JP2003124857A - 無線装置およびアダプティブアレイ処理方法 - Google Patents

無線装置およびアダプティブアレイ処理方法

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Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＯＦＤＭ伝送方式に対して、受信感度を向上
させることが可能なアダプティブアレイ基地局を提供す
る。 【解決手段】 ＯＦＤＭ方式により伝送された信号か
ら、相関器１０３０は、所望波と干渉波の到来タイミン
グを検出する。受信応答ベクトル推定器１０５０は、所
望波のうち先頭到来波からガードインターバル区間内に
到来した信号に対する第１の応答ベクトルおよび先頭到
来波からガードインターバル区間以後に到来した信号に
対する第２の応答ベクトルと、干渉波のうち先頭到来波
からガードインターバル区間内に到来した信号に対する
第３の応答ベクトルおよび先頭到来波からガードインタ
ーバル区間以後に到来した信号に対する第４の応答ベク
トルとを推定する。アダプティブアレイブロック１０７
０．ｋは、第１から第４の応答ベクトルのフーリエ変換
の結果に基づいて、ウェイトベクトルを導出する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、携帯電話等の主と
して移動体に対する無線通信において、基地局に用いら
れる無線装置の構成に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、急速に発達しつつある移動体通信
システム（たとえば、Personal Handyphone System：以
下、ＰＨＳ）では、干渉波の影響を抑制して良好な通信
品質を得るために、複数のアンテナからなるアレイアン
テナの受信信号に対して、周知のアダプティブアレイ処
理を行うことにより、所望波の信号を分離抽出するアダ
プティブアレイ基地局が実用化されている。
【０００３】さらに、このようなアダプティブアレイ基
地局を用いれば、電波の周波数利用効率を高めるため
に、同一周波数の同一タイムスロットを空間的に分割す
ることにより複数ユーザの移動端末装置を無線基地シス
テムにパス多重接続させることができるＰＤＭＡ（Path
Division Multiple Access）方式を実現することが可
能である。なお、ＰＤＭＡ方式は、また、ＳＤＭＡ方式
（Space Division Multiple Access）とも呼ばれる。
【０００４】図１１は、周波数分割多重接続（Frequenc
y Division Multiple Access：ＦＤＭＡ），時分割多重
接続（Time Division Multiple Access ：ＴＤＭＡ）お
よび空間多重分割接続（Space Division Multiple Acce
ss：ＳＤＭＡ）の各種の通信システムにおけるチャネル
の配置図である。
【０００５】まず、図１１を参照して、ＦＤＭＡ，ＴＤ
ＭＡおよびＳＤＭＡについて簡単に説明する。図１１
（ａ）はＦＤＭＡを示す図であって、異なる周波数ｆ１
〜ｆ４の電波でユーザ１〜４のアナログ信号が周波数分
割されて伝送され、各ユーザ１〜４の信号は周波数フィ
ルタによって分離される。
【０００６】図１１（ｂ）に示すＴＤＭＡにおいては、
各ユーザのデジタル化された信号が、異なる周波数ｆ１
〜ｆ４の電波で、かつ一定の時間（タイムスロット）ご
とに時分割されて伝送され、各ユーザの信号は周波数フ
ィルタと基地局および各ユーザ移動端末装置間の時間同
期とにより分離される。
【０００７】一方、ＳＤＭＡ方式では、図１１（ｃ）に
示すように、同じ周波数における１つのタイムスロット
を空間的に分割して複数のユーザのデータを伝送するも
のである。このＳＤＭＡでは各ユーザの信号は周波数フ
ィルタと基地局および各ユーザ移動端末装置間の時間同
期とアダプティブアレイなどの相互干渉除去装置とを用
いて分離される。
【０００８】図１２は、従来のＳＤＭＡ用基地局の送受
信システム２０００の構成を示す概略ブロック図であ
る。
【０００９】図１２に示した構成においては、たとえ
ば、ユーザＰＳ１とＰＳ２とを識別するために、ｎ本の
アンテナ♯１〜♯ｎ（ｎ：自然数）が設けられている。
【００１０】受信動作においては、アンテナの出力は、
ＲＦ回路２１０１に与えられ、ＲＦ回路２１０１におい
て、受信アンプで増幅され、局部発振信号によって周波
数変換された後、フィルタで不要な周波数信号が除去さ
れ、Ａ／Ｄ変換されて、デジタル信号としてデジタルシ
グナルプロセッサ２１０２に与えられる。
【００１１】デジタルシグナルプロセッサ２１０２に
は、チャネル割当基準計算器２１０３と、チャネル割当
器２１０４と、アダプティブアレイ２１００とが設けら
れている。チャネル割当基準計算器２１０３は、２人の
ユーザからの信号がアダプティブアレイによって分離可
能かどうかを予め計算する。その計算結果に応じて、チ
ャネル割当器２１０４は、周波数と時間とを選択するユ
ーザ情報を含むチャネル割当情報をアダプティブアレイ
２１００に与える。アダプティブアレイ２１００は、チ
ャネル割当情報に基づいて、アンテナ♯１〜♯ｎからの
信号に対して、リアルタイムに重み付け演算を行なうこ
とで、特定のユーザの信号のみを分離する。
【００１２】［アダプティブアレイアンテナの構成］図
１３は、アダプティブアレイ２１００のうち、１人のユ
ーザに対応する送受信部２１００ａの構成を示すブロッ
ク図である。図１３に示した例においては、複数のユー
ザ信号を含む入力信号から希望するユーザの信号を抽出
するため、アンテナ♯１〜♯ｎからの信号を受けるｎ個
の入力ポート２０２０−１〜２０２０−ｎが設けられて
いる。
【００１３】各入力ポート２０２０−１〜２０２０−ｎ
に入力された信号が、スイッチ回路２０１０−１〜２０
１０−ｎを介して、ウエイトベクトル計算機２０１１と
乗算器２０１２−１〜２０１２−ｎとに与えられる。
【００１４】ウエイトベクトル計算機２０１１は、入力
信号と予めメモリ２０１４に記憶されている参照信号で
あるユニークワード信号と加算器２０１３の出力とを用
いて、ウエイトベクトルｗ1i〜ｗniを計算する。ここ
で、添字ｉは、ｉ番目のユーザとの間の送受信に用いら
れるウエイトベクトルであることを示す。したがって、
ユニークワード信号は、アダプティブアレイ処理のため
のトレーニング信号である。
【００１５】乗算器２０１２−１〜２０１２ーｎは、各
入力ポート２０２０−１〜２０２０−ｎからの入力信号
とウエイトベクトルｗ1i〜ｗniとをそれぞれ乗算し、加
算器２０１３へ与える。加算器２０１３は、乗算器２０
１２−１〜２０１２−ｎの出力信号を加算して受信信号
ＳRX（ｔ）として出力し、この受信信号ＳRX（ｔ）は、
ウエイトベクトル計算機２０１１にも与えられる。
【００１６】さらに、送受信部２１００ａは、アダプテ
ィブアレイ無線基地局からの出力信号ＳTX（ｔ）を受け
て、ウエイトベクトル計算機２０１１により与えられる
ウエイトベクトルｗ1i〜ｗniとそれぞれ乗算して出力す
る乗算器２０１５−１〜２０１５−ｎを含む。乗算器２
０１５−１〜２０１５−ｎの出力は、それぞれスイッチ
回路２０１０−１〜２０１０−ｎに与えられる。つま
り、スイッチ回路２０１０−１〜２０１０−ｎは、信号
を受信する際は、入力ポート２０２０−１〜２０２０−
ｎから与えられた信号を、信号受信部１Ｒに与え、信号
を送信する際には、信号送信部１Ｔからの信号を入出力
ポート２０２０−１〜２０２０−ｎに与える。
【００１７】［アダプティブアレイの動作原理］次に、
図１３に示した送受信部２１００ａの動作原理について
簡単に説明する。
【００１８】以下では、数式を用いた説明にあたって
は、説明を簡単にするために、アンテナ素子数を４本と
し、同時に通信するユーザ数ＰＳを２人とする。このと
き、各アンテナから受信部１Ｒに対して与えられる信号
は、以下のような式で表わされる。
【００１９】
【数１】
【００２０】ここで、信号ＲＸj （ｔ）は、ｊ番目（ｊ
＝１，２，３，４）のアンテナの受信信号を示し、信号
Ｓｒｘi （ｔ）は、ｉ番目（ｉ＝１，２）のユーザが送
信した信号を示す。
【００２１】さらに、係数ｈjiは、j 番目のアンテナに
受信された、i 番目のユーザからの信号の複素係数を示
し、ｎj （ｔ）は、ｊ番目の受信信号に含まれる雑音を
示している。
【００２２】上の式（１）〜（４）をベクトル形式で表
記すると、以下のようになる。
【００２３】
【数２】
【００２４】なお式（６）〜（８）において、［…］T
は、［…］の転置を示す。ここで、Ｘ（ｔ）は入力信号
ベクトル、Ｈi はｉ番目のユーザの受信応答ベクトル、
Ｎ（ｔ）は雑音ベクトルをそれぞれ示している。
【００２５】アダプティブアレイアンテナは、図１３に
示したように、それぞれのアンテナからの入力信号に重
み係数ｗ1i〜ｗ4iを掛けて合成した信号を受信信号ＳRX
（ｔ）として出力する。
【００２６】さて、以上のような準備の下に、たとえ
ば、１番目のユーザが送信した信号Ｓｒｘ1 （ｔ）を抽
出する場合のアダプティブアレイの動作は以下のように
なる。
【００２７】アダプティブアレイ２１００の出力信号ｙ
１（ｔ）は、入力信号ベクトルＸ（ｔ）とウエイトベク
トルＷ1 のベクトルの掛算により、以下のような式で表
わすことができる。
【００２８】
