JPWO2010029765A1 - 無線送信装置およびプレコーディング方法 - Google Patents

Abstract

ＦＤＥにＴＨＰを併用する移動体通信において、データレートを低下させることなく誤り率特性の劣化を防ぐことができる無線送信装置。この装置において、等価チャネル行列演算部（１１８）は送信ブロックに対するＦＤＥに用いるウェイトおよびチャネルインパルス応答から形成される等価チャネルを示す等価チャネル行列を演算し、分解部（１１９）は等価チャネル行列をＬＱ分解することにより、送信ブロックの前方の高いチャネル品質および後方の低いチャネル品質を含む送信ブロックのチャネル品質を示す対角要素と送信ブロックの干渉を示す要素とからなる下三角行列Ｌ、および、ユニタリ行列Ｑを得る。算出部（１２０）は下三角行列Ｌおよび平均チャネル品質を用いて、プレコーディング前の送信ブロックと無線受信装置における受信ブロックとの間の全シンボル合計平均二乗誤差を最小にする行列Ｂを算出する。プレコーディング部（１０３）は行列Ｂを用いて送信ブロックに対してＴＨＰを行う。

Description

本発明は、無線送信装置およびプレコーディング方法に関する。

近年、携帯電話システム等に代表される無線通信システムにおいては、サービス形態が多様化し、音声データのみならず、静止画像データ、動画像データ等の大容量データを高速かつ高品質で無線伝送することが要求される。

高速な無線伝送を移動体通信で行うと、通信チャネルは遅延時間が互いに異なる複数のパスからなる周波数選択性フェージングチャネルになることが知られている。よって、例えば、移動体通信におけるシングルキャリア（ＳＣ：Single-Carrier）伝送では、先行するシンボルが後続のシンボルに対して干渉する符号間干渉（ＩＳＩ：InterSymbol Interference）が発生して誤り率特性が大幅に劣化する（例えば、非特許文献１）。

ＩＳＩの影響を除去して誤り率特性を改善するための技術として等化技術がある。例えば、等化技術として、無線受信装置で用いる周波数領域等化（ＦＤＥ：Frequency Domain Equalization）がある。ＦＤＥでは、受信ブロックを高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）によって直交周波数成分に分解し、各周波数成分に対しチャネル伝達関数の逆数に近い等化重み（ＦＤＥウェイト）を乗算した後、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier Transform）によって時間領域信号に変換する。このＦＤＥにより、受信ブロックのスペクトルの歪みを補償することができ、その結果、ＩＳＩが低減されて誤り率特性が改善される。

ここで、携帯電話等の移動通信端末装置では、基本的にバッテリで駆動するため、それに搭載される無線受信装置の消費電力はより低いことが好ましい。また、携帯電話等の移動通信端末装置は小型化されることが好ましいため、それに搭載される無線受信装置のより一層の小型化が望まれる。

そこで、ＩＳＩの影響を除去しつつ、簡易な構成からなる無線受信装置を実現する技術として、プレコーディング技術であるTomlinson-Harashima Precoding（以下、ＴＨＰという）とＦＤＥとを併用するジョイントＴＨＰ／送信ＦＤＥが検討されている（例えば、非特許文献２）。すなわち、無線送信装置では送信ブロックに対してＴＨＰを行い、さらに、ＴＨＰ後の送信ブロックに対してＦＤＥを行うことが検討されている。ＴＨＰでは、チャネル情報に基づいて送信ブロックの干渉成分を逐次的に減算する処理を行う。このＴＨＰにより、送信ブロックに対して加算される干渉成分を予めキャンセルでき、ＩＳＩが低減されて誤り率特性が改善される。例えば、周波数選択性フェージングの影響により受信レベルが大きく落ち込んだ周波数成分が存在し、ＦＤＥを行っても完全には等化されず干渉成分（残留ＩＳＩ）が残ってしまう場合でも、ＦＤＥにＴＨＰを併用することによって残留ＩＳＩを予め除去することで誤り率特性の劣化を防ぐことができる。また、無線送信装置がすべての等化処理を行うため、従来よりも低消費電力かつ小型の無線受信装置を搭載する移動通信端末装置を実現することができる。

なお、ＩＳＩの影響を除去しつつ、簡易な構成からなる無線受信装置を実現する技術としては、符号分割多元接続通信システムにおいてＴＨＰと受信信号検出とを併用する方法も検討されている（例えば、特許文献１）。

ジョイントＴＨＰ／送信ＦＤＥをＳＣ伝送に適用した場合、ＩＳＩは完全に除去されるものの、ＦＤＥ後の送信ブロックの末尾付近のシンボルのチャネル品質（例えば、受信信号対雑音電力比（ＳＮＲ：Signal to Noise power Ratio））が劣悪になるため、誤り率特性が劣化してしまう。この誤り率特性の劣化を防ぐために、従来の無線送信装置では、ＳＮＲが劣悪になる送信ブロックの末尾付近にダミーシンボルを挿入している（例えば、非特許文献２）。

特開２００７−０６０６６２号公報

W.C.Jakes Jr., Ed., Microwave mobile communications, Wiley, New York, 1974. 武田一樹，留場宏道，安達文幸，「シングルキャリア伝送におけるジョイントＴＨＰ／送信ＦＤＥ」，信学技報，社団法人電子情報通信学会，2007年8月，RCS2007-75，pp.129-134（K.Takeda, H.Tomeba, F.Adachi，"Joint THP/pre-FDE for Single-Carrier Transmission"，IEICE Technical Report，RCS2007-75，pp.129-134, 2007-8）

上記従来技術のように送信ブロックの末尾付近にダミーシンボルを挿入すると、誤り率特性は改善されるものの、ダミーシンボル長の分だけデータレートが低下してしまう。

本発明の目的は、ＦＤＥにプレコーディングを併用する移動体通信において、データレートを低下させることなく誤り率特性の劣化を防ぐことができる無線送信装置およびプレコーディング方法を提供することである。

本発明の無線送信装置は、送信ブロックに対する等化処理に用いるウェイトおよびチャネルインパルス応答（ＣＩＲ：Channel Impulse Response）から形成される等価チャネルを示す等価チャネル行列を演算する演算部と、前記等価チャネル行列をＬＱ分解することにより、前記送信ブロックの前方の高いチャネル品質および前記送信ブロックの後方の低いチャネル品質を含む前記送信ブロックのチャネル品質を示す対角要素と前記送信ブロックの干渉を示す要素とからなる下三角行列Ｌ、および、ユニタリ行列Ｑを得る分解部と、前記下三角行列Ｌおよび平均チャネル品質を用いて、プレコーディング前の前記送信ブロックと無線受信装置における受信ブロックとの間のシンボル毎の平均二乗誤差の全シンボル合計を最小にする行列Ｂを算出する算出部と、前記行列Ｂを用いて前記送信ブロックに対してTomlinson-Harashima Precodingを行うプレコーディング部と、前記ウェイトを用いて前記送信ブロックの等化処理を行う等化部と、を具備する構成を採る。

本発明のプレコーディング方法は、送信ブロックに対する等化処理に用いるウェイトおよびチャネルインパルス応答から形成される等価チャネルを示す等価チャネル行列を演算し、前記等価チャネル行列をＬＱ分解することにより、前記送信ブロックの前方の高いチャネル品質および前記送信ブロックの後方の低いチャネル品質を含む前記送信ブロックのチャネル品質を示す対角要素と前記送信ブロックの干渉を示す要素とからなる下三角行列Ｌ、および、ユニタリ行列Ｑを得て、前記下三角行列Ｌおよび平均チャネル品質を用いて、プレコーディング前の前記送信ブロックと無線受信装置における受信ブロックとの間のシンボル毎の平均二乗誤差の全シンボル合計を最小にする行列Ｂを算出し、前記行列Ｂを用いて前記送信ブロックに対してTomlinson-Harashima Precodingを行うようにする。

本発明によれば、ＦＤＥにプレコーディングを併用する移動体通信において、データレートを低下させることなく誤り率特性の劣化を防ぐことができる。

本発明の実施の形態１に係る簡略化したチャネルを示す図 本発明の実施の形態１に係るＭｏｄｕｌｏ演算の入出力特性を示す図 本発明の実施の形態１に係る下三角行列Ｌの対角要素を示す図 本発明の実施の形態１に係るＭＭＳＥ規範において最小化する誤差ベクトルを示す図 本発明の実施の形態１に係る誤り率特性を示す図 本発明の実施の形態１に係る無線送信装置のブロック図 本発明の実施の形態１に係るプレコーディング部の内部構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１に係る無線受信装置のブロック図 本発明の実施の形態１に係るその他の無線送信装置のブロック図 本発明の実施の形態２に係る下三角行列Ｌの対角要素および行列Ｂの対角要素を示す図 本発明の実施の形態２に係る無線送信装置のブロック図 本発明の実施の形態３に係る無線受信装置のブロック図（通知方法１） 本発明の実施の形態３に係る無線送信装置のブロック図（通知方法１） 本発明の実施の形態３に係る平均ＳＮＲと通知間隔との対応関係を示すテーブル 本発明の実施の形態３に係る無線受信装置のブロック図（通知方法２） 本発明の実施の形態３に係る無線送信装置のブロック図（通知方法２） 本発明の実施の形態３に係る平均ＳＮＲと通知ビット数との対応関係を示すテーブル

以下、本発明の実施の形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
本実施の形態では、無線送信装置はジョイントＴＨＰ／送信ＦＤＥを行ったＳＣ信号を無線受信装置へ送信する。また、無線送信装置は、ＴＨＰ前の送信ブロックと無線受信装置における受信ブロックとの間の全シンボル合計平均二乗誤差を最小にする行列Ｂを用いてＴＨＰを行う。すなわち、本実施の形態では、無線送信装置は、１つの送信ブロックを構成する複数のシンボル毎の平均二乗誤差を全シンボル分合計した値（すなわち、全シンボル合計平均二乗誤差）を最小にするＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）規範に基づくＴＨＰを行う。

まず、本実施の形態に係るＭＭＳＥ規範に基づくジョイントＴＨＰ／送信ＦＤＥの原理について説明する。

ジョイントＴＨＰ／送信ＦＤＥでは、無線送信装置がＴＨＰおよびＦＤＥの双方を行う。ジョイントＴＨＰ／送信ＦＤＥは、Ｎ_Ｃ個のシンボルからなる送信ブロックに対するＦＤＥに用いるＦＤＥウェイトおよびチャネルインパルス応答から形成される等価チャネルを示す等価チャネル行列をＬＱ分割して得られる下三角行列Ｌおよびユニタリ行列Ｑと、無線受信装置から通知される平均チャネル品質とを用いる。

具体的には、ＴＨＰでは、無線送信装置は、下三角行列Ｌおよび平均チャネル品質を用いて、Ｎ_Ｃ個のシンボルからなる送信ブロック、すなわち、送信データを変調して得られるデータシンボルベクトルｓに対して、Ｍｏｄｕｌｏ演算を含む処理を行う。これにより、データシンボルベクトルｓが信号ベクトルｘ＝［ｘ（０），ｘ（１），…，ｘ（Ｎ_Ｃ−１）］^Ｔに変換される。ここで、Ｎ_ＣはＦＦＴポイント数（ＩＦＦＴポイント数）を示し、上添字Ｔはベクトルの転置を示す。そして、無線送信装置は、ユニタリ行列Ｑのエルミート転置行列Ｑ^Ｈ、および、信号ベクトルｘの電力を正規化するための電力正規化係数Ωを信号ベクトルｘに乗算する。ここで、上添字Ｈはエルミート転置を示す。

一方、送信ＦＤＥでは、無線送信装置は、乗算後の信号ベクトルΩＱ^ＨｘにＮ_ＣポイントのＦＦＴを行い、時間領域信号を周波数領域信号に変換する。そして、無線送信装置は、周波数領域信号にＦＤＥウェイトを乗算し、乗算後の周波数領域信号にＮ_ＣポイントのＩＦＦＴを行い、周波数領域信号を時間領域信号に再び変換する。また、無線送信装置は、時間領域信号にサイクリックプリフィックス（ＣＰ：Cyclic Prefix）を付加して送信する。

すなわち、本実施の形態では、図１上段に示すように、ＴＨＰ後の信号ベクトルｘは、ユニタリ行列Ｑのエルミート転置行列Ｑ^Ｈおよび等価チャネルを介して無線受信装置に送信される。本実施の形態では、行列Ｑ^Ｈが乗算された等価チャネルを、簡略化したチャネルとみなす。すなわち、ＴＨＰ後の信号ベクトルｘが伝搬するチャネルは、行列Ｑ^Ｈ、ＦＤＥに用いるＦＤＥウェイトおよびチャネルインパルス応答から形成される。ここで、行列Ｑ^Ｈを等価チャネルに乗算すると下三角行列Ｌになる。つまり、本実施の形態では、図１下段に示すように、ＴＨＰ後の信号ベクトルｘは、下三角行列Ｌにより示されるチャネルを伝搬して無線受信装置に送信される。

無線受信装置は、受信信号からＣＰを除去した後、受信信号系列に対してＭｏｄｕｌｏ演算を含む処理を行い、Ｍｏｄｕｌｏ演算後の信号を復調する。

＜送信信号＞
無線送信装置は、等価チャネル行列をＬＱ分解して得られる下三角行列Ｌ、および、平均チャネル品質から算出される行列Ｂを用いて、データシンボルベクトルｓに対してＴＨＰを行い、次式（１）に示すＴＨＰ後の信号ベクトルｘ＝［ｘ（０），ｘ（１），…，ｘ（Ｎ_Ｃ−１）］^Ｔを得る。

ここで、ｄｉａｇ（）は与えられた要素（式（１）では行列Ｂ）を対角要素に有し、対角要素以外の要素がすべて０である対角行列を示し、２Ｍｚ_ｔはＭｏｄｕｌｏ演算回路を示す。図２にＭｏｄｕｌｏ演算回路の入出力特性を示す。Ｍｏｄｕｌｏ演算では、ＴＨＰの出力を安定させるためにフィードバックフィルタのループ処理で得られる信号の実部および虚部をそれぞれ［−Ｍ，Ｍ］の範囲に変換する。なお、２Ｍｚ_ｔは（Ｎ_ｃ×１）のベクトルであり、ｚ_ｔの実部および虚部はそれぞれ整数で表される。

また、ＴＨＰに用いる行列Ｂは、次式（２）で与えられる。なお、行列Ｂの導出については後述する。

ここで、Ｉは、（Ｎ_ｃ×Ｎ_ｃ）の単位行列であり、Ｅ_ｓ／Ｎ_０は平均チャネル品質を表す１シンボルあたりの信号エネルギー対雑音電力スペクトル密度比である。また、Ｌは等価チャネル行列ｈ＾をＬＱ分解することにより得られる下三角行列であり、等価チャネル行列ｈ＾、下三角行列Ｌおよびユニタリ行列Ｑは次式（３）の関係を満たす。

また、等価チャネルｈ＾は次式（４）で与えられる。

さらに、上式（４）において、要素ｈ＾_ｌは次式（５）で与えられる。

ここで、Ｈ（ｋ） （ｋ＝０〜Ｎ_ｃ−１）は第ｋ番目の直交周波数成分におけるチャネル利得であり、ｗ（ｋ） （ｋ＝０〜Ｎ_ｃ−１）はＦＤＥウェイトである。なお、ＦＤＥウェイトとして、ＺＦ（Zero Forcing）ウェイト、最大比合成（ＭＲＣ：Maximum Ratio Combining）ウェイト、等利得合成（ＥＧＣ：Equal Gain Combining）ウェイト、最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）ウェイト等を用いてもよい。

ここで、図１に示す簡略化したチャネルを示す下三角行列Ｌにおいて、対角要素ｌ_τ，τ （τ＝０〜Ｎ_ｃ−１）は、図３に示すように、ＴＨＰ後の信号ベクトルｘ（つまり、送信ブロック）の受信品質（ＳＮＲ）を示す。下三角行列Ｌの対角要素ｌ_τ，τは、図３に示すように、送信ブロックの前方の高いＳＮＲおよび送信ブロックの後方の低いＳＮＲを含む送信ブロックのＳＮＲを示す。すなわち、式（３）に示す下三角行列Ｌで示されるチャネルでは、送信ブロックを構成するシンボルの受信品質（下三角行列Ｌの対角要素）は一定ではない。

また、上式（３）における下三角行列Ｌの対角要素以外の下三角要素は、送信ブロックの残留ＩＳＩ成分を示す。具体的には、上式（３）の下三角行列Ｌのうち、ｌ_１，０が図３に示すシンボル番号１のシンボルの残留ＩＳＩ成分であり、ｌ_２，０，ｌ_２，１が図３に示すシンボル番号２のシンボルの残留ＩＳＩ成分であり、ｌ_３，０〜ｌ_３，２が図３に示すシンボル番号３のシンボルの残留ＩＳＩ成分である。同様に、ｌ_{Ｎｃ−１，０}〜ｌ_{Ｎｃ−１，Ｎｃ−２}が図３に示すシンボル番号Ｎ_ｃ−１のシンボルの残留ＩＳＩ成分である。シンボル番号４〜Ｎ_ｃ−２のシンボルについても同様である。すなわち、式（３）に示す下三角行列Ｌで示されるチャネルでは、送信ブロックを構成するシンボルの残留ＩＳＩ成分は送信ブロックの後方のシンボルほどより多くなる。つまり、残留ＩＳＩ成分は送信ブロック内に不均一に分布する。

次いで、無線送信装置は、電力正規化係数Ω、および、ユニタリ行列Ｑのエルミート転置行列Ｑ^Ｈを信号ベクトルｘに乗算する。例えば、電力正規化係数Ωは、ＴＨＰで用いる行列Ｂ（式（２））の対角要素ｂ_τ，τ （τ＝０〜Ｎ_ｃ−１）を用いて次式（６）で与えられる。ここで、行列Ｂの対角要素ｂ_τ，τは、送信ブロックを構成する各シンボルの受信品質（ＳＮＲ）を示す。

そして、無線送信装置は、信号ベクトルΩＱ^ＨｘにＦＤＥを行う。つまり、無線送信装置は、信号ベクトルΩＱ^Ｈｘに、Ｎ_ｃポイントのＦＦＴを施し、ＦＤＥウェイトｗ（ｋ）を乗算し、Ｎ_ｃポイントのＩＦＦＴを施す。ここで、ＦＤＥ後の送信データシンボルベクトルをｓ’＝［ｓ’（０），ｓ’（１），…，ｓ’（Ｎ_Ｃ−１）］^Ｔとする。そして、無線送信装置は、送信データシンボルベクトルｓ’にＣＰを付加して無線受信装置に送信する。

＜チャネル＞
無線伝搬路はＬ個の独立なパスから構成され、パスｌのパス利得をｈ_ｌ、遅延時間をτ_ｌとすると、チャネルインパルス応答ｈ（τ）は次式（７）で与えられる。ここで、δ（τ）はデルタ関数を示す。

