JP4431578B2 - 複数の送信アンテナのｏｆｄｍチャネル推定及びトラッキング - Google Patents

Description

本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）を使用する通信に関し、特にＯＦＤＭ通信におけるチャネル推定及びトラッキングに関する。

ＯＦＤＭ通信は最近の高データレート通信システムのほとんど（例えば、デジタル・オーディオ放送−ＤＡＢ（Digital Audio Broadcast ），地上デジタル・ビデオ放送−ＤＶＢ−Ｔ（Terrestrial Digital Video Broadcast ），及びＨＩＰＥＲＬＡＮ／２，ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ，ＩＥＥＥ８０２．１５．３ａのような、「４Ｇ」と呼ばれる将来の広帯域テレフォニー規格と考えられる広帯域無線アクセス・ネットワーク−ＢＲＡＮ（Broadband Radio Access Network））に関して選択されている。しかしながら、ほとんどの場合において、受信機はチャネル・インパルス応答の正確な推定値を必要とする。また、無線ローカル・エリア・ネットワーク（ＷＬＡＮ：Wireless Local Area Network ）との関係において、現在のデータ・レート（物理層の高速化仕様で５４Ｍｂｐｓ）は、ホット・スポット接続範囲のような大都市での非常に高密度の展開には不十分であると予想される。これによってＩＥＥＥは、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎ（前の高スループット研究グループ）の範囲で、非常に高いデータレートのＷＬＡＮ（メディア・アクセス制御（ＭＡＣ：Media Access Control）層の高速化仕様で少なくとも１００Ｍｂｐｓを目標とする）に関する解決策を５ＧＨｚ帯に提案し、指定することになる。別の検討領域は、広いスペクトルを利用することができる６０ＧＨｚ帯のような高周波帯の領域である。

高データ・レートを実現する一つの方法は、送信機及び受信機の両方において複数のアンテナを備えるシステムを提供することである。このようにすると、例えば時空間ブロック符号（ＳＴＢＣ：Space Time Block Code ）を使用する空間ダイバーシチを利用することにより通信リンク品質を向上させるか、あるいは異なるストリームを空間分割多重を使用して同時に送信することによりシステムのスペクトル効率を上げることができる。従って、マルチ送信マルチ受信（ＭＴＭＲ：Multiple Transmit Multiple Receive）アンテナ・システムは次世代ＷＬＡＮ及び他の所定のＯＦＤＭ通信システムの有望候補である。

所謂サイクリック・プレフィックスＯＦＤＭ（ＣＰ−ＯＦＤＭ：Cyclic Prefix OFDM）変調方式では、各ＯＦＤＭシンボルの前にガード区間を設け、このガード区間はチャネル・インパルス応答（ＣＩＲ：Channel Impulse Response）よりも長く、そして以後一括してサイクリック・アフィックス（cyclic affix）とも呼ぶサイクリック・プレフィックス（prefix）またはポストフィックス（postfix ）を送信機において、連続するＯＦＤＭシンボルの間のガード区間に挿入し、サイクリック・アフィックスは有用なＯＦＤＭシンボル時間領域サンプルから循環的に複製されるサンプルから成る。サイクリック・アフィックスによって受信機における等化処理の計算が非常に簡単になり、受信機では、サイクリック・アフィックスは廃棄され、そして各丸めブロックを、例えばフーリエ変換（通常は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform））を使用して処理して、周波数選択チャネル出力を、帯域全体がフェージングの影響を受ける構成の並行する個別サブチャネルに変換し、この場合、各サブチャネルはそれぞれのサブキャリアに対応する。等化処理を行なうためには、非常に多くの方法が存在する。ゼロフォーシング（zero-forcing）に従って、例えば各サブチャネル出力を、該当するサブキャリアの推定チャネル係数で、係数がゼロでない限り、割る。

ゼロ詰め（Zero-Padded ）ＯＦＤＭ変調方式では、例えばＢ． Ｍｕｑｕｅｔ， Ｚ． Ｗａｎｇ， Ｇ． Ｂ． Ｇｉａｎｎａｓｋｉｓ， Ｍ．ｄｅ Ｃｏｕｒｖｉｌｌｅ， 及びＰ． Ｄｕｈａｍｅｌによる「無線マルチキャリア伝送におけるサイクリック・プレフィックス及びゼロ詰め処理（Cyclic Prefixing or Zero Padding for Wireless Multicarrier Transmissions）」と題された文献（IEEE Trans. on Communications, 2002 ）に掲載された記事に記載されているように、サイクリック・アフィックスをヌル値に置き換える。大規模なＦＦＴ復調器を使用するこの解決方法は、チャネルが既知の場合のチャネルの空き部分に関係なくシンボル復元を保証するという利点を有する。

しかしながら、チャネル推定及びトラッキングには、特に移動速度が大きいか、あるいは周波数が高く、かつデータレートが高い状態では、問題が残る。他のデジタル通信システムと同じように、ＯＦＤＭ変調では大きなドップラー拡がりの問題が生じ、この拡がりはユーザが高速で、例えば車で移動しているときか、あるいは広いスペクトルの利用が可能な、６０ＧＨｚ帯のような高周波数帯の領域を検討する場合には歩行速度で移動しているときでさえも顕著に生じる。従って、特に大きなドップラー拡がりが生じている状態で、チャネル・インパルス応答を継続的に追跡して更新する必要がある。

