KR101207657B1 - 적응 배열 안테나를 이용하는 직교주파수분할다중 통신시스템에서 신호대잡음비 혹은 신호대간섭과잡음비를최대로 하는 신호처리 장치 및 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 OFDM 기반 통신 시스템에서, 배열 안테나 시스템의 빔 패턴을 최적화하기 위하여, 보다 정확하고 간단한 방법으로 신호대잡음비 혹은 신호대간섭과 잡음비를 최대화하는 가중치 벡터를 찾아내는 신호처리 기술을 제안함으로써, 다양한 다중 방식의 신호 환경에서 각각 원하는 신호의 송수신이 원활하게 이루어지도록 한다.

본 발명은 위와 같은 신호환경에서, 각각 원하는 신호 소스 방향으로의 최대이득을 제공하며 원하는 신호를 간섭하는 다른 신호 소스에 대해서는 상대적으로 상당히 작은 이득을 제공하는 서브옵티멀 가중치 벡터(suboptimal weight vector)를 계산하는 적응적 신호처리 프로세스를 제공한다. 본 발명에서 개시되는 기술은 최대 SNR 혹은 최대 SINR 기준을 이용한다. 본 발명에서 제시되는 신호처리 기술은 예시된 다중 방식(OFDM) 이외의 방식에도 널리 적용될 수 있다. 예를 들어 CDM, TDM, FDM에 적용될 수 있다.

OFDM, 배열안테나, 서브옵티멀 가중치 벡터, 적응적신호처리, SNR, SINR

Description

적응 배열 안테나를 이용하는 직교주파수분할다중 통신 시스템에서 신호대잡음비 혹은 신호대간섭과잡음비를 최대로 하는 신호처리 장치 및 방법{SIGNAL PROCESSING APPARATUS AND METHOD FOR MAXIMIZING SNR OR SINR IN OFDM TELECOMMUNICATION SYSTEM USING ADAPTIVE ARRAY ANTENNA}

도 1은 CDM 신호환경에서 동작하는 SNR을 최대화 시키는 종래의 스마트 안테나 신호처리 기술을 설명하기 위한 도면.

도 2는 CDM 신호환경에서 동작하는 SINR을 최대화 시키는 종래의 스마트 안테나 신호처리 기술을 설명하기 위한 도면.

도 3는 본 발명에 따른 OFDM 기반 통신 시스템에서 동작하는 SNR을 최대화 시키는 스마트 안테나 신호처리 기술을 설명하기 위한 도면.

도 4는 본 발명에 따른 OFDM 기반 통신 시스템에서 동작하는 SINR을 최대화 시키는 스마트 안테나 신호처리 기술을 설명하기 위한 도면.

도 5는 본 발명에 따른 OFDM 기반IEEE802.16 통신 시스템에서 동작하는 SNR을 최대화 시키는 스마트 안테나 신호처리 기술을 설명하기 위한 도면.

도 6는 본 발명에 따른 OFDM 기반 IEEE802.16 통신 시스템에서 동작하는 SINR을 최대화 시키는 스마트 안테나 신호처리 기술을 설명하기 위한 다른 실시예의 도면.

도 7은 IEEE802.16에 규정된 타일 및 슬롯의 구조.

도 8은 IEEE802.16에서 정의하는 상향링크 tile permutation의 예.

도 9는 SNR을 최대화 시키는 스마트 안테나 시스템의 신호처리 유니트를 설명하기 위한 도면.

도 10은 SINR을 최대화 시키는 스마트 안테나 시스템의 신호처리 유니트를 설명하기 위한 도면.

도 11는 가중치 업데이트 횟수에 따른 스마트 안테나 시스템의 성능 그래프.

본 발명은 배열 안테나(array antenna)를 이용하는 기술에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 배열 안테나 시스템의 빔 패턴(beam pattern)을 최적화하는 방법 및 장치와, 보다 정확하고 간단한 방법으로 신호대잡음비(SNR, Signal to Noise Ratio) 혹은 신호대 간섭과 잡음비(SINR, Signal to Interference plus Noise)를 최대화하는 가중치 벡터를 찾음으로써 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing : 직교주파수분할다중) 기반의송수신 시스템에 적용하는 기술에 관한 것이다.

특히, 본 발명은 통신 성능 및 커버리지를 궁극적으로 증대시키는 빔 패턴을 제공하는, "스마트 안테나 시스템(smart antenna system)"으로 언급되는, 적응형 배열 안테나 시스템(adaptive array antenna system)의 서브옵티멀(suboptimal) 가 중치 벡터를 계산하는 신호 처리 방법 및 장치를 제공하는 것이다.

스마트 안테나 시스템은 서브옵티멀 가중치 벡터에 의한 빔 패턴으로 통신 품질을 강화시킬 수 있다. 적절한 켈리브레이션(calibration) 프로세스가 가능하면 수신 데이터로부터 획득되는 가중치 벡터는 송신 모드에서도 이용될 수 있다.

종래기술로서 도 1과 같이 CDM(Code Division Multiplexing) 신호 환경에서, 이하의 고유치 방정식(eigen-equation)의 최대 고유치(largest eigenvalue)에 대응하는 고유 벡터(eigenvector)로부터 빔 패턴을 제공하는 서브옵티멀 가중치 벡터가 획득될 수 있다는 점이 본 출원의 발명자에 의해 제시된 바 있다. 도1을 보면 각각의 안테나별로 주파수변환 및 복조기(110)을 거쳐 수신된 신호는 역확산기(120)에 의해 역확산되고, 역확산된 신호는 가중치 연산기(130)에 입력되에 수신신호게 가해질 가중치를 계산하고, 각각의 안테나별 가중치를 부여하여 수신신호를 처리한다.

여기서,

_yy, λ_MAX, 및

는 각각 수신 신호의 자기 상관 행렬(autocorrelation matrix),

_yy의 최대 고유치(largest eigenvalue), 및 상기 수식 (1)에서 구해질 수 있는 고유 벡터로서 가중치 벡터인 λ_MAX에 대응한다.

본 명세서 전체에서 매트릭스 및 벡터는 각각 이중 언더바를 갖는 대문자 및 단일 언더바를 갖는 소문자로 표현된다.

원하는 신호가 간섭 신호 각각에 비해 충분히 크다면 상기 수식 (1)로부터 획득되는 가중치 벡터는 배열 출력단에서 SNR을 최대화 한다. 유사하게, 원하는 신호가 간섭 신호 각각에 비해 충분히 크다면, 즉 원하는 신호가 간섭 신호 각각에 비해 상대적으로 상당히 강하다면, US 6,462,709에서는 도 2와 같이 아래의 고유치 방정식의 최대 고유치에 대응하는 일반화 고유벡터로부터SINR (Signal to Interference plus Noise Ratio)을 최대화하는 서브옵티멀 가중치 벡터가 획득될 수 있다는 점이 개시되어 있다. 이는 역확산전 신호와 역확산(역확산기(220)에 의해 처리된)된 신호에 따른 SINR을 고려하여 가중치연산기(230)에 의해 가중치를 연산하여 수신신호에 적용한 것이다.

_xx 및

_yy는 각각 CDM 기반 신호 환경에서 수신기가 동작하는 경우에 역확산 과정 전 수신신호벡터(post-correlation received signal vectors) 및 역확산 후 수신신호벡터(pre-correlation received signal vectors)의 자기상관행렬(autocorrelation matrices)이고,

는 상기 일반화 고유치 방정식 (2)의 최대 고유치이며, 상기 수식 (2)에서 구해질 수 있는 고유 벡터로서 가중치 벡터인 λ_MAX에 대응한다.

상기 수식 (1) 및 (2)에서 자기상관 매트릭스

_yy는 CDM 기반 시스템에서 역확산 이후에 획득되는 반면,

_xx는 CDM 기반 시스템에서 역확산 이전에 획득된다(도 2 참조).

SINR을 최대화 하는 것이 SNR을 최대화 하는 것과 같은 것으로 취급될 수도 있다. 왜냐하면 상기 간섭은 상기 원하는 신호가 아니며 잡음과 동일하게, 가능한 많이 제거되어야 한다는 관점에서 간섭은 잡음으로 취급될 수 있기 때문이다. 따라서, 본 명세서에서 "SINR을 최대화 하는 것"과 "SNR을 최대화 하는 것"은 모두 "SNR을 최대화 하는 것"과 같이 유사한 효과를 유발하는 것으로 취급된다. 수학적으로, 상기 간섭의 수가 충분히 크면 상기 간섭의 통계적 특성은 많은 통신 시스템에서 잡음과 상당히 유사하다.

