JP5241437B2 - 受信装置、及び信号処理方法 - Google Patents

Description

本発明は、受信装置、及び信号処理方法に関する。特に、シングルキャリア伝送方式の移動体通信システムにおけるＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ ａｎｄ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）受信装置、及び信号処理方法に関する。

無線装置間の通信速度を高速化する技術の一つとして、多入力・多出力伝送方式が知られている。この方式は、文字通り、複数のアンテナを用いた信号の入出力を基本としている。この方式の特徴は、異なる複数のアンテナを利用して、同じタイミング、かつ、同じ周波数で複数の送信データを一度に送信することが可能な点にある。そのため、同時に送信可能なチャネルの数が増加するにつれ、増加したチャネルの分だけ単位時間当たりに送信可能な情報量を増加させることが可能になる。また、この方式は、通信速度を向上させるに当たって、占有される周波数帯域が増加しないという利点も有する。

しかし、同一周波数の搬送波成分を有する複数の変調信号が同時に送信されるため、受信側において混信した変調信号（多重信号）を分離する手段が必要になる。そこで、受信側において、無線伝送路の伝送特性を表すチャネル行列が推定され、そのチャネル行列に基づいて受信信号から各サブストリームに対応する送信信号が分離される。なお、チャネル行列は、パイロットシンボル等を用いて推定される。

しかしながら、伝送路内で付加されるノイズやサブストリーム間に生じる干渉等の影響を十分に除去してサブストリーム毎の送信信号を精度良く再現するには更に特別な工夫が必要である。これに関し、近年、ＭＩＭＯ信号検出に関する様々な技術が開発されてきている。例えば、ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅｄ Ｅｒｒｏｒ）検波方式や、このＭＭＳＥ検波方式よりも伝送特性を向上させることが可能なＭＬＤ（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）検波方式が知られている。また、ＭＬＤ検波方式よりもサブストリーム毎の信号検出に要する演算量を低減することが可能なＱＲ分解ＭＬＤ検波方式（以下、ＱＲＤ−ＭＬＤ方式）と呼ばれる改良方式も知られている。さらに、下記の非特許文献１には、マルチパス干渉対策を施したＱＲＤ−ＭＬＤ方式の一例が開示されている。

ところで、最近、シングルキャリア伝送に係る技術として、ＤＦＴ−ＳＯＦＤＭ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ Ｓｐｒｅａｄ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式と呼ばれる技術が注目されている。また、この方式について、現在、３ＧＰＰ（３ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ）で規格化が検討されている。

この方式は、送信信号を周波数領域で変調マッピングし、その周波数領域の変調信号を時間領域に逆変換した上で送信する送信側の技術と、２次元（空間領域＋周波数領域）ＭＭＳＥ検波を用いて送信信号を復元する受信側の技術とを組み合わせたものである。この技術を適用すると、送信信号が周波数領域で変調マッピングされるため、送信装置の消費電力（瞬間最大電力）を抑制できる。このようなシングルキャリア伝送方式の場合、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）等のマルチキャリア伝送方式に比べてピーク電力を低く抑えることができるため、電力消費量に対する要求が厳しい携帯端末等への応用が期待されている。

Ｍａｅｄａ ｅｔ ａｌ．，"ＱＲＭ−ＭＬＤ Ｃｏｍｂｉｎｅｄ ｗｉｔｈ ＭＭＳＥ−Ｂａｓｅｄ Ｍｕｌｔｉｐａｔｈ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｃａｎｃｅｌｌｅｒ ｆｏｒ ＭＩＭＯ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ ｉｎ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ ＤＳ−ＣＤＭＡ"，ＩＥＥＥ ＰＩＭＲＣ，２００４

しかしながら、ＤＦＴ−ＳＯＦＤＭ方式のようなＭＭＳＥ検波方式を応用した技術をＭＩＭＯシステムに適用する場合、ＭＬＤ検波方式等を適用した場合に得られる受信アンテナダイバーシチゲインが得られないという問題がある。この問題は、所望の信号品質を得るために必要な信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）を実現するために比較的大きな送信電力を要するということを意味する。つまり、高い信号品質を得ようとすると、当該技術を適用したとしても、携帯端末等に対して大きな電力負担を強いることになる。

一方、ＭＬＤ検波方式等の技術を適用する場合、受信アンテナイバーシチゲインが得られる分だけ、高い信号品質を得るために要求される送信電力を抑制することができる。但し、ＭＬＤ検波方式は、サブストリーム毎の信号検出に要する演算量が大きく現実的ではないため、比較的演算量の少ないＱＲＤ−ＭＬＤ方式等が一般に利用される。しかしながら、ＱＲＤ−ＭＬＤ方式等を用いるとダイバーシチゲインが得られるものの、チャネル行列の各要素に独立して発生するマルチパス干渉（以下、ＭＰＩ）の影響を十分に等化することが難しいため、マルチパス干渉による影響を受けやすい環境において信号品質が大きく低下してしまうという問題がある。

また、上記の非特許文献１には、ＤＳ−ＣＤＭＡ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式を適用すると共にマルチコード伝送と呼ばれる多重法を用いてＤＳ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ）処理による通信速度の低下を補償する送信側の技術と、干渉キャンセラを用いて信号分離の補助処理を施す受信側の技術とが開示されている。この技術は、ＤＳ−ＣＤＭＡ方式に特有の鋭い自己相関性を利用してマルチパスを独立したパスとして扱うことで、マルチパス干渉の影響を抑制するものである。しかしながら、この方式は、マルチコード伝送の利用を前提としているため、時間領域における独立な信号の加算処理が必要になり、大きなピーク電力が発生してしまうという問題がある。従って、この技術を携帯端末のような最大送信電力が制限されている装置に対して適用することは好ましくない。また、当該技術は、各パスを経由して到来する波の到達時刻が一定でないマルチユーザＭＩＭＯシステムのような環境に適用できないという問題もある。

こうした問題に対し、ＱＲＤ−ＭＬＤ方式を基盤とし、チャネル行列をＱＲ分解して得られた上三角行列の最下行から順に、各行に対応する受信信号に対して周波数領域等化（ＦＤＥ；Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−ｄｏｍａｉｎ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）を施すことにより、周波数選択性を等化する方式（以下、ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式）が考案された。しかしながら、周波数領域等化のために上三角行列に含まれる任意の伝達関数に等化係数を作用させると、ＱＲ分解の特性上、他の伝達関数の周波数選択性が強調されてしまうという問題がある。そのため、ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式を適用したとしても、マルチパス干渉が比較的大きな環境下において、十分な周波数領域の等化が実現されないという問題があった。さらに言えば、通信品質をより向上させるために、周波数ダイバーシチ効果を失うことなく、周波数領域の等化を実現する技術が求められる。以下では、この周波数ダイバーシチ効果のことをマルチパスダイバーシチ効果、又は単にパスダイバーシチ効果と呼ぶ場合がある。

そこで、本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的とするところは、最尤検出に基づく多重信号の分離処理に際し、マルチパス干渉が比較的大きな環境下においても周波数選択性を十分に等化しつつ、パスダイバーシチ効果を得ることが可能な、新規かつ改良された受信装置、及び信号処理方法を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明のある観点によれば、複数のサブストリームが含まれる多重信号を受信する複数のアンテナと、周波数領域に変換された前記多重信号から対象パスに対するマルチパス干渉成分を抑圧して各対象パスの成分を抽出する複数のマルチパス干渉抑圧部と、チャネル行列をＱＲ分解して得られる上又は下三角行列を前記各マルチパス干渉抑圧部から出力される前記各対象パスの成分に乗算し、前記上又は下三角行列が乗算された当該各対象パスの成分に対して周波数領域等化を施す複数の信号等化部と、前記各信号等化部により周波数領域等化が施された前記各対象パスの成分を合成するマルチパス成分合成部と、時間領域に変換された前記マルチパス成分合成部の出力信号から最尤検出を用いて前記多重信号に含まれる各サブストリームを復号する最尤復号部と、を備える、受信装置が提供される。

