DE69636573T2

DE69636573T2 - Funksender für Wiederübertragung von OFDM-Signalen

Info

Publication number: DE69636573T2
Application number: DE69636573T
Authority: DE
Inventors: Jonathan Highton Tadworth Surrey Stott; Nicholas Dominic Tadworth Surrey Wells
Original assignee: British Broadcasting Corp
Current assignee: British Broadcasting Corp
Priority date: 1995-10-30
Filing date: 1996-10-30
Publication date: 2007-06-06
Anticipated expiration: 2016-10-31
Also published as: GB9622560D0; GB2306082B; EP0772310A2; GB2306082A; GB9522198D0; EP0772310A3; DE69636573D1; EP0772310B1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft aktive Deflektoren für die Verwendung mit OFDM-(Orthogonal Frequency Division Multiplex)-Signalen. OFDM wird für den Einsatz im so genannten DAB-(Digital Audio Broadcasting)-System, das auch als DSB (Digital Sound Broadcasting) bekannt ist, und im Digitalfernsehen (Digital TV) vorgeschlagen.
Das DAB-System ist als Gleichwellennetz (SFN) gedacht, in dem alle Sender auf genau derselben Frequenz arbeiten. Es besteht Bedarf an Relaisstationen, die als Lückenfüller dienen, um den lokalen Empfang in schwierigen Bereichen zu verstärken, und für diesen Zweck wird ein Re-Transmitter benötigt, der auf derselben Frequenz sendet, auf der er empfängt. Ein solcher Re-Transmitter kann als gleichzeitiger kohärenter Re-Broadcast-Transceiver, aber auch kurz als ,aktiver Deflektor' bezeichnet werden.
Da der aktive Deflektor auf derselben Frequenz sendet, auf der er empfängt, gibt es eine sehr beträchtliche Menge an Feedback von der Sendeantenne zur benachbarten Empfangsantenne. Während OFDM für ein hohes Maß an Mehrwegverzerrung tolerant ist, würde dieses Feedback den Transceiver wahrscheinlich unstabil und unbrauchbar machen. Ein solcher Re-Transmitter ist in 1 stark vereinfacht umrissen. Der Re-Transmitter 10 empfängt ein Broadcast-RF-Signal 12 von einem fernen Sender über eine Empfangsantenne 14. Der Antennenausgang wird in einem Verstärker 16 verstärkt und der verstärkte Ausgang wird über eine Sendeantenne 18 weitergesendet. Ein Teil des weitergesendeten Signals von der Sendeantenne 18 wird von der Empfangsantenne 14 aufgenommen, entweder direkt oder nach Reflexion von Gebäuden, Fahrzeugen oder Bäumen usw. Ein solcher Feedback-Pfad ist mit 20 bezeichnet.
Es ist möglich, eine äquivalente Schaltung hierfür zu zeichnen, wie in 2 gezeigt ist. 2 zeigt eine Signalquelle 30, in diesem Fall der ferne Sender von 1, und einen Eingangspfad 32, der den Signalpfad zwischen dem fernen Sender und der Empfangsantenne 14 zeigt. An der Empfangsantenne wird das Signal vom fernen Sender durch den Eingangspfad 32 in der Schaltung 34 mit dem Signal vom unerwünschten Feedback-Pfad 36 kombiniert, der dem Feedback-Pfad 20 von 1 entspricht. Das kombinierte Signal vom Kombinator 34 wird an den Verstärker 38 in 2 angelegt, der dem Verstärker 16 und der Sendeantenne 18 in 1 entspricht. Der Ausgang 39 vom Verstärker 38 bildet den gewünschten Ausgang und erzeugt den Eingang zum Feedback-Pfad 36.
Während Schritte unternommen werden, z.B. mit Hilfe von hoch direktionalen Antennen, um unerwünschtes Feedback zu reduzieren, ist ein gewisses unerwünschtes Feedback von der Sendeantenne zurück zur Empfangsantenne unvermeidlich.
3 ist ein verallgemeinertes Diagramm auf der Basis von 2, das die Transferfunktionen der verschiedenen Teile des Systems zeigt. Es wird angenommen, dass das Eingangssignal 30 ein Spektrum I(f), der Eingangspfad 32 eine Frequenz-Response H(f), der unerwünschte Feedback-Pfad 36 eine Frequenz-Response B(f), der Verstärker 38 eine Frequenz-Response A(f) und das Ausgangssignal 39 ein Spektrum 0(f) hat. Die resultierende Gesamttransferfunktion lautet wie folgt:
Wenn sich die komplexwertige Schleifenverstärkung A(f)B(f)(1 + j0) nähert, dann wird das System unstabil. Wenn die Schleife eine dominante Verzögerung enthält, die im Vergleich zur Umkehr der Systembandbreite signifikant ist, dann enthält die Frequenz-Response regelmäßige Welligkeiten.
