１３は、次の処理を行う。ＤＦＴ部Ｒ１１２－ｎは、サブキャリア毎に、周波数領域信号Ｓｎ（ｋ）ハットから次式（４）の送信信号ベクトルＳ（ｋ）ハットを生成する。すなわち、Ｓｎ（ｋ）ハットの大きさ（あるいは大きさの２乗）が、繰り返し処理部Ｒ１で除去可能な干渉量ということになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　受信信号レプリカ生成部Ｒ１１３は、チャネル推定部２０４から入力された第２チャネル推定値行列（Ｎｒ行Ｌ列）を、生成した送信信号ベクトルＳ（ｋ）ハットに乗算することで、受信信号レプリカベクトルＲ（ｋ）ハットを生成する。受信信号レプリカベクトルＲ（ｋ）ハットは、Ｎｒ行のベクトルを用いて、次式（５）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　受信信号レプリカ生成部Ｒ１１３は、信号ベクトルＲ（ｋ）ハットの第ｎｒ成分、つまり、信号Ｒｎｒ（ｋ）ハットを、キャンセル部Ｒ１０１－ｎｒへ出力する。なお、信号Ｒｎｒ（ｋ）ハットは、受信信号のレプリカ信号であり、受信信号レプリカとも称される。
　なお、キャンセル部Ｒ１０１－ｎｒは、次式（６）で表されるベクトルＲ（ｋ）チルダ（～）の第ｎｒ成分の信号を、ＭＩＭＯ分離部Ｒ１０３へ出力することとなる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　繰り返し処理部Ｒ１では、以上の処理を繰り返す繰り返し信号処理を行うことで、信号の検出精度を向上させることができる。なお、上述の式によれば、繰り返し処理部Ｒ１では、シンボルレプリカおよびチャネル推定が完全な場合には、キャンセル部Ｒ１０１－１～Ｒ１０１－Ｎｒが雑音のみを出力し、シンボルレプリカ生成部Ｒ１１１－１～Ｒ１１１－Ｌは希望信号を加算部Ｒ１０５－1～Ｒ１０５－Ｌへ出力することとなる。
＜ＰＭＩ決定部Ｐ１について＞
　図７は、本実施形態に係るＰＭＩ決定部Ｐ１の構成を示す概略ブロック図である。ＰＭＩ決定部Ｐ１は、プリコーディング行列設定部Ｐ１０１、乗算部Ｐ１０２、λ通知部Ｐ１０３、重み算出部Ｐ１０４、ＳＩＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ　ｔｏ　Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ
　ｐｌｕｓ　Ｎｏｉｓｅ　ｐｏｗｅｒ　Ｒａｔｉｏ、信号対干渉プラス雑音電力比）算出部Ｐ１０５、容量算出部Ｐ１０６、容量比較部Ｐ１０７を含んで構成される。
　プリコーディング行列設定部Ｐ１０１は、予め記憶するコードブックの中から、候補となるプリコーディング行列Ｗｍ（ｍ＝１、・・・、Ｍ）を選択する。なお、プリコーディング行列設定部Ｐ１０１は、例えば、端末装置が使用するアンテナ数或いはアンテナポート数に基づいて、コードブックを選択し、選択したコードブックからプリコーディング行列Ｗｍを選択してもよい。また、プリコーディング行列設定部Ｐ１０１は、奇数又は偶数のいずれか一方のＰＭＩに対応するプリコーディング行列をプリコーディング行列Ｗｍとして選択する等、一部のＰＭＩのみを候補としてもよい。この場合、ＰＭＩ決定部Ｐ１は、処理を行うプリコーディング行列Ｗｍの数（Ｍ個）を減らすことができ、計算量を減らすことができる。
　プリコーディング行列設定部Ｐ１０１は、選択したプリコーディング行列Ｗｍ、及びそのプリコーディング行列Ｗｍを示すＰＭＩｍ（ｍ＝１、・・・、Ｍ）を１つずつ、それぞれ、乗算部Ｐ１０２及び容量比較部Ｐ１０７へ出力する。
　乗算部Ｐ１０２は、チャネル推定部２０４から入力された第１チャネル推定値行列（Ｎｒ行Ｎｔ列）を、プリコーディング行列設定部Ｐ１０１から入力されたプリコーディング行列Ｗｍ（Ｎｔ行Ｌ列）に左から乗算することで、等化チャネル行列Ｈ（ｋ）チルダ（～）（Ｎｒ行Ｌ列）を生成する。等化チャネル行列Ｈ（ｋ）チルダは、次式（７）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　乗算部Ｐ１０２は、生成した等化チャネル行列Ｈ（ｋ）チルダを、重み算出部Ｐ１０４及びＳＩＮＲ算出部Ｐ１０５へ出力する。
　λ通知部Ｐ１０３は、繰り返し処理部Ｒ１での信号検出精度、つまり、基地局装置１の受信性能に基づいて、シンボルレプリカの期待値λ（０≦λ≦１）を生成する（期待値生成処理とも称する）。すなわち、λ通知部Ｐ１０３は、繰り返し処理部Ｒ１で除去可能な干渉量の期待値を生成する。ここで、期待値λは、繰り返し処理部Ｒ１での繰り返し信号処理によって得られるシンボルレプリカの期待値を表す。例えば、λ＝０は繰り返し信号処理後のシンボルレプリカの期待値が０であることを表し、繰り返し信号処理を行わないことを示す。一方、λ＝１は繰り返し信号処理後のシンボルレプリカの期待値が１であることを表し、完全なシンボルレプリカを生成できることを示す。
