JP5689353B2 - フィルタ算出装置、送信装置、受信装置、プロセッサおよびフィルタ算出方法 - Google Patents
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Description
近年、限られた周波数帯域で無線データ通信の高速化を実現するため、周波数利用効率向上のための研究が多くなされてきた。その中でも、複数のアンテナを同時に利用することにより、単位周波数当たりの伝送容量を増やすMIMO(Multi−Input Multi−Output;多入力多出力)技術は注目を浴びている。
MIMOには、基地局(Base Station: BS)が1つの端末(Mobile Station:MS)に同一時刻・同一周波数で複数の信号を送信するSingle−User MIMO(SU−MIMO)と、異なる端末装置に同一時刻・同一周波数で信号を送信するMulti−User MIMO(MU−MIMO)がある。
しかし、LPを用いたMU−MIMO(LP MU−MIMO)は、基地局装置が線形フィルタを乗算することで、送信信号を直交させて、端末装置間の干渉(Multi−User Interference:MUI)を除去しなければならず、空間多重できる端末装置の組み合わせの柔軟性が低下してしまう。
端末装置が受信信号に対してModulo演算を施すと、基地局装置は、各変調信号に対してModulo幅の任意の整数倍の信号を加算する自由度を得ることがきる。この加算可能な信号を摂動ベクトル(Perturbation Vector)と呼ぶ。そして、この摂動ベクトルのうち最も電力効率を改善するものを、空間多重する全ての端末装置の伝搬路状態を考慮して、全探索する方法がVP(Vector Perturbation)MU−MIMO方式である。VP MU−MIMOは基地局装置の演算量が大きいものの、フル送信ダイバーシチ利得を得ることができ、非常に良好な特性を示すNLP MU−MIMO方式である(非特許文献2参照)。
VP MU−MIMOと異なり、各端末装置が受けるユーザ間干渉を考慮して、逐次的に各端末装置宛の信号に加算する摂動ベクトルを算出する方法をTHP MU−MIMOと呼ぶ。THP MU−MIMOは基地局装置の送信処理の複雑度が低いものの、全端末装置でフル送信ダイバーシチを得ることができない(非特許文献2参照)。
なお、THP MU−MIMOは、空間多重する端末装置が受ける干渉を、端末装置毎に順番に除去して行くが、この干渉除去順を最適化することにより、特性を上げることが出来る。その中でも、良好な特性を示す技術に、Vertical−Bell Laboratories Space−Time THP(VBLAST−THP)という技術がある(非特許文献3参照)。またVBLAST−THPの演算量を低減する技術としてSorted QR Decomposition(SQRD:ソート付きQR分解)−THPという技術がある(非特許文献3参照)。
また、THP MU−MIMOに、格子基底縮小(Lattice Reduction:LR)という処理を加えることで、VP MU−MIMOより少ない演算量でフル送信ダイバーシチ利得を得ることができる方法がLR−THPである。格子基底縮小アルゴリズムとして、LLL−Algorithm(Lenstra−Lenstra−Lovasz Algorithm:LLLA)を用いる方法や一括基底準直交化法(Joint Quasi−Orthogonalization:JQO)を用いる方法が提案されている(非特許文献3および非特許文献4参照)。
非特許文献5は、SU−MIMOにおけるLRを用いた判定帰還型等化処理(Decision Feedback Equalizer:DFE)すなわちLR−DFEについて記載している。LR−DFEは受信側の技術であるが、LRを行ってから逐次信号検出を行う等化技術であり、フィルタ算出処理はLR−THPと類似している。LR−DFEは、受信側で、伝搬路行列の直交性をLRによって高めてから、従来のDFEを行うことで特性を向上させる技術である(非特許文献5参照)。
