JP2003037539A - アダプティブ受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＯＦＤＭ通信方式におけるガード区間を利用
したＭＭＳＥアダプティブアレーを用いた受信装置にお
いてＳＭＩ方式による最適ウエートの推定を迅速かつ精
度良く行う。 【解決手段】 平均処理区間設定部１０２はＯＦＤＭ信
号のガード区間に、複数のサンプリングタイミングを含
む平均処理区間を設定する。ＭＭＳＥ処理部１０４はこ
の各タイミングでの各アンテナ素子５０の受信信号のサ
ンプリング値を成分とする入力ベクトルＸを取得する。
有効シンボル区間の末尾にてガード区間と同一波形を有
する区間にも、平均処理区間を設定し、それが含む各タ
イミングでの合成部６４の出力信号を参照信号ｒ(t)と
する。ＳＭＩ方式での推定相関行列、推定相関ベクトル
の計算において、Ｘ及びｒを用いて計算される項を、平
均処理区間での平均演算により求める。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＭＭＳＥアダプテ
ィブアレーを動作させて不要波を抑圧するアダプティブ
受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】多量のデータを高速に伝送する無線通信
方式としてマルチキャリア伝送方式が知られ、実用化に
向けて研究開発が進められている。中でも、ＯＦＤＭ
（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交
周波数多重分割）方式の研究が盛んである。ＯＦＤＭは
多数のキャリア（サブキャリア）が互いに直交するよう
にすることにより、周波数利用効率が比較的高く、また
ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）による変復調処理が
可能などの多くの特徴を有する。

【０００３】マルチキャリア伝送方式では、所望波と当
該所望波の反射波（遅延波）とが受信される環境におい
て、正確にデータを再生するために、変調の最小単位で
あるシンボルに対応した単位信号区間（シンボル区間）
の末尾の所定長区間と同一波形を繰り返すガード区間が
先頭に設けられる。遅延波が所望波に対してこのガード
区間の長さ以下で遅延している場合には、所望波の１シ
ンボル区間の信号と、この１シンボル区間に同期して受
信される遅延波の信号とは、位相差を有するが、同一の
データ内容を含んでいる。よって、ガード区間を設ける
ことにより、所望波と遅延波とが混在していてもシンボ
ルを正確に復調することが可能である。

【０００４】しかしながら、上述の方法はガード区間を
越える遅延波による干渉には有効ではない。例えば、Ｏ
ＦＤＭ方式を用いて地上波ディジタルＴＶ放送網をＳＦ
Ｎ（Single Frequency Network）で構築しようとした場
合に、同一放送を同じキャリアで送信する複数の送信局
が互いのサービスエリアの端部をオーバーラップさせる
ように配置される。この場合に、上述のガード区間を設
けることにより、複数局から時間差を有して電波が届く
オーバーラップ地域においても良好な放送受信が可能に
なる。しかし、特に固定受信では高利得のアンテナを設
置することが可能であり、そのような場合、ガード区間
を越える遅延を生じる遠地点の送信局の信号が受信さ
れ、シンボル間干渉を生じて受信品質が劣化する可能性
がある。

【０００５】一方、アダプティブアレーアンテナは干渉
波を抑圧することで、良好な通信品質を確保するシステ
ムとして知られている。その動作原理の１つであるＭＭ
ＳＥ（Minimum Mean Square Error）アダプティブアレ
ーは、所望のアレー応答である参照信号と実際のアレー
出力信号との差（誤差信号）を最小にすることによっ
て、アレー応答の最適なウエート（重み係数）を決定す
るシステムである。

【０００６】ＯＦＤＭでは上述のようにガード区間（以
下、先頭ガード区間と称する）の信号がシンボル区間の
末尾区間（以下、末尾ガード区間と称する）の信号と同
一であることを利用して、ＭＭＳＥアダプティブアレー
を動作させることが提案されている。すなわち、同期が
とれている方の到来波を所望波とすると、所望波のみ受
信され不要波が受信されていない状態では、先頭ガード
区間及び末尾ガード区間の信号が完全に同一となる。そ
こで、所望波以外に不要波も受信されている場合でも、
これら２つの区間の差が最小となるようにウエートを決
定することにより、アレーの合成出力信号からの不要波
の除去を図ることができる。

