JPH1117642A - 受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 伝搬環境が大きく変化した場合にも常に安定
した受信特性を得る。 【解決手段】 この受信装置は同期検波によってディジ
タルデータ系列を復調するＯＦＤＭ受信装置であり、受
信信号の周波数スペクトルと参照信号の周波数スペクト
ルとから伝送路応答を算出する伝送路応答算出部５と、
伝送路応答を周波数軸上でフィルタリングする帯域幅可
変フィルタ９と、伝送路応答を高速逆フーリエ変換する
ことで希望波と遅延波との到着時刻を得る逆フーリエ変
換部６と、各到着時刻から遅延波の遅延時間を測定する
遅延時間測定部７、その遅延時間に応じて帯域幅可変フ
ィルタ９の帯域幅を変更（設定）する帯域幅設定部８
と、帯域幅可変フィルタ９にてフィルタリングされた後
の伝送路応答を用いて受信信号の歪みを補償する歪み補
償部１０と、歪み補償された受信信号をディジタルデー
タ系列に復調する復調部１１とを具備する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重方式（以下ＯＦＤＭ方式と称す）を採用した無線通信
システムに用いられる受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、データや画像信号、ディジタル放
送などの大容量の情報の無線伝送が必要とされている。
そのためには、16値ＱＡＭや64ＱＡＭなどといった高効
率の変調方式を用いることが必須となる。16値ＱＡＭや
64ＱＡＭなどは振幅と位相の各々に情報が載せられる変
調方式であり、この変調方式によって変調された信号は
同期検波によって元のデータ系列に復調される。

【０００３】一般的な無線通信システムでは、マルチパ
スなどの劣悪な伝搬環境によって信号波形の振幅及び位
相に大きな歪みが生じる。

【０００４】このような信号波形の電波を受信装置で受
信し、その受信信号をそのまま用いて同期検波を行う
と、元のデータ系列とは全く異なる受信データ系列を得
る結果となる。

【０００５】そこで、マルチパスなどの影響を受けた電
波から同期検波を行うためには、振幅歪みおよび位相歪
みなどの歪み補償を行う歪み補償手段を受信装置に設け
ておく必要がある。

【０００６】ここで、マルチキャリア伝送方式の一つで
ある直交周波数分割多重方式（以下ＯＦＤＭ方式と称
す）を採用した無線通信システムにおいて歪み補償手段
を備えた従来の受信装置について説明する。

【０００７】ＯＦＤＭ方式の場合、直交周波数分割多重
信号、つまりＯＦＤＭ信号の近接した複数のサブキャリ
ア信号を利用して伝送路の周波数特性を求めることがで
きる。 したがって、従来の無線通信システムでは、送
信装置側から定期的に既知信号を乗せたサブキャリア信
号を送信し、そのサブキャリア信号を受信装置が受信し
たときに各サブキャリアの伝送路応答を求め、ＯＦＤＭ
信号の帯域内の伝送路応答を求めている。これら各サブ
キャリアの伝送路応答には受信装置内で生じた熱雑音な
ども含まれているため、求めた伝送路応答を周波数軸上
でフィルタリングすることにより雑音成分を抑制して伝
送路応答を真値に近づけ、歪み補償手段では、フィルタ
リング後の真値に近い伝送路応答を用いて受信信号の歪
み補償を行い、それを復調して周波数特性のよい復調信
号を得るようにしている。

【０００８】ところで、この種の無線通信システムの受
信装置は、近年、携帯型の移動端末として利用されるこ
ともあり、常に位置が固定されているとは限らず、移動
中に電波を受信することもある。この移動受信では、伝
搬環境が激しく変化するため、伝送路応答も大きく変化
する。

【０００９】そこで、従来は受信装置内に帯域幅の異な
るいくつかのフィルタを設けておき、送信側で時間軸方
向で相関の強い既知信号を定期的に送信してやり、その
既知信号を受信装置が受信したときに適正なフィルタを
選択的に利用して上記伝送路応答をフィルタリングする
ことが行われている。選択したフィルタの帯域幅が適正
値より広い場合はフィルタリング後の伝送路応答に雑音
が多く含まれ、狭い場合は伝送路の周波数特性が歪むこ
とがありどちらの場合も優れた受信特性が得られないた
め、フィルタは帯域幅が適正なものを選択して利用する
ことが望ましい。 しかしながら、移動受信を行う場合
は伝搬環境が時事刻々と激しく変化するため、一度適正
なフィルタを選択したとしても、その後の伝送路の状況
変化により、利用するフィルタを選択し直さなければな
らない。また、受信装置を移動端末として利用する上で
は、携帯性を確保するという面から帯域幅の異なる多く
のフィルタを装置内に設ける訳にもいかず選択利用にも
限りがある。さらに既知信号は定期的とはいっても数シ
ンボルおきに送信されることから、この数シンボルの間
に伝搬環境が大きく変化した場合は利用しているフィル
タの帯域が適正値から大きくずれる可能性もある。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】このように上述した従
来の受信装置では、帯域幅の異なるいくつかのフィルタ
を設けておき、伝搬環境に応じて適正なフィルタを選択
利用していたが、移動受信を行う場合は、伝搬環境が時
事刻々と激しく変化するため、フィルタを選択利用する
にも限界があり、安定した受信特性が得られなくなると
いう問題があった。 本発明はこのような課題を解決す
るためになされたもので、その第１の目的は伝搬環境が
大きく変化した場合にも常に安定した受信特性を得るこ
とのできる受信装置を提供することにある。