　例えば、λ通知部Ｐ１０３は、繰り返し処理部Ｒ１で繰り返し信号処理を行わないと判定した場合、又は繰り返し信号処理を行ってもシンボルレプリカが生成されないと判定した場合には、期待値λとして「０」を生成する。一方、λ通知部Ｐ１０３は、繰り返し信号処理により完全なシンボルレプリカが生成されると判定した場合には、期待値λとして「１」を生成する。λ通知部Ｐ１０３は、生成した期待値λを重み算出部Ｐ１０４へ出力する。
　重み算出部Ｐ１０４は、乗算部Ｐ１０２から入力された等化チャネル行列Ｈ（ｋ）チルダ、及びλ通知部Ｐ１０３から入力された期待値λに基づいて、重みｗ（ｋ）を算出する。具体的には、重み算出部Ｐ１０４は、次式（８）を用いて、期待値λから行列Δを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　例えば、λ＝０の場合には、行列Δは単位行列となり、λ＝１の場合には、行列Δはゼロ行列となる。
　重み算出部Ｐ１０４は、算出した行列Δと等化チャネル行列Ｈ（ｋ）チルダに基づいて、次式（９）を用いて重みｗ（ｋ）を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　ここで、行列ＸＨは、行列Ｘのエルミート行列を示す。また、σ２は平均雑音電力であり、ＩはＮｒ行Ｎｒ列の単位行列である。例えば、ＯＦＤＭ信号受信部２０２－ｎｒが、受信した信号に基づいてσ２を算出してもよい。
　例えば、λ＝０のとき、例えば、繰り返し信号処理を行わないときには、重み算出部Ｐ１０４は、重みｗ（ｋ）としてＭＭＳＥ重みを算出する。一方、λ＝１のとき、例えば、完全なシンボルレプリカを生成できるときには、重み算出部Ｐ１０４は、重みｗ（ｋ）としてＭＲＣ（Ｍａｘｉｍｕｍ　Ｒａｔｉｏ　Ｃｏｍｂｉｎｇ：最大比合成）重みを算出する。このように、重み算出部Ｐ１０４は、基地局装置１の受信性能に基づいた重みｗ（ｋ）を算出できる。これにより、ＰＭＩ決定部Ｐ１は、基地局装置１の受信性能に基づいたプリコーディング行列を選択でき、無線通信システムは受信品質を向上できる。
　重み算出部Ｐ１０４は、算出した重みｗ（ｋ）及び期待値λをＳＩＮＲ算出部Ｐ１０５へ出力する。
　ＳＩＮＲ算出部Ｐ１０５は、重み算出部Ｐ１０４から入力された重みｗ（ｋ）及び期待値λと等化チャネル行列Ｈ（ｋ）チルダとに基づいて、等化後のチャネル利得μ１～μＬを算出する。具体的には、ＳＩＮＲ算出部Ｐ１０５は、次式（１０）、（１１）を用いて、第ｎレイヤのチャネル利得μｎを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　なお、ＳＩＮＲ算出部Ｐ１０５は、例えば、ポイント数ＮＤＦＴを予め記憶し、記憶するＮＤＦＴを用いてチャネル利得μｎを算出する。また、チャネル利得μｎとは、端末装置１での第ｎレイヤの信号の基地局装置２での等化後のチャネル利得を表す。換言すれば、チャネル利得μｎとは、端末装置１と基地局装置２における第ｎレイヤの信号について、プリコーディングと伝搬路と等化処理による関係を表す。
　ＳＩＮＲ算出部Ｐ１０５は、算出したチャネル利得μ１～μＬに基づいて、第１レイヤ～第ＬレイヤについてのＳＩＮＲ１～ＳＩＮＲＬを算出する。具体的には、ＳＩＮＲ算出部Ｐ１０５は、次式（１２）を用いて第ｎレイヤについてのＳＩＮＲｎを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　ＳＩＮＲ算出部Ｐ１０５は、算出したＳＩＮＲ１～ＳＩＮＲＬを容量算出部Ｐ１０６へ出力する。
　容量算出部Ｐ１０６は、ＳＩＮＲ算出部Ｐ１０５から入力されたＳＩＮＲ１～ＳＩＮＲＬに基づいて、次式（１３）を用いて容量Ｃｍ（ｍ＝１、・・・、Ｍ）を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　容量算出部Ｐ１０６は、算出した容量Ｃｍを、容量比較部Ｐ１０７へ出力する。
　容量比較部Ｐ１０７は、容量算出部Ｐ１０６から入力された容量Ｃｍと、プリコーディング行列設定部Ｐ１０１から入力されたＰＭＩｍと、を対応付けて記憶する。
　ＰＭＩ決定部Ｐ１は、プリコーディング行列設定部Ｐ１０１が選択したプリコーディング行列Ｗ１～ＷＭ各々について上記の処理を行う。これにより、容量比較部Ｐ１０７は、ＰＭＩ１～ＰＭＩＭと容量Ｃ１～ＣＭを対応付けて記憶する。
　容量比較部Ｐ１０７は、記憶した情報から最大となる容量Ｃｍを選択し、選択した容量Ｃｍに対応するＰＭＩｍを、端末装置１とのアップリンクのデータ伝送に用いるべきＰＭＩとして決定する。つまり、容量比較部Ｐ１０７が決定したＰＭＩに対応するプリコーディング行列が、プリコーディング行列Ｗとなる。すなわち、容量比較部Ｐ１０７は、容量Ｃｍに基づいて、プリコーディング行列を決定する。