【０００７】ＯＦＤＭ方式におけるガード区間を利用し
たＭＭＳＥアダプティブアレーを用いた受信原理を説明
する前に、受信される無線信号を理解するために、ＯＦ
ＤＭ送信機の構成を説明する。図４は、ＯＦＤＭ送信機
の概略のブロック構成図である。ＯＦＤＭ変調部２は、
Ｓ／Ｐ（Serial to Parallel）変換器４、変調器６、逆
離散フーリエ変換器（ＩＤＦＴ：Inverse Discrete Fou
rier Transformer）８を含んで構成される。

【０００８】Ｓ／Ｐ変換器４は、送信データ系列をサブ
キャリアの数に応じた長さを有するシンボル毎にＳ／Ｐ
変換を施す。すなわちＳ／Ｐ変換器４は各シンボルをサ
ブキャリア数に応じた多数のデータ系列に分割し、分割
された各データ系列をパラレルに出力する。１シンボル
分の分割されたデータ系列はそれぞれ変調器６により、
例えば１６ＱＡＭ等の所定の変調を施された後、ＩＤＦ
Ｔ８を用いてＯＦＤＭ変調される。ＩＤＦＴ８は、各キ
ャリアの成分となる分割されたデータ系列を逆離散フー
リエ変換することにより、時間領域での振幅を表すデー
タ系列を生成する。

【０００９】ガード区間挿入部１２は、逆離散フーリエ
変換後の１シンボル分のデータ系列（有効シンボル区
間）の末尾区間をコピーして、当該有効シンボル区間の
前に挿入し付加する。図５はＯＦＤＭ信号の構成を示す
模式図である。ＯＦＤＭ信号はシンボル区間２０（長さ
Ｔ_S）の繰り返しであり、シンボル区間２０は、ガード
区間挿入部１２により挿入された先頭ガード区間２２
（長さＴ_G）とこれに続く有効シンボル区間２４（長さ
Ｔ_E）とからなる。有効シンボル区間２４の末尾には末
尾ガード区間２６（長さＴ_G）が設定され、この内容が
先頭ガード区間にコピーされる。

【００１０】ガード区間挿入部１２の出力信号は、Ｄ／
Ａ（Digital to Analog）変換器３０によりアナログ信
号に変換される。そして、低域通過フィルタ３２により
帯域外成分を除去された後、局部発振器３４から供給さ
れる局部発振信号とミキサー３６にて混合され搬送波周
波数にアップコンバートされ、さらにバンドパスフィル
タ３８を経て送信信号となり、アンテナ４０から放射さ
れる。

【００１１】次に、ＯＦＤＭ方式におけるガード区間を
利用したＭＭＳＥアダプティブアレーを用いた受信原理
を説明する。アダプティブ受信機は、上述のように生成
された送信信号を複数（Ｋ個とする）のアンテナ素子か
らなるアレーアンテナで受信する。各アンテナ素子で得
られるベースバンド信号ｘ'_k(t)（ｋ＝１，２，…，
Ｋ）は、ウエートｗ_k（ｋ＝１，２，…，Ｋ）により重
み付け合成される。この合成受信信号ｙ'(t)から先頭ガ
ード区間の信号を除去し、送信機のＯＦＤＭ変調部２と
は逆の処理を行うことにより、送信されたデータ系列が
再生される。

【００１２】ここで、互いに同一信号となるはずである
２つのガード区間の一方にて得られるベースバンド信号
を入力信号とし、他方にて得られる合成受信信号を参照
信号として、先頭ガード区間と末尾ガード区間との信号
の差異が最小となるようにウェートを決定する。この最
適ウエートを決定するためにＭＭＳＥ規範が用いられ
る。

