JP2000078107A - 内挿同期検波方法と無線通信システム - Google Patents
内挿同期検波方法と無線通信システムInfo
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- Signal Processing (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 パイロット内挿型同期検波方式の受信装置に
おいて、受信サンプリング点の更新に起因する復調誤り
を軽減することを課題とする。 【解決手段】 位相点が既知であるパイロットシンボル
を情報信号に定期的に挿入することによって、受信側で
の内挿同期検波を可能とする無線通信システムにおける
内挿同期検波方法において、前記パイロットシンボルで
挟まれた前記情報信号の同期検波については、前記情報
信号の前後のパイロットシンボルから推定された伝達関
数を直線内挿することにより行い、前記情報信号の前後
のパイロットシンボルの中間点において同期検波に使用
する受信サンプル点タイミングを更新することを特徴と
する。
おいて、受信サンプリング点の更新に起因する復調誤り
を軽減することを課題とする。 【解決手段】 位相点が既知であるパイロットシンボル
を情報信号に定期的に挿入することによって、受信側で
の内挿同期検波を可能とする無線通信システムにおける
内挿同期検波方法において、前記パイロットシンボルで
挟まれた前記情報信号の同期検波については、前記情報
信号の前後のパイロットシンボルから推定された伝達関
数を直線内挿することにより行い、前記情報信号の前後
のパイロットシンボルの中間点において同期検波に使用
する受信サンプル点タイミングを更新することを特徴と
する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線通信システム
の伝送回路のパイロット内挿型の同期検波方法に関し、
例えばパイロット内挿型同期検波スペクトル拡散方式等
に用いることのできる内挿同期検波方法及び無線通信シ
ステムに関する。
の伝送回路のパイロット内挿型の同期検波方法に関し、
例えばパイロット内挿型同期検波スペクトル拡散方式等
に用いることのできる内挿同期検波方法及び無線通信シ
ステムに関する。
【０００２】
【従来の技術】最近、パイロット内挿型同期検波スペク
トル拡散方式は、電波産業会（ＡＲＩＢ：Association
of Radio Industries and Businesses）により、移動通
信方式の一つとして、ＲＣＳ９４−９８「ＤＳ−ＣＤＭ
Ａにおける内挿型同期検波ＲＡＫＥの特性」に提案され
ている。
トル拡散方式は、電波産業会（ＡＲＩＢ：Association
of Radio Industries and Businesses）により、移動通
信方式の一つとして、ＲＣＳ９４−９８「ＤＳ−ＣＤＭ
Ａにおける内挿型同期検波ＲＡＫＥの特性」に提案され
ている。
【０００３】パイロット内挿型同期検波は、情報信号の
中に周期的又は定期的に第１及び第２の位相的に既知の
パイロット信号を挿入してフレーム構成とし、この第１
及び第２の既知のパイロット信号の区間で、マルチパス
・レイリーフェージング等により変動している伝搬路を
推定する。また、この第１及び第２の既知のパイロット
信号で推定した係数（伝達関数）をそれぞれＺ１，Ｚ２
とし、Ｎシンボルからなる情報信号中ｋシンボル目の伝
搬路を推定した係数（伝達関数）Ｚ（ｋ）は、第１及び
第２の既知の信号の係数Ｚ１，Ｚ２を一次内挿すること
により、 Ｚ（ｋ）＝［（Ｎ−ｋ）／Ｎ］Ｚ１＋［ｋ／Ｎ］Ｚ２ ……（１） により求めることができる。
中に周期的又は定期的に第１及び第２の位相的に既知の
パイロット信号を挿入してフレーム構成とし、この第１
及び第２の既知のパイロット信号の区間で、マルチパス
・レイリーフェージング等により変動している伝搬路を
推定する。また、この第１及び第２の既知のパイロット
信号で推定した係数（伝達関数）をそれぞれＺ１，Ｚ２
とし、Ｎシンボルからなる情報信号中ｋシンボル目の伝
搬路を推定した係数（伝達関数）Ｚ（ｋ）は、第１及び
第２の既知の信号の係数Ｚ１，Ｚ２を一次内挿すること
により、 Ｚ（ｋ）＝［（Ｎ−ｋ）／Ｎ］Ｚ１＋［ｋ／Ｎ］Ｚ２ ……（１） により求めることができる。
【０００４】また、パイロット内挿型同期検波後のｋ番
目の復調データＳｋは、 Ｓｋ＝［αi×Ｚ*i,k*×ｒi,k］のｉ＝１からｉ＝ｐまで積和算 …（２） となる。ただし、ｐはＲＡＫＥ受信を行う遅延波数、α
iはi番目の遅延波に対する重み係数、Ｚ*i,k*はi番目の
遅延波に対して推定された係数Ｚ１，Ｚ２に基いて推定
されるｉ番目の遅延波の内挿で推定して一次内挿した係
数位相の複素共役、ｒi,kはｉ番目の遅延波の受信信号
をそれぞれ逆拡散したものである。
目の復調データＳｋは、 Ｓｋ＝［αi×Ｚ*i,k*×ｒi,k］のｉ＝１からｉ＝ｐまで積和算 …（２） となる。ただし、ｐはＲＡＫＥ受信を行う遅延波数、α
iはi番目の遅延波に対する重み係数、Ｚ*i,k*はi番目の
遅延波に対して推定された係数Ｚ１，Ｚ２に基いて推定
されるｉ番目の遅延波の内挿で推定して一次内挿した係
数位相の複素共役、ｒi,kはｉ番目の遅延波の受信信号
をそれぞれ逆拡散したものである。
【０００５】このように、逆拡散により、マルチパスに
よる影響を互いに分離できる場合には、式（２）に示す
ように、ＲＡＫＥ合成する前の逆拡散済みの信号ごと
に、既知シンボルを用いた内挿同期検波を行うことが可
能となる。
よる影響を互いに分離できる場合には、式（２）に示す
ように、ＲＡＫＥ合成する前の逆拡散済みの信号ごと
に、既知シンボルを用いた内挿同期検波を行うことが可
能となる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、マルチ
パスによる遅延差が、逆拡散により分離できる遅延差で
ある±1chipよりも大きい場合には、内挿同期検波によ
り各伝送路毎に同期検波を行うことができるが、マルチ
パスによる遅延差が、逆拡散により分離できる最小差で
ある±1chipよりも小さい場合は、逆拡散済みの信号ご
とに既知シンボルを用いた内挿同期検波を行うことは困
難である。これは、遅延差が小さいと言っても、その伝
