JP3559428B2 - 受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重方式（以下ＯＦＤＭ方式と称す）を採用した無線通信システムに用いられる受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、データや画像信号、ディジタル放送などの大容量の情報の無線伝送が必要とされている。そのためには、１６値ＱＡＭや６４ＱＡＭなどといった高効率の変調方式を用いることが必須となる。１６値ＱＡＭや６４ＱＡＭなどは振幅と位相の各々に情報が載せられる変調方式であり、この変調方式によって変調された信号は同期検波によって元のデータ系列に復調される。
【０００３】
一般的な無線通信システムでは、マルチパスなどの劣悪な伝搬環境によって信号波形の振幅及び位相に大きな歪みが生じる。
【０００４】
このような信号波形の電波を受信装置で受信し、その受信信号をそのまま用いて同期検波を行うと、元のデータ系列とは全く異なる受信データ系列を得る結果となる。
【０００５】
そこで、マルチパスなどの影響を受けた電波から同期検波を行うためには、振幅歪みおよび位相歪みなどの歪み補償を行う歪み補償手段を受信装置に設けておく必要がある。
【０００６】
ここで、マルチキャリア伝送方式の一つである直交周波数分割多重方式（以下ＯＦＤＭ方式と称す）を採用した無線通信システムにおいて歪み補償手段を備えた従来の受信装置について説明する。
【０００７】
ＯＦＤＭ方式の場合、直交周波数分割多重信号、つまりＯＦＤＭ信号の近接した複数のサブキャリア信号を利用して伝送路の周波数特性を求めることができる。 したがって、従来の無線通信システムでは、送信装置側から定期的に既知信号を乗せたサブキャリア信号を送信し、そのサブキャリア信号を受信装置が受信したときに各サブキャリアの伝送路応答を求め、ＯＦＤＭ信号の帯域内の伝送路応答を求めている。これら各サブキャリアの伝送路応答には受信装置内で生じた熱雑音なども含まれているため、求めた伝送路応答を周波数軸上でフィルタリングすることにより雑音成分を抑制して伝送路応答を真値に近づけ、歪み補償手段では、フィルタリング後の真値に近い伝送路応答を用いて受信信号の歪み補償を行い、それを復調して周波数特性のよい復調信号を得るようにしている。
【０００８】
ところで、この種の無線通信システムの受信装置は、近年、携帯型の移動端末として利用されることもあり、常に位置が固定されているとは限らず、移動中に電波を受信することもある。この移動受信では、伝搬環境が激しく変化するため、伝送路応答も大きく変化する。
【０００９】
そこで、従来は受信装置内に帯域幅の異なるいくつかのフィルタを設けておき、送信側で時間軸方向で相関の強い既知信号を定期的に送信してやり、その既知信号を受信装置が受信したときに適正なフィルタを選択的に利用して上記伝送路応答をフィルタリングすることが行われている。選択したフィルタの帯域幅が適正値より広い場合はフィルタリング後の伝送路応答に雑音が多く含まれ、狭い場合は伝送路の周波数特性が歪むことがありどちらの場合も優れた受信特性が得られないため、フィルタは帯域幅が適正なものを選択して利用することが望ましい。 しかしながら、移動受信を行う場合は伝搬環境が時事刻々と激しく変化するため、一度適正なフィルタを選択したとしても、その後の伝送路の状況変化により、利用するフィルタを選択し直さなければならない。また、受信装置を移動端末として利用する上では、携帯性を確保するという面から帯域幅の異なる多くのフィルタを装置内に設ける訳にもいかず選択利用にも限りがある。さらに既知信号は定期的とはいっても数シンボルおきに送信されることから、この数シンボルの間に伝搬環境が大きく変化した場合は利用しているフィルタの帯域が適正値から大きくずれる可能性もある。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
このように上述した従来の受信装置では、帯域幅の異なるいくつかのフィルタを設けておき、伝搬環境に応じて適正なフィルタを選択利用していたが、移動受信を行う場合は、伝搬環境が時事刻々と激しく変化するため、フィルタを選択利用するにも限界があり、安定した受信特性が得られなくなるという問題があった。 本発明はこのような課題を解決するためになされたもので、その第１の目的は伝搬環境が大きく変化した場合にも常に安定した受信特性を得ることのできる受信装置を提供することにある。
【００１１】
また、本発明の第２の目的は、既知信号の送信間隔を空けても伝送路応答を最適な帯域幅でフィルタリングすることのできる受信装置を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記した目的を達成するために、請求項１記載の発明の受信装置は、直交周波数分割多重された信号を受信する受信手段と、前記受信手段により受信された受信信号を周波数スペクトルに変換する第１の変換手段と、前記受信信号に対する参照用の参照周波数スペクトル信号を生成する参照周波数スペクトル信号生成手段と、前記第１の変換手段により変換された受信周波数スペクトル信号と前記参照周波数スペクトル信号生成手段により生成された参照周波数スペクトル信号とから伝送路応答を算出する伝送路応答算出手段と、前記伝送路応答算出手段により算出された伝送路応答を伝送路の時間応答に変換する第２の変換手段と、前記第２の変換手段により変換された伝送路の時間応答を用いてマルチパスによる遅延波の遅延時間を測定する遅延時間測定手段と、前記伝送路応答をフィルタリングする帯域幅を可変自在に設定可能であり、前記伝送路応答算出手段により算出された伝送路応答を設定された帯域幅でフィルタリングする帯域幅可変フィルタと、前記遅延時間測定手段により測定された遅延波の遅延時間に応じて前記帯域幅可変フィルタの帯域幅を設定する帯域幅設定手段と、前記帯域幅可変フィルタによりフィルタリングされた伝送路応答を用い、前記第１の変換手段により変換された受信周波数スペクトル信号のマルチパスによる周波数軸方向の歪みを補償する歪み補償手段と、前記歪み補償手段により歪み補償された受信周波数スペクトル信号を用いてディジタルデータ系列を復調する復調手段とを具備している。
【００１３】
この請求項１記載の発明の場合、マルチパスで生じる遅延波の遅延時間を測定し、この測定された遅延時間に応じて帯域幅可変フィルタの帯域幅を変えるので、伝搬環境が大きく変化した場合でも、伝送路応答算出手段によって算出された伝送路応答を常に適正な帯域幅でフィルタリングすることができ、安定した受信特性を得ることができる。
【００１４】
請求項２記載の発明の受信装置は、直交周波数分割多重された信号を受信する受信手段と、前記受信信号に対する参照用の参照周波数スペクトル信号を生成する参照周波数スペクトル信号生成手段と、前記参照周波数スペクトル信号生成手段により生成された参照周波数スペクトル信号と前記受信信号を変換して得られた周波数スペクトル信号とから伝送路応答を算出する伝送路応答算出手段と、前記受信手段により受信された受信信号を周波数スペクトルに変換すると共に、前記伝送路応答算出手段により算出された伝送路応答を伝送路の時間応答に変換する変換手段と、前記変換手段に対する信号の入出力を切り替える信号切替手段と、前記変換手段により変換され前記信号切替手段から出力された伝送路の時間応答を用いてマルチパスによる遅延波の遅延時間を測定する遅延時間測定手段と、前記伝送路応答をフィルタリングする帯域幅を可変自在に設定可能であり、前記伝送路応答算出手段により算出された伝送路応答を設定された帯域幅でフィルタリングする帯域幅可変フィルタと、前記遅延時間測定手段により測定された遅延波の遅延時間に応じて前記帯域幅可変フィルタの帯域幅を設定する帯域幅設定手段と、前記帯域幅可変フィルタによりフィルタリングされた伝送路応答を用い、前記変換手段により変換され前記信号切替手段から出力された受信周波数スペクトル信号のマルチパスによる周波数軸方向の歪みを補償する歪み補償手段と、前記歪み補償手段により歪み補償された受信周波数スペクトル信号を用いてディジタルデータ系列を復調する復調手段とを具備している。
【００１５】
この請求項２記載の発明の場合、変換手段は、受信手段により受信された受信信号を周波数スペクトルに変換すると共に、伝送路応答算出手段により算出された伝送路応答を伝送路の時間応答に変換するので、信号切替手段で変換手段への入出力信号を切り替えることにより請求項１記載の発明と同様に動作させることができる。
【００１６】
すなわち、第１の変換手段と第２の変換手段とを一体化した変換手段と、この変換手段への入出力信号を切り替える信号切替手段とを設けたことにより上記請求項１記載の発明と同様に動作すると共に、上記請求項１記載の発明の受信装置よりも構成を簡素化することができる。
【００１７】
請求項３記載の発明の受信装置は、請求項１記載の受信装置において、前記復調手段により復調された復調信号を再変調して再変調信号を出力する変調手段と、前記変調手段から出力された再変調信号と前記参照周波数スペクトル信号生成手段により生成された参照周波数スペクトル信号とを切り替えて前記伝送路応答算出手段へ出力する信号切替手段と、前記第１の変換手段から前記伝送路応答算出手段への受信周波数スペクトル信号を遅延させる遅延手段とを具備している。
【００１８】
この請求項３記載の発明の場合、初めに既知信号が受信信号として受信されると、信号切替手段は参照周波数スペクトル信号を伝送路応答算出手段へ出力し上記発明と同様に信号処理されて復調手段で復調される。復調手段により復調された復調信号は変調手段が再び変調して再変調信号を信号切替手段へ出力し、信号切替手段は今度は再変調信号を伝送路応答算出手段へ出力する。すると、伝送路応答算出手段には、再変調信号と第１の変換手段からの遅延された受信周波数スペクトル信号とが入力されて伝送路応答が算出されるようになる。