【数３】
【００２９】すなわち、ウエイトベクトルＷ1 は、ｊ番
目の入力信号ＲＸj （ｔ）に掛け合わされる重み係数ｗ
j1（ｊ＝１，２，３，４）を要素とするベクトルであ
る。
【００３０】ここで式（９）のように表わされたｙ１
（ｔ）に対して、式（５）により表現された入力信号ベ
クトルＸ（ｔ）を代入すると、以下のようになる。
【００３１】
【数４】
【００３２】ここで、アダプティブアレイ２１００が理
想的に動作した場合、周知な方法により、ウエイトベク
トルＷ1 は次の連立方程式を満たすようにウエイトベク
トル計算機２０１１により逐次制御される。
【００３３】
【数５】
【００３４】式（１２）および式（１３）を満たすよう
にウエイトベクトルＷ1 が完全に制御されると、アダプ
ティブアレイ２１００からの出力信号ｙ１（ｔ）は、結
局以下の式のように表わされる。
【００３５】
【数６】
【００３６】すなわち、出力信号ｙ１（ｔ）には、２人
のユーザのうちの第１番目のユーザが送信した信号Ｓｒ
ｘ1 （ｔ）が得られることになる。
【００３７】一方、図１３において、アダプティブアレ
イ２１００に対する入力信号ＳTX（ｔ）は、アダプティ
ブアレイ２１００中の送信部１Ｔに与えられ、乗算器２
０１５−１，２０１５−２，２０１５−３，…，２０１
５−ｎの一方入力に与えられる。これらの乗算器の他方
入力にはそれぞれ、ウエイトベクトル計算機２０１１に
より以上説明したようにして受信信号に基づいて算出さ
れたウエイトベクトルｗ1i，ｗ2i，ｗ3i，…，ｗniがコ
ピーされて印加される。
【００３８】これらの乗算器によって重み付けされた入
力信号は、対応するスイッチ２０１０−１，２０１０−
２，２０１０−３，…，２０１０−ｎを介して、対応す
るアンテナ♯１，♯２，♯３，…，♯ｎに送られ、送信
される。
【００３９】ここで、ユーザＰＳ１，ＰＳ２の識別は以
下に説明するように行なわれる。すなわち、携帯電話機
の電波信号はフレーム構成をとって伝達される。携帯電
話機の電波信号は、大きくは、無線基地局にとって既知
の信号系列からなるプリアンブルと、無線基地局にとっ
て未知の信号系列からなるデータ（音声など）から構成
されている。
【００４０】プリアンブルの信号系列は、当該ユーザが
無線基地局にとって通話すべき所望のユーザかどうかを
見分けるための情報の信号列（ユニークワード信号）を
含んでいる。アダプティブアレイ無線基地局１のウエイ
トベクトル計算機２０１１は、メモリ２０１４から取出
したユニークワード信号と、受信した信号系列とを対比
し、ユーザＰＳ１に対応する信号系列を含んでいると思
われる信号を抽出するようにウエイトベクトル制御（重
み係数の決定）を行なう。
【００４１】なお、以上の説明では、信号の送信時に
は、受信時のウェイトベクトルをコピーして送信信号の
指向性を形成することとしたが、送信時には、端末装置
の移動速度等を考慮して、受信時のウェイトベクトルを
補正したものを送信用のウェイトベクトルとして使用し
てもよい。
【００４２】
【発明が解決しようとする課題】一方で、周波数の利用
効率の高い通信方式として、直交周波数分割多重（ＯＦ
ＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）
方式が知られている。
【００４３】ＯＦＤＭ方式は、１チャンネルのデータを
複数の搬送波に分散させて変調を行なうマルチキャリア
変調の一種である。ＯＦＤＭ方式では、通信に使用され
る信号の周波数スペクトラムは、矩形に近い形状とな
る。
【００４４】図１４は、このようなＯＦＤＭ方式におい
て使用される複数のキャリア（搬送波）の周波数スペク
トラムのうち、３キャリア分を抜き出して示す図であ
る。
【００４５】ＯＦＤＭ方式においては、図１４に示すと
おり、１つの搬送波のスペクトラムに注目すると、この
搬送波のスペクトラムのゼロ点が、隣接する搬送波の周
波数と一致するように、複数の搬送波の周波数間隔が設
定されている。言い換えると、各搬送波は互いに干渉し
ない周波数に配列されており、しかも、各搬送波は互い
に直交している。
【００４６】ここで、各搬送波の周波数の間隔Δｆは、
送信されるデータの１シンボルの継続時間をＴｓとする
とき、以下の式で与えられる。
【００４７】Δｆ＝１／Ｔｓ×ｎ（ｎ：自然数） 図１５は、このようなＯＦＤＭ方式によって伝送される
伝送シンボルの波形を示す図である。
【００４８】ｉ＝１からｉ＝ＮまでのＮ個の搬送波の波
形を合成した結果として、図１５の一番下の波形で示さ
れるような信号が、ＯＦＤＭの伝送シンボルとして用い
られることになる。
【００４９】ＯＦＤＭ方式の変調においては、各キャリ
ア成分を得るために、ベースバンド信号に対して、逆離
散フーリエ変換が行なわれる。これに対応して、受信波
の復調処理においては、受信信号に対して、離散フーリ
エ変換が、いわゆる高速フーリエ変換（ＦＦＴ）のアル
ゴリズムによって行なわれることになる。
【００５０】ここで、図１５においては、ＯＦＤＭの信
号波形中には、有効シンボル期間の前に、「ガードイン
ターバル」が設けられている。このようなガードインタ
ーバルとしては、有効シンボル波形の一部、たとえば有
効シンボル波形の最後尾の所定期間Ｔｇの期間の信号が
コピーされて付加されている。
【００５１】このようなガードインターバルはマルチパ
ス干渉によって生ずる干渉波信号への対策として設けら
れるものである。
【００５２】所望波と時間遅れで到達した干渉波が合成
され受信信号となった場合、干渉波の遅延時間がガード
インターバルとして設定した時間内であれば、干渉波の
影響はガードインターバル期間内に限定される。予め予
想される干渉波の遅延時間よりもガードインターバル期
間を長く設定しておけば、以下に説明するように、この
干渉波の影響を排除して復調することが可能となる。
【００５３】図１６は、このような所望波と干渉波が受
信された場合の復調動作について説明するための概念図
である。
【００５４】ＯＦＤＭ方式の復調に当っては、図１６に
示すように、各シンボル期間においてＦＦＴウィンドウ
と称する時間窓が設けられる。この時間窓は、受信した
ＯＦＤＭの伝送シンボルのうち、有効シンボル区間のみ
を切取る処理を行なう区間を示す。ここで、このような
ＦＦＴウィンドウは有効シンボル期間長Ｔｓと等しくす
る。また、ガードインターバル期間は、上述のとおり、
干渉波の遅れ時間よりも長く設定されている。このよう
にすれば、干渉波が存在している場合でも、ガードイン
ターバル期間に存在する信号は、同一の有効シンボル内
の信号であるため、受信波の各搬送波についての直交性
を維持することが可能となる。したがって、受信側で
は、このような干渉波の影響を排除した復調を行なうこ
とが可能となる。
【００５５】したがって、上述したようなアダプティブ
アレイ方式と、このようなＯＦＤＭ方式とを組合せれ
ば、より高い通信品質の実現とより周波数の利用効率の
高い受信方式の実現とが期待される。
【００５６】しかしながら、このような２つの方式を単
純に組合せたのみでは、以下に説明するような問題点が
ある。
【００５７】［キャリアごとに異なるアダプティブアレ
イを動作させる構成の問題点］以下では、アダプティブ
アレイを用いて、ＯＦＤＭ伝送を行なうための第１の構
成例について説明する。
【００５８】このような構成を利用すれば、さらに、ア
ダプティブアレイ技術の適用により、上述したようなＳ
ＤＭＡ方式の多重接続を行なうことも可能である。
【００５９】図１７は、このようなアダプティブアレイ
基地局３０００の構成を説明するための概略ブロック図
である。
【００６０】図１７を参照して、アダプティブアレイ基
地局３０００は、説明の簡単のために、４本のアンテナ
♯１〜♯４を有するアダプティブアレイアンテナを用い
て送受信を行なっているものとする。また、図１７で
は、アダプティブアレイ基地局の構成にうち受信を行な
うための構成を抜き出して説明を行なうことにする。
【００６１】図１７を参照して、アダプティブアレイ基
地局３０００は、アダプティブアレイアンテナ♯１〜♯
４からの信号を受取って、検波やアナログ・デジタル変
換を行なうためのＡ／Ｄ変換部３０１０と、Ａ／Ｄ変換
部３０１０から出力されるデジタル信号を受取って、高
速フーリエ変換を行ない、各搬送波ごとの信号を分離す
るためのＦＦＴ部３０２０とを備える。
【００６２】ここで、ＦＦＴ部３０２０から出力される
信号のうち、ｌ番目のキャリアについてのｉ番目のアン
テナからの信号を以下、信号ｆｌ，ｉ（ｌ，ｉ：自然
数）と表わすことにする。
【００６３】アダプティブアレイ基地局３０００は、さ
らに、各キャリアごとに設けられ、各々が、アンテナ♯
１〜♯４からの信号をＦＦＴ部３０２０でフーリエ変換
することにより得られた、対応するキャリアの成分を受
取って、アダプティブアレイ処理を行なうためのＮ個
（Ｎ：キャリアの総数）のアダプティブアレイブロック
３０３０．１〜３０３０．Ｎを備える。
【００６４】ただし、図１７においては、ｌ番目のキャ
リアについてのアダプティブアレイブロック３０３０．
ｌのみを抜出して示している。
【００６５】アダプティブアレイブロック３０３０．ｌ
は、図１３に示したアダプティブアレイ基地局と同様
に、信号ｆｌ，１〜ｆｌ，４を受取って、受信ウエイト
ベクトルを計算するための受信ウエイトベクトル計算機
３０４１と、信号ｆｌ，１〜ｆｌ，４をそれぞれ一方入