【００１３】具体的には、上述の２つの区間の誤差信号
をｅ(t)として、最小化すべき評価関数は次式で表され
る。

【００１４】

【数３】 ここで、ｒ(t)が参照信号であり、例えば末尾ガード区
間の合成受信信号である。一方、ベクトルＸは次式で表
される入力信号ベクトルであり、ｘ_k(t)は例えばベース
バンド信号ｘ'_k(t)のうち先頭ガード区間における信号
である。

【００１５】

【数４】 またベクトルＷは次式で表されるウエートベクトルであ
る。

【００１６】

【数５】 なお、Ｅ［・］は期待値演算を意味し、また上添字Ｔ，
Ｈはそれぞれ行列（又はベクトル）の転置、共役転置を
表す。またａは参照信号の大きさをコントロールする定
数である。

【００１７】この評価関数に対する最適ウエートＷ_opt
は次式で与えられる。

【００１８】

【数６】 ここで、Ｒ_xxは相関行列、ｒ_xrは相関ベクトルと呼ば
れ、それぞれ次式で表される。

【００１９】

【数７】 なお、上添字＊は複素共役を表す。

【００２０】この式の解法としてはいくつかの方式が存
在する。例えば、ＳＭＩ（Sample Matrix Inversion）
方式、ＬＭＳ（Least Mean Square）方式、ＲＬＳ（Rec
ursive Least Square）方式が知られている。ここで、
ＳＭＩ方式は、以下の反復演算により最適ウエートを推
定するものである。

【００２１】

【数８】 ここで、βは０＜β＜１を満たす実数パラメータ（忘却
係数）であり、推定の時定数をコントロールする。

【００２２】従来のＯＦＤＭ方式でのＭＭＳＥアダプテ
ィブアレーを用いた受信におけるＳＭＩ方式の解法で
は、上記（７）〜（１０）式を用いて推定された相関行
列Ｒ_xx(m)、相関ベクトルｒ_xr(m)を用いて、次式で表さ
れる最適ウエートの推定ベクトルＷ_opt(m)が求められ
る。

【００２３】

【数９】 そして、このＷ_opt(m)を用いて、各チャネルの受信信号
に対して重み付けを行うことにより、ガード区間の長さ
を越える遅延を生じた干渉波の除去が図られていた。

【００２４】

【発明が解決しようとする課題】しかし、上述の従来の
ＳＭＩ方式では、最適ウエートへ速やかに収束しない場
合があり、その場合、干渉波の除去が不十分となり、通
信品質が劣化するという問題があった。

【００２５】本発明は上記問題点を解消するためになさ
れたもので、ＭＭＳＥアダプティブアレーにおいてＳＭ
Ｉ方式による最適ウエートの推定が速やかに精度良く行
われ、良好な通信品質が得られるアダプティブ受信装置
を提供することを目的とする。

【００２６】

【課題を解決するための手段】本発明に係るアダプティ
ブ受信装置は、重みベクトルを求める制御部が、反復演
算の各ステップそれぞれに対応して、入力信号を取得す
る第１部分区間内に包含され複数のサンプリングタイミ
ングを設定される平均処理区間を定める処理区間設定手
段と、前記反復演算の第ｍステップ（ｍは自然数）に対
応する第ｍ平均処理区間内の前記各サンプリングタイミ
ングにおける入力信号の複数チャネルそれぞれのサンプ
リング値を成分とする入力ベクトルＸと、当該入力ベク
トルＸに関するサンプリングタイミングに相当する第２
部分区間内のタイミングにおける参照信号のサンプリン
グ値の複素共役値ｒ^*とを互いに乗じて得られるベクト
ル［Ｘ・ｒ^*］を、前記第ｍ平均処理区間内の前記複数
のサンプリングタイミングに関して平均して修正ベクト
ルＶ(m)を算出する修正ベクトル演算手段と、前記第ｍ
平均処理区間内の前記各サンプリングタイミングにて得
られた前記入力ベクトルＸと当該入力ベクトルＸの共役
転置ベクトルＸ^Hとを互いに乗じて得られる行列［Ｘ
Ｘ^H］を、前記第ｍ平均処理区間内の前記複数のサンプ
リングタイミングに関して平均して修正行列Ｍ(m)を算
出する修正行列演算手段と、第ｍステップの推定相関行
列であるＲ_xx(m)及び推定相関ベクトルであるｒ_xr(m)を
次式

