JP2013162331A - 無線送信装置、無線受信装置、無線通信システムおよびプリコーディング方法 - Google Patents

Abstract

【課題】非線形ＭＵ−ＭＩＭＯの固有参照信号挿入損を大幅に抑圧する固有参照信号の送信を実現する。
【解決手段】複数のアンテナを備え、複数の無線受信装置に対してマルチユーザＭＩＭＯ（Multiple input multiple output）伝送を行なう無線送信装置であって、前記複数の無線受信装置それぞれに対して送信される固有参照信号および前記固有参照信号の宛先以外の少なくとも一つの前記無線受信装置宛てのデータ信号を要素とし、前記各要素が同一の無線リソースで空間多重されるＤＭＲＳ（Demodulation reference signal）ベクトルに対してプリコーディングを行ない、前記プリコーディングしたＤＭＲＳベクトルを空間多重して前記各無線受信装置へ送信する。
【選択図】図６

Description

本発明は、複数の無線受信装置に対してマルチユーザＭＩＭＯ（Multiple input multiple output）伝送を行なう技術に関する。

無線通信システムでは、多様なブロードバンド情報サービスの提供のために、伝送速度の向上が常に望まれている。伝送速度の向上は通信帯域幅の拡大により実現可能だが、利用可能な周波数帯域には限りがあるため、周波数利用効率の改善が必須となる。周波数利用効率を大幅に改善できる技術として、複数の送受信アンテナを用いて無線伝送を行なうＭｕｌｔｉｐｌｅ ｉｎｐｕｔ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｏｕｔｐｕｔ（MIMO）技術が注目を集めており、セルラーシステムや無線ＬＡＮシステムなどで実用化されている。ＭＩＭＯ技術による周波数利用効率改善量は送受信アンテナ数に比例する。しかし、端末装置に配置できる受信アンテナ数には限りがある。そこで、同時接続する複数端末装置を仮想的な大規模アンテナアレーとみなし、基地局装置から各端末装置への送信信号を空間多重させるマルチユーザＭＩＭＯ(Multi User-MIMO(MU-MIMO)）が周波数利用効率の改善に有効である。

ＭＵ−ＭＩＭＯでは、各端末装置宛ての送信信号同士がユーザ間干渉(Inter-User-Interference(IUI))として端末装置に受信されてしまうため、ＩＵＩを抑圧する必要がある。例えば、第３．９世代移動無線通信システムの一つとして採用されているＬｏｎｇ ｔｅｒｍ ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ(LTE)においては、各端末装置より通知される伝搬路情報に基づき算出される線形フィルタを基地局装置にて予め乗算することでＩＵＩを抑圧する線形プリコーディングが採用されている。

また、一層の周波数利用効率の改善が望めるＭＵ−ＭＩＭＯの実現方法として、非線形処理を基地局装置側で行なう非線形プリコーディングを用いるＭＵ−ＭＩＭＯ技術が注目を集めている。端末装置において、剰余（Modulo、モジュロ）演算が可能である場合、送信信号に対して、任意のガウス整数に一定の実数が乗算された複素数（摂動項）を要素とする摂動ベクトルの加算が可能となる。そこで、基地局装置と複数端末装置の間の伝搬路状態に応じて、摂動ベクトルを適切に設定してやれば、線形プリコーディングと比較して、所要送信電力を大幅に削減することが可能となる。非線形プリコーディングとして、最適な伝送特性を実現できる方式として非特許文献１記載のＶｅｃｔｏｒ ｐｅｒｔｕｒｂａｔｉｏｎ（VP）がある。ＶＰは優れた伝送特性が実現できる一方で、空間多重端末数に比例して、演算量が指数関数的に増加してしまう。一方、非特許文献２記載のＴｏｍｌｉｎｓｏｎ Ｈａｒａｓｈｉｍａ ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ(THP)では、演算量は極めて少ないものの、伝送特性はＶＰに劣る。

ところで、移動無線通信においては、基地局装置と端末装置の間の伝搬路（チャネル）は時間および周波数選択性を有しているから、基地局装置より送信された信号は、その位相と振幅が変動した状態で端末装置に受信される事になる。チャネル変動の影響を受けた受信信号より所望の信号を復調するためには、チャネル変動の影響を取り除くチャネル等化処理（同期検波等とも呼ばれる）が必要となる。チャネル等化を行なうためには、伝搬路の状態（伝搬路情報もしくはChannel state information(CSI)とも呼ぶ）を端末装置で把握するための伝搬路推定（チャネル推定）が必要となる。良く知られたチャネル推定方法として、基地局装置より端末装置へ既知の信号（パイロット信号）を予め送信することで、端末装置が伝搬路推定を行なうパイロットチャネル推定が良く知られており、第３世代移動無線通信システムや、無線ＬＡＮシステム等で実際に用いられている。

ＭＵ−ＭＩＭＯでは送信信号にプリコーディングが施されるから、端末装置が所望の信号を復調するためには、伝搬路情報に加えて、どのようなプリコーディングが送信信号に施されたかを把握する必要がある。一部のパイロット信号（固有参照信号もしくは復調用参照信号とも呼ぶ）にデータ信号と同様のプリコーディングを施し、端末装置では従来と同様のパイロットチャネル推定を行なうことで、プリコーディングの結果が反映された伝搬路情報を推定することが可能である。固有参照信号は、各端末装置固有の情報を推定するためのものであるから、固有参照信号同士は直交している必要がある。線形ＭＵ−ＭＩＭＯのプリコーディングは、各端末装置宛ての送信データを空間直交させるものであるから、固有参照信号に、データ信号と同様のプリコーディングを施すことで、同一無線リソースで固有参照信号を送信することが可能である。固有参照信号は冗長信号であるから、固有参照信号の挿入に多くの無線リソースを割くこととなり、オーバーヘッドを増加させ、周波数利用効率の低下を招いてしまうが、この方法によれば、時間分割多重等により固有参照信号の直交性を確保するよりも、オーバーヘッドが少なくなり、高い周波数利用効率を達成できる。

一方、非線形ＭＵ−ＭＩＭＯにおいて固有参照信号にデータ信号と同様のプリコーディングを施すことは、固有参照信号にも摂動ベクトルを付与しなければならないことを意味している。端末装置において、摂動ベクトルを除去するためには受信信号に対してｍｏｄｕｌｏ演算を施す必要があるが、ｍｏｄｕｌｏ演算はチャネル等化処理の後に行なわれる。このことは、チャネル等化処理に必要な伝搬路情報を推定するための固有参照信号には摂動ベクトルを単純に付与することはできないことを意味している。

特開２００９−１８２８９４号公報 特開２０１０−１１４６０５号公報

山岸他、「非線形多重DMRSを用いるTHP MU-MIMO」、電子情報通信学会2011年ソサイエティ大会、B-5-37、2011年9月。 B. M. Hochwald, et. al., "A vector-perturbation technique for near-capacity multiantenna multiuser communication-Part II:Perturbation," IEEE Trans. Commun., Vol. 53, No. 3, pp.537-544, March 2005. M. Joham, et. al., "MMSE approaches to multiuser spatio-temporal Tomlinson- Harashima precoding", Proc. 5th Int. ITG Conf. on Source and Channel Coding, Erlangen, Germany, Jan. 2004.

特許文献１では、非線形ＭＵ−ＭＩＭＯにおいても固有参照信号については空間多重を行なわず、時間等の別の無線リソースを用いて送信する方法が提案されている。しかし、固有参照信号の送信のために、多くの無線リソースを使用することとなり、周波数利用効率の低下を招いてしまう。

特許文献２では、固有参照信号に加算される摂動ベクトルに関連付けられた制御情報を別に通知することにより、固有参照信号とデータ信号との非線形空間多重を実現している。この場合、制御情報を別に通知することが必要となるため、オーバーヘッドを増大させてしまう。

非特許文献１では、通常、周期的に送信される固有参照信号の一部については、特許文献１と同様に、空間以外の無線リソースにより送信し、その伝搬路推定結果を用いて、他の固有参照信号に付与された摂動ベクトルを除去する方法が提案されている。この方法によれば、一部固有参照信号の空間多重が実現できるため、高い周波数利用効率が実現できるが、伝搬路の時間および周波数選択性が激しい環境下においては、他の固有参照信号の伝搬路推定結果では、正しくｍｏｄｕｌｏ演算が行なわれない固有参照信号が発生するため、伝搬路推定の精度を著しく損ない、伝送特性の大幅な劣化を引き起こしてしまう。

このように、固有参照信号に対する適切な非線形プリコーディングの実現は非常に困難である。固有参照信号の挿入に伴うオーバーヘッドの増大は、非線形ＭＵ−ＭＩＭＯの周波数利用効率の大幅な低下を引き起こしてしまう。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、非線形ＭＵ−ＭＩＭＯの固有参照信号挿入損を大幅に抑圧する固有参照信号の送信を実現することができる無線送信装置、無線受信装置、無線通信システムおよびプリコーディング方法を提供することを目的とする。

（１）上記の目的を達成するために、本発明は、以下のような手段を講じた。すなわち、本発明の無線送信装置は、複数のアンテナを備え、複数の無線受信装置に対してマルチユーザＭＩＭＯ（Multiple input multiple output）伝送を行なう無線送信装置であって、前記複数の無線受信装置それぞれに対して送信される固有参照信号および前記固有参照信号の宛先以外の少なくとも一つの前記無線受信装置宛てのデータ信号を要素とし、前記各要素が同一の無線リソースで空間多重されるＤＭＲＳ（Demodulation reference signal）ベクトルに対してプリコーディングを行ない、前記プリコーディングしたＤＭＲＳベクトルを空間多重して前記各無線受信装置へ送信することを特徴とする。

このように、複数の無線受信装置それぞれに対して送信される固有参照信号および前記固有参照信号の宛先以外の少なくとも一つの前記無線受信装置宛てのデータ信号を要素とし、前記各要素が同一の無線リソースで空間多重されるＤＭＲＳベクトルに対してプリコーディングを行なうので、非線形マルチユーザＭＩＭＯの周波数利用効率を向上させることが可能となる。

（２）また、本発明の無線送信装置は、前記複数の無線受信装置宛てのデータ信号を要素とし、前記各要素が同一の無線リソースで空間多重される送信データベクトルと、前記ＤＭＲＳベクトルに対して、それぞれ異なる無線リソースにおいて、前記送信データベクトルおよび前記ＤＭＲＳベクトルに含まれているデータ信号に非線形プリコーディングを行なうことを特徴とする。

このように、前記複数の無線受信装置宛てのデータ信号を要素とし、前記各要素が同一の無線リソースで空間多重される送信データベクトルと、前記ＤＭＲＳベクトルに対して、それぞれ異なる無線リソースにおいて、前記送信データベクトルおよび前記ＤＭＲＳベクトルに含まれているデータ信号に非線形プリコーディングを行なうので、非線形マルチユーザＭＩＭＯにおいても、従来の線形マルチユーザＭＩＭＯと同等の固有参照信号挿入損を実現できる固有参照信号の送信が可能となる。その結果、非線形マルチユーザＭＩＭＯの周波数利用効率を向上させることが可能となる。

（３）また、本発明の無線送信装置は、前記ＤＭＲＳベクトルに含まれる固有参照信号に対しては、線形プリコーディングを行なうことを特徴とする。

このように、前記ＤＭＲＳベクトルに含まれる固有参照信号に対しては、線形プリコーディングを行なうので、固有参照信号の伝送特性を改善することが可能となる。

（４）また、本発明の無線送信装置は、前記送信データベクトルおよび前記ＤＭＲＳベクトルのそれぞれに対し、少なくとも一つの前記無線リソースにおける送信電力の総和を一定とする電力正規化項を乗算することを特徴とする。

このように、前記送信データベクトルおよび前記ＤＭＲＳベクトルのそれぞれに対し、少なくとも一つの前記無線リソースにおける送信電力の総和を一定とする電力正規化項を乗算するので、非線形マルチユーザＭＩＭＯにおける送信電力制御を適切に行うことが可能となる。

（５）また、本発明の無線送信装置は、前記送信データベクトルに乗算される電力正規化項と前記ＤＭＲＳベクトルに乗算される電力正規化項の比と、前記固有参照信号の位相とが関連付けられていることを特徴とする。