送路の違いによる影響は独立であり、基本的にそれぞれ
独自に伝送路推定を行う必要があることに起因する。
パスによる遅延差が、逆拡散により分離できる遅延差で
ある±1chipよりも大きい場合には、内挿同期検波によ
り各伝送路毎に同期検波を行うことができるが、マルチ
パスによる遅延差が、逆拡散により分離できる最小差で
ある±1chipよりも小さい場合は、逆拡散済みの信号ご
とに既知シンボルを用いた内挿同期検波を行うことは困
難である。これは、遅延差が小さいと言っても、その伝
送路の違いによる影響は独立であり、基本的にそれぞれ
独自に伝送路推定を行う必要があることに起因する。
【０００７】また、実際問題として、±1chip以内の遅
延差のマルチパス信号は、受信側において互いに符号間
干渉を起こして受信され、この影響を取り除くことは一
般に困難であり、スペクトラム拡散通信方式以外の一般
無線通信方式のように簡単にマルチパスによる伝送路歪
みの影響を取り除くことのできない方式と同じである。
延差のマルチパス信号は、受信側において互いに符号間
干渉を起こして受信され、この影響を取り除くことは一
般に困難であり、スペクトラム拡散通信方式以外の一般
無線通信方式のように簡単にマルチパスによる伝送路歪
みの影響を取り除くことのできない方式と同じである。
【０００８】このため、例えばｎ点（以下の説明では４
点ａ〜ｄで例示）でオーバーサンプリングされた受信信
号から、一定周期ごとにその時々に最も有利な（例え
ば、受信信号のアイパターンが最も開く）ように、１つ
の受信サンプル点を選択して、逆拡散及び内挿同期検波
を行う場合、互いの遅延差が±1chip以内のマルチパス
が存在する場合において、選択される受信サンプル点は
変化し、かつそれぞれの受信サンプル点に対する伝送路
の影響はほぼ独立であると見なせることから、正常に内
挿同期検波を行うことが出来なくなる可能性がある。
点ａ〜ｄで例示）でオーバーサンプリングされた受信信
号から、一定周期ごとにその時々に最も有利な（例え
ば、受信信号のアイパターンが最も開く）ように、１つ
の受信サンプル点を選択して、逆拡散及び内挿同期検波
を行う場合、互いの遅延差が±1chip以内のマルチパス
が存在する場合において、選択される受信サンプル点は
変化し、かつそれぞれの受信サンプル点に対する伝送路
の影響はほぼ独立であると見なせることから、正常に内
挿同期検波を行うことが出来なくなる可能性がある。
【０００９】さらに、一般に無線通信システムにおい
て、受信される信号電力ダイナミックレンジはきわめて
大きい。特に端末無線通信装置の受信部においては、そ
の大きなダイナミックレンジを、利得がステップ状に変
化する利得制御部と、連続に変化する利得制御部を組み
合わせることにより実現する方法がある。一種の振幅レ
ンジ切り替えを行うことにより、受信部全体の利得を広
範囲かつ連続的に変化することを可能とするわけであ
る。
て、受信される信号電力ダイナミックレンジはきわめて
大きい。特に端末無線通信装置の受信部においては、そ
の大きなダイナミックレンジを、利得がステップ状に変
化する利得制御部と、連続に変化する利得制御部を組み
合わせることにより実現する方法がある。一種の振幅レ
ンジ切り替えを行うことにより、受信部全体の利得を広
範囲かつ連続的に変化することを可能とするわけであ
る。
【００１０】しかしながら、利得を連続的に変化させて
いる場合において、利得がステップ状に変化する利得制
御部を切り換えることにより、レンジ切り替えを行う点
において、受信機内での受信信号の位相回転量などが不
連続な変化を受ける可能性がある。このことは、先に説
明した、ｎ点でオーバーサンプリングされた受信信号か
ら、一定周期ごとにその時々に最も有利な（例えば、受
信信号のアイパターンが最も開く）ように、１つの受信
サンプル点を選択して、逆拡散及び内挿同期検波を行う
場合と同様に、正常な内挿同期検波が出来なくなる可能
性がある。以上の説明は受信部における利得変化を例に
して説明したが、相手側の送信部においても同様である
ことは言うまでもない。
いる場合において、利得がステップ状に変化する利得制
御部を切り換えることにより、レンジ切り替えを行う点
において、受信機内での受信信号の位相回転量などが不
連続な変化を受ける可能性がある。このことは、先に説
明した、ｎ点でオーバーサンプリングされた受信信号か
ら、一定周期ごとにその時々に最も有利な（例えば、受
信信号のアイパターンが最も開く）ように、１つの受信
サンプル点を選択して、逆拡散及び内挿同期検波を行う
場合と同様に、正常な内挿同期検波が出来なくなる可能
性がある。以上の説明は受信部における利得変化を例に
して説明したが、相手側の送信部においても同様である
ことは言うまでもない。
【００１１】以上に説明した問題点を、図２を参照しな
がら詳しく説明する。図２（Ａ）は内挿同期検波用のパ
イロットシンボルを含む受信フレーム及びオーバーサン
プリングされるタイミングを示す。この例では、ａ，
ｂ，ｃ，ｄの点による４倍オーバーサンプリングの場合
を示している。さらに、図２（Ｂ）は復調に最も有利な
（例えば、受信アイパターンが最も開くような）サンプ
リング点を、４倍オーバーサンプルされた点から選択し
直すタイミングを示してる。また、図２（Ｃ）は各サン
プル点に対する基準位相点の遷移を示し、ｑ−ｓを通る
直線はサンプル点ｃにおける基準位相遷移を示し、ｒ−
ｔを通る直線はサンプル点ｂにおける基準位相遷移を示
す。さらに、これらの直線の縦軸（位相）に対する差Φ
はサンプル点ｂに相当するタイミングで受信部に到達す
るパスとサンプル点ｃに相当するタイミングで受信部に
到達するパスとの相対的な位相差を示す。
がら詳しく説明する。図２（Ａ）は内挿同期検波用のパ
イロットシンボルを含む受信フレーム及びオーバーサン
プリングされるタイミングを示す。この例では、ａ，
ｂ，ｃ，ｄの点による４倍オーバーサンプリングの場合
を示している。さらに、図２（Ｂ）は復調に最も有利な
（例えば、受信アイパターンが最も開くような）サンプ
リング点を、４倍オーバーサンプルされた点から選択し
直すタイミングを示してる。また、図２（Ｃ）は各サン
プル点に対する基準位相点の遷移を示し、ｑ−ｓを通る
直線はサンプル点ｃにおける基準位相遷移を示し、ｒ−