LR−THPおよびLR−DFEに共通するLRにはLLLAが用いられることが多いが、このLLLAの演算量を削減する方法として提案されているアルゴリズムにSQRD−LLLAというものがある。SQRD−LLLAは、LLLAを行う前段に、MIMOチャネルを示す伝搬路行列に対してソート付きQR分解(SQRD)を行う。ここでSQRDは、伝搬路行列を、ユニタリ行列と左上に行くほど小さくなるような傾向を持つ三角行列に分解するアルゴリズムである。このSQRDをLLLAの前に行うことでLLLAの演算量を削減する(非特許文献5参照)。
LLLAの演算量を削減する方法として提案されているアルゴリズムにAdaptive LLL−algorithm(ALLL)というものがある。ALLLは、複数の時間的に連続するシンボルのMIMOを想定した技術である。各シンボルのチャネルの状態を表す伝搬路行列に、個別にLLLAを行うよりも、1つ前のシンボルのLLLAの結果を利用して、次のシンボルのLLLAの演算量を減らすアルゴリズムである(非特許文献6参照)。
本実施形態は、DL MU−MIMOにおいてLR−THPの演算量を削減する方法について開示する。
図1は、本発明の第1の実施形態に係る通信システム1の一例を示す概念図である。通信システム1は、基地局装置A1、および、第1から第Nまでの端末装置B1〜BNを具備する。図1は、一例として、基地局装置A1が、第1から第4までの端末装置B1、B2、B3、およびB4を選択した場合の例(N=4)を示す図である。まず、基地局装置A1は、共通参照信号(Common Reference Signal:CRSと称する)を送信する。なお、CRSは、基地局装置A1と端末装置B1〜B4とが、その信号点(基準信号)を予め記憶する信号である。端末装置B1〜B4各々は、基地局装置A1が送信したCRSに基づいて伝搬路状態を推定し、推定した伝搬路状態の値を予め定めた値で近似する。端末装置B1〜B4の各々は、近似した伝搬路状態の値を示す伝搬路状態情報を、基地局装置A1に通知する。
(ステップS102)端末装置B1〜B4は、ステップS101で送信され受信したCRSに基づいて伝搬路状態を推定する。その後、ステップS103に進む。
(ステップS103)端末装置B1〜B4は、ステップS102で推定した伝搬路状態に基づいて伝搬路状態を示す伝搬路状態情報を算出する。その後、ステップS104に進む。
(ステップS104)端末装置B1〜B4は、ステップS103で算出した伝搬路状態情報を、基地局装置A1へ通知する。その後、ステップS105に進む。
(ステップS105)基地局装置A1は、ステップS104で通知された伝搬路状態情報に基づいて、データ信号に対して、非線形プレコーディングを施す。その後、ステップS106に進む。
(ステップS106)基地局装置A1は、DMRSを、端末装置B1〜端末装置B4へ送信する。その後、ステップS107に進む。
(ステップS107)端末装置B1〜端末装置B4は、ステップS106で送信されたDMRSに基づいて、基地局装置A1における非線形プレコーディングも含めた等価伝搬路の伝搬路状態を推定する。その後、ステップS108に進む。
(ステップS108)基地局装置A1は、ステップS105で生成したデータ信号を、各端末装置B1〜端末装置B4へ送信する。その後、ステップS109に進む。
(ステップS109)各端末装置Bnは、ステップS107で推定した等価伝搬路の伝搬路状態を示す等価伝搬路状態情報に基づいて、データ信号を検出して取得する。
図3は、本実施形態に係る基地局装置A1の一構成例を示す機能ブロック図である。この図において、基地局装置A1は、アンテナ101−1〜101−N、第1から第Nまでの受信部102−1〜102−N、第1から第NまでのGI(Guard Interval;ガードインターバル)除去部103−1〜103−N、第1から第NまでのFFT(Fast Fourier Transform;高速フーリエ変換)部104−1〜104−N、伝搬路状態情報取得部105、フィルタ算出部11、第1から第Nまでの符号部121−1〜121−N、第1から第Nまでの変調部122−1〜122−N、電力正規化部123、DMRS生成部124、非線形プレコーディング部13、CRS生成部141、フレーム構成部142、第1から第NまでのIFFT(Inverse Fast Fourier Transform;逆高速フーリエ変換)部143−1〜143−N、第1から第NまでのGI挿入部144−1〜144−N、および、第1から第Nまでの送信部145−1〜145−Nを含んで構成される。