ＯＦＤＭ変調システムが従来のＯＦＤＭの利点の全てを維持し、かつＯＦＤＭ変調システムによって更に、非常に簡単な（セミ）ブラインド・チャネル推定を受信機において行なうことができることが望ましい。セミブラインド・チャネル推定（semi-blind channel estimation ）とは、追加の冗長性がシステムに、従来のＣＰ−ＯＦＤＭに関してほとんど付加されず、従って、データ伝送の帯域に損失が生じないことを意味するが、大きな帯域損失がデータ伝送に生じることがない限り、セミブラインド・チャネル推定は、送信機側及び受信機側の両方に認識される決定論的系列によって実行することができる。このようなシステムは、低い移動速度を前提とするシナリオにおいて有利であり、かつこのようなシステムによってＯＦＤＭシステムを高い移動速度を前提とするシナリオにも適用することができる。

筆者らの同時係属中の欧州特許出願ＥＰ ０２ ２９２ ７３０．５では、ＣＰ−ＯＦＤＭ時間領域冗長性を、擬似ランダムに重み付け処理された決定論的系列に置き換え、この決定論的系列によって所謂擬似ランダム・ポストフィックスＯＦＤＭ（ＰＲＰ−ＯＦＤＭ：Pseudo Random Postfix OFDM）が実現する。ＺＰ−ＯＦＤＭを利用することができる利点を維持し、かつ受信機における低い複雑さでのチャネル推定を可能にする。ここで、ＰＲＰ−ＯＦＤＭは、擬似ランダムパラメータ計算のために少量のデータを送信することを別として考えることができるので、従来のＣＰ−ＯＦＤＭ変調器よりも、実現可能な有用データレート及びスペクトル効率に悪影響を及ぼすことがないことに注目されたい。これは、変更のみがアフィックスの内容であるので、受信機側で可能な低い複雑さのチャネル推定もセミブラインドであるからである。

筆者らの同時係属中の欧州特許出願は、単一の送信アンテナを用いるシステムへのＰＲＰ−ＯＦＤＭの適用について開示しており、そして同等の技術を、１つよりも多くの送信及び／又は受信アンテナを用いることができるＭＴＭＲシステムに適用することが望ましい。

本発明は、添付請求項に記載する直交周波数分割多重、送信機、及び受信機を使用する通信方法を提供する。

図１及び図２は、本発明の一つの実施形態によるＯＦＤＭ通信システムを示し、この通信システムはＯＦＤＭ変調器１を含む送信機と、ＯＦＤＭ復調器２を含む受信機とを備え、送信機及び受信機は通信チャネル３で通信する。

本発明の本実施形態のＯＦＤＭ通信方法によって、マルチ入力マルチ出力（ＭＩＭＯ：Multiple Input Multiple Output）チャネルの推定及びトラッキングを、コヒーレントな複数の送信アンテナ及び／又は複数の受信アンテナ（ＭＴＭＲ：Multiple Transmit antenna/Multiple Receive antenna）を備えるシステムにおいて実行することができ、送信（ＴＸ）アンテナ及び受信（ＲＸ）アンテナの数に対する特定の制限がなく、かつ特定の時空間符号（ＳＴＣ：Space-Time Code ）を使用する必要がない。データ・ベクトル及びアフィックス・ベクトル（affix vector）を個々に２つのＳＴＣによって符号化し、そしてデータ・ベクトル及びアフィックス・ベクトルによってＭＩＭＯチャネルの全てのセミブラインド推定を、受信信号の１次統計値のみを利用して実行することができる。

以下の説明では、小文字（大文字）太字記号を列ベクトル（行列）に使用することとし、これらのサイズを強調するために添え字ＮまたはＰが付されることがある（正方行列に関してのみ）。チルダ（「〜」）は周波数領域の量を表わし、アーギュメントｉを使用してシンボルのブロックにインデックスを付け、^Ｈ（^Ｔ）はエルミート（転置）演算子を表わす。

図１は、Ｎ_ｔ個の送信アンテナ及びＮ_ｒ個の受信アンテナを備えるＮキャリアＰＲＰ−ＯＦＤＭ ＭＴＭＲトランシーバのベースバンド・ブロック等価離散時間モデルを表わしている。通信システムについて時空間（ＳＴ）ブロック符号（ＳＴＢＣ）を参照しながら説明するが、本発明は他の符号系にも適用することができることが分かるであろう。送信機では、配置シンボルから成る初期シリアル・ビット・ストリーム

をシリアル−パラレル変換器（図示せず）においてベクトル集合に変換する。次に、ｊ番目のＮ×１入力デジタル・ベクトル

を、トランスフォーマー４において、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier Transform）行列