ｔを通る直線はサンプル点ｂにおける基準位相遷移を示
す。さらに、これらの直線の縦軸（位相）に対する差Φ
はサンプル点ｂに相当するタイミングで受信部に到達す
るパスとサンプル点ｃに相当するタイミングで受信部に
到達するパスとの相対的な位相差を示す。
【００１２】仮に、復調に最も有利なサンプリングタイ
ミングが、サンプル点ｂ−ｃ−ｂと変化した場合を考え
る。従来は図２（Ｂ）に示すようにパイロットシンボル
の直前（もしくは、直後）でサンプリングタイミングを
更新していたので、それぞれの更新タイミングにおいて
測定される基準位相は、ｐ，ｑ，ｔとなる。
ミングが、サンプル点ｂ−ｃ−ｂと変化した場合を考え
る。従来は図２（Ｂ）に示すようにパイロットシンボル
の直前（もしくは、直後）でサンプリングタイミングを
更新していたので、それぞれの更新タイミングにおいて
測定される基準位相は、ｐ，ｑ，ｔとなる。
【００１３】また、内挿同期検波を行うため、パイロッ
トシンボルとパイロットシンボルの間における推定基準
位相の遷移は、線分ｐ−ｑ及び線分ｑ−ｔで表される。
この時、実際にサンプリングされている点における位相
遷移は、線分ｐ−ｒ及び線分ｑ−ｓで示される。このこ
とから、推定基準位相の誤差の積分値は、三角形ｐｒｑ
及びｑｓｔの面積で計算することが出来、それぞれ、 （１／２）・Φ・Ｌ である。従って、この面積分が誤差成分に合致して、直
線内挿した推定する伝達関数の誤差が大きくなり、復調
データの正確性が乏しくなってしまうという問題点を有
している。
トシンボルとパイロットシンボルの間における推定基準
位相の遷移は、線分ｐ−ｑ及び線分ｑ−ｔで表される。
この時、実際にサンプリングされている点における位相
遷移は、線分ｐ−ｒ及び線分ｑ−ｓで示される。このこ
とから、推定基準位相の誤差の積分値は、三角形ｐｒｑ
及びｑｓｔの面積で計算することが出来、それぞれ、 （１／２）・Φ・Ｌ である。従って、この面積分が誤差成分に合致して、直
線内挿した推定する伝達関数の誤差が大きくなり、復調
データの正確性が乏しくなってしまうという問題点を有
している。
【００１４】以上は、スペクトラム拡散通信方式の場合
について説明しているが、逆拡散処理を除けば、スペク
トラム拡散通信方式以外の内挿同期型通信システムに対
しても同様である。
について説明しているが、逆拡散処理を除けば、スペク
トラム拡散通信方式以外の内挿同期型通信システムに対
しても同様である。
【００１５】本発明は、内挿同期型の無線通信システム
において、送受信部の推定基準位相の誤差の積分値を小
さくして、伝送路系の伝達関数の誤差を極力小さくし
て、復調データの正確性を高めることを課題とする。
において、送受信部の推定基準位相の誤差の積分値を小
さくして、伝送路系の伝達関数の誤差を極力小さくし
て、復調データの正確性を高めることを課題とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明は、位相点が既知
であるパイロットシンボルを情報信号に定期的に挿入す
ることによって、受信側での内挿同期検波を可能とする
無線通信システムにおける内挿同期検波方法において、
前記パイロットシンボルで挟まれた前記情報信号の同期
検波については、前記情報信号の前後のパイロットシン
ボルから推定された伝達関数を直線内挿することにより
行い、前記情報信号の前後のパイロットシンボルの中間
点において同期検波に使用する受信サンプル点タイミン
グを更新することを特徴とする。
であるパイロットシンボルを情報信号に定期的に挿入す
ることによって、受信側での内挿同期検波を可能とする
無線通信システムにおける内挿同期検波方法において、
前記パイロットシンボルで挟まれた前記情報信号の同期
検波については、前記情報信号の前後のパイロットシン
ボルから推定された伝達関数を直線内挿することにより
行い、前記情報信号の前後のパイロットシンボルの中間
点において同期検波に使用する受信サンプル点タイミン
グを更新することを特徴とする。
【００１７】また、位相点が既知であるパイロットシン
ボルを情報信号に定期的に挿入することによって、受信
側での内挿同期検波を可能とする無線通信システムにお
いて、前記無線通信システムに用いる送受信部のステッ
プ状の利得制御を行う際に、前記情報信号の前後のパイ
ロットシンボルの中間点において前記利得制御を行うこ
とを特徴とする。
ボルを情報信号に定期的に挿入することによって、受信
側での内挿同期検波を可能とする無線通信システムにお
いて、前記無線通信システムに用いる送受信部のステッ
プ状の利得制御を行う際に、前記情報信号の前後のパイ
ロットシンボルの中間点において前記利得制御を行うこ
とを特徴とする。
【００１８】また、本発明は、位相点が既知であるパイ
ロットシンボルを所定ビットの情報信号の両端に定期的
に挿入することによって、受信側での内挿同期検波を可
能とする無線通信システムにおいて、前記パイロットシ
ンボルで挟まれた前記情報信号の同期検波について、送
信受信側にて前記情報信号の前後のパイロットシンボル
から推定された伝達関数を直線内挿する内挿手段と、直
線内挿された伝達関数の複素共役を用いて内挿同期検波
を行う手段と、受信信号を離散的にオーバーサンプル
し、必要なフィルタリング処理を行った結果からアイパ
ターンが最も開くサンプル点を、前記パイロットシンボ
ルとパイロットシンボルの中間点において選択して復調
する処理手段とを備えたことを特徴とする。
ロットシンボルを所定ビットの情報信号の両端に定期的
に挿入することによって、受信側での内挿同期検波を可
能とする無線通信システムにおいて、前記パイロットシ
ンボルで挟まれた前記情報信号の同期検波について、送
信受信側にて前記情報信号の前後のパイロットシンボル
から推定された伝達関数を直線内挿する内挿手段と、直
線内挿された伝達関数の複素共役を用いて内挿同期検波
を行う手段と、受信信号を離散的にオーバーサンプル
し、必要なフィルタリング処理を行った結果からアイパ
ターンが最も開くサンプル点を、前記パイロットシンボ
ルとパイロットシンボルの中間点において選択して復調
する処理手段とを備えたことを特徴とする。
【００１９】また、位相点が既知であるパイロットシン
ボルを所定ビットの情報信号の両端に定期的に挿入する