力に受け、他方入力に、それぞれ受信ウエイトベクトル
計算機３０４１からの受信ウエイトベクトルを受ける乗
算器３０４２−１〜３０４２−４と、乗算器３０４２−
１〜３０４２−４の出力を受けて合成するための加算器
３０４３と、受信ウエイトベクトル計算機３０４１にお
いて、アダプティブアレイ処理の計算を行なう際に使用
されるユニークワード信号（参照信号）を予め格納して
おくためのメモリ３０４４とを備える。加算器３０４３
からは、キャリアｌについての所望信号Ｓｌ（ｔ）が出
力され、この所望信号Ｓｌ（ｔ）は、受信ウエイトベク
トル計算機３０４１に対しても与えられる。
【００６６】このような構成とすることで、ＯＦＤＭ伝
送方式によって伝送される信号をアダプティブアレイ基
地局によって所望のユーザからの信号を、アダプティブ
アレイ処理によりキャリアごとに分離して受信すること
が可能となる。
【００６７】しかしながら、このようなアダプティブア
レイ基地局３０００の構成では、以下のような問題点が
ある。
【００６８】上述したとおり、ＯＦＤＭ方式において
は、１チャネル分の信号を、多数のキャリアに分散して
伝送する。
【００６９】したがって、一般にＯＦＤＭ方式で伝送さ
れる信号において、各キャリアごとに含まれる参照信号
のシンボル数は十分な個数でない場合が多い。たとえ
ば、総務省等により推進されている「マルチメディア移
動アクセスシステム（ＭＭＡＣ：Multimedia Mobile Ac
cess Communication systems）」においては、ＯＦＤＭ
のキャリア（サブキャリア）ごとの参照信号は２シンボ
ルと規定されている。
【００７０】このような場合、図１７に示したようなア
ダプティブアレイ基地局３０００の構成では、ウエイト
を収束させることが困難となり、精度のよい指向性を形
成することができないという問題がある。
【００７１】さらに、図１７に示したアダプティブアレ
イ基地局３０００の構成では、以下に説明するような問
題点も存在する。
【００７２】図１８は、図１７に示したアダプティブア
レイ基地局３０００が受信する信号のタイミングを示す
概念図である。
【００７３】図１８において、受信信号のうち、「Ｇ」
で示した部分は、上述したようなガードインターバル期
間を表わしている。
【００７４】また、本来の所望波は、一般には最初に基
地局に到来する信号であり、最初に到来する信号を以
下、「先頭到来信号」と呼ぶことにする。
【００７５】また、この先頭到来信号に対して、マルチ
パスの影響で、ガードインターバル期間内の遅延時間で
到達する信号を「短遅延信号」と呼び、マルチパスの影
響により、先頭到来信号よりもガードインターバル期間
以上遅延して到来する信号を「長遅延信号」と呼ぶこと
にする。さらに、このような先頭到来信号、短遅延信号
および長遅延信号がそれぞれ伝達された経路を「パス」
と呼ぶことにする。
【００７６】また、図１８においては、アダプティブア
レイブロック３０３０．ｌにおいて、信号のサンプリン
グを行なうタイミングが矢印で示されている。
【００７７】アダプティブアレイ基地局３０００におい
ては、アダプティブアレイ処理は、各キャリアごとに分
割された後の信号に対して行なわれるため、そのサンプ
リングタイミングも、この各キャリアごとの信号波形を
抽出するのに十分な時間間隔であればよい。
【００７８】アダプティブアレイ処理を行なうことによ
り、図１８に示すような長遅延信号は除去することが可
能である。
【００７９】一方、帯域分割されたキャリアの帯域幅
は、短遅延信号を分離できないほどに狭いために、先頭
到来信号と短遅延信号とはアダプティブアレイ処理にお
いては、同一信号と見なして処理が行なわれる。
【００８０】図１９は、このようなアダプティブアレイ
通過後の各キャリアに対応する信号の強度分布を示す図
である。
【００８１】図１９において、各キャリアの周波数ｆ１
〜ｆNの各々において、先頭到来信号（「先頭波」）の
スペクトルと、短遅延信号（「短遅延波」）のスペクト
ルは、上述したように、アダプティブアレイ処理後にお
いては、同一の信号のように見える。しかしながら、全
キャリアについての帯域は非常に広いため、たとえば、
図１９の矢印で示したキャリアにおいては、先頭波と短
遅延波が逆相になっているという場合が存在し得る。
【００８２】図２０は、図１９で示したような場合に、
各キャリアごとの信号を合成したときの強度分布を示す
図である。
【００８３】先頭波にタイミングを合わせた参照信号を
使用してアダプティブアレイ受信を行なうと、この先頭
信号と短遅延信号とが逆相になっている周波数のキャリ
アについては、レベルが小さい信号しか取出すことがで
きない。つまり、各キャリアごとにアダプティブアレイ
受信を行なうと、図１９に示すように、先頭波と短遅延
波が逆相になっている周波数のキャリアについては、極
端に信号レベルが低下した信号しか取出すことができな
くなってしまう。
【００８４】このため、図１９の矢印で示したキャリア
については、十分な信号伝達を行なうことができないた
め、冗長符号を使用したり、このキャリアを使わずに通
信するといった制御を行なうことが必要となってしま
う。後者の場合、本来、短遅延信号として基地局に到来
している信号を、不要信号として除去してしまうことに
相当し、受信感度の低下をもたらすことになる。
【００８５】したがって、以上をまとめると、図１７に
示したようにキャリアごとに異なるアダプティブアレイ
を動作させる構成の場合、まず第１に精度よい指向性制
御をするための十分な参照信号を確保することが困難で
あるという問題がある。
【００８６】さらに、ガードインターバル以内のマルチ
パス信号を最大比合成できないため、受信感度が低下す
るという問題がある。
【００８７】つまり、ガードインターバル以内の遅延時
間の信号（短遅延成分）は、先頭信号と相関が高いた
め、先頭信号にタイミングを合わせた参照信号を使って
アダプティブアレイ合成すると、アレイ合成出力に短遅
延成分が含まれることになる。しかしながら、ＯＦＤＭ
伝送方式では、通信に使用する複数のキャリアが、非常
に広帯域に分布する場合は、キャリアによっては、先頭
波と短遅延波の位相が逆位相になる場合がある。この場
合、キャリア全体で見ると最大比合成されないという問
題が生じることになる。
【００８８】［全キャリア共通のウェイトでアダプティ
ブアレイ動作をする構成の問題点］アダプティブアレイ
基地局３０００の構成では、上述したような問題がある
ため、他の構成として、ＦＦＴ処理により帯域分割され
る前の信号に対して、アダプティブアレイ処理を行なう
という構成も考えられる。
【００８９】図２１は、このようなすべてのキャリアに
共通の重みを計算して、アダプティブアレイを動作させ
るアダプティブアレイ基地局４０００の構成を説明する
ための概略ブロック図である。
【００９０】図２１を参照して、アダプティブアレイ基
地局４０００は、図１７に示したアダプティブアレイ基
地局３０００と同様に、４本のアンテナ♯１〜♯４から
の信号を受けて、検波やアナログ・デジタル変換を行な
うためのＡ／Ｄ変換部４０１０と、Ａ／Ｄ変換部４０１
０の出力を受けて、各アンテナごとの信号に対する受信
ウエイトベクトルを計算するための受信ウエイトベクト
ル計算部４０４１と、一方入力に各アレイアンテナから
の信号受け、他方入力に受信ウエイトベクトル計算機４
０４１からのウエイトベクトルをそれぞれ受ける乗算器
４０４２−１〜４０４２−４と、乗算器４０４２−１〜
４０４２−４からの出力を受けて、合成するための加算
器４０４３と、受信ウエイトベクトル計算機４０４１が
ウエイトベクトルを計算する際に用いる参照信号を予め
記憶しておくためのメモリ４０４４と、加算器４０４３
の出力を受けて高速フーリエ変換処理を行ない、各キャ
リアごとの所望波の信号Ｓ1（ｔ）〜ＳN（ｔ）を分離す
るためのＦＦＴ部４０５０とを備える。加算器４０４３
の出力は、受信ウエイトベクトル計算機４０４１に与え
られ、受信ウエイトベクトルの計算に使用される。
【００９１】図２２は、図２１に示したアダプティブア
レイ基地局４０００の動作を説明するための概念図であ
る。
【００９２】図２２においても、「Ｇ」はガードインタ
ーバル期間を示す。また、帯域分割前の信号に対してア
ダプティブアレイ処理を行なうために、アダプティブア
レイにおいて、たとえば受信ウエイトベクトル計算機４
０４１のサンプリングタイミングは、図１８に示したよ
うに帯域分割後の信号に対するのに比べて、より短い期
間でサンプリングを行なうことが必要となる。
【００９３】この場合も、長遅延信号は、アダプティブ
アレイブロックによるアダプティブアレイ処理により除
去することが可能である。
【００９４】一方、アダプティブアレイブロックに入力
される信号は、帯域分割されていないため、非常に帯域
が広い信号となる。つまり、先頭到来信号と短遅延信号
も完全に異なる信号として受信ウエイトベクトル計算機
４０４１では認識される。したがって、このような短遅
延信号もアダプティブアレイ処理によって除去されてし
まうことになる。
【００９５】このような動作を行なうと、実際には、短
遅延信号自体も所望波であって、有効に活用すればその
特性を向上することが期待されるのに対し、このような
短遅延信号自体もアダプティブアレイ処理によって除去
されてしまうために、通信品質が低下してしまうという
問題点がある。
【００９６】さらに、短遅延信号も干渉信号と見なして
