JP6083598B2 - 無線通信システム、無線通信装置および無線通信方法 - Google Patents

Description

この発明は、複数のアンテナを有する基地局と、端末装置の存在する無線通信システムに関し、より特定的には、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）通信の無線通信システムにおける送信ビームフォーミング技術に関連する、無線通信システム、無線通信装置および無線通信方法に関する。

近年、ユーザ数の増加やスマートフォンの普及等に伴い無線通信システムのトラフィック量が爆発的に増加している。

この傾向は今後益々加速すると予想されており、無線通信システムのトラフィック収容能力の著しい改善が急務である。無線通信システムの面的周波数利用効率の改善に向けては様々な手法が検討されており、中でも基地局当たりのアクティブユーザ数の減少ならびに基地局（ＢＳ）−移動端末（ＵＥ）間伝搬損失の低減を念頭においた小セル化や、セル内総スループットと各端末のスループットの双方を同時に改善するマルチユーザＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ；多入力多出力）伝送の高度化は面的周波数利用効率の改善に有効な手法として期待されている。

ここで、ＭＩＭＯ技術は、その有効性から無線ＬＡＮ（Local Area Network）(非特許文献１)や携帯電話（非特許文献２）など数多くの通信システムに採用されている。ＭＩＭＯ技術により高い効果を得るためには、一般にはＭＩＭＯを構成するアンテナ素子間の相関が低いこと、そのためには受信側の各アンテナ素子に到来する信号の伝搬路による位相や振幅の変化が出来るだけ独立となる事が望まれる。

しかし、送受信のアンテナが互いに見通しとなる環境などでは信号の強い直接波が支配的となり反射波の影響が相対的に減ることから伝搬経路の多様性が失われＭＩＭＯの効果が減ることがある。携帯電話等のシステムにおいて周波数の有効利用のために小セル化が行われるとより一層その可能性が高まる。

そして、複数のユーザを対象としたＭＩＭＯ技術として、上述したマルチユーザＭＩＭＯ技術について、すでにいくつかの提案がされている（特許文献１、特許文献２、特許文献３）。マルチユーザＭＩＭＯは、基地局（またはアクセスポイント）側に多数のアンテナ素子をもたせるとともに、端末側は比較的少数のアンテナ素子をもたせ、基地局と複数の端末とで同時に仮想的なＭＩＭＯチャネルを形成するものである。

つまり、マルチユーザＭＩＭＯ送信技術とは、送信局側において複数の送信アンテナから同一周波数同一タイミングで異なる独立な信号を複数の通信相手装置に送信し、複数の通信相手装置に接続されている受信アンテナ全体を巨大な受信アレーとみなして複数ユーザへの同時通信と周波数利用効率の向上を図る技術である。携帯電話システムの下りリンクにおいては、端末機器の大きさからアンテナ素子数が制限される事が多くＭＩＭＯによる空間多重効果に限界が生じるが、同一周波数・同一時刻で、複数の端末装置に信号を送信する下りリンクＭＵ−ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ−Ｕｓｅｒ ＭＩＭＯ）システムは、この様な状況でも大きな伝送容量を達成できる。

このようなマルチユーザＭＩＭＯの手法は、たとえば、ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）や、ＬＴＥ−Ａ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ Ａｄｖａｎｃｅｄ；ＬＴＥの拡張）でも採用されている。（非特許文献３参照）
このようなマルチユーザＭＩＭＯ技術には、線形ＭＵ−ＭＩＭＯ方式と非線形ＭＵ−ＭＩＭＯ方式とが知られている。

下りリンクにおいて、線形ＭＵ−ＭＩＭＯ方式は、基地局装置が送信信号に線形フィルタを乗算して（線形プリコーディング）、端末装置を空間多重する技術である。

一方で、非線形ＭＵ−ＭＩＭＯ方式としては、たとえば、ＶＰ（Ｖｅｃｔｏｒ Ｐｅｒｔｕｒｂａｔｉｏｎ）ＭＵ−ＭＩＭＯ方式がある（非特許文献４参照）。

すなわち、一般的なセルラシステムのように、各移動端末のアンテナ素子数が基地局の素子数に比べて少ない状況における下りリンク線形マルチユーザＭＩＭＯ伝送では、基地局側でプリコーディング処理を行い、ストリーム分離を実現する。このプリコーディング手法としては、ゼロフォーシング（ＺＦ：zero-forcing）規範や平均２乗誤差最小（ＭＭＳＥ：minimum mean square error）規範等に基づきアンテナ重みを生成し、これを送信シンボルに乗じて送信する空間フィルタリング（線形プリコーディング）が挙げられる。

空間フィルタリングは、各受信アンテナ間の伝搬路相関が小さい場合に高いビームフォーミング利得が得られるが、伝搬路相関が大きい場合にはビームフォーミング利得が小さくなる。このため、各ストリームに対して同等の伝送性能を実現するにはビームフォーミング利得の小さいストリームに対するアンテナ重みのノルムを大きくする（すなわち、大きな送信電力を割り当てる）必要がある。しかし、送信機の総送信電力には上限があるため、このような場合は送信機における電力効率が劣化し、ｓｕｍ−ｒａｔｅの低下を引き起こす（非特許文献４）。セル内に多数のアクティブユーザが存在する際には、伝搬路相関が小さくなるユーザを選択してペアリングを行うユーザ選択を行うことでこの問題を回避可能であるが、小セル環境ではアクティブユーザが少なくなるため、伝搬路相関が小さくなるユーザの組み合わせが必ずしも得られない。

この問題の克服する手段の一つとして、非線形プリコーディングの一種であるベクトルパータベーション（ＶＰ：vector perturbation）が注目を集めている（非特許文献４，５）。ＶＰはノルムの大きなアンテナ重みに起因する送信信号の平均ノルムの増大、すなわち電力効率の低下を抑えるために、摂動ベクトル（perturbation vector）と呼ばれるオフセットベクトルを各ストリームの送信シンボルに加算して信号送信を行う。この摂動ベクトルは受信信号に対して適切な格子サイズのモジュロ（ｍｏｄｕｌｏ）演算を適用することで除去可能となるように生成される。具体的には、通常の１次変調信号点をＩＱ平面上に一定間隔で繰り返した拡大信号点配置を用い、拡大信号点中の１点を選択することで摂動ベクトルの付加された送信信号を生成する。