【数１０】 Ｒ_xx(m)＝βＲ_xx(m-1)＋（１−β）Ｍ(m) ｒ_xr(m)＝βｒ_xr(m-1)＋（１−β）Ｖ(m) （ここでβは０＜β＜１を満たす所定の実数パラメータ
である）により求める更新演算手段とを含む。

【００２７】本発明の好適な態様は、無線信号がＯＦＤ
Ｍ変調された信号であり、単位信号区間が、有効シンボ
ル区間と、当該有効シンボル区間の前に配置され当該有
効シンボル区間の末尾区間と同一の波形を格納されたガ
ード区間とからなり、前記第１部分区間は、前記ガード
区間と前記末尾区間とのいずれか一方であり、前記第２
部分区間は、前記ガード区間と前記末尾区間とのいずれ
か他方であるアダプティブ受信装置である。

【００２８】本発明の他の好適な態様は、前記平均処理
区間が、前記無線信号にて伝送されるデータを複数内包
し、前記修正ベクトル演算手段及び前記修正行列演算手
段は、前記平均処理区間に内包される複数データについ
てそれぞれの平均処理を行うアダプティブ受信装置であ
る。

【００２９】

【発明の実施の形態】次に、本発明の実施形態について
図面を参照して説明する。

【００３０】図１は、本発明の実施形態であるＯＦＤＭ
アダプティブ受信機の概略のブロック構成図である。こ
の受信機は、図４に示すＯＦＤＭ送信機から放射された
無線信号を受信する。マルチパス伝搬路を通り到来した
信号はＫ個のアンテナ素子５０からなるアレーアンテナ
で受信される。Ｋ個のアンテナ素子５０により受信され
たＫチャネルの原受信信号はそれぞれバンドパスフィル
タ５２を通過した後、局部発振器５４からの局部発振信
号とミキサー５６にて混合され、周波数をダウンコンバ
ートされる。さらに低域通過フィルタ５８により帯域制
限を行うことでベースバンド信号ｘ'_k(t)（ｋ＝１，
２，…，Ｋ）が得られる。このベースバンド信号はＡ／
Ｄ（Analog to Digital）変換器６０によりデジタル信
号に変換される。デジタル信号に変換された各チャネル
のベースバンド信号ｘ'_k(t)は、重み付け部６２にてそ
れぞれウエートｗ_k（ｋ＝１，２，…，Ｋ）により重み
付けされ、しかる後、合成部６４にて互いに加算合成さ
れ、合成受信信号ｙ'(t)が生成される。

【００３１】ガード区間除去部６６は、同期がとれてい
るチャネルの信号を基準として、合成受信信号ｙ'(t)か
ら先頭ガード区間部分を取り除き、有効シンボル区間を
出力する。

【００３２】離散フーリエ変換器（ＤＦＴ：Discrete F
ourier Transformer）６８は、ガード区間除去部６６か
ら出力された有効シンボル区間の信号ｙ'(t)を離散フー
リエ変換する。これにより、ｙ'(t)に周波数多重化され
ていた各サブキャリアの成分信号が弁別される。

【００３３】各サブキャリアに対応する成分信号はそれ
ぞれ復調器７０により、送信機での例えば１６ＱＡＭ等
の変調方式に対応した復調を施された後、Ｐ／Ｓ（Seri
al to Parallel）変換器７２に入力される。

【００３４】各復調器７０から同時並列に出力されるデ
ータは、送信機のＳ／Ｐ変換器４にてサブキャリア数に
応じて分割された１シンボル分のデータ系列であり、Ｐ
／Ｓ変換器７２は、これら複数の復調器７０から同時並
列に出力される各データ系列をＰ／Ｓ変換して連続した
１シンボルのデータ系列を再生し出力する。