＜受信信号＞
上式（７）で示される無線伝搬路を伝搬して無線受信装置のアンテナで受信され、ＣＰを除去された受信ブロックである受信信号ベクトルｒ＝［ｒ（０），ｒ（１），…，ｒ（Ｎ_Ｃ−１）］^Ｔは次式（８）で与えられる。

ここで、Ｅ_ｓは平均シンボルエネルギーであり、Ｔ_ｓはシンボル長であり、ｎ（＝［ｎ（０），ｎ（１），…，ｎ（Ｎ_Ｃ−１）］^Ｔ）は雑音ベクトルである。また、雑音ベクトルｎの各要素ｎ（ｔ）は零平均で分散２Ｎ_０／Ｔ_ｓの白色複素ガウス雑音である。また、Ｎ_０は片側雑音電力スペクトル密度である。また、ｈは（Ｎ_ｃ×Ｎ_ｃ）の巡回チャネルインパルス応答行列であり、次式（９）で与えられる。

そして、無線受信装置は、受信信号ベクトルｒをＭｏｄｕｌｏ演算回路に入力することで、次式（１０）に示す軟判定シンボルベクトルｓ＾を得る。

ここで、２Ｍｚ_ｒは（Ｎ_ｃ×１）のベクトルであり、ｚ_ｒの実部および虚部はそれぞれ整数で表される。

そして、無線受信装置は、軟判定シンボルベクトルｓ＾を復調する。

＜ＭＭＳＥ規範に基づくＴＨＰの行列Ｂの導出＞
ＭＭＳＥ規範に基づくＴＨＰでは、ＴＨＰ前の送信ブロックと無線受信装置における受信ブロックとの間の全シンボル合計平均二乗誤差を最小にする行列Ｂを用いる。具体的には、次式（１１）で定義される、ＴＨＰ前の送信ブロックと無線受信装置における受信ブロックとの間の誤差ベクトルｅを用いる。ただし、無線送信装置でのＭｏｄｕｌｏ演算の影響を誤差に含めないようにする補正項（２Ｍｚ_ｔ）を誤差ベクトルｅに導入している。

ここで、Ｃは定数である。

そして、誤差ベクトルｅのすべての要素、つまり、全シンボル合計平均二乗誤差ｅ（次式（１２））を最小にする行列Ｂを求める。

ここで、Ｅ［］は集合平均、ｔｒ［］は行列のトレースを示す。つまり、本実施の形態に係るＭＭＳＥ規範に基づくＴＨＰでは、図４に示すように、データシンボルベクトルｓ（ＴＨＰ前の送信データブロック）と、雑音ベクトルｎが加えられた下三角行列Ｌを伝搬した受信信号ベクトルｒとの間の誤差である誤差ベクトルｅを最小にする。ただし、無線送信装置でのＭｏｄｕｌｏ演算の影響を誤差に含めないようにする補正項（２Ｍｚ_ｔ）を誤差ベクトルｅに導入している。すなわち、無線送信装置では、下三角行列Ｌで示されるチャネルにおける残留ＩＳＩ成分および雑音ベクトルｎによるＳＮＲ劣化の双方を抑圧する行列Ｂを算出する。

まず、上式（１２）の両辺をＢ^−１で微分することにより、次式（１３）が得られる。

そして、上式（１３）において、∂ｅ／∂Ｂ^−１＝０を算出することにより、ＭＭＳＥ規範に基づくＴＨＰの行列Ｂおよび行列Ｂの逆行列Ｂ^−１が次式（１４）で与えられる。

上式（１４）に示すように、平均ＳＮＲ（または、Ｅ_ｓ／Ｎ_０）が低い場合、Ｂ^−１は（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）Ｌ^Ｈに漸近する。すなわち、式（１）に示すＴＨＰ処理では、行列Ｂに含まれる平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）およびＬ^Ｈが信号ベクトルｘのＳＮＲの改善に寄与するため、下三角行列Ｌで示されるチャネルのＳＮＲ特性を補償することができる。つまり、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）が低い場合には、ＭＭＳＥ規範に基づくＴＨＰは、残留ＩＳＩの除去よりもＳＮＲの改善を優先的に行うように動作する。一方、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）が高い場合、Ｂ^−１はＬ^−１に漸近する。すなわち、式（１）に示すＴＨＰ処理では、行列Ｂに含まれるＬ^−１が下三角行列Ｌで示されるチャネルを打ち消すため、下三角行列Ｌで示されるチャネルに含まれる残留ＩＳＩを完全に除去することができる。つまり、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）が高い場合には、ＭＭＳＥ規範に基づくＴＨＰは、ＳＮＲの改善よりも残留ＩＳＩの除去を優先的に行うように動作する。

このように、ＭＭＳＥ規範に基づくＴＨＰでは、残留ＩＳＩ成分が送信ブロック内で均一ではなく、かつ、送信ブロック内のＳＮＲが一定ではないチャネル（図４に示す下三角行列Ｌで示されるチャネル）と雑音（図４に示す雑音ベクトルｎ）とを考慮する。具体的には、送信ブロックと、無線受信装置における受信ブロックとの間の全シンボル合計平均二乗誤差を最小にするＭＭＳＥ規範に基づいてＴＨＰを行う。これにより、送信ブロック内に不均一に分布する残留ＩＳＩを除去しつつ、送信ブロック内のシンボル間で電力を配分することができるため、図３に示す、送信ブロック後方のＳＮＲの劣化を抑えることができる。

本発明者らが行った計算機シミュレーションによれば、送信ブロックの末尾付近にダミーシンボルを挿入しないジョイントＴＨＰ／送信ＦＤＥの場合の平均ビット誤り率１１、および、本実施の形態におけるジョイントＴＨＰ／送信ＦＤＥの場合の平均ビット誤り率１２はそれぞれ図５に示すようになる。ここで、Ｅ_ｓ／Ｎ_０と１ビットあたりの信号エネルギー対雑音電力スペクトル密度比Ｅ_ｂ／Ｎ_０との間の関係は、Ｅ_ｓ／Ｎ_０＝１０ｌｏｇ_１０（Ｍ）＋Ｅ_ｂ／Ｎ_０［ｄＢ］である。なお、Ｍは１シンボルあたりのビット数を示す変調多値数（例えば、ＱＰＳＫではＭ＝２、１６ＱＡＭではＭ＝４）である。この計算機シミュレーション結果より、Ｅ_ｂ／Ｎ_０がいずれの場合でも、平均ビット誤り率１２は平均ビット誤り率１１よりも良い特性であることが分かる。このように、ＭＭＳＥ規範に基づくＴＨＰは、平均ＳＮＲが低い場合にはＳＮＲを改善し、平均ＳＮＲが高い場合には残留ＩＳＩを除去することで、誤り率特性を改善することができる。

次に、本実施の形態に係る無線送信装置および無線受信装置の構成について説明する。図６に本実施の形態に係る無線送信装置１００の構成を示し、図８に本実施の形態に係る無線受信装置２００の構成を示す。

まず、無線送信装置１００について説明する。図６に示す無線送信装置１００において、符号化部１０１は、送信データを符号化し、符号化後の送信データを変調部１０２へ出力する。

変調部１０２は、符号化部１０１から入力される符号化後の送信データを変調してデータシンボル系列を生成する。そして、変調部１０２は、データシンボル系列をプレコーディング部１０３へ出力する。

プレコーディング部１０３は、まず、変調部１０２から入力されるデータシンボル系列を、後述するＦＦＴ部１０５においてＦＦＴされるシンボル数（ＦＦＴブロック長）Ｎ_ｃの送信ブロック（データシンボルベクトルｓ）に分割する。そして、プレコーディング部１０３は、算出部１２０から入力される式（１４）に示す行列Ｂ（および行列Ｂ^−１）を用いて、送信ブロックに対してＭＭＳＥ規範に基づくＴＨＰ（以下、ＭＭＳＥ−ＴＨＰという）を行う。

図７はプレコーディング部１０３の内部構成を示すブロック図である。乗算部１３１は、算出部１２０から入力される行列Ｂを用いて、送信ブロック（データシンボルベクトルs）に｛ｄｉａｇ（Ｂ）｝^−１を乗算する。

加算器１３２は、乗算部１３１から入力される送信ブロックから、フィードバックフィルタ１３４から入力される信号成分を減算する。この減算により、送信ＦＤＥ後の残留ＩＳＩ成分が除去される。

Ｍｏｄｕｌｏ演算部１３３は、図２に示す入出力特性のＭｏｄｕｌｏ演算を、減算後の送信ブロックに施す。そして、Ｍｏｄｕｌｏ演算部１３３は、演算後の送信ブロックをフィードバックフィルタ１３４へ出力するとともに、乗算部１０４（図６）へ出力する。

フィードバックフィルタ１３４は、Ｍｏｄｕｌｏ演算部１３３から入力される送信ブロックに｛ｄｉａｇ（Ｂ）｝^−１（Ｂ−ｄｉａｇ（Ｂ））を乗算する。つまり、フィードバックフィルタ１３４では、フィルタリング処理を行うことにより、送信ブロックの残留ＩＳＩ成分のみが残る。そして、フィードバックフィルタ１３４は、フィルタリング後の信号成分を加算器１３２へ出力する。

そして、プレコーディング部１０３は、式（１）に示すＴＨＰ後の送信ブロックｘを乗算部１０４へ出力する。

乗算部１０４は、分解部１１９から入力されるユニタリ行列Ｑ（式（３））のエルミート転置行列Ｑ^Ｈ、および、算出部１２０において行列Ｂ（式（１４））の対角要素を用いて式（５）のように算出される電力正規化係数Ω（式（６））を、プレコーディング部１０３から入力されるＴＨＰ後の送信ブロックｘに乗算する。そして、乗算部１０４は、乗算後の送信ブロックΩＱ^ＨｘをＦＦＴ部１０５へ出力する。

ＦＦＴ部１０５は、乗算部１０４から入力される乗算後の送信ブロックΩＱ^Ｈｘに対してＮ_ｃポイントのＦＦＴを施して、ブロック長Ｎ_ｃの時間領域信号をＮ_ｃ個の周波数成分からなる周波数領域信号に変換する。そして、ＦＦＴ部１０５は、周波数領域信号をＦＤＥ部１０６へ出力する。

ＦＤＥ部１０６は、ウェイト演算部１１７から入力されるＦＤＥウェイトｗ（ｋ） （ｋ＝０〜Ｎ_ｃ−１）を用いて、ＦＦＴ部１０５から入力される周波数領域信号のＦＤＥを行う。具体的には、ＦＤＥ部１０６は、周波数領域信号の各周波数成分に対してＦＤＥウェイトｗ（ｋ）を乗算する。そして、ＦＤＥ部１０６は、ＦＤＥ後の周波数領域信号をＩＦＦＴ部１０７へ出力する。

ＩＦＦＴ部１０７は、ＦＤＥ部１０６から入力される周波数領域信号に対してブロック単位にＩＦＦＴ、つまり、Ｎ_ｃポイントのＩＦＦＴを行い時間領域信号である送信ブロックに変換する。そして、ＩＦＦＴ部１０７は、ＩＦＦＴ後の送信ブロック（送信データシンボルベクトルｓ’）を多重部１０８へ出力する。

多重部１０８は、ＩＦＦＴ部１０７から入力される送信ブロックとパイロット信号とを多重して、多重後の送信ブロックをＣＰ付加部１０９へ出力する。

ＣＰ付加部１０９は、多重部１０８から入力される送信ブロックの先頭にそのブロックの後端部分をＣＰとして付加する。

無線送信部１１０は、ＣＰ付加後の送信ブロックに対しＤ／Ａ変換、増幅およびアップコンバート等の無線送信処理を行ってアンテナ１１１から無線受信装置２００（図８）へ送信する。つまり、無線送信部１１０は、ＣＰを付加したＳＣ信号を無線受信装置２００へ送信する。

一方、無線受信部１１２は、無線受信装置２００（図８）から送信された信号をアンテナ１１１を介して受信し、この受信信号に対してダウンコンバート、Ａ／Ｄ変換等の無線受信処理を行う。そして、無線受信部１１２は、無線受信処理後の信号を復調部１１３へ出力する。なお、受信信号には、データ信号、および、平均ＳＮＲを示すＳＮＲ情報およびＣＩＲを示すＣＩＲ情報を含む制御信号が含まれる。

復調部１１３は、無線受信部１１２から入力される受信信号を復調して、復調後の信号を復号部１１４へ出力する。

復号部１１４は、復調部１１３から入力される信号を復号する。そして、復号部１１４は、復号後のデータ信号を受信データとして出力し、復号後の制御信号を抽出部１１５へ出力する。

抽出部１１５は、復号部１１４から入力される制御信号からＳＮＲ情報およびＣＩＲ情報を抽出する。そして、抽出部１１５は、抽出したＳＮＲ情報およびＣＩＲ情報を逆量子化部１１６へ出力する。

逆量子化部１１６は、抽出部１１５から入力されるＣＩＲ情報およびＳＮＲ情報を逆量子化してＣＩＲおよび平均ＳＮＲを得る。そして、逆量子化部１１６は、ＣＩＲをウェイト演算部１１７および等価チャネル行列演算部１１８へ出力し、平均ＳＮＲを算出部１２０へ出力する。

ウェイト演算部１１７は、逆量子化部１１６から入力されるＣＩＲを用いて、送信ブロックに対するＦＤＥに用いるＦＤＥウェイトｗ（ｋ） （ｋ＝０〜Ｎ_ｃ−１）を演算する。そして、ウェイト演算部１１７は、ＦＤＥウェイトｗ（ｋ）を等価チャネル行列演算部１１８およびＦＤＥ部１０６へ出力する。

等価チャネル行列演算部１１８は、ウェイト演算部１１７から入力されるＦＤＥウェイトおよび逆量子化部１１６から入力されるＣＩＲから形成される等価チャネルを示す等価チャネル行列を演算する。具体的には、等価チャネル行列演算部１１８は、式（５）に示すようにして、ＦＤＥウェイトｗ（ｋ）、および、ＣＩＲにＦＦＴを施すことにより得られるチャネル利得Ｈ（ｋ）を用いて、等価チャネル行列ｈ＾の各要素ｈ＾_ｌを演算して、式（４）に示す等価チャネル行列ｈ＾を生成する。そして、等価チャネル行列演算部１１８は、等価チャネル行列ｈ＾を分解部１１９へ出力する。

分解部１１９は、式（３）に示すように、等価チャネル行列演算部１１８から入力される等価チャネル行列ｈ＾をＬＱ分解することにより、下三角行列Ｌおよびユニタリ行列Ｑを得る。上述したように、下三角行列Ｌは、送信ブロックの前方の高いＳＮＲおよび送信ブロックの後方の低いＳＮＲを含む送信ブロックのＳＮＲを示す対角要素と送信ブロックの残留ＩＳＩを示す要素とからなる。そして、分解部１１９は、下三角行列Ｌを算出部１２０へ出力し、ユニタリ行列Ｑを乗算部１０４へ出力する。

算出部１２０は、分解部１１９から入力される下三角行列Ｌおよび逆量子化部１１６から入力される平均ＳＮＲを用いて、ＴＨＰ前の送信ブロックと無線受信装置２００における受信ブロックとの間の全シンボル合計平均二乗誤差を最小にする行列Ｂおよび行列Ｂの逆行列Ｂ^−１を算出する。具体的には、算出部１２０は、下三角行列Ｌおよび平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）を用いて式（１４）に示す行列Ｂおよび行列Ｂ^−１を算出する。また、算出部１２０は、算出した行列Ｂの対角要素ｂ_τ，τ （τ＝０〜Ｎ_ｃ−１）を用いて、式（６）に示す電力正規化係数Ωを算出する。そして、算出部１２０は、行列Ｂおよび行列Ｂ^−１をプレコーディング部１０３へ出力し、電力正規化係数Ωを乗算部１０４へ出力する。

次に、無線受信装置２００について説明する。図８に示す無線受信装置２００において、無線受信部２０２は、無線送信装置１００（図６）から送信されたＳＣ信号、つまり、ブロック単位のシンボル系列をアンテナ２０１を介して受信し、このシンボル系列に対してダウンコンバート、Ａ／Ｄ変換等の無線受信処理を施す。

ＣＰ除去部２０３は、無線受信処理後のシンボル系列からＣＰを除去し、ＣＰ除去後のシンボル系列（式（８）に示す受信信号ベクトルｒ）をＭｏｄｕｌｏ演算部２０４、チャネル推定部２０７およびＳＮＲ推定部２１０へ出力する。

Ｍｏｄｕｌｏ演算部２０４は、ＣＰ除去部２０３から入力されるシンボル系列にＭｏｄｕｌｏ演算を施し、演算後のシンボル系列（式（１０）に示す軟判定シンボルベクトル）を復調部２０５へ出力する。

復調部２０５は、Ｍｏｄｕｌｏ演算部２０４から入力されるシンボル系列を復調し、復調後のデータ信号を復号部２０６へ出力する。

復号部２０６は、復調部２０５から入力されるデータ信号を復号して受信データを得る。

チャネル推定部２０７は、ＣＰ除去部２０３から入力されるシンボル系列に多重されたパイロット信号を抽出し、抽出したパイロット信号を用いてＣＩＲを推定する。そして、チャネル推定部２０７は、推定したＣＩＲを量子化部２０８およびＳＮＲ推定部２１０へ出力する。

量子化部２０８は、ＣＩＲの通知に要する所定の通知ビット数を用いて、チャネル推定部２０７から入力されるＣＩＲを量子化し、量子化後のＣＩＲ（ビット列）を生成部２０９へ出力する。

生成部２０９は、量子化部２０８から入力される量子化後のＣＩＲを示すＣＩＲ情報を生成する。そして、生成部２０９は、生成したＣＩＲ情報を符号化部２１３へ出力する。

ＳＮＲ推定部２１０は、ＣＰ除去部２０３から入力されるシンボル系列に多重されたパイロット信号を抽出し、抽出したパイロット信号およびチャネル推定部２０７から入力されるＣＩＲを用いて平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）を推定する。そして、ＳＮＲ推定部２１０は、推定した平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）を量子化部２１１へ出力する。

量子化部２１１は、平均ＳＮＲの通知に要する所定の通知ビット数を用いて、ＳＮＲ推定部２１０から入力される平均ＳＮＲを量子化し、量子化後の平均ＳＮＲ（ビット列）を生成部２１２へ出力する。

生成部２１２は、量子化部２１１から入力される量子化後の平均ＳＮＲを示すＳＮＲ情報を生成する。そして、生成部２１２は、生成したＳＮＲ情報を符号化部２１３へ出力する。

符号化部２１３は、送信データと、生成部２０９から入力されるＣＩＲ情報および生成部２１２から入力されるＳＮＲ情報を含む制御信号とを符号化し、符号化後の信号を変調部２１４へ出力する。