Um den Effekt dieses Feedbacks zu beseitigen, muss es gelöscht werden. Dies kann mittels einer der Schaltungen von 4 oder 5 geschehen. In 4 ist der Eingang einer Kompensationsschaltung 40 mit Transferfunktion C(f) mit dem Ausgang des Verstärkers 38 verbunden. Der Ausgang der Kompensationsschaltung 40 wird in einer Kombinationsschaltung 42 mit dem Ausgang des existierenden Kombinators 34 kombiniert und der Ausgang wird an den Eingang des Verstärkers 38 angelegt. Eine solche Schaltung löscht das unerwünschte Feedback, solange C(f) = –B(f) ist. Dies ist als Neutralisation bekannt.
Die Gesamttransferfunktion wird jetzt zu:
Es wurde in Bezug auf RF-Signale vorgeschlagen, im Allgemeinen eine einfache Technik anzuwenden, um zu gewährleisten, dass C(f) auf einer Punktfrequenz, die am kritischsen ist, gleich –B(f) ist. Je nach der genauen Schaltung, die benutzt wird, um zu gewährleisten, dass das absichtliche Feedback die richtige Amplitude und Phase hat, ergibt dies eine mehr oder weniger schmalbandige Lösung.
Wenn Feedback-Löschung erreicht ist, dann entspricht der Endausgang den Erwartungen, in Anbetracht der Tatsache, dass das Signal den Eingangspfad H(f) zurückgelegt hat:
Die Schaltung von 4 hat jedoch gewisse Nachteile. Zum Beispiel, es ist möglicherweise nicht wünschenswert, einen Teil des Verstärkerausgangssignals in den Kompensationspfad abzugreifen. Ebenso benötigt die Schaltung von 4 im Kontext der RF-Übertragung, wenn die Verarbeitung auf einer Zwischenfrequenz oder auf Basisband erfolgt, zwei Downkonverter. Dies ist besonders nachteilig, wenn die Verarbeitung im Kompensationspfad digital ist, da jeder Downkonverter dann auch von Filterung und Analog-Digital-Umwandlung begleitet werden muss.
Die Schaltung von 5 wird daher bevorzugt. In dieser Schaltung ist der Eingang des Kompensationspfades 44 mit Transferfunktion D(f) parallel zum Eingang des Verstärkers 38 geschaltet und ist nicht mit seinem Ausgang verbunden. Der Kompensationspfad 44 zusammen mit der Kombinationsschaltung 42 bilden jetzt einen Vorkorrektor 46 für den Verstärker 38.
Die Transferfrequenz-Response ist in diesem Fall wie folgt:
Zum Löschen des unerwünschten Feedback wird D(f) so gewählt, dass D(f) = –A(f)B(f) ist.
Ein Beispiel für eine Schaltung des in 5 gezeigten Typs ist in der UK-Patentanmeldung GB-A-2 065 421 beschrieben. Diese beschreibt einen Re-Broadcast-Transceiver mit unspezifizierter Anwendung, der vor der Verstärkung durch einen Leistungsverstärker auf Basisband kompensiert. Die in der GB-A-2 065 421 beschriebene Schaltung ist in 6 der vorliegenden Anmeldung dargestellt. Diese Figur ist als solche nicht in der GB-A-2 065 421, sondern basiert auf ihrem Inhalt. Der Re-Broadcast-Transceiver 300 wird zum Empfangen des Off-Air-Broadcast von der Quelle 330 durch den Kanal 332 benutzt, bei 334 mit Feedback vom Transceiver-Ausgang durch den Pfad 336 kombiniert. Dem Hauptverstärker 319 des Transceivers ist ein Vorkorrektor 346 vorgeschaltet, der mit einem Signal auf einer Antennenleitung 301 vom Kombinator 334 gespeist wird.
Der Vorkorrektor umfasst eine Serienschaltung, die einen Downkonverter 304, eine Kombinationsschaltung 342, einen Tiefpassfilter 309, einen Verstärker 313, ein Verzögerungsglied 314 und einen Upkonverter 311 beinhaltet. Ein multiplikativer Mischer 324 ist angeschlossen, der den Eingang und den Ausgang des Verzögerungsglieds 314 empfängt und miteinander multipliziert. Der Ausgang des multiplikativen Mischers 324 wird durch einen Tiefpassfilter 326 geleitet. Ein zweiter multiplikativer Mischer 325 empfängt und multipliziert den Ausgang des Verzögerungsglieds 314 und den Ausgang des Tiefpassfilters 326. Der Ausgang des zweiten multiplikativen Mischers 325 wird an den zweiten Eingang der Kombinationsschaltung 324 angelegt (in der Patentspezifikation tatsächlich durch einen einfachen Übergang dargestellt).
Aufgrund der Abwärtskonvertierung ist es wichtig, Phasen- und Amplitudeninformationen im Signal zu behalten. Für diesen Zweck arbeitet der Vorkorrektor 346 mit komplexen Signalen, aber diese Komplexität ist in 6 zur Vereinfachung der Erläuterung nicht dargestellt.
