JP5644475B2 - 受信装置 - Google Patents

受信装置 Download PDF

Info

Publication number
JP5644475B2
JP5644475B2 JP2010285278A JP2010285278A JP5644475B2 JP 5644475 B2 JP5644475 B2 JP 5644475B2 JP 2010285278 A JP2010285278 A JP 2010285278A JP 2010285278 A JP2010285278 A JP 2010285278A JP 5644475 B2 JP5644475 B2 JP 5644475B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
wave
signal
interference
adaptive
equalizer
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP2010285278A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2011193439A (ja
Inventor
雅敬 梅田
雅敬 梅田
岩松　隆則
隆則 岩松
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fujitsu Ltd
Original Assignee
Fujitsu Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fujitsu Ltd filed Critical Fujitsu Ltd
Priority to JP2010285278A priority Critical patent/JP5644475B2/ja
Priority to US13/028,784 priority patent/US8254509B2/en
Publication of JP2011193439A publication Critical patent/JP2011193439A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP5644475B2 publication Critical patent/JP5644475B2/ja
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/0848—Joint weighting
    • H04B7/0854—Joint weighting using error minimizing algorithms, e.g. minimum mean squared error [MMSE], "cross-correlation" or matrix inversion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/0848—Joint weighting
    • H04B7/0857—Joint weighting using maximum ratio combining techniques, e.g. signal-to- interference ratio [SIR], received signal strenght indication [RSS]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
    • H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Description