ここで、モジュロ格子サイズの適切な値は受信側では未知の値であるため、何からの手法を用いて設定する必要がある。

一方で、このようなモジュロ演算を実行した場合、受信時は、モジュロ幅・間隔で周期的に実軸(Ｉ−ｃｈ)、虚軸(Ｑ−ｃｈ)方向にずれた点を、全て同じ点と見なすことで受信処理を実行する。ただし、受信候補点が増加することにより、受信状況によっては、信号検出性能が低下するという問題がある。

このような問題に対して、受信側でモジュロ演算を行うことに起因するビット判定誤りの増加を抑える手法として、拡大信号点配置の繰り返し間隔を広げる手法などが提案されている（非特許文献６，７）。

また、上述したような信号検出性能の劣化を抑制するために、摂動ベクトルに応じた摂動ビットを加算して送信ビットを生成する技術も提案されている（特許文献４を参照）。

特開２００５−３２８３１２号公報 特開２００７−１１０６６４号公報 特開２００９−１７７６１６号公報 特開２０１１−２５００７３号公報

IEEE802.11n Standard 3GPP Standard 36.211 Physical channels and modulation 3GPP Technical Specification 36.211 v8.9.0 Hochwald, B.M. et al., "A vector-perturbation technique for near-capacity multiantenna multiuser communication-part II: perturbation", IEEE Transactions on Communications, vol.53, no.3, pp. 537-544, March 2005. U. Erez and R. Zamir, "Achieving 1/2log(1+SNR) on the AWGN channel with lattice encoding and decoding," IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 50, no. 10, pp. 2293-2314, Oct.2004. 森浩樹, 東坂悠司, 青木亜秀, 田邉康彦, "Vector perturbation を用いたMIMO broadcast channel におけるモジュロ 演算誤り軽減方法の提案," 信学ソ大, B-5-40, Sept. 2009. H. Mori, Y. Tohzaka, T. Aoki, and Y. Tanabe, "Throughput improvement technique using adaptive control of perturbation interval for downlink multi-user MIMO based on vector perturbation," IEICE Trams. Commun., vol. E95-B, no. 9, pp. 2861-2869, Sept. 2012.

しかしながら、上述したような摂動ビットを付加する構成では、必然的に演算量の増大をもたらすので、より簡易な構成で、信号検出性能を向上させることが望ましい。また、そもそも、受信側の復調処理におけるモジュロ格子サイズの設定誤差があると、送信側でモジュロ演算により、周期的に実軸方向、虚軸方向にずれた点を、全て同じ点と見なして送信した信号が、受信側では、同じ点とはみなすことができなくなり、信号検出性能が低下してしまうことになるが、上述したような従来の手法はモジュロ格子サイズの設定誤差低減には寄与しない。

本発明の目的は、非線形ＭＩＭＯ通信において、モジュロ格子サイズの設定誤差を低減し、信号検出性能を向上させることが可能な無線通信システム、無線通信装置および無線通信方法を提供することである。

この発明のある局面に従うと、第１の無線通信装置と第２の無線通信装置との間で、所定の変調方式で変調された信号を非線形ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）方式により無線通信する無線通信システムであって、第１の無線通信装置は、複数の第１のアンテナと、第２の無線通信装置に対する伝送路のチャネル状態に基づいて、非線形プリコーディングを行い、アンテナ指向性を制御するためのプリコーディング処理を実行するプリコーディング部と、プリコーディング部の出力を複数の第１のアンテナから所定の変調方式で送信するための送信処理部とを備え、第２の無線通信装置は、第２のアンテナと、第１の無線通信装置からの信号を所定の変調方式に対する復調処理を実行して受信するための受信処理部と、受信処理部からの信号に対し、非線形プリコーディング処理の後の所望波成分および干渉成分ならびに送信側の拡大信号点配置の格子サイズに基づいて、モジュロ演算のためのモジュロ幅を推定し、推定されたモジュロ幅により摂動ベクトルの影響を除去するためのモジュロ演算を行うモジュロ処理部と、モジュロ演算された信号に対して所定のコンスタレーションに基づく復号処理を行うための復号処理部とを備える。

好ましくは、モジュロ処理部は、所望波成分および干渉成分の伝搬路推定値の絶対値の重み付き２乗和を算出し、重み付き２乗和の平方根に対して送信側の拡大信号点配置の格子サイズを乗じて、モジュロ幅を推定する。

好ましくは、プリコーディング部は、平均２乗誤差最小規範に基づき、アンテナ指向性を制御するためのアンテナ重みを生成する。

好ましくは、非線形ＭＩＭＯ方式は、ＶＰ（Ｖｅｃｔｏｒ Ｐｅｒｔｕｒｂａｔｉｏｎ）法である。

この発明の他の局面に従うと、所定の変調方式で変調された信号を非線形ＭＩＭＯ方式により基地局から受信する無線通信装置であって、非線形ＭＩＭＯ方式では、非線形プリコーディングが実行されており、アンテナと、基地局からの信号を所定の変調方式に対する復調処理を実行して受信するための受信処理部と、受信処理部からの信号に対し、非線形プリコーディング処理の後の所望波成分および干渉成分ならびに送信側の基地局の拡大信号点配置の格子サイズに基づいて、モジュロ演算のためのモジュロ幅を推定し、推定されたモジュロ幅により摂動ベクトルの影響を除去するためのモジュロ演算を行うモジュロ処理部と、モジュロ演算された信号に対して所定のコンスタレーションに基づく復号処理を行うための復号処理部とを備える。

好ましくは、モジュロ処理部は、所望波成分および干渉成分の伝搬路推定値の絶対値の重み付き２乗和を算出し、重み付き２乗和の平方根に対して送信側の拡大信号点配置の格子サイズを乗じて、モジュロ幅を推定する。