앞서 언급된 바와 같이, 상기 가중치 벡터

가 상기 SNR을 최대화하는 배열 출력을 제공하기 위해서, 상기 수신 신호 벡터

는 상기 수신 신호 벡터

의 각 엘리먼트에서의 상기 원하는 신호 요소는 각 간섭보다 충분히 강해야 한다는 조건을 만족해야 한다. 이는 CDM 기반 신호 환경에서만 유효한 절차로서 수신 신호 벡터

가 역확산 프로세스에서 획득된다는 점은 종래 기술의 한계이다.

적응적 프로세스를 통해 상기 수식 (1) 또는 (2)의 고유치 방정식을 풀어서 상기 SNR을 최대화하는 상기 배열 안테나 시스템의 상기 가중치 벡터를 계산할 수 있다. 그러나, 상기 수식 (1) 또는 (2)로부터 획득되는 상기 가중치 벡터가 상기 SNR을 최대화하기 위해서는, 상기 수신 신호 벡터

는 각 간섭 신호 요소보다 충분히 커야 한다는 조건을 만족해야 한다. 즉, 상기 수신 신호 벡터

의 각 엘리먼트에 대한 원하는 신호 요소는 각 간섭 신호 요소보다 충분히 커야 한다는 조건을 만족해야 한다. 그런데, 수신 신호 벡터

를 획득하여 가중치를 구하는 방법은 CDM 기반 신호 환경에 대해서만 개시되어 있었다.

또 다른 종래기술로서, OFDM 환경에서의 신호처리에 관하여, 한국특허공개 특2003-83473호(2003. 10. 30: 이하 간단히 "473특허"라 함)에, OFDM/SDMA 기반 스마트 안테나 시스템에서 배열안테나의 가중치 벡터를 갱신하는 기술이 개시되어 있다. 여기에서는 수신된 신호를 주파수 저역 천이 하고 나서 A/D변환 한 후, LMS(Least Mean Spuare)에 근거한 알고리즘을 이용하여(이때 기준신호는 파일럿 채널에서 얻는 것으로 소개되어 있음) 가중치 벡터(웨이트 벡터)를 계산하며, 계산된 가중치를 수신신호에 적용한 후에 그 결과를 FFT (Fast Fourier Transform)하여 수신신호를 재생한다. 473특허에서는 파일럿 채널로부터 얻어지는 기준 신호를 이용하는 것이기 때문에, 무엇보다도 파일럿 신호의 수가 LMS 앨고리즘이 수렴할 수 있을 만큼 충분할 것을 요하게 된다. 그런데, OFDM 신호환경에서는 이를 충족할 만한 충분한 수의 파일럿 신호를 제공하고 있지 않으므로 473특허의 제안 방법은 IEEE802.16 등을 근간으로 하는 OFDM 시스템에서는 적용하기 어렵다. 또한, 473특허에서는 가중치 벡터를 후리에 변환 전에 계산하는 방식을 취하고 있어서, OFDM 신호환경에서의 처리이득을 구하는 것이 어렵고, OFDM에 근간한 다중 접속 방식인 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 방식에는 적용이 불가능한 문제점도 가지고 있다.

또 다른 종래기술로서, OFDM 환경에서의 신호처리에 관하여, 국제특허공개 WO 2003/034617호(2003. 04. 24 : 이하, 간단히 "617특허"라 함)에는, 수신단에서 원하는 신호를 알고 있다면 수신신호의 상호상관 행렬을 구하여 역행렬을 계산한 후에 계산된 역행렬과 원하는 신호벡터와의 곱을 취함으로써 최적의 가중치 벡터를 구할 수 있도록 하는 기술이 제시되어 있다. 일반적으로, 원하는 신호는 수신단에서 모르는 값인데(이미 원하는 신호의 값을 정확히 알고 있다면 수신기 자체가 필요 없게 된다)다. 그런데, 617특허에는 상관기를 이용하여 도래시간을 측정하고, 원하는 신호 및 간섭 신호에 대하여 가드 구간(guard interval) 이내에 수신된 신호 및 가드 구간 밖에서 수신된 신호를 분리하고, 소정의 과정들을 거쳐서 원하는 신호 벡터를 추정한 후에 수신신호 행렬의 역행렬과 추정된 희망신호 벡터의 곱으로 가중치 벡터를 구하는 방식을 제안하고 있다. 그러나, 이 방식의 경우, 원하는 신호를 추정하기 위하여 특별히 많은 노력을 요하게 된다는 문제를 내포하고 있다. 즉, 도래시간 추정기(상호상관기 등)와 같은 별도의 두 단계 후리에 변환 과정을 거치게 하는 등, 많은 계산 및 하드웨어를 필요로 한다. 또한, 원하는 신호 벡터를 얼마나 정확히 추정하는가에 따라 617특허기술의 성능이 크게 좌우되기 때문에, 617특허에서는 원하는 신호 벡터를 정확하게 추정하기 위한 수단을 필수요소로 구비하여야 한다. 때문에, 시스템이 복잡해지는 기술적 한계를 내포하고 있다.

본 발명은 이미 본 출원의 발명자에 의해 제안된 바 있는 종래의 CDM 신호환경에서의 신호처리 기술을 응용하여, OFDM 기반 통신 시스템에서도 적은 연산량으로 신속하게 가중치 벡터를 계산할 수 있도록 하는 신호처리 방법 및 장치를 제시하고자 한다.

앞서 살펴본 바와 같이, 본 발명에서는 우선, 상기 수신 신호 벡터

엔트 리 각각에 대한 원하는 신호 요소가 CDM 뿐만 아니라 OFDM 다중 방식에 대한 원하지 않는 신호 요소 각각 보다 충분히 커야 한다는 필요 조건을 만족하는 상기 수신 신호 벡터

를 획득하는 기술을 개시한다.

다음으로, 본 발명에서는 상기 고유치 방정식 (1) 또는 (2)의 해를 이용하여 다양한 신호 환경에서 SNR을 최대화하는 가중치 벡터를 획득하는 기술을 개시한다.

본 발명에서 제시되는 기술은 다음과 같이 크게 3부분으로 구성되어 있다.

본 발명에서 제시되는 첫 번째 부분은 수신신호 벡터를 구하는 방법과 장치에 관한 것이다. 즉, 수신신호 벡터를 구함에 있어서 수신신호 벡터의 각 엘리먼트에 대해서 원하는 신호성분이 원치 않은 신호 성분에 비해서 상대적으로 충분히 크게 되어야 한다는 조건을 만족하도록 수신신호 벡터를 구하는 기술이다.

본 발명에서 제시하는 두 번째 부분은 상기 수신신호 벡터를 구한 후에 그 값을 이용하여 상호상관 행렬을 구하는 기술이다.

본 발명에서 제시되는 세 번째 부분은 상기 상호 상관 행렬의 값에 따라서 앞에서 제시한 수식 (1) 혹은 (2)를 이용하여 상기 SNR (신호 대 잡음비)이 최대화되도록 하는 상기 가중치 벡터의 값을 구하는 기술이다.

일반적으로, 상기 상호상관 행렬

_xx와

_yy가 다음과 같이 정의된다.

단, E는 평균값 (expectation) 을 계산하는 연산자이며, x와 y는 각각 CDMA 신호환경에서는 역확산 과정 전(x) 과 후(y)에 얻어지는 수신신호 벡터를 의미한다. 여기서 중요한 점은 (4)식에 있는 상기 수신신호 벡터 y는 CDM 신호환경에서는 수신단의 역확산 과정 후에 얻어지게 되며, 수신단의 역확산 과정의 결과로 처리이득을 얻게 된다. 상기 처리이득은 주어진 CDM 신호환경에서의 송신단에서 정의된 확산 비율에 의해 결정된다.

본 발명에서 가장 중요한 사항은, 상기 수식 (4)에서 보여진 바와 같이 상기 상호상관 행렬

_yy을 이루고 있는 상기 수신신호 벡터 y가 CDM 신호환경 뿐 아니라 OFDM 기반의 신호환경 하에서도 주어진 신호환경에 따라서 적절하게 설계된 처리이득 제공과정을 통해서 얻어질 수 있도록 한다.