Die Schaltungen 324, 325 und 326 werden zusammen als „Korrelator" 320 bezeichnet, dessen Zweck darin besteht, Feedback-Signale durch den Pfad 336 zu kompensieren. Es heißt, der „Korrelator" 320 „korreliere" unerwünschte Frequenzen, die nach dem Filtern durch den Tiefpassfilter 309 erfasst werden, mit den unerwünschten Frequenzen, die am Ausgang des Downkonverters 304 anliegen, um eine Löschung zu bewirken. In der Tat erzeugt jedoch der „Korrelator" nur einen einzigen Ausgangskoeffizienten. Es heißt, das Verzögerungsglied 314 sei notwendig, um zwischen den erwünschten Signalen und dem Feedback-Signal zu unterscheiden, so dass der „Korrelator" lediglich das unerwünschte Signal löscht. Ein ähnliches Ergebnis kann aber auch mit anderen bekannten Korrelatoren erzielt werden.
Diese Schaltung kann eine richtige Kompensation jedoch nur auf einer einzigen Frequenz erzielen und ist somit ein extremes Beispiel für eine Schmalbandlösung für das Problem. Sie kann z.B. für militärische Kommunikationen ausreichen, stellt aber keine Lösung dar, die für Signale mit Rundfunkqualität akzeptabel ist. Daher ist eine Breitbandlösung notwendig.
Die europäische Patentanmeldung EP-A-0 215 479 beschreibt einen Gleichwellenrepeater, in dem dieselben Dateninformationen weitergesendet werden, in dem aber die Signalwellenform, auf der sie geführt werden, recht unterschiedlich ist. Die US-Anmeldung US-A-4,701,935 beschreibt einen digitalen Mikrowellen-Radio-Repeater, der dieselbe Trägerfrequenz verwendet, der auch die Übertragung demodulieren und decodieren muss. Dadurch entsteht eine erhebliche Verarbeitungsverzögerung. Die internationale Patentanmeldung WO94/09604 beschreibt eine Hörhilfe mit Kompensation für akustisches Feedback, das von einem elektrischen Feedback-Signal kommt, das durch einen adaptiven Filter geleitet wird, der durch Koeffizienten von einem Korrelator gesteuert wird, der ein Rauschsignal mit dem Signal vom Mikrofon in Kombination mit dem elektrischen Feedback-Signal vergleicht. Das US-Patent 5,168,459 beschreibt adaptive Filter in FIR-Form, wobei die Filterkoeffizienten als Reaktion auf Kennwerte des Filterausgangs dynamisch variabel sind. Die Koeffizienten werden aktualisiert, indem ein Rauschsignal einer bekannten Form auf dem Eingangssignal überlagert wird, das nachfolgend wieder aussubtrahiert wird. Die europäische Patentanmeldung 613,266 beschreibt einen OFDM-Empfänger mit Kompensation für unterschiedliche Verzögerungen. Eine Verzerrungskompensation wird durch Kombinieren des Signals mit Signalen erzielt, die für benachbarte Träger repräsentativ sind.
Die vorliegende Erfindung ist in den Hauptansprüchen unten definiert, auf die nun Bezug genommen werden sollte. Vorteilhafte Merkmale sind in den Nebenansprüchen dargelegt.
Es wird nachfolgend ein die Erfindung ausgestaltender aktiver OFDM-Deflektor ausführlicher beschrieben, der eine Eingangsantenne zum Empfangen eines OFDM-Eingangssignals, eine Sendeantenne zum Senden eines OFDM-Signals auf derselben Frequenz wie das Eingangssignal und einen Verstärkungspfad zwischen Empfangs- und Sendeantenne umfasst. Der Verstärkungspfad ermöglicht eine im Wesentlichen lineare Verarbeitung und beinhaltet ein Verzögerungsglied. Der Deflektor beinhaltet Mittel, die auf das Signal im Verstärkungspfad ansprechen und mehrere Steuerkoeffizienten erzeugen, einen Transversalfilter, der das Signal im Verstärkungspfad empfängt und zum Erzeugen eines modifizierten Signals von den Steuerkoeffizienten gesteuert wird, und einen Kombinator zum Kombinieren des modifizierten Signals mit dem Signal im Verstärkungspfad, um den Effekt des Feedbacks zu reduzieren. Auf diese Weise wird unerwünschtes Feedback vom Ausgang des aktiven Deflektors zum Eingang im Wesentlichen eliminiert. Die Kompensation nutzt auf praktische Weise die inhärente rauschähnliche Eigenschaft des OFDM-Signals, aber bei Bedarf kann auch ein separates Rauschsignal addiert werden. Wie aus der nachfolgenden Beschreibung sichtbar wird, wird das OFDM-Signal ohne Demodulation und Decodierung und, von der geringfügigen Verzögerung abgesehen, ohne jegliche Beeinflussung des Inhalts des OFDM-Signals verarbeitet.