好ましくは、非線形プリコーディングでは、平均２乗誤差最小規範に基づき、送信側のアンテナ指向性が制御される。

好ましくは、非線形ＭＩＭＯ方式は、ＶＰ法である。

この発明のさらに他の局面に従うと、第１の無線通信装置と第２の無線通信装置との間で、所定の変調方式で変調された信号を非線形ＭＩＭＯ方式により無線通信する無線通信方法であって、第１の無線通信装置が、第２の無線通信装置に対する伝送路のチャネル状態に基づいて、非線形プリコーディングを行い、アンテナ指向性を制御するためのプリコーディング処理を実行するステップと、第１の無線通信装置が、プリコーディング処理後の信号を複数の第１のアンテナから所定の変調方式で送信するステップとを備え、第２の無線通信装置が、第１の無線通信装置から第２のアンテナにより受信した信号を所定の変調方式に対する復調処理を実行して受信するステップと、第２の無線通信装置が、受信した信号に対し、非線形プリコーディング処理の後の所望波成分および干渉成分ならびに送信側の拡大信号点配置の格子サイズに基づいて、モジュロ演算のためのモジュロ幅を推定し、推定されたモジュロ幅により摂動ベクトルの影響を除去するためのモジュロ演算を行うステップと、第２の無線通信装置が、モジュロ演算された信号に対して所定のコンスタレーションに基づく復号処理を行うステップとを備える。

本発明の無線通信システム、無線通信装置および無線通信方法によれば、非線形ＭＩＭＯ通信において、送信電力を抑制しつつ、演算量を抑制して、信号検出性能を向上させることが可能である。

ベクトルパータベーションにおける拡大信号点配置を示す図である。 実施の形態の無線通信システム１０の構成を説明するための機能ブロック図である。 基地局１０００における信号プロセッサ１２０４の構成を説明するための機能ブロック図である。 移動端末２０００における信号プロセッサ２２０４の構成を説明するための機能ブロック図である。 基地局側と移動局側との処理を説明するためのフローチャートである。 シミュレーション諸元を示す図である。 シミュレーションに用いた信号フォーマットを示す図である。 ＭＣＳ１について、プリコーディングに使用する伝搬路値およびプリコーディング後の伝搬路値が各サブキャリアにおいて既知とした場合の、ストリーム当たりの平均ＳＮＲ対平均ｓｕｍ−ｒａｔｅ特性を示す図である。 ＭＣＳ２について、プリコーディングに使用する伝搬路値およびプリコーディング後の伝搬路値が各サブキャリアにおいて既知とした場合の、ストリーム当たりの平均ＳＮＲ対平均ｓｕｍ−ｒａｔｅ特性を示す図である。 ＭＣＳ３について、プリコーディングに使用する伝搬路値およびプリコーディング後の伝搬路値が各サブキャリアにおいて既知とした場合の、ストリーム当たりの平均ＳＮＲ対平均ｓｕｍ−ｒａｔｅ特性を示す図である。 ＭＣＳ４について、プリコーディングに使用する伝搬路値およびプリコーディング後の伝搬路値が各サブキャリアにおいて既知とした場合の、ストリーム当たりの平均ＳＮＲ対平均ｓｕｍ−ｒａｔｅ特性を示す図である。 ＭＣＳ１について、伝搬路推定ならびにプリコーディングをサブバンド単位で実施した場合のストリーム当たりの平均ＳＮＲ対平均ｓｕｍ−ｒａｔｅ特性を示す図である。 ＭＣＳ２について、伝搬路推定ならびにプリコーディングをサブバンド単位で実施した場合のストリーム当たりの平均ＳＮＲ対平均ｓｕｍ−ｒａｔｅ特性を示す図である。 ＭＣＳ３について、伝搬路推定ならびにプリコーディングをサブバンド単位で実施した場合のストリーム当たりの平均ＳＮＲ対平均ｓｕｍ−ｒａｔｅ特性を示す図である。 ＭＣＳ４について、伝搬路推定ならびにプリコーディングをサブバンド単位で実施した場合のストリーム当たりの平均ＳＮＲ対平均ｓｕｍ−ｒａｔｅ特性を示す図である。

以下、本発明の実施の形態の無線通信システムについて、図に従って説明する。なお、以下の実施の形態において、同じ符号を付した構成要素および処理工程は、同一または相当するものであり、必要でない場合は、その説明は繰り返さない。

また、以下の説明では、上述したＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄで採用されるＭＵ−ＭＩＭＯ方式の送受信の構成を基本的なシステム構成として、例にとって説明することとするが、本発明は、このような場合に限定されることなく、ＭＩＭＯ通信において、モジュロ演算を利用する非線形ＭＩＭＯ方式に適用することが可能である。

（システムの動作原理）
まず、一般的なシステムの動作原理の説明を行う。

そこで、以下では、ユーザ数がＫの下りリンクマルチユーザＭＩＭＯ伝送を想定する。また、送信アンテナ数をＮt、移動端末当たりの受信アンテナ数をＮrとする。従って、総受信アンテナ数はＫＮrである。ここでＮt＝ＫＮrが成り立つとし、送信データストリーム数ＮdはＮtに等しいとする。

以下、単一のサブキャリアに着目して説明を行う。なお、（・）^*、（・）^Tならびに（・）^Hは複素共役、転置行列、ならびに複素共役転置行列をそれぞれ表す。また、ｊは虚数単位、Ｅ［…］と||…||²はそれぞれアンサンブル平均ならびに２乗ユークリッドノルムを表す。

受信信号ｙ＝（ｙ_１，ｙ₂，…ｙ_KNr）^Tは次式で与える。

ここで、ｚ＝（ｚ_１，ｚ₂，…ｚ_KNr）^Tはプリコーディング後の送信信号ベクトル、Ｈはサイズが（ＫＮr×Ｎt）の伝搬路行列、ｎ＝（ｎ_１，ｎ₂，…ｎ_KNr）^Tは加法性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）をそれぞれ表す。
（ベクトルパータベーション（ＶＰ））
以下では、非線形ＭＩＭＯにおけるプリコーディングの例として、ＭＭＳＥ規範に基づくアンテナ重みを用いるベクトルパータベーションを想定するものとする。一般的な送信空間フィルタリングでは、送信シンボルベクトルｘ＝（ｘ_１，ｘ₂，…ｘ_KNr）^Tに対してアンテナ重み行列Ｗを乗じて送信する、ＭＭＳＥ規範に基づくアンテナ重み行列Ｗは以下で与えられる。