本発明は，OFDMまたはOFDMA通信方式における受信装置に関する。
OFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing:直交周波数分割多重）またはOFDMA（Orthogonal Frequency Division Multiple Access：直交周波数分割多元）通信方式は，地上波デジタル放送やWiMAXなど広く利用されている。OFDM通信方式では，送信装置は，周波数が互いに直交関係にある複数のサブキャリアを送信データで変調し，そのOFDM周波数領域信号をIFFTしてOFDM時間領域信号に変換し，高周波信号にアップコンバートして空間上に送出する。一方，これを受信する受信装置は，受信した高周波信号をダウンコンバートしOFDM時間領域信号をFFTしてOFDM周波数領域信号に変換し，複数のサブキャリアを復調して受信データを抽出する。このようにOFDMまたはOFDMA通信方式では，マルチキャリアを用いて送受信される。
また，OFDMまたはOFDMAでは，マルチパスフェージング対策のために，シンボルの後端の一部の信号をシンボルの先頭にコピーしてガードインターバル（GI）区間を設けている。そして，マルチパスフェージングにより主波から遅延した遅延波や主波より先行する先行波を同時に受信しても，遅延波や先行波の遅延量がGI区間内であれば，先行波や遅延波から干渉を受けないようになっている。
ただし，GI区間を越える遅延量で遅延波や先行波が発生すると，FFT窓内に隣接するシンボルが入り込み，隣接するシンボルからの干渉を受ける。すなわち，シンボル間干渉ISI(Inter-symbol Interference)が発生し，受信信号の劣化を招く。したがって，かかる干渉波を除去することが種々提案されている。
たとえば，非特許文献１，２には，複数のアンテナからなるアレーアンテナを設け，各アンテナの受信信号に適切なウエイト制御を行って干渉波を除去する空間ダイバーシチが記載されている。
また，特許文献１には，適応等化器を設けて，干渉波の遅延量を等化器に設定して，干渉波を除去することが記載されている。
さらに，特許文献２には，各アンテナに適応等化器を設けて受信信号に対して等化器（デジタルフィルタ）が遅延拡がりを低減するフィルタ処理を行い，フィルタ処理後の信号についてダイバーシチ合成を行うことが記載されている。
特開2007-6067号公報 特開2007-6264号公報
S. Hara, M. Budsabathon and Y. Hara, "A pre-FFT OFDM adaptive antenna array with eigenvector combining", IEEE International Conference on Communications 2004, vol.4, pp.2412-2416, June 2004. 浦口 剛, 菊間 信良, 稲垣 直樹, "OFDM-CDMA通信方式へのDCMPアダプティブアレーの適用", 電信学会論文誌，B, 通信, 83-B(2) pp.216-224, Feb 2000
空間ダイバーシチによる干渉波抑制効果は，各パスの到来角に依存するという特性を持っており，干渉波と希望波の到来角が近い場合は，干渉波除去がうまくいかないという課題がある。さらに，空間ダイバーシチ合成により干渉波を除去する場合は，パスの数がアレーアンテナの自由度（指向性ビームの数と指向性ヌル点の数の合計）を超えると，干渉波除去ができなくなるという課題もある。
そこで，本発明の目的は，干渉波を適切に除去することができる受信装置を提供することにある。
受信装置の第１の側面は，直交周波数分割多重変調された受信信号を受信する受信装置において，
前記受信信号を受信する複数のアンテナを有するアレイアンテナと，
前記複数のアンテナにそれぞれ設けられ，前記受信信号において主波に対して設定された遅延時間に対する先行波または遅延波を低減する適応等化手段と，
前記適応等化手段の各出力信号に重み係数を乗算して加算する空間ダイバーシチ合成部と，
前記適応等化手段の各出力信号に基づいて前記重み係数を生成するウエイト制御部と，
前記受信信号の各パスの到来角と各パスの遅延時間とを推定し，前記推定した複数のパスの到来角と遅延時間とに基づいて，主波に対する遅延時間がガードインターバル時間を超える干渉波のうち前記適応等化手段により除去すべき除去対象干渉波を決定し，前記除去対象干渉波の前記主波に対する遅延時間を前記適応等化手段に設定する等化器設定ユニットとを有する。
第１の側面によれば，干渉波を適切に除去することができる。
ＯＦＤＭの１つの伝送シンボルを示す図である。 マルチフェージングでのシンボル間干渉について説明する図である。 空間ダイバーシチにおけるアダプティブアレイアンテナを説明する図である。 本実施の形態における受信装置の概略構成図である。 本実施の形態における等化器設定ユニットの機能を説明するための図である。 等化器設定ユニット１２の制御のフローチャート図である。 第１の実施の形態の受信装置の構成図である。 適応等化器の構成図である。 遅延波等化フィルタの構成図である。 先行波等化フィルタの構成図である。 係数演算部の構成図である。 遅延波等化フィルタの動作を説明する図である。 先行波等化フィルタの動作を説明する図である。 第１の実施の形態における受信装置の変型例の構成図である。 第２の実施の形態における受信装置の構成図である。 図１５の受信装置のアンテナAT1側の適用等化手段の詳細構成図である。 第２の実施の形態における受信装置の変型例の構成図である。 シミュレーション結果を示す図である。 等化器出力を等化器内のTAP係数演算部のレファレンス信号に使用する受信装置の構成図である。 図１９の受信装置の問題となる動作を説明する図である。 TAP係数の発散を説明する図である。 第３の実施の形態における受信装置の構成図である。 第３の実施の形態における適応等化器１０−１〜１０−Ｎの構成図である。 第３の実施の形態の受信装置の動作を説明する図である。 第３の実施の形態の受信装置の動作を説明する別の図である。 第４の実施の形態における受信装置の構成図である。 レファレンス信号選択部２０の構成図である。 第４の実施の形態における動作を示すフローチャート図である。 第２の制御を説明する図である。 第３の制御を説明する図である。
図１は，ＯＦＤＭの１つの伝送シンボルを示す図である。ＯＦＤＭシンボルは，有効シンボルＳＹＭと，その有効シンボルＳＹＭの後部の一部の信号Ｔ−ＧＩを有効シンボルＳＹＭの先頭部にコピーしたガードインターバルＨ−ＧＩとで構成される。ＯＦＤＭシンボルの時間長は，有効シンボルＳＹＭの時間ＴとガードインターバルＨ−ＧＩの時間ＴＧＩとの合計時間になる。
ＯＦＤＭは，互いに直交する多数のサブキャリアを伝送するデータによって変調し，それらの変調波を多重して伝送する変調方式である。OFDMでは，直交性を利用して多数のサブキャリアを並列に送信することで, 伝送速度をあげられるほか, 周波数選択性フェージングの影響を受けにくくすることができる。さらに，図１のように，有効シンボルＳＹＭの後部の信号Ｔ−ＧＩの複製をガードインターバル信号Ｈ−ＧＩとして有効シンボルＳＹＭの前に付加してＯＦＤＭシンボルを構成することにより，ガードインターバル区間の時間ＴＧＩ以下の遅延時間のマルチパス受信信号に対してシンボル間干渉を生じることなく，復調処理を行うことができる。
しかし，現在の地上デジタル放送の前提となっている単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ：Single Frequency Network）などの環境下において，このガードインターバルの時間ＴＧＩを超える遅延広がりが発生すると，受信性能が大きく劣化する。たとえば，地上波デジタル放送の場合，隣接エリアからの放送波を受信した場合には，シンボル間干渉を起こす干渉波として受信することがある。
図２は，マルチフェージングでのシンボル間干渉について説明する図である。図２では，ベースステーションＢＳからモバイルステーションＭＳに３つのパスで受信信号が届いている。３つのパスの受信信号のうち，最も電力が大きい受信信号が主波ＭＷであり，周りの建物などで反射して主波ＭＷとは異なるパスで遅延波ｄ１とｄ２とが移動局ＭＳに届いている。そして，主波ＭＷに対して，遅延波ｄ１は遅延時間Ｔｄ１だけ遅れて受信され，遅延波ｄ２は遅延時間Ｔｄ２だけ遅れて受信される。
図２に示されるとおり，遅延波ｄ１は，遅延時間Ｔｄ１がガードインターバルの時間ＴＧＩ以内であれば，ＦＦＴウインドウ内に隣接するシンボルのデータが入らないため，シンボル間干渉（ＩＳＩ：Inter-Symbol Interference）は発生しない。しかし，遅延波ｄ
２は，遅延時間Ｔｄ２がガードインターバルの時間ＴＧＩを超えているので，主波ＭＷのＦＦＴウインドウ内に隣のシンボル＃Ｎ−１が含まれてしまい，シンボル間干渉が発生し，復調が困難になる。
図３は，空間ダイバーシチにおけるアダプティブアレイアンテナを説明する図である。アダプティブアレイアンテナは，複数のアンテナを空間的に，例えば１／２波長，離して設け，例えば２つのアンテナが受信した受信波の位相を可変減衰器や移相器によって同位相にすることで，その受信波のパスの方向に指向性を持たせることができ（ビームステアリング），逆に逆位相にすることでその受信波のパスの方向にヌル点（ヌルステアリング）を作り出すことができる。
図３（Ａ）に示すとおり，このビームステアリングによる指向性ビームを，図２の主波ＭＷと遅延波ｄ１の到来角に向けることで希望波を受信し，ヌルステアリングによる指向性ヌル点の方向を干渉波の到来角に向けることで干渉波を減衰させることができる。図３（Ａ）の例では，２つの希望波の到来角と干渉波の到来角とが充分に離れているため，アンテナのビーム解像度で両者を分離することができる。つまり，アダプティブアレイアンテナの指向性ビームまたはヌル点の形成を各パスに対して適切に行うことで，マルチパスダイバーシティとすることができ，干渉波を除去することができる。
ただし，図３（Ｂ）のように，希望波の到来角と干渉波の到来角とが近接してアンテナのビーム解像度で分離できない場合がある。このようにアレイアンテナのビーム解像度未満の近接する角度で干渉波が到来する場合は，空間ダイバーシチ合成によっても干渉波を減衰させることができない。アダプティブアレイアンテナの空間分解能は，アンテナの配置や本数に依存し，アンテナ本数が多いほど指向性ビームの分解能が高まり干渉波の抑制効果が強まる傾向を有するが，アンテナ本数が増えると回路規模が増大してしまい，本数には自ずと限界がある。
さらに，アダプティブアレイアンテナでは，ビームステアリングとヌルステアリングの合計数である自由度は，アンテナの数に依存している。上記のようにアンテナの数が限られている場合は，この自由度にも限界がある。そのため，アンテナの自由度を超えたパスから受信信号が到来する場合は，全てのパスの受信波に対してビームステアリングまたはヌルステアリングのいずれかを割り当てることができなくなり，干渉波を減衰させることが困難になる。
このように，アダプティブアレイアンテナによるマルチパスダイバーシティは干渉波除去に有効であるものの，上記のように干渉波を有効に除去できない状況もある。本実施の形態は，そのような状況下でも干渉波を有効に除去するようにした。
［本実施の形態］
図４は，本実施の形態における受信装置の概略構成図である。この受信装置は，４つのアンテナＡＴ１〜ＡＴ４を有し，各アンテナ毎に受信波の周波数をダウンコンバートする高周波回路ＲＦと，マルチパスにおける主波に対する先行波や遅延波のうち遅延時間がガードインターバル時間を超える干渉波を減衰させる適応等化器１０−１〜１０−４とを有する。さらに，受信装置は，適応等化器１０−１〜１０−４の出力信号に重み係数ｗ１〜ｗ４を乗算して加算する空間ダイバーシチ合成部１６と，適応等化手段の出力信号に基づいて重み係数ｗ１〜ｗ４を生成するウエイト制御部１４とを有する。空間ダイバーシチ合成部１６の出力は，ＦＦＴ処理されて時間領域信号ｙ（ｔ）から周波数領域信号Ｙ（ｆ）に変換される。ＦＦＴは，適応等化手段と空間ダイバーシチ合成部との間に設けても良い。
図４中に示されるとおり，高周波回路ＲＦから出力される受信信号のインパルス応答には，主波ＭＷからガードインターバル時間ＴＧＩを超えない遅延時間の遅延波（または先行波）と，超える遅延時間の干渉波とを有する。主波とそれからＴＧＩを超えない遅延時間の遅延波（または先行波）は希望波ｈＤ（ｔ）であり，一方で，主波からＴＧＩを超える遅延時間の遅延波（または先行波）は干渉波ｈＩ（ｔ）である。
各アンテナＡＴ１〜ＡＴ４に取り付けられている等化器１０−１〜１０−４は，等化器設定ユニット１２から設定される遅延時間（τpre,τpost）に対応する先行波または遅延波を適宜減衰させる。等化器設定ユニット１２の動作については後で詳述するが，空間ダイバーシチ合成部１６で減衰させることができない干渉波を選択し，その干渉波の遅延時間τpre,τpostを全ての適応等化器１０−１〜１０−４に設定することで，適応等化器１０−１〜１０−４でその干渉波を等化する。