예를 들어, CDM 시스템에서 역확산 절차가 상기 처리이득 제공 과정이라면, OFDM 신호환경에서는 역후리에 변환 (inverse Fourier transform) 과정을 통하여 송신신호가 만들어짐으로, [Richard van Nee and Ramjee Prasad, OFDM for Wirless Multimedia Communications, Artech House, ISBN 0-89006-530-6, 2000], 수신단에서는 송신신호의 정보를 추출하기 위하여 후리에 변환 (forward Fourier Transform)을 취하여야 한다. 결국, OFDM 신호환경에서 상기 처리 이득을 제공하는 수단은 상기 후리에 변환 과정이며 수신신호에 대하여 상기 후리에 변환을 취하여 상기 처리 이득을 제공함으로써 상기 수신신호 벡터 y의 각 엘리먼트는 원하는 신호의 성분이 원치 않는 간섭신호의 크기에 비해 월등히 커진다는 조건을 만족 시킬 수 있게 된다.

OFDM 기반 통신 시스템의 경우에는 도 3과 같이 상기 후리에 변환 과정을 통하여 얻은 상기 수신신호 벡터는, 정상적인 신호환경의 경우에, 원하는 신호의 크기가 원치 않는 신호 성분 보다 충분히 커지게 된다. 따라서, 처리이득 제공절차를 거쳐 얻은 수신신호 벡터 y를 (1)식 혹은 (2)식을 이용하여 상호상관 행렬을 만들고, 상호상관 행렬의 최대 고유치에 대응하는 고유 벡터로 상기 가중치 벡터를 결정하면 주어진 신호환경에서 상기 SNR을 최대로 하는 가중치 벡터가 산출 된다.

본 발명에서 제공되는 기술은 크게 세 단계로 나눌 수 있다.

본 발명에서 제공되는 기술의 첫 번째 부분은, OFDM 기반 통신 신호환경 하에서, 수신된 데이터로부터 상기 수신신호 벡터 y를 만드는 방법 및 장치를 제시한다. 수신된 데이터는 복수개의 채널 신호가 섞여 있는데, 위에서 언급한 바와 같이 OFDM 기반 통신 신호환경에서 후리에 변환 절차를 거쳐 상기 수신신호 벡터를 얻게 된다.

본 발명에서 제공되는 기술의 두 번째 부분은, 상기 수신신호 벡터 y를 만든 후에 상기 수신신호 벡터 y의 자기 상호상관 행렬

_yy을 만드는 과정을 제시한다. 또한, 본 발명에서 제시하는 기술에는 처리 이득 과정을 거치기 전의 수신신호 벡터 x 의 자기 상호상관 행렬을 만드는 과정도 포함된다. 본 발명에서 제시되는 기술에서는 미리 정한 샘플링 구간 동안마다 상기 자기 상호상관 행렬을 갱신하되, 시간축에서의 샘플링과 주파수축에서의 샘플링 모두를 포함한다.

본 발명에서 제시되는 기술의 세 번째 부분은 상기 매 샘플 구간 마다 계산 되는 상기 자기 상호상관 행렬의 값을 이용하여 식 (1) 혹은 (2)로부터 주어진 신호 환경에서 상기 SNR을 최대화 시키는 상기 가중치 벡터를 계산해 내는 방법 및 장치를 제시한다. 상기 수신신호 벡터의 상기 자기 상호상관 행렬

_yy이 얻어지면 상기 SNR을 최대화하는 상기 가중치 벡터는 도 10과 같이 수식(1)을 풀어내는 신호처리 유니트를 구현하여 계산할 수 있다. 그런데, 상기 신호처리 유니트는 DSP (Digital Signal Processor) 등을 이용하여 구현할 수 있다. 이때, 상기 DSP에서 사용되는 적응 앨고리즘은 이미 본 출원의 발명자가 제시한 CGM(ordinary Conjugate Gradient Method), 라그랑제(ordinary Lagrange) 앨고리즘, 파워 방법(ordinary Power method), 혹은 온-오프 방법(ordinary On-Off method)을 이용할 수 있다.

마찬가지로, 도 4와 같이 자기 상호상관 행렬

_xx과

_yy이 얻어지면 상기 SINR을 최대화하는 상기 가중치 벡터는 도 11과 같이 수식(2)을 풀어내는 신호처리 유니트를 구현하여 계산할 수 있다. 그런데, 상기 신호처리 유니트는 DSP (Digital Signal Processor) 등을 이용하여 구현할 수 있고, 이 때 상기 DSP에서 사용되는 적응 앨고리즘도 마찬가지로 이미 본 출원의 발명자가 제시한 CGM (generalized Conjugate Gradient Method), 라그랑제(generalized Lagrange) 앨고리즘, 혹은 온-오프 방법(generalized On-Off method)을 이용할 수 있다.

OFDM 기반통신 신호환경에서 수신단에서 수신신호 x로부터 상기 처리이득 제공 절차를 거쳐 만든 상기 수신신호 벡터 y를 만들기 위하여 필요로 하는 상기 후 리에 변환 절차는 통상적인 후리에 변환기 대신에 계산의 효율성과 스피드를 위하여 FFT (Fast Fourier Transform) 앨고리즘을 이용하는 경우가 많다.

앞서 언급한 바와 같이 상기 SNR을 최대화하는 상기 가중치 벡터를 구하기 위하여는 상기 수신신호 벡터 y는 원하는 신호 성분이 원치 않는 신호 성분 각각 보다 충분히 커야 하는 조건을 만족하도록 구해야 한다.

본 발명에서, x를 "처리 전 수신신호 벡터 (pre-processing received signal vector)"라 하고 y를 "처리 후 수신신호 벡터 (post-processing received signal vector)" 라 한다. 앞서 언급한 바와 같이 상기 처리 후 수신신호 벡터 y는 y의 각 엘리먼트 값에 대하여 원하는 신호성분이 원치 않는 신호 성분 각각 보다 충분히 커야 한다는 조건을 만족하여야 한다.

상기 조건은, 상기 처리 전 수신신호 벡터 x를 OFDM 기반 통신 신호환경에서 후리에 변환을 통하여 상기 처리 후 수신신호 벡터 y를 얻음으로써 만족 시킬 수 있게 된다. 즉, 상기 처리전 수신신호 벡터 x를 상기 처리 이득 제공절차를 거치게 되면 상기 처리이득을 얻어 원하는 신호 성분이 원치 않는 신호성분보다 충분히 커진 상기 처리 후 수신신호 벡터 y를 얻게 되는 것이다.

〈OFDM 기반 통신 환경스마트안테나 기지국 시스템에서의 신호처리 기술 요지〉

본 발명은, 다수의 안테나 소자를 사용하는 안테나 배열을 이용하여 신호를 수신하기 위한 신호처리 방법 및 장치에 있어서, 각각의 안테나 소자에 수신된 신 호에 대하여, 원하는 신호의 크기를 간섭 신호의 크기 보다 상대적으로 커지게 하기 위하여, OFDM 기반 통신 환경의 "신호처리이득 공급기 (Processing Gain Provider 혹은 PGP)"인 후리에 변환 과정을 포함하고, 상기 안테나 배열을 구성하는 각각의 안테나 소자로 수신된 신호들로 구성된 1-by-N (단, N 은 상기 안테나 배열을 구성하는 안테나 개수) 상기 처리전 수신신호 벡터 x를 상기 후리에 변환을 거치게 하여 1-by-N 인 상기 처리후 수신신호 벡터 y를 만들고, 상기 처리후 수신신호 벡터 'y'의 N-by-N 상호 상관 행렬

을 구성하고, 상기 처리후 수신신호 벡터 y의 상기 상호상관 행렬

의 최대 고유치에 대응하는 고유벡터를 가중치 벡터 w로 사용함으로써, 상기 처리후 수신신호 벡터 y와 상기 가중치 벡터 w의 선형 조합, w ^H y를 상기 안테나 배열의 출력으로 하는 것을 특징으로 한다.(단, 윗첨자 H는 Hermitian (Complex conjugate and transpose) 연산자임)

특히, M 개의 채널이 다중 되어 있는 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)기반 통신 신호환경 하에서 원하는 채널의 신호 크기를 간섭 채널의 신호 크기보다 크게 하기 위한 상기 PGP를 구현함에 있어서, 상기 안테나 배열을 이루는 각각의 안테나 소자에 수신된 신호에 대하여 매 M 개 샘플 기간 동안에 1-to-M 인 직-병렬 변환기 (seria1-to-parallel converter)의 출력단에서 얻어지는 M개 샘플에 대해서 후리에 변환 (Fourier Transform) 을 취하는 기능을 제공하는 PGP를 포함하며, M 개의 채널이 다중 되어 있는 상기 OFDM 신호환경에서 M 개의 1-by-N 상기 수신신호 벡터 {x _i for i = 1, 2, …, M }로부터 상기 PGP를 거친 M 개 의 1-by-N 상기 처리 후 수신신호 벡터 {y _i for i = 1, 2, …, M }를 구함에 있어, 각 i번째 채널을 위한 상기 처리 후 수신신호 벡터 y _i를 구하는 방법은, 상기 각 안테나 소자의 상기 1-to-M 인 직-병렬 변환기(seria1-to-parallel converter)의 출력단에서 얻어지는 M 개의 수신샘플에 대하여 상기 PGP를 이용하여 상기 후리에 변환을 수행하여 M 개의 샘플을 얻고 이 중 i번째 샘플을 각 안테나 소자로부터 취하여 총 N 개의 안테나 소자에서 얻어지는 상기 PGP 출력단의 (즉, 후리에 변환 후의) i번째 샘플로 상기 i번째 채널을 위한 상기 처리후 수신신호 벡터 y _i를 구하는 것을 특징으로 한다.

