WO2010053059A1 - 無線通信装置及び方法 - Google Patents

無線通信装置及び方法 Download PDF

Info

Publication number
WO2010053059A1
WO2010053059A1 PCT/JP2009/068721 JP2009068721W WO2010053059A1 WO 2010053059 A1 WO2010053059 A1 WO 2010053059A1 JP 2009068721 W JP2009068721 W JP 2009068721W WO 2010053059 A1 WO2010053059 A1 WO 2010053059A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
signal
transmission
data signal
unit
wireless communication
Prior art date
Application number
PCT/JP2009/068721
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
浩樹 森
康彦 田邉
亜秀 青木
Original Assignee
株式会社 東芝
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社 東芝 filed Critical 株式会社 東芝
Publication of WO2010053059A1 publication Critical patent/WO2010053059A1/ja
Priority to US13/101,589 priority Critical patent/US8731488B2/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J11/00—Orthogonal multiplex systems, e.g. using WALSH codes
    • H04J11/0023—Interference mitigation or co-ordination
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
    • H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03343—Arrangements at the transmitter end
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/261—Details of reference signals
    • H04L27/2613—Structure of the reference signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2614—Peak power aspects
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03426—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission transmission using multiple-input and multiple-output channels
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/03777—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the signalling
    • H04L2025/03783—Details of reference signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/03777—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the signalling
    • H04L2025/03802—Signalling on the reverse channel
    • H04L2025/03808—Transmission of equaliser coefficients

Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication apparatus and method.
  • SDMA space division multiple access
  • a matrix (hereinafter referred to as a channel coefficient) indicating a propagation path state between each of a plurality of transmit antennas of a base station and each of a plurality of user terminals' receive antennas Communication is performed without causing interference between users by simply generating a channel matrix and multiplying the transmission signal (user signal) by using the pseudo inverse matrix of the channel matrix as a weight.
  • the signal level of the transmission signal increases when the weight multiplication is performed when the spatial correlation of the channel matrix is high, in the ZF system, the transmission power is within the rated transmission power with respect to the transmission signal.
  • the normalization factor is further multiplied.
  • noise equalization occurs when channel equalization is performed on the reception signal in the wireless communication apparatus on the reception side, and the reception performance is degraded. There is. The degree of the above-mentioned noise emphasis becomes stronger as the reciprocal of the normalization coefficient is larger.
  • the VP (Vector Perturbation) method described in Non-Patent Document 1 and Non-Patent Document 2 uses a vector called Perturbation Vector, which can extend the possible signal points of the transmission signal.
  • a perturbation vector for shifting the transmission signal to an extension signal point where the inverse number of the normalization coefficient described above is smallest is searched, and the searched perturbation vector is added to the transmission signal to obtain weights and normalization coefficients.
  • the wireless communication apparatus on the receiving side can restore the transmission signal before adding the perturbation vector by removing the perturbation vector from the reception signal by modulo operation.
  • Even in the VP system noise enhancement similar to that in the ZF system occurs, but the inverse of the normalization coefficient is smaller than that in the ZF system, so that deterioration in reception performance can be suppressed.
  • transmission signals in a wireless communication system include pilot signals for channel estimation in addition to data signals to be substantially received.
  • the same transmission scheme is applied to the data signal and the pilot signal. For example, if the data signal is multiplied by a weight, the received data signal is multiplied by a weight in addition to the channel coefficient of the propagation path, so the wireless communication apparatus on the receiving side not only estimates the channel coefficient but also , It is necessary to estimate the effective channel considering the weight. Therefore, in order for the wireless communication apparatus on the receiving side to estimate the effective channel, it is necessary that the wireless communication apparatus on the transmitting side also multiply the pilot signal by the weight.
  • the pilot signal is a value known to the wireless communication apparatus because the wireless communication apparatus on the receiving side uses it for channel estimation.
  • the perturbation vector is an unknown value to the wireless communication apparatus on the receiving side, when the perturbation vector is added to the pilot signal, the wireless communication apparatus can not estimate an accurate effective channel.
  • the values of the perturbation vectors to be searched differ depending on the signal to be added, the perturbation vectors added to the data signal and the pilot signal do not necessarily coincide with each other. Therefore, the normalization coefficients respectively calculated for the data signal and the pilot signal do not necessarily match.
  • Non-Patent Document 1 and Non-Patent Document 2 have known unknown parameters such as a perturbation vector added to a data signal and a normalization coefficient multiplied by the data signal for a wireless communication apparatus on the receiving side. It is assumed that the wireless communication apparatus can perform ideal channel equalization. That is, the above-described conventional documents do not disclose a specific method for actually making wireless communication using a perturbation vector practicable, for example, a practical estimation method of an effective channel.
  • an object of the present invention is to provide a wireless communication apparatus that can actually implement wireless communication using a perturbation vector.
  • a wireless communication apparatus adds a perturbation vector to the first data signal of a first transmission signal including a first pilot signal and a first data signal,
  • a perturbation vector addition unit for obtaining a second transmission signal including a pilot signal and a second data signal; and removing interference on the reception side with respect to the second data signal of the second transmission signal.
  • a weight multiplication unit for multiplying a weight to obtain a third transmission signal including a third pilot signal and a third data signal; and total transmission for the third data signal among the third transmission signals
  • a normalization coefficient multiplication unit for multiplying a common normalization coefficient for power normalization to obtain a fourth transmission signal including a fourth pilot signal and a fourth data signal; and And a transmitter to transmit To.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a wireless communication apparatus according to a first embodiment.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a wireless communication apparatus capable of receiving a transmission signal of the wireless communication apparatus of FIG. 1;
  • FIG. 7 is a view showing an example of the signal configuration of data signals and pilot signals in transmission signals of the wireless communication apparatus of FIG. 1;
  • FIG. 7 is a diagram showing an example of the data configuration of a data communication and a pilot signal in a transmission signal of the wireless communication apparatus of FIG.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a wireless communication apparatus according to a second embodiment.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a wireless communication apparatus capable of receiving a transmission signal of the wireless communication apparatus of FIG. 5;
  • FIG. 7 is a block diagram showing a wireless communication apparatus according to a third embodiment.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a wireless communication apparatus according to a fourth embodiment.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a wireless communication apparatus capable of receiving a transmission signal of the wireless communication apparatus of FIG. 8;
  • the wireless communication apparatus includes the modulation unit 101, the modulation unit 102, the perturbation vector addition unit 103, the weight multiplication unit 104, the normalization coefficient multiplication unit 105, Nt ( In the following description, it is assumed that Nt is an integer value indicating the number of transmitting antennas.
  • IFFT Inverse fast Fourier transform
  • GI Guard interval
  • the wireless communication apparatus of FIG. 1 uses the SDMA scheme in which a plurality of user terminals are spatially multiplexed in the same time zone and the same frequency band using Nt antennas 109-1 to 109-Nt.
  • Modulating section 101 performs predetermined modulation processing on pilot sequence 11 to generate pilot signal 13 as a modulation symbol. Modulating section 101 inputs pilot signal 13 to weight multiplying section 104.
  • the modulation scheme may be any modulation scheme that can be demodulated by the wireless communication device that communicates with the wireless communication device shown in FIG.
  • the modulation unit 101 is represented by a phase shift keying (PSK) method represented by binary phase shift keying (BPSK) and quadrature phase shift keying (QPSK), or represented by 16 QAM (quadrature amplitude modulation), 64 QAM and 256 QAM.
  • PSK phase shift keying
  • BPSK binary phase shift keying
  • QPSK quadrature phase shift keying
  • 16 QAM quadrature amplitude modulation
  • 64 QAM and 256 QAM quadrature amplitude modulation
  • a QAM system etc. can be used.
  • the modulation unit 102 performs modulation processing similar to that of the modulation unit 101 on the data sequence 12 encoded by the encoding unit (not shown), and generates a data signal 14 as a modulation symbol.
  • the modulator 102 inputs the data signal 14 to the perturbation vector adder 103.
  • the perturbation vector adding unit 103 searches for a perturbation vector appropriate for the data signal 14 according to a predetermined standard, based on the data signal 14 from the modulation unit 102 and the weight matrix 18 from the weight calculation unit 110. The details of the perturbation vector will be described later.
  • the perturbation vector adding unit 103 adds the searched perturbation vector to the data signal 14, and inputs the data signal 15 to which the perturbation vector is added to the weight multiplication unit 104.
  • the weight multiplication unit 104 multiplies the pilot signal 13 from the modulation unit 101 and the data signal 15 from the perturbation vector addition unit 103 by the weight matrix 18 from the weight calculation unit 110.
  • the weight multiplying unit 104 inputs the weight multiplied pilot signal 16 and the weight multiplied data signal 17 to the normalization coefficient multiplying unit 105.
  • the normalization coefficient multiplication unit 105 multiplies the pilot signal 16 and the data signal 17 from the weight multiplication unit 104 by a normalization coefficient such that the total transmission power falls within a specified value. The derivation method of the normalization coefficient will be described later.
  • the normalization coefficient multiplication unit 105 inputs the pilot signal and data signal after the normalization coefficient multiplication to the IFFT units 106-1,..., 106-Nt, respectively.
  • Each of the IFFT units 106-1, ..., 106-Nt performs IFFT on the pilot signal and / or data signal from the normalization coefficient multiplication unit 105, and converts the signal of the frequency domain into the signal of the time domain. .
  • Each of the IFFT units 106-1 to 106-Nt inputs the converted signal to each of the GI addition units 107-1 to 107-Nt.
  • Each of the GI addition units 107-1 to 107-Nt adds a GI to the signal from each of the IFFT units 106-1 to 106-Nt.
  • Each of the GI addition units 107-1 to 107-Nt inputs the signal after GI addition to each of the radio units 108-1 to 108-Nt.
  • the addition method of GI by GI addition sections 107-1, ..., 107-Nt is not particularly limited, and orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) method or orthogonal frequency division multiple access (OFDMA; orthogonal) Any of those available in the Frequency Division Multiple Access scheme may be used as appropriate.
  • OFDM orthogonal frequency division multiplexing
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • the IFFT units 106-1 to 106-Nt and the GI addition units 107-1 to 107-Nt are not essential components. That is, when the wireless communication apparatus of FIG. 1 performs multicarrier transmission such as OFDM or OFDMA, IFFT sections 106-1, ..., 106-Nt and GI addition sections 107-1, ..., 107-Nt Although necessary, these are not necessary when performing single carrier transmission.
  • the pilot signal and data signal from the normalization coefficient multiplication unit 105 may be directly input to the wireless units 108-1, ..., 108-Nt.
  • a digital filter for band limitation may be provided in the front stage of the radio units 108-1, ..., 108-Nt.
  • Each of the radio units 108-1, ..., 108-Nt performs signal processing corresponding to transmission processing on an input signal. That is, each of the wireless units 108-1, ..., 108-Nt performs digital-to-analog conversion (DA conversion) and frequency conversion on the input signal by using a digital-to-analog converter (DAC). Perform signal processing such as up conversion by the amplifier and power amplification by the power amplifier.
  • Each of the radio units 108-1, ..., 108-Nt inputs the radio signal after the above signal processing to each of the antennas 109-1, ..., 109-Nt.
  • Each of the antennas 109-1 to 109-Nt emits radio signals from each of the radio units 108-1 to 108-Nt into space.
  • the antennas 109-1 to 109-Nt may be any ones as long as they can transmit a radio signal in a desired frequency band, and are not limited to a specific antenna.
  • the weight calculator 110 calculates the weight matrix 18 based on feedback information from the user terminal, that is, the wireless communication apparatus on the receiving side.
  • the weight calculation unit 110 inputs the weight matrix 18 to the perturbation vector addition unit 103 and the weight multiplication unit 104.
  • the calculation method of the weight matrix 18 by the weight calculation unit 110 may be appropriately selected according to the feedback information. For example, if the feedback information is a channel response between the wireless communication apparatus of FIG. 1 and the wireless communication apparatus on the receiving side, the weight calculation unit 110 uses the weight matrix 18 according to the ZF standard, the Minimum Mean Square Error (MMSE) standard, etc. Can be calculated. If the feedback information is an index of a weight selected from among codebooks shared in advance between the wireless communication apparatus in FIG.
  • MMSE Minimum Mean Square Error
  • the weight calculation unit 110 calculates the index.
  • the weight matrix 18 can be calculated by referring to the above codebook.
  • the codebook may be configured by weight vectors in an orthogonal relationship or may be configured by weight vectors in a non-orthogonal relationship.
  • the wireless communication apparatus that receives a transmission signal from the wireless communication apparatus in FIG. 1 includes an antenna 201, a wireless unit 202, a GI removing unit 203, and a fast Fourier transform (FFT) unit 204. And a channel estimation unit 205, a channel equalization unit 206, a modulo operation unit 207, and a demodulation unit 208.
  • the wireless communication apparatus of FIG. 2 can be used, for example, as a user terminal that communicates with a base station.
  • the antenna 201 receives a radio signal transmitted from the radio communication apparatus of FIG.
  • the antenna 201 inputs a received signal to the wireless unit 202.
  • the antenna 201 is not limited to a specific antenna as long as the antenna 201 can receive a wireless signal in a desired frequency band.
  • the wireless unit 202 performs signal processing corresponding to reception processing on the reception signal from the antenna 201. That is, the radio unit 202 amplifies the signal level of the received signal by a low noise amplifier (LNA), down-conversion by a frequency converter, analog-to-digital converter (ADC) Analog-to-digital conversion (AD conversion), and band limitation by a filter.
  • LNA low noise amplifier
  • ADC analog-to-digital converter
  • AD conversion Analog-to-digital conversion
  • the radio unit 202 inputs the baseband signal after the above-mentioned signal processing to the GI removal unit 203.
  • the GI removing unit 203 removes the GI from the signal from the wireless unit 202.
  • the GI removing unit 203 inputs the signal after the GI removal to the FFT unit 204.
  • the GI removal method by the GI removal unit 203 is not particularly limited, and any method that can be used in the OFDM scheme or the OFDMA scheme may be used as appropriate.
  • the FFT unit 204 performs FFT on the signal from the GI removing unit 203 to convert the signal in the time domain into a signal in the frequency domain. That is, the FFT unit 204 separates the received signal into subcarriers.
  • the FFT unit 204 inputs the data signal 21 of the signal after FFT to the channel equalization unit 206 and inputs the pilot signal 22 to the channel estimation unit 205.
  • the GI removing unit 203 and the FFT unit 204 are not essential components. That is, when the wireless communication apparatus of FIG. 1 performs multicarrier transmission such as OFDM or OFDMA, the GI removing unit 203 and the FFT unit 204 are necessary, but when performing single carrier transmission, these are not necessary. It is.
  • the data signal 21 of the signals from the wireless unit 202 may be directly input to the channel estimation unit 206 and the pilot signal 22 to the channel estimation unit 205, respectively.
  • a digital filter for band limitation may be provided at the rear stage of the wireless unit 202.
  • the channel estimation unit 205 estimates an effective channel using the input pilot signal 22 and pilot signal values known to the wireless communication apparatus of FIG.
  • the channel estimation unit 205 inputs the estimated effective channel 23 to the channel equalization unit 206.
  • the channel equalization unit 206 performs channel equalization on the input data signal using the estimated effective channel 23 from the channel estimation unit 205.
  • the channel equalizer 206 inputs the channel equalized data signal to the modulo operation unit 207.
  • the modulo operation unit 207 performs a predetermined modulo operation on the data signal from the channel equalization unit 206 to remove a perturbation vector added to the data signal. That is, the modulo operation unit 207 restores the data signal 14 before the perturbation vector addition unit 103 adds the perturbation vector.
  • the modulo operation unit 207 inputs the data signal that has been subjected to the modulo operation to the demodulation unit 208.
  • the demodulation unit 208 performs predetermined demodulation processing on the data signal from the modulo operation unit 207 to generate a demodulation data sequence.
  • the demodulation process corresponds to the modulation process performed by the modulator 102 in the wireless communication apparatus of FIG.
  • the demodulation data sequence generated by the demodulation unit 208 is subjected to decoding processing corresponding to encoding processing by the wireless communication apparatus of FIG. 1 by a decoding unit (not shown).
  • the base station has two transmit antennas Tx1 and Tx2, the terminal of user 1 has one receive antenna Rx1, and the terminal of user 2 has one receive antenna Rx2.
  • the base station transmits user signal s (which may include any pilot signal and data signal) shown in the following equation (1) to user 1 and user 2.
  • s 1 represents a user signal addressed to user 1 and s 2 represents a user signal addressed to user 2.
  • s 2 represents a user signal addressed to user 2.
  • a noise signal n shown in the following equation (2) is also superimposed on the user signal s.
  • Equation (2) n 1 is the noise signal received by the receiving antenna Rx1, n 2 represents respectively a noise signal received by the receive antenna Rx2.
  • Equation (1) and Equation (2) when the receiving antenna Rx1 and the receiving antenna Rx2 receive the user signal s transmitted from the base station, the received signal y shown in the following Equation (3) is obtained.
  • Equation (3) H is a channel matrix between the base station and the terminal of user 1 and the terminal of user 2.
  • h 11 is the channel response between the transmission antenna Tx1 and the receiving antenna Rx1
  • h 12 is the channel response between the channel response between the transmission antenna Tx2 and the receiving antenna Rx1
  • h 21 is the transmit antenna Tx1 and the receive antenna Rx2
  • H 22 indicate channel responses between the transmitting antenna Tx2 and the receiving antenna Rx2, respectively.
  • H + represents a pseudo inverse matrix of the channel matrix H
  • H H represents a complex conjugate transpose of the channel matrix H, respectively.
  • Equation (5) can be calculated, for example, by the following equation (6).
  • the terminal of user 1 and the terminal of user 2 perform channel equalization of the reception signal y using the estimated effective channel Heff to obtain a reception signal y ′ after channel equalization shown in the following equation (8).
  • the terminal of the terminal and the user 2 of the user 1 can the user signal s 2 of the user signal s 1 and the user 2 destined users 1 addressed respectively received without interfering with each other.
  • the terminal of user 1 and the terminal of user 2 receive noise component n 1 emphasized by ⁇ (ie, reciprocal of normalization coefficient) and noise component n 2 emphasized by ⁇ , respectively. doing.
  • ZF scheme as the normalization factor 1 / ⁇ Ganma is small, is emphasized noise component n 1 and the noise component n 2 has a problem that the reception performance of the terminal and the user 2 of the user 1 terminal is degraded .
  • the VP method (in particular, the VP method according to Non-Patent Document 1) is largely different from the ZF method in that the transmission signal x is generated by adding a perturbation vector d to the user signal s as shown in the following equation (9) .
  • ⁇ for setting the total transmission power of the transmission signal x to 1 can be calculated using the following Expression (10).
  • the VP method aims to search for a perturbation vector d such that ⁇ shown in Equation (10) is minimized from the expanded constellation ( ⁇ Z 2 ) according to the criteria shown in the following Equation (11) .
  • ⁇ represents a perturbation interval (positive number).
  • ⁇ is set according to the multi-value number of the modulation scheme applied to the user signal s.
  • CZ m represents an m-dimensional vector in which the real part and the imaginary part both have integer values. Note that any of various search methods such as the Sphere Encoding method described in Non-Patent Document 1 and the LLL algorithm described in Non-Patent Document 2 may be used to search for the perturbation vector d.
  • the receiving antenna Rx1 and the receiving antenna Rx2 obtain a received signal y shown in the following equation (12).
  • the terminal of user 1 combines the synthesized signal of user signal s 1 addressed to user 1 and the perturbation vector d 1 added by the base station to the user signal s 1 .
  • the terminal of the user 2 and the user signal s 2 of the user 2 addressed has received composite signal with the perturbation vector d 2 which is added by the base station to the user signal s 2. That is, the reception signal of the terminal of user 1 are those signal points of user signals s 1 user 1 addressed is shifted perturbation vector d 1, the received signal of the user 2 terminal user signal of the user 2 addressed s 2 Signal points are shifted by a perturbation vector d 2 .
  • the terminal of user 1 and the terminal of user 2 respectively apply modulo arithmetic shown in the following equation (14) to the received signal in order to remove perturbation vectors d 1 and d 2 .
  • Equation (15) As a result of the modulo operation shown in equation (14), perturbation vectors d 1 and d 2 are removed, and a reception signal y ′ similar to reception signal y ′ shown in equation (8) is generated
  • the substantial difference between the received signal y ′ shown in equation (8) and the received signal y ′ ′ shown in equation (15) is the value of ⁇ .
  • ⁇ in Equation (15) never exceeds ⁇ in Equation (8). That is, according to the VP method, noise emphasis can be suppressed compared to the ZF method.
  • the problems of the conventional VP method will be described below.
  • the terminal of user 1 and the terminal of user 2 can perform ideal channel equalization.
  • the base station adds a perturbation vector to both the pilot signal and the data signal, multiplies them by weights, and multiplies them by the normalization factor to generate a transmission signal
  • the terminal of user 1 and the terminal of user 2 Since the perturbation vector added to the pilot signal is unknown, it is not possible to estimate an accurate effective channel. For example, if s 1 p is a pilot signal known to the terminal of user 1 and d 1 is a perturbation vector added to the pilot signal s 1 p , the effective channel estimated by the terminal of user 1 is 16).
  • pilot signal 13 (s p ) is input to weight multiplying section 104 without being added with a perturbation vector.
  • the data signal 14 (s d ) is added to the perturbation vector (d d ) searched by the perturbation vector adding unit 103 according to, for example, the equation (11), and is input to the weight multiplication unit 104.
  • Weight multiplication section 104 multiplies weight matrix 18 (W) by input pilot signal 13 (s p ) and data signal 15 (s d + d d ).
  • weight matrix W may be calculated according to the ZF standard shown in equation (4), or the MMSE standard shown in the following equation (17) It may be calculated according to
  • the pilot signal 16 (x p ) and the data signal 17 (x d ) output from the weight multiplication unit 104 are expressed by the following equations (18) and (19), respectively.