一方，空間ダイバーシチ合成部１６は，希望波の到来角方向にビームステアリングを行って指向性ビームを形成し，等化器でも除去できなかった干渉波の到来角方向にヌルステアリングを行って指向性ヌル点を形成する。そのために，ウエイト制御部１４は，各適応等化器の出力信号x1'(t)〜x4'(t)に基づいて，ビームステアリングとヌルステアリングを形成するためのウエイト係数ｗ１〜ｗ４を演算で求める。この演算方向は，例えば非特許文献１，２に記載されるとおりである。
また，適応等化器１０−１〜１０−４で全ての干渉波が等化（除去）されている場合は，空間ダイバーシチ合成部１６は，希望波の受信電力が最大になるように最大比合成（Maximum Ratio Combining）などのウエイト制御を行い合成処理を行う。
空間ダイバーシチ合成部１６の出力信号y(t)は，FFTにより時間領域信号から周波数域信号Y(f)に変換される。そして，周波数領域信号Y(f)は，図示しないOFDM復調部に入力し，OFDM復調部で伝送路保証，誤り訂正処理などを経て送信データが抽出される。
本実施の形態の受信装置は，マルチパスフェージングにおける干渉波は，できるかぎり空間ダイバーシチ合成部１６におけるウエイト制御により減衰または除去する。ただし，アンテナの自由度を超えるパスが到来する場合や，アンテナの指向性ビームの分解能を超えて干渉波の到来角が希望波の到来角に近い場合などは，空間ダイバーシチ合成部１６では全ての干渉波を除去することができない。その場合は，等化器設定ユニット１２が，適応等化器１０―１〜１０−４で除去すべき干渉波を決定し，その干渉波の遅延時間を適応等化器に設定して，適応等化器に干渉波を除去させる。
図５は，本実施の形態における等化器設定ユニットの機能を説明するための図である。図５には，主波＃１に対してガードインターバル期間TGI内の遅延時間をもつ遅延波＃２と，TGIを超える遅延時間をもつ遅延波＃３，＃４とが示されている。さらに，図５には，モデル１，２，３が示されている。このアダプティブアレイアンテナは，４つのアンテナを有し，その自由度が４とする。
モデル１では，希望波＃１と干渉波＃３とがアンテナの指向性ビームの分解能未満まで近接した到来角で受信され，一方，希望波＃２と干渉波＃４の到来角は互いに近接しておらず，希望波＃１や干渉波＃３の到来角とも近接していない。このような場合は，干渉波＃３についてのみ適応等化器１０−１〜１０−４で等化する。
そのために，等化器設定ユニット１２が，到来角推定部と，遅延量プロファイル推定部と，等化器設定制御部とを有し，高周波回路ＲＦの出力である各アンテナからのベースバンド受信信号x1(t)〜x4(t)の自己相関，相互相関を取り，それらの相関情報から希望波＃１，＃２と，干渉波＃３，＃４の到来角と遅延量とを推定する。そして，干渉波＃３を適応等化器で等化すべき干渉波として決定し，干渉波＃３の遅延時間を適応等化器１０−１〜１０−４に設定する。すなわち，モデル１の表に示される通り，希望波＃１の到来角と近接する到来角を有する干渉波＃３を決定し，その遅延時間を全ての適応等化器に設定する。その結果，干渉波＃３は適応等化器で等化されて，空間ダイバーシチ合成部１６には希望波＃１，＃２と干渉波＃４だけが入力される。
そして，空間ダイバーシチ合成部１６は，ウエイト制御部１４により制御されるウエイト係数ｗ１〜ｗ４を各適応等化器の出力信号x1'(t)〜x4'(t)に乗算し，加算することで，干渉波＃４には指向性ヌル点があてはめられ，希望波＃１，＃２には指向性ビームがあてはめられる。その結果，合成波y(t)には，干渉波＃４が除去され，希望波＃１，＃２のみが含まれる。希望は＃１，＃２は，FFT後の後段のOFDM復調回路で位相が整合され復調される。
モデル２では，希望波＃１と干渉波＃３とが近接する到来角を有し，希望波＃２と干渉波＃４とが近接する到来角を有する例である。ただし，両組の間の到来角は近接していない。そして，パス数は４でありアンテナの自由度４を超えてはいない。
このようなモデル２では，アダプティブアレイアンテナは，干渉波＃３，＃４をそれぞれ希望波＃１，＃２と区別して減衰させることができない。そこで，等化器設定ユニット１２が，干渉波＃３，＃４を適応等化器で等化すべき干渉波と決定し，それらの干渉波＃３，＃４の遅延時間を適応等化器１０−１〜１０−４に設定する。その結果，干渉波＃３，＃４は適応等化器で等化されて，空間ダイバーシチ合成部１６には希望波＃１，＃２だけが入力される。
ウエイト制御部１４は希望波＃１，＃２に指向性ビームが割り当てられるようにウエイト係数（重み付け係数）ｗ１〜ｗ４を設定し，空間ダイバーシチ合成部１６の合成波y(t)は，希望波＃１，＃２のみを含むことになる。
モデル３では，２つの希望波＃１，＃２と，４つの干渉波＃３〜＃６がそれぞれ近接しない到来角を有する例である。つまり，パス数が６でありアンテナの自由度４を超えている例である。
このようなモデル３では，空間ダイバーシチ合成部１６では，２つの希望波に指向性ビームを，２つの干渉波に指向性ヌル点をそれぞれ割り当てるようにしか，ウエイト係数を設定できない。そこで，等化器設定ユニット１２が，干渉波＃３〜＃６のうちいずれかの２つを適応等化器で等化するように２つの遅延時間を設定する。そして，残された干渉波は，空間ダイバーシチ合成部１６で指向性ヌル点に割り当てられ除去される。
図６は，等化器設定ユニット１２の制御のフローチャート図である。等化器設定ユニット１２は，前述のとおり，高周波回路RFの出力信号x1(t)〜x4(t)を入力し，各パスの到来角を推定する到来角推定部と，各先行波と遅延波の遅延量を推定する遅延量プロファイル推定部とを有し，それらの推定した到来角と遅延量から適応等化器で等化すべき干渉波の遅延量を設定する等化器設定制御部とを有する。
図６に示されるとおり，等化器設定ユニット１２は，各アンテナで受信したインパルス応答から，希望波と干渉波の到来角と遅延量τpre,τpostを推定する（S10）。この推定
は，高周波回路RFの出力信号x1(t)〜x4(t)に基づいて行われる。出力信号が既知のパイロット信号を有する場合に推定を行うことができる。推定方法については知られた技術により行うことができる。
または，希望波と干渉波の遅延量については，ＦＦＴにより変換されたＯＦＤＭ周波数領域信号を復調し，既知のパイロット信号から補間して伝送路推定を行い，それをＩＦＦＴにより変換して時間領域信号のインパルス応答（高周波回路RFの出力と同等）を求め，それから遅延プロファイルを推定することもできる。
そして，アンテナの自由度より到来波のパス数が大きい場合は（S12のYES），自由度を超える干渉波を決定し，その干渉波の遅延時間を適応等化器１０−１〜１０−４に設定する（S14）。これにより自由度を超える干渉波は適応等化器により減衰される。
さらに，希望波の到来角に近い到来角内に残った干渉波が存在する場合は（S16のYES），その残った干渉波の遅延時間を適応等化器に設定する（S18）。これにより，アンテナの分解能では除去できない干渉波は適応等化器により減衰される。
その結果，適応等化器の出力信号x1'(t)〜x4'(t)には，アンテナの自由度を超えない数のパスの到来波しか含まれず，さらに，アンテナの分解能で区別可能な希望波と干渉波しか含まれない。したがって，後段のウエイト制御部１４が希望波については指向性ビームを割り当てて，干渉波については指向性ヌルを割り当てるようにウエイト係数ｗ１〜ｗ４を設定することで，空間ダイバーシチ合成部１６が干渉波を除去し，希望波を増幅することができる。
図６において，希望波と干渉波の到来角を推定することができず遅延量のみ推定できる場合は，たとえば，電力が大きい干渉波の遅延量を優先して適応等化器に設定するようにしてもよい。特に，パス数がアンテナの自由度を超える場合は，大電力の干渉波を適応等化器で等化しておくことで，たとえ空間ダイバーシチ合成部１６でアンテナの分解能以下に希望波に近接した到来角を有する干渉波が除去できなくても，その干渉波の電力は比較的小さいので，シンボル間干渉を最小限に抑えることができる。
［第１の実施の形態］
図７は，第１の実施の形態の受信装置の構成図である。図４の具体的構成を有する。図７には，紙面の関係上，２つのアンテナAT1,AT2しか示されていないが，図４のように４つのアンテナまたはそれ以上の数のアンテナを有するアダプティブアレイアンテナであってもよい。各アンテナAT1,AT2には，高周波受信回路RFと，アナログデジタル変換回路ADCと，適応等化器10-1,10-2とが設けられている。そして，適応等化器10-1,10-2には，TAP遅延量設定部12Aにより，遅延量τpre,τpostがTAP遅延位置情報として設定される。このTAP遅延量設定部12Aには，等化器設定ユニット１２からの前述のアルゴリズムにより決定された等化すべき干渉波の遅延量情報が与えられる。それにより，適応等化器の出力信号x1'(t)，x2'(t)からは，干渉波が等化され減衰される。特に，アンテナ間の相関が低い場合でもそれぞれの適応等化器が有効に干渉波を等化することができる。
そして，ウエイト制御部１４が希望波に対して指向性ビームを向け，干渉波に対して指向性ヌル点を向けるようにウエイト係数を設定することで，空間ダイバーシチ合成部１６にて干渉波は除去される。空間ダイバーシチ合成部１６の出力は，FFTによりOFDM時間領域信号y(t)からOFDM周波数領域信号Y(f)に変換され，OFDM復調部１８で各サブキャリアが復調されて受信データが抽出される。
OFDM復調部１８では，受信波に含められたパイロット信号を復調し，パイロット信号間を補間することで，伝送路推定値を得ることができる。伝送路推定値は，周波数に対応した受信レベルであり，これにより伝送路に発生するひずみ等を推定することができる。そこで，図７中に破線で示したとおり，伝送路推定値をIFFT２０により変換すると時間領域信号であるインパルス応答（x1(t),x2(t)と同等）を得ることができる。そして，遅延プロファイル推定部２２は，このインパルス応答から干渉波の遅延量を推定することができる。この干渉波の遅延量を利用して，TAP遅延量設定部がたとえば大電力の干渉波の遅延量を適応等化器に設定することで，その干渉波を等化することができる。この場合は，到来角にかかわらず大電力の干渉波が適応すべき干渉波として選択される。前述した等化器設定ユニット１２によらずに，等化すべき干渉波の遅延量を上記のように選択して設定してもよい。
図７の適応等化器10-1,10-2は，最も電力が大きい主波に対して先行する先行波と遅延する遅延波の両方を等化できることが好ましい。特に，遅延量がガードインターバル時間を超える干渉波（先行波または遅延波）を等化できれば，シンボル間干渉を回避することができる。
図８は，適応等化器の構成図である。適応等化器１０は，先行波を等化する先行波等化フィルタ３０とそれにTAP係数W(t)を与えるTAP係数演算部３１と，遅延波を等化する遅延波等化フィルタ３２とそれにTAP係数W(t)を与えるTAP係数演算部３３とを有する。そして，先行波等化フィルタ３０とTAP係数演算部３１に先行波の遅延量である先行波TAP位置情報τpreが設定され，同様に，等化波等化フィルタ３２とTAP係数演算部３３に遅延波TAP位置情報τpostが設定される。
これにより，等化前信号X1(t)は，先行波等化フィルタ３０により，設定された遅延量を有する先行波である干渉波が等化され信号E1(t)＝X2(t)が出力される。さらに，この信号X2(t)は，遅延波等化フィルタ３２により，設定された遅延量を有する遅延する遅延波である干渉波が等化され信号E2(t)が出力される。
図９は，遅延波等化フィルタ３２の構成図である。図１０は，先行波等化フィルタ３０の構成図である。そして，図１１は，係数演算部３３，３１の構成図である。係数演算部３１，３３の構成は同等であり，入力される信号が異なるだけである。以下，これらのフィルタの動作について順に説明する。
図９の遅延波等化フィルタ３２は，等化前信号X2(t)から遅延波レプリカ信号Y(t)を生成し，減算器３２０によりX2(t)-Y(t)の演算を行って等化前信号X2(t)に存在する遅延波を除去する。主波に対する遅延波の遅延量である遅延波位置情報τpostは，可変遅延量設定レジスタ３２５に設定される。そして，可変遅延回路３２１と，４つの遅延回路を有するシフトレジスタ３２２と，５つのタップ信号にTAP計数値W(t)をそれぞれ乗算する乗算器３２３と，乗算結果を累積する加算器３２４とによって，レプリカ信号生成ユニットが構成される。可変遅延量設定部３２５には，シフトレジスタ３２２の中央タップまでの遅延時間N/2が遅延量τpostから減算された遅延量（τpost-N/2）が設定される。
遅延波等化フィルタ３２は，フィードバック系のIIR（Infinite Impulse Response）の構成を有し，以下に説明するように，レプリカ信号生成ユニットが主波MWから遅延波のレプリカ信号を生成し，そのレプリカ信号からさらに遅延波のレプリカ信号を生成し，それが永遠に行われる。
図１２は，遅延波等化フィルタの動作を説明する図である。等化前信号X2(t)には，最大電力の主波MWと，それから遅延時間τpostだけ遅れた遅延波d1が含まれているとする。この遅延波d1が干渉波の場合に等化されるべき遅延波として選択される。