Die Erfindung wird beispielhaft mit Bezug auf die Begleitzeichnungen beschrieben. Dabei zeigt:
1 eine schematische Ansicht eines aktiven Deflektors, in dem unerwünschtes Feedback entstehen kann;
2 ein äquivalentes Schaltschema für die in 1 dargestellte Situation;
3 ein verallgemeinertes Diagramm auf der Basis von 2, das die Transferfunktionen der verschiedenen Teile zeigt;
4 ein Diagramm ähnlich 3, das eine Art des Erzielens von Kompensation des Feedbacks zeigt;
5 ein Diagramm ähnlich 3, das eine weitere Art des Erzielens von Kompensation des Feedbacks zeigt;
6 ein Blockdiagramm eines bekannten Re-Broadcast-Transceivers;
7 ein Blockdiagramm eines ersten aktiven OFDM-Deflektors, der die Erfindung ausgestaltet;
8 einen Teil von 7 ausführlicher;
9 und 10 aufeinander folgende Umordnungen von 3, die die Betriebstheorie illustrieren;
11 und 12 aufeinander folgende Umordnungen von 4, die die Betriebstheorie illustrieren;
13 ein Diagramm, das ein Verfahren zum Messen der Finite-Impulse-Response einer Schaltung in einer Feedback-Schleife zeigt;
14 eine Darstellung, wie die Finite-Impulse-Response infolge des Feedbacks zu einer Infinite-Impulse-Response wird;
15 ein Blockdiagramm eines die Erfindung ausgestaltenden zweiten Feedback-Reduzierungssystems für die Verwendung mit RF-(Funkfrequenz)-Signalen;
16 einen Teil des Systems von 15 ähnlich 8;
17 ein Impulsdiagramm, das den Betrieb der Schaltung von 16 illustriert; und
18 eine Umordnung von 4, die die Betriebstheorie der zweiten Ausgestaltung von 15 zeigt.
Wie oben erörtert, wurde eine Schmalbandlösung für das Problem von unerwünschtem Feedback vorgeschlagen. Wir haben jedoch erkannt, dass im Prinzip auch ein Breitbandergebnis, das für OFDM-Signale geeignet ist, möglich sein sollte. Das unerwünschte Feedback ist kausal. In vielen Fällen kann es mit ausreichender Genauigkeit als FIR-(Finite Impulse Response)-Filter modelliert werden. Daraus folgt, korrekturbedürftig ist die Gleich-und-entgegengesetzt-FIR, die ebenfalls kausal und inhärent stabil ist. Ihre Response muss ermittelt und, wenn das unerwünschte Feedback mit der Zeit variiert, justiert werden. Dies gilt sowohl für die Schaltungskonfiguration von 4 als auch für die von 5. Vorausgesetzt, der Verstärker hat eine Finite-Impulse-Response, dann ist auch D(f) FIR-förmig, obwohl etwas ,länger' als C(f) von 4.
Die Konfiguration des Kompensationspfads 44, der im Kreis durch den Addierer 42 führt, hat den Effekt, dass die FIR-Response D(f) in der Tat zu einem IIR-(Infinite Impulse Response)-Vorkorrektor zum Verstärker 38 wird. Dies macht das Messen schwierig, aber nicht unmöglich, wie nachfolgend beschrieben wird.
Erste Ausgestaltung
Der Aufbau eines die Erfindung ausgestaltenden ersten aktiven OFDM-Deflektors wird mit Bezug auf die 7 und 8 beschrieben. Die Betriebstheorie der Schaltung wird dann nachfolgend erläutert.
Die Schaltung von 7 ist von dem in 5 gezeigten Typ. Somit ist eine Signalquelle 30 durch einen Eingangspfad 32 gekoppelt und wird in einem Kombinator 34 mit unerwünschtem Feedback von einem Feedback-Pfad 36 kombiniert. Der Ausgang des Kombinators 34 wird durch einen Vorkorrektor 46 an einen Hauptverstärker 38 angelegt, dessen Ausgang 39 das gewünschte Ausgangssignal bereitstellt, das auch den Feedback-Pfad 36 speist.
Das System von 7 ist als aktiver OFDM-Deflektor für die Verwendung durch eine Rundfunkanstalt als Relais-Station zum Verstärken des lokalen Empfangs in schwierigen Bereichen ausgelegt. Sie könnte auch für eine niedrigere Ausgangsleistung ausgelegt werden, so dass sie in einem einzelnen Gebäude wie z.B. einem Haus benutzt werden kann, um den Empfang in jedem Raum des Hauses ohne Notwendigkeit für eine Dachantenne mit Anschluss in jedem Raum zu ermöglichen.
Die empfangenen Signale sind auf RF-Frequenz und werden zur Korrekturverarbeitung auf Basisband und danach wieder zurück auf RF konvertiert. Dies bedeutet, dass Phase und Amplitude der Signale behalten werden müssen, was zur Verarbeitung von komplexen Signalen führt, d.h. Signalen, die als reale und imaginäre Teile enthaltend angesehen werden können. Die notwendigen gleichphasigen und Quadratur-Kanäle sind in 7 der Einfachheit halber nicht dargestellt, sind aber der Fachperson gut bekannt.
