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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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BEREICH DER ERFINDUNG:
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Pilot-Interpolations-Synchronerfassungsverfahren
für einen Übertragungskreis
in einem Funkkommunikationssystem und, insbesondere, auf ein Interpolations-Synchronerfassungsverfahren
und Funkkommunikationssystem, das, z.B., für eine Pilot-Interpolations-Synchronerfassungs-Streuspektrum-Methode
eingesetzt werden kann.
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BESCHREIBUNG DES STANDS
DER TECHNIK:
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Vor
kurzem wurde eine Pilot-Interpolations-Synchronerfassungs-Streuspektrum-Methode als
eine der Methoden der mobilen Kommunikation in RCS 94-98 "Characteristics of
Interpolation Synchronous Detection RAKE in DS-CDMA" by ARIB – Kennzeichen
der Interpolations-Synchron-Erfassung RAKE in DS-CDMA von ARIB – Japans
Normierungsorganisation für
Funkstandards) vorgeschlagen.
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Darüberhinaus
ist von US-A-5 692 015 ein System bekannt, bei dem die Veränderung
der Transferfunktion eines empfangenen Mehrwege-Signals von zwei
empfangenen Informationssymbolsätzen
abgeleitet wird, von denen jeder aus einer vorgegebenen Anzahl von
Symbolen besteht, die jeweils nach dem ersten und vor dem darauffolgenden
Pilotsignal, beziehungsweise innerhalb einer festgesetzten Zeitspanne,
abgetastet werden. Das Ergebnis der Interpolation der Veränderung
zwischen den zwei besagten Informationssymbolsätzen oder Abtastwerten wird
zur Korrektur der gespeicherten Informationssymbole der empfangenen
Daten, die von Störungen
an verzögerten
Signalen aufgrund der Mehrwegeausbreitung beeinträchtigt werden,
verwendet. Aufgrund der festgesetzten Zeitspanne zwischen den zwei
betrachteten Informationssymbolsätzen,
kommt es bei dem beschriebenen System zu einem bestimmten Fehler
beim Ableiten der interpolierten Transferfunktion, d.h., die Genauigkeit
der abgeleiteten Transferfunktion kann einen bestimmten Pegel nicht überschreiten.
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Bei
der Pilot-Interpolations-Synchronerfassung werden erste und zweite
Pilot-Signale, deren Phasenpunkte bekannt sind, periodisch in ein
Informationssignal eingeführt,
um einen Rahmen zu bilden, und ein Übertragungsweg, der aufgrund
von Mehrwege-Rayleigh-Schwund variiert, wird in dem Intervall zwischen
den ersten und zweiten bekannten Pilot-Signalen geschätzt. Seien
Z1 und Z2 die Koeffizienten (Transferfunktionen), die von den ersten
und zweiten bekannten Pilot-Signalen geschätzt werden, so kann man einen
Koeffizienten (Transferfunktion) Z(k), den man durch Schätzen eines Übertragungsweges
bei dem k-ten Symbol der N Symbole des Informationssignals erhält, durch
primäre
Interpolation der Koeffizienten Z1 und Z2 der ersten und zweiten bekannten
Symbole erhalten, wobei gilt: z(k) = [(N – k)/N]Z1;
[k/N]Z2 (1)
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Darüberhinaus
werden k-te demodulierte Daten Sk, die durch Pilot-Interpolation-Synchron-Erfassung
erhalten werden, als Produktsumme aus i = 1 zu i = p wie folgt ausgedrückt: Sk = [αi x Z*i,k*x ri,k] (2)wobei p die
Anzahl der verzögerten
Wellen ausdrückt,
die dem Empfang von RAKE unterworfen sind, αi der Frequenzbewertungs koeffizient
der verzögerten
Welle ist, Z*i,k* der konjugiertkomplexe Wert der Koeffizientenphase
ist, die geschätzt
wurde und durch Interpolieren der i-ten verzögerten Welle primär interpoliert
wurde, welche auf der Grundlage der Koeffizienten Z1 und Z2 geschätzt wurde,
die wiederum und unter Einbeziehung der i-ten verzögerten Welle
geschätzt
wurde, und ri,k ist das Signal, dass man erhält, wenn man jedes Empfangssignal der
i-ten verzögerten
Welle entspreizt.
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Wenn
es auf diese Weise möglich
ist, die Mehrwege-Einflüsse
voneinander durch Entspreizen zu isolieren, dann ist es möglich die
Interpolations-Synchron-Erfassung mit Hilfe bekannter Symbole für jedes
entspreizte Signal vor der Synthese der RAKE durchzuführen, wie
in Gleichung (2) angegeben.
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Wenn
die Differenz der Mehrwege-Verzögerung
größer ist
als ±1
Chip, welches eine Verzögerungsdifferenz
ist, die eine Isolation von Mehrwege-Einflüssen durch Entspreizen ermöglicht,
so kann die synchrone Erfassung für jeden Übertragungsweg durch Interpolations-Synchronerfassung
ausgeführt werden.
