JP3567734B2 - アダプティブ受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、所望波と不要波とが到来した場合にも、データの伝送効率を低下させることなく所望波を高精度で抽出できるアダプティブ受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
多量のデータを高速に伝送する無線通信方式として、マルチキャリア伝送方式が提案されている。マルチキャリア伝送方式は、送信データ系列を多数に分割し、それぞれ異なる周波数のキャリア（以下、サブキャリアという）を用いて伝送する方式である。１つのサブキャリア当たりのデータ伝送速度を遅くすることによって、各サブキャリアの帯域幅が狭くなり、周波数選択性フェージングの影響が低減される。
【０００３】
又、このマルチキャリア伝送方式では、所望波とその所望波の反射波等が受信される環境において、正確にデータを再生するために、変調の最小単位であるシンボルの波形の一部と同一波形を繰り返すガード期間が設けられている。反射波が所望波に対してこのガード期間以下で遅延している場合には、１つのシンボル期間において、所望波と反射波とが混在していても、ガード期間の存在により、そのシンボル期間における２つの波は位相が異なることを除いては同一波となる。よって、正確なシンボルを復調できる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、反射波が所望波に対してガード期間以上に遅延しているような場合には、反射波の影響による波形歪みを除去することができない。逆に、反射波の考えられる遅延時間を十分に見て、ガード期間を長く設定すれば、反射波の影響による波形歪みを除去可能であるが、ガード期間が長くなるために、データの伝送効率が低下するという問題がある。
【０００５】
さらに、複数の放送局から異なる情報の放送波が受信されるような場合には、特定の放送局を選局する必要がある。この場合には、放送局毎に異なる参照信号を挿入して送信し、受信装置で参照信号が挿入されている期間の信号を抽出して、その信号が参照信号と等しくなるように受信信号を補正することが行われている。しかし、この方法は、伝送したい情報の他に、参照信号をデータに挿入しなければならず、データの伝送効率が低下するという問題がある。
【０００６】
本発明は、上記の課題を解決するために成されたものであり、その目的は、データの伝送効率を低下させることなく、所望波だけを高精度で受信できるようにすることである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、データに基づいて変調された信号において、送信側において時間間隔をおいて同一波形が少なくとも２箇所に現れる無線伝送方式にて使用されるアダプティブ受信装置において、電波を受信する複数のアンテナ素子から成るアレーアンテナと、それぞれのアンテナ素子で受信された信号に重み付けを行う重み付け装置と、重み付けされた信号を合成する合成器とから構成された、アンテナで受信された信号に信号処理を施す信号処理装置と、受信信号から同一波形となるべき期間の信号波形を抽出し、抽出された信号波形に基づいて信号処理装置を制御する制御装置とから構成され、制御装置は抽出された少なくとも２つの信号波形の誤差が最小となるように、信号処理装置を制御することを特徴とする。
【０００８】
請求項２の発明は、データに基づいて変調された信号において、送信側において時間間隔をおいて同一波形が少なくとも２箇所に現れる無線伝送方式にて使用されるアダプティブ受信装置において、電波を受信するアンテナと、アンテナで受信された信号に信号処理を施す信号処理装置と、受信信号から同一波形となるべき期間の信号波形を抽出し、抽出された信号波形に基づいて信号処理装置を制御する制御装置とから構成され、信号処理装置はアンテナで受信された信号を複数の信号に分岐するための分岐装置と、分岐された信号に対してそれぞれ異なる遅延を与える遅延装置と、遅延装置から出力された信号に対して重み付けを行う重み付け装置と、重み付けされた信号を合成する合成器とから成り、制御装置は抽出された少なくとも２つの信号波形の誤差が最小となるように、信号処理装置を制御することを特徴とする。
【０００９】
請求項３の発明は、データに基づく変調は、単一のキャリアを変調するものであり、同一波形は時間間隔をおいて挿入される同一のプリアンブル信号であり、制御装置はプリアンブル信号を抽出して、異なる時刻で抽出された少なくとも２つのプリアンブル信号の誤差が最小となるように重み係数を制御することを特徴とする。
【００１０】
請求項４の発明は、無線伝送方式は、分割されたデータ列毎に異なる周波数のキャリアを変調し、変調の単位であるシンボルの波形の一部と同一波形を繰り返すガード期間の挿入されたマルチキャリア伝送方式であり、同一波形はガード期間の波形と、その波形と同一のシンボルの一部の波形であり、制御装置はガード期間の信号波形と、それに対応するシンボルの一部の信号波形を抽出し、その２つの信号波形の誤差が最小となるように重み係数を制御することを特徴とする。
【００１１】
請求項５の発明は、制御装置は、抽出された信号波形の差信号の電力が最小となるようにパワーインバージョンアルゴリズム又は固有値展開アルゴリズムに基づいて重み係数を決定することを特徴とする。
【００１２】
請求項６の発明は、制御装置は、抽出された信号波形の１つを参照信号とみなして、他方の信号波形との間で、ＬＭＳ、ＲＬＳ、又は、ＳＭＩアルゴリズムに基づいて重み係数を決定することを特徴とする。
【００１３】
【発明の作用及び効果】
請求項１の発明では、受信信号から同一波形となるべき期間の信号波形が抽出され、抽出された少なくとも２つの信号波形の誤差が最小となるように、受信信号が制御される。即ち、所望波だけ受信され干渉波が受信されていない状態の場合には、抽出された２つの信号波形が完全に同一となる。よって、所望波以外に不要波も受信されている場合でも受信信号を処理して、このような状態を実現することで、所望波のみを抽出することができる。この場合に、参照信号等の信号を用いていないことから、データの伝送効率を低下させることがない。このように、反射波や他の放送局からの不要波が受信されている場合でも、所望波のみを正確に抽出することができる。また、アレーアンテナを用いて、各アンテナ素子で受信された信号に対して重み付けた後、合成することで、抽出された少なくとも２つの信号波形の誤差が最小となるようにすることができる。この結果、干渉波が所望波と同時に受信されても、所望波のみを抽出することができる。
【００１４】
請求項２の発明では、アレーアンテナと同一機能を果たすものとして、１つのアンテナ素子で受信された信号を段階的に遅延させて、各段階の信号を出力させている。この各段階の信号が各アレーアンテナ素子の出力と等価となる。よって、請求項１と同様な効果がある。
【００１５】