しまうため、アダプティブアレイ基地局４０００から見
ると、非常に多くの干渉波が到来しているように見える
ことになる。これらの信号を除去するために、アダプテ
ィブアレイによって指向性を形成すると、アンテナ自由
度を使い切ってしまう可能性がある。
【００９７】このように、アンテナ自由度を使い切って
しまった場合は、所望波方向への利得が低下する、もし
くは、アンテナ自由度超える干渉が見えるためにすべて
の干渉を除去することができなくなるという問題があ
る。
【００９８】本発明は、上記のような問題点を解決する
ためになされたものであって、その目的は、ＯＦＤＭ伝
送方式に対して、アダプティブアレイ受信を行なった場
合においても、ガードインターバル以内のマルチパス信
号については最大比合成して、受信感度を向上させるこ
とが可能なアダプティブアレイ基地局を提供することで
ある。
【００９９】この発明の他の目的は、ガードインターバ
ル期間以内のマルチパス信号については、それらを合成
する際に、アンテナ自由度を消費せず、干渉抑圧性能を
維持することが可能なアダプティブアレイ基地局を提供
することである。
【０１００】
【課題を解決するための手段】この発明は要約すると、
複数のキャリアを用いた直行周波数分割通信方式によ
り、各有効シンボル区間にガードインターバル区間を付
加して伝送される信号の送受信を行うための無線装置で
あって、複数のアンテナを有するアレイアンテナと、ア
レイアンテナにより受信した信号から、所望波の到来タ
イミングを検出するための到来タイミング検出手段と、
所望波のうち先頭到来波からガードインターバル区間内
に到来した信号に対する第１の応答ベクトルと、所望波
のうち先頭到来波からガードインターバル区間以後に到
来した信号に対する第２の応答ベクトルとを推定する受
信応答ベクトル推定手段と、第１および第２の応答ベク
トルをフーリエ変換して、複数のキャリアの各々に対す
る成分を抽出する第１のフーリエ変換手段と、アレイア
ンテナからの受信信号をフーリエ変換して、アンテナご
との受信信号のキャリアそれぞれに対する成分を抽出す
る第２のフーリエ変換手段と、複数のキャリアごとに設
けられ、各々が、アンテナごとの受信信号のキャリアに
対する成分のうち、対応するキャリア成分を第２のフー
リエ変換手段から受けて、所望波における対応するキャ
リアの成分を抽出するアダプティブアレイ処理手段とを
備え、アダプティブアレイ処理手段は、第１のフーリエ
変換手段からの少なくとも第１および第２の応答ベクト
ルの対応するキャリアに対する成分に基づいて、対応す
るキャリアの成分を抽出するためのウェイトベクトルを
導出する。
【０１０１】好ましくは、到来タイミング検出手段は、
アンテナごとに、第２のフーリエ変換手段においてフー
リエ変換される前の受信信号と複数のキャリアに対応す
るトレーニング信号成分を含む参照信号との相互相関が
所定のしきい値を超えることに応じて、所望波を検知す
る。
【０１０２】好ましくは、受信応答ベクトル推定手段
は、到来タイミング検出手段により検出された到来タイ
ミング以外の時刻における第１および第２の応答ベクト
ル中の応答のレベルを０とする。
【０１０３】好ましくは、アダプティブアレイ処理手段
は、第１および第２の応答ベクトルの対応するキャリア
に対する成分に基づいて導出される、キャリアごとの相
関行列により、対応するキャリアについての所望波を抽
出するためのウェイトベクトルを導出する。
【０１０４】好ましくは、到来タイミング検出手段は、
さらに、アレイアンテナにより受信した信号から、ｎ個
の干渉波（ｎ：自然数、ｎ≧１）の到来タイミングを検
出し、受信応答ベクトル推定手段は、ｎ個の干渉波のそ
れぞれについて、各先頭到来波からガードインターバル
区間内に到来した信号に対する第３〜第（２ｎ＋１）の
応答ベクトルと、ｎ個の干渉波のそれぞれについて、各
先頭到来波からガードインターバル区間以後に到来した
信号にそれぞれ対する第４〜第（２ｎ＋２）の応答ベク
トルとを推定し、第１のフーリエ変換手段は、さらに、
第３〜第（２ｎ＋２）の応答ベクトルをフーリエ変換し
て、複数のキャリアの各々に対する成分を抽出し、アダ
プティブアレイ処理手段は、第１のフーリエ変換手段か
らの第１から第（２ｎ＋２）の応答ベクトルの対応する
キャリアに対する成分に基づいて、対応するキャリアの
成分を抽出するためのウェイトベクトルを導出する。
【０１０５】さらに、好ましくは、到来タイミング検出
手段は、アンテナごとに、第２のフーリエ変換手段にお
いてフーリエ変換される前の受信信号と複数のキャリア
に対応するトレーニング信号成分を含む参照信号との相
互相関が所定のしきい値を超えることに応じて、所望波
および干渉波を検知する。
【０１０６】好ましくは、受信応答ベクトル推定手段
は、到来タイミング検出手段により検出された到来タイ
ミング以外の時刻における第１から第（２ｎ＋２）の応
答ベクトル中の応答のレベルを０とする。
【０１０７】好ましくは、アダプティブアレイ処理手段
は、第１から第（２ｎ＋２）の応答ベクトルの対応する
キャリアに対する成分に基づいて導出される、キャリア
ごとの相関行列により、対応するキャリアについての所
望波を抽出するためのウェイトベクトルを導出する。
【０１０８】好ましくは、アダプティブアレイ処理手段
は、キャリアごとの相関行列により、対応するキャリア
についての干渉波を抽出するためのウェイトベクトルを
導出する。
【０１０９】好ましくは、受信応答ベクトル推定手段
は、ＭＭＳＥ法により、第１から第（２ｎ＋２）の応答
ベクトルを推定する。
【０１１０】この発明の他の局面に従うと、複数のキャ
リアを用いた直行周波数分割通信方式により、各有効シ
ンボル区間にガードインターバル区間を付加して伝送さ
れる信号をアダプティブアレイ処理によりキャリアに対
応する成分ごとに抽出するためのアダプティブアレイ処
理方法であって、複数のアンテナを有するアレイアンテ
ナにより受信した信号から、少なくとも所望波の到来タ
イミングを検出するステップと、所望波のうち先頭到来
波からガードインターバル区間内に到来した信号に対す
る第１の応答ベクトルと、所望波のうち先頭到来波から
ガードインターバル区間以後に到来した信号に対する第
２の応答ベクトルとを推定するステップと、第１および
第２の応答ベクトルをフーリエ変換して、複数のキャリ
アの各々に対する成分を抽出するステップと、少なくと
も第１および第２の応答ベクトルのキャリアごとの成分
に基づいて、所望波についてのキャリアに対応する成分
をアダプティブアレイ処理により分離するためのウェイ
トベクトルを導出するステップと、アレイアンテナから
の受信信号をフーリエ変換して、アンテナごとの受信信
号のキャリア成分を抽出するステップと、アンテナごと
の受信信号のキャリア成分に対して、ウェイトベクトル
を乗算することにより、所望波についての対応するキャ
リアの成分を抽出するステップとを備える。
【０１１１】好ましくは、到来タイミングを検出するス
テップは、さらに、少なくとも１つの干渉波の到来タイ
ミングを検出するステップを含み、干渉波のうち先頭到
来波からガードインターバル区間内に到来した信号に対
する第３の応答ベクトルと、干渉波のうち先頭到来波か
らガードインターバル区間以後に到来した信号に対する
第４の応答ベクトルとを推定するステップと、第３およ
び第４の応答ベクトルをフーリエ変換して、複数のキャ
リアの各々に対する成分を抽出するステップとをさらに
備え、ウェイトベクトルを導出するステップは、第１か
ら第４の応答ベクトルのキャリアごとの成分に基づい
て、ウェイトベクトルを導出する。
【０１１２】
【発明の実施の形態】［実施の形態１］図１は、本発明
の実施の形態のアダプティブアレイ基地局１０００の構
成を示す概略ブロック図である。本発明のアダプティブ
アレイ基地局１０００は、ユーザの端末などの移動局と
の間で、アダプティブアレイ処理により指向性を持った
信号の送受信を行なう。ただし、以下の説明で明らかと
なるように、アダプティブアレイ基地局１０００は、空
間分割多重方式により移動局との間で信号の送受信を行
なうことも可能である。
【０１１３】図１を参照して、アダプティブアレイ基地
局１０００は、ｎ本（ｎ：自然数）のアンテナからなる
アレイアンテナと、アレイアンテナ♯１〜♯ｎからの信
号を受けて、検波やアナログ・デジタル変換を行なうた
めのＡ／Ｄ変換部１０１０と、ｎ本のアンテナごとに設
けられ、Ａ／Ｄ変換部１０１０からの出力を受けて、対
応するアンテナについての各キャリアごとの信号を分離
抽出するためのＦＦＴ部１０２０．１〜１０２０．ｎ
と、Ａ／Ｄ変換部１０１０からの信号を受けて、後に説
明するように、所望波および干渉波の到来タイミングを
検出するための相関器１０３０と、相関器１０３０にお
いて所望波および干渉波の到来タイミングを検出するた
めに、所望波および干渉波の各々に対応する参照信号を
保持しておくためのメモリ１０４０と、高速フーリエ変
換前の信号であってＡ／Ｄ変換部１０１０から相関器１
０３０に与えられた信号と相関器１０３０において検出
された信号の到来タイミングに対する情報とを相関器１
０３０から受けて、所望波および干渉波について、後に
説明する手順で応答ベクトルを推定するための受信応答
ベクトル推定器１０５０と、各アンテナごとに対応して
設けられ、受信応答ベクトル推定器１０５０において推