【００１１】また、本発明の第２の目的は、既知信号の
送信間隔を空けても伝送路応答を最適な帯域幅でフィル
タリングすることのできる受信装置を提供することを目
的とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記した目的を達成する
ために、請求項１記載の発明の受信装置は、直交周波数
分割多重された信号を受信する受信手段と、前記受信手
段により受信された受信信号を周波数スペクトルに変換
する第１の変換手段と、前記受信信号に対する参照用の
参照周波数スペクトル信号を生成する参照周波数スペク
トル信号生成手段と、前記第１の変換手段により変換さ
れた受信周波数スペクトル信号と前記参照周波数スペク
トル信号生成手段により生成された参照周波数スペクト
ル信号とから伝送路応答を算出する伝送路応答算出手段
と、前記伝送路応答算出手段により算出された伝送路応
答を伝送路の時間応答に変換する第２の変換手段と、前
記第２の変換手段により変換された伝送路の時間応答を
用いてマルチパスによる遅延波の遅延時間を測定する遅
延時間測定手段と、前記伝送路応答をフィルタリングす
る帯域幅を可変自在に設定可能であり、前記伝送路応答
算出手段により算出された伝送路応答を設定された帯域
幅でフィルタリングする帯域幅可変フィルタと、前記遅
延時間測定手段により測定された遅延波の遅延時間に応
じて前記帯域幅可変フィルタの帯域幅を設定する帯域幅
設定手段と、前記帯域幅可変フィルタによりフィルタリ
ングされた伝送路応答を用い、前記第１の変換手段によ
り変換された受信周波数スペクトル信号のマルチパスに
よる周波数軸方向の歪みを補償する歪み補償手段と、前
記歪み補償手段により歪み補償された受信周波数スペク
ル信号を用いてディジタルデータ系列を復調する復調手
段とを具備している。

【００１３】この請求項１記載の発明の場合、マルチパ
スで生じる遅延波の遅延時間を測定し、この測定された
遅延時間に応じて帯域幅可変フィルタの帯域幅を変える
ので、伝搬環境が大きく変化した場合でも、伝送路応答
算出手段によって算出された伝送路応答を常に適正な帯
域幅でフィルタリングすることができ、安定した受信特
性を得ることができる。

【００１４】請求項２記載の発明の受信装置は、直交周
波数分割多重された信号を受信する受信手段と、前記受
信信号に対する参照用の参照周波数スペクトル信号を生
成する参照周波数スペクトル信号生成手段と、前記参照
周波数スペクトル信号生成手段により生成された参照周
波数スペクトル信号と前記受信信号を変換して得られた
周波数スペクトル信号とから伝送路応答を算出する伝送
路応答算出手段と、前記受信手段により受信された受信
信号を周波数スペクトルに変換すると共に、前記伝送路
応答算出手段により算出された伝送路応答を伝送路の時
間応答に変換する変換手段と、前記変換手段に対する信
号の入出力を切り替える信号切替手段と、前記変換手段
により変換され前記信号切替手段から出力された伝送路
の時間応答を用いてマルチパスによる遅延波の遅延時間
を測定する遅延時間測定手段と、前記伝送路応答をフィ
ルタリングする帯域幅を可変自在に設定可能であり、前
記伝送路応答算出手段により算出された伝送路応答を設
定された帯域幅でフィルタリングする帯域幅可変フィル
タと、前記遅延時間測定手段により測定された遅延波の
遅延時間に応じて前記帯域幅可変フィルタの帯域幅を設
定する帯域幅設定手段と、前記帯域幅可変フィルタによ
りフィルタリングされた伝送路応答を用い、前記変換手
段により変換され前記信号切替手段から出力された受信
周波数スペクトル信号のマルチパスによる周波数軸方向
の歪みを補償する歪み補償手段と、前記歪み補償手段に
より歪み補償された受信周波数スペクル信号を用いてデ
ィジタルデータ系列を復調する復調手段とを具備してい
る。

【００１５】この請求項２記載の発明の場合、変換手段
は、受信手段により受信された受信信号を周波数スペク
トルに変換すると共に、伝送路応答算出手段により算出
された伝送路応答を伝送路の時間応答に変換するので、
信号切替手段で変換手段への入出力信号を切り替えるこ
とにより請求項１記載の発明と同様に動作させることが
できる。

【００１６】すなわち、第１の変換手段と第２の変換手
段とを一体化した変換手段と、この変換手段への入出力
信号を切り替える信号切替手段とを設けたことにより上
記請求項１記載の発明と同様に動作すると共に、上記請
求項１記載の発明の受信装置よりも構成を簡素化するこ
とができる。

【００１７】請求項３記載の発明の受信装置は、請求項
１記載の受信装置において、前記復調手段により復調さ
れた復調信号を再変調して再変調信号を出力する変調手
段と、前記変調手段から出力された再変調信号と前記参
照周波数スペクトル信号生成手段により生成された参照
周波数スペクトル信号とを切り替えて前記伝送路応答算
出手段へ出力する信号切替手段と、前記第１の変換手段
から前記伝送路応答算出手段への受信周波数スペクトル
信号を遅延させる遅延手段とを具備している。

【００１８】この請求項３記載の発明の場合、初めに既
知信号が受信信号として受信されると、信号切替手段は
参照周波数スペクトル信号を伝送路応答算出手段へ出力
し上記発明と同様に信号処理されて復調手段で復調され
る。復調手段により復調された復調信号は変調手段が再
び変調して再変調信号を信号切替手段へ出力し、信号切
替手段は今度は再変調信号を伝送路応答算出手段へ出力
する。すると、伝送路応答算出手段には、再変調信号と
第１の変換手段からの遅延された受信周波数スペクトル
信号とが入力されて伝送路応答が算出されるようにな
る。