ここで、Ｈ（ティルダ）（Ｈの上に“〜”がついたものを以後このように表記する）は送信側が伝搬路フィードバック等の手法により取得した伝搬路行列であり、Ｉはサイズが（ＫＮr×Ｎt）の単位行列、γ₀は受信側における平均ＳＮＲ（signal-to-noise ratio）をそれぞれ表す。空間フィルタリングの送信信号ベクトルｚは次式で与えられる。

ここで、Ｐは平均送信電力を表す。式（１）および式（３）から、電力正規化を行う前の送信信号Ｗｘの２乗ユークリッドノルムγ_SFが小さくなるほど、受信ＳＮＲは大きくなることが分かる。

そこで、ベクトルパータベーションはγ_SFを低減するために摂動ベクトルを送信シンボルに加算して送信する。その際、摂動ベクトルは付加情報を必要とせずに受信側で除去できる必要がある。

図１は、ベクトルパータベーションにおける拡大信号点配置を示す図である。

上述したようなベクトルパータベーションの処理を実現するために、図１（ａ）に示すように、送信側では、通常の１次変調信号点をＩＱ平面上に一定間隔τで繰り返した拡大信号点配置を用いる。そして、電力正規化前の送信信号の平均２乗ユークリッドノルムが最小となるように、各ストリーム対して送信シンボルｘ_iに対応する１点をそれぞれ選択する。これらは、以下の式（５）を満たすｌを探索する処理である。

ここで、τｌ（ｌ＝（ｌ₁，…，ｌ_Nd）^T）は拡大信号点配置上の送信シンボルベクトルと元の送信シンボルベクトルとの差に相当する摂動ベクトル、Ｌは拡大信号点配置のサイズ（摂動ベクトルの探索範囲）を示す整数値である。この結果、送信信号の電力正規化前平均２乗ユークリッドノルムは次式で表される。

なお、以下では、拡大信号点配置における最小信号点距離が元の信号点配置におけるそれと同一となるようτを設定する。以上より、ＶＰ使用時の送信信号ベクトルは次式で表される。

受信側ではプリコーディング誤差に起因する受信信号の位相誤差を補償した後に、図１（ｂ）に示すように受信信号の各要素に対してモジュロ演算を適用することで摂動ベクトルの影響を除去する。第ｉストリームに対応する処理は次式で表される。

ここで、ｇ_i,i（ハット）（ｇの上に“＾”がついたものを以下このように表記する。“＾”は推定値であることを示す。）は第ｉ受信アンテナにおける第ｉストリームのプリコーディング後伝搬路推定値を表す。最後に、摂動ベクトル除去後の受信信号ｙ_i（ティルダ）を用いてシンボル復調を行う。なお、τは、送信側のモジュロ幅（モジュロ格子サイズ）を表し、τ′は、受信側でのモジュロ幅を表す。

このような送信側のモジュロ幅τについての情報は、適切なタイミングで、送信側から受信側に通知されているものとする。

（モジュロ格子サイズ設定）
摂動ベクトルを除去するためのモジュロ格子サイズτ′は、通常は、ＨＷ〜Ｉの関係から、以下の式（１０）のように設定される。

このような設定は、たとえば、上述した非特許文献５に開示されている。

しかし、実際にはγ_VPは受信側では未知な値であるため、何らかの手法によりτ′を設定する必要がある。

たとえば、拡大信号点配置の格子サイズτと所望波成分のプリコーディング後伝搬路推定値ｇ_i,i（ハット）を用いて、式（１１）に基づきモジュロ格子サイズの設定を行うことも可能である。

ただし、ＭＭＳＥ重みに基づく空間フィルタリングは、残留干渉を許容して所望信号点からの平均２乗誤差を最小化するように働く。これは、所望波成分の受信電力は実際に受信される信号の電力よりも小さくなることを意味する。このため、所望波成分のプリコーディング伝搬路推定値ｇ_i,i（ハット）のみを用いて設定されたモジュロ格子サイズτ′（ハット）は、所望の値である式（１０）の値よりも小さい値となる。

（モジュロ幅の推定処理）
そこで、本実施の形態では、ＭＭＳＥ重みを用いたベクトルパータベーション（ＶＰ）において、所望波成分に加えてストリーム間干渉成分も考慮したモジュロ格子サイズの設定手法を実行する。

所望波の受信電力が総受信信号電力に占める割合はストリーム間干渉電力に依存するため、本実施の形態の手法では所望波電力と総ストリーム干渉電力の和の平方根を算出し、これに送信側で使用する拡大信号点配置の格子サイズτを乗じることでモジュロ格子サイズτ′（ハット）を設定する。具体的には、各ストリームの伝搬路推定値の絶対値の２乗を当該ストリームの受信電力と見なし、次式よりモジュロ格子サイズを算出する。

ここで、ｇ_i,k（ハット）は第ｉストリーム受信の際する第ｋ（干渉）ストリームの伝搬路推定値、αはストリーム干渉成分の寄与を調整する０以上の値である。なお、α＝０の場合は、式（１１）と同一の格子サイズ設定となる。

なお、式（１２）では、受信波のうちの所望波電力と干渉電力とを伝搬路推定値の絶対値の２乗とみなすものとしたが、所望波電力と干渉電力とが他の方法で所得できる場合は、それらの値を直接使用してもよい。

（無線通信システムの概要）
図２は、本実施の形態の無線通信システム１０の具体的構成を説明するための機能ブロック図である。

図２においては、ユーザ数をＫ＝４、送信アンテナ数をＮt＝８、移動端末当たりの受信アンテナ数をＮr＝２とする。

図２を参照して、送信側の基地局１０００は、送信信号をデジタル信号として符号化するなどの処理を行う信号処理部１２００と、符号化された信号をアナログ信号へと変換して高周波信号にアップコンバートし、アンテナ１００２−１〜１００２−８から送信するためのＲＦ処理部１１００とを備える。

ここで、図２では、例として、基地局1台、移動端末（移動局）４台による８×８ＭＩＭＯ構成を示しており、基地局１０００には、アンテナが８本設けられている。基地局のアンテナ本数や、移動局の台数、移動局のアンテナ本数については、このような数に限定されるものでなない。

図２においては、ＲＦ処理部１１００と信号処理部１２００との間の信号伝達は、光通信で行われる構成となっている。信号伝達の方式も、光通信に限定されることなく、たとえば、ＲＦ処理部１１００と信号処理部１２００とが１つの筐体内に収められて、電気的な信号で信号の授受が行われる構成であってもよい。