Der Vorkorrektor 46 der Feedback-Reduzierungsschaltung von 7 empfängt Broadcast-Signale auf RF-Frequenz, und ein Downkonverter 53 konvertiert sie zuerst auf Basisband. Wie soeben bemerkt, müssen, damit die RF-Signale am Ausgang des Vorkorrektors korrekt regeneriert werden können, Amplitude und Phase der abwärtsgemischten Signale behalten werden. Dies bedeutet, dass der Downkonverter 52 zwei Ausgangssignale erzeugt, nämlich ein gleichphasiges oder 0°-Signal und ein Quadraturphasen- oder 90°-Signal. Diese komplexen Signale werden durch zwei parallele Kanäle verarbeitet, von denen nur einer dargestellt ist.
Die Fachperson wird mit der Verarbeitung von komplexen Signalen in Form von realen und imaginären Teilen vertraut sein und daher wird auf eine ausführlichere Beschreibung hier verzichtet.
Der Downkonverter 52 muss auf das empfangene RF-Signal eingestellt werden. Wenn das System für verschiedene RF-Kanäle verwendet werden soll, dann muss die Einstellung geändert werden (es sei denn, das System breitbandig ist genug). Bei Verwendung in einer Transceiver-Kleinleistungshaushaltskonfiguration kann der Korrektor so angeordnet werden, dass er durch Erfassen der Verwendung einer Infrarot-Fernbedienung eines Broadcast-Empfängers im Rahmen des Transceivers neu eingestellt wird. Alternativ kann der Transceiver mit einem Steuerausgang am Empfänger gekoppelt werden.
Der die Schaltungselemente 52, 54, 42, 56, 60, 62, 64 und 66 umfassende Verstärkungspfad enthält nur lineare Verarbeitungselemente und so bietet der Pfad im Wesentlichen lineare Verarbeitung an dem ihn durchlaufenden Signal.
Die Verarbeitung im Vorkorrektor 46 erfolgt im Wesentlichen digital und daher wird der Ausgang des Downkonverters 52 in einem Analog-Digital-Wandler 54 in eine digitale Form konvertiert. Der Ausgang des Analog-Digital-Wandlers wird an einen Eingang des Kombinators 42 angelegt, dessen Ausgang an eine Serienschaltung angelegt wird, die einen Regelverstärker 56, dessen Verstärkung als Reaktion auf ein am Steuereingang 58 des Verstärkers 56 empfangenes Steuersignal geregelt werden kann, ein Verzögerungsglied 60 und einen Addierer 62 umfasst. Der Ausgang des Addierers 62 wird von einem Digital-Analog-Wandler 64 zurück in die analoge Form und dann von einem Upkonverter 66 zurück auf RF-Frequenzen konvertiert.
Der Vorkorrektor 46 beinhaltet ferner einen Rauschsignalgenerator 70. Der Ausgang des Rauschsignalgenerators wird an den Addierer 62 im Hauptsignalpfad und auch an einen Eingang X eines Korrelators 72 angelegt. Der Korrelator empfängt an einem Eingang Y auch den Ausgang des Addierers 42, d.h. das Signal im Hauptsignalpfad vor der Verzögerung im Verzögerungsglied 60 und der Verstärkung im Regelverstärker 56. Der Korrelator 72 erzeugt mehrere Ausgänge, die die Korrelationskoeffizienten zwischen den Signalen an seinen Eingängen X und Y repräsentieren. Diese Ausgänge werden an einen Integratorblock 74 angelegt. Die Ausgänge des Integratorblocks werden dann zum Steuern eines Transversalfilters 76 angelegt, der seinen Signaleingang vom Ausgang des Addierers 62 im Hauptsignalpfad empfängt und seinen Ausgang zum zweiten Eingang des Addierers 42 überträgt. Der Ausgang des Transversalfilters wird zum Kompensieren des unerwünschten Feedbacks ausgelegt.
Der Ausgang des Korrelators 72 wird auch an eine nachfolgend beschriebene Steuerschaltung 78 angelegt, die die Verstärkung des Regelverstärkers 56 durch seinen Steuereingang 58 regelt.
Der Aufbau des Korrelators 72, des Integratorblocks 74 und des Transversalfilters 76 sind ausführlicher in 8 dargestellt. Der Korrelator umfasst mehrere Stufen. Zur Vereinfachung der Erläuterung sind nur drei Stufen dargestellt, aber in der Praxis wird eine größere Zahl von Stufen verwendet. Die Zahl der Stufen ist von Folgendem abhängig: (i) dem Abstand der Abgriffe, der durch die normalen Anforderungen der Nyquist-Abtastung daran und die Bandbreite bestimmt wird, über die die Kompensation wirken soll, d.h. wenigstens die des Signals, und (ii) den Gesamtlängen der zu kompensierenden Response, d.h. dem Ausmaß der gefalteten Impuls-Responses des Feedback-Pfads 36 und des Verstärkers 38. Während also nur drei Stufen dargestellt sind, ist zu berücksichtigen, dass typischerweise n Stufen vorhanden sein werden.