図15は、本実施形態に係る端末装置Bnの一構成例を示す機能ブロック図である。この図15において、端末装置Bnは、アンテナ201、受信部202、GI除去部203、FFT部204、信号分離部205、CRS用伝搬路推定部206、DMRS用伝搬路推定部207、伝搬路補償部208、Modulo演算部209、復調部210、復号部211、伝搬路状態情報生成部212、IFFT部213、GI挿入部214、および、送信部215を含んで構成される。
次に、本実施形態の主要部分であるフィルタ算出部11の動作を従来例と比較しながら詳細に述べる。本実施形態は、DL MU−MIMOにおけるLR−THPの1つとして位置付けられる。
以上が本実施形態の特徴部分であるフィルタ算出部11の動作の概要である。
初回フィルタ算出部110−1内の三角化部111−1とTHPフィルタ算出部113−1がサブキャリア1の伝搬路行列Hを取得する。
第0行:入力として伝搬路行列のエルミート共役HHを取得する。ここで「H」はエルミート共役を示す。なお、上に三角化部110−1は伝搬路行列Hを取得すると記載しているが、入力としてHを取得した後、エルミート共役HHに変換しても良いし、予めエルミート共役HHに変換してから入力しても良い。
第1行:N×N行列RI(=0),QI(=HH)を定義する。ここで、「0」は全成分が0のゼロ行列を示す。またSを、N次元行ベクトル[1,2,...,N]と定義する。
第2行:第3〜12行目をi=1〜Nまで繰り返す。
第3行:QIの中でノルムが最も小さい列の番号をkiとおく。
第5行:RIの第ki列と第i列を入れ替える。
第6行:Sの第ki成分と第i成分を入れ替える。
第7行:RIのi行i列成分にQI(:,i)のノルム(ベクトルQ(:,i)の長さ)を代入する。
第8行:QI(:,i)にQI(:,i)/RI(i,i)を代入する。
第9行:第10〜11行目をm=(i+1)〜Nまで繰り返す。
第10行:RI(i,m)にQI(:,i)HQI(:,m)を代入する。
第11行:QI(:,m)にQI(:,m)−RI(i,m)QI(:,i)を代入する。
第12行:第10〜11行目をm=(i+1)〜Nまで繰り返すことを示す。
第13行:第3〜12行目をi=1〜Nまで繰り返すことを示す。
第14行:「IN」をN行N列の単位行列とし、INの列を行ベクトルSの順番に並び替えた行列をΠIとおく。
第15行:行列RIとΠIを出力する。
第0行:入力として行列RIとΠIを取得する。
第1行:N×N行列MI(=IN),RL(=RI)を定義する。
第2行:第3〜7行目をk=2〜Nまで繰り返す。
第3行:第4〜6行目をi=(k−1)〜1まで繰り返す。つまり、各ループの処理を行う度に、iの値をk−1から1つずつ減らす。
第4行:ガウス整数μに「RL(i,k)/RL(i,i)」を代入する。ここで「x」は複素数xの実部と虚部の値についてそれぞれ独立に、最も近い整数に近似する関数である。例えば「2.1−3.6j」=2−4jとなる。
第5行:RL(1:i,k)にRL(1:i,k)−μRL(1:i,i)を代入する。
第6行:M(:,k)にM(:,k)−μM(:,i)を代入する。
第7行:第4〜6行目をi=(k−1)〜1まで繰り返すことを示す。
第8行:第3〜7行目をk=2〜Nまで繰り返すことを示す。
第9行:行列U(=ΠIM)を定義する。
第10行:行列Uを出力する。
第0行:入力として行列HとUを取得する。
第1行:N×N行列Gを定義し、G=HUHを代入し、GをGHに変換する。
第2行:GHに対してSQRDを施す。ここでSQRDとは、図11に示した三角化部111−1の処理と全く同じ処理である。ここではHHに換えてGHを入力する。図11ではHHを入力して、QI,RI,ΠIを出力するところ、図13の第2行ではGHを入力して、QT,RT,ΠTを出力する。
第3行:RTの対角成分のみを抽出しその他の非対角成分を0とした対角行列Aを定義する。なお、diag(X)は、行列Xと対角成分のみ等しく、非対角成分は全て0となる対角行列を表す。