Wenn die Differenz der Mehrwege-Verzögerung jedoch kleiner ist als ±1 Chip,
welches die geringste Differenz ist, die eine Isolation von Mehrwege-Einflüssen durch
Entspreizen ermöglicht,
so ist es schwierig, die Interpolations-Synchronerfassung mit Hilfe
bekannter Symbole für
jedes entspreizte Symbol durchzuführen und zwar aus folgendem
Grund: Selbst wenn die Verzögerungsdifferenz
gering ist, so sind die Einflüsse
verschiedener Übertragungswege doch
unabhängig.
Deshalb muß im
Grunde genommen eine Schätzung
des Übertragungsweges
unabhängig
ausgeführt
werden.
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In
der Praxis werden Mehrwege-Signale, die eine Verzögerungsdifferenz
innerhalb ± 1
Chips haben, auf der Empfangsseite mit Intersymbolstörung empfangen,
und es ist im Allgemeinen schwierig, die Einflüsse der Störungen wie in üblichen
Funkkommunikationssystemen zu entfernen, anders als bei Streuspektrum-Kommunikationsverfahren,
bei denen die Einflüsse
der Übertragungsweg-Verzerrung aufgrund
von Mehrwegeübertragung
nicht entfernt werden können.
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Aus
diesem Grund verändert
sich der auszuwählende
Empfangs-Abtastpunkt, wenn Entspreizen und Interpolations-Synchronerfassung
durchgeführt werden
müssen,
indem ein optimaler Empfangs-Abtastpunkt (z.B., ein Abtastpunkt,
an welchem sich das Auge eines Empfangssignals am meisten öffnet) in vorgegebenen
Abständen
von den Empfangssignalen, die an n Punkten (vier Punkte a bis d
im folgenden Fall) überabgetastet
werden, ausgewählt
wird, wenn es Übertragungswege
gibt, die eine Verzögerungsdifferenz
innerhalb ± 1
Chips aufweisen. Da die Einflüsse
der Übertragungswege
bei den jeweiligen Empfangs-Abtastpunkten als unabhängig betrachtet werden
können,
ist es darüberhinaus
möglich,
dass die Interpolations-Synchronerfassung nicht korrekt ausgeführt wird.
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In
einem Funkkommunikationssystem ist der Dynamikbereich der Empfangssignalsleistung
darüberhinaus
im Allgemeinen sehr groß.
Ein Empfangsbereich, insbesondere in einer Terminal-Funkkommunikationseinheit
nutzt ein Verfahren zur Erfassung eines großen Dynamikbereichs durch Kombination eines
Verstärkungskontrollabschnitts,
dessen Verstärkung
sich stufenweise verändert
und eines Verstärkungskontrollabschnitts,
dessen Verstärkung sich
kontinuierlich verändert.
In diesem Fall kann die Verstärkung
des gesamten Empfangsbereichs innerhalb eines umfangreichen Bereichs
mit Hilfe einer Art von Amplitudenbereich-Schaltvorgang kontinuierlich verändert werden.
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Wenn
die Verstärkung
kontinuierlich verändert
wird, dann ist es möglich,
dass sich die Menge der Phasenrotation eines Empfangssignals in
einem Empfänger
an einem Punkt, an dem eine Bereichsumschaltung durch Vermitteln
des Verstärkungskontrollabschnitts,
dessen Verstärkung
sich stufenweise verändert,
diskontinuierlich verändert.
Dies kann dazu führen,
dass es unmöglich
wird, eine normale Interpolations-Synchronerfassung durchzuführen, so wie
in dem oben beschriebenen Fall, in dem Entsprei zen und Interpolations-Synchronerfassung durch
Auswählen
eines optimalen Empfangs-Abtastpunktes (z.B., ein Empfangs-Abtastpunkt,
bei dem sich das Auge eines Empfangssignals am meisten öffnet) in
vorgegebenen Abständen
von den Empfangssignalen, die an n Punkten überabgetastet werden, ausgeführt werden.
Die obige Beschreibung wurde durch Erfassen von Verstärkungsveränderungen
in Empfangsbereich als Beispiel erstellt. Dies lässt sich jedoch offensichtlich
auch für
den Übertragungsbereich
auf der anderen Seite anwenden.
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Die
oben erwähnten
Probleme werden unten unter Bezugnahme auf 1A bis 1C im Detail erläutert. 1A weist
eine Rahmenkonfiguration der Empfangssignalsblöcke auf, von denen jeder ein
Pilotsymbol zur Interpolations-Synchronerfassung und zur Überabtastungs-Zeitsteuerung
enthält.