  • the normalization coefficient multiplication unit 105 derives a normalization coefficient such that the transmission power is constant, and multiplies the pilot signal (x p ) and the data signal (x d ) by the normalization coefficient.
  • the derivation method of the above-mentioned normalization coefficient is examined. For example, when the wireless communication apparatus of FIG. 1 uses the OFDMA method, a transmission signal as shown in FIG. 3 is generated.
  • FIG. 3 shows an example of the configuration of a transmission signal addressed to user 1 and a transmission signal addressed to user 2, respectively.
  • the vertical axis represents frequency (subcarrier) and the horizontal axis represents time (OFDM symbol).
  • the OFDMA scheme multiplexes a plurality of users on the frequency axis by partially allocating a plurality of subcarriers obtained by dividing an available frequency band to users.
  • the OFDM scheme is different from the OFDMA scheme in that the entire plurality of subcarriers obtained by dividing the available frequency band are allocated to the user.
  • user 1 and user 2 are respectively allocated spatially different transmission streams, and resources of subcarriers f1 to f36 in the frequency direction and OFDM symbols t1 to t6 in the time direction are commonly allocated. There is.
  • the frequency and time resources allocated to each user are called Burst (burst).
  • Burst a group of resources (in this example, 18 subcarriers x 6 OFDM symbols), which are processing units in the encoding unit and the decoding unit (not shown in FIGS. 1 and 2), are resource blocks (RB; resource). Call it block.
  • RB resource blocks
  • resource blocks are displayed in bold frames, and RB1 (resources of subcarriers f1 to f18 in the frequency direction and OFDM symbols t1 to t6 in the time direction) and RB2 (subcarriers in the frequency direction) are displayed for user 1 and user 2.
  • Resources f19 to f36 and OFDM symbols t1 to t6 are allocated in the time direction.
  • the radio communication apparatus since the user signal s spatially multiplexed is different for each subcarrier and OFDM symbol (that is, for each block), ⁇ calculated based on Equation (10) is also different . Assuming that ⁇ calculated based on the pilot signal is ⁇ p and ⁇ calculated based on the data signal is ⁇ d , and the pilot signal and the data signal are differentiated to perform multiplication of the normalization coefficient, ⁇ p and ⁇ d Since it does not match, the effective channel can not be accurately estimated on the receiving side. Therefore, the radio communication apparatus according to the present embodiment generates a transmission signal by deriving and multiplying a common normalization coefficient for the pilot signal and the data signal so that the effective channel can be accurately estimated on the reception side. Do.
  • the second derivation method is derived as a normalization coefficient by which the average value of the normalization coefficients calculated for each of the pilot signal and data signal in each burst is multiplied by all the pilot signals and data signals in the burst. Method.
  • the average value of the normalization factor is multiplied to all pilot and data signals in RB1 and RB2.
  • the third derivation method In the third derivation method, the average value of the normalization coefficients calculated for each of the pilot signal and data signal in each OFDM symbol group obtained by time-dividing the resource block, all pilot signals in that OFDM symbol group and This is a method of deriving as a normalization coefficient to be multiplied by the data signal.
  • the division mode of the resource block is arbitrary. For example, in the case of dividing a resource block including six OFDM symbols as shown in FIG. 3, six equal divisions (six groups ⁇ one OFDM symbol), three equal divisions (three groups ⁇ two OFDM symbols) and two equal divisions (two groups) Any of ⁇ 3 OFDM symbols may be used, and unequal division may be performed if the division rule is known on the receiving side.
  • 3 ⁇ 18 54 signals included in an OFDM symbol group (OFDM symbols t1 to t3 and subcarriers f1 to f18) obtained by equally dividing RB1 into two, for example The average value of the normalization coefficients calculated for each of the above is multiplied by all pilot signals and data signals in the OFDM symbol group.
  • the fourth derivation method the average value of the normalization coefficients calculated for each of the pilot signal and data signal in each OFDM symbol group obtained by time-dividing each Burst, all pilot signals in that OFDM symbol group and This is a method of deriving as a normalization coefficient to be multiplied by the data signal.
  • segmentation aspect of Burst is arbitrary. For example, in the case of dividing Burst including 6 OFDM symbols as shown in FIG.
  • 3 6 equal divisions (6 groups ⁇ 1 OFDM symbol), 3 equal divisions (3 groups ⁇ 2 OFDM symbols) and 2 equal divisions (2 groups ⁇ 2 groups ⁇ 2 OFDM symbols) Any of the three OFDM symbols may be used, and unequal division may be performed if the division rule is known on the receiving side.
  • 3 ⁇ 36 108 signals included in an OFDM symbol group (OFDM symbols t1 to t3 and subcarriers f1 to f36) obtained by dividing Burst into two equal parts, for example The average value of the normalization coefficients calculated for each of the above is multiplied by all pilot signals and data signals in the OFDM symbol group.
  • the average value of the normalization coefficients calculated for each of the pilot signal and data signal included in the entire transmission signal (transmission frame) transmitted by the wireless communication apparatus in FIG. Is derived as a normalization factor by which all pilot signals and data signals are multiplied.
  • subcarriers f1 to f36 are allocated to user 1 and user 2 in FIG. 3, since users can be multiplexed on the frequency axis in the OFDMA system, for example, the wireless communication apparatus in FIG.
  • Subcarriers f 37 to 72 different from H.sub.1 can be assigned to user 3 and user 4 different from user 1 and user 2.
  • FIG. 4 shows an example of the configuration of a transmission signal addressed to user 1 and a transmission signal addressed to user 2, respectively.
  • the vertical axis represents frequency (carrier) and the horizontal axis represents time (symbol).
  • user 1 and user 2 are respectively assigned spatially different transmission streams, and resources f1 to t30 in the frequency direction and resources t1 to t30 in the time direction are commonly assigned.
  • symbols for data signals are represented by solid blocks
  • symbols for pilot signals are represented by hatched blocks. That is, symbols t1, t2, t11, t12, t21 and t22 represent pilot signals, and t3 to t10, t13 to t20 and t23 to t30 represent data signals, respectively.
  • the average value of the normalization coefficients calculated for each of the pilot signal and data signal included in the entire symbol is the corresponding value. It may be derived as a normalization factor by which all pilot and data signals contained in the entire symbol are multiplied. Also, the average of normalization coefficients calculated for each of the pilot signal and data signal in each symbol group (for example, t1 to t10, t11 to t20 and t21 to t30) obtained by time-dividing the whole symbol (t1 to t30) A value may be derived as a normalization factor by which all pilot and data signals in the symbol group are multiplied.
  • the pilot signals s because the value of p is known, by dividing the pilot signal y p shown in equation (20) in the known values, the effective channel 1 / ⁇ avg Can be accurately estimated. Therefore, by equalizing the pilot signal yd shown in equation (21) using the estimated effective channel Heff at the terminal of user 1 and the terminal of user 2, the pilot signal y ' d shown in the following equation (22) becomes can get.
  • the above-described modulo operation is performed on the data signal y ' d shown in equation (22) to remove the perturbation vector d d , thereby correctly recovering the data signal s d can do.
  • one transmission stream is allocated to each user with two transmission antennas and two users, but two or more transmission streams may be allocated to each user with three or more transmission antennas.
  • the number of users may be three or more.
  • a plurality of receiving antennas of the user terminal may be provided, and in this case, channel information in consideration of the receiving filter matrix used by the plurality of receiving antennas may be fed back to the radio communication apparatus on the transmitting side.
  • the wireless communication apparatus adds a perturbation vector only to the data signal, and generates a transmission signal by multiplying the pilot signal and the data signal by the common normalization coefficient. ing. Therefore, the wireless communication apparatus on the receiving side estimates the accurate effective channel based on the known pilot signal value, and performs channel equalization using the effective channel, thereby accurately adding the data signal to which the perturbation vector is added. It can be restored. That is, according to the wireless communication apparatus according to the present embodiment, wireless communication using a perturbation vector can be actually implemented.
  • the weight multiplication unit 104 is a weight multiplication unit 304
  • the weight calculation unit 110 is a weight calculation unit.
  • Each has been replaced with 310.
  • FIG. 5 the same parts as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and different parts will be mainly described.
  • the weight calculation unit 310 uses feedback information indicating an index indicating a weight matrix selected by the wireless communication apparatus on the receiving side from codebooks shared in advance between the wireless communication apparatus in FIG. 5 and the wireless communication apparatus on the receiving side. Receive as.
  • the weight calculation unit 310 inputs the weight matrix 38 specified by the index in the codebook to the perturbation vector addition unit 103 and the weight multiplication unit 304.
  • an index indicating the selected weights (for example, the weight matrix 38) is used as a header portion in a frame or the like.
  • the weight multiplication unit 304 does not perform weight multiplication on the pilot signal 13 from the modulation unit 101, unlike the weight multiplication unit 103 described above, and performs weight multiplication only on the data signal 15 from the perturbation vector addition unit 103. Do.
  • the weight multiplication unit 304 inputs the weight multiplied data signal 17 to the normalization coefficient multiplication unit 105.
  • the pilot signal 13 is directly input from the modulation unit 101 to the normalization coefficient multiplication unit 105. That is, pilot signal 13 (x p ) shown in the following equation (23) and data signal 17 (x d ) shown in the following equation (24) are input to the normalization coefficient multiplying unit 105.
  • the pilot signal 13 (x p ) and the data signal 17 (x d ) are multiplied by the common normalization coefficient 1 / ⁇ avg by the normalization coefficient multiplication unit 105 as in the first embodiment described above, and the reception side Transmitted to the wireless communication device of
  • a wireless communication apparatus for receiving a transmission signal from the wireless communication apparatus of FIG. 5 includes an antenna 201, a wireless unit 202, a GI removing unit 203, an FFT unit 204, a channel estimation unit 405, and channel equalization And a modulo operation unit 207 and a demodulation unit 208.
  • the same reference numerals as in FIG. 2 denote the same parts in FIG. 6, and different parts will be mainly described.
  • the wireless communication apparatus of FIG. 6 obtains both pilot signal y p and data signal y d shown in the following Equation (25) and Equation (26). .
  • no noise signal is displayed to simplify the description.
  • W in equation (26) does not have a weight matrix obtained by calculating the pseudo-inverse of channel matrix H as shown in equation (4), and a plurality of candidates are selected from among codebooks determined in advance. It is a selected weight matrix. That is, HW in equation (26) does not necessarily become an identity matrix. Therefore, the channel estimation unit 405 needs to estimate the effective channel (HW ⁇ 1 / ⁇ avg ) in order for the channel equalization unit 206 to accurately perform channel equalization. First, channel estimation section 405 obtains an estimated effective channel shown in the following equation (27) based on the pilot signal shown in equation (25) and a known pilot signal value.
  • channel estimation section 405 calculates the same weight matrix (W) as weight matrix 38 based on index 44 notified from the wireless communication apparatus of FIG. 5, and multiplies it by the estimated effective channel shown in equation (27). , Obtain the estimated effective channel shown in the following equation (28).
  • Channel equalization section 206 performs channel equalization as shown in the following equation (29) using the estimated effective channel shown in equation (28).
  • the wireless communication apparatus adds a perturbation vector only to the data signal and multiplies the data selected from the codebook by the weight to be common to the pilot signal and the data signal.
  • a transmission signal is generated by multiplying the normalization coefficient. Therefore, the wireless communication apparatus on the receiving side estimates a correct effective channel based on the known pilot signal value and the index indicating the selected weight, and performs channel equalization by using the effective channel to perform perturbation vector Can accurately restore the added data signal. That is, according to the wireless communication apparatus according to the present embodiment, wireless communication using a perturbation vector can be actually implemented.
  • the perturbation vector adding unit 103 is a perturbation vector adding unit 503, a wireless unit 108-1, , 108-Nt are replaced with radio units 508-1,..., 508-Nt, respectively, and a control signal generation unit 511 is further provided.
  • the same reference numerals as in FIG. 1 denote the same parts in FIG. 7, and different parts will be mainly described.
  • the perturbation vector addition unit 503 also adds a perturbation vector 60 to the pilot signal 13. That is, the perturbation vector addition unit 503 inputs the data signal 15 to which the perturbation vector is added and the pilot signal 59 to which the perturbation vector 60 is added to the weight multiplication unit 104. Further, the perturbation vector addition unit 503 inputs the perturbation vector 60 added to the pilot signal 13 to the control signal generation unit 511.
  • Weight multiplication section 104 multiplies weight matrix 18 by pilot signal 59 and data signal 15 from perturbation vector addition section 503.
  • the weight multiplying unit 104 inputs the weight multiplied pilot signal 56 and the weight multiplied data signal 17 to the normalization coefficient multiplying unit 105.
  • the control signal generation unit 511 generates a control signal 61 for notifying the wireless communication apparatus on the receiving side of the information indicating the perturbation vector 60 input from the perturbation vector addition unit 503. The technical significance of generating the control signal 61 will be described later.
  • the control signal generation unit 511 inputs the control signal 61 to the radio units 508-1, ..., 508-Nt.
  • the radio units 508-1 to 508-Nt perform transmission processing on the control signal 61 in addition to the transmission processing performed by the radio units 108-1 to 108-Nt described above.
  • the control signal 61 is stored, for example, in a preamble of a transmission signal by the radio units 508-1, ..., 508-Nt and transmitted from the antennas 109-1, ..., 109-Nt.
  • the wireless communication apparatus of FIG. 7 also adds the perturbation vector 60 to the pilot signal 13.
  • the perturbation vector 60 is an unknown value for the wireless communication apparatus on the receiving side. Therefore, the wireless communication apparatus on the receiving side can not estimate an accurate effective channel as apparent from equation (16).
  • the wireless communication apparatus on the receiving side can be notified of the perturbation vector 60, the wireless communication apparatus on the receiving side can estimate the effective effective channel by adding the notified perturbation vector 60 to the known pilot signal. That is, by generating the control signal 61, even when a perturbation vector is added to both the pilot signal and the data signal in the wireless communication apparatus on the transmission side, an accurate effective channel can be estimated in the wireless communication apparatus on the reception side.
  • the control signal 61 may be the value of the perturbation vector 60 itself, but indicates, for example, how much the pilot signal 13 has moved from the original signal point in the real axis direction and imaginary axis direction in units of perturbation interval ⁇ . It may be mobility N Re and mobility N Im .
  • the mobility N Re and the mobility N Im can be calculated by the following equations (30) and (31), respectively.
  • d p represents a perturbation vector 60
  • Re () represents the real part of the complex value in parentheses
  • Im () represents the imaginary part of the complex value in parentheses. Since the modulation scheme applied by the modulator 101 to the pilot sequence 11 is known to the receiving side, the receiving side can calculate the perturbation interval ⁇ based on the modulation scheme. Accordingly, the receiving side can restore the perturbation vector d d by using the notified mobility N Re and mobility N Im, and a calculated perturbation interval tau. Since mobility N Re and mobility N Im are integer values, they can be represented by a smaller number of bits than the value of perturbation vector 60 itself. That is, rather than using the value of the perturbation vector 60 itself as the control signal 61, overhead can be suppressed if the mobility N Re and the mobility N Im are used as the control signal 61.
  • the wireless communication apparatus adds a perturbation vector also to the pilot signal, and generates a control signal for notifying the perturbation vector on the receiving side. Therefore, the wireless communication apparatus on the receiving side estimates the correct effective channel based on the known pilot signal value and the perturbation vector notified by the control signal, and performs channel equalization using the effective channel. It is possible to accurately restore the vector-added data signal. That is, according to the wireless communication apparatus according to the present embodiment, wireless communication using a perturbation vector can be actually implemented.
  • the normalization coefficient multiplication unit 105 is a normalization coefficient multiplication unit 805; , 108-Nt are replaced with radio units 808-1,..., 808-Nt, respectively, and a control signal generation unit 811 is further provided.
  • the same reference numerals as in FIG. 5 denote the same parts in FIG. 8, and different parts will be mainly described.
  • the pilot signal 13 output from the modulation unit 101 is input to the normalization coefficient multiplication unit 805.
  • the normalization coefficient multiplication unit 805 calculates a normalization coefficient 80 according to a predetermined derivation method (for example, various derivation methods described above) based on the input data signal 17 and pilot signal 13.
  • the normalization coefficient multiplication unit 805 multiplies only the data signal 17 by the normalization coefficient 80. That is, although the normalization coefficient multiplication unit 805 uses the pilot signal 13 to calculate the normalization coefficient 80, the pilot signal 13 is not multiplied by the normalization coefficient 80.
  • the normalization coefficient multiplication unit 805 inputs the pilot signal 13 and the data signal on which the normalization coefficient 80 has been multiplied to the IFFT units 106-1, ..., 106-Nt. Further, the normalization coefficient multiplication unit 805 inputs the calculated normalization coefficient 80 to the control signal generation unit 811.
  • the control signal generation unit 811 generates a control signal 81 to notify the wireless communication apparatus on the receiving side of information indicating the normalization coefficient 80 by which the data signal 17 is multiplied by the normalization coefficient multiplication unit 805. The technical significance of generating the control signal 81 will be described later.
  • the control signal generation unit 811 inputs the control signal 81 to the wireless units 808-1, ..., 808-Nt.
  • the wireless units 808-1,..., 808-Nt perform transmission processing for the control signal 81 in addition to the transmission processing performed by the wireless units 108-1,.
  • the control signal 81 is stored, for example, in a preamble of a transmission signal by the radio units 808-1,..., 808-Nt and transmitted from the antennas 109-1,.
  • a wireless communication apparatus that receives a transmission signal from the wireless communication apparatus of FIG. 8 includes an antenna 201, a wireless unit 202, a GI removing unit 203, an FFT unit 204, a channel estimation unit 905, and channel equalization. And a modulo operation unit 207 and a demodulation unit 208.
  • the parts in FIG. 9 that are the same as those in FIG.
  • the wireless communication apparatus of FIG. 8 performs transmission processing without multiplying the pilot signal 13 by the normalization coefficient 80.
  • the receiving wireless communication device receives the pilot signal y p shown in the following equation (32).
  • the wireless communication apparatus of FIG. 8 Since the wireless communication apparatus of FIG. 8 is the same as the wireless communication apparatus of FIG. 5 described above in the transmission process for data signals, the data signal y d received by the wireless communication apparatus on the receiving side is expressed by equation (26) be able to.
  • channel estimation section 905 obtains an estimated effective channel shown in the following equation (33) based on the pilot signal shown in equation (32) and a known pilot signal value.
  • channel estimation section 905 has the same weight matrix (W) as weight matrix 38 derived based on index 44 of codebook notified from the wireless communication apparatus of FIG. 8, and control signal 81 from the wireless communication apparatus of FIG. Is multiplied by the normalization coefficient 91 (1 / ⁇ avg ) notified through Equation (33) to the estimation effective channel shown in Equation (33) to obtain an estimated effective channel shown in Equation (34).
  • Channel equalization section 206 performs channel equalization as shown in the following equation (35), using the estimated effective channel shown in equation (34).
  • the wireless communication apparatus on the receiving side acquires the normalization coefficient 80 (91) via the control signal 81. Since it can, channel equalization can be performed appropriately.
  • the wireless communication apparatus adds a perturbation vector only to the data signal, multiplies the weight selected from the codebook, and derives a normal derived based on the data signal and the pilot signal.
  • the conversion coefficient is multiplied to generate a transmission signal, and a control signal for notifying the above-mentioned normalization coefficient is generated. Therefore, the wireless communication apparatus on the receiving side estimates the correct effective channel based on the known pilot signal value, the index indicating the selected weight, and the normalization factor notified via the control signal, and the effective channel
  • the present invention is not limited to the above embodiments as it is, and at the implementation stage, the constituent elements can be modified and embodied without departing from the scope of the invention. Further, various inventions can be formed by appropriately combining the plurality of components disclosed in the above-described embodiments. Further, for example, a configuration in which some components are removed from all the components shown in each embodiment is also conceivable. Furthermore, the components described in different embodiments may be combined as appropriate.
  • weight calculation unit 201 ⁇ ⁇ ⁇ Antenna 202 ⁇ ⁇ ⁇ radio unit 203 ⁇ ⁇ ⁇ GI removal unit 204 ⁇ ⁇ ⁇ FFT unit 205 ⁇ ⁇ ⁇ channel estimation unit 206 ⁇ ⁇ ⁇ channel equalization unit 207 ⁇ ⁇ ⁇ modulo arithmetic unit 208 ⁇ ⁇ ⁇ demodulation unit 304: Weight multiplication unit 310: Weight calculation unit 405: Channel estimation unit 503: Perturbation vector addition unit 508-1, ..., 508-Nt: Radio unit 511: Control signal generation Unit 805: Normalization coefficient multiplication unit 811: Control signal generation unit 808-1, 808-Nt: Radio unit 905: Channel estimation unit