【００１９】これにより、従来、同期捕捉などのために
送信していた時間軸方向で相関の強い既知シンボルを初
めの１回だけ受信装置で受信すれば、後は復調信号から
のフィードバックで直前に得たデータから伝送路応答を
算出できるようになり、以降、相関値の算出が不要とな
るばかりか、送信側から既知シンボルを送信することも
不要になる。また必要であれば、従来よりも広い間隔で
既知シンボルを送信すれば、復調誤差からくる精度のず
れを補正することができる。この結果、既知信号の送信
間隔を空けても伝送路応答を最適な帯域幅でフィルタリ
ングすることができるようになる。

【００２０】請求項４記載の発明の受信装置は、直交周
波数分割多重された信号を受信する受信手段と、前記受
信手段により受信された受信信号を周波数スペクトルに
変換する第１の変換手段と、前記受信信号に対する参照
用の参照周波数スペクトル信号を生成する参照周波数ス
ペクトル信号生成手段と、前記第１の変換手段により変
換された受信周波数スペクトル信号と前記参照周波数ス
ペクトル信号生成手段により生成された参照周波数スペ
クトル信号とから伝送路応答を算出する伝送路応答算出
手段と、前記伝送路応答算出手段により算出された伝送
路応答を伝送路の時間応答に変換する第２の変換手段
と、前記第２の変換手段により変換された伝送路の時間
応答を用いて所望波の到着時間とこの所望波のマルチパ
スによる遅延波の到着時間とそれぞれの受信信号の受信
電力とを求め、それらを用いた受信信号処理を行う受信
信号処理手段とを具備している。

【００２１】この請求項４記載の発明の場合、伝送路応
答算出手段によって算出された伝送路応答は時間応答に
変換され、この時間応答を用いて各遅延波の遅延時間が
測定され、遅延時間の測定結果に応じた受信信号処理が
受信信号処理手段により行われる。つまり上記請求項１
〜３記載の発明以外の用途に遅延時間の測定結果を利用
することができる。

【００２２】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して詳細に説明する。

【００２３】図１は本発明の受信装置に係る第１実施形
態のＯＦＤΜ受信装置の構成を示すブロック図である。
このＯＦＤΜ受信装置は、受信参照シンボルと送信参照
シンボルとから算出される伝送路応答を周波数軸方向に
フィルタリングしフィルタリングされた伝送路応答で受
信シンボルの歪みを補償する同期検波ＯＦＤＭ受信装置
である。

【００２４】同図に示すように、このＯＦＤΜ受信装置
は、アンテナ１を介して直交周波数分割多重された信号
（ＯＦＤΜシンボル）を受信する受信部２と、受信部２
により受信された受信信号を周波数スペクトル（データ
シンボルや既知の参照シンボルなど）に変換する第１の
変換手段としての高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）４と、
受信信号が参照シンボル（既知信号）であったとき、そ
の参照シンボルに対する参照周波数スペクトル信号、つ
まり送信参照シンボルを生成する参照周波数スペクトル
信号生成手段としての送信参照シンボル生成部３と、高
速フーリエ変換部（ＦＦＴ）４により変換された参照シ
ンボルなどと送信参照シンボル生成部３から出力された
送信参照シンボルとから伝送路応答を算出する伝送路応
答算出部５と、この伝送路応答算出部５により算出され
た伝送路応答を伝送路の時間応答（希望波の到着時刻と
その希望波から遅延して受信された遅延波の到着時刻な
ど）に変換する第２の変換手段としての高速逆フーリエ
変換部（ＩＦＦＴ）６と、この高速逆フーリエ変換部
（ＩＦＦＴ）６により変換された伝送路の時間応答を用
いてマルチパスによる遅延波の遅延時間を測定する遅延
時間測定部７と、上記伝送路応答をフィルタリングする
帯域幅を可変自在に設定可能であり、伝送路応答算出部
５により算出された伝送路応答を、設定された帯域幅で
フィルタリングする帯域幅可変フィルタ９と、遅延時間
測定部７により測定された遅延波の遅延時間に応じて帯
域幅可変フィルタ９の帯域幅を設定する帯域幅設定部８
と、帯域幅可変フィルタ９によりフィルタリングされた
伝送路応答を用いて、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）４
により変換された受信信号のマルチパスによる周波数軸
方向の歪みを補償する歪み補償部１０と、この歪み補償
部１０により歪み補償された受信信号を用いてディジタ
ルデータ系列を復調する復調部１１などから構成されて
いる。

【００２５】この第１実施形態のＯＦＤΜ受信装置の場
合、アンテナ１で受信されたＯＦＤＭシンボルは、受信
部２により受信信号処理が行われ、高速フーリエ変換部
４で高速フーリエ変換（ＦＦＴ）されて周波数スペクト
ル信号に変換される。

【００２６】ここで、送信側から所定周期で送られてく
る既知の参照シンボルを受信した場合、伝送路応答算出
部５では、受信参照シンボルの周波数スペクトル信号
と、送信参照シンボル生成部３で生成された送信参照シ
ンボルの周波数スペクトル信号を用いて伝送路応答を算
出し、算出した伝送路応答を高速逆フーリエ変換部（Ｉ
ＦＦＴ）６へ出力する。