【００３５】本受信機の上述した部分の構成は基本的に
従来のものと同様であり、本受信機の特徴は主として、
ウエートを決定する制御部にある。これについて以下説
明する。

【００３６】各チャネル毎に設けられベースバンド信号
ｘ'_k(t)を入力されるガード区間抽出部７６は、同期が
とれているチャネルの先頭ガード区間の開始時刻からガ
ード区間の長さＴ_G分のｘ'_k(t)を切り出す。この切り出
された信号をｘ_k(t)（ｋ＝１，２，…，Ｋ）と表す。

【００３７】一方、合成部６４から出力される合成受信
信号ｙ'(t)を入力されるガード区間抽出部７８は、同期
がとれているチャネルの末尾ガード区間の開始時刻から
ガード区間の長さＴ_G分のｙ'(t)を切り出す。この切り
出された信号をｙ(t)と表す。

【００３８】一般にガード区間には複数の信号値が含ま
れる。例えば、サブキャリア数を１０２４とした場合、
１シンボルは１０２４個の信号値で表される。有効シン
ボル区間Ｔ_Eには、その数の信号値が配列され形成され
る波形が格納される。ここで例えば、ガード区間Ｔ_Gを
Ｔ_Eの１／８に設定すると、ガード区間の信号波形は１
２８個の信号値の配列で表される。

【００３９】制御部１００は平均処理区間設定部１０２
とＭＭＳＥ処理部１０４とを含んで構成される。

【００４０】平均処理区間設定部１０２は、ガード区間
全体、又はガード区間を分割して得られる部分区間を平
均処理区間として設定する。この平均処理区間は、ガー
ド区間の信号波形を構成するｎ_G個の時系列の信号のう
ちの複数個が含まれるように設定される。例えば、上に
例示したｎ_G＝１２８である場合に、ガード区間全体を
平均処理区間として設定すれば、当該平均処理区間には
１２８個の信号が含まれ、またガード区間を４等分して
得られる１つの部分区間を平均処理区間として設定すれ
ば、当該平均処理区間には３２個の信号が含まれる。

【００４１】平均処理区間は、各ｘ_k(t)及びｙ(t)に対
して共通に設定される。すなわち、各ｘ_k(t)及びｙ(t)
のそれぞれ時間Ｔ_Gだけの長さを有する区間内の互いに
同じ位置に同一の時間長を有する平均処理区間が設定さ
れる。また、平均処理区間は、後述するＳＭＩ方式の反
復演算の各ステップ毎に変更される。

【００４２】ＭＭＳＥ処理部１０４は、互いに同一信号
となるはずである先頭ガード区間のベースバンド信号ｘ
_k(t)と末尾ガード区間の合成受信信号ｙ(t)との差異が
最小となるように、ＭＭＳＥ規範に基づいて最適ウエー
トを決定する。すなわち、ｙ(t)を参照信号ｒ(t)とし、
この参照信号ｒ(t)と（２）式で表される入力ベクトル
Ｘとを用いて、（５），（６）式でそれぞれ表される相
関行列Ｒ_xx、相関ベクトルｒ_xrを求め、これらＲ_xx，ｒ
_xrを用いた（４）式で表される最適ウエートベクトルＷ
_optを推定する。

【００４３】ＭＭＳＥ処理部１０４は、以下に示すＳＭ
Ｉ方式でＲ_xx，ｒ_xrを推定する。

【００４４】

【数１１】 なお、βは従来技術と同様の忘却係数である。

【００４５】さて、ave［・］はＳＭＩの反復演算のス
テップに対応して設定された平均処理区間に含まれる複
数信号についての平均演算を表す。この点で本アダプテ
ィブ受信機は従来技術のアダプティブ受信機と基本的に
相違する。すなわち、本受信機では、平均処理区間内の
複数信号に対応した各タイミングでそれぞれサンプリン
グされる複数の入力ベクトルＸ、参照信号ｒを用いて平
均演算がなされる。例えば、第ｋステップに対応して設
定された平均処理区間がＮ個の信号を含み、それに対応
したサンプリングタイミングｔ_kn（ｎ＝１，２，…，
Ｎ）での入力ベクトルをＸ(ｔ_kn)、参照信号をｒ(ｔ_kn)
と表すと、ave［Ｘ(k)ｒ^*(k)］及び、ave［Ｘ(k)Ｘ
^H(k)］は、次式で定義される。