このように、ＰＭＩ決定部Ｐ１は、繰り返し処理部Ｐ１に関する期待値λに基づいて、等化重みを算出する。すなわち、ＰＭＩ決定部Ｐ１は、繰り返し処理部Ｐ１で除去可能な干渉量を考慮してプリコーディング行列を決定する。
　容量比較部Ｐ１０７は、決定したＰＭＩを制御情報送信部２０７へ出力する。
＜期待値生成処理について＞
　λ通知部Ｐ１０３が行う期待値生成処理の詳細について説明する。
　λ通知部Ｐ１０３は、ＭＩＭＯ伝送に用いるコードワード数Ｃ、アンテナ数（アンテナポート数でもよい）、レイヤ数Ｌ、変調方式、符号化率、送信電力対雑音比Ｅｓ／Ｎ０、及び受信品質を示す情報（例えば、伝搬路推定値やＣＳＩ（チャネル状態情報））に基づいて、期待値λをパラメータとした時の誤り率を算出する。λ通知部Ｐ１０３は、算出した誤り率が最小となる場合の期待値λを、期待値λとして生成する。
　図８、９は、λ通知部Ｐ１０３が算出した期待値λと誤り率の関係の一例を表す図である。図８、９において、横軸は期待値λであり、縦軸はブロック誤り率（ＢＬＥＲ）である。図８、９において、符号Ｂ１１、Ｂ２１を付した曲線は受信機が線形ＭＭＳＥの場合の関係を示し、符号Ｂ１２、Ｂ２２を付した曲線は受信機がターボ等化の場合の関係を示す。図８はコードワード数Ｃが「１」の場合の図であり、図９はコードワード数Ｃが「２」の場合の図である。
　図８、９は、端末装置１の送信アンテナ数Ｎｔが「４」本、基地局装置２の受信アンテナ数が「１」本、レイヤ数Ｌが「２」、変調方式がＱＰＳＫ、符号化率が１／２、送信シンボルエネルギー対雑音スペクトル密度比Ｅｓ／Ｎ０が「１６ｄＢ」の場合に、λ通知部Ｐ１０３が算出する関係を表す図である。なお、図８、９は、チャネルに「Ｔｙｐｉｃａｌ　Ｕｒｂａｎ　６ｐａｔｈモデル」を用いた場合の一例を表す図である。
　図８では、ターボ等化の場合、期待値λが「０．１」以上において、ブロック誤り率が期待値λの増加関数となっている。この場合、λ通知部Ｐ１０３は、期待値λ＝０．１を生成する。これにより、無線通信システムでは、ブロック誤り率を小さくでき、受信品質を向上できる。ただし、本発明はこれに限らず、例えば、ブロック誤り率の最小値と、λ＝０の場合のブロック誤り率と、が予め定められた範囲内にある場合には、λ通知部Ｐ１０３は、期待値λ＝０としてもよい。これにより、ＰＭＩ決定部Ｐ１は、重みｗ（ｋ）としてＭＭＳＥ重みを用いることができ、計算量を削減することができる。
　図９では、ターボ等化の場合、ブロック誤り率が期待値λ＝０．８で最小値を持つ。この場合、λ通知部Ｐ１０３は、期待値λ＝０．８を生成する。これにより、無線通信システムでは、例えばλ＝０や１とする場合と比較して、ブロック誤り率を小さくでき、受信品質を向上できる。このように、λ通知部Ｐ１０３は、コードワード数Ｃに応じて、異なった期待値λを生成する。
　このように、本実施形態では、基地局装置２は、シンボルレプリカの期待値λに基づいて、プリコーディング行列を決定する。つまり、基地局装置２は、等化処理で除去可能な干渉量に基づいて、プリコーディング行列を決定する。端末装置１は、基地局装置２が決定したプリコーディング行列を用いてプリコーディングを行った信号を、基地局装置２へ送信する。
　これにより、無線通信システムでは、ブロック誤り率を小さくでき、受信品質を向上できる。また、無線通信システムでは、コードワード数によって、除去可能な干渉量を変更することにより、ブロック誤り率を小さくでき、受信品質を向上できる。
　なお、λ通知部Ｐ１０３は、コードワード数Ｃと期待値λとを対応付けた対応情報を予め記憶してもよい。この場合、λ通知部Ｐ１０３は、例えば基地局装置１が決定したコードワード数Ｃに基づいて、対応情報から期待値λを選択し、選択した期待値λを生成する。また、λ通知部Ｐ１０３は、この対応情報を、例えば、ＭＩＭＯ伝送に用いるアンテナ数（アンテナポート数でもよい）、レイヤ数Ｌ、変調方式、又は符号化率の少なくとも１つ毎に記憶しても良い。この場合、λ通知部Ｐ１０３は、コードワード数Ｃと、ＭＩＭＯ伝送に用いるアンテナ数（アンテナポート数でもよい）、レイヤ数Ｌ、変調方式、又は符号化率の少なくとも１つと、に基づいて、対応情報から期待値λを選択し、選択した期待値λを生成する。