まず，等化前信号X2(t)は，可変遅延回路３２１により遅延量（τpost-N/2）だけ遅延されて，シフトレジスタ３２２に入力される。このタップ数Nは，例えばインパルス応答の主波MWなどが有する所定の時間幅に対応する。したがって，中央のタップの遅延時間がτpostに合致する。そして，遅延された等化前信号X2(t)にTAP係数値W(t)が乗算器３２３により乗算され，加算器３２４により合成されて遅延波レプリカ信号Y(t)が生成される。
この遅延波レプリカ信号Y(t)は，図１２に示されるとおり，等化前信号X2(t)の主波MWと遅延波d1をそれぞれτpost遅延させ TAP係数を乗算して生成された２つの信号MW-R,d1-Rとを有する。ここで，レプリカ信号Y(t)のMW-Rとその遅延波d1-Rは同相/同振幅の関係であり，減算器３２０により等化前信号X2(t)からレプリカ信号Y(t)を減算することにより遅延波ｄ１を除去することができる。減算処理後の等化後信号E2(t)は，図１２に示されるとおり，主波MWと主波から2τpostだけ遅延した信号d1-Rで構成される。
ただし，減算器３２０で減算されたレプリカ信号Y(t)は，レプリカ生成ユニットのフィードバック処理により更にレプリカ信号のレプリカ信号MW-R2,d1-R2を有する２次のレプリカ信号Y(t)-2が生成され，このレプリカ信号Y(t)-2を減算することで等化後信号E2(t)に含まれていた信号d1-Rが除去される。
上記のように，レプリカ信号の生成と減算とが永遠に繰り返されることにより，等化後信号E2(t)には主波MWのみが残ることになる。
なお，等化すべき遅延波を複数にするためには，可変遅延量設定レジスタ３２５と，レプリカ信号生成ユニットを構成する可変遅延回路３２１とシフトレジスタ３２２と乗算器３２３と積分器３２４とを，等化すべき遅延波の数だけ，並列に設ける。そして，並列に設けられたレプリカ信号生成ユニットが，それぞれの等化すべき遅延波を除去するためのレプリカ信号を生成し，等化前信号X2(t)からそれぞれが生成したレプリカ信号を減算器３２０により減算すればよい。
図１０の先行波等化フィルタ３０は，等化前信号X1(t)を可変遅延回路３０１で時間（DMAX-τ-N/2）だけ遅延させた信号から先行波レプリカ信号Y(t-DMAX)を生成し，一方，等化前信号X1(t)を固定遅延回路３０６でDMAX遅延させた遅延信号D(t-DMAX)を生成し，減算器３００によりD(t-DMAX)-Y(t-DMAX)の演算を行って等化前信号X1(t)の遅延信号D(t-DMAX)に存在する先行波を除去する。主波に対する先行波の遅延量である先行波位置情報τpreは，可変遅延量設定部３０５に設定される。そして，可変遅延回路３０１と，４つの遅延回路を有するシフトレジスタ３０２と，５つのタップ信号にTAP計数値W(t)をそれぞれ乗算する乗算器３０３と，乗算結果を累積する加算器３０４とによって，レプリカ信号生成ユニットが構成される。可変遅延量設定部３０５では，固定遅延量DMAXから先行波位置情報τpreを減じ，さらにシフトレジスタ３０２の中央タップまでの遅延時間N/2が減算された遅延量（DMAX-τpre-N/2）が設定される。
先行波等化フィルタ３０は，フィードフォワード系のFIR（Finite Impulse Response）の構成を有し，以下に説明するように，レプリカ信号生成ユニットが主波MWをDMAX-τpre遅延させて生成した先行波のレプリカ信号Y(t-DMAX)を生成し，等化前信号X1(t)をDMAX遅延させた遅延信号D(t-DMAX)からそのレプリカ信号を減算する。FIRでは有限長のインパルス応答しか実現できないため，遅延波等化器のIIRのように先行波成分を完全に等化することができない。
図１３は，先行波等化フィルタの動作を説明する図である。等化前信号X1(t)には，最大電力の主波MWと，それから遅延時間τpreだけ先行した先行波A1が含まれているとする。この先行波A1が干渉波の場合に等化されるべき先行波として選択される。
まず最大遅延量DMAXは，先行波A1がとりうる遅延量τpreの最大値に設定される。つまりDMAX>τpreである。そして，等化前信号X1(t)には，先行波A1と主波MWとが含まれている。レプリカ信号生成ユニットは，可変遅延回路３０１と，シフトレジスタ３０２と，乗算器３０３と，加算器３０４で構成される。可変遅延回路３０１により等化前信号X1(t)が（DMAX-τpre）だけ遅延されてシフトレジスタ３０２に入力される。シフトレジスタ３０２の５つのタップの信号にＴＡＰ係数値W(t)が乗算器３０３にて乗算され，合成される。これにより，等化前信号X1(t)に含まれていた主波MWと先行波A1とをそれぞれDMAX-τpreだけ遅延してTAP係数値により波形整形された信号A1-R,MW-Rを有する先行波レプリカ信号Y(t-DMAX)が生成される。
一方，固定遅延回路３０６が等化前信号X2(t)をDMAX遅延させて遅延信号D(t-DMAX)を生成される。ここで，この遅延信号D(t-DMAX)の先行波A1とレプリカ信号Y(t-DMAX)のMW-Rとが同じ時間となっており，MW-Rが先行波A1と同相/同振幅になるような，TAP係数値を設定することにより，減算器３００により先行波A1はレプリカ信号MW-Rの減算により除去される。ただし，先行波レプリカ信号内の先行波A1から生成されたレプリカ信号A1-Rも，減算器３００により減算されるため，等化後信号E1(t-DMAX)に含まれたままとなる。よって，等化後信号E1(t-DMAX)には，主波MWとレプリカ信号A1-Rとが含まれ，レプリカ信号A1-Rは除去されない。
なお，等化すべき先行波を複数にするためには，可変遅延量設定レジスタ３０５と，レプリカ信号生成ユニットを構成する可変遅延回路３０１とシフトレジスタ３０２と乗算器３０３と積分器３０４とを，等化すべき先行波の数だけ，並列に設ける。そして，並列に設けられたレプリカ信号生成ユニットが，それぞれの等化すべき先行波を除去するためのレプリカ信号を生成し，等化前信号X1(t)を遅延させた遅延信号D(t-DMAX)からそれぞれが生成したレプリカ信号を減算器３００により減算すればよい。この場合，最大遅延量DMAXは，全ての先行波の遅延時間の最大値に設定される。
図１１の係数演算部３１（３３）は，等化前信号X(t)を可変遅延量（先行波ならDMAX-τpre，遅延波ならτpost）遅延させる可変遅延回路３１０と，シフトレジスタ３１１と，等化後信号E(t)の複素共役を生成する複素共役生成回路３１２と，５つの乗算器３１３と，５つの減算器３１４と，５つの積分回路３１５とを有する。この係数演算には，最小２乗平均誤差（MMSE）を基準としたLMS(Least Mean Square)アルゴリズムが使用されており，下記のような処理によりＴＡＰ係数値W(t)が生成される。
入力信号X(t)の希望波とリファレンス信号Y(t)の遅延波(先行波)のタイミングを可変遅延回路３１０で同期させたあと，乗算器３１３で積算を行い，減衰器３１４にて一定量減衰させ，積分回路３１５にて積分し，TAP係数w(t)の更新を行う。この処理を式で書くと下記のようになる。
遅延波の場合：W(t) = W(t-Δｔ) + β X(t-τpre)*Y(t)
先行波の場合：W(t) = W(t-Δｔ) + β X(t+τpost)*Y(t)
ここで，βは減衰量である。上記式は，MMSE基準のLMS(Least Mean square)アルゴリズムの式であり，上式を元にW(t)を更新させることで，Y(t)の干渉波成分を徐々に小さくできる。
係数演算部３１（３３）は，遅延波等化フィルタの場合は，可変遅延回路３１０には（τpost-N/2）の遅延量が設定され，等化前信号X(t)が遅延される。また，等化後信号E(t)の複素共役信号と，シフトレジスタ３１１の遅延された等化前信号X(t)とが，乗算器３１３で乗算され相関値が求められる。そして，減衰器３１４において，相関値とステップ幅μとの乗算が行われ，その乗算結果が積分回路３１５に出力される。積分回路３１５では乗算結果を積分することによりＴＡＰ係数値W(t)が生成される。なお，減衰器３１４のステップ幅はできるだけ小さくすることで係数の発散を回避できるが，その分係数が収束するまでの時間が長くなる。
積分回路３１５では，等化前信号X(t)と等化前信号の相関値が打ち消す方向にＴＡＰ係数値W(t)が生成される。例えば，この等化前信号X(t)の遅延信号は，図１２中に破線MW-dで示されている。また，等化後信号E(t)内の未だ等化されていない遅延波信号ｄ１も図１２中に破線で示されている。つまり，係数演算部３３では，遅延された主波MW-dと未だ等化されていない遅延波信号ｄ１との相関値がとられ，積分回路３１５で減衰された相関値が積分されて，未等化の遅延波信号ｄ１がゼロになるようにTAP係数が形成される。未等化の遅延波信号ｄ１がゼロになると，相関値もゼロになりTAP係数は理想値に収束する。したがって，理想的なTAP係数が形成されるためには，一定の時間を要する。
係数演算部３１（３３）は，先行波等化フィルタの場合は，可変遅延回路３１０には（DMAX-τpre-N/2）の遅延量が設定され，等化前信号X(t)が遅延される。また，等化後信号E(t)の複素共役信号と，シフトレジスタ３１１の遅延された等化前信号X(t)とが，乗算器３１３で乗算され相関値が求められる。そして，減衰器３１４で一定量減衰された相関値が積分回路３１５に蓄積される。
この等化前信号X(t)の遅延信号は，図１３中に破線MW-dで示されている。また，等化後信号E(t)内の未だ等化されていない先行波信号A1も図１３中に破線で示されている。つまり，係数演算部３１では，遅延された主波MW-dと未だ等化されていない遅延波信号A1との相関値がとられ，積分回路３１５で減衰された相関値が積分されて，未等化の先行波信号A1がゼロになるようにTAP係数が形成される。未等化の先行波信号ｄ１がゼロになると，相関値もゼロになりTAP係数は理想値に収束する。同様に，理想的なTAP係数が形成されるためには，一定の時間を要する。
前述のとおり，先行波等化フィルタ３０，遅延波等化フィルタ３２が，複数の先行波または遅延波を等化する場合は，前述のとおり複数のレプリカ生成ユニットが並列に設けられるので，この係数演算部もそれに対応して複数設けられ，それぞれに対応するレプリカ生成ユニットにTAP係数が与えられる。
図１４は，第１の実施の形態における受信装置の変型例の構成図である。この変型例は，図７の構成と異なり，等化器１０−１，１０−２のOFDM時間領域信号x1'(t),x2'(t)をFFTにてOFDM周波数領域信号X1(f),X2(f)に変換し，そのOFDM周波数領域信号X1(f),X2(f)を空間ダイバーシチ合成部１６にてウエイト係数に基づき合成している。それ以外の構成は，図７と同様である。
[第２の実施の形態]
図１５は，第２の実施の形態における受信装置の構成図である。この受信装置は，２つのアンテナAT1,AT2に対して，それぞれ高周波回路RFとアナログデジタル変換器ADCとを設けている。そして，アンテナAT2側に図８の適応等化器１０−２を設けている。一方，アンテナAT1側には固定遅延回路４０と，減算器４３とを設けている。そして，アンテナAT2側の適応等化器１０−２の出力信号x2'(t)からレプリカ信号x1''(t)を生成するレプリカ生成部４１を設け，そこで生成されたレプリカ信号x1''(t)を減算器４３によりアンテナAT1側の受信信号x1(t)から除算して，干渉波を等化している。そのために，適応等化器１０−２の出力信号x2'(t)と減算器４３の出力信号x1'(t)とからレプリカ生成部に与える係数値を演算する係数演算部４２を設けている。
つまり，固定遅延回路４０と減算器４３とレプリカ生成部４１と係数演算部４２とにより実質的に適応等化器が構成されている。そして，アンテナAT1,AT2側それぞれについて等化処理された信号x1'(t)とx2'(t)とが，空間ダイバーシチ合成部１６により合成される。
それ以外の等化器設定ユニット１２やTAP遅延量設定部12A，FFT,OFDM復調部の構成は，図７と同じである。
図１５の受信装置では，アンテナAT1側の遅延した干渉波または先行した干渉波のいずれかを等化するための構成が示されている。適応等化器１０−２が先行波と遅延波の両方を等化したとすると，図１０から理解できるとおり，適応等化器１０−２の出力信号x2'(t)は既にDMAXだけ遅延している。したがって，アンテナAT1側で遅延した干渉波を除去する場合は，固定遅延回路４０でもDMAXだけ遅延させる必要がある。そして，レプリカ生成部４１は信号x2'(t)をτpost遅延した遅延波レプリカ信号x1''(t)を生成する。一方，アンテナAT1側で先行した干渉波を除去する場合は，固定遅延回路４０では２×DMAX遅延させる。そして，レプリカ生成部４１は信号x2'(t)をDMAX-τpre遅延した先行波レプリカ信号x1''(t)を生成する。この場合は，等化器１０−２の出力信号x2'(t)をさらにDMAX遅延させてウエイト制御部１４及び空間ダイバーシチ合成部１６に入力させる必要がある。