変調部２１４は、符号化部２１３から入力される信号を変調して、変調後の信号を無線送信部２１５へ出力する。

無線送信部２１５は、変調部２１４から入力される信号に対し、Ｄ／Ａ変換、増幅およびアップコンバート等の無線送信処理を行ってアンテナ２０１から無線送信装置１００（図６）へ送信する。

このように、下三角行列Ｌ（図３）で示されるチャネルを無線通信する移動体通信において、無線送信装置１００は、無線受信装置２００から通知される平均ＳＮＲおよびＣＩＲに基づいて、残留ＩＳＩの除去およびＳＮＲの改善するＭＭＳＥ−ＴＨＰを行う。具体的には、ＭＭＳＥ−ＴＨＰは、平均ＳＮＲが低い場合にはＳＮＲの改善を優先的に行う。一方、ＭＭＳＥ−ＴＨＰは、平均ＳＮＲが高い場合、つまり、ＳＮＲの改善が不要な場合には残留ＩＳＩ除去を優先的に行う。すなわち、ＭＭＳＥ−ＴＨＰを用いることにより、平均ＳＮＲの変動に応じて、残留ＩＳＩ抑圧効果およびＳＮＲ改善効果の双方を得ることができる。

このように、本実施の形態によれば、無線送信装置は、送信ブロックと無線受信装置における受信ブロックとの間の全シンボル合計シンボル平均二乗誤差を最小にするＭＭＳＥ規範に基づくＴＨＰを行う。ＭＭＳＥ−ＴＨＰを用いることにより、ＦＤＥ後の残留ＩＳＩを除去しつつ、さらに、ＳＮＲを改善することで、ＦＤＥにＴＨＰを併用することによる送信ブロック後方の誤り率特性の劣化を防止することができる。よって、本実施の形態によれば、ＦＤＥにＴＨＰを併用する移動体通信において、データレートを低下させることなく誤り率特性の劣化を防ぐことができる。

また、本実施の形態によれば、無線送信装置は、無線受信装置より通知されるＣＩＲおよび平均ＳＮＲを用いて行列Ｂを算出する。すなわち、無線受信装置は、ＣＩＲおよび平均ＳＮＲのみを無線送信装置に通知すればよいため、伝送効率を改善することができる。

また、本実施の形態によれば、無線送信装置は、式（６）に示すように、行列Ｂの対角要素を用いて電力正規化係数を算出する。これにより、無線送信装置は、行列Ｂを用いてＴＨＰを行った送信ブロックに対して、正確な電力正規化係数Ωを用いて送信電力制御処理を行うことができる。

なお、本実施の形態では、周波数領域で送信等化処理を行うＦＤＥと、ＭＭＳＥ−ＴＨＰとを併用する場合について説明した。しかし、本発明では、時間領域での送信等化処理とＭＭＳＥ−ＴＨＰとを併用する構成を用いてもよい。図９に、時間領域での送信等化処理とＭＭＳＥ−ＴＨＰとを併用する無線送信装置３００の構成を示す。なお、図９において図６と共通する部分には、図６と同一の符号を付し説明を省略する。図９と図６との間で異なる点は、図６におけるウェイト演算部１１７に時間領域の送信等化ウェイトを演算する処理を新たに追加した点、および、図６におけるＦＦＴ部１０５、ＦＤＥ部１０６およびＩＦＦＴ部１０７を巡回畳み込み演算部３０１に置き換えた点である。具体的には、図９に示す無線送信装置３００のウェイト演算部１１７は、逆量子化部１１６から入力されるＣＩＲ（または、ＣＩＲおよび平均ＳＮＲ）を用いて、送信ブロックに対するＦＤＥに用いるＦＤＥウェイトｗ（ｋ） （ｋ＝０〜Ｎ_ｃ−１）を演算する。さらに、ウェイト演算部１１７は、ＦＤＥウェイトｗ（ｋ）に対してＩＦＦＴを行うことにより、ＦＤＥウェイトｗ（ｋ）を時間領域成分に変換して、時間領域の送信等化ウェイトを算出する。そして、ウェイト演算部１１７は、時間領域の送信等化ウェイトを巡回畳み込み演算部３０１に出力し、ＦＤＥウェイトｗ（ｋ）を等価チャネル行列演算部１１８に出力する。巡回畳み込み演算部３０１は、乗算部１０４から入力される乗算後の送信ブロックΩＱ^Ｈｘと、ウェイト演算部１１７から入力される時間領域の送信等化ウェイトとの巡回畳み込み演算を行うことにより、送信ブロックを時間領域で等化する。そして、巡回畳み込み演算部３０１は、巡回畳み込み演算後の送信ブロック（送信データシンボルベクトルｓ’）を多重部１０８に出力する。これにより、時間領域での送信等化処理とＭＭＳＥ−ＴＨＰとを併用することが可能となり、本実施の形態と同様の効果を得ることができる。

また、本実施の形態では、無線送信装置がＴＨＰ前の送信ブロックと無線受信装置における受信ブロックとの間のシンボル毎の平均二乗誤差の全シンボル合計を最小にする行列Ｂを用いてＴＨＰを行う場合について説明した。しかし、本発明では、無線送信装置は、ＴＨＰ前の送信ブロックと無線受信装置における受信ブロックとの間のシンボル毎の平均二乗誤差を重み付けし、重み付け後の平均二乗誤差の全シンボル合計を最小にする行列Ｂを用いてＴＨＰを行ってもよい。例えば、送信ブロック内のシンボル毎の平均二乗誤差に対する重み付け係数α_ｉ（ｉ＝０〜Ｎ_ｃ−１）を用いて、次式（１５）に示す全シンボル合計平均二乗誤差ｅを定義すればよい。

これにより、無線送信装置は、例えば、送信ブロック内のシンボル毎の平均二乗誤差の重要度に応じた重み付け係数α_ｉ（ｉ＝０〜Ｎ_ｃ−１）をシンボル毎の平均二乗誤差に重み付けすることにより、残留ＩＳＩ抑圧効果およびＳＮＲ改善効果の双方をより効果的に得ることができる。

例えば、送信ブロック内のシンボル毎の平均二乗誤差に対する重み付けにおいて、無線送信装置は、重み付け係数α_ｉ（ｉ＝０〜Ｎ_ｃ−１）を下三角行列Ｌの対角要素の大きさに応じて設定してもよい。例えば、下三角行列Ｌの対角要素が大きい場合（すなわち、チャネル品質が高い場合）、チャネルにおける誤差が送信ブロック内のシンボルに与える影響が小さいのに対し、下三角行列Ｌの対角要素が小さい場合（すなわち、チャネル品質が低い場合）、チャネルにおける誤差が送信ブロック内のシンボルに与える影響は大きい。すなわち、下三角行列Ｌの対角要素が小さいほど（すなわち、チャネル品質が低いほど）、その対角要素に対応するシンボルの平均二乗誤差の重要度がより高くなる。よって、下三角行列Ｌの対角要素が小さいほど（すなわち、チャネル品質が低いほど）、重み付け係数α_ｉ（ｉ＝０〜Ｎ_ｃ−１）の値を大きくしてもよい。これにより、送信ブロック内のシンボル毎のチャネル品質（例えばＳＮＲ）を示す対角要素の影響を、送信ブロック内のシンボル毎の平均二乗誤差に反映させることができるため、ＳＮＲ改善効果をさらに得ることができる。

また、本実施の形態のように下三角行列Ｌの対角要素が、送信ブロック前方の高いチャネル品質（例えばＳＮＲ）および送信ブロックの後方の低いチャネル品質（例えばＳＮＲ）を含む送信ブロックのチャネル品質（ＳＮＲ）を示す場合には、無線送信装置は、送信ブロックの後方のシンボルに対応する重み付け係数α_ｉ（ｉ＝Ｎ_ｃ−１）ほど、より大きい値を設定してもよい。これにより、下三角行列Ｌの対角要素の影響を、送信ブロック内のシンボル毎の平均二乗誤差に反映させることができるため、ＳＮＲ改善効果をさらに得ることができる。

（実施の形態２）
本実施の形態では、１対多（point-to-multipoint）の無線通信（例えば、基地局から複数の移動通信端末への下り回線伝送）または多対１（multipoint-to-point）の無線通信（例えば、複数の移動通信端末から基地局への上り回線伝送）を行う場合について説明する。

図１０に、本発明に係るＭＭＳＥ規範に基づくＴＨＰで用いる行列Ｂの対角要素（実線）および下三角行列Ｌの対角要素（点線）を示す。図１０に示すように、行列Ｂの対角要素（つまり、送信ブロックを構成する各シンボルの受信品質）は、Ｅ_ｂ／Ｎ_０に応じて、特性が変動する。例えば、図１０に示すように、Ｅ_ｂ／Ｎ_０＝０ｄＢの場合、送信ブロックの末尾付近では、行列Ｂの対角要素の値が急激に大きくなる。また、Ｅ_ｂ／Ｎ_０＝５ｄＢの場合、送信ブロック内の行列Ｂの対角要素がほぼ一定となる。

ここで、Ｅ_ｂ／Ｎ_０が高い場合（例えば、Ｅ_ｂ／Ｎ_０＝２０の場合）、すなわち、無線送信装置と無線受信装置との距離が近い場合、無線送信装置は、送信電力制御により、送信電力を小さくして送信ブロックを無線受信装置に送信する。この場合、無線送信装置および無線受信装置を含む複数の無線通信装置で同一周波数を利用する移動体通信システムでも、無線送信装置が送信する送信ブロックが、他の異なる無線通信装置に与える干渉は小さい。一方、Ｅ_ｂ／Ｎ_０が低い場合（例えば、Ｅ_ｂ／Ｎ_０＝０の場合）、すなわち、無線送信装置と無線受信装置との距離が遠い場合、無線送信装置は、送信電力制御により、送信電力を大きくして送信ブロックを無線受信装置に送信する。この場合、複数の無線通信装置で同一周波数を利用する移動体通信システムでは、無線送信装置が送信する送信ブロックが他の異なる無線通信装置（例えば、無線送信装置との距離が無線受信装置よりも近い無線通信装置）に対して干渉を与えてしまう。特に、図１０に示すＥ_ｂ／Ｎ_０＝０の場合、送信ブロックの末尾付近のシンボルの送信電力は、送信ブロック内の末尾付近のシンボル以外のシンボルの送信電力よりもさらに大きくなってしまう。よって、他の異なる無線通信装置は、送信ブロック内のシンボル毎に異なる大きさの干渉を受ける。

各無線通信装置は、受信品質に応じてＭＣＳ（Modulation and channel Coding Scheme）セット（すなわち、変調方式および符号化率のセット）を選択する適応変調符号化（ＡＭＣ：Adaptive Modulation and channel Coding）制御を、受信信号電力のみでなく干渉電力にも基づいて行う。よって、送信ブロック内で大きさが異なる干渉が発生すると、各無線通信装置では最適なＭＣＳセットを選択できなくなるため、正常なＡＭＣ制御を行うことができなくなる。そのため、移動体通信システムのシステムスループットが劣化してしまう。ここで、互いに異なる無線通信装置間で干渉の情報をやり取りすることで、同一周波数を利用する複数の無線通信装置が受ける干渉を最小化する制御が考えられる。しかし、このような制御を行う場合には、複雑な制御処理および計算処理を行う必要がある。

そこで、本実施の形態では、無線送信装置は、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）にオフセットを与えた平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）および下三角行列Ｌを用いて、行列Ｂを算出する。

以下、具体的に説明する。図１１に本実施の形態に係る無線送信装置４００の構成を示す。なお、図１１において、図６に示した構成部と同一の構成部には同一符号を付し説明を省略する。

図１１に示す無線送信装置４００の判断部４０１は、逆量子化部１１６から入力される平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）に応じて、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）にオフセットを与えるか否かを判断する。例えば、逆量子化部１１６から入力される平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）が所定の閾値よりも低く、その平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）から算出される行列Ｂの対角要素が送信ブロック内で急激に変動する場合（例えば、図１０に示すＥ_ｂ／Ｎ_０＝０ｄＢの場合）、判断部４０１は平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）にオフセットを与えると判断する。そして、判断部４０１は、算出部１２０に対して、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）にオフセットを与えるように指示する。

算出部１２０は、判断部４０１から平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）にオフセットを与えるように指示された場合、逆量子化部１１６から入力される平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）にオフセットを与える。そして、算出部１２０は、オフセットを与えた平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）、および、下三角行列Ｌを用いて、式（１４）に示す行列Ｂを算出する。すなわち、算出部１２０は、他の無線通信装置に与える干渉が大きく、かつ、送信ブロック内で干渉の大きさが急激に変動する場合には、実際の平均ＳＮＲと異なる平均ＳＮＲを用いて行列Ｂを算出する。

具体的には、まず、算出部１２０は、Ｅ_ｂ／Ｎ_０のオフセット値Δ_ｂを設定する。そして、算出部１２０は、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０＝１０ｌｏｇ_１０（Ｍ）＋Ｅ_ｂ／Ｎ_０［ｄＢ］）にオフセット値Δ_ｂを与えた平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０＝１０ｌｏｇ_１０（Ｍ）＋Ｅ_ｂ／Ｎ_０＋Δ_ｂ［ｄＢ］）を用いて、式（１４）に示す行列Ｂを算出する。

例えば、送信ブロック内で行列Ｂの対角要素が急激に変動するＥ_ｂ／Ｎ_０＝０ｄＢの場合、算出部１２０は、オフセット値Δ_ｂ＝５ｄＢに設定する。これにより、算出部１２０は、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０＝１０ｌｏｇ_１０（Ｍ）＋０［ｄＢ］）にオフセット値Δ_ｂ＝５ｄＢを与えた平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０＝１０ｌｏｇ_１０（Ｍ）＋０＋５［ｄＢ］）を用いて、式（１４）に示す行列Ｂを算出する。すなわち、Ｅ_ｂ／Ｎ_０＝０ｄＢの場合、算出部１２０は、図１０に示すＥ_ｂ／Ｎ_０＝５ｄＢにおける行列Ｂを算出する。図１０に示すように、Ｅ_ｂ／Ｎ_０＝５ｄＢにおける行列Ｂの対角要素は、送信ブロック内で受信品質がほぼ一定となる。

このように、無線送信装置４００は、図１０に示すＥ_ｂ／Ｎ_０＝０ｄＢのように、行列Ｂの対角要素が送信ブロック内で急激に変動する場合でも、平均ＳＮＲにオフセットを与えてＭＭＳＥ−ＴＨＰを行うことで、送信ブロック内の受信品質の変動を抑えることができる。これにより、他の異なる無線通信装置が受ける干渉の送信ブロック内での急激な変動を抑圧することができるため、他の異なる無線通信装置は、正常にＡＭＣ制御を行うことができる。よって、移動体通信システムのシステムスループットの劣化を防止することができる。

なお、本実施の形態では、算出部１２０は平均ＳＮＲにオフセットを与えて、実際の平均ＳＮＲとは異なる平均ＳＮＲを用いて行列Ｂを算出する。すなわち、式（１４）において、実際の値とは異なるＥ_ｓ／Ｎ_０を用いるため、算出される行列Ｂを用いるＭＭＳＥ−ＴＨＰでは、最適なＳＮＲ改善効果を得ることができない。しかし、算出部１２０が平均ＳＮＲにオフセットを与える場合でも、下三角行列Ｌは実際のＣＩＲを用いて得られるため、ＩＳＩ抑圧効果が大幅に劣化することはない。

このように、本実施の形態によれば、行列Ｂの対角要素が送信ブロック内で変動する場合、無線送信装置は、平均ＳＮＲにオフセットを与えた平均ＳＮＲを用いて行列Ｂを算出する。これにより、送信ブロック内の受信品質が平滑化される。すなわち、他の異なる無線通信装置が与える干渉は送信ブロック内で急激に変動することがなくなる。よって、本実施の形態によれば、複数の無線通信装置が同一周波数を用いて同時に通信している場合でも、各無線通信装置は、正常にＡＭＣ制御を行うことができるため、移動体通信システムのシステムスループットの劣化を防止することができる。

なお、本実施の形態では、算出部１２０がＥ_ｂ／Ｎ_０のオフセット値Δ_ｂを用いて、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）にオフセットを与える場合について説明した。しかし、本発明では、算出部１２０は、平均ＳＮＲのオフセット値Δ_ＳＮＲまたはＥ_ｓ／Ｎ_０のオフセット値Δ_Ｓを用いて、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）またはＥ_ｓ／Ｎ_０にオフセットを与えてもよい。例えば、算出部１２０は、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）に平均ＳＮＲのオフセット値Δ_ＳＮＲを与えた平均ＳＮＲ＋Δ_ＳＮＲ［ｄＢ］と、下三角行列Ｌとを用いて行列Ｂを算出してもよく、Ｅ_ｓ／Ｎ_０にＥ_ｓ／Ｎ_０のオフセット値Δ_Ｓを与えたＥ_ｓ／Ｎ_０＋Δ_Ｓ［ｄＢ］と、下三角行列Ｌとを用いて行列Ｂを算出してもよい。これにより、本実施の形態と同様の効果を得ることができる。

また、本実施の形態では、さらに、ＡＭＣ制御において選択するＭＣＳセットをオフセット値に基づいて変更してもよい。具体的には、無線通信基地局装置（以下、基地局という）に搭載された無線送信装置が、ある無線通信移動局装置（以下、移動局という）に搭載された無線通信装置に対して、平均ＳＮＲにオフセットを与えた平均ＳＮＲより算出した行列Ｂを用いてＭＭＳＥ−ＴＨＰ送信する場合、基地局は平均ＳＮＲに与えたオフセット値の絶対値が増加するほど、データ伝送速度が低いＭＣＳセットをその移動局に対して使用するように変更してもよい。例えば、オフセット値の絶対値が増加した場合、基地局は、（変調方式：１６ＱＡＭ、符号化率１／２）のＭＣＳセットから（変調方式：ＱＰＳＫ、符号化率１／３）のＭＣＳセットに変更してデータ伝送速度を下げてもよい。これにより、本実施の形態と同様の効果を得つつ、実際のチャネルと異なるＥ_ｂ／Ｎ_０（または、Ｅ_ｓ／Ｎ_０、平均ＳＮＲ）を用いて算出された行列Ｂを用いることにより生じる受信品質の劣化を補償することができる。