第4行:行列P(=QTA−1)を定義する。
第5行:行列F(=RTA−1−IN)を定義する。
第6行:行列T(=UΠT)を定義する。
第7行:P,F,T,RTを出力する。
次に、フィルタ算出部11でサブキャリア毎に算出したフィルタP,F,Tを用いて各データ信号sに非線形プレコーディングを施す非線形プレコーディング部13の動作について詳細に説明する。
(ステップS1)干渉算出部131と線形フィルタ乗算部134とは、それぞれフィードバックフィルタFとフィードフォワードフィルタ乗算部Pと変換行列Tをフィルタ算出部11から取得する。
(ステップS2)データ信号sに左から変換行列のエルミート共役THを乗算し、新たに列ベクトルで表される信号uを算出する。すなわちu=THsという関係が成立する。
(ステップS3)計算中の端末装置の番号を示す番号nに1を代入する。
(ステップS4)uの第1成分u1に対してModulo演算部132−1でModulo演算を施して得た信号をv1とおく。
(ステップS5)nにn+1を代入する。すなわちn=2とする。
(ステップS6)干渉算出部131はv1を用いて端末装置B2が受ける干渉信号f2を下式により算出する。
(ステップS8)Modulo演算部132−2がs2−f2に対してModulo演算を適用し、信号v2を算出する。
(ステップS9)n=2なので、ステップS4から再び次の端末装置宛の信号の演算(ステップS5〜ステップS8)を行う。
以降、ステップS5〜S8の処理をn=Nになるまで繰り返すので、一例としてn番目の端末装置宛の信号を算出する処理を説明する。
(ステップS5)nの値を1増やす。
(ステップS6)干渉算出部131はv1〜v(n−1)を用いて端末装置Bnが受ける干渉信号fnを下式により算出する。
(ステップS8)Modulo演算部132−nがsn−fnに対してModulo演算を適用し、信号vnを算出する。このModulo演算によって各端末装置宛の送信信号電力を低減する。
(ステップS9)n<Nのときは、再びステップS4を行う。またn=NのときはステップS9に進む。
(ステップS10)ステップS9は信号v=(v1,v2,...,vN)tに線形フィルタPを乗算して得た信号をxとおく。ここで第1の実施形態と同様に信号xの各成分は、順番に各アンテナ101−1〜101−Nで送信する送信信号である。この信号xをフレーム構成部142に入力する。
x=QTA−1{I+(RT HA−1−I)}−1THs
=QTA−1(RT HA−1)−1THs
=QT(RT H)−1THs=QTRT −HTHs
THPはプレコーディング技術の1つであると位置づけられる。プレコーディングとは事前等化とも呼ばれる。そのためTHPフィルタ算出部それぞれを「等化フィルタ算出部」とも呼ぶこととする。なお、等化フィルタ算出部は後述する実施形態2の「DFEフィルタ算出部」と「THPフィルタ算出部」の総称である。
フィルタ算出部11がZF規範でフィルタを生成する場合、DMRS生成部124は、DMRSを送信するサブキャリア(図6では周波数f1とf4のサブキャリア)に関する伝搬路行列Hの逆行列H−1を算出する。また、MMSE規範の場合、Hexの疑似逆行列Hex −1=(HexHex)−H×Hexを算出する。以降、H−1(ZF規範の場合)またはHex −1の1行目からN行目を取り出したN×N行列(MMSE規範の場合)をフィルタW呼ぶ。DMRS生成部124は基地局装置A1と端末装置Bnで既知の基準信号qに対して電力正規化係数βを乗算した後、フィルタWの第n列目wnを乗算してDMRSを生成し、フレーム構成部142に入力する。基地局装置A1と端末装置Bnで共有している基準信号点をqとし、フィルタWの第n列をwnとおくと、各端末装置Bn宛のDMRSは、
フィルタ算出部11は、図7に示した構成により実現することも可能であるが、図8のように準直交化部112−1〜112−NSCおよびTHPフィルタ算出部113−1〜113−NSCをそれぞれ1つの構成部分で実装し、各サブキャリアで準直交化部とTHPフィルタ算出部を繰り返し使ってもよい。図8に一例を示す。