【００１９】
これにより、従来、同期捕捉などのために送信していた時間軸方向で相関の強い既知シンボルを初めの１回だけ受信装置で受信すれば、後は復調信号からのフィードバックで直前に得たデータから伝送路応答を算出できるようになり、以降、相関値の算出が不要となるばかりか、送信側から既知シンボルを送信することも不要になる。また必要であれば、従来よりも広い間隔で既知シンボルを送信すれば、復調誤差からくる精度のずれを補正することができる。この結果、既知信号の送信間隔を空けても伝送路応答を最適な帯域幅でフィルタリングすることができるようになる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
【００２３】
図１は本発明の受信装置に係る第１実施形態のＯＦＤΜ受信装置の構成を示すブロック図である。このＯＦＤΜ受信装置は、受信参照シンボルと送信参照シンボルとから算出される伝送路応答を周波数軸方向にフィルタリングしフィルタリングされた伝送路応答で受信シンボルの歪みを補償する同期検波ＯＦＤＭ受信装置である。
【００２４】
同図に示すように、このＯＦＤΜ受信装置は、アンテナ１を介して直交周波数分割多重された信号（ＯＦＤΜシンボル）を受信する受信部２と、受信部２により受信された受信信号を周波数スペクトル（データシンボルや既知の参照シンボルなど）に変換する第１の変換手段としての高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）４と、受信信号が参照シンボル（既知信号）であったとき、その参照シンボルに対する参照周波数スペクトル信号、つまり送信参照シンボルを生成する参照周波数スペクトル信号生成手段としての送信参照シンボル生成部３と、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）４により変換された参照シンボルなどと送信参照シンボル生成部３から出力された送信参照シンボルとから伝送路応答を算出する伝送路応答算出部５と、この伝送路応答算出部５により算出された伝送路応答を伝送路の時間応答（希望波の到着時刻とその希望波から遅延して受信された遅延波の到着時刻など）に変換する第２の変換手段としての高速逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）６と、この高速逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）６により変換された伝送路の時間応答を用いてマルチパスによる遅延波の遅延時間を測定する遅延時間測定部７と、上記伝送路応答をフィルタリングする帯域幅を可変自在に設定可能であり、伝送路応答算出部５により算出された伝送路応答を、設定された帯域幅でフィルタリングする帯域幅可変フィルタ９と、遅延時間測定部７により測定された遅延波の遅延時間に応じて帯域幅可変フィルタ９の帯域幅を設定する帯域幅設定部８と、帯域幅可変フィルタ９によりフィルタリングされた伝送路応答を用いて、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）４により変換された受信信号のマルチパスによる周波数軸方向の歪みを補償する歪み補償部１０と、この歪み補償部１０により歪み補償された受信信号を用いてディジタルデータ系列を復調する復調部１１などから構成されている。
【００２５】
この第１実施形態のＯＦＤΜ受信装置の場合、アンテナ１で受信されたＯＦＤＭシンボルは、受信部２により受信信号処理が行われ、高速フーリエ変換部４で高速フーリエ変換（ＦＦＴ）されて周波数スペクトル信号に変換される。
【００２６】
ここで、送信側から所定周期で送られてくる既知の参照シンボルを受信した場合、伝送路応答算出部５では、受信参照シンボルの周波数スペクトル信号と、送信参照シンボル生成部３で生成された送信参照シンボルの周波数スペクトル信号を用いて伝送路応答を算出し、算出した伝送路応答を高速逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）６へ出力する。
【００２７】
高速逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）６に伝送路応答が入力されると、高速逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）６では、伝送路応答が高速逆フーリエ変換されて、伝送路の時間応答が得られ、時間応答測定部７に出力される。
【００２８】
時間応答測定部７では、伝送路の時間応答から、マルチパスによる遅延波の遅延時間を測定する。帯域幅設定部８は、時間応答測定部７の遅延時間出力を用いて、帯域幅可変フィルタ９の帯域幅を適正値に設定する。
【００２９】
また、伝送路応答算出部５で算出された伝送路応答には雑音成分が含まれているため、伝送路応答算出部５から帯域幅可変フィルタ９に伝送路応答が出力される。帯域幅可変フィルタ９に伝送路応答が入力されると、伝送路応答は上記帯域幅設定部８によって設定された帯域幅で周波数軸方向にフィルタリングされ、伝送路応答に含まれていた雑音成分が抑制される。
【００３０】
一方、受信部２において、参照シンボルではなく、データシンボルを受信した場合、高速フーリエ変換部４はデータシンボルを周波数スペクトルに変換し、歪み補償部１０は、フィルタ８で出力されるフィルタリング後の伝送路応答と、高速フーリエ変換部４で出力されるデータシンボルの周波数スペクトル信号を用いて受信データシンボルの周波数軸方向の歪みを補償する。歪み補償部１０で歪み補償が行われたデータシンボルは、復調部１１によってディジタルデータ系列に復調される。
【００３１】
このようにこの第１実施形態のＯＦＤＭ受信装置によれば、マルチパスで生じた遅延波の遅延時間を測定し、この測定された遅延時間に応じて帯域幅可変フィルタ９の帯域幅を変えるので、伝搬環境が大きく変化した場合でも、帯域幅可変フィルタ９では、伝送路応答算出部５から入力される伝送路応答を常に適正な帯域幅でフィルタリングすることができ、安定した受信特性を得ることができる。また雑音が抑制された伝送路応答から遅延時間を測定するので遅延時間の測定精度を向上することができる。
次に、図２を参照して本発明に係る第２実施形態の受信装置について説明する。 図２は図１の高速フーリエ変換部４と高速逆フーリエ変換部６とを一体化し高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３としたＯＦＤＭ受信装置の一例を示すブロック図である。
【００３２】
一般に、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）と逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）はその処理形態、つまりアルゴリズムがほぼ等しいため上記第１実施形態に示した高速フーリエ変換部４と高速逆フーリエ変換部６とを同じ回路構成として実現できる。したがって、この第２実施形態のＯＦＤＭ受信装置は、高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３の入力端と出力端とにそれぞれ切替部１２−１、１２−２を接続して、受信部２から出力された信号が切替部１２−１を介して高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３に入力された場合、高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３がＦＦＴを行い、この変換結果を切替部１２−２が伝送路応答算出部５または歪み補償部１０へ切替出力し、伝送路応答算出部５から出力された信号が切替部１２−１を介して高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３に入力された場合、高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３がＩＦＦＴを行い、この変換結果を切替部１２−２が時間応答測定部７へ出力するよう構成されている。
【００３３】
この第２実施形態のＯＦＤＭ受信装置の場合、アンテナ１で受信されたＯＦＤＭシンボルは、受信部２により受信信号処理が行われ、切替部１２−１を経由し、高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３に入力される。高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３は、高速フーリエ変換によって受信シンボルを周波数スペクトル信号に変換する。
【００３４】
ここで、受信シンボルが例えば既知参照シンボルであった場合、高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３の出力は、切替部１２−２を通過して伝送路応答算出部５に入力される。伝送路応答算出部５では、切替部１２−２から得られた受信既知参照シンボルの周波数スペクトルと、送信参照シンボル生成部３で生成された送信既知参照シンボルの周波数スペクトルとを用いて、伝送路応答を算出する。算出された伝送路応答は帯域幅可変フィルタ９でフィルタリングされ、雑音が抑圧される。伝送路応答算出部５の出力は、切替部１２−１を経由して高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３に入力される。
【００３５】