In diesem Fall wird die Quadratur-Überabtastung an den Punkten
a, b, c und d ausgeführt. 1B zeigt die Zeitsteuerung, bei der ein
optimaler Abtastpunkt zur Demodulation (z.B., ein Empfangs-Abtastpunkt,
bei dem sich das Empfangs-Auge am meisten öffnet) von den Punkten, an
denen die Quadratur-Überabtastung
ausgeführt
wird, ausgewählt
wird. 1C zeigt den Übergang
eines Referenz-Phasen-Punktes in Bezug auf jeden Abtastpunkt. Bezug
nehmend auf 1C stellt eine Gerade,
die durch die Punkte q und s verläuft, einen Referenz-Phasen-Übergang
an dem Abtastpunkt c dar, und eine Gerade, die durch die Punkte
r und t verläuft,
stellt einen Referenz-Phasen-Übergang
an dem Abtastpunkt b dar. Eine Differenz Φ zwischen diesen Geraden in
Bezug auf die Ordinate (Phase) stellt die relative Phasendifferenz zwischen
einem Weg, der den Empfangsabschnitt zu der Zeitsteuerung erreicht,
die dem Abtastpunkt b entspricht und einem weg, der den Empfangsabschnitt
zu der Zeitsteuerung erreicht, die dem Abtastpunkt c entspricht,
dar.
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Man
nehme an, dass sich die optimale Abtast-Zeitsteuerung für die Demodulation
von b zu c zu b verändert.
Wie sich in 1B zeigt, werden nach dem
Stand der Technik in diesem Fall die Referenzphasen, die zu den
jeweiligen Aktualisierungs-Zeitsteu erungen gemessen werden, durch
p, q und t dargestellt, da die Abtast-Zeitsteuerung sofort vor (oder nach)
einem Pilotsymbol aktualisiert wird.
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Da
die Interpolations-Synchronerfassung ausgeführt wird, wird der Übergang
einer geschätzten
Referenzphase zwischen den Pilotsymbolen darüberhinaus durch die Strecken
p – q
und q – t
ausgedrückt.
In diesem Fall wird der Phasenübergang
an dem tatsächlichen
Abtastpunkt durch die Strecken p – r und q – s ausgedrückt. Infolgedessen kann der
Integralwert der geschätzten
Referenzphasenfehler aus den Flächen
der Dreiecke prq und qst errechnet werden, wobei jedes Dreieck gegeben
ist durch (1/2)·Φ·L
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Deshalb
stimmt dieser Bereich mit einer Fehler-Komponenten überein,
und ein Fehler in einer linearen interpolierten, geschätzten Transferfunktion erhöht sich,
was eine Beeinträchtigung
der Genauigkeit der demodulierten Daten zur Folge hat.
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Die
obige Beschreibung handelt von dem Streuspektrum-Kommunikationsverfahren.
Es gilt jedoch für
ein Interpolations-Synchronerfassungs-Kommunikationssystem
abweichend von dem Streuspektrum-Kommunikationsverfahren abgesehen
von der Entspreizungsverarbeitung.
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ZUSAMMENFASSSUNG
DER ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung wurde unter Berücksichtigung der obigen Situation
gemacht, und das Ziel der Erfindung ist, ein Interpolations-Synchronerfassungsverfahren
zu bieten, das Transferfunktionsfehler in einem Übertragungssystem minimiert, indem
der Integralwert der geschätzten
Referenzphasenfehler in einem Übertragungs-/Empfangsabschnitt
verringert wird, wodurch die Genauigkeit der demodulierten Daten
verbessert wird, sowie ein Funkkommunikationssystem, das dieses
Verfahren implementiert.
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Um
das oben genannte Ziel zu erreichen, gibt es, gemäß dem ersten
Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung, ein Interpolations-Synchronerfassungsverfahren
in einem Funkkommunikationssystem, bei dem ein Pilotsymbol, dessen
Phasenpunkt bekannt ist, periodisch in ein Informationssignal eingeführt wird,
um eine Interpolations-Synchronerfassung auf einer Empfangsseite
zu ermöglichen,
dadurch gekennzeichnet, dass die Synchron-Erfassung der Information
zwischen den Pilotsymbolen durch lineares Interpolieren einer Transferfunktion,
die von den Pilotsymbolen, die jeweils vor oder nach dem Informationssignal
angeordnet sind, geschätzt
werden, und eine Empfangs-Abtastpunkt-Zeitsteuerung, die für die Synchron-Erfassung
verwendet wird, wird an einem Mittelpunkt zwischen den Pilotsymbolen,
die jeweils vor oder nach dem Informationssignal angeordnet sind,
aktualisiert.
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Gemäß dem zweiten
Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung gibt es ein Interpolations-Synchronerfassungsverfahren
in einem Funkkommunikationssystem, bei dem ein Pilotsymbol, dessen
Phasenpunkt bekannt ist, periodisch in ein Informationssignal eingeführt wird,
um eine Interpolations-Synchronerfassung auf einer Empfangsseite
zu ermöglichen,
dadurch gekennzeichnet, dass, wenn eine Verstärkungskontrolle stufenweise
in einem Übertragungs-/Empfangsabschnitt
durchgeführt
wird, der in dem Funkkommunikationssystem eingesetzt wird. Die Verstärkungskontrolle
wird an einem Mittelpunkt zwischen den Pilotsymbolen, die jeweils
vor oder nach dem Informationssignal angeordnet sind, ausgeführt.