によって変調する。ここで、

であり、Ｗ_Ｎ＝ｅ^{−ｊ２π／Ｎ}である。

図１に示すように、結果として生じるＮ×１時間領域ベクトル

をエンコーダ１０における適切なＳＴ符号化行列

によって処理して、出力

を生成する。ここで、ｉはブロック番号であり、ｌはＴＸアンテナの数であり、ｎ＝ｉＭ＋ｋは図１の出力に付されるインデックスである。なお、少なくともＳＴＢＣ（時空間ブロック符号）に関連して、ＭはＮ_ｔとは異ならせることができることを理解されたい。特に、ＳＴＢＣによって矩形行列

が得られる、すなわちＭ＞Ｎ_ｔとなる。説明を簡単にするために、以下の説明においては、

はＮ_ｔ、すなわち入力

に作用すると仮定する。しかしながら、本発明は、別の数の入力を有する

にそのまま適用することができる。本発明の本実施形態では、

をプリコーダ１１においてゼロ詰めＯＦＤＭ（ＺＰ−ＯＦＤＭ：Zero-Padded OFDM）プリコーディング行列

によって線形にプリコードする。ここで、

及び

である。

アフィックス・コンテンツ

を、データ・シンボル

に加えると、出力ベクトル

が得られる。出力ベクトル

を並直列変換器６によって直列信号に変換し、この場合、擬似ランダム・ポストフィックスを信号の中の各連続ＯＦＤＭシンボルの間のガード区間に挿入してｌ番目のＴＸアンテナの直列デジタル信号ｓ_ｌ（ｎ）を生成する。次に、直列デジタル信号ｓ_ｌ（ｎ）をアナログ信号ｓ_ｌ（ｔ）に、デジタル−アナログ変換器７によって変換して、チャネル３で送信する。

更に詳細には、本発明の好適な実施形態では、ガード区間に付加されるポストフィックスは事前計算済みの適切なベクトルを含み、このベクトルはデータとは無関係であり、かつ第１係数α_ｋ及び第２係数ｗ_ｉ（ｋ）による重み付けが行なわれる。本発明の一つの実施形態では、第１係数α_ｋは一つの時間領域ＯＦＤＭシンボルから別のシンボルになると異なり、かつ送信機１及び受信機２の両方に認識されて、時間領域（循環）定常性（これによって、繰り返し周波数で不所望の周波数による大きな影響が生じる）が全て回避される。シンボルがブロックとして符号化されている構成の本発明の別の実施形態では、第１係数α_ｋは一つの時間領域ＯＦＤＭシンボル・ブロックから別のシンボル・ブロックになると異なるが、同じブロックの各シンボルに関して同じである。第２係数ｗ_ｉ（ｋ）によって、複数の送信アンテナのうちの一つのアンテナを他の送信アンテナから区別することができる。

ＯＦＤＭ変調器が送信機においてこのようにして機能する場合、受信機におけるセミブラインド・チャネル推定は簡単に行なうことができ、かつ推定の計算を非常に低い複雑さで行なうことができる。特に、受信機は、ＰＲ計算パラメータの送信を別にするとＣＰ−ＯＦＤＭよりもチャネル・インパルス応答を安定して推定かつ追跡することができ、データ帯域に損失が生じることがない。更に、受信機の復調器は有利な特性を有することができ、非常に小さい計算コスト（中程度の性能の場合に）から更に小さい計算コスト（非常に高いシステム性能の場合に）を実現する。

単一のアンテナの場合に関して上に言及した筆者らによる同時係属中の欧州特許出願に記載されているように、第１係数α_ｋに関して幾つかの選択を行なうことができる。任意の複素値を有するα_ｋを選択することができる。しかしながら、α_ｋが｜α_ｋ｜≠１となる場合は必ず、本発明の好適な実施形態よりも性能が劣化する。

幾分一般性を失うが、α_ｋを｜α_ｋ｜＝１を満たす複素値に制限することができる。この選択によって普通、高いシステム性能が実現するが、復号化プロセスが不必要に複雑になる恐れがある。第１及び第２係数の好適な値について以下に更に詳細に説明する。

好適には、第１係数α_ｋは擬似ランダムである。本発明の一つの実施形態では、第１係数α_ｋは決定論的であり、かつ変調器１及び復調器２の両方によって、送信機及び受信機の両方のメモリに保存されている同じアルゴリズム及びパラメータを使用して計算される。本発明の別の実施形態では、アルゴリズムの初期化パラメータを送信機と受信機との間で送信して、第１係数α_ｋの同じ系列のシステマチックな使用を回避する。本発明の更に別の実施形態では、第１係数α_ｋを送信機１から、特定の環境の下で受け入れ可能なオーバーヘッドを表示している受信機２に送信する。