また、本実施の形態では、通信システム内の無線通信装置の数（または、トラフィック量）に応じてオフセット値の変動幅を適応的に変化させてもよい。例えば、基地局に搭載された無線送信装置は、通信システム内の無線通信装置（例えば、自装置との通信を確立している無線通信装置）の数（または、トラフィック量）が所定の閾値よりも多いと判断した場合には、オフセット値の変動幅を大きくすることにより、オフセット値の変動幅を適応的に制御してもよい。また、無線送信装置が移動局に搭載される場合、基地局が通信システム内の無線通信装置（例えば、自局との通信を確立している無線通信装置）の数（または、トラフィック量）が所定の閾値よりも少ないと判断した場合には、基地局は、オフセット値の変動幅を小さくするように、移動局に指示することにより、オフセット値の変動幅を適応的に制御してもよい。これにより、通信システム内の無線通信装置の数（または、トラフィック量）が多い場合には、他の無線通信装置に与える干渉の送信ブロック内の変動を低減することができる。また、通信システム内の無線通信装置の数（または、トラフィック量）が少ない場合には、他の無線通信装置が正常にＡＭＣ制御できなくても、通信システム全体に与える影響は小さい。よって、無線送信装置は、オフセット値の変動幅を小さくして実際の平均ＳＮＲに近い平均ＳＮＲを用いることで、自装置のＭＭＳＥ−ＴＨＰの性能劣化、すなわち、自装置のＳＮＲ改善効果および残留ＩＳＩ抑圧効果の劣化を抑えることができる。このように、通信システム内の無線通信装置の数（または、トラフィック量）に応じてオフセット値の変動幅を適応的に変化させることで、システムスループットの劣化をさらに抑えることができる。

また、本実施の形態では、さらに、送信電力制御において設定する送信ブロック全体の送信電力をオフセット値に基づいて変更してもよい。例えば、基地局に搭載された無線送信装置が、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）にオフセットを与えた平均ＳＮＲより算出した行列Ｂを用いて、ある移動局に搭載された無線通信装置に対してＭＭＳＥ−ＴＨＰ送信する場合には、基地局は、オフセット値の絶対値が増加するほど、その移動局に対する送信ブロック内の全シンボルに与える送信電力を一定に増加してもよい。これにより、本実施の形態と同様の効果を得つつ、実際のチャネルのＥ_ｂ／Ｎ_０（または、Ｅ_ｓ／Ｎ_０、平均ＳＮＲ）と異なるＥ_ｂ／Ｎ_０（または、Ｅ_ｓ／Ｎ_０、平均ＳＮＲ）を用いて算出された行列Ｂを用いることにより生じる受信品質の劣化を補償することができる。

（実施の形態３）
式（１４）において、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）が低い場合、Ｂ^−１は（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）Ｌ^Ｈに漸近（または、Ｂは（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）^−１Ｌ^−Ｈに漸近）し、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）が高い場合、Ｂ^−１はＬ^−１に漸近（または、ＢはＬに漸近）する。すなわち、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）が高くなるほど、ＭＭＳＥ−ＴＨＰでは平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）の重要度が低くなる。換言すると、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）が低くなるほど、ＭＭＳＥ−ＴＨＰでは、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）の重要度が高くなる。

このように、本発明に係るＭＭＳＥ−ＴＨＰでは、平均ＳＮＲに応じて、ＩＳＩ抑圧効果またはＳＮＲ改善効果を得るように動作するため、無線受信装置より通知される通知情報の重要度も平均ＳＮＲに応じて変化する。すなわち、下三角行列Ｌを得るために必要なＣＩＲ情報の重要度および平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）を得るために必要なＳＮＲ情報の重要度は、平均ＳＮＲに応じて変化する。

なお、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）がいずれの場合でも、下三角行列Ｌが行列Ｂの算出に与える影響は大きい。よって、平均ＳＮＲに応じた重要度の変化は、下三角行列Ｌよりも平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）の方が大きくなる。

そこで、本実施の形態では、平均ＳＮＲに応じて、無線受信装置から無線送信装置へ通知される平均ＳＮＲ（すなわち、ＳＮＲ情報）の通知方法を切り替える。

以下、本実施の形態における平均ＳＮＲの通知方法１および２について説明する。

（通知方法１）
本通知方法では、平均ＳＮＲの通知の周期を、平均ＳＮＲが高いほどより長くする。

本通知方法に係る無線送信装置および無線受信装置の構成について説明する。図１２に本通知方法に係る無線受信装置５００の構成を示し、図１３に本通知方法に係る無線送信装置６００の構成を示す。なお、図１２および図１３において、図６および図８に示した構成部と同一の構成部には同一符号を付し説明を省略する。

図１２に示す無線受信装置５００において、制御部５０１には、平均ＳＮＲがＳＮＲ推定部２１０から入力される。制御部５０１は、平均ＳＮＲに基づいて、平均ＳＮＲを通知する通知周期を制御する。具体的には、制御部５０１は、図１４に示す平均ＳＮＲと平均ＳＮＲの通知間隔との対応関係を示すテーブルを参照して、平均ＳＮＲの通知間隔を決定する。ここで、図１４では、通知間隔Ｔ_ＳＮＲ（０）が最も小さく、通知間隔Ｔ_ＳＮＲ（９）が最も大きい。また、通知間隔Ｔ_ＳＮＲ（０）〜Ｔ_ＳＮＲ（９）は、最小の通知間隔から昇順に設定されている。つまり、通知間隔Ｔ_ＳＮＲ（０）〜Ｔ_ＳＮＲ（９）は、通知間隔Ｔ_ＳＮＲ（ｉ）≦通知間隔Ｔ_ＳＮＲ（ｉ＋１） （ｉ＝０〜８）の関係を有する。すなわち、図１４に示す平均ＳＮＲと平均ＳＮＲの通知間隔との対応関係では、平均ＳＮＲが高いほど、平均ＳＮＲの通知間隔はより大きくなる。つまり、平均ＳＮＲの通知周期は、平均ＳＮＲが高いほどより長い。そして、制御部５０１は、決定した通知間隔を生成部２１２へ出力する。

生成部２１２は、制御部５０１から入力される通知間隔でＳＮＲ情報を生成し、ＳＮＲ情報を符号化部２１３へ出力する。

無線送信部２１５は、制御部５０１で決定された通知周期で、平均ＳＮＲを示すＳＮＲ情報を無線送信装置６００に送信する。

一方、図１３に示す無線送信装置６００の無線受信部１１２は、無線受信装置５００（図１２）より平均ＳＮＲを示すＳＮＲ情報の通知を受信する。ここで、ＳＮＲ情報の通知の周期は、平均ＳＮＲが高いほどより長い。

制御部６０１は、無線受信装置５００の制御部５０１が保持するテーブル（図１４）と同一のテーブルを保持する。そして、制御部６０１は、例えば、図１４のテーブルに示される通知間隔のうち、最小の通知間隔Ｔ_ＳＮＲ（０）を抽出部１１５へ出力する。

抽出部１１５は、制御部６０１から入力される通知間隔で、復号部１１４から入力される制御信号に含まれるＳＮＲ情報を抽出する。具体的には、抽出部１１５は、最小の通知間隔Ｔ_ＳＮＲ（０）で制御情報をブラインド判定してＳＮＲ情報を抽出する。これにより、抽出部１１５では、無線受信装置５００からのＳＮＲ情報の通知間隔がいずれの場合でも確実にＳＮＲ情報を抽出することができる。

これにより、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）がより低い場合（つまり、行列Ｂ^−１が（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）Ｌ^Ｈに漸近する場合）、無線送信装置６００では、より短い通知周期で平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）を受信する。このため、無線送信装置６００は、より新しい平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）、つまり、現時点でのチャネルの状態を反映した平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）を用いて行列Ｂを算出することで、ＭＭＳＥ−ＴＨＰの性能を向上させることができる。

これに対し、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）がより高い場合（つまり、行列Ｂ^−１がＬ^−１に漸近する場合）、無線送信装置６００では、より長い通知周期で平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）を受信する。ここで、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）がより高い場合には平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）が行列Ｂの算出に与える影響は小さくなる。そのため、無線送信装置６００では、ＭＭＳＥ−ＴＨＰの性能を劣化させることなく、平均ＳＮＲを通知するための通知量（すなわち、平均ＳＮＲを通知するために要するビット数）を削減することができる。

このように、本通知方法によれば、平均ＳＮＲが高いほど、平均ＳＮＲの通知の周期をより長くする。これにより、無線送信装置は、ＭＭＳＥ−ＴＨＰの性能を劣化させることなく、無線受信装置より通知される制御情報の情報量を削減することができる。

なお、本通知方法では、平均ＳＮＲが高くなるほど、平均ＳＮＲの通知周期をより長くする場合について説明した。しかし、本発明では、平均ＳＮＲが高くなるほど、平均ＳＮＲの通知周期をより長くするとともにＣＩＲの通知周期をより短くしてもよい。これにより、無線送信装置または無線受信装置が高速移動している場合、無線送信装置は、高速に変動するＣＩＲを高い精度で取得することができる。このため、無線送信装置は、高速移動環境下においても、通知情報量を増加させることなく最適なＭＭＳＥ−ＴＨＰを行うことができる。

また、本通知方法では、無線受信装置５００は、制御部５０１が決定した通知間隔で平均ＳＮＲを示すＳＮＲ情報を送信し、無線送信装置６００は、複数の通知間隔のうち、最小の通知間隔毎に制御信号をブラインド判定することにより平均ＳＮＲを示すＳＮＲ情報を抽出する場合について説明した。しかし、本発明では、無線受信装置５００は、制御部５０１が決定した通知間隔を示す通知周期番号（例えば、図１４に示す通知周期番号０〜９）を制御情報として無線送信装置６００に通知してもよい。これにより、無線送信装置６００の制御部６０１は、受信した通知周期番号に基づいて通知間隔を特定することができる。そして、抽出部１１５は、制御部６０１が特定した通知間隔毎に平均ＳＮＲを示すＳＮＲ情報を抽出する。これにより、無線送信装置６００は、ブラインド判定することなく、平均ＳＮＲを得ることができる。

（通知方法２）
本通知方法では、平均ＳＮＲの通知の情報量を、平均ＳＮＲが高いほどより少なくする。

本通知方法に係る無線送信装置および無線受信装置の構成について説明する。図１５に本通知方法に係る無線受信装置７００の構成を示し、図１６に本通知方法に係る無線送信装置８００の構成を示す。なお、図１５および図１６において、図６および図８に示した構成部と同一の構成部には同一符号を付し説明を省略する。

図１５に示す無線受信装置７００において、制御部７０１には、平均ＳＮＲがＳＮＲ推定部２１０から入力される。制御部７０１は、平均ＳＮＲに基づいて平均ＳＮＲの通知の情報量、つまり、平均ＳＮＲの通知に要するビット数を制御する。具体的には、制御部７０１は、図１７に示す平均ＳＮＲと平均ＳＮＲの通知ビット数との対応関係を示すテーブルを参照して、平均ＳＮＲの通知ビット数を決定する。ここで、図１７では、通知ビット数Ｎ_ＳＮＲ（０）が最も多く、通知ビット数Ｎ_ＳＮＲ（９）が最も少ない。また、通知ビット数Ｎ_ＳＮＲ（０）〜Ｎ_ＳＮＲ（９）は、最も多い通知ビット数から降順に設定される。つまり、通知ビット数Ｎ_ＳＮＲ（０）〜Ｎ_ＳＮＲ（９）は、通知ビット数Ｎ_ＳＮＲ（ｉ）≧通知ビット数Ｎ_ＳＮＲ（ｉ＋１） （ｉ＝０〜８）の関係を有する。すなわち、図１７に示す平均ＳＮＲと平均ＳＮＲの通知ビット数との対応関係では、平均ＳＮＲの通知ビット数は、平均ＳＮＲが高いほどより少なくなる。そして、制御部７０１は、決定した通知ビット数を量子化部２１１へ出力する。

量子化部２１１は、制御部７０１から入力される通知ビット数を用いて、ＳＮＲ推定部２１０から入力される平均ＳＮＲを量子化する。

無線送信部２１５は、制御部７０１で決定された通知ビット数の平均ＳＮＲを示すＳＮＲ情報を無線送信装置８００に送信する。

一方、図１６に示す無線送信装置８００の無線受信部１１２は、無線受信装置７００（図１５）より平均ＳＮＲを示すＳＮＲ情報の通知を受信する。ここで、ＳＮＲ情報に示される平均ＳＮＲの情報量（通知ビット数）は、平均ＳＮＲが高いほどより少ない。

制御部８０１は、無線受信装置７００の制御部７０１が保持するテーブル（図１７）と同一のテーブルを保持する。そして、制御部８０１は、例えば、図１７のテーブルに示される通知間隔のうち、所定の数またはすべての通知ビット数を逆量子化部１１６へ出力する。

逆量子化部１１６は、制御部８０１から入力される通知ビット数を用いて、ＳＮＲ情報を逆量子化して平均ＳＮＲを得る。具体的には、逆量子化部１１６は、正常にＳＮＲ情報を逆量子化できるまで、異なる通知ビット数を順に用いてＳＮＲ情報を逆量子化する。

これにより、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）がより低い場合（つまり、行列Ｂ^−１が（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）Ｌ^Ｈに漸近する場合）、無線送信装置８００では、より多い通知ビット数で量子化された平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）を受信する。これにより、無線送信装置８００は、より精度が高い平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）を用いて行列Ｂを算出することで、ＭＭＳＥ−ＴＨＰの性能を向上させることができる。

これに対し、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）がより高い場合（つまり、行列Ｂ^−１がＬ^−１に漸近する場合）、無線送信装置８００では、より少ない通知ビット数で量子化された平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）を受信する。通知方法１と同様、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）がより高い場合には平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）が行列Ｂの算出に与える影響は小さくなる。よって、無線送信装置８００では、ＭＭＳＥ−ＴＨＰの性能を劣化させることなく、平均ＳＮＲを通知するための通知量（すなわち、平均ＳＮＲを通知するために要するビット数）を削減することができる。

このように、本通知方法によれば、平均ＳＮＲが高いほど、平均ＳＮＲの通知の情報量をより少なくする。これにより、通知方法１と同様、無線送信装置は、ＭＭＳＥ−ＴＨＰの性能を劣化させることなく、無線受信装置より通知される制御情報の情報量を削減することができる。

なお、本通知方法では、平均ＳＮＲが高くなるほど、平均ＳＮＲの通知ビット数をより少なくする場合について説明した。しかし、本発明では、平均ＳＮＲが高くなるほど、平均ＳＮＲの通知ビット数をより少なくするとともにＣＩＲの通知ビット数をより多くしてもよい。これにより、無線送信装置は、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）がより高い場合（つまり、行列Ｂ^−１がＬ^−１に漸近する場合）、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）よりも重要な情報であるＣＩＲを高い精度で取得することができる。このため、無線送信装置は、通知情報量を増加させることなくＭＭＳＥ−ＴＨＰの性能を向上させることができる。

また、本通知方法では、無線受信装置７００は、制御部７０１が決定した通知ビット数で平均ＳＮＲを量子化し、無線送信装置８００は、複数の通知ビット数のうち、いずれかの通知ビット数から順にＳＮＲ情報を逆量子化する場合について説明した。しかし、本発明では、無線受信装置７００は、制御部７０１が決定した通知ビット数を示す通知ビット数番号（例えば、図１７に示す通知ビット数番号０〜９）を制御情報として無線送信装置８００に通知してもよい。これにより、無線送信装置８００の制御部８０１は、受信した通知ビット数番号に基づいて通知ビット数を特定することができる。そして、逆量子化部１１６は、制御部８０１が特定した通知ビット数を用いてＳＮＲ情報を逆量子化する。これにより、無線送信装置８００は、複数の通知ビット数を順に逆量子化することなく、平均ＳＮＲを得ることができる。

以上、本実施の形態における平均ＳＮＲの通知方法１および２について説明した。

このようにして、本実施の形態によれば、平均ＳＮＲに応じて、平均ＳＮＲの通知方法を切り替えることで、実施の形態１と同様の効果を得つつ、無線受信装置から無線送信装置へ通知する制御信号の情報量を削減することができる。

なお、本実施の形態では、平均ＳＮＲに応じて、平均ＳＮＲの通知方法を切り替える場合について説明したが、本発明では、平均ＳＮＲに応じてＣＩＲの通知方法を切り替えてもよい。上述したように、平均ＳＮＲが低いほど、ＭＭＳＥ−ＴＨＰはＩＳＩ抑圧効果よりもＳＮＲ改善効果を得るように動作する。すなわち、平均ＳＮＲが低いほど、式（１４）に示す行列Ｂの算出において、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）が高い場合の下三角行列Ｌよりも平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）が低い場合の下三角行列Ｌの重要度の方が低くなる。そこで、例えば、平均ＳＮＲが低いほど、ＣＩＲの通知の周期を長くしてもよい。また、平均ＳＮＲが低いほど、ＣＩＲの通知ビット数をより少なくしてもよい。これにより、ＭＭＳＥ−ＴＨＰの性能を劣化させることなく、ＣＩＲを通知するための情報量を削減することができる。

また、本実施の形態では、送信ＦＤＥとＭＭＳＥ−ＴＨＰとを併用する場合について説明したが、ＭＭＳＥ規範の送信信号処理（ＭＭＳＥ規範の送信等化等）を用いる場合においても上記通知方法１および２を適用してもよい。これにより、ＭＭＳＥ規範の送信信号処理の性能を劣化させることなく、無線受信装置から無線送信装置へ通知する制御信号の情報量を削減することができる。

以上、本発明の実施の形態について説明した。

なお、本発明の無線送信装置および無線受信装置は、移動体通信システム等で使用される無線通信移動局装置や無線通信基地局装置に用いて好適である。本発明の無線送信装置および無線受信装置を無線通信移動局装置や無線通信基地局装置に搭載することにより、上記同様の作用および効果を有する無線通信移動局装置および無線通信基地局装置を提供することができる。

また、上記実施の形態では、本発明をハードウェアで構成する場合を例にとって説明したが、本発明はソフトウェアで実現することも可能である。

また、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用してもよい。

さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。

２００８年９月１２日出願の特願２００８−２３４９７９の日本出願に含まれる明細書、図面および要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。

本発明は、移動体通信システム等に適用することができる。

本発明は、無線送信装置およびプレコーディング方法に関する。

近年、携帯電話システム等に代表される無線通信システムにおいては、サービス形態が多様化し、音声データのみならず、静止画像データ、動画像データ等の大容量データを高速かつ高品質で無線伝送することが要求される。

高速な無線伝送を移動体通信で行うと、通信チャネルは遅延時間が互いに異なる複数のパスからなる周波数選択性フェージングチャネルになることが知られている。よって、例えば、移動体通信におけるシングルキャリア（ＳＣ：Single-Carrier）伝送では、先行するシンボルが後続のシンボルに対して干渉する符号間干渉（ＩＳＩ：InterSymbol Interference）が発生して誤り率特性が大幅に劣化する（例えば、非特許文献１）。

ＩＳＩの影響を除去して誤り率特性を改善するための技術として等化技術がある。例えば、等化技術として、無線受信装置で用いる周波数領域等化（ＦＤＥ：Frequency Domain
Equalization）がある。ＦＤＥでは、受信ブロックを高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）によって直交周波数成分に分解し、各周波数成分に対しチャネル伝達関数の逆数に近い等化重み（ＦＤＥウェイト）を乗算した後、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier Transform）によって時間領域信号に変換する。このＦＤＥにより、受信ブロックのスペクトルの歪みを補償することができ、その結果、ＩＳＩが低減されて誤り率特性が改善される。