また、上記の受信装置は、次のように構成されていてもよい。例えば、上記の受信装置は、前記最尤復号部により前記各サブストリームが復号される際に出力される対数尤度比を用いて前記各サブストリームの信号に誤り訂正を施す誤り訂正部と、前記誤り訂正部により誤り訂正が施された前記各サブストリームの信号に基づいてレプリカ信号を生成するレプリカ信号生成部とをさらに備えていてもよい。この場合、前記マルチパス干渉抑圧部は、前記レプリカ信号生成部により生成されたレプリカ信号を用いてチャネル行列の周波数依存成分を減算することで前記マルチパス干渉成分を抑圧する。

また、上記の受信装置は、前記マルチパス干渉抑圧部から出力された信号を前記各信号等化部、前記マルチパス成分合成部、前記最尤復号部、及び前記誤り訂正部に順次入力させ、前記誤り訂正部から出力された信号を前記レプリカ信号生成部に入力させ、前記レプリカ信号生成部から出力された信号を前記マルチパス干渉抑圧部に入力させる制御処理を繰り返し実行して前記マルチパス干渉成分の抑圧処理を反復実行させる制御部をさらに備えていてもよい。

また、上記の受信装置は、前記周波数領域に変換された多重信号からＭＭＳＥ等化係数を算出するＭＭＳＥ分離・等化部をさらに備えていてもよい。この場合、前記制御部による制御に応じて反復実行される前記マルチパス干渉成分の抑圧処理の第１回目においては、前記レプリカ信号生成部が前記ＭＭＳＥ分離・等化部により算出されたＭＭＳＥ等化係数に基づいてレプリカ信号を生成し、当該レプリカ信号を用いて前記マルチパス干渉抑圧部が前記マルチパス干渉成分の抑圧処理を実行する。

また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、複数のサブストリームを含む多重信号が複数のアンテナにより受信されるステップと、マルチパスのパス毎に周波数領域に変換された前記多重信号から対象パスに対するマルチパス干渉成分が抑圧されて各対象パスの成分が抽出されるマルチパス干渉抑圧ステップと、チャネル行列をＱＲ分解して得られる上又は下三角行列が前記各マルチパス干渉抑圧部から出力される前記各対象パスの成分に乗算され、前記上又は下三角行列が乗算された当該各対象パスの成分に対して周波数領域等化が施される信号等化ステップと、前記信号等化ステップで周波数領域等化が施された前記各対象パスの成分が合成されるマルチパス成分合成ステップと、前記マルチパス成分合成ステップの出力信号が時間領域に変換され、当該時間領域の出力信号から最尤検出を用いて前記多重信号に含まれる各サブストリームが復号される最尤復号ステップと、を含む、信号処理方法が提供される。

上記の装置又は方法を適用することにより、サブストリーム毎の周波数領域等化器により除去し切れない比較的大きなマルチパス干渉成分が予め減算されるため、マルチパス干渉の影響を大きく受けやすい伝送路の状態であっても、効果的に周波数選択性を等化することが可能になる。また、マルチパス干渉キャンセリングの初回に、ＭＭＳＥ等化係数を利用した信号分離法に基づいてレプリカ信号が生成されることで、レプリカ信号の生成誤差に起因する復号特性の劣化を防止することができる。一方で、２回目以降で最尤検出に基づく信号分離法が実施されるため、受信アンテナダイバーシチゲインが得られる。また、各対象パスに対して周波数領域の等化処理が実施された上で、全ての対象パスについて出力信号が合成されるため、パスダイバーシチ効果を享受することができる。

以上説明したように本発明によれば、最尤検出に基づく多重信号の分離処理に際し、マルチパス干渉が比較的大きな環境下においても周波数選択性を十分に等化しつつ、パスダイバーシチ効果を得ることが可能になる。

以下に添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。

［説明の流れ］
本発明の好適な実施形態について説明するに先立ち、当該説明の流れについて簡単に述べておくことにする。まず、図１を参照しながら、同実施形態において想定するＭＩＭＯシステム及び送信装置の構成について簡単に説明する。次いで、図２〜図４を参照しながら、ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式の信号分離技術について説明する。次いで、図５及び図６を参照しながら、ＭＰＩＣ−ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式の信号分離技術について説明する。次いで、図７及び図８を参照しながら、同実施形態に係る信号分離技術について説明する。次いで、図９及び図１０を参照しながら、同実施形態に係る信号分離技術を適用することにより得られる効果について説明する。

［ＭＩＭＯシステムの構成について］
まず、図１を参照しながら、後述する各技術が適用されるＭＩＭＯシステムの構成について簡単に説明する。但し、図１に例示するＭＩＭＯシステム１０は、説明の都合上、簡略化して記載されている。そのため、実際には、図１に例示されていない構成要素が付加されたり、種々の変形が施されたりすることがある。しかし、これら構成要素の付加や種々の変形が施されたＭＩＭＯシステムに対しても後述する各技術を適用することは可能である。

図１を参照する。図１に示すように、ＭＩＭＯシステム１０は、送信装置１２と、受信装置２２とにより構成される。送信装置１２は、ストリーム毎に符号化部１４及び送信部１６を備えている。また、送信装置１２は、複数のアンテナ１８を備えている。ストリーム毎の送信データ（Ｔｘ Ｄａｔａ）は、符号化部１４により所定の符号化方式で符号化（誤り訂正符号化）された後、送信部１６に入力される。送信部１６に入力された送信データは、所定の多値数（例えば、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ等）で変調マッピングされ、アンテナ１８を介して送信される。

複数のアンテナ１８から送信されたストリームは、伝送路において空間多重され、受信装置２２により受信される。受信装置２２は、複数のアンテナ２０を有し、当該複数のアンテナ２０を介して空間多重された信号を受信する。そして、受信装置２２は、後述する各技術を用いて受信信号をストリーム毎に分離し、元の送信データを復元する。本実施形態に係る技術は、受信装置２２における信号分離方法に関する。そこで、以下の説明においては、空間多重されたマルチストリームの信号が受信装置２２により受信されることを前提とする。また、後段においては、ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式、ＭＰＩＣ−ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式、及び本実施形態の方式を区別するため、受信装置２２の符号を適宜変更する。

以上、後述する各技術が適用されるＭＩＭＯシステムの構成について簡単に説明した。以下では、ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式、ＭＰＩＣ−ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式、及び本実施形態に係る方式について順を追って説明する。

［ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式について］
本発明の好適な実施形態について説明するに先立ち、本実施形態に係る技術の基盤となるＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式について簡単に説明する。この方式は、シングルキャリア伝送のＭＩＭＯシステムにおける多重信号分離手段において、チャネル行列の各要素に独立して含まれる周波数選択性を等化することを目的とする最尤検出技術に関する。

（受信装置１００の機能構成）
まず、図２を参照しながら、ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式に係る受信装置１００の機能構成について説明する。図２は、ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式に係る受信装置１００の機能構成を示す説明図である。なお、同方式に適用される送信装置１２は、例えば、符号化部１４によりストリーム毎に誤り訂正符号化／誤り検出符号化し、送信部１６により離散フーリエ変換、周波数領域における変調マッピング、及び時間領域に逆フーリエ変換を順次実行して信号を送信する構成を有する。

図２に示すように、受信装置１００は、複数のアンテナに加え、主に、ＦＦＴ部１０２と、乗算処理部１０４と、信号等化部１０６と、チャネル推定部１０８と、ＱＲ分解部１１０と、等化係数算出部１１２、１１４と、乗算係数算出部１１６、１１８と、ＩＤＦＴ部１２０と、ＥＤＣ部１２２と、ＬＬＲ部１２４と、Ｓ／Ｐ変換部１２６と、ＦＥＣ部１２８とにより構成される。

（ＦＦＴ部１０２、乗算処理部１０４）
ＦＦＴ部１０２は、各アンテナを介して入力された時間領域の受信信号ｙ（ｔ）を周波数領域の受信信号ｙ（ω）に変換する手段である。このとき、ＦＦＴ部１０２は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ；Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）のアルゴリズムに基づいて受信信号を周波数領域の信号に変換する。ＦＦＴ部１０２により周波数領域に変換された受信信号は、乗算処理部１０４に入力される。なお、受信信号ベクトルｙは、チャネル行列Ｈを用いて下記の式（１）のように表現される。但し、ｘは送信信号ベクトルである。また、ｎは雑音項である。