【００４６】

【数１２】 ave［Ｘ(k)ｒ^*(k)］＝ΣＸ(ｔ_kn)ｒ^*(ｔ_kn)／Ｎ ………（１６） ave［Ｘ(k)Ｘ^H(k)］＝ΣＸ(ｔ_kn)Ｘ^H(ｔ_kn)／Ｎ ………（１７） なお、ここで記号Σはｎ＝１〜Ｎについての総和を意味
する。

【００４７】上述のようにＭＭＳＥ処理部１０４は、平
均処理区間内での平均演算を行って、推定相関行列Ｒ_xx
(m)及び推定相関ベクトルｒ_xr(m)を求め、これらＲ
_xx(m)，ｒ_xr(m)を用いて、（１１）式で表される最適ウ
エートの推定ベクトルＷ_opt(m)を求める。そして、この
Ｗ_opt(m)の各成分が各チャネルの重み付け部６２に与え
られ、各チャネルの信号ｘ'_k(t)に対して重み付けが行
われる。

【００４８】次に本アダプティブ受信機の基本特性の計
算機シミュレーションによる解析結果例を示す。表１は
シミュレーション条件を示す。なお、アレーのブロード
サイド方向を０°とし、周波数オフセット補償及びシン
ボル同期は完全であるとした。

【００４９】

【表１】 図２は第１のシミュレーション結果を示すグラフであ
り、ＳＭＩの反復演算に対する収束特性を示す。グラフ
の横軸は反復演算により処理されたシンボル数を表し、
縦軸は二乗誤差の平均値、すなわちave［|ｅ(t)|²］を
表す。ここでは、１組の先頭ガード区間及び末尾ガード
区間について平均処理区間を１つだけ設定する。すなわ
ち、この場合にはＳＭＩの反復ステップは１シンボルに
つき１ステップだけ増加し、グラフの横軸目盛りは１だ
け増加する。

【００５０】図２において特性１２０Ａは、平均処理区
間が含む信号数Ｎ＝２の場合の誤差の推移、特性１２０
ＢはＮ＝３２の場合の誤差の推移を示す。また、特性１
２０ＣはＮ＝１２８、すなわちガード区間全体を平均処
理区間とした場合である。Ｎ＝２の場合の特性１２０Ａ
は反復ステップが２０回以降にて二乗誤差平均は１０ ^-4
前後で安定している。またＮ＝３２の場合の特性１２０
Ｂ及びＮ＝１２８の場合の特性１２０Ｃは反復ステップ
が２０回で十分に収束し、二乗誤差平均の収束レベルは
１０^-5前後の低い値となる。

【００５１】なお、特性１２０Ｄは、Ｎ＝１、すなわち
平均演算を行わない場合であり、従来技術での処理に相
当する。この特性１２０Ｄと本受信機の特性１２０Ａ〜
１２０Ｃとを対比すると、Ｎ＝２，３２，１２８いずれ
の場合も平均演算を行わない場合よりも良好な収束特性
となっている。

【００５２】図３は第２のシミュレーション結果を示す
グラフであり、やはりＳＭＩの反復演算に対する収束特
性を示す。グラフの横軸、縦軸は図２と同じである。こ
こでは、１組の先頭ガード区間及び末尾ガード区間を複
数に分割して、その分割区間それぞれを平均処理区間と
して設定する。すなわち、この場合には１シンボルにつ
きＳＭＩの反復ステップは分割数だけ繰り返される。

