JP4219866B2 - アダプティブアンテナ - Google Patents
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Description
この発明は、例えば、放送波を受信するアダプティブアンテナに関するものである。
従来のアダプティブアンテナを適用する通信方式（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）では、特定区間の信号を別の区間にコピーして送信することがある。このため、２つの信号区間において、同一の信号が送信される（以下、２つの信号区間のうち、前の部分を信号区間１、後の部分を信号区間２と称する）。
ＯＦＤＭでは、特定区間の信号を別の区間にコピーして送信するので、例えば、遅延波の遅延時間が信号区間１の期間よりも短い場合には、アンテナ素子の受信信号を補正して合成することができる。
しかしながら、遅延波の遅延時間が信号区間１の期間より長い場合には、アンテナ素子の受信信号を補正して合成することができないので、特定の信号区間の信号サンプルを用いて荷重を計算し、複数のアンテナ素子の受信信号を荷重合成して遅延波を抑圧する（例えば、非特許文献１参照）。
ＯＦＤＭでは、特定区間の信号を別の区間にコピーして送信するので、例えば、遅延波の遅延時間が信号区間１の期間よりも短い場合には、アンテナ素子の受信信号を補正して合成することができる。
しかしながら、遅延波の遅延時間が信号区間１の期間より長い場合には、アンテナ素子の受信信号を補正して合成することができないので、特定の信号区間の信号サンプルを用いて荷重を計算し、複数のアンテナ素子の受信信号を荷重合成して遅延波を抑圧する（例えば、非特許文献１参照）。
「ＯＦＤＭにおけるガード区間を利用したＭＭＳＥアダプティブアレー」電子情報通信学会論文誌Ｂ、Ｖｏｌ．Ｊ８５−Ｂ Ｎｏ．９ ｐｐ．１６０８−１６１５ ２００２年９月
従来のアダプティブアンテナは以上のように構成されているので、特定の信号区間の信号サンプルを用いて荷重を計算するが、特定の信号区間の信号サンプルだけではサンプル数が少ないため、精度よく荷重を計算するこができず、不要波の十分な抑圧性能が得られないなどの課題があった。
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、荷重の計算精度を高めて、不要波の抑圧性能を高めることができるアダプティブアンテナを得ることを目的とする。
この発明に係るアダプティブアンテナは、アレーアンテナを構成する複数のアンテナ素子のうち、少なくとも１以上のアンテナ素子の受信信号から先行波に対する遅延波の遅延時間を推定する遅延時間推定手段と、複数のアンテナ素子の受信信号を遅延時間推定手段により推定された遅延時間だけ遅延させる遅延手段とを設け、アレーアンテナを構成する複数のアンテナ素子の受信信号を合成して参照信号を生成し、その参照信号と合成手段から出力されたアレー出力信号の誤差が最小になるように、合成手段が乗算に用いる荷重を計算するようにしたものである。
この発明によれば、アレーアンテナを構成する複数のアンテナ素子のうち、少なくとも１以上のアンテナ素子の受信信号から先行波に対する遅延波の遅延時間を推定する遅延時間推定手段と、複数のアンテナ素子の受信信号を遅延時間推定手段により推定された遅延時間だけ遅延させる遅延手段とを設け、アレーアンテナを構成する複数のアンテナ素子の受信信号を合成して参照信号を生成し、その参照信号と合成手段から出力されたアレー出力信号の誤差が最小になるように、合成手段が乗算に用いる荷重を計算するように構成したので、荷重を計算するための信号サンプルを十分に得ることができるようになり、その結果、荷重の計算精度を高めて、不要波の抑圧性能を高めることができる効果がある。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１によるアダプティブアンテナを示す構成図であり、図において、アレーアンテナ１はＫ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫから構成されており、アレーアンテナ１により受信されるＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯の信号Ｘ（ｔ）は、低雑音増幅器、フィルタ、周波数変換器やＡ／Ｄ変換器などの各種受信デバイスによりベースバンドのディジタル信号に変換されるものとする。ただし、これらの受信デバイスは説明を簡単化するため図１では省略している。
遅延時間推定部２はＫ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫのうち、少なくとも１以上のアンテナ素子の受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）から先行波（所望波）に対する遅延波の遅延時間ｄを推定する遅延時間推定手段を構成している。遅延調整部３はＫ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）を遅延時間推定部２により推定された遅延時間ｄだけ遅延させる遅延手段を構成している。
図１はこの発明の実施の形態１によるアダプティブアンテナを示す構成図であり、図において、アレーアンテナ１はＫ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫから構成されており、アレーアンテナ１により受信されるＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯の信号Ｘ（ｔ）は、低雑音増幅器、フィルタ、周波数変換器やＡ／Ｄ変換器などの各種受信デバイスによりベースバンドのディジタル信号に変換されるものとする。ただし、これらの受信デバイスは説明を簡単化するため図１では省略している。
遅延時間推定部２はＫ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫのうち、少なくとも１以上のアンテナ素子の受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）から先行波（所望波）に対する遅延波の遅延時間ｄを推定する遅延時間推定手段を構成している。遅延調整部３はＫ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）を遅延時間推定部２により推定された遅延時間ｄだけ遅延させる遅延手段を構成している。
重み付け部４は遅延調整部３により遅延された複数の受信信号ｕ１（ｔ）〜ｕＫ（ｔ）に荷重ｗ１〜ｗＫをそれぞれ乗算し、合成部５は重み付け部４による各乗算結果を合成してアレー出力信号ｙ（ｔ）を出力する。なお、重み付け部４及び合成部５から合成手段が構成されている。
参照信号生成部６はＫ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）を合成して参照信号ｒ（ｔ）を生成し、制御部７は参照信号生成部６により生成された参照信号ｒ（ｔ）と合成部５から出力されたアレー出力信号ｙ（ｔ）の誤差が最小になるように、重み付け部４が乗算に用いる荷重ｗ１〜ｗＫを計算する。なお、参照信号生成部６及び制御部７から荷重計算手段が構成されている。
参照信号生成部６はＫ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）を合成して参照信号ｒ（ｔ）を生成し、制御部７は参照信号生成部６により生成された参照信号ｒ（ｔ）と合成部５から出力されたアレー出力信号ｙ（ｔ）の誤差が最小になるように、重み付け部４が乗算に用いる荷重ｗ１〜ｗＫを計算する。なお、参照信号生成部６及び制御部７から荷重計算手段が構成されている。
図２は所望波である先行波と遅延波が受信信号ｘ（ｔ）に存在する場合の信号モデルを示す説明図である。遅延波は先行波を遅延させたものであるから、先行波と同じ信号波形を持っており、先行波を遅延時間ｄだけ遅延させれば、遅延波と同一の信号になる特徴があり、アレイアンテナ１の受信信号Ｘ（ｔ）と遅延後の受信信号Ｕ（ｔ）との間には下記の関係が成立する。