…（１）

乗算処理部１０４は、後述するＱＲ分解部１１０から入力されたユニタリ行列Ｑのエルミート共役Ｑ^Ｈと、ＦＦＴ部１０２から入力された受信信号ベクトルｙとの積を算出する手段である。乗算処理部１０４により算出された積Ｑ^Ｈｙは、信号等化部１０６に入力される。なお、以下の説明において、積Ｑ^Ｈｙの各要素を｛Ｑ^Ｈｙ｝（ｋ）（ｋ＝０〜３；上三角行列Ｒの下から（ｋ＋１）行目に対応）と表記する。また、積Ｑ^Ｈｙは、下記の式（２）のように表現される。

…（２）

（信号等化部１０６）
信号等化部１０６は、乗算処理部１０４の出力信号と、後述する等化係数算出部１１２、１１４により算出された等化係数と、乗算係数算出部１１６、１１８により算出された乗算係数とに基づき、後述するＱＲ分解部１１０により算出された上三角行列Ｒの各要素が持つ周波数選択性を等化し、さらに、その周波数選択性を平坦化する手段である。信号等化部１０６の出力信号ＺはＩＤＦＴ部１２０に入力される。なお、信号等化部１０６が有する機能構成の詳細については後述する。

（チャネル推定部１０８、ＱＲ分解部１１０）
チャネル推定部１０８は、パイロットシンボル等に基づいて信号伝送路の状態を示すチャネル行列Ｈを推定する手段である。チャネル推定部１０８により推定されたチャネル行列Ｈは、ＱＲ分解部１１０に入力される。ＱＲ分解部１１０は、チャネル推定部１０８により推定されたチャネル行列Ｈをユニタリ行列Ｑと上三角行列Ｒとの積に分解（所謂、ＱＲ分解）する手段である。

ＱＲ分解部１１０により算出されたユニタリ行列Ｑは、乗算処理部１０４に入力される。また、ＱＲ分解部１１０により算出された上三角行列Ｒは、等化係数算出部１１２、１１４、乗算係数算出部１１６、１１８、及びＥＤＣ部１２２に入力される。なお、本稿の全体を通じてＱＲ分解を前提とした説明を行うが、ＱＲ分解に代えて、ユニタリ行列Ｑと下三角行列Ｌとの積に分解するＱＬ分解を用いることも可能である。このような変形は適宜許容される。

（等化係数算出部１１２、１１４）
等化係数算出部１１２、１１４は、受信サブストリーム毎に周波数領域等化を実現するための等化係数（Ｆａ、Ｆｓ）を算出する手段である。特に、等化係数算出部１１２は、主に、後述する加算用の乗算係数Ｃａに関係する信号に対して周波数領域等化するための等化係数（以下、加算用等化係数Ｆａ）を算出する。一方、等化係数算出部１１４は、主に、後述する減算用の乗算係数Ｃｓに関係する信号に対して周波数領域等化するための等化係数（以下、減算用等化係数Ｆｓ）を算出する。但し、上三角行列Ｒの最下行に対応する乗算処理部１０４の出力信号に対しては、後述するように、乗算係数Ｃａ、Ｃｓとの関係を考慮しなくてもよい。

以下の説明において、｛Ｑ^Ｈｙ｝（ｋ）に対応する加算用等化係数Ｆａ、減算用等化係数Ｆｓを各々Ｆａ（ｋ）、Ｆｓ（ｋ）と表記する。また、加算用等化係数Ｆａ（ｋ）、減算用等化係数Ｆｓ（ｋ）は、下記の式（３）、式（４）のように表現される。但し、Ｎは、受信アンテナの本数である。また、上付きバーは、アンサンブル平均を表す。さらに、同式に含まれるＳは、信号電力を表す。

…（３）

…（４）

（乗算係数算出部１１６、１１８）
乗算係数算出部１１６、１１８は、受信サブストリーム毎に周波数領域等化の処理を実行する前段で、乗算処理部１０４の各出力信号に対し、上三角行列Ｒの非対角要素に対応する成分を除去又は注入するための乗算係数（Ｃａ、Ｃｓ）を算出する。例えば、乗算係数算出部１１６は、乗算処理部１０４の各出力信号に対し、上三角行列Ｒの非対角要素に対応する成分を注入するための乗算係数（以下、加算用乗算係数Ｃａ）を算出する。一方、乗算係数算出部１１８は、乗算処理部１０４の各出力信号に対し、上三角行列Ｒの非対角要素に対応する成分を除去するための乗算係数（以下、減算用乗算係数Ｃｓ）を算出する。後述するように、乗算係数算出部１１６により算出される加算用乗算係数Ｃａは、上三角行列Ｒの非対角要素に対応する信号の周波数選択性を対角要素に対応する信号の周波数選択性に近似させる効果を奏するものである。

以下の説明において、上三角行列Ｒの非対角要素Ｒ_ｉｊ（ｉ≠ｊ；ｉ，ｊ＝０〜３）に対応する加算用乗算係数Ｃａ、減算用乗算係数Ｃｓを各々Ｃａ_ｉｊ、Ｃｓ_ｉｊと表記する。また、加算用乗算係数Ｃａ_ｉｊ、減算用乗算係数Ｃｓ_ｉｊは、下記の式（５）、式（６）のように表現される。

…（５）

…（６）

（ＩＤＦＴ部１２０）
ＩＤＦＴ部１２０は、信号等化部１０６の各出力信号Ｚに対し、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ；Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を施して周波数領域の信号Ｚ（ω）から時間領域の信号Ｚ（ｔ）に変換する手段である。各ＩＤＦＴ部１２０の出力信号は、ＥＤＣ部１２２に入力される。

（ＥＤＣ部１２２）
ＥＤＣ部１２２は、ＩＤＦＴ部１２０により時間領域の信号に変換された信号等化部１０６の出力信号と、所定の変調方式に対応する送信シンボル候補との間のユークリッド距離（Ｅｕｃｌｉｄｅａｎ Ｄｉｓｔａｎｃｅ）を算出する手段である。但し、送信シンボル候補とは、所定の変調方式に対応する信号点配置図（コンステレーション）上の各信号点のことである。つまり、送信装置１２において用いた変調多値数が分かれば、送信シンボル候補が決定される。また、このユークリッド距離は、下記の式（７）で表現される評価関数により算出される。

…（７）

但し、ｘ_ｓは送信シンボル候補を示す。なお、図中のＥＤＣ部１２２は、説明の便宜上、上三角行列Ｒの各行に対応するように各段が記載されており、例えば、最下段に記載されたＥＤＣ部１２２と上三角行列Ｒの最下行とが対応する。従って、ＥＤＣ部１２２は、最下段から順にサブストリーム毎のユークリッド距離を算出し、全サブストリームに対応する尤度が最小となる送信シンボル候補の組み合わせ（以下、推定送信信号ベクトル）を選択する。ＥＤＣ部１２２により選択された推定送信信号ベクトルはＬＬＲ部１２４に入力される。

（ＬＬＲ部１２４、Ｓ／Ｐ変換部１２６、ＦＥＣ部１２８）
ＬＬＲ部１２４は、ＥＤＣ部１２２から入力された推定送信信号ベクトルの対数尤度比（ＬＬＲ；Ｌｏｇ−Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｒａｔｉｏ）を算出する手段である。Ｓ／Ｐ変換部１２６は、推定送信信号ベクトルをサブストリーム毎に分離する手段である。Ｓ／Ｐ変換部１２６により分離されたサブストリーム毎の推定送信信号は、ＦＥＣ部１２８に入力される。ＦＥＣ部１２８は、ＬＬＲ部１２４により算出された対数尤度比に基づいてサブストリーム毎の推定送信信号に対して誤り訂正（ＦＥＣ；Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）を施し、再生データを出力する。

以上、ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式の受信装置１００について、その全体的な機能構成の概要を説明した。但し、ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式の特徴は、主に、上記で説明の詳細を省略した信号等化部１０６が有する機能構成にある。そこで、信号等化部１０６の機能構成について、より詳細な説明を行うことにする。