【００２７】高速逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）６に伝
送路応答が入力されると、高速逆フーリエ変換部（ＩＦ
ＦＴ）６では、伝送路応答が高速逆フーリエ変換され
て、伝送路の時間応答が得られ、時間応答測定部７に出
力される。

【００２８】時間応答測定部７では、伝送路の時間応答
から、マルチパスによる遅延波の遅延時間を測定する。
帯域幅設定部８は、時間応答測定部７の遅延時間出力を
用いて、帯域幅可変フィルタ９の帯域幅を適正値に設定
する。

【００２９】また、伝送路応答算出部５で算出された伝
送路応答には雑音成分が含まれているため、伝送路応答
算出部５から帯域幅可変フィルタ９に伝送路応答が出力
される。帯域幅可変フィルタ９に伝送路応答が入力され
ると、伝送路応答は上記帯域幅設定部８によって設定さ
れた帯域幅で周波数軸方向にフィルタリングされ、伝送
路応答に含まれていた雑音成分が抑制される。

【００３０】一方、受信部２において、参照シンボルで
はなく、データシンボルを受信した場合、高速フーリエ
変換部４はデータシンボルを周波数スペクトルに変換
し、歪み補償部１０は、フィルタ８で出力されるフィル
タリング後の伝送路応答と、高速フーリエ変換部４で出
力されるデータシンボルの周波数スペクトル信号を用い
て受信データシンボルの周波数軸方向の歪みを補償す
る。歪み補償部１０で歪み補償が行われたデータシンボ
ルは、復調部１１によってディジタルデータ系列に復調
される。

【００３１】このようにこの第１実施形態のＯＦＤＭ受
信装置によれば、マルチパスで生じた遅延波の遅延時間
を測定し、この測定された遅延時間に応じて帯域幅可変
フィルタ９の帯域幅を変えるので、伝搬環境が大きく変
化した場合でも、帯域幅可変フィルタ９では、伝送路応
答算出部５から入力される伝送路応答を常に適正な帯域
幅でフィルタリングすることができ、安定した受信特性
を得ることができる。また雑音が抑制された伝送路応答
から遅延時間を測定するので遅延時間の測定精度を向上
することができる。次に、図２を参照して本発明に係る
第２実施形態の受信装置について説明する。 図２は図
１の高速フーリエ変換部４と高速逆フーリエ変換部６と
を一体化し高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３とした
ＯＦＤＭ受信装置の一例を示すブロック図である。

【００３２】一般に、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）と逆
フーリエ変換（ＩＦＦＴ）はその処理形態、つまりアル
ゴリズムがほぼ等しいため上記第１実施形態に示した高
速フーリエ変換部４と高速逆フーリエ変換部６とを同じ
回路構成として実現できる。したがって、この第２実施
形態のＯＦＤＭ受信装置は、高速フーリエ／逆フーリエ
変換部１３の入力端と出力端とにそれぞれ切替部１２−
１、１２−２を接続して、受信部２から出力された信号
が切替部１２−１を介して高速フーリエ／逆フーリエ変
換部１３に入力された場合、高速フーリエ／逆フーリエ
変換部１３がＦＦＴを行い、この変換結果を切替部１２
−２が伝送路応答算出部５または歪み補償部１０へ切替
出力し、伝送路応答算出部５から出力された信号が切替
部１２−１を介して高速フーリエ／逆フーリエ変換部１
３に入力された場合、高速フーリエ／逆フーリエ変換部
１３がＩＦＦＴを行い、この変換結果を切替部１２−２
が時間応答測定部７へ出力するよう構成されている。

【００３３】この第２実施形態のＯＦＤＭ受信装置の場
合、アンテナ１で受信されたＯＦＤＭシンボルは、受信
部２により受信信号処理が行われ、切替部１２−１を経
由し、高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３に入力され
る。高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３は、高速フー
リエ変換によって受信シンボルを周波数スペクトル信号
に変換する。

【００３４】ここで、受信シンボルが例えば既知参照シ
ンボルであった場合、高速フーリエ／逆フーリエ変換部
１３の出力は、切替部１２−２を通過して伝送路応答算
出部５に入力される。伝送路応答算出部５では、切替部
１２−２から得られた受信既知参照シンボルの周波数ス
ペクトルと、送信参照シンボル生成部３で生成された送
信既知参照シンボルの周波数スペクトルとを用いて、伝
送路応答を算出する。算出された伝送路応答は帯域幅可
変フィルタ９でフィルタリングされ、雑音が抑圧され
る。伝送路応答算出部５の出力は、切替部１２−１を経
由して高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３に入力され
る。

【００３５】すると、高速フーリエ／逆フーリエ変換部
１３では、入力された伝送路応答が逆フーリエ変換され
て伝送路の時間応答に変換される。この変換された伝送
路の時間応答は、切替部１２−２を経由して時間応答測
定部７に入力され、時間応答測定部７により遅延波の遅
延時間が測定され、遅延時間が帯域幅設定部８に出力さ
れる。

【００３６】帯域幅設定部８は、時間応答測定部７から
入力された遅延時間に応じて帯域幅可変フィルタ９の適
切な帯域幅を設定する。

【００３７】一方、受信部２によってデータシンボルが
受信されると、受信部２の出力は切替部１２−１を経由
して高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３に入力され、
高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３により高速フーリ
エ変換される。この高速フーリエ変換によって得られた
データシンボルの周波数スペクトルは切替部１２−２を
経由して歪み補償部１０に入力される。歪み補償部１０
では、帯域幅可変フィルタ９から出力されたフィルタリ
ング後の伝送路応答を用いて切替部１２−２から出力さ
れてきたデータシンボルの周波数軸方向の歪みを補償す
る。歪み補償後のデータシンボルの周波数スペクトル
は、復調部１１によって復調されてディジタルデータ系
列に変換される。