また、各端末装置Bnが、伝搬路状態情報を、サブキャリア単位ではなく、そのサブキャリアを複数まとめたサブチャネル単位で通知する場合もある。このような場合は、基地局装置A1は、各サブチャネルに対して初回フィルタ算出部または連結フィルタ算出部を配置して、初回フィルタ算出部から逐次的に各サブチャネルに対応するフィルタを算出すればよい。ただし、サブチャネル単位で通知された場合でも、伝搬路行列を線形補間、2次補間、FFT補間、若しくはSinc関数補間などを用いて補間し、実質的に各サブキャリアで伝搬路状態情報が通知されたと見なせる場合は、サブチャネル単位でフィルタを算出する必要はなく、最初に説明した通りサブキャリア単位でのフィルタ算出を行えばよい。
なお、本実施形態において、基地局装置A1は、多重する端末装置Bnの数Nと同じ本数のアンテナ数を持ち、端末装置Bnは各々1本ずつアンテナを持つとして説明した。しかし、当該アンテナ数は必ずしも、物理的なアンテナ数(実際に基地局装置A1が持つアンテナの数)を示す必要は無い。例えば、N+N´本のアンテナを基地局装置A1が持っていたとしても、送信ダイバーシチ技術によって、仮想的にN本のアンテナを持っているとして端末装置Bnと通信をすることができる。また単に一部のアンテナを使わない場合も、N本のアンテナを持っているとみなすことが出来る。
また、この関係は以降の実施形態においても同様である。
ここで、本実施形態の効果について、コンピュータシミュレーションの結果を参照しながら説明する。図17(a)に、本実施形態(実線)と、従来のLRを行わないTHP方式(点線)、非特許文献5記載のLR方式(SQRD−LLLA)を用いたLR−THP方式(破線)のビット誤り率特性を示す。図17(a)に示すように、本実施形態は、従来のLR−THP方式とほぼ同等の特性を持つ一方、LRを行わないTHP方式よりも大きく特性が改善している。
実施形態1では、図7に示したように、一番周波数が低い(高い)サブキャリアからフィルタP,F,Tを計算したが、必ずしもこれに限られない。例えば、図9のように、中間のサブキャリアkSCに対応する初回フィルタ算出部F3で計算した後、THP用三角行列RTおよび変換行列Tを周波数が1つ高いサブキャリアと1つ低いサブキャリアに対応する連結フィルタ算出部F2、F4に入力し、以降、順番に周波数が高いサブキャリアと低いサブキャリアについて連結フィルタ算出部F1、F5、…で演算を行ってもよい。
また、図10に示したように、初回フィルタ算出部は、1つである必要は無く、複数あっても良い。その場合、互いに異なるサブキャリアkSCとサブキャリアmSCに対して初回フィルタ算出部F12、F15を配置し、各隣接サブキャリアに対して連結フィルタ算出部F11、13、F14、16を配置してもよい。この場合、サブキャリアkSCの周辺のサブキャリアとサブキャリアmSCの周辺のサブキャリアとで並行してフィルタ算出処理を行うことができるので、全体のフィルタ算出に要する時間を減らすことが出来る。
変形例2では、連結して順番にフィルタ算出する領域を複数設ける方法について説明したが、この領域は各サブキャリアの伝搬路状態によって適応的に変更しても良い。本実施形態は隣り合うサブキャリア間の伝搬路状態が似ているほど特性が高くなる。そのため、例えば、隣り合う二つのサブキャリアで、相関がある閾値以上のときに、変形例2で説明した「領域」の境界を設定しても良い。これにより伝搬路状態の類似性が高いサブキャリアのみをまとめて1つの「領域」にすることができるので、伝搬路変動による本実施形態の方式の劣化を抑えることが出来る。
また、図7・図9・図10に示した隣接サブキャリア間の伝搬路の相関を利用して演算量を低減する技術は、時間方向で隣接するOFDMシンボルに対しても適用可能である。時間方向で隣接するOFDMシンボルにおける同じサブキャリアでは、同一OFDMシンボル内の隣接サブキャリアと同様に伝搬路状態に高い相関を持つ。そのため、あるOFDMシンボルで算出したあるサブキャリアのTHP用三角行列RTと変換行列Tを、1つ前若しくは後のOFDMシンボルの同じサブキャリアに対して利用しても良い。図16に一例を示す。図16の1)で示したリソースエレメントに対して初回フィルタ算出部を設け、LR−THP用のフィルタ(P,F,T)を算出する。その後、THP用三角行列RTと変換行列Tを、2)という記号を付したリソースエレメント、すなわち隣接サブキャリアだけでなく、隣接OFDMシンボルの同じサブキャリアに対して用いても良い。さらに2)の結果を用いて3)のフィルタ算出処理を行う、というように周波数方向だけでなく時間方向にも順番に計算して行くことが出来る。