Abstract

　無線通信装置は、パイロット信号（１３）及びデータ信号（１４）を含む第１の送信信号のうちデータ信号（１４）に対して摂動ベクトルを付加し、パイロット信号（１３）及びデータ信号（１５）を含む第２の送信信号を得る摂動ベクトル付加部（１０３）と、第２の送信信号のうちデータ信号（１５）に対して、受信側における干渉を除去するためのウェイト（１８）を乗算し、パイロット信号（１６）及びデータ信号（１７）を含む第３の送信信号を得るウェイト乗算部（１０４）と、第３の送信信号のうちデータ信号（１７）に対して、総送信電力を正規化するための共通の正規化係数を乗算し、第４の送信信号を得る正規化係数乗算部（１０５）とを具備する。

Description

無線通信装置及び方法
　本発明は、無線通信装置及び方法に関する。
　従来、無線通信方式の１つとして、同一の時間帯及び同一の周波数帯において、複数の送信アンテナを用いて複数のユーザを空間的に多重する空間分割多元アクセス（Spatial Division Multiple Access；ＳＤＭＡ)方式が知られている。ＳＤＭＡ方式を基地局と複数のユーザ端末（無線信号を少なくとも受信可能な無線通信装置）との間で通信を行う無線通信システムに適用すれば、ユーザ間の空間的な干渉を生じることなく通信を行うことができる。
　ＳＤＭＡ方式に関して、具体化された様々な方式が提案されている。例えば、ＺＦ（Zero-Forcing）方式では、基地局が有する複数の送信アンテナの各々と複数のユーザ端末の受信アンテナの各々との間の伝搬路状態を示すチャネル係数を要素とする行列（以下、単にチャネル行列）を生成し、当該チャネル行列の擬似逆行列をウェイトとして送信信号（ユーザ信号）に乗算することにより、ユーザ間の干渉を生じさせずに通信を行う。また、チャネル行列の空間相関が高い場合に上記ウェイトの乗算を行うと、送信信号の信号レベルが増大してしまうため、ＺＦ方式では、送信電力が定格送信電力内に収まるように送信信号に対して正規化係数を更に乗算している。ＺＦ方式には、上記正規化係数の乗算により送信信号の電力ロスが生じるため、受信側の無線通信装置において受信信号に対してチャネル等化を行うと雑音強調が生じ、受信性能が劣化する問題がある。尚、上記雑音強調の程度は、正規化係数の逆数が大きいほど強くなる。
　非特許文献１及び非特許文献２記載のＶＰ（Vector Perturbation）方式では、摂動ベクトル（Perturbation Vector）という、送信信号の取り得る信号点を拡張可能なベクトルが用いられる。ＶＰ方式では、前述した正規化係数の逆数が最も小さくなるような拡張信号点に送信信号をシフトさせる摂動ベクトルを探索し、探索された摂動ベクトルを送信信号に加算して、ウェイト及び正規化係数の乗算を行う。受信側の無線通信装置は、モジュロ演算により受信信号から上記摂動ベクトルを除去することにより、摂動ベクトルを加算する前の送信信号を復元することができる。ＶＰ方式であっても、ＺＦ方式と同様の雑音強調は生じるが、ＺＦ方式に比べて正規化係数の逆数が小さくなるため受信性能の劣化が抑えられる。
B. Hochwald, C. Peel, A. Swindlehurst, "A Vector-Perturbation Technique for Near-Capacity Multiantenna Multiuser Communication - PartII: Perturbation," IEEE Trans. on Communications, Vol. 53, no. 3, pp. 537-544, Mar. 2005. C. Windpassinger, R. Fischer, and J. Huber, "Lattiece-Reduction Aided Broadcast Precoding," IEEE Trans. on Communications, Vol. 52, no. 12, pp. 2057-2060, Dec. 2004.
　従来、無線通信システムにおける送信信号には、実質的な受信対象となるデータ信号の他に、チャネル推定のためのパイロット信号が含まれる。通常、データ信号及びパイロット信号には同一の送信方式が適用される。例えば、データ信号にウェイトを乗じるのであれば、受信したデータ信号には伝搬路のチャネル係数の他にウェイトが乗算されているので、受信側の無線通信装置は上記チャネル係数を推定するだけでなく、ウェイトを考慮した実効チャネルを推定する必要がある。従って、受信側の無線通信装置が実効チャネルを推定できるように、送信側の無線通信装置がパイロット信号に対しても上記ウェイトを乗算する必要がある。
　しかしながら、前述したＶＰ方式のような摂動ベクトルを用いる無線通信において、データ信号及びパイロット信号に対して同一の送信方式を単に適用することは、受信性能の観点からすると必ずしも好ましくない。前述したように、パイロット信号は、受信側の無線通信装置がチャネル推定に用いるため、当該無線通信装置にとって既知の値である。しかしながら、摂動ベクトルは受信側の無線通信装置にとって未知の値であるため、摂動ベクトルをパイロット信号に付加した場合には、当該無線通信装置が正確な実効チャネルを推定できない。また、探索される摂動ベクトルの値は、付加対象となる信号次第で異なるため、データ信号及びパイロット信号に夫々付加される摂動ベクトルは必ずしも一致しない。従って、データ信号及びパイロット信号に対して夫々算出される正規化係数も必ずしも一致しない。
　非特許文献１及び非特許文献２のような従来文献は、受信側の無線通信装置にとってデータ信号に付加された摂動ベクトル、データ信号に乗算された正規化係数等の通常は未知のパラメータが既知であり、当該無線通信装置が理想的なチャネル等化を実行可能であることを前提としている。即ち、上記従来文献には、摂動ベクトルを用いた無線通信を現に実施可能とするための具体的手法、例えば実効チャネルの現実的な推定手法が開示されていない。
　従って、本発明は、摂動ベクトルを用いた無線通信を現に実施可能な無線通信装置を提供することを目的とする。
　本発明の一態様に係る無線通信装置は、第１のパイロット信号及び第１のデータ信号を含む第１の送信信号のうち前記第１のデータ信号に対して摂動ベクトルを付加し、第２のパイロット信号及び第２のデータ信号を含む第２の送信信号を得る摂動ベクトル付加部と、前記第２の送信信号のうち前記第２のデータ信号に対して、受信側における干渉を除去するためのウェイトを乗算し、第３のパイロット信号及び第３のデータ信号を含む第３の送信信号を得るウェイト乗算部と、前記第３の送信信号のうち前記第３のデータ信号に対して、総送信電力を正規化するための共通の正規化係数を乗算し、第４のパイロット信号及び第４のデータ信号を含む第４の送信信号を得る正規化係数乗算部と、前記第４の送信信号を送信する送信部とを具備する。
　本発明によれば、摂動ベクトルを用いた無線通信を現に実施可能な無線通信装置を提供できる。
第１の実施形態に係る無線通信装置を示すブロック図。 図１の無線通信装置の送信信号を受信可能な無線通信装置を示すブロック図。 図１の無線通信装置の送信信号におけるデータ信号及びパイロット信号の信号構成の一例を示す図。 図１の無線通信装置の送信信号におけるデータ通信及びパイロット信号の信号構成の一例を示す図。 第２の実施形態に係る無線通信装置を示すブロック図。 図５の無線通信装置の送信信号を受信可能な無線通信装置を示すブロック図。 第３の実施形態に係る無線通信装置を示すブロック図。 第４の実施形態に係る無線通信装置を示すブロック図。 図８の無線通信装置の送信信号を受信可能な無線通信装置を示すブロック図。
　以下、図面を参照して、本発明の実施形態について説明する。　
　（第１の実施形態）　
　図１に示すように、本発明の第１の実施形態に係る無線通信装置は、変調部１０１、変調部１０２、摂動ベクトル付加部１０３、ウェイト乗算部１０４、正規化係数乗算部１０５、Ｎt（以降の説明において、Ｎtは送信アンテナ数を示す整数値であるものとする）個の逆高速フーリエ変換部（inverse fast Fourier transform；IFFT）部１０６－１，…，１０６－Nt、ＧＩ（guard interval）付加部１０７－１，…，１０７－Nt、Nt個の無線部１０８－１，…，１０８－Nt及びＮt個のアンテナ１０９－１，…，１０９－Ntを有する。図１の無線通信装置は、例えば基地局として利用可能である。図１の無線通信装置は、Nt個のアンテナ１０９－１，…，１０９－Ntを用いて同一時間帯及び同一周波数帯に複数のユーザ端末を空間多重するＳＤＭＡ方式を使用する。
　変調部１０１は、パイロット系列１１に対して所定の変調処理を施し、変調シンボルとしてのパイロット信号１３を生成する。変調部１０１は、パイロット信号１３をウェイト乗算部１０４に入力する。尚、上記変調方式は、図１の無線通信装置と通信を行う無線通信装置が復調可能な変調方式であればよい。例えば、変調部１０１は、ＢＰＳＫ（binary phase shift keying）及びＱＰＳＫ（quadrature phase shift keying）に代表されるＰＳＫ（phase shift keying）方式、或いは、１６ＱＡＭ（quadrature amplitude modulation）、６４ＱＡＭ及び２５６ＱＡＭに代表されるＱＡＭ方式等を利用できる。
　変調部１０２は、図示しない符号化部によって符号化されたデータ系列１２に対して、変調部１０１と同様の変調処理を施し、変調シンボルとしてのデータ信号１４を生成する。変調部１０２は、データ信号１４を摂動ベクトル付加部１０３に入力する。
　摂動ベクトル付加部１０３は、変調部１０２からのデータ信号１４と、ウェイト計算部１１０からのウェイト行列１８とに基づき、所定の規範に従って当該データ信号１４にとって適切な摂動ベクトルを探索する。尚、摂動ベクトルの詳細は後述する。摂動ベクトル付加部１０３は、探索した摂動ベクトルをデータ信号１４に付加し、摂動ベクトル付加済みのデータ信号１５をウェイト乗算部１０４に入力する。
　ウェイト乗算部１０４は、ウェイト計算部１１０からのウェイト行列１８を、変調部１０１からのパイロット信号１３及び摂動ベクトル付加部１０３からのデータ信号１５に乗算する。ウェイト乗算部１０４は、ウェイト乗算済みのパイロット信号１６及びウェイト乗算済みのデータ信号１７を正規化係数乗算部１０５に入力する。
　正規化係数乗算部１０５は、ウェイト乗算部１０４からのパイロット信号１６及びデータ信号１７に対して、総送信電力が規定値内となるような正規化係数を乗算する。正規化係数の導出手法は後述する。正規化係数乗算部１０５は、正規化係数乗算済みのパイロット信号及びデータ信号をＩＦＦＴ部１０６－１，…，１０６－Ntに夫々入力する。
　ＩＦＦＴ部１０６－１，…，１０６－Ntの各々は、正規化係数乗算部１０５からのパイロット信号及び／またはデータ信号に対してＩＦＦＴを施し、周波数領域の信号から時間領域の信号へと変換する。ＩＦＦＴ部１０６－１，…，１０６－Ntの各々は、変換後の信号をＧＩ付加部１０７－１，…，１０７－Ntの各々に入力する。
　ＧＩ付加部１０７－１，…，１０７－Ntの各々は、ＩＦＦＴ部１０６－１，…，１０６－Ntの各々からの信号にＧＩを付加する。ＧＩ付加部１０７－１，…，１０７－Ntの各々は、ＧＩ付加後の信号を無線部１０８－１，…，１０８－Ntの各々に入力する。ここで、ＧＩ付加部１０７－１，…，１０７－NtによるＧＩの付加手法は、特に限定されず、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ；Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式または直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ；Orthogonal Frequency Division Multiple Access）方式において利用可能なものを適宜利用してよい。
　ここで、ＩＦＦＴ部１０６－１，…，１０６－Nt及びＧＩ付加部１０７－１，…，１０７－Ntは必須の構成要素ではない。即ち、図１の無線通信装置が、ＯＦＤＭまたはＯＦＤＭＡのようなマルチキャリア伝送を行う場合には、ＩＦＦＴ部１０６－１，…，１０６－Nt及びＧＩ付加部１０７－１，…，１０７－Ntは必要であるが、シングルキャリア伝送を行う場合にはこれらは不要である。図１の無線通信装置がシングルキャリア伝送を行う場合には、正規化係数乗算部１０５からのパイロット信号及びデータ信号を無線部１０８－１，…，１０８－Ntに直接入力すればよい。また、図１の無線通信装置がマルチキャリア伝送及びシングルキャリア伝送のいずれを行うにせよ、無線部１０８－１，…，１０８－Ntの前段に帯域制限のためのデジタルフィルタを設けてよい。
　無線部１０８－１，…，１０８－Ntの各々は、入力信号に対して送信処理に相当する信号処理を行う。即ち、無線部１０８－１，…，１０８－Ntの各々は、入力信号に対して、デジタル－アナログ変換器（digital-to-analog converter；ＤＡＣ）によるデジタル－アナログ変換（ＤＡ変換）、周波数変換器によるアップコンバージョン、電力増幅器による電力増幅等の信号処理を行う。無線部１０８－１，…，１０８－Ntの各々は、上記信号処理後の無線信号をアンテナ１０９－１，…，１０９－Ntの各々に入力する。
　アンテナ１０９－１，…，１０９－Ntの各々は、無線部１０８－１，…，１０８－Ntの各々からの無線信号を空間に放出する。尚、アンテナ１０９－１，…，１０９－Ntは所望の周波数帯で無線信号を送信できるものであればよく、特定のアンテナに限定されるものでない。
　ウェイト計算部１１０は、ユーザ端末、即ち、受信側の無線通信装置からのフィードバック情報に基づいてウェイト行列１８を計算する。ウェイト計算部１１０は、ウェイト行列１８を摂動ベクトル付加部１０３及びウェイト乗算部１０４に入力する。ウェイト計算部１１０によるウェイト行列１８の計算手法は、上記フィードバック情報に応じて適宜選択されてよい。例えば、上記フィードバック情報が図１の無線通信装置と受信側の無線通信装置との間のチャネル応答であれば、ウェイト計算部１１０はＺＦ規範、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）規範等に従ってウェイト行列１８を計算できる。また、上記フィードバック情報が図１の無線通信装置と受信側の無線通信装置との間で予め共有されているcodebookの中から選択されたウェイトのインデックスであれば、ウェイト計算部１１０は当該インデックスを用いて上記codebookを参照してウェイト行列１８を計算できる。尚、上記codebookは、直交関係にあるウェイトベクトルによって構成されていてもよいし、非直交関係にあるウェイトベクトルによって構成されていてもよい。