Ｕ（ｔ）＝Ｘ（ｔ−ｄ） （１）
Ｘ（ｔ）＝［ｘ１（ｔ），ｘ２（ｔ），・・・，ｘＫ（ｔ）］Ｔ
Ｕ（ｔ）＝［ｕ１（ｔ），ｕ２（ｔ），・・・，ｕＫ（ｔ）］Ｔ
ただし、Ｔは転置を表している。
Ｕ（ｔ）＝Ｘ（ｔ−ｄ） （１）
Ｘ（ｔ）＝［ｘ１（ｔ），ｘ２（ｔ），・・・，ｘＫ（ｔ）］Ｔ
Ｕ（ｔ）＝［ｕ１（ｔ），ｕ２（ｔ），・・・，ｕＫ（ｔ）］Ｔ
ただし、Ｔは転置を表している。
次に動作について説明する。
まず、遅延時間推定部２は、Ｋ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫのうち、いずれかのアンテナ素子の受信信号ｘ（ｔ）、あるいは、複数のアンテナ素子の受信信号ｘ（ｔ）から先行波に対する遅延波の遅延時間ｄを推定する。
遅延時間ｄの推定は、例えば、先行波における既知の信号部分を用いてスライディング相関処理を行うことによって遅延プロファイルを算出し、その遅延プロファイルのピークから遅延時間を算出することができる。
まず、遅延時間推定部２は、Ｋ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫのうち、いずれかのアンテナ素子の受信信号ｘ（ｔ）、あるいは、複数のアンテナ素子の受信信号ｘ（ｔ）から先行波に対する遅延波の遅延時間ｄを推定する。
遅延時間ｄの推定は、例えば、先行波における既知の信号部分を用いてスライディング相関処理を行うことによって遅延プロファイルを算出し、その遅延プロファイルのピークから遅延時間を算出することができる。
スライディング相関処理は、図３に示すような一般的なＦＩＲフィルタを用いて行うことができる。
図３のＦＩＲフィルタは、例えば、ｋ番目のアンテナ素子Ａｋの受信信号ｘｋ（ｔ）を１サンプル時間だけ遅延させる１サンプル遅延器１１と、先行波における既知の信号系列ｘ（１）〜ｘ（Ｉ）の複素共役ｘ＊（１）〜ｘ＊（Ｉ）が予め設定され、その複素共役ｘ＊（１）〜ｘ＊（Ｉ）を受信信号ｘｋ（ｔ）に乗算する乗算器１２と、乗算器１２の乗算結果を加算する加算器１３とから構成されている。
アンテナ素子Ａｋの受信信号ｘｋ（ｔ）が図３のＦＩＲフィルタに入力されると、その受信信号ｘｋ（ｔ）中の既知の信号系列と一致するタイミングにおいて遅延プロファイルがピークを持つので、先行波と遅延波が含まれる時間を検出して遅延時間ｄを推定することができる。
図３のＦＩＲフィルタは、例えば、ｋ番目のアンテナ素子Ａｋの受信信号ｘｋ（ｔ）を１サンプル時間だけ遅延させる１サンプル遅延器１１と、先行波における既知の信号系列ｘ（１）〜ｘ（Ｉ）の複素共役ｘ＊（１）〜ｘ＊（Ｉ）が予め設定され、その複素共役ｘ＊（１）〜ｘ＊（Ｉ）を受信信号ｘｋ（ｔ）に乗算する乗算器１２と、乗算器１２の乗算結果を加算する加算器１３とから構成されている。
アンテナ素子Ａｋの受信信号ｘｋ（ｔ）が図３のＦＩＲフィルタに入力されると、その受信信号ｘｋ（ｔ）中の既知の信号系列と一致するタイミングにおいて遅延プロファイルがピークを持つので、先行波と遅延波が含まれる時間を検出して遅延時間ｄを推定することができる。
ここでは、アンテナ素子Ａｋの受信信号ｘｋ（ｔ）から遅延波の遅延時間ｄを推定するようにしているが、Ｋ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ（ｔ）の中で、受信電力が最大の受信信号、ＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−Ｎｏｉｓｅ ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）が最大の受信信号、あるいは、ガードインターバル区間を超える遅延波の中で所定の閾値を越える電力を有する受信信号を選択するようにすれば、遅延時間ｄの推定精度を高めることができる。
遅延調整部３は、遅延時間推定部２が遅延時間ｄを推定すると、Ｋ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）を遅延時間推定部２により推定された遅延時間ｄだけ遅延させる。
なお、遅延調整部３で行われる受信信号の遅延操作は、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）などの信号処理デバイスにて荷重を演算する際に、同デバイス内にて仮想的に施される処理であってもよい。
なお、遅延調整部３で行われる受信信号の遅延操作は、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）などの信号処理デバイスにて荷重を演算する際に、同デバイス内にて仮想的に施される処理であってもよい。
参照信号生成部６は、Ｋ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ（ｔ）を入力すると、Ｋ個の受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）を合成して参照信号ｒ（ｔ）を生成する。
制御部７は、参照信号生成部６が参照信号ｒ（ｔ）を生成すると、その参照信号ｒ（ｔ）と合成部５から出力されるアレー出力信号ｙ（ｔ）の誤差が最小になるように、重み付け部４が乗算に用いる荷重ｗ１,ｗ２,・・・，ｗＫを計算する。
制御部７は、参照信号生成部６が参照信号ｒ（ｔ）を生成すると、その参照信号ｒ（ｔ）と合成部５から出力されるアレー出力信号ｙ（ｔ）の誤差が最小になるように、重み付け部４が乗算に用いる荷重ｗ１,ｗ２,・・・，ｗＫを計算する。
即ち、下記の式（２）におけるウエイトに関する評価関数Ｑ（Ｗ）が最小になるウエイトベクトルＷを制御する。
Ｑ（Ｗ）＝Ｅ［｜ｒ（ｔ）−ｙ（ｔ）｜２］ （２）
Ｗ＝Ｒｕｕ −１Ｐｕｒ （３）
Ｒｕｕ＝Ｅ［Ｕ（ｔ）Ｕ（ｔ）Ｈ］ （４）
Ｐｕｒ＝Ｅ［Ｕ（ｔ）ｒ（ｔ）＊］ （５）
ただし、Ｅ［］は期待値操作を表し、通常は時間平均で代用することができる。また、Ｈは複素共役転置、＊は複素共役を表している。
ウエイトベクトルＷの算出については、ＳＭＩ（Ｓａｍｐｌｅ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ），ＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅ），ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）などの最適化アルゴリズムにより制御することができる。
Ｑ（Ｗ）＝Ｅ［｜ｒ（ｔ）−ｙ（ｔ）｜２］ （２）
Ｗ＝Ｒｕｕ −１Ｐｕｒ （３）
Ｒｕｕ＝Ｅ［Ｕ（ｔ）Ｕ（ｔ）Ｈ］ （４）
Ｐｕｒ＝Ｅ［Ｕ（ｔ）ｒ（ｔ）＊］ （５）
ただし、Ｅ［］は期待値操作を表し、通常は時間平均で代用することができる。また、Ｈは複素共役転置、＊は複素共役を表している。
ウエイトベクトルＷの算出については、ＳＭＩ（Ｓａｍｐｌｅ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ），ＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅ），ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）などの最適化アルゴリズムにより制御することができる。
重み付け部４は、上記のようにして制御部７が荷重ｗ１〜ｗＫを計算すると、遅延調整部３により遅延された受信信号ｕ１（ｔ）〜ｕＫ（ｔ）に荷重ｗ１〜ｗＫをそれぞれ乗算する。
合成部５は、重み付け部４による各乗算結果を合成し、その合成信号をアレー出力信号ｙ（ｔ）として出力する。
ｙ（ｔ）＝ＷＨＵ（ｔ） （６）
合成部５は、重み付け部４による各乗算結果を合成し、その合成信号をアレー出力信号ｙ（ｔ）として出力する。
ｙ（ｔ）＝ＷＨＵ（ｔ） （６）
図２から分かるように、単に遅延時間差ｄだけ遅延させた状態では、シンボルタイミングの合った先行波成分と遅延波成分は完全な相関関係が成立し、その遅延波成分を参照信号波形として利用することが可能である。しかし、その他の信号成分は雑音として、その精度を劣化させる要因となっている。即ち、図２において、Ｘ（ｔ）内に含まれる先行波成分は参照信号中の雑音とみなされる。従って、参照信号生成部６においては、このような劣化要因となる信号成分を抑圧する処理、あるいは、参照信号の精度を改善する処理を実施して、アダプティブアンテナの性能改善を図っている。