【００３８】このようにこの第２実施形態のＯＦＤＭ受
信装置によれば、高速フーリエ／逆フーリエ変換部１３
が、受信部２により受信された受信信号を周波数スペク
トルに変換すると共に、伝送路応答算出部５により算出
された伝送路応答を伝送路の時間応答に変換するので、
その前段に配置した切替部１２−１とその後段に配置し
た切替部１２−２とで高速フーリエ／逆フーリエ変換部
１３への入出力信号を切り替えることにより上記第１実
施形態と同様に動作させることができる。

【００３９】すなわち、上記第１実施形態では、高速フ
ーリエ変換部（ＦＦＴ）４と高速逆フーリエ変換部（Ｉ
ＦＦＴ）６とを分離して構成していたが、これらを一体
化することにより、上記第１実施形態と同様の効果が得
られると共に、上記第１実施形態よりも装置内の構成を
簡素化することができる。

【００４０】ＦＦＴやＩＦＦＴは、ほぼ同じアルゴリズ
ムでデータを変換する処理なので、単体の高速フーリエ
変換部（ＦＦＴ）４の容量を１、単体の高速逆フーリエ
変換部（ＩＦＦＴ）６の容量を１とし、互いを併せて容
量が２であったものが、高速フーリエ／逆フーリエ変換
部１３として一体化したことにより、単体時のほぼ１倍
程度の容量でパッケージングすることができる。

【００４１】次に、図３を参照して本発明の受信装置に
係る第３実施形態のＯＦＤΜ受信装置について説明す
る。図３はこの第３実施形態のＯＦＤΜ受信装置の構成
を示すブロック図である。

【００４２】同図に示すように、この第３実施形態のＯ
ＦＤΜ受信装置は、上記第１実施形態の構成に、さら
に、復調部１１で復調したデータ系列を再変調しフィー
ドバックする変調部１５と、変調部１５からフィードバ
ックされた変調信号と送信参照シンボル生成部３で生成
された送信参照シンボルとを切り替えて伝送路応答算出
部５へ出力する切替部１２−３と、この切替部１２−３
から出力される信号が再変調信号のときに遅延させた高
速フーリエ変換部４の出力を伝送路応答算出部５に入力
する遅延部１４とから構成されている。

【００４３】この第３実施形態のＯＦＤΜ受信装置の場
合、アンテナ１で受信されたＯＦＤＭシンボルは、受信
部２により受信信号処理が行われ、高速フーリエ変換部
４で高速フーリエ変換（ＦＦＴ）されることにより、周
波数スペクトル信号に変換される。高速フーリエ変換部
４の出力は、遅延部１４で１シンボル分遅延され、伝送
路応答算出部５に入力される。

【００４４】例えば受信したＯＦＤＭシンボルが既知の
参照シンボルであった場合、送信参照シンボル生成部３
は送信参照シンボルの周波数スペクトル信号を生成して
出力する。伝送路応答算出部５は、受信参照シンボルの
周波数スペクトル信号と、切換部１２−３を通って伝送
路応答算出部５に入力される送信参照シンボルの周波数
スペクトル信号とを用いて伝送路応答を算出する。算出
した伝送路応答には雑音成分が含まれているため、帯域
幅可変フィルタ９によって周波数軸方向にフィルタリン
グされる。フィルタリングされた伝送路応答は、逆フー
リエ変換部６で逆フーリエ変換され、時間応答に変換さ
れる。

【００４５】帯域幅可変フィルタ９によってフィルタリ
ングされた後の伝送路応答は雑音成分が抑圧されている
ため、フィルタリング後の伝送路応答のＩＦＦＴ結果を
用いて遅延時間を測定する方がフィルタリング前の伝送
路応答のＩＦＦＴ結果を用いるよりも遅延時間の測定精
度が向上する。

【００４６】時間応答測定部７では、伝送路の時間応答
から、マルチパスによる遅延波の遅延時間を測定する。
帯域幅設定部８は、測定された遅延時間を用いて、帯域
幅可変フィルタ９の帯域幅を適正値に設定する。この帯
域幅は、現時刻の受信シンボルから算出される伝送路応
答のフィルタリングに用いても良く、次のシンボルから
算出される伝送路応答をフィルタリングするときに用い
ても良い。この場合、先頭シンボルの伝送路応答をフィ
ルタリングするとき、まだ帯域幅可変フィルタ９の帯域
は適正値に設定されていないので、予め所定の値に設定
しておく。先頭シンボルの伝送路応答をフィルタリング
する帯域幅可変フィルタ９の帯域幅は、例えば予想され
る最大遅延時間から設定しておいても良く、また若干大
きめに設定しておいても良い。また先頭シンボルの伝送
路応答についてはフィルタリングしなくても良い。

【００４７】なおこの第３実施形態では、帯域幅可変フ
ィルタ９の出力を高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）する
場合について説明したが、図１または図２のＯＦＤＭ受
信装置のように、伝送路応答算出部５の出力を高速逆フ
ーリエ変換（ＩＦＦＴ）してもよい。

【００４８】一方、受信部２によって受信されたＯＦＤ
Ｍシンボルがデータシンボルであった場合、高速フーリ
エ変換部４はデータシンボルを周波数スペクトル信号に
変換し、歪み補償部１０は帯域幅可変フィルタ９で出力
されるフィルタリング後の伝送路応答と、高速フーリエ
変換部４で出力されるデータシンボルの周波数スペクト
ル信号を用いて受信データシンボルの周波数軸方向の歪
みを補償する。歪み補償部１０で歪みを補償されたデー
タシンボルは復調部１１によってディジタルデータ系列
に復調される。復調部１１で得られたディジタルデータ
系列は、変調部１５で再変調されて切替部１２−３を経
由して伝送路応答算出部５に入力される。高速フーリエ
変換部４でＩＦＦＴされた受信データシンボルは、遅延
部１４で一シンボル分遅延した後、伝送路応答算出部５
に入力される。伝送路応答算出部５は、切替部１２−３
の出力と、遅延部１４の出力とを用いて、再び伝送路応
答を算出する。算出された伝送路応答は適正値に設定さ
れた帯域幅可変フィルタ９でフィルタリングされ、次の
シンボルの歪み補償に用いられる。このようにデータシ
ンボルを受信した場合は、一時刻前のシンボルから得ら
れた伝送路応答を用いて歪みを補償することができる。
また現在の時刻のシンボルから得られた伝送路応答を用
いて歪みを補償することも可能であるが、この場合、受
信信号をディジタルデータ系列に復調するまでの時間が
長くなる。

【００４９】帯域幅可変フィルタ９の出力は、逆フーリ
エ変換部６でＩＦＦＴされ、時間応答測定部７で遅延波
の遅延時間が測定され、その測定された遅延時間が測定
結果として帯域幅設定部８に出力される。帯域幅設定部
８は、時間応答測定部７から測定結果が入力されると、
入力された遅延時間の値に応じて帯域幅可変フィルタ９
の帯域幅の再設定を行う。これにより遅延時間が測定さ
れるたびに帯域幅可変フィルタ９の帯域幅が更新（再設
定）されることになる。

【００５０】このようにこの第３実施形態のＯＦＤＭ受
信装置によれば、受信されたＯＦＤＭシンボルのうち、
既知の参照シンボルを受信した場合だけでなく、データ
シンボルを受信した場合でも遅延波の遅延時間に応じて
帯域幅可変フィルタ９の帯域幅が再設定されるので、伝
送路応答に時間変動があるような場合でも帯域幅可変フ
ィルタ９の帯域幅を常に適正値に設定することができ
る。つまり、送信側から既知信号が受信されない間に伝
搬環境が大きく変化した場合でも、直前に得たデータに
よって遅延波の遅延時間を測定し続けることができ、帯
域幅可変フィルタ９の帯域幅を常に適正な値に設定する
ことができる。

【００５１】図４は計算機シミュレーションで求めたＦ
ＦＴ規模256,シンボル長 1［msec］のＯＦＤＭシンボル
に対する伝送路応答を示す図である。伝送路はＥb ／Ｎ
o ＝10［ dＢ］の３波モデルであり、遅延波の遅延時間
はそれぞれ10［μsec ］、50［μsec ］、Ｄ／Ｕはそれ
ぞれ 0［ dΒ］、 5［ dΒ］である。

【００５２】この図４より伝送路応答算出部５の出力に
は、雑音が付加されているため細かい凹凸がみられるこ
とが分かる。伝送路応答算出部５の出力を、フィルタリ
ングして得られた伝送路応答は、雑音成分が抑圧されて
おり、伝送路応答の真値に近付く。ＯＦＤＭのサブキャ
リア間隔をＷ［Hz］、フィルタの時間領域での片側帯域
幅をＢ［1/Hz］とする。フィルタの時間領域の正規化帯
域幅を、シンボル長１／Ｗに対する時間領域の片側帯域
幅と定義すると、正規化帯域幅はＢＷで表される。この
図４では、伝送路応答のフィルタリングにΒＷ＝0.08、
タップ長64の低域通過ロールオフフィルタを用いてい
る。帯域幅の設定には、伝送路応答のＩＦＦＴ結果が用
いられる。

【００５３】図５は図４の伝送路応答算出部５の出力を
規模256 の高速逆フーリエ変換部６でＩＦＦＴして得ら
れた伝送路の時間応答を示す図である。

【００５４】同図に示すように、シンボル長 1［msec］
（サブキャリア間隔１［KHz ］）の信号をＩＦＦＴして
いるので、ＩＦＦＴ後の信号のサンプリング間隔は 1/2
56［msec］となる。

【００５５】この図５の受信電力スペクトルには、 129
番目、 131番目、 141番目のサンプリング時刻にそれぞ
れピークが存在するが、 129番目のサンプリング時刻の
ピークは所望信号によるもので、 131番目、 141番目の
サンプリング時刻のピークは遅延波によるものである。
131番目のピークと所望波のピークの間は 2サンプル、
141番目のピークと所望波のピークの間は12サンプル分
の時間が空いており、これはそれぞれ約 7.8［μsec
］、46.9［μsec ］に相当する。実際の遅延時間はそ
れぞれ10［μsec ］、50［μsec ］であるので、ピーク
間隔の時間にほぼ一致し、伝送路応答のＩＦＦＴによ
り、遅延波の遅延時間が測定できることが確認できる。
ここでは、サンプリング間隔は 1/256［msec］であった
が、サンプリング間隔を狭めると、遅延時間測定の精度
が向上する。また、ピーク値を読みとることにより、到
着した受信信号の電力値がわかる。電力の高い遅延波が
伝送路応答の形成に大きく影響するので、電力が大きい
遅延波の遅延時間を測定することによって、フィルタの
帯域幅を決定すると良い。

【００５６】図６は横軸を正規化帯域幅ΒＷとしたとき
の、図１の受信装置のビット誤り率特性を示す図であ
る。

【００５７】伝送路は、遅延時間10［μsec ］、Ｄ／Ｕ
＝ 0［ dΒ］の第一の２波モデル、遅延時間50［μsec
］、Ｄ／Ｕ＝ 5［ dＢ］の第二の２波モデル、二つの
遅延波の遅延時間がそれぞれ10［μsec ］、50［μsec
］、Ｄ／Ｕがそれぞれ 0［ dＢ］、 5［ dＢ］の３波
モデルの３種類であり、それぞれＥb ／Ｎo ＝10［ d
Ｂ］である。帯域幅可変フィルタ９は64タップのロール
オフフィルタを用いている。この図６より３波モデルで
ビット誤り率が最適となるのは帯域幅ΒＷ＝0.07であ
り、第二の２波モデルで最適となる帯域幅0.08とほぼ等
しいことから、複数の遅延波が存在する場合、最大の遅
延時間から帯域幅を設定すれば良いことが分かる。但し
受信電力が低い遅延波は、伝送路の形成にほとんど影響
しないので、受信電力が大きい遅延波の中から最大の遅
延時間を測定し、測定した最大遅延時間から帯域幅を設
定すると良い。

【００５８】次に、図７を参照して本発明に係る第４実
施形態の受信装置について説明する。 図７は本発明に
係る第４実施形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロ
ック図である。

【００５９】この第４実施形態のＯＦＤＭ受信装置は、
伝送路応答をＩＦＦＴして得られた所望波及び遅延波の
到着時刻とそれぞれの受信電力とを受信部２で行われる
同期捕捉などの受信信号処理に用いるために受信信号を
測定する受信信号測定部７０が設けられている。

【００６０】この第４実施形態のＯＦＤＭ受信装置の場
合、アンテナ１で受信されたＯＦＤＭシンボルは、受信
部２により受信信号処理が行われ、高速フーリエ変換部
４でＦＦＴされることにより、周波数スペクトル信号に
変換される。既知の参照シンボルを受信した場合、伝送
路応答算出部５は、受信参照シンボルの周波数スペクト
ル信号と送信参照シンボル生成部３で生成された送信参
照シンボルの周波数スペクトル信号を用いて伝送路応答
を算出する。算出した伝送路応答には雑音成分が含まれ
ているため、帯域幅可変フィルタ９によって周波数軸方
向にフィルタリングされる。

【００６１】また伝送路応答算出部５により算出された
伝送路応答は、高速逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）６で
ＩＦＦＴされ、伝送路の時間応答、つまり所望波及び遅
延波の到着時刻が得られる。

【００６２】これら所望波及び遅延波の時刻から受信信
号測定部７０が遅延波の遅延時間と、それぞれの受信電
力値を測定し受信部２へフィードバックする。受信部２
では、受信信号測定部７０から入力された遅延波の遅延
時間や所望波及び遅延波の受信電力値を用いて同期補足
などの受信信号処理を行う。

【００６３】このようにこの第４実施形態の受信装置に
よれば、高速逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）６でＩＦＦ
Ｔされて得られた伝送路の時間応答から所望波が到着し
てから遅延波が到着するまでの遅延時間と所望波及び遅
延波のそれぞれの受信電力値とを測定することにより、
測定結果を上記第１〜３実施形態とは異なる用途、例え
ば受信部２での同期補足などに利用することができる。

【００６４】

【発明の効果】以上説明したように請求項１記載の発明
によれば、マルチパスで生じる遅延波の遅延時間を測定
し、この測定された遅延時間に応じて帯域幅可変フィル
タの帯域幅を変えるので、伝搬環境が大きく変化した場
合でも、伝送路応答算出手段によって算出された伝送路
応答を常に適正な帯域幅でフィルタリングすることがで
き、安定した受信特性を得ることができる。また雑音が
抑制された伝送路応答から遅延時間を測定するので遅延
時間の測定精度を向上することができる。

【００６５】また請求項２記載の発明によれば、第１の
変換手段と第２の変換手段とを一体化した変換手段と、
この変換手段への入出力信号を切り替える信号切替手段
とを設けたことにより受信装置の構成を簡素化すること
ができる。

【００６６】請求項３記載の発明によれば、送信側で既
知信号を送信しない間に伝搬環境が大きく変化する場合
でも、受信装置自身が得たデータによって遅延波の遅延
時間を測定し続けることができる。したがって、従来、
同期捕捉などのために送信していた時間軸方向で相関の
強いシンボル、つまり既知信号を従来よりも広い間隔を
空けてまたは初めの１回のみ送信すればよくなる。この
結果、既知信号の送信間隔を空けても伝送路応答を最適
な帯域幅でフィルタリングすることができる。請求項４
記載の発明によれば、上記請求項１〜３記載の発明以外
の用途に遅延時間の測定結果を利用することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る第１実施形態のＯＦＤＭ受信装置
の構成を示すブロック図。