ここで、携帯電話等の移動通信端末装置では、基本的にバッテリで駆動するため、それに搭載される無線受信装置の消費電力はより低いことが好ましい。また、携帯電話等の移動通信端末装置は小型化されることが好ましいため、それに搭載される無線受信装置のより一層の小型化が望まれる。

そこで、ＩＳＩの影響を除去しつつ、簡易な構成からなる無線受信装置を実現する技術として、プレコーディング技術であるTomlinson-Harashima Precoding（以下、ＴＨＰという）とＦＤＥとを併用するジョイントＴＨＰ／送信ＦＤＥが検討されている（例えば、非特許文献２）。すなわち、無線送信装置では送信ブロックに対してＴＨＰを行い、さらに、ＴＨＰ後の送信ブロックに対してＦＤＥを行うことが検討されている。ＴＨＰでは、チャネル情報に基づいて送信ブロックの干渉成分を逐次的に減算する処理を行う。このＴＨＰにより、送信ブロックに対して加算される干渉成分を予めキャンセルでき、ＩＳＩが低減されて誤り率特性が改善される。例えば、周波数選択性フェージングの影響により受信レベルが大きく落ち込んだ周波数成分が存在し、ＦＤＥを行っても完全には等化されず干渉成分（残留ＩＳＩ）が残ってしまう場合でも、ＦＤＥにＴＨＰを併用することによって残留ＩＳＩを予め除去することで誤り率特性の劣化を防ぐことができる。また、無線送信装置がすべての等化処理を行うため、従来よりも低消費電力かつ小型の無線受信装置を搭載する移動通信端末装置を実現することができる。

なお、ＩＳＩの影響を除去しつつ、簡易な構成からなる無線受信装置を実現する技術としては、符号分割多元接続通信システムにおいてＴＨＰと受信信号検出とを併用する方法も検討されている（例えば、特許文献１）。

ジョイントＴＨＰ／送信ＦＤＥをＳＣ伝送に適用した場合、ＩＳＩは完全に除去される
ものの、ＦＤＥ後の送信ブロックの末尾付近のシンボルのチャネル品質（例えば、受信信号対雑音電力比（ＳＮＲ：Signal to Noise power Ratio））が劣悪になるため、誤り率特性が劣化してしまう。この誤り率特性の劣化を防ぐために、従来の無線送信装置では、ＳＮＲが劣悪になる送信ブロックの末尾付近にダミーシンボルを挿入している（例えば、非特許文献２）。

特開２００７−０６０６６２号公報

W.C.Jakes Jr., Ed., Microwave mobile communications, Wiley, New York, 1974. 武田一樹，留場宏道，安達文幸，「シングルキャリア伝送におけるジョイントＴＨＰ／送信ＦＤＥ」，信学技報，社団法人電子情報通信学会，2007年8月，RCS2007-75，pp.129-134（K.Takeda, H.Tomeba, F.Adachi，"Joint THP/pre-FDE for Single-Carrier Transmission"，IEICE Technical Report，RCS2007-75，pp.129-134, 2007-8）

上記従来技術のように送信ブロックの末尾付近にダミーシンボルを挿入すると、誤り率特性は改善されるものの、ダミーシンボル長の分だけデータレートが低下してしまう。

本発明の目的は、ＦＤＥにプレコーディングを併用する移動体通信において、データレートを低下させることなく誤り率特性の劣化を防ぐことができる無線送信装置およびプレコーディング方法を提供することである。

本発明の無線送信装置は、送信ブロックに対する等化処理に用いるウェイトおよびチャネルインパルス応答（ＣＩＲ：Channel Impulse Response）から形成される等価チャネルを示す等価チャネル行列を演算する演算部と、前記等価チャネル行列をＬＱ分解することにより、前記送信ブロックの前方の高いチャネル品質および前記送信ブロックの後方の低いチャネル品質を含む前記送信ブロックのチャネル品質を示す対角要素と前記送信ブロックの干渉を示す要素とからなる下三角行列Ｌ、および、ユニタリ行列Ｑを得る分解部と、前記下三角行列Ｌおよび平均チャネル品質を用いて、プレコーディング前の前記送信ブロックと無線受信装置における受信ブロックとの間のシンボル毎の平均二乗誤差の全シンボル合計を最小にする行列Ｂを算出する算出部と、前記行列Ｂを用いて前記送信ブロックに対してTomlinson-Harashima Precodingを行うプレコーディング部と、前記ウェイトを用いて前記送信ブロックの等化処理を行う等化部と、を具備する構成を採る。

本発明のプレコーディング方法は、送信ブロックに対する等化処理に用いるウェイトおよびチャネルインパルス応答から形成される等価チャネルを示す等価チャネル行列を演算し、前記等価チャネル行列をＬＱ分解することにより、前記送信ブロックの前方の高いチャネル品質および前記送信ブロックの後方の低いチャネル品質を含む前記送信ブロックのチャネル品質を示す対角要素と前記送信ブロックの干渉を示す要素とからなる下三角行列Ｌ、および、ユニタリ行列Ｑを得て、前記下三角行列Ｌおよび平均チャネル品質を用いて、プレコーディング前の前記送信ブロックと無線受信装置における受信ブロックとの間のシンボル毎の平均二乗誤差の全シンボル合計を最小にする行列Ｂを算出し、前記行列Ｂを用いて前記送信ブロックに対してTomlinson-Harashima Precodingを行うようにする。

本発明によれば、ＦＤＥにプレコーディングを併用する移動体通信において、データレートを低下させることなく誤り率特性の劣化を防ぐことができる。

本発明の実施の形態１に係る簡略化したチャネルを示す図 本発明の実施の形態１に係るＭｏｄｕｌｏ演算の入出力特性を示す図 本発明の実施の形態１に係る下三角行列Ｌの対角要素を示す図 本発明の実施の形態１に係るＭＭＳＥ規範において最小化する誤差ベクトルを示す図 本発明の実施の形態１に係る誤り率特性を示す図 本発明の実施の形態１に係る無線送信装置のブロック図 本発明の実施の形態１に係るプレコーディング部の内部構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１に係る無線受信装置のブロック図 本発明の実施の形態１に係るその他の無線送信装置のブロック図 本発明の実施の形態２に係る下三角行列Ｌの対角要素および行列Ｂの対角要素を示す図 本発明の実施の形態２に係る無線送信装置のブロック図 本発明の実施の形態３に係る無線受信装置のブロック図（通知方法１） 本発明の実施の形態３に係る無線送信装置のブロック図（通知方法１） 本発明の実施の形態３に係る平均ＳＮＲと通知間隔との対応関係を示すテーブル 本発明の実施の形態３に係る無線受信装置のブロック図（通知方法２） 本発明の実施の形態３に係る無線送信装置のブロック図（通知方法２） 本発明の実施の形態３に係る平均ＳＮＲと通知ビット数との対応関係を示すテーブル

以下、本発明の実施の形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
本実施の形態では、無線送信装置はジョイントＴＨＰ／送信ＦＤＥを行ったＳＣ信号を無線受信装置へ送信する。また、無線送信装置は、ＴＨＰ前の送信ブロックと無線受信装置における受信ブロックとの間の全シンボル合計平均二乗誤差を最小にする行列Ｂを用いてＴＨＰを行う。すなわち、本実施の形態では、無線送信装置は、１つの送信ブロックを構成する複数のシンボル毎の平均二乗誤差を全シンボル分合計した値（すなわち、全シンボル合計平均二乗誤差）を最小にするＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）規範に基づくＴＨＰを行う。

まず、本実施の形態に係るＭＭＳＥ規範に基づくジョイントＴＨＰ／送信ＦＤＥの原理について説明する。

ジョイントＴＨＰ／送信ＦＤＥでは、無線送信装置がＴＨＰおよびＦＤＥの双方を行う。ジョイントＴＨＰ／送信ＦＤＥは、Ｎ_Ｃ個のシンボルからなる送信ブロックに対するＦＤＥに用いるＦＤＥウェイトおよびチャネルインパルス応答から形成される等価チャネルを示す等価チャネル行列をＬＱ分割して得られる下三角行列Ｌおよびユニタリ行列Ｑと、無線受信装置から通知される平均チャネル品質とを用いる。

具体的には、ＴＨＰでは、無線送信装置は、下三角行列Ｌおよび平均チャネル品質を用
いて、Ｎ_Ｃ個のシンボルからなる送信ブロック、すなわち、送信データを変調して得られるデータシンボルベクトルｓに対して、Ｍｏｄｕｌｏ演算を含む処理を行う。これにより、データシンボルベクトルｓが信号ベクトルｘ＝［ｘ（０），ｘ（１），…，ｘ（Ｎ_Ｃ−１）］^Ｔに変換される。ここで、Ｎ_ＣはＦＦＴポイント数（ＩＦＦＴポイント数）を示し、上添字Ｔはベクトルの転置を示す。そして、無線送信装置は、ユニタリ行列Ｑのエルミート転置行列Ｑ^Ｈ、および、信号ベクトルｘの電力を正規化するための電力正規化係数Ωを信号ベクトルｘに乗算する。ここで、上添字Ｈはエルミート転置を示す。

一方、送信ＦＤＥでは、無線送信装置は、乗算後の信号ベクトルΩＱ^ＨｘにＮ_ＣポイントのＦＦＴを行い、時間領域信号を周波数領域信号に変換する。そして、無線送信装置は、周波数領域信号にＦＤＥウェイトを乗算し、乗算後の周波数領域信号にＮ_ＣポイントのＩＦＦＴを行い、周波数領域信号を時間領域信号に再び変換する。また、無線送信装置は、時間領域信号にサイクリックプリフィックス（ＣＰ：Cyclic Prefix）を付加して送信する。

すなわち、本実施の形態では、図１上段に示すように、ＴＨＰ後の信号ベクトルｘは、ユニタリ行列Ｑのエルミート転置行列Ｑ^Ｈおよび等価チャネルを介して無線受信装置に送信される。本実施の形態では、行列Ｑ^Ｈが乗算された等価チャネルを、簡略化したチャネルとみなす。すなわち、ＴＨＰ後の信号ベクトルｘが伝搬するチャネルは、行列Ｑ^Ｈ、ＦＤＥに用いるＦＤＥウェイトおよびチャネルインパルス応答から形成される。ここで、行列Ｑ^Ｈを等価チャネルに乗算すると下三角行列Ｌになる。つまり、本実施の形態では、図１下段に示すように、ＴＨＰ後の信号ベクトルｘは、下三角行列Ｌにより示されるチャネルを伝搬して無線受信装置に送信される。

無線受信装置は、受信信号からＣＰを除去した後、受信信号系列に対してＭｏｄｕｌｏ演算を含む処理を行い、Ｍｏｄｕｌｏ演算後の信号を復調する。

＜送信信号＞
無線送信装置は、等価チャネル行列をＬＱ分解して得られる下三角行列Ｌ、および、平均チャネル品質から算出される行列Ｂを用いて、データシンボルベクトルｓに対してＴＨＰを行い、次式（１）に示すＴＨＰ後の信号ベクトルｘ＝［ｘ（０），ｘ（１），…，ｘ（Ｎ_Ｃ−１）］^Ｔを得る。

ここで、ｄｉａｇ（）は与えられた要素（式（１）では行列Ｂ）を対角要素に有し、対角要素以外の要素がすべて０である対角行列を示し、２Ｍｚ_ｔはＭｏｄｕｌｏ演算回路を示す。図２にＭｏｄｕｌｏ演算回路の入出力特性を示す。Ｍｏｄｕｌｏ演算では、ＴＨＰの出力を安定させるためにフィードバックフィルタのループ処理で得られる信号の実部および虚部をそれぞれ［−Ｍ，Ｍ］の範囲に変換する。なお、２Ｍｚ_ｔは（Ｎ_ｃ×１）のベクトルであり、ｚ_ｔの実部および虚部はそれぞれ整数で表される。

また、ＴＨＰに用いる行列Ｂは、次式（２）で与えられる。なお、行列Ｂの導出については後述する。

ここで、Ｉは、（Ｎ_ｃ×Ｎ_ｃ）の単位行列であり、Ｅ_ｓ／Ｎ_０は平均チャネル品質を表す１シンボルあたりの信号エネルギー対雑音電力スペクトル密度比である。また、Ｌは等価チャネル行列ｈ＾をＬＱ分解することにより得られる下三角行列であり、等価チャネル行列ｈ＾、下三角行列Ｌおよびユニタリ行列Ｑは次式（３）の関係を満たす。

また、等価チャネルｈ＾は次式（４）で与えられる。

さらに、上式（４）において、要素ｈ＾_ｌは次式（５）で与えられる。

ここで、Ｈ（ｋ） （ｋ＝０〜Ｎ_ｃ−１）は第ｋ番目の直交周波数成分におけるチャネル利得であり、ｗ（ｋ） （ｋ＝０〜Ｎ_ｃ−１）はＦＤＥウェイトである。なお、ＦＤＥウェイトとして、ＺＦ（Zero Forcing）ウェイト、最大比合成（ＭＲＣ：Maximum Ratio Combining）ウェイト、等利得合成（ＥＧＣ：Equal Gain Combining）ウェイト、最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）ウェイト等を用いてもよい。

ここで、図１に示す簡略化したチャネルを示す下三角行列Ｌにおいて、対角要素ｌ_τ，τ （τ＝０〜Ｎ_ｃ−１）は、図３に示すように、ＴＨＰ後の信号ベクトルｘ（つまり、送信ブロック）の受信品質（ＳＮＲ）を示す。下三角行列Ｌの対角要素ｌ_τ，τは、図３に示すように、送信ブロックの前方の高いＳＮＲおよび送信ブロックの後方の低いＳＮＲを含む送信ブロックのＳＮＲを示す。すなわち、式（３）に示す下三角行列Ｌで示されるチャネルでは、送信ブロックを構成するシンボルの受信品質（下三角行列Ｌの対角要素）は一定ではない。

また、上式（３）における下三角行列Ｌの対角要素以外の下三角要素は、送信ブロック
の残留ＩＳＩ成分を示す。具体的には、上式（３）の下三角行列Ｌのうち、ｌ_１，０が図３に示すシンボル番号１のシンボルの残留ＩＳＩ成分であり、ｌ_２，０，ｌ_２，１が図３に示すシンボル番号２のシンボルの残留ＩＳＩ成分であり、ｌ_３，０〜ｌ_３，２が図３に示すシンボル番号３のシンボルの残留ＩＳＩ成分である。同様に、ｌ_{Ｎｃ−１，０}〜ｌ_{Ｎｃ−１，Ｎｃ−２}が図３に示すシンボル番号Ｎ_ｃ−１のシンボルの残留ＩＳＩ成分である。シンボル番号４〜Ｎ_ｃ−２のシンボルについても同様である。すなわち、式（３）に示す下三角行列Ｌで示されるチャネルでは、送信ブロックを構成するシンボルの残留ＩＳＩ成分は送信ブロックの後方のシンボルほどより多くなる。つまり、残留ＩＳＩ成分は送信ブロック内に不均一に分布する。

次いで、無線送信装置は、電力正規化係数Ω、および、ユニタリ行列Ｑのエルミート転置行列Ｑ^Ｈを信号ベクトルｘに乗算する。例えば、電力正規化係数Ωは、ＴＨＰで用いる行列Ｂ（式（２））の対角要素ｂ_τ，τ （τ＝０〜Ｎ_ｃ−１）を用いて次式（６）で与えられる。ここで、行列Ｂの対角要素ｂ_τ，τは、送信ブロックを構成する各シンボルの受信品質（ＳＮＲ）を示す。

そして、無線送信装置は、信号ベクトルΩＱ^ＨｘにＦＤＥを行う。つまり、無線送信装置は、信号ベクトルΩＱ^Ｈｘに、Ｎ_ｃポイントのＦＦＴを施し、ＦＤＥウェイトｗ（ｋ）を乗算し、Ｎ_ｃポイントのＩＦＦＴを施す。ここで、ＦＤＥ後の送信データシンボルベクトルをｓ’＝［ｓ’（０），ｓ’（１），…，ｓ’（Ｎ_Ｃ−１）］^Ｔとする。そして、無線送信装置は、送信データシンボルベクトルｓ’にＣＰを付加して無線受信装置に送信する。

＜チャネル＞
無線伝搬路はＬ個の独立なパスから構成され、パスｌのパス利得をｈ_ｌ、遅延時間をτ_ｌとすると、チャネルインパルス応答ｈ（τ）は次式（７）で与えられる。ここで、δ（τ）はデルタ関数を示す。

＜受信信号＞
上式（７）で示される無線伝搬路を伝搬して無線受信装置のアンテナで受信され、ＣＰを除去された受信ブロックである受信信号ベクトルｒ＝［ｒ（０），ｒ（１），…，ｒ（Ｎ_Ｃ−１）］^Ｔは次式（８）で与えられる。

ここで、Ｅ_ｓは平均シンボルエネルギーであり、Ｔ_ｓはシンボル長であり、ｎ（＝［ｎ（０），ｎ（１），…，ｎ（Ｎ_Ｃ−１）］^Ｔ）は雑音ベクトルである。また、雑音ベクトルｎの各要素ｎ（ｔ）は零平均で分散２Ｎ_０／Ｔ_ｓの白色複素ガウス雑音である。また、Ｎ_０は片側雑音電力スペクトル密度である。また、ｈは（Ｎ_ｃ×Ｎ_ｃ）の巡回チャネルインパルス応答行列であり、次式（９）で与えられる。

そして、無線受信装置は、受信信号ベクトルｒをＭｏｄｕｌｏ演算回路に入力することで、次式（１０）に示す軟判定シンボルベクトルｓ＾を得る。

ここで、２Ｍｚ_ｒは（Ｎ_ｃ×１）のベクトルであり、ｚ_ｒの実部および虚部はそれぞれ整数で表される。

そして、無線受信装置は、軟判定シンボルベクトルｓ＾を復調する。

＜ＭＭＳＥ規範に基づくＴＨＰの行列Ｂの導出＞
ＭＭＳＥ規範に基づくＴＨＰでは、ＴＨＰ前の送信ブロックと無線受信装置における受信ブロックとの間の全シンボル合計平均二乗誤差を最小にする行列Ｂを用いる。具体的には、次式（１１）で定義される、ＴＨＰ前の送信ブロックと無線受信装置における受信ブロックとの間の誤差ベクトルｅを用いる。ただし、無線送信装置でのＭｏｄｕｌｏ演算の影響を誤差に含めないようにする補正項（２Ｍｚ_ｔ）を誤差ベクトルｅに導入している。