このように、前記送信データベクトルに乗算される電力正規化項と前記ＤＭＲＳベクトルに乗算される電力正規化項の比と、前記固有参照信号の位相とが関連付けられているので、固有参照信号の位相に、電力正規化項に関する差分情報を与えることが可能となる。

（６）また、本発明の無線送信装置は、前記プリコーディングでは、前記送信データベクトルおよび前記ＤＭＲＳベクトルにそれぞれオーダリングを施し、前記送信データベクトルに施されるオーダリングと、前記ＤＭＲＳベクトルに施されるオーダリングとが共通であることを特徴とする。

このように、前記プリコーディングでは、前記送信データベクトルおよび前記ＤＭＲＳベクトルにそれぞれオーダリングを施し、前記送信データベクトルに施されるオーダリングと、前記ＤＭＲＳベクトルに施されるオーダリングとが共通であるので、固有参照信号に摂動項を加算することなく固有参照信号とデータ信号との空間多重を実現することが可のとなる。また、固有参照信号によって推定される電力正規化項と、データ信号部分に適用されている電力正規化項との誤差を小さくすることが可能となる。

（７）また、本発明の無線送信装置は、前記送信データベクトルには、第１のデータ信号および第２のデータ信号が含まれ、前記第１のデータ信号が送信される無線リソースは、前記固有参照信号が送信される無線リソースと関連付けられていることを特徴とする。

このように、前記送信データベクトルには、第１のデータ信号および第２のデータ信号が含まれ、前記第１のデータ信号が送信される無線リソースは、前記固有参照信号が送信される無線リソースと関連付けられているので、一部のデータ信号についても、摂動項の加算を行なわず、チャネル符号化による符号化利得を向上させることが可能となる。

（８）また、本発明の無線受信装置は、少なくとも一つのアンテナを備え、複数のアンテナを備えた無線送信装置からマルチユーザＭＩＭＯ（Multiple input multiple output）伝送された無線信号を受信する無線受信装置であって、前記無線送信装置から、複数の無線受信装置宛てのデータ信号を要素とする送信データベクトル、並びに、複数の無線受信装置それぞれに対して送信される固有参照信号および前記固有参照信号の宛先以外の少なくとも一つの無線受信装置宛てのデータ信号を要素とするＤＭＲＳ（Demodulation reference signal）ベクトルが、それぞれ異なる無線リソースにおいて、プリコーディングされ、空間多重されて送信された無線信号を受信し、自装置宛ての固有参照信号に基づいて、伝搬路状態を推定して伝搬路状態情報を生成し、前記伝搬路状態情報に基づいて、前記送信データベクトルと前記ＤＭＲＳベクトルに含まれる自装置宛てのデータ信号を復調することを特徴とする。

このように、前記無線送信装置からの無線信号は、複数の無線受信装置宛てのデータ信号を要素とする送信データベクトル、並びに、複数の無線受信装置それぞれに対して送信される固有参照信号および前記固有参照信号の宛先以外の少なくとも一つの無線受信装置宛てのデータ信号を要素とするＤＭＲＳ（Demodulation reference signal）ベクトルが、それぞれ異なる無線リソースにおいて、プリコーディングされているので、非線形マルチユーザＭＩＭＯにおいても、従来の線形マルチユーザＭＩＭＯと同等の固有参照信号挿入損を実現できる固有参照信号の送信が可能となる。その結果、非線形マルチユーザＭＩＭＯの周波数利用効率を向上させることが可能となる。

（９）また、本発明の無線受信装置は、前記送信データベクトルに乗算される電力正規化項と前記ＤＭＲＳベクトルに乗算される電力正規化項との比と、前記自装置宛ての固有参照信号の位相とが関連付けられており、前記自装置宛ての固有参照信号の位相に基づいて、前記伝搬路状態情報を補正することを特徴とする。

このように、前記送信データベクトルに乗算される電力正規化項と前記ＤＭＲＳベクトルに乗算される電力正規化項との比と、前記自装置宛ての固有参照信号の位相とが関連付けられているので、固有参照信号の位相から、電力正規化項に関する差分情報を得て、適切な伝搬路状態情報を得ることが可能となる。

（１０）また、本発明の無線受信装置は、前記自装置宛ての固有参照信号が含まれているＤＭＲＳベクトルが送信されている無線リソースの位置に基づいて、前記送信データベクトルおよび前記ＤＭＲＳベクトルに含まれる自装置宛てのデータ信号を復調する方法を切り替えることを特徴とする。

このように、前記自装置宛ての固有参照信号が含まれているＤＭＲＳベクトルが送信されている無線リソースの位置に基づいて、前記送信データベクトルおよび前記ＤＭＲＳベクトルに含まれる自装置宛てのデータ信号を復調する方法を切り替えるので、線形データ信号と非線形データ信号とを混在させて送信する場合に、すべて非線形データ信号としてチャネル復号を行なう場合よりも高い誤り訂正能力を実現させることが可能となる。

（１１）また、本発明の無線通信システムは、上記（２）から（７）のいずれかに記載の無線送信装置と、上記（８）から（１０）のいずれかに記載の無線受信装置と、から構成されることを特徴とする。

この構成により、非線形マルチユーザＭＩＭＯの周波数利用効率を向上させることが可能となる。

（１２）また、本発明のプリコーディング方法は、複数のアンテナを備え、複数の無線受信装置に対してマルチユーザＭＩＭＯ（Multiple input multiple output）伝送を行なう無線送信装置に適用されるプリコーディング方法であって、前記複数の無線受信装置宛てのデータ信号を要素とし、前記各要素が同一の無線リソースで空間多重される送信データベクトル、並びに、前記複数の無線受信装置それぞれに対して送信される固有参照信号および前記固有参照信号の宛先以外の少なくとも一つの前記無線受信装置宛てのデータ信号を要素とし、前記各要素が同一の無線リソースで空間多重されるＤＭＲＳ（Demodulation reference signal）ベクトルに対して、それぞれ異なる無線リソースにおいて、前記送信データベクトルおよび前記ＤＭＲＳベクトルに含まれているデータ信号に非線形プリコーディングを行なうことを特徴とする。

この構成により、非線形マルチユーザＭＩＭＯの周波数利用効率を向上させることが可能となる。

本発明によれば、非線形ＭＵ−ＭＩＭＯにおいても、従来の線形ＭＵ−ＭＩＭＯと固有参照信号挿入損を同等とできるため、非線形ＭＵ−ＭＩＭＯの周波数利用効率を大幅に改善できる。

本発明の第１の実施形態に係る無線通信システムの概略を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る基地局装置１の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係るアンテナ部１０９の装置構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係るプリコーディング部１０７の装置構成を示すブロック図である。 ＤＭＲＳの空間多重を行なわない場合のフレームフォーマットの一例を示したものである。 本発明の第１の実施形態におけるフレームフォーマットの一例を示したものである。 本発明の第１の実施形態において、電力正規化項の補正を行なう場合も含めた摂動ベクトル探査部３０３および送信信号生成部３０５におけるＤＭＲＳベクトルに対する信号処理について説明するフローチャートである。 本発明の第１の実施形態において、Ｕ＝４およびＮ_ｔ＝４の場合におけるリソースアロケーションの一例を示した図である。 本発明の第１の実施形態に係る端末装置３の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係る伝搬路推定部４１１において、ＤＭＲＳに対して行なわれる信号処理を説明するフローチャートである。 本発明の第１の実施形態におけるビット誤り率（ＢＥＲ）特性の一例を示した図である。 本発明の第２の実施形態に係るＤＭＲＳのフレームフォーマットの一例を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係るＤＭＲＳベクトルと送信データベクトルに対するプリコーディング部１０７の信号処理のフローチャートである。 本発明の第２の実施形態に係るリソースアロケーションの一例を示した図である。 本発明の第２の実施形態において、ＤＭＲＳベクトルと送信データベクトルとでオーダリング方法を変える場合のフレームフォーマットの一例を示す図である。 本発明の第２の実施形態において、ＤＭＲＳベクトルと送信データベクトルとでオーダリング方法を変える場合におけるリソースアロケーションの一例を示した図である。 本発明の第３の実施形態に係るプリコーディング部１０７の信号処理について説明するフローチャートである。 本発明の第４の実施形態に係るプリコーディング部１０７の信号処理について説明するフローチャートである。 本発明の第４の実施形態における、送信データの一部に摂動項の加算を行なわない場合の送信フレームフォーマットの一例を示す図である。

以下、図面を参照して本発明の無線通信システムを適用した場合における実施形態について説明する。なお、本実施形態において説明した事項は、発明を理解するための一態様であり、実施形態に限定して発明の内容が解釈されるものではない。

以下では、Ａ^Ｔは行列Ａの転置行列、Ａ^Ｈは行列Ａの随伴（エルミート転置）行列、Ａ^−１は行列Ａの逆行列、Ａ^＋は行列Ａの疑似（もしくは一般）逆行列、ｄｉａｇ（Ａ）は行列Ａの対角成分のみを抽出した対角行列、ｆｌｏｏｒ（ｃ）は実部と虚部がそれぞれ複素数ｃの実部と虚部の値を超えない最大のガウス整数を返す床関数、Ｅ［ｘ］はランダム変数ｘのアンサンブル平均、ａｂｓ（ｃ）は複素数ｃの振幅を返す関数、ａｎｇｌｅ（ｃ）は複素数ｃの偏角を返す関数、｜｜ａ｜｜はベクトルａのノルム、ｘ％ｙは整数ｘを整数ｙで除算したときの余りをそれぞれ表すものとする。また、［Ａ；Ｂ］は二つの行列ＡおよびＢを行方向に結合した行列、［Ａ，Ｂ］は行列ＡおよびＢを列方向に結合した行列を、それぞれ表すものとする。

［１．第１の実施形態］
図１は、本発明の第１の実施形態に係る無線通信システムの概略を示す図である。第１の実施形態においては、Ｎ_ｔ本の送信アンテナを有し、非線形プリコーディングが可能な基地局装置（無線送信装置とも呼ぶ）１に対して、１本の受信アンテナを有する端末装置（無線受信装置とも呼ぶ）３（端末装置３−１、３−２、・・・、３−ｕ、・・・、３−Ｕを合わせて端末装置３とも表す）がＵ個接続しているＭＵ−ＭＩＭＯ伝送を対象とし、Ｎ_ｔ＝Ｕであるものとするが、Ｎ_ｔとＵは異なっていても構わないが、Ｎ_ｔ＞Ｕであることが望ましい。伝送方式としては、Ｎ_ｃ個の副搬送波（サブキャリア）を有する直交周波数分割多重(Orthogonal Frequency Division Multiplexing(OFDM))を仮定する。基地局装置１は各端末装置３より通知される制御情報により各端末装置３までの伝搬路情報を取得し、その伝搬路情報に基づき、送信データに対してサブキャリア毎にプリコーディングを行なうものとする。なお、端末装置３の受信アンテナ数は１に限定されるものではない。また、本実施形態においては、各端末装置３に送信されるデータストリーム数（ランク数とも呼ぶ）は１としているが、ランク数が２より大きい場合も本実施形態には含まれる。

はじめに基地局装置１と端末装置３の間の伝搬路状態情報について定義する。本実施形態においては、準静的周波数選択性フェージングチャネルを仮定する。第ｎ送信アンテナ（ｎ＝１〜Ｎ_ｔ）と第ｕ端末装置３−ｕの間（ｕ＝１〜Ｕ）の第ｋサブキャリアの複素チャネル利得をｈ_ｕ，ｎ（ｋ）としたとき、伝搬路行列Ｈ（ｋ）を式（１）のように定義する。

なお、ｈ_ｕ（ｋ）＝［ｈ_ｕ，１（ｋ），…，ｈ_ｕ，Ｎｔ（ｋ）］は第ｕ端末装置３−ｕで観測される複素チャネル利得により構成される伝搬路行ベクトルを表す。

［１．１ 基地局装置１］
図２は、本発明の第１の実施形態に係る基地局装置１の構成を示すブロック図である。図２に示すように、基地局装置１は、チャネル符号化部１０１と、データ変調部１０３と、マッピング部１０５と、プリコーディング部１０７と、アンテナ部１０９と、制御情報取得部１１１と、ＣＳＩ取得部１１３とを含んで構成されている。プリコーディング部１０７はサブキャリア数Ｎ_ｃ、アンテナ部１０９は送信アンテナ数Ｎ_ｔだけそれぞれ存在する。各端末装置３宛ての送信データ系列はチャネル符号化部１０１において、チャネル符号化が行なわれたのち、データ変調部１０３において、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ等のディジタルデータ変調が施される。データ変調部１０３からの出力はマッピング部１０５に入力される。