　図１の無線通信装置からの送信信号を受信する無線通信装置は、例えば図２に示すように、アンテナ２０１、無線部２０２、ＧＩ除去部２０３、高速フーリエ変換（ＦＦＴ；fast Fourier transform）部２０４、チャネル推定部２０５、チャネル等化部２０６、モジュロ演算部２０７及び復調部２０８を有する。図２の無線通信装置は、例えば基地局と通信するユーザ端末として利用可能である。
　アンテナ２０１は、図１の無線通信装置から送信された無線信号を受信する。アンテナ２０１は受信信号を無線部２０２に入力する。尚、アンテナ２０１は所望の周波数帯で無線信号を受信できるものであればよく、特定のアンテナに限定されるものでない。
　無線部２０２は、アンテナ２０１からの受信信号に対して受信処理に相当する信号処理を行う。即ち、無線部２０２は上記受信信号に対して、低雑音増幅器（ＬＮＡ；low noise amplifier）による信号レベルの増幅、周波数変換器によるダウンコンバージョン、アナログ－デジタル変換器(analog-to-digital converter；ＡＤＣ）によるアナログ－デジタル変換（ＡＤ変換）、フィルタによる帯域制限等を行う。無線部２０２は、上記信号処理後のベースバンド信号をＧＩ除去部２０３に入力する。
　ＧＩ除去部２０３は、無線部２０２からの信号よりＧＩを除去する。ＧＩ除去部２０３は、ＧＩ除去後の信号をＦＦＴ部２０４に入力する。ここで、ＧＩ除去部２０３によるＧＩの除去手法は、特に限定されず、ＯＦＤＭ方式またはＯＦＤＭＡ方式において利用可能なものを適宜利用してよい。
　ＦＦＴ部２０４は、ＧＩ除去部２０３からの信号に対してＦＦＴを施し、時間領域の信号から周波数領域の信号へと変換する。即ち、ＦＦＴ部２０４は、受信信号をサブキャリア毎に分離する。ＦＦＴ部２０４は、ＦＦＴ後の信号のうちデータ信号２１をチャネル等化部２０６に入力し、パイロット信号２２をチャネル推定部２０５に入力する。
　ここで、ＧＩ除去部２０３及びＦＦＴ部２０４は必須の構成要素ではない。即ち、図１の無線通信装置が、ＯＦＤＭまたはＯＦＤＭＡのようなマルチキャリア伝送を行う場合には、ＧＩ除去部２０３及びＦＦＴ部２０４は必要であるが、シングルキャリア伝送を行う場合にはこれらは不要である。図１の無線通信装置がシングルキャリア伝送を行う場合には、無線部２０２からの信号のうちデータ信号２１をチャネル等化部２０６、パイロット信号２２をチャネル推定部２０５に夫々直接入力すればよい。また、図１の無線通信装置がマルチキャリア伝送及びシングルキャリア伝送のいずれを行うにせよ、無線部２０２の後段に帯域制限のためのデジタルフィルタを設けてもよい。
　チャネル推定部２０５は、入力されたパイロット信号２２と、図２の無線通信装置にとって既知のパイロット信号値とを用いて実効チャネルを推定する。チャネル推定部２０５は、推定実効チャネル２３をチャネル等化部２０６に入力する。
　チャネル等化部２０６は、入力されたデータ信号に対して、チャネル推定部２０５からの推定実効チャネル２３を用いて、チャネル等化を行う。チャネル等化部２０６は、チャネル等化済みのデータ信号をモジュロ演算部２０７に入力する。
　モジュロ演算部２０７は、チャネル等化部２０６からのデータ信号に所定のモジュロ演算を行って、当該データ信号に付加されている摂動ベクトルを除去する。即ち、モジュロ演算部２０７は、摂動ベクトル付加部１０３によって摂動ベクトル付加がされる前のデータ信号１４を復元する。モジュロ演算部２０７は、モジュロ演算済みのデータ信号を復調部２０８に入力する。
　復調部２０８は、モジュロ演算部２０７からのデータ信号に対して、所定の復調処理を施し、復調データ系列を生成する。上記復調処理は、図１の無線通信装置における変調部１０２の行う変調処理に対応するものである。復調部２０８によって生成された復調データ系列は、図示しない復号化部によって図１の無線通信装置による符号化処理に対応する復号化処理を施される。
　以下、本実施形態に係る無線通信装置の技術的意義を説明するための前提として、従来技術としてのＺＦ方式及びＶＰ方式の概要とこれらの問題点を説明する。また、ＶＰ方式に関する説明において摂動ベクトルの詳細も述べる。以降の説明では、説明の簡単化のために、基地局とユーザ１及び２の夫々の端末との間でＳＤＭＡ方式に従う無線通信が行われることを想定している。
　基地局は２つの送信アンテナTx1及びTx2を有し、ユーザ１の端末は１つの受信アンテナRx1を有し、ユーザ２の端末は１つの受信アンテナRx2を有している。基地局は、ユーザ１及びユーザ２に対して、次の数式（１）に示すユーザ信号ｓ（パイロット信号及びデータ信号のいずれも含み得る）を送信する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　数式（１）において、ｓ1はユーザ１宛てのユーザ信号、ｓ2はユーザ２宛てのユーザ信号を夫々表す。受信アンテナRx1及び受信アンテナRx2が上記ユーザ信号ｓを受信する際には、次の数式（２）に示す雑音信号ｎも上記ユーザ信号ｓに重畳されている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　数式（２）において、ｎ1は受信アンテナRx1によって受信される雑音信号、ｎ2は受信アンテナRx2によって受信される雑音信号を夫々表す。数式（１）及び数式（２）によれば、受信アンテナRx1及び受信アンテナRx2が基地局から送信されたユーザ信号ｓを受信した際には、次の数式（３）に示す受信信号ｙが得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　数式（３）において、Ｈは基地局とユーザ１の端末及びユーザ２の端末との間のチャネル行列である。ｈ11は送信アンテナTx1と受信アンテナRx1との間のチャネル応答、ｈ12は送信アンテナTx2と受信アンテナRx1との間のチャネル応答、ｈ21は送信アンテナTx1と受信アンテナRx2との間のチャネル応答、ｈ22は送信アンテナTx2と受信アンテナRx2との間のチャネル応答を夫々示す。数式（３）によれば、受信アンテナRx1の受信信号にはユーザ２宛てのユーザ信号ｓ2による干渉、受信アンテナRx2の受信信号にはユーザ１宛てのユーザ信号ｓ1による干渉が夫々生じている。従って、基地局は、上記干渉をキャンセルするために、次の数式（４）に示すウェイト行列Ｗをユーザ信号ｓに予め乗算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　数式（４）において、Ｈ+はチャネル行列Ｈの擬似逆行列、ＨHはチャネル行列Ｈの複素共役転置行列を夫々表す。上記チャネル行列Ｈの空間相関が大きいと、ウェイト行列を乗じることによる送信電力の増大が問題となる。従って、ＺＦ方式では、送信電力が定格送信電力内に収まるように、基地局が、ウェイト行列Ｗを乗算した後のユーザ信号ｓに対して次の数式（５）に示すような正規化係数１／√γを更に乗算して、送信信号ｘを生成している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　数式（５）におけるγは、例えば次の数式（６）によって計算できる。　
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　数式（６）に示すγを用いることにより、送信信号ｘの総送信電力が１となるような正規化が実現される。受信アンテナRx1及びRx2が、数式（６）に示す送信信号ｘを受信した場合、次の数式（７）に示す受信信号ｙが得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　数式（７）によれば、ユーザ信号ｓ（即ち、ｓ1及びｓ2）には実効チャネル（＝１／√γ）が乗算されているので、ユーザ１の端末及びユーザ２の端末はパイロット信号を利用してチャネル推定を行う。ユーザ１の端末及びユーザ２の端末は、推定実効チャネルＨeffを利用して受信信号ｙのチャネル等化を行って、次の数式（８）に示すチャネル等化後の受信信号ｙ'を得る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　数式（８）によれば、ユーザ１の端末及びユーザ２の端末は、互いに干渉することなくユーザ１宛てのユーザ信号ｓ1及びユーザ２宛てのユーザ信号ｓ2を夫々受信することができる。一方、ユーザ１の端末及びユーザ２の端末は、√γ倍（即ち、正規化係数の逆数倍）に強調された雑音成分ｎ1及び√γ倍に強調された雑音成分ｎ2を夫々受信している。従って、ＺＦ方式は、上記正規化係数１／√γが小さいほど、雑音成分ｎ1及び雑音成分ｎ2が強調され、ユーザ１の端末及びユーザ２の端末の受信性能が劣化するという問題を有する。
　ＶＰ方式（特に、非特許文献１に係るＶＰ方式）は、次の数式（９）に示すようにユーザ信号ｓに摂動ベクトルｄを付加して送信信号ｘを生成する点がＺＦ方式と大きく異なる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　数式（９）によれば、送信信号ｘの総送信電力を１とするためのγは、次の数式（１０）を用いて算出できる。　
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　ＶＰ方式は、次の数式（１１）に示す規範に従って、数式（１０）に示すγが最小となるような摂動ベクトルｄを、拡張コンスタレーション（τＺ2）の中から探索することを目的とする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　数式（１１）において、τは摂動間隔（正の数）を表す。τは、ユーザ信号ｓに施される変調方式の多値数に応じて設定される。例えば、非特許文献１では、ＱＰＳＫに対してτ＝４、１６ＱＡＭに対してτ＝８を夫々設定しているが、これらに限られず、オペレータにより任意の正の値を設定してもよい。また、数式（１１）において、ＣＺmは、実部及び虚部の成分が共に整数値となるｍ次元のベクトルを表す。尚、摂動ベクトルｄの探索には、非特許文献１記載のSphere Encoding方式、非特許文献２記載のLLLアルゴリズム等の多様な探索手法のいずれが利用されてもよい。
　摂動ベクトルｄの成分をｄ1及びｄ2とした場合、受信アンテナRx1及び受信アンテナRx2は、次の数式（１２）に示す受信信号ｙを得る。　
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　ユーザ１の端末及びユーザ２の端末が、数式（１２）の受信信号ｙに対して理想的なチャネル等化を実行できると仮定すれば、当該チャネル等化によって次の数式（１３）に示す受信信号ｙ'を得ることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　数式（１３）において雑音信号を無視すれば、ユーザ１の端末はユーザ１宛てのユーザ信号ｓ1と、当該ユーザ信号ｓ1に対して基地局によって付加された摂動ベクトルｄ1との合成信号を受信している。また、ユーザ２の端末はユーザ２宛てのユーザ信号ｓ2と、当該ユーザ信号ｓ2に対して基地局によって付加された摂動ベクトルｄ2との合成信号を受信している。即ち、ユーザ１の端末の受信信号はユーザ１宛てのユーザ信号ｓ1の信号点が摂動ベクトルｄ1だけシフトされたものであり、ユーザ２の端末の受信信号はユーザ２宛てのユーザ信号ｓ2の信号点が摂動ベクトルｄ2だけシフトされたものである。ユーザ１の端末及びユーザ２の端末は、摂動ベクトルｄ1及びｄ2を除去するために、次の数式（１４）に示すモジュロ演算を受信信号に夫々適用する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　数式（１４）に示すモジュロ演算を、数式（１３）に示す受信信号ｙ'に適用すると次の数式（１５）に示す受信信号ｙ"が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　数式（１５）によれば、数式（１４）に示すモジュロ演算の結果、摂動ベクトルｄ1及びｄ2が除去され、数式（８）に示す受信信号ｙ'と同様の受信信号ｙ"が生成されている。数式（８）に示す受信信号ｙ'と、数式（１５）に示す受信信号ｙ"との間の実質的な差異は、γの値である。前述したように、ＶＰ方式はγを最小化するように摂動ベクトルｄを探索しているので、数式（１５）におけるγが数式（８）におけるγを上回ることはない。即ち、ＶＰ方式によれば、ＺＦ方式に比べて雑音強調を抑制することができる。
　以下、従来のＶＰ方式の問題点を説明する。　
　従来のＶＰ方式では、ユーザ１の端末及びユーザ２の端末が理想的なチャネル等化を実行できることを仮定している。しかしながら、基地局において、パイロット信号及びデータ信号の両方に摂動ベクトルを付加し、ウェイトを乗算し、正規化係数を乗算して送信信号を生成するとすれば、ユーザ１の端末及びユーザ２の端末においてパイロット信号に付加されている摂動ベクトルは未知であるから、正確な実効チャネルを推定できない。例えば、ユーザ１の端末にとって既知のパイロット信号をｓ1 p、当該パイロット信号ｓ1 pに付加されている摂動ベクトルをｄ1で夫々表すと、ユーザ１の端末が推定する実効チャネルは、数式（１６）で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　数式（１６）に示す推定実効チャネルＨeffは、本来の実効チャネル１／√γとは異なるので、当該推定実効チャネルＨeffを利用してチャネル等化を行ったとしても良好な受信性能を期待できない。
　以下、本実施形態に係る無線通信装置の技術的意義として、図１の無線通信装置の実効チャネルの推定の妥当性を中心に説明する。　
　前述したように、パイロット信号１３（ｓp）は、摂動ベクトルを付加されることなく、ウェイト乗算部１０４に入力される。一方、データ信号１４（ｓd）は、摂動ベクトル付加部１０３によって例えば数式（１１）に示す規範に従って探索された摂動ベクトル（ｄd）が付加されて、ウェイト乗算部１０４に入力される。