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Gemäß dem dritten
Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung gibt es ein Funkkommunikationssystem,
bei dem Pilotsymbole, deren Phasenpunkte bekannt sind, periodisch
in zwei Enden eines Informationssignals mit vorgegebenen Bitmustern
eingeführt
werden, um Interpolations-Synchronerfassung auf einer Empfangsseite
zu ermöglichen,
die eine Interpolationsvorrichtung aufweist, die die Synchronerfassung
des Informationssignals zwischen den Pilotsymblolen durch lineares
Interpolieren einer Transferfunktion, die von den Pilotsymbolen,
die jeweils vor oder nach dem Informationssignal angeordnet sind, geschätzt werden,
ausführt,
sowie eine Vorrichtung zur Ausführung
einer Interpolations-Synchronerfassung
unter Verwendung eines konjugiert-komplexen Wertes der linear interpolierten
Transferfunktion, und eine Verarbeitungsvorrichtung zur Auswahl
eines Abtastpunkts an einem Mittelpunkt zwischen den Pilotsymbolen,
an welchem sich ein Auge am meisten aus einem durch diskrete Überabtastung
erhaltenen Empfangssignal öffnet,
wodurch das Empfangssignal demoduliert wird.
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Gemäß dem vierten
Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung gibt es ein Funkkommunikationssystem,
in welchem Pilotsymbole, deren Phasenpunkte bekannt sind, periodisch
in zwei Enden eines Informationssignals mit vorbestimmten Bitmustern eingeführt werden,
um eine Interpolations-Synchronerfassung auf einer Empfangsseite
zu ermöglichen, wobei
das System einen Transferfunktion-Änderungsabschnitt zum stufenweisen Ändern einer Transferfunktion
eines Übertragungs-/Empfangsabschnitts
in dem Funktionskommunikationssystem aufweist, sowie einen Transferfunktion-Regelstrecke zum Ändern einer
Transferfunktion des Transferfunktion-Änderungsabschnitts an einem
Mittelpunkt zwischen den Pilotsymbolen.
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Gemäß dem fünften Gesichtspunkt
der vorliegenden Erfindung weisen der Transferfunktion-Änderungsabschnitt
und die Transferfunktion-Regelstrecke jeweils einen Verstärkungsabschnitt
auf, der in der Lage ist, einen variablen Verstärkungsbereich und eine Verstärkungsregelstrecke
zu schalten.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung kommt es zu einer Korrelation zwischen einem geschätzten Referenz-Phasen-Fehler
und einem Demodulationsfehler, wenn die Interpolations-Synchronerfassung mit
Hilfe von Pilotsymbolen durchgeführt
werden soll. Das bedeutet: Je kleiner der geschätzte Referenz-Phasen-Fehler,
desto kleiner der Demodulationsfehler. Aus diesem Grund wird die
Synchronerfassung des Informationssignals zwischen den Pilotsymbolen
durch lineares Interpolieren der Transferfunktion, die von den die
jeweils vor oder nach dem Informationssignal angeordneten Pilotsymbolen
geschätzt
wird, ausgeführt,
und die für
die Synchronerfassung an einem Mittelpunkt zwischen den jeweils vor
oder nach dem Informationssignal angeordneten Pilotsymbolen eingesetzte
Empfangs-Abtastpunkt-Zeitsteuerung wird aktualisiert, woraus eine Minimierung
der Fehlerrate der reproduzierten Daten resultiert.
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Die
oben genannten sowie viele andere Ziele, Merkmale und Vorteile der
vorliegenden Erfindung werden Fachmännern unter Bezugnahme auf
folgende detaillierte Beschreibung und beiliegende Zeichnungen,
in denen die bevorzugten Ausführungsformen
zusammen mit den Grundsätzen
der vorliegenden Erfindung als veranschaulichende Beispiele gezeigt
werden, ersichtlich.
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KURZE BESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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1A bis 1C sind
Graphen, die jeweils eine Rahmenkonfiguration eines Empfangssignalblöcken zeigen,
von denen jeder ein Pilotsignal für Interpolations-Synchronerfassung
enthält,
eine Aktualisierungs-Zeitsteuerung des Abtastens zur Synchron-Erfassung
in einem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung, und einen Fehler der Transferfunktion,
der durch lineares Interpolieren hinsichtlich einer Referenzphase
(zur Synchron-Erfassung) zu diesem Zeitpunkt geschätzt wurde;
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2A bis 2C sind
Graphen, die jeweils eine Rahmenkonfiguration von Empfangssignalblöcken zeigen,
von denen jeder ein Pilotsignal für Interpolations-Synchronerfassung
enthält,
eine Aktualisierungs-Zeitsteuerung des Abtastens zur Synchron-Erfassung
in einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, und einen Fehler der Transferfunktion,
der durch lineares Interpolieren hinsichtlich einer Referenzphase
(zur Synchron-Erfassung) zu diesem Zeitpunkt geschätzt wurde;
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3 ist
ein Blockdiagramm, das die Anordnung des wichtigsten Teils der ersten
Ausführungsform
zeigt, verbunden mit einer Empfangseinheit zur Implementierung eines
Pilot-Interpolations-Synchronerfassungsverfahrens
gemäß der vorliegenden
Erfindung; und
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4 ist
ein Blockdiagramm, das die Anordnung des wichtigsten Teils der zweiten
Ausführungsform
zeigt, verbunden mit einer Empfangseinheit zur Implementierung eines
Pilot-Interpolations-Synchronerfassungsverfahrens
gemäß der vorliegenden
Erfindung.