【００５３】図３において特性１３０Ａは、ガード区間
を６４分割した場合の誤差の推移を示す。この場合に
は、各ガード区間に信号数Ｎ＝２の平均処理区間が６４
個設定され、そのそれぞれについて最適ウエートが更新
される。特性１３０Ｂはガード区間を４分割した場合の
誤差の推移を示す。この場合には、各ガード区間に信号
数Ｎ＝３２の平均処理区間が４個設定され、そのそれぞ
れについて最適ウエートが更新される。また特性１３０
Ｃはガード区間を分割せずに、各ガード区間に信号数Ｎ
＝１２８の平均処理区間を１個設定した場合の誤差の推
移を示すものであり、図２の特性１２０Ｃに等しい。特
性１３０Ａは反復ステップが５０回以前にて二乗誤差平
均は１０^-4のレベルに達し、特性１３０Ｂ及び１３０Ｃ
は反復ステップが２０回で十分に収束し、二乗誤差平均
の収束レベルは１０^-5前後の低い値となる。

【００５４】なお、特性１３０Ｄは、ガード区間を１２
８分割した場合、すなわち平均演算を行わない場合であ
り、従来技術での処理に相当する。この特性１３０Ｄと
本受信機の特性１３０Ａ〜１３０Ｃとを対比すると、平
均演算を行う場合はいずれも平均演算を行わない場合よ
りも良好な収束特性となっている。

【００５５】なお、上述の構成では、先頭ガード区間か
ら入力ベクトルＸを採取し、末尾ガード区間から参照信
号ｒを採取することとしたが、これを逆にすることもで
きる。すなわち、入力ベクトルＸは末尾ガード区間から
採取し、参照信号ｒは先頭ガード区間から採取すること
もできる。

【００５６】また、先頭ガード区間と末尾ガード区間と
の差が最小となるようにウエートを定める上述の処理で
は、数学的にはＷ_opt＝０という自明な解が存在する
が、これは全く受信していない状態となり物理的には意
味がない解である。この解を排除するために、本受信機
の制御部１００では定数ａを導入して処理を行う。この
ａを先頭ガード区間と末尾ガード区間とから得られる所
定の関数により定めたり、ａ・Ｗ_opt ²＝１が成立すると
いった制約条件を課すことにより、Ｗ_opt≠０、かつ誤
差を最小とする解が得られるようになる。

【００５７】

【発明の効果】本発明のアダプティブ受信装置によれ
ば、ＭＭＳＥアダプティブアレーにおいてＳＭＩ方式に
よる最適ウエートの推定が速やかに精度良く行われ、良
好な通信品質が得られる効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の実施形態であるＯＦＤＭアダプティ
ブ受信機の概略のブロック構成図である。