また、基地局１０００においては、ＲＦ処理部１１００は、アンテナ１００２−１〜１００２−８により受信した信号をダウンコンバートして、デジタル信号に変換する受信処理も実行し、信号処理部１２００は、ＲＦ処理部１１００からの信号をデジタル信号として復号処理化するなどの処理も行う。

すなわち、ＲＦ処理部１１００は、アンテナ１００２−１〜１００２−８にそれぞれ対応して設けられ、高周波信号の送受信のフロントエンドとして機能するＲＦ部１１０２−１〜１１０２−８と、ＲＦ部１１０２−１〜１１０２−８にそれぞれ対応して設けられ、送信号をデジタルアナログ変換し、受信信号をアナログデジタル変換するためのＡ／ＤおよびＤ／Ａ変換部１１０４−１〜１１０４−８と、信号処理部１２００とそれぞれ光通信で信号の授受を行うための光インタフェース（光Ｉ／Ｆ）部１１０６−１〜１１０６−８とを備える。

信号処理部１２００は、ＲＦ処理部１１００とそれぞれ光通信で信号の授受を行うための光Ｉ／Ｆ部１２０２−１〜１２０２−８と、光Ｉ／Ｆ部１２０２−１〜１２０２−８にそれぞれ対応して設けられ、送信信号の符号化や受信信号の復号化のデジタル信号処理を実行するための信号プロセッサ１２０４−１〜１２０４−８とを備える。

信号プロセッサ１２０４−１〜１２０４−８の構成については、後述する。

一方、受信側の移動端末２０００−１〜２０００−４（なお、以下、移動端末を総称する必要がある場合は、移動端末２０００と表記する）は、それぞれ、基本的に同様の構成を有するので、以下では、移動端末２０００−１の構成について説明する。

移動端末２０００−１は、送信信号をデジタル信号として符号化するなどの処理を行う信号処理部２２００−１と、符号化された信号をアナログ信号へと変換して高周波信号にアップコンバートし、２本のアンテナ２００２−１〜２００２−２から送信するためのＲＦ処理部２１００−１とを備える。また、移動端末２０００−１においても、ＲＦ処理部２１００−１は、アンテナ２００２−１１〜２００２−１２により受信した信号をダウンコンバートして、デジタル信号に変換する受信処理も実行し、信号処理部２２００−１は、ＲＦ処理部２１００−１からの信号をデジタル信号として復号処理化するなどの処理も行う。

図２では、例として、移動端末２０００−１でも、ＲＦ処理部２１００−１と信号処理部２２００−１との間の信号伝達は、光通信で行われる構成となっている。

基地局１０００の側と同様に、ＲＦ処理部２１００−１は、アンテナ２００２−１１〜２００２−１２にそれぞれ対応して設けられ、高周波信号の送受信のフロントエンドとして機能するＲＦ部２１０２−１１〜２１０２−１２と、ＲＦ部１１０２−１１〜１１０２−１２にそれぞれ対応して設けられ、送信号をデジタルアナログ変換し、受信信号をアナログデジタル変換するためのＡ／ＤおよびＤ／Ａ変換部２１０４−１１〜２１０４−１２と、信号処理部１２００とそれぞれ光通信で信号の授受を行うための光Ｉ／Ｆ部２１０６−１１〜２１０６−１２とを備える。

信号処理部２２００−１は、ＲＦ処理部２１００−１とそれぞれ光通信で信号の授受を行うための光Ｉ／Ｆ部２２０２−１１〜２２０２−１２と、光Ｉ／Ｆ部２２０２−１１〜２２０２−１２にそれぞれ対応して設けられ、送信信号の符号化や受信信号の復号化のデジタル信号処理を実行するための信号プロセッサ２２０４−１１〜２２０４−１２とを備える。

信号プロセッサ２２０４−１１〜２２０４−１２の構成については、後述する。
（送信側信号プロセッサの構成）
図３は、基地局１０００における信号プロセッサ１２０４（以下、信号プロセッサ１２０４−１〜１２０４−８を総称するときは、信号プロセッサ１２０４と呼ぶ）の構成を説明するための機能ブロック図である。

なお、以下、マルチキャリアによる直交周波数分割多重 （ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）を例にとって説明するが、上述した摂動ベクトルの加算の処理は、シングルキャリアの場合に適用することも可能である。

図３を参照して、信号プロセッサ１２０４は、受信データに対して、ＯＦＤＭ変調方式に対する復調処理（以下、「ＯＦＤＭ復調処理」と呼ぶ）を実行するＯＦＤＭ復調部１２１０を備え、復調後の信号は、ＲＥデマッパ部１２１２において、リソースエレメントにデマッピングされる。デマッピングされた情報には、参照信号Ｃ−ＲＳが含まれる。

アップリンクチャネル評価部１２１４は、参照信号Ｃ−ＲＳによりチャネル状態情報ＣＳＩを取得する。

信号分離部１２１６は、チャネル状態情報ＣＳＩを参照して、各アンテナからの信号に重みづけを行い、複数系統の信号のうちから所望の信号を分離する。レイヤデマッピング部１２１８により、各ストリームに対応する信号にデマッピングされ後、復調部１２２０で、たとえば、ＱＡＭに変調されていた信号が復号される。デスクランブル処理部１２２２でデスクランブルされた信号は、チャネル復号部１２２４により、誤り検出・誤り訂正などの処理が実行される。

フィードバック情報抽出部１２２６は、チャネル復号化された信号から、所定の基準に基づいて適切なプリコーディングウェイトとして選択されるウェイト行列を特定するためのフィードバックされた情報を抽出する。

チャネル符号化部１２３０は、たとえば、送信するデータに、誤り検出・誤り訂正のための符号化を行い、スクランブル処理部１２３２がスクランブル処理をした後、変調部１２３４は、送信シンボルをコンスタレーション上の所定の信号点に対応させる変調処理、たとえば、ＱＡＭ変調処理を実行する。

レイヤマッピング部１２３６により複数ストリームをマッピングした信号と、参照信号生成部１２３８が生成したチャネル推定用の参照信号ＤＭ−ＲＳとに対して、プリコーディング部１２４０により、図１で説明したような「拡大信号点配置」に基づき、ＶＰ法における摂動ベクトルが加算され、プリコーディング処理が行われる。