図１及び図２に示す本発明の実施形態では、アフィックスは決定論的であり、かつエンコーダ１２において特定のＳＴ符号化行列

により処理されるＤ×１ポストフィックス・ベクトル

であり、Ｄ×１ベクトル

を出力する。

によってＭＩＭＯチャネル全体の識別が確実に行われる方法について以下に更に詳細に説明する。次に、ポストフィックス・ベクトル

をプリコーダ１３において、ＺＰ−ＯＦＤＭ行列

によって線形的にプリコードして図３の１４で示すゼロ詰めポストフィックス・ベクトルを生成する。ここで、

である。

結果として生じるベクトル

を最終的にデータ・シンボル

に加算器１５によって加算して、

の関係式を得、これにより信号１６を生成して送信する。

受信アンテナで受信する信号は、チャネル・インパルス応答（ＣＩＲ）

を乗算し、かつ雑音及び干渉

を加算した送信信号である。

をＰ×Ｐ循環行列とし、この行列の第１行は［ｈ_ｌｍ（０），０，．．．０，ｈ_ｌｍ（Ｌ−１），．．．，ｈ_ｌｍ（１）］によって与えられ、この場合、

は、ｌ番目の送信アンテナとｍ番目の受信アンテナとの間のＰ×１チャネル・インパルス応答である。ＤはＤ≧Ｌ−１となるように選択される。

を

の下三角行列として定義し、この下三角行列は主対角を含み、主対角はシンボル間干渉（ＩＳＩ：Intra-Symbol-Interference ）を表わす。

は

の上三角行列を含むものとし、この上三角行列はブロック間干渉（ＩＢＩ：Intra-Block-Interference）を表わすので、

の関係が得られる。従って、１≦ｍ≦Ｎ_ｔとする場合のｍ番目のアンテナでの受信信号ベクトルは次式により与えられる。

上式において、

は平均がゼロになる、互いに独立で同一の分布に従う加法的白色ガウス雑音項である。

図２に示すように、受信機の復調器２はアナログ−デジタル変換器７を含み、この変換器は受信アンテナで受信する信号ｒ_ｍ（ｔ）をデジタル信号に変換し、さらに、シリアル−パラレル変換器８を含み、この変換器は受信デジタル信号を受信ベクトル

に変換し、さらに、復調兼等化器９を含み、この復調兼等化器は符号化行列

及び

に対応する復号化行列を使用してチャネル・インパルス応答ＣＩＲを推定し、そしてＯＦＤＭ信号を復調する。

受信機の動作についての以下の説明では、チャネルが静的であると仮定した場合の１次チャネル推定アルゴリズムについてまず説明する。次に、説明した最小自乗平均誤差（ＭＭＳＥ：Minimum Mean Square Error ）の観点から、ドップラー効果を移動体の場合、及び該当するチャネル推定器に対して導入する。

まず、受信ベクトル

をチャネル推定に利用することができる形式で表わす。そのためには、

を、第１行が［ｈ_ｌｍ（０），０，．．．０，ｈ_ｌｍ（Ｌ−１），．．．，ｈ_ｌｍ（１）］となるＤ×Ｄ循環行列とする。

及び

を、次式の関係を満たすように定義する。

ｍ番目のアンテナのｎ番目のＯＦＤＭシンボル区間で受信する信号

は１≦ｍ≦Ｎ_ｔとすると、次式に等しい。

上式において、

はそれぞれ、

及び

の最初のＤ個のサンプル及び最後のＤ個のサンプルである。

式１は、該当するチャネルによって畳み込まれる種々のポストフィックスの重ね合わせが有用なデータに干渉することを示している。複数のチャネルの各々をポストフィックスによる影響の観測結果のみに基づいて容易に個々に取り出す操作は、ポストフィックスに関連するチャネルによって畳み込まれる各ポストフィックスを分離することによって行われる。以下に詳細に説明するように、当該状態を実現する方法では、高速フーリエ変換を復調兼等化器９のポストフィックスに対して行なうが、この際、次式により表わされるポストフィックス生成プロセスに従ってポストフィックス

の重み付けＳＴブロック符号化方式

を使用する。

上式において、

はクロネッカー積であり、

はそれぞれ、筆者らによる同時係属中の、単一のアンテナの場合について開示した欧州特許出願ＥＰ ０２ ２９２ ７３０．５において導入されている、決定論的ポストフィックス、及び擬似ランダム重み付け係数である。擬似ランダム重み付け係数α（ｎ）を使用して決定論的なポストフィックス

を擬似ランダム・ポストフィックスに変換する。ここで、決定論的な新規の一連の重み付け係数を導入し、そしてポストフィックスを送信機エンコーダにおいて符号化するために使用する行列

に対応するＭ×Ｎ_ｔ行列

に集めるが、この場合、

によって表される関係がある。行列

を使用して全ての送信ポストフィックスの間の干渉を取り除くので、行列を本発明の本実施形態において反転させることができる。フル列階数

以下の説明では、

を、本発明の本実施形態に関して、次式のような関係で表わされる直交性を有するように選択する。

静的チャネルを仮定すると、復調兼等化器９の１次チャネル推定器は以下のように動作する。

の最初のＤ個のサンプル及び最後のＤ個のサンプルはそれぞれ、

及び

により表わされる。ｎ＝ｉＭ＋ｋを設定し、かつ時間領域送信信号

が全てのｌに対して平均がゼロであると仮定することにより、式１及び２を使用して０≦ｋ＜Ｍの各ｋに関して次式により表わされるＤ×１ベクトルを計算する。

次に、

を

の期待値として定義する。ポストフィックスの決定論的な性質に起因して、式１から次式が成り立つことが証明される。

従って、ＭＤ×１ベクトル

を、各受信アンテナに関して、

のように表わすことができる。

が直交性を有するように選択されるので、

のそれぞれに、

を復調兼等化器９において乗じることにより、チャネル間干渉の影響を表わす

を完全に除去する。

一旦、チャネル間干渉の影響を除去すると、筆者らによる同時係属中の欧州特許出願ＥＰ ０２ ２９２ ７３０．５の単一アンテナの場合の推定アルゴリズムを復調兼等化器９に適用することができ、次式のような関係が得られる。