マッピング部１０５では、各データを指定された無線リソース（リソースエレメント、もしくは単にリソースとも呼ぶ）に配置するマッピング（スケジューリングもしくはリソースアロケーションとも呼ぶ）が行なわれる。ここでの無線リソースとは、周波数、時間、符号および空間を主に指す。使用される無線リソースは、端末装置３で観測される受信品質や、空間多重される端末同士の伝搬路の直交性等に基づいて決定される。本実施形態においては、使用される無線リソースは予め定められているものとし、基地局装置１と各端末装置３の双方で把握できているものとする。なお、マッピング部１０５では、各端末装置３において伝搬路推定を行なうための既知参照信号系列も多重される。

各端末装置３宛ての参照信号については、受信した端末装置３において分離可能なように、それぞれが直交するように多重されるものとする。また、参照信号には、伝搬路推定用の参照信号であるＣｅｌｌ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ(CRS)と復調用の固有参照信号であるＤｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ(DMRS)の二つの参照信号が多重されるものとするが、別の参照信号を更に多重する構成としても構わない。ＣＲＳは、式（１）で表されている伝搬路行列を推定するためのものであり、ＤＭＲＳは後述するプリコーディングの結果が反映された伝搬路情報を推定するためのものである。本発明において、ＣＲＳについては、データ信号およびＤＭＲＳとは完全に直交しているものとし、また各送信アンテナから送信されるＣＲＳも、お互いに直交するように無線リソースに配置されているものとする。データ信号とＤＭＲＳの多重方法については、後述するプリコーディング部１０７における信号処理について説明してから詳細を記載することとする。

マッピング部１０５の出力は、それぞれ対応するサブキャリアのプリコーディング部１０７に入力される。プリコーディング部１０７における信号処理の説明は後述するものとし、以下では、プリコーディング部１０７の出力に対する信号処理について先に説明する。各サブキャリアのプリコーディング部１０７の出力は、それぞれ対応する送信アンテナのアンテナ部１０９に入力される。

図３は、本発明の第１の実施形態に係るアンテナ部１０９の装置構成を示すブロック図である。図３に示すように、アンテナ部１０９は、ＩＦＦＴ部２０１と、ＧＩ挿入部２０３と、無線送信部２０５と、無線受信部２０７と、アンテナ２０９とを含んで構成されている。各アンテナ部１０９では、対応するプリコーディング部１０７の出力がＩＦＦＴ部２０１に入力され、Ｎ_ｃポイントの逆高速フーリエ変換（IFFT）、もしくは逆離散フーリエ変換（IDFT）が適用されて、Ｎ_ｃサブキャリアを有するＯＦＤＭ信号が生成され、ＩＦＦＴ部２０１より出力される。ここでは、サブキャリア数とＩＦＦＴのポイント数は同じものとして説明しているが、周波数領域にガードバンドを設定する場合、ポイント数はサブキャリア数よりも大きくなる。ＩＦＦＴ部２０１の出力はＧＩ挿入部２０３に入力され、ガードインターバルが付与されたのち、無線送信部２０５に入力される。無線送信部２０５において、ベースバンド帯の送信信号が無線周波数（RF）帯の送信信号に変換される。無線送信部２０５の出力信号は、アンテナ２０９よりそれぞれ送信される。

無線受信部２０７には、端末装置３にて推定される伝搬路状態情報に関連付けられた情報が受信され、制御情報取得部１１１に向けて出力される事になる。

［１．２ プリコーディング部１０７］
プリコーディング部１０７において行なわれる信号処理について説明する。以下では、第ｋサブキャリアのプリコーディング部１０７について説明するものとし、はじめにマッピング部１０５出力のうち、データ信号成分が入力された場合について説明する。

図４は、本発明の第１の実施形態に係るプリコーディング部１０７の装置構成を示すブロック図である。図４に示すように、プリコーディング部１０７は、線形フィルタ生成部３０１と、摂動ベクトル探査部３０３と、送信信号生成部３０５とを含んで構成されている。プリコーディング部１０７には、各端末装置３宛ての送信データを含むマッピング部１０５の出力の第ｋサブキャリア成分｛ｄ_ｕ（ｋ）；ｕ＝１〜Ｕ｝と、ＣＳＩ取得部１１３の出力の第ｋサブキャリアの伝搬路行列Ｈ（ｋ）が入力される。Ｈ（ｋ）は上述したＣＲＳに基づき、端末装置３にて推定され、基地局装置１に通知される。以下の説明では、Ｈ（ｋ）は理想的にＣＳＩ取得部１１３にて取得されるものとし、簡単のため、インデックスｋは省略して記述する。

はじめに線形フィルタ生成部３０１において、ＩＵＩ抑圧のための線形フィルタＷを生成する。以下では、ＴＨＰに基づく方法を対象として説明する。

ＴＨＰでははじめに、取得された伝搬路行列Ｈに対して、ＬＱ分解を適用し、Ｈ＝ＬＱのように下三角行列Ｌとユニタリ行列Ｑとに分解する（なお、Ｈ^ＨにＱＲ分解を適用することで同様の計算結果を得ることも可能である）。このとき、線形フィルタＷはＷ＝Ｑ^Ｈ｛ｄｉａｇ（Ｌ）｝^−１で表すことができる。なお、このようにして算出された線形フィルタを用いるＴＨＰは、Ｚｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇ(ZF)規範に基づく。ＺＦ規範ではなく、送信信号と受信信号との平均二乗誤差(Meam square error(MSE))を最小とする最小平均二乗誤差(Minimum MSE(MMSE))規範に基づいたＴＨＰも可能であり、この場合、［Ｈ；γＩ］を伝搬路行列と見なして、ＬＱ分解を行なえば良い。ここで、γは残留干渉を制御するパラメータである。通常、１端末装置当たりの送信信号電力対雑音電力比の平方根の逆数が入力されるが、プリコーディング部１０７で取得されるＣＳＩの種類によって値は異なる。例えば、ＣＳＩに受信電力も含まれている場合、γは端末装置３で印加される熱雑音の標準偏差となる。生成された線形フィルタＷは摂動ベクトル探査部３０３および送信信号生成部３０５に入力される。

摂動ベクトル探査部３０３における信号処理について説明する。送信データベクトルｄ＝［ｄ_１，・・・，ｄ_Ｕ］^Ｔに線形フィルタＷが乗算された送信信号ベクトルｓ＝［ｓ_１，・・・，ｓ_Ｎｔ］^Ｔ＝Ｗｄを基地局装置１より送信した場合、各端末装置３で観測される受信信号で構成される受信信号ベクトルｒ＝［ｒ_１，・・・，ｒ_Ｕ］^Ｔは式（２）で与えられる。

ここで、η＝［η_１，・・・，η_Ｎｒ］^Ｔは各端末装置３で受信信号に印加される雑音により構成される雑音ベクトルである。また、Ｌ_ｉ，ｊは行列Ｌ｛ｄｉａｇ（Ｌ）｝^−１の第ｉ行ｊ列成分を表す。式（２）より、第１端末装置３−１については、ＩＵＩの無い伝送が実現できている一方で、第２端末装置３−２以降については、ＩＵＩの影響を受けていることが分かる。

そこで、線形フィルタの乗算に加えて、ＩＵＩの抑圧のための信号処理が基地局装置１のプリコーディング部１０７において行なわれる。具体的には、第ｕ端末装置３−ｕ宛ての送信信号を、ｄ_ｕではなく、式（３）で与えられる送信符号ｘ_ｕとする処理が行なわれる。

式（３）で与えられる送信符号ｘ_ｕから構成される送信符号ベクトルｘ＝［ｘ_１，・・・，ｘ_Ｕ］^Ｔをｄの代わりに送信すれば、ＩＵＩの無い伝送を実現できる。しかし、ｘ_ｕの電力は伝搬路行列Ｈに依存するため、Ｈの状態によってはｄ_ｕよりも遥かに大きな電力となる場合がある。そのため、ＴＨＰでは、｛ｘ_ｕ; ｕ＝２〜Ｕ｝に対して、逐次的にｍｏｄｕｌｏ演算を施す。入力された複素数ｘ_ｕについて、その実部と虚部がそれぞれ−δからδに収まるような出力を返すｍｏｄｕｌｏ演算ｍｏｄｕｌｏ_δ（ｘ_ｕ）は式（４）で与えられる。

ここで、ｚ_ｔ，ｕ＝−ｆｌｏｏｒ（ｘ_ｕ／２δ＋（１＋ｊ）／２）を摂動項と呼ぶこととする。摂動項は実部と虚部がそれぞれ整数となる複素数（ガウス整数とも呼ばれる）となる。ｍｏｄｕｌｏ演算を施すことにより、ｘ_ｕの電力は伝搬路行列Ｈには依存せず、δをパラメータとして与えられることになる。δの値はデータ変調方式によって、最適な値が計算されており、ＱＰＳＫであれば２^１／２、１６ＱＡＭであれば４／１０^１／２となるが、基地局装置１と端末装置３との間で共有されているのであれば、この値に設定せずとも構わない。摂動項で構成される摂動ベクトルｚ_ｔ＝［ｚ_ｔ，１，・・・，ｚ_ｔ，Ｕ］^Ｔを用いると、送信符号ベクトルはｘ＝（ＨＷ）^−１（ｄ＋２δｚ_ｔ）で与えられる。摂動ベクトル探査部３０３で行なわれる信号処理は送信符号ベクトルｘを算出するものとなる。摂動ベクトル探査部３０３より出力された送信符号ベクトルｘは送信信号生成部３０５に入力される。

送信信号生成部３０５では、送信信号ベクトルｓ＝（２Ｐ）^１／２βＷｘを算出し、プリコーディング部１０７の出力として出力する。ここで、Ｐは１端末装置当たりの平均送信電力を表す。βは電力正規化項であり、Ｅ［｜ｄ_ｕ｜^２］＝１とした場合、式（５）で与えられる。

ここで、Ｃ_ｖは送信符号ベクトルｘの共分散行列であり、式（６）で与えられる。

以上がデータ信号のみがプリコーディング部１０７に入力された場合の信号処理に関する説明である。ＣＲＳが入力された場合、これまで説明してきた信号処理は基本的に行なわれず、電力調整のみが行なわれる事になる。

ＤＭＲＳが入力される場合について説明する。ＤＭＲＳは端末装置３が受信信号処理より所望の信号を復調するのに必要となる伝搬路情報を推定するための信号である。詳細は後述するが、ＴＨＰによる非線形プリコーディングが行なわれている場合、端末装置３は（２Ｐ）^１／２βを把握する必要がある。

ここで、線形ＭＵ−ＭＩＭＯと同様に既知の信号から構成されているパイロット信号ベクトルｐ＝［ｐ_１，・・・，ｐ_Ｕ］^Ｔにデータ信号と同様のプリコーディングを行なうことを考える。このとき、受信信号は式（７）で与えられることになる。

式（７）より、第１端末装置３−１については、受信信号対雑音電力比(Signal-to-Noise power Ratio(SNR))が十分に大きければ、受信された信号よりｐ_１を除算することで所望の情報を取得できることが分かる。一方、第２端末装置３−２においては、既知信号であるｐ_２で受信信号を除算したとしても、摂動項ｚ_ｔ，２が未知であるために、所望の情報を取得することが出来ない。第３端末装置３−３以降においても同様である。そこで、ＤＭＲＳについては、空間多重を行なわない手法が従来検討されている。

図５は、ＤＭＲＳの空間多重を行なわない場合のフレームフォーマットの一例を示したものである。図５では、空間多重端末数をＵ＝４としている。ｐ_ｕは第ｕ端末装置３−ｕに送信されるＤＭＲＳである。またｄ_ｕ（ｉ）は第ｕ端末装置３−ｕに送信される第ｉ送信シンボルを表す。｛Ｅ［｜ｐ_ｕ｜^２］＝１，ｕ＝１〜Ｕ｝および｛Ｅ［｜ｄ_ｕ（ｉ）｜^２］＝１，ｕ＝１〜Ｕ｝として説明していくが、両者の平均電力は異なっていても構わず、また端末装置３毎に異なる電力でも構わない。なお、以下では空間リソースの位置をアンテナポート番号と呼ばれる番号で呼ぶ場合もある。