【図２】 ＳＭＩの反復演算に対する収束特性を示す第
１のシミュレーション結果を示すグラフである。

【図３】 ＳＭＩの反復演算に対する収束特性を示す第
２のシミュレーション結果を示すグラフである。

【図４】 ＯＦＤＭ送信機の概略のブロック構成図であ
る。

【図５】 ＯＦＤＭ信号の構成を示す模式図である。

【符号の説明】

５０ アンテナ素子、５２ バンドパスフィルタ、５４
局部発振器、５６ミキサー、５８ 低域通過フィル
タ、６０ Ａ／Ｄ変換器、６２ 重み付け部、６４ 合
成部、６６ ガード区間除去部、６８ 離散フーリエ変
換器、７０ 復調器、７２ Ｐ／Ｓ変換器、７６，７８
ガード区間抽出部、１００ 制御部、１０２ 平均処
理区間設定部、１０４ ＭＭＳＥ処理部。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 互いに同一波形の信号を含む第１部分区
   間及び第２部分区間を無線信号の単位信号区間に内包す
   る無線伝送方式にて使用され、前記無線信号を受信する
   複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナと、複数の
   前記アンテナ素子により受信された複数チャネルの原受
   信信号に対してチャネル毎に重み付けを行い複数チャネ
   ルの加重受信信号を出力する重み付け部と、前記複数チ
   ャネルの前記加重受信信号を互いに加算合成して合成受
   信信号を生成する合成部と、前記第１部分区間の前記複
   数チャネルの前記原受信信号を入力信号とし、前記第２
   部分区間の前記合成受信信号を参照信号とし、これら入
   力信号と参照信号とに対しＭＭＳＥ規範を適用すること
   により、前記複数チャネルそれぞれの前記重み付けの最
   適重み係数を成分とする重みベクトルＷ_optを、相関行
   列Ｒ_xx及び相関ベクトルｒ_xrを用いた次式、 【数１】Ｗ_opt＝Ｒ_xx ^-1ｒ_xr に基づいて定める制御部とを有し、前記制御部は、前記
   相関行列Ｒ_xx及び前記相関ベクトルｒ_xrを反復法により
   推定し、反復演算を所定ステップ行って得られた推定相
   関行列及び推定相関ベクトルを用いて前記重みベクトル
   Ｗ_optを決定するアダプティブ受信装置において、 前記制御部は、 前記反復演算の各ステップそれぞれに対応して、前記第
   １部分区間内に包含され複数のサンプリングタイミング
   を設定される平均処理区間を定める処理区間設定手段
   と、 前記反復演算の第ｍステップ（ｍは自然数）に対応する
   第ｍ平均処理区間内の前記各サンプリングタイミングに
   おける前記入力信号の前記複数チャネルそれぞれのサン
   プリング値を成分とする入力ベクトルＸと、当該入力ベ
   クトルＸに関するサンプリングタイミングに相当する前
   記第２部分区間内のタイミングにおける前記参照信号の
   サンプリング値の複素共役値ｒ^*とを互いに乗じて得ら
   れるベクトル［Ｘ・ｒ^*］を、前記第ｍ平均処理区間内
   の前記複数のサンプリングタイミングに関して平均して
   修正ベクトルＶ(m)を算出する修正ベクトル演算手段
   と、 前記第ｍ平均処理区間内の前記各サンプリングタイミン
   グにて得られた前記入力ベクトルＸと当該入力ベクトル
   Ｘの共役転置ベクトルＸ^Hとを互いに乗じて得られる行
   列［ＸＸ^H］を、前記第ｍ平均処理区間内の前記複数の
   サンプリングタイミングに関して平均して修正行列Ｍ
   (m)を算出する修正行列演算手段と、第ｍステップの前
   記推定相関行列であるＲ_xx(m)及び前記推定相関ベクト
   ルであるｒ_xr(m)を次式 【数２】 Ｒ_xx(m)＝βＲ_xx(m-1)＋（１−β）Ｍ(m) ｒ_xr(m)＝βｒ_xr(m-1)＋（１−β）Ｖ(m) （ここでβは０＜β＜１を満たす所定の実数パラメータ
   である）により求める更新演算手段と、 を含むことを特徴とするアダプティブ受信装置。
2. 【請求項２】 請求項１記載のアダプティブ受信装置に
   おいて、 前記無線信号は、ＯＦＤＭ変調された信号であり、 前記単位信号区間は、有効シンボル区間と、当該有効シ
   ンボル区間の前に配置され当該有効シンボル区間の末尾
   区間と同一の波形を格納されたガード区間とからなり、 前記第１部分区間は、前記ガード区間と前記末尾区間と
   のいずれか一方であり、 前記第２部分区間は、前記ガード区間と前記末尾区間と
   のいずれか他方であること、 を特徴とするアダプティブ受信装置。
3. 【請求項３】 請求項１記載のアダプティブ受信装置に
   おいて、 前記平均処理区間は、前記無線信号にて伝送されるデー
   タを複数内包し、 前記修正ベクトル演算手段及び前記修正行列演算手段
   は、前記平均処理区間に内包される複数データについて
   それぞれの平均処理を行うこと、 を特徴とするアダプティブ受信装置。