　ウェイト乗算部１０４は、入力されたパイロット信号１３（ｓp）及びデータ信号１５（ｓd＋ｄd）にウェイト行列１８（Ｗ）を乗算する。ここで、ウェイト乗算部１１０に入力されるフィードバック情報がチャネル応答であれば、ウェイト行列Ｗは数式（４）に示すＺＦ規範に従って計算されてもよいし、次の数式（１７）に示すＭＭＳＥ規範に従って計算されてもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　ウェイト乗算部１０４から出力されるパイロット信号１６（ｘp）及びデータ信号１７（ｘd）は、夫々次の数式（１８）及び（１９）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　正規化係数乗算部１０５は、送信電力が一定となるような正規化係数を導出し、当該正規化係数をパイロット信号（ｘp）及びデータ信号（ｘd）に乗算する。　
　ここで、上記正規化係数の導出手法を検討する。例えば、図１の無線通信装置がＯＦＤＭＡ方式を使用する場合、図３に示すような送信信号を生成する。図３は、ユーザ１宛ての送信信号及びユーザ２宛ての送信信号の構成の一例を夫々示す。図３において、縦軸は周波数（サブキャリア）、横軸は時間（ＯＦＤＭシンボル）を夫々表す。
　ＯＦＤＭＡ方式は、利用可能な周波数帯域を分割した複数のサブキャリアを部分的にユーザに割り当てることにより、周波数軸上で複数のユーザを多重する。尚、ＯＦＤＭ方式は、利用可能な周波数帯域を分割した複数のサブキャリア全体をユーザに割り当てる点において、ＯＦＤＭＡ方式とは異なる。図３において、ユーザ１及びユーザ２は、空間的に異なる送信ストリームが夫々割り当てられ、かつ、周波数方向にサブキャリアｆ１～ｆ３６、時間方向にＯＦＤＭシンボルｔ１～ｔ６のリソースが共通して割り当てられている。
　以降、このように各ユーザに割り当てられる周波数及び時間リソース（本例であれば周波数方向にサブキャリアｆ１～ｆ３６、時間方向にＯＦＤＭシンボルｔ１～ｔ６のリソース）を、Burst（バースト）と呼ぶ。また、各Burstにおいて、図１及び図２において図示しない符号化部及び復号化部における処理単位となる一群のリソース（本例であれば、１８サブキャリア×６ＯＦＤＭシンボル）をリソースブロック（ＲＢ；resource block）と呼ぶ。図３において、リソースブロックは太枠で表示され、ユーザ１及びユーザ２にはＲＢ１（周波数方向にサブキャリアｆ１～ｆ１８、時間方向にＯＦＤＭシンボルｔ１～ｔ６のリソース）及びＲＢ２（周波数方向にサブキャリアｆ１９～ｆ３６、時間方向にＯＦＤＭシンボルｔ１～ｔ６のリソース）が割り当てられている。また、図３において、各ＯＦＤＭシンボル中のデータ信号用のサブキャリアが無地ブロック、パイロット信号用のサブキャリアが斜線ブロックで夫々表されている。即ち、ＯＦＤＭシンボル＝ｔ１において、ｆ１，ｆ２，ｆ１９及びｆ２０がパイロットサブキャリア、ｆ３～ｆ１８及びｆ２１～ｆ３６がデータサブキャリアを夫々表す。
　図３に示すような送信信号において、サブキャリア及びＯＦＤＭシンボル毎（即ち、各ブロック毎）に、空間的に多重されるユーザ信号ｓが異なるため、数式（１０）に基づき算出されるγも異なる。仮に、パイロット信号に基づき算出したγをγpとし、データ信号に基づき算出したγをγdとして、パイロット信号及びデータ信号を区別して正規化係数の乗算を行ったとしても、γpとγdとが一致しないので、受信側において実効チャネルを正確に推定できない。従って、本実施形態に係る無線通信装置は、受信側において正確に実効チャネルを推定できるように、パイロット信号及びデータ信号に対して共通の正規化係数を導出し、乗算することにより送信信号を生成する。
　以下、図１の無線通信装置がマルチキャリア伝送を行う場合における、上記共通の正規化係数の具体的導出方法を５つ例示する。尚、当然のことながら、上記共通の正規化係数の導出手法はこれらに限られない。
　（第１の導出手法）　
　第１の導出手法は、各リソースブロック中のパイロット信号及びデータ信号の各々に対して算出した正規化係数の平均値を、当該リソースブロック中の全てのパイロット信号及びデータ信号に乗算する正規化係数として導出する手法である。第１の導出手法を図３に示す送信信号に適用すると、ＲＢ１（ＯＦＤＭシンボルｔ１～ｔ６、サブキャリアｆ１～ｆ１８）に含まれる６×１８＝１０８個の信号の各々に対して算出した正規化係数の平均値が、ＲＢ１中の全てのパイロット信号及びデータ信号に乗算される。
　（第２の導出手法）　
　第２の導出手法は、各Burst中のパイロット信号及びデータ信号の各々に対して算出した正規化係数の平均値を、当該Burst中の全てのパイロット信号及びデータ信号に乗算する正規化係数として導出する手法である。第２の導出手法を図３に示す送信信号に適用すると、ＲＢ１及びＲＢ２（ＯＦＤＭシンボルｔ１～ｔ６、サブキャリアｆ１～ｆ３６）に含まれる６×３６＝２１６個の信号の各々に対して算出した正規化係数の平均値が、ＲＢ１及びＲＢ２中の全てのパイロット信号及びデータ信号に乗算される。
　（第３の導出手法）　
　第３の導出手法は、リソースブロックを時分割した各ＯＦＤＭシンボルグループ中のパイロット信号及びデータ信号の各々に対して算出した正規化係数の平均値を、当該ＯＦＤＭシンボルグループ中の全てのパイロット信号及びデータ信号に乗算する正規化係数として導出する手法である。尚、リソースブロックの分割態様は任意である。例えば、図３に示すような６ＯＦＤＭシンボルを含むリソースブロックを分割する場合であれば、６等分割（６グループ×１ＯＦＤＭシンボル）、３等分割（３グループ×２ＯＦＤＭシンボル）及び２等分割（２グループ×３ＯＦＤＭシンボル）のいずれでもよいし、受信側において分割ルールが既知であれば不等分割でもよい。第３の導出手法を図３に示す送信信号に適用すると、ＲＢ１を例えば２等分割したＯＦＤＭシンボルグループ（ＯＦＤＭシンボルｔ１～ｔ３、サブキャリアｆ１～ｆ１８）に含まれる３×１８＝５４個の信号の各々に対して算出した正規化係数の平均値が、当該ＯＦＤＭシンボルグループ中の全てのパイロット信号及びデータ信号に乗算される。
　（第４の導出手法）　
　第４の導出手法は、各Burstを時分割した各ＯＦＤＭシンボルグループ中のパイロット信号及びデータ信号の各々に対して算出した正規化係数の平均値を、当該ＯＦＤＭシンボルグループ中の全てのパイロット信号及びデータ信号に乗算する正規化係数として導出する手法である。尚、Burstの分割態様は任意である。例えば、図３に示すような６ＯＦＤＭシンボルを含むBurstを分割する場合であれば、６等分割（６グループ×１ＯＦＤＭシンボル）、３等分割（３グループ×２ＯＦＤＭシンボル）及び２等分割（２グループ×３ＯＦＤＭシンボル）のいずれでもよいし、受信側において分割ルールが既知であれば不等分割でもよい。第４の導出手法を図３に示す送信信号に適用すると、Burstを例えば２等分割したＯＦＤＭシンボルグループ（ＯＦＤＭシンボルｔ１～ｔ３、サブキャリアｆ１～ｆ３６）に含まれる３×３６＝１０８個の信号の各々に対して算出した正規化係数の平均値が、当該ＯＦＤＭシンボルグループ中の全てのパイロット信号及びデータ信号に乗算される。
　（第５の導出方法）　
　第５の導出方法は、図１の無線通信装置が送信する送信信号の全体（送信フレーム）に含まれるパイロット信号及びデータ信号の各々に対して算出した正規化係数の平均値を、当該フレーム内の全てのパイロット信号及びデータ信号に乗算する正規化係数として導出する手法である。図３においてユーザ１及びユーザ２に対してサブキャリアｆ１～ｆ３６が割り当てられているが、ＯＦＤＭＡ方式では周波数軸上でユーザを多重できるので、例えば図１の無線通信装置は上記サブキャリアｆ１～ｆ３６とは異なるサブキャリアｆ３７～７２をユーザ１及びユーザ２とは別のユーザ３及びユーザ４に割り当てることができる。この場合、フレーム全体（ＯＦＤＭシンボルｔ１～ｔ６、サブキャリアｆ１～ｆ７２）に含まれる６×７２＝４３２個の信号の各々に対して算出した正規化係数の平均値が、フレーム内の全てのパイロット信号及びデータ信号に乗算される。
　また、図１の無線通信装置がシングルキャリア伝送を行う場合には、送信信号は例えば図４に示すように構成される。図４は、ユーザ１宛ての送信信号及びユーザ２宛ての送信信号の構成の一例を夫々示す。図４において、縦軸は周波数（キャリア）、横軸は時間（シンボル）を夫々表す。図４において、ユーザ１及びユーザ２には、空間的に異なる送信ストリームが夫々割り当てられ、かつ、周波数方向にキャリアｆ１、時間方向にシンボルｔ１～ｔ３０のリソースが共通して割り当てられている。また、図４において、データ信号用のシンボルが無地ブロック、パイロット信号用のシンボルが斜線ブロックで夫々表されている。即ち、シンボルｔ１，ｔ２，ｔ１１，ｔ１２，ｔ２１，及びｔ２２がパイロット信号、ｔ３～ｔ１０，ｔ１３～ｔ２０及びｔ２３～ｔ３０がデータ信号を夫々表す。
　送信信号が図４に示すようなシングルキャリア伝送用の構成であれば、シンボル全体（ｔ１～ｔ３０）に含まれるパイロット信号及びデータ信号の各々に対して算出した正規化係数の平均値が、当該シンボル全体に含まれる全てのパイロット信号及びデータ信号に乗算する正規化係数として導出されてもよい。また、シンボル全体（ｔ１～ｔ３０）を時分割した各シンボルグループ（例えば、ｔ１～ｔ１０、ｔ１１～ｔ２０及びｔ２１～ｔ３０）中のパイロット信号及びデータ信号の各々に対して算出した正規化係数の平均値が、当該シンボルグループ中の全てのパイロット信号及びデータ信号に乗算する正規化係数として導出されてもよい。
　正規化係数乗算部１０５によって、以上のように導出した共通の正規化係数（１／√γavg）が乗算される結果、ユーザ１の端末及びユーザ２の端末において、次の数式（２０）及び数式（２１）に示すパイロット信号ｙp及びデータ信号ｙdが得られる。尚、説明の簡単化のため、数式（２０）及び（２１）において、雑音信号を表示していない。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
　ユーザ１の端末及びユーザ２の端末において、パイロット信号ｓpの値既知であるから、数式（２０）に示すパイロット信号ｙpを当該既知の値で除することにより、実効チャネル１／√γavgを正確に推定することができる。従って、ユーザ１の端末及びユーザ２の端末において推定実効チャネルＨeffを用いて数式（２１）に示すパイロット信号ｙdをチャネル等化することにより、次の数式（２２）に示すパイロット信号ｙ'dが得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
　ユーザ１の端末及びユーザ２の端末において、数式（２２）に示すデータ信号ｙ'dに対して前述したモジュロ演算を施し、摂動ベクトルｄdを除去することにより、データ信号ｓdを正確に復元することができる。
　尚、上記説明では、送信アンテナ数及びユーザ数を共に２として各ユーザに１つずつ送信ストリームを割り当てているが、送信アンテナ数を３以上として各ユーザに２以上の送信ストリームを割り当ててもよいし、ユーザ数を３以上としてもよい。また、ユーザ端末の受信アンテナを複数としてもよく、この場合は当該複数の受信アンテナによって用いられる受信フィルタ行列を考慮したチャネル情報を送信側の無線通信装置にフィードバックすればよい。
　以上説明したように、本実施形態に係る無線通信装置は、データ信号に対してのみ摂動ベクトルを付加し、パイロット信号及びデータ信号に対して共通の正規化係数を乗算して送信信号を生成している。従って、受信側の無線通信装置は既知のパイロット信号値に基づいて正確な実効チャネルを推定し、当該実効チャネルを用いてチャネル等化を行うことにより、摂動ベクトルの付加されたデータ信号を正確に復元できる。即ち、本実施形態に係る無線通信装置によれば、摂動ベクトルを用いた無線通信を現に実施することができる。
　（第２の実施形態）　
　図５に示すように、本発明の第２の実施形態に係る無線通信装置は、上記図１に示す無線通信装置において、ウェイト乗算部１０４をウェイト乗算部３０４、ウェイト計算部１１０をウェイト計算部３１０に夫々置き換えている。以下の説明では、図５において図１と同一部分には同一符号を付して示し、異なる部分を中心に述べる。
　ウェイト計算部３１０は、図５の無線通信装置と受信側の無線通信装置との間で予め共有されているcodebookの中から受信側の無線通信装置によって選択されたウェイト行列を示すインデックスをフィードバック情報として受け取る。ウェイト計算部３１０は、上記codebookにおいて上記インデックスによって指定されるウェイト行列３８を摂動ベクトル付加部１０３及びウェイト乗算部３０４に入力する。ここで、codebookの中から選択されたウェイトを用いてＳＤＭＡ方式に従う無線通信を行う無線通信システムでは、上記選択されたウェイト（例えば、上記ウェイト行列３８）を示すインデックスをフレーム内のヘッダ部等の制御信号を示す部分に格納することにより受信側の無線通信装置へ通知することができる。
　ウェイト乗算部３０４は、前述したウェイト乗算部１０３とは異なり、変調部１０１からのパイロット信号１３に対してウェイト乗算を行わず、摂動ベクトル付加部１０３からのデータ信号１５に対してのみウェイト乗算を行う。ウェイト乗算部３０４は、ウェイト乗算済みのデータ信号１７を正規化係数乗算部１０５に入力する。一方、上記パイロット信号１３は、変調部１０１から正規化係数乗算部１０５に直接入力される。即ち、正規化係数乗算部１０５には、次の数式（２３）に示すパイロット信号１３（ｘp）と、次の数式（２４）に示すデータ信号１７（ｘd）とが入力される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
　上記パイロット信号１３（ｘp）及びデータ信号１７（ｘd）は、正規化係数乗算部１０５によって前述した第１の実施形態と同様に共通の正規化係数１／√γavgを乗算され、受信側の無線通信装置に送信される。
　図５の無線通信装置からの送信信号を受信する無線通信装置は、例えば図６に示すように、アンテナ２０１、無線部２０２、ＧＩ除去部２０３、ＦＦＴ部２０４、チャネル推定部４０５、チャネル等化部２０６及びモジュロ演算部２０７及び復調部２０８を有する。以下の説明では、図６において図２と同一部分には同一符号を付して示し、異なる部分を中心に述べる。
　数式（２３）及び（２４）に示す送信信号を受信すると、図６の無線通信装置は、次の数式（２５）及び数式（２６）に示すパイロット信号ｙp及びデータ信号ｙdが共に得られる。尚、説明の簡単化のため、数式（２５）及び（２６）において、雑音信号を表示していない。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
　前述したように、数式（２６）におけるＷは、数式（４）に示すようなチャネル行列Ｈの擬似逆行列を計算して得られるウェイト行列はなく、複数の候補が予め定められたcodebook中から選択されたウェイト行列である。即ち、数式（２６）におけるＨＷは、必ずしも単位行列とならない。従って、チャネル推定部４０５は、チャネル等化部２０６が正確にチャネル等化を行うために実効チャネル（ＨＷ×１／√γavg）を推定する必要がある。まず、チャネル推定部４０５は、数式（２５）に示すパイロット信号と、既知のパイロット信号値とに基づき、次の数式（２７）に示す推定実効チャネルを得る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
　更に、チャネル推定部４０５は、図５の無線通信装置から通知されるインデックス４４に基づいてウェイト行列３８と同じウェイト行列（Ｗ）を計算し、数式（２７）に示す推定実効チャネルに乗算して、次の数式（２８）に示す推定実効チャネルを得る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000028
　チャネル等化部２０６は、数式（２８）に示す推定実効チャネルを用いて、次の数式（２９）に示すように、チャネル等化を行う。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000029
　以上説明したように、本実施形態に係る無線通信装置は、データ信号に対してのみ摂動ベクトルを付加し、かつ、codebookから選択されたウェイトを乗算し、パイロット信号及びデータ信号に対して共通の正規化係数を乗算して送信信号を生成している。従って、受信側の無線通信装置は既知のパイロット信号値及び上記選択されたウェイトを示すインデックスに基づいて正確な実効チャネルを推定し、当該実効チャネルを用いてチャネル等化を行うことにより、摂動ベクトルの付加されたデータ信号を正確に復元できる。即ち、本実施形態に係る無線通信装置によれば、摂動ベクトルを用いた無線通信を現に実施することができる。
　（第３の実施形態）　
　図７に示すように、本発明の第３の実施形態に係る無線通信装置は、上記図１に示す無線通信装置において、摂動ベクトル付加部１０３を摂動ベクトル付加部５０３、無線部１０８－１，…，１０８－Ntを無線部５０８－１，…，５０８－Ntに夫々置き換え、制御信号生成部５１１を更に設けている。以下の説明では、図７において図１と同一部分には同一符号を付して示し、異なる部分を中心に述べる。
　摂動ベクトル付加部５０３は、前述した摂動ベクトル付加部１０３とは異なり、パイロット信号１３に対しても摂動ベクトル６０を付加する。即ち、摂動ベクトル付加部５０３は、摂動ベクトルを付加したデータ信号１５と、摂動ベクトル６０を付加したパイロット信号５９とをウェイト乗算部１０４に入力する。また、摂動ベクトル付加部５０３は、パイロット信号１３に付加した摂動ベクトル６０を制御信号生成部５１１に入力する。
　ウェイト乗算部１０４は、ウェイト行列１８を、摂動ベクトル付加部５０３からのパイロット信号５９及びデータ信号１５に乗算する。ウェイト乗算部１０４は、ウェイト乗算済みのパイロット信号５６及びウェイト乗算済みのデータ信号１７を正規化係数乗算部１０５に入力する。
　制御信号生成部５１１は、摂動ベクトル付加部５０３から入力される摂動ベクトル６０を示す情報を受信側の無線通信装置に通知するための制御信号６１を生成する。尚、制御信号６１を生成することの技術的意義は後述する。制御信号生成部５１１は、制御信号６１を無線部５０８－１，…，５０８－Ntに入力する。
　無線部５０８－１，…，５０８－Ntは、前述した無線部１０８－１，…，１０８－Ntの行う送信処理に加えて、上記制御信号６１に対する送信処理を行う。制御信号６１は、無線部５０８－１，…，５０８－Ntによって、例えば送信信号のプリアンブルに格納されてアンテナ１０９－１，…，１０９－Ntより送信される。
　以下、制御信号６１を生成することの技術的意義を説明する。　
　前述したように、図７の無線通信装置は、パイロット信号１３に対しても摂動ベクトル６０を付加している。一方、受信側の無線通信装置にとって上記摂動ベクトル６０は未知の値である。従って、受信側の無線通信装置は、数式（１６）から明らかなように正確な実効チャネルを推定できない。しかしながら、受信側の無線通信装置に上記摂動ベクトル６０を通知できれば、受信側の無線通信装置は通知された摂動ベクトル６０を既知のパイロット信号に付加することにより、正確な実効チャネルを推定できる。即ち、制御信号６１を生成することにより、送信側の無線通信装置においてパイロット信号及びデータ信号の両方に摂動ベクトルを付加する場合にも、受信側の無線通信装置において正確な実効チャネルを推定できる。
　尚、制御信号６１は、摂動ベクトル６０そのものの値でもよいが、例えば摂動間隔τを単位としてパイロット信号１３が元の信号点から実軸方向及び虚軸方向にどの程度移動しているかを夫々示す移動度ＮRe及び移動度ＮImであってもよい。移動度ＮRe及び移動度ＮImは、次の数式（３０）及び（３１）により夫々算出できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000030
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000031
　数式（３０）及び数式（３１）において、ｄpは摂動ベクトル６０を表し、Re()は括弧内の複素数値の実部を表し、Im()は括弧内の複素数値の虚部を表す。尚、変調部１０１がパイロット系列１１に適用する変調方式は受信側にとって既知であるので、受信側は当該変調方式に基づき摂動間隔τを算出できる。従って、受信側は、通知された移動度ＮRe及び移動度ＮImと、算出した摂動間隔τとを用いて摂動ベクトルｄdを復元できる。移動度ＮRe及び移動度ＮImは整数値なので、摂動ベクトル６０そのものの値に比べて僅かなビット数で表現可能である。即ち、摂動ベクトル６０そのものの値を制御信号６１とするよりも、上記移動度ＮRe及び移動度ＮImを制御信号６１としたほうがオーバーヘッドを抑えられる。
　以上説明したように、本実施形態に係る無線通信装置は、パイロット信号に対しても摂動ベクトルを付加し、当該摂動ベクトルを受信側に通知するための制御信号を生成している。従って、受信側の無線通信装置は既知のパイロット信号値と当該制御信号によって通知される摂動ベクトルに基づいて正確な実効チャネルを推定し、当該実効チャネルを用いてチャネル等化を行うことにより、摂動ベクトルの付加されたデータ信号を正確に復元できる。即ち、本実施形態に係る無線通信装置によれば、摂動ベクトルを用いた無線通信を現に実施することができる。
（第４の実施形態）　
　図８に示すように、本発明の第４の実施形態に係る無線通信装置は、上記図５に示す無線通信装置において、正規化係数乗算部１０５を正規化係数乗算部８０５、無線部１０８－１，…，１０８－Ntを無線部８０８－１，…，８０８－Ntに夫々置き換え、制御信号生成部８１１を更に設けている。以下の説明では、図８において図５と同一部分には同一符号を付して示し、異なる部分を中心に述べる。
　変調部１０１から出力されるパイロット信号１３は、正規化係数乗算部８０５に入力される。正規化係数乗算部８０５は、入力されるデータ信号１７及びパイロット信号１３に基づき所定の導出方法（例えば、前述した各種導出方法）に従って正規化係数８０を算出する。正規化係数乗算部８０５は、上記正規化係数８０をデータ信号１７にのみ乗算する。即ち、正規化係数乗算部８０５は、上記正規化係数８０を算出するためにパイロット信号１３を利用するものの、当該パイロット信号１３には正規化係数８０を乗算しない。正規化係数乗算部８０５は、パイロット信号１３と、正規化係数８０を乗算済みのデータ信号とをＩＦＦＴ部１０６－１，…，１０６－Ntに入力する。また、正規化係数乗算部８０５は、算出した正規化係数８０を制御信号生成部８１１に入力する。
　制御信号生成部８１１は、正規化係数乗算部８０５によってデータ信号１７に乗算される正規化係数８０を示す情報を受信側の無線通信装置に通知するために制御信号８１を生成する。尚、制御信号８１を生成することの技術的意義は後述する。制御信号生成部８１１は、制御信号８１を無線部８０８－１，…，８０８－Ntに入力する。
　無線部８０８－１，…，８０８－Ntは、前述した無線部１０８－１，…，１０８－Ntの行う送信処理に加えて、上記制御信号８１に対する送信処理を行う。制御信号８１は、無線部８０８－１，…，８０８－Ntによって、例えば送信信号のプリアンブルに格納されてアンテナ１０９－１，…，１０９－Ntより送信される。
　図８の無線通信装置からの送信信号を受信する無線通信装置は、例えば図９に示すように、アンテナ２０１、無線部２０２、ＧＩ除去部２０３、ＦＦＴ部２０４、チャネル推定部９０５、チャネル等化部２０６及びモジュロ演算部２０７及び復調部２０８を有する。以下の説明では、図９において図６と同一部分には同一符号を付して示し、異なる部分を中心に述べる。
　以下、制御信号８１を生成することの技術的意義を説明する。　
　前述したように、図８の無線通信装置は、パイロット信号１３に対して正規化係数８０を乗算せずに送信処理を行う。この場合、受信側の無線通信装置は、次の数式（３２）に示すパイロット信号ｙpを受信する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000032
　尚、図８の無線通信装置は、データ信号に関する送信処理において前述した図５の無線通信装置と同様であるので、受信側の無線通信装置が受信するデータ信号ｙdは数式（２６）で表すことができる。
　数式（２６）によれば、受信側の無線通信装置がデータ信号２１のチャネル等化を適切に行うためには、実効チャネル（ＨＷ×１／√γavg）を推定する必要がある。まず、チャネル推定部９０５は、数式（３２）に示すパイロット信号と、既知のパイロット信号値とに基づき、次の数式（３３）に示す推定実効チャネルを得る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000033
　更に、チャネル推定部９０５は、図８の無線通信装置から通知されるcodebookのインデックス４４に基づいて導出されるウェイト行列３８と同じウェイト行列（W）と、図８の無線通信装置から制御信号８１を介して通知される正規化係数９１（１／√γavg）とを、数式（３３）に示す推定実効チャネルに乗算して、次の数式（３４）に示す推定実効チャネルを得る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000034
　チャネル等化部２０６は、数式（３４）に示す推定実効チャネルを用いて、次の数式（３５）に示すように、チャネル等化を行う。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000035
　数式（３５）から明らかなように、パイロット信号１３に対して正規化係数８０が乗算されなくても、受信側の無線通信装置は制御信号８１を介して当該正規化係数８０（９１）を取得できるので適切にチャネル等化を行うことができる。
　以上説明したように、本実施形態に係る無線通信装置は、データ信号に対してのみ摂動ベクトルを付加し、かつ、codebookから選択されたウェイトを乗算し、データ信号及びパイロット信号に基づき導出した正規化係数を乗算して送信信号を生成し、更に上記正規化係数を通知するための制御信号を生成している。従って、受信側の無線通信装置は既知のパイロット信号値及び上記選択されたウェイトを示すインデックス及び上記制御信号を介して通知される正規化係数に基づいて正確な実効チャネルを推定し、当該実効チャネルを用いてチャネル等化を行うことにより、摂動ベクトルの付加されたデータ信号を正確に復元できる。即ち、本実施形態に係る無線通信装置によれば、摂動ベクトルを用いた無線通信を現に実施することができる。
　尚、本発明は上記各実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また上記各実施形態に開示されている複数の構成要素を適宜組み合わせることによって種々の発明を形成できる。また例えば、各実施形態に示される全構成要素からいくつかの構成要素を削除した構成も考えられる。さらに、異なる実施形態に記載した構成要素を適宜組み合わせてもよい。
　１１・・・パイロット系列
　１２・・・データ系列
　１３・・・パイロット信号
　１４・・・データ信号
　１８・・・ウェイト行列
　２１・・・データ信号
　２２・・・パイロット信号
　２３・・・推定実効チャネル
　３８・・・ウェイト行列
　４３・・・推定実効チャネル
　４４・・・インデックス
　６０・・・摂動ベクトル
　６１・・・制御信号
　８０・・・正規化係数
　８１・・・制御信号
　９１・・・正規化係数
　１０１，１０２・・・変調部
　１０３・・・摂動ベクトル付加部
　１０４・・・ウェイト乗算部
　１０５・・・正規化係数乗算部
　１０６－１，…，１０６－Nt・・・ＩＦＦＴ部
　１０７－１，…，１０７－Nt・・・ＧＩ付加部
　１０８－１，…，１０８－Nt・・・無線部
　１０９－１，…，１０９－Nt・・・アンテナ
　１１０・・・ウェイト計算部
　２０１・・・アンテナ
　２０２・・・無線部
　２０３・・・ＧＩ除去部
　２０４・・・ＦＦＴ部
　２０５・・・チャネル推定部
　２０６・・・チャネル等化部
　２０７・・・モジュロ演算部
　２０８・・・復調部
　３０４・・・ウェイト乗算部
　３１０・・・ウェイト計算部
　４０５・・・チャネル推定部
　５０３・・・摂動ベクトル付加部
　５０８－１，…，５０８－Nt・・・無線部
　５１１・・・制御信号生成部
　８０５・・・正規化係数乗算部
　８１１・・・制御信号生成部
　８０８－１，…，８０８－Nt・・・無線部
　９０５・・・チャネル推定部

Claims (9)

  1. 　第１のパイロット信号及び第１のデータ信号を含む第１の送信信号のうち前記第１のデータ信号に対して摂動ベクトルを付加し、第２のパイロット信号及び第２のデータ信号を含む第２の送信信号を得る摂動ベクトル付加部と、
    　前記第２の送信信号のうち前記第２のデータ信号に対して、受信側における干渉を除去するためのウェイトを乗算し、第３のパイロット信号及び第３のデータ信号を含む第３の送信信号を得るウェイト乗算部と、
    　前記第３の送信信号のうち前記第３のデータ信号に対して、総送信電力を正規化するための共通の正規化係数を乗算し、第４のパイロット信号及び第４のデータ信号を含む第４の送信信号を得る正規化係数乗算部と、
    　前記第４の送信信号を送信する送信部と
    　を具備することを特徴とする無線通信装置。
  2. 　前記摂動ベクトル付加部は前記第１の送信信号のうち前記第１のデータ信号に対してのみ前記摂動ベクトルを付加し、
    　前記ウェイト乗算部は前記第２の送信信号のうち前記第２のパイロット信号及び前記第２のデータ信号の両方に対して前記ウェイトを乗算し、
    　前記正規化係数乗算部は、前記第３の送信信号のうち前記第３のパイロット信号及び前記第３のデータ信号の両方に対して前記正規化係数を乗算する
    　ことを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
  3. 　前記摂動ベクトル付加部は前記第１の送信信号のうち前記第１のデータ信号に対してのみ前記摂動ベクトルを付加し、
    　前記ウェイト乗算部は、前記受信側との間で予め共有される複数のウェイト候補のうち前記受信側からのフィードバック情報によって指定される１つのウェイト候補を前記ウェイトとして、前記第２の送信信号のうち前記第２のデータ信号に対してのみ乗算し、
    　前記正規化係数乗算部は、前記第３の送信信号のうち前記第３のパイロット信号及び前記第３のデータ信号の両方に対して前記正規化係数を乗算する
    　ことを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
  4. 　前記摂動ベクトル付加部は前記第１の送信信号のうち前記第１のパイロット信号及び前記第１のデータ信号の両方に対して前記摂動ベクトルを付加し、
    　前記正規化係数乗算部は、前記第３の送信信号のうち前記第３のパイロット信号及び前記第３のデータ信号の両方に対して前記正規化係数を乗算し、
    　前記第１のパイロット信号に付加された摂動ベクトルを示す情報を前記受信側に通知するために前記第４のパイロット信号と共に前記送信部によって送信される制御信号を生成する制御信号生成部を更に具備することを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
  5. 　前記正規化係数乗算部は、前記第３の送信信号のうち前記第３のデータ信号に対してのみ前記正規化係数を乗算し、
    　前記正規化係数を示す情報を前記受信側に通知するために前記第４のパイロット信号と共に前記送信部によって送信される制御信号を生成する制御信号生成部を更に具備することを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
  6. 　前記正規化係数は、前記受信側に割り当てられる各リソースブロックを時分割した各シンボルグループ内で共通であることを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
  7. 　前記正規化係数は、前記受信側に割り当てられる各バーストを時分割した各シンボルグループ内で共通であることを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
  8. 　前記正規化係数は、各送信フレーム内で共通であることを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
  9. 　第１のパイロット信号及び第１のデータ信号を含む第１の送信信号のうち前記第１のデータ信号に対して摂動ベクトルを付加し、第２のパイロット信号及び第２のデータ信号を含む第２の送信信号を得ることと、
    　前記第２の送信信号のうち前記第２のデータ信号に対して、受信側における干渉を除去するためのウェイトを乗算し、第３のパイロット信号及び第３のデータ信号を含む第３の送信信号を得ることと、
    　前記第３の送信信号のうち前記第３のデータ信号に対して、総送信電力を正規化するための共通の正規化係数を乗算し、第４のパイロット信号及び第４のデータ信号を含む第４の送信信号を得ることと、
    　前記第４の送信信号を送信することと
    　を具備することを特徴とする無線通信方法。
PCT/JP2009/068721 2008-11-05 2009-10-30 無線通信装置及び方法 WO2010053059A1 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US13/101,589 US8731488B2 (en) 2008-11-05 2011-05-05 Wireless communication apparatus and method

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2008-284745 2008-11-05
JP2008284745A JP5221285B2 (ja) 2008-11-05 2008-11-05 無線通信装置及び方法

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US13/101,589 Continuation US8731488B2 (en) 2008-11-05 2011-05-05 Wireless communication apparatus and method

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2010053059A1 true WO2010053059A1 (ja) 2010-05-14

Family

ID=42152869

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2009/068721 WO2010053059A1 (ja) 2008-11-05 2009-10-30 無線通信装置及び方法

Country Status (3)

Country Link
US (1) US8731488B2 (ja)
JP (1) JP5221285B2 (ja)
WO (1) WO2010053059A1 (ja)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2012117788A1 (ja) * 2011-03-01 2012-09-07 シャープ株式会社 送信装置、受信装置、通信システム、通信方法、および集積回路
WO2014122850A1 (ja) * 2013-02-06 2014-08-14 シャープ株式会社 基地局装置、プリコーディング方法、集積回路、無線通信システム
CN106489242A (zh) * 2015-04-30 2017-03-08 株式会社Ntt都科摩 无线基站

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5501034B2 (ja) 2010-03-01 2014-05-21 シャープ株式会社 通信システム、送信装置、受信装置
JP5547988B2 (ja) * 2010-03-01 2014-07-16 シャープ株式会社 通信システム、送信装置、受信装置、通信方法
JP5804594B2 (ja) * 2011-08-05 2015-11-04 シャープ株式会社 プリコーディング装置、プリコーディング用プログラムおよび集積回路
JP5845549B2 (ja) * 2012-03-26 2016-01-20 株式会社国際電気通信基礎技術研究所 摂動ベクトル選択装置、通信装置、摂動ベクトル選択方法、及びプログラム
GB2508579B (en) * 2012-09-13 2017-10-04 Aeroflex Ltd Interference cancellation
JP2014064170A (ja) * 2012-09-21 2014-04-10 Advanced Telecommunication Research Institute International 無線通信システム、無線送信装置および無線通信方法
JP6083598B2 (ja) * 2012-12-05 2017-02-22 株式会社国際電気通信基礎技術研究所 無線通信システム、無線通信装置および無線通信方法
WO2014088271A1 (ko) * 2012-12-09 2014-06-12 엘지전자 주식회사 다중 셀 협력 통신 시스템에서 신호 송수신하는 방법 및 이를 위한 장치
JP6047744B2 (ja) * 2013-01-23 2016-12-21 株式会社国際電気通信基礎技術研究所 無線通信システム、無線通信装置および無線通信方法
KR101881426B1 (ko) * 2014-01-29 2018-07-24 후아웨이 테크놀러지 컴퍼니 리미티드 업링크 액세스 방법, 장치, 및 시스템
CN110799995A (zh) * 2017-06-29 2020-02-14 首选网络株式会社 数据识别器训练方法、数据识别器训练装置、程序及训练方法
CN115039351A (zh) 2020-01-31 2022-09-09 索尼集团公司 在无线mimo系统中操作终端设备和网络节点

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008079262A (ja) * 2006-08-22 2008-04-03 Ntt Docomo Inc 下りリンクｍｉｍｏ伝送制御方法および基地局装置

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6842632B2 (en) * 2002-12-30 2005-01-11 Nokia Corporation Apparatus, and associated method, for facilitating antenna weight selection utilizing deterministic perturbation gradient approximation
US6745009B2 (en) * 2002-05-15 2004-06-01 Nokia Corporation Apparatus, and associated method, for facilitating antenna weight selection utilizing deterministic perturbation gradient approximation
US7965803B2 (en) * 2006-12-14 2011-06-21 The Trustees Of Columbia University In The City Of New York Methods and systems for providing feedback for beamforming
WO2009095744A1 (en) * 2008-01-28 2009-08-06 Nokia Corporation System for distributed beamforming for a communication system employing relay nodes

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008079262A (ja) * 2006-08-22 2008-04-03 Ntt Docomo Inc 下りリンクｍｉｍｏ伝送制御方法および基地局装置

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
"2008. ICC '08. IEEE International Conference on, IEEE, 2008.05. 23", article DANIEL J. RYAN ET AL.: "A Lattice-Theoretic Analysis of Vector Perturbation for Multi-User MIMO Systems, Communications", pages: 3340 - 3344 *
"Communications, IEEE Transactions on", March 2005, IEEE, article BERTRAND M. HOCHWALD ET AL.: "A vector- perturbation technique for near-capacity multiantenna multiuser communication-part II: perturbation", pages: 537 - 544 *
"ICASSP 2006 Proceedings. 2006 IEEE International Conference on", 19 May 2006, IEEE, article M. STOJNIC ET AL.: "Asymptotic Analysis of the Gaussian Broadcast Channel with Perturbation Preprocessing, Acoustics, Speech and Signal Processing, 2006.", pages: 4 - 777 - 4- *

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2012117788A1 (ja) * 2011-03-01 2012-09-07 シャープ株式会社 送信装置、受信装置、通信システム、通信方法、および集積回路
JP2012182627A (ja) * 2011-03-01 2012-09-20 Sharp Corp 送信装置、受信装置、通信システム、通信方法、および集積回路
US9362995B2 (en) 2011-03-01 2016-06-07 Sharp Kabushiki Kaisha Transmitter apparatus, receiver apparatus, communication system, communication method, and integrated circuit
WO2014122850A1 (ja) * 2013-02-06 2014-08-14 シャープ株式会社 基地局装置、プリコーディング方法、集積回路、無線通信システム
CN106489242A (zh) * 2015-04-30 2017-03-08 株式会社Ntt都科摩 无线基站
CN106489242B (zh) * 2015-04-30 2020-09-15 株式会社Ntt都科摩 无线基站

Also Published As

Publication number Publication date
US8731488B2 (en) 2014-05-20
JP2010114605A (ja) 2010-05-20
JP5221285B2 (ja) 2013-06-26
US20110244816A1 (en) 2011-10-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2010053059A1 (ja) 無線通信装置及び方法
US9008166B2 (en) Filter calculating device, transmitting device, receiving device, processor, and filter calculating method
JP4431578B2 (ja) 複数の送信アンテナのｏｆｄｍチャネル推定及びトラッキング
CN101273599B (zh) 基于mimo波束成形的单载波频分多址系统
JP5596498B2 (ja) 基地局装置、移動局装置及びそれらを用いた無線通信システム
JP5908307B2 (ja) プリコーディング装置、無線送信装置、無線受信装置、無線通信システムおよび集積回路
WO2009096345A2 (en) Wireless transmission method and apparatus
WO2011096138A1 (ja) 送信装置、受信装置、無線通信システム、送信制御方法、受信制御方法、及び、プロセッサ
US20120294240A1 (en) Communication system, communication device, communication method, and processor
WO2010150313A1 (ja) 通信装置
JP5859913B2 (ja) 無線受信装置、無線送信装置、無線通信システム、プログラムおよび集積回路
JP5288622B2 (ja) 無線通信装置、無線通信システムおよび通信方法
WO2013018555A1 (ja) 無線受信装置およびプログラム
WO2012157393A1 (ja) 基地局装置、移動局装置、制御プログラムおよび集積回路
WO2011152308A1 (ja) 受信装置、送信装置及びそれらを用いた無線通信システム
WO2014122850A1 (ja) 基地局装置、プリコーディング方法、集積回路、無線通信システム
WO2013018466A1 (ja) 受信装置、プログラムおよび集積回路
JP2010502142A (ja) 等化構造及び等化方法
JP6047744B2 (ja) 無線通信システム、無線通信装置および無線通信方法
JP5909104B2 (ja) 無線送信装置、無線受信装置、無線通信システムおよびプリコーディング方法
JP5802942B2 (ja) 無線通信システム、無線送信装置および無線通信方法
JP6083598B2 (ja) 無線通信システム、無線通信装置および無線通信方法
JP2007110203A (ja) 無線通信システム、無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラム
WO2011033610A1 (ja) 受信装置
JP6047743B2 (ja) 無線通信システム、無線通信装置および無線通信方法

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 09824759

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 09824759

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1