上式において、

は第１行が［ｃ（０），ｃ（Ｄ−１），．．．，ｃ（１）］のＤ×Ｄ循環行列であり、次式の関係があり、

そして

は、

のＤ個の第１係数を表わす。従って、復調兼等化器９における時間領域チャネル・インパルス応答

の推定値

は、１≦ｌ≦Ｎ_ｔ，１≦ｍ≦Ｎ_ｔに対して、

に

を乗じることにより得られる。ここで、

は、送信機及び受信機の両方に認識され、従って事前に計算することができる対角行列であることに留意されたい。続いて、

をＰ×１周波数領域ベクトル

に変換することが好ましい。このＭＩＭＯチャネル推定（すなわち、いずれかの送信アンテナといずれかの受信アンテナとの間の全てのチャネルに関する推定）を使用して、以下の例において更に詳細に説明するように、受信データ信号の時空間復号化を行ない、そして等化処理を行なって送信データ信号を復元することができるようにする。

上のチャネル推定器を拡張して、任意のドップラー・モデルを使用し、そして任意の性能基準値を最小化することにより、移動する環境の下での受信を更に改善することができる。次に、一つの例を本発明の好適な実施形態においてドップラー・モデルの導入に基づいて説明する。推定器は自乗平均誤差（ＭＳＥ:Mean Square Error）の最小化を目標として動作する。

図４に示すドップラー・モジュールを復調兼等化器９に導入して、個々の送信アンテナｌと受信アンテナｍとの間のチャネル・インパルス応答（ＣＩＲ）に関する次式により表わされる１次自己回帰モデルを変更する。

この式では、Ｊ_０（・）は０次ベッセル関数であり、ｆ_Ｄはドップラー周波数であり、ΔＴはＭＴＭＲ ＰＲＰ−ＯＦＤＭブロック区間であり、そして

は一定分散の平均ゼロの複素ガウス分布である。既知のＪａｋｅｓモデルにより与えられる相関と同じＣＩＲ相関が、ドップラー周波数が大きくなっている状態においても得られる。これは、次式により表わされる相関を成立させることにより得られる。

このように、１次自己回帰推定に固有の近似

を行わなくても済む。この変更によって次式により表わされる移動平均推定が得られる。

１次自己回帰モデルに関して、ｎ≠ｋの場合に次式のような関係があり、

かつ

が推定対象のＣＩＲであると仮定して、所謂プロセス−雑音ベクトル

を導入する。ＣＩＲ

をＺ雑音観測値

に基づいて推定すると仮定すると、式

が、熱雑音及びＯＦＤＭデータ・シンボルの両方によって劣化するチャネル

を用いてｉ番目のブロック・ポストフィックスを畳み込むことにより得られる。ＯＦＤＭデータ・シンボルは平均がゼロであり、かつポストフィックス・サンプルと同じ分散とは関係がないと仮定する。関係式

は、ポストフィックスの擬似ランダム重み付け係数を等化処理した（式３）後の受信シンボルを含む。従って、

は次式のように表わすことができる。

ここで、

である。上式において、

は、熱雑音及びＯＦＤＭデータ・シンボルによる干渉を合算したものである。各チャネルの実現形態の単位分散を保証するために、

のノルムを、次式が成り立つように選択する。

従って、

により表わされる最適推定器がＭＭＳＥの意味において、式８から次式のように得られることを確認することができる。

上式において、次式の関係があり、

そして

は、ベクトル

の自己相関行列である。

実際、チャネルの電力分布は当該ケースでは普通は未知であるので、全てのｎに関して次式のような関係があると仮定する。

実利得ｇ_ｎを式９の電力制約に関して導入する。

上記説明では、本発明の実施形態による復調兼等化器９における一般的なチャネル推定を、十分静的な環境及び非常に移動性の高い環境の両方に関して提示している。２つのＳＴＢＣシステムに関する復調兼等化器の使用について以下に説明する。