定された各アンテナごとの受信応答を受取って、高速フ
ーリエ変換を行なうことにより各キャリアごとの応答ベ
クトルを抽出するためのＦＦＴ部１０６０．１〜１０６
０．ｎと、キャリアごとに設けられ、ＦＦＴ部１０６
０．１〜１０６０．ｎから、アンテナ♯１〜♯ｎについ
ての、対応するキャリアの応答ベクトルを受けて、アダ
プティブアレイ処理を行なうためのアダプティブアレイ
ブロック１０７０．１〜１０７０．Ｎ（Ｎはキャリアの
総数）を備える。
【０１１４】図１においては、ｋ番目のキャリアに対す
るアダプティブアレイブロック１０７０．ｋのみを取出
して示している。
【０１１５】アダプティブアレイブロック１０７０．ｋ
は、ウエイトベクトルを計算する受信ウエイト計算器１
０７２．ｋと、ＦＦＴ部１０２０．１〜１０２０．ｎか
らのｋ番目のキャリアに対する信号をそれぞれ一方入力
ノードに受け、他方入力ノードには、受信ウエイト計算
器１０７２．ｋからのウエイトベクトルを受ける乗算器
１０８０−１〜１０８０−ｎと、乗算器１０８０−１〜
１０８０−ｎからの信号を受けて加算し、ｋ番目のキャ
リアについての所望信号Ｓｋ（ｔ）を出力する加算器１
０９０とを備える。
【０１１６】図２は、図１に示したアダプティブアレイ
基地局１０００の受信信号を説明するための概念図であ
る。
【０１１７】アダプティブアレイ基地局１０００は、そ
の受信波としては、所望波Ｓd（ｔ）と、所望波の遅延
波Ｓd（ｔ−τS）と、干渉波Ｓu（ｔ）と、干渉波の遅
延波Ｓu（ｔ−τi）とがある。ここで、時間τSおよび
τiは、遅延時間である。ここで、信号の添字ｄは、所
望波の信号であることを意味する。また、干渉波の信号
は添字ｕを付けて表わすことにする。
【０１１８】図３は、所望波Ｓd（ｔ）および干渉波Ｓu
（ｔ）の構成を説明するための概念図である。
【０１１９】所望波Ｓd（ｔ）は、特に限定されない
が、たとえば、その先頭に２シンボル分の参照信号区間
（トレーニング信号区間）ｄ（ｔ）と、それに続くデー
タ信号区間とを有している。
【０１２０】ここで、参照信号ｄ（ｔ）は、周波数領域
に並んでいる入力信号のトレーニングシンボルを逆フー
リエ変換した信号であって、時間領域の信号である。
【０１２１】同様に、干渉波Ｓu（ｔ）も、たとえば、
その先頭に２シンボル分の参照信号区間ｕ（ｔ）と、そ
れに続くデータ信号区間とを有している。
【０１２２】ここで、一般性を失うことなく、所望波の
参照信号区間ｄ（ｔ）は、干渉波の参照信号区間ｕ
（ｔ）とは異なった信号であるものとする。
【０１２３】したがって、アダプティブアレイ基地局１
０００は、このような異なった参照信号（トレーニング
信号）により、ユーザの端末等の移動局を識別すること
が可能である。
【０１２４】［相関器の動作］図４は、図１に示したア
ダプティブアレイ基地局１０００のうち、相関器１０３
０の動作を説明するための概念図である。
【０１２５】相関器１０３０に入力される信号は、所望
波については、先頭到来信号Ｓd（ｔ）と、ガードイン
ターバル期間よりも小さな遅延時間τ2で到来する短遅
延信号Ｓd（ｔ−τ2）と、ガードインターバル期間以上
の遅延時間τ3で到来する長遅延信号Ｓd（ｔ−τ3）と
があるものとする。干渉波についても同様に、先頭到来
信号Ｓu（ｔ）と、ガードインターバル期間よりも小さ
な遅延時間τ2で到来する短遅延信号Ｓu（ｔ−τ2）
と、ガードインターバル期間以上の遅延時間τ3で到来
する長遅延信号Ｓu（ｔ−τ3）とがあるものとする。
【０１２６】アダプティブアレイ基地局１０００におい
ても、相関器１０３０が動作する際には、ＦＦＴ処理を
行なう前の信号を処理する必要があるため、このような
ＦＦＴ前の信号処理を行なうために十分に短いサンプリ
ングタイミングで相関器１０３０は受信信号をサンプリ
ングする。
【０１２７】アンテナ♯ｎから相関器１０３０に入力さ
れる信号Ｘn（ｔ）は、以下の式（１６）により表わす
ことができる。
【０１２８】
【数７】
【０１２９】式（１６）において、ｈn,1は、ｎ番目の
アンテナ♯ｎで受信された所望波の先頭波の応答（応答
ベクトルの要素）を示し、ｐn,1は、ｎ番目のアンテナ
♯ｎで受信された干渉波（ＳＤＭＡでは多重相手）の先
頭波の応答を示す。
【０１３０】同様にして、係数ｈn,2およびｈn,3は、ｎ
番目のアンテナ♯ｎで受信された所望波の遅延波の応答
（応答ベクトルの要素）を示し、係数ｐn,2およびｐn,3
は、ｎ番目のアンテナ♯ｎで受信された干渉波（ＳＤＭ
Ａでは多重相手）の遅延波の応答を示す。
【０１３１】また、上述したとおり信号ｓd（ｔ）は所
望波の信号であり、信号ｓu（ｔ）は干渉波（ＳＤＭＡ
では多重相手）の信号である。
【０１３２】ただし、干渉もしくは多重ユーザがさらに
存在している場合には、式（１６）において干渉波の項
が増加することになる。
【０１３３】アンテナ♯ｎの受信信号Ｘn（ｔ）と、所
望波の参照信号ｓd（ｔ）（ｔは参照信号区間）との相
関関数ρn,d（ｔ）と、アンテナ♯ｎの受信信号Ｘ
n（ｔ）と干渉波の参照信号ｓu（ｔ）（ｔは参照信号区
間）との相関関数ρn,u（ｔ）を計算すると、以下のと
おりとなる。
【０１３４】
【数８】
【０１３５】所望波の参照信号とアンテナ♯ｎの受信信
号との相関関数ρn,d（ｔ）には、所望波と参照信号と
の相関成分が残るが、わずかながら干渉波や雑音との相
関成分Ｉd（ｔ）も残留している。
【０１３６】同様に、アンテナ♯ｎの受信信号と干渉波
の参照信号との相関関数ρn,u（ｔ）には、干渉波と参
照信号との相関成分が残るだけではなく、わずかながら
干渉波や雑音との相関成分Ｉu（ｔ）も残留している。
【０１３７】このような相関関数ρn,d（ｔ）または相
関関数ρn,u（ｔ）は、「スライディング相関」とも呼
ばれる。
【０１３８】図５は、このような相関関数ρn,d（ｔ）
の時間依存性を示す図である。なお、相関関数ρ
n,d（ｔ）は、実際には複素数であるので、時間経過と
ともに、複素平面上でその絶対値および位相が変化する
信号であるが、図５においては、簡単のために、複素平
面上の所定方向の成分のみを表わしているものとする。
【０１３９】図５を参照して、相関関数ρn,d（ｔ）に
は、まず、先頭到来信号成分として、ピークＰ１が存在
する。このピークＰ１のすぐ後には、短遅延信号成分に
対応してピークＰ２が存在する。さらに、この短遅延信
号成分のピークＰ２から遅れた時刻には長遅延信号成分
に対応するピークＰ３が存在する。
【０１４０】干渉波についての相関関数ρn,u（ｔ）に
ついても同様である。図６は、図５に示した相関関数ρ
n,d（ｔ）の絶対値成分の時間依存性を示す図であり、
図６において、値Ｖｔは、後に説明するような処理を行
なうためのしきい値を示している。
【０１４１】［受信応答ベクトル推定器の動作］上述し
た相関関数ρn,d（ｔ）は、ｎ番目のアンテナの所望波
信号の受信応答（複素数）に相当するが、このような相
関により求めた複素応答には、雑音や干渉の非直交成分
が残留し、誤差が大きい。
【０１４２】ただし、この相関関数ρn,d（ｔ）によ
り、先頭到来信号の到来時刻や、遅延信号の到来時間の
遅延時間自体は正確に求めることができる。
【０１４３】そこで、所望波ユーザ端末の受信応答およ
び干渉波ユーザ端末の受信応答を相関関数ρn,d（ｔ）
や相関関数ρn,u（ｔ）により求めた遅延時間を用い
て、より正確に求める手続を、以下に説明するような手
順で、受信応答ベクトル推定器１０５０が行なうものと
する。
【０１４４】（ステップ１）まず、図６に示したような
相関関数の絶対値｜ρn,d（ｔ）｜と｜ρn,u（ｔ）｜に
対して、しきい値Ｖｔを予め設定しておき、しきい値以
上となっている信号をピックアップする。ここで、この
ようなしきい値Ｖｔとしては、予め所定の値としておく
か、最大の信号レベルから所定値だけ低い信号までを抽
出する等の基準を用いることとする。
【０１４５】（ステップ２）このようにしてピックアッ
プした信号に対して、以下に説明するように、アレー出
力と参照信号との平均自乗誤差を最小とする、いわゆる
ＭＭＳＥ（MinimumMean Square Error）法により複素応
答を正確に推定する。
【０１４６】ここで、あるアンテナの１つについて注目
することとし、このアンテナでの受信信号をサンプリン
グした信号列をベクトルＸとし、以下のように表わす。
【０１４７】
【数９】
【０１４８】特に制限されないが、このようなベクトル
の要素数は、たとえば、６４サンプルまたは１２８サン
プルであるものとすることができる。
【０１４９】また、所望波の参照信号について逆フーリ
エ変換を行なった信号をｓｄ1，ｓｄ2，ｓｄ3，…とす
る。所望波の遅延信号はパスｋを伝達して到来するもの
とし、その遅延時間をτkとすると、このような所望波
についての参照信号は、上述した受信信号のサンプリン
グ値からなるベクトルに対応して、以下のように表わさ
れる。
【０１５０】
【数１０】
【０１５１】上述した式（２０）において、□で表わし
た要素は、遅延時間τkに相当する個数だけ存在する。
また、□で表わした要素の値としては、たとえば参照信
号の前にガードインターバルが存在すると、そのガード
インターバルに存在する信号の逆フーリエ変換の成分が
この部分に存在することになる。
【０１５２】さらに、以下では、簡単のために干渉信号
が１つ存在する場合を考える。このとき、同様にして干
渉信号の参照信号についての逆フーリエ変換を行なった