ことによって、受信側での内挿同期検波を可能とする無
線通信システムにおいて、装置内部の伝達関数をステッ
プ状に変化させ得る伝達関数可変部と、前記パイロット
シンボルとパイロットシンボルの中間点において前記伝
達関数可変部の伝達関数を変化させる伝達関数制御部を
備えたことを特徴とする。
ボルを所定ビットの情報信号の両端に定期的に挿入する
ことによって、受信側での内挿同期検波を可能とする無
線通信システムにおいて、装置内部の伝達関数をステッ
プ状に変化させ得る伝達関数可変部と、前記パイロット
シンボルとパイロットシンボルの中間点において前記伝
達関数可変部の伝達関数を変化させる伝達関数制御部を
備えたことを特徴とする。
【００２０】さらに、具体的には、上記説明の伝達関数
可変部及び伝達関数制御部が、それぞれ利得可変レンジ
を切り換えることの出来る利得可変部及び利得制御部に
よってなることを特徴とする。
可変部及び伝達関数制御部が、それぞれ利得可変レンジ
を切り換えることの出来る利得可変部及び利得制御部に
よってなることを特徴とする。
【００２１】
【発明の実施の形態】本発明による実施形態について、
図面を参照しつつ詳細に説明する。
図面を参照しつつ詳細に説明する。
【００２２】［本発明の原理］図１（Ａ）は内挿同期検
波用のパイロットシンボルを含む受信フレーム及びオー
バーサンプリングされるタイミングを示す。この例では
ａ，ｂ，ｃ，ｄの点による４倍オーバーサンプリングの
場合を示している。さらに、図１（Ｂ）は復調に最も有
利な（例えば、受信アイパターンが最も開くような）サ
ンプリング点を、４倍オーバーサンプルされた点から選
択し直すタイミングを示してる。図１（ｃ）は各サンプ
ル点に対する基準位相点の遷移を示し、ｕ−ｗを通る直
線はサンプル点ｃにおける基準位相遷移を示し、ｖ−ｘ
を通る直線はサンプル点ｂにおける基準位相遷移を示
す。さらに、これらの直線の縦軸（位相）に対する差Φ
はサンプル点ｂに相当するタイミングで受信部に到達す
るパスとサンプル点ｃに相当するタイミングで受信部に
到達するパスとの相対的な位相差を示す。
波用のパイロットシンボルを含む受信フレーム及びオー
バーサンプリングされるタイミングを示す。この例では
ａ，ｂ，ｃ，ｄの点による４倍オーバーサンプリングの
場合を示している。さらに、図１（Ｂ）は復調に最も有
利な（例えば、受信アイパターンが最も開くような）サ
ンプリング点を、４倍オーバーサンプルされた点から選
択し直すタイミングを示してる。図１（ｃ）は各サンプ
ル点に対する基準位相点の遷移を示し、ｕ−ｗを通る直
線はサンプル点ｃにおける基準位相遷移を示し、ｖ−ｘ
を通る直線はサンプル点ｂにおける基準位相遷移を示
す。さらに、これらの直線の縦軸（位相）に対する差Φ
はサンプル点ｂに相当するタイミングで受信部に到達す
るパスとサンプル点ｃに相当するタイミングで受信部に
到達するパスとの相対的な位相差を示す。
【００２３】仮に、復調に最も有利なサンプリングタイ
ミングがｂ−ｃ−ｂと変化した場合を考える。本発明で
は、従来は図２（Ｂ）で示したものとは異なり、パイロ
ットシンボルの直前からＤだけ離れた時点で、サンプリ
ングタイミングを更新するとする。この時、それぞれの
更新タイミングにおいて測定される基準位相は、ｐ，
ｑ，ｔとなる。
ミングがｂ−ｃ−ｂと変化した場合を考える。本発明で
は、従来は図２（Ｂ）で示したものとは異なり、パイロ
ットシンボルの直前からＤだけ離れた時点で、サンプリ
ングタイミングを更新するとする。この時、それぞれの
更新タイミングにおいて測定される基準位相は、ｐ，
ｑ，ｔとなる。
【００２４】また、内挿同期検波を行うため、パイロッ
トシンボルとパイロットシンボルの間における推定基準
位相の遷移は線分ｐ−ｑ及び線分ｑ−ｔで表される。こ
の時、実際にサンプリングされている点における位相遷
移は、線分ｐ−ｖ，ｕ−ｑ及び線分ｑ−ｗ，ｘ−ｔで示
される。このことから、推定基準位相の誤差の積分値
は、三角形ｐｖｒ，ｒｕｑの面積の和、及び三角形ｑｗ
ｓ，ｓｘｔの面積の和で計算することが出来、差Φをサ
ンプル点ｂに相当するｐｖｘｔに示す受信部に到達する
パスとサンプル点ｃに相当するｕｑｗに示す受信部に到
達するパスとの相対的な位相差、Ｌをpilotとデータの
１フレーム期間とすると、それぞれ推定基準位相の誤差
の積分値は、 （１／２）・｛（Φ／Ｌ）・Ｄ・Ｄ＋（Φ／Ｌ）・（Ｌ
−Ｄ）・（Ｌ−Ｄ）｝ で与えられる。また、これらの三角形の面積はＤ＝Ｌ／
２の時に最低となり、その時の推定基準位相の誤差の積
分値である面積は、 （１／４）・Φ・Ｌ となる。
トシンボルとパイロットシンボルの間における推定基準
位相の遷移は線分ｐ−ｑ及び線分ｑ−ｔで表される。こ
の時、実際にサンプリングされている点における位相遷
移は、線分ｐ−ｖ，ｕ−ｑ及び線分ｑ−ｗ，ｘ−ｔで示
される。このことから、推定基準位相の誤差の積分値
は、三角形ｐｖｒ，ｒｕｑの面積の和、及び三角形ｑｗ
ｓ，ｓｘｔの面積の和で計算することが出来、差Φをサ
ンプル点ｂに相当するｐｖｘｔに示す受信部に到達する
パスとサンプル点ｃに相当するｕｑｗに示す受信部に到
達するパスとの相対的な位相差、Ｌをpilotとデータの
１フレーム期間とすると、それぞれ推定基準位相の誤差
の積分値は、 （１／２）・｛（Φ／Ｌ）・Ｄ・Ｄ＋（Φ／Ｌ）・（Ｌ
−Ｄ）・（Ｌ−Ｄ）｝ で与えられる。また、これらの三角形の面積はＤ＝Ｌ／
２の時に最低となり、その時の推定基準位相の誤差の積
分値である面積は、 （１／４）・Φ・Ｌ となる。
【００２５】すなわち、パイロットシンボルとパイロッ
トシンボルの間のちょうど真ん中の時点において、選択
するサンプリング点の変更を行うことによって、直線内
挿によって推定される基準位相（伝達関数）と真の基準
位相との誤差を最小とすることが出来る。
トシンボルの間のちょうど真ん中の時点において、選択
するサンプリング点の変更を行うことによって、直線内
挿によって推定される基準位相（伝達関数）と真の基準
位相との誤差を最小とすることが出来る。
【００２６】さらに、このことは、任意の時点において
生じる受信部内部の伝達関数の変化についても同様のこ
とが言える。すなわち、受信部の利得レンジをステップ
状に切り換えるなど、受信部内部の伝達関数を離散的に