各端末装置３に対して、異なる時間にＤＭＲＳを送信し、ある端末装置３宛てにＤＭＲＳが送信されている間は、他の端末装置３には如何なるデータも送信しない。この場合、受信されたＤＭＲＳ信号には抑圧すべきＩＵＩは存在しない。よって、ｍｏｄｕｌｏ演算による摂動項の加算を行なう必要もないから、適切な送信電力制御さえ行なわれれば、各端末装置３は所望の情報を取得することができる。しかし、この場合、ＤＭＲＳの送信に多くの無線リソースが消費されてしまうため、周波数利用効率を大幅に低下させてしまう。図５を例にとれば、ＤＭＲＳ挿入により伝送レートは２分の１となってしまう。本実施形態では、ＤＭＲＳと一部データ信号を空間多重させることにより、周波数利用効率の向上を実現する。

図６は、本発明の第１の実施形態におけるフレームフォーマットの一例を示したものである。図６では、空間多重端末数をＵ＝４としているが、多重端末数に制限は無い。図６に示すように、本実施形態においては、ある端末装置３宛てのＤＭＲＳとともに、他端末装置３宛てのデータ信号を送信している。この場合、ＤＭＲＳ挿入によって伝送レートは８分の７であり、従来方式と比較して、およそ１．７５倍となる。時刻ｔ＝１から時刻ｔ＝４までは、ＤＭＲＳとデータ信号が混在された送信データベクトルｄ_ｐ（１）、ｄ_ｐ（２）、ｄ_ｐ（３）、およびｄ_ｐ（４）を連続して送るものとし、時刻ｔ＝５以降は、全てデータ信号で構成されている送信データベクトルｄ（ｔ）を送るものとする。ｄ_ｐ（１）、ｄ_ｐ（２）、ｄ_ｐ（３）、およびｄ_ｐ（４）は式（８）で与えられるものとする。

以下では、ＤＭＲＳとデータ信号とが混在された送信データベクトルのことをＤＭＲＳベクトルと呼ぶこととし、データ信号のみで構成されるベクトルのことを送信データベクトルと呼ぶこととする。はじめに、ｄ_ｐ（１）がプリコーディング部１０７に入力された場合について説明する。既に説明してきたデータ信号に対するプリコーディングと同様の信号処理をした場合、受信信号ベクトルは式（９）で与えられることになる。

第１端末装置３−１は受信された信号からｐ_１を除算することで、所望の情報を取得できる。第２端末装置３−２以降の装置については、この段階においては、信号の復調を行なうことは出来ないため、受信信号を記憶するに留めておくことになる。

続いて、ｄ_ｐ（２）がプリコーディング部１０７に入力された場合について説明する。既に説明してきたデータ信号に対するプリコーディングと同様の信号処理をした場合、受信信号ベクトルは式（１０）で与えられることになる。なお、説明を簡単にするため、伝搬路の時間選択性は十分に弱いものとする。

第１端末装置３−１は、ｒ（１）に対する信号処理により信号復調に必要な情報が得られているため、ｄ_１（１）を復調することができる。一方、第２端末装置３−２については、既知信号に摂動項が付与されているため、所望の情報を取得することが出来ない。

そこで、第１の実施形態の摂動ベクトル探査部３０３では、ＤＭＲＳベクトルが入力された場合、ＤＭＲＳには摂動項の付与を行なわないようにする。つまり、ｄ_ｐ（２）が入力されたとき、摂動ベクトル探査部３０３の出力ｘ_ｐ（２）＝［ｘ_ｐ，１（２），ｘ_ｐ，２（２），ｘ_ｐ，３（２），ｘ_ｐ，４（２）］^Ｔは式（１１）で与えられることになる。

式（１１）で与えられる送信符号ベクトルを送信信号生成部３０５に入力することで送信信号が生成される。ただし、送信符号ベクトルの共分散行列は式（６）とは異なり、式（１２）で与えられることになるから、電力正規化項βも若干異なる値となる。

以下では、ｄ_ｐ（ｔ）を送信する際の電力正規化項をβ^（ｔ）で表すこととする。なお、β^（１）＝βとなる。

このようにして得られた送信信号ベクトルが基地局装置１より送信された場合、受信信号は式（１３）で与えられることになるから、第２端末装置３−２は受信信号より（２Ｐ）^１／２β^（２）を把握することができる。

この情報を用いることで、一旦記憶しておいたｒ（１）より、データ信号ｄ_２（１）を復調することができる。また、第１端末装置３−１については、ｒ（１）により得られた情報より、ｄ_１（１）を復調することが可能となる。以下、ｄ_ｐ（３）およびｄ_ｐ（４）についてもｄ_ｐ（２）と同様の信号処理を摂動ベクトル探査部３０３および送信信号生成部３０５で行なえば良い。ただし、伝搬路の状態によっては、β^（２）〜β^（４）とβとが大幅に異なる値となる場合がある。その差が無視できないほど大きい場合（例えば、予め与えられた閾値Γよりも差が大きい場合等）以下に説明する方法により、その差分を通知するように制御しても良い。

方法１として、送信電力制御方法がある。これは、β^（１）〜β^（４）のうち、最も値の小さい値を全てのリソース（送信データベクトルも含む）における電力正規化項とするものである。このように制御することで、電力正規化項の誤差に依存する誤りは発生しなくなるものの、受信電力が若干低下することになる。方法２としては、位相による差分通知方法がある。これは、各端末装置３宛てのＤＭＲＳの位相に、電力正規化項に関する差分情報を与えるものである。

図７は、本発明の第１の実施形態において、電力正規化項の補正を行なう場合も含めた摂動ベクトル探査部３０３および送信信号生成部３０５におけるＤＭＲＳベクトルに対する信号処理について説明するフローチャートである。はじめに、入力された線形フィルタＷに基づいて、β^（１）〜β^（４）を計算する（ステップＳ１０１）。なお、β＝β^（１）となる。続いて、β^（２）〜β^（４）とβとの誤差が閾値Γを超えているか否かの判定が行なわれる（ステップＳ１０２）。なお、Γの値は計算機シミュレーション等により適切な値を事前に把握しておけば良い。β^（２）〜β^（４）とβとの誤差が小さい場合（ステップＳ１０２：YES）、電力正規化項に対する補正は何ら行なわれないため、前述してきたように、ｄ_ｐ（１）〜ｄ_ｐ（４）に対して、ＴＨＰが施され、送信符号ベクトルｘ_ｐ（１）〜ｘ_ｐ（４）を算出する（ステップＳ１０３）。そして、算出された送信符号ベクトルと線形フィルタＷに基づいて、送信信号ベクトルが算出される（ステップＳ１０４）。

一方、β^（２）〜β^（４）とβとの誤差が大きい場合（ステップＳ１０２：NO）、電力正規化項の誤差を補正するための信号処理が施される。方法１で補正する場合（ステップＳ１０５：Ｎ＝１）、β^（１）〜β^（４）の中で、最小の値となるものを探索し、それをβ^ｍｉｎとする（ステップＳ１０６）。そして、ステップＳ１０３と同様の信号処理が行なわれた後（ステップＳ１０７）、送信信号ベクトルが生成されるが、この場合、電力正規化項は常にβ^ｍｉｎが用いられることになる（ステップＳ１０８）。なお、方法１が用いられた場合、送信データべクトルに対しても、電力正規化項はβ^ｍｉｎが用いられることになる。

方法２で補正する場合（ステップＳ１０５：Ｎ＝２）、α^（１）＝β^（１）／β^（４）および｛α^（ｔ）＝β^（ｔ）／β^（１）；ｔ＝２〜４｝を算出する（ステップＳ１０９）。続いて、算出されたα^（ｔ）に基づいて、各端末装置３宛てのＤＭＲＳをｐ_ｔｅｘｐ（ｊα^（ｔ））とする（ステップＳ１１０）。その後、ステップＳ１０３およびステップＳ１０４と同じ信号処理が行なわれることになる（ステップＳ１１１、ステップＳ１１２）。なお、詳細は後述するが、全てのＤＭＲＳベクトルについて、方法２で補正を行なった場合、正しく信号復調を行なうことが出来ない場合がある。そのため、少なくとも一つのＤＭＲＳベクトルについては、方法１で補正を行なうか、従来技術のように直交リソースで送信する必要がある。

方法１と方法２のいずれを用いるかは、所望の受信品質等に応じて、予め決定しておいても良いし、瞬時の受信品質に応じて、適応的に変更するように制御しても良い。適応的に変更する場合、用いられている補正方法に関連付けられた制御情報が各端末装置３宛てに通知される事になる。

以上の説明では、ＤＭＲＳベクトルｄ_ｐ（１）、ｄ_ｐ（２）、ｄ_ｐ（３）、およびｄ_ｐ（４）については、時間分割多重するものとしているが、時間分割多重ではなく、周波数分割多重や符号分割多重により多重しても良いし、時間と周波数の２次元で多重するようにしても良い。ｄ_ｐ（１）、ｄ_ｐ（２）、ｄ_ｐ（３）、およびｄ_ｐ（４）の多重方法に応じて、マッピング部１０５では、データ信号、ＤＭＲＳおよびＣＲＳを多重させることになる。

図８は、本発明の第１の実施形態において、Ｕ＝４およびＮ_ｔ＝４の場合におけるリソースアロケーションの一例を示した図である。＃ｎは第ｎ送信アンテナより送信されるＣＲＳを表しており、該当無線リソースでは、第ｎ送信アンテナからのみ信号が送信される。空白部分にはデータ信号もしくは制御信号が多重されており、それぞれ複数の端末装置３宛ての信号が空間多重されて送信されることになる。なお、どの無線リソースにおいてＤＭＲＳが送信されているかは、基地局装置１より予め通知されるものとしている。

また、これまでの説明では、ＤＭＲＳベクトルに含まれるＤＭＲＳは一つであるものとしているが、含まれるＤＭＲＳの数は１に限られるものではない。複数のＤＭＲＳを空間多重する場合、いずれのＤＭＲＳについても摂動項の加算を行なわないように制御しても良いが、一部ＤＭＲＳについては、摂動項の加算を行なっても良い。ただし、例えば時刻ｔ＝１において、第１端末装置３−１と第２端末装置３−２宛てのＤＭＲＳを空間多重するものとし、第２端末装置３−２宛てのＤＭＲＳには摂動項を加算する場合、異なる時刻（例えば時刻ｔ＝２）においては、第２端末装置３−２宛てに摂動項の加算を行なっていないＤＭＲＳを送信する必要がある。摂動項の加算を行なっていないＤＭＲＳによって推定された情報を用いることで、摂動項が加算されたＤＭＲＳも伝搬路推定に用いることが可能となる。

［１．３ 端末装置３］
図９は、本発明の第１の実施形態に係る端末装置３の構成を示すブロック図である。図９に示すように、端末装置３はアンテナ４０１と、無線受信部４０３と、ＧＩ除去部４０５と、ＦＦＴ部４０７と、参照信号分離部４０９と、伝搬路推定部４１１と、フィードバック情報生成部４１３と、無線送信部４１５と、伝搬路補償部４１７と、デマッピング部４１９とデータ復調部４２１と、チャネル復号部４２３とを含んで構成されている。

端末装置３においては、アンテナ４０１で受信された信号が、無線受信部４０３に入力され、ベースバンド帯の信号に変換される。ベースバンド帯に変換された信号は、ＧＩ除去部４０５に入力され、ガードインターバルが取り除かれた後、ＦＦＴ部４０７に入力される。ＦＦＴ部４０７では、入力された信号に対して、Ｎ_ｃポイントの高速フーリエ変換（FFT）もしくは離散フーリエ変換（DFT）が適用され、Ｎ_ｃ個のサブキャリア成分に変換される。ＦＦＴ部４０７の出力は参照信号分離部４０９に入力される。参照信号分離部４０９では入力された信号を、データ信号成分とＣＲＳ成分と、ＤＭＲＳ成分とに分離する。そして、データ信号成分については、伝搬路補償部４１７に向けて出力され、ＣＲＳとＤＭＲＳについては、伝搬路推定部４１１に向けて出力される。以下で説明する信号処理は基本的にはサブキャリア毎に行なわれることになる。