（信号等化部１０６の詳細な機能構成について）
図３を参照しながら、信号等化部１０６の機能構成について、より詳細に説明する。図３は、ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式に係る信号等化部１０６の機能構成を示す説明図である。

図３に示すように、ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式に係る信号等化部１０６は、主に、ＦＤＥ部１７２、１７６、１８０、１８４、及び加減算部１７４、１７８、１８２を含む。

（第１段目の処理）
まず、信号等化部１０６は、乗算処理部１０４から入力された信号｛Ｑ^Ｈｙ｝（３）を２つに分岐してＦＤＥ部１７２に入力する。ＦＤＥ部１７２は、その入力された信号の一方に対して加算用等化係数Ｆａ（３）を乗算し、その乗算結果（Ｚ（３））をＩＤＦＴ部１２０に向けて出力する。さらに、ＦＤＥ部１７２は、その入力された信号の他方に対して減算用等化係数Ｆｓ（３）を乗算する。減算用等化係数Ｆｓ（３）が乗算された信号は、分岐されて加減算部１７４、１７８、１８２に入力される。

（第２段目の処理）
次いで、信号等化部１０６は、乗算処理部１０４から入力された信号｛Ｑ^Ｈｙ｝（２）を２つに分岐して加減算部１７４に入力する。加減算部１７４は、ＦＤＥ部１７２から入力された信号に加算用乗算係数Ｃａ_２３を乗算する。そして、加減算部１７４は、その乗算して得られた信号を信号｛Ｑ^Ｈｙ｝（２）に加算して加算信号を生成する。同様に、加減算部１７４は、ＦＤＥ部１７２から入力された信号に減算用乗算係数Ｃｓ_２３を乗算する。そして、加減算部１７４は、その乗算して得られた信号を信号｛Ｑ^Ｈｙ｝（２）から減算して減算信号を生成する。これら加算信号及び減算信号は、ＦＤＥ部１７６に入力される。

ＦＤＥ部１７６は、加減算部１７４から入力された加算信号に対し、加算用等化係数Ｆａ（２）を乗算し、その乗算結果（Ｚ（２））をＩＤＦＴ部１２０に向けて出力する。さらに、ＦＤＥ部１７６は、加減算部１７４から入力された減算信号に対し、減算用等化係数Ｆｓ（２）を乗算する。減算用等化係数Ｆｓ（２）が乗算された信号は、分岐されて加減算部１７８、１８２に入力される。

（第３段目の処理）
次いで、信号等化部１０６は、乗算処理部１０４から入力された信号｛Ｑ^Ｈｙ｝（１）を２つに分岐して加減算部１７８に入力する。加減算部１７８は、ＦＤＥ部１７２から入力された信号に加算用乗算係数Ｃａ_１３を乗算する。そして、加減算部１７８は、その乗算して得られた信号を信号｛Ｑ^Ｈｙ｝（１）に加算して第１の加算信号を生成する。同様に、加減算部１７８は、ＦＤＥ部１７２から入力された信号に減算用乗算係数Ｃｓ_１３を乗算する。そして、加減算部１７８は、その乗算して得られた信号を信号｛Ｑ^Ｈｙ｝（１）から減算して第１の減算信号を生成する。

さらに、加減算部１７８は、ＦＤＥ部１７６から入力された信号に加算用乗算係数Ｃａ_１２を乗算する。そして、加減算部１７８は、その乗算して得られた信号を第１の加算信号に加算して第２の加算信号を生成する。同様に、加減算部１７８は、ＦＤＥ部１７６から入力された信号に減算用乗算係数Ｃｓ_１２を乗算する。そして、加減算部１７８は、その乗算して得られた信号を第１の減算信号から減算して第２の減算信号を生成する。この第２の加算信号、及び第２の減算信号は、ＦＤＥ部１８０に入力される。

ＦＤＥ部１８０は、加減算部１７８から入力された第２の加算信号に対し、加算用等化係数Ｆａ（１）を乗算し、その乗算結果（Ｚ（１））をＩＤＦＴ部１２０に向けて出力する。さらに、ＦＤＥ部１８０は、加減算部１７８から入力された第２の減算信号に対し、減算用等化係数Ｆｓ（１）を乗算する。減算用等化係数Ｆｓ（１）が乗算された信号は、分岐されて加減算部１８２に入力される。

（第４段目の処理）
次いで、信号等化部１０６は、乗算処理部１０４から入力された信号｛Ｑ^Ｈｙ｝（０）を２つに分岐して加減算部１８２に入力する。加減算部１８２は、ＦＤＥ部１７２から入力された信号に加算用乗算係数Ｃａ_０３を乗算する。そして、加減算部１８２は、その乗算して得られた信号を信号｛Ｑ^Ｈｙ｝（０）に加算して第１の加算信号を生成する。同様に、加減算部１８２は、ＦＤＥ部１７６から入力された信号に加算用乗算係数Ｃａ_０２を乗算する。そして、加減算部１８２は、その乗算して得られた信号を第１の加算信号に加算して第２の加算信号を生成する。さらに、加減算部１８２は、ＦＤＥ部１８０から入力された信号に加算用乗算係数Ｃａ_０１を乗算する。そして、加減算部１８２は、その乗算して得られた信号を第２の加算信号に加算して第３の加算信号を生成する。この第３の加算信号は、ＦＤＥ部１８４に入力される。

ＦＤＥ部１８４は、加減算部１８２から入力された第３の加算信号に対し、加算用等化係数Ｆａ（０）を乗算し、その乗算結果（Ｚ（０））をＩＤＦＴ部１２０に向けて出力する。信号等化部１０６による上記の処理を施すことにより、上三角行列Ｒの各要素が独立に有する周波数選択性を等化することができる。この様子を示したのが図４である。

（信号等化部１０６の処理による効果について）
ここで、図４を参照しながら、信号等化部１０６の処理による効果について簡単に説明する。図４は、信号等化部１０６の第３段目で実行される等化処理の効果を示す説明図である。なお、第３段目の処理を例に挙げて説明するが他段の処理についても同様である。

まず、図４の（ＩＮ）を参照する。（ＩＮ）は、上三角行列Ｒの下から第３行目に対応する要素Ｒ_１１、Ｒ_２１、Ｒ_３１の周波数特性を模式的に示すものである。（ＩＮ）に示すように、要素Ｒ_１１、Ｒ_２１、Ｒ_３１は、それぞれ独立の周波数特性を有している。そのため、乗算処理部１０４から入力される信号｛Ｑ^Ｈｙ｝（３）は、サブストリーム毎に独立した周波数選択性を有している。

次に、図４の（Ａ１）を参照する。（Ａ１）は、第１の加算信号における上三角行列Ｒの要素Ｒ_１１、Ｒ_２１、Ｒ_３１の周波数特性を模式的に示すものである。（Ａ１）に示すように、第１段目の出力信号に加算用乗算係数Ｃａ_１３を乗算して得られた信号を信号｛Ｑ^Ｈｙ｝（３）に加算することで、要素Ｒ_３１の周波数特性が要素Ｒ_１１と同様の周波数特性に補正される効果を得ることができる。

次に、図４の（Ａ２）を参照すると、第２段目の出力信号に加算用乗算係数Ｃａ_１２を乗算して得られた信号が更に加算されることで、要素Ｒ_２１の周波数特性が要素Ｒ_１１と同様の周波数特性に補正される効果を得ることができる。最後に、その出力信号に加算用等化係数Ｆａ（１）が乗算されることで、（Ａ３）に示すように、要素Ｒ_１１、Ｒ_２１、Ｒ_３１の周波数特性が平坦化される効果を得ることができる。

次に、図４の（Ｓ１）（Ｓ２）（Ｓ３）を参照する。（Ｓ１）は、第１段目の出力信号に減算用乗算係数Ｃｓ_１３を乗算して得られた信号を信号｛Ｑ^Ｈｙ｝（３）から減算した信号の周波数特性である。同様に、（Ｓ２）は、その信号から、第２段目の出力信号に減算用乗算係数Ｃｓ_１２を乗算して得られた信号を減算した信号の周波数特性である。つまり、（Ｓ１）（Ｓ２）では、上三角行列Ｒの非対角要素に対応する信号｛Ｑ^Ｈｙ｝（３）の各成分が除去されている。最後に、減算用等化係数Ｆｓ（１）が乗算されて、上三角行列Ｒの対角要素に対応する信号成分が平坦化される。

（ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式の効果と課題）
以上説明した通り、信号等化部１０６は、上三角行列Ｒの各要素に独立して含まれる周波数選択性を等化することができる。その結果、シングルキャリア伝送方式のＭＩＭＯシステムにおいて、マルチパス干渉による影響を効果的に抑制することが可能になる。また、最尤検出に基づく信号分離方式であるため、ダイバーシチゲインが得られることで高いＳＮ比が実現され、結果として最大消費電力を低減させることが可能になる。しかし、各段で実行される等化処理により、他段で処理されるサブストリームの周波数選択性が強調されるため、マルチパス干渉の影響が大きい場合には十分に除去できない場合がある。そこで、この問題を解決するために、本件発明者により後述するＭＰＩＣ−ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式が考案された。

［ＭＰＩＣ−ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式について］
以下、上記のＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式の課題を解決するために考案されたＭＰＩＣ−ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式について説明する。ＭＰＩＣ−ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式は、上記のＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式を基盤とし、信号等化処理の前段で、繰り返し処理によるマルチパス干渉除去処理を実行する点に特徴がある。これは、マルチパス干渉による影響が大きな広帯域伝送等の場合でも、ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式の利点を生かせるようにするものである。

［受信装置２００の機能構成］
まず、図５を参照しながら、ＭＰＩＣ−ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式に係る受信装置２００の機能構成について説明する。図５は、ＭＰＩＣ−ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式に係る受信装置２００の機能構成を示す説明図である。なお、上記のＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式に係る受信装置１００と実質的に同一の機能を有する構成要素については、同一の符号を付することにより詳細な説明を省略する。

図５に示すように、受信装置２００は、主に、ＦＦＴ部１０２と、マルチパス干渉除去部２０２と、乗算処理部１０４と、信号等化部１０６と、チャネル推定部１０８と、ＱＲ分解部１１０と、等化係数算出部１１２、１１４と、乗算係数算出部１１６、１１８と、ＩＤＦＴ部１２０と、ＥＤＣ部１２２と、ＬＬＲ部１２４と、Ｓ／Ｐ変換部１２６と、ＦＥＣ部１２８と、制御部２０４と、変調部２０６と、ＤＦＴ部２０８とにより構成される。上記の受信装置１００との主な構成上の相違点は、マルチパス干渉除去部２０２、制御部２０４、変調部２０６、及びＤＦＴ部２０８である。そこで、これらの相違点を中心に説明する。

（制御部２０４、変調部２０６、ＤＦＴ部２０８）
制御部２０４は、ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式の受信装置１００と実質的に同一の処理により再生された再生データを用いて送信レプリカ信号ｘ’を生成させる手段である。まず、ＦＥＣ部１２８から出力された再生データが変調部２０６に入力されて時間領域の送信レプリカ信号ｘ’（ｔ）が生成される。次いで、時間領域の信号レプリカ信号ｘ’（ｔ）は、ＤＦＴ部２０８に入力されて周波数領域の送信レプリカ信号ｘ’（ω）に変換される。この周波数領域の送信レプリカ信号ｘ’（ω）は、マルチパス干渉除去部２０２、及び乗算処理部１０４に入力される。

（マルチパス干渉除去部２０２）
マルチパス干渉除去部２０２は、ＦＦＴ部１０２から入力された周波数領域の受信信号に含まれるマルチパス干渉の影響を繰り返し処理により除去する手段である。マルチパス干渉除去部２０２は、下記の式（８）に示すように、ＤＦＴ部２０８から出力された送信レプリカ信号ｘ’を用いてチャネル行列Ｈの周波数依存成分ΔＨ（ω）を減算することで周波数選択性を除去する。但し、送信レプリカ信号ｘ’には、誤差が含まれることがあり、送信信号ｘと送信レプリカ信号ｘ’とが一致せずに周波数選択性が残留する可能性がある。しかし、この残留した周波数選択性（又は残留マルチパス干渉）は、後段の信号等化部１０６によって除去される。なお、Ｈ_ａｖは、周波数領域におけるチャネル行列Ｈの平均を表す。

ここで、図６を参照しながら、マルチパス干渉除去部２０２の構成について、より詳細に説明を行う。図６に示すように、マルチパス干渉除去部２０２は、受信サブストリーム毎に減算部２３２、２３４、２３６、２３８を有する。各減算部２３２、２３４、２３６、２３８においては、送信レプリカ信号ｘ’に基づいて生成された減算信号ｄｙｒ（ｋ）＝｛ΔＨ（ω）ｘ’｝（ｋ）（ｋ＝０〜３）を受信信号ｙ（ｋ）から減算する処理（ｙ（ｋ）−ｄｙｒ（ｋ））が実行される。再生データの出力、送信レプリカ信号の生成、及びマルチパス干渉の除去等の処理は、全てのサブストリームについて誤りなしと判定されるまで繰り返される。誤りの有無は、各サブストリームについて巡回冗長検査（ＣＲＣ；Ｃｙｃｌｉｃ Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ Ｃｈｅｃｋ）を実施することで判明する。

（制御部２０４の詳細な機能構成について）
再び図５を参照し、制御部２０４の機能構成について、より詳細な説明を行う。制御部２０４は、伝送路の状況や再生データの復号品質を監視しながら、マルチパス干渉除去部２０２の動作を制御する手段である。チャネル行列Ｈの平均値Ｈ_ａｖは、例えば、周波数帯域内での位相や振幅等の変化に応じて零又は非常に低いレベルとなる場合がある。こうした場合、制御部２０４は、チャネル行列Ｈの平均値Ｈ_ａｖを算出するための平均化手法を変更する。例えば、制御部２０４は、平均化手法として周波数領域内における電力重み付け平均を用いたり、或いは、時間領域（インパルス応答）内で最大レベルを有するパスの伝達関数を平均値Ｈ_ａｖに代えて用いる。制御部２０４は、こうした手法を伝送路の状況に応じて変化させるように構成されている。

制御部２０４は、平均化手法を決定すると、チャネル行列Ｈの平均値Ｈ_ａｖ、及び周波数依存成分ΔＨ（ω）を算出する。次いで、制御部２０４は、送信レプリカ信号ｘ’を用いて、上記の式（８）で表現される減算処理をマルチパス干渉除去部２０２に実行させる。また、制御部２０４は、ＱＲ分解部１１０に対してチャネル行列Ｈの平均値Ｈ_ａｖに対するＱＲ分解を実行させる。また、制御部２０４は、信号等化部３０２に対し、周波数依存成分ΔＨ（ω）の残留成分について周波数領域等化の処理を実行させる。

さらに、制御部２０４は、送信レプリカ信号ｘ’が正しく生成されない場合を想定し、サブストリーム毎に重み付けをしてもよい。実際、変調方式毎に所望の品質を得るために要する信号電力対雑音・干渉電力比（ＳＩＮＲ）が異なるため、変調方式毎に復号後の信号品質が異なる可能性がある。但し、この復号品質は、軟値ビットの絶対値平均（例えば、Σ｜ｔａｎｈ（ＬＬＲ）｜等）から推測が可能である。そこで、この推測値を用いてサブストリーム毎の送信レプリカ信号ｘ’に重み付けを付与することにより、低品質の送信レプリカ信号に起因する復号品質の劣化を緩和することができる。

例えば、ＱＰＳＫがストリーム番号１に割り当てられ、６４ＱＡＭがストリーム番号２に割り当てられている場合を考える。この場合、例えば、ＱＰＳＫ（ストリーム番号１）に重み１．０を付与し、６４ＱＡＭ（ストリーム番号２）に重み０．５（＜１．０）を付与することで、誤りやすいストリーム（６４ＱＡＭ）のレベルを低減させ、復号品質の劣化を緩和することができる。なお、制御部２０４は、サブストリーム毎の重みをＤＦＴの周期で変更してもよいし、或いは、誤り訂正符号の１区間で変更してもよい。