要素の時系列が、ｓｕ1，ｓｕ2，…と表わされるものと
する。干渉波の遅延信号は、パスｋ´を伝達して到来す
るものとし、その遅延時間がτk'であるものとすると、
受信信号のサンプリング要素からなるベクトルＸに対応
して、干渉信号の参照信号の時系列は、以下のように表
わされる。
【０１５３】
【数１１】
【０１５４】以下では、ＭＭＳＥ法により、応答ベクト
ルを推定するにあたり、遅延時間の異なるパスｋが所望
波についても複数個、たとえば３個存在し、干渉波のパ
スｋ′も複数個、たとえば３個存在するものとする。
【０１５５】このような条件で、たとえばｎ番目のアン
テナの受信信号について、応答ベクトルを求める処理
は、以下の式（２２）で表される評価関数Ｊ1を極小化
するように所望波についての応答ｈk、干渉波について
の応答ｐk'を求めることに相当する。
【０１５６】
【数１２】
【０１５７】ここで、行列Ｑおよびベクトルａを式（２
３）および（２４）のように定義すると、評価関数Ｊ1
は、（２５）のように表わされる。
【０１５８】
【数１３】
【０１５９】さらに、この評価関数Ｊ1かベクトルａに
ついて極小であるという条件から、以下の手順によりベ
クトルａを式（２６）のように求めることができる。
【０１６０】
【数１４】
【０１６１】以上のようにして、所望信号および干渉信
号について各パスの複素振幅を求めることができる。
【０１６２】以上の手続は、たとえば、ｎ番目のアンテ
ナについての導出であるが、このような処理を、他のア
ンテナについても同様に行ない、各アンテナごとに、所
望波と干渉波の応答を求める。
【０１６３】（ステップ３）以上のようにして、しきい
値以上であるとしてピックアップされ、かつ、複素応答
が推定された信号以外の信号レベルはすべて０と置く。
【０１６４】この処理により、残留した雑音や干渉成分
を除去することができる。 （ステップ４）次に、ガードインターバル時間よりも長
い遅延時間については、その複素応答を０とし、ガード
インターバル時間以内の遅延波に対応する成分のみから
なる複素応答の信号を、所望波については受信応答ρ
n,dd（ｔ）とし、干渉波についても受信応答（相関関
数）ρn,ud（ｔ）と置くことにする。ここで、添字のｄ
ｄは、所望波についてガードインターバル以内の信号で
あることを示し、添字ｕｄは、干渉波についてガードイ
ンターバル以内の信号であることを意味する。
【０１６５】（ステップ５）同様にして、ガードインタ
ーバル時間よりも短い遅延波については、その複素応答
をすべて０と置き、それ以外の複素応答のレベルを残し
た応答を新たに所望波については応答（相関関数）ρ
n,du（ｔ）とし、干渉波については応答（相関関数）ρ
n,uu（ｔ）とする。
【０１６６】ここで、添字のｄｕは、所望波についてガ
ードインターバル時間よりも長い遅延波であることを示
し、添字ｕｕは、干渉波についてガードインターバル時
間よりも長い遅延時間を有する遅延波であることを意味
する。
【０１６７】このようにして求められた干渉波について
の応答は、ＳＤＭＡでは多重ユーザに対する複素応答に
相当する。
【０１６８】図７は、以上のようにして計算された応答
ρn,dd（ｔ）および応答ρn,du（ｔ）の時間変化を示す
図である。
【０１６９】図７においてはパスが３つ存在し、先頭到
来波と第１番目の遅延波についてのパス１およびパス２
からの信号がガードインターバル長以内に基地局に到来
しており、パス３に対応する遅延波は、先頭波の到来時
間から、ガードインターバル長以上の遅延時間経過した
後にアダプティブアレイ基地局１０００に到来してい
る。
【０１７０】したがって、応答ρn,dd（ｔ）には２つの
ピークが含まれ、応答ρn,du（ｔ）には１つのピークが
含まれている。
【０１７１】このような手続きにより、所望波について
は、応答ρn,dd（ｔ）に相当する各アンテナの応答から
なる第１の応答ベクトルと、応答ρn,du（ｔ）に相当す
る各アンテナの応答からなる第２の応答ベクトルとが導
出されることになる。
【０１７２】干渉波の応答についても同様に、応答ρ
n,ud（ｔ）に相当する各アンテナの応答からなる第３の
応答ベクトルと、応答ρn,uu（ｔ）に相当する各アンテ
ナの応答からなる第４の応答ベクトルとが導出されるこ
とになる。
【０１７３】なお、干渉波がｍ波（ｍ≧２）存在する場
合は、ｍ波目の干渉波についても同様にして、ガードイ
ンターバル時間以内の遅延波に対応する成分のみからな
る複素応答に相当する各アンテナの応答からなる第（２
ｍ＋１）の応答ベクトルと、ガードインターバル時間以
降の遅延波に対応する成分のみを残した複素応答に相当
する各アンテナの応答からなる第（２ｍ＋２）の応答ベ
クトルとが導出されることになる。
【０１７４】［ＦＦＴ部１０６０．１〜１０６０．ｎの
動作］以上のようにして、受信応答ベクトル推定器１０
５０において、各アンテナごとに応答が求められる。
【０１７５】次に、ＦＦＴ部１０６０．１〜１０６０．
ｎにおいては、以下のような処理を行なう。
【０１７６】所望端末から送信されてガードインターバ
ル以内に到来した信号の複素応答ρ n,dd（ｔ）を高速フ
ーリエ変換することにより、キャリアごとの複素応答ξ
n,dd（ｋ）に変換する。ここで、ｋは、キャリアの番号
である。
【０１７７】図８は、複素応答ρn,dd（ｔ）と、これに
対する高速フーリエ変換により得られるキャリアごとの
複素応答ξn,dd（ｋ）を示す図である。
【０１７８】すべてのアンテナに対して、同様の操作を
行ない、すべてのアンテナのキャリアごとの複素応答を
計算する。キャリアごとに複素応答を要素とする応答ベ
クトルが算出される。さらに、複素応答ρn,du（ｔ）を
高速フーリエ変換することにより、キャリアごとの複素
応答ξn,du（ｋ）を得る。
【０１７９】このような処理を行なえば、たとえば、ｋ
番目のキャリアのガードインターバル期間以内に到達し
た信号に対する応答ベクトルｄd（ｋ）は式（２７）の
ように表わされる。同様に、所望端末から送信されて、
ガードインターバル以上の遅延時間で到来した信号の複
素応答ρn,du（ｔ）からｋ番目のキャリアの応答ベクト
ルｄu（ｋ）は式（２８）のように計算される。
【０１８０】
【数１５】
【０１８１】同様にして、干渉ユーザ（ＳＤＭＡでは、
所望ユーザ以外のすべての接続ユーザ）から送信され
て、ガードインターバル以内に到来した信号の複素応答
ρn,ud（ｔ）を高速フーリエ変換することにより、キャ
リアごとの応答ξn,ud（ｋ）に変換し、干渉波のｋ番目
のキャリアの応答ベクトルｉd（ｋ）が式（２９）のよ
うに計算される。
【０１８２】同様に、干渉波について、ガードインター
バル期間後に到来した信号の複素応答ρn,uu（ｔ）を高
速フーリエ変換することにより、キャリアごとの応答ξ
n,uu（ｋ）に変換し、ガードインターバル以上の遅延時
間で到来した干渉波についての応答ベクトルｉu（ｋ）
は式（３０）のように表わされる。
【０１８３】
【数１６】
【０１８４】なお、干渉もしくは多重ユーザが複数いる
場合は、各干渉波もしくは多重ユーザごとにこのような
応答ベクトルが計算されることになる。
【０１８５】［受信ウエイト計算器の動作］以上のよう
にして高速フーリエ変換により求められたアンテナごと
のｋ番目のキャリアの応答ベクトルに基づいて、受信ウ
エイト計算器１０７０．ｋは、以下のようにしてｋ番目
のキャリアについての受信ウエイトベクトルを計算す
る。
【０１８６】ｋ番目のキャリアのガードインターバル以
内の遅延時間の所望波の応答ベクトルｄd（ｋ）、ガー
ドインターバルを超える遅延時間の所望波の応答ベクト
ルｄu（ｋ）、ガードインターバル以内の遅延時間の干
渉波の応答ベクトルｉd（ｋ）、ガードインターバルを
超える遅延時間の干渉波の応答ベクトルｉu（ｋ）は、
以下のとおりにＦＦＴ部１０６０．１〜１０６０．ｎに
より求められている。
【０１８７】
【数１７】
【０１８８】これらの信号からｋ番目のキャリアの相関
行列Ｒxx (k)は、式（３２）のように計算され、これに
基づけば、所望信号の受信ウエイトベクトルは式（３
３）のように計算される。
【０１８９】さらに、ＳＤＭＡの場合の多重信号の相手
に対する受信ウエイトベクトルは式（３４）のように計
算される。
【０１９０】
【数１８】
【０１９１】式（３２）において、σ2は、正の実数で
あり、この値としては、相関行列が特異にならないよう
に経験的に求められた値でもよいし、システムの熱雑音
電力の値としてもよい。さらに、Ｉはｎ×ｎの単位行列
を表している。
【０１９２】なお、干渉波が存在しない場合には、式
（３２）において干渉波に相当する項は０となり、所望
波のみの場合でも、やはり、所望信号の受信ウエイトベ
クトルは式（３３）のように計算されることになる。
【０１９３】図９および図１０は、以上説明したアダプ
ティブアレイ基地局１０００の動作を全体として説明す
るためのフローチャートである。
【０１９４】図９を参照して、処理が開始されると（ス
テップＳ１００）、相関器１０３０において、アレイア
ンテナの各アンテナについて受信信号と所望波の参照信
号とのスライディング相関がとられる（ステップＳ１０
２）。
【０１９５】さらに、相関器１０３０では、アレイアン
テナの各アンテナについて受信信号と干渉波の参照信号
とのスライディング相関がとられる（ステップＳ１０
４）。
【０１９６】続いて、受信応答ベクトル推定器１０５０