以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、Ｋ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫのうち、少なくとも１以上のアンテナ素子の受信信号から先行波に対する遅延波の遅延時間ｄを推定する遅延時間推定部２と、Ｋ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号を遅延時間推定部２により推定された遅延時間ｄだけ遅延させる遅延調整部３とを設け、Ｋ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号を合成して参照信号ｒ（ｔ）を生成し、その参照信号ｒ（ｔ）と合成部５から出力されたアレー出力信号ｙ（ｔ）の誤差が最小になるように、重み付け部４が乗算に用いる荷重ｗ１〜ｗＫを計算するように構成したので、荷重ｗ１〜ｗＫを計算するための信号サンプルを十分に得ることができるようになり、その結果、荷重ｗ１〜ｗＫの計算精度を高めて、不要波の抑圧性能を高めることができる効果を奏する。
即ち、時間的に連続かつ周期的に既知のパイロット信号が配置されないシステムにおいても、この実施の形態１のアダプティブアンテナを適用することで、不要波信号を抑圧して、良好な受信状態を実現することが可能となる。また、データシンボル部分を参照信号として利用することができるので、多くのサンプルを制御に利用することができるようになり、その結果、従来方式よりも追従性に優れ、安定した特性を期待することができる。
この実施の形態１では、通信方式毎に異なる信号のフレームフォーマットに関係なく、アダプティブアレーアンテナを実現することができる。なお、ＯＦＤＭを採用したシステムでなくても、適用可能である。
この実施の形態１では、通信方式毎に異なる信号のフレームフォーマットに関係なく、アダプティブアレーアンテナを実現することができる。なお、ＯＦＤＭを採用したシステムでなくても、適用可能である。
実施の形態２．
図４はこの発明の実施の形態２によるアダプティブアンテナを示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
重み付け部２１はＫ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）に荷重ｚ１〜ｚＫをそれぞれ乗算し、合成部２２は重み付け部２１による各乗算結果を合成して参照信号ｒ（ｔ）を出力する。
制御部２３は合成部２２から出力された参照信号ｒ（ｔ）と合成部５から出力されたアレー出力信号ｙ（ｔ）の誤差が最小になるように、重み付け部４が乗算に用いる荷重ｗ１〜ｗＫを計算する一方、その参照信号ｒ（ｔ）とアレー出力信号ｙ（ｔ）の誤差が最小になるように、重み付け部２１が乗算に用いる荷重ｚ１〜ｚＫを計算する。なお、重み付け部２１、合成部２２及び制御部２３から荷重計算手段が構成されている。
図４はこの発明の実施の形態２によるアダプティブアンテナを示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
重み付け部２１はＫ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）に荷重ｚ１〜ｚＫをそれぞれ乗算し、合成部２２は重み付け部２１による各乗算結果を合成して参照信号ｒ（ｔ）を出力する。
制御部２３は合成部２２から出力された参照信号ｒ（ｔ）と合成部５から出力されたアレー出力信号ｙ（ｔ）の誤差が最小になるように、重み付け部４が乗算に用いる荷重ｗ１〜ｗＫを計算する一方、その参照信号ｒ（ｔ）とアレー出力信号ｙ（ｔ）の誤差が最小になるように、重み付け部２１が乗算に用いる荷重ｚ１〜ｚＫを計算する。なお、重み付け部２１、合成部２２及び制御部２３から荷重計算手段が構成されている。
上記実施の形態１では、Ｋ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号を合成して参照信号ｒ（ｔ）を生成するものについて示したが、Ｋ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号の振幅や位相を制御することにより参照信号ｒ（ｔ）を生成するようにしてもよい。即ち、合成部５から出力されたアレー出力信号ｙ（ｔ）を参照信号とみなして、重み付け部２１が乗算に用いる荷重ｚ１〜ｚＫを計算し、重み付け部４と重み付け部２１における荷重を交互に最適化することで、アレー出力信号ｙ（ｔ）と参照信号ｒ（ｔ）の精度を高めるようにしてもよい。
具体的には下記の通りである。
具体的には下記の通りである。
制御部２３は、合成部２２が重み付け部２１による各乗算結果を合成して参照信号ｒ（ｔ）を出力すると、その参照信号ｒ（ｔ）と合成部５から出力されたアレー出力信号ｙ（ｔ）の誤差が最小になるように、重み付け部２１が乗算に用いる荷重ｚ１〜ｚＫを計算する。
即ち、下記の式（７）におけるウエイトに関する評価関数Ｑ（Ｚ）が最小になるウエイトベクトルＺを制御する。
Ｑ（Ｚ）＝Ｅ［｜ｒ（ｔ）−ｙ（ｔ）｜２］ (７)
Ｚ＝Ｒｘｘ −１Ｐｘｙ （８）
Ｒｘｘ＝Ｅ［Ｘ（ｔ）Ｘ（ｔ）Ｈ］ （９）
Ｐｘｙ＝Ｅ［Ｘ（ｔ）ｙ（ｔ）＊］ （１０）
ウエイトベクトルＺの算出については、ＳＭＩ，ＲＬＳ，ＬＭＳなどの最適化アルゴリズムにより制御することができる。
即ち、下記の式（７）におけるウエイトに関する評価関数Ｑ（Ｚ）が最小になるウエイトベクトルＺを制御する。
Ｑ（Ｚ）＝Ｅ［｜ｒ（ｔ）−ｙ（ｔ）｜２］ (７)
Ｚ＝Ｒｘｘ −１Ｐｘｙ （８）
Ｒｘｘ＝Ｅ［Ｘ（ｔ）Ｘ（ｔ）Ｈ］ （９）
Ｐｘｙ＝Ｅ［Ｘ（ｔ）ｙ（ｔ）＊］ （１０）
ウエイトベクトルＺの算出については、ＳＭＩ，ＲＬＳ，ＬＭＳなどの最適化アルゴリズムにより制御することができる。
これにより、合成部５からは、式（６）のアレー出力信号ｙ（ｔ）が出力される一方、合成部２２からは、下記の式（１１）の参照信号ｒ（ｔ）が出力される。
ｒ（ｔ）＝ＺＨＸ（ｔ） （１１）
以上で明らかなように、この実施の形態２によれば、参照信号ｒ（ｔ）に関しても最適化されるため、その参照信号ｒ（ｔ）の精度が向上し、その結果、アダプティブアンテナとしての収束性や追従性や不要波抑圧性能を高めることができる効果を奏する。
ｒ（ｔ）＝ＺＨＸ（ｔ） （１１）
以上で明らかなように、この実施の形態２によれば、参照信号ｒ（ｔ）に関しても最適化されるため、その参照信号ｒ（ｔ）の精度が向上し、その結果、アダプティブアンテナとしての収束性や追従性や不要波抑圧性能を高めることができる効果を奏する。
実施の形態３．
図５はこの発明の実施の形態３によるアダプティブアンテナを示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
切替部２４はＫ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）のうち、任意のアンテナ素子の受信信号を参照信号ｒ（ｔ）として選択する。制御部２５はＫ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）のうち、最も受信電力が大きい受信信号、または、最もＳＮＲが大きい受信信号の選択指令を切替部２４に出力し、切替部２４から出力された参照信号ｒ（ｔ）と合成部５から出力されたアレー出力信号ｙ（ｔ）の誤差が最小になるように、重み付け部４が乗算に用いる荷重ｗ１〜ｗＫを計算する。なお、切替部２４及び制御部２５から荷重計算手段が構成されている。
図５はこの発明の実施の形態３によるアダプティブアンテナを示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