그리고, 상기 샘플 기간의 M 배에 해당하는 심볼 기간마다 상기 상호상관 행렬

를 만들기 위하여, 현재의 심볼 기간을 k번째 심볼 기간이라 하면,

(k) ← f

(k-1) + y(k) y ^H(k) 으로 하여 상기 상호상관 행렬의 값을 정하는 것을 특징으로 하며 (단, f는 미리 정한 0과 1 사이의 망각인자이며 k는 심볼 구간을 나타내는 인덱스이며, 매 심볼 구간에는 M 개의 샘플이 포함됨), M 개의 채널이 다중 되어 있는 상기 OFDM 신호환경에서 매 k번째 상기 심볼 구간 마다 각각의 i번째 채널을 위한 상기 상호상관 행렬을 구함에 있어, 매 i번째 채널에 대하여 (단, i = 1, 2, …, M) 미리 정한 상기 망각인자 f와 상기 처리후 수신신호 벡터, y _i(k),를 이용하여

으로 하여 상기 i번째 채널을 위 한 상기 상호상관 행렬의 값을 정하며, 초기상태에서

는 모든 entry값이 영(zero)으로 이루어진 행렬로 되는 것을 특징으로 한다.

그리고, M 개의 채널이 다중 되어 있는 OFDM 신호환경에서 각각의 i번째 채널에 대하여 매 k번째 심볼 구간 마다 배열 안테나의 가중치 벡터를 정함에 있어, 위의 방법으로 구한 상호상관 행렬

의 최대 고유치에 대응하는 고유벡터의 값으로 i번째 채널을 위한 가중치 벡터, w _i,를 구하는 것을 특징으로 한다.

한편, M 개의 채널이 다중 되어 있는 OFDM 신호환경에서 각각의 i번째 채널에 대하여 매 k번째 심볼 구간 마다 배열 안테나의 출력을 구함에 있어, 위에서 구한 상기 가중치 벡터, w _i,와 i번째 채널에 대한 상기 처리후 수신신호 벡터, y _i를 선형조합하여 w _i ^H y _i의 값으로 상기 i번째 채널에 대한 상기 안테나 배열의 출력으로 하는 것을 특징으로 하며, M 개의 채널이 다중 되어 있는 상기 OFDM 신호환경에서 각각의 i번째 채널에 대하여 매 k번째 심볼 구간 마다 배열 안테나의 출력을 구함에 있어, 위의 방법과 같이 상기 i번째 채널의 가중치 벡터 w _i와 i번째 채널의 처리후 수신신호 벡터 y _i를 선형조합하여 안테나 배열의 출력값을 정하는 대신에, 상기 i번째 채널의 상기 가중치 벡터 w _i와 상기 i번째 채널의 상기 수신신호 벡터 x _i를 선형 조합하여 w _i ^H x _i의 값으로 상기 안테나 배열의 출력값을 정하는 것을 특징 으로 한다.

그리고, PGP에서 제공되는 후리에 변환을 수행함에 있어, 계산상의 효율을 높이기 위하여 매 심볼 구간마다 M 개의 샘플에 대하여 FFT (Fast Fourier Transform) 앨고리즘을 이용하는 PGP를 포함하는 것을 특징으로 한다.

또한, 매 k번째 심볼 구간마다 상기 가중치 벡터를 구함에 있어,

의 수식을 만족하는 w(k)를 가중치 벡터로 정하는 것을 특징으로 한다(단, λ_MAX는

의 최대 고유치임).

한편, M 개의 채널이 다중 되어 있는 상기 OFDM 신호환경에서 각각의 i번째 채널에 대하여 매 k번째 심볼 구간 마다 가중치 벡터를 구함에 있어,

w _i(k) = λ_MAX w _i(k)의 수식을 만족하는 w _i(k) 를 가중치 벡터로 정하는 것을 특징으로 한다(단, λ_MAX는

의 최대 고유치임).

또한, M 개의 채널이 다중 되어 있는 상기 OFDM 신호환경에서 상기 각각의 i번째 채널에 대하여 매 k번째 심볼 구간 마다 상기 수신신호의 상호상관 행렬

를 구함에 있어, 미리 정한 망각인자 f와 수신신호 벡터, x _i(k),를 이용하여,

로 구하는 것을 특징으로 하며, M 개의 채널이 다중 되어 있는 OFDM 신호환경에서 상기 각각의 i번째 채널에 대하여 매 k번째 심볼 구간 마다 상기 가중치 벡터를 구함에 있어,

의 수식을 만족하는 w _i(k) 를 가중치 벡터로 정하는 것을 특징으로 한다(단, λ_MAX 는

과

으로 이루어지는 일반화된 고유치 방정식에서의 최대 고유치임).

이하, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부 도면을 참조하여 상세히 설명한다.

도 3는 본 발명에 따른 OFDM 기반 통신 시스템에서 동작하는 SNR을 최대화 시키는 스마트 안테나 신호처리 기술을 설명하기 위한 도면이고, 도 4는 본 발명에 따른 OFDM 기반 통신 시스템에서 동작하는 SINR을 최대화 시키는 스마트 안테나 신호처리 기술을 설명하기 위한 도면이며, 도 5는 본 발명에 따른 OFDM 기반IEEE802.16 통신 시스템에서 동작하는 SNR을 최대화 시키는 스마트 안테나 신호처리 기술을 설명하기 위한 도면이고, 도 6은 본 발명에 따른 OFDM 기반IEEE802.16 통신 시스템에서 동작하는 SINR을 최대화 시키는 스마트 안테나 신호처리 기술을 설명하기 위한 다른 실시예의 도면이며, 도 7은 IEEE802.16에 규정된 타일 및 슬롯의 구조이며, 도 8은 IEEE802.16에서 정의하는 상향링크 tile permutation의 예이고, 도 9는 SNR을 최대화 시키는 스마트 안테나 시스템의 신호처리 유니트를 설명하기 위한 도면이며, 도 10은 SINR을 최대화 시키는 스마트 안테나 시스템의 신호처리 유니트를 설명하기 위한 도면이고, 도 11은 가중치 업데이트 횟수에 따른 스마트 안테나 시스템의 성능 그래프이다.

〈 OFDM 환경 스마트안테나 기지국 시스템에서의 신호처리 기술〉

본 발명의 바람직한 일 실시 예로서 먼저, OFDM 신호환경에서 SNR을 고려하여 동작하는 스마트 안테나 시스템을 위한 가중치 벡터를 구하는 신호처리 방법 및 장치를 소개한다. 본 실시예에서 OFDM 시스템은 각각의 채널 소스가 다른 위치에서 신호를 송신할 수 있다고 가정한다. 따라서, 각 채널의 신호는 수신 스마트 안테나 시스템에 각기 다른 도달각으로 수신될 수 있다. 상기 OFDM 신호환경에서 동작하는 스마트 안테나 기지국 시스템에 대해서 본 발명이 제공하는 기술의 목적은 각 채널에 대해서 상기 SNR 혹은 SINR 의 값이 최대화 되도록 하는 상기 가중치 벡터를 산출해 내는 것이다.

SINR을 이용한 가중치 연산 방법은 도 3에 보이는 바와 같이 각 안테나 소자에 신호가 수신되면, 수신된 신호는 주파수변환 및 복조기(310)을 통해 주파수 저역 변환이 이루어지고, A-to-D 변환 동작 등의 통상적인 수신절차를 거치게 된다. 본 명세서에서는 설명상의 편리를 위하여 통상적인 OFDM 수신기에 있는 다른 모듈들, 예를 들어, 공지의 시간 및 주파수 조절기(320, 420), CP제거기(430,330), 파일럿 신호 수신기(도시하지 않음), 역윈도우 기능 등에 대해서는 상세한 설명을 생략한다.