では、所望波について所定のしきい値を超える相関値の
絶対値を有する信号と、干渉波について所定のしきい値
を超える相関値の絶対値を有する信号とがピックアップ
される（ステップＳ１０６、Ｓ１０８）。
【０１９７】さらに、受信応答ベクトル推定器１０５０
では、所望波および干渉波について、ピックアップした
信号に対する複素応答をＭＭＳＥ法等により推定する
（ステップＳ１１０）。そして、ピックアップされた信
号以外の信号のレベルを０とする（ステップＳ１１
２）。
【０１９８】その上で、受信応答ベクトル推定器１０５
０では、ガードインターバルより長い遅延時間の信号成
分を０として、所望波についての受信応答ρn,dd（ｔ）
と、干渉波についての受信応答ρn,ud（ｔ）を求める
（ステップＳ１１４）。さらに、受信応答ベクトル推定
器１０５０では、ガードインターバルより短い遅延時間
の信号成分を０として、所望波についての受信応答ρ
n,du（ｔ）と、干渉波についての受信応答ρn,uu（ｔ）
を求める（ステップＳ１１６）。
【０１９９】次に、図１０を参照して、ＦＦＴ部１０６
０．１〜１０６０．ｎでは、受信応答ρn,dd（ｔ）、受
信応答ρn,ud（ｔ）、受信応答ρn,du（ｔ）および受信
応答ρn,uu（ｔ）をフーリエ変換することにより、各ア
ンテナについて、キャリア毎の複素応答を求める（ステ
ップＳ１１８）。
【０２００】これにより、１）所望波のうちガードイン
ターバル以内の遅延で到来した信号に対するキャリア毎
の複素応答ベクトルｄd（ｋ）、２）所望波のうちガー
ドインターバルを超える遅延で到来した信号に対するキ
ャリア毎の複素応答ベクトルｄu（ｋ）、３）干渉波の
うちガードインターバル以内の遅延で到来した信号に対
するキャリア毎の複素応答ベクトルｉd（ｋ）、４）干
渉波のうちガードインターバルを超える遅延で到来した
信号に対するキャリア毎の複素応答ベクトルｉ
u（ｋ）、が導出される（ステップＳ１２０）。
【０２０１】さらに、受信ウェイト計算器１０７２．ｋ
では、導出された複素応答ベクトルに基づいて、ｋ番目
のキャリアの相関行列ＲXX (k)を導出して、ｋ番目のキ
ャリアに対するウェイトベクトルを所望波について計算
する（ステップＳ１２２）。
【０２０２】乗算器１０８０−１〜１０８０−ｎおよび
加算器１０９０では、アレイアンテナの各アンテナから
の受信信号をフーリエ変換して得られたキャリア毎の信
号に対して、ウェイトベクトルを乗算して、ｋ番目のキ
ャリアについての所望信号を抽出する（ステップＳ１２
４）。なお、ＳＤＭＡ方式では、必要に応じて、干渉波
についてもウェイトベクトルを求め、干渉波の抽出が行
われる。
【０２０３】さらに、キャリア毎の成分を合成すれば、
ＯＦＤＭ方式で伝送された信号の復調を行うことができ
る。以上で処理が終了する（ステップＳ１３０）。
【０２０４】以上のような方法で短遅延信号が、先頭到
来波との位相差により減衰することなく合成される理由
は、キャリアごとの応答ベクトルｄd（ｋ）に先頭信号
と短遅延信号との双方の成分が含まれているため、キャ
リアごとに先頭信号と短遅延信号のそれぞれに対してビ
ームを向けるようにアダプティブアレイ動作が行なわれ
ることによる。
【０２０５】このため、キャリアの周波数が異なっても
逆位相で合成されることがない。また、相関行列Ｒ
XX（ｋ）の式より有意な信号成分の項は４つ（干渉が１
つの場合）なので、消費される自由度は３であって、た
とえば、４素子のアンテナであれば、完全なヌル方向制
御を行なうことが可能である。
【０２０６】これに対して、上述のような方式によら
ず、すべての信号に対してヌル制御をする場合は、短遅
延に対してもヌルを向けるような制御を行なうことが必
要となる。この場合は４素子アンテナでは自由度が不足
し十分な特性を得ることができないことになる。
【０２０７】［実施の形態２］実施の形態１において
は、受信応答ベクトル推定器１０５０の動作として、式
（２２）〜（２６）に説明した方法にしたがって、所望
信号の複素応答と干渉信号の複素応答を求めた。
【０２０８】しかしながら、所望信号の参照信号区間と
干渉信号の参照信号区間とに重なりがない場合、式（２
２）〜（２６）に説明した方法はそのままでは適用でき
ない。
【０２０９】実施の形態２では、このような場合でも適
用可能な所望信号の複素応答と干渉信号の複素応答の導
出方法について説明する。
【０２１０】（所望信号の応答の推定）所望信号の複素
応答を求めるにあたり、以下の式（３５）で与えられる
評価関数Ｊ2を用いる。なお、以下の式のノーテーショ
ンは、特に断らない限り、式（２２）〜（２６）と同様
とする。
【０２１１】
【数１９】
【０２１２】ここで、以下の式（３６）および式（３
７）で定義される行列Ｑ´およびベクトルｈを用いるこ
とにする。
【０２１３】
【数２０】
【０２１４】このとき、式（３５）は、以下のように書
きかえられる。
【０２１５】
【数２１】
【０２１６】ベクトルｈについて、極小という条件か
ら、式（２６）と同様に、所望波のパスｋに対する複素
応答ｈkが以下の式（３９）のようにして求められる。
【０２１７】
【数２２】
【０２１８】（干渉信号の応答の推定）干渉信号の複素
応答を求めるにあたっては、以下の式（４０）で与えら
れる評価関数Ｊ3を用いる。
【０２１９】
【数２３】
【０２２０】ここで、以下の式（４１）および式（４
２）で定義される行列Ｑ″およびベクトルｐを用いるこ
とにする。
【０２２１】
【数２４】
【０２２２】このとき、式（４０）は、以下のように書
きかえられる。
【０２２３】
【数２５】
【０２２４】ベクトルｐについて、極小という条件か
ら、式（３９）と同様に、干渉波のパスｋ´に対する複
素応答ｐk´が以下の式（４４）のようにして求められ
る。
【０２２５】
【数２６】
【０２２６】以上説明したような複素応答の推定方法を
受信応答ベクトル推定器１０５０が行うことによって
も、実施の形態１と同様の効果が奏される。
【０２２７】今回開示された実施の形態はすべての点で
例示であって制限的なものではないと考えられるべきで
ある。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求
の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味お
よび範囲内でのすべての変更が含まれることが意図され
る。
【０２２８】
【発明の効果】以上説明したとおり、本発明によるアダ
プティブアレイ基地局の構成を用いれば、ガードインタ
ーバル以内のマルチパス信号を、完全に最大比合成し
て、受信感度を最大化することが可能となる。さらに、
ガードインターバル以内のマルチパス信号を合成すると
きに、アンテナ自由度を消費せず、干渉抑圧性能を維持
することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態のアダプティブアレイ基
地局１０００の構成を示す概略ブロック図である。
【図２】 図１に示したアダプティブアレイ基地局１０
００の受信信号を説明するための概念図である。
【図３】 所望波Ｓd（ｔ）および干渉波Ｓu（ｔ）の構
成を説明するための概念図である。
【図４】 図１に示したアダプティブアレイ基地局１０
００のうち、相関器１０３０の動作を説明するための概
念図である。
【図５】 相関関数ρn,d（ｔ）の時間依存性を示す図
である。
【図６】 図５に示した相関関数ρn,d（ｔ）の絶対値
成分の時間依存性を示す図である。
【図７】 応答ρn,dd（ｔ）および応答ρn,du（ｔ）の
時間変化を示す図である。
【図８】 複素応答ρn,dd（ｔ）と、これに対する高速
フーリエ変換により得られるキャリアごとの複素応答ξ
n,dd（ｋ）を示す図である。
【図９】 アダプティブアレイ基地局１０００の動作を
全体として説明するための第１のフローチャートであ
る。
【図１０】 アダプティブアレイ基地局１０００の動作
を全体として説明するための第２のフローチャートであ
る。
【図１１】 周波数分割多重接続，時分割多重接続およ
び空間多重分割接続の各種の通信システムにおけるチャ
ネルの配置図である。
【図１２】 従来のＳＤＭＡ用基地局の送受信システム
２０００の構成を示す概略ブロック図である。
【図１３】 アダプティブアレイ２１００のうち、１人
のユーザに対応する送受信部２１００ａの構成を示すブ
ロック図である。
【図１４】 ＯＦＤＭ方式において使用される複数のキ
ャリア（搬送波）の周波数スペクトラムのうち、３キャ
リア分を抜き出して示す図である。
【図１５】 ＯＦＤＭ方式によって伝送される伝送シン
ボルの波形を示す図である。
【図１６】 所望波と干渉波が受信された場合の復調動
作について説明するための概念図である。
【図１７】 アダプティブアレイ基地局３０００の構成
を説明するための概略ブロック図である。
【図１８】 図１７に示したアダプティブアレイ基地局
３０００が受信する信号のタイミングを示す概念図であ
る。
【図１９】 アダプティブアレイ通過後の各キャリアに
対応する信号の強度分布を示す図である。
【図２０】 図１９で示したような場合に、各キャリア
ごとの信号を合成したときの強度分布を示す図である。
【図２１】 アダプティブアレイ基地局４０００の構成
を説明するための概略ブロック図である。
【図２２】 図２１に示したアダプティブアレイ基地局
４０００の動作を説明するための概念図である。