伝搬路推定部４１１では、入力された既知参照信号であるＣＲＳおよびＤＭＲＳに基づいて伝搬路推定が行なわれる。はじめにＣＲＳを用いた伝搬路推定について説明する。ＣＲＳは、プリコーディングを適用されずに送信されているため、式（１）で表されている伝搬路行列Ｈ（ｋ）のうち、各端末装置３に対応する成分（例えば第ｕ端末装置３−ｕであればＨ（ｋ）のうちの第ｕ行成分）を推定することが可能である。通常、ＣＲＳは無線リソースに対して周期的に多重されるため、全てのサブキャリアの伝搬路情報を直接推定することは出来ないが、標本化定理を満たすような時間間隔、および周波数間隔でＣＲＳを送信することで、適切な補間による全サブキャリアの伝搬路情報の推定が可能となる。具体的な伝搬路推定方法については、特に限定しないが、例えば二次元ＭＭＳＥ伝搬路推定を用いることが考えられる。

ＣＲＳにより推定された伝搬路情報はフィードバック情報生成部４１３に入力される。フィードバック情報生成部４１３では、各端末装置３がフィードバックする伝搬路情報形式に応じて、基地局装置１にフィードバックする情報を生成する。本発明においては、伝搬路情報形式については何かに限定されるものではない。例えば、推定された伝搬路情報について、有限ビット数にて量子化を行ない、その量子化情報をフィードバックする方法が考えられる。また、基地局装置１との間で予め取り決めておいたコードブックに基づいてフィードバックを行なっても良い。フィードバック情報生成部４１３で生成された情報は、無線送信部４１５に入力され、基地局装置１に向けて通知される。以下では、この伝搬路情報を第一の伝搬路情報とも呼び、第一の伝搬路情報に関連付けられた制御情報を第一の制御情報とも呼ぶこととする。

次いで、ＤＭＲＳを用いた伝搬路推定について説明する。以下では、基地局装置１において説明したように、空間多重端末数がＵの場合、時刻ｔ＝１から時刻ｔ＝Ｕまで、ＤＭＲＳベクトルが送信されているものとし、第ｕ端末装置３−ｕ宛てのＤＭＲＳは時刻ｔ＝ｕに送信されているものとする。この場合、伝搬路推定部４１１に入力される信号は時刻ｔ＝ｕに送信されたものだけであり、その他の時刻に送信された信号については、伝搬路補償部４１７に出力される事になる。

ＤＭＲＳに対する信号処理は、プリコーディング部１０７で行なわれている電力正規化項に対して行なわれている補正処理に応じて異なる。どの補正処理が行なわれているかは、基地局装置１より通知される制御情報により把握することが可能である。なお、予め決められた一つの補正処理を行なうように制御しても良い。

図１０は、本発明の第１の実施形態に係る伝搬路推定部４１１において、ＤＭＲＳに対して行なわれる信号処理を説明するフローチャートである。はじめに、第ｕ端末装置３−ｕでは、時刻ｔ＝ｕに送信された信号から、既知信号ｐ_ｕを除算することで、データ信号の復調に必要となる（２Ｐ）^１／２β^（ｕ）を算出する（ステップＳ２０１）。電力正規化項の補正が行なわれていない、もしくは方法１で補正が行なわれている場合（ステップＳ２０２：NO）、ここで算出され取得された情報が伝搬路補償部４１７に向けて出力される。この場合、送信データベクトルに含まれるデータ信号の復調に加えて、ＤＭＲＳベクトルに含まれている自端末装置３宛てのデータ信号の復調についても、ここで推定された値が用いられることになる。

方法２が行なわれている場合（ステップＳ２０２：YES）について説明する。この場合、第ｕ端末装置３−ｕにおいて、時刻ｔ＝ｕに送信されている信号の受信信号は式（１４）で与えられることになる。

ここで、ｅｘｐ（ｊφ）は、基地局装置１の発振器と、端末装置３の発振器との周波数オフセット等から生ずる位相ずれを表している（通常、この位相ずれは伝搬路情報に含まれて推定されるため、明細書中の他の受信信号表記においては、記載は省略している）。方法２においては、端末装置３はｅｘｐ（ｊφ）の値を把握しておく必要がある。ｅｘｐ（ｊφ）は、一部のＤＭＲＳベクトルについて電力正規化項の補正を行なうことなく送信したり、従来方式と同様に、ＤＭＲＳを直交リソースによって送信する等によって、把握することが可能である。例えば、電力正規化項の補正を行なわない場合、式（１４）で与えられている受信信号はｒ_ｕ（ｕ）＝（２Ｐ）^１／２β^（ｕ）ｅｘｐ（ｊφ）ｐ_ｕ＋η_ｕ（ｕ）で与えられるから、ａｎｇｌｅ（ｒ_ｕ（ｕ））を計算することで、φの値を推定できる。発振器同士で周波数にオフセットが存在する場合、ｅｘｐ（ｊφ）は時間変動することになるから、補正を行なわないＤＭＲＳは、補正を行なうＤＭＲＳの近傍の無線リソースで送信することが望ましい。以下では、ｅｘｐ（ｊφ）は推定可能であるものとし、記載を省略して説明を行なう。

続いて、伝搬路推定部４１１は、ａｂｓ（ｒ_ｕ（ｕ）／ｐ_ｕ）およびａｎｇｌｅ（ｒ_ｕ（ｕ）／ｐ_ｕ）を計算する（ステップＳ２０３）。アンテナポート２番以降でＤＭＲＳが送信されている端末装置３（つまりｕ＞１）について（ステップＳ２０４：Yes）、ＤＭＲＳの送信電力が、雑音電力より十分に高い場合、ａｂｓ（ｒ_ｕ（ｕ）／ｐ_ｕ）≒（２Ｐ）^１／２β^（ｕ）であり、ａｎｇｌｅ（ｒ_ｕ（ｕ）／ｐ_ｕ）≒α^（ｕ）となる。α^（ｕ）＝β^（１）／β^（ｕ）であるから、ａｂｓ（ｒ_ｕ（ｕ）／ｐ_ｕ）にａｎｇｌｅ（ｒ_ｕ（ｕ）／ｐ_ｕ）を乗算することで、（２Ｐ）^１／２β^（１）（＝（２Ｐ）^１／２β）を推定することができる（ステップＳ２０５）。この値は、送信データベクトルに含まれる送信データの復調のために、伝搬路補償部４１７に出力される事になる。

続いて、ＤＭＲＳベクトルに含まれるデータ信号復調用の情報を推定する方法を説明する。第ｕ端末装置３−ｕでは、上記方法によりβ^（１）およびβ^（ｕ）が得られているが、データ信号を復調するためには、β^（２）〜β^（４）の全ての情報を知る必要がある。第１の実施形態では、β^（１）およびβ^（ｕ）を用いた線形補間により、β^（２）〜β^（４）を推定する（ステップＳ２０６）。なお、補間の方法は線形補間に限らない。

アンテナポート１でＤＭＲＳが送られている第１端末装置３−１については（ステップＳ２０４：No）、ａｂｓ（ｒ_１（１）／ｐ_１）≒（２Ｐ）^１／２β^（１）を送信データベクトル復調用の情報として出力する（ステップＳ２０７）。その後、ａｂｓ（ｒ_１（１）／ｐ_１）にａｎｇｌｅ（ｒ_１（１）／ｐ_１）を乗算することで、（２Ｐ）^１／２β^（４）を推定し、ステップＳ２０６において、第ｕ端末装置３−ｕが行なった信号処理と同じ信号処理により、ＤＭＲＳベクトルに含まれるデータ信号の復調用の情報を算出する（ステップＳ２０８）。

なお、これまでの説明では、各端末装置３宛てのＤＭＲＳは１無線リソースでのみ送信されているものとしているが、図８で示したように、ＤＭＲＳは、複数の無線リソースによって、周期的に送信しても良い。この場合、複数の伝搬路推定結果を用いて、適切な補間等を行なうことで、伝搬路推定精度を向上させることが可能である。なお、電力正規化項を方法２によって補正する場合、一部のＤＭＲＳベクトルについては、方法２による補正を行なうことなく送信する必要があるが、この場合、方法２による補正を行なっているＤＭＲＳベクトルと、補正を行なっていないＤＭＲＳベクトルは、同一ＯＦＤＭシンボル内に両方存在していることが望ましい。

図９に戻り、参照信号分離部４０９の出力のうち、データ信号成分と、伝搬路推定部４１１の出力のうち、ＤＭＲＳによって得られた伝搬路情報（すなわち、（２Ｐ）^１／２β）は伝搬路補償部４１７に入力される。伝搬路補償部４１７ではデータ信号成分に対してチャネル等化処理が行なわれる。第ｕ端末装置３−ｕのデータ信号部分における受信信号は式（１５）で与えられる。

なお、時間および周波数を表すインデックスについては記載を省略している。伝搬路補償部４１７でははじめに、ｒ_ｕをＤＭＲＳによって推定された情報である（２Ｐ）^１／２βで除算する。すなわち、ｒ_ｕ／（２Ｐ）^１／２β＝（ｄ_ｕ＋２δｚ_ｔ，ｕ）＋η_ｕ／（２Ｐ）^１／２βである。受信ＳＮＲが十分に高く、η_ｕ／（２Ｐ）^１／２β≒０であるとすると、ｒ_ｕ／（２Ｐ）^１／２β＝ｄ_ｕ＋２δｚ_ｔ，ｕとなるから、ｒ_ｕ／（２Ｐ）^１／２βに対して、式（４）と同様のｍｏｄｕｌｏ演算を施すことで、ｄ_ｕを復調することができる。

伝搬路補償部４１７の出力はその後デマッピング部４１９に入力され、各端末装置３は、自装置宛ての送信データの送信に使われている無線リソースより、自装置宛ての送信データを抽出する。デマッピング部４１９の出力は、その後、データ復調部４２１およびチャネル復号部４２３に入力され、データ復調とチャネル復号が行なわれる。なお、参照信号分離部４０９の出力を、先にデマッピング部４１９に入力し、自装置に該当する無線リソース成分のみを伝搬路補償部４１７に入力し、伝搬路補償部４１７出力をデータ復調部４２１に入力するような構成としても良い。

図１１は、本発明の第１の実施形態におけるビット誤り率（ＢＥＲ）特性の一例を示した図である。変調方式はＱＰＳＫで、送信アンテナ数Ｎ_ｔと多重端末数Ｕはともに４としている。誤り訂正は行なっておらず、伝搬路の時間変動は無いものとしている。フレームフォーマットは図６と同様のフレームが繰り返し送信されるものとしているが、送信データベクトル数は１２としている。また、２つのＤＭＲＳを用いた線形補間を仮定している。なお、端末装置３から基地局装置１への伝搬路情報のフィードバックは理想的であるものとしている。比較のため、理想チャネル推定を仮定した場合と、従来方式である、ＤＭＲＳを直交リソースで送信した場合（すなわち、図５のフレームフォーマットで送信した場合）を併せて示している。各時刻における全送信電力が一定となるものとし、送信データベクトル部分のみの全端末装置３の誤り率の平均値を示している。参考として、方法２で補正し、ＤＭＲＳの送信電力を４倍としたものも併せて示している。

図１１から分かるように、ＤＭＲＳとデータ信号とを空間多重させる場合、方法２で補正したとしても、従来方式に対して、およそ３ｄＢだけ所要ＳＮＲが大きくなる。これは、ＤＭＲＳの送信電力が、従来方式と比較して４分の１となるためである。仮に、ＤＭＲＳの送信電力を同じとした場合、方法２で補正する本実施形態の方法と、直交リソースでＤＭＲＳを送信する方法とで、ＢＥＲ特性はほぼ同等となる。なお、直交リソースでＤＭＲＳを送信した場合の、パイロット信号挿入損（データ信号数／（全リソース数））は、０．７５であるのに対して、ＤＭＲＳとデータ信号とを空間多重させる場合、挿入損は０．９３７５であるから、伝送効率はおよそ１．２５倍となる。