ＳＴＢＣの第１の実施形態はＺＰ−ＯＦＤＭ復号化に基づく。システムは、擬似ランダム・ポストフィックスを送信機において使用する変調器と、更にＭＴＭＲ事例に関して生成される等化器構造とを含み、その等化器構造は、ＺＰ−ＯＦＤＭ事例への受信ＰＲＰ−ＯＦＤＭベクトルの変換に基づいて、筆者らによる同時係属中の欧州特許出願ＥＰ ０２ ２９２ ７３０．５において単一送信単一受信（ＳＴＳＲ：Single Transmit Single Receive）の事例に関して説明されている等化器構造から生成される。システムについて、Ｎ_ｔ＝２の場合の送信アンテナ及びＮ_ｒ＝１の場合の受信アンテナの事例に関して説明しているが、システムは他の数のアンテナに対して適用することができることを理解されたい。ＳＴエンコーダは、Ｎ_ｔ＝Ｍ＝２の場合のＮ_ｔ×Ｍベクトルに対して動作する。Ｎ_ｒ＝１であるので、１≦ｍ≦Ｎ_ｒを満たす添え字ｍは以下の解析には使用しない。チャネル

についての認識が完全に行われると仮定するが、システムは不完全なチャネル認識でも動作することができることを理解されたい。

送信機では、２×１ＺＰ−ＳＴエンコーダ

を使用し、このエンコーダは２つの連続するＯＦＤＭシンボル

及び

を収集して次式により表わされる符号化行列を形成する。

上式において、置換行列

は、Ｊ×１ベクトル

に関して次式のような関係が成り立つように構成される。

チャネルの推定が行なわれたので、筆者らによる同時係属中の欧州特許出願に記載の単一アンテナの事例に関して、ＭＴＭＲ ＺＰ−ＯＦＤＭ信号を式１から、受信信号から既知のＰＲＰの影響を次式のようにして差し引くことによって求めることが常に可能である。

この式から次式が導かれる。

ここで、ｉ）シンボル復元に関する

には、何の制約も付加されず、ｉｉ）提案するＰＲＰ干渉除去手順は一般的なものであり、かつ適切などのようなＳＴエンコーダ

にも適用することができることに注目されたい。

適切な検出アルゴリズムを復調兼等化器９を用いて式１２によって表わされる信号に適用する。ここで、次式によって表わされる関係

を、

及び

によって示すことができることに注目されたく、次に、

及び

を計算し、次式

が成り立つことを利用することにより周波数領域に切り換えて議論する場合に、次式のような関係を導き出すことができる。

上式において、

は直交チャネル行列である。従って、

に

を乗じることによって、送信信号

及び

を分離することができ、フル送信ダイバーシチ（full transmit diversity ）が実現することが分かる。ここで、信号分離によって同じ等化方式を、筆者らの同時係属中の欧州特許出願ＥＰ ０２ ２９２ ７３０．５に開示された単一アンテナの事例におけるように本発明の本実施形態に使用することができることに注目されたい。

ＳＴＢＣシステムの第２の実施形態は、擬似循環的なチャネル行列（pseudo-circulant channel matrix ）の対角化を用いる受信ブロック全体の等化処理に基づく。復調兼等化器９に使用するＳＴデータ・エンコーダ

は、筆者らの同時係属中の欧州特許出願ＥＰ ０２ ２９２ ７３０．５に開示されている単一アンテナ・システムを、Ｎ_ｔ＝Ｍ＝２の場合のＮ_ｔ×Ｍベクトルから成るブロックを出力する等化器構造を実現するように変更したバージョンに基づいており、この等価器構造は以下に詳細を説明される。

及び

は、それらによって、次式のように表わされる行列

がアンテナ出力に生成されるように指定される。

上式において、

は以前に定義した置換行列であり（ベクトル要素の順序を反転させる）、α（ｉ）は｜α（ｉ）｜＝１を満たす複素数であり、α（２ｉ＋１）＝β^２（ｉ）α（２ｉ）、及びβ（ｉ）＝α（２ｉ−２）／α（２ｉ）を満たす単一アンテナの事例に関する、筆者らによる同時係属中の欧州特許出願において定義されている擬似ランダム複素重み付け係数（pseudo-random complex weighting factor）である。

は次式によって定義される。

Ｄ×１ポストフィックス・ベクトル

は、このベクトルがエルミート対称性をもつ、すなわちベクトルの複素共役をとって逆読みしたベクトルが元の

に等しい。筆者らによる同時係属中の欧州特許出願におけるように、チャネル群は、Ｐ×Ｐ擬似循環チャネル行列（pseudo-circulant channel matrix ）

によって表わされる。これらのチャネル行列は、上三角行列にスカラー係数β（ｉ）を乗じる構成の、標準の循環畳み込み行列（circulant convolution matrix）と同じであり、別の表現をすると次式により表わされる。

及び雑音行列

の関係があるので、Ｍ＝２のシンボル時間における受信信号は次式により与えられる。

の関係があるので、次式に従った演算を復調兼等化器９において受信ベクトルに対して実行する。

上式において、

ＳＴＢＣシステムの本実施形態では、データ・シンボルは復調兼等化器９において、次式に従って

に上側チャネル行列

のエルミート行列を事前に乗算することによって分離される。

上式において、

次に、擬似循環チャネル行列に基づく等化処理を、単一チャネルの事例に関する筆者らによる同時係属中の欧州特許出願において提示されるように実行する。ＰＲＰ−ＯＦＤＭポストフィックスを利用するブラインド・チャネル推定を上に提示する