Mit dem Eingang X des Korrelators 72 ist eine Reihe von (n – 1), in diesem Fall zwei, Verzögerungsgliedern 80 verbunden, die jeweils eine inkrementale Verzögerung mit der Dauer T₀ erzeugen. Die Verzögerungszeit T₀ wird gemäß der gewünschten Messauflösung von H(f) oder eher ihres Zeitbereichsäquivalents h(t) gewählt. T₀ kann praktischerweise gleich der Periode der Abtastrate sein, die ursprünglich zum Erzeugen des OFDM-Signals verwendet wurde. Der Korrelator 72 verwendet auch n komplexe Vervielfacher 82. Jeder Vervielfacher 82 empfängt an einem Eingang einen entsprechenden der X-Eingangs- und um (n – 1) verzögerten Versionen des X-Eingangs von den Verzögerungsgliedern 80 und am anderen Eingang das Signal am Y-Eingang des Korrelators 72. Schließlich beinhaltet der Korrelator n Tiefpassfilter 84, die jeweils den Ausgang eines entsprechenden der Vervielfacher 82 empfangen, und erzeugen einen entsprechenden Ausgang des Korrelators 72. Die n Ausgänge 86 vom Korrelator 72 repräsentieren n Korrelationskoeffizienten φ₁, φ₂ ... φ_n.
Die n Ausgänge 86 des Korrelators 72 werden an die Steuerung 78 angelegt, um die Verstärkung des Regelverstärkers 56 auf eine nachfolgend beschriebene Weise zu regeln.
Die n Ausgänge 86 des Korrelators 72 werden auch durch Inverter 88, deren Zweck nachfolgend beschrieben wird, an jeweilige Integratorschaltungen 90 angelegt, die den Integratorblock 74 bilden. Die Integratorschaltungen bieten eine Mittelwertbildungsfunktion und enthalten einen Wert, der dann vom Transversalfilter 76 benutzt wird. In der Praxis können die Integratoren 90 und die Tiefpassfilter 84 kombiniert werden.
Der Transversalfilter 76 hat mit den Integratoren 90 verbundene Steuereingänge 92 und einen mit dem Ausgang des Addierers 62 im Hauptsignalpfad verbundenen Signaleingang 94. Der Transversalfilter 76 hat n Stufen, die den n Stufen im Korrelator 72 entsprechen, und hat in diesem vereinfachten Beispiel nur drei Stufen. Das Signal am Eingang 94 wird an den Anfang einer Reihe von (n – 1) inkrementalen Verzögerungsgliedern 96 jeweils mit einer Länge von T₀ angelegt, ähnlich wie die Verzögerungsglieder 80. Eine Reihe von n Vervielfachern 98 haben jeweils einen Eingang, der mit einem der Signale am Eingang 94 und den von den Verzögerungsgliedern 96 zugeführten, um (n – 1) verzögerten Versionen davon gekoppelt ist, der andere Eingang ist mit einem jeweiligen einen der Eingänge 92 gekoppelt. Die Ausgänge der Vervielfacher 98 werden dann an einen Addierer 100 angelegt, dessen Ausgang das Ausgangssignal des Transversalfilters 76 bildet, und wird an den zweiten Eingang des Addierers 42 in 7 angelegt. So sieht man, dass der Transversalfilter 76 von einem konventionellen Design mit abgegriffener Verzögerungsleitung ist, mit Verzögerungsgliedern 96, Koeffizientenvervielfachern 98, die jeweilige Koeffizienten an den Eingängen 92 empfangen, und einem den Ausgang erzeugenden Addierer 100.
Wie oben erwähnt, sind die Vervielfacher 82 komplexe Vervielfacher. Vom theoretischen Standpunkt her gesehen ist in der Tat erforderlich, dass, wenn der Vervielfacher seine beiden Eingänge X und Y multipliziert, einer von ihnen in der Tat das komplexe Konjugat sein sollte. Das heißt, der Vervielfacher sollte X*Y bilden, wobei das Sternchen das komplexe Konjugat anzeigt. So scheinen zwei Prozesse notwendig zu sein, um X*Y zu erzeugen, nämlich (i) Bilden des komplexen Konjugats X* von X, und (ii) Ausführen der komplexen Multiplikation X*Y.
Es lässt sich jedoch zeigen, dass einfach durch Ändern des Vorzeichens bestimmter Terme, die bei einer komplexen Multiplikation berechnet werden, dasselbe Ergebnis erzielt wird, als wenn einer der Eingänge zuerst konjugiert worden wäre, während keine zusätzliche Hardware erforderlich ist. Das heißt: Wenn X = a + jb und Y = c + jdwobei a, b, c und d alle reell sind, und j die Quadratwurzel von minus eins ist, dann ist das Produkt: XY = (a + jb)(c + jd) = (ac – bd) + j(ad + bc).