切替部２４はＫ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）のうち、任意のアンテナ素子の受信信号を参照信号ｒ（ｔ）として選択する。制御部２５はＫ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）のうち、最も受信電力が大きい受信信号、または、最もＳＮＲが大きい受信信号の選択指令を切替部２４に出力し、切替部２４から出力された参照信号ｒ（ｔ）と合成部５から出力されたアレー出力信号ｙ（ｔ）の誤差が最小になるように、重み付け部４が乗算に用いる荷重ｗ１〜ｗＫを計算する。なお、切替部２４及び制御部２５から荷重計算手段が構成されている。
上記実施の形態１では、Ｋ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号を合成して参照信号ｒ（ｔ）を生成するものについて示したが、Ｋ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）のうち、最も受信電力が大きい受信信号、または、最もＳＮＲが大きい受信信号を参照信号ｒ（ｔ）として選択するようにしてもよい。因みに、受信信号の電力等は、遅延時間推定部２で推定することが可能である。
この場合、切替部２４により選択されない受信信号が考慮されずに参照信号ｒ（ｔ）が得られるため、上記実施の形態１の場合よりも若干参照信号ｒ（ｔ）の精度が劣るが、通信品質に対する影響力が大きい受信信号（最も受信電力が大きい受信信号、最もＳＮＲが大きい受信信号）が参照信号ｒ（ｔ）として選択されるため、精度の高い参照信号ｒ（ｔ）が得られる。
この実施の形態３によれば、複数の受信信号から任意の受信信号を選択する単純な構成であるため、演算量が削減され、ハードウェア規模を抑えることができる効果を奏する。
この場合、切替部２４により選択されない受信信号が考慮されずに参照信号ｒ（ｔ）が得られるため、上記実施の形態１の場合よりも若干参照信号ｒ（ｔ）の精度が劣るが、通信品質に対する影響力が大きい受信信号（最も受信電力が大きい受信信号、最もＳＮＲが大きい受信信号）が参照信号ｒ（ｔ）として選択されるため、精度の高い参照信号ｒ（ｔ）が得られる。
この実施の形態３によれば、複数の受信信号から任意の受信信号を選択する単純な構成であるため、演算量が削減され、ハードウェア規模を抑えることができる効果を奏する。
この実施の形態３では、特に言及していないが、切替部２４により選択された受信信号をタップ付遅延線路に入力し、各タップの重み係数を適応的に制御して参照信号ｒ（ｔ）の精度を高めてもよい。
実施の形態４．
図６はこの発明の実施の形態４によるアダプティブアンテナを示す構成図であり、図において、図４と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
ダイバーシチ合成部２６は遅延時間推定部２により推定された遅延時間ｄがガードインターバル区間内の遅延時間である場合、合成部５から出力されたアレー出力信号ｙ（ｔ）と合成部２２から出力された参照信号ｒ（ｔ）をダイバーシチ合成し、遅延時間推定部２により推定された遅延時間ｄがガードインターバル区間を越える遅延時間である場合、合成部５から出力されたアレー出力信号ｙ（ｔ）をそのまま出力するダイバーシチ合成処理手段を構成している。
図６はこの発明の実施の形態４によるアダプティブアンテナを示す構成図であり、図において、図４と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
ダイバーシチ合成部２６は遅延時間推定部２により推定された遅延時間ｄがガードインターバル区間内の遅延時間である場合、合成部５から出力されたアレー出力信号ｙ（ｔ）と合成部２２から出力された参照信号ｒ（ｔ）をダイバーシチ合成し、遅延時間推定部２により推定された遅延時間ｄがガードインターバル区間を越える遅延時間である場合、合成部５から出力されたアレー出力信号ｙ（ｔ）をそのまま出力するダイバーシチ合成処理手段を構成している。
ダイバーシチ合成部２６が搭載されている点以外は、図４のアダプティブアンテナと同様であるため、ダイバーシチ合成部２６の動作のみを説明する。
合成部２２から出力された参照信号ｒ（ｔ）は、図２に示すように遅延波成分であり、アレー出力信号ｙ（ｔ）と同一の情報を含む信号である。従って、この参照信号ｒ（ｔ）も別のアレー出力信号とみなし、ダイバーシチ合成部２６がそのアレー出力信号ｙ（ｔ）と参照信号ｒ（ｔ）をダイバーシチ合成する。
合成部２２から出力された参照信号ｒ（ｔ）は、図２に示すように遅延波成分であり、アレー出力信号ｙ（ｔ）と同一の情報を含む信号である。従って、この参照信号ｒ（ｔ）も別のアレー出力信号とみなし、ダイバーシチ合成部２６がそのアレー出力信号ｙ（ｔ）と参照信号ｒ（ｔ）をダイバーシチ合成する。
ただし、ダイバーシチ合成部２６は、遅延時間推定部２により推定された遅延時間ｄがガードインターバル区間内の遅延時間であれば、より大きなダイバーシチ効果が期待できるため、アレー出力信号ｙ（ｔ）と参照信号ｒ（ｔ）をダイバーシチ合成するが、遅延時間推定部２により推定された遅延時間ｄがガードインターバル区間を越える遅延時間であれば、大きなダイバーシチ効果が期待できないため、合成部５から出力されたアレー出力信号ｙ（ｔ）をそのまま出力する。
特に、ＯＦＤＭ伝送では、ガードインターバル区間内の遅延で到来する信号のうち、上位２波を先行波と遅延波として、上記処理を施すことが最も効果的となり得る。
ただし、遅延時間推定部２により推定された遅延時間ｄがガードインターバル区間を越える遅延時間であるときに、アレー出力信号ｙ（ｔ）と参照信号ｒ（ｔ）をダイバーシチ合成しても、アンテナの受信性能の劣化をもたらす性質のものではないので、常にダイバーシチ合成を実施するようにしてもよい。
特に、ＯＦＤＭ伝送では、ガードインターバル区間内の遅延で到来する信号のうち、上位２波を先行波と遅延波として、上記処理を施すことが最も効果的となり得る。
ただし、遅延時間推定部２により推定された遅延時間ｄがガードインターバル区間を越える遅延時間であるときに、アレー出力信号ｙ（ｔ）と参照信号ｒ（ｔ）をダイバーシチ合成しても、アンテナの受信性能の劣化をもたらす性質のものではないので、常にダイバーシチ合成を実施するようにしてもよい。
なお、ダイバーシチ合成では、アレー出力信号ｙ（ｔ）と参照信号ｒ（ｔ）のうち、受信レベルの大きな方を選択する選択合成方法の他、位相のみを調節して同相にて合成する等利得合成方法や、振幅と位相を調整する最大比合成方法などのアルゴリズムを適用することができる。
また、ＯＦＤＭ伝送の場合は、アレー出力信号ｙ（ｔ）と参照信号ｒ（ｔ）をＦＦＴして、サブキャリア毎のデータに変換した後に、周波数領域にてサブキャリア毎のダイバーシチ合成を行うこともできる。
また、ＯＦＤＭ伝送の場合は、アレー出力信号ｙ（ｔ）と参照信号ｒ（ｔ）をＦＦＴして、サブキャリア毎のデータに変換した後に、周波数領域にてサブキャリア毎のダイバーシチ合成を行うこともできる。
以上から明らかなように、この実施の形態４によれば、ダイバーシチ合成部２６を追加する分だけ、アンテナの受信性能を高めることができる効果を奏する。
この実施の形態４では、図４のアダプティブアンテナにダイバーシチ合成部２６を追加するものについて示したが、これに限るものではなく、例えば、図５のアダプティブアンテナにダイバーシチ合成部２６を追加するようにしてもよい。
この実施の形態４では、図４のアダプティブアンテナにダイバーシチ合成部２６を追加するものについて示したが、これに限るものではなく、例えば、図５のアダプティブアンテナにダイバーシチ合成部２６を追加するようにしてもよい。
実施の形態５．
上記実施の形態１〜４では、特に言及していないが、アレーアンテナ１の受信信号Ｘ（ｔ）に複数の遅延波が存在する場合、遅延時間推定部２は、最も電力が大きい遅延波の遅延時間を推定するようにしてもよい。
即ち、遅延時間推定部２は、例えば、アンテナ素子Ａ１の受信信号ｘ１（ｔ）に複数の遅延波が存在する場合、上述した遅延プロファイルから複数の遅延波の電力を推定する。
そして、複数の遅延波の電力を相互に比較して、最も電力が大きい遅延波を判別し、その遅延波の遅延時間ｄを推定するようにする。