（ＭＰＩＣ−ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式のまとめ）
以上、ＭＰＩＣ−ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式に係る受信装置２００の機能構成、及び信号処理方法について説明した。上記の方法は、繰り返し復号を前提とし、２回目以降の繰り返し復号処理において、周波数領域におけるマルチパス干渉の除去処理をする点に特徴がある。また、マルチパス干渉の除去後に出力される信号に対してＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式の信号等化処理を施す。このような制御は、伝送路の状況や復号品質に応じて実行される。

（ＭＰＩＣ−ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式の効果と課題）
ＭＰＩＣ−ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式を用いると、送信側に高い電力負担を強いずに最尤検出に際してマルチパス干渉の抑圧が実現される。その結果、高速パケット伝送の際に、その高速性を犠牲にすることなく通信品質を改善できる。また、最尤検出による受信アンテナ間のダイバーシチゲインを得ることができるため、ＭＭＳＥ方式よりも大幅な信号特性の改善が見込まれる。結果として、所望の通信品質を得るために要する送信電力が低減され、携帯端末等（受信装置２２）のバッテリ持続時間を延ばすことにも繋がる。また、下り回線で考えれば、インフラ設備の省電力化が実現される。もちろん、電波到達距離が延びるという効果も得られる。

しかしながら、マルチパス干渉除去部２０２により周波数変動が平均化されると、周波数ダイバーシチ効果（パスダイバーシチ効果）が失われてしまう。そこで、マルチパス干渉の影響を除去しつつ、パスダイバーシチ効果を得られるようにして伝送品質をさらに向上させる工夫が求められる。こうした課題を解決するために本実施形態に係る技術が開発された。

＜実施形態＞
以下、本実施形態に係る技術について説明する。本実施形態は、上記のＭＰＩＣ−ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式を基盤とし、上記の受信装置２００が備えるマルチパス干渉除去部２０２、ＱＲ分解部１１０、信号等化部１０６、等化係数算出部１１２、１１４、及び乗算係数算出部１１６、１１８により実行される処理をマルチパスのパス毎に実行する構成に特徴がある。以下の説明においては、マルチパス干渉除去部２０２により実行される処理をＭＰＩＣ処理と呼び、ＱＲ分解部１１０、信号等化部１０６、等化係数算出部１１２、１１４、及び乗算係数算出部１１６、１１８により実行される処理をＱＲＤＥ処理と呼ぶことにする。

［受信装置３００の機能構成］
まず、図７を参照しながら、本実施形態に係る受信装置３００の機能構成について説明する。図７は、本実施形態に係る受信装置３００の機能構成例を示す説明図である。なお、上記の受信装置２００と実質的に同一の機能を有する構成要素については同一の符号を付することにより詳細な説明を省略することにする。

図７に示すように、受信装置３００は、ＦＦＴ部１０２と、チャネル推定部１０８と、ＩＤＦＴ部１２０と、ＥＤＣ部１２２と、ＬＬＲ部１２４と、Ｓ／Ｐ変換部１２６と、ＦＥＣ部１２８とを有する。さらに、受信装置３００は、制御部２０４と、変調部２０６と、ＤＦＴ部２０８とを有する。そして、受信装置３００は、複数のＭＰＩＣ＋ＱＲＤＥ処理部３０２と、信号加算部３０４とを有する。

まず、各アンテナで受信された受信信号は、ＦＦＴ部１０２に入力される。ＦＦＴ部１０２においては、受信信号が時間領域の信号から周波数領域の信号へと変換される。ＦＦＴ部１０２により周波数領域の信号に変換された受信信号は、複数のＭＰＩＣ＋ＱＲＤＥ処理部３０２に入力される。上記の通り、ＭＰＩＣ＋ＱＲＤＥ処理部３０２は、ＭＰＩＣ処理、及びＱＲＤＥ処理を実行する手段である。そのため、ＭＰＩＣ＋ＱＲＤＥ処理部３０２に入力された周波数領域の受信信号には、ＭＰＩＣ処理、及びＱＲＤＥ処理が順次施される。但し、各ＭＰＩＣ＋ＱＲＤＥ処理部３０２は、受信信号に含まれるマルチパス成分のうち、各ＭＰＩＣ＋ＱＲＤＥ処理部３０２に設定されたパス成分が残るように上記のＭＰＩＣ処理、及びＱＲＤＥ処理を実行する。なお、各ＭＰＩＣ＋ＱＲＤＥ処理部３０２で処理されるパス成分に対応するパスのことを対象パスと呼ぶ場合がある。

既に述べた通り、受信信号には、複数のパス成分が含まれる。例えば、送信装置１２から発信された信号は、建造物による反射等により異なる複数のパスを経由して受信装置３００（２２）に到達する。そのため、反射条件等に応じて到来遅延時間や信号の大きさが異なる複数のパス成分が受信信号に含まれる。また、送信アンテナ毎に異なるストリームが割り当てられている場合、ストリーム毎にマルチパス成分が発生し、これらのマルチパス成分が相互に干渉する。そのため、マルチパス干渉成分の影響により伝送品質が劣化するのである。このような受信信号に対し、あるパス成分を対象として上記のＭＰＩＣ処理を施すと、そのパス成分のみを残して他のパス成分が全てキャンセルされる。そのため、本実施形態においては、各パス成分に対してＭＰＩＣ処理が施される。

なお、図７の例では、ＭＰＩＣ＋ＱＲＤＥ処理部３０２の実現方法として、上記の受信装置２００と同様の繰り返し処理によるマルチパス干渉キャンセラ（ＭＰＩＣ処理部分）が用いられている。つまり、繰り返し復号を前提とし、フィードバックされた仮判定信号をレプリカ信号に用いてマルチパス干渉成分をキャンセルするものである。一方、ＭＰＩＣ＋ＱＲＤＥ処理部３０２としては、例えば、複数回のＭＭＳＥ受信を実行して精度を高めたレプリカ信号を用いて受信信号からマルチパス干渉成分をキャンセルするような構成を採用することも可能である。以下では、説明の都合上、上記の受信装置２００と同様の繰り返し処理によるマルチパス干渉キャンセラを前提として説明を行うことにする。

上記のようにしてＭＰＩＣ処理が施された信号は、ＱＲＤＥ処理されて信号加算部３０４に出力される。なお、ＱＲＤＥ処理の中で、チャネル推定部１０８により推定されたチャネル行列ＨがＱＲ分解され、その結果得られるユニタリ行列ＱＨが受信信号に乗算されて上三角行列になるように分離される。さらに、分離処理の結果得られる信号に対し、周波数領域等化の処理が施され、各ストリームが有するチャネル応答成分が平坦化されるように調整される。そのため、ＱＲＤＥ処理の出力結果は、理想的な場合、平坦な周波数特性を有するストリームの和となる。上記のＭＰＩＣ処理及びＱＲＤＥ処理は、マルチパスに含まれる１パス（対象パス）に対して実行されるものである。本実施形態においては、マルチパスに含まれる全てのパスに対して対象パス毎にＭＰＩＣ処理及びＱＲＤＥ処理が施される。

複数のＭＰＩＣ＋ＱＲＤＥ処理部３０２から出力された信号は、信号加算部３０４により加算される。そして、信号加算部３０４により加算された信号は、ＩＤＦＴ部１２０に入力される。このように、各対象パスに対してＭＰＩＣ処理及びＱＲＤＥ処理が施された信号がマルチパスの全てについて加算されることにより、いずれかのパス成分が低レベルに落ち込んだとしても、その落ち込み分を他のパス成分が補償する形になる。つまり、パスダイバーシチ効果が得られるのである。ここで、ＭＰＩＣ処理、及びＱＲＤＥ処理により得られる効果について、図８を参照しながら説明する。

（ＭＰＩＣ処理＋ＱＲＤＥ処理の効果について）
図８を参照する。図８には、ＭＰＩＣ処理の前後（前：（Ａ）、後：（Ｂ））、及びＱＲＤＥ処理の前後（前：（Ｂ）、後：（Ｃ）〜（Ｅ））におけるインパルス応答が示されている。但し、インパルス応答が紙面の奥行き方向に傾倒する角度は位相変化を表している。また、説明の都合上、一部のインパルス応答のみを図示した。

