JP4620277B2 - チャネル推定を用いるクラスタ化されたｏｆｄｍ - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はチャネル推定に関し、より詳細にはクラスタ化されたＯＦＤＭの受信機におけるチャネル推定に関する。
【０００２】
【従来の技術】
直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）は、マルチパスフェージングに対して有効な技術として知られており、それゆえ広帯域のワイヤレスパケットデータのための有望な技術である。近年、広帯域の拡散性フェージングチャネルにインバンドダイバーシティ利得を与え、それによりシステム性能を改善するために、クラスタ化されたＯＦＤＭが提案されている。
【０００３】
高速のワイヤレスデータシステムにおけるクラスタ化されたＯＦＤＭの場合、各ユーザは、種々の周波数で配置されるいくつかのＯＦＤＭクラスタにアクセスする。これが、図１に示されており、広帯域ＯＦＤＭ信号は多くの重複していない、周波数のトーンのクラスタに分割され、各ユーザはいくつかのトーンのクラスタにアクセスする。例えば、図１の構成では、ユーザ１は第１、第５、第９および第１３のクラスタを利用する。ユーザ２、３および４は他のクラスタを利用する。送信機では、リードソロモン符号あるいはたたみ込み符号のような誤り訂正符号を用いて、周波数ダイバーシティを構成する。チャネル情報を用いない場合、コヒーレントな復調の代わりに差分復調を用いなければならず、信号対雑音比（ＳＮＲ）性能に３〜４ｄＢの損失が発生する。これは、「Robust channel estimation for OFDM systems with rapid dispersive fading Channels」というタイトルのY. (Geoffrey)Li、 L.J Cimini, Jr.およびN.R.Sollenbergerによる論文（IEEE Trans. On Comm., vol. 46, pp. 902-915, July 1998）に例示されており、その論文は参照して、本明細書に援用している。この引用文献は、チャネル推定を用いることが、クラスタ化されたＯＦＤＭが高性能を達成するのに望ましいことを示している。
【０００４】
従来のＯＦＤＭシステムでは、パイロット−シンボル系（pilot-symbol-aided）チャネル推定器、あるいは決定−指示（decision-directed）チャネル推定器を用いて情報を取得する。類似のパラメータ推定器を用いて、同一チャネル干渉を抑圧するためにアンテナアレイを備えるＯＦＤＭシステム用の最小平均二乗誤差ダイバーシティコンバイナ（ＭＭＳＥ−ＤＣ）のための係数を推定するか、あるいは空間−時間符号系の送信機ダイバーシティのデコーダによって必要とされるチャネル情報を推定する。
【０００５】
従来技術は、チャネル推定のための最適な変換が、チャネル周波数領域の相関行例の固有行列であることを示している。明らかに、最適変換は、環境とともに変動するチャネル遅延プロファイルに依存する。従来のＯＦＤＭシステムの場合、１００以上の隣接しているトーンが存在するため、最適変換の代わりに、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を用いて、エッジ効果を無視することができる。クラスタ化されたＯＦＤＭにおいて問題になるのは、各クラスタが、従来のＯＦＤＭよりも少ないトーンを多く含み、クラスタのエッジ上に存在するこれらのトーンが、各クラスタ内のトーンの全数のうちの大きな部分を構成することである。従って、クラスタ化されたＯＦＤＭにおいてチャネル推定器のためにＤＦＴが用いられる場合、エッジ効果は要求を満たさないほど大きくなる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
従って本発明の目的は、クラスタ化されたＯＦＤＭシステムにおいて、良好にチャネル推定可能な受信機を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
ＯＦＤＭ受信機は、各送信チャネル上で１つあるいは複数のアンテナに到達する到来信号を各ＦＦＴ素子に加え、ＦＦＴ素子の出力をフィルタリングし、フィルタリングされた信号を結合し、結合された信号を閾値素子に加えることにより実現される。フィルタパラメータは、時間および周波数の両方の領域におけるチャネルの周波数補正を用いて、ＦＦＴ素子によって発生した信号と、閾値素子の出力とに基づくチャネル推定値から生成される。最適チャネル推定器は、チャネルの周波数領域相関行列の固有行列を用いることを必要とし、その行列はチャネルの遅延プロファイルに依存する。本明細書に開示される原理によれば、矩形プロファイルあるいは指数関数的遅延プロファイルのような、遅延プロファイルの簡単な推定を用いることにより、より簡単に推定が実現される。
【０００８】
【発明の実施の形態】
ＯＦＤＭ信号は、シンボルのブロックを取り出し、そのブロックを逆ＦＦＴプロセスにかけることにより、送信機において構成される。その後その信号は送信され、ワイヤレスチャネル内を通って、受信機アンテナによって受信される。
【０００９】
ワイヤレスチャネルのインパルス応答の複素ベースバンド表現は以下のように記述することができる。
【数９】

ただし、τ_kはｋ番目の経路の遅延であり、γ_k（ｔ）は対応する複素振幅である。送信機と受信機との間の通信チャネルにおける標準的な時間変動に加えて、受信機が移動局である場合、移動局が移動することにより、通信環境に、ある変動が加わる。車で移動しているときのように、移動局が高速で移動するとき、それに応じて、通信環境も急激に変化する。従って、γ_k（ｔ）′は、平均電力
【数１０】