すると、高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３では、入力された伝送路応答が逆フーリエ変換されて伝送路の時間応答に変換される。この変換された伝送路の時間応答は、切替部１２−２を経由して時間応答測定部７に入力され、時間応答測定部７により遅延波の遅延時間が測定され、遅延時間が帯域幅設定部８に出力される。
【００３６】
帯域幅設定部８は、時間応答測定部７から入力された遅延時間に応じて帯域幅可変フィルタ９の適切な帯域幅を設定する。
【００３７】
一方、受信部２によってデータシンボルが受信されると、受信部２の出力は切替部１２−１を経由して高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３に入力され、高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３により高速フーリエ変換される。この高速フーリエ変換によって得られたデータシンボルの周波数スペクトルは切替部１２−２を経由して歪み補償部１０に入力される。歪み補償部１０では、帯域幅可変フィルタ９から出力されたフィルタリング後の伝送路応答を用いて切替部１２−２から出力されてきたデータシンボルの周波数軸方向の歪みを補償する。歪み補償後のデータシンボルの周波数スペクトルは、復調部１１によって復調されてディジタルデータ系列に変換される。
【００３８】
このようにこの第２実施形態のＯＦＤＭ受信装置によれば、高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３が、受信部２により受信された受信信号を周波数スペクトルに変換すると共に、伝送路応答算出部５により算出された伝送路応答を伝送路の時間応答に変換するので、その前段に配置した切替部１２−１とその後段に配置した切替部１２−２とで高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３への入出力信号を切り替えることにより上記第１実施形態と同様に動作させることができる。
【００３９】
すなわち、上記第１実施形態では、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）４と高速逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）６とを分離して構成していたが、これらを一体化することにより、上記第１実施形態と同様の効果が得られると共に、上記第１実施形態よりも装置内の構成を簡素化することができる。
【００４０】
ＦＦＴやＩＦＦＴは、ほぼ同じアルゴリズムでデータを変換する処理なので、単体の高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）４の容量を１、単体の高速逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）６の容量を１とし、互いを併せて容量が２であったものが、高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３として一体化したことにより、単体時のほぼ１倍程度の容量でパッケージングすることができる。
【００４１】
次に、図３を参照して本発明の受信装置に係る第３実施形態のＯＦＤΜ受信装置について説明する。図３はこの第３実施形態のＯＦＤΜ受信装置の構成を示すブロック図である。
【００４２】
同図に示すように、この第３実施形態のＯＦＤΜ受信装置は、上記第１実施形態の構成に、さらに、復調部１１で復調したデータ系列を再変調しフィードバックする変調部１５と、変調部１５からフィードバックされた変調信号と送信参照シンボル生成部３で生成された送信参照シンボルとを切り替えて伝送路応答算出部５へ出力する切替部１２−３と、この切替部１２−３から出力される信号が再変調信号のときに遅延させた高速フーリエ変換部４の出力を伝送路応答算出部５に入力する遅延部１４とから構成されている。
【００４３】
この第３実施形態のＯＦＤΜ受信装置の場合、アンテナ１で受信されたＯＦＤＭシンボルは、受信部２により受信信号処理が行われ、高速フーリエ変換部４で高速フーリエ変換（ＦＦＴ）されることにより、周波数スペクトル信号に変換される。高速フーリエ変換部４の出力は、遅延部１４で１シンボル分遅延され、伝送路応答算出部５に入力される。
【００４４】
例えば受信したＯＦＤＭシンボルが既知の参照シンボルであった場合、送信参照シンボル生成部３は送信参照シンボルの周波数スペクトル信号を生成して出力する。伝送路応答算出部５は、受信参照シンボルの周波数スペクトル信号と、切換部１２−３を通って伝送路応答算出部５に入力される送信参照シンボルの周波数スペクトル信号とを用いて伝送路応答を算出する。算出した伝送路応答には雑音成分が含まれているため、帯域幅可変フィルタ９によって周波数軸方向にフィルタリングされる。フィルタリングされた伝送路応答は、逆フーリエ変換部６で逆フーリエ変換され、時間応答に変換される。
【００４５】
帯域幅可変フィルタ９によってフィルタリングされた後の伝送路応答は雑音成分が抑圧されているため、フィルタリング後の伝送路応答のＩＦＦＴ結果を用いて遅延時間を測定する方がフィルタリング前の伝送路応答のＩＦＦＴ結果を用いるよりも遅延時間の測定精度が向上する。
【００４６】
時間応答測定部７では、伝送路の時間応答から、マルチパスによる遅延波の遅延時間を測定する。帯域幅設定部８は、測定された遅延時間を用いて、帯域幅可変フィルタ９の帯域幅を適正値に設定する。この帯域幅は、現時刻の受信シンボルから算出される伝送路応答のフィルタリングに用いても良く、次のシンボルから算出される伝送路応答をフィルタリングするときに用いても良い。この場合、先頭シンボルの伝送路応答をフィルタリングするとき、まだ帯域幅可変フィルタ９の帯域は適正値に設定されていないので、予め所定の値に設定しておく。先頭シンボルの伝送路応答をフィルタリングする帯域幅可変フィルタ９の帯域幅は、例えば予想される最大遅延時間から設定しておいても良く、また若干大きめに設定しておいても良い。また先頭シンボルの伝送路応答についてはフィルタリングしなくても良い。
【００４７】
なおこの第３実施形態では、帯域幅可変フィルタ９の出力を高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）する場合について説明したが、図１または図２のＯＦＤＭ受信装置のように、伝送路応答算出部５の出力を高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）してもよい。
【００４８】
一方、受信部２によって受信されたＯＦＤＭシンボルがデータシンボルであった場合、高速フーリエ変換部４はデータシンボルを周波数スペクトル信号に変換し、歪み補償部１０は帯域幅可変フィルタ９で出力されるフィルタリング後の伝送路応答と、高速フーリエ変換部４で出力されるデータシンボルの周波数スペクトル信号を用いて受信データシンボルの周波数軸方向の歪みを補償する。歪み補償部１０で歪みを補償されたデータシンボルは復調部１１によってディジタルデータ系列に復調される。復調部１１で得られたディジタルデータ系列は、変調部１５で再変調されて切替部１２−３を経由して伝送路応答算出部５に入力される。高速フーリエ変換部４でＩＦＦＴされた受信データシンボルは、遅延部１４で一シンボル分遅延した後、伝送路応答算出部５に入力される。伝送路応答算出部５は、切替部１２−３の出力と、遅延部１４の出力とを用いて、再び伝送路応答を算出する。算出された伝送路応答は適正値に設定された帯域幅可変フィルタ９でフィルタリングされ、次のシンボルの歪み補償に用いられる。このようにデータシンボルを受信した場合は、一時刻前のシンボルから得られた伝送路応答を用いて歪みを補償することができる。また現在の時刻のシンボルから得られた伝送路応答を用いて歪みを補償することも可能であるが、この場合、受信信号をディジタルデータ系列に復調するまでの時間が長くなる。
【００４９】
帯域幅可変フィルタ９の出力は、逆フーリエ変換部６でＩＦＦＴされ、時間応答測定部７で遅延波の遅延時間が測定され、その測定された遅延時間が測定結果として帯域幅設定部８に出力される。帯域幅設定部８は、時間応答測定部７から測定結果が入力されると、入力された遅延時間の値に応じて帯域幅可変フィルタ９の帯域幅の再設定を行う。これにより遅延時間が測定されるたびに帯域幅可変フィルタ９の帯域幅が更新（再設定）されることになる。
【００５０】
このようにこの第３実施形態のＯＦＤＭ受信装置によれば、受信されたＯＦＤＭシンボルのうち、既知の参照シンボルを受信した場合だけでなく、データシンボルを受信した場合でも遅延波の遅延時間に応じて帯域幅可変フィルタ９の帯域幅が再設定されるので、伝送路応答に時間変動があるような場合でも帯域幅可変フィルタ９の帯域幅を常に適正値に設定することができる。つまり、送信側から既知信号が受信されない間に伝搬環境が大きく変化した場合でも、直前に得たデータによって遅延波の遅延時間を測定し続けることができ、帯域幅可変フィルタ９の帯域幅を常に適正な値に設定することができる。
【００５１】
図４は計算機シミュレーションで求めたＦＦＴ規模２５６，シンボル長 １［ｍｓｅｃ］のＯＦＤＭシンボルに対する伝送路応答を示す図である。伝送路はＥｂ ／Ｎｏ ＝１０［ ｄＢ］の３波モデルであり、遅延波の遅延時間はそれぞれ１０［μｓｅｃ ］、５０［μｓｅｃ ］、Ｄ／Ｕはそれぞれ ０［ ｄΒ］、 ５［ ｄΒ］である。
【００５２】