まず、（Ａ）に注目する。（Ａ）は、最下段の受信アンテナで受信された受信信号に対応するインパルス応答を模式的に示したものである。（Ａ）に示された各時間軸は、それぞれ各送信ストリームに対応する。図１に示した送信装置１２は４本のアンテナ１８を有しており、各アンテナ１８から１つずつ送信ストリームが送信された場合、本来、４つの時間軸が描画されるべきであるが、ここでは説明の都合上、その中の３つだけを描画している点に注意されたい。この点については（Ｂ）〜（Ｅ）においても同様である。

各受信アンテナで受信された受信ストリームには、伝送路で発生したマルチパス干渉成分が含まれている。そのため、異なるパスを経由して到達したストリームは、（Ａ）に示すように、互いに独立した位相及び振幅を有している。そこで、個々のパス成分について、ＭＰＩＣ＋ＱＲＤＥ部３０２によりＭＰＩＣ処理及びＱＲＤＥ処理が施される。但し、本実施形態においては、マルチパスをレベル毎に分け、最大レベルのパス（Ｍａｘ Ｐａｔｈ）から順に所定数のパスについてＭＰＩＣ処理及びＱＲＤＥ処理が施される。つまり、所定数のパスについて、各レベルのパスが残るようにＭＰＩＣ処理が実行され、各レベルのパスに対してＱＲＤＥ処理が施される。

もちろん、マルチパスに含まれる全てのパスについてＭＰＩＣ処理及びＱＲＤＥ処理が施されるのが理想的であるが、現実的には３パス以上のパス成分についてＭＰＩＣ処理及びＱＲＤＥ処理が施されることで、十分に伝送特性が改善される。この点については後述する。なお、図８の例においては、レベル毎に処理対象となる対象パスを分ける構成が示されているが、遅延時間を基準として処理対象を分ける構成にすることもできる。例えば、各ストリームにおいて遅延時間がほぼ等しいパスを選択し、選択されたパス毎にＭＰＩＣ処理及びＱＲＤＥ処理を実行するように構成されていてもよい。

（Ａ）に示すようなインパルス応答を有する信号に対し、最大レベルのパス（以下、最大パス）を処理対象とするＭＰＩＣ処理が施されると、最大パス以外のパス成分が除去されて、最大パス成分のみを含む信号が得られる。最大パスを処理対象とするＭＰＩＣ処理の出力をＩＦＦＴ処理して得られるインパルス応答を模式的に示したものが（Ｂ）である。但し、図中のＩＦＦＴ処理は実際に設けられる構成要素ではなく、（Ａ）〜（Ｅ）を時間軸上で比較するために便宜的に記載しているものである。

さて、（Ｂ）を参照すると、各ストリームに含まれる最大パス以外のパス成分が除去されていることが分かる。なお、ＭＰＩＣ処理により各ストリームが１パスになるが、遅延時間やレベルは補正されない。また、これら複数のストリームは和の形で含まれている。そこで、ＭＰＩＣ処理が施された後、ＭＰＩＣ処理の出力結果にＱＲＤＥ処理が施されて各ストリームに分離される。既に述べた通り、ＱＲＤＥ処理は、チャネル行列ＨのＱＲ分解で得られたユニタリ行列Ｑと上三角行列Ｒとを用いて各サブストリームを分離した後、ＦＤＥ処理により周波数特性を補正するものである。

ＱＲＤＥ処理が施された最大パスに対応する信号は、（Ｃ）〜（Ｅ）に示すように遅延時間やレベルが揃った信号となる。但し、ＳＮＲは個別に異なる点に注意されたい。なお、（Ｃ）〜（Ｅ）には、最大パス成分に対応する信号の他、第２レベルのパス成分に対応する信号も示されている。このように、ＭＰＩＣ処理及びＱＲＤＥ処理が各パスに対して実行されることで、処理対象となるパス以外のパス成分が除去されると共に、遅延時間及び位相が揃えられる。本実施形態においては、互いに異なる複数のパスに対してＭＰＩＣ処理及びＱＲＤＥ処理が施され、その結果が信号加算部３０４により加算される。

上記の通り、異なるパス成分の間においても位相が揃っているため、異なるパス成分の間で逆位相による相殺が発生することはない。そのため、単純にパス毎に得られるＭＰＩＣ処理及びＱＲＤＥ処理の出力信号を加算するだけで、希望信号成分は同相加算され、大きなレベルを有する信号が得られる。また、雑音や干渉等に起因するノイズ成分は、非同相加算されて抑圧される。そのため、ＳＮ比が向上する。このように、処理対象となるパスを分け、パス毎にＭＰＩＣ処理及びＱＲＤＥ処理を施して加算することで、マルチパス干渉の影響を除去しつつ、パスダイバーシチ効果を享受することが可能になる。

以上、本実施形態に係る受信装置３００の機能構成について詳細に説明した。以下では、本実施形態に係る技術を適用した場合に得られる具体的な効果について、シミュレーション結果を参照しながら説明する。

［シミュレーション結果］
ここでは、図９及び図１０を参照しながら、本実施形態に係る技術を適用した場合に得られる効果について具体的なシミュレーション結果を交えて説明を行う。図９及び図１０は、計算機シミュレーションによる伝送特性の比較結果を示す説明図である。

まず、図９を参照する。図９では、同一条件の下でパスダイバーシチの有無による伝送特性の比較が行われている。また、図９には、理想的な受信機（以下、ＳＣ−ＭＭＳＥ受信機）による伝送特性も示されている。条件は、３ＧＰＰにて規格化が進められているＥｖｏｌｖｅｄ ＵＴＲＡ ａｎｄ ＵＴＲＡＮ（ＬＴＥ；Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）を参考にしている。通信方式は、ＳＣ−ＦＤＭＡ（又はＤＦＴ−ＳＯＦＤＭ）を用いている。また、符号にはＴｕｒｂｏ符号を用いており、拘束長４、最大繰り返し復号回数を７回に設定している。この場合、Ｔｕｒｂｏ復号は、総合で８回実施することになる。また、サブキャリア数Ｎｃ＝１２０を想定している。

図９から明らかなように、上記のＭＰＩＣ処理及びＱＲＤＥ処理をパス毎に実行してパスダイバーシチ効果を有りにすると、パケット誤り率０．０１において約２．３ｄＢの特性向上が得られている。また、ＳＣ−ＭＭＳＥ受信機との比較においては、パスダイバーシチ効果により０．２５ｄＢ程度の差まで迫っている。なお、ＳＣ−ＭＭＳＥ受信機は、反復型のＳｏｆｔ−Ｃａｎｃｅｌ ＭＭＳＥである。そのため、広帯域通信で、かつ、十分な反復回数があれば、ＳＣ−ＭＭＳＥ受信機は理想的な受信機となるのである。

次に、図１０を参照する。図１０においては、パケット誤りの発生頻度が１００回に１回（ＰＥＲ＝０．０１）、１０回に１回（ＰＥＲ＝０．１）という伝送品質を得るために必要とされる所要ＳＩＮＲの比較が示されている。所要ＳＩＮＲは、携帯端末等に求められる送信電力を表す指標となる。そのため、所要ＳＩＮＲが低いと携帯端末等の送信電力を低く抑えることができる。図中に示されている横軸は、ＤＦＴ−ＳＯＦＤＭにおけるサブキャリア数である。このサブキャリア数は、高速伝送の度合いを示す。従って、サブキャリア数が大きくなれば高速・広帯域通信であり、その数が小さくなれば低速・狭帯域通信である。この点を踏まえると、低速・狭帯域通信の領域では、本実施形態に係る受信機の特性がＳＣ−ＭＭＳＥ受信機の特性を上回っていることが分かる。