【図２】本発明に係る第２の実施形態のＯＦＤＭ受信装
置の構成を示すブロック図。

【図３】本発明に係る第３の実施形態のＯＦＤΜ受信装
置の構成を示すブロック図。

【図４】同実施形態におけるＯＦＤＭ受信装置の伝送路
応答特性を示す図。

【図５】同実施形態におけるＯＦＤＭ受信装置の伝送路
応答の逆フーリエ変換結果を示す図。

【図６】同実施形態におけるＯＦＤＭ受信装置のビット
誤り率特性を示す図。

【図７】本発明に係る第４実施形態のＯＦＤΜ受信装置
の構成を示すブロック図。

【符号の説明】

１…受信アンテナ、２…受信部、３…送信参照シンボル
生成部、４…高速フーリエ変換部、５…伝送路応答算出
部、６…高速逆フーリエ変換部、７…時間応答測定部、
８…帯域幅設定部、９…フィルタ、１０…歪み補償部、
１１…復調部、１２−１、１２−２、１２−３…切替
部、１３…変調部、１４…遅延部、１５…変調部。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直交周波数分割多重された信号を受信す
   る受信手段と、 前記受信手段により受信された受信信号を周波数スペク
   トルに変換する第１の変換手段と、 前記受信信号に対する参照用の参照周波数スペクトル信
   号を生成する参照周波数スペクトル信号生成手段と、 前記第１の変換手段により変換された受信周波数スペク
   トル信号と前記参照周波数スペクトル信号生成手段によ
   り生成された参照周波数スペクトル信号とから伝送路応
   答を算出する伝送路応答算出手段と、 前記伝送路応答算出手段により算出された伝送路応答を
   伝送路の時間応答に変換する第２の変換手段と、 前記第２の変換手段により変換された伝送路の時間応答
   を用いてマルチパスによる遅延波の遅延時間を測定する
   遅延時間測定手段と、 前記伝送路応答をフィルタリングする帯域幅を可変自在
   に設定可能であり、前記伝送路応答算出手段により算出
   された伝送路応答を設定された帯域幅でフィルタリング
   する帯域幅可変フィルタと、 前記遅延時間測定手段により測定された遅延波の遅延時
   間に応じて前記帯域幅可変フィルタの帯域幅を設定する
   帯域幅設定手段と、 前記帯域幅可変フィルタによりフィルタリングされた伝
   送路応答を用い、前記第１の変換手段により変換された
   受信周波数スペクトル信号のマルチパスによる周波数軸
   方向の歪みを補償する歪み補償手段と、 前記歪み補償手段により歪み補償された受信周波数スペ
   クル信号を用いてディジタルデータ系列を復調する復調
   手段とを具備したことを特徴とする受信装置。
2. 【請求項２】 直交周波数分割多重された信号を受信す
   る受信手段と、 前記受信信号に対する参照用の参照周波数スペクトル信
   号を生成する参照周波数スペクトル信号生成手段と、 前記参照周波数スペクトル信号生成手段により生成され
   た参照周波数スペクトル信号と前記受信信号を変換して
   得られた周波数スペクトル信号とから伝送路応答を算出
   する伝送路応答算出手段と、 前記受信手段により受信された受信信号を受信周波数ス
   ペクトルに変換すると共に、前記伝送路応答算出手段に
   より算出された伝送路応答を伝送路の時間応答に変換す
   る変換手段と、 前記変換手段に対する信号の入出力を切り替える信号切
   替手段と、 前記変換手段により変換され前記信号切替手段から出力
   された伝送路の時間応答を用いてマルチパスによる遅延
   波の遅延時間を測定する遅延時間測定手段と、 前記伝送路応答をフィルタリングする帯域幅を可変自在
   に設定可能であり、前記伝送路応答算出手段により算出
   された伝送路応答を設定された帯域幅でフィルタリング
   する帯域幅可変フィルタと、 前記遅延時間測定手段により測定された遅延波の遅延時
   間に応じて前記帯域幅可変フィルタの帯域幅を設定する
   帯域幅設定手段と、 前記帯域幅可変フィルタによりフィルタリングされた伝
   送路応答を用い、前記変換手段により変換され前記信号
   切替手段から出力された受信周波数スペクトル信号のマ
   ルチパスによる周波数軸方向の歪みを補償する歪み補償
   手段と、 前記歪み補償手段により歪み補償された受信周波数スペ
   クル信号を用いてディジタルデータ系列を復調する復調
   手段とを具備したことを特徴とする受信装置。
3. 【請求項３】 請求項１記載の受信装置において、 前記復調手段により復調された復調信号を再変調して再
   変調信号を出力する変調手段と、 前記変調手段から出力された再変調信号と前記参照周波
   数スペクトル信号生成手段により生成された参照周波数
   スペクトル信号とを切り替えて前記伝送路応答算出手段
   へ出力する信号切替手段と、 前記第１の変換手段から前記伝送路応答算出手段への受
   信周波数スペクトル信号を遅延させる遅延手段とを具備
   したことを特徴とする受信装置。
4. 【請求項４】 直交周波数分割多重された信号を受信す
   る受信手段と、 前記受信手段により受信された受信信号を周波数スペク
   トルに変換する第１の変換手段と、 前記受信信号に対する参照用の参照周波数スペクトル信
   号を生成する参照周波数スペクトル信号生成手段と、 前記第１の変換手段により変換された受信周波数スペク
   トル信号と前記参照周波数スペクトル信号生成手段によ
   り生成された参照周波数スペクトル信号とから伝送路応
   答を算出する伝送路応答算出手段と、 前記伝送路応答算出手段により算出された伝送路応答を
   伝送路の時間応答に変換する第２の変換手段と、 前記第２の変換手段により変換された伝送路の時間応答
   を用いて所望波の到着時間とこの所望波のマルチパスに
   よる遅延波の到着時間とそれぞれの受信信号の受信電力
   とを求め、それらを用いた受信信号処理を行う受信信号
   処理手段とを具備したことを特徴とする受信装置。