Das entsprechende Produkt, bei dem das komplexe Konjugat von X genommen wird, ist jedoch: X*Y = (a – jb)(c + jd) = (ac + bd) + j(ad – bc),d.h. dasselbe wie XY, wobei jedoch die Vorzeichen beider Terme geändert wurden. Um entweder XY oder X*Y direkt von komplexen Eingängen X und Y zu bilden, ist daher dieselbe Zahl von Operationen erforderlich. Dies sind vier reelle Multiplikationen, eine Addition und eine Subtraktion.
In 8 bezeichnet das Sternchen (*) an einem der Eingänge der Vervielfacher 82 einen Eingang, der in der Tat vor dem komplexen Multiplikationsprozess konjugiert wird, während keine weitere Komplexität als ein normaler komplexer Vervielfacher erforderlich ist. Im Prinzip könnte XY* anstatt X*Y verwendet werden.
Betriebstheorie
Die Schaltung von 7 basiert auf der Konfiguration von 5, die die bevorzugte Konfiguration ist, aber die Grundsätze, auf denen sie aufbaut, sind auch auf die Anordnung von 4 anwendbar. Die folgende Beschreibung der theoretischen Basis für den Betrieb der Schaltung bezieht sich somit auf beide Systeme, das von 4 und das von 5, und beginnt mit 4.
Man wird sich erinnern, dass 4 das äquivalente Schaltschema für ein System mit Feedback zeigt, in dem ein Kompensationspfad parallel zum Feedback-Pfad addiert und so ausgelegt wird, dass er das Feedback löscht. Die Schaltung von 4 kann in der in 9 gezeigten Form angeordnet werden, mit gewissen zusätzlichen Elementen. In 9 wird ein Verzögerungsglied 110 in Reihe mit dem Verstärker 38 geschaltet und es ist eine Rauschquelle 112 vorgesehen. Ein Addierer 114 addiert die Ausgänge der Rauschquelle 112 und des Verstärkers 38 und erzeugt den Ausgang 39 der Schaltung.
Die Schaltung von 9 kann dann in der in 10 gezeigten Form umgestaltet werden, auch dies ist äquivalent zu 4, aber mit denselben zusätzlichen Komponenten. (Die Ähnlichkeit mit 4 wird jedoch am besten sichtbar, wenn man zuerst 9 betrachtet.) Da es sich hier um eine einfache Schaltungsumordnung handelt, braucht sie nicht ausführlich betrachtet zu werden. Aber kurz betrachtet sieht man, dass das Rauschsignal von der Quelle 112 vom Addierer 114 in den Feedback-Pfad 36 und den Kompensationspfad 40 injiziert wird, deren Ausgänge miteinander und mit dem Signal vom Eingangspfad 32 kombiniert und durch das Verzögerungsglied 110 und den Verstärker 38 zum Addierer 114 rezirkuliert werden.
Ebenso kann die Schaltung von 4 in der in 11 gezeigten Form umgeordnet werden. In diesem Fall wird der Kompensationspfad 44 vor den Verstärker 38 genommen und die zusätzlichen Komponenten umfassen das Verzögerungsglied 110, wie bei 9, und auch eine Regelschaltung 120 in Reihe mit dem Verzögerungsglied, eine Rauschquelle 122 und einen Addierer 124, der die Ausgänge der Rauschquelle 122 und des Verzögerungsgliedes 110 addiert und einen Ausgang zum Verstärker 38 und zum Kompensationspfad 44 erzeugt. Ein Vorteil der Anordnung von 5 gegenüber der von 4 ist der, dass das Rauschen am Eingang des Verstärkers und nicht am Ausgang injiziert wird, so dass keine solche Hochleistungsrauschquelle notwendig ist.
Die Schaltung von 11 kann jetzt wie in 12 gezeigt umgeordnet werden. Das Rauschsignal von der Quelle 122 wird vom Addierer 124 in den Kompensationspfad 130, der den Verstärker 38 und Feedback 36 umfasst, der aber als kombinierter Pfad in Bezug auf das Rauschen angesehen werden kann, und auch den Kompensationspfad 44 injiziert. Die Ausgänge dieser beiden Pfade werden miteinander und mit dem Signal vom Eingangspfad 32 kombiniert und durch das Verzögerungsglied 110 zum Addierer 124 rezirkuliert. Der Signalausgang kommt aus dem Kombinationspfad 130, aber wir sind nur an der Rauschkomponente interessiert und das Hauptsignal kann wie nachfolgend gezeigt ignoriert werden.
Um das unerwünschte Feedback zu löschen, wird in Bezug auf 10 gewünscht, den Kompensationspfad gleich und entgegengesetzt zum unerwünschten Feedback-Pfad zu machen. So wird unter Anwendung der obigen Terminologie gewünscht, C(f) = –B(f) zu machen. In Bezug auf 12 wird gewünscht, den Kompensationspfad gleich dem kombinierten Effekt des Verstärkers und dem unerwünschten Feedback-Pfad zu machen. So wird gewünscht, D(f) = –A(f)B(f) zu machen. Wenn dies korrekt erzielt wird, dann wird das am Addierer 124 injizierte Rauschsignal vollständig kompensiert und der Addierer 42 hat einen Null-Rauschbeitrag an seinem Ausgang.