このように、最も電力が大きい遅延波の遅延時間ｄを推定し、その遅延時間ｄだけ受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）を遅延させる場合、電力が小さい遅延波の遅延時間だけ受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）を遅延させる場合よりも、精度の高い参照信号ｒ（ｔ）を得ることができる。
なお、遅延時間推定部２は、例えば、アンテナ素子Ａ１の受信信号ｘ１（ｔ）に遅延波が存在しない場合、アダプティブアンテナを動作させる必要がないので、アダプティブアンテナ処理を中止するようにしてもよい。
上記実施の形態１〜４では、特に言及していないが、アレーアンテナ１の受信信号Ｘ（ｔ）に複数の遅延波が存在する場合、遅延時間推定部２は、最も電力が大きい遅延波の遅延時間を推定するようにしてもよい。
即ち、遅延時間推定部２は、例えば、アンテナ素子Ａ１の受信信号ｘ１（ｔ）に複数の遅延波が存在する場合、上述した遅延プロファイルから複数の遅延波の電力を推定する。
そして、複数の遅延波の電力を相互に比較して、最も電力が大きい遅延波を判別し、その遅延波の遅延時間ｄを推定するようにする。
このように、最も電力が大きい遅延波の遅延時間ｄを推定し、その遅延時間ｄだけ受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）を遅延させる場合、電力が小さい遅延波の遅延時間だけ受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）を遅延させる場合よりも、精度の高い参照信号ｒ（ｔ）を得ることができる。
なお、遅延時間推定部２は、例えば、アンテナ素子Ａ１の受信信号ｘ１（ｔ）に遅延波が存在しない場合、アダプティブアンテナを動作させる必要がないので、アダプティブアンテナ処理を中止するようにしてもよい。
実施の形態６．
図７はこの発明の実施の形態６によるアダプティブアンテナを示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
遅延時間推定部２７はＫ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫのうち、少なくとも１以上のアンテナ素子の受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）から先行波に対する複数の遅延波の遅延時間ｄ，２ｄを推定する遅延時間推定手段を構成している。
図７では遅延調整部２８及び参照信号生成部２９をＬ個搭載しているが、説明の便宜上、以下、Ｌ＝２であるものとして説明する。
遅延調整部２８−ＬはＫ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）を遅延時間推定部２により推定された遅延時間２ｄだけ遅延させて出力し、遅延調整部２８−１はＫ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）を遅延させることなく出力する。参照信号生成部２９−１は遅延調整部２８−１から出力された受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）を合成して参照信号ｒ１（ｔ）を生成し、参照信号生成部２９−Ｌは遅延調整部２８−Ｌにより遅延された受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）を合成して参照信号ｒＬ（ｔ）を生成する。
制御部３０は参照信号生成部２９−１〜２９−Ｌにより生成された参照信号ｒ１（ｔ），ｒＬ（ｔ）と合成部５から出力されたアレー出力信号ｙ（ｔ）の誤差が最小になるように、重み付け部４が乗算に用いる荷重ｗ１〜ｗＫを計算する。なお、遅延調整部２８−１〜２８−Ｌ、参照信号生成部２９−１〜２９−Ｌ及び制御部３０から荷重計算手段が構成されている。
図７はこの発明の実施の形態６によるアダプティブアンテナを示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
遅延時間推定部２７はＫ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫのうち、少なくとも１以上のアンテナ素子の受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）から先行波に対する複数の遅延波の遅延時間ｄ，２ｄを推定する遅延時間推定手段を構成している。
図７では遅延調整部２８及び参照信号生成部２９をＬ個搭載しているが、説明の便宜上、以下、Ｌ＝２であるものとして説明する。
遅延調整部２８−ＬはＫ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）を遅延時間推定部２により推定された遅延時間２ｄだけ遅延させて出力し、遅延調整部２８−１はＫ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）を遅延させることなく出力する。参照信号生成部２９−１は遅延調整部２８−１から出力された受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）を合成して参照信号ｒ１（ｔ）を生成し、参照信号生成部２９−Ｌは遅延調整部２８−Ｌにより遅延された受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）を合成して参照信号ｒＬ（ｔ）を生成する。
制御部３０は参照信号生成部２９−１〜２９−Ｌにより生成された参照信号ｒ１（ｔ），ｒＬ（ｔ）と合成部５から出力されたアレー出力信号ｙ（ｔ）の誤差が最小になるように、重み付け部４が乗算に用いる荷重ｗ１〜ｗＫを計算する。なお、遅延調整部２８−１〜２８−Ｌ、参照信号生成部２９−１〜２９−Ｌ及び制御部３０から荷重計算手段が構成されている。
上記実施の形態１では、捕捉する信号は１波のみであり、その他の遅延波や干渉波は、すべて抑圧する動作となっている。
しかしながら、ＯＤＦＭ伝送ではガードインターバル区間の遅延波については、その影響を補償することが可能であるので、なるべく取り込んだ方が受信電力の観点からは有利である。
そこで、この実施の形態６では、複数の信号を選択的に同時受信できるようにしている。
しかしながら、ＯＤＦＭ伝送ではガードインターバル区間の遅延波については、その影響を補償することが可能であるので、なるべく取り込んだ方が受信電力の観点からは有利である。
そこで、この実施の形態６では、複数の信号を選択的に同時受信できるようにしている。
図８は２波到来モデルの場合の原理を説明する説明図である。
上記の実施の形態１では、受信信号Ｘ（ｔ）と、その受信信号Ｘ（ｔ）より遅延時間ｄだけ遅延された信号Ｕ（ｔ）とを利用したＭＭＳＥ制御を実施しているが、この実施の形態６では、さらに、その受信信号Ｘ（ｔ）より遅延時間２ｄだけ遅延された信号Ｖ（ｔ）を利用して制御を実施する。
このとき、Ｖ（ｔ）に含まれる先行波成分は、Ｕ（ｔ）内の遅延波成分とタイミングが一致する。
上記の実施の形態１では、受信信号Ｘ（ｔ）と、その受信信号Ｘ（ｔ）より遅延時間ｄだけ遅延された信号Ｕ（ｔ）とを利用したＭＭＳＥ制御を実施しているが、この実施の形態６では、さらに、その受信信号Ｘ（ｔ）より遅延時間２ｄだけ遅延された信号Ｖ（ｔ）を利用して制御を実施する。
このとき、Ｖ（ｔ）に含まれる先行波成分は、Ｕ（ｔ）内の遅延波成分とタイミングが一致する。
つまり、受信信号Ｘ（ｔ）については、Ｕ（ｔ）内の先行波成分とタイミングが一致し、Ｖ（ｔ）についてはＵ（ｔ）内の遅延波成分とタイミングが一致する。従って、上記実施の形態１における受信信号Ｘ（ｔ）に加えてＶ（ｔ）も参照信号の生成に利用することで、複数波の選択的受信が可能となる。
以下、図８に示すような先行波および遅延波を選択受信する場合について説明する。
以下、図８に示すような先行波および遅延波を選択受信する場合について説明する。