変化させた場合、当然基準とすべき位相も離散的に変化
することになる。上記選択するサンプリング点の変更を
行う場合の説明から容易に理解されるように、受信部内
部の伝達関数を離散的に変化させる（例えば、ステップ
状に利得レンジを切り換える）場合においても、パイロ
ットシンボルとパイロットシンボルの間のちょうど真ん
中の時点において行うことによって推定基準位相の誤差
を最小とすることが出来る。また、このことは送信部に
おける送信部内部の伝達関数を離散的に変化させる必要
がある場合においても適用できることは自明である。
生じる受信部内部の伝達関数の変化についても同様のこ
とが言える。すなわち、受信部の利得レンジをステップ
状に切り換えるなど、受信部内部の伝達関数を離散的に
変化させた場合、当然基準とすべき位相も離散的に変化
することになる。上記選択するサンプリング点の変更を
行う場合の説明から容易に理解されるように、受信部内
部の伝達関数を離散的に変化させる（例えば、ステップ
状に利得レンジを切り換える）場合においても、パイロ
ットシンボルとパイロットシンボルの間のちょうど真ん
中の時点において行うことによって推定基準位相の誤差
を最小とすることが出来る。また、このことは送信部に
おける送信部内部の伝達関数を離散的に変化させる必要
がある場合においても適用できることは自明である。
【００２７】数式的に簡単に説明すれば、通信システム
の推定される伝達関数Ｚ（ｋ）は、第１及び第２の所定
パターンのパイロット信号の伝達関数をＺ１，Ｚ２と
し、直線内挿である一次内挿することにより、 Ｚ（ｋ）＝［（Ｎ−ｋ）／Ｎ］Ｚ１＋［ｋ／Ｎ］Ｚ２ ……（３） により求めることができる。ここで、パイロット信号が
Ｎシンボルからなる情報信号で、ｋシンボル目の伝搬路
を推定したものとしている。
の推定される伝達関数Ｚ（ｋ）は、第１及び第２の所定
パターンのパイロット信号の伝達関数をＺ１，Ｚ２と
し、直線内挿である一次内挿することにより、 Ｚ（ｋ）＝［（Ｎ−ｋ）／Ｎ］Ｚ１＋［ｋ／Ｎ］Ｚ２ ……（３） により求めることができる。ここで、パイロット信号が
Ｎシンボルからなる情報信号で、ｋシンボル目の伝搬路
を推定したものとしている。
【００２８】こうして、パイロット内挿型同期検波後の
ｋ番目の復調データＳｋは、 Ｓｋ＝［αi×Ｚ*i,k*×ｒi,k］のｉ＝１からｉ＝ｐまでの積和算 …（４） となり、正確な復調データを出力することが可能とな
る。
ｋ番目の復調データＳｋは、 Ｓｋ＝［αi×Ｚ*i,k*×ｒi,k］のｉ＝１からｉ＝ｐまでの積和算 …（４） となり、正確な復調データを出力することが可能とな
る。
【００２９】ただし、この数式（４）は、スペクトラム
拡散方式の伝搬に関するものであり、ｐはＲＡＫＥ受信
を行う遅延波数、αiはi番目の遅延波に対する重み係
数、Ｚ *i,k*はi番目の遅延波に対して推定された伝達関
数Ｚ１，Ｚ２に基いて推定されるｉ番目の遅延波の内挿
で推定して一次内挿した係数位相の複素共役、ｒi,kは
ｉ番目の遅延波の受信信号をそれぞれ逆拡散したもので
ある。
拡散方式の伝搬に関するものであり、ｐはＲＡＫＥ受信
を行う遅延波数、αiはi番目の遅延波に対する重み係
数、Ｚ *i,k*はi番目の遅延波に対して推定された伝達関
数Ｚ１，Ｚ２に基いて推定されるｉ番目の遅延波の内挿
で推定して一次内挿した係数位相の複素共役、ｒi,kは
ｉ番目の遅延波の受信信号をそれぞれ逆拡散したもので
ある。
【００３０】こうして、パイロットシンボルとパイロッ
トシンボルの間の真ん中の時点において無線通信システ
ムの送受信部内部の伝達関数を離散的に変化させること
によって、伝送誤差を最小にできる。
トシンボルの間の真ん中の時点において無線通信システ
ムの送受信部内部の伝達関数を離散的に変化させること
によって、伝送誤差を最小にできる。
【００３１】［第１の実施形態］図３に本発明の第１の
実施形態の一つを示す。図３において、Ａ／Ｄコンバー
ター１０に入力される受信ベースバンド信号１００は、
不図示の送信部で、送信したいデータを送信変調段でＢ
ＰＳＫやＱＰＳＫ，ＦＳＫ，ＱＡＭ等の変調方式により
変調され、高周波周波数に変換されて電力増幅されてア
ンテナから放射される。放射された送信信号は、複数の
空間伝送路を経由して、移動機又は基地局の受信アンテ
ナに捕捉され、受信部で高周波増幅段や帯域フィルタ
ー、ミキサー、中間周波数増幅段、検波手段のベースバ
ンド復調段を経て、受信ベースバンド信号となるもので
ある。従って、この受信ベースバンド信号１００にはそ
れぞれの伝送系に従って、送信変調段からベースバンド
復調段迄の経路で、その伝達関数は複雑な関数となって
いる。また、移動機を含む場合、その伝達関数も時々刻
々変化しているので、複数シンボルの両端の所定パター
ンのパイロット信号に基づいて各シンボルの推定伝達関
数を求めて、例えば図１で示したように、最も有利なサ
ンプリングタイミングをｂ−ｃ−ｂと変化させるもので
ある。
実施形態の一つを示す。図３において、Ａ／Ｄコンバー
ター１０に入力される受信ベースバンド信号１００は、
不図示の送信部で、送信したいデータを送信変調段でＢ
ＰＳＫやＱＰＳＫ，ＦＳＫ，ＱＡＭ等の変調方式により
変調され、高周波周波数に変換されて電力増幅されてア
ンテナから放射される。放射された送信信号は、複数の
空間伝送路を経由して、移動機又は基地局の受信アンテ
ナに捕捉され、受信部で高周波増幅段や帯域フィルタ
ー、ミキサー、中間周波数増幅段、検波手段のベースバ
ンド復調段を経て、受信ベースバンド信号となるもので
ある。従って、この受信ベースバンド信号１００にはそ
れぞれの伝送系に従って、送信変調段からベースバンド
復調段迄の経路で、その伝達関数は複雑な関数となって
いる。また、移動機を含む場合、その伝達関数も時々刻
々変化しているので、複数シンボルの両端の所定パター
ンのパイロット信号に基づいて各シンボルの推定伝達関
数を求めて、例えば図１で示したように、最も有利なサ
ンプリングタイミングをｂ−ｃ−ｂと変化させるもので
ある。
【００３２】図３において、上述した環境の下で、受信
ベースバンド信号１００はＡ／Ｄコンバーター１０によ
りデジタルベースバンド信号１１０に変換される。続い
て、デジタルベースバンド信号１１０は伝達関数内挿部
２０及び復調部４０に入力される。伝達関数内挿部２０
は入力されるデジタルベースバンド信号１１０に含まれ
るパイロット部分を利用して、そこに至るまでの伝達関
数を内挿処理により推定し、推定伝達関数１２０を出力
する。さらに、推定伝達関数１２０は共役部３０により
複素共役信号１５０となる。一方、復調部４０では、デ
ジタルベースバンド信号１１０及び複素共役信号１５０
を用いて、伝送路伝達関数の影響をキャンセルし、復調
結果１７０を出力する。タイミング制御部５０はサンプ
リングタイミング制御信号１３０、内挿処理制御信号１
４０及び復調部制御信号１６０を出力することにより、
各部の動作を制御する。この時、タイミング制御部５０
は、内挿処理制御信号１４０及びサンプリングタイミン
グ制御信号１３０を用いて、図１で説明したサンプル点
の更新を実現する。
ベースバンド信号１００はＡ／Ｄコンバーター１０によ
りデジタルベースバンド信号１１０に変換される。続い
て、デジタルベースバンド信号１１０は伝達関数内挿部
２０及び復調部４０に入力される。伝達関数内挿部２０
は入力されるデジタルベースバンド信号１１０に含まれ
るパイロット部分を利用して、そこに至るまでの伝達関
数を内挿処理により推定し、推定伝達関数１２０を出力
する。さらに、推定伝達関数１２０は共役部３０により
複素共役信号１５０となる。一方、復調部４０では、デ
ジタルベースバンド信号１１０及び複素共役信号１５０
を用いて、伝送路伝達関数の影響をキャンセルし、復調
結果１７０を出力する。タイミング制御部５０はサンプ
リングタイミング制御信号１３０、内挿処理制御信号１
４０及び復調部制御信号１６０を出力することにより、
各部の動作を制御する。この時、タイミング制御部５０
は、内挿処理制御信号１４０及びサンプリングタイミン
グ制御信号１３０を用いて、図１で説明したサンプル点
の更新を実現する。
【００３３】なお、内挿同期検波としては、伝達関数内
挿部２０と共役部３０と復調部４０とから構成されてお
り、内挿手段としては、伝達関数内挿部を意味してお
り、受信サンプル点タイミングの更新は主にＡ／Ｄコン
バーター１０に供給するサンプリングタイミング制御信
号１３０を変更し、内挿処理制御信号１４０及び復調部
制御信号１６０をも更新していることを意味している。
挿部２０と共役部３０と復調部４０とから構成されてお
り、内挿手段としては、伝達関数内挿部を意味してお
り、受信サンプル点タイミングの更新は主にＡ／Ｄコン
バーター１０に供給するサンプリングタイミング制御信
号１３０を変更し、内挿処理制御信号１４０及び復調部
制御信号１６０をも更新していることを意味している。
【００３４】また、伝達関数内挿部２０の推定される伝
達関数をステップ状に変化させるのは、実際上直線的に
連続して変化することは困難であるので、例えば０ｄＢ
から直線的に２０ｄＢまで変化し、底を底上げして２０
ｄＢから直線的に４０ｄＢまで変化し、順次６０ｄＢ，
８０ｄＢ等と変化させることを意味している。また、送
受信回路及び送受信部の伝達関数をステップ状に変化さ
せるとは、受信ベースバンド信号を得る迄の伝送路系
中、スルー回路を有する受信高周波増幅器の利得や位相
等を電源オン・オフ動作でステップ的に動作させて、推
定伝達関数を変化させることを意味している。
達関数をステップ状に変化させるのは、実際上直線的に
連続して変化することは困難であるので、例えば０ｄＢ
から直線的に２０ｄＢまで変化し、底を底上げして２０
ｄＢから直線的に４０ｄＢまで変化し、順次６０ｄＢ，
８０ｄＢ等と変化させることを意味している。また、送
受信回路及び送受信部の伝達関数をステップ状に変化さ
せるとは、受信ベースバンド信号を得る迄の伝送路系
中、スルー回路を有する受信高周波増幅器の利得や位相
等を電源オン・オフ動作でステップ的に動作させて、推
定伝達関数を変化させることを意味している。
【００３５】また、上述した従来の例では、図２で説明
したパイロット信号のスタート点又は後段のパイロット
信号のエンド点でサンプル点ｂ，ｃに従った推定伝達関
数の更新を行っていたのに対し、誤差確率が極めて小さ
くなった。
したパイロット信号のスタート点又は後段のパイロット
信号のエンド点でサンプル点ｂ，ｃに従った推定伝達関
数の更新を行っていたのに対し、誤差確率が極めて小さ
くなった。
【００３６】［第２の実施形態］さらに、図４に本発明
の第２の実施形態の通信システムの受信部を示す。図４
において、アンテナから受信した受信信号１９０は無線
部７０に入力される。不図示の移動機又は基地局におけ
る送信部では、送信したいデータを送信変調段でＢＰＳ
ＫやＱＰＳＫ，ＦＳＫ，ＱＡＭ等の変調方式により変調
され、高周波周波数に変換されて電力増幅されてアンテ
ナから放射される。放射された送信信号は、複数の空間
伝送路を経由して、移動機又は基地局の受信アンテナに
捕捉されて受信信号１９０が得られる。無線部７０で
は、高周波増幅段や帯域フィルター、局部発振器、周波
数変換用混合器、中間周波数増幅段、検波手段としての
ベースバンド復調段を備えており、ベースバンド復調段
の出力が受信ベースバンド信号となるものである。
の第２の実施形態の通信システムの受信部を示す。図４
において、アンテナから受信した受信信号１９０は無線
部７０に入力される。不図示の移動機又は基地局におけ
る送信部では、送信したいデータを送信変調段でＢＰＳ
ＫやＱＰＳＫ，ＦＳＫ，ＱＡＭ等の変調方式により変調
され、高周波周波数に変換されて電力増幅されてアンテ
ナから放射される。放射された送信信号は、複数の空間
伝送路を経由して、移動機又は基地局の受信アンテナに
捕捉されて受信信号１９０が得られる。無線部７０で
は、高周波増幅段や帯域フィルター、局部発振器、周波
数変換用混合器、中間周波数増幅段、検波手段としての
ベースバンド復調段を備えており、ベースバンド復調段
の出力が受信ベースバンド信号となるものである。
【００３７】無線部７０の出力である受信ベースバンド
信号１００には、それぞれの伝送系に従って、送信変調
段からベースバンド復調段迄の経路で、その伝達関数は
複雑な関数となっている。また、移動機を含む場合、そ
の伝達関数も時々刻々変化しているので、予め定めた所
定のパターンを有する受信側で、複数シンボルの両端の
所定パターンのパイロット信号に基づいて各シンボルの