図１６は，図１５の受信装置のアンテナAT1側の適用等化手段の詳細構成図である。図１６の例では，アンテナAT1側の遅延した干渉波と先行した干渉波の両方を等化することができる。すなわち，固定遅延回路４０は２×DMAX遅延させ，先行波レプリカ生成部４１−１は出力信号x2'(t)をDMAX-τpre遅延させた先行波レプリカ信号x1''(t)を生成し，遅延波レプリカ生成部４１−２は出力信号x2'(t)をDMAX＋τpost遅延させた遅延波レプリカ信号x1'''(t)を生成する。そして，減算器４３−１が先行する干渉波を，減算器４３−２が遅延する干渉波をそれぞれ除去する。また，固定遅延回路４４は，等化器の出力信号x2'(t)をDMAXだけ遅延する。
図１７は，第２の実施の形態における受信装置の変型例の構成図である。この例では，図１５と異なり，FFTが空間ダイバーシチ合成部１６の前段に設けられています。それ以外の構成は，図１５と同じです。また，図１７のアンテナAT1側の適応等化手段は，図１６のように構成することもできる。
図１４と図１７の変型例は，共に，FFT後のOFDM周波数領域信号がウエイト制御部１４に入力されるので，図７，図１５の例に比較すると，各アンテナの到来角の推定が容易になる。そこで，ウエイト制御部１４で推定された到来角を使用して等化器設定ユニット１２が等化すべき干渉波を決定してもよい。
図１８は，シミュレーション結果を示す図である。このシミュレーション結果は，希望波＃１の到来角を６０°に固定し，干渉波の到来角をθで可変としたときの所要CNR特性を示している。所要CNR特性の定義は，ISDB-Tにおける変調方式である６４QAM,符号化率2/3のBER特性が２×１０-4を満たすCNR値と定義している。
図１８に示されるとおり，本実施の形態の受信装置と従来の受信装置の所要CNR値を比較すると，干渉波の到来角θが希望波の到来角６０°に近くなると，従来方式の所要CNR値は高くなり，受信性能が悪くなるのが理解できる。一方，本実施の形態の受信装置では，干渉波の到来角θによらずほぼ一定の所要CNR値を得ることができ，希望波の到来角６０°と一致するθ＝６０°の干渉波が存在していても適用等化器により除去されているので問題なく受信できていることが理解できる。
［第３の実施の形態］
図１９は，等化器出力を等化器内のTAP係数演算部のレファレンス信号に使用する受信装置の構成図である。図１９は，図７に示した受信器と同じように，各アンテナAT1〜ATNからのデジタル受信信号x1(t)〜xN(t)をそれぞれ等化する適応等化器１０−１〜１０−Ｎの群１０と，等化器の出力信号x1'(t)〜xN'(t)に対して空間ダイバーシチ合成する空間ダイバーシチ合成部１６と，その合成された時間領域受信信号をＦＦＴ処理して周波数領域受信信号に変換し，複数の周波数のサブキャリアを復調するＦＦＴ復調部１８とを有する。
また，図１９においても，等化器設定ユニット及びTAP遅延量設定部１２が，空間ダイバーシチ合成部１６の出力信号に基づいて，空間ダイバーシチ合成部では除去できない干渉波に対する遅延量τpre，τpostを等化器群１０に設定する。
図２０は，図１９の受信装置の問題となる動作を説明する図である。いずれも希望波hD(t)に対して干渉波ｈI(t)は遅延波である。図２０（ａ）は，希望波hD(t)の電力が干渉波hI(t)の電力より大きい場合を示す。この場合は，前述のとおり等化器に干渉波hI(t)の遅延時間を設定することで，等化器が設定遅延時間に対応する干渉波hI(t)を抑制または除去することができる。したがって，図２０（ａ）の等化器出力x'(t)では，干渉波hI(t)が除去されている。
それに対して，図２０（ｂ）は，希望波hD(t)の電力より干渉波hI(t)の電力が大きい場合を示す。この場合は，等化器を通過した出力x'(t)には，干渉波hI(t)が大量に発生する。その理由は，干渉波hI(t)の電力が大きいため，等化器内の等化フィルタで生成されるレプリカ信号の干渉波に対応する電波の電力が増大し，等化器内のTAP係数演算部がその等化器出力x'(t)をレファレンス信号として等化前信号x(t)と相関値を求めてTAP係数を演算すると，TAP係数が発散してしまうからである。
図２１は，TAP係数の発散を説明する図である。この図２１は前述の図１２に対応し，遅延波等化フィルタ３２とTAP係数演算部３３の動作を示している。図２１は，図１２と異なり，希望波である主波MWよりも干渉波である遅延波d1の電力が大きい。そのため，図９に示した遅延波等化フィルタ３２では，設定遅延時間τpost遅らせTAP係数を乗算して生成される遅延波レプリカ信号Y(t)も，主波MW-Rに対して干渉波である遅延波d1-Rの電力が大きい。
この遅延波レプリカ信号Y(t)の主波MW-Rが等化前信号X2(t)の遅延波d1から減算され，等化後信号E2(t)の遅延波d1が抑制または除去される。しかし，同時に除去された遅延波d1の電力よりも大きい遅延波d1-Rが残ってしまう。それを更に第２の遅延波レプリカ信号Y(t)-2の主波MW-R2で除去する必要がある。このように，遅延波等化フィルタ３２のようなIIRフィルタでは，希望波である主波より遅延波の電力が大きいと，レプリカ信号の等化残差（d1-e,d1-R,d1-R2)の電力が増大していく。
そして，図１１に示すとおり，TAP係数演算部３３では等化後信号E2(t)がレファレンス信号r(t)として使用され，そのレファレンス信号r(t)=E2(t)と，遅延時間τpost遅延させた等化前信号X2(t)とが相関値演算され，それを減衰し積分したものがTAP係数として遅延波等化フィルタに与えられる。つまり，このTAP係数演算部の相関値演算は，図２１に破線で示した，等化前信号X2(t)を遅延させた主波MW-dと等化後信号E2(t)=r(t)の遅延波d1-eとの相関値を求める演算である。ところが，この遅延波d1-eは，上記の通り元々主波より大きな電力を有するので，レプリカ信号の遅延波d1-eの増大により，TAP係数が発散する場合がある。
特に，図２０（ｂ）のように希望波hD(t)に対して遅延干渉波hI(t)が複数存在する場合は，IIRフィルタにおいて上記のTAP係数の発散の問題が伴う。主波と遅延波が１つずつの場合は，電力の大きい遅延波を希望波とみなし主波を先行波とみなすことで，図１０の先行波フィルタであるFIRフィルタにより先行波を除去することができる。そのため，FIRフィルタの場合にはTAP係数の発散の問題はない。
図２２は，第３の実施の形態における受信装置の構成図である。図２２の受信装置は，図７，図８や，図１９と異なり，等化器１０−１〜１０−Ｎに入力されるレファレンス信号r(t)は，空間ダイバーシチ合成部１６の出力である時間領域受信信号y(t)か，その信号y(t)をFFT部１７でFFT処理した周波数領域受信信号y(f)を再度OFDM復調部１８でIFFTした時間領域信号y'(t)かのいずれかである。
また，図７，図８と同様に，等化器設定ユニット及びTAP遅延量設定部１２には時間領域信号y(t)またはy'(t)のいずれか与えられる。これにより等化器設定ユニット及びTAP遅延量設定部１２は，等化前信号x1(t)〜xN(t)から検出される干渉波とその遅延時間と，空間ダイバーシチ合成部１６により十分に抑制または除去されなかった干渉波とその遅延時間とを検出し，等化器で抑制または除去すべき干渉波の遅延時間を決定することができる。それ以外の構成は，図７，図１９と同等である。
図２３は，第３の実施の形態における適応等化器１０−１〜１０−Ｎの構成図である。図２３の適応等化器は，図８と同様に，等化前信号x(t)から先行波を除去するために先行波等化フィルタ３０とそれにTAP係数値W(t)を供給するTAP計数演算部３１とを有し，さらに，遅延波を除去するために遅延波等化フィルタ３２とそれにTAP係数値W(t)を供給するTAP係数演算部３３とを有する。
ただし，図２３の適応等化器では，図８と異なり，それぞれのTAP係数値演算部３１，３３には，レファレンス信号r(t)として空間ダイバーシチ合成部１６の出力の時間領域信号y(t),y'(t)のいずれかが入力される。つまり，先行波等化フィルタ３０側のTAP係数演算部３１には，等化前信号X1(t)とレファレンス信号r(t)=y(t)またはy'(t)とが入力され，図１１で説明したとおり，等化前信号X1(t)を遅延位置情報τpreだけ遅延させた信号とレファレンス信号r(t)の複素共役とを乗算して相関値演算が行われる。同様に，遅延波等化フィルタ３２側のTAP係数演算部３３には，等化前信号X2(t)とレファレンス信号r(t)=y(t)またはy'(t)とが入力され，等化前信号X2(t)を遅延させた信号とレファレンス信号r(t)の複素共役とを乗算して相関値演算が行われる。
なお，先行波等化フィルタ３０は，図１０に示されたものと同じである。遅延波等化フィルタ３２は，図９に示されたものと同じである。さらに，TAP係数演算部３１，３３は，図１１に示されたものと同じである。
このように，第３の実施の形態では，TAP係数演算部３３は，適応等化器のTAP係数演算を，等化前信号x(t)と空間ダイバーシチ合成部１６の出力信号y(t)またはy'(t)との相関値に基づいて演算している。すると，空間ダイバーシチ合成部１６の動作によりその出力信号y(t)またはy'(t)の遅延波d1の電力が減衰しているので，TAP係数が発散することが回避できる。さらに，適応等化器と空間ダイバーシチ合成部の両方を通過して得られた出力信号y(t),y'(t)に残っている干渉波との相関値によりTAP係数を求めることで，適応等化器で確実に干渉波を抑制または除去することができる。
図２４は，第３の実施の形態の受信装置の動作を説明する図である。図中に示されるとおり，等化前信号x(t)には，希望波hD(t)とそれより大きな電力を持つ複数の干渉波hI(t)とが含まれている場合を想定する。この場合，干渉波hI(t)内の大きな電力を持つ干渉波を適応等化器で除去する必要がある。
第３の実施の形態では，等化器群１０内のTAP係数演算部３３へのレファレンス信号として空間ダイバーシチ合成器１６の出力信号y(t)またはそれをFFT部１７でFFT後再度IFFT部１９でIFFTされた信号y'(t)をフィードバックする。空間ダイバーシチ合成器１６によるビームステアリングとヌルステアリングにより，干渉波hI(t)の電力が減衰している。したがって，この空間ダイバーシチを通過した出力信号y(t)またはy'(t)をレファレンス信号として使用することにより，TAP係数演算部により演算されるTAP係数が発散することが抑制または防止される。その結果，等化器群１０では，大電力の干渉波hI(t)を適切に等化して抑制または除去することができる。
前述のとおり，希望波hD(t)と干渉波hI(t)とが１つずつの２波の場合は，電力の大きい波を希望波とみなして，先行する波を干渉波として適応等化器により除去することができる。しかし，上記のように，希望波以外に複数の干渉波がある場合は，簡単には除去することができないのである。
図２５は，第３の実施の形態の受信装置の動作を説明する別の図である。図に示されるとおり，等化前信号x(t)には，希望波hD(t)より大きな電力を有する波が干渉波hI(t)に含まれている。図２５(a)の等化器による等化動作開始時は，等化器を通過しても等化後信号x'(t)からは大電力の干渉波hI(t)を除去することはできない。しかし，空間ダイバーシチ合成部１６を通過すると，その出力信号y(t),y'(t)では干渉波hI(t)は空間ダイバーシチの効果により減衰する。第３の実施の形態では，適応等化器のTAP係数演算部は，この出力信号y(t),y'(t)をレファレンス信号として使用してTAP係数を演算する。
したがって，適応等化器の動作が安定化するとTAP係数が発散することもなく，等化前信号x(t)の大電力の干渉波hI(t)は，等化後信号x'(t)では除去または抑制される。さらに，空間ダイバーシチ合成器の出力信号y(t),y'(t)では，干渉波hI(t)は大きく減衰されている。
空間ダイバーシチ合成器１６の安定化するまでの時間は，一般に適応等化器のそれよりも長い場合がある。そのような場合，安定化する前の空間ダイバーシチ合成器の出力は，大きな電力を持つ干渉波を有する場合がある。したがって，安定化する前の空間ダイバーシチ合成器の出力は，TAP係数演算部のレファレンス信号としては好ましくない。空間ダイバーシチ合成器の動作が安定化した後の出力信号y(t),y'(t)であれば，干渉波が抑制されているので，それをレファレンス信号としてTAP係数演算部に供給するのが好ましい。
［第４の実施の形態］
図２６は，第４の実施の形態における受信装置の構成図である。図２６の受信装置は，図２２の第２の実施の形態の受信装置と異なるところは，等化器群１０に供給するレファレンス信号r1(t)〜rN(t)を，空間ダイバーシチ合成部１６の出力信号y(t)またはy'(t)か，等化器群の出力信号x1'(t)〜xN'(t)のいずれかに選択するレファレンス信号選択部２００を有することである。それ以外の構成は，図２２と同じである。
図２７は，レファレンス信号選択部２０の構成図である。レファレンス信号選択部２０は，切替信号S24を生成する選択部２４と，切替信号S24に従って空間ダイバーシチ合成部の出力信号y(t)またはy'(t)か，抵抗等化器の出力信号x1'(t)〜xN'(t)かのいずれかを選択してレファレンス信号として出力する切替部２２とを有する。