まず、遅延調整部２８−１は、Ｋ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）を遅延させることなく出力する。
参照信号生成部２９−１は、遅延調整部２８−１から受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）を受けると、上記実施の形態２の重み付け部２１と同様にして、その受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）に荷重ｚ１〜ｚＫをそれぞれ乗算し、各乗算結果を合成して参照信号ｒ１（ｔ）を出力する。ただし、Ｚはウエイトベクトルである。
ｒ１（ｔ）＝ＺＨＸ（ｔ） （１２）
参照信号生成部２９−１は、遅延調整部２８−１から受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）を受けると、上記実施の形態２の重み付け部２１と同様にして、その受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）に荷重ｚ１〜ｚＫをそれぞれ乗算し、各乗算結果を合成して参照信号ｒ１（ｔ）を出力する。ただし、Ｚはウエイトベクトルである。
ｒ１（ｔ）＝ＺＨＸ（ｔ） （１２）
遅延調整部２８−Ｌは、Ｋ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）を遅延時間推定部２により推定された遅延時間２ｄだけ遅延させて、その遅延信号Ｖ（ｔ）を出力する。
Ｖ（ｔ）＝Ｘ（ｔ−２ｄ） （１３）
Ｖ（ｔ）＝［ｖ１（ｔ），ｖ２（ｔ），・・・，ｖＫ（ｔ）］Ｔ
参照信号生成部２９−Ｌは、遅延調整部２８−Ｌから遅延信号ｖ１（ｔ）〜ｖＫ（ｔ）を受けると、その遅延信号ｖ１（ｔ）〜ｖＫ（ｔ）に荷重ｇ１〜ｇＫをそれぞれ乗算し、各乗算結果を合成して参照信号ｒ２（ｔ）を出力する。ただし、Ｇはウエイトベクトルである。
ｒ２（ｔ）＝ＧＨＶ（ｔ） （１４）
ここでは説明を省略するが、上記実施の形態２と同様にして、ウエイトベクトルＺ，Ｇについても最適化を行うようにしてもよい。
Ｖ（ｔ）＝Ｘ（ｔ−２ｄ） （１３）
Ｖ（ｔ）＝［ｖ１（ｔ），ｖ２（ｔ），・・・，ｖＫ（ｔ）］Ｔ
参照信号生成部２９−Ｌは、遅延調整部２８−Ｌから遅延信号ｖ１（ｔ）〜ｖＫ（ｔ）を受けると、その遅延信号ｖ１（ｔ）〜ｖＫ（ｔ）に荷重ｇ１〜ｇＫをそれぞれ乗算し、各乗算結果を合成して参照信号ｒ２（ｔ）を出力する。ただし、Ｇはウエイトベクトルである。
ｒ２（ｔ）＝ＧＨＶ（ｔ） （１４）
ここでは説明を省略するが、上記実施の形態２と同様にして、ウエイトベクトルＺ，Ｇについても最適化を行うようにしてもよい。
制御部３０は、参照信号生成部２９−１が参照信号ｒ１（ｔ）を生成し、参照信号生成部２９−Ｌが参照信号ｒ２（ｔ）を生成すると、その参照信号ｒ１（ｔ），ｒ２（ｔ）から下記の拘束行列Ｃを導出する。
Ｃ＝［Ｐｕｒ１ Ｐｕｒ２］
＝［Ｅ［Ｕ（ｔ）ｒ１（ｔ）＊］Ｅ［Ｕ（ｔ）ｒ２（ｔ）＊］］ （１５）
拘束行列Ｃは、Ｕ（ｔ）内の先行波、遅延波との相互相関ベクトルを求めた要素からなる行列であり、これを拘束条件とする相関拘束付の電力最小化を行うことで、２波を受信しつつ、他の不要波を抑圧することができる。
Ｃ＝［Ｐｕｒ１ Ｐｕｒ２］
＝［Ｅ［Ｕ（ｔ）ｒ１（ｔ）＊］Ｅ［Ｕ（ｔ）ｒ２（ｔ）＊］］ （１５）
拘束行列Ｃは、Ｕ（ｔ）内の先行波、遅延波との相互相関ベクトルを求めた要素からなる行列であり、これを拘束条件とする相関拘束付の電力最小化を行うことで、２波を受信しつつ、他の不要波を抑圧することができる。
制御部３０は、下記に示すように、拘束行列Ｃを用いて、重み付け部４が乗算に用いる荷重ｗ１〜ｗＫを計算する。
Ｗ＝βＲｕｕ −１ＣＨ＊ （１６）
Ｈ＝[ａ１ ａ２]Ｔ
β＝（ＣＨＲｕｕ −１Ｃ）−１
ただし、ａ１，ａ２はそれぞれ先行波と遅延波の出力レベルの拘束値（所望の出力レベル）であり、それぞれの素子当りの受信電界レベルに対応させるのがよい。
なお、ウエイトベクトルＷの制御についても、ＳＭＩ，ＲＬＳ，ＬＭＳなどの最適化アルゴリズムを用いて求めてもよい。
Ｗ＝βＲｕｕ −１ＣＨ＊ （１６）
Ｈ＝[ａ１ ａ２]Ｔ
β＝（ＣＨＲｕｕ −１Ｃ）−１
ただし、ａ１，ａ２はそれぞれ先行波と遅延波の出力レベルの拘束値（所望の出力レベル）であり、それぞれの素子当りの受信電界レベルに対応させるのがよい。
なお、ウエイトベクトルＷの制御についても、ＳＭＩ，ＲＬＳ，ＬＭＳなどの最適化アルゴリズムを用いて求めてもよい。
以上で明らかなように、この実施の形態６によれば、複数の参照信号ｒ１（ｔ），ｒ２（ｔ）を利用して相関拘束付の電力最小化を行うので、複数の信号を選択受信することが可能となる。特にＯＦＤＭ伝送においては、ガードインターバル内の遅延波を効率的に取り込むことができ、アレーの自由度を有効に使用することができる効果を奏する。
なお、この実施の形態６では、２波を選択受信するものについて示したが（Ｌ＝２の場合）、図７に示すように、遅延調整部２８及び参照信号生成部２９をＬ組用意すれば、Ｌ波を同時受信することができる。
なお、この実施の形態６では、２波を選択受信するものについて示したが（Ｌ＝２の場合）、図７に示すように、遅延調整部２８及び参照信号生成部２９をＬ組用意すれば、Ｌ波を同時受信することができる。
実施の形態７．
図９はこの発明の実施の形態７によるアダプティブアンテナを示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
遅延時間判定部３１は遅延時間推定部２により推定された遅延時間ｄを含む前後数サンプルの時間の中で、遅延調整部３が遅延する遅延時間として最も適当な時間を判定する。即ち、遅延時間推定部２により推定された遅延時間ｄにおけるＫ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）と参照信号生成部６により生成された参照信号ｒ（ｔ）との相互相関値の和を求めるとともに、その遅延時間ｄの前後数サンプルにおけるＫ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）と参照信号生成部６により生成された参照信号ｒ（ｔ）との相互相関値の和を求め、相互相関値の和が最大になる時間を遅延時間として遅延調整部３に出力する。なお、遅延時間判定部３１は遅延時間判定手段を構成している。
図９はこの発明の実施の形態７によるアダプティブアンテナを示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
遅延時間判定部３１は遅延時間推定部２により推定された遅延時間ｄを含む前後数サンプルの時間の中で、遅延調整部３が遅延する遅延時間として最も適当な時間を判定する。即ち、遅延時間推定部２により推定された遅延時間ｄにおけるＫ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）と参照信号生成部６により生成された参照信号ｒ（ｔ）との相互相関値の和を求めるとともに、その遅延時間ｄの前後数サンプルにおけるＫ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）と参照信号生成部６により生成された参照信号ｒ（ｔ）との相互相関値の和を求め、相互相関値の和が最大になる時間を遅延時間として遅延調整部３に出力する。なお、遅延時間判定部３１は遅延時間判定手段を構成している。
次に動作について説明する。
上記実施の形態１〜６では、遅延調整部３が遅延時間推定部２により推定された遅延時間ｄだけ、Ｋ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）を遅延させている。
しかし、マルチパス環境などの劣悪な受信環境では、遅延時間推定部２が正確に遅延時間ｄを推定することが困難な場合があり、その遅延時間ｄの推定結果に数サンプルのずれが生じることがある。
上記実施の形態１〜６では、遅延調整部３が遅延時間推定部２により推定された遅延時間ｄだけ、Ｋ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）を遅延させている。
しかし、マルチパス環境などの劣悪な受信環境では、遅延時間推定部２が正確に遅延時間ｄを推定することが困難な場合があり、その遅延時間ｄの推定結果に数サンプルのずれが生じることがある。
そこで、この実施の形態７では、遅延時間推定部２により推定された遅延時間ｄを含む前後数サンプルの時間の受信状況を相互に比較して、遅延調整部３が遅延する遅延時間として最も適当な時間を判定するようにしている。
具体的には下記の通りである。
具体的には下記の通りである。
遅延時間判定部３１は、遅延時間推定部２が遅延時間ｄを推定すると、その遅延時間ｄにおけるＫ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）と、参照信号生成部６により生成された参照信号ｒ（ｔ）との相互相関値の和を求める。即ち、下記の式（１７）の相互相関ベクトルＰｘｒ（τ）を求める。
ただし、Ｍは平均化サンプル数であり、τはサンプリングタイミングである。
また、遅延時間判定部３１は、遅延時間推定部２により推定された遅延時間ｄの前後数サンプルにおけるＫ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）と、参照信号生成部６により生成された参照信号ｒ（ｔ）との相互相関値の和を求める。即ち、式（１７）において、例えば、サンプリングタイミングτがτ＝τ±１，τ±２，τ±３のときの相互相関ベクトルＰｘｒ（τ）を求める。
遅延時間判定部３１は、上記のようにして、複数のサンプリングタイミングτの相互相関ベクトルＰｘｒ（τ）を求めると、複数の相互相関ベクトルＰｘｒ（τ）を比較して、相互相関ベクトルＰｘｒ（τ）のノルム（大きさ）が最大となるサンプリングタイミングτ、即ち、ｍａｘ｛‖Ｐｘｒ（τ）‖｝となるサンプリングタイミングτを判別する。
なお、‖・‖はベクトルのノルム演算を表している。
なお、‖・‖はベクトルのノルム演算を表している。
遅延時間判定部３１は、ｍａｘ｛‖Ｐｘｒ（τ）‖｝となるサンプリングタイミングτを判別すると、そのサンプリングタイミングτの時間を最終的な遅延時間ｄとして遅延調整部３に出力する。
したがって、遅延調整部３は、遅延時間判定部３１から出力された遅延時間ｄだけ、Ｋ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）を遅延させるようになる。
以後の動作は、上記実施の形態１〜６と同様であるため説明を省略する。
したがって、遅延調整部３は、遅延時間判定部３１から出力された遅延時間ｄだけ、Ｋ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）を遅延させるようになる。
以後の動作は、上記実施の形態１〜６と同様であるため説明を省略する。
以上で明らかなように、この実施の形態７によれば、遅延時間推定部２により推定された遅延時間ｄにおけるＫ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）と参照信号生成部６により生成された参照信号ｒ（ｔ）との相互相関値の和を求めるとともに、その遅延時間ｄの前後数サンプルにおけるＫ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）と参照信号生成部６により生成された参照信号ｒ（ｔ）との相互相関値の和を求め、相互相関値の和が最大になる時間を遅延時間として遅延調整部３に出力するように構成したので、劣悪な環境において、遅延時間推定部２による遅延時間の推定精度が劣化した場合でも、正確な同期点を判定することが可能になり、不要波の抑圧性能を高めることができる効果を奏する。
実施の形態８．
図１０はこの発明の実施の形態８によるアダプティブアンテナを示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
切替部３２はＫ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）のうち、最も受信電力が大きな受信信号ｘｋ（ｔ）、または、最もＳＮＲが大きい受信信号ｘｋ（ｔ）を選択して遅延時間判定部３３に出力する。
図１０はこの発明の実施の形態８によるアダプティブアンテナを示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
切替部３２はＫ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）のうち、最も受信電力が大きな受信信号ｘｋ（ｔ）、または、最もＳＮＲが大きい受信信号ｘｋ（ｔ）を選択して遅延時間判定部３３に出力する。
遅延時間判定部３３は遅延時間推定部２により推定された遅延時間ｄを含む前後数サンプルの時間の中で、遅延調整部３が遅延する遅延時間として最も適当な時間を判定する。即ち、遅延時間推定部２により推定された遅延時間ｄにおける受信電力又はＳＮＲが最大の受信信号ｘｋ（ｔ）と、参照信号生成部６により生成された参照信号ｒ（ｔ）との相互相関値を求めるとともに、その遅延時間ｄの前後数サンプルにおける受信信号ｘｋ（ｔ）と、参照信号生成部６により生成された参照信号ｒ（ｔ）との相互相関値を求め、相互相関値が最大になる時間を遅延時間として遅延調整部３に出力する。なお、切替部３２及び遅延時間判定部３３から遅延時間判定手段が構成されている。
次に動作について説明する。
上記実施の形態１〜６では、遅延調整部３が遅延時間推定部２により推定された遅延時間ｄだけ、Ｋ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）を遅延させている。
しかし、マルチパス環境などの劣悪な受信環境では、遅延時間推定部２が正確に遅延時間ｄを推定することが困難な場合があり、その遅延時間ｄの推定結果に数サンプルのずれが生じることがある。
上記実施の形態１〜６では、遅延調整部３が遅延時間推定部２により推定された遅延時間ｄだけ、Ｋ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）を遅延させている。
しかし、マルチパス環境などの劣悪な受信環境では、遅延時間推定部２が正確に遅延時間ｄを推定することが困難な場合があり、その遅延時間ｄの推定結果に数サンプルのずれが生じることがある。
そこで、この実施の形態８では、遅延時間推定部２により推定された遅延時間ｄを含む前後数サンプルの時間の受信状況を相互に比較して、遅延調整部３が遅延する遅延時間として最も適当な時間を判定するようにしている。
具体的には下記の通りである。
具体的には下記の通りである。
まず、切替部３２は、Ｋ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）のうち、最も受信電力が大きなアンテナ素子Ａｋの受信信号ｘｋ（ｔ）、または、最もＳＮＲが大きいアンテナ素子Ａｋの受信信号ｘｋ（ｔ）を選択して遅延時間判定部３３に出力する。
遅延時間判定部３３は、遅延時間推定部２が遅延時間ｄを推定し、切替部３２が受信電力又はＳＮＲが最大の受信信号ｘｋ（ｔ）を出力すると、その遅延時間ｄにおける受信信号ｘｋ（ｔ）と、参照信号生成部６により生成された参照信号ｒ（ｔ）との相互相関値を求める。即ち、下記の式（１８）の相互相関値ｐｘｒ（τ）を求める。
ただし、Ｍは平均化サンプル数であり、τはサンプリングタイミングである。
また、遅延時間判定部３３は、遅延時間推定部２により推定された遅延時間ｄの前後数サンプルにおける受信信号ｘｋ（ｔ）と、参照信号生成部６により生成された参照信号ｒ（ｔ）との相互相関値を求める。即ち、式（１８）において、例えば、サンプリングタイミングτがτ＝τ±１，τ±２，τ±３のときの相互相関値ｐｘｒ（τ）を求める。
遅延時間判定部３３は、上記のようにして、複数のサンプリングタイミングτの相互相関値ｐｘｒ（τ）を求めると、複数の相互相関値ｐｘｒ（τ）を比較して、相互相関値ｐｘｒ（τ）の振幅が最大となるサンプリングタイミングτ、即ち、ｍａｘ｛｜ｐｘｒ（τ）｜｝となるサンプリングタイミングτを判別する。
遅延時間判定部３３は、ｍａｘ｛｜ｐｘｒ（τ）｜｝となるサンプリングタイミングτを判別すると、そのサンプリングタイミングτの時間を最終的な遅延時間ｄとして遅延調整部３に出力する。