図21は、本変形例に係るフィルタ算出部11の構成を示した図である。図7と異なり、初回フィルタ算出部113−1において、LR処理を施さずにTHPによるフィルタ算出を行っている。本変形例に係る初回フィルタ算出部110a−1では、サブキャリア1の伝搬路行列H1を直接THPフィルタ算出部113−1に入力する。THPフィルタ算出部113−1では、図13に示したように、入力として伝搬路行列H1とユニモジュラ行列が必要である。なお、図13に示したアルゴリズムは任意のサブキャリアについて記載したので、下付き文字のサブキャリア番号を省略している。ここでは1つ目のサブキャリアの動作を説明しているので、伝搬路行列HをH1と示している。以下のT1,ΠT1,P2,F2,T2も同様に、対応するサブキャリア番号を下付き文字で付して説明する。
上記の実施形態に係る準直交化部では、演算量が小さいJQOを用いていたが、LLLAを用いても良い。本実施形態においてLLLAを用いるためには準直交化部112−kSC(kSC=1,2,…,NSC)で図25に示すアルゴリズムを用いる。
第0行:入力として行列RIとΠIを取得する。
第1行:N×N行列MI(=IN),RL(=RI)を定義する。
第2行:変数kに1を代入する。
第3行:第3〜14行目をk≦Nが満たされている限り繰り返す。
第4行:第5〜7行目をi=(k−1)〜1まで繰り返す。つまり、各ループの処理を行う度に、iの値をk−1から1つずつ減らす。
第5行:ガウス整数μに「RL(i,k)/RL(i,i)」を代入する。ここで「x」は複素数xの実部と虚部の値についてそれぞれ独立に、最も近い整数に近似する関数である。例えば「2.1−3.6j」=2−4jとなる。
第6行:RL(1:i,k)にRL(1:i,k)−μRL(1:i,i)を代入する。
第7行:M(:,k)にM(:,k)−μM(:,i)を代入する。
第8行:第5〜7行目をi=(k−1)〜1まで繰り返すことを示す。
第9行:δ|RL(k−1,k−1)|2≧|RL(k,k)|2+|RL(k−1,k)|2が満たされれば第10行〜第12行、満たされなければ第14行を実行する。ここでδは1/4から1の間の任意の実数である。通常はδ=3/4であることが望ましい。
第10行:RLとMのk−1列とk列を入れ替える。
第11行:RLの第k−1行とk行を取り出した行列に図25下部に書いたギブンズ回転行列Gを右から乗算する。
第12行:kにk−1と1のうち大きい方を代入する。
(第13行:第9行の条件分岐を表す。)
第14行:kにk+1を代入する。
(第15行:第9行の条件分岐処理の終点を表す。)
第16行:第3行のwhileループの終点を表す。
第17行:行列U(=ΠIM)を定義する。
第18行:行列Uを出力する。
本実施形態に係るTHPフィルタ算出部113−1〜113−NSCは図13に基づくSQRD−THPのアルゴリズムを用いてフィルタを算出した。このアルゴリズムを図26に示したVBLAST−THPに換えても本実施形態を適用することが出来る。
第0行:入力として行列HとUを取得する。
第1行:N×N行列Gを定義し、G=HUHを代入し、GをGHに変換する。また行列ΠTを定義し、単位行列INを代入する。
第2行:整数1〜Nを要素に持つ集合をκと定義する。
第3行:行列G’(=G)を定義する。
第4行:第5〜10行目をi=N〜1まで繰り返す。
第5行:行列Pを定義し、行列G’の逆行列に代入する。ここで、行列G’が正則行列でないときは疑似逆行列(G’+=G’H(G’G’H)−1)を行列Pに代入する。「+」は疑似逆行列を示す。
第6行:κ内に存在する番号が示す行列Pの列の中でノルムが最も小さい列の番号をkiとおく。例えばκ={2,3,5}であれば行列Pの第2、3、および5列目のノルムの中で最も小さい番号ものをkiとおく。
第7行:列ベクトルpiを定義し、行列Pのki列目を代入する。