選択部２４は，除去すべき干渉波の数Lと適応等化器のTAP係数値w1(t)〜wN(t)とに基づいて切替信号S24を生成する。後述するとおり，第１に，選択部２４は，TAP係数値の電力が基準値より大きい場合は空間ダイバーシチ合成部の出力信号を選択する切替信号S24を生成する。第２に，選択部２４は，TAP係数値の電力が基準値以下であり，かつ除去すべき干渉波の数Ｌが適応等化器の数Ｍ(適応等化器で除去できる干渉波の数)を超える場合は，空間ダイバーシチ合成部の出力信号を選択する切替信号S24を生成する。さらに，第３に，選択部２４は，TAP係数値が基準値以下であり，かつ除去すべき干渉波の数Ｌが適応等化器の数Ｍ以下の場合は，動作開始後空間ダイバーシチ合成部１６が安定化するまでは適応等化器の出力信号である適応等化後信号を選択する切替信号S24を生成し，安定化した後は空間ダイバーシチ合成部の出力信号を選択する切替信号S24を生成する。
上記の選択部２４の３つの動作の関係については，以下のとおりである。
図２８は，第４の実施の形態における動作を示すフローチャート図である。第１に，レファレンス信号選択部２０は，適応等化器群１０のTAP係数値w1(t)〜wN(t)を監視し，基準値より大きい場合は（S20のYES），遅延干渉波の電力が希望波より大きいためTAP係数が発散していることを意味するので，レファレンス信号r(t)として空間ダイバーシチ合成部の出力信号y(t)またはy'(t)を選択する（S26）。これにより，第３の実施の形態で図２４，図２５により説明したとおり，TAP係数値が発散することなく遅延干渉波を抑制または除去することができる。また，レファレンス信号選択部２０は，適応等化器群１０のTAP係数値w1(t)〜wN(t)が基準値以下の場合は（S20のNO），以下の条件によりいずれかの信号をレファレンス信号として選択する。
第２に，レファレンス信号選択部２０は，TAP係数値が基準値以下であり（S20のNO），空間ダイバーシチ合成部の出力信号を選択する除去すべき干渉波の数Ｌが適応等化器の数Ｍ(適応等化器で除去できる干渉波の数)を超える場合は（S22のYES），レファレンス信号として空間ダイバーシチ合成部の出力信号を選択する（S26）。すなわち，除去すべき干渉波の数が適応等化器で除去可能な干渉波の数を超えている場合は，適応等化器だけでは干渉波を除去できない。そこで，空間ダイバーシチ合成部のビームステアリングとヌルステアリングにより少なくとも一部の干渉波を除去または抑制し，その結果に基づき，等化器設定ユニット及びTAP遅延量設定部１２が等化すべき干渉波を検出しその遅延量を設定する。それにより，適応等化器１０は空間ダイバーシチ合成部で除去できない残りの干渉波を等化して減衰または除去する。
図２９は，第２の制御を説明する図である。この例では，適応等化器で除去できる干渉波の数がＭ＝２個，除去すべき干渉波hI(t)の数Ｌが３個とする。図２９中，等化前信号x(t)には，除去すべき干渉波hI(t)として３つの干渉波が存在している。したがって，Ｌ＞Ｍとなっている。そして，空間ダイバーシチ合成部１６の出力信号y(t)またはy'(t)では，３個の除去すべき干渉波のうち左端の信号を抑制または除去されている。等化器設定ユニット及びTAP遅延量設定部１２は，この出力信号y(t)またはy'(t)から，適応等化器で除去すべき２つの干渉波を特定し，それに対応するTAP遅延量を適応等化器に設定する。その結果，適応等化器の出力信号（適応等化後信号）x'(t)では，右側２つの干渉波が抑制または除去されている。
この第２の制御では，空間ダイバーシチ合成部１６が安定化するまではその出力信号y(t)またはy'(t)の除去すべき干渉波hI(t)の電力が過大になる場合があるので，レファレンス信号選択部２０は，空間ダイバーシチ合成部１６が安定化後にその出力信号y(t)またはy'(t)をレファレンス信号として選択するのが好ましい。そして，動作安定化後は，空間ダイバーシチ合成部の出力信号の干渉波成分は空間ダイバーシチ合成により一様に抑制されているので，動作安定化後にそれをレファレンス信号r(t)として適応等化器に供給することで，適応等化器が適切に干渉波を等化することができる。つまり，適応等化器内のTAP係数値演算部３３が，最終段の出力信号y(t)またはy'(t)に残っている除去すべき干渉波と，等化前信号の希望波との相関演算をすることができる。これにより，適応等化器の遅延等化フィルタは，等化器出力信号x'(t)をレファレンス信号とするよりも，より適切に最終段の出力信号の遅延干渉波を除去することができる。
第３に，レファレンス信号選択部２０は，TAP係数値が基準値以下であり（S20のNO），除去すべき干渉波の数Ｌが適応等化器の数Ｍ以下の場合は（S22のNO），動作開始後空間ダイバーシチ合成部１６が安定化するまでは（S24のNO），適応等化器の出力信号である適応等化後信号をレファレンス信号として選択し（S28），安定化した後は空間ダイバーシチ合成部の出力信号をレファレンス信号として選択する（S26）。
図３０は，第３の制御を説明する図である。この例では，適応等化器で除去できる干渉波の数がＭ＝２個，除去すべき干渉波hI(t)の数Ｌが２個とする。図３０中，等化前信号x(t)には，除去すべき干渉波hI(t)には２つの干渉波が存在している。つまりＬ≦Ｍとなっている。しかも，干渉波hI(t)の電力は希望波hD(t)より大きくない。このような場合は，適応等化器１０だけで２つの干渉波を除去することができる。
この場合，空間ダイバーシチ合成部１６の出力信号では，その動作が安定化するまでは干渉波hI(t)の電力が過大になる場合がある。したがって，動作安定までは等化器の出力信号（適応等化後信号）x'(t)をレファレンス信号r(t)として適応等化器に供給する。これによりTAP係数の発散が回避される。一方，動作安定後は空間ダイバーシチ合成部１６の出力信号y(t)またはy'(t)をレファレンス信号r(t)として適応等化器に供給する。最終的にレファレンス信号として空間ダイバーシチ合成部の出力信号を用いることで，適応等化器内のTAP係数値演算部３３が，最終段の出力信号y(t)またはy'(t)に残っている除去すべき干渉波と，等化前信号の希望波との相関演算をすることができ，適応等化器はより適切に干渉波を除去できる。
以上のとおり，第４の実施の形態の受信装置によれば，等化器のTAP係数値演算部で演算されるレファレンス信号として，等化後信号または空間ダイバーシチ合成後信号のいずれか適切な信号を選択するので，最適な等化器により適切な等化処理を行うことができる。
以上の実施の形態をまとめると，次の付記のとおりである。
（付記１）
直交周波数分割多重変調された受信信号を受信する受信装置において，
前記受信信号を受信する複数のアンテナを有するアレイアンテナと，
前記複数のアンテナにそれぞれ設けられ，前記受信信号において主波に対して設定された遅延時間に対する先行波または遅延波を低減する適応等化手段と，
前記適応等化手段の各出力信号に重み係数を乗算して加算する空間ダイバーシチ合成部と，
前記適応等化手段の各出力信号に基づいて前記重み係数を生成するウエイト制御部と，
前記受信信号の各パスの到来角と各パスの遅延時間とを推定し，前記推定した複数のパスの到来角と遅延時間とに基づいて，主波に対する遅延時間がガードインターバル時間を超える干渉波のうち前記適応等化手段により除去すべき除去対象干渉波を決定し，前記除去対象干渉波の前記主波に対する遅延時間を前記適応等化手段に設定する等化器設定ユニットとを有する受信装置。
（付記２）
付記１において，
前記等化器設定ユニットは，前記ダイバーシチアンテナの自由度より前記受信信号のパス数が多い場合に，当該自由度を超える前記干渉波を前記除去対象干渉波と決定する受信装置。
（付記３）
付記１または２において，
前記等化器設定ユニットは，前記主波と前記主波に対する遅延時間がガードインターバル時間を超えない先行波または遅延波とを含む希望波の到来角に近接する到来角を有する前記干渉波が存在する場合に，当該干渉波を前記除去対象干渉波と決定する受信装置。
（付記４）
付記１乃至３のいずれかにおいて，
前記適応等化手段は，前記設定された遅延時間に対する先行波または遅延波のレプリカ信号を前記主波に所定の係数を乗算して生成するレプリカ生成手段と，前記受信信号から前記レプリカ信号を減算する減算手段とを有する受信装置。
（付記５）
付記１乃至３のいずれかにおいて，
前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号にＦＦＴ処理をしてＯＦＤＭ時間領域信号からＯＦＤＭ周波数領域信号に変換するＦＦＴを有する受信装置。
（付記６）
付記１乃至３のいずれかにおいて，
前記適応等化手段の各出力信号にＦＦＴ処理をしてＯＦＤＭ時間領域信号からＯＦＤＭ周波数領域信号に変換し，当該ＯＦＤＭ周波数領域信号を前記空間ダイバーシチ合成部に供給するＦＦＴを有する受信装置。
（付記７）
付記４において，
第１のアンテナの適応等化手段は，前記第１のアンテナの受信信号について前記設定された遅延時間に対する先行波また遅延波を等化する適応等化器からなり，
第２のアンテナの適応等化手段は，前記第１の適当等化器の出力信号から前記レプリカ信号を生成するレプリカ生成手段と，前記第２のアンテナの受信信号から前記レプリカ信号を減算する減算器とを有する受信装置。
（付記８）
付記７において，
前記適応等化器は，前記設定された遅延時間に対する先行波及び遅延波をそれぞれ等化する先行波等化フィルタと遅延波等化フィルタとを有する受信装置。
（付記９）
直交周波数分割多重または直交周波数分割多元された受信信号を受信する受信装置において，
前記受信信号を受信する複数のアンテナを有するアレイアンテナと，
前記複数のアンテナにそれぞれ設けられ，前記受信信号において主波に対して設定された遅延時間に対応する先行波または遅延波を低減する適応等化手段と，
前記受信信号の前記主波に対する遅延時間がガードインターバル時間を超える除去対象干渉波の前記主波に対する遅延時間を前記適応等化手段に設定する等化器設定ユニットと，
前記適応等化手段の各出力信号に重み係数を乗算して加算する空間ダイバーシチ合成部と，
前記適応等化手段の出力信号に基づいて前記重み係数を生成するウエイト制御部とを有し，
前記適応等化手段は，前記受信信号に係数を乗算して遅延波レプリカ信号を生成し前記受信信号から前記遅延波レプリカ信号を減ずる遅延波等化フィルタと，適応等化手段の適応等化前信号と前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号との相関値に基づいて前記係数を演算する係数演算部とを有する受信装置。
（付記１０）
直交周波数分割多重変調または直交周波数分割多元された受信信号を受信する受信装置において，
前記受信信号を受信する複数のアンテナを有するアレイアンテナと，
前記複数のアンテナにそれぞれ設けられ，前記受信信号において主波に対して設定された遅延時間に対応する先行波または遅延波を低減する適応等化手段と，
前記受信信号の前記主波に対する遅延時間がガードインターバル時間を超える除去対象干渉波の前記主波に対する遅延時間を前記適応等化手段に設定する等化器設定ユニットと，
前記適応等化手段の各出力信号に重み係数を乗算して加算する空間ダイバーシチ合成部と，
前記適応等化手段の出力信号に基づいて前記重み係数を生成するウエイト制御部とを有し，
前記適応等化手段は，
前記受信信号に係数を乗算して遅延波レプリカ信号を生成し前記受信信号から前記遅延波レプリカ信号を減ずる遅延波等化フィルタと，
適応等化手段の適応等化前信号と，前記適応等化手段の適応等化後信号または前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号のいずれかのレファレンス信号との相関値に基づいて前記係数を演算する係数演算部とを有する受信装置。
（付記１１）
付記１０において，
前記係数演算部は，前記係数が基準値を超える場合は前記レファレンス信号として前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号を選択する受信装置。
（付記１２）
付記１０において，
前記係数演算部は，前記係数が基準値以下で，前記除去対象干渉波の数が前記適応等化手段で除去できる数を超える場合は，前記レファレンス信号として前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号を選択する受信装置。
（付記１３）
付記１０において，
前記係数演算部は，前記係数が基準値以下で，前記除去対象干渉波の数が前記適応等化手段で除去できる数以下の場合は，前記空間ダイバーシチ合成部の動作が安定化するまでの時間は前記レファレンス信号として前記適応等化後信号を選択し，前記空間ダイバーシチ合成部の動作が安定化した後は前記レファレンス信号として前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号を選択する受信装置。
AT1〜AT4：アレイアンテナ １０−１〜１０−４：適応等化器
１２：等化器設定ユニット １４：ウエイト制御部
１６：空間ダイバーシチ合成部