を有する広域検知定常（wide-sense stationary：ＷＳＳ）狭帯域複素ガウシャンプロセスであると見なすことができる。ただしσ′は、互いに独立している。
【００１０】
式（１）によって記述される時間変動ワイヤレスチャネルの時間ｔにおける周波数応答は以下のようになる。
【数１１】

式（２）に対応する、種々の時間および周波数における相関関数は以下のように表すことができる。
【数１２】

ｒ_H（Δｔ，Δｆ）は以下のように表すことができることも知られている。
【数１３】

【外１】

【数１４】

【００１１】
本明細書において開示される原理による受信機のブロック図が図２に示される。図示されるように、その受信機は２本のアンテナを備えるが、その構成は１つあるいは多数のアンテナを備えることができることを理解されたい。送信機によって他の場所で生成されたＯＦＤＭ信号は、アンテナ１１で受信され、ＦＦＴ１２に加えられる。ＦＦＴ１２の出力信号ｙ［１，ｎ，ｋ］は、ａ_n,kＨ［１，ｎ，ｋ］＋Ｗ_1,n,kに対応する。ただしａ_n,kは、ＯＦＤＭトーンｋで、時間ｎにおいて逆ＦＦＴプロセスを用いて送信機で符号化された信号であり、Ｈ［１，ｎ，ｋ］は、送信用アンテナと受信用アンテナ１１との間のチャネルの伝達関数に相当し、Ｗ_1,n,kは受信アンテナ１１において受信される雑音である。
【外２】

【００１２】
トレーニングシーケンスの間に、アンテナ１１および２１で受信され、それぞれＦＦＴ素子１２および２２に、さらにフィルタ１３および２３に加えられる信号は、ＡＵブロック３３からの信号と相互作用する。ＡＵブロック３３からの信号は、素子３１の出力を加えることから生じるのではなく、推定器ブロック３２にトレーニング信号を加えることから生じることに留意されたい。また素子１２、２２、１３、２３、３１、３２はよく知られている従来の素子であることにも留意されたい。
【００１３】
各アンテナｉに関しては、推定器３２は、ベクトルに関して表すことができる一組の推定値を発生する。
【数１５】

ＡＵ素子３３は、図３に示されるような、そのような各ベクトルの（すなわち各受信用アンテナの対して別々の）要素を処理する。ＡＵ素子３３は、時間および周波数の両方の領域における上記のチャネルの周波数領域相関を利用する。ユニタリ変換Ｕは周波数領域相関を利用し、一方、線形フィルタΦ（ｋ）は時間領域相関を利用する。
【外３】

【００１４】
【外４】

【００１５】
図３に示されるように、いくつかの遅延経路があまりにも弱く、計算が実行される場合に、その計算に信号に比べて大きな雑音成分と小さな信号成分とを伴うということを例示するために、２つのみのフィルタΦ（ｋ）が用いられる。そのような状況では、計算上の負荷が煩わしいために十分な利益は得られず、それゆえ、Ｋ個一組からなる全フィルタより少ない数のフィルタが用いられる（典型的には、Ｋ／４個のフィルタで十分であろう）。従って、例えば図３において、２つのみのフィルタが用いられ、以下の式が生成される
【数１６】

ちなみにその式を一般化すると以下のようになる。
【数１７】

【００１６】
図２の構成において用いられる最適変換行列Ｕ_optは、チャネルの周波数領域相関行列Ｒ_fの固有行列であり、Ｒ_fは以下のように定義される。
【数１８】

すなわち、
【数１９】

である。ただしＤは対角行列である。チャネルの周波数領域相関は、種々の環境の場合に異なる遅延プロファイルに依存する。それゆえ、推定のための最適変換あるいは推定のための原理を得ることは非常に難しい。セルラー電話に関連してしばしば起こる、変化する環境（例えば、セルラー電話が車内で用いられるとき）では特に難しい。
【００１７】
従来のＯＦＤＭの場合、性能の劣化を無視できるものとして、ユニタリ変換がＤＦＴによって置き換えられることが示されている。すなわち
【数２０】

である。しかしながら、小さなクラスタを有するクラスタ化されたＯＦＤＭの場合、エッジ上に存在するトーンは、クラスタ当たりのトーンの大きな部分を占める。それゆえ、上記のように、推定器においてＤＦＴが用いられる場合には、エッジ効果によって著しい性能劣化が生じるであろう。
【００１８】
一般に、特定の環境の遅延プロファイルは最初は知られていないが、非常に良好に変換が実行されるようにする、いくつかの適当なプロファイルを作成することができる。
【００１９】
良好な結果を提供する最も簡単な遅延プロファイルは矩形プロファイルであり、以下の式で表すことができる。
【数２１】