この図４より伝送路応答算出部５の出力には、雑音が付加されているため細かい凹凸がみられることが分かる。伝送路応答算出部５の出力を、フィルタリングして得られた伝送路応答は、雑音成分が抑圧されており、伝送路応答の真値に近付く。
ＯＦＤＭのサブキャリア間隔をＷ［Ｈｚ］、フィルタの時間領域での片側帯域幅をＢ［１／Ｈｚ］とする。フィルタの時間領域の正規化帯域幅を、シンボル長１／Ｗに対する時間領域の片側帯域幅と定義すると、正規化帯域幅はＢＷで表される。この図４では、伝送路応答のフィルタリングにΒＷ＝０．０８、タップ長６４の低域通過ロールオフフィルタを用いている。帯域幅の設定には、伝送路応答のＩＦＦＴ結果が用いられる。
【００５３】
図５は図４の伝送路応答算出部５の出力を規模２５６ の高速逆フーリエ変換部６でＩＦＦＴして得られた伝送路の時間応答を示す図である。
【００５４】
同図に示すように、シンボル長 １［ｍｓｅｃ］（サブキャリア間隔１［ＫＨｚ ］）の信号をＩＦＦＴしているので、ＩＦＦＴ後の信号のサンプリング間隔は １／２５６
［ｍｓｅｃ］となる。
【００５５】
この図５の受信電力スペクトルには、 １２９番目、 １３１番目、 １４１番目のサンプリング時刻にそれぞれピークが存在するが、 １２９番目のサンプリング時刻のピークは所望信号によるもので、 １３１番目、 １４１番目のサンプリング時刻のピークは遅延波によるものである。 １３１番目のピークと所望波のピークの間は ２サンプル、 １４１番目のピークと所望波のピークの間は１２サンプル分の時間が空いており、これはそれぞれ約 ７．８［μｓｅｃ ］、４６．９［μｓｅｃ ］に相当する。実際の遅延時間はそれぞれ１０［μｓｅｃ ］、５０［μｓｅｃ ］であるので、ピーク間隔の時間にほぼ一致し、伝送路応答のＩＦＦＴにより、遅延波の遅延時間が測定できることが確認できる。ここでは、サンプリング間隔は １／２５６［ｍｓｅｃ］であったが、サンプリング間隔を狭めると、遅延時間測定の精度が向上する。また、ピーク値を読みとることにより、到着した受信信号の電力値がわかる。電力の高い遅延波が伝送路応答の形成に大きく影響するので、電力が大きい遅延波の遅延時間を測定することによって、フィルタの帯域幅を決定すると良い。
【００５６】
図６は横軸を正規化帯域幅ΒＷとしたときの、図１の受信装置のビット誤り率特性を示す図である。
【００５７】
伝送路は、遅延時間１０［μｓｅｃ ］、Ｄ／Ｕ＝ ０［ ｄΒ］の第一の２波モデル、遅延時間５０［μｓｅｃ ］、Ｄ／Ｕ＝ ５［ ｄＢ］の第二の２波モデル、二つの遅延波の遅延時間がそれぞれ１０［μｓｅｃ ］、５０［μｓｅｃ ］、Ｄ／Ｕがそれぞれ ０［ ｄＢ］、 ５［ ｄＢ］の３波モデルの３種類であり、それぞれＥｂ ／Ｎｏ ＝１０［ ｄＢ］である。帯域幅可変フィルタ９は６４タップのロールオフフィルタを用いている。この図６より３波モデルでビット誤り率が最適となるのは帯域幅ΒＷ＝０．０７であり、第二の２波モデルで最適となる帯域幅０．０８とほぼ等しいことから、複数の遅延波が存在する場合、最大の遅延時間から帯域幅を設定すれば良いことが分かる。但し受信電力が低い遅延波は、伝送路の形成にほとんど影響しないので、受信電力が大きい遅延波の中から最大の遅延時間を測定し、測定した最大遅延時間から帯域幅を設定すると良い。
【００５８】
次に、図７を参照して本発明に係る第４実施形態の受信装置について説明する。 図７は本発明に係る第４実施形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。
【００５９】
この第４実施形態のＯＦＤＭ受信装置は、伝送路応答をＩＦＦＴして得られた所望波及び遅延波の到着時刻とそれぞれの受信電力とを受信部２で行われる同期捕捉などの受信信号処理に用いるために受信信号を測定する受信信号測定部７０が設けられている。
【００６０】
この第４実施形態のＯＦＤＭ受信装置の場合、アンテナ１で受信されたＯＦＤＭシンボルは、受信部２により受信信号処理が行われ、高速フーリエ変換部４でＦＦＴされることにより、周波数スペクトル信号に変換される。既知の参照シンボルを受信した場合、伝送路応答算出部５は、受信参照シンボルの周波数スペクトル信号と送信参照シンボル生成部３で生成された送信参照シンボルの周波数スペクトル信号を用いて伝送路応答を算出する。算出した伝送路応答には雑音成分が含まれているため、帯域幅可変フィルタ９によって周波数軸方向にフィルタリングされる。
【００６１】
また伝送路応答算出部５により算出された伝送路応答は、高速逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）６でＩＦＦＴされ、伝送路の時間応答、つまり所望波及び遅延波の到着時刻が得られる。
【００６２】
これら所望波及び遅延波の時刻から受信信号測定部７０が遅延波の遅延時間と、それぞれの受信電力値を測定し受信部２へフィードバックする。受信部２では、受信信号測定部７０から入力された遅延波の遅延時間や所望波及び遅延波の受信電力値を用いて同期補足などの受信信号処理を行う。
【００６３】
このようにこの第４実施形態の受信装置によれば、高速逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）６でＩＦＦＴされて得られた伝送路の時間応答から所望波が到着してから遅延波が到着するまでの遅延時間と所望波及び遅延波のそれぞれの受信電力値とを測定することにより、測定結果を上記第１〜３実施形態とは異なる用途、例えば受信部２での同期補足などに利用することができる。
【００６４】
【発明の効果】
以上説明したように請求項１記載の発明によれば、マルチパスで生じる遅延波の遅延時間を測定し、この測定された遅延時間に応じて帯域幅可変フィルタの帯域幅を変えるので、伝搬環境が大きく変化した場合でも、伝送路応答算出手段によって算出された伝送路応答を常に適正な帯域幅でフィルタリングすることができ、安定した受信特性を得ることができる。また雑音が抑制された伝送路応答から遅延時間を測定するので遅延時間の測定精度を向上することができる。
【００６５】
また請求項２記載の発明によれば、第１の変換手段と第２の変換手段とを一体化した変換手段と、この変換手段への入出力信号を切り替える信号切替手段とを設けたことにより受信装置の構成を簡素化することができる。
【００６６】
請求項３記載の発明によれば、送信側で既知信号を送信しない間に伝搬環境が大きく変化する場合でも、受信装置自身が得たデータによって遅延波の遅延時間を測定し続けることができる。したがって、従来、同期捕捉などのために送信していた時間軸方向で相関の強いシンボル、つまり既知信号を従来よりも広い間隔を空けてまたは初めの１回のみ送信すればよくなる。この結果、既知信号の送信間隔を空けても伝送路応答を最適な帯域幅でフィルタリングすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る第１実施形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図。
【図２】本発明に係る第２の実施形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図。
【図３】本発明に係る第３の実施形態のＯＦＤΜ受信装置の構成を示すブロック図。
【図４】同実施形態におけるＯＦＤＭ受信装置の伝送路応答特性を示す図。
【図５】同実施形態におけるＯＦＤＭ受信装置の伝送路応答の逆フーリエ変換結果を示す図。
【図６】同実施形態におけるＯＦＤＭ受信装置のビット誤り率特性を示す図。
【図７】本発明に係る第４実施形態のＯＦＤΜ受信装置の構成を示すブロック図。
【符号の説明】
１…受信アンテナ、２…受信部、３…送信参照シンボル生成部、４…高速フーリエ変換部、５…伝送路応答算出部、６…高速逆フーリエ変換部、７…時間応答測定部、８…帯域幅設定部、９…フィルタ、１０…歪み補償部、１１…復調部、１２−１、１２−２、１２−３…切替部、１３…変調部、１４…遅延部、１５…変調部。
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重方式（以下ＯＦＤＭ方式と称す）を採用した無線通信システムに用いられる受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、データや画像信号、ディジタル放送などの大容量の情報の無線伝送が必要とされている。そのためには、１６値ＱＡＭや６４ＱＡＭなどといった高効率の変調方式を用いることが必須となる。１６値ＱＡＭや６４ＱＡＭなどは振幅と位相の各々に情報が載せられる変調方式であり、この変調方式によって変調された信号は同期検波によって元のデータ系列に復調される。
【０００３】
一般的な無線通信システムでは、マルチパスなどの劣悪な伝搬環境によって信号波形の振幅及び位相に大きな歪みが生じる。
【０００４】
このような信号波形の電波を受信装置で受信し、その受信信号をそのまま用いて同期検波を行うと、元のデータ系列とは全く異なる受信データ系列を得る結果となる。
【０００５】
そこで、マルチパスなどの影響を受けた電波から同期検波を行うためには、振幅歪みおよび位相歪みなどの歪み補償を行う歪み補償手段を受信装置に設けておく必要がある。
【０００６】
ここで、マルチキャリア伝送方式の一つである直交周波数分割多重方式（以下ＯＦＤＭ方式と称す）を採用した無線通信システムにおいて歪み補償手段を備えた従来の受信装置について説明する。
【０００７】