ところで、ｒ_ｕ／（２Ｐ）^１／２βの信号候補点は、元々の変調信号の信号候補点が、信号点空間において周期的に繰り返されている信号点のうちのいずれかとなる。ｍｏｄｕｌｏ演算は、その中で、ｒ_ｕ／（２Ｐ）^１／２βに最も近い信号点を検出していることになる。ｍｏｄｕｌｏ演算を行なわずに、周期的に繰り返されている信号点と、ｒ_ｕ／（２Ｐ）^１／２βとの距離（尤度）に基づいて、対数尤度比を算出することができる。この対数尤度比に基づいて、データ復調や、チャネル復号を行なう場合、伝搬路補償部４１７ではｍｏｄｕｌｏ演算を行なわなくても良い。

本実施形態においては、ＯＦＤＭ信号伝送を仮定し、プリコーディングはサブキャリア毎に行なうことを仮定したが、伝送方式（もしくはアクセス方式）やプリコーディングの適用単位に制限は無い。例えば、複数サブキャリアを一纏めとしたリソースブロック毎にプリコーディングが行なわれた場合も本実施形態は適用可能であり、同様に、シングルキャリアベースのアクセス方式（例えばシングルキャリア周波数分割多重アクセス（SC-FDMA）方式など）にも適用することが可能である。

以上、説明してきた方法により、非線形プリコーディングを用いる下りリンクＭＵ−ＭＩＭＯ伝送において、ＤＭＲＳ挿入に係るオーバーヘッドの増大を抑圧することが可能となる。

［２． 第２の実施形態］
第１の実施形態においては、ＤＭＲＳとデータ信号とを空間多重させることで、ＤＭＲＳ挿入に係るオーバーヘッドの増大を抑圧する方法を対象とした。ただし、第１の実施形態の方法は、従来のＴＨＰとほぼ同様の装置構成で実現可能である一方で、ＤＭＲＳによる伝搬路推定精度を若干低下させてしまう。第２の実施形態では、ＤＭＲＳによる伝搬路推定精度を向上させる方法を対象とする。

［２．１ 基地局装置１］
第２の実施形態に係る基地局装置１の構成は、図２と同じとなる。ただし、マッピング部１０５およびプリコーディング部１０７における信号処理については、第１の実施形態と異なるため、以下では、マッピング部１０５とプリコーディング部１０７の信号処理について説明する。

［２．２ プリコーディング部１０７およびマッピング部１０５］
はじめにプリコーディング部１０７における信号処理について説明する。第１の実施形態においては、摂動ベクトル探査部３０３において、ＤＭＲＳには摂動項を加算しないことにより、ＤＭＲＳとデータ信号との空間多重を可能としていた。ところで、ＴＨＰによる非線形プリコーディングは、一番はじめに送信符号が生成される端末装置３宛ての送信符号には摂動項は加算されない。そこで、第２の実施形態では、送信符号を生成する順番を変更するオーダリングを適切に設定することでＤＭＲＳに対する摂動項の加算を回避する。

図１２は、本発明の第２の実施形態に係るＤＭＲＳのフレームフォーマットの一例を示す図である。図６と同様に、Ｕ＝４とし、時刻ｔ＝１から４まではＤＭＲＳとデータが混在された信号を送信するものとし、以降の時刻では、データ信号のみが空間多重された信号を送信するものとする。なお、オーダリングの位置をアンテナポート番号で表すものとする。

図１３は、本発明の第２の実施形態に係るＤＭＲＳベクトルと送信データベクトルに対するプリコーディング部１０７の信号処理のフローチャートである。はじめに、図１２に示すように、各端末装置３宛てのＤＭＲＳが順番にアンテナポート１、すなわち、はじめに送信符号化が行なわれる位置にオーダリングされるようにＤＭＲＳを配置する（ステップＳ３０１）。このようにオーダリングすることで、各端末装置３宛てのＤＭＲＳには摂動ベクトルを加算する必要が無くなる。オーダリングはプリコーディング部１０７において行なっても良いが、マッピング部１０５において、予めＤＭＲＳおよびデータ信号を送信するアンテナポートを適切に設定することにより行なっても良い。このとき、第２の実施形態におけるＤＭＲＳベクトルｄ’_ｐ（１）、ｄ’_ｐ（２）、ｄ’_ｐ（３）、およびｄ’_ｐ（４）は第１の実施形態で用いたｄ_ｐ（１）、ｄ_ｐ（２）、ｄ_ｐ（３）、およびｄ_ｐ（４）を使って式（１６）で与えられる。

ここで、Π_ｕは行列の行を入れ替える順列行列を表し、式（１６）に現れる順列行列はそれぞれ式（１７）で与えられる。

続いて、線形フィルタ生成部３０１において、線形フィルタＷが生成されるが、第２の実施形態では、伝搬路行列Ｈに順列行列Π_ｕが乗算された行列Π_ｕＨを伝搬路行列と見なして、第１の実施形態と同様に線形フィルタＷを算出する（ステップＳ３０２）。例えば、ｄ’_ｐ（１）に対してはΠ_１Ｈを伝搬路行列と見なして線形フィルタＷを生成すれば良い。以下ではこの線形フィルタをＷ_１で表すものとする。

続いて、摂動ベクトル探査部３０３において、送信符号ベクトルが生成されるが、ｄ’_ｐ（１）を送信シンボルベクトルとみなして、第１の実施形態におけるデータ信号と同様に送信符号ベクトルを生成すれば良い（ステップＳ３０３）。例えば、ｄ’_ｐ（１）より生成される送信符号ベクトルはｘ_ｐ（１）＝（（Π_１Ｈ）Ｗ_１）^−１（Π_１ｄ_ｐ（１）＋２δｚ_ｔ（１））で与えられることになる。以降、ｄ’_ｐ（２）、ｄ’_ｐ（３）、およびｄ’_ｐ（４）についても同様に送信符号ベクトルを生成していけば良い。

続いて、送信信号生成部３０５において電力正規化項βを算出する（ステップＳ３０４）。電力正規化を第１の実施形態と同様に行なった場合、式（５）で与えられる電力正規化項は送信信号ベクトル毎に異なった値となってしまう。なぜならば、各送信信号ベクトルに用いられている線形フィルタの値が異なっているためである（なお、送信符号ベクトルｘの共分散行列は変化しない）。そのため、第２の実施形態においては、電力正規化は複数の送信信号ベクトルの合計送信電力が一定となるように行なうものとする。例えば、時刻ｔ＝１〜４で送信される送信信号ベクトルで電力正規化を行なう場合、電力正規化項βは式（１８）で与えられることになる。

続いて、送信信号生成部３０５において送信信号ベクトルｓ_ｐ（ｔ）＝βＷ_ｔｘ_ｐ（ｔ）が生成される（ステップＳ３０５）。ここまでが、ＤＭＲＳベクトルに対するプリコーディング部１０７における信号処理となる。

続いて、時刻ｔ＝５以降、すなわち、送信データベクトルに対してプリコーディングを行なっていく。第２の実施形態においては、データ信号についても、図１２に示すように、連続する４つの送信データベクトルに対して、ＤＭＲＳ部分と同様のオーダリングを施す。つまり、時刻ｔにおける送信データベクトルをｄ（ｔ）とした場合、Π_{（（ｔ―１）％４＋１）}ｄ（ｔ）を送信データベクトルとするようなオーダリングを施していく（ステップＳ３０６）。そして、線形フィルタＷ_{（（ｔ―１）％４＋１）}を用いて、第１の実施形態においてデータ信号部分に行なったようなプリコーディングを施す（ステップＳ３０７）。続いて、送信信号生成部３０５において、送信信号ベクトルが施されるが、電力正規化項はステップＳ３０４で生成されたものを用いる（ステップＳ３０８）。

このようにすることで、ＤＭＲＳ部分とデータ信号部分とで電力正規化項を共通にすることが可能となる。つまり、第２の実施形態では、複数のＤＭＲＳベクトルから構成されるリソースブロックと、複数の送信データベクトルから構成されるリソースブロックに適用されるオーダリングとを、共通化させることで、ＤＭＲＳへの摂動項の加算を行なわずに、データ信号とＤＭＲＳとの空間多重を実現させている。第２の実施形態では、第１の実施形態で行なったような電力正規化項に対する補正は必要ない。

マッピング部１０５では、これまで説明してきたようにＤＭＲＳとデータ信号とを適切にオーダリングさせて、データ信号、ＤＭＲＳおよびＣＲＳを多重させれば良い。

図１４は、本発明の第２の実施形態に係るリソースアロケーションの一例を示した図である。基本的には図８と同様であるが、太実線で四角に囲んだ４つのデータ信号部分から構成されるリソースブロックについては、これまで説明してきたように、複数のＤＭＲＳベクトルから構成されるリソースブロックに行なったオーダリングと同じオーダリングを施すとともに、電力正規化についても、四角で囲んだ部分を１単位として行なうことになる。ここで、同じオーダリングを行なうということは、リソースブロック内で、Π_１〜Π_４をそれぞれ一回使ってオーダリングを行うことを意味している。例えば、ｉで示したリソースにはΠ_１、ｉｉで示したリソースにはΠ_２、ｉｉｉで示したリソースにはΠ_３、ｉｖで示したリソースにはΠ_４を使ってオーダリングを行なえば良い。また、リソースブロック内でＤＭＲＳベクトルとデータベクトルが混在している場合も同様であり、例えば、ｄ’_ｐ（１）とｄ’_ｐ（２）が配置されているリソースブロックにおいては、残りの２つのデータベクトルについては、Π_３とΠ_４を使ってオーダリングを行なえば良い。なお、点線で囲んだ部分については、他の点線で囲んだ部分と併せて、４つのデータ信号グループを形成して、オーダリングおよび電力正規化を行なえば良い。

図１４に示したリソースブロックの構成は、あくまで一例にすぎず、図１４と異なるリソースの組み合わせによりリソースブロックを構成しても構わない。

なお、電力正規化を行なう送信信号ベクトル数を変更することで、データ信号部分に対するオーダリングに自由度を与えることも可能である。例えば、式（１８）とは異なり、電力正規化をデータ信号部分まで含めて行なうのであれば、データ信号部分に対するオーダリングは自由に行なって良い。

図１５は、本発明の第２の実施形態において、ＤＭＲＳベクトルと送信データベクトルとでオーダリング方法を変える場合のフレームフォーマットの一例を示す図である。この場合、線形フィルタ生成部３０１および摂動ベクトル探査部３０３における信号処理は、オーダリングの方法を除き、これまで説明してきた方法と同様となるが、送信信号生成部３０５において行なわれる電力正規化は、ＤＭＲＳベクトルと送信データベクトルの併せて８つの送信信号ベクトルの合計送信電力が一定となるように行なわれることになる。

図１６は、本発明の第２の実施形態において、ＤＭＲＳベクトルと送信データベクトルとでオーダリング方法を変える場合におけるリソースアロケーションの一例を示した図である。四角で囲んだ８つのリソースについては、それぞれ同じオーダリングおよび電力正規化が行なわれる事になる。先ほどと同様で、同じオーダリングとは、図１５のフレームフォーマットを実現するための８つの順列行列を、それぞれ一回使ってオーダリングを行なうということである。なお、点線で囲んだ部分については、他の点線で囲んだ部分と併せて、８つのリソースから構成されるリソースブロックを形成して、オーダリングおよび電力正規化を行なえば良い。グループ化の方法はこれに限らず、１リソースブロックの数も任意に定めて構わない。

［２．３ 端末装置３］
端末装置３の構成は図９と同じであり、各装置で行なわれる信号処理も伝搬路推定部４１１において行なわれた、電力正規化項βに対する補正は行なわれないことを除き、第１の実施形態と同じとなるため、説明は省略する。

なお、第１の実施形態で述べたように、ＤＭＲＳが周期的に送信されている場合、適切な補間を行なうことで、伝搬路推定精度を向上させることができるが、このときに、電力正規化がどのリソースブロック単位で行なわれているかを知る必要がある場合がある。電力正規化が行なわれるリソースブロックの単位については、基地局装置１と端末装置３との間で予め定めておいても良く、伝搬路の状態や、受信品質に応じて適応的に変更させる場合、リソースブロックの単位に関連付けられた制御情報を基地局装置１が通知するようにしても良い。