第8行:行列Fの第i列目にeki−Gpiを代入する。ここでekiは第ki成分が1で他の成分が全て0となるN次元列ベクトルである。また、第4行が示すForループの初回(i=N)のときは、Fが定義されていないので、まず行列Fを全成分が0のN×N行列として定義してから上記代入を行う。
第9行:集合κから要素kiを削除する。
第10行:行列G’の第ki列目の各成分を全て0にする。
第11行:第4〜10行目をi=N〜1まで繰り返すことを示す。
第12行:行列Pの第i列に列ベクトルpiを代入する。ここでiは1〜Nまでの全ての数を表し、全列について代入を行う。
第13行:行列ΠTの各列を[k1,k2,...,kN]の順番に並び替える。
第14行:行列Tを定義し、UΠTを代入する。
第15行:行列RTを定義し、(I−ΠT HF)Hを代入する。
第16行:行列P,F,T,RTを出力する。
本実施形態は、SU−MIMOにおける受信装置の演算量を低減することを可能にする。ここで、SU−MIMOとは、送信装置が複数のアンテナを用いて複数のデータ信号を1つの受信装置宛に同一周波数・同一時刻に空間多重して送信する方式である。本実施形態では、一例として基地局装置A2を送信装置とし、端末装置Cを受信装置とする。ただし、逆に基地局装置A2を受信装置として、端末装置Cを送信装置としても良い。また、本実施形態では、N本のアンテナを用いてN個のストリームのデータをSU−MIMOで送信する場合を例として説明する。
復号部422−nは、復調部421−nの各復調結果を用いて誤り訂正符号の復号を行い、情報ビットを出力する。
図20に、フィルタ算出部406の詳細なブロック図を示す。フィルタ算出部406の構成は、実施形態1に係るフィルタ算出部11の構成(図7)と似た構成を持つ。具体的には、フィルタ算出部406は、フィルタ算出部11のTHPフィルタ算出部113−1〜NSCをDFEフィルタ算出部413−1〜NSCに変更した構成を持ち、一部を除きフィルタ算出部11と同じ動作を行う。
三角化部111−1(図7)では、入力として伝搬路行列H1のエルミート共役H1 Hを入力したが、本実施形態に係る三角化部411−1では、伝搬路行列Hそのものを入力とする。すなわち三角化部411−1の出力した行列QI1,RI1,ΠI1は、HΠI1=QI1RI1という関係を持つ(実施形態1ではHHΠI1=QI1RI1という関係を持つ)。
第1行:N×N行列Gを定義し、GにHUを代入する。
第2行:Gに対してSQRDを施す。実施形態1のTHPフィルタ算出部113−nでは図13のようにGHに対してSQRDを施したが、本実施形態に係るDFEフィルタ算出部413−1ではGに対してSQRDを施す(後述するDFEフィルタ算出部413−nも同様)。
第3行:N×N行列Tを定義し、TにUΠTを代入する。
第4行:QT,RT,TをLR−DFE部に出力する。
次にLR−DFE部408の動作を説明する。LR−DFE部408はフィルタ算出部406から入力されたフィルタを用いて信号分離部405から入力されたデータ信号を等化して復調を行う。図23はLR−DFE部の詳細な動作を示す。
第1行:yにQT Hを乗算し、yTとおく。yTの各成分は等価伝搬路Gにおけるストリーム毎の受信信号を表す。
第2行:第3〜4行目をk=N〜1まで繰り返す。
第3行:他ストリームからk番目のストリームへの干渉信号を示すfkにRT(k,k+1:N)×c(k+1:N)を代入する。なお、k=1のときは、f1=0とおく。またcは初期値として成分が全て0のN次元ベクトルであるとする。
第4行:yTの第k成分からk番目のストリームへの干渉信号fkを減算した値をk番目のストリームの利得RT(k,k)で除算した結果を、変調信号の信号点間隔Δで量子化する。量子化した値をN次元縦ベクトルcの第k成分c(k)に代入する。
第5行:第3〜4行目をk=N〜1まで繰り返すことを示す。
第6行:d=T−1cを算出する。dは、等価伝搬路Gではなく実際の伝搬路Hの各ストリームの等化結果である。すなわち、dの各成分は、基地局装置A2が変調部322−nで生成した各データ信号の推定値を示す。
第7行:信号dの第n成分をそれぞれ復調部411−nに出力する。
本実施形態のDFEフィルタ算出部413−1〜413−NSCと実施形態1のTHPフィルタ算出部113−1〜113−NSCは、入力された伝搬路行列Hとユニモジュラ行列Uに基づいて等価伝搬路Gを算出し、当該等価伝搬路G(またはGH)を、ユニタリ行列・三角行列・置換行列の積に分解する動作が共通している。そのためDFEフィルタ算出部とTHPフィルタ算出部を総称して等化フィルタ算出部と呼ぶこととする。
Claims (11)
- 第1のチャネルの伝搬路状態に基づいて、少なくとも第1の変換行列と第1の三角行列を生成する第1の等化フィルタ算出部と、
前記第1の三角行列に基づいて第1のユニモジュラ行列を算出する第1の準直交化部と、
第2のチャネルの伝搬路状態と前記第1のユニモジュラ行列に基づいて、少なくとも第2の変換行列と第2の三角行列を生成する第2の等化フィルタ算出部と、
を有することを特徴とするフィルタ算出装置。 - 前記第1の変換行列は、
前記第1のチャネルを準直交化する第2のユニモジュラ行列と、前記第1の等化フィルタ算出部が算出する第1の置換行列と、の積で表されることを特徴とする請求項1に記載のフィルタ算出装置。 - 前記第1のチャネルと前記第2のチャネルは、周波数領域で互いに隣接するチャネルであることを特徴とする請求項1または2に記載のフィルタ算出装置。
- 前記第1のチャネルと前記第2のチャネルは、時間領域で互いに隣接するチャネルであることを特徴とする請求項1から3のいずれか1項に記載のフィルタ算出装置。
- 前記第1のチャネルに隣接し、かつ前記第2のチャネルと異なる第3チャネルの伝搬路状態と、第1のユニモジュラ行列に基づいて、第3の変換行列と第3の三角行列を生成する第3の等化フィルタ算出部を有すること、
を特徴とする請求項1から4までのいずれか1項に記載のフィルタ算出装置。 - 複数の受信装置に対してそれぞれ異なる信号を同一周波数で同一時刻に送信する送信装置であって、
請求項1から5までのいずれか1項に記載のフィルタ算出装置を有し、
前記第1の変換行列と前記第1の三角行列とに基づいて、第1のチャネルで送信する前記信号に対して非線形プレコーディングを施し、
前記第2の変換行列と前記第2の三角行列とに基づいて、第2のチャネルで送信する前記信号に対して非線形プレコーディングを施す非線形プレコーディング部と、
前記非線形プレコーディング部による非線形プレコーディング後の信号を送信する送信部と、
を有することを特徴とする送信装置。 - 通信帯域を複数の分割帯域に分割し、前記分割帯域各々に前記フィルタ算出装置を用いてフィルタ算出を行うことを特徴とする請求項6に記載の送信装置。
- 前記分割帯域を、チャネル同士の伝搬路状態の相関によって決定する
ことを特徴とする請求項7に記載の送信装置。 - 送信装置が同一周波数で同一時刻に送信した複数の異なる信号を受信する受信装置であって、
請求項1から5までのいずれか1項に記載のフィルタ算出装置を有し、
前記第1の変換行列と前記第1の三角行列とに基づいて、第1のチャネルで受信した前記信号に対して判定帰還型信号検出を行い、
前記第2の変換行列と前記第2の三角行列とに基づいて、第2のチャネルで送信する前記信号に対して判定帰還型信号検出を行うLR−DFE部と、
を有することを特徴とする受信装置。 - 第1のチャネルの伝搬路状態に基づいて、第1の変換行列と第1の三角行列を生成する第1の等化フィルタ算出部と、
前記第1の変換行列と前記第1の三角行列とに基づいて第1のユニモジュラ行列を算出する第1の準直交化部と、
第2のチャネルの伝搬路状態と前記第1のユニモジュラ行列に基づいて、第2の変換行列と第2の三角行列を生成する第2の等化フィルタ算出部と、
を有することを特徴とするプロセッサ。 - 第1のチャネルの伝搬路状態に基づいて、第1の変換行列と第1の三角行列を生成する第1の等化フィルタ算出ステップと、
前記第1の変換行列と前記第1の三角行列とに基づいて第1のユニモジュラ行列を算出する第1の準直交化ステップと、
第2のチャネルの伝搬路状態と前記第1のユニモジュラ行列に基づいて、第2の変換行列と第2の三角行列を生成する第2の等化フィルタ算出ステップと、
を有することを特徴とするフィルタ算出方法。
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