ＯＦＤＭ方式の場合、直交周波数分割多重信号、つまりＯＦＤＭ信号の近接した複数のサブキャリア信号を利用して伝送路の周波数特性を求めることができる。 したがって、従来の無線通信システムでは、送信装置側から定期的に既知信号を乗せたサブキャリア信号を送信し、そのサブキャリア信号を受信装置が受信したときに各サブキャリアの伝送路応答を求め、ＯＦＤＭ信号の帯域内の伝送路応答を求めている。これら各サブキャリアの伝送路応答には受信装置内で生じた熱雑音なども含まれているため、求めた伝送路応答を周波数軸上でフィルタリングすることにより雑音成分を抑制して伝送路応答を真値に近づけ、歪み補償手段では、フィルタリング後の真値に近い伝送路応答を用いて受信信号の歪み補償を行い、それを復調して周波数特性のよい復調信号を得るようにしている。
【０００８】
ところで、この種の無線通信システムの受信装置は、近年、携帯型の移動端末として利用されることもあり、常に位置が固定されているとは限らず、移動中に電波を受信することもある。この移動受信では、伝搬環境が激しく変化するため、伝送路応答も大きく変化する。
【０００９】
そこで、従来は受信装置内に帯域幅の異なるいくつかのフィルタを設けておき、送信側で時間軸方向で相関の強い既知信号を定期的に送信してやり、その既知信号を受信装置が受信したときに適正なフィルタを選択的に利用して上記伝送路応答をフィルタリングすることが行われている。選択したフィルタの帯域幅が適正値より広い場合はフィルタリング後の伝送路応答に雑音が多く含まれ、狭い場合は伝送路の周波数特性が歪むことがありどちらの場合も優れた受信特性が得られないため、フィルタは帯域幅が適正なものを選択して利用することが望ましい。 しかしながら、移動受信を行う場合は伝搬環境が時事刻々と激しく変化するため、一度適正なフィルタを選択したとしても、その後の伝送路の状況変化により、利用するフィルタを選択し直さなければならない。また、受信装置を移動端末として利用する上では、携帯性を確保するという面から帯域幅の異なる多くのフィルタを装置内に設ける訳にもいかず選択利用にも限りがある。さらに既知信号は定期的とはいっても数シンボルおきに送信されることから、この数シンボルの間に伝搬環境が大きく変化した場合は利用しているフィルタの帯域が適正値から大きくずれる可能性もある。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
このように上述した従来の受信装置では、帯域幅の異なるいくつかのフィルタを設けておき、伝搬環境に応じて適正なフィルタを選択利用していたが、移動受信を行う場合は、伝搬環境が時事刻々と激しく変化するため、フィルタを選択利用するにも限界があり、安定した受信特性が得られなくなるという問題があった。 本発明はこのような課題を解決するためになされたもので、その第１の目的は伝搬環境が大きく変化した場合にも常に安定した受信特性を得ることのできる受信装置を提供することにある。
【００１１】
また、本発明の第２の目的は、既知信号の送信間隔を空けても伝送路応答を最適な帯域幅でフィルタリングすることのできる受信装置を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記した目的を達成するために、請求項１記載の発明の受信装置は、直交周波数分割多重された信号を受信する受信手段と、前記受信手段により受信された受信信号を周波数スペクトルに変換する第１の変換手段と、前記受信信号に対する参照用の参照周波数スペクトル信号を生成する参照周波数スペクトル信号生成手段と、前記第１の変換手段により変換された受信周波数スペクトル信号と前記参照周波数スペクトル信号生成手段により生成された参照周波数スペクトル信号とから伝送路応答を算出する伝送路応答算出手段と、前記伝送路応答算出手段により算出された伝送路応答を伝送路の時間応答に変換する第２の変換手段と、前記第２の変換手段により変換された伝送路の時間応答を用いてマルチパスによる遅延波の遅延時間を測定する遅延時間測定手段と、前記伝送路応答をフィルタリングする帯域幅を可変自在に設定可能であり、前記伝送路応答算出手段により算出された伝送路応答を設定された帯域幅でフィルタリングする帯域幅可変フィルタと、前記遅延時間測定手段により測定された遅延波の遅延時間に応じて前記帯域幅可変フィルタの帯域幅を設定する帯域幅設定手段と、前記帯域幅可変フィルタによりフィルタリングされた伝送路応答を用い、前記第１の変換手段により変換された受信周波数スペクトル信号のマルチパスによる周波数軸方向の歪みを補償する歪み補償手段と、前記歪み補償手段により歪み補償された受信周波数スペクトル信号を用いてディジタルデータ系列を復調する復調手段とを具備している。
【００１３】
この請求項１記載の発明の場合、マルチパスで生じる遅延波の遅延時間を測定し、この測定された遅延時間に応じて帯域幅可変フィルタの帯域幅を変えるので、伝搬環境が大きく変化した場合でも、伝送路応答算出手段によって算出された伝送路応答を常に適正な帯域幅でフィルタリングすることができ、安定した受信特性を得ることができる。
【００１４】
請求項２記載の発明の受信装置は、直交周波数分割多重された信号を受信する受信手段と、前記受信信号に対する参照用の参照周波数スペクトル信号を生成する参照周波数スペクトル信号生成手段と、前記参照周波数スペクトル信号生成手段により生成された参照周波数スペクトル信号と前記受信信号を変換して得られた周波数スペクトル信号とから伝送路応答を算出する伝送路応答算出手段と、前記受信手段により受信された受信信号を周波数スペクトルに変換すると共に、前記伝送路応答算出手段により算出された伝送路応答を伝送路の時間応答に変換する変換手段と、前記変換手段に対する信号の入出力を切り替える信号切替手段と、前記変換手段により変換され前記信号切替手段から出力された伝送路の時間応答を用いてマルチパスによる遅延波の遅延時間を測定する遅延時間測定手段と、前記伝送路応答をフィルタリングする帯域幅を可変自在に設定可能であり、前記伝送路応答算出手段により算出された伝送路応答を設定された帯域幅でフィルタリングする帯域幅可変フィルタと、前記遅延時間測定手段により測定された遅延波の遅延時間に応じて前記帯域幅可変フィルタの帯域幅を設定する帯域幅設定手段と、前記帯域幅可変フィルタによりフィルタリングされた伝送路応答を用い、前記変換手段により変換され前記信号切替手段から出力された受信周波数スペクトル信号のマルチパスによる周波数軸方向の歪みを補償する歪み補償手段と、前記歪み補償手段により歪み補償された受信周波数スペクトル信号を用いてディジタルデータ系列を復調する復調手段とを具備している。
【００１５】
この請求項２記載の発明の場合、変換手段は、受信手段により受信された受信信号を周波数スペクトルに変換すると共に、伝送路応答算出手段により算出された伝送路応答を伝送路の時間応答に変換するので、信号切替手段で変換手段への入出力信号を切り替えることにより請求項１記載の発明と同様に動作させることができる。
【００１６】
すなわち、第１の変換手段と第２の変換手段とを一体化した変換手段と、この変換手段への入出力信号を切り替える信号切替手段とを設けたことにより上記請求項１記載の発明と同様に動作すると共に、上記請求項１記載の発明の受信装置よりも構成を簡素化することができる。
【００１７】
請求項３記載の発明の受信装置は、請求項１記載の受信装置において、前記復調手段により復調された復調信号を再変調して再変調信号を出力する変調手段と、前記変調手段から出力された再変調信号と前記参照周波数スペクトル信号生成手段により生成された参照周波数スペクトル信号とを切り替えて前記伝送路応答算出手段へ出力する信号切替手段と、前記第１の変換手段から前記伝送路応答算出手段への受信周波数スペクトル信号を遅延させる遅延手段とを具備している。
【００１８】
この請求項３記載の発明の場合、初めに既知信号が受信信号として受信されると、信号切替手段は参照周波数スペクトル信号を伝送路応答算出手段へ出力し上記発明と同様に信号処理されて復調手段で復調される。復調手段により復調された復調信号は変調手段が再び変調して再変調信号を信号切替手段へ出力し、信号切替手段は今度は再変調信号を伝送路応答算出手段へ出力する。すると、伝送路応答算出手段には、再変調信号と第１の変換手段からの遅延された受信周波数スペクトル信号とが入力されて伝送路応答が算出されるようになる。
【００１９】
これにより、従来、同期捕捉などのために送信していた時間軸方向で相関の強い既知シンボルを初めの１回だけ受信装置で受信すれば、後は復調信号からのフィードバックで直前に得たデータから伝送路応答を算出できるようになり、以降、相関値の算出が不要となるばかりか、送信側から既知シンボルを送信することも不要になる。また必要であれば、従来よりも広い間隔で既知シンボルを送信すれば、復調誤差からくる精度のずれを補正することができる。この結果、既知信号の送信間隔を空けても伝送路応答を最適な帯域幅でフィルタリングすることができるようになる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
【００２３】
図１は本発明の受信装置に係る第１実施形態のＯＦＤΜ受信装置の構成を示すブロック図である。このＯＦＤΜ受信装置は、受信参照シンボルと送信参照シンボルとから算出される伝送路応答を周波数軸方向にフィルタリングしフィルタリングされた伝送路応答で受信シンボルの歪みを補償する同期検波ＯＦＤＭ受信装置である。
【００２４】