각 안테나 소자에 수신된 신호에 대하여 주파수 저역천이 과정을 거친 후에 A-to-D 변환 되고, 시간 및 주파수 조절기(320)와 CP제거기(330)를 통해 처리된다. 그러면, 매 샘플 시간마다 1-by-N 벡터인 처리전 수신신호 벡터가 만들어진다. 단, N은 상기 안테나 배열에 포함되어 있는 안테나 소자의 수이다. 주어진 OFDM 신호환경의 채널 수가 총 M 개인 경우, 상기 1-by-N 처리 전 수신신호 벡터의 각 엘리먼 트는 수신된 시간 순서에 따라서 1-to-M 직병렬 변환기(340, 440)를 거치게 되면 1-to-M 직병렬 변환기(340)의 출력단에서 각 심볼 구간마다 M개의 샘플이 출력되어 FFT 변환기(350)로 입력된다. 여기서 심볼구간은 샘플 구간의 M 배가 된다.

본 발명의 명세서에서는 설명상의 편의를 위하여 OFDM을 비롯한 모든 다중기술에 대해서 오버샘플을 고려하지 않는다. 직병렬 변환기(340)는 샘플 구간보다 M배 더 긴 각 심볼구간마다. 처리전 수신신호 벡터인 각 엘리먼트의 시퀀스를 입력 받아 M 개의 샘플들을 병렬로 출력하게 된다. 매 심볼 구간마다 처리전 수신신호 벡터의 각 엘리먼트에 대해서 직병렬 변환기(340, 440)를 이용하여 만들어지는 M 개의 병렬 샘플들은 FFT 변환기(350, 450)로 입력된다.

M 개의 채널을 OFDM 방식으로 다중하여 송수신하는 통신 시스템의 경우에서, 각각의 채널에 대한 M 개의 1-by-N 상기 수신신호 벡터 {x _i for i = 1, 2, …, M }를 구하기 위하여, N 개로 이루어진 상기 안테나 배열의 각 안테나 소자에서 수신된 신호를1-to-M 인 직병렬변환기(340, 440)를 이용하여 각 안테나 소자에서 수신되는 M 개의 샘플 기간 동안 마다 직-병렬 변환기 출력단에서 얻어지는 M 개의 샘플 중 하나 이상의 샘플의 평균으로 구성된 M 개의 1-by-N 벡터로 상기 수신신호 벡터 {x _i for i = 1, 2, …, M }를 정한다.

여기에서, FFT 변환기(350, 450)에 따른 후리에 변환 연산은 OFDM 시스템에서의 PGP의 역할을 하게 됨을 앞서 설명한 바 있다. 후리에 변환 연산기능은 계산의 효율성과 신속성을 위해 "FFT (Fast Fourier Transform)" 앨고리즘을 이용하여 구현될 수 있다. 도4나 도6에서와 같이 인터피어런스에 따른 SINR을 고려할 경우 특별히 주의하여야 할 것은, FFT 연산의 입력 샘플과 출력 샘플의 순서이다. 매 m-번째 채널에 대하여, 처리후 수신신호 벡터 y _m이 처리전 수신신호 벡터 x _m의 후리에 변환 결과가 되도록 처리전 수신신호 벡터와 상기 처리후 수신신호 벡터의 순서가 정렬되어야 한다.

예를들어, 첫 번째 안테나 소자에서 수신되는 신호에 대한 1-to-M 직병렬 변환기(440, 630)의 출력인 M개의 샘플에 대해 좀 더 상세히 위의 설명을 보강하면 다음과 같다. 즉, 첫 번째, 두 번째, …, M번째 채널에 대하여 상기 OFDM 변조된 수신 시퀀스 {x _1,2 x _2,1 … x _{M ,1}}에 대한 상기 후리에 변환의 결과는 {y _1,1 y _2,1 … y _{M ,1}}로 된다는 의미이다.

수학적으로 위의 설명을 정리하면, n번 째 안테나 소자의 신호에 대해 상기 FFT 연산의 m번째 출력은 다음과 같이 나타낼 수 있다.

단, 채널 인덱스 m은 1에서 M(상기 OFDM 시스템의 채널의 총개수)까지의 값을 갖게 되며, 안테나 인덱스 n은 1에서 N (상기 안테나 배열에서의 안테나 수)까지의 값을 갖게 되며, EXP[

]는 e

를 의미하고, k는 심볼 시간을 나타내는 인덱스이다.

후리에 연산은 매 심볼 구간마다 주어지는 1-to-M 직병렬 변환기(340, 440) 의 출력인 M개 샘플에 대해서 실행되며, 심볼 구간은 샘플 구간의 M배가 된다. 본 명세서에서는 설명상의 편의를 위하여 오버샘플링을 고려하지 않는다.

본 명세서에서는 각 심볼 구간마다 처리후 수신신호 벡터 y _m (k)를 다음과 같이 정의한다.

단, 채널 인덱스 m은 위에서 언급한 바와 같이 1에서 채널 개수 M까지의 값을 취하며 k는 상기 심볼 구간을 나타내는 인덱스이고 윗첨자 T는 트랜스포즈(transpose; 이하, "이항연산자"라 함)임.

처리후 수신신호 벡터가 각 심볼 구간마다 후리에 변환 연산을 통해 만들어진 후에 자기 상호산관 행렬은 다음과 같이 만들어 진다.

단, 채널 인덱스 m은 위에서 언급한 바와 같이 1에서 채널 개수 M까지의 값을 취하며, k는 심볼 구간을 나타내는 인덱스이고 f는 0과 1 사이의 값으로 미리 정한 망각인자이며 윗첨자 H는 허미션 연산자이다. 위의 설명에서, 처리후 수신신호 벡터는 1-by-N 벡터이며 각 심볼 구간마다 총 M개가 만들어 짐을 알 수 있다.

상기 망각인자는 주어진 신호환경에 따라 그 값을 정해야 하는데, 일반적으로 급격히 신호환경이 변화하는 상황에서는 상대적으로 작은 값을, 반대로 신호환경이 급하게 변화하지 않은 정적인 신호환경에서는 1에 가까운 값으로 정하여야 한다. 실제 신호환경에서는 대개 0.9에 가까운 값으로 상기 망각인자의 값을 정하는 경우가 많다. 또한, 초기에는

의 모든 엔트리 값이 영이 되도록 세팅하는 것이 바람직하다.

SINR을 고려한 가중치 연산을 위해 처리전 수신신호 벡터 x (k)의 자기 상호상관 행렬의 값을 정함에 있어, 처리후 수신신호 벡터의 자기 상호상관 행렬의 경우와 같이 매 심볼 구간마다 계산할 수도 있고 매 샘플 구간마다 계산 할 수도 있다. 본 발명에서는 처리전 수신신호 벡터의 자기 상호상관 행렬의 값을 매 샘플 구간마다 계산하지 않고 매 심볼 구간마다 계산하는 것을 권유한다. 그렇게 할 경우, 처리전 수신신호 벡터의 자기 상호상관 행렬의 값은 다음과 같이 구 할 수 있다.

단, 채널 인덱스 m은 위에서 언급한 바와 같이 1에서 채널 개수 M까지의 값을 취하며, k는 심볼 구간을 나타내는 인덱스이고 f는 0과 1 사이의 값으로 미리 정한 망각인자이며 윗첨자 H는 허미션 연산자이다.

처리후 수신신호 벡터의 자기 상호상관 행렬과 처리전 수신신호 벡터의 자기 상호상관 행렬이 식 (7)과 (8)의 방법으로 계산되면, SNR혹은SINR을 최대화하는 가중치 벡터의 값은 앞서 언급한 식 (1) 혹은 (2)의 해로부터 각각 구할 수 있다. 일반적으로 식 (2)는 간섭파의 영향이 잡음의 영향보다 지배적일 경우에 선호되며, 잡음의 영향이 간섭의 영향 보다 더 시스템의 성능을 좌우하는 상황에서는 식(1)의 해로 가중치 벡터를 정하는 것이 바람직하다.

위의 과정을 종합하면 매 k번째 심볼 구간마다 m번째 채널의 신호를 수신하 기 위한 상기 가중치 벡터의 값은 다음의 수식에서 구할 수 있음을 알 수 있다.

단, λ _MAX 는 자기 상호상관 행렬

의 최대 고유치이며, 구하고자 하는 가중치 벡터 w _m (k)는 λ _MAX 에 대응하는 고유벡터이다.