Claims (5)

  1. 直交周波数分割多重変調された受信信号を受信する受信装置において，
    前記受信信号を受信する複数のアンテナを有するアレイアンテナと，
    前記複数のアンテナにそれぞれ設けられ，前記受信信号において主波に対して設定された遅延時間に対する先行波または遅延波を低減する適応等化手段と，
    前記適応等化手段の各出力信号に重み係数を乗算して加算する空間ダイバーシチ合成部と，
    前記適応等化手段の各出力信号に基づいて前記重み係数を生成するウエイト制御部と，
    前記受信信号の各パスの到来角と各パスの遅延時間とを推定し，前記推定した複数のパスの到来角と遅延時間とに基づいて，主波に対する遅延時間がガードインターバル時間を超える干渉波のうち前記空間ダイバーシチ合成部で減衰しない除去対象干渉波を決定し，前記除去対象干渉波の前記主波に対する遅延時間を前記適応等化手段に設定する等化器設定ユニットとを有する受信装置。
  2. 請求項１において，
    前記等化器設定ユニットは，前記アレイアンテナの自由度より前記受信信号のパス数が多い場合に，当該自由度を超える前記干渉波を前記除去対象干渉波と決定する受信装置。
  3. 請求項１または２において，
    前記等化器設定ユニットは，前記主波と前記主波に対する遅延時間がガードインターバル時間を超えない先行波または遅延波とを含む希望波の到来角に近接する到来角を有する前記干渉波が存在する場合に，当該干渉波を前記除去対象干渉波と決定する受信装置。
  4. 請求項１乃至３のいずれかにおいて，
    前記適応等化手段は，前記設定された遅延時間に対する先行波または遅延波のレプリカ信号を前記主波に所定の係数を乗算して生成するレプリカ生成手段と，前記受信信号から前記レプリカ信号を減算する減算手段とを有する受信装置。
  5. 請求項４において，
    第１のアンテナの適応等化手段は，前記第１のアンテナの受信信号について前記設定された遅延時間に対する先行波また遅延波を等化する適応等化器からなり，
    第２のアンテナの適応等化手段は，前記適応等化器の出力信号から前記レプリカ信号を生成するレプリカ生成手段と，前記第２のアンテナの受信信号から前記レプリカ信号を減算する減算器とを有する受信装置。
JP2010285278A 2010-02-18 2010-12-22 受信装置 Expired - Fee Related JP5644475B2 (ja)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2010285278A JP5644475B2 (ja) 2010-02-18 2010-12-22 受信装置
US13/028,784 US8254509B2 (en) 2010-02-18 2011-02-16 Receiver