に基づいて実行する。

例として示す本発明の一つの実施形態による通信システムにおける送信機の概略ブロック図。 図１に示す送信機を備える通信システムにおける受信機の概略ブロック図。 図２の変調器の動作に現われる信号を示す図。 図１の復調器の移動平均ドップラー・モジュールを示す図。

Claims (15)

1. 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を使用して、複数の送信アンテナ手段を備える送信機及び少なくとも一つの受信アンテナ手段を備える受信機により通信を行なう方法であって、該方法は、
   ビット・ストリーム及び送信機から続いて送信されるＯＦＤＭシンボルとして変調される該当する一連のＮ個の周波数領域搬送波振幅
   

   

   を生成すること（ｋはＯＦＤＭシンボル番号であり、ｊは該当するＯＦＤＭ搬送波番号を示す）、
   アフィックス情報を連続する時間領域ＯＦＤＭシンボルの間のガード区間に挿入すること、
   前記アフィックス情報を含む前記時間領域ＯＦＤＭシンボルを前記送信機から前記受信機に送信すること、
   前記アフィックス情報を前記受信機において使用して、前記送信機と前記受信機との間の伝送チャネルのチャネル・インパルス応答（ｌ番目の送信アンテナとｍ番目の受信アンテナとの間の
   

   

   ）を推定すること、
   該推定されたチャネル・インパルス応答（ｌ番目の送信アンテナとｍ番目の受信アンテナとの間の
   

   

   ）を使用して、前記受信機で受信する信号の前記ビット・ストリームを復調すること、
   を備え、
   前記アフィックス情報は、前記受信機だけでなく前記送信機にも認識され、かつ少なくとも第１の重み付け係数（α_ｋ）と第２の重み付け係数（ｗ _ｉ （ｋ））とが乗算された前記時間領域ＯＦＤＭシンボルに共通のベクトル
   

   

   と数学的に等価であり、一つの時間領域ＯＦＤＭシンボル（ｋ）に関する前記第１の重み付け係数（α_ｋ）は、別の時間領域ＯＦＤＭシンボル（ｋ）に関する前記第１の重み付け係数（α _ｋ ）とは異なり、前記第２の重み付け係数（ｗ _ｉ （ｋ））は、前記送信アンテナ手段（ｉ）のうちの一つの送信アンテナ手段の別の送信アンテナ手段からの区別を可能とし、
   前記送信機はＮ _ｔ 個の送信アンテナ手段を使用し、前記受信機はＮ _ｒ 個の受信アンテナ手段を使用し、Ｍ’個の連続する時間領域ＯＦＤＭデータ・シンボルは、特定の時空間エンコーダ
   

   

   によって符号化されて、エンコーダ
   

   

   によってＭ個の時間領域ＯＦＤＭデータ信号出力がＮ _ｔ 個の送信アンテナ手段の各々に関して生成され、前記ベクトル
   

   

   は、特定の時空間エンコーダ
   

   

   によって符号化されて、エンコーダ
   

   

   によってＭ個のアフィックスが、前記第１の重み付け係数（α _ｋ ）及び前記第２の重み付け係数（ｗ _ｉ （ｋ））によって重み付けされる前記アフィックス情報に対応するＮ _ｔ 個の送信アンテナ手段の各々に関して生成され、その結果として生じるアフィックスは時間領域ＯＦＤＭデータ・シンボルの間にＮ _ｔ 個の送信アンテナ手段の各々に関して挿入される、前記通信方法。
2. 請求項１に記載の通信方法において、前記第１の重み付け係数（α_ｋ）は擬似ランダム値を有する、通信方法。
3. 請求項１又は２に記載の通信方法において、前記第１の重み付け係数（α_ｋ）は複素値を有する、通信方法。
4. 請求項１〜３のうちのいずれか一項に記載の通信方法において、前記第１の重み付け係数（α_ｋ）は決定論的であり、かつ前記受信機と前記送信機との間の現在の通信に関係なく、前記受信機だけでなく前記送信機にも認識される、通信方法。
5. 請求項１〜３のうちのいずれか一項に記載の通信方法において、前記第１の重み付け係数（α_ｋ）は前記送信機から前記受信機に通信される、通信方法。
6. 請求項１〜５のうちいずれか一項に記載の通信方法において、
   

   

   によって時空間符号化される時間領域ＯＦＤＭデータ・シンボル、及び
   

   

   によって時空間符号化される擬似ランダム・アフィックスを含むＭ個の連続する時間領域ＯＦＤＭシンボルに関する全ての送信アンテナ出力をブロックＳにグループ化し、このブロックに関して、前記第１の重み付け係数（α _ｋ ）は、同じブロックＳのＯＦＤＭシンボルに関して同じであるが、異なるブロックＳのＯＦＤＭシンボルに関しては異なる、通信方法。
7. 請求項６に記載の通信方法において、前記送信アフィックスによって、前記受信機における前記ブロックＳの送信ガード区間アフィックス情報の分離が可能となり、前記第２の重み付け係数（ｗ _ｉ （ｋ））によって、前記送信アンテナ手段と前記少なくとも一つの受信アンテナ手段との間の異なる物理チャネルの前記受信機での分離及び推定が可能になる、通信方法。
8. 請求項１〜７のうちのいずれか一項に記載の通信方法において、Ｍ個の連続するシンボル及び前記Ｎ _ｔ 個の送信アンテナ手段に関するＭ×Ｎ _ｔ 個の前記第２の重み付け係数（ｗ _ｉ （ｋ））に対応する行列
   