　また、λ通知部Ｐ１０３は、受信品質を示す情報（例えば、伝搬路推定値やＣＳＩ（チャネル状態情報））と期待値λとを対応付けた対応情報を、コードワード数Ｃ毎に予め記憶してもよい。その場合、λ通知部Ｐ１０３は、例えばチャネル推定部２０４が推定したチャネル推定値に基づいて受信品質を示す情報を算出する。λ通知部Ｐ１０３は、例えば基地局装置１が決定したコードワード数Ｃの対応情報から、算出した受信品質を示す情報に対応する期待値λを抽出することで、期待値λを生成してもよい。また、λ通知部Ｐ１０３は、繰り返し処理部Ｒ１の繰り返し回数と期待値λとを対応付けた対応情報を、コードワード数Ｃ毎に予め記憶してもよい。その場合、λ通知部Ｐ１０３は、例えば基地局装置１が決定したコードワード数Ｃの対応情報から、繰り返し処理部Ｒ１の繰り返し回数の最大値（閾値）又は設定値に対応する期待値λを抽出することで、期待値λを生成してもよい。
　また、λ通知部Ｐ１０３は、以前に行った繰り返し処理部Ｐ１での計算結果に基づいて、期待値λを生成してもよい。例えば、λ通知部Ｐ１０３は、上記の対応情報を予め記憶する場合に、繰り返し処理部Ｐ１での計算結果に基づいて、対応情報を適応的に更新してもよい。
（第２の実施形態）
　本実施形態では、基地局装置は、ＥＸＩＴ（ＥＸｔｒｉｎｓｉｃ　Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ　Ｔｒａｎｓｆｅｒ）解析を用いて、プリコーディング行列を決定する。無線通信システムは、現在のチャネルの統計的な性質からλを設定するでき、例えばλがチャネル状態やランク数に依存する場合でも、受信品質を向上できる。
　なお、本実施形態に係る端末装置（端末装置１という）は、端末装置１と同じ構成であるので、説明は省略する。本実施形態に係る基地局装置２ａは、図４の基地局装置２において、ＰＭＩ決定部Ｐ１をＰＭＩ決定部Ｐ２で置き換えた点で異なる。
　図１０は、本発明の第２の実施形態に係るＰＭＩ決定部Ｐ２の構成を示す概略ブロック図である。ＰＭＩ決定部Ｐ２は、プリコーディング行列設定部Ｐ１０１、乗算部Ｐ１０２、ＭＭＳＥ重み算出部Ｐ２０３、相互情報量算出部Ｐ２０４、ＭＲＣ重み算出部Ｐ２０５、相互情報量算出部Ｐ２０６、ＥＸＩＴチャート生成部Ｐ２０７、最小トンネル値計算部Ｐ２０８、及びトンネル値比較部Ｐ２０９を含んで構成される。
　プリコーディング行列設定部Ｐ１０１及び乗算部Ｐ１０２は、第１の実施形態のものと同じ機能を持つので、説明は省略する。ただし、プリコーディング行列設定部Ｐ１０１は、プリコーディング行列Ｗｍを示すＰＭＩｍ（ｍ＝１、・・・、Ｍ）を１つずつ、トンネル値比較部Ｐ２０９へ出力する。また、乗算部Ｐ１０２は、生成した等化チャネル行列Ｈ（ｋ）チルダを、ＭＭＳＥ重み算出部Ｐ２０３、ＭＲＣ重み算出部Ｐ２０４、相互情報量算出部Ｐ２０４、相互情報量算出部Ｐ２０５へ出力する。
　ＭＭＳＥ重み算出部Ｐ２０３は、乗算部Ｐ１０２から入力された等化チャネル行列Ｈ（ｋ）チルダに基づいて、第１の重みｗ１（ｋ）（Ｌ行Ｎｒ列）を算出する。具体的には、重み算出部Ｐ１０４は、次式（１４）を用いて、等化チャネル行列Ｈ（ｋ）チルダから第１の重みｗ１（ｋ）を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　ここで、行列ＸＨは、行列Ｘのエルミート行列を示す。また、σ２は平均雑音電力であり、ＩはＮｒ行Ｎｒ列の単位行列である。
　ＭＭＳＥ重み算出部Ｐ２０３は、算出した第１の重みｗ１（ｋ）を相互情報量算出部Ｐ２０４へ出力する。
　相互情報量算出部Ｐ２０４は、ＭＭＳＥ重み算出部Ｐ２０３から入力された第１の重みｗ１（ｋ）と、乗算部Ｐ１０２から入力された等化チャネル行列Ｈ（ｋ）チルダと、に基づいて、式（１０）、（１１）を用いて、等化後のチャネル利得μ１～μＬを算出する。なお、相互情報量算出部Ｐ２０４は、式（１１）の重みｗ（ｋ）に代えて、第１の重みｗ１（ｋ）を用いる。
　相互情報量算出部Ｐ２０４は、算出したチャネル利得μ１～μＬに基づいて、次式（１５）を用いてＬＬＲの分散ε２を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　相互情報量算出部Ｐ２０４は、算出した分散ε２に基づいて、次式（１６）を用いて相互情報量ＭＩを算出する。ここで、相互情報量とは、２つの確率変数の相互依存の尺度を表す量である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　ここでＨ１＝０．３０７３、Ｈ２＝０．８９３５、Ｈ３＝１．１０６４である。相互情報量算出部Ｐ２０４は、算出した相互情報量ＭＩ（ＭＩ１で表す）を、ＥＸＩＴチャート生成部Ｐ２０７へ出力する。
　ＭＲＣ重み算出部Ｐ２０５は、乗算部Ｐ１０２から入力された等化チャネル行列Ｈ（ｋ）チルダに基づいて、第２の重みｗ２（ｋ）を算出する。具体的には、重み算出部Ｐ１０４は、次式（１７）を用いて、等化チャネル行列Ｈ（ｋ）チルダから第２の重みｗ２（ｋ）（Ｌ行Ｎｒ列）を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　ここで、σ２は平均雑音電力である。