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2010033152 2010-02-18
JP2010033152 2010-02-18
JP2010285278A JP5644475B2 (ja) 2010-02-18 2010-12-22 受信装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2011193439A JP2011193439A (ja) 2011-09-29
JP5644475B2 true JP5644475B2 (ja) 2014-12-24

Family

ID=44369616

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2010285278A Expired - Fee Related JP5644475B2 (ja) 2010-02-18 2010-12-22 受信装置

Country Status (2)

Country Link
US (1) US8254509B2 (ja)
JP (1) JP5644475B2 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10218428B2 (en) 2016-05-25 2019-02-26 Samsung Electronics Co., Ltd. Receiver and detecting method thereof

Families Citing this family (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2012073788A1 (ja) * 2010-12-03 2012-06-07 日本電気株式会社 無線通信装置
JP5670240B2 (ja) * 2011-03-29 2015-02-18 京セラ株式会社 通信装置及び通信方法
US8942331B2 (en) 2012-07-12 2015-01-27 Qualcomm Incorporated Apparatus and method for improving the performance of a linear equalizer with multiple receive antennas
JP6216511B2 (ja) * 2012-12-28 2017-10-18 ラピスセミコンダクタ株式会社 受信装置、半導体装置及び受信方法
US8804808B1 (en) * 2014-01-14 2014-08-12 The Aerospace Corporation Dynamic equalization systems and methods for use with a receiver for a multipath channel
US9197264B1 (en) * 2014-07-14 2015-11-24 Qualcomm, Incorporated Reducing interference for multiple receive antennas
US9590673B2 (en) * 2015-01-20 2017-03-07 Qualcomm Incorporated Switched, simultaneous and cascaded interference cancellation
EP3145145A1 (en) * 2015-09-15 2017-03-22 Nxp B.V. Receiver controller
US9628122B1 (en) 2016-07-25 2017-04-18 The Aerospace Corporation Circuits and methods for reducing interference that spectrally overlaps a desired signal based on dynamic gain control and/or equalization
US10742371B2 (en) * 2017-02-23 2020-08-11 Hitachi Kokusai Electric Inc. Wireless communication system
US10476559B2 (en) * 2017-05-19 2019-11-12 Micron Technology, Inc. Apparatuses and methods for adaptive spatial diversity in a MIMO-based system
US10056675B1 (en) 2017-08-10 2018-08-21 The Aerospace Corporation Systems and methods for reducing directional interference based on adaptive excision and beam repositioning
TWI650965B (zh) * 2018-01-04 2019-02-11 晨星半導體股份有限公司 通道估計裝置及通道估計方法
JP2019146163A (ja) * 2018-02-05 2019-08-29 テクトロニクス・インコーポレイテッドＴｅｋｔｒｏｎｉｘ，Ｉｎｃ． ノイズ・フィルタ及びノイズ低減方法
JP7008248B2 (ja) * 2018-03-29 2022-01-25 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 受信装置、受信方法、及び受信システム
WO2021183015A1 (en) * 2020-03-12 2021-09-16 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Antenna apparatus and method in an antenna apparatus for selectively combining antenna outputs
KR102267832B1 (ko) * 2020-05-12 2021-06-23 홍익대학교 산학협력단 움직임 보정에 기초하여 도래각을 추적하는 장치 및 그 방법
US11212015B2 (en) 2020-05-19 2021-12-28 The Aerospace Corporation Interference suppression using machine learning

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3663098B2 (ja) * 2000-01-24 2005-06-22 アルプス電気株式会社 Ｏｆｄｍ受信装置
JP4298320B2 (ja) * 2002-11-08 2009-07-15 富士通株式会社 Ｏｆｄｍ伝送方式における受信装置
JP4133587B2 (ja) 2003-05-26 2008-08-13 シャープ株式会社 受信装置
JP3696606B2 (ja) * 2003-06-04 2005-09-21 日本テレコム株式会社 基地局装置
JP2005057673A (ja) * 2003-08-07 2005-03-03 Mitsubishi Electric Corp マルチキャリア受信装置
JP4219866B2 (ja) 2003-09-30 2009-02-04 三菱電機株式会社 アダプティブアンテナ
JP5072199B2 (ja) 2005-06-23 2012-11-14 株式会社東芝 デジタル変調信号受信装置及びその受信方法
JP2007006219A (ja) * 2005-06-24 2007-01-11 Mitsubishi Electric Corp アダプティブアンテナ装置
JP2007006264A (ja) * 2005-06-24 2007-01-11 Toshiba Corp ダイバーシチ受信機
JP4939888B2 (ja) * 2005-10-05 2012-05-30 パナソニック株式会社 無線通信装置
JP4664234B2 (ja) * 2006-05-24 2011-04-06 富士通セミコンダクター株式会社 Ｏｆｄｍ受信機
JP4833144B2 (ja) * 2007-04-20 2011-12-07 日本放送協会 マルチパス到来方向測定装置
JP4780161B2 (ja) * 2007-11-28 2011-09-28 ソニー株式会社 受信装置、受信方法、およびプログラム
JP2009246517A (ja) * 2008-03-28 2009-10-22 Kyocera Corp 基地局装置およびチャネル割り当て方法

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10218428B2 (en) 2016-05-25 2019-02-26 Samsung Electronics Co., Ltd. Receiver and detecting method thereof

Also Published As

Publication number Publication date
US8254509B2 (en) 2012-08-28
US20110200089A1 (en) 2011-08-18
JP2011193439A (ja) 2011-09-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5644475B2 (ja) 受信装置
EP1523143B1 (en) Receiving apparatus in OFDM transmission system
KR20090094385A (ko) 수신 장치 및 이동 통신 시스템
JP2007006264A (ja) ダイバーシチ受信機
US8363539B2 (en) OFDM receiver and OFDM receiving method
KR20040012162A (ko) 채널 등화 장치 및 이를 이용한 디지털 ｔｖ 수신기
JP2006262039A (ja) 伝搬路推定方法及び伝搬路推定装置
JP3715282B2 (ja) Ｏｆｄｍ受信装置及びｏｆｄｍ信号の補正方法
JP4821909B2 (ja) 受信装置および受信方法
JP4871334B2 (ja) Ｏｆｄｍ信号合成用受信装置
KR100606790B1 (ko) 다중 안테나를 이용한 채널 등화기
JPWO2018155252A1 (ja) 無線通信システム
JP4649381B2 (ja) 回り込みキャンセラ
KR20070117791A (ko) 추정된 잡음전력을 이용하는 등화장치
JP2005057673A (ja) マルチキャリア受信装置
JP5570456B2 (ja) Ｏｆｄｍ信号受信装置および中継装置
JP5760814B2 (ja) 受信装置
JP4877765B2 (ja) 無線装置
JP4358706B2 (ja) 干渉キャンセラ及び当該干渉キャンセラを用いる中継装置
JP2006222836A (ja) 受信装置、受信回路、受信方法及び受信プログラム
JP5460487B2 (ja) Ｏｆｄｍ信号受信装置および中継装置
JP5241437B2 (ja) 受信装置、及び信号処理方法
JP5023006B2 (ja) Ｏｆｄｍ信号受信装置および中継装置
JP4503657B2 (ja) ダイバーシチ受信装置
JP4420797B2 (ja) 干渉キャンセラ及び当該干渉キャンセラを用いる中継装置

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20130904

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20140604

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20140610

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20140808

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20141007

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20141020

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 5644475

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees