JP4352640B2 - アダプティブアレーアンテナ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、アダプティブアレーアンテナに関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、直交マルチキャリア方式の受信信号を受信するＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナが各種提案されている。先ず、直交マルチキャリア方式の信号（以下、直交マルチキャリア方式の信号をＯＦＤＭ信号という）の概略について図２５、図２６を参照して説明する。
【０００３】
図２５に示すように、ＯＦＤＭ信号は、データ信号とこのデータ信号に先立つプリアンブル信号とから構成されている。プリアンブル信号は、周波数軸上に複数のパイロットシンボル（既知信号）を配列した信号である。データ信号は、時間多重された複数のＯＦＤＭシンボルからなり、ＯＦＤＭシンボルは、有効シンボルとこの有効シンボルに先だつガードインターバルＧＩとからなる。
【０００４】
ガードインターバルＧＩは、有効シンボルうち、後側の所定期間部分を複写したものである。従って、図２６に示すように、所望のＯＦＤＭ信号とその遅延信号との和を受信信号として受信されたとき、所望のＯＦＤＭ信号に対する遅延信号の遅延時間がガードインターバルＧＩの期間ＴＧより短ければ、受信信号をＦＦＴ処理（周波数弁別処理）によって、データ（例えばＱＰＳＫシンボル）が復元可能である。
【０００５】
次に、ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）方式のアダプティブアレーアンテナについて図２３を参照して説明する。図２７は、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナの概略構成を示す。ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナは、アンテナ素子１１…１Ｍ、乗算器２１…２Ｍ、加算器（Σ）３０、ＭＭＳＥ演算器４０、加算器５０、及び、発生器６０から構成されている。なお、Ｍは、自然数である。
【０００６】
アンテナ素子１１…１Ｍは、それぞれ、電波を媒体としてＯＦＤＭ信号を受信して、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）を出力する。ここで、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）は、数式１で表すことができる。Ｔは転置を示す。ｉは時刻を示す。
【０００７】
【数１】
Ｘ（ｉ）＝［ｘ1（ｉ） ｘ2（ｉ） … ｘM（ｉ）］T
このため、アンテナ素子１１…１Ｍは、それぞれ、受信ＯＦＤＭ信号ｘ1（ｉ）、ｘ2（ｉ）、…ｘM（ｉ）を出力する。また、ＭＭＳＥ演算器５０は、乗算器２１、２２…２ＭのそれぞれにアンテナウエイトＷHに乗算する。
【０００８】
ここで、アンテナウエイトＷHを数式２で表すことができる。Ｈは複素共役転置である。
【０００９】
【数２】
Ｗ＝［ｗ1 ｗ2 … ｗM］T
具体的には、乗算器２０は、アンテナウエイトｗ1 *に受信ＯＦＤＭ信号ｘ1（ｉ）を乗算して乗算信号（ｗ1 *ｘ1（ｉ））を出力し、乗算器２１は、アンテナウエイトｗ2 *に受信ＯＦＤＭ信号ｘ2（ｉ）を乗算して乗算信号（ｗ2 *ｘ2（ｉ））を出力する。乗算器２Ｍは、アンテナウエイトｗM *に受信ＯＦＤＭ信号ＸM（ｉ）を乗算して乗算信号（ｗM *ｘM（ｉ））を出力する。
【００１０】
加算器（Σ）３０は、乗算信号（ｗ1 *ｘ1（ｉ））、乗算信号（ｗ2 *ｘ2（ｉ））…乗算信号（ｗM *ｘM（ｉ））を加算することにより、アンテナウエイトＷと受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）との内積を示す内積信号ＷHＸ（ｉ）を求める。発生器６０は、参照信号ｒ0（ｉ）を予め記憶しこの参照信号ｒ0（ｉ）を加算器５０に出力し、加算器５０は、参照信号ｒ0（ｉ）と内積信号ＷHＸ（ｉ）との誤差ｅ（ｉ）を求める｛ｅ（ｉ）＝ｒ0（ｉ）−ＷHＸ（ｉ）｝。ＭＭＳＥ演算器４０は、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）及び誤差ｅ（ｉ）を入力として、この誤差ｅ（ｉ）を小さくするようにアンテナウエイトＷを更新してそのアンテナウエイトＷを乗算器２１、２２…２Ｍに出力する。
【００１１】
ここで、参照信号ｒ0（ｉ）として所望既知信号（例えば、時間軸上のプリアンブル信号）を採用することにより、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）のうち、所望既知信号を除く遅延信号等を抑圧することができる。因みに、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナにおいて、抑圧可能な既知信号（ヌル点）の数は、アンテナ素子の数により規定されて、（アンテナ素子数）−「１」である。以下、抑圧可能な既知信号（ヌル点）の数を自由度という。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナでは、上述の如く、所望既知信号とその遅延信号との和を受信信号として受信したとき、所望既知信号に対する遅延信号の遅延時間が、ガードインターバルＧＩの期間ＴＧより短ければ、受信信号からデータ（図２６中のデータ１〜データ４）を復元可能であるにも関わらず、当該遅延信号（以下、ＧＩ内遅延信号という）を抑圧することになる。
【００１３】
このように、抑圧する必要が無く、且つ、復元して合成することが可能なＧＩ内遅延信号をも抑圧することにより、複数の信号を合成して受信性能を向上させることができなくなる。
【００１４】
また、ＧＩ内遅延信号を抑圧するために、アダプティブアレーアンテナにおけるヌル点を形成することになるため、ＧＩ内遅延信号より遅延した遅延信号のように、本来ヌル点を形成するべき信号にヌル点を形成できなくなるという問題がある。すなわち、アダプティブアレーアンテナの自由度を無駄に消費することになる。
【００１５】
本発明は、上記に鑑み、自由度の無駄な消費を抑えるようにしたアダプティブアレーアンテナを提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記目的を達成するために、請求項１に記載の発明では、ＯＦＤＭ信号をそれぞれ受信する複数のアンテナ素子（１１…１Ｍ）と、前記複数のアンテナ素子で受信された受信ＯＦＤＭ信号にそれぞれのアンテナウエイトを乗算するアンテナ乗算手段（２１…２Ｍ）と、前記アンテナウエイトが乗算されたそれぞれの受信ＯＦＤＭ信号を加算して加算信号を出力する加算手段（３０）と、
第１の既知信号及び第２の既知信号から参照信号を求める参照信号算出手段（５１〜５３、５１Ａ、５３Ａ）と、前記複数のアンテナ素子で受信された受信ＯＦＤＭ信号と前記加算信号と前記参照信号とに応じて前記アンテナウエイトを更新する更新手段（４０Ａ、４１）とを備え、前記ＯＦＤＭ信号は、時間軸上に配置される有効シンボルとこの有効シンボルに先だつように配置されるガードインターバルとを有するデータ信号を備え、前記ガードインターバルは、前記有効シンボルのうち時間軸上で後側の所定期間部分を複写したものであり、前記第２の既知信号は、前記第１の既知信号に対して、前記ガードインターバルの時間以内の所定時間遅延した信号であることを特徴とする。
【００１７】
ここで、参照信号は、第１及び第２の既知信号から算出されるもので、更新手段は、当該参照信号と上記受信信号と第２の既知信号と加算信号とに応じてアンテナウエイトを更新する。このため、更新手段は、アンテナウエイトの更新によって、複数のアンテナ素子で受信された受信信号のうち、第１及び第２の既知信号を除く成分を抑圧し得る。従って、第２の既知信号の抑圧が防止されるため、第２の既知信号の抑圧が無用である場合、本来、抑圧の必要の有る信号成分を抑圧できるので、ヌル点の形成を有効的に行うことができる。このため、アダプティブアレーアンテナの自由度の無駄な消費を抑える。
【００１８】
また、受信信号のうち第１及び第２の既知信号を除く成分を抑圧するため、受信信号のうち、第１及び第２の既知信号の合成信号を得ることができる。ここで、請求項１に記載の発明のように、第２の既知信号が、第１の既知信号に対して、前記ガードインターバルの時間以内の所定時間遅延した信号であるとき、第１の既知信号だけを復調する場合に比べて、第１及び第２の既知信号の合成信号を用いて復調する場合には、良好な復調信号を得られる。
【００１９】
さらに、請求項２に記載の発明のように、第１の既知信号を所定期間遅延させて第２の既知信号を求める遅延手段（８０）を有するようにしてもよい。また、第２の既知信号を予め用意するのではなく、第２の既知信号を受信信号に応じて求めるようにしてもよい。
【００２０】
すなわち、請求項３に記載の発明のように、複数のアンテナ素子は、それぞれ、第１の既知信号の成分と第２の既知信号の成分とを有する信号を受信信号として受信し、複数のアンテナ素子で受信された受信信号に基づいて、第１の既知信号の成分に対する第２の既知信号の成分の遅延時間を求める遅延時間算出手段（１００）を有し、遅延手段は、所望既知信号を遅延時間だけ遅延させて第２の既知信号を求めるようにしてもよい。
【００２１】
さらに、請求項４に記載の発明のように、第１の既知信号に対してそれぞれ異なる時間だけ遅延した複数の遅延信号を生成する遅延信号生成手段（９０）と、遅延信号生成手段の各遅延信号と前記受信信号との相関検出を行う相関検出器（１３１ａ〜１３４ｃ）と、相関検出器の相関検出に基づいて複数の遅延信号の何れかを第２の既知信号として選択する選択手段（１３５ａ〜１３６）とを有するようにしてもよい。
【００２２】
具体的には、請求項５に記載の発明のように、参照信号算出手段は、第２の既知信号に信号ウエイトを乗算して、この信号ウエイトが乗算された第２の既知信号に第１の既知信号を加算して参照信号を求め、更新手段は、複数のアンテナ素子で受信された受信信号と第２の既知信号と参照信号と加算信号とに応じて信号ウエイトを更新するようにしてもよい。
【００２３】
ここで、請求項６に記載の発明では、加算手段の加算信号のうち第２の既知信号の成分を抑圧するために帰還信号を加算する抑圧手段（１２９、１３０）と、加算信号を所定期間だけ遅延させて遅延加算信号を生成する加算信号遅延手段（１２１〜１２４）と、遅延加算信号に前記信号ウエイトを乗算して前記帰還信号を求める乗算手段（１２５〜１２８）とを有することを特徴とする。これにより、抑圧手段は、加算信号のうち第２既知信号の成分を抑圧して第１の既知信号の成分だけを出力できる。
【００２４】
請求項８に記載の発明では、ＯＦＤＭ信号をそれぞれ受信する複数のアンテナ素子（１１…１Ｍ）と、前記複数のアンテナ素子で受信された受信ＯＦＤＭ信号をそれぞれ周波数弁別して弁別信号を求める受信周波数弁別手段（８０１〜８０Ｍ）と、前記周波数弁別されたそれぞれの弁別信号にアンテナウエイトを乗算するアンテナ乗算手段（２０１〜２０Ｍ）と、前記アンテナウエイトが乗算されたそれぞれの弁別信号を加算して加算信号を出力する加算手段（３００）と、所望ＯＦＤＭ信号が周波数弁別された所望弁別信号を求める所望周波数分別手段（８４）と、前記所望弁別信号に対して遅延した遅延弁別信号を求める遅延手段（９０、８３）と、前記遅延弁別信号に信号ウエイトを乗算して、この信号ウエイトが乗算された前記遅延弁別信号に前記所望弁別信号を加算して参照信号を求める参照加算手段（５１０、５２０、５３０）と、前記それぞれの弁別信号と前記遅延弁別信号とに応じて前記参照信号に前記加算信号を近づけるようにして、前記それぞれの弁別信号のうち前記所望弁別信号及び遅延弁別信号の双方を除く成分を抑圧するように前記アンテナウエイト及び前記信号ウエイトを更新する更新手段（４０Ｂ）と、を備え、前記ＯＦＤＭ信号は、時間軸上に配置される有効シンボルとこの有効シンボルに先だつように配置されるガードインターバルとを有するデータ信号を備え、前記ガードインターバルは、前記有効シンボルのうち時間軸上で後側の所定期間部分を複写したものであり、前記遅延弁別信号は、前記所望弁別信号に対して、前記ガードインターバルの時間以内の所定時間遅延した信号であることを特徴とする。
【００２５】
このように、更新手段は、それぞれの弁別信号のうち所望弁別信号及び遅延弁別信号の双方を除く成分を抑圧するようにアンテナウエイト及び信号ウエイトを更新する。このため、遅延弁別信号の抑圧が防止されるため、遅延弁別信号の抑圧が無用であるとき、本来、抑圧の必要の有る信号成分を抑圧できるので、ヌル点の形成を有効的に行うことができる。このため、アダプティブアレーアンテナの自由度の無駄な消費を抑える。
【００２６】
また、更新手段は、上述の如く、それぞれの弁別信号のうち所望弁別信号及び遅延弁別信号の双方を除く成分を抑圧するようにアンテナウエイト及び信号ウエイトを更新するため、それぞれの弁別信号のうち所望弁別信号及び遅延弁別信号の双方を得られる。このような所望弁別信号及び遅延弁別信号の双方を用いて復調すれば、所望弁別信号だけで復調する場合に比べて、良好な復調信号が得られる。
【００２７】
請求項９に記載の発明では、ＯＦＤＭ信号をそれぞれ受信する複数のアンテナ素子（１１〜１４）と、前記複数のアンテナ素子で受信された受信ＯＦＤＭ信号をそれぞれ周波数弁別して弁別信号を求める受信周波数弁別手段（８０１〜８０４）と、前記周波数弁別されたそれぞれの弁別信号にアンテナウエイトを乗算するアンテナ乗算手段（２０１〜２０４）と、前記アンテナウエイトが乗算されたそれぞれの弁別信号を加算して加算信号を出力する加算手段（３００）と、所望ＯＦＤＭ信号に対して所定期間遅延した遅延ＯＦＤＭ信号を求める遅延手段（８０Ａ）と、前記所望ＯＦＤＭ信号及び前記遅延ＯＦＤＭ信号の双方が周波数弁別された所望弁別信号を求める所望周波数分別手段（８３４）と、前記所望弁別信号に信号ウエイトを乗算して参照信号を求める参照加算手段（５３０Ａ）と、前記参照信号と前記加算信号とを加算して加算参照信号を求める加算参照信号算出手段（５１０Ａ）と、前記加算参照信号のうち、前記所望弁別信号の成分を除く成分の電力を小さくするように前記アンテナウエイト及び前記信号ウエイトを更新する更新手段（４２）とを備え、前記ＯＦＤＭ信号は、時間軸上に配置される有効シンボルとこの有効シンボルに先だつように配置されるガードインターバルとを有するデータ信号を備え、前記ガードインターバルは、前記有効シンボルのうち時間軸上で後側の所定期間部分を複写したものであり、前記遅延ＯＦＤＭ信号は、前記所望ＯＦＤＭ信号に対して、前記ガードインターバルの時間以内の所定時間遅延した信号であることを特徴とする。
【００２８】
このように、更新手段は加算参照信号のうち所望弁別信号をの成分を除く成分の電力を小さくするようにアンテナウエイト及び信号ウエイトを更新するため、加算参照信号のうち所望弁別信号の成分を除く成分の電力を小さくできる。従って、所望弁別信号の抑圧が防止される、すなわち、所望ＯＦＤＭ信号が周波数弁別された信号の抑圧が防止されるとともに、遅延ＯＦＤＭ信号が周波数弁別された信号の抑圧が防止される。
【００２９】
このため、遅延ＯＦＤＭ信号が周波数弁別された信号の抑圧が無用である場合、本来、抑圧の必要の有る信号成分を抑圧できるので、ヌル点の形成を有効的に行うことができる。このため、アダプティブアレーアンテナの自由度の無駄な消費を抑える。
【００３０】
また、請求項１０に記載の発明のように、既知信号が周波数軸上に配列されたプリアンブル信号を、前記所望ＯＦＤＭ信号として生成する生成手段（６０）を有するようにしてもよい。さらに、請求項１１に記載の発明のように、受信周波数弁別手段は、受信ＯＦＤＭ信号をサンプリグして各サンプリング信号を得て、各サンプリング信号に応じて前記弁別信号を求め、遅延時間は、サンプリングの周期の所定倍数であるようにしてもよい。
【００３１】
さらに、請求項１２に記載の発明では、遅延手段は、１つの遅延弁別信号だけに限らず、所望個数の前記遅延弁別信号を出力することを特徴とする。これにより、更新手段は、請求項１に記載の発明と同様に、前記それぞれの弁別信号のうち前記所望弁別信号及び所望個数の遅延弁別信号を除く成分を抑圧するように前記それぞれのアンテナウエイト及び信号ウエイトを更新することができる。
【００３２】
さらに、請求項１３に記載の発明では、遅延弁別信号の所望個数は、所望ＯＦＤＭ信号のデータ信号のガードインターバル期間と、サンプリングの周期とによって決まる最大個数であることを特徴とする。これにより、より、一層、数多くの遅延弁別信号の抑圧を防止できるため、アダプティブアレーアンテナの自由度の無駄な消費を、効果的に、抑えることができる。なお、遅延弁別信号の最大個数は、｛（ガードインターバル期間／サンプリングの周期）−１｝である。
【００３３】
請求項７に記載の発明では、参照信号算出手段は、前記第１及び第２の既知信号に信号ウエイトを乗算して前記参照信号を求める手段（５３Ａ）と、前記参照信号と前記加算信号とを加算して加算参照信号を求める手段（５１Ａ）とを有し、前記更新手段（４１）は、前記加算参照信号のうち、前記第１及び第２の既知信号を除く成分の電力を小さくするように前記アンテナウエイト及び前記信号ウエイトを更新することを特徴とする。
【００３４】
このように、更新手段（４１）は、加算参照信号のうち、第１及び第２の既知信号を除く成分の電力を小さくするようにアンテナウエイト及び信号ウエイトを更新するため、加算参照信号のうち、第１及び第２の既知信号を除く成分の電力を小さくできる。このため、第１及び第２の既知信号の抑制を防止でき、第２の既知信号の抑制が無用のとき、本来、抑圧の必要の有る信号成分を抑圧できるので、ヌル点の形成を有効的に行うことができる。
【００３５】
請求項１４に記載の発明では、ＯＦＤＭ信号をそれぞれ受信する複数のアンテナ素子（１１〜１４）と、前記複数のアンテナ素子で受信された受信ＯＦＤＭ信号にそれぞれのアンテナウエイトを乗算するアンテナ乗算手段（２１…２４）と、前記アンテナウエイトが乗算されたそれぞれの受信ＯＦＤＭ信号を加算して加算信号を出力する加算手段（３０）と、前記複数のアンテナ素子で受信された受信ＯＦＤＭ信号のうち、これら受信ＯＦＤＭ信号の周波数帯域に比べて狭い周波数帯域の成分を示す受信周波数信号をそれぞれ出力する受信周波数信号出力手段（４２０〜４２３）と、既知信号のうち、前記狭い周波数帯域の成分を示す既知周波数信号を出力する既知周波数信号出力手段（４２４）と、
前記既知周波数信号に対して所定期間遅延した遅延周波数信号を求める遅延手段（８０Ａ）と、前記遅延周波数信号及び前記既知周波数信号に信号ウエイトを乗算して参照信号を求める参照信号算出手段（５３Ａ）と、
前記参照信号と前記加算信号とを加算して加算参照信号を求める加算参照信号算出手段（５１Ａ）と、前記加算参照信号のうち、前記遅延周波数信号及び前記既知周波数信号を除く成分の電力を小さくするように前記アンテナウエイト及び前記信号ウエイトを更新する更新手段（４１）とを有し、前記ＯＦＤＭ信号は、時間軸上に配置される有効シンボルとこの有効シンボルに先だつように配置されるガードインターバルとを有するデータ信号を備え、前記ガードインターバルは、前記有効シンボルのうち時間軸上で後側の所定期間部分を複写したものであり、前記遅延周波数信号は、前記既知周波数信号に対して、前記ガードインターバルの時間以内の所定期間遅延した信号であることを特徴とする。
【００３６】
このように、更新手段は、加算参照信号のうち、遅延周波数信号及び既知周波数信号を除く成分の電力を小さくするようにアンテナウエイト及び信号ウエイトを更新するため、加算参照信号のうち、遅延周波数信号及び既知周波数信号を除く成分の電力を小さくできる。このため、遅延周波数信号及び既知周波数信号の抑制を防止でき、遅延周波数信号の抑制が無用のとき、本来、抑圧の必要の有る信号成分を抑圧できるので、ヌル点の形成を有効的に行うことができる。
【００３７】
ここで、アンテナウエイト及び信号ウエイトの更新回数は、受信信号の周波数帯域によって決まり、上述の如く、アンテナウエイト及び信号ウエイトの更新にあたり、受信信号に代えて、受信信号の周波数帯域に比べて狭い周波数帯域の既知周波数信号を用いているため、アンテナウエイト及び信号ウエイトの更新回数を減らすことができる。
【００３８】
また、請求項１５に記載の発明では、ＯＦＤＭ信号をそれぞれ受信する複数のアンテナ素子（１１、１２）と、前記複数のアンテナ素子で受信された受信ＯＦＤＭ信号をそれぞれ周波数弁別して弁別信号を求める受信周波数弁別手段（８０１、８０２）と、前記周波数弁別されたそれぞれの弁別信号にアンテナウエイトを乗算するアンテナ乗算手段（２０１、２０２）と、前記アンテナウエイトが乗算されたそれぞれの弁別信号を加算して加算信号を出力する加算手段（３００）と、既知ＯＦＤＭ信号を周波数弁別して既知弁別信号を求める既知周波数分別手段（８３）と、前記既知弁別信号に対してそれぞれの位相量だけ位相回転して、前記それぞれの位相量に対応する位相回転既知弁別信号を求める位相回転手段（１０００）と、前記それぞれの位相量に対応する位相回転既知弁別信号と前記それぞれの弁別信号との相関をとって、前記それぞれの位相量に対応する相関値を求める相関手段（１０１０）と、前記それぞれの位相量に対応する相関値のうち、最大相関値を選択するとともに、前記それぞれの位相量に対応する位相回転既知弁別信号うち、前記最大相関値に対応する対応位相回転既知弁別信号を選択する選択手段（１０２０）と、前記加算信号のうち、前記それぞれの位相量に対応する位相回転既知弁別信号を除く成分を小さくするとともに、前記加算信号のうち、前記対応位相回転既知弁別信号を少なくとも残すように前記アンテナウエイトを更新する更新手段（１０３４）とを有し、
前記ＯＦＤＭ信号は、時間軸上に配置される有効シンボルとこの有効シンボルに先だつように配置されるガードインターバルとを有するデータ信号を備え、前記ガードインターバルは、前記有効シンボルのうち時間軸上で後側の所定期間部分を複写したものであり、前記それぞれの位相量に対応する位相回転既知弁別信号は、前記既知弁別信号に対してそれぞれ異なる遅延時間を有する信号であり、
前記それぞれ異なる遅延時間は、前記ガードインターバルの時間以内の時間であることを特徴とする。
【００３９】
このように、更新手段は、加算信号のうち、それぞれの位相量に対応する位相回転既知弁別信号を除く成分を小さくするアンテナウエイトを更新する。従って、加算信号のうち、それぞれの位相量に対応する位相回転既知弁別信号を除く成分を小さくできる。このため、それぞれの位相量に対応する位相回転既知弁別信号の抑制を防止でき、それぞれの位相量に対応する位相回転既知弁別信号の抑制が無用のとき、本来、抑圧の必要の有る信号成分を抑圧できるので、ヌル点の形成を有効的に行うことができる。
【００４０】
さらに、更新手段は、加算信号のうち、最大相関値に対応する対応位相回転既知弁別信号を少なくとも残すようにアンテナウエイトを更新する。従って、加算信号のうち、最大相関値に対応する対応位相回転既知弁別信号を少なくとも残すことができる。
【００４１】
ここで、対応位相回転既知弁別信号は、それぞれの位相量に対応する位相回転既知弁別信号のうち、最大電力値の位相回転既知弁別信号に対応するため、対応位相回転既知弁別信号を残すことにより、受信電力値の大きな回転既知弁別信号を得ることができる。
【００４２】
請求項１６に記載の発明では、ＯＦＤＭ信号をそれぞれ受信する複数のアンテナ素子（１１、１２）と、前記複数のアンテナ素子で受信された受信ＯＦＤＭ信号をそれぞれ周波数弁別して弁別信号を求める受信周波数弁別手段（８０１、８０２）と、前記周波数弁別されたそれぞれの弁別信号にアンテナウエイトを乗算するアンテナ乗算手段（２０１、２０２）と、前記アンテナウエイトが乗算されたそれぞれの弁別信号を加算して加算信号を出力する加算手段（３００）と、前記それぞれの弁別信号のうち、前記弁別信号に比べて狭い周波数帯域の狭帯域弁別信号をそれぞれ出力する狭帯域出力手段（１０４０）と、既知ＯＦＤＭ信号を周波数弁別して既知弁別信号を求める所望周波数分別手段（８３）と、前記既知弁別信号のうち、前記既知弁別信号に比べて狭い周波数帯域の狭帯域既知弁別信号を出力する既知狭帯域出力手段（１０４１）と、前記狭帯域既知弁別信号に対してそれぞれ異なる位相量だけ位相回転して、前記それぞれの位相量に対応する狭帯域の位相回転弁別信号を求める位相回転手段（１０００）と、前記それぞれの位相量に対応する狭帯域の位相回転弁別信号と前記それぞれの弁別信号との相関をとって、前記それぞれの位相量に対応する相関値を求める相関手段（１０１０）と、前記それぞれの位相量に対応する相関値のうち、最大相関値を選択するとともに、前記それぞれの狭帯域の位相回転弁別信号のうち、前記最大相関値に対応する狭帯域の位相回転弁別信号を選択する選択手段（１０２０）と、前記加算信号のうち、前記それぞれの位相量に対応する狭帯域の位相回転既知弁別信号を除く成分を小さくするとともに、前記加算信号のうち、前記対応する狭帯域の位相回転弁別信号を少なくとも残すように前記アンテナウエイトを更新する更新手段（１０３３）とを有し、前記ＯＦＤＭ信号は、時間軸上に配置される有効シンボルとこの有効シンボルに先だつように配置されるガードインターバルとを有するデータ信号を備え、前記ガードインターバルは、前記有効シンボルのうち時間軸上で後側の所定期間部分を複写したものであり、前記それぞれの位相量に対応する狭帯域の位相回転弁別信号は、前記狭帯域既知弁別信号に対してそれぞれ異なる遅延時間を有する信号であり、前記それぞれ異なる遅延時間は、前記ガードインターバルの時間以内の時間であることを特徴とする。
【００４３】
このように、更新手段は、加算信号のうち、それぞれの位相量に対応する狭帯域の位相回転既知弁別信号を除く成分を小さくするアンテナウエイトを更新するため、加算信号のうち、それぞれの位相量に対応する狭帯域の位相回転既知弁別信号を除く成分を小さくできる。このため、それぞれの位相量に対応する狭帯域の位相回転既知弁別信号の抑制を防止でき、それぞれの位相量に対応する狭帯域の位相回転既知弁別信号の抑制が無用のとき、本来、抑圧の必要の有る信号成分を抑圧できるので、ヌル点の形成を有効的に行うことができる。
【００４４】
さらに、更新手段は、加算信号のうち、最大相関値に対応する狭帯域の位相回転既知弁別信号を少なくとも残すようにアンテナウエイトを更新する。従って、加算信号のうち、最大相関値に対応する狭帯域の位相回転既知弁別信号を少なくとも残すことができる。
【００４５】
ここで、前記対応する狭帯域の位相回転既知弁別信号は、それぞれの位相量に対応する位相回転既知弁別信号のうち、最大電力値の位相回転既知弁別信号に対応するため、前記対応する狭帯域の位相回転既知弁別信号を残すことにより、受信電力値の大きな回転既知弁別信号を得ることができる。
【００４６】
ここで、更新手段がアンテナウエイトを更新するにあたり、狭帯域の位相回転弁別信号を用いているため、請求項１６に記載の発明に比べて、更新のための演算量を減らすことができる。
【００４７】
請求項１７に記載の発明では、ＯＦＤＭ信号をそれぞれ受信する複数のアンテナ素子（１１、１２）と、前記複数のアンテナ素子で受信された受信ＯＦＤＭ信号をそれぞれ周波数弁別して弁別信号を求める受信周波数弁別手段（８０１、８０２）と、前記周波数弁別されたそれぞれの弁別信号にアンテナウエイトを乗算するアンテナ乗算手段（２０１、２０２）と、前記アンテナウエイトが乗算されたそれぞれの弁別信号を加算して加算信号を出力する加算手段（３００）と、前記それぞれの弁別信号のうち、前記弁別信号に比べて狭い周波数帯域の狭帯域弁別信号をそれぞれ出力する狭帯域出力手段（１０４０）と、既知ＯＦＤＭ信号を周波数弁別して既知弁別信号を求める所望周波数分別手段（８３）と、前記既知弁別信号のうち、前記既知弁別信号に比べて狭い周波数帯域の狭帯域既知弁別信号を出力する既知狭帯域出力手段（１０４１）と、前記狭帯域既知弁別信号を位相回転する位相回転手段（１０００）と、前記加算信号のうち、前記狭帯域既知弁別信号と前記位相回転された狭帯域既知弁別信号とを除く成分の電力を小さくするように前記アンテナウエイトを更新する更新手段（１０３０Ａ）とを有し、前記ＯＦＤＭ信号は、時間軸上に配置される有効シンボルとこの有効シンボルに先だつように配置されるガードインターバルとを有するデータ信号を備え、前記ガードインターバルは、前記有効シンボルのうち時間軸上で後側の所定期間部分を複写したものであり、前記位相回転された狭帯域既知弁別信号は、前記位相回転される前の狭帯域既知弁別信号に対して、前記ガードインターバルの時間以内の所定時間遅延した信号であることを特徴とする。
【００４８】
このように、加算信号のうち、狭帯域既知弁別信号と位相回転された狭帯域既知弁別信号とを除く成分の電力を小さくするようにアンテナウエイトを更新するため、加算信号のうち、狭帯域既知弁別信号と前記位相回転された狭帯域既知弁別信号を除く成分の電力を小さくできる。このため、狭帯域既知弁別信号と前記位相回転された狭帯域既知弁別信号の抑制を防止でき、狭帯域既知弁別信号と前記位相回転された狭帯域既知弁別信号の抑制が無用のとき、本来、抑圧の必要の有る信号成分を抑圧できるので、ヌル点の形成を有効的に行うことができる。
【００４９】
ここで、更新手段がアンテナウエイトを算出するにあたり、前記位相回転された狭帯域既知弁別信号と狭帯域の位相回転弁別信号を用いているため、更新のための演算量を減らすことができる。
【００５０】
因みに、上記各手段の括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示す一例である。
【００５１】
【発明の実施の形態】
（第１実施形態）
図１に、本発明の第１実施形態に係るＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナを示す。本第１実施形態においては、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナが、ＯＦＤＭ信号を受信する例を示す。図１は、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナの概略構成をブロック図である。ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナは、図１に示すように、アンテナ素子１１…１Ｍ（Ｍは自然数）、乗算器２１…２Ｍ、加算器（Σ）３０、ＭＭＳＥ演算器４０Ａ、加算器５１、５２、乗算器５３、及び発生器６０、７０から構成されている。図１において、図１８中の符号と同一符号は、同一物、或いは、実質的同一物を示す。
【００５２】
発生器６０は、所望既知信号として、ＯＦＤＭ信号のプリアンブル信号ｒ0（ｉ）を発生し、このプリアンブル信号ｒ0（ｉ）は、周波数軸上に複数のパイロットシンボル（既知信号）が配列された信号である。
【００５３】
発生器７０は、プリアンブル信号ｒ0（ｉ）に対するＵ（Ｕは自然数）個の遅延信号を、他の既知信号として、発生して、Ｕ個の遅延信号は、それぞれ、プリアンブル信号に対して異なる遅延時間を有する。但し、プリアンブル信号に対するＵ個の遅延信号のそれぞれの遅延時間は、ＯＦＤＭシンボルのガードインターバルＧＩの期間ＴＧに比べて短く、以下、Ｕ個の遅延信号を、数式３に示す遅延信号Ｒ（ｉ）とする。
【００５４】
【数３】
Ｒ（ｉ）＝［ｒ1（ｉ） ｒ2（ｉ） …ｒU（ｉ）］T
次に、乗算器５３は、数式４に表す信号ウエイトＡHを遅延信号Ｒ（ｉ）に乗算して数式５に示す乗算信号｛ＡHＲ（ｉ）｝を出力する。
【００５５】
【数４】
Ａ＝［ａ1 ａ2 …ａU］T
【００５６】
【数５】
ＡHＲ（ｉ）＝ａ1 *ｒ1（ｉ）＋ａ2 *ｒ2（ｉ）…ａU *ｒU（ｉ）
次に、加算器５２は、プリアンブル信号ｒ0（ｉ）と乗算信号ＡHＲ（ｉ）とを加算して加算信号（ｒ0（ｉ）＋ＡHＲ（ｉ））を出力する。ここで、加算信号（ｒ0（ｉ）＋ＡHＲ（ｉ））は、プリアンブル信号ｒ0（ｉ）と遅延信号Ｒ（ｉ）との合成信号（参照信号）になる。そして、加算器５１は、加算信号（ｒ0（ｉ）＋ＡHＲ（ｉ））と加算器３０の内積信号ＷHＸ（ｉ）との誤差ｅ（ｉ）を求める。ここで、誤差ｅ（ｉ）を数式６に表すことができる。
【００５７】
【数６】
ｅ（ｉ）＝ｒ0（ｉ）＋ＡHＲ（ｉ）−ＷHＸ
次に、ＭＭＳＥ演算器４０Ａには、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）、遅延信号Ｒ（ｉ）、及び、誤差ｅ（ｉ）が入力されて、ＭＭＳＥ演算器４０Ａは、例えば、ＭＭＳＥ方式のＳＭＩ（Ｓａｍｐｌｅ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）法に基づいて誤差ｅ（ｉ）を小さくするようにアンテナウエイトＷを更新して乗算器２１、２２…２Ｍに出力するとともに、ＭＭＳＥ方式のＳＭＩ法に基づいて誤差ｅ（ｉ）を小さくするように信号ウエイトＡを更新して乗算器５３に出力する。
【００５８】
これにより、加算器３０の内積信号ＷHＸとしては、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）のうちプリアンブル信号ｒ0（ｉ）（所望既知信号）と遅延信号Ｒ（ｉ）（他の既知信号）とを除く成分が抑圧された信号になる。
【００５９】
ここで、信号ウエイトＡは、ＭＭＳＥ演算器４０Ａによって、プリアンブル信号ｒ0（ｉ）（第１の既知信号）を基準とした遅延信号Ｒ（ｉ）（第２の既知信号）の位相差及び振幅差を示すように求められる。
【００６０】
以下、本第１実施形態の特徴について述べる。先ず、プリアンブル信号ｒ0に対する遅延信号Ｒ（ｉ）の遅延時間は、上述の如く、ガードインターバルＧＩの期間ＴＧに比べて短いため、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）のうち遅延信号Ｒ（ｉ）を抑圧することなく、加算器３０の内積信号ＷHＸをＦＦＴ処理（周波数弁別）によってデータ（例えば、ＱＰＳＫデータシンボル）を復元できる。
【００６１】
すなわち、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）のうち遅延信号Ｒ（ｉ）の抑圧が無用である。そこで、本第１実施形態では、上述の如く、加算器３０の内積信号ＷHＸとして、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）のうちプリアンブル信号ｒ0（ｉ）と遅延信号ＡHＲ（ｉ）とを除く成分が抑圧された信号が得られる。
【００６２】
このため、遅延信号Ｒ（ｉ）の抑圧が防止されるため、本来、抑圧の必要の有る信号成分を抑圧できるので、ヌル点の形成を有効的に行うことができる。従って、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナの自由度の無駄な消費を抑え得る。
【００６３】
また、加算器３０の内積信号ＷHＸとして、プリアンブル信号ｒ0（ｉ）と遅延信号Ｒ（ｉ）との加算信号（ｒ0（ｉ）＋ＡHＲ（ｉ））が得られるため、この加算信号を復調すれば、プリアンブル信号ｒ0（ｉ）だけを復調する場合に比べて、良好な復調信号が得られる。
【００６４】
ここで、図２において、シュミレーションの結果を示す。図２中、横軸は、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナを基準とした受信電波の受信角度［ｄｅｇ］で、縦軸は、抑圧比（ｄＢ）である。鎖線は、従来のＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナを用いたシュミレーションの結果を示す。実線は、本第１実施形態のＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナを用いたシュミレーションの結果を示す。
【００６５】
図２から分かるように、従来のＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナでは、ＧＩ内遅延信号が抑圧されているが、本第１実施形態のＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナでは、ＧＩ内遅延信号の抑圧が防止されている。但し、ＧＩ内遅延信号は、所望信号（プリアンブル信号ｒ0）に対して（ガードインターバルＧＩの）期間ＴＧに比べて短い遅延時間を有する遅延信号である。
【００６６】
以下に、本第１実施形態でのＭＭＳＥ演算器４０ＡのＭＭＳＥ方式のＳＭＩアルゴリズムについて述べる。先ず、数式６に示す誤差ｅ（ｉ）を変形して、誤差ｅ（ｉ）を、数式７のように表すことができる。
【００６７】
【数７】
ここで、Ｙは、数式８に示すようにアンテナウエイトＷ、及び、信号ウエイトＡの双方を含めたウエイトで、Ｚ（ｉ）は、数式９に表すように、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）及び遅延信号Ｒ（ｉ）の双方を含めた信号である。
【００６８】
【数８】
Ｙ＝［ｗ1 ｗ2 ｗ3 … ｗM −ａ1 −ａ2 −ａ3 …−ａU］T
【００６９】
【数９】
Ｚ＝［ｘ1（ｉ） ｘ2（ｉ） ｘ3（ｉ）……ｘM（ｉ） ｒ1（ｉ） ｒ2（ｉ） ｒ3（ｉ）…ｒU（ｉ）］TＳＭＩアルゴリズムにおいは、数式１０に示す評価関数Ｑを直接最小化する。但し、αは、０＜α≦１の重み付け定数である。
【００７０】
【数１０】
【００７１】
さらに、数式７のウエイトＹに関する勾配ベクトルをゼロとおいて、評価関数Ｑの最小二乗が数式１１のように得られる。この数式１１は、ウエイトＹ（Ｇ）を更新するための式を示す。但し、Ｇは、時間（サンプリグ時間）であって、Ｇは、ウエイトＹの更新回数（ステップ数）を示す。
【００７２】
【数１１】
【００７３】
ここで、数式１１中のＢ、ｂを数式１２、数式１３を示す。
【００７４】
【数１２】
【００７５】
【数１３】
【００７６】
（第２実施形態）
上記第１実施形態では、遅延信号Ｒ（ｉ）（Ｕ個の遅延信号）を発生させるために発生器７０を採用した例について説明したが、これに限らず、発生器６０から出力されたプリアンブル信号を用いて遅延信号Ｒ（ｉ）を発生させるようにしてもよい。この場合の構成を図３、図４に示す。
【００７７】
図３は、本第２実施形態のＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナの構成を示すブロック図で、図４は、図３中の遅延回路（以下、遅延回路８０という）の詳細を示す図である。本第２実施形態では、図３に示すように、図１に示す発生器６０が削除されるとともに、遅延回路８０が採用されている。図３において、図１中の符号と同一符号は、同一物、或いは、実質的同一物を示す。
【００７８】
遅延回路８０は、発生器６０と乗算器５３との間に配置されたものであって、発生器６０から出力されたプリアンブル信号を受けて、上記第１実施形態で述べた遅延信号Ｒ（ｉ）を出力する。
【００７９】
具体的には、遅延回路８０は、図４に示すように、遅延器（Ｚ−1）８０１、８０２、８０３、…８０Ｕを直列接続して構成されており、遅延器８０１、８０２、８０３、…８０Ｕは、それぞれ対応する遅延信号ｒ1（ｉ）、ｒ2（ｉ） 、…ｒU（ｉ）をＭＭＳＥ演算器４０Ａ及び乗算器５３に出力する。その他の作動、効果は、上記第１実施形態と同様である。
【００８０】
（第３実施形態）
上記第１、第２実施形態では、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナが、ＯＦＤＭ信号のプリンアンブル信号を時間軸上の信号として採用した例について説明したが、これに限らず、ＯＦＤＭ信号のプリンブル信号をＦＦＴ処理（周波数分別）した各弁別信号を採用するようにしてもよい。この場合の構成を、図５〜図８に示す。図５は、本第３実施形態のアダプティブアレーアンテナの構成を示す図で、図６は、図５中のＦＦＴ回路８３の詳細構成を示す図ある。図７は、図５の遅延回路９０の作動を示す図で、図８は、図６中のＦＦＴ回路の作動を示す図である。
【００８１】
本第３実施形態では、図５に示すように、ＭＭＳＥ演算回路４０Ｂが、図１中のＭＭＳＥ演算回路４０Ａに代えて採用されて、乗算器２０１〜２０Ｍが、図１中の乗算器２１〜２Ｍに代えて採用されている。乗算器５１０〜５３０が、図１中の乗算器５１〜５３に代えて採用されている。さらに、ＦＦＴ回路８０１〜８０Ｍ、８３、８４が追加されている。
ＦＦＴ回路８０１は、アンテナ素子１１の受信ＯＦＤＭ信号ｘ1（ｉ）のプリンアンブル信号をＦＦＴ処理する。具体的には、ＦＦＴ回路８０１は、上記プリンアンブル信号の有効シンボル（図１７参照）毎にＮ（Ｎは自然数）回だけサンプリング（アナログデジタル変換）して各サンプリング信号に基づいてＦＦＴ処理して周波数毎の弁別信号ｆｔ1（１）、ｆｔ1（２）…ｆｔ1（Ｎ）を出力し得る。ここで、弁別信号ｆｔ1（１）、ｆｔ1（２）…ｆｔ1（Ｎ）を、まとめて、数式１４で表すことができる。また、Ｎは、上記有効シンボルのサンプリング回数であって、上記有効シンボルのＦＦＴのポイント数である。
【００８２】
【数１４】
ＦＴ1（ｉ）＝［ｆｔ1（１） ｆｔ1（２） ｆｔ1（３）…ｆｔ1（Ｎ）］T
ＦＦＴ回路８０２は、ＦＦＴ回路８０１と実質的に同様に、アンテナ素子１１の受信ＯＦＤＭ信号ｘ1（ｉ）のプリンアンブル信号をＦＦＴ処理して、周波数毎の弁別信号ｆｔ2（１）、ｆｔ2（２）…ｆｔ2（Ｎ）を出力する。さらに、弁別信号ｆｔ2（１）、ｆｔ2（２）…ｆｔ2（Ｎ）を、まとめて、数式１５で表せる。
【００８３】
【数１５】
ＦＴ2（ｉ）＝［ｆｔ2（１） ｆｔ2（２） ｆｔ2（３）…ｆｔ2（Ｎ）］T
ＦＦＴ回路８０Ｍは、ＦＦＴ回路８０１と実質的に同様に、アンテナ素子１Ｍの受信ＯＦＤＭ信号ｘM（ｉ）のプリンアンブル信号をＦＦＴ処理して、周波数毎の弁別信号ｆｔM（１）、ｆｔM（２）…ｆｔM（Ｎ）を出力する。さらに、弁別信号ｆｔM（１）、ｆｔM（２）…ｆｔM（Ｎ）を、まとめて、数式１６で表せる。
【００８４】
【数１６】
ＦＴM（ｉ）＝［ｆｔM（１） ｆｔM（２） ｆｔM（３）…ｆｔM（Ｎ）］T
ここで、本第３実施形態では、、ＦＴ1（ｉ）、ＦＴ2（ｉ）、…ＦＴM（ｉ）をまとめて、数式１７に示すように、弁別信号Ｘ（ｉ）’とする
【００８５】
【数１７】
Ｘ（ｉ）’＝［ＦＴ1（ｉ） ＦＴ2（ｉ）…ＦＴM（ｉ）］T
次に、乗算器２０１〜２０Ｍは、アンテナウエイトＷHに弁別信号Ｘ（ｉ）’に乗算する。すなわち、乗算器２０１は、アンテナウエイトｗ1 *とＦＴ1（ｉ）との積を求めて結果（ｗ1 *ＦＴ1（ｉ））を得る。乗算器２０２は、アンテナウエイトｗ2 *とＦＴ2（ｉ）との積を求めて結果（ｗ2 *ＦＴ2（ｉ））を得る。さらに、乗算器２０Ｍは、アンテナウエイトｗM *とＦＴM（ｉ）との積を求めて結果（ｗM *ＦＴM（ｉ））を得る。
【００８６】
次に、加算器（Σ）３００は、乗算器２０１〜２０Ｍによる結果（ｗ1 *ＦＴ1（ｉ））、（ｗ2 *ＦＴ2（ｉ））、…（ｗM *ＦＴM（ｉ））を周波数毎に加算することにより、アンテナウエイトＷと弁別信号Ｘ（ｉ）’との内積を示す内積信号ＷHＸ（ｉ）’を求める。
【００８７】
因みに、内積信号ＷHＸ（ｉ）’としては、数式１８に示すように、ｆｘ1（１）、ｆｘ2（２）、…ｆｘM（Ｎ）といったＮ個の内積信号をまとめたものである。さらに、例えば、内積信号はｆｘ1（１）は、数式１９で表すことができ、内積信号ｆｘ2（２）は、数式２０で表すことができる。さらに、内積信号ｆｘM（Ｎ）は、数式２１で表すことができる。
【００８８】
【数１８】
ＷHＸ（ｉ）’＝［ｆｘ1（１） ｆｘ2（２） …ｆｘM（Ｎ）］T
【００８９】
【数１９】
ｆｘ1（１）＝ｗ1 *・ｆｔ1（１）＋ｗ2 *・ｆｔ2（１）…ｗM *・ｆｔM（１）
【００９０】
【数２０】
ｆｘ2（２）＝ｗ1 *・ｆｔ1（２）＋ｗ2 *・ｆｔ2（２）…ｗM *・ｆｔM（２）
【００９１】
【数２１】
ｆｘM（Ｎ）＝ｗ1 *・ｆｔ1（Ｎ）＋ｗ2 *・ｆｔ2（Ｎ）…ｗM *・ｆｔM（Ｎ）
次に、遅延回路９０は、図６に示すように、発生器６０からのＯＦＤＭ信号のプリアンブル信号ｒ0（ｉ）（所望既知信号）を受けて、このプリアンブル信号ｒ0（ｉ）に対する遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）、ＯＦ（ｔ＋２・ｔS）、ＯＦ（ｔ＋３・ｔS）…ＯＦ（ｔ＋ｐ・ｔS）を発生する。
【００９２】
但し、ｔSは、ＦＦＴ回路８０１〜８０Ｍのサンプリング周期を示す時間で、（ｐ＋１）は、ＯＦＤＭシンボルのガードインターバルＧＩを時間ｔSでサンプリングした場合のサンプリングの回数である。
【００９３】
これにより、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）、ＯＦ（ｔ＋２・ｔS）…ＯＦ（ｔ＋ｐ・ｔS）は、それぞれ、プリアンブル信号ｒ0（ｉ）に対してガードインターバル期間ＴGより短い遅延時間を有する。さらに、遅延プリアンブル信号の個数としては、ガードインターバル期間ＴGとサンプリング周期ｔSとで定める最大個数である｛ｐ＝（ＴG／ｔS）−１｝。
【００９４】
ここで、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）は、図７に示すように、プリアンブル信号ｒ0（ｉ）に対して時間ｔSだけ遅延させた信号で、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋２・ｔS）は、プリアンブル信号ｒ0（ｉ）に対して時間２ｔSだけ遅延させた信号で、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋３・ｔS）は、プリアンブル信号ｒ0（ｉ）に対して時間３・ｔSだけ遅延させた信号である。遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｐ・ｔS）は、プリアンブル信号ｒ0（ｉ）に対して時間ｐ・ｔSだけ遅延させた信号である。
【００９５】
次に、ＦＦＴ回路８３は、図６に示すように、遅延回路９０からの遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）、ＯＦ（ｔ＋２・ｔS）、ＯＦ（ｔ＋３・ｔS）…ＯＦ（ｔ＋ｐ・ｔS）のそれぞれの有効シンボルを並列的にサンプリング周期ｔSでサンプリングしてそのサンプリング信号でＦＦＴ処理する。具体的には、ＦＦＴ回路８３は、ＦＦＴ処理部８３１、８３２、８３３…８３ｐを有し、ＦＦＴ処理部８３１は、図８に示すように、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）の有効シンボルをサンプリング周期ｔSでＦＦＴ処理して遅延弁別信号Ｒ（１）を出力する。但し、遅延弁別信号Ｒ（１）は、数式２２で表せる。この遅延弁別信号Ｒ（１）は、周波数毎の信号成分を有する。
【００９６】
【数２２】
Ｒ（１）＝「ｆ1（１） ｆ1（２） ｆ1（３）…ｆ1（Ｎ）」T
また、ＦＦＴ処理部８３２は、図８に示すように、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋２・ｔS）の有効シンボルをサンプリング周期ｔSでＦＦＴ処理することにより、数式２３に示す遅延弁別信号Ｒ（２）を出力する。この遅延弁別信号Ｒ（２）は、周波数毎の信号成分を有する。さらに、ＦＦＴ処理部８３ｐは、図８に示すように、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｐ・ｔS）の有効シンボルをサンプリング周期ｔSでＦＦＴ処理することにより、数式２４に示す遅延弁別信号Ｒ（ｐ）を出力する。遅延弁別信号Ｒ（ｐ）は、周波数毎の信号成分を有する。
【００９７】
【数２３】
Ｒ（２）＝「ｆ2（１） ｆ2（２） ｆ2（３）…ｆ2（Ｎ）」T
【００９８】
【数２４】
Ｒ（ｐ）＝「ｆp（１） ｆp（２） ｆp（３）…ｆp（Ｎ）」T
次に、図５に示すＦＦＴ回路８４は、図８に示すように、発生器６０からのＯＦＤＭ信号のプリアンブル信号ｒ0（ｉ）（＝ＯＦ（ｔ））の有効シンボルをサンプリング周期ｔSでサンプリングしてこれらサンプリング信号でＦＦＴ処理する。これにより、ＦＦＴ回路８４は、数式２５に示すように、所望弁別信号ｒ0（ｉ）’を出力する。所望弁別信号ｒ0（ｉ）’は、周波数毎の信号成分を有する。
【００９９】
【数２５】
ｒ0（ｉ）’＝「ｆ0（１） ｆ0（２） ｆ0（３）…ｆ0（Ｎ）」T
次に、乗算器５３０は、信号ウエイトＡHと遅延弁別信号Ｒ（ｉ）との積をとって出力信号｛ＡHＲ（ｉ）｝を出力する。但し、本第３実施形態での信号ウエイトＡは、数式２６に示すようになっている。なお、出力信号｛ＡHＲ（ｉ）｝は、Ｎ個の出力信号をまとめて表記されたものである。
【０１００】
【数２６】
Ａ＝［ａ1 ａ2 …ａP］T
さらに、加算器５２０は、乗算器５３０の出力信号｛ＡHＲ（ｉ）｝と所望弁別信号ｒ0（ｉ）’とを加算して加算信号（ｒ0（ｉ）’＋ＡHＲ（ｉ））を出力する。加算器５１０は、加算信号（ｒ0（ｉ）’＋ＡHＲ（ｉ））と加算器３０の内積信号ＷHＸ（ｉ）’との誤差ｅ（ｉ）を求める。
【０１０１】
ここで、ＭＭＳＥ演算器４０Ｂには、弁別信号Ｘ（ｉ）’、遅延弁別信号Ｒ（ｉ）、及び、誤差ｅ（ｉ）が入力されて、ＭＭＳＥ演算器４０Ｂは、上記第１、第２実施形態と同様に、ＭＭＳＥ方式のＳＭＩ法に基づいて誤差ｅ（ｉ）を小さくするようにアンテナウエイトＷを更新するとともに、信号ウエイトＡを更新する。これにより、加算器３００の内積信号ＷHＸ（ｉ）’としては、弁別信号Ｘ（ｉ）’のうち所望弁別信号ｒ0（ｉ）’（所望既知信号）と遅延弁別信号Ｒ（ｉ）（他の既知信号）とを除く成分が抑圧された信号になる。これにより、上記第１、第２実施形態と実質的に同様の効果が得られる。
【０１０２】
なお、上記第３実施形態では、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）、ＯＦ（ｔ＋２・ｔS）、ＯＦ（ｔ＋３・ｔS）…ＯＦ（ｔ＋ｐ・ｔS）に基づいて遅延弁別信号Ｒ（ｉ）を得るようにした例について説明したが、これに限らず、所望弁別信号ｒ0（ｉ）’に基づいて遅延弁別信号Ｒ（ｉ）を得てもよい。
【０１０３】
（第４実施形態）
上記第１〜３実施形態では、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナが、ＯＦＤＭ信号を受信する例について説明したが、これに限らず、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナをＣＤＭＡ通信に適用してもよい。この場合の構成を図９に示す。
【０１０４】
図９では、図３に示す回路にマッチドフィルタ１００及びＲＡＫＥ合成器１１０が追加されて構成されている。さらに、図３に示す遅延回路８０に代えて、遅延回路８０Ａが採用されている。図９において、図１中の符号と同一符号は、同一物、或いは、実質的同一物を示す。但し、各アンテナナ素子１１…１ＭがＯＦＤＭ信号に代えてＣＤＭＡ信号を受信して、受信ＣＤＭＡ信号ｘ1（ｉ）、ｘ2（ｉ）、…ｘM（ｉ）を出力する。
【０１０５】
次に、本第４実施形態の作動について図１０を参照して説明する。以下、４個のアンテナ素子１１〜１４を採用して、アンテナ素子１１〜１４が受信ＣＤＭＡ信号ｘ 1 （ｉ）、ｘ 2 （ｉ）、ｘ 3 （ｉ）、ｘ 4 （ｉ）を出力する例について説明する。マッチドフィルタ１００は、受信ＣＤＭＡ信号ｘ1（ｉ）、ｘ2（ｉ）、ｘ3（ｉ）、ｘ4（ｉ）をそれぞれと発生器６０からのパイロット信号（既知信号）ｒ0（ｉ）との相関検出を並列的に行う。
【０１０６】
具体的には、マッチドフィルタ１００は、第１〜第４のマッチドフィルタ部（図示せず）を有している。第１のマッチドフィルタ部は、受信ＣＤＭＡ信号ｘ1（ｉ）とパイロット信号ｒ0（ｉ）との相関検出をして相関信号（図１０（ａ）参照）を出力し、第２のマッチドフィルタ部は、受信ＣＤＭＡ信号ｘ2（ｉ）とパイロット信号ｒ0（ｉ）との相関検出をして相関信号（図１０（ｂ）参照）を出力する。
【０１０７】
第３のマッチドフィルタ部は、受信ＣＤＭＡ信号ｘ3（ｉ）とパイロット信号ｒ0（ｉ）との相関検出をして相関信号（図１０（ｃ）参照）を出力し、第４のマッチドフィルタ部は、受信ＣＤＭＡ信号ｘ4（ｉ）とパイロット信号ｒ0（ｉ）との相関検出をして相関信号（図１０（ｄ）参照）を出力する。但し、図１０（ａ）〜（ｄ）では、縦軸は、相関値を示し、横軸は時間を示す。
【０１０８】
ここで、マッチドフィルタ１００は、第１〜第４のマッチドフィルタ部からの相関信号を加算してその加算結果に基づいて、パイロット信号ｒ0（ｉ）（所望信号）の入力時を基準とした遅延情報を得る。この遅延情報は、受信ＣＤＭＡ信号ｘ1（ｉ）〜ｘ4（ｉ）のうち所望の時間より短い遅延時間の遅延信号を示すものである。図１０（ｅ）に示す例では、遅延情報としては、ｔｄ１、ｔｄ２、ｔｄ３、〜ｔｄ６が得られるた例を示す。そこで、遅延回路８０Ａは、遅延情報ｔｄ１〜ｔｄ６を用いて、図１０（ｆ）に示すように、遅延信号Ｒ（ｉ）（他の既知信号）を出力する。
【０１０９】
すなわち、遅延回路８０Ａは、ｒ0（ｔ＋ｔｄ１）、ｒ0（ｔ＋ｔｄ２）、ｒ0（ｔ＋ｔｄ２）…ｒ0（ｔ＋ｔｄ６）を出力する。例えば、ｒ0（ｔ＋ｔｄ１）は、パイロット信号ｒ0（ｉ）に対して遅延時間ｔｄ１だけ遅延しており、ｒ0（ｔ＋ｔｄ２）は、パイロット信号ｒ0（ｉ）に対して遅延時間ｔｄ２だけ遅延している。ｒ0（ｔ＋ｔｄ６）は、パイロット信号ｒ0（ｉ）に対して遅延時間ｔｄ６だけ遅延している。その他の作動は、図３に示す回路と実質的に同様である。
【０１１０】
以上により、加算器（Σ）からの内積信号ＷHＸとしては、受信ＣＤＭＡ信号ｘ1（ｉ）…ｘM（ｉ）のうちパイロット信号ｒ0（ｉ）（所望信号）及びその遅延信号ｒ0（ｔ＋ｔｄ１）〜ｒ0（ｔ＋ｔｄ６）（他の既知信号）を除く成分が抑圧された信号が得られる。そして、ＲＡＫＥ合成器１１０は、当該内積信号ＷHＸを用いて、ＲＡＫＥ合成復調を行うことになる。ここで、遅延信号ｒ0（ｔ＋ｔｄ１）〜ｒ0（ｔ＋ｔｄ６）として、ＲＡＫＥ合成復調に必要な信号を用意すれば、ＲＡＫＥ合成復調に不必要な信号の抑圧のためにヌル点を形成できる。従って、上記第１実施形態と同様に、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナの自由度の無駄な消費を抑え得る。
【０１１１】
なお、上記第４実施形態においては、ＣＤＭＡ方式の通信にＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナを適用して、マッチドフィルタ１００でＣＤＭＡ受信信号Ｘ（ｉ）の遅延情報を得る例を示したが、これに限らず、上記第１、第２実施形態の受信ＯＦＤＭ信号の遅延情報をマッチドフィルタ１００で得るようにしてもよい。
【０１１２】
（第５実施形態）
上記２実施形態では、所望既知信号及び他の既知信号及びを予め設定した例について説明したが、これに限らず、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）に応じて、遅延信号Ｒ（ｉ）のうち所望既知信号及び他の既知信号を選択するようにしてもよい。
【０１１３】
この場合の構成を図１１、図１２に示す。図１１は、本第５実施形態でのＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナの構成を示す。図１２は、図１１中の所望信号選択回路（以下、所望信号選択回路１３０）の詳細構成を示す。
【０１１４】
本第５実施形態のＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナは、図１１に示すように、図３に示す回路に所望信号選択回路１３０が追加されている。図１１において、図３の示す同一符号は、同一物、或いは、実質的に同一物を示す。
【０１１５】
遅延回路９０は、発生器６０からのプリアンブル信号ｒ0（ｉ）を受けて、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）、ＯＦ（ｔ＋２・ｔS）…ＯＦ（ｔ＋Ｕ・ｔS）を発生する。但し、Ｕは自然数であって、プリアンブル信号ｒ0（ｉ）に対する遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）…ＯＦ（ｔ＋Ｕ・ｔS）のそれぞれの遅延時間は、ＯＦＤＭ信号のガードインターバル期間ＴGに比べて短い。
【０１１６】
所望信号選択回路１３０には、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）及び遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）…ＯＦ（ｔ＋Ｕ・ｔS）が入力されて、所望信号選択回路１３０は、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）に応じて、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）…ＯＦ（ｔ＋Ｕ・ｔS）のうち所望既知信号ｒ0（ｉ）’及び遅延信号Ｒ（ｉ）を選択する。
【０１１７】
具体的には、所望信号選択回路１３０は、図１２に示すように、相関器１３１ａ〜１３１ｃ、１３２ａ〜１３２ｃ、１３３ａ〜１３３ｃ、１３４ａ〜１３４ｃ、加算器（Σ）１３５ａ〜１３５ｃ、最大値判定器１３６、及び、選択回路１３７から構成されている。
【０１１８】
次に、本第５実施形態の作動について図１２を参照して説明する。以下、アンテナ素子１１〜１４といった４つのアンテナ素子だけを採用し、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）、ＯＦ（ｔ＋２・ｔS）、ＯＦ（ｔ＋３・ｔS）といった３個の遅延プリアンブル信号を採用した例について説明する。先ず、アンテナ素子１１〜１４は、受信ＯＦＤＭ信号ｘ1（ｉ）、ｘ2（ｉ）、ｘ3（ｉ）、ｘ4（ｉ）を、それぞれ、出力する。
【０１１９】
次に、相関器１３１ａは、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）と受信ＯＦＤＭ信号ｘ1（ｉ）との相関検出を行い、相関器１３２ａは、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）と受信ＯＦＤＭ信号ｘ2（ｉ）との相関検出を行う。相関器１３３ａは、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）と受信ＯＦＤＭ信号ｘ3（ｉ）との相関検出を行い、相関器１３４ａは、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）と受信ＯＦＤＭ信号ｘ4（ｉ）との相関検出を行う。
【０１２０】
加算器１３５ａは、相関器１３１ａ、１３２ａ、１３３ａ、１３４ａのそれぞれからの相関検出信号を加算して加算信号を出力する。ここで、加算器１３５ａの加算信号は、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）と、受信ＯＦＤＭ信号ｘ1（ｉ）、ｘ2（ｉ）、ｘ3（ｉ）、ｘ4（ｉ）との相関を示す。
【０１２１】
次に、相関器１３１ｂは、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋２・ｔS）と受信ＯＦＤＭ信号ｘ1（ｉ）との相関検出を行い、相関器１３２ｂは、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋２・ｔS）と受信ＯＦＤＭ信号ｘ2（ｉ）との相関検出を行う。相関器１３３ｂは、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋２・ｔS）と受信ＯＦＤＭ信号ｘ3（ｉ）との相関検出を行い、相関器１３４ｂは、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋２・ｔS）と受信ＯＦＤＭ信号ｘ4（ｉ）との相関検出を行う。
【０１２２】
加算器１３５ｂは、相関器１３１ｂ、１３２ｂ、１３３ｂ、１３４ｂのそれぞれからの相関検出信号を加算して加算信号を出力する。加算器１３５ｂの加算信号は、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋２・ｔS）と、受信ＯＦＤＭ信号ｘ1（ｉ）、ｘ2（ｉ）、ｘ3（ｉ）、ｘ4（ｉ）との相関を示す。
【０１２３】
次に、相関器１３１ｃは、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋３・ｔS）と受信ＯＦＤＭ信号ｘ1（ｉ）との相関検出を行い、相関器１３２ｃは、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋３・ｔS）と受信ＯＦＤＭ信号ｘ2（ｉ）との相関検出を行う。相関器１３３ｃは、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋３・ｔS）と受信ＯＦＤＭ信号ｘ3（ｉ）との相関検出を行い、相関器１３４ｃは、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋３・ｔS）と受信ＯＦＤＭ信号ｘ4（ｉ）との相関検出を行う。
【０１２４】
加算器１３５ｃは、相関器１３１ｃ、１３２ｃ、１３３ｃ、１３４ｃのそれぞれからの相関検出信号を加算して加算信号を出力する。加算器１３５ｃの加算信号は、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋３・ｔS）と、受信ＯＦＤＭ信号ｘ1（ｉ）、ｘ2（ｉ）、ｘ3（ｉ）、ｘ4（ｉ）との相関を示す。
【０１２５】
次に、最大値判定器１３６は、加算器１３５ａ〜１３５ｃからのそれぞれの加算信号のうち最大値となる加算信号（以下、最大値加算信号という）を判定し、この最大値加算信号を示す最大値識別信号を選択回路１３７に出力する。選択回路１３７は、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）、ＯＦ（ｔ＋２・ｔS）、ＯＦ（ｔ＋３・ｔS）のうち、最大値識別信号に対応する遅延プリアンブル信号を所望既知信号ｒ（ｉ）’として選択して出力する。さらに、選択回路１３７は、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）、ＯＦ（ｔ＋２・ｔS）、ＯＦ（ｔ＋３・ｔS）のうち、最大値識別信号に対応する遅延プリアンブル信号を除く、２つの遅延プリアンブル信号を他の既知信号Ｒ（ｉ）として出力する。その他の作動は、上記第２実施形態と実質的に同様である。
【０１２６】
なお、上記第５実施形態においては、４つのアンテナ素子１１〜１４を採用した例について説明したが、これに限らず、アンテナ素子の個数は、２個以上であるならば、幾つでもよい。さらに、上記第５実施形態では、３個の遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）、ＯＦ（ｔ＋２・ｔS）、ＯＦ（ｔ＋３・ｔS）を採用した例につき説明したが、これに限らず、遅延プリアンブル信号の個数は、幾つでもよい。
【０１２７】
なお、本発明の実施にあたり、本第５実施形態に示す相関器としては、スライデング相関器、マッチドフィルタ等の各種相関器を適用してもよい。
【０１２８】
（第６実施形態）
本第６実施形態では、上記第２実施形態の回路に等化回路（以下、等化回路１２０という）が追加された回路が採用され、等化回路１２０によって、加算器３０の内積信号ＷHＸ（ｉ）のうち他の既知信号を抑圧しその抑圧された信号を出力信号として出力する。この場合の構成を図１３、図１４に示す。
【０１２９】
図１３は、本第６実施形態のＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナの構成を示す図である。図１４は、図１３中の等化回路１２０の詳細構成を示す。図１３において、図３中の同一符号は、同一物、或いは、実質的に同一物を示す。
【０１３０】
本第６実施形態では、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナが、ＯＦＤＭ通信方式ではなく、ＱＰＳＫ通信方式に適用されている。このため、アンテナ素子１１〜１Ｍは、ＱＰＳＫ信号（パイロット信号）を受信する。
【０１３１】
従って、アンテナ素子１１〜１Ｍは、それぞれ、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）に代えて、受信ＱＰＳＫ信号Ｘ（ｉ）を出力する。また、発生回路６０は、ＱＰＳＫ信号のパイロット信号ｒ0（ｉ）を所望既知信号として出力し、遅延回路９０は、ＱＰＳＫ信号のパイロット信号ｒ0（ｉ）に対して所望期間だけ遅延した遅延パイロット信号Ｒ（ｉ）を他の既知信号として出力する。ＭＭＳＥ演算器４０Ａは、上記第２実施形態と実質的に同様に、アンテナウエイトＷHと信号ウエイトＡHとを更新する。また、加算器（Σ）３０は、受信ＱＰＳＫ信号Ｘ（ｉ）のうち所望パイロット信号（所望既知信号）とその遅延パイロット信号（他の既知信号）との双方を除く成分が抑圧された信号を、内積信号ＷHＸとして出力する。また、等化回路１２０は、図１４に示すように、遅延器（Ｚ−1）１２１〜１２４、乗算器１２５〜１２８、及び、加算器１２９、１３０から構成されている。次に、本第６実施形態の等化回路１２０の作動について図１４、図１５を参照して説明する。
【０１３２】
以下、図１５（ａ）に示すように、加算器（Σ）３０の内積信号ＷHＸとして、所望パイロット信号ＱＰ１と遅延パイロット信号ＱＰ２〜ＱＰ５との総和が採用された例について説明する。
【０１３３】
ここで、遅延パイロット信号ＱＰ２〜ＱＰ５といった４つの遅延パイロット信号が採用されているため、本第６実施形態でのＭＭＳＥ演算器４０Ａの信号ウエイト（以下、信号ウエイトＡ（Ｇ）という）を、数式２７で表すことができる。Ｇは、サンプリングタイミング（更新タイミング）である（Ｇ＝ｔ１、ｔ２、ｔ３…）。また、図１５（ｂ）は、タイミングｔ１〜ｔ５での遅延器１２１〜１２４の出力を示す。
【０１３４】
【数２７】
Ａ（Ｇ）＝「ａ1（Ｇ） ａ2（Ｇ） ａ3（Ｇ） ａ4（Ｇ）］T
先ず、タイミングｔ１にて、図１５（ａ）に示すＱＰＳＫシンボルＺＡが、加算器１３０を通して遅延器１２１に入力される。すなわち、等化回路１２０は、タイミングｔ１にて、ＱＰＳＫシンボルＺＡを出力できる。
【０１３５】
次に、タイミングｔ２にて、図１５（ｂ）に示すように、遅延器１２１は、ＱＰＳＫシンボルＺＡを乗算器１２７に出力するとともに、ＱＰＳＫシンボルＺＡを遅延器１２２に出力する。すると、乗算器１２８は、信号ウエイトａ1（ｔ２）*をＱＰＳＫシンボルＺＡに乗算して乗算信号（ａ1（ｔ２）*ＺＡ）を加算器１２９に出力する。
【０１３６】
ここで、信号ウエイトａ1（ｔ２）*（信号ウエイトＡH）は、上記第１実施形態で述べたように、ＭＭＳＥ演算器４０Ａによって、ＱＰＳＫシンボルＺＡ｛プリアンブル信号ｒ0（ｉ）｝を基準としたＱＰＳＫシンボルＺＡ１｛遅延信号Ｒ（ｉ）｝の位相差及び振幅差を示すように求められる。このため、乗算信号（ａ1（ｔ２）*ＺＡ）は、ＱＰＳＫシンボルＺＡ１に等しくなる（ＺＡ１＝ａ1（ｔ２）*ＺＡ）。
【０１３７】
これにより、乗算器１２８は、乗算信号ＺＡ１を加算器１２９を通して加算器１３０に出力できる。また、加算器１３０には、加算器（Σ）３０の内積信号ＷHＸとして、ＱＰＳＫシンボルＺＢ、ＺＡ１が入力される。加算器１３０は、ＱＰＳＫシンボルＺＢ、ＺＡ１と乗算信号ＺＡ１との差を求めて差分信号（＝ＺＢ）を遅延器１２１に出力する。すなわち、等化回路１２０は、タイミングｔ２にて、ＱＰＳＫシンボルＺＢを出力できる。
【０１３８】
次に、タイミングｔ３にて、遅延器１２２は、図１５（ｂ）に示すように、ＱＰＳＫシンボルＺＡを乗算器１２７に出力するとともに、ＱＰＳＫシンボルＺＡを遅延器１２３に出力する。すると、乗算器１２７は、信号ウエイトａ2（ｔ３）*をＱＰＳＫシンボルＺＡに乗算して乗算信号（ａ2（ｔ３）*ＺＡ）を加算器１２９に出力する。
【０１３９】
ここで、信号ウエイトａ2（ｔ３）*ＺＡ（信号ウエイトＡH）は、上記第１実施形態で述べたように、ＭＭＳＥ演算器４０Ａによって、ＱＰＳＫシンボルＺＡ｛プリアンブル信号ｒ0（ｉ）｝を基準としたＱＰＳＫシンボルＺＡ２｛遅延信号Ｒ（ｉ）｝の位相差及び振幅差を示すように求められる。このため、乗算信号（ａ2（ｔ３）*ＺＡ）は、ＱＰＳＫシンボルＺＡ２に等しくなる（ＺＡ２＝ａ2（ｔ３）*ＺＡ）。従って、乗算器１２７は、ＱＰＳＫシンボルＺＡ２を加算器１２９に出力する。
【０１４０】
また、遅延器１２１は、図１５（ｂ）に示すように、ＱＰＳＫシンボルＺＢを乗算器１２８に出力するとともに、ＱＰＳＫシンボルＺＢを遅延器１２２に出力する。乗算器１２８は、信号ウエイトａ1（ｔ３）*をＱＰＳＫシンボルＺＢに乗算して乗算信号（ａ1（ｔ３）*ＺＢ）を加算器１２９に出力する。
【０１４１】
ここで、信号ウエイトａ1（ｔ３）*（信号ウエイトＡH）は、上記第１実施形態で述べたように、ＭＭＳＥ演算器４０Ａによって、ＱＰＳＫシンボルＺＢ｛プリアンブル信号ｒ0（ｉ）｝を基準としたＱＰＳＫシンボルＺＢ１｛遅延信号Ｒ（ｉ）｝の位相差及び振幅差を示すように求められる。
【０１４２】
従って、乗算信号（ａ1（ｔ３）*ＺＢ）は、ＱＰＳＫシンボルＺＢ１に等しくなる（ＺＢ１＝ａ1（ｔ３）*ＺＢ）。従って、乗算器１２７は、乗算信号ＺＢ１を加算器１２９に出力できる。
【０１４３】
ここで、加算器１２９は、乗算器１２７の乗算信号ＺＢ１と加算器１２９のＱＰＳＫシンボルＺＡ２とを加算して加算信号（ＺＢ１＋ＺＡ２）を加算器１３０に出力する。加算器１３０には、加算器（Σ）３０の内積信号ＷHＸとして、ＱＰＳＫシンボルＺＣ、ＺＢ１、ＺＡ２が入力されて、加算器１３０は、ＱＰＳＫシンボルＺＣ、ＺＢ１、ＺＡ２と加算信号（ＺＢ１＋ＺＡ２）との差分を求め、差分信号ＺＣを遅延器１２１に出力する。
【０１４４】
すなわち、等化回路１２０は、タイミングｔ３にて、ＱＰＳＫシンボルＺＣを出力できる。以下、等化回路１２０は、上述の作動と実質的に同様に作動して、タイミングｔ４にて、ＱＰＳＫシンボルＺＤを出力し、タイミングｔ５にて、ＱＰＳＫシンボルＺＥを出力する。
【０１４５】
以上により、等化回路１２０は、上述の如く、ＱＰＳＫシンボルＺＡ〜ＺＤだけを出力することができる。換言すれば、等化回路１２０は、加算器（Σ）３０の内積信号ＷHＸとして、所望パイロット信号ＱＰ１と遅延パイロット信号ＱＰ２〜ＱＰ５との総和を入力されて、遅延パイロット信号ＱＰ２〜ＱＰ５を抑圧して所望パイロット信号ＱＰ１だけを出力することになる。
【０１４６】
なお、上記第６実施形態では、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナをＱＰＳＫ通信方式に適用した例について説明したが、これに限らず、ＯＦＤＭ通信方式に適用してもよい。
【０１４７】
さらに、本発明の実施にあたり、ＯＦＤＭ通信方式、ＣＤＭＡ通信方式、ＱＰＳＫ変調を用いた通信方式等以外に、各種通信方式を採用してもよい。
【０１４８】
なお、第１〜第６実施形態では、ＭＭＳＥ演算器４０Ａ、４０ＢでＭＭＳＥ方式のＳＭＩアルゴリズムを採用した例について説明したが、ＭＭＳＥ方式であれば、その他のアルゴリズムを採用してもよい。
【０１４９】
（第７実施形態）
ところで、上記第１実施形態にて述べたＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナにおいては、所望信号と同一方向から干渉波が到来すると、その干渉波を抑圧できないという問題がある。すなわち、上記第１実施形態にて述べたＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナでは、加算器３０の内積信号ＷHＸは、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）のうちプリアンブル信号ｒ0（ｉ）とその遅延信号Ｒ（ｉ）とを除く成分が抑圧された信号になるものの、プリアンブル信号ｒ0（ｉ）と同一方向からＧＩ外遅延信号（干渉波）が到来すると、そのＧＩ遅延信号を抑制できないことになる。
【０１５０】
従来のＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナでは、到来波成分を、それに含まれる所望信号と干渉波とを区別することなく抑圧することは公知である。そこで、本第７実施形態において、従来のＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナに着目して成されたもので、所望波及びＧＩ内遅延信号の双方の抑圧を防止し、かつ、所望信号と同一方向から到来する干渉波を抑圧して通信性能を向上させるようにする例につき説明する。この場合の構成を図１６に示す。
【０１５１】
ＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナは、アンテナ素子１１〜１４、乗算器２１…２Ｍ、加算器（Σ）３０、ＰＩ演算器４１、加算器５１Ａ、乗算器５３Ａ及び、遅延回路８０Ａから構成されている。図１６において、図１中の符号と同一符号は、同一物、或いは、実質的同一物を示す。
【０１５２】
遅延回路８０Ａは、上記第１実施形態で述べたプリアンブル信号ｒ0（ｉ）を受けて、このプリアンブル信号ｒ0（ｉ）と遅延信号Ｒ（ｉ）とを出力する。以下、遅延回路８０Ａの出力信号を出力信号Ｒ（ｉ）’という。
【０１５３】
但し、プリアンブル信号に対する遅延信号Ｒ（ｉ）の遅延時間は、上述の如く、ＯＦＤＭシンボルのガードインターバルＧＩの期間ＴＧに比べて短く、遅延信号Ｒ（ｉ）の数（サンプルポイント数）を１６とする。
【０１５４】
乗算器５３Ａは、信号ウエイトＡHを出力信号Ｒ（ｉ）’に乗算して乗算信号｛ＡHＲ（ｉ）’｝を求める。加算器５１Ａは、乗算信号｛ＡHＲ（ｉ）’｝と加算器３０の内積信号ＷHＸ（ｉ）とを加算して加算参照信号（ＷHＸ（ｉ）＋ＡHＲ（ｉ）’）を求める。
【０１５５】
ＰＩ演算器４１には、加算参照信号（ＷHＸ（ｉ）＋ＡHＲ（ｉ）’）、出力信号Ｒ（ｉ）’、及び、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）が入力されて、ＰＩ演算器４１は、加算参照信号の電力｜ＷHＸ（ｉ）＋ＡHＲ（ｉ）’｜2を最小にするようにアンテナウエイトＷ及び信号ウエイトＡを更新する。このとき、信号ウエイトＡは、内積信号ＷHＸ（ｉ）に含まれる信号成分のうち、出力信号Ｒ（ｉ）’を打ち消すウエイトになり、アンテナウエイトＷは、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）に含まれる干渉波成分の電力を最小にするウエイトになる。
【０１５６】
換言すれば、ＰＩ演算器４１は、加算参照信号の電力（ＷHＸ（ｉ）＋ＡHＲ（ｉ）’）のうち、出力信号Ｒ（ｉ）’を除く成分の電力を最小にするようにアンテナウエイトＷ及び信号ウエイトＡを更新する。
【０１５７】
図１７において、所望信号とＧＩ外遅延信号とが同一方向から到来したときのシュミレーションの結果を示す。図１７において、第１〜第５波が到来したとき、ＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナ、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナの動作後の指向性を示す。右縦軸は、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナを基準とした受信電波の受信角度［ｄｅｇ］、左縦軸は、ＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナを基準とした受信電波の受信角度［ｄｅｇ］である。横軸は抑圧比（ｄＢ）である。
【０１５８】
図１７において、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナと、ＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナとでは、アンテナゲインが異なるため、ＧＩ内遅延信号がの方向のゲインが同じになるように表している。
【０１５９】
ここで、鎖線は、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナを用いたシュミレーションの結果を示す。実線は、ＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナを用いたシュミレーションの結果を示す。図１７から分かるように、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナでは、所望信号と同一方向のＧＩ外遅延信号が抑圧されていないが、ＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナでは、所望信号と同一方向のＧＩ外遅延信号が抑圧されている。
【０１６０】
（第８実施形態）
本第８実施形態では、図１８に示すように、上記第７実施形態の示す構成に、ローパスフィルタ４２０〜４２５が追加されている。図１８において、ローパスフィルタ４２０〜４２４は、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）に基づいて狭帯域のＯＦＤＭ信号を求める。
【０１６１】
ローパスフィルタ４２０〜４２４は、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）のうちその所定周波数帯域の成分（図１９参照）だけを取り出すことにより、狭帯域ＯＦＤＭ信号を出力する。つまり、狭帯域のＯＦＤＭ信号は、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）の周波数帯域を狭くした信号になる。
【０１６２】
ローパスフィルタ４２５は、プリアンブル信号ｒ0（ｉ）に基づいて狭帯域プリアンブル信号を求める。つまり、ローパスフィルタ４２５は、プリアンブル信号ｒ0（ｉ）うちその所定周波数帯域の成分だけを取り出すことにより、狭帯域プリアンブル信号を出力する。
【０１６３】
これに伴い、遅延回路８０Ａは、狭帯域プリアンブル信号に対して異なる遅延時間を有するＵ（図１９では、８）個の遅延信号を求め、この遅延信号と狭帯域プリアンブル信号との双方を出力信号Ｒ（ｉ）’として出力する。但し、プリアンブル信号に対する遅延信号の遅延時間は、上述の如く、ＯＦＤＭシンボルのガードインターバルＧＩの期間ＴＧに比べて短い。
【０１６４】
ここで、出力信号Ｒ（ｉ）’のうち遅延信号の採用数（サンプルポイント）は、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）の周波数帯域によって決まり、その周波数帯域を狭くすると、減らすことができる。
【０１６５】
そこで、本第８実施形態のＰＩ演算器４１は、アンテナウエイトＷ及び信号ウエイトＡの更新にあたり、ＯＦＤＭ信号に代えて狭帯域ＯＦＤＭ信号を採用し、プリアンブル信号に基づいた出力信号Ｒ（ｉ）’に代えて、狭帯域プリアンブル信号に基づいた出力信号Ｒ（ｉ）’を採用する。このため、Ｒ（ｉ）の採用数を減らすことは勿論のこと、アンテナウエイトＷ及び信号ウエイトＡの更新回数を減らすことが可能になり、ウエイト更新の計算量を減らし得る。
【０１６６】
（第９実施形態）
上記第３実施形態では、ＯＦＤＭ信号のプリンアンブル信号を時間軸上の信号として採用したＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナについて説明したが、本第９実施形態では、これに限らず、ＯＦＤＭ信号のプリンブル信号をＦＦＴ処理（周波数分別）した各弁別信号を採用したＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナにつき説明する。この場合の構成を、図２０に示す。
【０１６７】
ＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナは、アンテナ素子１１〜１４、乗算器２０１…２０４、加算器（Σ）３００、ＦＦＴ回路８０１〜８０４、ＦＦＴ回路８３４、ＰＩ演算器４２、加算器５１０Ａ、乗算器５３０Ａ、及び、遅延回路８０Ａから構成されている。図２０において、図５中の符号と同一符号は、同一物を示す。
【０１６８】
遅延回路８０Ａは、上記第８実施形態で述べた如く、プリアンブル信号ｒ0（ｉ）と遅延信号Ｒ（ｉ）とを併せて出力信号Ｒ（ｉ）’として出力する。ＦＦＴ回路８３４は、プリアンブル信号ｒ0（ｉ）と遅延信号Ｒ（ｉ）とのそれぞれの有効シンボルを並列的にサンプリング周期ｔSでサンプリングしてそのサンプリング信号でＦＦＴ処理して弁別信号ＲＦＴ（ｉ）を出力する。
【０１６９】
乗算器５３０Ａは、信号ウエイトＡHを弁別信号ＲＦＴ（ｉ）に乗算して乗算信号｛ＡHＲＦＴ（ｉ）｝を求める。加算器５１０Ａは、乗算信号｛ＡHＲＦＴ（ｉ）｝と加算器３００の内積信号ＷHＸ（ｉ）’とを加算して加算参照信号（ＷHＸ（ｉ）’＋ＡHＲＦＴ（ｉ））を求める。
【０１７０】
ＰＩ演算器４２には、弁別信号Ｘ（ｉ）’、加算参照信号（ＷHＸ（ｉ）’＋ＡHＲＦＴ（ｉ）’）、及び、弁別信号ＲＦＴ（ｉ）が入力されて、ＰＩ演算器４２は、加算参照信号の電力｜ＷHＸ（ｉ）’＋ＡHＲＦＴ（ｉ）’｜2を最小にするようにアンテナウエイトＷ及び信号ウエイトＡを更新する。このとき、信号ウエイトＡは、内積信号ＷHＸ（ｉ）’に含まれる信号成分のうち、弁別信号ＲＦＴ（ｉ）を打ち消すウエイトになり、アンテナウエイトＷは、弁別信号Ｘ（ｉ）’に含まれる干渉波成分の電力を最小にするウエイトになる。
【０１７１】
換言すれば、ＰＩ演算器４２は、加算参照信号（ＷHＸ（ｉ）’＋ＡHＲＦＴ（ｉ）’）のうち、弁別信号ＲＦＴ（ｉ）を除く成分の電力を最小にするようにアンテナウエイトＷ及び信号ウエイトＡを更新する。
（第１０実施形態）
本第１０実施形態における、ＳＭＩ方式のアダプティブアレーアンテナは、図２１に示すように、アンテナ素子１１、１２、発生器６０、ＦＦＴ回路８３、８０１、８０２、乗算器２０１、２０２、加算器（Σ）３００、位相回転器１０００、相関器１０１０、選択回路１０２０、演算器１０３０から構成されている。
【０１７２】
演算器１０３０は、相関行列推定器１０３１、逆行列演算器１０３２、相関ベクトル推定器１０３３、及び、行列乗算器１０３４を有する。なお、図２１において、図１、図２中の同一符号は、同一物を示す。
【０１７３】
先ず、アンテナ素子１１で受信された受信ＯＦＤＭ信号ｘ1（ｉ）のプリンアンブル信号は、ＦＦＴ回路８０１でＦＦＴ処理されて、周波数毎に弁別信号ｆｔ1（１）、ｆｔ1（２）、ｆｔ1（３）、ｆｔ1（４）が求められる。また、アンテナ素子１２で受信された受信ＯＦＤＭ信号ｘ2（ｉ）は、ＦＦＴ回路８０２でＦＦＴ処理されて、周波数毎に弁別信号ｆｔ2（１）、ｆｔ2（２）、ｆｔ2（３）、ｆｔ2（４）が求められる。なお、弁別信号の括弧内の数字１…４は、ＦＦＴのポイント数を示す。
【０１７４】
ここで、受信ＯＦＤＭ信号ｘ1（ｉ）、ｘ2（ｉ）、弁別信号ｆｔ1（１）〜ｆｔ1（３）、及び弁別信号ｆｔ2（１）〜ｆｔ2（３）を次のようにベクトル表記される。
【０１７５】
【数２８】
Ｘ（ｉ）＝［ｘ1（ｉ） ｘ2（ｉ）］T
【０１７６】
【数２９】
ＦＴ1（ｉ）＝［ｆｔ1（１） ｆｔ1（２） ｆｔ1（３）］T
【０１７７】
【数３０】
ＦＴ2（ｉ）＝［ｆｔ2（１） ｆｔ2（２） ｆｔ2（３）］T
乗算器２０１は、アンテナウエイトｗ1 *とＦＴ1（ｉ）との行列積（ｗ1 *ＦＴ1（ｉ））を求め、乗算器２０２は、アンテナウエイトｗ2 *とＦＴ2（ｉ）との行列積（ｗ2 *ＦＴ2（ｉ））を求める。
【０１７８】
次に、加算器（Σ）３００は、乗算器２０１、２０２による行列積（ｗ1 *ＦＴ1（ｉ））、（ｗ2 *ＦＴ2（ｉ））を、周波数毎に加算する。すなわち、行列積（ｗ1 *ＦＴ1（ｉ））、（ｗ2 *ＦＴ2（ｉ））、アンテナウエイトｗ1 *、ｗ2 *を、数式３１、３２のようにベクトル表記すると、加算器（Σ）３００によって、アンテナウエイトＷと弁別信号Ｘ（ｉ）’との内積を示す内積信号ＷHＸ（ｉ）’が求められる。また、内積信号ＷHＸ（ｉ）’は、数式３３に示すようにベクトル表記される。
【０１７９】
【数３１】
Ｘ（ｉ）’＝［ＦＴ1（ｉ） ＦＴ2（ｉ）］T
【０１８０】
【数３２】
Ｗ＝［ｗ1 ｗ2 ］T
【０１８１】
【数３３】
ＷHＸ（ｉ）’＝［ｗ1 *ｆｔ1（１）＋ｗ2 *ｆｔ2（１） ｗ1 *ｆｔ1（２）＋ｗ2 *ｆｔ2（２） ｗ1 *ｆｔ1（３）＋ｗ2 *ｆｔ2（３）］T
次に、発生器６０は、所望既知信号として、ＯＦＤＭ信号のプリアンブル信号ｒ0（ｉ）を発生し、このプリアンブル信号ｒ0（ｉ）は、周波数軸上に複数のパイロットシンボル（既知信号）が配列された信号である。また、ＦＦＴ回路８３は、ＯＦＤＭ信号のプリアンブル信号ｒ0（ｉ）をＦＦＴ処理して周波数毎に所望弁別信号ｒｆ1（１）、ｒｆ1（２）、ｒｆ1（３）を求める。
【０１８２】
次に、位相回転器１０００は、所望弁別信号ｒｆ1（１）を４種の位相量（０°θ°、２θ° ３θ°）だけ回転処理して、この回転処理された所望弁別信号ｒｆ1（１ θ）、ｒｆ1（１ ２θ）、ｒｆ1（１ ３θ）と、所望弁別信号ｒｆ1（１）とを出力する。
【０１８３】
さらに、位相回転器１０００は、所望弁別信号ｒｆ1（２）を４種の位相量（０°、θ°、２θ°、３θ°）だけ回転処理して、この回転処理された所望弁別信号ｒｆ1（２ θ）、ｒｆ1（２ ２θ）、ｒｆ1（２ ３θ）と、所望弁別信号ｒｆ1（２）とを出力する。
【０１８４】
また、位相回転器１０００は、所望弁別信号ｒｆ1（３）を４種の位相量（０°θ°、２θ° ３θ°）だけ回転処理して、この回転処理された所望弁別信号ｒｆ1（３ θ）、ｒｆ1（３ ２θ）、ｒｆ1（３ ３θ）と、所望弁別信号ｒｆ1（３）とを出力する。
【０１８５】
ここで、所望弁別信号ｒｆ1（１）〜ｒｆ1（１ ３θ）、ｒｆ1（２）〜ｒｆ1（２ ３θ）、ｒｆ1（３）〜ｒｆ1（３ ３θ）は、数式３４に示すように、求められる。
【０１８６】
【数３４】
【０１８７】
但し、Ｃｔｆは、数式３５に示す位相量、ｔは位相量を示す番号、ｆは周波数を示す番号である。また、数式３５にて、Ｃ11＝Ｃ12＝Ｃ13、Ｃ21＝Ｃ22＝Ｃ23、Ｃ31＝Ｃ32＝Ｃ33である。
【０１８８】
【数３５】
Ｃｔｆ＝ｅｘｐ｛−２πｊ・（ｊ−１）・（ｔ−１）／３｝
ここで、位相回転器１０００の出力信号は、図５に示すＦＦＴ回路８４の出力信号とＦＦＴ回路８３の出力信号とを併せたものと等価である。すなわち、ＦＦＴ回路８４は、位相回転器１０００とともに、プリアンブル信号ｒ0（ｉ）に対してガードインターバル期間ＴGより短い遅延時間を生成し、この生成された遅延時間をＦＦＴ処理することと同等の役割を果たす。
【０１８９】
次に、相関器１０１０は、所望処理信号ＢＳと弁別信号Ｘ（ｉ）’との相関値Ｋを求める。なお、相関値Ｋは、所望処理信号ＢＳと弁別信号Ｘ（ｉ）’との行列積（ＢＳ×Ｘ（ｉ）’）により求められる。
【０１９０】
選択回路１０２０は、相関値Ｋに基づいて、所望処理信号ＢＳのうち、弁別信号Ｘ（ｉ）’との相関が最も大きい所望処理信号ＢＳmaxを周波数毎に求める。
【０１９１】
例えば、相関値Ｋを数式３６のようにベクトル表記する。数式３６中、相関値ｋｔｆにおいてｔは位相量を示す番号、ｆは周波数を示す番号である。
【０１９２】
【数３６】
【０１９３】
先ず、選択回路１０２０は、相関値ｋｔｆの各々の絶対値を求め、各々の絶対値の二乗値（│ｋｔｆ│2）を求めるとともに、絶対値の二乗値（│ｋｔｆ│2）を、各々、位相量毎に、加算して、数式３７に示す行列ＫＧを求める。
【０１９４】
【数３７】
【０１９５】
次に、選択回路１０２０は、行列ＫＧのうち最大値を求めるとともに、行列ＢＳのうち、最大値の位相量に対応する所望弁別信号（以下、所望弁別信号MXという）を周波数毎に求める。
【０１９６】
ここで、所望弁別信号ｒｆ1（１）…ｒｆ1（２）…ｒｆ1（３ ３θ）を示す行列ＢＳを数式３８の如くベクトル表記する。
【０１９７】
【数３８】
【０１９８】
例えば、行列ＫＧの最大値として、［│ｋ21│2＋│ｋ22│2］が選択されたとき、数式３８のうち周波数毎の所望弁別信号ＭＸ（ｉ）として、［ｒｆ1（１ ２θ） ｒｆ1（２ ２θ）、ｒｆ1（３ ２θ）］が選択される。さらに、数式３８のうち周波数毎の所望弁別信号ＭＸ（ｉ）以外の所望弁別信号を、数式３９に示す如く、所望処理信号ＢＡとする。但し、数式３９の所望処理信号ＢＡは、所望弁別信号ＭＸ（ｉ）として、［ｒｆ1（１ ２θ） ｒｆ1（２ ２θ）、ｒｆ1（３ ２θ）］が選択された一例を示す。
【０１９９】
【数３９】
【０２００】
なお、以下、説明を簡易に行うため、所望処理信号ＢＡ（ｉ）を、数式４０に示すようにベクトル表記し、所望弁別信号ＭＸ（ｉ）を数式４１に示すようにベクトル表記する。数式４０中、相関値ｂａｔｆにおいてｔは位相量を示す番号、ｆは周波数を示す番号である。数式４１中、ｍｘｔにおいて、ｔは位相量を示す番号である。
【０２０１】
【数４０】
【０２０２】
【数４１】
【０２０３】
なお、以下、弁別信号Ｘ（ｉ）’を、数式４２に示す如くベクトル表記する。但し、数式４２におけるｆｔMfのＭは自然数でアンテナ素子の番号を示し、ｆは周波数を示す。
【０２０４】
【数４２】
【０２０５】
次に、相関行列推定器１０３１は、弁別信号Ｘ（ｉ）’と所望処理信号ＢＡとを併せて、数式４３に示す行列ＸＭを生成するとともに、数式４４、数式４５、数式４６により、行列ＸＭにおいて、個々の時刻での瞬時入力行列ＲXMXM1、ＲXMXM2、ＲXMXM3を求める。数式４７に基づいて瞬時入力行列ＲXMXM1、ＲXMXM2、ＲXMXM3を平均化して、相関行列の推定値ＲXMXMを求める。
【０２０６】
【数４３】
【０２０７】
【数４４】
ＲXMXM1＝ＸＭ（１）・ＸＭ（１）H
【０２０８】
【数４５】
ＲXMXM2＝ＸＭ（２）・ＸＭ（２）H
【０２０９】
【数４６】
ＲXMXM3＝ＸＭ（３）・ＸＭ（３）H
【０２１０】
【数４７】
ＲXMXM＝（ＲXMXM1＋ＲXMXM2＋ＲXMXM3）／３
次に、逆行列演算器１０３２は、相関行列の推定値ＲXMXMの逆行列ＲXMXM -1を求める。また、相関ベクトル推定器１０３３は、弁別信号Ｘ（ｉ）’、所望弁別信号ＭＸ、及び、所望弁別信号ＢＡを用いて、数式４８、数式４９、数式５０に示すように、個々の時刻における瞬時相関ベクトルｒxmb1、ｒxmb2、ｒxmb3を求める。
【０２１１】
次に、相関ベクトル推定器１０３３は、数式５１に基づいて、瞬時相関ベクトルｒxmb1、ｒxmb2、ｒxmb3を周波数上で平均化して相関ベクトル推定値ｒxmbを求める。
【０２１２】
【数４８】
ｒxmb1＝ＸＭ（１）・ＭＸ（１）H
【０２１３】
【数４９】
ｒxmb2＝ＸＭ（２）・ＭＸ（２）H
【０２１４】
【数５０】
ｒxmb3＝ＸＭ（３）・ＭＸ（３）H
【０２１５】
【数５１】
ｒxmb＝（ｒxmb1＋ｒxmb2＋ｒxmb3）／３
最後に、行列乗算器１０３４は、数式５２に示すように、相関行列の推定値ＲXMXMと相関ベクトル推定値ｒxmbとによって行列乗算して乗算結果Ｚを求めるとともに、乗算結果Ｚのうち「ｗ1 * ｗ2 *」を乗算器２０１、２０２にそれぞれ出力する。なお、数式５１中、−ａ1 −ａ2 −ａ3 −ａ4は、上記第３実施形態に述べた信号ウエイトである。
【０２１６】
【数式５２】
Ｚ＝［ｗ1 * ｗ2 * −ａ1 −ａ2 −ａ3 −ａ4］T
これにより、乗算器２０１、２０２は、行列積（ｗ1 *ＦＴ1（ｉ））、行列積（ｗ2 *ＦＴ2（ｉ））をそれぞれ求め、加算器（Σ）３００によって、行列積（ｗ1 *ＦＴ1（ｉ））、（ｗ2 *ＦＴ2（ｉ））が、周波数毎に加算されて、内積信号ＷHＸ（ｉ）’が求められる。
【０２１７】
ここで、内積信号ＷHＸ（ｉ）’のうち、所望処理信号ＢＡと所望弁別信号ＭＸとを除く成分を抑圧するようにアンテナウエイトｗ1 、ｗ2が更新される。これにより、抑圧の必要の無い所望処理信号ＢＡと所望弁別信号ＭＸとの抑圧を防止して、上記第１、第２実施形態と実質的に同様に、本来、抑圧の必要の有る信号成分を抑圧できるので、ヌル点の形成を有効的に行うことができる。従って、ＳＭＩ方式のアダプティブアレーアンテナの自由度の無駄な消費を抑え得る。
【０２１８】
例えば、図２２中αに示すように、アンテナ素子１１、１２によって、指向性を形成することができる。
【０２１９】
すなわち、内積信号ＷHＸ（ｉ）’のうち所望弁別信号ＭＸは、抑圧されることなく、所望処理信号ＢＡ、ＭＸ以外のＧＩ外遅延信号は抑圧される。しかしながら、ＧＩ外遅延信号と所望処理信号ＢＡとが同一方向から受信されると、ＧＩ外遅延信号と所望処理信号ＢＡとは、共に抑圧される。このように、内積信号ＷHＸ（ｉ）’のうち、所望弁別信号ＭＸは、抑圧されることはなく残されるものの、所望処理信号ＢＡは、受信方向によっては抑圧されることがある。
【０２２０】
さらに、アンテナウエイトｗ1 、ｗ2の更新によって、内積信号ＷHＸ（ｉ）’のうち、少なくとも所望弁別信号ＭＸの成分が残されて得られる。ここで、所望弁別信号ＭＸは、上述の如く、所望処理信号ＢＳのうち、弁別信号Ｘ（ｉ）’との相関が最も大きい信号であるため、所望弁別信号ＭＸの成分が残されることにより、弁別信号Ｘ（ｉ）’のうち受信レベルの大きな信号が、所望弁別信号ＭＸの成分として得ることができる。従って、所望弁別信号ＭＸの成分の復調を良好に行うことができる。
【０２２１】
なお、上記第１０実施形態においては、ＦＦＴ回路８０１、８０２を採用してＳＭＩ方式のアダプティブアレアンテナを構成して、ＦＦＴ回路８０１、８０２は、それぞれ、受信ＯＦＤＭ信号ｘ1（ｉ）をＦＦＴ処理し、このＦＦＴ処理された周波数軸上の信号に基づきアンテナウエイトｗ1、ｗ2を求める例につき説明したが、これに限らず、以下のようにしてもよい。
【０２２２】
すなわち、ＦＦＴ回路８０１、８０２を採用することなく、ＳＭＩ方式のアダプティブアレアンテナを構成して、受信ＯＦＤＭ信号ｘ1（ｉ）をＦＦＴ処理した周波数軸上の信号に代えて、時間軸上の受信ＯＦＤＭ信号ｘ1（ｉ）を採用して、時間軸上の受信ＯＦＤＭ信号ｘ1（ｉ）アンテナウエイトｗ1、ｗ2を求めるようにしてもよい。
（第１１実施形態）
本第１１実施形態では、図２２に示すように、上記第１０実施形態の示す構成に、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０４０、１０４１が追加されている。
【０２２３】
図２２において、ローパスフィルタ１０４０は、ＦＦＴ回路８０１からの弁別信号ｆｔ1（１）〜ｆｔ1（３）に基づき狭帯域の弁別信号ＬＦ1｛＝ｆｔ1（１）、ｆｔ1（２）｝を求める。これとともに、ローパスフィルタ１０４０は、ＦＦＴ回路８０２からの弁別信号ｆｔ2（１）〜ｆｔ2（３）に基づき狭帯域の弁別信号ＬＦ2｛＝ｆｔ2（１）、ｆｔ2（２）｝を求める。
【０２２４】
これにより、ローパスフィルタ１０４０は、数式５３に示す狭帯域の弁別信号ＬＦを出力することになる。すなわち、ローパスフィルタ１０４０は、弁別信号ｆｔ1（１）〜ｆｔ1（３）、ｆｔ2（１）〜ｆｔ2（３）のうち、所定周波数帯域の成分だけを取り出すことにより、狭帯域の弁別信号ＬＦ1、ＬＦ2を出力する。
【０２２５】
【数５３】
【０２２６】
また、ローパスフィルタ１０４１は、ＦＦＴ回路８３及び位相回転器１０００の間に接続されて、ＦＦＴ回路８３からの所望弁別信号ｒｆ1（１）、ｒｆ1（２）、ｒｆ1（３）に基づき狭帯域の弁別信号ｒＬＦ｛＝ｒｆ1（１）、ｒｆ1（２）｝を求める。すなわち、ローパスフィルタ１０４１は、所望弁別信号ｒｆ1（１）、ｒｆ1（２）、ｒｆ1（３）のうち、所定周波数帯域の成分だけを取り出すことにより、狭帯域の弁別信号ｒｆ1（１）、ｒｆ1（２）を出力する。
【０２２７】
次に、位相回転器１０００は、所望弁別信号ｒｆ1（１）を４種の位相量（０°、θ°、２θ°、３θ°）だけ回転処理して、この回転処理された所望弁別信号ｒｆ1（１ θ）、ｒｆ1（１ ２θ）、ｒｆ1（１ ３θ）と、所望弁別信号ｒｆ1（１）とを出力する。
【０２２８】
さらに、位相回転器１０００は、所望弁別信号ｒｆ1（２）を４種の位相量（０°、θ°、２θ°、３θ°）だけ回転処理して、この回転処理された所望弁別信号ｒｆ1（２ θ）、ｒｆ1（２ ２θ）、ｒｆ1（２ ３θ）と、所望弁別信号ｒｆ1（２）とを出力する。
【０２２９】
なお、以下、所望弁別信号ｒｆ1（１）〜ｒｆ1（１ ３θ）、ｒｆ1（２）〜ｒｆ1（２ ３θ）を、数式５４に示すように、所望処理信号ＬＢＳとする。
【０２３０】
【数５４】
【０２３１】
次に、本第１１実施形態の相関器１０１０は、上記第１０実施形態で述べた所望処理信号ＢＳに代わる所望処理信号ＬＢＳと、弁別信号Ｘ（ｉ）’に代わる狭帯域の弁別信号ｒＬＦとの相関値Ｋ’を求める。また、選択回路１０２０は、上記第１０実施形態と実質的同様に、相関値Ｋ’に基づいて、所望処理信号ＬＢＳのうち、狭帯域の弁別信号ｒＬＦとの相関が最も大きい周波数毎の所望弁別信号ＭＸ’を求める。さらに、所望処理信号ＬＢＳのうち、所望処理信号ＭＸ’以外の所望処理信号ＢＡ’を求める。
【０２３２】
次に、演算器１０３０では、弁別信号Ｘ（ｉ）’に代えて狭帯域の弁別信号ｒＬＦが入力されて、所望処理信号ＭＸに代えて所望処理信号ＭＸ’が入力されるとともに、所望処理信号ＢＡに代えて所望処理信号ＢＡ’が入力される。
【０２３３】
そこで、相関行列推定器１０３１は、相関ベクトル推定器１０３３及び逆行列演算器１０３２とともに、上記第１０実施形態と実質的同様に、狭帯域の弁別信号ｒＬＦと所望処理信号ＭＸ’とに基づいて相関行列の推定値ＲXMXMを求めるとともに、相関行列の推定値ＲXMXMの逆行列ＲXMXM -1を求める。
【０２３４】
また、相関ベクトル推定器１０３３は、上記第１０実施形態と実質的同様に、狭帯域の弁別信号ｒＬＦ、所望弁別信号ＭＸ’、及び、所望弁別信号ＢＡ’を用いて、相関ベクトル推定値ｒxmbを求める。さらに、行列乗算器１０３４によって、相関行列の推定値ＲXMXMと相関ベクトル推定値ｒxmbとが行列乗算されてアンテナウエイトｗ1 ｗ2が求められて乗算器２０１、２０２にそれぞれ出力される。
【０２３５】
以上により、内積信号ＷHＸ（ｉ）’のうち、所望処理信号ＢＡと所望弁別信号ＭＸとを除く成分が抑圧されるため、上記第１０実施形態と実質的に同様の効果が得られる。さらに、内積信号ＷHＸ（ｉ）’のうち、少なくとも所望弁別信号ＭＸ’の成分が残されて得られるため、上記第１０実施形態と実質的同様に、所望弁別信号ＭＸの成分の復調を良好に行うことができる。
【０２３６】
また、相関器１０１０の相関値の演算にあたり、所望処理信号ＢＳに代えて所望処理信号ＬＢＳが採用されるとともに、弁別信号Ｘ（ｉ）’に代えて狭帯域の弁別信号ｒＬＦが採用される。ここで、所望処理信号ＬＢＳは、上述の如く、所望処理信号ＢＳに比べて周波数領域が狭く、狭帯域の弁別信号ｒＬＦは、上述の如く、弁別信号Ｘ（ｉ）’に比べて周波数領域が狭い。このため、相関器１０１０の相関値の演算量を、上記第１０実施形態に比べて、減らすことができる。
【０２３７】
さらに、選択回路１０２０が所望処理信号ＭＸ’ＢＡ’を求めるにあたり、相関器１０１０の相関値Ｋ’と、所望処理信号ＬＢＳと、狭帯域の弁別信号ｒＬＦとを採用するので、選択回路１０２０の演算量を、上記第１０実施形態に比べて、減らすことができる。
【０２３８】
また、演算器１０３０がアンテナウエイトｗ1 ｗ2を求めるにあたり、弁別信号Ｘ（ｉ）’に代えて狭帯域の弁別信号ｒＬＦが採用されるとともに、所望処理信号ＭＸに代えて所望処理信号ＭＸ’が採用される。このため、演算器１０３０の演算量を、上記第１０実施形態に比べて、減らすことができる。
（第１２実施形態）
本第１２実施形態では、上記第１１実施形態で述べたローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０４０、１０４１を採用して、ＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナを構成する例につき説明する。この場合の構成を、図２３に示す。
【０２３９】
本第１２実施形態における、ＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナは、アンテナ素子１１、１２、発生器６０、ＦＦＴ回路８３、８０１、８０２、乗算器２０１、２０２、加算器（Σ）３００、位相回転器１０００、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０４０、１０４１、演算器１０３０Ａから構成されている。演算器１０３０Ａは、相関行列推定器１０３１Ａ、逆行列演算器１０３２Ａ、行列乗算器１０３４Ａを有する。なお、図２３において、図１、図２、図２２中の同一符号は、同一物を示す。
【０２４０】
先ず、ローパスフィルタ１０４０は、上記第１１実施形態と同様に、ＦＦＴ回路８０１からの弁別信号ｆｔ1（１）〜ｆｔ1（３）に基づき狭帯域の弁別信号ＬＦ1｛＝ｆｔ1（１）、ｆｔ1（２）｝を求めるとともに、ＦＦＴ回路８０２からの弁別信号ｆｔ2（１）〜ｆｔ2（３）に基づき狭帯域の弁別信号ＬＦ2｛＝ｆｔ2（１）、ｆｔ2（２）｝を求める。
【０２４１】
次に、位相回転器１０００は、上記第１１実施形態と同様に、ローパスフィルタ１０４１からの狭帯域の弁別信号ｒＬＦ｛＝ｒｆ1（１）、ｒｆ1（２）｝に基づいて、数式５３に示す所望処理信号ＬＢＳを求める。
【０２４２】
次に、演算器１０３０Ａおいて相関行列推定器１０３１Ａは、狭帯域の弁別信号ＬＦ1、ＬＦ2と所望処理信号ＬＢＳとを併せて、数式５５に示す行列ＦＢを生成するとともに、上記第１０実施形態と実質的同様に、行列ＦＢにおける、相関行列の推定値ＲFBFBを求める。
【０２４３】
【数５５】
【０２４４】
次に、逆行列演算器１０３２Ａは、相関行列の推定値ＲFBFBの逆行列ＲFBFB -1を求める。さらに、行列乗算器１０３４Ａは、数式５６に示す式を用いて、乗算結果Ｚ’を求めるとともに、乗算結果Ｚ’のうち、アンテナウエイトｗ1 ｗ2を乗算器２０１、２０２にそれぞれ出力する。なお、数式５５中、−ａ1 −ａ2 −ａ3 −ａ4は、上記第９実施形態に述べた信号ウエイトＡHである。
【０２４５】
ここで、アンテナウエイトｗ1 ｗ2は、加算回路３００の内積信号ＷHＸ（ｉ）’のうち、所望処理信号ＬＢＳを除く成分の電力を最小にするように更新される。
【０２４６】
【数５６】
さらに、演算器１０３０Ａは、アンテナウエイトｗ1 ｗ2を求めるにあたり、狭帯域の弁別信号ｒＬＦが採用されるとともに、所望処理信号ＬＢＳが採用される。ここで、狭帯域の弁別信号ｒＬＦの周波数帯域は、上記第１０実施形態で述べた弁別信号Ｘ（ｉ）’の周波数帯域に比べて狭く、所望処理信号ＬＢＳの周波数帯域は、上記第１０実施形態で述べた所望処理信号ＢＳの周波数帯域に比べて、狭い。従って、演算器１０３０Ａは、弁別信号Ｘ（ｉ）’と所望処理信号ＢＳとを用いたときに比べて、演算量を減らすことができる。
【０２４７】
なお、本発明の実施にあたり、アンテナ素子の数としては、２個以上であれば、幾らでもよい。
【０２４８】
さらに、上記各実施形態では、各種信号を周波数弁別するにあたり、ＦＦＴ処理を採用した例について説明したが、これに限らず、ＤＦＴ処理等の各種の周波数弁別処理を採用してもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態のＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナの構成を示す図である。
【図２】上記第１実施形態のＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナのシュミレーションの結果を示す図である。
【図３】本発明の第２実施形態のＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナの構成を示す図である。
【図４】図３に示す遅延回路の詳細構成を示す図である。
【図５】本発明の第３実施形態のＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナの構成を示す図である。
【図６】図５に示すＦＦＴ回路の詳細構成を示す図である。
【図７】図５に示す遅延回路の作動を示す図である。
【図８】図６に示すＦＦＴ回路の作動を示す図である。
【図９】本発明の第４実施形態のＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナの構成を示す図である。
【図１０】図９に示すマッチドフィルタ及び遅延回路の作動を示す図である。
【図１１】本発明の第５実施形態のＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナの構成を示す図である。
【図１２】図１１に示す所望信号選択回路の詳細構成を示す図である。
【図１３】本発明の第６実施形態のＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナの構成を示す図である。
【図１４】図１３に示す等価回路の詳細構成を示す図である。
【図１５】図１４に示す等価回路の作動を示す図である。
【図１６】本発明の第７実施形態のＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナの構成を示す図である。
【図１７】上記第７実施形態のＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナのシュミレーションの結果を示す図である。
【図１８】本発明の第８実施形態のＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナの構成を示す図である。
【図１９】図１８のＬＰＦの作動を示す図である。
【図２０】本発明の第９実施形態のＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナの構成を示す図である。
【図２１】本発明の第１０実施形態のＳＭＩ方式のアダプティブアレーアンテナの構成を示す図である。
【図２２】上記第１０実施形態の作動を説明するための図である。
【図２３】本発明の第１１実施形態のＳＭＩ方式のアダプティブアレーアンテナの構成を示す図である。
【図２４】本発明の第１１実施形態のＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナの構成を示す図である。
【図２５】ＯＦＤＭ信号のフォーマットを示す図である。
【図２６】ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナの受信信号を説明するための図である。
【図２７】従来のＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナの構成を示す図である。
【符号の説明】
４０Ａ…ＭＭＳＥ演算器、３０、５１、５２…加算器、
６０、７０…発生器。
【発明の属する技術分野】
本発明は、アダプティブアレーアンテナに関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、直交マルチキャリア方式の受信信号を受信するＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナが各種提案されている。先ず、直交マルチキャリア方式の信号（以下、直交マルチキャリア方式の信号をＯＦＤＭ信号という）の概略について図２５、図２６を参照して説明する。
【０００３】
図２５に示すように、ＯＦＤＭ信号は、データ信号とこのデータ信号に先立つプリアンブル信号とから構成されている。プリアンブル信号は、周波数軸上に複数のパイロットシンボル（既知信号）を配列した信号である。データ信号は、時間多重された複数のＯＦＤＭシンボルからなり、ＯＦＤＭシンボルは、有効シンボルとこの有効シンボルに先だつガードインターバルＧＩとからなる。
【０００４】
ガードインターバルＧＩは、有効シンボルうち、後側の所定期間部分を複写したものである。従って、図２６に示すように、所望のＯＦＤＭ信号とその遅延信号との和を受信信号として受信されたとき、所望のＯＦＤＭ信号に対する遅延信号の遅延時間がガードインターバルＧＩの期間ＴＧより短ければ、受信信号をＦＦＴ処理（周波数弁別処理）によって、データ（例えばＱＰＳＫシンボル）が復元可能である。
【０００５】
次に、ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）方式のアダプティブアレーアンテナについて図２３を参照して説明する。図２７は、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナの概略構成を示す。ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナは、アンテナ素子１１…１Ｍ、乗算器２１…２Ｍ、加算器（Σ）３０、ＭＭＳＥ演算器４０、加算器５０、及び、発生器６０から構成されている。なお、Ｍは、自然数である。
【０００６】
アンテナ素子１１…１Ｍは、それぞれ、電波を媒体としてＯＦＤＭ信号を受信して、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）を出力する。ここで、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）は、数式１で表すことができる。Ｔは転置を示す。ｉは時刻を示す。
【０００７】
【数１】
Ｘ（ｉ）＝［ｘ1（ｉ） ｘ2（ｉ） … ｘM（ｉ）］T
このため、アンテナ素子１１…１Ｍは、それぞれ、受信ＯＦＤＭ信号ｘ1（ｉ）、ｘ2（ｉ）、…ｘM（ｉ）を出力する。また、ＭＭＳＥ演算器５０は、乗算器２１、２２…２ＭのそれぞれにアンテナウエイトＷHに乗算する。
【０００８】
ここで、アンテナウエイトＷHを数式２で表すことができる。Ｈは複素共役転置である。
【０００９】
【数２】
Ｗ＝［ｗ1 ｗ2 … ｗM］T
具体的には、乗算器２０は、アンテナウエイトｗ1 *に受信ＯＦＤＭ信号ｘ1（ｉ）を乗算して乗算信号（ｗ1 *ｘ1（ｉ））を出力し、乗算器２１は、アンテナウエイトｗ2 *に受信ＯＦＤＭ信号ｘ2（ｉ）を乗算して乗算信号（ｗ2 *ｘ2（ｉ））を出力する。乗算器２Ｍは、アンテナウエイトｗM *に受信ＯＦＤＭ信号ＸM（ｉ）を乗算して乗算信号（ｗM *ｘM（ｉ））を出力する。
【００１０】
加算器（Σ）３０は、乗算信号（ｗ1 *ｘ1（ｉ））、乗算信号（ｗ2 *ｘ2（ｉ））…乗算信号（ｗM *ｘM（ｉ））を加算することにより、アンテナウエイトＷと受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）との内積を示す内積信号ＷHＸ（ｉ）を求める。発生器６０は、参照信号ｒ0（ｉ）を予め記憶しこの参照信号ｒ0（ｉ）を加算器５０に出力し、加算器５０は、参照信号ｒ0（ｉ）と内積信号ＷHＸ（ｉ）との誤差ｅ（ｉ）を求める｛ｅ（ｉ）＝ｒ0（ｉ）−ＷHＸ（ｉ）｝。ＭＭＳＥ演算器４０は、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）及び誤差ｅ（ｉ）を入力として、この誤差ｅ（ｉ）を小さくするようにアンテナウエイトＷを更新してそのアンテナウエイトＷを乗算器２１、２２…２Ｍに出力する。
【００１１】
ここで、参照信号ｒ0（ｉ）として所望既知信号（例えば、時間軸上のプリアンブル信号）を採用することにより、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）のうち、所望既知信号を除く遅延信号等を抑圧することができる。因みに、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナにおいて、抑圧可能な既知信号（ヌル点）の数は、アンテナ素子の数により規定されて、（アンテナ素子数）−「１」である。以下、抑圧可能な既知信号（ヌル点）の数を自由度という。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナでは、上述の如く、所望既知信号とその遅延信号との和を受信信号として受信したとき、所望既知信号に対する遅延信号の遅延時間が、ガードインターバルＧＩの期間ＴＧより短ければ、受信信号からデータ（図２６中のデータ１〜データ４）を復元可能であるにも関わらず、当該遅延信号（以下、ＧＩ内遅延信号という）を抑圧することになる。
【００１３】
このように、抑圧する必要が無く、且つ、復元して合成することが可能なＧＩ内遅延信号をも抑圧することにより、複数の信号を合成して受信性能を向上させることができなくなる。
【００１４】
また、ＧＩ内遅延信号を抑圧するために、アダプティブアレーアンテナにおけるヌル点を形成することになるため、ＧＩ内遅延信号より遅延した遅延信号のように、本来ヌル点を形成するべき信号にヌル点を形成できなくなるという問題がある。すなわち、アダプティブアレーアンテナの自由度を無駄に消費することになる。
【００１５】
本発明は、上記に鑑み、自由度の無駄な消費を抑えるようにしたアダプティブアレーアンテナを提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記目的を達成するために、請求項１に記載の発明では、ＯＦＤＭ信号をそれぞれ受信する複数のアンテナ素子（１１…１Ｍ）と、前記複数のアンテナ素子で受信された受信ＯＦＤＭ信号にそれぞれのアンテナウエイトを乗算するアンテナ乗算手段（２１…２Ｍ）と、前記アンテナウエイトが乗算されたそれぞれの受信ＯＦＤＭ信号を加算して加算信号を出力する加算手段（３０）と、
第１の既知信号及び第２の既知信号から参照信号を求める参照信号算出手段（５１〜５３、５１Ａ、５３Ａ）と、前記複数のアンテナ素子で受信された受信ＯＦＤＭ信号と前記加算信号と前記参照信号とに応じて前記アンテナウエイトを更新する更新手段（４０Ａ、４１）とを備え、前記ＯＦＤＭ信号は、時間軸上に配置される有効シンボルとこの有効シンボルに先だつように配置されるガードインターバルとを有するデータ信号を備え、前記ガードインターバルは、前記有効シンボルのうち時間軸上で後側の所定期間部分を複写したものであり、前記第２の既知信号は、前記第１の既知信号に対して、前記ガードインターバルの時間以内の所定時間遅延した信号であることを特徴とする。
【００１７】
ここで、参照信号は、第１及び第２の既知信号から算出されるもので、更新手段は、当該参照信号と上記受信信号と第２の既知信号と加算信号とに応じてアンテナウエイトを更新する。このため、更新手段は、アンテナウエイトの更新によって、複数のアンテナ素子で受信された受信信号のうち、第１及び第２の既知信号を除く成分を抑圧し得る。従って、第２の既知信号の抑圧が防止されるため、第２の既知信号の抑圧が無用である場合、本来、抑圧の必要の有る信号成分を抑圧できるので、ヌル点の形成を有効的に行うことができる。このため、アダプティブアレーアンテナの自由度の無駄な消費を抑える。
【００１８】
また、受信信号のうち第１及び第２の既知信号を除く成分を抑圧するため、受信信号のうち、第１及び第２の既知信号の合成信号を得ることができる。ここで、請求項１に記載の発明のように、第２の既知信号が、第１の既知信号に対して、前記ガードインターバルの時間以内の所定時間遅延した信号であるとき、第１の既知信号だけを復調する場合に比べて、第１及び第２の既知信号の合成信号を用いて復調する場合には、良好な復調信号を得られる。
【００１９】
さらに、請求項２に記載の発明のように、第１の既知信号を所定期間遅延させて第２の既知信号を求める遅延手段（８０）を有するようにしてもよい。また、第２の既知信号を予め用意するのではなく、第２の既知信号を受信信号に応じて求めるようにしてもよい。
【００２０】
すなわち、請求項３に記載の発明のように、複数のアンテナ素子は、それぞれ、第１の既知信号の成分と第２の既知信号の成分とを有する信号を受信信号として受信し、複数のアンテナ素子で受信された受信信号に基づいて、第１の既知信号の成分に対する第２の既知信号の成分の遅延時間を求める遅延時間算出手段（１００）を有し、遅延手段は、所望既知信号を遅延時間だけ遅延させて第２の既知信号を求めるようにしてもよい。
【００２１】
さらに、請求項４に記載の発明のように、第１の既知信号に対してそれぞれ異なる時間だけ遅延した複数の遅延信号を生成する遅延信号生成手段（９０）と、遅延信号生成手段の各遅延信号と前記受信信号との相関検出を行う相関検出器（１３１ａ〜１３４ｃ）と、相関検出器の相関検出に基づいて複数の遅延信号の何れかを第２の既知信号として選択する選択手段（１３５ａ〜１３６）とを有するようにしてもよい。
【００２２】
具体的には、請求項５に記載の発明のように、参照信号算出手段は、第２の既知信号に信号ウエイトを乗算して、この信号ウエイトが乗算された第２の既知信号に第１の既知信号を加算して参照信号を求め、更新手段は、複数のアンテナ素子で受信された受信信号と第２の既知信号と参照信号と加算信号とに応じて信号ウエイトを更新するようにしてもよい。
【００２３】
ここで、請求項６に記載の発明では、加算手段の加算信号のうち第２の既知信号の成分を抑圧するために帰還信号を加算する抑圧手段（１２９、１３０）と、加算信号を所定期間だけ遅延させて遅延加算信号を生成する加算信号遅延手段（１２１〜１２４）と、遅延加算信号に前記信号ウエイトを乗算して前記帰還信号を求める乗算手段（１２５〜１２８）とを有することを特徴とする。これにより、抑圧手段は、加算信号のうち第２既知信号の成分を抑圧して第１の既知信号の成分だけを出力できる。
【００２４】
請求項８に記載の発明では、ＯＦＤＭ信号をそれぞれ受信する複数のアンテナ素子（１１…１Ｍ）と、前記複数のアンテナ素子で受信された受信ＯＦＤＭ信号をそれぞれ周波数弁別して弁別信号を求める受信周波数弁別手段（８０１〜８０Ｍ）と、前記周波数弁別されたそれぞれの弁別信号にアンテナウエイトを乗算するアンテナ乗算手段（２０１〜２０Ｍ）と、前記アンテナウエイトが乗算されたそれぞれの弁別信号を加算して加算信号を出力する加算手段（３００）と、所望ＯＦＤＭ信号が周波数弁別された所望弁別信号を求める所望周波数分別手段（８４）と、前記所望弁別信号に対して遅延した遅延弁別信号を求める遅延手段（９０、８３）と、前記遅延弁別信号に信号ウエイトを乗算して、この信号ウエイトが乗算された前記遅延弁別信号に前記所望弁別信号を加算して参照信号を求める参照加算手段（５１０、５２０、５３０）と、前記それぞれの弁別信号と前記遅延弁別信号とに応じて前記参照信号に前記加算信号を近づけるようにして、前記それぞれの弁別信号のうち前記所望弁別信号及び遅延弁別信号の双方を除く成分を抑圧するように前記アンテナウエイト及び前記信号ウエイトを更新する更新手段（４０Ｂ）と、を備え、前記ＯＦＤＭ信号は、時間軸上に配置される有効シンボルとこの有効シンボルに先だつように配置されるガードインターバルとを有するデータ信号を備え、前記ガードインターバルは、前記有効シンボルのうち時間軸上で後側の所定期間部分を複写したものであり、前記遅延弁別信号は、前記所望弁別信号に対して、前記ガードインターバルの時間以内の所定時間遅延した信号であることを特徴とする。
【００２５】
このように、更新手段は、それぞれの弁別信号のうち所望弁別信号及び遅延弁別信号の双方を除く成分を抑圧するようにアンテナウエイト及び信号ウエイトを更新する。このため、遅延弁別信号の抑圧が防止されるため、遅延弁別信号の抑圧が無用であるとき、本来、抑圧の必要の有る信号成分を抑圧できるので、ヌル点の形成を有効的に行うことができる。このため、アダプティブアレーアンテナの自由度の無駄な消費を抑える。
【００２６】
また、更新手段は、上述の如く、それぞれの弁別信号のうち所望弁別信号及び遅延弁別信号の双方を除く成分を抑圧するようにアンテナウエイト及び信号ウエイトを更新するため、それぞれの弁別信号のうち所望弁別信号及び遅延弁別信号の双方を得られる。このような所望弁別信号及び遅延弁別信号の双方を用いて復調すれば、所望弁別信号だけで復調する場合に比べて、良好な復調信号が得られる。
【００２７】
請求項９に記載の発明では、ＯＦＤＭ信号をそれぞれ受信する複数のアンテナ素子（１１〜１４）と、前記複数のアンテナ素子で受信された受信ＯＦＤＭ信号をそれぞれ周波数弁別して弁別信号を求める受信周波数弁別手段（８０１〜８０４）と、前記周波数弁別されたそれぞれの弁別信号にアンテナウエイトを乗算するアンテナ乗算手段（２０１〜２０４）と、前記アンテナウエイトが乗算されたそれぞれの弁別信号を加算して加算信号を出力する加算手段（３００）と、所望ＯＦＤＭ信号に対して所定期間遅延した遅延ＯＦＤＭ信号を求める遅延手段（８０Ａ）と、前記所望ＯＦＤＭ信号及び前記遅延ＯＦＤＭ信号の双方が周波数弁別された所望弁別信号を求める所望周波数分別手段（８３４）と、前記所望弁別信号に信号ウエイトを乗算して参照信号を求める参照加算手段（５３０Ａ）と、前記参照信号と前記加算信号とを加算して加算参照信号を求める加算参照信号算出手段（５１０Ａ）と、前記加算参照信号のうち、前記所望弁別信号の成分を除く成分の電力を小さくするように前記アンテナウエイト及び前記信号ウエイトを更新する更新手段（４２）とを備え、前記ＯＦＤＭ信号は、時間軸上に配置される有効シンボルとこの有効シンボルに先だつように配置されるガードインターバルとを有するデータ信号を備え、前記ガードインターバルは、前記有効シンボルのうち時間軸上で後側の所定期間部分を複写したものであり、前記遅延ＯＦＤＭ信号は、前記所望ＯＦＤＭ信号に対して、前記ガードインターバルの時間以内の所定時間遅延した信号であることを特徴とする。
【００２８】
このように、更新手段は加算参照信号のうち所望弁別信号をの成分を除く成分の電力を小さくするようにアンテナウエイト及び信号ウエイトを更新するため、加算参照信号のうち所望弁別信号の成分を除く成分の電力を小さくできる。従って、所望弁別信号の抑圧が防止される、すなわち、所望ＯＦＤＭ信号が周波数弁別された信号の抑圧が防止されるとともに、遅延ＯＦＤＭ信号が周波数弁別された信号の抑圧が防止される。
【００２９】
このため、遅延ＯＦＤＭ信号が周波数弁別された信号の抑圧が無用である場合、本来、抑圧の必要の有る信号成分を抑圧できるので、ヌル点の形成を有効的に行うことができる。このため、アダプティブアレーアンテナの自由度の無駄な消費を抑える。
【００３０】
また、請求項１０に記載の発明のように、既知信号が周波数軸上に配列されたプリアンブル信号を、前記所望ＯＦＤＭ信号として生成する生成手段（６０）を有するようにしてもよい。さらに、請求項１１に記載の発明のように、受信周波数弁別手段は、受信ＯＦＤＭ信号をサンプリグして各サンプリング信号を得て、各サンプリング信号に応じて前記弁別信号を求め、遅延時間は、サンプリングの周期の所定倍数であるようにしてもよい。
【００３１】
さらに、請求項１２に記載の発明では、遅延手段は、１つの遅延弁別信号だけに限らず、所望個数の前記遅延弁別信号を出力することを特徴とする。これにより、更新手段は、請求項１に記載の発明と同様に、前記それぞれの弁別信号のうち前記所望弁別信号及び所望個数の遅延弁別信号を除く成分を抑圧するように前記それぞれのアンテナウエイト及び信号ウエイトを更新することができる。
【００３２】
さらに、請求項１３に記載の発明では、遅延弁別信号の所望個数は、所望ＯＦＤＭ信号のデータ信号のガードインターバル期間と、サンプリングの周期とによって決まる最大個数であることを特徴とする。これにより、より、一層、数多くの遅延弁別信号の抑圧を防止できるため、アダプティブアレーアンテナの自由度の無駄な消費を、効果的に、抑えることができる。なお、遅延弁別信号の最大個数は、｛（ガードインターバル期間／サンプリングの周期）−１｝である。
【００３３】
請求項７に記載の発明では、参照信号算出手段は、前記第１及び第２の既知信号に信号ウエイトを乗算して前記参照信号を求める手段（５３Ａ）と、前記参照信号と前記加算信号とを加算して加算参照信号を求める手段（５１Ａ）とを有し、前記更新手段（４１）は、前記加算参照信号のうち、前記第１及び第２の既知信号を除く成分の電力を小さくするように前記アンテナウエイト及び前記信号ウエイトを更新することを特徴とする。
【００３４】
このように、更新手段（４１）は、加算参照信号のうち、第１及び第２の既知信号を除く成分の電力を小さくするようにアンテナウエイト及び信号ウエイトを更新するため、加算参照信号のうち、第１及び第２の既知信号を除く成分の電力を小さくできる。このため、第１及び第２の既知信号の抑制を防止でき、第２の既知信号の抑制が無用のとき、本来、抑圧の必要の有る信号成分を抑圧できるので、ヌル点の形成を有効的に行うことができる。
【００３５】
請求項１４に記載の発明では、ＯＦＤＭ信号をそれぞれ受信する複数のアンテナ素子（１１〜１４）と、前記複数のアンテナ素子で受信された受信ＯＦＤＭ信号にそれぞれのアンテナウエイトを乗算するアンテナ乗算手段（２１…２４）と、前記アンテナウエイトが乗算されたそれぞれの受信ＯＦＤＭ信号を加算して加算信号を出力する加算手段（３０）と、前記複数のアンテナ素子で受信された受信ＯＦＤＭ信号のうち、これら受信ＯＦＤＭ信号の周波数帯域に比べて狭い周波数帯域の成分を示す受信周波数信号をそれぞれ出力する受信周波数信号出力手段（４２０〜４２３）と、既知信号のうち、前記狭い周波数帯域の成分を示す既知周波数信号を出力する既知周波数信号出力手段（４２４）と、
前記既知周波数信号に対して所定期間遅延した遅延周波数信号を求める遅延手段（８０Ａ）と、前記遅延周波数信号及び前記既知周波数信号に信号ウエイトを乗算して参照信号を求める参照信号算出手段（５３Ａ）と、
前記参照信号と前記加算信号とを加算して加算参照信号を求める加算参照信号算出手段（５１Ａ）と、前記加算参照信号のうち、前記遅延周波数信号及び前記既知周波数信号を除く成分の電力を小さくするように前記アンテナウエイト及び前記信号ウエイトを更新する更新手段（４１）とを有し、前記ＯＦＤＭ信号は、時間軸上に配置される有効シンボルとこの有効シンボルに先だつように配置されるガードインターバルとを有するデータ信号を備え、前記ガードインターバルは、前記有効シンボルのうち時間軸上で後側の所定期間部分を複写したものであり、前記遅延周波数信号は、前記既知周波数信号に対して、前記ガードインターバルの時間以内の所定期間遅延した信号であることを特徴とする。
【００３６】
このように、更新手段は、加算参照信号のうち、遅延周波数信号及び既知周波数信号を除く成分の電力を小さくするようにアンテナウエイト及び信号ウエイトを更新するため、加算参照信号のうち、遅延周波数信号及び既知周波数信号を除く成分の電力を小さくできる。このため、遅延周波数信号及び既知周波数信号の抑制を防止でき、遅延周波数信号の抑制が無用のとき、本来、抑圧の必要の有る信号成分を抑圧できるので、ヌル点の形成を有効的に行うことができる。
【００３７】
ここで、アンテナウエイト及び信号ウエイトの更新回数は、受信信号の周波数帯域によって決まり、上述の如く、アンテナウエイト及び信号ウエイトの更新にあたり、受信信号に代えて、受信信号の周波数帯域に比べて狭い周波数帯域の既知周波数信号を用いているため、アンテナウエイト及び信号ウエイトの更新回数を減らすことができる。
【００３８】
また、請求項１５に記載の発明では、ＯＦＤＭ信号をそれぞれ受信する複数のアンテナ素子（１１、１２）と、前記複数のアンテナ素子で受信された受信ＯＦＤＭ信号をそれぞれ周波数弁別して弁別信号を求める受信周波数弁別手段（８０１、８０２）と、前記周波数弁別されたそれぞれの弁別信号にアンテナウエイトを乗算するアンテナ乗算手段（２０１、２０２）と、前記アンテナウエイトが乗算されたそれぞれの弁別信号を加算して加算信号を出力する加算手段（３００）と、既知ＯＦＤＭ信号を周波数弁別して既知弁別信号を求める既知周波数分別手段（８３）と、前記既知弁別信号に対してそれぞれの位相量だけ位相回転して、前記それぞれの位相量に対応する位相回転既知弁別信号を求める位相回転手段（１０００）と、前記それぞれの位相量に対応する位相回転既知弁別信号と前記それぞれの弁別信号との相関をとって、前記それぞれの位相量に対応する相関値を求める相関手段（１０１０）と、前記それぞれの位相量に対応する相関値のうち、最大相関値を選択するとともに、前記それぞれの位相量に対応する位相回転既知弁別信号うち、前記最大相関値に対応する対応位相回転既知弁別信号を選択する選択手段（１０２０）と、前記加算信号のうち、前記それぞれの位相量に対応する位相回転既知弁別信号を除く成分を小さくするとともに、前記加算信号のうち、前記対応位相回転既知弁別信号を少なくとも残すように前記アンテナウエイトを更新する更新手段（１０３４）とを有し、
前記ＯＦＤＭ信号は、時間軸上に配置される有効シンボルとこの有効シンボルに先だつように配置されるガードインターバルとを有するデータ信号を備え、前記ガードインターバルは、前記有効シンボルのうち時間軸上で後側の所定期間部分を複写したものであり、前記それぞれの位相量に対応する位相回転既知弁別信号は、前記既知弁別信号に対してそれぞれ異なる遅延時間を有する信号であり、
前記それぞれ異なる遅延時間は、前記ガードインターバルの時間以内の時間であることを特徴とする。
【００３９】
このように、更新手段は、加算信号のうち、それぞれの位相量に対応する位相回転既知弁別信号を除く成分を小さくするアンテナウエイトを更新する。従って、加算信号のうち、それぞれの位相量に対応する位相回転既知弁別信号を除く成分を小さくできる。このため、それぞれの位相量に対応する位相回転既知弁別信号の抑制を防止でき、それぞれの位相量に対応する位相回転既知弁別信号の抑制が無用のとき、本来、抑圧の必要の有る信号成分を抑圧できるので、ヌル点の形成を有効的に行うことができる。
【００４０】
さらに、更新手段は、加算信号のうち、最大相関値に対応する対応位相回転既知弁別信号を少なくとも残すようにアンテナウエイトを更新する。従って、加算信号のうち、最大相関値に対応する対応位相回転既知弁別信号を少なくとも残すことができる。
【００４１】
ここで、対応位相回転既知弁別信号は、それぞれの位相量に対応する位相回転既知弁別信号のうち、最大電力値の位相回転既知弁別信号に対応するため、対応位相回転既知弁別信号を残すことにより、受信電力値の大きな回転既知弁別信号を得ることができる。
【００４２】
請求項１６に記載の発明では、ＯＦＤＭ信号をそれぞれ受信する複数のアンテナ素子（１１、１２）と、前記複数のアンテナ素子で受信された受信ＯＦＤＭ信号をそれぞれ周波数弁別して弁別信号を求める受信周波数弁別手段（８０１、８０２）と、前記周波数弁別されたそれぞれの弁別信号にアンテナウエイトを乗算するアンテナ乗算手段（２０１、２０２）と、前記アンテナウエイトが乗算されたそれぞれの弁別信号を加算して加算信号を出力する加算手段（３００）と、前記それぞれの弁別信号のうち、前記弁別信号に比べて狭い周波数帯域の狭帯域弁別信号をそれぞれ出力する狭帯域出力手段（１０４０）と、既知ＯＦＤＭ信号を周波数弁別して既知弁別信号を求める所望周波数分別手段（８３）と、前記既知弁別信号のうち、前記既知弁別信号に比べて狭い周波数帯域の狭帯域既知弁別信号を出力する既知狭帯域出力手段（１０４１）と、前記狭帯域既知弁別信号に対してそれぞれ異なる位相量だけ位相回転して、前記それぞれの位相量に対応する狭帯域の位相回転弁別信号を求める位相回転手段（１０００）と、前記それぞれの位相量に対応する狭帯域の位相回転弁別信号と前記それぞれの弁別信号との相関をとって、前記それぞれの位相量に対応する相関値を求める相関手段（１０１０）と、前記それぞれの位相量に対応する相関値のうち、最大相関値を選択するとともに、前記それぞれの狭帯域の位相回転弁別信号のうち、前記最大相関値に対応する狭帯域の位相回転弁別信号を選択する選択手段（１０２０）と、前記加算信号のうち、前記それぞれの位相量に対応する狭帯域の位相回転既知弁別信号を除く成分を小さくするとともに、前記加算信号のうち、前記対応する狭帯域の位相回転弁別信号を少なくとも残すように前記アンテナウエイトを更新する更新手段（１０３３）とを有し、前記ＯＦＤＭ信号は、時間軸上に配置される有効シンボルとこの有効シンボルに先だつように配置されるガードインターバルとを有するデータ信号を備え、前記ガードインターバルは、前記有効シンボルのうち時間軸上で後側の所定期間部分を複写したものであり、前記それぞれの位相量に対応する狭帯域の位相回転弁別信号は、前記狭帯域既知弁別信号に対してそれぞれ異なる遅延時間を有する信号であり、前記それぞれ異なる遅延時間は、前記ガードインターバルの時間以内の時間であることを特徴とする。
【００４３】
このように、更新手段は、加算信号のうち、それぞれの位相量に対応する狭帯域の位相回転既知弁別信号を除く成分を小さくするアンテナウエイトを更新するため、加算信号のうち、それぞれの位相量に対応する狭帯域の位相回転既知弁別信号を除く成分を小さくできる。このため、それぞれの位相量に対応する狭帯域の位相回転既知弁別信号の抑制を防止でき、それぞれの位相量に対応する狭帯域の位相回転既知弁別信号の抑制が無用のとき、本来、抑圧の必要の有る信号成分を抑圧できるので、ヌル点の形成を有効的に行うことができる。
【００４４】
さらに、更新手段は、加算信号のうち、最大相関値に対応する狭帯域の位相回転既知弁別信号を少なくとも残すようにアンテナウエイトを更新する。従って、加算信号のうち、最大相関値に対応する狭帯域の位相回転既知弁別信号を少なくとも残すことができる。
【００４５】
ここで、前記対応する狭帯域の位相回転既知弁別信号は、それぞれの位相量に対応する位相回転既知弁別信号のうち、最大電力値の位相回転既知弁別信号に対応するため、前記対応する狭帯域の位相回転既知弁別信号を残すことにより、受信電力値の大きな回転既知弁別信号を得ることができる。
【００４６】
ここで、更新手段がアンテナウエイトを更新するにあたり、狭帯域の位相回転弁別信号を用いているため、請求項１６に記載の発明に比べて、更新のための演算量を減らすことができる。
【００４７】
請求項１７に記載の発明では、ＯＦＤＭ信号をそれぞれ受信する複数のアンテナ素子（１１、１２）と、前記複数のアンテナ素子で受信された受信ＯＦＤＭ信号をそれぞれ周波数弁別して弁別信号を求める受信周波数弁別手段（８０１、８０２）と、前記周波数弁別されたそれぞれの弁別信号にアンテナウエイトを乗算するアンテナ乗算手段（２０１、２０２）と、前記アンテナウエイトが乗算されたそれぞれの弁別信号を加算して加算信号を出力する加算手段（３００）と、前記それぞれの弁別信号のうち、前記弁別信号に比べて狭い周波数帯域の狭帯域弁別信号をそれぞれ出力する狭帯域出力手段（１０４０）と、既知ＯＦＤＭ信号を周波数弁別して既知弁別信号を求める所望周波数分別手段（８３）と、前記既知弁別信号のうち、前記既知弁別信号に比べて狭い周波数帯域の狭帯域既知弁別信号を出力する既知狭帯域出力手段（１０４１）と、前記狭帯域既知弁別信号を位相回転する位相回転手段（１０００）と、前記加算信号のうち、前記狭帯域既知弁別信号と前記位相回転された狭帯域既知弁別信号とを除く成分の電力を小さくするように前記アンテナウエイトを更新する更新手段（１０３０Ａ）とを有し、前記ＯＦＤＭ信号は、時間軸上に配置される有効シンボルとこの有効シンボルに先だつように配置されるガードインターバルとを有するデータ信号を備え、前記ガードインターバルは、前記有効シンボルのうち時間軸上で後側の所定期間部分を複写したものであり、前記位相回転された狭帯域既知弁別信号は、前記位相回転される前の狭帯域既知弁別信号に対して、前記ガードインターバルの時間以内の所定時間遅延した信号であることを特徴とする。
【００４８】
このように、加算信号のうち、狭帯域既知弁別信号と位相回転された狭帯域既知弁別信号とを除く成分の電力を小さくするようにアンテナウエイトを更新するため、加算信号のうち、狭帯域既知弁別信号と前記位相回転された狭帯域既知弁別信号を除く成分の電力を小さくできる。このため、狭帯域既知弁別信号と前記位相回転された狭帯域既知弁別信号の抑制を防止でき、狭帯域既知弁別信号と前記位相回転された狭帯域既知弁別信号の抑制が無用のとき、本来、抑圧の必要の有る信号成分を抑圧できるので、ヌル点の形成を有効的に行うことができる。
【００４９】
ここで、更新手段がアンテナウエイトを算出するにあたり、前記位相回転された狭帯域既知弁別信号と狭帯域の位相回転弁別信号を用いているため、更新のための演算量を減らすことができる。
【００５０】
因みに、上記各手段の括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示す一例である。
【００５１】
【発明の実施の形態】
（第１実施形態）
図１に、本発明の第１実施形態に係るＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナを示す。本第１実施形態においては、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナが、ＯＦＤＭ信号を受信する例を示す。図１は、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナの概略構成をブロック図である。ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナは、図１に示すように、アンテナ素子１１…１Ｍ（Ｍは自然数）、乗算器２１…２Ｍ、加算器（Σ）３０、ＭＭＳＥ演算器４０Ａ、加算器５１、５２、乗算器５３、及び発生器６０、７０から構成されている。図１において、図１８中の符号と同一符号は、同一物、或いは、実質的同一物を示す。
【００５２】
発生器６０は、所望既知信号として、ＯＦＤＭ信号のプリアンブル信号ｒ0（ｉ）を発生し、このプリアンブル信号ｒ0（ｉ）は、周波数軸上に複数のパイロットシンボル（既知信号）が配列された信号である。
【００５３】
発生器７０は、プリアンブル信号ｒ0（ｉ）に対するＵ（Ｕは自然数）個の遅延信号を、他の既知信号として、発生して、Ｕ個の遅延信号は、それぞれ、プリアンブル信号に対して異なる遅延時間を有する。但し、プリアンブル信号に対するＵ個の遅延信号のそれぞれの遅延時間は、ＯＦＤＭシンボルのガードインターバルＧＩの期間ＴＧに比べて短く、以下、Ｕ個の遅延信号を、数式３に示す遅延信号Ｒ（ｉ）とする。
【００５４】
【数３】
Ｒ（ｉ）＝［ｒ1（ｉ） ｒ2（ｉ） …ｒU（ｉ）］T
次に、乗算器５３は、数式４に表す信号ウエイトＡHを遅延信号Ｒ（ｉ）に乗算して数式５に示す乗算信号｛ＡHＲ（ｉ）｝を出力する。
【００５５】
【数４】
Ａ＝［ａ1 ａ2 …ａU］T
【００５６】
【数５】
ＡHＲ（ｉ）＝ａ1 *ｒ1（ｉ）＋ａ2 *ｒ2（ｉ）…ａU *ｒU（ｉ）
次に、加算器５２は、プリアンブル信号ｒ0（ｉ）と乗算信号ＡHＲ（ｉ）とを加算して加算信号（ｒ0（ｉ）＋ＡHＲ（ｉ））を出力する。ここで、加算信号（ｒ0（ｉ）＋ＡHＲ（ｉ））は、プリアンブル信号ｒ0（ｉ）と遅延信号Ｒ（ｉ）との合成信号（参照信号）になる。そして、加算器５１は、加算信号（ｒ0（ｉ）＋ＡHＲ（ｉ））と加算器３０の内積信号ＷHＸ（ｉ）との誤差ｅ（ｉ）を求める。ここで、誤差ｅ（ｉ）を数式６に表すことができる。
【００５７】
【数６】
ｅ（ｉ）＝ｒ0（ｉ）＋ＡHＲ（ｉ）−ＷHＸ
次に、ＭＭＳＥ演算器４０Ａには、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）、遅延信号Ｒ（ｉ）、及び、誤差ｅ（ｉ）が入力されて、ＭＭＳＥ演算器４０Ａは、例えば、ＭＭＳＥ方式のＳＭＩ（Ｓａｍｐｌｅ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）法に基づいて誤差ｅ（ｉ）を小さくするようにアンテナウエイトＷを更新して乗算器２１、２２…２Ｍに出力するとともに、ＭＭＳＥ方式のＳＭＩ法に基づいて誤差ｅ（ｉ）を小さくするように信号ウエイトＡを更新して乗算器５３に出力する。
【００５８】
これにより、加算器３０の内積信号ＷHＸとしては、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）のうちプリアンブル信号ｒ0（ｉ）（所望既知信号）と遅延信号Ｒ（ｉ）（他の既知信号）とを除く成分が抑圧された信号になる。
【００５９】
ここで、信号ウエイトＡは、ＭＭＳＥ演算器４０Ａによって、プリアンブル信号ｒ0（ｉ）（第１の既知信号）を基準とした遅延信号Ｒ（ｉ）（第２の既知信号）の位相差及び振幅差を示すように求められる。
【００６０】
以下、本第１実施形態の特徴について述べる。先ず、プリアンブル信号ｒ0に対する遅延信号Ｒ（ｉ）の遅延時間は、上述の如く、ガードインターバルＧＩの期間ＴＧに比べて短いため、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）のうち遅延信号Ｒ（ｉ）を抑圧することなく、加算器３０の内積信号ＷHＸをＦＦＴ処理（周波数弁別）によってデータ（例えば、ＱＰＳＫデータシンボル）を復元できる。
【００６１】
すなわち、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）のうち遅延信号Ｒ（ｉ）の抑圧が無用である。そこで、本第１実施形態では、上述の如く、加算器３０の内積信号ＷHＸとして、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）のうちプリアンブル信号ｒ0（ｉ）と遅延信号ＡHＲ（ｉ）とを除く成分が抑圧された信号が得られる。
【００６２】
このため、遅延信号Ｒ（ｉ）の抑圧が防止されるため、本来、抑圧の必要の有る信号成分を抑圧できるので、ヌル点の形成を有効的に行うことができる。従って、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナの自由度の無駄な消費を抑え得る。
【００６３】
また、加算器３０の内積信号ＷHＸとして、プリアンブル信号ｒ0（ｉ）と遅延信号Ｒ（ｉ）との加算信号（ｒ0（ｉ）＋ＡHＲ（ｉ））が得られるため、この加算信号を復調すれば、プリアンブル信号ｒ0（ｉ）だけを復調する場合に比べて、良好な復調信号が得られる。
【００６４】
ここで、図２において、シュミレーションの結果を示す。図２中、横軸は、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナを基準とした受信電波の受信角度［ｄｅｇ］で、縦軸は、抑圧比（ｄＢ）である。鎖線は、従来のＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナを用いたシュミレーションの結果を示す。実線は、本第１実施形態のＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナを用いたシュミレーションの結果を示す。
【００６５】
図２から分かるように、従来のＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナでは、ＧＩ内遅延信号が抑圧されているが、本第１実施形態のＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナでは、ＧＩ内遅延信号の抑圧が防止されている。但し、ＧＩ内遅延信号は、所望信号（プリアンブル信号ｒ0）に対して（ガードインターバルＧＩの）期間ＴＧに比べて短い遅延時間を有する遅延信号である。
【００６６】
以下に、本第１実施形態でのＭＭＳＥ演算器４０ＡのＭＭＳＥ方式のＳＭＩアルゴリズムについて述べる。先ず、数式６に示す誤差ｅ（ｉ）を変形して、誤差ｅ（ｉ）を、数式７のように表すことができる。
【００６７】
【数７】
【００６８】
【数８】
Ｙ＝［ｗ1 ｗ2 ｗ3 … ｗM −ａ1 −ａ2 −ａ3 …−ａU］T
【００６９】
【数９】
Ｚ＝［ｘ1（ｉ） ｘ2（ｉ） ｘ3（ｉ）……ｘM（ｉ） ｒ1（ｉ） ｒ2（ｉ） ｒ3（ｉ）…ｒU（ｉ）］TＳＭＩアルゴリズムにおいは、数式１０に示す評価関数Ｑを直接最小化する。但し、αは、０＜α≦１の重み付け定数である。
【００７０】
【数１０】
さらに、数式７のウエイトＹに関する勾配ベクトルをゼロとおいて、評価関数Ｑの最小二乗が数式１１のように得られる。この数式１１は、ウエイトＹ（Ｇ）を更新するための式を示す。但し、Ｇは、時間（サンプリグ時間）であって、Ｇは、ウエイトＹの更新回数（ステップ数）を示す。
【００７２】
【数１１】
ここで、数式１１中のＢ、ｂを数式１２、数式１３を示す。
【００７４】
【数１２】
【数１３】
（第２実施形態）
上記第１実施形態では、遅延信号Ｒ（ｉ）（Ｕ個の遅延信号）を発生させるために発生器７０を採用した例について説明したが、これに限らず、発生器６０から出力されたプリアンブル信号を用いて遅延信号Ｒ（ｉ）を発生させるようにしてもよい。この場合の構成を図３、図４に示す。
【００７７】
図３は、本第２実施形態のＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナの構成を示すブロック図で、図４は、図３中の遅延回路（以下、遅延回路８０という）の詳細を示す図である。本第２実施形態では、図３に示すように、図１に示す発生器６０が削除されるとともに、遅延回路８０が採用されている。図３において、図１中の符号と同一符号は、同一物、或いは、実質的同一物を示す。
【００７８】
遅延回路８０は、発生器６０と乗算器５３との間に配置されたものであって、発生器６０から出力されたプリアンブル信号を受けて、上記第１実施形態で述べた遅延信号Ｒ（ｉ）を出力する。
【００７９】
具体的には、遅延回路８０は、図４に示すように、遅延器（Ｚ−1）８０１、８０２、８０３、…８０Ｕを直列接続して構成されており、遅延器８０１、８０２、８０３、…８０Ｕは、それぞれ対応する遅延信号ｒ1（ｉ）、ｒ2（ｉ） 、…ｒU（ｉ）をＭＭＳＥ演算器４０Ａ及び乗算器５３に出力する。その他の作動、効果は、上記第１実施形態と同様である。
【００８０】
（第３実施形態）
上記第１、第２実施形態では、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナが、ＯＦＤＭ信号のプリンアンブル信号を時間軸上の信号として採用した例について説明したが、これに限らず、ＯＦＤＭ信号のプリンブル信号をＦＦＴ処理（周波数分別）した各弁別信号を採用するようにしてもよい。この場合の構成を、図５〜図８に示す。図５は、本第３実施形態のアダプティブアレーアンテナの構成を示す図で、図６は、図５中のＦＦＴ回路８３の詳細構成を示す図ある。図７は、図５の遅延回路９０の作動を示す図で、図８は、図６中のＦＦＴ回路の作動を示す図である。
【００８１】
本第３実施形態では、図５に示すように、ＭＭＳＥ演算回路４０Ｂが、図１中のＭＭＳＥ演算回路４０Ａに代えて採用されて、乗算器２０１〜２０Ｍが、図１中の乗算器２１〜２Ｍに代えて採用されている。乗算器５１０〜５３０が、図１中の乗算器５１〜５３に代えて採用されている。さらに、ＦＦＴ回路８０１〜８０Ｍ、８３、８４が追加されている。
ＦＦＴ回路８０１は、アンテナ素子１１の受信ＯＦＤＭ信号ｘ1（ｉ）のプリンアンブル信号をＦＦＴ処理する。具体的には、ＦＦＴ回路８０１は、上記プリンアンブル信号の有効シンボル（図１７参照）毎にＮ（Ｎは自然数）回だけサンプリング（アナログデジタル変換）して各サンプリング信号に基づいてＦＦＴ処理して周波数毎の弁別信号ｆｔ1（１）、ｆｔ1（２）…ｆｔ1（Ｎ）を出力し得る。ここで、弁別信号ｆｔ1（１）、ｆｔ1（２）…ｆｔ1（Ｎ）を、まとめて、数式１４で表すことができる。また、Ｎは、上記有効シンボルのサンプリング回数であって、上記有効シンボルのＦＦＴのポイント数である。
【００８２】
【数１４】
ＦＴ1（ｉ）＝［ｆｔ1（１） ｆｔ1（２） ｆｔ1（３）…ｆｔ1（Ｎ）］T
ＦＦＴ回路８０２は、ＦＦＴ回路８０１と実質的に同様に、アンテナ素子１１の受信ＯＦＤＭ信号ｘ1（ｉ）のプリンアンブル信号をＦＦＴ処理して、周波数毎の弁別信号ｆｔ2（１）、ｆｔ2（２）…ｆｔ2（Ｎ）を出力する。さらに、弁別信号ｆｔ2（１）、ｆｔ2（２）…ｆｔ2（Ｎ）を、まとめて、数式１５で表せる。
【００８３】
【数１５】
ＦＴ2（ｉ）＝［ｆｔ2（１） ｆｔ2（２） ｆｔ2（３）…ｆｔ2（Ｎ）］T
ＦＦＴ回路８０Ｍは、ＦＦＴ回路８０１と実質的に同様に、アンテナ素子１Ｍの受信ＯＦＤＭ信号ｘM（ｉ）のプリンアンブル信号をＦＦＴ処理して、周波数毎の弁別信号ｆｔM（１）、ｆｔM（２）…ｆｔM（Ｎ）を出力する。さらに、弁別信号ｆｔM（１）、ｆｔM（２）…ｆｔM（Ｎ）を、まとめて、数式１６で表せる。
【００８４】
【数１６】
ＦＴM（ｉ）＝［ｆｔM（１） ｆｔM（２） ｆｔM（３）…ｆｔM（Ｎ）］T
ここで、本第３実施形態では、、ＦＴ1（ｉ）、ＦＴ2（ｉ）、…ＦＴM（ｉ）をまとめて、数式１７に示すように、弁別信号Ｘ（ｉ）’とする
【００８５】
【数１７】
Ｘ（ｉ）’＝［ＦＴ1（ｉ） ＦＴ2（ｉ）…ＦＴM（ｉ）］T
次に、乗算器２０１〜２０Ｍは、アンテナウエイトＷHに弁別信号Ｘ（ｉ）’に乗算する。すなわち、乗算器２０１は、アンテナウエイトｗ1 *とＦＴ1（ｉ）との積を求めて結果（ｗ1 *ＦＴ1（ｉ））を得る。乗算器２０２は、アンテナウエイトｗ2 *とＦＴ2（ｉ）との積を求めて結果（ｗ2 *ＦＴ2（ｉ））を得る。さらに、乗算器２０Ｍは、アンテナウエイトｗM *とＦＴM（ｉ）との積を求めて結果（ｗM *ＦＴM（ｉ））を得る。
【００８６】
次に、加算器（Σ）３００は、乗算器２０１〜２０Ｍによる結果（ｗ1 *ＦＴ1（ｉ））、（ｗ2 *ＦＴ2（ｉ））、…（ｗM *ＦＴM（ｉ））を周波数毎に加算することにより、アンテナウエイトＷと弁別信号Ｘ（ｉ）’との内積を示す内積信号ＷHＸ（ｉ）’を求める。
【００８７】
因みに、内積信号ＷHＸ（ｉ）’としては、数式１８に示すように、ｆｘ1（１）、ｆｘ2（２）、…ｆｘM（Ｎ）といったＮ個の内積信号をまとめたものである。さらに、例えば、内積信号はｆｘ1（１）は、数式１９で表すことができ、内積信号ｆｘ2（２）は、数式２０で表すことができる。さらに、内積信号ｆｘM（Ｎ）は、数式２１で表すことができる。
【００８８】
【数１８】
ＷHＸ（ｉ）’＝［ｆｘ1（１） ｆｘ2（２） …ｆｘM（Ｎ）］T
【００８９】
【数１９】
ｆｘ1（１）＝ｗ1 *・ｆｔ1（１）＋ｗ2 *・ｆｔ2（１）…ｗM *・ｆｔM（１）
【００９０】
【数２０】
ｆｘ2（２）＝ｗ1 *・ｆｔ1（２）＋ｗ2 *・ｆｔ2（２）…ｗM *・ｆｔM（２）
【００９１】
【数２１】
ｆｘM（Ｎ）＝ｗ1 *・ｆｔ1（Ｎ）＋ｗ2 *・ｆｔ2（Ｎ）…ｗM *・ｆｔM（Ｎ）
次に、遅延回路９０は、図６に示すように、発生器６０からのＯＦＤＭ信号のプリアンブル信号ｒ0（ｉ）（所望既知信号）を受けて、このプリアンブル信号ｒ0（ｉ）に対する遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）、ＯＦ（ｔ＋２・ｔS）、ＯＦ（ｔ＋３・ｔS）…ＯＦ（ｔ＋ｐ・ｔS）を発生する。
【００９２】
但し、ｔSは、ＦＦＴ回路８０１〜８０Ｍのサンプリング周期を示す時間で、（ｐ＋１）は、ＯＦＤＭシンボルのガードインターバルＧＩを時間ｔSでサンプリングした場合のサンプリングの回数である。
【００９３】
これにより、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）、ＯＦ（ｔ＋２・ｔS）…ＯＦ（ｔ＋ｐ・ｔS）は、それぞれ、プリアンブル信号ｒ0（ｉ）に対してガードインターバル期間ＴGより短い遅延時間を有する。さらに、遅延プリアンブル信号の個数としては、ガードインターバル期間ＴGとサンプリング周期ｔSとで定める最大個数である｛ｐ＝（ＴG／ｔS）−１｝。
【００９４】
ここで、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）は、図７に示すように、プリアンブル信号ｒ0（ｉ）に対して時間ｔSだけ遅延させた信号で、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋２・ｔS）は、プリアンブル信号ｒ0（ｉ）に対して時間２ｔSだけ遅延させた信号で、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋３・ｔS）は、プリアンブル信号ｒ0（ｉ）に対して時間３・ｔSだけ遅延させた信号である。遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｐ・ｔS）は、プリアンブル信号ｒ0（ｉ）に対して時間ｐ・ｔSだけ遅延させた信号である。
【００９５】
次に、ＦＦＴ回路８３は、図６に示すように、遅延回路９０からの遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）、ＯＦ（ｔ＋２・ｔS）、ＯＦ（ｔ＋３・ｔS）…ＯＦ（ｔ＋ｐ・ｔS）のそれぞれの有効シンボルを並列的にサンプリング周期ｔSでサンプリングしてそのサンプリング信号でＦＦＴ処理する。具体的には、ＦＦＴ回路８３は、ＦＦＴ処理部８３１、８３２、８３３…８３ｐを有し、ＦＦＴ処理部８３１は、図８に示すように、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）の有効シンボルをサンプリング周期ｔSでＦＦＴ処理して遅延弁別信号Ｒ（１）を出力する。但し、遅延弁別信号Ｒ（１）は、数式２２で表せる。この遅延弁別信号Ｒ（１）は、周波数毎の信号成分を有する。
【００９６】
【数２２】
Ｒ（１）＝「ｆ1（１） ｆ1（２） ｆ1（３）…ｆ1（Ｎ）」T
また、ＦＦＴ処理部８３２は、図８に示すように、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋２・ｔS）の有効シンボルをサンプリング周期ｔSでＦＦＴ処理することにより、数式２３に示す遅延弁別信号Ｒ（２）を出力する。この遅延弁別信号Ｒ（２）は、周波数毎の信号成分を有する。さらに、ＦＦＴ処理部８３ｐは、図８に示すように、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｐ・ｔS）の有効シンボルをサンプリング周期ｔSでＦＦＴ処理することにより、数式２４に示す遅延弁別信号Ｒ（ｐ）を出力する。遅延弁別信号Ｒ（ｐ）は、周波数毎の信号成分を有する。
【００９７】
【数２３】
Ｒ（２）＝「ｆ2（１） ｆ2（２） ｆ2（３）…ｆ2（Ｎ）」T
【００９８】
【数２４】
Ｒ（ｐ）＝「ｆp（１） ｆp（２） ｆp（３）…ｆp（Ｎ）」T
次に、図５に示すＦＦＴ回路８４は、図８に示すように、発生器６０からのＯＦＤＭ信号のプリアンブル信号ｒ0（ｉ）（＝ＯＦ（ｔ））の有効シンボルをサンプリング周期ｔSでサンプリングしてこれらサンプリング信号でＦＦＴ処理する。これにより、ＦＦＴ回路８４は、数式２５に示すように、所望弁別信号ｒ0（ｉ）’を出力する。所望弁別信号ｒ0（ｉ）’は、周波数毎の信号成分を有する。
【００９９】
【数２５】
ｒ0（ｉ）’＝「ｆ0（１） ｆ0（２） ｆ0（３）…ｆ0（Ｎ）」T
次に、乗算器５３０は、信号ウエイトＡHと遅延弁別信号Ｒ（ｉ）との積をとって出力信号｛ＡHＲ（ｉ）｝を出力する。但し、本第３実施形態での信号ウエイトＡは、数式２６に示すようになっている。なお、出力信号｛ＡHＲ（ｉ）｝は、Ｎ個の出力信号をまとめて表記されたものである。
【０１００】
【数２６】
Ａ＝［ａ1 ａ2 …ａP］T
さらに、加算器５２０は、乗算器５３０の出力信号｛ＡHＲ（ｉ）｝と所望弁別信号ｒ0（ｉ）’とを加算して加算信号（ｒ0（ｉ）’＋ＡHＲ（ｉ））を出力する。加算器５１０は、加算信号（ｒ0（ｉ）’＋ＡHＲ（ｉ））と加算器３０の内積信号ＷHＸ（ｉ）’との誤差ｅ（ｉ）を求める。
【０１０１】
ここで、ＭＭＳＥ演算器４０Ｂには、弁別信号Ｘ（ｉ）’、遅延弁別信号Ｒ（ｉ）、及び、誤差ｅ（ｉ）が入力されて、ＭＭＳＥ演算器４０Ｂは、上記第１、第２実施形態と同様に、ＭＭＳＥ方式のＳＭＩ法に基づいて誤差ｅ（ｉ）を小さくするようにアンテナウエイトＷを更新するとともに、信号ウエイトＡを更新する。これにより、加算器３００の内積信号ＷHＸ（ｉ）’としては、弁別信号Ｘ（ｉ）’のうち所望弁別信号ｒ0（ｉ）’（所望既知信号）と遅延弁別信号Ｒ（ｉ）（他の既知信号）とを除く成分が抑圧された信号になる。これにより、上記第１、第２実施形態と実質的に同様の効果が得られる。
【０１０２】
なお、上記第３実施形態では、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）、ＯＦ（ｔ＋２・ｔS）、ＯＦ（ｔ＋３・ｔS）…ＯＦ（ｔ＋ｐ・ｔS）に基づいて遅延弁別信号Ｒ（ｉ）を得るようにした例について説明したが、これに限らず、所望弁別信号ｒ0（ｉ）’に基づいて遅延弁別信号Ｒ（ｉ）を得てもよい。
【０１０３】
（第４実施形態）
上記第１〜３実施形態では、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナが、ＯＦＤＭ信号を受信する例について説明したが、これに限らず、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナをＣＤＭＡ通信に適用してもよい。この場合の構成を図９に示す。
【０１０４】
図９では、図３に示す回路にマッチドフィルタ１００及びＲＡＫＥ合成器１１０が追加されて構成されている。さらに、図３に示す遅延回路８０に代えて、遅延回路８０Ａが採用されている。図９において、図１中の符号と同一符号は、同一物、或いは、実質的同一物を示す。但し、各アンテナナ素子１１…１ＭがＯＦＤＭ信号に代えてＣＤＭＡ信号を受信して、受信ＣＤＭＡ信号ｘ1（ｉ）、ｘ2（ｉ）、…ｘM（ｉ）を出力する。
【０１０５】
次に、本第４実施形態の作動について図１０を参照して説明する。以下、４個のアンテナ素子１１〜１４を採用して、アンテナ素子１１〜１４が受信ＣＤＭＡ信号ｘ 1 （ｉ）、ｘ 2 （ｉ）、ｘ 3 （ｉ）、ｘ 4 （ｉ）を出力する例について説明する。マッチドフィルタ１００は、受信ＣＤＭＡ信号ｘ1（ｉ）、ｘ2（ｉ）、ｘ3（ｉ）、ｘ4（ｉ）をそれぞれと発生器６０からのパイロット信号（既知信号）ｒ0（ｉ）との相関検出を並列的に行う。
【０１０６】
具体的には、マッチドフィルタ１００は、第１〜第４のマッチドフィルタ部（図示せず）を有している。第１のマッチドフィルタ部は、受信ＣＤＭＡ信号ｘ1（ｉ）とパイロット信号ｒ0（ｉ）との相関検出をして相関信号（図１０（ａ）参照）を出力し、第２のマッチドフィルタ部は、受信ＣＤＭＡ信号ｘ2（ｉ）とパイロット信号ｒ0（ｉ）との相関検出をして相関信号（図１０（ｂ）参照）を出力する。
【０１０７】
第３のマッチドフィルタ部は、受信ＣＤＭＡ信号ｘ3（ｉ）とパイロット信号ｒ0（ｉ）との相関検出をして相関信号（図１０（ｃ）参照）を出力し、第４のマッチドフィルタ部は、受信ＣＤＭＡ信号ｘ4（ｉ）とパイロット信号ｒ0（ｉ）との相関検出をして相関信号（図１０（ｄ）参照）を出力する。但し、図１０（ａ）〜（ｄ）では、縦軸は、相関値を示し、横軸は時間を示す。
【０１０８】
ここで、マッチドフィルタ１００は、第１〜第４のマッチドフィルタ部からの相関信号を加算してその加算結果に基づいて、パイロット信号ｒ0（ｉ）（所望信号）の入力時を基準とした遅延情報を得る。この遅延情報は、受信ＣＤＭＡ信号ｘ1（ｉ）〜ｘ4（ｉ）のうち所望の時間より短い遅延時間の遅延信号を示すものである。図１０（ｅ）に示す例では、遅延情報としては、ｔｄ１、ｔｄ２、ｔｄ３、〜ｔｄ６が得られるた例を示す。そこで、遅延回路８０Ａは、遅延情報ｔｄ１〜ｔｄ６を用いて、図１０（ｆ）に示すように、遅延信号Ｒ（ｉ）（他の既知信号）を出力する。
【０１０９】
すなわち、遅延回路８０Ａは、ｒ0（ｔ＋ｔｄ１）、ｒ0（ｔ＋ｔｄ２）、ｒ0（ｔ＋ｔｄ２）…ｒ0（ｔ＋ｔｄ６）を出力する。例えば、ｒ0（ｔ＋ｔｄ１）は、パイロット信号ｒ0（ｉ）に対して遅延時間ｔｄ１だけ遅延しており、ｒ0（ｔ＋ｔｄ２）は、パイロット信号ｒ0（ｉ）に対して遅延時間ｔｄ２だけ遅延している。ｒ0（ｔ＋ｔｄ６）は、パイロット信号ｒ0（ｉ）に対して遅延時間ｔｄ６だけ遅延している。その他の作動は、図３に示す回路と実質的に同様である。
【０１１０】
以上により、加算器（Σ）からの内積信号ＷHＸとしては、受信ＣＤＭＡ信号ｘ1（ｉ）…ｘM（ｉ）のうちパイロット信号ｒ0（ｉ）（所望信号）及びその遅延信号ｒ0（ｔ＋ｔｄ１）〜ｒ0（ｔ＋ｔｄ６）（他の既知信号）を除く成分が抑圧された信号が得られる。そして、ＲＡＫＥ合成器１１０は、当該内積信号ＷHＸを用いて、ＲＡＫＥ合成復調を行うことになる。ここで、遅延信号ｒ0（ｔ＋ｔｄ１）〜ｒ0（ｔ＋ｔｄ６）として、ＲＡＫＥ合成復調に必要な信号を用意すれば、ＲＡＫＥ合成復調に不必要な信号の抑圧のためにヌル点を形成できる。従って、上記第１実施形態と同様に、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナの自由度の無駄な消費を抑え得る。
【０１１１】
なお、上記第４実施形態においては、ＣＤＭＡ方式の通信にＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナを適用して、マッチドフィルタ１００でＣＤＭＡ受信信号Ｘ（ｉ）の遅延情報を得る例を示したが、これに限らず、上記第１、第２実施形態の受信ＯＦＤＭ信号の遅延情報をマッチドフィルタ１００で得るようにしてもよい。
【０１１２】
（第５実施形態）
上記２実施形態では、所望既知信号及び他の既知信号及びを予め設定した例について説明したが、これに限らず、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）に応じて、遅延信号Ｒ（ｉ）のうち所望既知信号及び他の既知信号を選択するようにしてもよい。
【０１１３】
この場合の構成を図１１、図１２に示す。図１１は、本第５実施形態でのＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナの構成を示す。図１２は、図１１中の所望信号選択回路（以下、所望信号選択回路１３０）の詳細構成を示す。
【０１１４】
本第５実施形態のＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナは、図１１に示すように、図３に示す回路に所望信号選択回路１３０が追加されている。図１１において、図３の示す同一符号は、同一物、或いは、実質的に同一物を示す。
【０１１５】
遅延回路９０は、発生器６０からのプリアンブル信号ｒ0（ｉ）を受けて、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）、ＯＦ（ｔ＋２・ｔS）…ＯＦ（ｔ＋Ｕ・ｔS）を発生する。但し、Ｕは自然数であって、プリアンブル信号ｒ0（ｉ）に対する遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）…ＯＦ（ｔ＋Ｕ・ｔS）のそれぞれの遅延時間は、ＯＦＤＭ信号のガードインターバル期間ＴGに比べて短い。
【０１１６】
所望信号選択回路１３０には、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）及び遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）…ＯＦ（ｔ＋Ｕ・ｔS）が入力されて、所望信号選択回路１３０は、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）に応じて、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）…ＯＦ（ｔ＋Ｕ・ｔS）のうち所望既知信号ｒ0（ｉ）’及び遅延信号Ｒ（ｉ）を選択する。
【０１１７】
具体的には、所望信号選択回路１３０は、図１２に示すように、相関器１３１ａ〜１３１ｃ、１３２ａ〜１３２ｃ、１３３ａ〜１３３ｃ、１３４ａ〜１３４ｃ、加算器（Σ）１３５ａ〜１３５ｃ、最大値判定器１３６、及び、選択回路１３７から構成されている。
【０１１８】
次に、本第５実施形態の作動について図１２を参照して説明する。以下、アンテナ素子１１〜１４といった４つのアンテナ素子だけを採用し、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）、ＯＦ（ｔ＋２・ｔS）、ＯＦ（ｔ＋３・ｔS）といった３個の遅延プリアンブル信号を採用した例について説明する。先ず、アンテナ素子１１〜１４は、受信ＯＦＤＭ信号ｘ1（ｉ）、ｘ2（ｉ）、ｘ3（ｉ）、ｘ4（ｉ）を、それぞれ、出力する。
【０１１９】
次に、相関器１３１ａは、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）と受信ＯＦＤＭ信号ｘ1（ｉ）との相関検出を行い、相関器１３２ａは、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）と受信ＯＦＤＭ信号ｘ2（ｉ）との相関検出を行う。相関器１３３ａは、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）と受信ＯＦＤＭ信号ｘ3（ｉ）との相関検出を行い、相関器１３４ａは、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）と受信ＯＦＤＭ信号ｘ4（ｉ）との相関検出を行う。
【０１２０】
加算器１３５ａは、相関器１３１ａ、１３２ａ、１３３ａ、１３４ａのそれぞれからの相関検出信号を加算して加算信号を出力する。ここで、加算器１３５ａの加算信号は、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）と、受信ＯＦＤＭ信号ｘ1（ｉ）、ｘ2（ｉ）、ｘ3（ｉ）、ｘ4（ｉ）との相関を示す。
【０１２１】
次に、相関器１３１ｂは、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋２・ｔS）と受信ＯＦＤＭ信号ｘ1（ｉ）との相関検出を行い、相関器１３２ｂは、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋２・ｔS）と受信ＯＦＤＭ信号ｘ2（ｉ）との相関検出を行う。相関器１３３ｂは、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋２・ｔS）と受信ＯＦＤＭ信号ｘ3（ｉ）との相関検出を行い、相関器１３４ｂは、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋２・ｔS）と受信ＯＦＤＭ信号ｘ4（ｉ）との相関検出を行う。
【０１２２】
加算器１３５ｂは、相関器１３１ｂ、１３２ｂ、１３３ｂ、１３４ｂのそれぞれからの相関検出信号を加算して加算信号を出力する。加算器１３５ｂの加算信号は、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋２・ｔS）と、受信ＯＦＤＭ信号ｘ1（ｉ）、ｘ2（ｉ）、ｘ3（ｉ）、ｘ4（ｉ）との相関を示す。
【０１２３】
次に、相関器１３１ｃは、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋３・ｔS）と受信ＯＦＤＭ信号ｘ1（ｉ）との相関検出を行い、相関器１３２ｃは、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋３・ｔS）と受信ＯＦＤＭ信号ｘ2（ｉ）との相関検出を行う。相関器１３３ｃは、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋３・ｔS）と受信ＯＦＤＭ信号ｘ3（ｉ）との相関検出を行い、相関器１３４ｃは、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋３・ｔS）と受信ＯＦＤＭ信号ｘ4（ｉ）との相関検出を行う。
【０１２４】
加算器１３５ｃは、相関器１３１ｃ、１３２ｃ、１３３ｃ、１３４ｃのそれぞれからの相関検出信号を加算して加算信号を出力する。加算器１３５ｃの加算信号は、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋３・ｔS）と、受信ＯＦＤＭ信号ｘ1（ｉ）、ｘ2（ｉ）、ｘ3（ｉ）、ｘ4（ｉ）との相関を示す。
【０１２５】
次に、最大値判定器１３６は、加算器１３５ａ〜１３５ｃからのそれぞれの加算信号のうち最大値となる加算信号（以下、最大値加算信号という）を判定し、この最大値加算信号を示す最大値識別信号を選択回路１３７に出力する。選択回路１３７は、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）、ＯＦ（ｔ＋２・ｔS）、ＯＦ（ｔ＋３・ｔS）のうち、最大値識別信号に対応する遅延プリアンブル信号を所望既知信号ｒ（ｉ）’として選択して出力する。さらに、選択回路１３７は、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）、ＯＦ（ｔ＋２・ｔS）、ＯＦ（ｔ＋３・ｔS）のうち、最大値識別信号に対応する遅延プリアンブル信号を除く、２つの遅延プリアンブル信号を他の既知信号Ｒ（ｉ）として出力する。その他の作動は、上記第２実施形態と実質的に同様である。
【０１２６】
なお、上記第５実施形態においては、４つのアンテナ素子１１〜１４を採用した例について説明したが、これに限らず、アンテナ素子の個数は、２個以上であるならば、幾つでもよい。さらに、上記第５実施形態では、３個の遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔS）、ＯＦ（ｔ＋２・ｔS）、ＯＦ（ｔ＋３・ｔS）を採用した例につき説明したが、これに限らず、遅延プリアンブル信号の個数は、幾つでもよい。
【０１２７】
なお、本発明の実施にあたり、本第５実施形態に示す相関器としては、スライデング相関器、マッチドフィルタ等の各種相関器を適用してもよい。
【０１２８】
（第６実施形態）
本第６実施形態では、上記第２実施形態の回路に等化回路（以下、等化回路１２０という）が追加された回路が採用され、等化回路１２０によって、加算器３０の内積信号ＷHＸ（ｉ）のうち他の既知信号を抑圧しその抑圧された信号を出力信号として出力する。この場合の構成を図１３、図１４に示す。
【０１２９】
図１３は、本第６実施形態のＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナの構成を示す図である。図１４は、図１３中の等化回路１２０の詳細構成を示す。図１３において、図３中の同一符号は、同一物、或いは、実質的に同一物を示す。
【０１３０】
本第６実施形態では、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナが、ＯＦＤＭ通信方式ではなく、ＱＰＳＫ通信方式に適用されている。このため、アンテナ素子１１〜１Ｍは、ＱＰＳＫ信号（パイロット信号）を受信する。
【０１３１】
従って、アンテナ素子１１〜１Ｍは、それぞれ、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）に代えて、受信ＱＰＳＫ信号Ｘ（ｉ）を出力する。また、発生回路６０は、ＱＰＳＫ信号のパイロット信号ｒ0（ｉ）を所望既知信号として出力し、遅延回路９０は、ＱＰＳＫ信号のパイロット信号ｒ0（ｉ）に対して所望期間だけ遅延した遅延パイロット信号Ｒ（ｉ）を他の既知信号として出力する。ＭＭＳＥ演算器４０Ａは、上記第２実施形態と実質的に同様に、アンテナウエイトＷHと信号ウエイトＡHとを更新する。また、加算器（Σ）３０は、受信ＱＰＳＫ信号Ｘ（ｉ）のうち所望パイロット信号（所望既知信号）とその遅延パイロット信号（他の既知信号）との双方を除く成分が抑圧された信号を、内積信号ＷHＸとして出力する。また、等化回路１２０は、図１４に示すように、遅延器（Ｚ−1）１２１〜１２４、乗算器１２５〜１２８、及び、加算器１２９、１３０から構成されている。次に、本第６実施形態の等化回路１２０の作動について図１４、図１５を参照して説明する。
【０１３２】
以下、図１５（ａ）に示すように、加算器（Σ）３０の内積信号ＷHＸとして、所望パイロット信号ＱＰ１と遅延パイロット信号ＱＰ２〜ＱＰ５との総和が採用された例について説明する。
【０１３３】
ここで、遅延パイロット信号ＱＰ２〜ＱＰ５といった４つの遅延パイロット信号が採用されているため、本第６実施形態でのＭＭＳＥ演算器４０Ａの信号ウエイト（以下、信号ウエイトＡ（Ｇ）という）を、数式２７で表すことができる。Ｇは、サンプリングタイミング（更新タイミング）である（Ｇ＝ｔ１、ｔ２、ｔ３…）。また、図１５（ｂ）は、タイミングｔ１〜ｔ５での遅延器１２１〜１２４の出力を示す。
【０１３４】
【数２７】
Ａ（Ｇ）＝「ａ1（Ｇ） ａ2（Ｇ） ａ3（Ｇ） ａ4（Ｇ）］T
先ず、タイミングｔ１にて、図１５（ａ）に示すＱＰＳＫシンボルＺＡが、加算器１３０を通して遅延器１２１に入力される。すなわち、等化回路１２０は、タイミングｔ１にて、ＱＰＳＫシンボルＺＡを出力できる。
【０１３５】
次に、タイミングｔ２にて、図１５（ｂ）に示すように、遅延器１２１は、ＱＰＳＫシンボルＺＡを乗算器１２７に出力するとともに、ＱＰＳＫシンボルＺＡを遅延器１２２に出力する。すると、乗算器１２８は、信号ウエイトａ1（ｔ２）*をＱＰＳＫシンボルＺＡに乗算して乗算信号（ａ1（ｔ２）*ＺＡ）を加算器１２９に出力する。
【０１３６】
ここで、信号ウエイトａ1（ｔ２）*（信号ウエイトＡH）は、上記第１実施形態で述べたように、ＭＭＳＥ演算器４０Ａによって、ＱＰＳＫシンボルＺＡ｛プリアンブル信号ｒ0（ｉ）｝を基準としたＱＰＳＫシンボルＺＡ１｛遅延信号Ｒ（ｉ）｝の位相差及び振幅差を示すように求められる。このため、乗算信号（ａ1（ｔ２）*ＺＡ）は、ＱＰＳＫシンボルＺＡ１に等しくなる（ＺＡ１＝ａ1（ｔ２）*ＺＡ）。
【０１３７】
これにより、乗算器１２８は、乗算信号ＺＡ１を加算器１２９を通して加算器１３０に出力できる。また、加算器１３０には、加算器（Σ）３０の内積信号ＷHＸとして、ＱＰＳＫシンボルＺＢ、ＺＡ１が入力される。加算器１３０は、ＱＰＳＫシンボルＺＢ、ＺＡ１と乗算信号ＺＡ１との差を求めて差分信号（＝ＺＢ）を遅延器１２１に出力する。すなわち、等化回路１２０は、タイミングｔ２にて、ＱＰＳＫシンボルＺＢを出力できる。
【０１３８】
次に、タイミングｔ３にて、遅延器１２２は、図１５（ｂ）に示すように、ＱＰＳＫシンボルＺＡを乗算器１２７に出力するとともに、ＱＰＳＫシンボルＺＡを遅延器１２３に出力する。すると、乗算器１２７は、信号ウエイトａ2（ｔ３）*をＱＰＳＫシンボルＺＡに乗算して乗算信号（ａ2（ｔ３）*ＺＡ）を加算器１２９に出力する。
【０１３９】
ここで、信号ウエイトａ2（ｔ３）*ＺＡ（信号ウエイトＡH）は、上記第１実施形態で述べたように、ＭＭＳＥ演算器４０Ａによって、ＱＰＳＫシンボルＺＡ｛プリアンブル信号ｒ0（ｉ）｝を基準としたＱＰＳＫシンボルＺＡ２｛遅延信号Ｒ（ｉ）｝の位相差及び振幅差を示すように求められる。このため、乗算信号（ａ2（ｔ３）*ＺＡ）は、ＱＰＳＫシンボルＺＡ２に等しくなる（ＺＡ２＝ａ2（ｔ３）*ＺＡ）。従って、乗算器１２７は、ＱＰＳＫシンボルＺＡ２を加算器１２９に出力する。
【０１４０】
また、遅延器１２１は、図１５（ｂ）に示すように、ＱＰＳＫシンボルＺＢを乗算器１２８に出力するとともに、ＱＰＳＫシンボルＺＢを遅延器１２２に出力する。乗算器１２８は、信号ウエイトａ1（ｔ３）*をＱＰＳＫシンボルＺＢに乗算して乗算信号（ａ1（ｔ３）*ＺＢ）を加算器１２９に出力する。
【０１４１】
ここで、信号ウエイトａ1（ｔ３）*（信号ウエイトＡH）は、上記第１実施形態で述べたように、ＭＭＳＥ演算器４０Ａによって、ＱＰＳＫシンボルＺＢ｛プリアンブル信号ｒ0（ｉ）｝を基準としたＱＰＳＫシンボルＺＢ１｛遅延信号Ｒ（ｉ）｝の位相差及び振幅差を示すように求められる。
【０１４２】
従って、乗算信号（ａ1（ｔ３）*ＺＢ）は、ＱＰＳＫシンボルＺＢ１に等しくなる（ＺＢ１＝ａ1（ｔ３）*ＺＢ）。従って、乗算器１２７は、乗算信号ＺＢ１を加算器１２９に出力できる。
【０１４３】
ここで、加算器１２９は、乗算器１２７の乗算信号ＺＢ１と加算器１２９のＱＰＳＫシンボルＺＡ２とを加算して加算信号（ＺＢ１＋ＺＡ２）を加算器１３０に出力する。加算器１３０には、加算器（Σ）３０の内積信号ＷHＸとして、ＱＰＳＫシンボルＺＣ、ＺＢ１、ＺＡ２が入力されて、加算器１３０は、ＱＰＳＫシンボルＺＣ、ＺＢ１、ＺＡ２と加算信号（ＺＢ１＋ＺＡ２）との差分を求め、差分信号ＺＣを遅延器１２１に出力する。
【０１４４】
すなわち、等化回路１２０は、タイミングｔ３にて、ＱＰＳＫシンボルＺＣを出力できる。以下、等化回路１２０は、上述の作動と実質的に同様に作動して、タイミングｔ４にて、ＱＰＳＫシンボルＺＤを出力し、タイミングｔ５にて、ＱＰＳＫシンボルＺＥを出力する。
【０１４５】
以上により、等化回路１２０は、上述の如く、ＱＰＳＫシンボルＺＡ〜ＺＤだけを出力することができる。換言すれば、等化回路１２０は、加算器（Σ）３０の内積信号ＷHＸとして、所望パイロット信号ＱＰ１と遅延パイロット信号ＱＰ２〜ＱＰ５との総和を入力されて、遅延パイロット信号ＱＰ２〜ＱＰ５を抑圧して所望パイロット信号ＱＰ１だけを出力することになる。
【０１４６】
なお、上記第６実施形態では、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナをＱＰＳＫ通信方式に適用した例について説明したが、これに限らず、ＯＦＤＭ通信方式に適用してもよい。
【０１４７】
さらに、本発明の実施にあたり、ＯＦＤＭ通信方式、ＣＤＭＡ通信方式、ＱＰＳＫ変調を用いた通信方式等以外に、各種通信方式を採用してもよい。
【０１４８】
なお、第１〜第６実施形態では、ＭＭＳＥ演算器４０Ａ、４０ＢでＭＭＳＥ方式のＳＭＩアルゴリズムを採用した例について説明したが、ＭＭＳＥ方式であれば、その他のアルゴリズムを採用してもよい。
【０１４９】
（第７実施形態）
ところで、上記第１実施形態にて述べたＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナにおいては、所望信号と同一方向から干渉波が到来すると、その干渉波を抑圧できないという問題がある。すなわち、上記第１実施形態にて述べたＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナでは、加算器３０の内積信号ＷHＸは、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）のうちプリアンブル信号ｒ0（ｉ）とその遅延信号Ｒ（ｉ）とを除く成分が抑圧された信号になるものの、プリアンブル信号ｒ0（ｉ）と同一方向からＧＩ外遅延信号（干渉波）が到来すると、そのＧＩ遅延信号を抑制できないことになる。
【０１５０】
従来のＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナでは、到来波成分を、それに含まれる所望信号と干渉波とを区別することなく抑圧することは公知である。そこで、本第７実施形態において、従来のＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナに着目して成されたもので、所望波及びＧＩ内遅延信号の双方の抑圧を防止し、かつ、所望信号と同一方向から到来する干渉波を抑圧して通信性能を向上させるようにする例につき説明する。この場合の構成を図１６に示す。
【０１５１】
ＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナは、アンテナ素子１１〜１４、乗算器２１…２Ｍ、加算器（Σ）３０、ＰＩ演算器４１、加算器５１Ａ、乗算器５３Ａ及び、遅延回路８０Ａから構成されている。図１６において、図１中の符号と同一符号は、同一物、或いは、実質的同一物を示す。
【０１５２】
遅延回路８０Ａは、上記第１実施形態で述べたプリアンブル信号ｒ0（ｉ）を受けて、このプリアンブル信号ｒ0（ｉ）と遅延信号Ｒ（ｉ）とを出力する。以下、遅延回路８０Ａの出力信号を出力信号Ｒ（ｉ）’という。
【０１５３】
但し、プリアンブル信号に対する遅延信号Ｒ（ｉ）の遅延時間は、上述の如く、ＯＦＤＭシンボルのガードインターバルＧＩの期間ＴＧに比べて短く、遅延信号Ｒ（ｉ）の数（サンプルポイント数）を１６とする。
【０１５４】
乗算器５３Ａは、信号ウエイトＡHを出力信号Ｒ（ｉ）’に乗算して乗算信号｛ＡHＲ（ｉ）’｝を求める。加算器５１Ａは、乗算信号｛ＡHＲ（ｉ）’｝と加算器３０の内積信号ＷHＸ（ｉ）とを加算して加算参照信号（ＷHＸ（ｉ）＋ＡHＲ（ｉ）’）を求める。
【０１５５】
ＰＩ演算器４１には、加算参照信号（ＷHＸ（ｉ）＋ＡHＲ（ｉ）’）、出力信号Ｒ（ｉ）’、及び、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）が入力されて、ＰＩ演算器４１は、加算参照信号の電力｜ＷHＸ（ｉ）＋ＡHＲ（ｉ）’｜2を最小にするようにアンテナウエイトＷ及び信号ウエイトＡを更新する。このとき、信号ウエイトＡは、内積信号ＷHＸ（ｉ）に含まれる信号成分のうち、出力信号Ｒ（ｉ）’を打ち消すウエイトになり、アンテナウエイトＷは、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）に含まれる干渉波成分の電力を最小にするウエイトになる。
【０１５６】
換言すれば、ＰＩ演算器４１は、加算参照信号の電力（ＷHＸ（ｉ）＋ＡHＲ（ｉ）’）のうち、出力信号Ｒ（ｉ）’を除く成分の電力を最小にするようにアンテナウエイトＷ及び信号ウエイトＡを更新する。
【０１５７】
図１７において、所望信号とＧＩ外遅延信号とが同一方向から到来したときのシュミレーションの結果を示す。図１７において、第１〜第５波が到来したとき、ＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナ、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナの動作後の指向性を示す。右縦軸は、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナを基準とした受信電波の受信角度［ｄｅｇ］、左縦軸は、ＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナを基準とした受信電波の受信角度［ｄｅｇ］である。横軸は抑圧比（ｄＢ）である。
【０１５８】
図１７において、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナと、ＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナとでは、アンテナゲインが異なるため、ＧＩ内遅延信号がの方向のゲインが同じになるように表している。
【０１５９】
ここで、鎖線は、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナを用いたシュミレーションの結果を示す。実線は、ＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナを用いたシュミレーションの結果を示す。図１７から分かるように、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナでは、所望信号と同一方向のＧＩ外遅延信号が抑圧されていないが、ＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナでは、所望信号と同一方向のＧＩ外遅延信号が抑圧されている。
【０１６０】
（第８実施形態）
本第８実施形態では、図１８に示すように、上記第７実施形態の示す構成に、ローパスフィルタ４２０〜４２５が追加されている。図１８において、ローパスフィルタ４２０〜４２４は、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）に基づいて狭帯域のＯＦＤＭ信号を求める。
【０１６１】
ローパスフィルタ４２０〜４２４は、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）のうちその所定周波数帯域の成分（図１９参照）だけを取り出すことにより、狭帯域ＯＦＤＭ信号を出力する。つまり、狭帯域のＯＦＤＭ信号は、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）の周波数帯域を狭くした信号になる。
【０１６２】
ローパスフィルタ４２５は、プリアンブル信号ｒ0（ｉ）に基づいて狭帯域プリアンブル信号を求める。つまり、ローパスフィルタ４２５は、プリアンブル信号ｒ0（ｉ）うちその所定周波数帯域の成分だけを取り出すことにより、狭帯域プリアンブル信号を出力する。
【０１６３】
これに伴い、遅延回路８０Ａは、狭帯域プリアンブル信号に対して異なる遅延時間を有するＵ（図１９では、８）個の遅延信号を求め、この遅延信号と狭帯域プリアンブル信号との双方を出力信号Ｒ（ｉ）’として出力する。但し、プリアンブル信号に対する遅延信号の遅延時間は、上述の如く、ＯＦＤＭシンボルのガードインターバルＧＩの期間ＴＧに比べて短い。
【０１６４】
ここで、出力信号Ｒ（ｉ）’のうち遅延信号の採用数（サンプルポイント）は、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）の周波数帯域によって決まり、その周波数帯域を狭くすると、減らすことができる。
【０１６５】
そこで、本第８実施形態のＰＩ演算器４１は、アンテナウエイトＷ及び信号ウエイトＡの更新にあたり、ＯＦＤＭ信号に代えて狭帯域ＯＦＤＭ信号を採用し、プリアンブル信号に基づいた出力信号Ｒ（ｉ）’に代えて、狭帯域プリアンブル信号に基づいた出力信号Ｒ（ｉ）’を採用する。このため、Ｒ（ｉ）の採用数を減らすことは勿論のこと、アンテナウエイトＷ及び信号ウエイトＡの更新回数を減らすことが可能になり、ウエイト更新の計算量を減らし得る。
【０１６６】
（第９実施形態）
上記第３実施形態では、ＯＦＤＭ信号のプリンアンブル信号を時間軸上の信号として採用したＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナについて説明したが、本第９実施形態では、これに限らず、ＯＦＤＭ信号のプリンブル信号をＦＦＴ処理（周波数分別）した各弁別信号を採用したＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナにつき説明する。この場合の構成を、図２０に示す。
【０１６７】
ＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナは、アンテナ素子１１〜１４、乗算器２０１…２０４、加算器（Σ）３００、ＦＦＴ回路８０１〜８０４、ＦＦＴ回路８３４、ＰＩ演算器４２、加算器５１０Ａ、乗算器５３０Ａ、及び、遅延回路８０Ａから構成されている。図２０において、図５中の符号と同一符号は、同一物を示す。
【０１６８】
遅延回路８０Ａは、上記第８実施形態で述べた如く、プリアンブル信号ｒ0（ｉ）と遅延信号Ｒ（ｉ）とを併せて出力信号Ｒ（ｉ）’として出力する。ＦＦＴ回路８３４は、プリアンブル信号ｒ0（ｉ）と遅延信号Ｒ（ｉ）とのそれぞれの有効シンボルを並列的にサンプリング周期ｔSでサンプリングしてそのサンプリング信号でＦＦＴ処理して弁別信号ＲＦＴ（ｉ）を出力する。
【０１６９】
乗算器５３０Ａは、信号ウエイトＡHを弁別信号ＲＦＴ（ｉ）に乗算して乗算信号｛ＡHＲＦＴ（ｉ）｝を求める。加算器５１０Ａは、乗算信号｛ＡHＲＦＴ（ｉ）｝と加算器３００の内積信号ＷHＸ（ｉ）’とを加算して加算参照信号（ＷHＸ（ｉ）’＋ＡHＲＦＴ（ｉ））を求める。
【０１７０】
ＰＩ演算器４２には、弁別信号Ｘ（ｉ）’、加算参照信号（ＷHＸ（ｉ）’＋ＡHＲＦＴ（ｉ）’）、及び、弁別信号ＲＦＴ（ｉ）が入力されて、ＰＩ演算器４２は、加算参照信号の電力｜ＷHＸ（ｉ）’＋ＡHＲＦＴ（ｉ）’｜2を最小にするようにアンテナウエイトＷ及び信号ウエイトＡを更新する。このとき、信号ウエイトＡは、内積信号ＷHＸ（ｉ）’に含まれる信号成分のうち、弁別信号ＲＦＴ（ｉ）を打ち消すウエイトになり、アンテナウエイトＷは、弁別信号Ｘ（ｉ）’に含まれる干渉波成分の電力を最小にするウエイトになる。
【０１７１】
換言すれば、ＰＩ演算器４２は、加算参照信号（ＷHＸ（ｉ）’＋ＡHＲＦＴ（ｉ）’）のうち、弁別信号ＲＦＴ（ｉ）を除く成分の電力を最小にするようにアンテナウエイトＷ及び信号ウエイトＡを更新する。
（第１０実施形態）
本第１０実施形態における、ＳＭＩ方式のアダプティブアレーアンテナは、図２１に示すように、アンテナ素子１１、１２、発生器６０、ＦＦＴ回路８３、８０１、８０２、乗算器２０１、２０２、加算器（Σ）３００、位相回転器１０００、相関器１０１０、選択回路１０２０、演算器１０３０から構成されている。
【０１７２】
演算器１０３０は、相関行列推定器１０３１、逆行列演算器１０３２、相関ベクトル推定器１０３３、及び、行列乗算器１０３４を有する。なお、図２１において、図１、図２中の同一符号は、同一物を示す。
【０１７３】
先ず、アンテナ素子１１で受信された受信ＯＦＤＭ信号ｘ1（ｉ）のプリンアンブル信号は、ＦＦＴ回路８０１でＦＦＴ処理されて、周波数毎に弁別信号ｆｔ1（１）、ｆｔ1（２）、ｆｔ1（３）、ｆｔ1（４）が求められる。また、アンテナ素子１２で受信された受信ＯＦＤＭ信号ｘ2（ｉ）は、ＦＦＴ回路８０２でＦＦＴ処理されて、周波数毎に弁別信号ｆｔ2（１）、ｆｔ2（２）、ｆｔ2（３）、ｆｔ2（４）が求められる。なお、弁別信号の括弧内の数字１…４は、ＦＦＴのポイント数を示す。
【０１７４】
ここで、受信ＯＦＤＭ信号ｘ1（ｉ）、ｘ2（ｉ）、弁別信号ｆｔ1（１）〜ｆｔ1（３）、及び弁別信号ｆｔ2（１）〜ｆｔ2（３）を次のようにベクトル表記される。
【０１７５】
【数２８】
Ｘ（ｉ）＝［ｘ1（ｉ） ｘ2（ｉ）］T
【０１７６】
【数２９】
ＦＴ1（ｉ）＝［ｆｔ1（１） ｆｔ1（２） ｆｔ1（３）］T
【０１７７】
【数３０】
ＦＴ2（ｉ）＝［ｆｔ2（１） ｆｔ2（２） ｆｔ2（３）］T
乗算器２０１は、アンテナウエイトｗ1 *とＦＴ1（ｉ）との行列積（ｗ1 *ＦＴ1（ｉ））を求め、乗算器２０２は、アンテナウエイトｗ2 *とＦＴ2（ｉ）との行列積（ｗ2 *ＦＴ2（ｉ））を求める。
【０１７８】
次に、加算器（Σ）３００は、乗算器２０１、２０２による行列積（ｗ1 *ＦＴ1（ｉ））、（ｗ2 *ＦＴ2（ｉ））を、周波数毎に加算する。すなわち、行列積（ｗ1 *ＦＴ1（ｉ））、（ｗ2 *ＦＴ2（ｉ））、アンテナウエイトｗ1 *、ｗ2 *を、数式３１、３２のようにベクトル表記すると、加算器（Σ）３００によって、アンテナウエイトＷと弁別信号Ｘ（ｉ）’との内積を示す内積信号ＷHＸ（ｉ）’が求められる。また、内積信号ＷHＸ（ｉ）’は、数式３３に示すようにベクトル表記される。
【０１７９】
【数３１】
Ｘ（ｉ）’＝［ＦＴ1（ｉ） ＦＴ2（ｉ）］T
【０１８０】
【数３２】
Ｗ＝［ｗ1 ｗ2 ］T
【０１８１】
【数３３】
ＷHＸ（ｉ）’＝［ｗ1 *ｆｔ1（１）＋ｗ2 *ｆｔ2（１） ｗ1 *ｆｔ1（２）＋ｗ2 *ｆｔ2（２） ｗ1 *ｆｔ1（３）＋ｗ2 *ｆｔ2（３）］T
次に、発生器６０は、所望既知信号として、ＯＦＤＭ信号のプリアンブル信号ｒ0（ｉ）を発生し、このプリアンブル信号ｒ0（ｉ）は、周波数軸上に複数のパイロットシンボル（既知信号）が配列された信号である。また、ＦＦＴ回路８３は、ＯＦＤＭ信号のプリアンブル信号ｒ0（ｉ）をＦＦＴ処理して周波数毎に所望弁別信号ｒｆ1（１）、ｒｆ1（２）、ｒｆ1（３）を求める。
【０１８２】
次に、位相回転器１０００は、所望弁別信号ｒｆ1（１）を４種の位相量（０°θ°、２θ° ３θ°）だけ回転処理して、この回転処理された所望弁別信号ｒｆ1（１ θ）、ｒｆ1（１ ２θ）、ｒｆ1（１ ３θ）と、所望弁別信号ｒｆ1（１）とを出力する。
【０１８３】
さらに、位相回転器１０００は、所望弁別信号ｒｆ1（２）を４種の位相量（０°、θ°、２θ°、３θ°）だけ回転処理して、この回転処理された所望弁別信号ｒｆ1（２ θ）、ｒｆ1（２ ２θ）、ｒｆ1（２ ３θ）と、所望弁別信号ｒｆ1（２）とを出力する。
【０１８４】
また、位相回転器１０００は、所望弁別信号ｒｆ1（３）を４種の位相量（０°θ°、２θ° ３θ°）だけ回転処理して、この回転処理された所望弁別信号ｒｆ1（３ θ）、ｒｆ1（３ ２θ）、ｒｆ1（３ ３θ）と、所望弁別信号ｒｆ1（３）とを出力する。
【０１８５】
ここで、所望弁別信号ｒｆ1（１）〜ｒｆ1（１ ３θ）、ｒｆ1（２）〜ｒｆ1（２ ３θ）、ｒｆ1（３）〜ｒｆ1（３ ３θ）は、数式３４に示すように、求められる。
【０１８６】
【数３４】
但し、Ｃｔｆは、数式３５に示す位相量、ｔは位相量を示す番号、ｆは周波数を示す番号である。また、数式３５にて、Ｃ11＝Ｃ12＝Ｃ13、Ｃ21＝Ｃ22＝Ｃ23、Ｃ31＝Ｃ32＝Ｃ33である。
【０１８８】
【数３５】
Ｃｔｆ＝ｅｘｐ｛−２πｊ・（ｊ−１）・（ｔ−１）／３｝
ここで、位相回転器１０００の出力信号は、図５に示すＦＦＴ回路８４の出力信号とＦＦＴ回路８３の出力信号とを併せたものと等価である。すなわち、ＦＦＴ回路８４は、位相回転器１０００とともに、プリアンブル信号ｒ0（ｉ）に対してガードインターバル期間ＴGより短い遅延時間を生成し、この生成された遅延時間をＦＦＴ処理することと同等の役割を果たす。
【０１８９】
次に、相関器１０１０は、所望処理信号ＢＳと弁別信号Ｘ（ｉ）’との相関値Ｋを求める。なお、相関値Ｋは、所望処理信号ＢＳと弁別信号Ｘ（ｉ）’との行列積（ＢＳ×Ｘ（ｉ）’）により求められる。
【０１９０】
選択回路１０２０は、相関値Ｋに基づいて、所望処理信号ＢＳのうち、弁別信号Ｘ（ｉ）’との相関が最も大きい所望処理信号ＢＳmaxを周波数毎に求める。
【０１９１】
例えば、相関値Ｋを数式３６のようにベクトル表記する。数式３６中、相関値ｋｔｆにおいてｔは位相量を示す番号、ｆは周波数を示す番号である。
【０１９２】
【数３６】
先ず、選択回路１０２０は、相関値ｋｔｆの各々の絶対値を求め、各々の絶対値の二乗値（│ｋｔｆ│2）を求めるとともに、絶対値の二乗値（│ｋｔｆ│2）を、各々、位相量毎に、加算して、数式３７に示す行列ＫＧを求める。
【０１９４】
【数３７】
次に、選択回路１０２０は、行列ＫＧのうち最大値を求めるとともに、行列ＢＳのうち、最大値の位相量に対応する所望弁別信号（以下、所望弁別信号MXという）を周波数毎に求める。
【０１９６】
ここで、所望弁別信号ｒｆ1（１）…ｒｆ1（２）…ｒｆ1（３ ３θ）を示す行列ＢＳを数式３８の如くベクトル表記する。
【０１９７】
【数３８】
例えば、行列ＫＧの最大値として、［│ｋ21│2＋│ｋ22│2］が選択されたとき、数式３８のうち周波数毎の所望弁別信号ＭＸ（ｉ）として、［ｒｆ1（１ ２θ） ｒｆ1（２ ２θ）、ｒｆ1（３ ２θ）］が選択される。さらに、数式３８のうち周波数毎の所望弁別信号ＭＸ（ｉ）以外の所望弁別信号を、数式３９に示す如く、所望処理信号ＢＡとする。但し、数式３９の所望処理信号ＢＡは、所望弁別信号ＭＸ（ｉ）として、［ｒｆ1（１ ２θ） ｒｆ1（２ ２θ）、ｒｆ1（３ ２θ）］が選択された一例を示す。
【０１９９】
【数３９】
なお、以下、説明を簡易に行うため、所望処理信号ＢＡ（ｉ）を、数式４０に示すようにベクトル表記し、所望弁別信号ＭＸ（ｉ）を数式４１に示すようにベクトル表記する。数式４０中、相関値ｂａｔｆにおいてｔは位相量を示す番号、ｆは周波数を示す番号である。数式４１中、ｍｘｔにおいて、ｔは位相量を示す番号である。
【０２０１】
【数４０】
【数４１】
なお、以下、弁別信号Ｘ（ｉ）’を、数式４２に示す如くベクトル表記する。但し、数式４２におけるｆｔMfのＭは自然数でアンテナ素子の番号を示し、ｆは周波数を示す。
【０２０４】
【数４２】
次に、相関行列推定器１０３１は、弁別信号Ｘ（ｉ）’と所望処理信号ＢＡとを併せて、数式４３に示す行列ＸＭを生成するとともに、数式４４、数式４５、数式４６により、行列ＸＭにおいて、個々の時刻での瞬時入力行列ＲXMXM1、ＲXMXM2、ＲXMXM3を求める。数式４７に基づいて瞬時入力行列ＲXMXM1、ＲXMXM2、ＲXMXM3を平均化して、相関行列の推定値ＲXMXMを求める。
【０２０６】
【数４３】
【数４４】
ＲXMXM1＝ＸＭ（１）・ＸＭ（１）H
【０２０８】
【数４５】
ＲXMXM2＝ＸＭ（２）・ＸＭ（２）H
【０２０９】
【数４６】
ＲXMXM3＝ＸＭ（３）・ＸＭ（３）H
【０２１０】
【数４７】
ＲXMXM＝（ＲXMXM1＋ＲXMXM2＋ＲXMXM3）／３
次に、逆行列演算器１０３２は、相関行列の推定値ＲXMXMの逆行列ＲXMXM -1を求める。また、相関ベクトル推定器１０３３は、弁別信号Ｘ（ｉ）’、所望弁別信号ＭＸ、及び、所望弁別信号ＢＡを用いて、数式４８、数式４９、数式５０に示すように、個々の時刻における瞬時相関ベクトルｒxmb1、ｒxmb2、ｒxmb3を求める。
【０２１１】
次に、相関ベクトル推定器１０３３は、数式５１に基づいて、瞬時相関ベクトルｒxmb1、ｒxmb2、ｒxmb3を周波数上で平均化して相関ベクトル推定値ｒxmbを求める。
【０２１２】
【数４８】
ｒxmb1＝ＸＭ（１）・ＭＸ（１）H
【０２１３】
【数４９】
ｒxmb2＝ＸＭ（２）・ＭＸ（２）H
【０２１４】
【数５０】
ｒxmb3＝ＸＭ（３）・ＭＸ（３）H
【０２１５】
【数５１】
ｒxmb＝（ｒxmb1＋ｒxmb2＋ｒxmb3）／３
最後に、行列乗算器１０３４は、数式５２に示すように、相関行列の推定値ＲXMXMと相関ベクトル推定値ｒxmbとによって行列乗算して乗算結果Ｚを求めるとともに、乗算結果Ｚのうち「ｗ1 * ｗ2 *」を乗算器２０１、２０２にそれぞれ出力する。なお、数式５１中、−ａ1 −ａ2 −ａ3 −ａ4は、上記第３実施形態に述べた信号ウエイトである。
【０２１６】
【数式５２】
Ｚ＝［ｗ1 * ｗ2 * −ａ1 −ａ2 −ａ3 −ａ4］T
これにより、乗算器２０１、２０２は、行列積（ｗ1 *ＦＴ1（ｉ））、行列積（ｗ2 *ＦＴ2（ｉ））をそれぞれ求め、加算器（Σ）３００によって、行列積（ｗ1 *ＦＴ1（ｉ））、（ｗ2 *ＦＴ2（ｉ））が、周波数毎に加算されて、内積信号ＷHＸ（ｉ）’が求められる。
【０２１７】
ここで、内積信号ＷHＸ（ｉ）’のうち、所望処理信号ＢＡと所望弁別信号ＭＸとを除く成分を抑圧するようにアンテナウエイトｗ1 、ｗ2が更新される。これにより、抑圧の必要の無い所望処理信号ＢＡと所望弁別信号ＭＸとの抑圧を防止して、上記第１、第２実施形態と実質的に同様に、本来、抑圧の必要の有る信号成分を抑圧できるので、ヌル点の形成を有効的に行うことができる。従って、ＳＭＩ方式のアダプティブアレーアンテナの自由度の無駄な消費を抑え得る。
【０２１８】
例えば、図２２中αに示すように、アンテナ素子１１、１２によって、指向性を形成することができる。
【０２１９】
すなわち、内積信号ＷHＸ（ｉ）’のうち所望弁別信号ＭＸは、抑圧されることなく、所望処理信号ＢＡ、ＭＸ以外のＧＩ外遅延信号は抑圧される。しかしながら、ＧＩ外遅延信号と所望処理信号ＢＡとが同一方向から受信されると、ＧＩ外遅延信号と所望処理信号ＢＡとは、共に抑圧される。このように、内積信号ＷHＸ（ｉ）’のうち、所望弁別信号ＭＸは、抑圧されることはなく残されるものの、所望処理信号ＢＡは、受信方向によっては抑圧されることがある。
【０２２０】
さらに、アンテナウエイトｗ1 、ｗ2の更新によって、内積信号ＷHＸ（ｉ）’のうち、少なくとも所望弁別信号ＭＸの成分が残されて得られる。ここで、所望弁別信号ＭＸは、上述の如く、所望処理信号ＢＳのうち、弁別信号Ｘ（ｉ）’との相関が最も大きい信号であるため、所望弁別信号ＭＸの成分が残されることにより、弁別信号Ｘ（ｉ）’のうち受信レベルの大きな信号が、所望弁別信号ＭＸの成分として得ることができる。従って、所望弁別信号ＭＸの成分の復調を良好に行うことができる。
【０２２１】
なお、上記第１０実施形態においては、ＦＦＴ回路８０１、８０２を採用してＳＭＩ方式のアダプティブアレアンテナを構成して、ＦＦＴ回路８０１、８０２は、それぞれ、受信ＯＦＤＭ信号ｘ1（ｉ）をＦＦＴ処理し、このＦＦＴ処理された周波数軸上の信号に基づきアンテナウエイトｗ1、ｗ2を求める例につき説明したが、これに限らず、以下のようにしてもよい。
【０２２２】
すなわち、ＦＦＴ回路８０１、８０２を採用することなく、ＳＭＩ方式のアダプティブアレアンテナを構成して、受信ＯＦＤＭ信号ｘ1（ｉ）をＦＦＴ処理した周波数軸上の信号に代えて、時間軸上の受信ＯＦＤＭ信号ｘ1（ｉ）を採用して、時間軸上の受信ＯＦＤＭ信号ｘ1（ｉ）アンテナウエイトｗ1、ｗ2を求めるようにしてもよい。
（第１１実施形態）
本第１１実施形態では、図２２に示すように、上記第１０実施形態の示す構成に、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０４０、１０４１が追加されている。
【０２２３】
図２２において、ローパスフィルタ１０４０は、ＦＦＴ回路８０１からの弁別信号ｆｔ1（１）〜ｆｔ1（３）に基づき狭帯域の弁別信号ＬＦ1｛＝ｆｔ1（１）、ｆｔ1（２）｝を求める。これとともに、ローパスフィルタ１０４０は、ＦＦＴ回路８０２からの弁別信号ｆｔ2（１）〜ｆｔ2（３）に基づき狭帯域の弁別信号ＬＦ2｛＝ｆｔ2（１）、ｆｔ2（２）｝を求める。
【０２２４】
これにより、ローパスフィルタ１０４０は、数式５３に示す狭帯域の弁別信号ＬＦを出力することになる。すなわち、ローパスフィルタ１０４０は、弁別信号ｆｔ1（１）〜ｆｔ1（３）、ｆｔ2（１）〜ｆｔ2（３）のうち、所定周波数帯域の成分だけを取り出すことにより、狭帯域の弁別信号ＬＦ1、ＬＦ2を出力する。
【０２２５】
【数５３】
また、ローパスフィルタ１０４１は、ＦＦＴ回路８３及び位相回転器１０００の間に接続されて、ＦＦＴ回路８３からの所望弁別信号ｒｆ1（１）、ｒｆ1（２）、ｒｆ1（３）に基づき狭帯域の弁別信号ｒＬＦ｛＝ｒｆ1（１）、ｒｆ1（２）｝を求める。すなわち、ローパスフィルタ１０４１は、所望弁別信号ｒｆ1（１）、ｒｆ1（２）、ｒｆ1（３）のうち、所定周波数帯域の成分だけを取り出すことにより、狭帯域の弁別信号ｒｆ1（１）、ｒｆ1（２）を出力する。
【０２２７】
次に、位相回転器１０００は、所望弁別信号ｒｆ1（１）を４種の位相量（０°、θ°、２θ°、３θ°）だけ回転処理して、この回転処理された所望弁別信号ｒｆ1（１ θ）、ｒｆ1（１ ２θ）、ｒｆ1（１ ３θ）と、所望弁別信号ｒｆ1（１）とを出力する。
【０２２８】
さらに、位相回転器１０００は、所望弁別信号ｒｆ1（２）を４種の位相量（０°、θ°、２θ°、３θ°）だけ回転処理して、この回転処理された所望弁別信号ｒｆ1（２ θ）、ｒｆ1（２ ２θ）、ｒｆ1（２ ３θ）と、所望弁別信号ｒｆ1（２）とを出力する。
【０２２９】
なお、以下、所望弁別信号ｒｆ1（１）〜ｒｆ1（１ ３θ）、ｒｆ1（２）〜ｒｆ1（２ ３θ）を、数式５４に示すように、所望処理信号ＬＢＳとする。
【０２３０】
【数５４】
次に、本第１１実施形態の相関器１０１０は、上記第１０実施形態で述べた所望処理信号ＢＳに代わる所望処理信号ＬＢＳと、弁別信号Ｘ（ｉ）’に代わる狭帯域の弁別信号ｒＬＦとの相関値Ｋ’を求める。また、選択回路１０２０は、上記第１０実施形態と実質的同様に、相関値Ｋ’に基づいて、所望処理信号ＬＢＳのうち、狭帯域の弁別信号ｒＬＦとの相関が最も大きい周波数毎の所望弁別信号ＭＸ’を求める。さらに、所望処理信号ＬＢＳのうち、所望処理信号ＭＸ’以外の所望処理信号ＢＡ’を求める。
【０２３２】
次に、演算器１０３０では、弁別信号Ｘ（ｉ）’に代えて狭帯域の弁別信号ｒＬＦが入力されて、所望処理信号ＭＸに代えて所望処理信号ＭＸ’が入力されるとともに、所望処理信号ＢＡに代えて所望処理信号ＢＡ’が入力される。
【０２３３】
そこで、相関行列推定器１０３１は、相関ベクトル推定器１０３３及び逆行列演算器１０３２とともに、上記第１０実施形態と実質的同様に、狭帯域の弁別信号ｒＬＦと所望処理信号ＭＸ’とに基づいて相関行列の推定値ＲXMXMを求めるとともに、相関行列の推定値ＲXMXMの逆行列ＲXMXM -1を求める。
【０２３４】
また、相関ベクトル推定器１０３３は、上記第１０実施形態と実質的同様に、狭帯域の弁別信号ｒＬＦ、所望弁別信号ＭＸ’、及び、所望弁別信号ＢＡ’を用いて、相関ベクトル推定値ｒxmbを求める。さらに、行列乗算器１０３４によって、相関行列の推定値ＲXMXMと相関ベクトル推定値ｒxmbとが行列乗算されてアンテナウエイトｗ1 ｗ2が求められて乗算器２０１、２０２にそれぞれ出力される。
【０２３５】
以上により、内積信号ＷHＸ（ｉ）’のうち、所望処理信号ＢＡと所望弁別信号ＭＸとを除く成分が抑圧されるため、上記第１０実施形態と実質的に同様の効果が得られる。さらに、内積信号ＷHＸ（ｉ）’のうち、少なくとも所望弁別信号ＭＸ’の成分が残されて得られるため、上記第１０実施形態と実質的同様に、所望弁別信号ＭＸの成分の復調を良好に行うことができる。
【０２３６】
また、相関器１０１０の相関値の演算にあたり、所望処理信号ＢＳに代えて所望処理信号ＬＢＳが採用されるとともに、弁別信号Ｘ（ｉ）’に代えて狭帯域の弁別信号ｒＬＦが採用される。ここで、所望処理信号ＬＢＳは、上述の如く、所望処理信号ＢＳに比べて周波数領域が狭く、狭帯域の弁別信号ｒＬＦは、上述の如く、弁別信号Ｘ（ｉ）’に比べて周波数領域が狭い。このため、相関器１０１０の相関値の演算量を、上記第１０実施形態に比べて、減らすことができる。
【０２３７】
さらに、選択回路１０２０が所望処理信号ＭＸ’ＢＡ’を求めるにあたり、相関器１０１０の相関値Ｋ’と、所望処理信号ＬＢＳと、狭帯域の弁別信号ｒＬＦとを採用するので、選択回路１０２０の演算量を、上記第１０実施形態に比べて、減らすことができる。
【０２３８】
また、演算器１０３０がアンテナウエイトｗ1 ｗ2を求めるにあたり、弁別信号Ｘ（ｉ）’に代えて狭帯域の弁別信号ｒＬＦが採用されるとともに、所望処理信号ＭＸに代えて所望処理信号ＭＸ’が採用される。このため、演算器１０３０の演算量を、上記第１０実施形態に比べて、減らすことができる。
（第１２実施形態）
本第１２実施形態では、上記第１１実施形態で述べたローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０４０、１０４１を採用して、ＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナを構成する例につき説明する。この場合の構成を、図２３に示す。
【０２３９】
本第１２実施形態における、ＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナは、アンテナ素子１１、１２、発生器６０、ＦＦＴ回路８３、８０１、８０２、乗算器２０１、２０２、加算器（Σ）３００、位相回転器１０００、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０４０、１０４１、演算器１０３０Ａから構成されている。演算器１０３０Ａは、相関行列推定器１０３１Ａ、逆行列演算器１０３２Ａ、行列乗算器１０３４Ａを有する。なお、図２３において、図１、図２、図２２中の同一符号は、同一物を示す。
【０２４０】
先ず、ローパスフィルタ１０４０は、上記第１１実施形態と同様に、ＦＦＴ回路８０１からの弁別信号ｆｔ1（１）〜ｆｔ1（３）に基づき狭帯域の弁別信号ＬＦ1｛＝ｆｔ1（１）、ｆｔ1（２）｝を求めるとともに、ＦＦＴ回路８０２からの弁別信号ｆｔ2（１）〜ｆｔ2（３）に基づき狭帯域の弁別信号ＬＦ2｛＝ｆｔ2（１）、ｆｔ2（２）｝を求める。
【０２４１】
次に、位相回転器１０００は、上記第１１実施形態と同様に、ローパスフィルタ１０４１からの狭帯域の弁別信号ｒＬＦ｛＝ｒｆ1（１）、ｒｆ1（２）｝に基づいて、数式５３に示す所望処理信号ＬＢＳを求める。
【０２４２】
次に、演算器１０３０Ａおいて相関行列推定器１０３１Ａは、狭帯域の弁別信号ＬＦ1、ＬＦ2と所望処理信号ＬＢＳとを併せて、数式５５に示す行列ＦＢを生成するとともに、上記第１０実施形態と実質的同様に、行列ＦＢにおける、相関行列の推定値ＲFBFBを求める。
【０２４３】
【数５５】
次に、逆行列演算器１０３２Ａは、相関行列の推定値ＲFBFBの逆行列ＲFBFB -1を求める。さらに、行列乗算器１０３４Ａは、数式５６に示す式を用いて、乗算結果Ｚ’を求めるとともに、乗算結果Ｚ’のうち、アンテナウエイトｗ1 ｗ2を乗算器２０１、２０２にそれぞれ出力する。なお、数式５５中、−ａ1 −ａ2 −ａ3 −ａ4は、上記第９実施形態に述べた信号ウエイトＡHである。
【０２４５】
ここで、アンテナウエイトｗ1 ｗ2は、加算回路３００の内積信号ＷHＸ（ｉ）’のうち、所望処理信号ＬＢＳを除く成分の電力を最小にするように更新される。
【０２４６】
【数５６】
【０２４７】
なお、本発明の実施にあたり、アンテナ素子の数としては、２個以上であれば、幾らでもよい。
【０２４８】
さらに、上記各実施形態では、各種信号を周波数弁別するにあたり、ＦＦＴ処理を採用した例について説明したが、これに限らず、ＤＦＴ処理等の各種の周波数弁別処理を採用してもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態のＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナの構成を示す図である。
【図２】上記第１実施形態のＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナのシュミレーションの結果を示す図である。
【図３】本発明の第２実施形態のＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナの構成を示す図である。
【図４】図３に示す遅延回路の詳細構成を示す図である。
【図５】本発明の第３実施形態のＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナの構成を示す図である。
【図６】図５に示すＦＦＴ回路の詳細構成を示す図である。
【図７】図５に示す遅延回路の作動を示す図である。
【図８】図６に示すＦＦＴ回路の作動を示す図である。
【図９】本発明の第４実施形態のＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナの構成を示す図である。
【図１０】図９に示すマッチドフィルタ及び遅延回路の作動を示す図である。
【図１１】本発明の第５実施形態のＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナの構成を示す図である。
【図１２】図１１に示す所望信号選択回路の詳細構成を示す図である。
【図１３】本発明の第６実施形態のＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナの構成を示す図である。
【図１４】図１３に示す等価回路の詳細構成を示す図である。
【図１５】図１４に示す等価回路の作動を示す図である。
【図１６】本発明の第７実施形態のＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナの構成を示す図である。
【図１７】上記第７実施形態のＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナのシュミレーションの結果を示す図である。
【図１８】本発明の第８実施形態のＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナの構成を示す図である。
【図１９】図１８のＬＰＦの作動を示す図である。
【図２０】本発明の第９実施形態のＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナの構成を示す図である。
【図２１】本発明の第１０実施形態のＳＭＩ方式のアダプティブアレーアンテナの構成を示す図である。
【図２２】上記第１０実施形態の作動を説明するための図である。
【図２３】本発明の第１１実施形態のＳＭＩ方式のアダプティブアレーアンテナの構成を示す図である。
【図２４】本発明の第１１実施形態のＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナの構成を示す図である。
【図２５】ＯＦＤＭ信号のフォーマットを示す図である。
【図２６】ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナの受信信号を説明するための図である。
【図２７】従来のＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナの構成を示す図である。
【符号の説明】
４０Ａ…ＭＭＳＥ演算器、３０、５１、５２…加算器、
６０、７０…発生器。
Claims (17)
- ＯＦＤＭ信号をそれぞれ受信する複数のアンテナ素子（１１…１Ｍ）と、
前記複数のアンテナ素子で受信された受信ＯＦＤＭ信号にそれぞれのアンテナウエイトを乗算するアンテナ乗算手段（２１…２Ｍ）と、
前記アンテナウエイトが乗算されたそれぞれの受信ＯＦＤＭ信号を加算して加算信号を出力する加算手段（３０）と、
第１の既知信号及び第２の既知信号から参照信号を求める参照信号算出手段（５１〜５３、５１Ａ、５３Ａ）と、
前記複数のアンテナ素子で受信された受信ＯＦＤＭ信号と前記加算信号と前記参照信号とに応じて前記アンテナウエイトを更新する更新手段（４０Ａ、４１）とを備え、
前記ＯＦＤＭ信号は、時間軸上に配置される有効シンボルとこの有効シンボルに先だつように配置されるガードインターバルとを有するデータ信号を備え、前記ガードインターバルは、前記有効シンボルのうち時間軸上で後側の所定期間部分を複写したものであり、
前記第２の既知信号は、前記第１の既知信号に対して、前記ガードインターバルの時間以内の所定時間遅延した信号であることを特徴とするアダプティブアレーアンテナ。 - 前記第１の既知信号を所定期間遅延させて前記第２の既知信号を求める遅延手段（８０）を有することを特徴とする請求項１に記載のアダプティブアレーアンテナ。
- 前記複数のアンテナ素子は、それぞれ、前記第１の既知信号の成分と前記第２の既知信号の成分とを有する信号を前記受信信号として受信し、
前記複数のアンテナ素子で受信された受信信号に基づいて、前記第１の既知信号の成分に対する前記第２の既知信号の成分の遅延時間を求める遅延時間算出手段（１００）と、
前記所望既知信号を前記遅延時間だけ遅延させて前記第２の既知信号を求める遅延手段（８０Ａ）とを有することを特徴とする請求項１に記載のアダプティブアレーアンテナ。 - 前記第１の既知信号に対してそれぞれ異なる時間だけ遅延した複数の遅延信号を生成する遅延信号生成手段（９０）と、
前記複数の遅延信号と前記受信信号との相関検出を行う相関検出器（１３１ａ〜１３４ｃ）と、
前記相関検出器の相関検出に基づいて前記複数の遅延信号の何れかを前記第２の既知信号として選択する選択手段（１３５ａ〜１３６）と
を有することを特徴とする請求項１に記載のアダプティブアレーアンテナ。 - 前記参照信号算出手段は、前記第２の既知信号に信号ウエイトを乗算するウエイト乗算部（５３）を備え、この信号ウエイトが乗算された前記第２の既知信号に前記第１の既知信号を加算して前記参照信号を求め、
前記更新手段は、前記複数のアンテナ素子で受信された受信信号と前記第２の既知信号と前記参照信号と前記加算信号とに応じて前記信号ウエイトを更新することを特徴とする請求項１〜４のうちいずれか１つに記載のアダプティブアレーアンテナ。 - 前記加算手段の加算信号のうち前記第２の既知信号の成分を抑圧するために帰還信号を加算する抑圧手段（１２９、１３０）と、
前記加算信号を所定期間だけ遅延させて遅延加算信号を生成する加算信号遅延手段（１２１〜１２４）と、
前記遅延加算信号に前記信号ウエイトを乗算して前記帰還信号を求める乗算手段（１２５〜１２８）と
を有することを特徴とする請求項５に記載のアダプティブアレーアンテナ。 - 前記参照信号算出手段は、
前記第１及び第２の既知信号に信号ウエイトを乗算して前記参照信号を求める手段（５３Ａ）と、
前記参照信号と前記加算信号とを加算して加算参照信号を求める手段（５１Ａ）とを有し、
前記更新手段（４１）は、前記加算参照信号のうち、前記第１及び第２の既知信号を除く成分の電力を小さくするように前記アンテナウエイト及び前記信号ウエイトを更新することを特徴とする請求項１に記載のアダプティブアレーアンテナ。 - ＯＦＤＭ信号をそれぞれ受信する複数のアンテナ素子（１１…１Ｍ）と、
前記複数のアンテナ素子で受信された受信ＯＦＤＭ信号をそれぞれ周波数弁別して弁別信号を求める受信周波数弁別手段（８０１〜８０Ｍ）と、
前記周波数弁別されたそれぞれの弁別信号にアンテナウエイトを乗算するアンテナ乗算手段（２０１〜２０Ｍ）と、
前記アンテナウエイトが乗算されたそれぞれの弁別信号を加算して加算信号を出力する加算手段（３００）と、
所望ＯＦＤＭ信号が周波数弁別された所望弁別信号を求める所望周波数分別手段（８４）と、
前記所望弁別信号に対して遅延した遅延弁別信号を求める遅延手段（９０、８３）と、
前記遅延弁別信号に信号ウエイトを乗算して、この信号ウエイトが乗算された前記遅延弁別信号に前記所望弁別信号を加算して参照信号を求める参照加算手段（５１０、５２０、５３０）と、
前記それぞれの弁別信号と前記遅延弁別信号とに応じて前記参照信号に前記加算信号を近づけるようにして、前記それぞれの弁別信号のうち前記所望弁別信号及び遅延弁別信号の双方を除く成分を抑圧するように前記アンテナウエイト及び前記信号ウエイトを更新する更新手段（４０Ｂ）と、を備え、
前記ＯＦＤＭ信号は、時間軸上に配置される有効シンボルとこの有効シンボルに先だつように配置されるガードインターバルとを有するデータ信号を備え、前記ガードインターバルは、前記有効シンボルのうち時間軸上で後側の所定期間部分を複写したものであり、
前記遅延弁別信号は、前記所望弁別信号に対して、前記ガードインターバルの時間以内の所定時間遅延した信号であることを特徴とするアダプティブアレーアンテナ。 - ＯＦＤＭ信号をそれぞれ受信する複数のアンテナ素子（１１〜１４）と、
前記複数のアンテナ素子で受信された受信ＯＦＤＭ信号をそれぞれ周波数弁別して弁別信号を求める受信周波数弁別手段（８０１〜８０４）と、
前記周波数弁別されたそれぞれの弁別信号にアンテナウエイトを乗算するアンテナ乗算手段（２０１〜２０４）と、
前記アンテナウエイトが乗算されたそれぞれの弁別信号を加算して加算信号を出力する加算手段（３００）と、
所望ＯＦＤＭ信号に対して所定期間遅延した遅延ＯＦＤＭ信号を求める遅延手段（８０Ａ）と、
前記所望ＯＦＤＭ信号及び前記遅延ＯＦＤＭ信号の双方が周波数弁別された所望弁別信号を求める所望周波数分別手段（８３４）と、
前記所望弁別信号に信号ウエイトを乗算して参照信号を求める参照加算手段（５３０Ａ）と、
前記参照信号と前記加算信号とを加算して加算参照信号を求める加算参照信号算出手段（５１０Ａ）と、
前記加算参照信号のうち、前記所望弁別信号の成分を除く成分の電力を小さくするように前記アンテナウエイト及び前記信号ウエイトを更新する更新手段（４２）とを備え、
前記ＯＦＤＭ信号は、時間軸上に配置される有効シンボルとこの有効シンボルに先だつように配置されるガードインターバルとを有するデータ信号を備え、前記ガードインターバルは、前記有効シンボルのうち時間軸上で後側の所定期間部分を複写したものであり、
前記遅延ＯＦＤＭ信号は、前記所望ＯＦＤＭ信号に対して、前記ガードインターバルの時間以内の所定時間遅延した信号であることを特徴とするアダプティブアレーアンテナ。 - 既知信号が周波数軸上に配列されたプリアンブル信号を、前記所望ＯＦＤＭ信号として生成する生成手段（６０）を有することを特徴とする請求項８又は９に記載のアダプティブアレーアンテナ。
- 前記受信周波数弁別手段は、前記受信ＯＦＤＭ信号をサンプリグして各サンプリング信号を得て、前記各サンプリング信号に応じて前記弁別信号を求め、
前記遅延時間は、前記サンプリングの周期の所定倍数であることを特徴とする請求項１０に記載のアダプティブアレーアンテナ。 - 前記遅延手段は、所望個数の前記遅延弁別信号を出力することを特徴とする請求項８〜１１のいずれか１つに記載のアダプティブアレーアンテナ。
- 前記遅延弁別信号の所望個数は、前記所望ＯＦＤＭ信号のデータ信号のガードインターバル期間と、前記サンプリングの周期と、によって決まる最大個数であることを特徴とする請求項１２に記載のアダプティブアレーアンテナ。
- ＯＦＤＭ信号をそれぞれ受信する複数のアンテナ素子（１１〜１４）と、
前記複数のアンテナ素子で受信された受信ＯＦＤＭ信号にそれぞれのアンテナウエイトを乗算するアンテナ乗算手段（２１…２４）と、
前記アンテナウエイトが乗算されたそれぞれの受信ＯＦＤＭ信号を加算して加算信号を出力する加算手段（３０）と、
前記複数のアンテナ素子で受信された受信ＯＦＤＭ信号のうち、これら受信ＯＦＤＭ信号の周波数帯域に比べて狭い周波数帯域の成分を示す受信周波数信号をそれぞれ出力する受信周波数信号出力手段（４２０〜４２３）と、
既知信号のうち、前記狭い周波数帯域の成分を示す既知周波数信号を出力する既知周波数信号出力手段（４２４）と、
前記既知周波数信号に対して所定期間遅延した遅延周波数信号を求める遅延手段（８０Ａ）と、
前記遅延周波数信号及び前記既知周波数信号に信号ウエイトを乗算して参照信号を求める参照信号算出手段（５３Ａ）と、
前記参照信号と前記加算信号とを加算して加算参照信号を求める加算参照信号算出手段（５１Ａ）と、
前記加算参照信号のうち、前記遅延周波数信号及び前記既知周波数信号を除く成分の電力を小さくするように前記アンテナウエイト及び前記信号ウエイトを更新する更新手段（４１）とを有し、
前記ＯＦＤＭ信号は、時間軸上に配置される有効シンボルとこの有効シンボルに先だつように配置されるガードインターバルとを有するデータ信号を備え、前記ガードインターバルは、前記有効シンボルのうち時間軸上で後側の所定期間部分を複写したものであり、
前記遅延周波数信号は、前記既知周波数信号に対して、前記ガードインターバルの時間以内の所定期間遅延した信号であることを特徴とするアダプティブアレーアンテナ。 - ＯＦＤＭ信号をそれぞれ受信する複数のアンテナ素子（１１、１２）と、
前記複数のアンテナ素子で受信された受信ＯＦＤＭ信号をそれぞれ周波数弁別して弁別信号を求める受信周波数弁別手段（８０１、８０２）と、
前記周波数弁別されたそれぞれの弁別信号にアンテナウエイトを乗算するアンテナ乗算手段（２０１、２０２）と、
前記アンテナウエイトが乗算されたそれぞれの弁別信号を加算して加算信号を出力する加算手段（３００）と、
既知ＯＦＤＭ信号を周波数弁別して既知弁別信号を求める既知周波数分別手段（８３）と、
前記既知弁別信号に対してそれぞれの位相量だけ位相回転して、前記それぞれの位相量に対応する位相回転既知弁別信号を求める位相回転手段（１０００）と、
前記それぞれの位相量に対応する位相回転既知弁別信号と前記それぞれの弁別信号との相関をとって、前記それぞれの位相量に対応する相関値を求める相関手段（１０１０）と、
前記それぞれの位相量に対応する相関値のうち、最大相関値を選択するとともに、前記それぞれの位相量に対応する位相回転既知弁別信号うち、前記最大相関値に対応する対応位相回転既知弁別信号を選択する選択手段（１０２０）と、
前記加算信号のうち、前記それぞれの位相量に対応する位相回転既知弁別信号を除く成分を小さくするとともに、前記加算信号のうち、前記対応位相回転既知弁別信号を少なくとも残すように前記アンテナウエイトを更新する更新手段（１０３４）とを有し、
前記ＯＦＤＭ信号は、時間軸上に配置される有効シンボルとこの有効シンボルに先だつように配置されるガードインターバルとを有するデータ信号を備え、前記ガードインターバルは、前記有効シンボルのうち時間軸上で後側の所定期間部分を複写したものであり、
前記それぞれの位相量に対応する位相回転既知弁別信号は、前記既知弁別信号に対してそれぞれ異なる遅延時間を有する信号であり、
前記それぞれ異なる遅延時間は、前記ガードインターバルの時間以内の時間であることを特徴とするアダプティブアレーアンテナ。 - ＯＦＤＭ信号をそれぞれ受信する複数のアンテナ素子（１１、１２）と、
前記複数のアンテナ素子で受信された受信ＯＦＤＭ信号をそれぞれ周波数弁別して弁別信号を求める受信周波数弁別手段（８０１、８０２）と、
前記周波数弁別されたそれぞれの弁別信号にアンテナウエイトを乗算するアンテナ乗算手段（２０１、２０２）と、
前記アンテナウエイトが乗算されたそれぞれの弁別信号を加算して加算信号を出力する加算手段（３００）と、
前記それぞれの弁別信号のうち、前記弁別信号に比べて狭い周波数帯域の狭帯域弁別信号をそれぞれ出力する狭帯域出力手段（１０４０）と、
既知ＯＦＤＭ信号を周波数弁別して既知弁別信号を求める所望周波数分別手段（８３）と、
前記既知弁別信号のうち、前記既知弁別信号に比べて狭い周波数帯域の狭帯域既知弁別信号を出力する既知狭帯域出力手段（１０４１）と、
前記狭帯域既知弁別信号に対してそれぞれ異なる位相量だけ位相回転して、前記それぞれの位相量に対応する狭帯域の位相回転弁別信号を求める位相回転手段（１０００）と、
前記それぞれの位相量に対応する狭帯域の位相回転弁別信号と前記それぞれの弁別信号との相関をとって、前記それぞれの位相量に対応する相関値を求める相関手段（１０１０）と、
前記それぞれの位相量に対応する相関値のうち、最大相関値を選択するとともに、前記それぞれの狭帯域の位相回転弁別信号のうち、前記最大相関値に対応する狭帯域の位相回転弁別信号を選択する選択手段（１０２０）と、
前記加算信号のうち、前記それぞれの位相量に対応する狭帯域の位相回転既知弁別信号を除く成分を小さくするとともに、前記加算信号のうち、前記対応する狭帯域の位相回転弁別信号を少なくとも残すように前記アンテナウエイトを更新する更新手段（１０３３）とを有し、
前記ＯＦＤＭ信号は、時間軸上に配置される有効シンボルとこの有効シンボルに先だつように配置されるガードインターバルとを有するデータ信号を備え、前記ガードインターバルは、前記有効シンボルのうち時間軸上で後側の所定期間部分を複写したものであり、
前記それぞれの位相量に対応する狭帯域の位相回転弁別信号は、前記狭帯域既知弁別信号に対してそれぞれ異なる遅延時間を有する信号であり、
前記それぞれ異なる遅延時間は、前記ガードインターバルの時間以内の時間であることを特徴とするアダプティブアレーアンテナ。 - ＯＦＤＭ信号をそれぞれ受信する複数のアンテナ素子（１１、１２）と、
前記複数のアンテナ素子で受信された受信ＯＦＤＭ信号をそれぞれ周波数弁別して弁別信号を求める受信周波数弁別手段（８０１、８０２）と、
前記周波数弁別されたそれぞれの弁別信号にアンテナウエイトを乗算するアンテナ乗算手段（２０１、２０２）と、
前記アンテナウエイトが乗算されたそれぞれの弁別信号を加算して加算信号を出力する加算手段（３００）と、
前記それぞれの弁別信号のうち、前記弁別信号に比べて狭い周波数帯域の狭帯域弁別信号をそれぞれ出力する狭帯域出力手段（１０４０）と、
既知ＯＦＤＭ信号を周波数弁別して既知弁別信号を求める所望周波数分別手段（８３）と、
前記既知弁別信号のうち、前記既知弁別信号に比べて狭い周波数帯域の狭帯域既知弁別信号を出力する既知狭帯域出力手段（１０４１）と、
前記狭帯域既知弁別信号を位相回転する位相回転手段（１０００）と、
前記加算信号のうち、前記狭帯域既知弁別信号と前記位相回転された狭帯域既知弁別信号とを除く成分の電力を小さくするように前記アンテナウエイトを更新する更新手段（１０３０Ａ）とを有し、
前記ＯＦＤＭ信号は、時間軸上に配置される有効シンボルとこの有効シンボルに先だつように配置されるガードインターバルとを有するデータ信号を備え、前記ガードインターバルは、前記有効シンボルのうち時間軸上で後側の所定期間部分を複写したものであり、
前記位相回転された狭帯域既知弁別信号は、前記位相回転される前の狭帯域既知弁別信号に対して、前記ガードインターバルの時間以内の所定時間遅延した信号であることを特徴とするアダプティブアレーアンテナ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001205093A JP4352640B2 (ja) | 2000-11-30 | 2001-07-05 | アダプティブアレーアンテナ |
Applications Claiming Priority (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000365506 | 2000-11-30 | ||
| JP2001-93957 | 2001-03-28 | ||
| JP2001093957 | 2001-03-28 | ||
| JP2000-365506 | 2001-03-28 | ||
| JP2001205093A JP4352640B2 (ja) | 2000-11-30 | 2001-07-05 | アダプティブアレーアンテナ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002359513A JP2002359513A (ja) | 2002-12-13 |
| JP4352640B2 true JP4352640B2 (ja) | 2009-10-28 |
Family
ID=27345328
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001205093A Expired - Fee Related JP4352640B2 (ja) | 2000-11-30 | 2001-07-05 | アダプティブアレーアンテナ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4352640B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TWI231668B (en) | 2003-03-12 | 2005-04-21 | Nec Corp | Transmission beam control method, adaptive antenna transmitter/receiver apparatus and radio base station |
| JP5695399B2 (ja) * | 2010-11-26 | 2015-04-01 | 京セラ株式会社 | 通信装置および無線通信方法 |
| JP6021711B2 (ja) * | 2013-03-28 | 2016-11-09 | 三菱電機株式会社 | 受信装置および受信方法 |
-
2001
- 2001-07-05 JP JP2001205093A patent/JP4352640B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2002359513A (ja) | 2002-12-13 |
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|
| A977 | Report on retrieval |
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| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| R250 | Receipt of annual fees |
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