推定伝達関数を求めて、図１で示したように、最も有利
なサンプリングタイミングがｂ−ｃ−ｂと変化させるも
のである。
信号１００には、それぞれの伝送系に従って、送信変調
段からベースバンド復調段迄の経路で、その伝達関数は
複雑な関数となっている。また、移動機を含む場合、そ
の伝達関数も時々刻々変化しているので、予め定めた所
定のパターンを有する受信側で、複数シンボルの両端の
所定パターンのパイロット信号に基づいて各シンボルの
推定伝達関数を求めて、図１で示したように、最も有利
なサンプリングタイミングがｂ−ｃ−ｂと変化させるも
のである。
【００３８】ここで、受信ベースバンド信号１００は、
Ａ／Ｄコンバーター１０によりデジタルベースバンド信
号１１０に変換される。デジタルベースバンド信号１１
０は伝達関数内挿部２０及び復調部４０に入力される。
伝達関数内挿部２０は入力されるデジタルベースバンド
信号１１０に含まれるパイロット部分を利用して、そこ
に至るまでの伝達関数を、例えば上述の数式（３）の伝
達関数Ｚ１，Ｚ２を内挿処理により推定し、推定伝達関
数１２０を出力する。さらに、推定伝達関数１２０は共
役部３０により複素共役信号１５０となる。
Ａ／Ｄコンバーター１０によりデジタルベースバンド信
号１１０に変換される。デジタルベースバンド信号１１
０は伝達関数内挿部２０及び復調部４０に入力される。
伝達関数内挿部２０は入力されるデジタルベースバンド
信号１１０に含まれるパイロット部分を利用して、そこ
に至るまでの伝達関数を、例えば上述の数式（３）の伝
達関数Ｚ１，Ｚ２を内挿処理により推定し、推定伝達関
数１２０を出力する。さらに、推定伝達関数１２０は共
役部３０により複素共役信号１５０となる。
【００３９】一方、復調部４０では、デジタルベースバ
ンド信号１１０及び複素共役信号１５０を用いて、伝送
路伝達関数の影響をキャンセルし、送信データと一致す
る復調結果信号１７０を出力する。
ンド信号１１０及び複素共役信号１５０を用いて、伝送
路伝達関数の影響をキャンセルし、送信データと一致す
る復調結果信号１７０を出力する。
【００４０】また、タイミング制御部６０はサンプリン
グタイミング制御信号１３０、内挿処理制御信号１４０
及び復調部制御信号１６０を出力することにより、各部
の動作を制御すると共に、無線部制御信号１８０を用い
て無線部７０の制御を行う。この時、タイミング制御部
６０は、伝達関数内挿部２０への内挿処理制御信号１４
０及びＡ／Ｄコンバーターへのサンプリングタイミング
制御信号１３０を用いて、図１で説明したサンプル点の
更新を実現すると共に、同じタイミングで、無線部７０
に含まれる利得制御部の利得可変レンジを必要に応じて
切り換える。
グタイミング制御信号１３０、内挿処理制御信号１４０
及び復調部制御信号１６０を出力することにより、各部
の動作を制御すると共に、無線部制御信号１８０を用い
て無線部７０の制御を行う。この時、タイミング制御部
６０は、伝達関数内挿部２０への内挿処理制御信号１４
０及びＡ／Ｄコンバーターへのサンプリングタイミング
制御信号１３０を用いて、図１で説明したサンプル点の
更新を実現すると共に、同じタイミングで、無線部７０
に含まれる利得制御部の利得可変レンジを必要に応じて
切り換える。
【００４１】無線部７０に含まれる利得制御部には、ア
ンテナとのインピーダンスを整合する整合器、信号レベ
ルを調節する可変減衰器、利得を変化できる高周波増幅
部、受信帯域幅を変化できる可変帯域濾波器、利得を変
化できる中間周波数増幅部等が含まれており、いずれか
に無線部制御信号１８０を作用させることにより、利得
レンジ及び／又は位相特性を変化させることができる。
ンテナとのインピーダンスを整合する整合器、信号レベ
ルを調節する可変減衰器、利得を変化できる高周波増幅
部、受信帯域幅を変化できる可変帯域濾波器、利得を変
化できる中間周波数増幅部等が含まれており、いずれか
に無線部制御信号１８０を作用させることにより、利得
レンジ及び／又は位相特性を変化させることができる。
【００４２】
【発明の効果】本発明によれば、パイロットシンボルを
用いた内挿同期検波を行う際、推定基準位相誤差と復調
誤りの間には相関関係があり、推定基準位相誤差が小さ
いほど、復調誤りも小さいことから、パイロットシンボ
ルで挟まれた前記情報信号の同期検波については、情報
信号の前後のパイロットシンボルから推定された伝達関
数を直線内挿することにより同期検波を行い、情報信号
の前後のパイロットシンボルの中間点において同期検波
に使用する受信サンプル点タイミングを更新することに
より、再生データの誤り率を極力小さくできる。
用いた内挿同期検波を行う際、推定基準位相誤差と復調
誤りの間には相関関係があり、推定基準位相誤差が小さ
いほど、復調誤りも小さいことから、パイロットシンボ
ルで挟まれた前記情報信号の同期検波については、情報
信号の前後のパイロットシンボルから推定された伝達関
数を直線内挿することにより同期検波を行い、情報信号
の前後のパイロットシンボルの中間点において同期検波
に使用する受信サンプル点タイミングを更新することに
より、再生データの誤り率を極力小さくできる。
【００４３】また、図１に示した本発明によるサンプル
点更新タイミングをＤ＝Ｌ／２とした場合の復調誤り
は、図２に示したサンプル点更新タイミングの場合より
も小さくすることができる。
点更新タイミングをＤ＝Ｌ／２とした場合の復調誤り
は、図２に示したサンプル点更新タイミングの場合より
も小さくすることができる。
【図１】内挿同期検波用のパイロットシンボルを含む受
信フレームと、同期検波に使用するサンプルの本実施形
態による更新タイミング及び、その時の（同期検波用）
基準位相に対する直線内挿による推定された伝達関数の
誤差を示すグラフである。
信フレームと、同期検波に使用するサンプルの本実施形
態による更新タイミング及び、その時の（同期検波用）
基準位相に対する直線内挿による推定された伝達関数の
誤差を示すグラフである。
【図２】 内挿同期検波用のパイロットシンボルを含む
受信フレームと、同期検波に使用するサンプルの従来の
実施形態による更新タイミング及び、その時の（同期検
波用）基準位相に対する直線内挿による推定された伝達
関数の誤差を示すグラフである。
受信フレームと、同期検波に使用するサンプルの従来の