FFT변환기(350, 450)의 출력값인 처리후 수신신호 벡터 y _m (k)가 가중치연산기(360, 460)로 입력되어 연산자로 사용함으로써, y _m (k)의 각 엘리먼트의 원하는 신호성분은 간섭 신호성분 보다 월등히 큰값을 가지게 된다. 따라서, 위의 식 9에 의해 구한 가중치 벡터는 안테나 배열의 출력단에서 SNR을 최대화하게 된다.

처리후 수신신호 벡터가 OFDM 신호환경에서 원하는 신호성분이 원치 않은 간섭 신호 성분 보다 월등히 커지게 된다는 조건을 만족할 수 있게 되는 이유는, 처리후 수신신호 벡터 y _m (k)가 처리전 수신신호 벡터 x _m (k)를 상기 PGP의 역할을 하는 후리에 변환 연산을 수행하여 얻기 때문이다. 좀 더 구체적으로 말하면, 본 발명에서 제시되는 기술을 이용하면, 주어진 OFDM 시스템의 각 채널에 대하여, SNR을 최대화하는 가중치 벡터를 산출할 수 있게 된다는 것이다.

이후 각각의 안테나별 곱셈기(370)에 가중치가 부여되고, 각각의 곱셈기에서 출력된 신호는 서로 합산되어 최종적인 신호 추정(Z ₁～Z _M )이 완료된다.

SNR을 최대화하는 가중치 벡터를 구하는 대신에 도4에 따라 SINR을 최대화하 는 가중치 벡터 w _m (k)는 다음의 수식의 해로부터 구할 수 있다.

단, 각 k번째 심볼 구간에서 각 m번째 채널에 대하여 λ _MAX 는 자기 상호상관 행렬

과

으로 구성된 일반화된 고유방정식에 있어서의 최대 고유치이며 구하고자 하는 가중치 벡터 w _m (k)는 상기 λ _MAX 에 대응하는 고유벡터이다.

다시 한번 강조해야 할 사항은, 처리후 수신신호 벡터 y _m (k)가 원하는 신호성분이 원치 않는 간섭 신호성분 보다 월등히 세다는 조건을 만족하므로, 위 수식 (10)으로부터 구한 가중치 벡터는 안테나 배열의 출력단에서 SINR을 최대화한다는 것이다. 가중치 벡터가 SINR을 최대화하는 경우에도 처리후 수신신호 벡터 y _m (k)는 처리전 수신신호 벡터 x _m (k)를 FFT변환기(450, 640)(PGP)를 거치게 하여 얻게 된다.

이 경우, 여러 차례 언급한 바와 같이, PGP는 후리에 변환 연산 과정을 수행하는 FFT변환기(450, 640)로 구현된다. 좀 더 구체적으로 말하자면, 본 발명에서 제시되는 기술을 이용하면, 주어진 OFDM 시스템의 각 채널에 대하여, SINR을 최대화하는 가중치 벡터를 산출할 수 있게 된다는 것이다.

각 m번째 채널에 대한 상기 가중치 벡터를 위에서 언급한 바와 같이 본 발명에서 제시되는 기술로 계산하게 되면 각 m번째 채널에 대한 안테나 배열의 출력값 z _m (k)은 각 k번째 심볼 구간마다 다음과 같이 계산된다.

단, m은 1 부터 M까지의 값을 갖게 되는 채널 인덱스이며 M은 주어진 OFDM 시스템에 포함된 채널의 총 개수이다.

만일, 안테나 배열의 출력값을 계산 함에 있어, 처리후 수신신호 벡터와 가중치 벡터와의 조합을 이용하는 대신에, 처리전 수신신호 벡터와 가중치 벡터의 조합으로 구하게 되면, 안테나 배열의 출력값은 아래의 수식과 같이 매 심볼 구간마다 구하게 되는 것이 아니라 매 샘플 구간마다 구하게 된다.

단, 시간 인덱스 l은 샘플 구간을 나타내며 k는 심볼 구간을 나타낸다. 샘플 구간은 심볼 구간의 1/M배임을 쉽게 알 수 있다.

좀 더 구체적으로 말하자면, 수식(12)와 같이 안테나 배열의 출력값을 매 샘플 구간마다 산출해 내는 경우에는, 매 심볼 구간마다 동일한 가중치 벡터를 M번 반복하여 사용하게 된다.

〈 IEEE802.16 통신 환경 스마트안테나 기지국 시스템에서의 신호처리 기술〉

본 발명의 바람직한 일 실시 예로써, OFDM 기반 통신 중 IEEE802.16에 근간한 통신 시스템에 본 발명을 응용하는 경우를 소개한다. 본 실시예에서 OFDM 시스템은 IEEE802.16에서 정의된 바와 같이 서로 다른 사용자가 상향 링크 프레임 구간 동안에 각각 다른 채널 소스를 이용하여 동시에 신호를 송신할 수 있도록 되어 있 다. 따라서, 각 채널의 신호는 수신 스마트 안테나 시스템에 각기 다른 도달각으로 수신될 수 있다. 상기 OFDM 신호환경에서 동작하는 스마트 안테나 기지국 시스템에 대해서 본 발명이 제공하는 기술의 목적은 각 채널에 대해서 SNR 혹은 SINR의 값이 최대화 되도록 하는 가중치 벡터를 산출해 내는 것이다.

본 실시예는 도 5 혹은 6과 같은 구조를 가질 수 있다. 도 5와 6에 보이는 바와 같이 각 안테나 소자에 신호가 수신되면, 수신된 신호는 주파수변환 및 복조기(510, 610)를 통해 주파수 저역 천이, A-to-D (아날로그-디지털) 등의 통상적인 수신절차를 거치게 된다. 수신 신호는 A-to-D 변환을 거친 후, CP 제거기(520, 620)를 통해 송신단에서 삽입한 Cyclic prefix를 제거하여 처리전 수신신호 벡터를 만든다. IEEE802.16에 근간한 통신 시스템에서 부반송파의 개수가 총 M개라고 가정하면, 1-by-N 처리전 수신신호 벡터의 각 엘리먼트는 수신된 시간순서에 따라서 1-to-M 직병렬 변환기(530, 630)로 입력되어 각 심볼 구간마다 M개의 샘플이 출력되게 된다. 여기서 심볼구간은 샘플 구간의 M배가 된다.

본 발명의 명세서에서는 설명상의 편의를 위하여 OFDM을 비롯한 모든 다중 기술에 대해서 오버샘플을 고려하지 않는다. 샘플 구간보다 M배 더 긴 각 심볼구간마다, 직병렬 변환기(530, 630)는 처리전 수신신호 벡터인 각 엘리먼트의 시퀀스를 입력 받아 M개의 샘플들을 병렬로 출력하게 된다. 매 심볼 구간마다 처리전 수신신호 벡터의 각 엘리먼트에 대해서 직병렬 변환기(530, 630)를 이용하여 만들어지는 M개의 병렬 샘플들은 후리에 변환 연산자로 FFT 변환기(540, 640)로 입력된다.

여기에서, 후리에 변환 연산은 OFDM 시스템에서의 PGP의 역할을 하게 됨을 앞서 설명한 바 있다. 후리에 변환 연산 기능은 계산의 효율성과 신속성을 괴하기 위하여 "FFT (Fast Fourier Transform)" 앨고리즘을 이용하여 구현된다.

M개의 부반송파를 사용하는 경우, M개의 1-by-N 수신신호 벡터 { x _i for i = 1, 2, …, M } 으로 부터 후리에변환을거친 M개의 1-by-N 상기 처리후 수신신호 벡터 { y _i for i = 1, 2, …, M }는 다음과 같이 구할 수 있다.

각 i번째 부반송파를 위한 상기 처리후 수신신호 벡터 y _i 를 구하는 방법은, 각 안테나 소자의 1-to-M인 직병렬 변환기(530, 630)의 출력단에서 얻어지는 M개의 수신샘플에 대하여 후리에 변환을 수행한(540, 640) 후 가드 밴드 및 DC 부반송파를 제거하고(550, 650) 타일 순열 변환(tile permutation : 560, 660)을 수행한 M개의 샘플 중 i번째 샘플을 각 안테나 소자로부터 취하여 총 N개의 안테나 소자에서 얻어지는 후리에 변환 후의 i번째 샘플로 i번째 부반송파를 위한 처리후 수신신호 벡터 y _i 를 구할 수 있다.

M개의 부반송파를 사용하는 OFDM기반 IEEE802.16 통신 환경에서 j번째 슬롯(단, j = 1, 2, …, P) 의 매 k번째 부반송파 구간 마다 각각의 상호상관 행렬은 다음과 같이 구할 수 있다.