　ＭＲＣ重み算出部Ｐ２０５は、算出した第２の重みｗ２（ｋ）を相互情報量算出部Ｐ２０６へ出力する。
　相互情報量算出部Ｐ２０６は、ＭＲＣ重み算出部Ｐ２０５から入力された第２の重みｗ２（ｋ）と、乗算部Ｐ１０２から入力された等化チャネル行列Ｈ（ｋ）チルダと、に基づいて、式（１８）、（１９）を用いて、等化後のチャネル利得μ１～μＬを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　相互情報量算出部Ｐ２０６は、算出したチャネル利得μ１～μＬに基づいて、式（１５）を用いてＬＬＲの分散ε２を算出する。
　相互情報量算出部Ｐ２０６は、算出した分散ε２に基づいて、式（１６）を用いて相互情報量ＭＩを算出する。相互情報量算出部Ｐ２０６は、算出した相互情報量ＭＩ（ＭＩ２で表す）を、ＥＸＩＴチャート生成部Ｐ２０７へ出力する。
　ＥＸＩＴチャート生成部Ｐ２０７は、相互情報量算出部Ｐ２０４から入力された相互情報量ＭＩ１、相互情報量算出部Ｐ２０６から入力された相互情報量ＭＩ２、及び、符号化率毎に予め記憶する復号器曲線情報に基づいて、ＥＸＩＴチャート情報を生成する。
　図１１は、本実施形態に係るＥＸＩＴチャート情報の一例を表す概略図である。この図は、ＥＸＩＴチャート生成部Ｐ２０７が生成したＥＸＩＴチャート情報の一例を表す。
　この図において、横軸は、等化器への入力相互情報量（復号器からの出力相互情報量）ｘである。縦軸は、等化器からの出力相互情報量（復号器への入力相互情報量）ｙである。
　ＥＸＩＴチャート生成部Ｐ２０７は、相互情報量ＭＩ１と相互情報量ＭＩ２に基づいて、等化器曲線情報を生成する。具体的には、ＥＸＩＴチャート生成部Ｐ２０７は、ｙ＝（ＭＩ２－ＭＩ１）ｘ＋ＭＩ１を、等化器曲線情報として生成する。つまり、図１１において、等化器曲線情報は符号Ｌ１を付した曲線で表され、符号Ｉ１、Ｉ２を付した点のｙの値が、それぞれ、ＭＩ１、ＭＩ２である。
　ＥＸＩＴチャート生成部Ｐ２０７は、基地局装置２ａが決定した符号化率に対応する復号器曲線情報を読み出す。なお、復号器曲線情報は、図１１において、符号Ｌ２を付した曲線で表される。
　ＥＸＩＴチャート生成部Ｐ２０７は、等化器曲線情報及び復号器曲線情報を最小トンネル値計算部Ｐ２０８へ出力する。
最小トンネル値計算部Ｐ２０８は、等化器曲線情報から復号器曲線情報を差し引いた値の最小値Ｔｍ（ｍ＝１、・・・、Ｍ）を生成する。最小トンネル値計算部Ｐ２０８は、生成した最小値Ｔｍ（トンネル値Ｔｍとも称する）をトンネル値比較部Ｐ２０９へ出力する。
　なお、ＥＸＩＴチャート（例えば、図１１）は、等化器曲線Ｌ１と復号器曲線Ｌ２が交差しない場合に、ターボ等化の繰り返し数が十分であれば誤りのない伝送が可能であることを表す。したがって、等化器曲線Ｌ１と復号器曲線Ｌ２の間（この間を“トンネル”とも称する）が開いていればいるほどターボ等化が適切に動作する。つまり、最小トンネル値計算部Ｐ２０８は、等化器曲線Ｌ１の値から復号器曲線Ｌ２の値を減算して得られるトンネル値Ｔｍを算出し、最もトンネルが狭くなる時のトンネル値Ｔｍをトンネル値比較部Ｐ２０９へ出力する。
　なお、等化器曲線Ｌ１と復号器曲線Ｌ２が交差してトンネル値Ｔｍがマイナスとなる場合も、最小トンネル値計算部Ｐ２０８は、マイナスの値をそのまま用い、トンネル値比較部Ｐ２０９へ出力する。また「等化器への入力相互情報量＝１」では、２つの曲線が交差しているが、相互情報量が十分に大きく、ターボ等化で誤りが発生することはない。したがって、最小トンネル値計算部Ｐ２０８は、「等化器への入力相互情報量＝１」付近（例えば０．９５以上）を除外して、その他の範囲での最小値を、トンネル値Ｔｍとして算出してもよい。つまり、最小トンネル値計算部Ｐ２０８は、ｘが予め定めた値（例えば０．９５）より小さい範囲での最小値を、トンネル値Ｔｍとして算出してもよい。
　トンネル値比較部Ｐ２０９は、最小トンネル値計算部Ｐ２０８から入力されたトンネル値Ｔｍと、プリコーディング行列設定部Ｐ１０１から入力されたＰＭＩｍと、を対応付けて記憶する。
　ＰＭＩ決定部Ｐ２は、プリコーディング行列設定部Ｐ１０１が選択したプリコーディング行列Ｗ１～ＷＭ各々について上記の処理を行う。これにより、容量比較部Ｐ１０７は、ＰＭＩ１～ＰＭＩＭとトンネル値Ｔ１～ＴＭを対応付けて記憶する。
　トンネル値比較部Ｐ２０９は、記憶した情報から最大となるトンネル値Ｔｍを選択し、選択したトンネル値Ｔｍに対応するＰＭＩｍを、端末装置１とのアップリンクのデータ伝送に用いるべきＰＭＩとして決定する。つまり、容量比較部Ｐ１０７が決定したＰＭＩに対応するプリコーディング行列が、プリコーディング行列Ｗとなる。すなわち、容量比較部Ｐ１０７は、トンネル値Ｔｍに基づいて、プリコーディング行列を決定する。
　このように、トンネル値比較部Ｐ２０９は、最大となるトンネル値Ｔｍを選択することで、繰り返し処理が最も適切に動作するプリコーディングを選択することができる。
　このように本実施形態によれば、基地局装置２ａは、瞬時のチャネル状態によってＥＸＩＴチャートにおける等化器曲線の始点と終点を計算する。基地局装置２ａは、計算した始点と終点から等化器曲線と復号器曲線との関係から、選択すべきプリコーディング行列を決定する。これにより、無線通信システムでは、ターボ等化時に最も良好な特性を得ることができるプリコーディング行列を選択でき、端末のスループット特性を向上させることができる。
（第３の実施形態）
　本実施形態では、基地局装置は、複数のコードワードが存在するときに、プリコーディング行列を１つ選択する場合について説明をする。なお、本実施形態は、コードワード数が１の場合に適用してもよい。
　なお、本実施形態に係る端末装置（端末装置１という）は、端末装置１と同じ構成であるので、説明は省略する。本実施形態に係る基地局装置２ｂは、図４の基地局装置２において、ＰＭＩ決定部Ｐ１をＰＭＩ決定部Ｐ３で置き換えた点で異なる。
　図１２は、本発明の第３の実施形態に係るＰＭＩ決定部Ｐ３の構成を示す概略ブロック図である。ＰＭＩ決定部Ｐ３とＰＭＩ決定部Ｐ１（図７）とを比較すると、利得処理部Ｐ３１が異なる。その他の構成が持つ機能は、ＰＭＩ決定部Ｐ１のものと同じであるので、説明は省略する。ただし、乗算部Ｐ１０２は、生成した等化チャネル行列Ｈ（ｋ）チルダを、利得処理部Ｐ３１へ出力する。
　利得処理部Ｐ３１は、重み算出部Ｐ３１１、等価振幅利得算出部Ｐ３１２、等化器出力ＭＩ算出部Ｐ３１３、復号器出力ＭＩ算出部Ｐ３１４、復号器出力ＬＬＲ算出部Ｐ３１５、λ算出部Ｐ３１６を含んで構成される。
　重み算出部Ｐ３１１は、乗算部Ｐ１０２から入力された等化チャネル行列Ｈ（ｋ）チルダ、及びλ通知部Ｐ１０３から入力された期待値λに基づいて、重みｗ（ｋ）を算出する。具体的には、重み算出部Ｐ１０４は、次式（２０）を用いて、期待値λから行列Δを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　つまり、重み算出部Ｐ３１１は、レイヤ毎に異なるλを設定する。ただし、重み算出部Ｐ３１１は、複数のλを平均化する処理等を行って、全レイヤで同一のλを設定してもよい。また重み算出部Ｐ３１１は、λ算出部からλｎを入力されるが、利得処理部Ｐ３１での繰り返しの初回には、λｎ＝０を入力される。
　重み算出部Ｐ３１１は、算出した行列Δと等化チャネル行列Ｈ（ｋ）チルダに基づいて、次式（９）を用いて重みｗ（ｋ）を算出する。重み算出部Ｐ１０４は、算出した重みｗ（ｋ）を等価振幅利得算出部Ｐ３１２へ出力する。
　等価振幅利得算出部Ｐ３１２は、重み算出部Ｐ３１１から入力された重みｗ（ｋ）と、λ通知部Ｐ１０３から入力された期待値λと、に基づいて、等価振幅利得μ１～μＬを算出する。なお、等価振幅利得μｎとは、端末装置１と基地局装置２ｂにおける第ｎレイヤの信号について、チャネルとＭＩＭＯ分離による関係を表す。具体的には、等価振幅利得算出部Ｐ３１２は、次式（２１）、（２２）を用いて、第ｎレイヤの等価振幅利得μｎを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
等価振幅利得算出部Ｐ３１２は、あるｍについて等価振幅利得μｎを算出した利得算出回数が、予め定めた回数以上算出したか否かを判定する。利得算出回数が予め定めた回数以上と判定した場合、等価振幅利得算出部Ｐ３１２は、算出した等価振幅利得μ１～μＬをＳＩＮＲ算出部Ｐ１０５へ出力する。一方、利得算出回数が予め定めた回数より小さいと判定した場合、等価振幅利得算出部Ｐ３１２は、算出した等価振幅利得μ１～μＬを等化器出力ＭＩ算出部Ｐ３１３へ出力する。
　利得算出回数は、繰り返し信号処理の繰り返し回数に基づいて定められても良い。また、基地局装置２が決定した繰り返し信号処理の繰り返し回数を決定し、等価振幅利得算出部Ｐ３１２は、利得算出回数を決定された繰り返し回数に更新してもよい。
　等化器出力ＭＩ算出部Ｐ３１３は、等価振幅利得算出部Ｐ３１２から入力された等価振幅利得μ１～μＬと、式（２３）によって、第レイヤ毎のＬＬＲの分散εｎ ２を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
等化器出力ＭＩ算出部Ｐ３１３は、算出した分散εｎ ２と、式（１６）によってレイヤ毎の相互情報量ＭＩを算出する。等化器出力ＭＩ算出部Ｐ３１３は、算出したＭＩを復号器出力ＭＩ算出部Ｐ３１４へ出力する。
　復号器出力ＭＩ算出部Ｐ３１４は、等化器出力ＭＩ算出部Ｐ３１３から入力されたＭＩを等化器からの出力相互情報量とし、予め記憶する復号器曲線情報（図１１参照）に基づいて、に対応する復号器からの出力相互情報量ＭＩ（復号器出力ＭＩとも称する）を算出する。復号器出力ＭＩ算出部Ｐ３１４は、算出した復号器出力ＭＩを、復号器出力ＬＬＲ算出部Ｐ３１５へ出力する。
　復号器出力ＬＬＲ算出部Ｐ３１５は、復号器出力ＭＩ算出部Ｐ３１４から入力された復号器出力ＭＩに基づいて、ＬＬＲを算出する。具体的には、復号器出力ＬＬＲ算出部Ｐ３１５は、復号器出力ＭＩに基づいて、次式（２３）を用いてＬＬＲの分散ε２を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
　復号器出力ＬＬＲ算出部Ｐ３１５は、算出した分散ε２をλ算出部Ｐ３１６へ出力する。
　λ算出部Ｐ３１６は、復号器出力ＬＬＲ算出部Ｐ３１５から入力された分散ε２に基づいて、次式（２４）を用いてシンボルレプリカの期待値λを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
　λ算出部Ｐ３１６は、算出した期待値λを、重み算出部Ｐ３１１及び等価振幅利得算出部Ｐ３１２へ出力する。
　ＰＭＩ決定部Ｐ３は、プリコーディング行列設定部Ｐ１０１が選択したプリコーディング行列Ｗ１～ＷＭ各々について上記の処理を行う。なお、ＰＭＩ決定部Ｐ３は、各ブロックが繰り返し毎に値を算出する処理を繰り返すことで容量を算出してもよい（図１１参照）が、予め計算しておいた値をテーブル化したものを備えることで処理の一部を省略してもよい。
　このように本実施形態によれば、基地局装置２ｂは、瞬時のチャネル状態によって繰り返し処理後のＳＩＮＲ又は容量Ｃｍを予測する。基地局装置２ｂは、予想した繰り返し処理後のＳＩＮＲ又は容量Ｃｍに基づいて、選択すべきプリコーディング行列を決定する。これにより、無線通信システムでは、ターボ等化時に最も良好な特性を得ることができるプリコーディング行列を選択でき、端末のスループット特性を向上させることができる。
　なお、アンテナポートとは、複数の送信アンテナから同一の信号を送信する場合、それらのアンテナをまとめてアンテナポートと定義してもよい。
　なお、上述した実施形態における端末装置１又は基地局装置２、２ａ、２ｂの一部をコンピュータで実現するようにしても良い。その場合、この制御機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現しても良い。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、端末装置１又は基地局装置２、２ａ、２ｂに内蔵されたコンピュータシステムであって、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ－ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでも良い。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。
　また、上述した実施形態における端末装置１及び基地局装置２、２ａ、２ｂの一部、または全部を、ＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ　Ｓｃａｌｅ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）等の集積回路として実現しても良い。端末装置１及び基地局装置２、２ａ、２ｂの各機能ブロックは個別にプロセッサ化してもよいし、一部、または全部を集積してプロセッサ化しても良い。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限らず専用回路、または汎用プロセッサで実現しても良い。また、半導体技術の進歩によりＬＳＩに代替する集積回路化の技術が出現した場合、当該技術による集積回路を用いても良い。
　以上、図面を参照してこの発明の一実施形態について詳しく説明してきたが、具体的な構成は上述のものに限られることはなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲内において様々な設計変更等をすることが可能である。