したがって、遅延調整部３は、遅延時間判定部３３から出力された遅延時間ｄだけ、Ｋ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）を遅延させるようになる。
以後の動作は、上記実施の形態１〜６と同様であるため説明を省略する。
したがって、遅延調整部３は、遅延時間判定部３３から出力された遅延時間ｄだけ、Ｋ個のアンテナ素子Ａ１〜ＡＫの受信信号ｘ１（ｔ）〜ｘＫ（ｔ）を遅延させるようになる。
以後の動作は、上記実施の形態１〜６と同様であるため説明を省略する。
以上で明らかなように、この実施の形態８によれば、遅延時間推定部２により推定された遅延時間ｄにおける受信電力又はＳＮＲが最大の受信信号ｘｋ（ｔ）と、参照信号生成部６により生成された参照信号ｒ（ｔ）との相互相関値を求めるとともに、その遅延時間ｄの前後数サンプルにおける受信信号ｘｋ（ｔ）と、参照信号生成部６により生成された参照信号ｒ（ｔ）との相互相関値を求め、相互相関値が最大になる時間を遅延時間として遅延調整部３に出力するように構成したので、劣悪な環境において、遅延時間推定部２による遅延時間の推定精度が劣化した場合でも、正確な同期点を判定することが可能になり、不要波の抑圧性能を高めることができる効果を奏する。
なお、この実施の形態８では、上記実施の形態７よりも、遅延時間判定部における相互相関値の演算量を削減することができる効果も奏する。
なお、この実施の形態８では、上記実施の形態７よりも、遅延時間判定部における相互相関値の演算量を削減することができる効果も奏する。
１ アレーアンテナ、２ 遅延時間推定部（遅延時間推定手段）、３ 遅延調整部（遅延手段）、４ 重み付け部（合成手段）、５ 合成部（合成手段）、６ 参照信号生成部（荷重計算手段）、７ 制御部（荷重計算手段）、１１ １サンプル遅延器、１２ 乗算器、１３ 加算器、２１ 重み付け部（荷重計算手段）、２２ 合成部（荷重計算手段）、２３ 制御部（荷重計算手段）、２４ 切替部（荷重計算手段）、２５ 制御部（荷重計算手段）、２６ ダイバーシチ合成部（ダイバーシチ合成処理手段）、２７ 遅延時間推定部（遅延時間推定手段）、２８−１〜２８−Ｌ 遅延調整部（荷重計算手段）、２９−１〜２９−Ｌ 参照信号生成部（荷重計算手段）、３０ 制御部（荷重計算手段）、３１ 遅延時間判定部（遅延時間判定手段）、３２ 切替部（遅延時間判定手段）、３３ 遅延時間判定部（遅延時間判定手段）、Ａ１〜ＡＫ アンテナ素子。
Claims (14)
- アレーアンテナを構成する複数のアンテナ素子のうち、少なくとも１以上のアンテナ素子の受信信号から先行波に対する遅延波の遅延時間を推定する遅延時間推定手段と、上記複数のアンテナ素子の受信信号を上記遅延時間推定手段により推定された遅延時間だけ遅延させる遅延手段と、上記遅延手段により遅延された複数の受信信号に荷重をそれぞれ乗算し、それらの乗算結果を合成してアレー出力信号を出力する合成手段と、上記アレーアンテナを構成する複数のアンテナ素子の受信信号を合成して参照信号を生成し、その参照信号と上記合成手段から出力されたアレー出力信号の誤差が最小になるように、上記合成手段が乗算に用いる荷重を計算する荷重計算手段とを備えたアダプティブアンテナ。
- 荷重計算手段は、アレーアンテナを構成する複数のアンテナ素子の受信信号に荷重をそれぞれ乗算し、それらの乗算結果を合成して参照信号を生成することを特徴とする請求項１記載のアダプティブアンテナ。
- 荷重計算手段は、複数のアンテナ素子の受信信号に荷重をそれぞれ乗算する際、参照信号と合成手段から出力されたアレー出力信号の誤差が最小になるように、その荷重を計算することを特徴とする請求項２記載のアダプティブアンテナ。
- アレーアンテナを構成する複数のアンテナ素子のうち、少なくとも１以上のアンテナ素子の受信信号から先行波に対する遅延波の遅延時間を推定する遅延時間推定手段と、上記複数のアンテナ素子の受信信号を上記遅延時間推定手段により推定された遅延時間だけ遅延させる遅延手段と、上記遅延手段により遅延された複数の受信信号に荷重をそれぞれ乗算し、それらの乗算結果を合成してアレー出力信号を出力する合成手段と、上記アレーアンテナを構成する複数のアンテナ素子の受信信号のうち、任意のアンテナ素子の受信信号を参照信号として選択し、その参照信号と上記合成手段から出力されたアレー出力信号の誤差が最小になるように、上記合成手段が乗算に用いる荷重を計算する荷重計算手段とを備えたアダプティブアンテナ。
- 荷重計算手段は、最も受信電力が大きい受信信号、または、最もＳＮＲが大きい受信信号を選択することを特徴とする請求項４記載のアダプティブアンテナ。
- 合成手段から出力されたアレー出力信号と荷重計算手段により生成された参照信号をダイバーシチ合成するダイバーシチ合成処理手段を設けたことを特徴とする請求項１から請求項５のうちのいずれか１項記載のアダプティブアンテナ。
- ダイバーシチ合成処理手段は、遅延時間推定手段により推定された遅延時間がガードインターバル区間内の遅延時間である場合に限り、アレー出力信号と参照信号のダイバーシチ合成を行うことを特徴とする請求項６記載のアダプティブアンテナ。
- 遅延時間推定手段は、複数の遅延波が存在する場合、最も電力が大きい遅延波の遅延時間を推定することを特徴とする請求項１から請求項７のうちのいずれか１項記載のアダプティブアンテナ。
- アレーアンテナを構成する複数のアンテナ素子のうち、少なくとも１以上のアンテナ素子の受信信号から先行波に対する複数の遅延波の遅延時間を推定する遅延時間推定手段と、上記複数のアンテナ素子の受信信号を上記遅延時間推定手段により推定されたある遅延波の遅延時間だけ遅延させる遅延手段と、上記遅延手段により遅延された複数の受信信号に荷重をそれぞれ乗算し、それらの乗算結果を合成してアレー出力信号を出力する合成手段と、上記アレーアンテナを構成する複数のアンテナ素子の受信信号を上記遅延時間推定手段により推定された他の遅延波の遅延時間だけそれぞれ遅延させて合成して参照信号を生成し、複数の参照信号と上記合成手段から出力されたアレー出力信号の誤差が最小になるように、上記合成手段が乗算に用いる荷重を計算する荷重計算手段とを備えたアダプティブアンテナ。
- 荷重計算手段は、ＳＭＩアルゴリズム、ＲＬＳアルゴリズム又はＬＭＳアルゴリズムを用いて、荷重を計算することを特徴とする請求項１から請求項９のうちのいずれか１項記載のアダプティブアンテナ。
- 遅延時間推定手段により推定された遅延時間における複数のアンテナ素子の受信信号と、その遅延時間の前後数サンプルにおける複数のアンテナ素子の受信信号とを参照して、その遅延時間を含む前後数サンプルの時間の中で、遅延手段が遅延する遅延時間として最も適当な時間を判定し、その時間を遅延時間として上記遅延手段に出力する遅延時間判定手段を設けたことを特徴とする請求項１から請求項１０のうちのいずれか１項記載のアダプティブアンテナ。
- 遅延時間判定手段は、遅延時間推定手段により推定された遅延時間における複数のアンテナ素子の受信信号と参照信号との相互相関値の和を求めるとともに、その遅延時間の前後数サンプルにおける複数のアンテナ素子の受信信号と参照信号との相互相関値の和を求め、相互相関値の和が最大になる時間を遅延時間として遅延手段に出力することを特徴とする請求項１１記載のアダプティブアンテナ。
- 遅延時間判定手段は、遅延時間推定手段により推定された遅延時間における任意のアンテナ素子の受信信号と参照信号の相互相関値を求めるとともに、その遅延時間の前後数サンプルにおける任意のアンテナ素子の受信信号と参照信号の相互相関値を求め、相互相関値が最大になる時間を遅延時間として遅延手段に出力することを特徴とする請求項１１記載のアダプティブアンテナ。
- 遅延時間判定手段は、複数のアンテナ素子の受信信号のうち、最も受信電力が大きい受信信号、または、最もＳＮＲが大きい受信信号と参照信号の相互相関値を求めることを特徴とする請求項１３記載のアダプティブアンテナ。
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