【符号の説明】
１０００ アダプティブアレイ基地局、♯１〜♯ｎ ア
ンテナ、１０１０ Ａ／Ｄ変換部、１０２０．１〜１０
２０．ｎ ＦＦＴ部、１０３０ 相関器、１０４０ メ
モリ、１０５０ 受信応答ベクトル推定器、１０６０．
１〜１０６０．ｎ ＦＦＴ部、１０７０．１〜１０７
０．Ｎ アダプティブアレイブロック、１０７２．ｋ
受信ウエイト計算器、１０８０−１〜１０８０−ｎ 乗
算器、１０９０ 加算器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 大鐘 武雄 北海道札幌市北区北８条西５丁目８番地 北海道大学内 (72)発明者 土居 義晴 大阪府守口市京阪本通２丁目５番５号 三 洋電機株式会社内 Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD33 5K059 CC03 DD35 EE02 5K067 AA03 BB04 CC01 CC24 EE10

Claims (12)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 複数のキャリアを用いた直行周波数分割
    通信方式により、各有効シンボル区間にガードインター
    バル区間を付加して伝送される信号の送受信を行うため
    の無線装置であって、 複数のアンテナを有するアレイアンテナと、 前記アレイアンテナにより受信した信号から、所望波の
    到来タイミングを検出するための到来タイミング検出手
    段と、 前記所望波のうち先頭到来波から前記ガードインターバ
    ル区間内に到来した信号に対する第１の応答ベクトル
    と、前記所望波のうち先頭到来波から前記ガードインタ
    ーバル区間以後に到来した信号に対する第２の応答ベク
    トルとを推定する受信応答ベクトル推定手段と、 前記第１および第２の応答ベクトルをフーリエ変換し
    て、前記複数のキャリアの各々に対する成分を抽出する
    第１のフーリエ変換手段と、 前記アレイアンテナからの受信信号をフーリエ変換し
    て、前記アンテナごとの受信信号のキャリアそれぞれに
    対する成分を抽出する第２のフーリエ変換手段と、 前記複数のキャリアごとに設けられ、各々が、前記アン
    テナごとの受信信号のキャリアに対する成分のうち、対
    応するキャリア成分を前記第２のフーリエ変換手段から
    受けて、前記所望波における対応するキャリアの成分を
    抽出するアダプティブアレイ処理手段とを備え、 前記アダプティブアレイ処理手段は、前記第１のフーリ
    エ変換手段からの少なくとも前記第１および第２の応答
    ベクトルの対応するキャリアに対する成分に基づいて、
    前記対応するキャリアの成分を抽出するためのウェイト
    ベクトルを導出する、無線装置。
  2. 【請求項２】 前記到来タイミング検出手段は、前記ア
    ンテナごとに、前記第２のフーリエ変換手段においてフ
    ーリエ変換される前の前記受信信号と前記複数のキャリ
    アに対応するトレーニング信号成分を含む参照信号との
    相互相関が所定のしきい値を超えることに応じて、前記
    所望波を検知する、請求項１記載の無線装置。
  3. 【請求項３】 前記受信応答ベクトル推定手段は、前記
    到来タイミング検出手段により検出された前記到来タイ
    ミング以外の時刻における前記第１および第２の応答ベ
    クトル中の応答のレベルを０とする、請求項１記載の無
    線装置。
  4. 【請求項４】 前記アダプティブアレイ処理手段は、前
    記第１および第２の応答ベクトルの対応するキャリアに
    対する成分に基づいて導出される、前記キャリアごとの
    相関行列により、前記対応するキャリアについての前記
    所望波を抽出するためのウェイトベクトルを導出する、
    請求項１記載の無線装置。
  5. 【請求項５】 前記到来タイミング検出手段は、さら
    に、前記アレイアンテナにより受信した信号から、ｎ個
    の干渉波（ｎ：自然数、ｎ≧１）の到来タイミングを検
    出し、 前記受信応答ベクトル推定手段は、前記ｎ個の干渉波の
    それぞれについて、各先頭到来波から前記ガードインタ
    ーバル区間内に到来した信号に対する第３〜第（２ｎ＋
    １）の応答ベクトルと、前記ｎ個の干渉波のそれぞれに
    ついて、各前記先頭到来波から前記ガードインターバル
    区間以後に到来した信号にそれぞれ対する第４〜第（２
    ｎ＋２）の応答ベクトルとを推定し、 前記第１のフーリエ変換手段は、さらに、前記第３〜第
    （２ｎ＋２）の応答ベクトルをフーリエ変換して、前記
    複数のキャリアの各々に対する成分を抽出し、前記アダ
    プティブアレイ処理手段は、前記第１のフーリエ変換手
    段からの前記第１から第（２ｎ＋２）の応答ベクトルの
    対応するキャリアに対する成分に基づいて、前記対応す
    るキャリアの成分を抽出するためのウェイトベクトルを
    導出する、請求項１記載の無線装置。
  6. 【請求項６】 前記到来タイミング検出手段は、前記ア
    ンテナごとに、前記第２のフーリエ変換手段においてフ
    ーリエ変換される前の前記受信信号と前記複数のキャリ
    アに対応するトレーニング信号成分を含む参照信号との
    相互相関が所定のしきい値を超えることに応じて、前記
    所望波および前記干渉波を検知する、請求項５記載の無
    線装置。
  7. 【請求項７】 前記受信応答ベクトル推定手段は、前記
    到来タイミング検出手段により検出された前記到来タイ
    ミング以外の時刻における前記第１から第（２ｎ＋２）
    の応答ベクトル中の応答のレベルを０とする、請求項５
    記載の無線装置。
  8. 【請求項８】 前記アダプティブアレイ処理手段は、前
    記第１から第（２ｎ＋２）の応答ベクトルの対応するキ
    ャリアに対する成分に基づいて導出される、前記キャリ
    アごとの相関行列により、前記対応するキャリアについ
    ての前記所望波を抽出するためのウェイトベクトルを導
    出する、請求項５記載の無線装置。
  9. 【請求項９】 前記アダプティブアレイ処理手段は、前
    記キャリアごとの相関行列により、前記対応するキャリ
    アについての前記干渉波を抽出するためのウェイトベク
    トルを導出する、請求項８記載の無線装置。
  10. 【請求項１０】 前記受信応答ベクトル推定手段は、Ｍ
    ＭＳＥ法により、前記第１から第（２ｎ＋２）の応答ベ
    クトルを推定する、請求項５記載の無線装置。
  11. 【請求項１１】 複数のキャリアを用いた直行周波数分
    割通信方式により、各有効シンボル区間にガードインタ
    ーバル区間を付加して伝送される信号をアダプティブア
    レイ処理により前記キャリアに対応する成分ごとに抽出
    するためのアダプティブアレイ処理方法であって、 複数のアンテナを有するアレイアンテナにより受信した
    信号から、少なくとも所望波の到来タイミングを検出す
    るステップと、 前記所望波のうち先頭到来波から前記ガードインターバ
    ル区間内に到来した信号に対する第１の応答ベクトル
    と、前記所望波のうち先頭到来波から前記ガードインタ
    ーバル区間以後に到来した信号に対する第２の応答ベク
    トルとを推定するステップと、 前記第１および第２の応答ベクトルをフーリエ変換し
    て、前記複数のキャリアの各々に対する成分を抽出する
    ステップと、 少なくとも前記第１および第２の応答ベクトルのキャリ
    アごとの成分に基づいて、所望波についての前記キャリ
    アに対応する成分をアダプティブアレイ処理により分離
    するためのウェイトベクトルを導出するステップと、 前記アレイアンテナからの受信信号をフーリエ変換し
    て、前記アンテナごとの受信信号のキャリア成分を抽出
    するステップと、 前記アンテナごとの受信信号のキャリア成分に対して、
    前記ウェイトベクトルを乗算することにより、前記所望
    波についての前記対応するキャリアの成分を抽出するス
    テップとを備える、アダプティブアレイ処理方法。
  12. 【請求項１２】 前記到来タイミングを検出するステッ
    プは、さらに、少なくとも１つの干渉波の到来タイミン
    グを検出するステップを含み、 前記干渉波のうち先頭到来波から前記ガードインターバ
    ル区間内に到来した信号に対する第３の応答ベクトル
    と、前記干渉波のうち先頭到来波から前記ガードインタ
    ーバル区間以後に到来した信号に対する第４の応答ベク
    トルとを推定するステップと、 前記第３および第４の応答ベクトルをフーリエ変換し
    て、前記複数のキャリアの各々に対する成分を抽出する
    ステップとをさらに備え、 前記ウェイトベクトルを導出するステップは、前記第１
    から第４の応答ベクトルのキャリアごとの成分に基づい
    て、前記ウェイトベクトルを導出する、請求項１１記載
    のアダプティブアレイ処理方法。
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