同図に示すように、このＯＦＤΜ受信装置は、アンテナ１を介して直交周波数分割多重された信号（ＯＦＤΜシンボル）を受信する受信部２と、受信部２により受信された受信信号を周波数スペクトル（データシンボルや既知の参照シンボルなど）に変換する第１の変換手段としての高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）４と、受信信号が参照シンボル（既知信号）であったとき、その参照シンボルに対する参照周波数スペクトル信号、つまり送信参照シンボルを生成する参照周波数スペクトル信号生成手段としての送信参照シンボル生成部３と、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）４により変換された参照シンボルなどと送信参照シンボル生成部３から出力された送信参照シンボルとから伝送路応答を算出する伝送路応答算出部５と、この伝送路応答算出部５により算出された伝送路応答を伝送路の時間応答（希望波の到着時刻とその希望波から遅延して受信された遅延波の到着時刻など）に変換する第２の変換手段としての高速逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）６と、この高速逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）６により変換された伝送路の時間応答を用いてマルチパスによる遅延波の遅延時間を測定する遅延時間測定部７と、上記伝送路応答をフィルタリングする帯域幅を可変自在に設定可能であり、伝送路応答算出部５により算出された伝送路応答を、設定された帯域幅でフィルタリングする帯域幅可変フィルタ９と、遅延時間測定部７により測定された遅延波の遅延時間に応じて帯域幅可変フィルタ９の帯域幅を設定する帯域幅設定部８と、帯域幅可変フィルタ９によりフィルタリングされた伝送路応答を用いて、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）４により変換された受信信号のマルチパスによる周波数軸方向の歪みを補償する歪み補償部１０と、この歪み補償部１０により歪み補償された受信信号を用いてディジタルデータ系列を復調する復調部１１などから構成されている。
【００２５】
この第１実施形態のＯＦＤΜ受信装置の場合、アンテナ１で受信されたＯＦＤＭシンボルは、受信部２により受信信号処理が行われ、高速フーリエ変換部４で高速フーリエ変換（ＦＦＴ）されて周波数スペクトル信号に変換される。
【００２６】
ここで、送信側から所定周期で送られてくる既知の参照シンボルを受信した場合、伝送路応答算出部５では、受信参照シンボルの周波数スペクトル信号と、送信参照シンボル生成部３で生成された送信参照シンボルの周波数スペクトル信号を用いて伝送路応答を算出し、算出した伝送路応答を高速逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）６へ出力する。
【００２７】
高速逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）６に伝送路応答が入力されると、高速逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）６では、伝送路応答が高速逆フーリエ変換されて、伝送路の時間応答が得られ、時間応答測定部７に出力される。
【００２８】
時間応答測定部７では、伝送路の時間応答から、マルチパスによる遅延波の遅延時間を測定する。帯域幅設定部８は、時間応答測定部７の遅延時間出力を用いて、帯域幅可変フィルタ９の帯域幅を適正値に設定する。
【００２９】
また、伝送路応答算出部５で算出された伝送路応答には雑音成分が含まれているため、伝送路応答算出部５から帯域幅可変フィルタ９に伝送路応答が出力される。帯域幅可変フィルタ９に伝送路応答が入力されると、伝送路応答は上記帯域幅設定部８によって設定された帯域幅で周波数軸方向にフィルタリングされ、伝送路応答に含まれていた雑音成分が抑制される。
【００３０】
一方、受信部２において、参照シンボルではなく、データシンボルを受信した場合、高速フーリエ変換部４はデータシンボルを周波数スペクトルに変換し、歪み補償部１０は、フィルタ８で出力されるフィルタリング後の伝送路応答と、高速フーリエ変換部４で出力されるデータシンボルの周波数スペクトル信号を用いて受信データシンボルの周波数軸方向の歪みを補償する。歪み補償部１０で歪み補償が行われたデータシンボルは、復調部１１によってディジタルデータ系列に復調される。
【００３１】
このようにこの第１実施形態のＯＦＤＭ受信装置によれば、マルチパスで生じた遅延波の遅延時間を測定し、この測定された遅延時間に応じて帯域幅可変フィルタ９の帯域幅を変えるので、伝搬環境が大きく変化した場合でも、帯域幅可変フィルタ９では、伝送路応答算出部５から入力される伝送路応答を常に適正な帯域幅でフィルタリングすることができ、安定した受信特性を得ることができる。また雑音が抑制された伝送路応答から遅延時間を測定するので遅延時間の測定精度を向上することができる。
次に、図２を参照して本発明に係る第２実施形態の受信装置について説明する。 図２は図１の高速フーリエ変換部４と高速逆フーリエ変換部６とを一体化し高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３としたＯＦＤＭ受信装置の一例を示すブロック図である。
【００３２】
一般に、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）と逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）はその処理形態、つまりアルゴリズムがほぼ等しいため上記第１実施形態に示した高速フーリエ変換部４と高速逆フーリエ変換部６とを同じ回路構成として実現できる。したがって、この第２実施形態のＯＦＤＭ受信装置は、高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３の入力端と出力端とにそれぞれ切替部１２−１、１２−２を接続して、受信部２から出力された信号が切替部１２−１を介して高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３に入力された場合、高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３がＦＦＴを行い、この変換結果を切替部１２−２が伝送路応答算出部５または歪み補償部１０へ切替出力し、伝送路応答算出部５から出力された信号が切替部１２−１を介して高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３に入力された場合、高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３がＩＦＦＴを行い、この変換結果を切替部１２−２が時間応答測定部７へ出力するよう構成されている。
【００３３】
この第２実施形態のＯＦＤＭ受信装置の場合、アンテナ１で受信されたＯＦＤＭシンボルは、受信部２により受信信号処理が行われ、切替部１２−１を経由し、高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３に入力される。高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３は、高速フーリエ変換によって受信シンボルを周波数スペクトル信号に変換する。
【００３４】
ここで、受信シンボルが例えば既知参照シンボルであった場合、高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３の出力は、切替部１２−２を通過して伝送路応答算出部５に入力される。伝送路応答算出部５では、切替部１２−２から得られた受信既知参照シンボルの周波数スペクトルと、送信参照シンボル生成部３で生成された送信既知参照シンボルの周波数スペクトルとを用いて、伝送路応答を算出する。算出された伝送路応答は帯域幅可変フィルタ９でフィルタリングされ、雑音が抑圧される。伝送路応答算出部５の出力は、切替部１２−１を経由して高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３に入力される。
【００３５】
すると、高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３では、入力された伝送路応答が逆フーリエ変換されて伝送路の時間応答に変換される。この変換された伝送路の時間応答は、切替部１２−２を経由して時間応答測定部７に入力され、時間応答測定部７により遅延波の遅延時間が測定され、遅延時間が帯域幅設定部８に出力される。
【００３６】
帯域幅設定部８は、時間応答測定部７から入力された遅延時間に応じて帯域幅可変フィルタ９の適切な帯域幅を設定する。
【００３７】
一方、受信部２によってデータシンボルが受信されると、受信部２の出力は切替部１２−１を経由して高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３に入力され、高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３により高速フーリエ変換される。この高速フーリエ変換によって得られたデータシンボルの周波数スペクトルは切替部１２−２を経由して歪み補償部１０に入力される。歪み補償部１０では、帯域幅可変フィルタ９から出力されたフィルタリング後の伝送路応答を用いて切替部１２−２から出力されてきたデータシンボルの周波数軸方向の歪みを補償する。歪み補償後のデータシンボルの周波数スペクトルは、復調部１１によって復調されてディジタルデータ系列に変換される。
【００３８】
このようにこの第２実施形態のＯＦＤＭ受信装置によれば、高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３が、受信部２により受信された受信信号を周波数スペクトルに変換すると共に、伝送路応答算出部５により算出された伝送路応答を伝送路の時間応答に変換するので、その前段に配置した切替部１２−１とその後段に配置した切替部１２−２とで高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３への入出力信号を切り替えることにより上記第１実施形態と同様に動作させることができる。