さらに、プリコーディング後の信号に、参照信号生成部１２３８が生成した端末側でのチャネル品質の評価用の参照信号Ｃ−ＲＳ，ＣＳＩ−ＲＳや同期信号などが、ＲＥマッパ１２４２によりリソースエレメントにマッピングされた後、ＯＦＤＭ変調部１２４４によりＯＦＤＭ信号として変調処理がなされる。

なお、プリコーディング部１２４０で行われるプリコーディング処理において、図１の「拡大信号点配置」に基づいて実行される摂動ベクトルの加算の処理については、上述したとおりである。

図４は、移動端末２０００における信号プロセッサ２２０４（以下、信号プロセッサ２２０４−１１〜２２０４−４２を総称するときは、信号プロセッサ２２０４と呼ぶ）の構成を説明するための機能ブロック図である。

図４を参照して、信号プロセッサ１２０４は、受信データのパイロット信号によりフレーム同期を行うためのフレーム同期部２２０６と、受信データに対して、フレーム同期部２２０６の生成するタイミングに基づいてＯＦＤＭ復調処理を実行するＯＦＤＭ復調部２２０５とを備え、復調後の信号は、ＲＥデマッパ部２２０７において、リソースエレメントにデマッピングされる。デマッピングされた情報には、参照信号ＣＳＩ−ＲＳおよび参照信号ＤＭ−ＲＳが含まれる。

ダウンリンクチャネル評価部２２２０は、参照信号ＣＳＩ−ＲＳにより伝搬路の推定を行い、チャネル状態情報ＣＳＩやノイズパワー、信号パワーなどを取得する。一方で、タウ評価部２２０８は、ＲＥデマッパ２２０６でデマッピングされた参照信号ＤＭ−ＲＳにより、プリコーディング後伝搬路推定値を算出して、上述した式（１２）によりモジュロ演算におけるモジュロ幅τを評価し、モジュロ処理部２２１０は、評価されたモジュロ幅τによりモジュロ演算を行う。

ここで、参照信号ＣＳＩ−ＲＳは、プリコーディング重みを算出するために、いわば「素の伝搬路」の情報を取得するためのものであり、参照信号ＤＭ−ＲＳは、プリコーディングの信号を復調するために「プリコーディング後の伝搬路」についての情報を取得するためのものである。

モジュロ演算された結果に対して、レイヤデマッピング２２１２が、各レイヤへのデマッピング処理を行った後に、復調部２２１４において、たとえば、ＱＡＭ変調されていた信号が復調され、デスクランブル処理部２２１６で、デスクランブルされる。

デスクランブルされた信号には、チャネル復号部２２１８において、誤り検出・誤り訂正などの処理が実行される。

フィードバック情報挿入部２２２２は、ダウンリンクチャネル評価部２２２０での評価結果に応じて、フィードバックされるチャネル状態情報を生成する。

チャネル符号化部２２２４は、たとえば、送信するデータに、誤り検出・誤り訂正のための符号化を行い、スクランブル処理部２２２６がスクランブル処理をした後、変調部２２２８は、送信シンボルをコンスタレーション上の所定の信号点に対応させる変調処理、たとえば、ＱＡＭ変調処理を実行する。

レイヤマッピング部２２３０により複数ストリームをマッピングした信号と、参照信号生成部２２３２が生成したチャネル推定用の参照信号ＤＭ−ＲＳ、チャネル品質の評価用の参照信号Ｃ−ＲＳ，ＣＳＩ−ＲＳや同期信号などが、ＲＥマッパ２２３４によりリソースエレメントにマッピングされた後、ＯＦＤＭ変調部２２３６によりＯＦＤＭ信号として変調処理がなされる。

図５は、以上説明した基地局側と移動局側との処理を説明するためのフローチャートである。

図５では、基地局１０００が送信側で、移動端末２０００が受信側である。

図５を参照して、送信側の基地局１０００では、受信側からフィードバックされたチャネル状態情報に基づいて、ＭＭＳＥの重み行列が計算され（Ｓ１００）、ＭＭＳＥ重み行列に基づいて、加算される摂動ベクトルの演算処理が実行される（Ｓ１０２）。

さらに、摂動ベクトルが加算された信号に対してＭＭＳＥの重み行列が乗算されて、アンテナ１００２−１〜１００２−８から送信される（Ｓ１０４）。

受信側の移動端末２０００では、ＯＦＤＭ復調後の信号から抽出された参照信号ＣＳＩ−ＲＳにより伝搬路の推定が行われ、送信側にフィードバックされるチャネル状態情報が生成される（Ｓ１１０）。

さらに、受信側の移動端末２０００では、参照信号ＤＭ−ＲＳにより、モジュロ幅の推定処理が実行される（Ｓ１１２）。

続いて、受信側の移動端末２０００では、ＯＦＤＭ復調後の信号に対してモジュロ演算が実行され（Ｓ１１４）、さらに、復調部２２１４における復調処理およびデスクランブル処理が実行されて（Ｓ１１６）、チャネル復号部２２１８において、誤り検出・誤り訂正などの処理が実行される（Ｓ１１６）。

一方で、受信側の移動端末２０００では、推定されたチャネル状態情報を送信側の基地局１０００に対してフィードバックする（Ｓ１１８）。

なお、送信側にフィードバックされる情報は、上述したようなチャネル状態情報そのものでもよいし、あるいは、チャネル状態情報に応じて、端末側で適切であるとして選択されたウェイト行列を特定するための情報であってもよい。
（計算機シミュレーション）
（シミュレーション諸元）
図６は、シミュレーション諸元を示す図である。

アンテナ素子数は基地局（ＢＳ）が８、各移動端末（ＵＥ）が２とし、基地局から見た方角がそれぞれ４５度づつ異なる４台の移動端末に対してそれぞれ２ストリームを同時伝送する。従って、総同時送信ストリーム数は８である。アレーアンテナ形状は基地局、移動端末共に等間隔直線状アレー（ＵＬＡ）とし、素子間隔は基地局側が１波長、移動端末側が０．５波長とした。また、伝搬路モデル関しては見通しのある屋内オフィス環境を念頭に、WINNER II A1 LOSモデルを使用した。