第２の実施形態では、複数のリソースから構成されるリソースブロック毎にオーダリング方法および電力正規化項を共通化させることで、ＤＭＲＳに摂動項を加算させることなくＤＭＲＳとデータ信号との空間多重を実現させる場合を対象とした。第２の実施形態の方法によれば、第１の実施形態とは異なり、ＤＭＲＳによって推定される電力正規化項と、データ信号部分に適用されている電力正規化項との誤差を小さくすることができる。

［３． 第３の実施形態］
第１および第２の実施形態では、プリコーディングの手法としてＴＨＰを用いる場合を対象としてきた。ところで、第１の実施形態における送信信号ベクトルｓは式（１９）のように変形できる

式（１９）において、摂動ベクトルｚ_ｔを取り除けば、良く知られているＺＦ規範に基づく線形プリコーディングを用いるＭＵ−ＭＩＭＯの送信信号ベクトルとなることが分かる。つまり、非線形プリコーディングとは、線形プリコーディングに基づく線形ＭＵ−ＭＩＭＯの送信シンボルに対して、摂動項を加算しているに過ぎず、加算される摂動項に応じて、伝送品質が大幅に変化する。第１および第２の実施形態において対象としたＴＨＰは、式（１９）で与えられる送信信号ベクトルの送信電力を小さくできる摂動項を探査するものである。そのような摂動項の探査方法として、他に、オーダリングや格子基底縮小(Lattice reduction(LR))を用いるＴＨＰやＶｅｃｔｏｒ ｐｅｒｔｕｒｂａｔｉｏｎ(VP)等が知られており、いずれの方式でも、送信信号ベクトルは式（１９）の形で表現できる。第３の実施形態では、ＴＨＰ以外の非線形プリコーディングを用いる下りリンクＭＵ−ＭＩＭＯ伝送を対象とする。

［３．１ 基地局装置１］
基地局装置１の構成は、第１および第２の実施形態と同様であり、異なるのは、プリコーディング部１０７における信号処理のみであるから、以下では、第３の実施形態に係るプリコーディング部１０７における信号処理について説明する。

［３．２ プリコーディング部１０７］
プリコーディング部１０７の装置構成は、図４と同様であるが、各構成装置それぞれにおける信号処理は異なる。以下の説明では、送信信号のフレームフォーマットとして、図６で示したフレームフォーマットを仮定するが、フレームフォーマットはこれに限るわけではない。

図１７は、本発明の第３の実施形態に係るプリコーディング部１０７の信号処理について説明するフローチャートである。プリコーディング部１０７では、はじめに線形フィルタ生成部３０１において、線形フィルタＷが算出される（ステップＳ４０１）。線形フィルタＷとしては、Ｗ＝Ｈ^−１（もしくはＨ^＋）で表されるＺＦフィルタや、Ｗ＝Ｈ^Ｈ（ＨＨ^Ｈ＋γＩ）^−１で表されるＭＭＳＥフィルタ等が考えられる。

続いて、摂動ベクトル探査部３０３において、摂動項の探査が行なわれる。摂動項の探査方法は、所望の伝送品質や、基地局装置１が有する演算装置が実現可能な演算量に応じて決定される。例えば、最も高い受信品質が達成できるＶＰを用いる場合、摂動項は式（２０）で表される最小化問題を解くことで得ることができる。

ここで、Ｚ^Ｕ _ＧはＵ次元のガウス整数ベクトルの集合を表す。式（２０）の解法、すなわち、摂動ベクトルの探査方法については特定の方法に限定されるものではなく、Ｓｐｈｅｒｅ ｅｎｃｏｄｉｎｇ(SE)やＭアルゴリズムとＱＲ分解に基づくＱＲＭ−ＶＰ等の方法で実現しても良い。また、ＶＰではなく、格子基底縮小によって摂動項の探査を行なっても良い。また、第１および第２の実施形態で対象としたTHPの高度化技術であるＬＲＡ−ＴＨＰ(LR aided-THP)や、オーダリングを用いるオーダリングＴＨＰによって摂動項の探査を行なっても良い。なお、ここでいうオーダリングとは、第２の実施形態でＤＭＲＳベクトルに適用したものに加えて、受信品質の向上を目的とするＢＬＡＳＴ法などのオーダリングも含まれる。

摂動ベクトル探査部３０３にＤＭＲＳベクトルが入力された場合、摂動ベクトル探査部３０３では、式（２１）で表される最小化問題を解くことで、摂動項の探査を行なう（ステップＳ４０２）。

つまり、従来のＶＰと同様に摂動項の探査は行なうものの、ＤＭＲＳベクトルに含まれるＤＭＲＳには摂動項を加算しないことになる。ＶＰ以外の方法による摂動項の探査を行なう場合も同様である。空間多重端末数が大きい場合、ＶＰやオーダリングＴＨＰ等の高精度の非線形プリコーディングでは、大きな空間ダイバーシチ効果を得ることが可能である。よって、式（２０）に基づく摂動項の探査を行なった場合と、式（２１）に基づく摂動項の探査を行なった場合とで、送信電力に大きな差は生じないから、ＤＭＲＳに対する摂動項の加算を行なわなくとも大きな受信品質の低下は発生しない。

摂動ベクトルｚ_ｔ（ｔ）が探査されたのち、送信信号生成部３０５において、ＤＭＲＳベクトルに対する送信信号ベクトルｓ_ｐ（ｔ）＝Ｗ（ｄ_ｐ（ｔ）＋２δｚ_ｔ（ｔ））が一旦生成される（ステップＳ４０３）。

続いて、摂動ベクトル探査部３０３において、送信データベクトル｛ｄ（ｔ）；ｔ＞４｝に対する摂動項｛ｚ_ｔ（ｔ）；ｔ＞４｝の探査が行なわれる（ステップＳ４０４）。ＤＭＲＳベクトルとは異なり一部の信号に摂動項の加算を行なわない等の制限を与える必要はない。その後、送信信号生成部３０５において、送信データベクトルに対する送信信号ベクトルｓ（ｔ）＝Ｗ（ｄ（ｔ）＋２δｚ_ｔ（ｔ））が一旦生成される（ステップＳ４０５）。

プリコーディング部１０７では、最後に、生成された送信信号ベクトルに対する電力正規化が行なわれる（ステップＳ４０６）。第１や第２の実施形態で対象としたＴＨＰとは異なり、ＶＰ等の非線形プリコーディングを施した場合、各送信信号ベクトルの電力は、伝搬路の状態だけではなく、各端末装置３宛ての送信シンボルに依存しても変化してしまうため、リソース毎に電力正規化を行なった場合、受信信号の復調に必要な情報は、ＤＭＲＳを周期的に送信するだけでは推定することが出来ない。

そのため、第３の実施形態では、電力正規化は複数のリソースから構成されるリソースブロック毎に電力正規化を行なう。例えば、式（２２）のように電力正規化項βを求めれば良い。

ここで、Ｎ_ｄは電力正規化を同時に行なっているリソースブロックに含まれるリソース数であり、適宜適切な値とすれば良いが、ＤＭＲＳによる電力正規化項の推定精度を高めるためにも、正規化を行なうリソースブロックにはＤＭＲＳベクトルが含まれていることが望ましい。なお、リソースブロックに含まれるリソース数を増やすことは、平均受信電力が一定となる送信信号ベクトルが多くなることを意味している。そのため、チャネル符号化部１０１で適用されているチャネル符号化の符号化率によっては、あまり大きなリソースブロックでの電力正規化は好ましくない場合がある。よって、符号化率に応じて、リソースブロックの大きさを変更するように制御しても良い。例えば、符号化率が高い場合は、電力正規化を行なうリソース数を大きくとり、符号化率が低い場合には、リソース数を小さくするような制御を行なうことが考えられる。

以上が、第３の実施形態に係るプリコーディング部１０７における信号処理となる。他の各部の信号処理については、第１および第２の実施形態と同様であるから説明は省略する。

［３．３ 端末装置３］
端末装置３の構成は図９と同じであり、各装置で行なわれる信号処理も伝搬路推定部４１１において行なわれた、電力正規化項βに対する補正は行なわれないことを除き、第１の実施形態と同じとなるため、説明は省略する。

第３の実施形態では、ＴＨＰ以外の非線形プリコーディングを対象とした。第３の実施形態によれば、より高精度な非線形プリコーディングに基づくＭＵ−ＭＩＭＯを実現することが可能となる。

［４． 第４の実施形態］
第３の実施形態では、任意の非線形プリコーディングを対象としてＤＭＲＳとデータ信号との空間多重を実現する方法を対象とした。第３の実施形態においては、摂動項の加算を行なわないのはＤＭＲＳベクトルに含まれるＤＭＲＳのみである。第４の実施形態では、送信データベクトルに含まれる一部データ信号についても摂動項の加算を行なわないことにより、伝送特性を改善させる方法を対象とする。以下では、摂動項を加算しないデータ信号のことを線形データ信号（第１のデータ信号）、摂動項を加算するデータ信号のことを非線形データ信号（第２のデータ信号）と呼ぶこととする。第１および第２の実施形態を例にとれば、アンテナポート１で送信されていた信号は線形データ信号であり、それ以外のアンテナポートで送信されていた信号は非線形データ信号ということになる。

［４．１ 基地局装置１］
基地局装置１の構成は、第３の実施形態と同様であり、異なるのは、プリコーディング部１０７における信号処理のみであるから、以下では、第４の実施形態に係るプリコーディング部１０７における信号処理について説明する。

［４．２ プリコーディング部１０７］
プリコーディング部１０７の装置構成は、図４と同様であるが、各構成装置それぞれにおける信号処理は異なる。以下の説明では、送信信号のフレームフォーマットとして、図６で示したフレームフォーマットを仮定するが、フレームフォーマットはこれに限るわけではない。

図１８は、本発明の第４の実施形態に係るプリコーディング部１０７の信号処理について説明するフローチャートである。ＤＭＲＳベクトルに対する信号処理、すなわちステップＳ５０１〜ステップＳ５０３までは、図１７におけるステップＳ４０１〜Ｓ４０３と同一であるから説明は省略する。続いて、送信データベクトルに加算する摂動項の探査が摂動ベクトル探査部３０３で行なわれるが、第４の実施形態では、第３の実施形態とは異なり、送信データベクトルについても、ＤＭＲＳベクトルのように、一部データ信号に対して、摂動項の加算を行なわないようにして摂動項を探査する（ステップＳ５０４）。送信データに摂動項の加算を行なわない端末装置３の決定方法については、任意に定めて良い。

図１９は、本発明の第４の実施形態における、送信データの一部に摂動項の加算を行なわない場合の送信フレームフォーマットの一例を示す図である。ここでは、黒の塗りつぶしで示したデータ信号が線形データ信号であり、それ以外が非線形データ信号となる。

線形データ信号と非線形データ信号とがどのように多重されているかを示すマッピング情報については、端末装置３も把握しておく必要がある。マッピング情報の通知の方法としては、別に制御情報により通知しても良いし、図１９の示すような周期的な多重方法を用いるのであれば、基地局装置１と端末装置３とで、線形データ信号が多重される間隔を予め決定しておいても良い。なお、線形データ信号の多重間隔とＤＭＲＳが送信されているアンテナポートとを関連付けておき、ＤＭＲＳが送信されているアンテナポートを各端末装置３に通知することにより、線形データ信号の多重位置を通知するように制御しても良い。

非線形データの多重方法については、特定の方法に限定されるものではない。図１９で示したように周期的に多重しても良いし、極端な場合においては、ある特定の端末装置３宛ての信号は線形データ信号とし、それ以外の端末装置３宛ての信号は非線形データ信号とするように制御しても良い。ただし、非線形データ信号の位置をＤＭＲＳが送信されているアンテナポートより推定できるように、特定の規則性に基づいて多重することが望ましい。