【００３９】
すなわち、上記第１実施形態では、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）４と高速逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）６とを分離して構成していたが、これらを一体化することにより、上記第１実施形態と同様の効果が得られると共に、上記第１実施形態よりも装置内の構成を簡素化することができる。
【００４０】
ＦＦＴやＩＦＦＴは、ほぼ同じアルゴリズムでデータを変換する処理なので、単体の高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）４の容量を１、単体の高速逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）６の容量を１とし、互いを併せて容量が２であったものが、高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３として一体化したことにより、単体時のほぼ１倍程度の容量でパッケージングすることができる。
【００４１】
次に、図３を参照して本発明の受信装置に係る第３実施形態のＯＦＤΜ受信装置について説明する。図３はこの第３実施形態のＯＦＤΜ受信装置の構成を示すブロック図である。
【００４２】
同図に示すように、この第３実施形態のＯＦＤΜ受信装置は、上記第１実施形態の構成に、さらに、復調部１１で復調したデータ系列を再変調しフィードバックする変調部１５と、変調部１５からフィードバックされた変調信号と送信参照シンボル生成部３で生成された送信参照シンボルとを切り替えて伝送路応答算出部５へ出力する切替部１２−３と、この切替部１２−３から出力される信号が再変調信号のときに遅延させた高速フーリエ変換部４の出力を伝送路応答算出部５に入力する遅延部１４とから構成されている。
【００４３】
この第３実施形態のＯＦＤΜ受信装置の場合、アンテナ１で受信されたＯＦＤＭシンボルは、受信部２により受信信号処理が行われ、高速フーリエ変換部４で高速フーリエ変換（ＦＦＴ）されることにより、周波数スペクトル信号に変換される。高速フーリエ変換部４の出力は、遅延部１４で１シンボル分遅延され、伝送路応答算出部５に入力される。
【００４４】
例えば受信したＯＦＤＭシンボルが既知の参照シンボルであった場合、送信参照シンボル生成部３は送信参照シンボルの周波数スペクトル信号を生成して出力する。伝送路応答算出部５は、受信参照シンボルの周波数スペクトル信号と、切換部１２−３を通って伝送路応答算出部５に入力される送信参照シンボルの周波数スペクトル信号とを用いて伝送路応答を算出する。算出した伝送路応答には雑音成分が含まれているため、帯域幅可変フィルタ９によって周波数軸方向にフィルタリングされる。フィルタリングされた伝送路応答は、逆フーリエ変換部６で逆フーリエ変換され、時間応答に変換される。
【００４５】
帯域幅可変フィルタ９によってフィルタリングされた後の伝送路応答は雑音成分が抑圧されているため、フィルタリング後の伝送路応答のＩＦＦＴ結果を用いて遅延時間を測定する方がフィルタリング前の伝送路応答のＩＦＦＴ結果を用いるよりも遅延時間の測定精度が向上する。
【００４６】
時間応答測定部７では、伝送路の時間応答から、マルチパスによる遅延波の遅延時間を測定する。帯域幅設定部８は、測定された遅延時間を用いて、帯域幅可変フィルタ９の帯域幅を適正値に設定する。この帯域幅は、現時刻の受信シンボルから算出される伝送路応答のフィルタリングに用いても良く、次のシンボルから算出される伝送路応答をフィルタリングするときに用いても良い。この場合、先頭シンボルの伝送路応答をフィルタリングするとき、まだ帯域幅可変フィルタ９の帯域は適正値に設定されていないので、予め所定の値に設定しておく。先頭シンボルの伝送路応答をフィルタリングする帯域幅可変フィルタ９の帯域幅は、例えば予想される最大遅延時間から設定しておいても良く、また若干大きめに設定しておいても良い。また先頭シンボルの伝送路応答についてはフィルタリングしなくても良い。
【００４７】
なおこの第３実施形態では、帯域幅可変フィルタ９の出力を高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）する場合について説明したが、図１または図２のＯＦＤＭ受信装置のように、伝送路応答算出部５の出力を高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）してもよい。
【００４８】
一方、受信部２によって受信されたＯＦＤＭシンボルがデータシンボルであった場合、高速フーリエ変換部４はデータシンボルを周波数スペクトル信号に変換し、歪み補償部１０は帯域幅可変フィルタ９で出力されるフィルタリング後の伝送路応答と、高速フーリエ変換部４で出力されるデータシンボルの周波数スペクトル信号を用いて受信データシンボルの周波数軸方向の歪みを補償する。歪み補償部１０で歪みを補償されたデータシンボルは復調部１１によってディジタルデータ系列に復調される。復調部１１で得られたディジタルデータ系列は、変調部１５で再変調されて切替部１２−３を経由して伝送路応答算出部５に入力される。高速フーリエ変換部４でＩＦＦＴされた受信データシンボルは、遅延部１４で一シンボル分遅延した後、伝送路応答算出部５に入力される。伝送路応答算出部５は、切替部１２−３の出力と、遅延部１４の出力とを用いて、再び伝送路応答を算出する。算出された伝送路応答は適正値に設定された帯域幅可変フィルタ９でフィルタリングされ、次のシンボルの歪み補償に用いられる。このようにデータシンボルを受信した場合は、一時刻前のシンボルから得られた伝送路応答を用いて歪みを補償することができる。また現在の時刻のシンボルから得られた伝送路応答を用いて歪みを補償することも可能であるが、この場合、受信信号をディジタルデータ系列に復調するまでの時間が長くなる。
【００４９】
帯域幅可変フィルタ９の出力は、逆フーリエ変換部６でＩＦＦＴされ、時間応答測定部７で遅延波の遅延時間が測定され、その測定された遅延時間が測定結果として帯域幅設定部８に出力される。帯域幅設定部８は、時間応答測定部７から測定結果が入力されると、入力された遅延時間の値に応じて帯域幅可変フィルタ９の帯域幅の再設定を行う。これにより遅延時間が測定されるたびに帯域幅可変フィルタ９の帯域幅が更新（再設定）されることになる。
【００５０】
このようにこの第３実施形態のＯＦＤＭ受信装置によれば、受信されたＯＦＤＭシンボルのうち、既知の参照シンボルを受信した場合だけでなく、データシンボルを受信した場合でも遅延波の遅延時間に応じて帯域幅可変フィルタ９の帯域幅が再設定されるので、伝送路応答に時間変動があるような場合でも帯域幅可変フィルタ９の帯域幅を常に適正値に設定することができる。つまり、送信側から既知信号が受信されない間に伝搬環境が大きく変化した場合でも、直前に得たデータによって遅延波の遅延時間を測定し続けることができ、帯域幅可変フィルタ９の帯域幅を常に適正な値に設定することができる。
【００５１】
図４は計算機シミュレーションで求めたＦＦＴ規模２５６，シンボル長 １［ｍｓｅｃ］のＯＦＤＭシンボルに対する伝送路応答を示す図である。伝送路はＥｂ ／Ｎｏ ＝１０［ ｄＢ］の３波モデルであり、遅延波の遅延時間はそれぞれ１０［μｓｅｃ ］、５０［μｓｅｃ ］、Ｄ／Ｕはそれぞれ ０［ ｄΒ］、 ５［ ｄΒ］である。
【００５２】
この図４より伝送路応答算出部５の出力には、雑音が付加されているため細かい凹凸がみられることが分かる。伝送路応答算出部５の出力を、フィルタリングして得られた伝送路応答は、雑音成分が抑圧されており、伝送路応答の真値に近付く。
ＯＦＤＭのサブキャリア間隔をＷ［Ｈｚ］、フィルタの時間領域での片側帯域幅をＢ［１／Ｈｚ］とする。フィルタの時間領域の正規化帯域幅を、シンボル長１／Ｗに対する時間領域の片側帯域幅と定義すると、正規化帯域幅はＢＷで表される。この図４では、伝送路応答のフィルタリングにΒＷ＝０．０８、タップ長６４の低域通過ロールオフフィルタを用いている。帯域幅の設定には、伝送路応答のＩＦＦＴ結果が用いられる。
【００５３】
図５は図４の伝送路応答算出部５の出力を規模２５６ の高速逆フーリエ変換部６でＩＦＦＴして得られた伝送路の時間応答を示す図である。
【００５４】
同図に示すように、シンボル長 １［ｍｓｅｃ］（サブキャリア間隔１［ＫＨｚ ］）の信号をＩＦＦＴしているので、ＩＦＦＴ後の信号のサンプリング間隔は １／２５６
［ｍｓｅｃ］となる。
【００５５】
この図５の受信電力スペクトルには、 １２９番目、 １３１番目、 １４１番目のサンプリング時刻にそれぞれピークが存在するが、 １２９番目のサンプリング時刻のピークは所望信号によるもので、 １３１番目、 １４１番目のサンプリング時刻のピークは遅延波によるものである。 １３１番目のピークと所望波のピークの間は ２サンプル、 １４１番目のピークと所望波のピークの間は１２サンプル分の時間が空いており、これはそれぞれ約 ７．８［μｓｅｃ ］、４６．９［μｓｅｃ ］に相当する。実際の遅延時間はそれぞれ１０［μｓｅｃ ］、５０［μｓｅｃ ］であるので、ピーク間隔の時間にほぼ一致し、伝送路応答のＩＦＦＴにより、遅延波の遅延時間が測定できることが確認できる。ここでは、サンプリング間隔は １／２５６［ｍｓｅｃ］であったが、サンプリング間隔を狭めると、遅延時間測定の精度が向上する。また、ピーク値を読みとることにより、到着した受信信号の電力値がわかる。電力の高い遅延波が伝送路応答の形成に大きく影響するので、電力が大きい遅延波の遅延時間を測定することによって、フィルタの帯域幅を決定すると良い。
【００５６】
図６は横軸を正規化帯域幅ΒＷとしたときの、図１の受信装置のビット誤り率特性を示す図である。
【００５７】
伝送路は、遅延時間１０［μｓｅｃ ］、Ｄ／Ｕ＝ ０［ ｄΒ］の第一の２波モデル、遅延時間５０［μｓｅｃ ］、Ｄ／Ｕ＝ ５［ ｄＢ］の第二の２波モデル、二つの遅延波の遅延時間がそれぞれ１０［μｓｅｃ ］、５０［μｓｅｃ ］、Ｄ／Ｕがそれぞれ ０［ ｄＢ］、 ５［ ｄＢ］の３波モデルの３種類であり、それぞれＥｂ ／Ｎｏ ＝１０［ ｄＢ］である。帯域幅可変フィルタ９は６４タップのロールオフフィルタを用いている。この図６より３波モデルでビット誤り率が最適となるのは帯域幅ΒＷ＝０．０７であり、第二の２波モデルで最適となる帯域幅０．０８とほぼ等しいことから、複数の遅延波が存在する場合、最大の遅延時間から帯域幅を設定すれば良いことが分かる。但し受信電力が低い遅延波は、伝送路の形成にほとんど影響しないので、受信電力が大きい遅延波の中から最大の遅延時間を測定し、測定した最大遅延時間から帯域幅を設定すると良い。
【００５８】
次に、図７を参照して本発明に係る第４実施形態の受信装置について説明する。 図７は本発明に係る第４実施形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。
【００５９】
この第４実施形態のＯＦＤＭ受信装置は、伝送路応答をＩＦＦＴして得られた所望波及び遅延波の到着時刻とそれぞれの受信電力とを受信部２で行われる同期捕捉などの受信信号処理に用いるために受信信号を測定する受信信号測定部７０が設けられている。
【００６０】
この第４実施形態のＯＦＤＭ受信装置の場合、アンテナ１で受信されたＯＦＤＭシンボルは、受信部２により受信信号処理が行われ、高速フーリエ変換部４でＦＦＴされることにより、周波数スペクトル信号に変換される。既知の参照シンボルを受信した場合、伝送路応答算出部５は、受信参照シンボルの周波数スペクトル信号と送信参照シンボル生成部３で生成された送信参照シンボルの周波数スペクトル信号を用いて伝送路応答を算出する。算出した伝送路応答には雑音成分が含まれているため、帯域幅可変フィルタ９によって周波数軸方向にフィルタリングされる。
【００６１】
また伝送路応答算出部５により算出された伝送路応答は、高速逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）６でＩＦＦＴされ、伝送路の時間応答、つまり所望波及び遅延波の到着時刻が得られる。
【００６２】
これら所望波及び遅延波の時刻から受信信号測定部７０が遅延波の遅延時間と、それぞれの受信電力値を測定し受信部２へフィードバックする。受信部２では、受信信号測定部７０から入力された遅延波の遅延時間や所望波及び遅延波の受信電力値を用いて同期補足などの受信信号処理を行う。
【００６３】
このようにこの第４実施形態の受信装置によれば、高速逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）６でＩＦＦＴされて得られた伝送路の時間応答から所望波が到着してから遅延波が到着するまでの遅延時間と所望波及び遅延波のそれぞれの受信電力値とを測定することにより、測定結果を上記第１〜３実施形態とは異なる用途、例えば受信部２での同期補足などに利用することができる。
【００６４】
【発明の効果】
以上説明したように請求項１記載の発明によれば、マルチパスで生じる遅延波の遅延時間を測定し、この測定された遅延時間に応じて帯域幅可変フィルタの帯域幅を変えるので、伝搬環境が大きく変化した場合でも、伝送路応答算出手段によって算出された伝送路応答を常に適正な帯域幅でフィルタリングすることができ、安定した受信特性を得ることができる。また雑音が抑制された伝送路応答から遅延時間を測定するので遅延時間の測定精度を向上することができる。
【００６５】
また請求項２記載の発明によれば、第１の変換手段と第２の変換手段とを一体化した変換手段と、この変換手段への入出力信号を切り替える信号切替手段とを設けたことにより受信装置の構成を簡素化することができる。
【００６６】
請求項３記載の発明によれば、送信側で既知信号を送信しない間に伝搬環境が大きく変化する場合でも、受信装置自身が得たデータによって遅延波の遅延時間を測定し続けることができる。したがって、従来、同期捕捉などのために送信していた時間軸方向で相関の強いシンボル、つまり既知信号を従来よりも広い間隔を空けてまたは初めの１回のみ送信すればよくなる。この結果、既知信号の送信間隔を空けても伝送路応答を最適な帯域幅でフィルタリングすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る第１実施形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図。
【図２】本発明に係る第２の実施形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図。
【図３】本発明に係る第３の実施形態のＯＦＤΜ受信装置の構成を示すブロック図。
【図４】同実施形態におけるＯＦＤＭ受信装置の伝送路応答特性を示す図。
【図５】同実施形態におけるＯＦＤＭ受信装置の伝送路応答の逆フーリエ変換結果を示す図。
【図６】同実施形態におけるＯＦＤＭ受信装置のビット誤り率特性を示す図。
【図７】本発明に係る第４実施形態のＯＦＤΜ受信装置の構成を示すブロック図。
【符号の説明】
１…受信アンテナ、２…受信部、３…送信参照シンボル生成部、４…高速フーリエ変換部、５…伝送路応答算出部、６…高速逆フーリエ変換部、７…時間応答測定部、８…帯域幅設定部、９…フィルタ、１０…歪み補償部、１１…復調部、１２−１、１２−２、１２−３…切替部、１３…変調部、１４…遅延部、１５…変調部。
Claims (3)
- 直交周波数分割多重された信号を受信する受信手段と、
前記受信手段により受信された受信信号を周波数スペクトルに変換する第１の変換手段と、
前記受信信号に対する参照用の参照周波数スペクトル信号を生成する参照周波数スペクトル信号生成手段と、
前記第１の変換手段により変換された受信周波数スペクトル信号と前記参照周波数スペクトル信号生成手段により生成された参照周波数スペクトル信号とから伝送路応答を算出する伝送路応答算出手段と、
前記伝送路応答算出手段により算出された伝送路応答を伝送路の時間応答に変換する第２の変換手段と、
前記第２の変換手段により変換された伝送路の時間応答を用いてマルチパスによる遅延波の遅延時間を測定する遅延時間測定手段と、
前記伝送路応答をフィルタリングする帯域幅を可変自在に設定可能であり、前記伝送路応答算出手段により算出された伝送路応答を設定された帯域幅でフィルタリングする帯域幅可変フィルタと、
前記遅延時間測定手段により測定された遅延波の遅延時間に応じて前記帯域幅可変フィルタの帯域幅を設定する帯域幅設定手段と、
前記帯域幅可変フィルタによりフィルタリングされた伝送路応答を用い、前記第１の変換手段により変換された受信周波数スペクトル信号のマルチパスによる周波数軸方向の歪みを補償する歪み補償手段と、
前記歪み補償手段により歪み補償された受信周波数スペクトル信号を用いてディジタルデータ系列を復調する復調手段と
を具備したことを特徴とする受信装置。 - 直交周波数分割多重された信号を受信する受信手段と、
前記受信信号に対する参照用の参照周波数スペクトル信号を生成する参照周波数スペクトル信号生成手段と、
前記参照周波数スペクトル信号生成手段により生成された参照周波数スペクトル信号と前記受信信号を変換して得られた周波数スペクトル信号とから伝送路応答を算出する伝送路応答算出手段と、
前記受信手段により受信された受信信号を受信周波数スペクトルに変換すると共に、前記伝送路応答算出手段により算出された伝送路応答を伝送路の時間応答に変換する変換手段と、
前記変換手段に対する信号の入出力を切り替える信号切替手段と、
前記変換手段により変換され前記信号切替手段から出力された伝送路の時間応答を用いてマルチパスによる遅延波の遅延時間を測定する遅延時間測定手段と、
前記伝送路応答をフィルタリングする帯域幅を可変自在に設定可能であり、前記伝送路応答算出手段により算出された伝送路応答を設定された帯域幅でフィルタリングする帯域幅可変フィルタと、
前記遅延時間測定手段により測定された遅延波の遅延時間に応じて前記帯域幅可変フィルタの帯域幅を設定する帯域幅設定手段と、
前記帯域幅可変フィルタによりフィルタリングされた伝送路応答を用い、前記変換手段により変換され前記信号切替手段から出力された受信周波数スペクトル信号のマルチパスによる周波数軸方向の歪みを補償する歪み補償手段と、
前記歪み補償手段により歪み補償された受信周波数スペクトル信号を用いてディジタルデータ系列を復調する復調手段と
を具備したことを特徴とする受信装置。 - 請求項１記載の受信装置において、
前記復調手段により復調された復調信号を再変調して再変調信号を出力する変調手段と、
前記変調手段から出力された再変調信号と前記参照周波数スペクトル信号生成手段により生成された参照周波数スペクトル信号とを切り替えて前記伝送路応答算出手段へ出力する信号切替手段と、
前記第１の変換手段から前記伝送路応答算出手段への受信周波数スペクトル信号を遅延させる遅延手段と
を具備したことを特徴とする受信装置。
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