ここで、WINNER II A1 LOSモデルについては、以下に開示がある。

”WINNER II channel models, Part I Channel models” IST-4-027756 WINNER II, D1.1.2 V1.2, Feb. 2008.
図７は、シミュレーションに用いた信号フォーマットを示す図である。

図７に示すように、信号帯域幅が２０ＭＨｚの３ＧＰＰ Ｒｅｌｅａｓｅ １０下りリンクサブフレームフォーマットに若干の変更を加えたものとする。

３ＧＰＰ Ｒｅｌｅａｓｅ １０下りリンクサブフレームフォーマットについては、以下に開示がある。

3GPP Technical Specification Group Radio Access Network ”Evolved universal terrestrial radio access (E-UTRA); Physical channels and modulation (Release 10),” 3GPP TS36.211 V10.0.0, Dec. 2010.
また、上述した若干の変更については、同様の内容が以下の文献に開示されている。

塚本悟司, 薗部聡司, 北沢祥一, 伴弘司, 宇野雅博, 小林聖,”次世代移動通信に向けた非線形マルチユーザMIMO 実験装置の開発,”信学技報, RCS2011-218, pp. 173-177, Nov. 2011.
なお、本シミュレーションにおいてはプリコーディング用伝搬路値の推定に用いる参照信号ＣＳＩ−ＲＳ、ならびにプリコーディング後伝搬路値の推定に用いる参照信号ＤＭ−ＲＳは共に毎サブフレームで送信されるものとする。

本シミュレーションでは、２４サブキャリア幅のサブバンドを構成し、伝搬路推定処理ならびにプリコーディング処理はサブバンド単位で実施される。プリコーディングに用いる伝搬路推定値は、参照信号ＣＳＩ−ＲＳの過去５サブフレームにわたる同相平均により得る。（なお、伝搬路値のフィードバック誤差は考慮していない。）
また、復調処理ならびにモジュロ格子サイズの設定に用いる所望波成分ならびにストリーム間干渉成分のプリコーディング後伝搬路推定値は、各ストリームにて送信される参照信号ＤＭ−ＲＳを、それぞれ単一サブフレーム内で同相平均することにより得る。

なお、ＭＭＳＥ重み生成に必要な雑音分散値については既知とする。伝送路符号化には３ＧＰＰ Ｒｅｌｅａｓｅ １０と同様の符号化器構成に基づくＴｕｒｂｏ符号を用い、復号処理には繰り返し回数が６回のＭａｘ Ｌｏｇ−ＭＡＰ復号を用いる。

ＭＣＳ（modulation and coding schemes）は３ＧＰＰ Ｒｅｌｅａｓｅ １０で規定されたものの内、図６に示す以下の４種類を用いる。

ＭＣＳ１：ＱＰＳＫ，Ｒ＝０．７３（ＭＣＳインデックス：７）
ＭＣＳ２：１６ＱＡＭ，Ｒ＝０．４７（ＭＣＳインデックス：１０）
ＭＣＳ３：１６ＱＡＭ，Ｒ＝０．７６（ＭＣＳインデックス：１４）
ＭＣＳ４：６４ＱＡＭ，Ｒ＝０．７３（ＭＣＳインデックス：１９）
また、ＶＰ処理における最適摂動ベクトルの探索には、特に限定はされないが、ＱＲＤＭ−Ｅアルゴリズムを用いるものとしてシミュレーションを行った。その際、摂動ベクトルの各要素ｌ_iの絶対値の最大値Ｌは３、生き残り候補数は３２とした。

なお、ＱＲＤＭ−Ｅアルゴリズムについては、以下の文献に開示がある。

文献：M. Mohaisen, B. Hui, K.H. Chang, S. Ji, and J. Joung, ”Fixed-complexity vector perturbation with block diagonalization for MU-MIMO systems,” Proc. of the 2009 IEEE Malaysia Intl. Conf. on Commun., pp. 238-243, Dec. 2009.
（計算機シミュレーション結果）
図８〜図１１は、上述したＭＣＳ１〜ＭＣＳ４のそれぞれについて、プリコーディングに使用する伝搬路値およびプリコーディング後の伝搬路値が各サブキャリアにおいて既知（図において、“ＣＳＩ：ｋｎｏｗｎ”と記載）とした場合の、ストリーム当たりの平均ＳＮＲ対平均ｓｕｍ−ｒａｔｅ特性を示す図である。

図８〜図１１を参照して、使用されるＭＣＳおよびＳＮＲの値に関わらず、本実施の形態の手法はα＝３の場合に最良の特性が得られており、基準となる手法（α＝０）と比較してブロック誤り率２０％（図中の横破線）の達成に必要なＳＮＲが４〜７ｄＢ程度改善している。

図１２〜図１５は、ＭＣＳ１〜ＭＣＳ４のそれぞれについて、伝搬路推定（図において、“ＣＳＩ：ｅｓｔｉｍａｔｅｄ”と記載）ならびにプリコーディングをサブバンド単位で実施した場合のストリーム当たりの平均ＳＮＲ対平均ｓｕｍ−ｒａｔｅ特性を示す図である。

全体的な傾向は伝搬路値が既知の場合（図８から図１１）と同様であり、ブロック誤り率２０％の達成に必要なＳＮＲが３〜６ｄＢ程度改善している。

ただし、最良の特性を与えるα＝３の場合とα＝２の場合との間の特性差は、伝搬路値が既知の場合と比較して小さくなり、逆にα＝３の場合とα＝４の場合との間の特性差は大きくなっている。これは、伝搬路推定誤差に起因して、各ストリームに関する伝搬路推定値の絶対値の２乗値｜ｇ_i,k（ハット）｜²が実際の受信電力よりも大きくなる確率が高くなり、モジュロ格子サイズの設定における適切なαの値を小さくする必要が出るためと考えられる。

本実施の形態では、ＭＭＳＥ空間フィルタリングを用いたＶＰにおけるモジュロ格子サイズの設定誤差を低減するために、所望波成分と空間フィルタリング後に残留するストリーム間干渉成分の双方を考慮してモジュロ格子サイズを設定する。

より特定的には、プリコーディング後の所望波成分およびストリーム間干渉成分の伝搬路推定値の絶対値の重み付き２乗和を算出し、その平方根に対して送信側で使用する拡大信号点配置の格子サイズを乗じることでモジュロ格子サイズ（モジュロ幅）を推定して設定する。