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DETAILIERTE
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Einige
bevorzugte Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend in Bezug auf die beiliegenden
Zeichnungen, beschrieben.
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2A zeigt eine Rahmenkonfiguration von
Empfangssignalblöcken,
von denen jeder ein Pilotsymbol zur Interpolations-Synchronerfassung
und die Zeitsteuerungen, bei denen die Blöcke überabgetastet werden, enthält. In diesem
Fall wird die Quadratur-Überabtastung
an den Punkten a, b, c und d ausgeführt. 2B zeigt
die Zeitsteuerung, bei der ein optimaler Abtastpunkt zur Demodulation
(z.B., das Empfangs-Auge öffnet
sich am meisten) wiederum der Punkte, an denen die Quadratur-Übertastung ausgeführt wurde,
ausgewählt
wird. 2C zeigt den Übergang
eines Referenz-Phasen-Punktes von jedem Abtastpunkt, bei dem die
Gerade, die durch die Punkte u und w verläuft, einen Referenzpositionsübergang
an dem Abtastpunkt C darstellt, und die Gerade, die durch die Punkte
v und x verläuft,
einen Referenzpositionsübergang
an dem Abtastpunkt b darstellt. Eine Differenz Φ zwischen diesen Geraden in
Bezug auf die Ordinate (Phase) stellt die relative Phasendifferenz
zwischen einem Weg, der den Empfangsbereich zu der Zeitsteuerung
erreicht, die dem Abtastpunkt b entspricht und einem Weg, der den Empfangsbereich
zu der Zeitsteuerung erreicht, die dem Abtastpunkt c entspricht,
dar.
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Man
nehme an, dass sich die optimale Abtast-Zeitsteuerung für die Demodulation
von b zu c zu b verändert.
In der vorlie genden Erfindung wird die Abtast-Zeitsteuerung aktualisiert,
wenn sie zu einem Zeitpunkt unmittelbar vor einem Pilotsymbol bei
D ausgeht, anders als bei dem Fall, der in 1B gezeigt
wird. In diesem Fall werden die Referenzphasen, die bei den jeweiligen
aktualisierten Zeitsteuerungen gemessen werden, durch p, q und t
dargestellt.
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Darüberhinaus
wird der Übergang
einer geschätzten
Referenzphase zwischen den Pilotsymbolen durch die Strecken p – q und
q – t
ausgedrückt,
da die Interpolations-Synchronerfassung ausgeführt wird. Der Phasenübergang
an dem tatsächlichen
Abtastpunkt wird durch die Strecken p – v, u – q, q – w und x – t ausgedrückt. Der Integralwert der geschätzten Referenzphasenfehler
kann aus der Summe der Flächen
der Dreiecke pvr und ruq und der Summe der Flächen der Dreiecke qws und sxt
errechnet werden. Wenn Φ die
relative Phasendifferenz ist zwischen einem Weg, der durch pvxt
entsprechend dem Abtastpunkt b angegeben wird und den Empfangsbereich
erreicht, und einem Weg, der durch uqw entsprechend dem Abtastpunkt
c abgegeben wird und den Empfangsbereich erreicht, und L das 1-Block-Intervall
entsprechend eines Piloten und von Daten, dann ist der Integralwert
des jeweiligen geschätzten Referenzphasenfehlers
gegeben durch (1/2)·{(Φ/L)·D·D + (Φ/L)·(L – D)·(L – D)
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Diese
Dreiecke haben kleinste Flächen, wenn
D = L/2 und wenn die Fläche
sowie der Integralwert des geschätzten
Referenzphasenfehlers zu diesem Zeitpunkt durch (1/4)·Φ·L gegeben
ist.
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Das
heißt,
der Fehler zwischen einer Referenzphase (Transferfunktion), die
durch lineare Interpolation geschätzt wird, und der tatsächlichen
Referenzphase kann minimiert werden, wenn man den Abtastpunkt so
verändert,
dass er an einem Mittelpunkt zwischen den Pilotsymbolen ausgewählt wird.