매 j번째 슬롯에 대하여 미리 정한 망각인자 f와 처리 후 수신신호 벡터, y _i (k),중 j번째 슬롯에 해당하는 처리 후 수신 신호 벡터 y _j (k)를 이용하여

으로 하여 j번째 슬롯을 위한 상 호상관 행렬의 값을 구할 수 있다. 이때, 초기상태에서

는 모든 entry값이 영(zero)으로 이루어진 행렬이고, k는 j번째 슬롯내의 모든 부반송파를 지칭할 수 있도록 주파수 축과 시간 축을 모두 포함하는 부반송파 인덱스이다.

M개의 부반송파를 사용하는 OFDM기반 IEEE802.16 통신 환경에서 j번째 슬롯에 대하여 매 k번째 부반송파 구간 마다 배열 안테나의 가중치 벡터는 아래와 같이 구할 수 있다. 상호상관 행렬

을 이용하여

w _j (k) = λ _MAX w _j (k)의 수식을 만족하는 w _j (k) 를 가중치로 구한다. 이때, λ_MAX는

의 최대 고유치가 된다.

위에서 구한 가중치 및 처리후 수신신호 벡터를 통해 j번째 슬롯에 대하여 매 k번째 부반송파 구간 마다 안테나의 출력은 아래와 같이 구하여 진다. 가중치 w _j ,와 j번째 슬롯에 대한 처리후 수신신호 벡터, y _j (k), 를 선형 조합하여 w _j ^H y _j (k)의 값으로 j번째 슬롯의 k번째 부반송파에 대한 안테나의 출력으로 한다.

한편, OFDM 기반 통신 중 IEEE802.16에 근간한 통신의 경우 도 7 및 도 8과 같이 4개의 부반송파와 3개의 심볼로 상향링크 타일을 구성하고, 구성된 '상향링크 타일' 6개로 슬롯을 구성한다. 이 슬롯이 IEEE802.16통신 시스템에서 한 유저가 사용하는 최소 통신 단위가 된다. 상향링크 타일은 4개의 파일롯과 8개의 데이터 부반송파로 구성되어 있으며, 시간 축과 주파수 축을 갖는 2차원 구조로 되어 있다. IEEE802.16에 근간한 OFDM 통신의 경우 본 발명은 슬롯내에 72개의 부반송파를 이 용하여 j번째 슬롯을 구성하고 있다. 이러한 슬롯의 구성은 가드밴드 및 DC제거기(550)으로부터 입력되는 값을 순열변환기(560, 660)에 의한 처리에 따라 얻어지며, 순열변환기(560, 660)의 출력신호를 이용하여 처리 후 수신신호의 자기 상관 행렬

를 구할 수 있다.

본 발명의 다른 실시예에서는 처리 후 수신신호의 자기 상관 행렬

와 처리 전 수신신호의 자기 상관 행렬

을 이용하여 서브 옵티멀 가중치 벡터 w _j 를 구하거나, 갱신할 수 있음을 특징으로 한다. 여기서, 인덱스 k는 주파수 축과 시간 축 부반송파 인덱스 모두를 포함할 수 있다. 인덱스 k에 대한 부연 설명을 하자면, 일반적으로 스마트 안테나 시스템은 시간 축으로의 수신신호의 통계적 수치(즉, k가 시간 축으로의 인덱스가 된다)를 이용하여 가중치를 계산하거나 갱신한다. 하지만, IEEE802.16과 같이 패킷 통신의 경우 가중치가 수렴할 수 있는 충분한 시간적인 자원(resource)이 없다. 도 11를 보면 가중치 업데이트에 따른 스마트 안테나 시스템의 성능을 알 수 있다. 도 11에서 알 수 있듯이, 최소 13번 이상 가중치를 갱신하여야 수렴하게 된다. 그렇기 때문에, 패킷 통신에서는 가중치가 수렴할 수 있는 트레이닝 시퀀스 등을 패킷 전송 이전에 전송하는 경우가 많다. 이 트레이닝 시퀀스는 패킷 통신 시스템의 용량(thruput)을 낮추게 된다. 하지만, OFDM 통신의 경우 일반적으로 한 명의 유저가 한 개 이상의 부반송파를 사용하기 때문에 주파수 축으로의 자원을 이용할 수 있다. 예를들어, IEEE802.16에 근간한 데이터 통신의 경우 앞서 설명한 바와 같이 한 명의 유저가 최소 24개의 부반송파를 3개의 OFDM 심볼에 걸쳐 사용하게 된다. 그러므로, 주파수 축으로 가중치를 갱신할 수 있다면 시스템의 용량 저하 없이 최적의 가중치를 구할 수 있다. 여기서 고려해야 할 사항은, IEEE802.16에서는 도 8과 같이 주파수 선택적 패이딩(frequency-selective fading)환경에서 주파수 다이버시티(frequency diversity)이득을 얻기 위해 타일 순열 변환(tile permutation)을 이용하여 한 유저의 데이터를 시스템 전체 주파수 대역에 분포시킨다는 점이다. 타일 순열 변환에 의해 전체 대역에 분포되어 있던 데이터가 역변환에 의해 다시 조합되었을 때(이를 '슬롯'이라 한다), 한 슬롯내의 6개 타일은 각각 서로 다른 채널을 겪은 것이다. 일반적으로, 이렇게 서로 다른 채널을 겪은 데이터를 이용하여 가중치를 갱신할 수 없다고 알려져 있다. 하지만, 본 특허와 같이 수신신호의 자기상관행렬의 최대 고유치에 해당하는 고유 벡터를 가중치로 사용하는 알고리즘의 경우 자기상관행렬을 구하는 과정에서 서로 다른 채널에 대한 위상 정보를 무시할 수 있기 때문에 가중치 갱신이 가능하다. 즉, 수신신호가 s(t)e ^{- jφ} 라 한다면, 수신신호의 자기상관 값은 E[│s(t)│²],즉, 수신신호의 크기 정보가 되므로, 자기 상관행렬의 갱신이 가능하고, 이를 이용한 가중치 계산 및 갱신이 가능하다. 여기서, E[

]는

의 평균을 나타낸다. 그러므로, IEEE802.16기반 데이터 통신에서는 한 슬롯내의 부반송파 개수가 72이므로, 인덱스 k는 1～72의 범위를 갖는다. 또, 상기 슬롯은 앞서 언급한 바와 같이tile permutation 이후에 구성할 수 있으므로, 처리후 수신신호 벡터 y _j 는 상기 tile permutation 이후 구하여 진다.

본 발명에서 제시되는 기술은 CDM(Code Division Multiplexing) 환경에서의 적용예 이외에도, 다양한 방식의 신호 다중 환경에 폭넓게 적용된다. 예를 들어, 본 발명에서 제시되는 기술은 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing), FDM (Frequency Division Multiplexing), TDH(Time division Multiplexing), 등 다양한 종류의 다중방식에 적용 가능함을 명확히 보여준다.

본 발명에서 제시하는 기술은 다양한 종류의 다중기술에 적용이 가능하기 때문에 본 발명의 기술은 특별히 SDR (Software Defined Radio) 시스템에 적절한 기술이라 할 수 있다. 왜냐하면, SDR 시스템은 여러 가지 다양한 종류의 다중기술을 소화할 수 있어야 하기 때문이다.

앞서 살펴본 바와 같이, 본 발명에 따른 OFDM 환경의 신호처리 기술은 수신신호에 대한 후리에 변환을 각 안테나 path의 신호마다 수행한 후에 가중치를 계산함으로써, OFDM 신호환경에서 종래의 기술에 비해 상대적으로 적은 계산량으로 처리 이득을 얻어낼 수 있다.(후리에 변환 신호의 개수가 N개이면 NlogN의 간단한 계산량만을 가지고 수행되므로 계산량 부담이 거의 없다)

또한, 모든 OFDM 시스템에 이미 장착되어 있는 후리에 변환 과정 후에 얻어 지는 수신신호 벡터의 자기 상호 상관 행렬의 최대 고유치에 대응하는 고유벡터를 가중치 벡터로 하는 방식을 취하고 있으므로 별도의 소망신호 추정과정이 필요치 않아 시스템의 복잡도를 월등하게 줄일 수 있는 효과가 있다.

Claims (48)

1. 적응 배열 안테나를 이용하는 직교주파수분할다중 통신 시스템에서 신호대잡음비 혹은 신호대간섭과잡음비를 최대로 하는 신호처리 방법에 있어서,

   N개의 안테나 각각에 수신되는 신호를 입력으로 하여 후리에 변환을 수행하는 제1단계;

   상기 후리에 변환을 통해 출력되는 안테나별 M개의 처리후 수신신호 벡터를 통해 상호상관행렬을 획득하는 제2단계;

   상기 획득한 상호상관행렬의 최대 고유치에 대응하는 안테나별 가중치를 획득하는 제3단계; 및,

   상기 획득한 가중치를 상기 1단계에서의 상기 후리에 변환 수행에 따른 신호에 부가하여 보정된 신호를 획득하고, 획득한 각자의 안테나별 보정된 신호를 합산하여 출력하는 제4단계;

   를 구비함을 특징으로 하는 방법.
2. 삭제
3. 청구항 1에 있어서,

   상기 4단계는,

   상기 처리후 수신신호 벡터 " y "의 상호상관 행렬 "

   

   "의 "최대 고유치에 대응하는 고유벡터를 가중치 벡터" w "로 사용함으로써, 상기 처리후 상기 수신신호 벡터 " y " 와 상기 가중치 벡터 " w "의 선형 조합 w ^H y 를 안테나 배열의 출력으로 하되, H는 Hermitian (Complex conjugate and transpose) 연산자인 것을 특징으로 하는 방법.
4. 청구항 1에 있어서,

   상기 후리에 변환을 위한 수신신호벡티는,

   각각의 채널에 대한 M개의 1-by-N 상기 수신신호 벡터 { x _i for i = 1, 2, …, M }를 구하기 위하여, N 개로 이루어진 각 안테나에서 수신된 신호를 1-to-M인 직병렬 변환하여 각 안테나 소자에서 수신되는 M개의 샘플 기간 동안마다 직-병렬 변환기 출력단에서 얻어지는 M개의 샐플 중 하나 이상의 샘플의 평균으로 구성된 M개의 1-by-N 벡터로 상기 수신신호 벡터 { x _i for i = 1, 2, …, M }를 획득하는 것을 특징으로 하는 방법.
5. 청구항 1, 3 및 4 중 어느 한 항에 있어서,

   M개의 채널이 다중 되어 있는 직교주파수분할다중 시스템에서 안테나별로 M개의 처리전 수신신호 벡터 { x _i for i = 1, 2, …, M }에 대응하는 안테나별 M개의 상기 처리후 수신신호 벡터 { y _i for i = 1, 2, …, M }는,

   각 안테나의 1-to-M인 직병렬 변환에 의해 얻어지는 M개의 수신샘플에 대하여 후리에 변환을 수행하여 M개의 샘플을 얻고 이 중 i번째 샘플을 각 안테나 소자로부터 취하여 총 N개의 안테나에서 얻어지는 i번째 샘플로 상기 i번째 채널을 위한 상기 처리후 수신신호 벡터 y _i 를 구하는 것을 특징으로 하는 방법.
6. 청구항 3에 있어서,

   상기 상호상관 행렬

   

   은,

   현재의 심볼 기간을 k번째 심볼 기간이라 하면,

   

   으로 하여 상기 상호상관 행렬의 값을 정하되, f는 미리 정한 0과 1 사이의 망각인자이며 k는 심볼 구간을 나타내는 인덱스이고, 매 심볼 구간에는 M개의 샘플이 포함됨을 특징으로 하는 방법.
7. 청구항 6에 있어서,

   상기 상호상관 행렬은,

   M개의 채널이 다중 되어 있는 직교주파수분할다중 시스템에서 매 k번째 심볼 구간 마다 각각의 i번째 채널을 위한 상기 상호상관 행렬을 구하되,

   매 i번째 채널에 대하여 (단, i = 1, 2, …, M) 미리 정한 상기 망각인자 f와 상기 처리후 수신신호 벡터y_i(k)를 이용하여

   

   으로 하여 상기 i번째 채널을 위한 상기 상호상관 행렬의 값을 정하는 것으로,

   초기상태에서

   

   는 모든 엔트리값이 "0" 으로 이루어진 행렬임을 특징으로 하는 방법.
8. 청구항 5에 있어서,

   상기 후리에 변환은,

   FFT에 의해 이루어지는 것을 특징으로 하는 방법.
9. 청구항 3에 있어서,

   상기 가중치 벡터는,

   

   의 수식을 만족하되, λ_MAX 는

   

   의 최대 고유치인 w (k)를 가중치로 정하는 것을 특징으로 하는 방법.
10. 청구항 3에 있어서,

    상기 가중치 벡터는,

    M개의 채널이 다중 되어 있는 직교주파수분할다중 통신 시스템에서 각의 i번째 채널에 대하여 매 k번째 심볼 구간 마다 상기 가중치를 구하되,

    

    의 수식을 만족하는 w _i (k) 를 상기 가중치로 정하며, λ_MAX 는

    

    의 최대 고유치인 것을 특징으로 하는 방법.
11. 청구항 3에 있어서,

    상기 가중치는 벡터,

    수신되는 신호의 시간축 또는 주파수 축을 따라 업데이트하는 것으로 특징으로 하는 방법.
12. 적응 배열 안테나를 이용하는 직교주파수분할다중 통신 시스템에서 신호대잡음비 혹은 신호대간섭과잡음비를 최대로 하는 신호처리 장치에 있어서,

    N개의 안테나 각각에 수신되는 직교주파수분할다중 신호를 병렬처리하여 M개의 처리전 수신신호벡터를 출력하는 직병렬 변환기;

    상기 직병렬 변환기에서 출력되는 신호를 입력으로 하여 후리에 변환을 수행 하는 N개의 후리에변환기;

    상기 후리에변환기 각각을 통해 출력되는 M개의 처리후 수신신호벡터와, 상기 직병렬 변환기에서 출력되는 M개의 처리전 수신신호벡터를 입력받아 해당하는 각각의 상호 상관 행렬을 연산하고, 상기 상호상관 행렬의 최대 고유치에 대응하는 고유벡터를 상기 각각의 안테나별 가중치로 출력하는 가중치연산기: 및,

    상기 가중치 연산기의 출력값과 상기 후리에변환기 출력값에 따른 안테나별 보정된 신호값을 더하여 최종 신호값을 획득하는 가산기;

    를 구비함을 특징으로 하는 장치.
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27. 적응 배열 안테나를 이용하는 직교주파수분할다중 통신 시스템에서 신호대잡음비 혹은 신호대간섭과잡음비를 최대로 하는 신호처리 장치에 있어서,

    N개의 안테나 각각에 수신되는 M개의 채널별 신호를 입력으로 하여 후리에 변환을 수행하는 N개의 후리에변환기;

    상기 후리에변환기에서 출력되는 값을 기 설정된 절차에 따라 순열을 변환하 는 순열변환기;

    상기 순열변환기에서 출력되는 M개의 출력값을 입력받아 해당하는 상호 상관 행렬을 연산하고, 상기 상호상관 행렬의 최대 고유치에 대응하는 고유벡터를 상기 각각의 안테나별 가중치로 출력하는 가중치연산기 및,

    상기 가중치 연산기에서 출력되는 가중치에 따라 안테나별 보정된 신호값을 더하여 최종 신호값을 획득하는 가산기

    를 구비함을 특징으로 하는장치.
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37. 적응 배열 안테나를 이용하는 직교주파수분할다중 통신 시스템에서 신호대잡음비 혹은 신호대간섭과잡음비를 최대로 하는 신호처리 장치에 있어서,

    N개의 안테나 각각에서 수신되는 신호를 병렬 변환하여 처리전 수신신호벡터를 출력하는 직병렬변환기;

    상기 직병렬변환기에서 출력되는 상기 처리전 수신신호 벡터를 입력으로 하여 후리에 변환을 수행하는 N개의 후리에변환기;

    상기 후리에변환기에서 출력되는 값을 기 설정된 절차에 따라 순열을 변환하는 순열변환기;

    상기 순열변환기에서 출력되는 M개의 출력값을 입력받아 해당하는 상호상관 행렬을 획득하고, 상기 직병렬변환기에서 출력되는 처리전 수신신호 벡터에 대한 상호상관 행렬을 획득하며, 상기 획득된 상호상관행렬의 최대 고유치에 대응하는 고유벡터를 상기 각각의 안테나별 가중치로 출력하는 가중치연산기; 및,

    상기 가중치 연산기에 따른 가중치에 따라 안테나별 보정된 신호값을 더하여 최종 신호값을 획득하는 가산기

    를 구비함을 특징으로 하는장치.
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