実施形態による更新タイミング及び、その時の（同期検
波用）基準位相に対する直線内挿による推定された伝達
関数の誤差を示すグラフである。
【図３】本発明及び従来によるパイロット内挿型同期検
波方式の受信装置の第一のブロック図である。
波方式の受信装置の第一のブロック図である。
【図４】本発明及び従来によるパイロット内挿型同期検
波方式の受信装置の復調回路の第二のブロック図であ
る。
波方式の受信装置の復調回路の第二のブロック図であ
る。
１０ Ａ／Ｄコンバータ ２０ 伝達関数内挿部 ３０ 共役部 ４０ 復調部 ５０ タイミング制御部 ６０ タイミング制御部 ７０ 無線部 １００ 受信ベースバンド信号 １１０ デジタルベースバンド信号 １２０ 推定伝達関数 １３０ サンプリングタイミング制御信号 １４０ 内挿処理制御信号 １５０ 複素共役信号 １６０ 復調部制御信号 １７０ 復調結果信号
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成１１年１０月２５日（１９９９．１０．
２５）
２５）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正内容】
【特許請求の範囲】
Claims (6)
- 【請求項１】 位相点が既知であるパイロットシンボル
を情報信号に定期的に挿入することによって、受信側で
の内挿同期検波を可能とする無線通信システムにおける
内挿同期検波方法において、 前記パイロットシンボルで挟まれた前記情報信号の同期
検波については、前記情報信号の前後のパイロットシン
ボルから推定された伝達関数を直線内挿することにより
前記同期検波を行い、前記情報信号の前後のパイロット
シンボルの中間点において前記同期検波に使用する受信
サンプル点タイミングを更新することを特徴とする内挿
同期検波方法。 - 【請求項２】 位相点が既知であるパイロットシンボル
を情報信号に定期的に挿入することによって、受信側で
の内挿同期検波を可能とする無線通信システムにおける
内挿同期検波方法において、 前記無線通信システムに用いる送受信回路の伝達関数を
ステップ状に変化させる際に、前記情報信号の前後のパ
イロットシンボルの中間点において前記送受信回路の伝
達関数を変化させることを特徴とする内挿同期検波方
法。 - 【請求項３】 請求項２に記載の内挿同期検波方法にお
いて、前記伝達関数のステップ状の変化が前記無線通信
システムに用いる送受信部の利得レンジの切り換えによ
って起きることを特徴とする内挿同期検波方法。 - 【請求項４】 位相点が既知であるパイロットシンボル
を所定ビットの情報信号の両端に定期的に挿入すること
によって、受信側での内挿同期検波を可能とする無線通
信システムにおいて、 前記パイロットシンボルで挟まれた前記情報信号の同期
検波について、受信側にて前記情報信号の前後のパイロ
ットシンボルから推定された伝達関数を直線内挿する内
挿手段と、 前記直線内挿された伝達関数の複素共役を用いて内挿同
期検波を行う手段と、 前記受信信号を離散的にオーバーサンプルした結果から
アイパターンが最も開くサンプル点を前記パイロットシ
ンボルとパイロットシンボルの中間点において選択し
て、復調する処理手段と、を備えたことを特徴とする無
線通信システム。 - 【請求項５】 位相点が既知であるパイロットシンボル
を所定ビットの情報信号の両端に定期的に挿入すること
によって、受信側での内挿同期検波を可能とする無線通
信システムにおいて、 前記無線通信システムにおける送受信部の伝達関数をス
テップ状に変化させる伝達関数可変部と、 前記パイロットシンボルとパイロットシンボルの中間点
において前記伝達関数可変部の伝達関数を変化させる伝
達関数制御部と、を備えたことを特徴とする無線通信シ
ステム。 - 【請求項６】 請求項５に記載の無線通信システムにお
いて、前記伝達関数可変部は、利得可変レンジを切り換
えることの出来る利得可変部からなり、前記伝達関数制
御部は利得制御部からなることを特徴とする無線通信シ
ステム。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24955998A JP3029031B2 (ja) | 1998-09-03 | 1998-09-03 | 内挿同期検波方法と無線通信システム |
| US09/389,289 US6912259B1 (en) | 1998-09-03 | 1999-09-02 | Interpolation synchronous detection method and radio communication system |
| DE1999628477 DE69928477T2 (de) | 1998-09-03 | 1999-09-03 | Interpolations-Synchron-Erfassungsverfahren und Funkkommunikationssystem |
| KR1019990037285A KR100307004B1 (ko) | 1998-09-03 | 1999-09-03 | 보간 동기 검출 방법 및 무선 통신 시스템 |
| EP99117375A EP0984562B1 (en) | 1998-09-03 | 1999-09-03 | Pilot interpolation synchronous detection in a Rake receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24955998A JP3029031B2 (ja) | 1998-09-03 | 1998-09-03 | 内挿同期検波方法と無線通信システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000078107A true JP2000078107A (ja) | 2000-03-14 |
| JP3029031B2 JP3029031B2 (ja) | 2000-04-04 |
Family
ID=17194807
Family Applications (1)
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