ただしτ_maxは最大遅延スパンの半分である。矩形遅延プロファイルの遅延スプレッドは、
【数２２】

である。周波数領域相関関数は以下の式により求めることができる。
【数２３】

ｒ_rec（Δｆ）に基づいて、矩形プロファイルのための最適変換Ｕ_recは、固有分解を用いて求めることができ、それはよく知られている技術である。
【００２０】
従って、式（１３）を用いることにより、Ｒ_f行列内の種々の要素が計算され、一旦その行列がわかれば、固有分解技術を用いることにより、行列Ｕ_recが与えられる。
【００２１】
良好な結果を提供する別のプロファイルは指数関数的遅延プロファイルであり、以下のように定義される。
【数２４】

【外５】

そのとき、周波数領域相関関数は以下のようになる。
【数２５】

それに基づいて、Ｕ_expは、上記のＵ_recと同じようにして求めることができる。
【００２２】
ここでそれぞれ矩形変換および指数関数的変換と呼ばれるＵ_recおよびＵ_expは、他のチャネルの遅延プロファイルに対して耐性があることが実験的に例証されている。この耐性は図４を見れば理解することができる。各遅延プロファイルは、各経路の平均電力と、遅延とによって規定されるので、種々の方向における平均電力を楕円で表すことができる。例えば、図４では、遅延プロファイルＩに対する各方向の平均電力は、固有ベクトルｖ₁、ｖ₂を用いて楕円体によって示すことができる。遅延プロファイルＩの各結果に対して、チャネルパラメータはα₁ｖ₁＋α₂ｖ₂によって表すことができる。ただしα₁、α₂は、時間変動するチャネルに対する時間変動である。遅延プロファイルＩの場合、Ｅ｜α₁｜²は、Ｅ｜α₂｜²より非常に大きいことを見ることができる。それゆえ、α₁ｖ₁だけでも、チャネル情報の良好な近似となる。ｖ₁およびｖ₂を用いて依然として、プロファイルＩＩのような他の遅延プロファイルを分解することができる。しかし、近似としてα₁ｖ₁だけを用いる場合には、誤差が非常に大きくなることに留意されたい。それゆえ、１つの遅延プロファイルに対する最適分解変換は、別の遅延プロファイルに対して必ずしも最適であるとは限らない。従って、ある一定の制限を有するが、全ての予想される遅延プロファイルに対して、必ずしも最良とは限らないが、良好な性能を有する分解変換を有することが望まれる。図面内の（ｕ₁，ｕ₂）変換は、まさに上で開示したＵ_recまたはＵ_expのように、そのような耐性のある変換である。
【００２３】
【発明の効果】
上記のように本発明によれは、クラスタ化されたＯＦＤＭシステムにおいて、良好にチャネル推定可能な受信機を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】クラスタ化されたＯＦＤＭを示す図である。
【図２】本発明の原理による受信機のブロック図である。
【図３】図２のＡＵブロック３３において実行される処理を示す図である。
【図４】本明細書において開示される原理の構成を説明する図である。
【符号の説明】
１１、２１ アンテナ
１２、２２ ＦＦＴ素子
１３、２３ フィルタ
３０ 素子
３１ 決定ブロック
３２ 推定器ブロック
３３ 推定増強ブロック
４１、４２、４３ 素子

Claims (7)

1. 受信機であって、
   各受信アンテナに応答する１つあるいは複数のＦＦＴ素子であって、ｉをＦＦＴ素子、ｎを時間、ｋをトーンとする場合に、チャネルｉ上でそれぞれ信号ｙ［ｉ，ｎ，ｋ］を発生する、該ＦＦＴ素子と、
   対応する１つあるいは複数のフィルタの組であって、それぞれ、信号
   

   

   を発生するために前記ＦＦＴ素子の対応する出力信号に応答する、該フィルタと、
   前記１つあるいは複数のフィルタの出力信号に応答するコンバイナと、
   前記コンバイナの出力信号に応答する閾値決定素子と、
   信号
   

   

   を発生するために、前記閾値決定素子の出力信号と、前記１つあるいは複数のＦＦＴ素子の全ての信号ｙ［ｉ，ｎ，ｋ］とに応答するチャネル推定器とを備え、前記チャネル推定器は、信号、
   

   

   を発生するための乗算要素と、信号、
   

   

   を発生するための行列乗算要素とを含み、
   行列Ｕの要素であるｕ_mnは、遅延関数
   

   

   の離散フーリエ変換に関係し、Ｍ_l（ｋ）は安定片側フーリエ変換
   

   

   であり、γ_i［ｎ］はチャネルｉの周波数応答の係数である受信機。
2. 前記行列Ｕは、前記チャネルの周波数領域相関関数の固有行列であり、前記遅延関数の前記離散フーリエ変換に関係する請求項１に記載の受信機。
3. 前記行列Ｕは、時間領域で打ち切られた遅延関数に関係する請求項１に記載の受信機。
4. 前記遅延関数は、前記チャネルの実際の遅延特性に関係しない請求項１に記載の受信機。
5. 前記遅延関数は任意に選択される請求項１に記載の受信機。
6. 前記遅延関数は、
   

   

   であるように選択される請求項１に記載の受信機。
7. 前記遅延関数は、
   

   

   であるように選択される請求項１に記載の受信機。

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