請求項３の発明は、単一キャリアを用いた伝送方式である。この方式には、通常、プリアンブル信号がデータの先頭に設けられ、このプリアンブル信号はデータの送信毎に設けられるが、同一の信号である。よって、このプリアンブル信号を少なくとも２つ受信して、それらの波形誤差が最小となるように重み係数を決定すれば、所望波だけが正確に抽出される状態を実現できる。
【００１６】
請求項４の発明は、ガード期間の挿入されたマルチキャリア伝送方式である。この方式では、ガード期間の波形はシンボルの一部の波形と完全に同一である。よって、このガード期間の波形と、それに対応するシンボルの一部の波形とを抽出して、両波形の誤差が最小となるように受信信号を処理することで、両波形が一致した受信状態を実現できる。即ち、不要波を除去した受信状態を実現できるので、所望波だけを正確に抽出することができる。
【００１７】
請求項５の発明では、抽出された信号波形の差信号の電力が最小となるようにパワーインバージョンアルゴリズム又は固有値展開アルゴリズムに基づいて重み係数を決定することで、具体的に抽出された信号波形が同一となるような受信状態を実現することができる。
【００１８】
請求項６の発明は、抽出された信号波形の１つを参照信号とみなして、他方の信号波形との間で、ＬＭＳ、ＲＬＳ、又は、ＳＭＩアルゴリズムに基づいて重み係数を決定することで、具体的に抽出された信号波形が同一となるような受信状態を実現することができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を具体的な実施例に基づいて説明する。本発明は以下の実施例に限定されるものではない。
本方式は直交周波数分割多重のマルチキャリア伝送方式である。符号化データに基づいて各サブキャリアが変調される。直交関係にある周波数のサブキャリアがデータに従ってＤＱＰＳＫ方式で変調される。次に、全サブキャリアの数を入力点数とするこれらの変調信号のサンプリング値が逆フーリエ変換される。これにより、直交周波数分割多重化された波形を表す時間列データが得られる。この時間列データをＤ／Ａ変換することで、直交周波数多重化されたベースバントの信号が得られ、この信号で高周波の搬送波が変調されて送信される。
【００２０】
図１は、第１実施例に係るアダプティブ受信装置の構成を示したブロック図であり、マルチキャリア伝送方式にて無線伝送されたデータ系列を受信して、その受信したデータ系列を処理することによって元のデータ系列に再生する装置である。
【００２１】
マルチキャリア伝送方式により複数（ｎ）のサブキャリアにて送信されたキャリア群は、複数（ｋ）本のアンテナ素子Ａ１ 〜Ａｋ にて受信される。これにより、送信局からの信号波（以下、所望波という）と、それ以外の信号波、即ち、送信局からの信号波の反射波や他の送信局からの信号波等（以下、所望波以外の波を干渉波という）ｇ１ 〜ｇｋ をアンテナ素子Ａ１ 〜Ａｋ で受信することができる。以下、アンテナ素子Ａ１ 〜Ａｋ で受信された複数のサブキャリアからなる信号を広帯域信号ｇ１ 〜ｇｋ ど言う。
【００２２】
アンテナ素子Ａ１ 〜Ａｋ で受信された広帯域信号ｇ１ 〜ｇｋ は、それぞれ、信号処理装置２の重み付け装置Ｅ１〜Ｅｋに入力する。各重み付け装置Ｅ１〜Ｅｋは、制御装置４により決定された重み係数ｗ１〜ｗｋにより各広帯域信号ｇ１ 〜ｇｋ に対して重み付けを行う。重み付けされた各広帯域信号は信号処理装置２の合成器２２により合成されることにより、周波数特性が補正された１つのキャリア群ｇとして出力される。
【００２３】
周波数特性が補正されたキャリア群ｇは、分波器３にて各サブキャリア毎に分波される。つまり、波形歪みが補償された各サブキャリア毎の信号Ｓ１ 〜Ｓｎ が復調器５に出力される。一方、合成器２２の出力信号ｇは抽出装置７に入力する。
【００２４】
復調器５は周波数特性が補正され各サブキャリア毎の信号Ｓ１ 〜Ｓｎ に分波されたＤＱＰＳＫ変調信号を、各サブキャリア毎に復調して低速のデータ列Ｌ１ 〜Ｌｎ に変換する。変換された低速のデータ列Ｌ１ 〜Ｌｎ は並直列変換器６に入力され並直列変換器６にて元の送信データ系列Ｄに再生されて出力される。このように、受信された複数の広帯域信号ｇ１ 〜ｇｋ が信号処理されて周波数特性の補正された１つのキャリア群ｇを得て、そのキャリア群ｇを各サブキャリア毎に復調し、さらに並直列変換をすることにより元のデータ系列Ｄに再生される。
【００２５】
分波器３は直並列変換器３５および高速フーリエ変換装置（ 以下，ＦＦＴ 演算装置と呼ぶ。） ３６より構成されている。直並列変換器３５は、合成器２２から出力される直列の信号を一定区間毎に切り出し、並列データに変換する。ＦＦＴ 演算装置３６は直並列変換器３５の出力する並列データに対してＦＦＴ 演算処理を行うことによって各サブキャリア毎の成分に分離する。即ち、直並列変換器３５により切り出されたデータに対してＦＦＴ 演算処理を行うことから、直並列変換器３５は、いわゆるＦＦＴ ウィンドウの働きをしている。図２に示すように、このＦＦＴ ウィンドウによって切り出すタイミングを所望波のデータのタイミングに一致させている。図２に示すＦＦＴ ウィンドウにより抽出するタイミングは、信号に含まれている基準シンボル等を用いて決定される。
【００２６】
マルチキャリア伝送方式においては、遅延波対策として、送信側でガード期間を挿入している。ガード期間は、図２に示すように、送信側で、変調の最小単位であるシンボル（変調の最小単位である送信データ）毎に、その直前にシンボルの波形の一部を付加する期間である。
【００２７】
例えば、ＱＰＳＫであれば、４種類の２ビットデータに対応して、４種類の９０度位相差のＰＳＫ変調波形を得ている。この変調単位を以下、シンボルといい、この波形をシンボル波形という。図２では、ガード期間Ｗ１にシンボルのＷ２期間の波形が繰り返されている。受信側ではガード期間Ｔｇを無視してシンボル期間Ｔｄの部分のみを切り出して復調する。
【００２８】
所望波に対する遅延波が存在する場合には、遅延時間τがガード期間Ｔｇよりも短い場合には、ＦＦＴ ウィンドウ内には所望波のシンボル波形と、遅延波のシンボル波形の一部および遅延波のガード期間の一部が含まれる。しかし、ＦＦＴ ウィンドウに含まれる遅延波のガード期間の一部ａ１’は、ＦＦＴ ウィンドウに含まれなかったシンボルの末尾の一部ａ２’と同一波形である。よって、ＦＦＴ ウィンドウ内において、所望波と遅延波とは全く同一波形となり、異なるのは位相のみである。即ち、所望波に遅延波が重畳していても、ＦＦＴ ウィンドウには他のシンボル（データ）の波形成分が含まれていないことになる。この結果、波形歪みはなく正確に変調された信号波形からデータに復調することができる。しかし、遅延波の遅延時間τがガード期間Ｔｇよりも長い場合には、ＦＦＴ ウィンドウ内Ｔｄに前のシンボルの波形が含まれることになり、正確なデータの復調ができない。分波器３の直並列変換器３５の変換期間はこのＦＦＴ ウィンドウＴｄに設定されている。
【００２９】
一方、抽出装置７は、図２に示すように、ガード期間Ｗ１と、その期間と同一波形が現れるシンボル波形の末尾の部分の期間Ｗ２の信号を抽出する機能を有している。この２つの期間の信号波形Ｒ１とＲ２が抽出されて所定の演算が実行される。制御装置４はこの信号波形Ｒ１，Ｒ２を入力している。