   

   は直交行列であり、この行列にこの行列の複素共役転置行列
   

   

   を乗じた場合に、その結果が、非ゼロの実数値を有する利得係数ｇ _０ によって重み付けされた単位行列
   

   

   となる（すなわち、
   

   

   である）、通信方法。
9. 請求項８に記載の通信方法において、前記ビット・ストリームを復調することは、各前記受信アンテナ手段に関して、受信信号
   

   

   から生成される信号に、前記送信アンテナ手段に関する前記第２の重み付け係数（ｗ _ｉ （ｋ））の前記行列と単位行列とのクロネッカー積の複素共役転置行列
   

   

   を乗算すること、その結果により生成されるチャネル推定値を使用して、前記ビット・ストリームの復調することを含む、通信方法。
10. 請求項１〜７のうちのいずれか一項に記載の通信方法において、前記送信アンテナ手段に関し、かつ前記送信アンテナ手段の数であるＮ _Ｔ に等しいＮ _Ｔ 個の連続するシンボルに関する前記第２の重み付け係数（ｗ _ｉ （ｋ））の行列は非直交行列
    

    

    であり、この行列にこの行列の複素共役転置行列
    

    

    を乗じた場合に、その結果が、非ゼロの実数値を有する利得係数ｇ _０ によって重み付けされた単位行列
    

    

    とはならない（すなわち、
    

    

    である）、通信方法。
11. 請求項９に記載の通信方法において、前記送信アンテナ手段に関し、かつ前記送信アンテナ手段の数であるＮ _ｔ に等しいＮ _ｔ 個の連続するシンボルに関する前記第２の重み付け係数（ｗ _ｉ （ｋ））の行列は、単独では非直交行列であるが、該当する擬似ランダム係数（α _ｋ ）と組み合わせた場合、直交性を有するようになる行列
    

    

    である、通信方法。
12. 請求項１〜１１のうちのいずれか一項に記載の通信方法において、前記第２の重み付け係数（ｗ _ｉ （ｋ））は、前記送信アンテナ手段の各々に関して異なる値を採って前記物理チャネルの区別を可能にする、通信方法。
13. 請求項１〜１２のうちのいずれか一項に記載の通信方法において、前記送信機と前記受信機との間の伝送チャネルのチャネル・インパルス応答
    

    

    を推定することは、次式によって表わされる関係と数学的に等価な、チャネルの複数シンボル区間に渡って移動平均推定を行なうステップを含み、
    

    

    上式において、Ｊ _０ （・）は０次ベッセル関数であり、ｆ _Ｄ はドップラー周波数であり、ΔＴはＭＴＭＲ ＰＲＰ−ＯＦＤＭブロック区間であり、
    

    

    は一定分散の平均ゼロの複素ガウス分布である、通信方法。
14. 請求項１〜１３のうちのいずれか一項に記載の通信方法に使用する送信機であって、送信対象のＯＦＤＭシンボルとして変調される前記ビット・ストリームを生成し、かつ前記アフィックス情報を前記ＯＦＤＭシンボルの間の前記ガード区間に挿入するための生成手段を備え、前記ガード区間アフィックス情報は決定論的であり、かつ前記受信機だけでなく前記送信機にも認識されるように適しており、更には、前記第１の重み付け係数（α _ｋ ）と第２の重み付け係数（ｗ _ｉ （ｋ））とが乗算される前記時間領域ＯＦＤＭシンボルに共通の前記ベクトル
    

    

    を含み、一つの時間領域ＯＦＤＭシンボル（ｋ）に関する前記第１の重み付け係数（α _ｋ ）は、別の時間領域ＯＦＤＭシンボル（ｋ）に関する前記第１の重み付け係数（α _ｋ ）とは異なり、前記第２の重み付け係数（ｗ _ｉ （ｋ））は、前記送信アンテナ手段（ｉ）のうちの一つの送信アンテナ手段の別の送信アンテナ手段からの区別を可能にする、前記送信機。
15. 請求項１〜１２のうちのいずれか一項に記載の通信方法に使用する受信機であって、前記ＯＦＤＭシンボルとして変調される前記ビット・ストリームを含む信号を受信する復調手段を備え、前記ガード区間アフィックス情報は前記ＯＦＤＭシンボルの間に挿入され、前記復調手段は、前記ガード区間の前記アフィックス情報を使用して伝送チャネルのチャネル・インパルス応答を推定し、該推定されたチャネル・インパルス応答を使用して、前記受信機において受信する信号の前記ビット・ストリームを復調するように構成され、前記ガード区間アフィックス情報（ｗ _ｉ （ｋ）α _ｋ・ ｃ _０ からｗ _ｉ （ｋ）α _ｋ・ ｃ _Ｄ−１ ）は決定論的であり、かつ前記受信機に認識される、受信機。

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