ここで、Ｃは定数である。

そして、誤差ベクトルｅのすべての要素、つまり、全シンボル合計平均二乗誤差ｅ（次式（１２））を最小にする行列Ｂを求める。

ここで、Ｅ［］は集合平均、ｔｒ［］は行列のトレースを示す。つまり、本実施の形態に係るＭＭＳＥ規範に基づくＴＨＰでは、図４に示すように、データシンボルベクトルｓ（ＴＨＰ前の送信データブロック）と、雑音ベクトルｎが加えられた下三角行列Ｌを伝搬した受信信号ベクトルｒとの間の誤差である誤差ベクトルｅを最小にする。ただし、無線送信装置でのＭｏｄｕｌｏ演算の影響を誤差に含めないようにする補正項（２Ｍｚ_ｔ）を誤差ベクトルｅに導入している。すなわち、無線送信装置では、下三角行列Ｌで示されるチャネルにおける残留ＩＳＩ成分および雑音ベクトルｎによるＳＮＲ劣化の双方を抑圧する行列Ｂを算出する。

まず、上式（１２）の両辺をＢ^−１で微分することにより、次式（１３）が得られる。

そして、上式（１３）において、∂ｅ／∂Ｂ^−１＝０を算出することにより、ＭＭＳＥ規範に基づくＴＨＰの行列Ｂおよび行列Ｂの逆行列Ｂ^−１が次式（１４）で与えられる。

上式（１４）に示すように、平均ＳＮＲ（または、Ｅ_ｓ／Ｎ_０）が低い場合、Ｂ^−１は（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）Ｌ^Ｈに漸近する。すなわち、式（１）に示すＴＨＰ処理では、行列Ｂに含まれる平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）およびＬ^Ｈが信号ベクトルｘのＳＮＲの改善に寄与するため、下三角行列Ｌで示されるチャネルのＳＮＲ特性を補償することができる。つまり、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）が低い場合には、ＭＭＳＥ規範に基づくＴＨＰは、残留ＩＳＩの除去よりもＳＮＲの改善を優先的に行うように動作する。一方、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）が高い場合、Ｂ^−１はＬ^−１に漸近する。すなわち、式（１）に示すＴＨＰ処理では、行列Ｂに含まれるＬ^−１が下三角行列Ｌで示されるチャネルを打ち消すため、下三角行列Ｌで示されるチャネルに含まれる残留ＩＳＩを完全に除去することができる。つまり、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）が高い場合には、ＭＭＳＥ規範に基づくＴＨＰは、ＳＮＲの改善よりも残留ＩＳＩの除去を優先的に行うように動作する。

このように、ＭＭＳＥ規範に基づくＴＨＰでは、残留ＩＳＩ成分が送信ブロック内で均一ではなく、かつ、送信ブロック内のＳＮＲが一定ではないチャネル（図４に示す下三角行列Ｌで示されるチャネル）と雑音（図４に示す雑音ベクトルｎ）とを考慮する。具体的には、送信ブロックと、無線受信装置における受信ブロックとの間の全シンボル合計平均二乗誤差を最小にするＭＭＳＥ規範に基づいてＴＨＰを行う。これにより、送信ブロック内に不均一に分布する残留ＩＳＩを除去しつつ、送信ブロック内のシンボル間で電力を配分することができるため、図３に示す、送信ブロック後方のＳＮＲの劣化を抑えることができる。

本発明者らが行った計算機シミュレーションによれば、送信ブロックの末尾付近にダミ
ーシンボルを挿入しないジョイントＴＨＰ／送信ＦＤＥの場合の平均ビット誤り率１１、および、本実施の形態におけるジョイントＴＨＰ／送信ＦＤＥの場合の平均ビット誤り率１２はそれぞれ図５に示すようになる。ここで、Ｅ_ｓ／Ｎ_０と１ビットあたりの信号エネルギー対雑音電力スペクトル密度比Ｅ_ｂ／Ｎ_０との間の関係は、Ｅ_ｓ／Ｎ_０＝１０ｌｏｇ_１０（Ｍ）＋Ｅ_ｂ／Ｎ_０［ｄＢ］である。なお、Ｍは１シンボルあたりのビット数を示す変調多値数（例えば、ＱＰＳＫではＭ＝２、１６ＱＡＭではＭ＝４）である。この計算機シミュレーション結果より、Ｅ_ｂ／Ｎ_０がいずれの場合でも、平均ビット誤り率１２は平均ビット誤り率１１よりも良い特性であることが分かる。このように、ＭＭＳＥ規範に基づくＴＨＰは、平均ＳＮＲが低い場合にはＳＮＲを改善し、平均ＳＮＲが高い場合には残留ＩＳＩを除去することで、誤り率特性を改善することができる。

次に、本実施の形態に係る無線送信装置および無線受信装置の構成について説明する。図６に本実施の形態に係る無線送信装置１００の構成を示し、図８に本実施の形態に係る無線受信装置２００の構成を示す。

まず、無線送信装置１００について説明する。図６に示す無線送信装置１００において、符号化部１０１は、送信データを符号化し、符号化後の送信データを変調部１０２へ出力する。

変調部１０２は、符号化部１０１から入力される符号化後の送信データを変調してデータシンボル系列を生成する。そして、変調部１０２は、データシンボル系列をプレコーディング部１０３へ出力する。

プレコーディング部１０３は、まず、変調部１０２から入力されるデータシンボル系列を、後述するＦＦＴ部１０５においてＦＦＴされるシンボル数（ＦＦＴブロック長）Ｎ_ｃの送信ブロック（データシンボルベクトルｓ）に分割する。そして、プレコーディング部１０３は、算出部１２０から入力される式（１４）に示す行列Ｂ（および行列Ｂ^−１）を用いて、送信ブロックに対してＭＭＳＥ規範に基づくＴＨＰ（以下、ＭＭＳＥ−ＴＨＰという）を行う。

図７はプレコーディング部１０３の内部構成を示すブロック図である。乗算部１３１は、算出部１２０から入力される行列Ｂを用いて、送信ブロック（データシンボルベクトルs）に｛ｄｉａｇ（Ｂ）｝^−１を乗算する。

加算器１３２は、乗算部１３１から入力される送信ブロックから、フィードバックフィルタ１３４から入力される信号成分を減算する。この減算により、送信ＦＤＥ後の残留ＩＳＩ成分が除去される。

Ｍｏｄｕｌｏ演算部１３３は、図２に示す入出力特性のＭｏｄｕｌｏ演算を、減算後の送信ブロックに施す。そして、Ｍｏｄｕｌｏ演算部１３３は、演算後の送信ブロックをフィードバックフィルタ１３４へ出力するとともに、乗算部１０４（図６）へ出力する。

フィードバックフィルタ１３４は、Ｍｏｄｕｌｏ演算部１３３から入力される送信ブロックに｛ｄｉａｇ（Ｂ）｝^−１（Ｂ−ｄｉａｇ（Ｂ））を乗算する。つまり、フィードバックフィルタ１３４では、フィルタリング処理を行うことにより、送信ブロックの残留ＩＳＩ成分のみが残る。そして、フィードバックフィルタ１３４は、フィルタリング後の信号成分を加算器１３２へ出力する。

そして、プレコーディング部１０３は、式（１）に示すＴＨＰ後の送信ブロックｘを乗算部１０４へ出力する。

乗算部１０４は、分解部１１９から入力されるユニタリ行列Ｑ（式（３））のエルミート転置行列Ｑ^Ｈ、および、算出部１２０において行列Ｂ（式（１４））の対角要素を用いて式（５）のように算出される電力正規化係数Ω（式（６））を、プレコーディング部１０３から入力されるＴＨＰ後の送信ブロックｘに乗算する。そして、乗算部１０４は、乗算後の送信ブロックΩＱ^ＨｘをＦＦＴ部１０５へ出力する。

ＦＦＴ部１０５は、乗算部１０４から入力される乗算後の送信ブロックΩＱ^Ｈｘに対してＮ_ｃポイントのＦＦＴを施して、ブロック長Ｎ_ｃの時間領域信号をＮ_ｃ個の周波数成分からなる周波数領域信号に変換する。そして、ＦＦＴ部１０５は、周波数領域信号をＦＤＥ部１０６へ出力する。

ＦＤＥ部１０６は、ウェイト演算部１１７から入力されるＦＤＥウェイトｗ（ｋ） （ｋ＝０〜Ｎ_ｃ−１）を用いて、ＦＦＴ部１０５から入力される周波数領域信号のＦＤＥを行う。具体的には、ＦＤＥ部１０６は、周波数領域信号の各周波数成分に対してＦＤＥウェイトｗ（ｋ）を乗算する。そして、ＦＤＥ部１０６は、ＦＤＥ後の周波数領域信号をＩＦＦＴ部１０７へ出力する。

ＩＦＦＴ部１０７は、ＦＤＥ部１０６から入力される周波数領域信号に対してブロック単位にＩＦＦＴ、つまり、Ｎ_ｃポイントのＩＦＦＴを行い時間領域信号である送信ブロックに変換する。そして、ＩＦＦＴ部１０７は、ＩＦＦＴ後の送信ブロック（送信データシンボルベクトルｓ’）を多重部１０８へ出力する。

多重部１０８は、ＩＦＦＴ部１０７から入力される送信ブロックとパイロット信号とを多重して、多重後の送信ブロックをＣＰ付加部１０９へ出力する。

ＣＰ付加部１０９は、多重部１０８から入力される送信ブロックの先頭にそのブロックの後端部分をＣＰとして付加する。

無線送信部１１０は、ＣＰ付加後の送信ブロックに対しＤ／Ａ変換、増幅およびアップコンバート等の無線送信処理を行ってアンテナ１１１から無線受信装置２００（図８）へ送信する。つまり、無線送信部１１０は、ＣＰを付加したＳＣ信号を無線受信装置２００へ送信する。

一方、無線受信部１１２は、無線受信装置２００（図８）から送信された信号をアンテナ１１１を介して受信し、この受信信号に対してダウンコンバート、Ａ／Ｄ変換等の無線受信処理を行う。そして、無線受信部１１２は、無線受信処理後の信号を復調部１１３へ出力する。なお、受信信号には、データ信号、および、平均ＳＮＲを示すＳＮＲ情報およびＣＩＲを示すＣＩＲ情報を含む制御信号が含まれる。

復調部１１３は、無線受信部１１２から入力される受信信号を復調して、復調後の信号を復号部１１４へ出力する。

復号部１１４は、復調部１１３から入力される信号を復号する。そして、復号部１１４は、復号後のデータ信号を受信データとして出力し、復号後の制御信号を抽出部１１５へ出力する。

抽出部１１５は、復号部１１４から入力される制御信号からＳＮＲ情報およびＣＩＲ情報を抽出する。そして、抽出部１１５は、抽出したＳＮＲ情報およびＣＩＲ情報を逆量子化部１１６へ出力する。

逆量子化部１１６は、抽出部１１５から入力されるＣＩＲ情報およびＳＮＲ情報を逆量子化してＣＩＲおよび平均ＳＮＲを得る。そして、逆量子化部１１６は、ＣＩＲをウェイト演算部１１７および等価チャネル行列演算部１１８へ出力し、平均ＳＮＲを算出部１２０へ出力する。

ウェイト演算部１１７は、逆量子化部１１６から入力されるＣＩＲを用いて、送信ブロックに対するＦＤＥに用いるＦＤＥウェイトｗ（ｋ） （ｋ＝０〜Ｎ_ｃ−１）を演算する。そして、ウェイト演算部１１７は、ＦＤＥウェイトｗ（ｋ）を等価チャネル行列演算部１１８およびＦＤＥ部１０６へ出力する。

等価チャネル行列演算部１１８は、ウェイト演算部１１７から入力されるＦＤＥウェイトおよび逆量子化部１１６から入力されるＣＩＲから形成される等価チャネルを示す等価チャネル行列を演算する。具体的には、等価チャネル行列演算部１１８は、式（５）に示すようにして、ＦＤＥウェイトｗ（ｋ）、および、ＣＩＲにＦＦＴを施すことにより得られるチャネル利得Ｈ（ｋ）を用いて、等価チャネル行列ｈ＾の各要素ｈ＾_ｌを演算して、式（４）に示す等価チャネル行列ｈ＾を生成する。そして、等価チャネル行列演算部１１８は、等価チャネル行列ｈ＾を分解部１１９へ出力する。

分解部１１９は、式（３）に示すように、等価チャネル行列演算部１１８から入力される等価チャネル行列ｈ＾をＬＱ分解することにより、下三角行列Ｌおよびユニタリ行列Ｑを得る。上述したように、下三角行列Ｌは、送信ブロックの前方の高いＳＮＲおよび送信ブロックの後方の低いＳＮＲを含む送信ブロックのＳＮＲを示す対角要素と送信ブロックの残留ＩＳＩを示す要素とからなる。そして、分解部１１９は、下三角行列Ｌを算出部１２０へ出力し、ユニタリ行列Ｑを乗算部１０４へ出力する。

算出部１２０は、分解部１１９から入力される下三角行列Ｌおよび逆量子化部１１６から入力される平均ＳＮＲを用いて、ＴＨＰ前の送信ブロックと無線受信装置２００における受信ブロックとの間の全シンボル合計平均二乗誤差を最小にする行列Ｂおよび行列Ｂの逆行列Ｂ^−１を算出する。具体的には、算出部１２０は、下三角行列Ｌおよび平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）を用いて式（１４）に示す行列Ｂおよび行列Ｂ^−１を算出する。また、算出部１２０は、算出した行列Ｂの対角要素ｂ_τ，τ （τ＝０〜Ｎ_ｃ−１）を用いて、式（６）に示す電力正規化係数Ωを算出する。そして、算出部１２０は、行列Ｂおよび行列Ｂ^−１をプレコーディング部１０３へ出力し、電力正規化係数Ωを乗算部１０４へ出力する。

次に、無線受信装置２００について説明する。図８に示す無線受信装置２００において、無線受信部２０２は、無線送信装置１００（図６）から送信されたＳＣ信号、つまり、ブロック単位のシンボル系列をアンテナ２０１を介して受信し、このシンボル系列に対してダウンコンバート、Ａ／Ｄ変換等の無線受信処理を施す。

ＣＰ除去部２０３は、無線受信処理後のシンボル系列からＣＰを除去し、ＣＰ除去後のシンボル系列（式（８）に示す受信信号ベクトルｒ）をＭｏｄｕｌｏ演算部２０４、チャネル推定部２０７およびＳＮＲ推定部２１０へ出力する。

Ｍｏｄｕｌｏ演算部２０４は、ＣＰ除去部２０３から入力されるシンボル系列にＭｏｄｕｌｏ演算を施し、演算後のシンボル系列（式（１０）に示す軟判定シンボルベクトル）を復調部２０５へ出力する。

復調部２０５は、Ｍｏｄｕｌｏ演算部２０４から入力されるシンボル系列を復調し、復
調後のデータ信号を復号部２０６へ出力する。

復号部２０６は、復調部２０５から入力されるデータ信号を復号して受信データを得る。

チャネル推定部２０７は、ＣＰ除去部２０３から入力されるシンボル系列に多重されたパイロット信号を抽出し、抽出したパイロット信号を用いてＣＩＲを推定する。そして、チャネル推定部２０７は、推定したＣＩＲを量子化部２０８およびＳＮＲ推定部２１０へ出力する。

量子化部２０８は、ＣＩＲの通知に要する所定の通知ビット数を用いて、チャネル推定部２０７から入力されるＣＩＲを量子化し、量子化後のＣＩＲ（ビット列）を生成部２０９へ出力する。

生成部２０９は、量子化部２０８から入力される量子化後のＣＩＲを示すＣＩＲ情報を生成する。そして、生成部２０９は、生成したＣＩＲ情報を符号化部２１３へ出力する。

ＳＮＲ推定部２１０は、ＣＰ除去部２０３から入力されるシンボル系列に多重されたパイロット信号を抽出し、抽出したパイロット信号およびチャネル推定部２０７から入力されるＣＩＲを用いて平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）を推定する。そして、ＳＮＲ推定部２１０は、推定した平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）を量子化部２１１へ出力する。

量子化部２１１は、平均ＳＮＲの通知に要する所定の通知ビット数を用いて、ＳＮＲ推定部２１０から入力される平均ＳＮＲを量子化し、量子化後の平均ＳＮＲ（ビット列）を生成部２１２へ出力する。

生成部２１２は、量子化部２１１から入力される量子化後の平均ＳＮＲを示すＳＮＲ情報を生成する。そして、生成部２１２は、生成したＳＮＲ情報を符号化部２１３へ出力する。

符号化部２１３は、送信データと、生成部２０９から入力されるＣＩＲ情報および生成部２１２から入力されるＳＮＲ情報を含む制御信号とを符号化し、符号化後の信号を変調部２１４へ出力する。

変調部２１４は、符号化部２１３から入力される信号を変調して、変調後の信号を無線送信部２１５へ出力する。

無線送信部２１５は、変調部２１４から入力される信号に対し、Ｄ／Ａ変換、増幅およびアップコンバート等の無線送信処理を行ってアンテナ２０１から無線送信装置１００（図６）へ送信する。

このように、下三角行列Ｌ（図３）で示されるチャネルを無線通信する移動体通信において、無線送信装置１００は、無線受信装置２００から通知される平均ＳＮＲおよびＣＩＲに基づいて、残留ＩＳＩの除去およびＳＮＲの改善するＭＭＳＥ−ＴＨＰを行う。具体的には、ＭＭＳＥ−ＴＨＰは、平均ＳＮＲが低い場合にはＳＮＲの改善を優先的に行う。一方、ＭＭＳＥ−ＴＨＰは、平均ＳＮＲが高い場合、つまり、ＳＮＲの改善が不要な場合には残留ＩＳＩ除去を優先的に行う。すなわち、ＭＭＳＥ−ＴＨＰを用いることにより、平均ＳＮＲの変動に応じて、残留ＩＳＩ抑圧効果およびＳＮＲ改善効果の双方を得ることができる。

このように、本実施の形態によれば、無線送信装置は、送信ブロックと無線受信装置における受信ブロックとの間の全シンボル合計シンボル平均二乗誤差を最小にするＭＭＳＥ規範に基づくＴＨＰを行う。ＭＭＳＥ−ＴＨＰを用いることにより、ＦＤＥ後の残留ＩＳＩを除去しつつ、さらに、ＳＮＲを改善することで、ＦＤＥにＴＨＰを併用することによる送信ブロック後方の誤り率特性の劣化を防止することができる。よって、本実施の形態によれば、ＦＤＥにＴＨＰを併用する移動体通信において、データレートを低下させることなく誤り率特性の劣化を防ぐことができる。

また、本実施の形態によれば、無線送信装置は、無線受信装置より通知されるＣＩＲおよび平均ＳＮＲを用いて行列Ｂを算出する。すなわち、無線受信装置は、ＣＩＲおよび平均ＳＮＲのみを無線送信装置に通知すればよいため、伝送効率を改善することができる。

また、本実施の形態によれば、無線送信装置は、式（６）に示すように、行列Ｂの対角要素を用いて電力正規化係数を算出する。これにより、無線送信装置は、行列Ｂを用いてＴＨＰを行った送信ブロックに対して、正確な電力正規化係数Ωを用いて送信電力制御処理を行うことができる。

なお、本実施の形態では、周波数領域で送信等化処理を行うＦＤＥと、ＭＭＳＥ−ＴＨＰとを併用する場合について説明した。しかし、本発明では、時間領域での送信等化処理とＭＭＳＥ−ＴＨＰとを併用する構成を用いてもよい。図９に、時間領域での送信等化処理とＭＭＳＥ−ＴＨＰとを併用する無線送信装置３００の構成を示す。なお、図９において図６と共通する部分には、図６と同一の符号を付し説明を省略する。図９と図６との間で異なる点は、図６におけるウェイト演算部１１７に時間領域の送信等化ウェイトを演算する処理を新たに追加した点、および、図６におけるＦＦＴ部１０５、ＦＤＥ部１０６およびＩＦＦＴ部１０７を巡回畳み込み演算部３０１に置き換えた点である。具体的には、図９に示す無線送信装置３００のウェイト演算部１１７は、逆量子化部１１６から入力されるＣＩＲ（または、ＣＩＲおよび平均ＳＮＲ）を用いて、送信ブロックに対するＦＤＥに用いるＦＤＥウェイトｗ（ｋ） （ｋ＝０〜Ｎ_ｃ−１）を演算する。さらに、ウェイト演算部１１７は、ＦＤＥウェイトｗ（ｋ）に対してＩＦＦＴを行うことにより、ＦＤＥウェイトｗ（ｋ）を時間領域成分に変換して、時間領域の送信等化ウェイトを算出する。そして、ウェイト演算部１１７は、時間領域の送信等化ウェイトを巡回畳み込み演算部３０１に出力し、ＦＤＥウェイトｗ（ｋ）を等価チャネル行列演算部１１８に出力する。巡回畳み込み演算部３０１は、乗算部１０４から入力される乗算後の送信ブロックΩＱ^Ｈｘと、ウェイト演算部１１７から入力される時間領域の送信等化ウェイトとの巡回畳み込み演算を行うことにより、送信ブロックを時間領域で等化する。そして、巡回畳み込み演算部３０１は、巡回畳み込み演算後の送信ブロック（送信データシンボルベクトルｓ’）を多重部１０８に出力する。これにより、時間領域での送信等化処理とＭＭＳＥ−ＴＨＰとを併用することが可能となり、本実施の形態と同様の効果を得ることができる。

また、本実施の形態では、無線送信装置がＴＨＰ前の送信ブロックと無線受信装置における受信ブロックとの間のシンボル毎の平均二乗誤差の全シンボル合計を最小にする行列Ｂを用いてＴＨＰを行う場合について説明した。しかし、本発明では、無線送信装置は、ＴＨＰ前の送信ブロックと無線受信装置における受信ブロックとの間のシンボル毎の平均二乗誤差を重み付けし、重み付け後の平均二乗誤差の全シンボル合計を最小にする行列Ｂを用いてＴＨＰを行ってもよい。例えば、送信ブロック内のシンボル毎の平均二乗誤差に対する重み付け係数α_ｉ（ｉ＝０〜Ｎ_ｃ−１）を用いて、次式（１５）に示す全シンボル合計平均二乗誤差ｅを定義すればよい。

これにより、無線送信装置は、例えば、送信ブロック内のシンボル毎の平均二乗誤差の重要度に応じた重み付け係数α_ｉ（ｉ＝０〜Ｎ_ｃ−１）をシンボル毎の平均二乗誤差に重み付けすることにより、残留ＩＳＩ抑圧効果およびＳＮＲ改善効果の双方をより効果的に得ることができる。

例えば、送信ブロック内のシンボル毎の平均二乗誤差に対する重み付けにおいて、無線送信装置は、重み付け係数α_ｉ（ｉ＝０〜Ｎ_ｃ−１）を下三角行列Ｌの対角要素の大きさに応じて設定してもよい。例えば、下三角行列Ｌの対角要素が大きい場合（すなわち、チャネル品質が高い場合）、チャネルにおける誤差が送信ブロック内のシンボルに与える影響が小さいのに対し、下三角行列Ｌの対角要素が小さい場合（すなわち、チャネル品質が低い場合）、チャネルにおける誤差が送信ブロック内のシンボルに与える影響は大きい。すなわち、下三角行列Ｌの対角要素が小さいほど（すなわち、チャネル品質が低いほど）、その対角要素に対応するシンボルの平均二乗誤差の重要度がより高くなる。よって、下三角行列Ｌの対角要素が小さいほど（すなわち、チャネル品質が低いほど）、重み付け係数α_ｉ（ｉ＝０〜Ｎ_ｃ−１）の値を大きくしてもよい。これにより、送信ブロック内のシンボル毎のチャネル品質（例えばＳＮＲ）を示す対角要素の影響を、送信ブロック内のシンボル毎の平均二乗誤差に反映させることができるため、ＳＮＲ改善効果をさらに得ることができる。

また、本実施の形態のように下三角行列Ｌの対角要素が、送信ブロック前方の高いチャネル品質（例えばＳＮＲ）および送信ブロックの後方の低いチャネル品質（例えばＳＮＲ）を含む送信ブロックのチャネル品質（ＳＮＲ）を示す場合には、無線送信装置は、送信ブロックの後方のシンボルに対応する重み付け係数α_ｉ（ｉ＝Ｎ_ｃ−１）ほど、より大きい値を設定してもよい。これにより、下三角行列Ｌの対角要素の影響を、送信ブロック内のシンボル毎の平均二乗誤差に反映させることができるため、ＳＮＲ改善効果をさらに得ることができる。

（実施の形態２）
本実施の形態では、１対多（point-to-multipoint）の無線通信（例えば、基地局から複数の移動通信端末への下り回線伝送）または多対１（multipoint-to-point）の無線通信（例えば、複数の移動通信端末から基地局への上り回線伝送）を行う場合について説明する。

図１０に、本発明に係るＭＭＳＥ規範に基づくＴＨＰで用いる行列Ｂの対角要素（実線）および下三角行列Ｌの対角要素（点線）を示す。図１０に示すように、行列Ｂの対角要素（つまり、送信ブロックを構成する各シンボルの受信品質）は、Ｅ_ｂ／Ｎ_０に応じて、特性が変動する。例えば、図１０に示すように、Ｅ_ｂ／Ｎ_０＝０ｄＢの場合、送信ブロックの末尾付近では、行列Ｂの対角要素の値が急激に大きくなる。また、Ｅ_ｂ／Ｎ_０＝５ｄＢの場合、送信ブロック内の行列Ｂの対角要素がほぼ一定となる。

ここで、Ｅ_ｂ／Ｎ_０が高い場合（例えば、Ｅ_ｂ／Ｎ_０＝２０の場合）、すなわち、無線送信装置と無線受信装置との距離が近い場合、無線送信装置は、送信電力制御により、送信電力を小さくして送信ブロックを無線受信装置に送信する。この場合、無線送信装置および無線受信装置を含む複数の無線通信装置で同一周波数を利用する移動体通信システムでも、無線送信装置が送信する送信ブロックが、他の異なる無線通信装置に与える干渉は
小さい。一方、Ｅ_ｂ／Ｎ_０が低い場合（例えば、Ｅ_ｂ／Ｎ_０＝０の場合）、すなわち、無線送信装置と無線受信装置との距離が遠い場合、無線送信装置は、送信電力制御により、送信電力を大きくして送信ブロックを無線受信装置に送信する。この場合、複数の無線通信装置で同一周波数を利用する移動体通信システムでは、無線送信装置が送信する送信ブロックが他の異なる無線通信装置（例えば、無線送信装置との距離が無線受信装置よりも近い無線通信装置）に対して干渉を与えてしまう。特に、図１０に示すＥ_ｂ／Ｎ_０＝０の場合、送信ブロックの末尾付近のシンボルの送信電力は、送信ブロック内の末尾付近のシンボル以外のシンボルの送信電力よりもさらに大きくなってしまう。よって、他の異なる無線通信装置は、送信ブロック内のシンボル毎に異なる大きさの干渉を受ける。

各無線通信装置は、受信品質に応じてＭＣＳ（Modulation and channel Coding Scheme）セット（すなわち、変調方式および符号化率のセット）を選択する適応変調符号化（ＡＭＣ：Adaptive Modulation and channel Coding）制御を、受信信号電力のみでなく干渉電力にも基づいて行う。よって、送信ブロック内で大きさが異なる干渉が発生すると、各無線通信装置では最適なＭＣＳセットを選択できなくなるため、正常なＡＭＣ制御を行うことができなくなる。そのため、移動体通信システムのシステムスループットが劣化してしまう。ここで、互いに異なる無線通信装置間で干渉の情報をやり取りすることで、同一周波数を利用する複数の無線通信装置が受ける干渉を最小化する制御が考えられる。しかし、このような制御を行う場合には、複雑な制御処理および計算処理を行う必要がある。

そこで、本実施の形態では、無線送信装置は、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）にオフセットを与えた平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）および下三角行列Ｌを用いて、行列Ｂを算出する。

以下、具体的に説明する。図１１に本実施の形態に係る無線送信装置４００の構成を示す。なお、図１１において、図６に示した構成部と同一の構成部には同一符号を付し説明を省略する。

図１１に示す無線送信装置４００の判断部４０１は、逆量子化部１１６から入力される平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）に応じて、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）にオフセットを与えるか否かを判断する。例えば、逆量子化部１１６から入力される平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）が所定の閾値よりも低く、その平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）から算出される行列Ｂの対角要素が送信ブロック内で急激に変動する場合（例えば、図１０に示すＥ_ｂ／Ｎ_０＝０ｄＢの場合）、判断部４０１は平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）にオフセットを与えると判断する。そして、判断部４０１は、算出部１２０に対して、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）にオフセットを与えるように指示する。

算出部１２０は、判断部４０１から平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）にオフセットを与えるように指示された場合、逆量子化部１１６から入力される平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）にオフセットを与える。そして、算出部１２０は、オフセットを与えた平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）、および、下三角行列Ｌを用いて、式（１４）に示す行列Ｂを算出する。すなわち、算出部１２０は、他の無線通信装置に与える干渉が大きく、かつ、送信ブロック内で干渉の大きさが急激に変動する場合には、実際の平均ＳＮＲと異なる平均ＳＮＲを用いて行列Ｂを算出する。

具体的には、まず、算出部１２０は、Ｅ_ｂ／Ｎ_０のオフセット値Δ_ｂを設定する。そして、算出部１２０は、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０＝１０ｌｏｇ_１０（Ｍ）＋Ｅ_ｂ／Ｎ_０［ｄＢ］）にオフセット値Δ_ｂを与えた平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０＝１０ｌｏｇ_１０（Ｍ）＋Ｅ_ｂ／Ｎ_０＋Δ_ｂ［ｄＢ］）を用いて、式（１４）に示す行列Ｂを算出する。

例えば、送信ブロック内で行列Ｂの対角要素が急激に変動するＥ_ｂ／Ｎ_０＝０ｄＢの場
合、算出部１２０は、オフセット値Δ_ｂ＝５ｄＢに設定する。これにより、算出部１２０は、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０＝１０ｌｏｇ_１０（Ｍ）＋０［ｄＢ］）にオフセット値Δ_ｂ＝５ｄＢを与えた平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０＝１０ｌｏｇ_１０（Ｍ）＋０＋５［ｄＢ］）を用いて、式（１４）に示す行列Ｂを算出する。すなわち、Ｅ_ｂ／Ｎ_０＝０ｄＢの場合、算出部１２０は、図１０に示すＥ_ｂ／Ｎ_０＝５ｄＢにおける行列Ｂを算出する。図１０に示すように、Ｅ_ｂ／Ｎ_０＝５ｄＢにおける行列Ｂの対角要素は、送信ブロック内で受信品質がほぼ一定となる。

このように、無線送信装置４００は、図１０に示すＥ_ｂ／Ｎ_０＝０ｄＢのように、行列Ｂの対角要素が送信ブロック内で急激に変動する場合でも、平均ＳＮＲにオフセットを与えてＭＭＳＥ−ＴＨＰを行うことで、送信ブロック内の受信品質の変動を抑えることができる。これにより、他の異なる無線通信装置が受ける干渉の送信ブロック内での急激な変動を抑圧することができるため、他の異なる無線通信装置は、正常にＡＭＣ制御を行うことができる。よって、移動体通信システムのシステムスループットの劣化を防止することができる。

なお、本実施の形態では、算出部１２０は平均ＳＮＲにオフセットを与えて、実際の平均ＳＮＲとは異なる平均ＳＮＲを用いて行列Ｂを算出する。すなわち、式（１４）において、実際の値とは異なるＥ_ｓ／Ｎ_０を用いるため、算出される行列Ｂを用いるＭＭＳＥ−ＴＨＰでは、最適なＳＮＲ改善効果を得ることができない。しかし、算出部１２０が平均ＳＮＲにオフセットを与える場合でも、下三角行列Ｌは実際のＣＩＲを用いて得られるため、ＩＳＩ抑圧効果が大幅に劣化することはない。

このように、本実施の形態によれば、行列Ｂの対角要素が送信ブロック内で変動する場合、無線送信装置は、平均ＳＮＲにオフセットを与えた平均ＳＮＲを用いて行列Ｂを算出する。これにより、送信ブロック内の受信品質が平滑化される。すなわち、他の異なる無線通信装置が与える干渉は送信ブロック内で急激に変動することがなくなる。よって、本実施の形態によれば、複数の無線通信装置が同一周波数を用いて同時に通信している場合でも、各無線通信装置は、正常にＡＭＣ制御を行うことができるため、移動体通信システムのシステムスループットの劣化を防止することができる。

なお、本実施の形態では、算出部１２０がＥ_ｂ／Ｎ_０のオフセット値Δ_ｂを用いて、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）にオフセットを与える場合について説明した。しかし、本発明では、算出部１２０は、平均ＳＮＲのオフセット値Δ_ＳＮＲまたはＥ_ｓ／Ｎ_０のオフセット値Δ_Ｓを用いて、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）またはＥ_ｓ／Ｎ_０にオフセットを与えてもよい。例えば、算出部１２０は、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）に平均ＳＮＲのオフセット値Δ_ＳＮＲを与えた平均ＳＮＲ＋Δ_ＳＮＲ［ｄＢ］と、下三角行列Ｌとを用いて行列Ｂを算出してもよく、Ｅ_ｓ／Ｎ_０にＥ_ｓ／Ｎ_０のオフセット値Δ_Ｓを与えたＥ_ｓ／Ｎ_０＋Δ_Ｓ［ｄＢ］と、下三角行列Ｌとを用いて行列Ｂを算出してもよい。これにより、本実施の形態と同様の効果を得ることができる。

また、本実施の形態では、さらに、ＡＭＣ制御において選択するＭＣＳセットをオフセット値に基づいて変更してもよい。具体的には、無線通信基地局装置（以下、基地局という）に搭載された無線送信装置が、ある無線通信移動局装置（以下、移動局という）に搭載された無線通信装置に対して、平均ＳＮＲにオフセットを与えた平均ＳＮＲより算出した行列Ｂを用いてＭＭＳＥ−ＴＨＰ送信する場合、基地局は平均ＳＮＲに与えたオフセット値の絶対値が増加するほど、データ伝送速度が低いＭＣＳセットをその移動局に対して使用するように変更してもよい。例えば、オフセット値の絶対値が増加した場合、基地局は、（変調方式：１６ＱＡＭ、符号化率１／２）のＭＣＳセットから（変調方式：ＱＰＳＫ、符号化率１／３）のＭＣＳセットに変更してデータ伝送速度を下げてもよい。これに
より、本実施の形態と同様の効果を得つつ、実際のチャネルと異なるＥ_ｂ／Ｎ_０（または、Ｅ_ｓ／Ｎ_０、平均ＳＮＲ）を用いて算出された行列Ｂを用いることにより生じる受信品質の劣化を補償することができる。

また、本実施の形態では、通信システム内の無線通信装置の数（または、トラフィック量）に応じてオフセット値の変動幅を適応的に変化させてもよい。例えば、基地局に搭載された無線送信装置は、通信システム内の無線通信装置（例えば、自装置との通信を確立している無線通信装置）の数（または、トラフィック量）が所定の閾値よりも多いと判断した場合には、オフセット値の変動幅を大きくすることにより、オフセット値の変動幅を適応的に制御してもよい。また、無線送信装置が移動局に搭載される場合、基地局が通信システム内の無線通信装置（例えば、自局との通信を確立している無線通信装置）の数（または、トラフィック量）が所定の閾値よりも少ないと判断した場合には、基地局は、オフセット値の変動幅を小さくするように、移動局に指示することにより、オフセット値の変動幅を適応的に制御してもよい。これにより、通信システム内の無線通信装置の数（または、トラフィック量）が多い場合には、他の無線通信装置に与える干渉の送信ブロック内の変動を低減することができる。また、通信システム内の無線通信装置の数（または、トラフィック量）が少ない場合には、他の無線通信装置が正常にＡＭＣ制御できなくても、通信システム全体に与える影響は小さい。よって、無線送信装置は、オフセット値の変動幅を小さくして実際の平均ＳＮＲに近い平均ＳＮＲを用いることで、自装置のＭＭＳＥ−ＴＨＰの性能劣化、すなわち、自装置のＳＮＲ改善効果および残留ＩＳＩ抑圧効果の劣化を抑えることができる。このように、通信システム内の無線通信装置の数（または、トラフィック量）に応じてオフセット値の変動幅を適応的に変化させることで、システムスループットの劣化をさらに抑えることができる。

また、本実施の形態では、さらに、送信電力制御において設定する送信ブロック全体の送信電力をオフセット値に基づいて変更してもよい。例えば、基地局に搭載された無線送信装置が、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）にオフセットを与えた平均ＳＮＲより算出した行列Ｂを用いて、ある移動局に搭載された無線通信装置に対してＭＭＳＥ−ＴＨＰ送信する場合には、基地局は、オフセット値の絶対値が増加するほど、その移動局に対する送信ブロック内の全シンボルに与える送信電力を一定に増加してもよい。これにより、本実施の形態と同様の効果を得つつ、実際のチャネルのＥ_ｂ／Ｎ_０（または、Ｅ_ｓ／Ｎ_０、平均ＳＮＲ）と異なるＥ_ｂ／Ｎ_０（または、Ｅ_ｓ／Ｎ_０、平均ＳＮＲ）を用いて算出された行列Ｂを用いることにより生じる受信品質の劣化を補償することができる。

（実施の形態３）
式（１４）において、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）が低い場合、Ｂ^−１は（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）Ｌ^Ｈに漸近（または、Ｂは（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）^−１Ｌ^−Ｈに漸近）し、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）が高い場合、Ｂ^−１はＬ^−１に漸近（または、ＢはＬに漸近）する。すなわち、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）が高くなるほど、ＭＭＳＥ−ＴＨＰでは平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）の重要度が低くなる。換言すると、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）が低くなるほど、ＭＭＳＥ−ＴＨＰでは、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）の重要度が高くなる。

このように、本発明に係るＭＭＳＥ−ＴＨＰでは、平均ＳＮＲに応じて、ＩＳＩ抑圧効果またはＳＮＲ改善効果を得るように動作するため、無線受信装置より通知される通知情報の重要度も平均ＳＮＲに応じて変化する。すなわち、下三角行列Ｌを得るために必要なＣＩＲ情報の重要度および平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）を得るために必要なＳＮＲ情報の重要度は、平均ＳＮＲに応じて変化する。

なお、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）がいずれの場合でも、下三角行列Ｌが行列Ｂの算出に与える影響は大きい。よって、平均ＳＮＲに応じた重要度の変化は、下三角行列Ｌよりも
平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）の方が大きくなる。

そこで、本実施の形態では、平均ＳＮＲに応じて、無線受信装置から無線送信装置へ通知される平均ＳＮＲ（すなわち、ＳＮＲ情報）の通知方法を切り替える。

以下、本実施の形態における平均ＳＮＲの通知方法１および２について説明する。

（通知方法１）
本通知方法では、平均ＳＮＲの通知の周期を、平均ＳＮＲが高いほどより長くする。

本通知方法に係る無線送信装置および無線受信装置の構成について説明する。図１２に本通知方法に係る無線受信装置５００の構成を示し、図１３に本通知方法に係る無線送信装置６００の構成を示す。なお、図１２および図１３において、図６および図８に示した構成部と同一の構成部には同一符号を付し説明を省略する。

図１２に示す無線受信装置５００において、制御部５０１には、平均ＳＮＲがＳＮＲ推定部２１０から入力される。制御部５０１は、平均ＳＮＲに基づいて、平均ＳＮＲを通知する通知周期を制御する。具体的には、制御部５０１は、図１４に示す平均ＳＮＲと平均ＳＮＲの通知間隔との対応関係を示すテーブルを参照して、平均ＳＮＲの通知間隔を決定する。ここで、図１４では、通知間隔Ｔ_ＳＮＲ（０）が最も小さく、通知間隔Ｔ_ＳＮＲ（９）が最も大きい。また、通知間隔Ｔ_ＳＮＲ（０）〜Ｔ_ＳＮＲ（９）は、最小の通知間隔から昇順に設定されている。つまり、通知間隔Ｔ_ＳＮＲ（０）〜Ｔ_ＳＮＲ（９）は、通知間隔Ｔ_ＳＮＲ（ｉ）≦通知間隔Ｔ_ＳＮＲ（ｉ＋１） （ｉ＝０〜８）の関係を有する。すなわち、図１４に示す平均ＳＮＲと平均ＳＮＲの通知間隔との対応関係では、平均ＳＮＲが高いほど、平均ＳＮＲの通知間隔はより大きくなる。つまり、平均ＳＮＲの通知周期は、平均ＳＮＲが高いほどより長い。そして、制御部５０１は、決定した通知間隔を生成部２１２へ出力する。

生成部２１２は、制御部５０１から入力される通知間隔でＳＮＲ情報を生成し、ＳＮＲ情報を符号化部２１３へ出力する。

無線送信部２１５は、制御部５０１で決定された通知周期で、平均ＳＮＲを示すＳＮＲ情報を無線送信装置６００に送信する。

一方、図１３に示す無線送信装置６００の無線受信部１１２は、無線受信装置５００（図１２）より平均ＳＮＲを示すＳＮＲ情報の通知を受信する。ここで、ＳＮＲ情報の通知の周期は、平均ＳＮＲが高いほどより長い。

制御部６０１は、無線受信装置５００の制御部５０１が保持するテーブル（図１４）と同一のテーブルを保持する。そして、制御部６０１は、例えば、図１４のテーブルに示される通知間隔のうち、最小の通知間隔Ｔ_ＳＮＲ（０）を抽出部１１５へ出力する。

抽出部１１５は、制御部６０１から入力される通知間隔で、復号部１１４から入力される制御信号に含まれるＳＮＲ情報を抽出する。具体的には、抽出部１１５は、最小の通知間隔Ｔ_ＳＮＲ（０）で制御情報をブラインド判定してＳＮＲ情報を抽出する。これにより、抽出部１１５では、無線受信装置５００からのＳＮＲ情報の通知間隔がいずれの場合でも確実にＳＮＲ情報を抽出することができる。

これにより、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）がより低い場合（つまり、行列Ｂ^−１が（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）Ｌ^Ｈに漸近する場合）、無線送信装置６００では、より短い通知周期で平均ＳＮ
Ｒ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）を受信する。このため、無線送信装置６００は、より新しい平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）、つまり、現時点でのチャネルの状態を反映した平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）を用いて行列Ｂを算出することで、ＭＭＳＥ−ＴＨＰの性能を向上させることができる。

これに対し、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）がより高い場合（つまり、行列Ｂ^−１がＬ^−１に漸近する場合）、無線送信装置６００では、より長い通知周期で平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）を受信する。ここで、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）がより高い場合には平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）が行列Ｂの算出に与える影響は小さくなる。そのため、無線送信装置６００では、ＭＭＳＥ−ＴＨＰの性能を劣化させることなく、平均ＳＮＲを通知するための通知量（すなわち、平均ＳＮＲを通知するために要するビット数）を削減することができる。

このように、本通知方法によれば、平均ＳＮＲが高いほど、平均ＳＮＲの通知の周期をより長くする。これにより、無線送信装置は、ＭＭＳＥ−ＴＨＰの性能を劣化させることなく、無線受信装置より通知される制御情報の情報量を削減することができる。

なお、本通知方法では、平均ＳＮＲが高くなるほど、平均ＳＮＲの通知周期をより長くする場合について説明した。しかし、本発明では、平均ＳＮＲが高くなるほど、平均ＳＮＲの通知周期をより長くするとともにＣＩＲの通知周期をより短くしてもよい。これにより、無線送信装置または無線受信装置が高速移動している場合、無線送信装置は、高速に変動するＣＩＲを高い精度で取得することができる。このため、無線送信装置は、高速移動環境下においても、通知情報量を増加させることなく最適なＭＭＳＥ−ＴＨＰを行うことができる。

また、本通知方法では、無線受信装置５００は、制御部５０１が決定した通知間隔で平均ＳＮＲを示すＳＮＲ情報を送信し、無線送信装置６００は、複数の通知間隔のうち、最小の通知間隔毎に制御信号をブラインド判定することにより平均ＳＮＲを示すＳＮＲ情報を抽出する場合について説明した。しかし、本発明では、無線受信装置５００は、制御部５０１が決定した通知間隔を示す通知周期番号（例えば、図１４に示す通知周期番号０〜９）を制御情報として無線送信装置６００に通知してもよい。これにより、無線送信装置６００の制御部６０１は、受信した通知周期番号に基づいて通知間隔を特定することができる。そして、抽出部１１５は、制御部６０１が特定した通知間隔毎に平均ＳＮＲを示すＳＮＲ情報を抽出する。これにより、無線送信装置６００は、ブラインド判定することなく、平均ＳＮＲを得ることができる。

（通知方法２）
本通知方法では、平均ＳＮＲの通知の情報量を、平均ＳＮＲが高いほどより少なくする。

本通知方法に係る無線送信装置および無線受信装置の構成について説明する。図１５に本通知方法に係る無線受信装置７００の構成を示し、図１６に本通知方法に係る無線送信装置８００の構成を示す。なお、図１５および図１６において、図６および図８に示した構成部と同一の構成部には同一符号を付し説明を省略する。

図１５に示す無線受信装置７００において、制御部７０１には、平均ＳＮＲがＳＮＲ推定部２１０から入力される。制御部７０１は、平均ＳＮＲに基づいて平均ＳＮＲの通知の情報量、つまり、平均ＳＮＲの通知に要するビット数を制御する。具体的には、制御部７０１は、図１７に示す平均ＳＮＲと平均ＳＮＲの通知ビット数との対応関係を示すテーブルを参照して、平均ＳＮＲの通知ビット数を決定する。ここで、図１７では、通知ビット数Ｎ_ＳＮＲ（０）が最も多く、通知ビット数Ｎ_ＳＮＲ（９）が最も少ない。また、通知ビ
ット数Ｎ_ＳＮＲ（０）〜Ｎ_ＳＮＲ（９）は、最も多い通知ビット数から降順に設定される。つまり、通知ビット数Ｎ_ＳＮＲ（０）〜Ｎ_ＳＮＲ（９）は、通知ビット数Ｎ_ＳＮＲ（ｉ）≧通知ビット数Ｎ_ＳＮＲ（ｉ＋１） （ｉ＝０〜８）の関係を有する。すなわち、図１７に示す平均ＳＮＲと平均ＳＮＲの通知ビット数との対応関係では、平均ＳＮＲの通知ビット数は、平均ＳＮＲが高いほどより少なくなる。そして、制御部７０１は、決定した通知ビット数を量子化部２１１へ出力する。

量子化部２１１は、制御部７０１から入力される通知ビット数を用いて、ＳＮＲ推定部２１０から入力される平均ＳＮＲを量子化する。

無線送信部２１５は、制御部７０１で決定された通知ビット数の平均ＳＮＲを示すＳＮＲ情報を無線送信装置８００に送信する。

一方、図１６に示す無線送信装置８００の無線受信部１１２は、無線受信装置７００（図１５）より平均ＳＮＲを示すＳＮＲ情報の通知を受信する。ここで、ＳＮＲ情報に示される平均ＳＮＲの情報量（通知ビット数）は、平均ＳＮＲが高いほどより少ない。

制御部８０１は、無線受信装置７００の制御部７０１が保持するテーブル（図１７）と同一のテーブルを保持する。そして、制御部８０１は、例えば、図１７のテーブルに示される通知間隔のうち、所定の数またはすべての通知ビット数を逆量子化部１１６へ出力する。

逆量子化部１１６は、制御部８０１から入力される通知ビット数を用いて、ＳＮＲ情報を逆量子化して平均ＳＮＲを得る。具体的には、逆量子化部１１６は、正常にＳＮＲ情報を逆量子化できるまで、異なる通知ビット数を順に用いてＳＮＲ情報を逆量子化する。

これにより、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）がより低い場合（つまり、行列Ｂ^−１が（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）Ｌ^Ｈに漸近する場合）、無線送信装置８００では、より多い通知ビット数で量子化された平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）を受信する。これにより、無線送信装置８００は、より精度が高い平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）を用いて行列Ｂを算出することで、ＭＭＳＥ−ＴＨＰの性能を向上させることができる。

これに対し、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）がより高い場合（つまり、行列Ｂ^−１がＬ^−１に漸近する場合）、無線送信装置８００では、より少ない通知ビット数で量子化された平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）を受信する。通知方法１と同様、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）がより高い場合には平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）が行列Ｂの算出に与える影響は小さくなる。よって、無線送信装置８００では、ＭＭＳＥ−ＴＨＰの性能を劣化させることなく、平均ＳＮＲを通知するための通知量（すなわち、平均ＳＮＲを通知するために要するビット数）を削減することができる。

このように、本通知方法によれば、平均ＳＮＲが高いほど、平均ＳＮＲの通知の情報量をより少なくする。これにより、通知方法１と同様、無線送信装置は、ＭＭＳＥ−ＴＨＰの性能を劣化させることなく、無線受信装置より通知される制御情報の情報量を削減することができる。

なお、本通知方法では、平均ＳＮＲが高くなるほど、平均ＳＮＲの通知ビット数をより少なくする場合について説明した。しかし、本発明では、平均ＳＮＲが高くなるほど、平均ＳＮＲの通知ビット数をより少なくするとともにＣＩＲの通知ビット数をより多くしてもよい。これにより、無線送信装置は、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）がより高い場合（つまり、行列Ｂ^−１がＬ^−１に漸近する場合）、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）よりも重要な情報
であるＣＩＲを高い精度で取得することができる。このため、無線送信装置は、通知情報量を増加させることなくＭＭＳＥ−ＴＨＰの性能を向上させることができる。

また、本通知方法では、無線受信装置７００は、制御部７０１が決定した通知ビット数で平均ＳＮＲを量子化し、無線送信装置８００は、複数の通知ビット数のうち、いずれかの通知ビット数から順にＳＮＲ情報を逆量子化する場合について説明した。しかし、本発明では、無線受信装置７００は、制御部７０１が決定した通知ビット数を示す通知ビット数番号（例えば、図１７に示す通知ビット数番号０〜９）を制御情報として無線送信装置８００に通知してもよい。これにより、無線送信装置８００の制御部８０１は、受信した通知ビット数番号に基づいて通知ビット数を特定することができる。そして、逆量子化部１１６は、制御部８０１が特定した通知ビット数を用いてＳＮＲ情報を逆量子化する。これにより、無線送信装置８００は、複数の通知ビット数を順に逆量子化することなく、平均ＳＮＲを得ることができる。

以上、本実施の形態における平均ＳＮＲの通知方法１および２について説明した。

このようにして、本実施の形態によれば、平均ＳＮＲに応じて、平均ＳＮＲの通知方法を切り替えることで、実施の形態１と同様の効果を得つつ、無線受信装置から無線送信装置へ通知する制御信号の情報量を削減することができる。

なお、本実施の形態では、平均ＳＮＲに応じて、平均ＳＮＲの通知方法を切り替える場合について説明したが、本発明では、平均ＳＮＲに応じてＣＩＲの通知方法を切り替えてもよい。上述したように、平均ＳＮＲが低いほど、ＭＭＳＥ−ＴＨＰはＩＳＩ抑圧効果よりもＳＮＲ改善効果を得るように動作する。すなわち、平均ＳＮＲが低いほど、式（１４）に示す行列Ｂの算出において、平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）が高い場合の下三角行列Ｌよりも平均ＳＮＲ（Ｅ_ｓ／Ｎ_０）が低い場合の下三角行列Ｌの重要度の方が低くなる。そこで、例えば、平均ＳＮＲが低いほど、ＣＩＲの通知の周期を長くしてもよい。また、平均ＳＮＲが低いほど、ＣＩＲの通知ビット数をより少なくしてもよい。これにより、ＭＭＳＥ−ＴＨＰの性能を劣化させることなく、ＣＩＲを通知するための情報量を削減することができる。

また、本実施の形態では、送信ＦＤＥとＭＭＳＥ−ＴＨＰとを併用する場合について説明したが、ＭＭＳＥ規範の送信信号処理（ＭＭＳＥ規範の送信等化等）を用いる場合においても上記通知方法１および２を適用してもよい。これにより、ＭＭＳＥ規範の送信信号処理の性能を劣化させることなく、無線受信装置から無線送信装置へ通知する制御信号の情報量を削減することができる。

以上、本発明の実施の形態について説明した。

なお、本発明の無線送信装置および無線受信装置は、移動体通信システム等で使用される無線通信移動局装置や無線通信基地局装置に用いて好適である。本発明の無線送信装置および無線受信装置を無線通信移動局装置や無線通信基地局装置に搭載することにより、上記同様の作用および効果を有する無線通信移動局装置および無線通信基地局装置を提供することができる。

また、上記実施の形態では、本発明をハードウェアで構成する場合を例にとって説明したが、本発明はソフトウェアで実現することも可能である。

また、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含
むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用してもよい。

さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。

２００８年９月１２日出願の特願２００８−２３４９７９の日本出願に含まれる明細書、図面および要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。

本発明は、移動体通信システム等に適用することができる。

Claims (7)

1. 送信ブロックに対する等化処理に用いるウェイトおよびチャネルインパルス応答から形成される等価チャネルを示す等価チャネル行列を演算する演算部と、
   前記等価チャネル行列をＬＱ分解することにより、前記送信ブロックの前方の高いチャネル品質および前記送信ブロックの後方の低いチャネル品質を含む前記送信ブロックのチャネル品質を示す対角要素と前記送信ブロックの干渉を示す要素とからなる下三角行列Ｌ、および、ユニタリ行列Ｑを得る分解部と、
   前記下三角行列Ｌおよび平均チャネル品質を用いて、プレコーディング前の前記送信ブロックと無線受信装置における受信ブロックとの間のシンボル毎の平均二乗誤差の全シンボル合計を最小にする行列Ｂを算出する算出部と、
   前記行列Ｂを用いて前記送信ブロックに対してTomlinson-Harashima Precodingを行うプレコーディング部と、
   前記ウェイトを用いて前記送信ブロックの等化処理を行う等化部と、
   を具備する無線送信装置。
2. 前記算出部は、前記下三角行列Ｌおよび前記平均チャネル品質を用いて式（１）に示す前記行列Ｂを算出する、
   請求項１記載の無線送信装置。
   

   

   ただし、Ｉは単位行列、Ｅ_ｓ／Ｎ_ｏは前記平均チャネル品質を表す１シンボルあたりの信号エネルギー対雑音電力スペクトル密度比、上添字Ｈはエルミート転置である。
3. 前記行列Ｂの対角要素ｂ_τ，τ（τ＝０〜Ｎ_Ｃ−１、Ｎ_Ｃは前記送信ブロックのブロック長）を用いて式（２）のように算出される電力正規化係数Ωをプレコーディング後の前記送信ブロックに乗算する乗算部、をさらに具備し、
   前記等化部は、乗算後の前記送信ブロックの等化処理を行う、
   請求項１記載の無線送信装置。
   

   
4. 前記算出部は、前記平均チャネル品質にオフセットを与えた平均チャネル品質および前記下三角行列Ｌを用いて、前記行列Ｂを算出する、
   請求項１記載の無線送信装置。
5. 前記無線受信装置より前記平均チャネル品質の通知を受信する受信部、をさらに具備し、
   前記通知の周期は、前記平均チャネル品質が高いほどより長い、
   請求項１記載の無線送信装置。
6. 前記無線受信装置より前記平均チャネル品質の通知を受信する受信部、をさらに具備し、
   前記通知の情報量は、前記平均チャネル品質が高いほどより少ない、
   請求項１記載の無線送信装置。
7. 送信ブロックに対する等化処理に用いるウェイトおよびチャネルインパルス応答から形成される等価チャネルを示す等価チャネル行列を演算し、
   前記等価チャネル行列をＬＱ分解することにより、前記送信ブロックの前方の高いチャネル品質および前記送信ブロックの後方の低いチャネル品質を含む前記送信ブロックのチャネル品質を示す対角要素と前記送信ブロックの干渉を示す要素とからなる下三角行列Ｌ、および、ユニタリ行列Ｑを得て、
   前記下三角行列Ｌおよび平均チャネル品質を用いて、プレコーディング前の前記送信ブロックと無線受信装置における受信ブロックとの間のシンボル毎の平均二乗誤差の全シンボル合計を最小にする行列Ｂを算出し、
   前記行列Ｂを用いて前記送信ブロックに対してTomlinson-Harashima Precodingを行う、
   プレコーディング方法。

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