【００３０】
アンテナにより受信されたサブキャリア群の数をｋとし、重み係数をＷ１ 〜Ｗｋ としたとき、重み付け合成された信号ｇはＷ１ 〜Ｗｋ （Ｗ１ ＝Ｂ１ ｅｘｐ（−ｊθ１ ） 、Ｗｋ ＝Ｂｋ ｅｘｐ（−ｊθｋ ） ）の関数である。
【００３１】
制御装置４は信号Ｒ１と信号Ｒ２の波形に関して次式を最小とするように重み係数Ｗ１ 〜Ｗｋ を決定する。
【数 １】
∫（Ｒ１−Ｒ２）２ ｄｔ …（１）
尚、積分は期間Ｗ１、Ｗ２の期間における時間に関する積分であり、現実にはサンプリング点における信号波形の値についての加算となる。
【００３２】
制御装置４は、受信した全ての広帯域信号ｇ１ 〜ｇｋ のそれぞれに対しての重み係数を決定する。重み付け装置Ｅ１〜Ｅｋは、受信した複数の広帯域信号ｇ１ 〜ｇｋ のそれぞれに対しての重み係数Ｗ１ 〜Ｗｋ により重み付けする。
【００３３】
（１）式が完全に０になれば、純粋な所望波の条件を満たしているので、信号ｇは完全に所望波のみとなる。よって、干渉波が所望波の遅延波だけでなく、その他の所望しない放送局の放送波であった場合にも、所望波だけ抽出することが可能となる。換言すれば、アレーアンテナは、その所望波以外の到来波の方向に指向性のヌルが形成されたことになる。同様に、遅延波の遅延時間τがガード期間Ｔｇよりも長くなった場合にも、この方法で受信信号に重み付け合成すれば、所望波の抽出が可能となる。
【００３４】
尚、上記の装置は、全て、ディジタル信号を入力する数値演算装置で構成されている。実際には、アレーアンテナ１で受信された高周波広帯域信号は、周波数変換されてベースバンドの直交周波数分割多重信号となる。この信号が所定時間間隔でサンプリングされてディジタル値に変換されている。このディジタル値の時間列により波形が与えられている。このディジタル信号に変換する部分は図面には明示されていないが、重み付け装置Ｅ１〜Ｅｋに入力する信号から、全て、時系列のディジタル信号である。
上記の（１）式の信号ｇは各アンテナ素子の出力信号ｇ１〜ｇｋが受信されるので、これらの信号を用いて演算される。
【００３５】
次に、本発明の第２実施例について説明する。図３は、第２実施例に係るアダプティブ受信装置の構成を示したブロック図である。アンテナＡは１つのアンテナ素子にて構成されており、マルチキャリア伝送方式にて送信された広帯域信号ｈ０ を受信する。信号処理装置２は、タップ付き遅延装置３１と重み付け装置２１と合成器２２より構成されている。受信された広帯域信号ｈ０ は、タップ付き遅延装置３１により遅延時間の異なる複数（ｋ）の広帯域信号ｈ１ 〜ｈｋ を形成する。タップ付き遅延装置３１は分岐装置３２と遅延素子３３にて構成されており、遅延素子３３を通過する毎に信号に遅延が与えられ、分岐装置３２にて分岐することにより遅延時間の異なる複数の信号を形成することができる。
【００３６】
遅延時間の異なる複数の広帯域信号ｈ１ 〜ｈｋ は、重み付け装置２１に入力され、重み付けされる。重み付け装置２１は、制御装置４により決定された重み係数により個々の広帯域信号ｈ１ 〜ｈｋ に重み付けを行う。重み付けされた複数の広帯域信号ｈ１ 〜ｈｋ を合成器２２により合成することにより、周波数特性が補正された１つのキャリア群ｈが出力される。
【００３７】
周波数特性が補正されたキャリア群ｈは、分波器３にて各サブキャリア毎の信号Ｓ１〜Ｓｎに分波される。これは、重み係数により干渉波が除去され歪みが補償された各サブキャリア毎の信号Ｓ１〜Ｓｎである。出力された各サブキャリア毎の信号Ｓ１〜Ｓｎに分波されたキャリア群ｈは、復調器５に送出される。
【００３８】
合成器２２の出力信号ｈは抽出装置７に入力している。この抽出装置７の機能は、第１実施例における抽出装置７の機能と完全に同一である。つまり、制御装置４は信号波の期間Ｗ１とＷ２の信号波形の誤差の２乗の時間積分（和）（（１）式）が最小となるように重み係数を決定する。このように、アレーアンテナに代えて１つのアンテナ素子と遅延回路とで、受信信号の周波数特性を補正することができる。
【００３９】
上記第１及び第２実施例において、（１）式が最小となるように重み係数を決定する方法は、電力最小化のアルゴリズムである。このアルゴリズムを実行するのにパワーインバージョンアルゴリズム、固有値展開アルゴリズム等の公知の方法を用いることができる。要は、信号Ｒ１と信号Ｒ２との差信号には遅延波の成分しか含まれないために、この成分を最小化するように重み係数を決定することで所望波を抽出することができる。
【００４０】
又、期間Ｗ１の信号波形Ｒ１を参照信号とし、期間Ｗ２の信号波形Ｒ２を参照信号に一致させるように重み係数を決定する全てのアルゴリズを用いることができる。即ち、相関行列、相関ベクトルを用いる方法がある。各アンテナ素子Ａ１〜Ａｋの出力信号ｇ１〜ｇｋの期間Ｗ１、Ｗ２における信号Ｒ１１〜Ｒ１ｋ，Ｒ２１〜Ｒ２ｋに関して、（ｋ，ｋ）の相関行列を求める。行列の各要素は２つの信号波形の期間内における自己又は相互相関関数である。同様に信号Ｒ２１〜Ｒ２ｋを参照信号として、信号Ｒ１１〜Ｒ１ｋとの（１，ｋ）の相関ベクトルを求める。相関ベクトルの各成分は期間内における相互相関関数である。（１，ｋ）の重み係数ベクトルＷは、相関行列の逆行列に相関ベクトルを乗算して求めることができる。この方法は、重み係数を演算する方法として良く知られている。尚、時間に関する相関演算を行うのに近似的に時間平均値を用いる方法がある。
【００４１】
この相関行列の逆行列を演算する代わりに、誤差を０に収束させる逐次演算の手法により重み係数を決定する方法に、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ ）アルゴリズムがある。これは、前回求めた重み係数ベクトルと相関行列との積と相関ベクトルとの差に比例して、次回の重み係数ベクトルを補正するという逐次演算方法である。その他、同様な演算アルゴリズムであるＳＭＩ（Ｓａｍｐｌｅ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ ）アルゴリズムやＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅｓ ）アルゴリズムを用いて重み係数を制御してもよい。
【００４２】
次に、第３実施例について説明する。第１、第２実施例では、重み係数を決定するのに、各キャリア毎に信号を抽出していなかったが、期間Ｗ１，Ｗ２において各キャリア毎に信号を抽出するようにしても良い。
第１実施例において、そのように各キャリア毎の信号を抽出するようにした例が、図４である。抽出装置７０は分波器３と同様に直並列変換器７５とＦＦＴ 演算装置７６とで構成されている。そして、このＦＦＴ 演算装置７６から、上述した期間Ｗ１，Ｗ２の信号が制御装置４に出力される。この各キャリア毎の信号に関して上記した演算処理により重み係数を決定することができる。即ち、時間と周波数に関して、信号Ｒ１と信号Ｒ２の誤差が最小となるように決定する。これにより、より正確に所望波だけを抽出することができる。
【００４３】
さらに、この方法で、相関行列、相関ベクトルを用いる場合には、各キャリア毎に、上述した相関行列、相関ベクトルが演算される。即ち、キャリアの数をｎとすると、ｎ個の相関行列とｎ個の相関ベクトルが求められる。これをキャリアに関して（周波数に関して）平均した相関行列と相関ベクトルを求め、これらの値により重み係数を求めるようにしても良い。又、ＬＭＳ，ＳＭＩ，ＲＬＳのような逐次演算を用いる場合には、この平均した相関行列と相関ベクトルに対し実行することになる。
【００４４】
次に、第４実施例について説明する。この実施例では、第２実施例において、各キャリア毎に演算する例である。図５に示すように、各キャリア毎の信号が分波器７０により抽出されて、第３実施例と同様に処理される。
【００４５】
各キャリア毎に信号を抽出して重み係数を決定する場合には、重み係数の決定には必ずしも全てのサブキャリアを用いる必要はなく、一部のサブキャリアを用いて重み係数を制御しても同様の効果が得られる。
【００４６】
上記全ての実施例では、各アンテナ素子の出力信号を重み付けしてから合成したが、図６に示すように、各アンテナ素子Ａ１〜Ａｋの出力する広帯域信号ｇ１〜ｇｋを、それぞれ、図１と同一構成の分波器Ｘ１，…Ｘｋ（各分波器は直並列変換器３５とＦＦＴ 演算装置３６とを有する）で各サブキャリア毎の信号に分波した後、各重み付け装置Ｅ１〜Ｅｋで重み付けして、合成器２２で各サブキャリア毎に合成しても良い。この場合、同一のアンテナ素子から出力された信号に関しては、全てのサブキャリア毎の信号に対して同一の重み係数が用いられる。
【００４７】
又、各アンテナ素子Ａ１〜Ａｋの出力する広帯域信号ｇ１〜ｇｋは、それぞれ、図１に示す分波器７０と同一機能の各分波器Ｙ１，…Ｙｋにも入力する。そして、広帯域信号ｇ１〜ｇｋ毎の各キャリア毎の図２に示す期間Ｗ１とＷ２の信号波形が得られる。その後、その期間の波形を各サブキャリア毎に合成器２２０によりアンテナの素子数ｋに関して合成する。この各サブキャリア毎の合成波形を第３、４実施例におけるキャリア毎の信号とする。このようにして、重み係数を決定することも可能である。
【００４８】
尚、図６の装置において、分波器Ｙ１〜Ｙｋに代えて、第１実施例と同様な抽出装置７を各アンテナ素子からの信号毎に設けても良い。このようにすれば、重み係数は、第１、第２実施例と同様な方法で決定することができる。
【００４９】
上記実施例では、ベースバンドのキャリアの最小周期よりも短い周期でサンプリングして、ベースバンドの波形をディジタル値の時系列データとして扱い、演算を全てコンピュータシステムで行っている。即ち、送信側では、符号化データに基づき各キャリアをＰＳＫ、ＱＰＳＫ等の変調をしたｎ個の波形の瞬時値をｎ点入力して逆ＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）した値を時系列で出力することで、周波数多重化されたベースバンド信号を得て、さらに、この信号で搬送波を変調して送信している。受信側では、受信した信号を周波数変換してベースバンド信号に変換し、この信号を時間軸上でサンプリングしてディジタル値に変換している。そして、このディジタル値の一定の時間列をＦＦＴして、各キャリア毎のベースバント信号を得ている。その後、各キャリア毎に復調し、受信符号化データを得ている。この方式は、ＯＦＤＭ（直交周波数多重）方式として既に良く知られている。なお、マルチキャリア信号の復調方式は、上記の実施例のディジタル方式に限定されることなく、アナログ波形をアナログ回路で処理する方式でも良い。
【００５０】
又、本発明は、上記実施例で示したマルチキャリア伝送方式だけでなく、シングルキャリア伝送方式にも用いることができる。即ち、シングルキャリア伝送方式は、図７に示すように、受信時の同期安定化のためのプリアンブルと言われる信号がデータの先頭に置かれる。このプリアンブルは常時、同一のデータが用いられている。よって、このプリアンブルが挿入されている期間Ｗ１、Ｗ２の信号波形を上記の期間Ｗ１とＷ２の信号波形として、上述した方法により重み係数を決定しても良い。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例に係るアダプティブ受信装置の構成図。
【図２】本発明の第１実施例に係るアダプティブ受信装置による重み係数を決定する方法を示した説明図。
【図３】本発明の第２実施例の変形例に係るアダプティブ受信装置の構成図。
【図４】本発明の第３実施例に係るアダプティブ受信装置の構成図。
【図５】本発明の第４実施例に係るアダプティブ受信装置の構成図。
【図６】本発明の変形例に係るアダプティブ受信装置の構成図。
【図７】本発明の変形例に係る伝送方式と重み係数の決定方法を示した説明図。
【符号の説明】
Ａ…アンテナ
Ａ１ 〜Ａｋ …アンテナ素子
ｇ、ｈ…キャリア群
ｇ１ 〜ｇｋ 、ｈ０ 〜ｈｋ …広帯域信号（アンテナで受信したキャリア群）
Ｌ１ 〜Ｌｎ …低速データ列
Ｄ…送信データ列
２…信号処理装置
７…抽出装置
３，７０…分波器
４…制御装置
５…復調器
６…並直列変換器
Ｅ１〜Ｅｋ…重み付け装置
２２，２２０…合成器
３１…タップ付き遅延装置
３２…分岐装置
３３…遅延素子
３５，７５…直並列変換器
３６，７６…ＦＦＴ 変換器
【発明の属する技術分野】
本発明は、所望波と不要波とが到来した場合にも、データの伝送効率を低下させることなく所望波を高精度で抽出できるアダプティブ受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
多量のデータを高速に伝送する無線通信方式として、マルチキャリア伝送方式が提案されている。マルチキャリア伝送方式は、送信データ系列を多数に分割し、それぞれ異なる周波数のキャリア（以下、サブキャリアという）を用いて伝送する方式である。１つのサブキャリア当たりのデータ伝送速度を遅くすることによって、各サブキャリアの帯域幅が狭くなり、周波数選択性フェージングの影響が低減される。
【０００３】
又、このマルチキャリア伝送方式では、所望波とその所望波の反射波等が受信される環境において、正確にデータを再生するために、変調の最小単位であるシンボルの波形の一部と同一波形を繰り返すガード期間が設けられている。反射波が所望波に対してこのガード期間以下で遅延している場合には、１つのシンボル期間において、所望波と反射波とが混在していても、ガード期間の存在により、そのシンボル期間における２つの波は位相が異なることを除いては同一波となる。よって、正確なシンボルを復調できる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、反射波が所望波に対してガード期間以上に遅延しているような場合には、反射波の影響による波形歪みを除去することができない。逆に、反射波の考えられる遅延時間を十分に見て、ガード期間を長く設定すれば、反射波の影響による波形歪みを除去可能であるが、ガード期間が長くなるために、データの伝送効率が低下するという問題がある。
【０００５】
さらに、複数の放送局から異なる情報の放送波が受信されるような場合には、特定の放送局を選局する必要がある。この場合には、放送局毎に異なる参照信号を挿入して送信し、受信装置で参照信号が挿入されている期間の信号を抽出して、その信号が参照信号と等しくなるように受信信号を補正することが行われている。しかし、この方法は、伝送したい情報の他に、参照信号をデータに挿入しなければならず、データの伝送効率が低下するという問題がある。
【０００６】
本発明は、上記の課題を解決するために成されたものであり、その目的は、データの伝送効率を低下させることなく、所望波だけを高精度で受信できるようにすることである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、データに基づいて変調された信号において、送信側において時間間隔をおいて同一波形が少なくとも２箇所に現れる無線伝送方式にて使用されるアダプティブ受信装置において、電波を受信する複数のアンテナ素子から成るアレーアンテナと、それぞれのアンテナ素子で受信された信号に重み付けを行う重み付け装置と、重み付けされた信号を合成する合成器とから構成された、アンテナで受信された信号に信号処理を施す信号処理装置と、受信信号から同一波形となるべき期間の信号波形を抽出し、抽出された信号波形に基づいて信号処理装置を制御する制御装置とから構成され、制御装置は抽出された少なくとも２つの信号波形の誤差が最小となるように、信号処理装置を制御することを特徴とする。
【０００８】
請求項２の発明は、データに基づいて変調された信号において、送信側において時間間隔をおいて同一波形が少なくとも２箇所に現れる無線伝送方式にて使用されるアダプティブ受信装置において、電波を受信するアンテナと、アンテナで受信された信号に信号処理を施す信号処理装置と、受信信号から同一波形となるべき期間の信号波形を抽出し、抽出された信号波形に基づいて信号処理装置を制御する制御装置とから構成され、信号処理装置はアンテナで受信された信号を複数の信号に分岐するための分岐装置と、分岐された信号に対してそれぞれ異なる遅延を与える遅延装置と、遅延装置から出力された信号に対して重み付けを行う重み付け装置と、重み付けされた信号を合成する合成器とから成り、制御装置は抽出された少なくとも２つの信号波形の誤差が最小となるように、信号処理装置を制御することを特徴とする。
【０００９】
請求項３の発明は、データに基づく変調は、単一のキャリアを変調するものであり、同一波形は時間間隔をおいて挿入される同一のプリアンブル信号であり、制御装置はプリアンブル信号を抽出して、異なる時刻で抽出された少なくとも２つのプリアンブル信号の誤差が最小となるように重み係数を制御することを特徴とする。
【００１０】
請求項４の発明は、無線伝送方式は、分割されたデータ列毎に異なる周波数のキャリアを変調し、変調の単位であるシンボルの波形の一部と同一波形を繰り返すガード期間の挿入されたマルチキャリア伝送方式であり、同一波形はガード期間の波形と、その波形と同一のシンボルの一部の波形であり、制御装置はガード期間の信号波形と、それに対応するシンボルの一部の信号波形を抽出し、その２つの信号波形の誤差が最小となるように重み係数を制御することを特徴とする。
【００１１】
請求項５の発明は、制御装置は、抽出された信号波形の差信号の電力が最小となるようにパワーインバージョンアルゴリズム又は固有値展開アルゴリズムに基づいて重み係数を決定することを特徴とする。
【００１２】
請求項６の発明は、制御装置は、抽出された信号波形の１つを参照信号とみなして、他方の信号波形との間で、ＬＭＳ、ＲＬＳ、又は、ＳＭＩアルゴリズムに基づいて重み係数を決定することを特徴とする。
【００１３】
【発明の作用及び効果】
請求項１の発明では、受信信号から同一波形となるべき期間の信号波形が抽出され、抽出された少なくとも２つの信号波形の誤差が最小となるように、受信信号が制御される。即ち、所望波だけ受信され干渉波が受信されていない状態の場合には、抽出された２つの信号波形が完全に同一となる。よって、所望波以外に不要波も受信されている場合でも受信信号を処理して、このような状態を実現することで、所望波のみを抽出することができる。この場合に、参照信号等の信号を用いていないことから、データの伝送効率を低下させることがない。このように、反射波や他の放送局からの不要波が受信されている場合でも、所望波のみを正確に抽出することができる。また、アレーアンテナを用いて、各アンテナ素子で受信された信号に対して重み付けた後、合成することで、抽出された少なくとも２つの信号波形の誤差が最小となるようにすることができる。この結果、干渉波が所望波と同時に受信されても、所望波のみを抽出することができる。
【００１４】
請求項２の発明では、アレーアンテナと同一機能を果たすものとして、１つのアンテナ素子で受信された信号を段階的に遅延させて、各段階の信号を出力させている。この各段階の信号が各アレーアンテナ素子の出力と等価となる。よって、請求項１と同様な効果がある。
【００１５】
請求項３の発明は、単一キャリアを用いた伝送方式である。この方式には、通常、プリアンブル信号がデータの先頭に設けられ、このプリアンブル信号はデータの送信毎に設けられるが、同一の信号である。よって、このプリアンブル信号を少なくとも２つ受信して、それらの波形誤差が最小となるように重み係数を決定すれば、所望波だけが正確に抽出される状態を実現できる。
【００１６】
請求項４の発明は、ガード期間の挿入されたマルチキャリア伝送方式である。この方式では、ガード期間の波形はシンボルの一部の波形と完全に同一である。よって、このガード期間の波形と、それに対応するシンボルの一部の波形とを抽出して、両波形の誤差が最小となるように受信信号を処理することで、両波形が一致した受信状態を実現できる。即ち、不要波を除去した受信状態を実現できるので、所望波だけを正確に抽出することができる。
【００１７】
請求項５の発明では、抽出された信号波形の差信号の電力が最小となるようにパワーインバージョンアルゴリズム又は固有値展開アルゴリズムに基づいて重み係数を決定することで、具体的に抽出された信号波形が同一となるような受信状態を実現することができる。
【００１８】
請求項６の発明は、抽出された信号波形の１つを参照信号とみなして、他方の信号波形との間で、ＬＭＳ、ＲＬＳ、又は、ＳＭＩアルゴリズムに基づいて重み係数を決定することで、具体的に抽出された信号波形が同一となるような受信状態を実現することができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を具体的な実施例に基づいて説明する。本発明は以下の実施例に限定されるものではない。
本方式は直交周波数分割多重のマルチキャリア伝送方式である。符号化データに基づいて各サブキャリアが変調される。直交関係にある周波数のサブキャリアがデータに従ってＤＱＰＳＫ方式で変調される。次に、全サブキャリアの数を入力点数とするこれらの変調信号のサンプリング値が逆フーリエ変換される。これにより、直交周波数分割多重化された波形を表す時間列データが得られる。この時間列データをＤ／Ａ変換することで、直交周波数多重化されたベースバントの信号が得られ、この信号で高周波の搬送波が変調されて送信される。
【００２０】
図１は、第１実施例に係るアダプティブ受信装置の構成を示したブロック図であり、マルチキャリア伝送方式にて無線伝送されたデータ系列を受信して、その受信したデータ系列を処理することによって元のデータ系列に再生する装置である。
【００２１】
マルチキャリア伝送方式により複数（ｎ）のサブキャリアにて送信されたキャリア群は、複数（ｋ）本のアンテナ素子Ａ１ 〜Ａｋ にて受信される。これにより、送信局からの信号波（以下、所望波という）と、それ以外の信号波、即ち、送信局からの信号波の反射波や他の送信局からの信号波等（以下、所望波以外の波を干渉波という）ｇ１ 〜ｇｋ をアンテナ素子Ａ１ 〜Ａｋ で受信することができる。以下、アンテナ素子Ａ１ 〜Ａｋ で受信された複数のサブキャリアからなる信号を広帯域信号ｇ１ 〜ｇｋ ど言う。
【００２２】
アンテナ素子Ａ１ 〜Ａｋ で受信された広帯域信号ｇ１ 〜ｇｋ は、それぞれ、信号処理装置２の重み付け装置Ｅ１〜Ｅｋに入力する。各重み付け装置Ｅ１〜Ｅｋは、制御装置４により決定された重み係数ｗ１〜ｗｋにより各広帯域信号ｇ１ 〜ｇｋ に対して重み付けを行う。重み付けされた各広帯域信号は信号処理装置２の合成器２２により合成されることにより、周波数特性が補正された１つのキャリア群ｇとして出力される。
【００２３】
周波数特性が補正されたキャリア群ｇは、分波器３にて各サブキャリア毎に分波される。つまり、波形歪みが補償された各サブキャリア毎の信号Ｓ１ 〜Ｓｎ が復調器５に出力される。一方、合成器２２の出力信号ｇは抽出装置７に入力する。
【００２４】
復調器５は周波数特性が補正され各サブキャリア毎の信号Ｓ１ 〜Ｓｎ に分波されたＤＱＰＳＫ変調信号を、各サブキャリア毎に復調して低速のデータ列Ｌ１ 〜Ｌｎ に変換する。変換された低速のデータ列Ｌ１ 〜Ｌｎ は並直列変換器６に入力され並直列変換器６にて元の送信データ系列Ｄに再生されて出力される。このように、受信された複数の広帯域信号ｇ１ 〜ｇｋ が信号処理されて周波数特性の補正された１つのキャリア群ｇを得て、そのキャリア群ｇを各サブキャリア毎に復調し、さらに並直列変換をすることにより元のデータ系列Ｄに再生される。
【００２５】
分波器３は直並列変換器３５および高速フーリエ変換装置（ 以下，ＦＦＴ 演算装置と呼ぶ。） ３６より構成されている。直並列変換器３５は、合成器２２から出力される直列の信号を一定区間毎に切り出し、並列データに変換する。ＦＦＴ 演算装置３６は直並列変換器３５の出力する並列データに対してＦＦＴ 演算処理を行うことによって各サブキャリア毎の成分に分離する。即ち、直並列変換器３５により切り出されたデータに対してＦＦＴ 演算処理を行うことから、直並列変換器３５は、いわゆるＦＦＴ ウィンドウの働きをしている。図２に示すように、このＦＦＴ ウィンドウによって切り出すタイミングを所望波のデータのタイミングに一致させている。図２に示すＦＦＴ ウィンドウにより抽出するタイミングは、信号に含まれている基準シンボル等を用いて決定される。
【００２６】
マルチキャリア伝送方式においては、遅延波対策として、送信側でガード期間を挿入している。ガード期間は、図２に示すように、送信側で、変調の最小単位であるシンボル（変調の最小単位である送信データ）毎に、その直前にシンボルの波形の一部を付加する期間である。
【００２７】
例えば、ＱＰＳＫであれば、４種類の２ビットデータに対応して、４種類の９０度位相差のＰＳＫ変調波形を得ている。この変調単位を以下、シンボルといい、この波形をシンボル波形という。図２では、ガード期間Ｗ１にシンボルのＷ２期間の波形が繰り返されている。受信側ではガード期間Ｔｇを無視してシンボル期間Ｔｄの部分のみを切り出して復調する。
【００２８】
所望波に対する遅延波が存在する場合には、遅延時間τがガード期間Ｔｇよりも短い場合には、ＦＦＴ ウィンドウ内には所望波のシンボル波形と、遅延波のシンボル波形の一部および遅延波のガード期間の一部が含まれる。しかし、ＦＦＴ ウィンドウに含まれる遅延波のガード期間の一部ａ１’は、ＦＦＴ ウィンドウに含まれなかったシンボルの末尾の一部ａ２’と同一波形である。よって、ＦＦＴ ウィンドウ内において、所望波と遅延波とは全く同一波形となり、異なるのは位相のみである。即ち、所望波に遅延波が重畳していても、ＦＦＴ ウィンドウには他のシンボル（データ）の波形成分が含まれていないことになる。この結果、波形歪みはなく正確に変調された信号波形からデータに復調することができる。しかし、遅延波の遅延時間τがガード期間Ｔｇよりも長い場合には、ＦＦＴ ウィンドウ内Ｔｄに前のシンボルの波形が含まれることになり、正確なデータの復調ができない。分波器３の直並列変換器３５の変換期間はこのＦＦＴ ウィンドウＴｄに設定されている。
【００２９】
一方、抽出装置７は、図２に示すように、ガード期間Ｗ１と、その期間と同一波形が現れるシンボル波形の末尾の部分の期間Ｗ２の信号を抽出する機能を有している。この２つの期間の信号波形Ｒ１とＲ２が抽出されて所定の演算が実行される。制御装置４はこの信号波形Ｒ１，Ｒ２を入力している。
【００３０】
アンテナにより受信されたサブキャリア群の数をｋとし、重み係数をＷ１ 〜Ｗｋ としたとき、重み付け合成された信号ｇはＷ１ 〜Ｗｋ （Ｗ１ ＝Ｂ１ ｅｘｐ（−ｊθ１ ） 、Ｗｋ ＝Ｂｋ ｅｘｐ（−ｊθｋ ） ）の関数である。
【００３１】
制御装置４は信号Ｒ１と信号Ｒ２の波形に関して次式を最小とするように重み係数Ｗ１ 〜Ｗｋ を決定する。
【数 １】
∫（Ｒ１−Ｒ２）２ ｄｔ …（１）
尚、積分は期間Ｗ１、Ｗ２の期間における時間に関する積分であり、現実にはサンプリング点における信号波形の値についての加算となる。
【００３２】
制御装置４は、受信した全ての広帯域信号ｇ１ 〜ｇｋ のそれぞれに対しての重み係数を決定する。重み付け装置Ｅ１〜Ｅｋは、受信した複数の広帯域信号ｇ１ 〜ｇｋ のそれぞれに対しての重み係数Ｗ１ 〜Ｗｋ により重み付けする。
【００３３】
（１）式が完全に０になれば、純粋な所望波の条件を満たしているので、信号ｇは完全に所望波のみとなる。よって、干渉波が所望波の遅延波だけでなく、その他の所望しない放送局の放送波であった場合にも、所望波だけ抽出することが可能となる。換言すれば、アレーアンテナは、その所望波以外の到来波の方向に指向性のヌルが形成されたことになる。同様に、遅延波の遅延時間τがガード期間Ｔｇよりも長くなった場合にも、この方法で受信信号に重み付け合成すれば、所望波の抽出が可能となる。
【００３４】
尚、上記の装置は、全て、ディジタル信号を入力する数値演算装置で構成されている。実際には、アレーアンテナ１で受信された高周波広帯域信号は、周波数変換されてベースバンドの直交周波数分割多重信号となる。この信号が所定時間間隔でサンプリングされてディジタル値に変換されている。このディジタル値の時間列により波形が与えられている。このディジタル信号に変換する部分は図面には明示されていないが、重み付け装置Ｅ１〜Ｅｋに入力する信号から、全て、時系列のディジタル信号である。
上記の（１）式の信号ｇは各アンテナ素子の出力信号ｇ１〜ｇｋが受信されるので、これらの信号を用いて演算される。
【００３５】
次に、本発明の第２実施例について説明する。図３は、第２実施例に係るアダプティブ受信装置の構成を示したブロック図である。アンテナＡは１つのアンテナ素子にて構成されており、マルチキャリア伝送方式にて送信された広帯域信号ｈ０ を受信する。信号処理装置２は、タップ付き遅延装置３１と重み付け装置２１と合成器２２より構成されている。受信された広帯域信号ｈ０ は、タップ付き遅延装置３１により遅延時間の異なる複数（ｋ）の広帯域信号ｈ１ 〜ｈｋ を形成する。タップ付き遅延装置３１は分岐装置３２と遅延素子３３にて構成されており、遅延素子３３を通過する毎に信号に遅延が与えられ、分岐装置３２にて分岐することにより遅延時間の異なる複数の信号を形成することができる。
【００３６】
遅延時間の異なる複数の広帯域信号ｈ１ 〜ｈｋ は、重み付け装置２１に入力され、重み付けされる。重み付け装置２１は、制御装置４により決定された重み係数により個々の広帯域信号ｈ１ 〜ｈｋ に重み付けを行う。重み付けされた複数の広帯域信号ｈ１ 〜ｈｋ を合成器２２により合成することにより、周波数特性が補正された１つのキャリア群ｈが出力される。
【００３７】
周波数特性が補正されたキャリア群ｈは、分波器３にて各サブキャリア毎の信号Ｓ１〜Ｓｎに分波される。これは、重み係数により干渉波が除去され歪みが補償された各サブキャリア毎の信号Ｓ１〜Ｓｎである。出力された各サブキャリア毎の信号Ｓ１〜Ｓｎに分波されたキャリア群ｈは、復調器５に送出される。
【００３８】
合成器２２の出力信号ｈは抽出装置７に入力している。この抽出装置７の機能は、第１実施例における抽出装置７の機能と完全に同一である。つまり、制御装置４は信号波の期間Ｗ１とＷ２の信号波形の誤差の２乗の時間積分（和）（（１）式）が最小となるように重み係数を決定する。このように、アレーアンテナに代えて１つのアンテナ素子と遅延回路とで、受信信号の周波数特性を補正することができる。
【００３９】
上記第１及び第２実施例において、（１）式が最小となるように重み係数を決定する方法は、電力最小化のアルゴリズムである。このアルゴリズムを実行するのにパワーインバージョンアルゴリズム、固有値展開アルゴリズム等の公知の方法を用いることができる。要は、信号Ｒ１と信号Ｒ２との差信号には遅延波の成分しか含まれないために、この成分を最小化するように重み係数を決定することで所望波を抽出することができる。
【００４０】
又、期間Ｗ１の信号波形Ｒ１を参照信号とし、期間Ｗ２の信号波形Ｒ２を参照信号に一致させるように重み係数を決定する全てのアルゴリズを用いることができる。即ち、相関行列、相関ベクトルを用いる方法がある。各アンテナ素子Ａ１〜Ａｋの出力信号ｇ１〜ｇｋの期間Ｗ１、Ｗ２における信号Ｒ１１〜Ｒ１ｋ，Ｒ２１〜Ｒ２ｋに関して、（ｋ，ｋ）の相関行列を求める。行列の各要素は２つの信号波形の期間内における自己又は相互相関関数である。同様に信号Ｒ２１〜Ｒ２ｋを参照信号として、信号Ｒ１１〜Ｒ１ｋとの（１，ｋ）の相関ベクトルを求める。相関ベクトルの各成分は期間内における相互相関関数である。（１，ｋ）の重み係数ベクトルＷは、相関行列の逆行列に相関ベクトルを乗算して求めることができる。この方法は、重み係数を演算する方法として良く知られている。尚、時間に関する相関演算を行うのに近似的に時間平均値を用いる方法がある。
【００４１】
この相関行列の逆行列を演算する代わりに、誤差を０に収束させる逐次演算の手法により重み係数を決定する方法に、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ ）アルゴリズムがある。これは、前回求めた重み係数ベクトルと相関行列との積と相関ベクトルとの差に比例して、次回の重み係数ベクトルを補正するという逐次演算方法である。その他、同様な演算アルゴリズムであるＳＭＩ（Ｓａｍｐｌｅ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ ）アルゴリズムやＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅｓ ）アルゴリズムを用いて重み係数を制御してもよい。
【００４２】
次に、第３実施例について説明する。第１、第２実施例では、重み係数を決定するのに、各キャリア毎に信号を抽出していなかったが、期間Ｗ１，Ｗ２において各キャリア毎に信号を抽出するようにしても良い。
第１実施例において、そのように各キャリア毎の信号を抽出するようにした例が、図４である。抽出装置７０は分波器３と同様に直並列変換器７５とＦＦＴ 演算装置７６とで構成されている。そして、このＦＦＴ 演算装置７６から、上述した期間Ｗ１，Ｗ２の信号が制御装置４に出力される。この各キャリア毎の信号に関して上記した演算処理により重み係数を決定することができる。即ち、時間と周波数に関して、信号Ｒ１と信号Ｒ２の誤差が最小となるように決定する。これにより、より正確に所望波だけを抽出することができる。
【００４３】
さらに、この方法で、相関行列、相関ベクトルを用いる場合には、各キャリア毎に、上述した相関行列、相関ベクトルが演算される。即ち、キャリアの数をｎとすると、ｎ個の相関行列とｎ個の相関ベクトルが求められる。これをキャリアに関して（周波数に関して）平均した相関行列と相関ベクトルを求め、これらの値により重み係数を求めるようにしても良い。又、ＬＭＳ，ＳＭＩ，ＲＬＳのような逐次演算を用いる場合には、この平均した相関行列と相関ベクトルに対し実行することになる。
【００４４】
次に、第４実施例について説明する。この実施例では、第２実施例において、各キャリア毎に演算する例である。図５に示すように、各キャリア毎の信号が分波器７０により抽出されて、第３実施例と同様に処理される。
【００４５】
各キャリア毎に信号を抽出して重み係数を決定する場合には、重み係数の決定には必ずしも全てのサブキャリアを用いる必要はなく、一部のサブキャリアを用いて重み係数を制御しても同様の効果が得られる。
【００４６】
上記全ての実施例では、各アンテナ素子の出力信号を重み付けしてから合成したが、図６に示すように、各アンテナ素子Ａ１〜Ａｋの出力する広帯域信号ｇ１〜ｇｋを、それぞれ、図１と同一構成の分波器Ｘ１，…Ｘｋ（各分波器は直並列変換器３５とＦＦＴ 演算装置３６とを有する）で各サブキャリア毎の信号に分波した後、各重み付け装置Ｅ１〜Ｅｋで重み付けして、合成器２２で各サブキャリア毎に合成しても良い。この場合、同一のアンテナ素子から出力された信号に関しては、全てのサブキャリア毎の信号に対して同一の重み係数が用いられる。
【００４７】
又、各アンテナ素子Ａ１〜Ａｋの出力する広帯域信号ｇ１〜ｇｋは、それぞれ、図１に示す分波器７０と同一機能の各分波器Ｙ１，…Ｙｋにも入力する。そして、広帯域信号ｇ１〜ｇｋ毎の各キャリア毎の図２に示す期間Ｗ１とＷ２の信号波形が得られる。その後、その期間の波形を各サブキャリア毎に合成器２２０によりアンテナの素子数ｋに関して合成する。この各サブキャリア毎の合成波形を第３、４実施例におけるキャリア毎の信号とする。このようにして、重み係数を決定することも可能である。
【００４８】
尚、図６の装置において、分波器Ｙ１〜Ｙｋに代えて、第１実施例と同様な抽出装置７を各アンテナ素子からの信号毎に設けても良い。このようにすれば、重み係数は、第１、第２実施例と同様な方法で決定することができる。
【００４９】
上記実施例では、ベースバンドのキャリアの最小周期よりも短い周期でサンプリングして、ベースバンドの波形をディジタル値の時系列データとして扱い、演算を全てコンピュータシステムで行っている。即ち、送信側では、符号化データに基づき各キャリアをＰＳＫ、ＱＰＳＫ等の変調をしたｎ個の波形の瞬時値をｎ点入力して逆ＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）した値を時系列で出力することで、周波数多重化されたベースバンド信号を得て、さらに、この信号で搬送波を変調して送信している。受信側では、受信した信号を周波数変換してベースバンド信号に変換し、この信号を時間軸上でサンプリングしてディジタル値に変換している。そして、このディジタル値の一定の時間列をＦＦＴして、各キャリア毎のベースバント信号を得ている。その後、各キャリア毎に復調し、受信符号化データを得ている。この方式は、ＯＦＤＭ（直交周波数多重）方式として既に良く知られている。なお、マルチキャリア信号の復調方式は、上記の実施例のディジタル方式に限定されることなく、アナログ波形をアナログ回路で処理する方式でも良い。
【００５０】
又、本発明は、上記実施例で示したマルチキャリア伝送方式だけでなく、シングルキャリア伝送方式にも用いることができる。即ち、シングルキャリア伝送方式は、図７に示すように、受信時の同期安定化のためのプリアンブルと言われる信号がデータの先頭に置かれる。このプリアンブルは常時、同一のデータが用いられている。よって、このプリアンブルが挿入されている期間Ｗ１、Ｗ２の信号波形を上記の期間Ｗ１とＷ２の信号波形として、上述した方法により重み係数を決定しても良い。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例に係るアダプティブ受信装置の構成図。
【図２】本発明の第１実施例に係るアダプティブ受信装置による重み係数を決定する方法を示した説明図。
【図３】本発明の第２実施例の変形例に係るアダプティブ受信装置の構成図。
【図４】本発明の第３実施例に係るアダプティブ受信装置の構成図。
【図５】本発明の第４実施例に係るアダプティブ受信装置の構成図。
【図６】本発明の変形例に係るアダプティブ受信装置の構成図。
【図７】本発明の変形例に係る伝送方式と重み係数の決定方法を示した説明図。
【符号の説明】
Ａ…アンテナ
Ａ１ 〜Ａｋ …アンテナ素子
ｇ、ｈ…キャリア群
ｇ１ 〜ｇｋ 、ｈ０ 〜ｈｋ …広帯域信号（アンテナで受信したキャリア群）
Ｌ１ 〜Ｌｎ …低速データ列
Ｄ…送信データ列
２…信号処理装置
７…抽出装置
３，７０…分波器
４…制御装置
５…復調器
６…並直列変換器
Ｅ１〜Ｅｋ…重み付け装置
２２，２２０…合成器
３１…タップ付き遅延装置
３２…分岐装置
３３…遅延素子
３５，７５…直並列変換器
３６，７６…ＦＦＴ 変換器
Claims (6)
- データに基づいて変調された信号において、送信側において時間間隔をおいて同一波形が少なくとも２箇所に現れる無線伝送方式にて使用されるアダプティブ受信装置において、
電波を受信する複数のアンテナ素子から成るアレーアンテナと、
それぞれのアンテナ素子で受信された信号に重み付けを行う重み付け装置と、重み付けされた信号を合成する合成器とから構成された、アンテナで受信された信号に信号処理を施す信号処理装置と、
受信信号から前記同一波形となるべき期間の信号波形を抽出し、抽出された信号波形に基づいて前記信号処理装置を制御する制御装置と、
から構成され、
前記制御装置は抽出された少なくとも２つの前記信号波形の誤差が最小となるように、前記信号処理装置を制御することを特徴とするアダプティブ受信装置。 - データに基づいて変調された信号において、送信側において時間間隔をおいて同一波形が少なくとも２箇所に現れる無線伝送方式にて使用されるアダプティブ受信装置において、
電波を受信するアンテナと、
アンテナで受信された信号に信号処理を施す信号処理装置と、
受信信号から前記同一波形となるべき期間の信号波形を抽出し、抽出された信号波形に基づいて前記信号処理装置を制御する制御装置と、
から構成され、
前記信号処理装置は前記アンテナで受信された信号を複数の信号に分岐するための分岐装置と、
分岐された信号に対してそれぞれ異なる遅延を与える遅延装置と、
遅延装置から出力された信号に対して重み付けを行う重み付け装置と、
重み付けされた信号を合成する合成器とから成り、
前記制御装置は抽出された少なくとも２つの前記信号波形の誤差が最小となるように、前記信号処理装置を制御することを特徴とするアダプティブ受信装置。 - 前記データに基づく変調は、単一のキャリアを変調するものであり、前記同一波形は時間間隔をおいて挿入される同一のプリアンブル信号であり、前記制御装置は前記プリアンブル信号を抽出して、異なる時刻で抽出された少なくとも２つのプリアンブル信号の誤差が最小となるように重み係数を制御することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のアダプティブ受信装置。
- 前記無線伝送方式は、分割されたデータ列毎に異なる周波数のキャリアを変調し、変調の単位であるシンボルの波形の一部と同一波形を繰り返すガード期間の挿入されたマルチキャリア伝送方式であり、前記同一波形は前記ガード期間の波形と、その波形と同一のシンボルの一部の波形であり、
前記制御装置は前記ガード期間の信号波形と、それに対応する前記シンボルの一部の信号波形を抽出し、その２つの信号波形の誤差が最小となるように重み係数を制御することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のアダプティブ受信装置。 - 前記制御装置は、抽出された前記信号波形の差信号の電力が最小となるようにパワーインバージョンアルゴリズム又は固有値展開アルゴリズムに基づいて重み係数を決定することを特徴とする請求項３又は請求項４に記載のアダプティブ受信装置。
- 前記制御装置は、抽出された前記信号波形の１つを参照信号とみなして、他方の信号波形との間で、ＬＭＳ、ＲＬＳ、又は、ＳＭＩアルゴリズムに基づいて重み係数を決定することを特徴とする請求項３又は請求項４に記載のアダプティブ受信装置。
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