以上説明したように、本実施の形態の無線通信システム、無線通信装置および無線通信方法によれば、ストリーム干渉成分の寄与分を所望波成分の寄与分を適切に設定すると、所望波成分のみを考慮した手法と比較して、所定のブロック誤り率の達成に必要なＳＮＲを改善することができる。

今回開示された実施の形態は、本発明を具体的に実施するための構成の例示であって、本発明の技術的範囲を制限するものではない。本発明の技術的範囲は、実施の形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲の文言上の範囲および均等の意味の範囲内での変更が含まれることが意図される。

１０ 無線通信システム、１０００ 基地局、１００２−１〜１００２−８ アンテナ、１１００ ＲＦ処理部、１２００ 信号処理部、１１０２−１〜１１０２−８ ＲＦ部、１１０４−１〜１１０４−８ Ａ／ＤおよびＤ／Ａ変換部、１２０４−１〜１２０４−８ 信号プロセッサ、１２４０ プリコーディング部、２０００−１〜２０００−４ 移動端末、２００２−１１〜２００２−１２ アンテナ、２１００−１ ＲＦ処理部、２１０２−１１〜２１０２−１２ ＲＦ部、２１０４−１１〜２１０４−１２ Ａ／ＤおよびＤ／Ａ変換部、２２００−１ 信号処理部、２２０４−１１〜２２０４−１２ 信号プロセッサ、２２０８ タウ評価部、２２１０ モジュロ処理部。

Claims (9)

1. 第１の無線通信装置と第２の無線通信装置との間で、所定の変調方式で変調された信号を非線形ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）方式により無線通信する無線通信システムであって、
   前記第１の無線通信装置は、
   複数の第１のアンテナと、
   前記第２の無線通信装置に対する伝送路のチャネル状態に基づいて、非線形プリコーディングを行い、アンテナ指向性を制御するためのプリコーディング処理を実行するプリコーディング部と、
   前記プリコーディング部の出力を前記複数の第１のアンテナから前記所定の変調方式で送信するための送信処理部とを備え、
   前記第２の無線通信装置は、
   第２のアンテナと、
   前記第１の無線通信装置からの信号を前記所定の変調方式に対する復調処理を実行して受信するための受信処理部と、
   前記受信処理部からの信号に対し、前記非線形プリコーディング処理の後の所望波成分および干渉成分ならびに前記送信側の拡大信号点配置の格子サイズに基づいて、モジュロ演算のためのモジュロ幅を推定し、前記推定されたモジュロ幅により摂動ベクトルの影響を除去するためのモジュロ演算を行うモジュロ処理部と、
   前記モジュロ演算された信号に対して所定のコンスタレーションに基づく復号処理を行うための復号処理部とを備える、無線通信システム。
2. 前記モジュロ処理部は、
   前記所望波成分および前記干渉成分の伝搬路推定値の絶対値の重み付き２乗和を算出し、前記重み付き２乗和の平方根に対して前記送信側の前記拡大信号点配置の格子サイズを乗じて、前記モジュロ幅を推定する、請求項１記載の無線通信システム。
3. 前記プリコーディング部は、平均２乗誤差最小規範に基づき、前記アンテナ指向性を制御するためのアンテナ重みを生成する、請求項２記載の無線通信システム。
4. 前記非線形ＭＩＭＯ方式は、ＶＰ（Ｖｅｃｔｏｒ Ｐｅｒｔｕｒｂａｔｉｏｎ）法である、請求項１記載の無線通信システム。
5. 所定の変調方式で変調された信号を非線形ＭＩＭＯ方式により基地局から受信する無線通信装置であって、
   前記非線形ＭＩＭＯ方式では、非線形プリコーディングが実行されており、
   アンテナと、
   前記基地局からの信号を前記所定の変調方式に対する復調処理を実行して受信するための受信処理部と、
   前記受信処理部からの信号に対し、前記非線形プリコーディング処理の後の所望波成分および干渉成分ならびに送信側の前記基地局の拡大信号点配置の格子サイズに基づいて、モジュロ演算のためのモジュロ幅を推定し、前記推定されたモジュロ幅により摂動ベクトルの影響を除去するためのモジュロ演算を行うモジュロ処理部と、
   前記モジュロ演算された信号に対して所定のコンスタレーションに基づく復号処理を行うための復号処理部とを備える、無線通信装置。
6. 前記モジュロ処理部は、前記所望波成分および前記干渉成分の伝搬路推定値の絶対値の重み付き２乗和を算出し、前記重み付き２乗和の平方根に対して前記送信側の前記拡大信号点配置の格子サイズを乗じて、前記モジュロ幅を推定する、請求項５記載の無線通信装置。
7. 前記非線形プリコーディングでは、平均２乗誤差最小規範に基づき、送信側のアンテナ指向性が制御される、請求項６記載の無線通信装置。
8. 前記非線形ＭＩＭＯ方式は、ＶＰ法である、請求項５記載の無線通信装置。
9. 第１の無線通信装置と第２の無線通信装置との間で、所定の変調方式で変調された信号を非線形ＭＩＭＯ方式により無線通信する無線通信方法であって、
   前記第１の無線通信装置が、前記第２の無線通信装置に対する伝送路のチャネル状態に基づいて、非線形プリコーディングを行い、アンテナ指向性を制御するためのプリコーディング処理を実行するステップと、
   前記第１の無線通信装置が、前記プリコーディング処理後の信号を複数の第１のアンテナから前記所定の変調方式で送信するステップとを備え、
   前記第２の無線通信装置が、前記第１の無線通信装置から第２のアンテナにより受信した信号を前記所定の変調方式に対する復調処理を実行して受信するステップと、
   前記第２の無線通信装置が、受信した前記信号に対し、前記非線形プリコーディング処理の後の所望波成分および干渉成分ならびに前記送信側の拡大信号点配置の格子サイズに基づいて、モジュロ演算のためのモジュロ幅を推定し、前記推定されたモジュロ幅により摂動ベクトルの影響を除去するためのモジュロ演算を行うステップと、
   前記第２の無線通信装置が、前記モジュロ演算された信号に対して所定のコンスタレーションに基づく復号処理を行うステップとを備える、無線通信方法。