図１８に戻り、摂動ベクトル探査部３０３における摂動項の探査が終了した後、送信信号生成部３０５において送信データベクトルに対する送信信号ベクトルを生成する（ステップＳ５０５）。その後、生成された送信信号ベクトルに対する電力正規化を行なうことで、プリコーディング部１０７の出力となる送信信号ベクトルを算出する（ステップＳ５０６）。電力正規化の方法としては、第３の実施形態と同様に、複数のリソースから構成されるリソースブロック毎に正規化を行なっても良いが、第４の実施形態では、ＤＭＲＳベクトル部分と、送信データベクトル部分とで、摂動項が加算されている信号の割合が同一となる。よって、第１および第２の実施形態と同様に、リソース毎に電力正規化を行なっても構わない。

［４．３ 端末装置３］
端末装置３の構成は図９と同じであり、各装置で行なわれる信号処理も第３の実施形態とほぼ同様であるが、伝搬路補償部４１７およびチャネル復号部４２３における信号処理が異なる。

伝搬路補償部４１７においては、データ信号に対して、ＤＭＲＳによって推定された伝搬路推定値に基づいたチャネル等化が行なわれる事は、第３の実施形態と同様であるが、第４の実施形態においては、その後で行なわれていたｍｏｄｕｌｏ演算については、伝搬路補償部４１７では行なわない。

続いて、チャネル復号部４２３における信号処理について説明する。以下では、データ信号に対して適用されているチャネル符号について、その復号に、受信された信号の対数尤度比(Log Likelihood Ratio(LLR))が必要となる復号（例えば、Log-MAP復号等）が適用されているものとする。以下では、第４の実施形態におけるチャネル復号部４２３におけるLLRの算出方法について説明する。

プリコーディング部１０７の説明でも述べたように、第４の実施形態で、各端末装置３に受信されているデータ信号には、線形データ信号と非線形データ信号とが混在して受信されている。各端末装置３は、基地局装置１から別に通知されている制御情報や、ＤＭＲＳが送信されているアンテナポートを通知するための制御情報等により、受信されたデータ信号が線形データ信号と非線形データ信号のいずれであるかを把握出来ているものとする。チャネル復号部４２３では、受信されているデータ信号の種類に応じて、ＬＬＲの算出方法を変更する。

今、基地局装置１のプリコーディングおよび端末装置３のチャネル等化が理想的に行なわれたものとし、線形データ信号と非線形データ信号の受信信号をそれぞれｒ_Ｌおよびｒ_Ｎで表すものとする。それぞれは式（２３）で与えられる。なお、簡単のため、リソース等を示すインデックスは全て省略して記載している。

ここで、ｎ’は、チャネル等化後の等価雑音を表す。また送信シンボルｄは簡単のため、ＢＰＳＫ変調信号であるものとする。

はじめに、線形データ信号が受信された場合のＬＬＲの算出方法について説明する。ＬＬＲは送信シンボルがｄ＝＋１、つまり送信ビットとして‘１’が送信された場合の受信信号ｒ_Ｌの条件付き確率ｐ（ｒ_Ｌ｜ｄ＝＋１）と、送信シンボルがｄ＝−１、つまり送信ビットとして‘０’が送信された場合の受信信号ｒ_Ｌの条件付き確率ｐ（ｒ_Ｌ｜ｄ＝−１）との比の対数をとることで算出される。

一方、非線形データ信号が受信された場合のＬＬＲの算出方法では、線形データ信号と同様に、送信シンボルがｄ＝＋１、つまり送信ビットとして‘１’が送信された場合の受信信号ｒ_Ｎの条件付き確率を求めるが、データ信号に加算されている摂動項を考慮した条件付き確率を求める必要がある。つまり、ｄ＝＋１のみではなく、ｄ＝＋１±２δ、＋１±４δ、・・・である場合の条件付き確率を求め、それぞれを全て足し合わせたものが、送信ビットが‘１’である場合の条件付き確率となる。しかし、全ての摂動項を考慮するのは困難であるから、ｄ＝＋１±２δ、＋１±４δ、・・・のうち、受信信号に最も近い点のみを考慮すれば良い。送信ビットが０である場合の条件付き確率についても同様に求め、二つの確率の比の対数を取ることで、非線形データ信号のＬＬＲが算出できる。

通常、受信電力が同一であった場合、線形データ信号のＬＬＲと非線形データ信号のＬＬＲでは、線形データ信号のＬＬＲの方が精度の高い値を取ることができる。よって、第４の実施形態のように、線形データ信号と非線形データ信号とを混在させて送信することで、全て非線形データ信号としてチャネル復号を行なう場合と比較して、高い誤り訂正能力を得ることが可能である。

第４の実施形態では、ＤＭＲＳとデータ信号とを空間多重する場合と同様に、送信データベクトルに含まれる一部のデータ信号についても、摂動項の加算を行なわない方法を対象とした。この方法によれば、チャネル符号化による符号化利得を向上させることが可能となる。

［５．全実施形態共通］
以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も特許請求の範囲に含まれる。

本発明に関わる移動局装置および基地局装置１で動作するプログラムは、本発明に関わる上記実施形態の機能を実現するように、ＣＰＵ等を制御するプログラム（コンピュータを機能させるプログラム）である。そして、これら装置で取り扱われる情報は、その処理時に一時的にＲＡＭに蓄積され、その後、各種ＲＯＭやＨＤＤに格納され、必要に応じてＣＰＵによって読み出し、修正・書き込みが行なわれる。プログラムを格納する記録媒体としては、半導体媒体（例えば、ROM、不揮発性メモリカード等）、光記録媒体（例えば、DVD、MO、MD、CD、BD等）、磁気記録媒体（例えば、磁気テープ、フレキシブルディスク等）等のいずれであってもよい。また、ロードしたプログラムを実行することにより、上述した実施形態の機能が実現されるだけでなく、そのプログラムの指示に基づき、オペレーティングシステムあるいは他のアプリケーションプログラム等と共同して処理することにより、本発明の機能が実現される場合もある。

また市場に流通させる場合には、可搬型の記録媒体にプログラムを格納して流通させたり、インターネット等のネットワークを介して接続されたサーバコンピュータに転送したりすることができる。この場合、サーバコンピュータの記憶装置も本発明に含まれる。また、上述した実施形態における移動局装置および基地局装置１の一部、または全部を典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現してもよい。移動局装置および基地局装置１の各機能ブロックは個別にプロセッサ化してもよいし、一部、または全部を集積してプロセッサ化してもよい。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限らず専用回路、または汎用プロセッサで実現しても良い。また、半導体技術の進歩によりＬＳＩに代替する集積回路化の技術が出現した場合、当該技術による集積回路を用いることも可能である。

１ 基地局装置
３、３−１、３−２、３−３、３−４、３−ｕ、３−Ｕ 端末装置
１０１ チャネル符号化部
１０３ データ変調部
１０５ マッピング部
１０７ プリコーディング部
１０９ アンテナ部
１１１ 制御情報取得部
１１３ ＣＳＩ取得部
２０１ ＩＦＦＴ部
２０３ ＧＩ挿入部
２０５ 無線送信部
２０７ 無線受信部
２０９ アンテナ
３０１ 線形フィルタ生成部
３０３ 摂動ベクトル探査部
３０５ 送信信号生成部
４０１ アンテナ
４０３ 無線受信部
４０５ ＧＩ除去部
４０７ ＦＦＴ部
４０９ 参照信号分離部
４１１ 伝搬路推定部
４１３ フィードバック情報生成部
４１５ 無線送信部
４１７ 伝搬路補償部
４１９ デマッピング部
４２１ データ復調部
４２３ チャネル復号部

Claims (12)

1. 複数のアンテナを備え、複数の無線受信装置に対してマルチユーザＭＩＭＯ（Multiple input multiple output）伝送を行なう無線送信装置であって、
   前記複数の無線受信装置それぞれに対して送信される固有参照信号および前記固有参照信号の宛先以外の少なくとも一つの前記無線受信装置宛てのデータ信号を要素とし、前記各要素が同一の無線リソースで空間多重されるＤＭＲＳ（Demodulation reference signal）ベクトルに対してプリコーディングを行ない、
   前記プリコーディングしたＤＭＲＳベクトルを空間多重して前記各無線受信装置へ送信することを特徴とする無線送信装置。
2. 前記複数の無線受信装置宛てのデータ信号を要素とし、前記各要素が同一の無線リソースで空間多重される送信データベクトルと、前記ＤＭＲＳベクトルに対して、それぞれ異なる無線リソースにおいて、前記送信データベクトルおよび前記ＤＭＲＳベクトルに含まれているデータ信号に非線形プリコーディングを行なうことを特徴とする請求項１記載の無線送信装置。
3. 前記ＤＭＲＳベクトルに含まれる固有参照信号に対しては、線形プリコーディングを行なうことを特徴とする請求項１または請求項２記載の無線送信装置。
4. 前記送信データベクトルおよび前記ＤＭＲＳベクトルのそれぞれに対し、少なくとも一つの前記無線リソースにおける送信電力の総和を一定とする電力正規化項を乗算することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の無線送信装置。
5. 前記送信データベクトルに乗算される電力正規化項と前記ＤＭＲＳベクトルに乗算される電力正規化項の比と、前記固有参照信号の位相とが関連付けられていることを特徴とする請求項４記載の無線送信装置。
6. 前記プリコーディングでは、前記送信データベクトルおよび前記ＤＭＲＳベクトルにそれぞれオーダリングを施し、
   前記送信データベクトルに施されるオーダリングと、前記ＤＭＲＳベクトルに施されるオーダリングとが共通であることを特徴とする請求項２記載の無線送信装置。
7. 前記送信データベクトルには、第１のデータ信号および第２のデータ信号が含まれ、
   前記第１のデータ信号が送信される無線リソースは、前記固有参照信号が送信される無線リソースと関連付けられていることを特徴とする請求項２記載の無線送信装置。
8. 少なくとも一つのアンテナを備え、複数のアンテナを備えた無線送信装置からマルチユーザＭＩＭＯ（Multiple input multiple output）伝送された無線信号を受信する無線受信装置であって、
   前記無線送信装置から、複数の無線受信装置宛てのデータ信号を要素とする送信データベクトル、並びに、複数の無線受信装置それぞれに対して送信される固有参照信号および前記固有参照信号の宛先以外の少なくとも一つの無線受信装置宛てのデータ信号を要素とするＤＭＲＳ（Demodulation reference signal）ベクトルが、それぞれ異なる無線リソースにおいて、プリコーディングされ、空間多重されて送信された無線信号を受信し、
   自装置宛ての固有参照信号に基づいて、伝搬路状態を推定して伝搬路状態情報を生成し、
   前記伝搬路状態情報に基づいて、前記送信データベクトルと前記ＤＭＲＳベクトルに含まれる自装置宛てのデータ信号を復調することを特徴とする無線受信装置。
9. 前記送信データベクトルに乗算される電力正規化項と前記ＤＭＲＳベクトルに乗算される電力正規化項との比と、前記自装置宛ての固有参照信号の位相とが関連付けられており、
   前記自装置宛ての固有参照信号の位相に基づいて、前記伝搬路状態情報を補正することを特徴とする請求項８記載の無線受信装置。
10. 前記自装置宛ての固有参照信号が含まれているＤＭＲＳベクトルが送信されている無線リソースの位置に基づいて、前記送信データベクトルおよび前記ＤＭＲＳベクトルに含まれる自装置宛てのデータ信号を復調する方法を切り替えることを特徴とする請求項８記載の無線受信装置。
11. 請求項２から請求項７のいずれかに記載の無線送信装置と、請求項８から請求項１０のいずれかに記載の無線受信装置と、から構成されることを特徴とする無線通信システム。
12. 複数のアンテナを備え、複数の無線受信装置に対してマルチユーザＭＩＭＯ（Multiple input multiple output）伝送を行なう無線送信装置に適用されるプリコーディング方法であって、
    前記複数の無線受信装置宛てのデータ信号を要素とし、前記各要素が同一の無線リソースで空間多重される送信データベクトル、並びに、前記複数の無線受信装置それぞれに対して送信される固有参照信号および前記固有参照信号の宛先以外の少なくとも一つの前記無線受信装置宛てのデータ信号を要素とし、前記各要素が同一の無線リソースで空間多重されるＤＭＲＳ（Demodulation reference signal）ベクトルに対して、それぞれ異なる無線リソースにおいて、前記送信データベクトルおよび前記ＤＭＲＳベクトルに含まれているデータ信号に非線形プリコーディングを行なうことを特徴とするプリコーディング方法。

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