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Dies
gilt für
eine Veränderung
in der Transferfunktion innerhalb des Empfangsbereichs an einem
beliebigen Punkt. Genauer gesagt, wenn die Transferfunktion im Empfangsbereich
diskret verändert
wird, z.B. der Verstärkungsbereich
des Emfangsbereichs stufenweise geschaltet wird, dann verändert sich
die Referenzphase auch diskret. Wie aus der obigen Beschreibung über den
Fall, bei dem der auszuwählende
Abtastpunkt verändert
wird, deutlich hervorgeht, kann der geschätzte Referenzphasenfehler durch
Verändern
des Abtastpunkts an einem zeitlichen Mittelpunkt zwischen den Pilotsymbolen minimiert
werden, sogar in dem Fall, bei dem die Transferfunktion im Empfangsbereich
diskret verändert
wird (z.B., der Verstärkungsbereich
stufenweise geschaltet wird). Darüberhinaus gilt dies offenbar
sogar für
einen Fall, bei dem die Transferfunktion im Empfangsbereich diskret
verändert
werden muss.
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Dieser
Vorgang wird unter Verwendung von Gleichungen einfach beschrieben.
Man erhält
eine Transferfunktion Z(k), die vom Kommunikationssystem geschätzt wurde,
durch primäres
Interpolieren als lineare Interpolation: z(k) = [(N – k)/N]Z1
+ [k/N]Z2 (3)wobei
Z1 und Z2 die Transferfunktionen der Pilotsignale sind, die erste
und zweite vorgegebene Muster haben. In diesem Fall ist jedes Pilotsignal
ein Informationssignal das aus N Symbolen besteht, und der Übertragungsweg
am k-ten Symbol wird geschätzt.
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Auf
diese weise sind k-te demodulierte Daten Sk nach der Pilot-Interpolations-Synchronerfassung die
Produktsumme aus i = 1 zu i = p, wobei gilt: Sk = [αi x Z*i,k* x ri,k] (4)
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Infolgedessen
können
fehlerfreie demodulierte Daten produziert werden.
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Es
muss zur Kenntnis genommen werden, dass die Gleichung (4) in Zusammenhang
mit dem Senden im Spread-Spectrum-Verfahren steht, in dessen Gleichung
p die Anzahl der verzögerten
Wellen darstellt, die dem Empfang von RAKE unterworfen sind, αi ist der
Bewertungskoeffizient für
die i-te verzögerte
Welle, Z*i,k* ist der konjugiert-komplexe Wert der Koeffizientenphase,
der durch Interpolieren der i-ten verzögerten Welle, die auf der Grundlage
der Transferfunktionen Z1 und Z2 mit Bezug auf die i-te verzögerte Welle
geschätzt
wurden, geschätzt
und primär
interpoliert wird, und ri,k ist das Signal, dass man durch Entspreizen
eines jeden Empfangssignals der i-ten verzögerten Welle erhält.
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Auf
diese Weise kann der Übertragungsfehler
durch diskretes Verändern
der Transferfunktionen in den Übertragungs-
und Empfangsabschnitten des Funkkommunikationssystems an einem zeitlichen Mittelpunkt
zwischen den Pilotsymbolen minimiert werden.
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3 zeigt
die erste Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. In Bezug auf 3 moduliert
ein Übertragungsabschnitt
(nicht abgebildet), auf einer Übertragungs-Modulationsstufe,
die Daten einer Eingabe eines Empfangs-Basisbandsignals 100 zu
einem A/D-Wandler 10, der gemäß eines Modulationsverfahrens
wie z.B. BPSK, QPSK, FSK oder QAM übertragen werden soll. Das
modulierte Signal wird in ein RF-Signal umgewandelt und leistungsverstärkt, um
von einer Antenne gesendet zu werden. Das ausgestrahlte Übertragungssignal
wird von der Empfangsantenne einer mobilen Einheit oder einer Basisstation über eine
Vielzahl von räumlichen Übertragungswegen
empfangen. Das empfangene Signal wird dann mit Hilfe eines Empfangsabschnitts über eine
RF-Verstärker-Stufe,
einen Bandpassfilter, einen Mischer, eine ZF-Verstärkerstufe
und dem Basisband-Demodulationsverstärker einer Erfassungsvorrichtung
in ein Empfangs-Basisband-Signal umgewandelt. Deshalb wird die Transferfunktion
in diesem Empfangs-Basisband-Signal 100 über Wege
von der Übertragungs-Modulationsstufe
zu der Basisband-Demodulationsstufe gemäß dem jeweiligen Übertragungssystem
kompliziert. Wenn darüberhinaus
eine mobile Einheit einbezogen wird, da sich die Transferfunk tion
ständig
verändert,
dann erhält
man die geschätzte
Transferfunktion eines jeden Symbols auf der Grundlage von Pilotsignalen,
die ein vorgegebenes Muster haben und auf zwei Seiten von jedem von
einer Vielzahl an Symbolen angeordnet sind, und die optimale Abtast-Zeitsteuerung
wird von b zu c zu b verändert,
wie die 2A bis 2C zeigen.
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In
Bezug auf 3 wird das Empfangs-Basisband-Signal 100 unter
den obigen Rahmenbedingungen von einem A/D-Wandler 10 in
ein digitales Basisband-Signal 110 umgewandelt. Das digitale
Basisband-Signal 110 wird dann in einen Transferfunktions-Interpolationsabschnitt 20 und
einen Demodulationsabschnitt 40 eingegeben. Der Transferfunktions-Interpolationsabschnitt 20 benutzt
den Pilot-Anteil, der in dem eingegebenen digitalen Basisband-Signal 110 enthalten
ist, um Transferfunktionen bis zu dem Abschnitt 20 durch
Interpolations-Verarbeitung zu schätzen, und gibt eine geschätzte Transferfunktion 120 aus.
Die geschätzte
Transferfunktion 120 wird von einem konjugierten Abschnitt 30 weiter in
ein konjugiert-komplexes Signal 150 umgewandelt. In der
Zwischenzeit unterdrückt
der Demodulationsabschnitt 40 den Einfluss der Transferfunktion des Übertragungsweges
durch Einsatz des digitalen Basisband-Signals 110 und des
konjugiert-komplexen Signals 150, und gibt ein Demodulationsergebnis 170 aus.
Ein Zeitsteuerungs-Kontrollabschnitt 50 kontrolliert die
Betätigung
einer jeden Komponente durch Ausgabe eines Abtast-Zeitsteuerungs-Kontroll-Signals 130,
eines Interpolations-Steuerungs-Signals 140 und
eines Demodulationsabschnitt-Steuerungs-Signals 160. Zu
diesem Zeitpunkt führt
der Zeitsteuerungs-Kontrollabschnitt 50 einen Abtastpunkt-Aktualisierungsvorgang
durch, beschrieben in Bezug auf die 2A bis 2C unter Verwendung des Interpolations-Steuerungs-Signals 140 und
des Abtast-Zeitsteuerungs-Steuerungs-Signals 130.
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Es
muss zur Kenntnis genommen werden, dass die Interpolations-Synchronerfassung
von dem Transferfunktions-Interpolationsabschnitt 20, dem konjugierten
Abschnitt 30 und dem Demodulierungsabschnitt 40 durchgeführt wird,
und eine Interpolations- Vorrichtung
einen Transferfunktions-Interpolationsabschnitt anzeigt. Darüberhinaus
wird eine Empfangs-Abtastpunkt-Zeitsteuerung hauptsächlich durch
Aktualisierung der Exklusiv-Oder-Verknüpfung 103, die dem
A/D-Wandler 10 zugeführt
wird, aktualisiert, sowie durch Aktualisierung des Interpolations-Steuerungs-Signals 140 und
des Demodulationsabschnitts-Steuerungs-Signals 160.
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Darüberhinaus
wird die Transferfunktion, die von dem Transferfunktions-Interpolationsabschnitt 20 geschätzt wird,
stufenweise geändert,
da es in der Praxis schwierig ist, die Transferfunktion kontinuierlich
linear zu ändern.
Dieser Vorgang indiziert, dass die Transferfunktion von 0 dB auf
20 dB linear geändert
wird, die Basis wird dann erhöht,
um die Transferfunktion von 20 dB auf 40 dB linear zu ändern, und die
Transferfunktion wird dann folgerichtig auf 60dB geändert, auf
80 dB und so weiter. Darüberhinaus kommt
eine stufenweise Änderung
der Transferfunktionen der Übertragungs-
und Empfangskreise und der Übertragungs-
und Empfangsabschnitte einer Änderung
der geschätzten
Transferfunktionen durch Änderung
der Verstärkung,
der Phase oder ähnlichem
des Empfangs-RF-Verstärkers,
der durch Zweipunkt-Betrieb
der Stromquelle innerhalb eines Übertragungsweg-Systems
bis zu einem Empfangs-Basisband-Signal stufenweise eine Durchgangsleitung
hat, gleich.
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In
der ersten Ausführungsform,
die oben beschrieben wurde, ist die Fehlerwahrscheinlichkeit sehr
gering verglichen mit dem Stand der Technik, in welcher die geschätzte Transferfunktion
gemäß der Abtastpunkte
b und c an dem Anfangspunkt des Pilotsignals oder am Endpunkt des
nachfolgenden Pilotsignals aktualisiert wird, wie bezüglich der 1A bis 1C beschrieben.
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4 zeigt
die Anordnung eines Empfangsabschnitts in einem Kommunikationssystem gemäß der zweiten
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. In Bezug auf 4 wird ein
Empfangssignal 190, das von einer Antenne empfangen wurde,
in einen Funkabschnitt 70 eingegeben. Ein Übertragungsabschnitt
in einer mobi len Einheit oder Basisstation (nicht abgebildet) moduliert,
in einem Übertragungs-Modulationsabschnitt,
die Daten, die nach einem Modulationsverfahren wie z.B. BPSK, QPSK,
FSK oder QAM übermittelt
werden sollen. Das modulierte Signal wird in ein RF-Signal umgewandelt,
leistungsverstärkt,
und von der Antenne ausgesendet. Das ausgesendete Übertragungssignal
wird von der Empfangsantenne einer mobilen Einheit oder Basisstation über eine
Vielzahl an räumlichen Übertragungswegen
empfangen. Als Folge erhält
man das Empfangssignal 190. Der Funkabschnitt 70 weist
eine RF-Verstärkerstufe
auf, einen Bandpassfilter, einen Empfangsoszillator, einen Frequenzumwandler,
eine ZF-Verstärkerstufe
und eine Basisband-Demodulationsstufe als Erfassungsvorrichtung.
Die Ausgabe der Basisband-Demodulation ist das Empfangs-Basisband-Signal.
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In
einer Empfangs-Basisband-Signal-100-Ausgabe des Funkabschnitts 70 wird
die Transferfunktion über
Wege von dem Übertragungs-Modulationsabschnitt
zur Basisband-Demodulationsstufe gemäß des jeweiligen Übertragungssystems
kompliziert. Ist darüberhinaus
eine mobile Einheit beinhaltet, erhält man die geschätzte Transferfunktion
eines jeden Symbols auf der Empfangsseite mit einem vorgegebenen
Muster auf der Grundlage von Pilotsignalen mit einem vorgegebenen
Muster und auf jeweils zwei Seiten einer Vielzahl an Symbolen angeordnet
und die optimale Abtast-Zeitsteuerung wird von b zu c zu b geändert, wie
in den 2A bis 2C.
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In
diesem Fall wird das Empfangs-Basisband-Signal 100 von
einem A/D-Wandler 10 in ein digitales Basisband-Signal 110 umgewandelt.
Das digitale Basisband-Signal 110 wird dann in einen Transferfunktions-Interpolationsabschnitt 20 und
einen Demodulationsabschnitt 40 eingegeben. Der Transferfunktions-Interpolationsabschnitt 20 benutzt
den Pilot-Anteil, der in dem digitalen Eingabe-Basisband-Signal 110 enthalten
ist, um Transferfunktionen bis zum Abschnitt 20 zu schätzen, z.B.
die Transferfunktionen Z1 und Z2 der Gleichung (3), die oben durch
die Interpolationsverarbeitung beschrieben wird, und gibt eine geschätzte Transferfunktion 120 aus.
Die geschätzte
Transferfunktion 120 wird von einem konjugierten Abschnitt 30 weiter
in ein konjugiert-komplexes Signal 150 umgewandelt.
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In
der Zwischenzeit unterdrückt
der Demodulationsabschnitt 40 den Einfluß der Übertragungswegs-Transferfunktion
durch Einsatz des digitalen Basisband-Signals 110 und des
konjugiert-komplexen Signals 150, und gibt ein Demodulationsergebnis 170 aus,
das mit den Übertragungsdaten übereinstimmt.
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Der
Abtast-Kontrollabschnitt 60 steuert den Vorgang einer jeden
Komponente durch Ausgabe eines Abtast-Zeitsteuerungs-Steuerungs-Signals 130, eines
Interpolations-Steuerungs-Signals 140, und eines Demodulationsabschnitts-Steuerungs-Signals 160.
Der Zeitsteuerungs-Steuerungsabschnitt 60 steuert auch
den Funkabschnitt 70 durch Einsatz eines Funkabschnitt-Steuerungs-Signals 180.
Zu diesem Zeitpunkt führt
der Zeitsteuerungs-Kontrollabschnitt 60 den Abtastpunkt-Aktualisierungs-Vorgang durch,
der in Bezug auf 2A bis 2C beschrieben wird unter Verwendung des
Interpolations-Steuerungs-Signals 140 für den Transferfunktions-Interpolationsabschnitt 20 und
des Abtast-Zeitsteuerungs-Steuerungs-Signals 130 für den A/D-Wandler 10.
Zum gleichen Zeitpunkt vermittelt der Zeitsteuerungs-Kontrollabschnitt 60 den
variablen Verstärkungsabschnitt
eines Verstärkungs-Kontrollabschnitts,
der in dem Funkabschnitt 70 enthalten ist, wie benötigt.
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Der
Verstärkungs-Kontrollabschnitt,
der in dem Funkabschnitt 70 enthalten ist, weist ein Anpassgerät zur Impedanzanpassung
mit der Antenne auf, ein einstellbares Dämpfungsglied zum Angleichen
der Signalstufe, einen RF-Verstärkerabschnitt zum
Verändern
der Verstärkung,
einen einstellbaren Bandfilter zum Verändern der Empfangsband-Breite, einen
ZF-Verstärkerabschnitt
zum Verändern
der Verstärkung,
und ähnliches.
Dieser Verstärker-Kontrollabschnitt
kann den Verstärkerabschnitt
und/oder die Phasen-Merkmale
verändern,
indem man das Funkabschnitt-Steuerungsignal 180 an irgendeiner der
obigen Komponenten anlegt.