　１・・・端末装置、２、２ａ、２ｂ・・・基地局装置、１０１・・・Ｓ／Ｐ変換部、１０２－１～１０２－Ｃ・・・符号化部、１０３・・・レイヤマッピング部、１０４－１～１０４－Ｌ・・・変調部、１０５－１～１０５－Ｌ・・・ＤＦＴ部、１０６・・・受信アンテナ、１０７・・・制御情報受信部、１０８・・・ＰＭＩ抽出部、１１・・・プリコーディング部、１２１・・・参照信号生成部、１２２－１～１２２－Ｎｔ・・・参照信号多重部、１２３－１～１２３－Ｎｔ・・・スペクトルマッピング部、１２４－１～１２４－Ｎｔ・・・ＯＦＤＭ信号生成部、１２５－１～１２５－Ｎｔ・・・送信アンテナ、１２４１・・・ＩＦＦＴ部、１２４２・・・ＣＰ挿入部、１２４３・・・Ｄ／Ａ変換部、１２４４・・・アナログ処理部、２０１－１～２０１－Ｎｒ・・・受信アンテナ、２０２－１～２０２－Ｎｒ・・・ＯＦＤＭ信号受信部、２０３－１～２０３－Ｎｒ・・・参照信号分離部、２０４・・・チャネル推定部、２０５－１～２０５－Ｎｒ・・・スペクトルデマッピング部、Ｒ１・・・繰り返し処理部、２０６・・・Ｐ／Ｓ変換部、Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３・・・ＰＭＩ決定部、２０７・・・制御情報送信部、２０２１・・・アナログ処理部、２０２２・・・Ａ／Ｄ変換部、２０２３・・・ＣＰ除去部、２０２４・・・ＦＦＴ部、Ｒ１０１－１～Ｒ１０１－Ｎｒ・・・キャンセル部、Ｒ１０２・・・重み生成部、Ｒ１０３・・・ＭＩＭＯ分離部、Ｒ１０４－１～Ｒ１０４－Ｌ・・・ＩＤＦＴ部、Ｒ１０５－１～Ｒ１０５－Ｌ・・・加算部、Ｒ１０６－１～Ｒ１０６－Ｌ・・・復調部、Ｒ１０７・・・レイヤデマッピング部、Ｒ１０８－１～Ｒ１０８－Ｃ・・・復号部、Ｒ１１０・・・レイヤマッピング部、Ｒ１１１－１～Ｒ１１１－Ｎｔ・・・シンボルレプリカ生成部、Ｒ１１２－１～Ｒ１１２－Ｎｔ・・・ＤＦＴ部、Ｒ１１３・・・受信信号レプリカ生成部、Ｐ１０１・・・プリコーディング行列設定部、Ｐ１０２・・・乗算部、Ｐ１０３・・・λ通知部、Ｐ１０４・・・重み算出部、Ｐ１０５・・・ＳＩＮＲ算出部、Ｐ１０６・・・容量算出部、Ｐ１０７・・・容量比較部、Ｐ２０３・・・ＭＭＳＥ重み算出部、Ｐ２０４・・・相互情報量算出部、Ｐ２０５・・・ＭＲＣ重み算出部、Ｐ２０６・・・相互情報量算出部、Ｐ２０７・・・ＥＸＩＴチャート生成部、Ｐ２０８・・・最小トンネル値計算部、Ｐ２０９・・・トンネル値比較部、Ｐ３１・・・利得処理部、Ｐ３１１・・・重み算出部、Ｐ３１２・・・等価振幅利得算出部、Ｐ３１３・・・等化器出力ＭＩ算出部、Ｐ３１４・・・復号器出力ＭＩ算出部、Ｐ３１５・・・復号器出力ＬＬＲ算出部、Ｐ３１６・・・λ算出部

Claims (10)

  1. 　受信信号に対して等化処理を繰り返す繰り返し処理部と、
    　前記繰り返し処理部で除去可能な干渉量を考慮してプリコーディング行列を決定するＰＭＩ決定部と、
    　前記プリコーディング行列を示す情報を送信する制御情報送信部と、
    　を具備する通信装置。
  2. 　前記ＰＭＩ決定部は、コードワード数に応じて前記プリコーディング行列を決定する請求項１記載の通信装置。
  3. 　前記ＰＭＩ決定部は、前記繰り返し処理部で除去可能な干渉量の期待値に基づいて、等化重みを算出する請求項１記載の通信装置。
  4. 　前記ＰＭＩ決定部は、ＥＸＩＴ解析を用いてプリコーディング行列を決定する請求項１記載の通信装置。
  5. 　前記ＰＭＩ決定部は、相互情報量を少なくとも２つ算出し、算出した少なくとも２つの相互情報量を線形補間して得られる等化器曲線を用いてＥＸＩＴ解析を行う請求項３記載の通信装置。
  6. 　前記ＰＭＩ決定部は、ＥＸＩＴ解析を行う請求項３記載の通信装置。
  7. 　ＰＭＩ決定部が、受信信号に対して等化処理を繰り返す繰り返し処理部が除去可能な干渉量を考慮してプリコーディング行列を決定するＰＭＩ決定過程と、
    　制御情報送信部が、前記プリコーディング行列を示す情報を送信する制御情報送信過程と、
    　を有する通信方法。
  8. 　通信装置のコンピュータに、
    　受信信号に対して等化処理を繰り返す繰り返し処理部が除去可能な干渉量を考慮してプリコーディング行列を決定するＰＭＩ決定手段、
    　前記プリコーディング行列を示す情報を送信する制御情報送信手段、
    　を実行させるための通信プログラム。
  9. 　受信信号に対する等化処理で除去可能な干渉量を考慮してプリコーディング行列を決定するプロセッサ。
  10. 　通信装置を備える通信システムにおいて、
    　第１の通信装置は、
    　第２の通信装置からの受信信号に対して等化処理を繰り返す繰り返し処理部と、
    　前記繰り返し処理部で除去可能な干渉量を考慮してプリコーディング行列を決定するＰＭＩ決定部と、
    　前記プリコーディング行列を示す情報を送信する制御情報送信部と、
    　を具備し、
    　第２の通信装置は、
    　前記第１の通信装置が送信した情報が示すプリコーディング行列を用いて、プリコーディングを行うプリコーディング部を具備する通信システム。
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