低速通信の領域においてはシンボル間の無相関性が確保されないため、ＳＣ−ＭＭＳＥ受信機は理想受信機ではなくなる。一方、広帯域通信の領域においては、ＳＣ−ＭＭＳＥ受信機は理想受信機であり、本実施形態に係る受信機よりもＳＣ−ＭＭＳＥ受信機の方が良好な特性を得ることができる。また、ＰＥＲ＝０．０１における特性を比較すると、本実施形態に係る受信機の特性は、サブキャリア数の増減に対する変動が抑制されている。一方、ＳＣ−ＭＭＳＥ受信機の特性はサブキャリア数の増減に対する変動が大きい。つまり、本実施形態に係る受信機は安定した特性を有していることが分かる。

なお、本実施形態に係る受信機の特性にはピークが現れている。このピークは、パスの増加によるマルチパス干渉による伝送特性の劣化と、パスダイバーシチ効果による伝送特性の向上とが均衡する部分に現れるものである。広帯域になればなるほどマルチパス干渉の影響が大きくなる反面、パスダイバーシチの効果も大きくなる。ＳＣ−ＭＭＳＥ受信機の場合、狭帯域通信になればなるほどマルチパス干渉の影響を大きく受けて特性が劣化するが、本実施形態の受信機は、パスダイバーシチの効果が得られるため、マルチパス干渉の影響を相殺して余りある特性の向上効果が得られるのである。

以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は係る例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。

例えば、各実施形態の説明において、受信アンテナ数Ｎを４本に設定して説明したが、これに限定されず、Ｎ≧２の任意の本数であってもよい。

ところで、周波数領域等化は、その係数の分母に含まれる固定値に応じて特性が大きく変化する。そこで、ＳＮＲのみを考慮するのではなく、無線通信帯域幅に応じた係数を固定値に設定してもよい。また、上三角行列Ｒの成分から推測されるマルチパス干渉項を固定値に付加してもよい。

また、ＱＲ分解にＭＭＳＥの概念を追加した擬似逆ＭＭＳＥ基準（Ｐｓｅｕｄｏ−ｉｎｖｅｒｓｅ ＭＭＳＥ）と呼ばれる方式が報告されているが、本発明に係る技術を当該疑似逆ＭＭＳＥ基準に適用させることも可能である。なお、本発明に係る技術は、マルチパス干渉が問題となるシングルキャリア通信方式に対して広く適用可能である。例えば、ＩＦＤＭＡ（Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｄ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｏｍａｉｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）や、ＶＳＣＲＦ−ＣＤＭＡ（Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｓｐｒｅａｄｉｎｇ Ｃｈｉｐ Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ Ｆａｃｔｏｒ−ＣＤＭＡ）に係る無線通信方式、或いは、上位スケジューリング機能によって極めて短い時間を各ユーザに割り当て、他セルやセクタとの間の同一チャネル間干渉を低減させるような高速パケット伝送方式に係る無線通信システム等に適用される。

ＭＩＭＯシステムの構成を示す説明図である。 ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式に係る受信装置の機能構成を示す説明図である。 同方式に係る信号等化部の機能構成を示す説明図である。 同方式の信号等化部による周波数選択性除去の様子を示す説明図である。 ＭＰＩＣ−ＱＲＤＥ−ＭＬＤ方式に係る受信装置の機能構成を示す説明図である。 同方式に係るマルチパス干渉除去部の機能構成を示す説明図である。 本発明の一実施形態に係る受信装置の機能構成を示す説明図である。 同実施形態に係るＭＰＩＣ処理及びＱＲＤＥ処理により得られる効果を説明するための説明図である。 同実施形態に係る受信装置により得られる効果を示す説明図である。 同実施形態に係る受信装置により得られる効果を示す説明図である。

符号の説明

１０ ＭＩＭＯシステム
１２ 送信装置
１４ 符号化部
１６ 送信部
１８ アンテナ
２０ アンテナ
２２ 受信装置
１００ 受信装置
２００ 受信装置
３００ 受信装置
１０２ ＦＦＴ部
１０４ 乗算処理部
１０６ 信号等化部
１０８ チャネル推定部
１１０ ＱＲ分解部
１１２ 等化係数算出部
１１４ 等化係数算出部
１１６ 乗算係数算出部
１１８ 乗算係数算出部
１２０ ＩＤＦＴ部
１２２ ＥＤＣ部
１２４ ＬＬＲ部
１２６ Ｓ／Ｐ変換部
１２８ ＦＥＣ部
１７２ ＦＤＥ部
１７６ ＦＤＥ部
１８０ ＦＤＥ部
１８４ ＦＤＥ部
１７４ 加減算部
１７８ 加減算部
１８２ 加減算部
２０２ マルチパス干渉除去部
２０４ 制御部
２０６ 変調部
２０８ ＤＦＴ部
３０２ ＭＰＩＣ＋ＱＲＤＥ処理部
３０４ 信号加算部

Claims (5)

1. 複数のサブストリームが含まれる多重信号を受信する複数のアンテナと、
   周波数領域に変換された前記多重信号から対象パスに対するマルチパス干渉成分を抑圧して各対象パスの成分を抽出する複数のマルチパス干渉抑圧部と、
   チャネル行列をＱＲ分解して得られる上又は下三角行列を前記各マルチパス干渉抑圧部から出力される前記各パスの成分に乗算し、前記上又は下三角行列が乗算された当該各対象パスの成分に対して周波数領域等化を施す複数の信号等化部と、
   前記各信号等化部により周波数領域等化が施された前記各対象パスの成分を合成するマルチパス成分合成部と、
   時間領域に変換された前記マルチパス成分合成部の出力信号から最尤検出を用いて前記多重信号に含まれる各サブストリームを復号する最尤復号部と、
   を備える、受信装置。
2. 前記最尤復号部により前記各サブストリームが復号される際に出力される対数尤度比を用いて前記各サブストリームの信号に誤り訂正を施す誤り訂正部と、
   前記誤り訂正部により誤り訂正が施された前記各サブストリームの信号に基づいてレプリカ信号を生成するレプリカ信号生成部と、
   をさらに備え、
   前記マルチパス干渉抑圧部は、前記レプリカ信号生成部により生成されたレプリカ信号を用いてチャネル行列の周波数依存成分を減算することで前記マルチパス干渉成分を抑圧する、請求項１に記載の受信装置。
3. 前記マルチパス干渉抑圧部から出力された信号を前記各信号等化部、前記マルチパス成分合成部、前記最尤復号部、及び前記誤り訂正部に順次入力させ、前記誤り訂正部から出力された信号を前記レプリカ信号生成部に入力させ、前記レプリカ信号生成部から出力された信号を前記マルチパス干渉抑圧部に入力させる制御処理を繰り返し実行して前記マルチパス干渉成分の抑圧処理を反復実行させる制御部をさらに備える、請求項２に記載の受信装置。
4. 前記周波数領域に変換された多重信号からＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅｄ Ｅｒｒｏｒ）等化係数を算出するＭＭＳＥ分離・等化部をさらに備え、
   前記制御部による制御に応じて反復実行される前記マルチパス干渉成分の抑圧処理の第１回目においては、前記レプリカ信号生成部が前記ＭＭＳＥ分離・等化部により算出されたＭＭＳＥ等化係数に基づいてレプリカ信号を生成し、当該レプリカ信号を用いて前記マルチパス干渉抑圧部が前記マルチパス干渉成分の抑圧処理を実行する、請求項３に記載の受信装置。
5. 複数のサブストリームを含む多重信号が複数のアンテナにより受信されるステップと、
   マルチパスのパス毎に周波数領域に変換された前記多重信号から対象パスに対するマルチパス干渉成分が抑圧されて各対象パスの成分が抽出されるマルチパス干渉抑圧ステップと、
   チャネル行列をＱＲ分解して得られる上又は下三角行列が前記各マルチパス干渉抑圧部から出力される前記各対象パスの成分に乗算され、前記上又は下三角行列が乗算された当該各対象パスの成分に対して周波数領域等化が施される信号等化ステップと、
   前記信号等化ステップで周波数領域等化が施された前記各対象パスの成分が合成されるマルチパス成分合成ステップと、
   前記マルチパス成分合成ステップの出力信号が時間領域に変換され、当該時間領域の出力信号から最尤検出を用いて前記多重信号に含まれる各サブストリームが復号される最尤復号ステップと、
   を含む、信号処理方法。
   

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