Zweck der Feedback-Löschung ist es, C(f) oder D(f) auf die gewünschte Funktion zu setzen, die zum Erzielen dieser Löschung notwendig ist. Dies kann auf zweierlei Weisen geschehen. Die erste Weise, die Steuerkreis (open-loop control) genannt werden kann, besteht darin, die im unerwünschten Feedback-Pfad 36 in 10 oder dem Kombinationspfad 130 in 12 erzeugte Verzerrung zu messen und den Kompensationspfad entsprechend einzustellen. Dazu muss der Übertragungskennwert zwischen Punkt X, nämlich dem Ausgang der Rauschquelle 112 oder 122, und Punkt Y1 gemessen werden, der den Ausgang des Feedback-Pfades 36 oder des Kombinationspfades 130 beinhaltet. Punkt Y1 kommt nach der Addition mit dem Ausgang des Eingangspfads 32 im Addierer 34, weil sonst nichts zugängig ist. Das Eingangssignal ist jedoch irrelevant, wie anderswo in dieser Beschreibung erörtert wird, und kann daher ignoriert werden. Die zweite Möglichkeit, die Regelkreis (closed-loop control) genannt werden kann, besteht darin, das am Ausgang des Addierers 42 erscheinende Restrauschen zu messen und dann den Kompensationspfad je der Menge des erfassten Rauschens zu justieren oder zu korrigieren. So wird der Fehler direkt ermittelt. Dazu muss der Übertragungskennwert zwischen demselben Punkt X einerseits und Punkt Y, nämlich dem Ausgang des Addierers 116, gemessen werden. Auch hier ist das Signal vom Eingangspfad wieder irrelevant.
Der Übertragungskennwert, der erforderlich ist, ist die Finite-Impulse-Response des Pfades 36 bzw. 130. Aufgrund der Rezirkulationsschleife durch das Verzögerungsglied 110 ist jedoch die Response zwischen Punkt X und Punkt Y1 oder Y2 keine Finite-Impulse-Response (FIR), sondern stattdessen eine Infinite-Impulse-Response (IIR), die sich schwerer messen lässt.
Messen von IIR
Unsere mitanhängige UK-Patentanmeldung Nr. 9522150.3 (GB-A-2,306,012) mit dem Titel „Method and Apparatus for Determining the Response of a System Containing a Finite Impulse Response Circuit Coupled with a Feedback Loop" stellt ein Verfahren bereit, das zum Messen der IIR einer Schaltung der Form von 10 oder 12 angewendet werden kann. Dieses Verfahren beinhaltet das Ermitteln der Korrelation zwischen den Signalen an Messpunkten X und Y (ob Y1 oder Y2). Zunächst nehme man an, dass das Eingangssignal eine Null-Korrelation mit der addierten Rauschquelle 112 oder 122 hat. Wenn dies der Fall ist, dann können das Eingangssignal und das Ausgangssignal in den 10 und 12 ignoriert werden (das Ausgangssignal in 12 wurde in der obigen Erörterung bereits ignoriert).
Gemäß der oben erwähnten mitanhängigen UK-Patentanmeldung Nr. 9522150.3 kann die Response eines Systems, das eine mit einer Feedback-Schleife gekoppelte FIR-(Finite Impulse Response)-Schaltung hat, so dass eine Schleifenverzögerung T_L entsteht, ermittelt werden. Das Verfahren beinhaltet das Anlegen eines Prüfsignals an das System, wobei das Prüfsignal eine Autokorrelationsfunktion hat, die die Deltafunktion ist, d.h. eins, was bedeutet, dass das Signal mit sich selbst unkorreliert ist. Dies ist bei einem echten Rauschsignal der Fall. Bei diesem Verfahren werden Ein- und Ausgang des Prüflings korreliert. Einer davon wird an Verzögerungsmittel angelegt, um eine Reihe von verzögerten Signalen zu erzeugen, wobei aber die Gesamtverzögerung die Schleifenverzögerung T_L nicht übersteigt. Der andere Ein- bzw. Ausgang des Prüflings wird gemäß jedem der verzögerten Signale multipliziert und die Resultanten der Multiplikation werden geglättet, um einen Integrationsgrad zu erzielen. Die geglätteten Ausgänge sind für die Korrelationskoeffizienten der beiden Eingänge repräsentativ und repräsentieren, wie in unserer oben erwähnten mitanhängigen UK-Patentanmeldung gezeigt, die FIR der FIR-Schaltung.
Ein praktisches Beispiel für ein solches Messsystem 200 ist in 13 dargestellt, die auf 5 unserer oben erwähnten Patentanmeldung beruht. Das System ist so ausgelegt, dass es die FIR einer FIR-Schaltung 222 ermittelt, mit der eine Feedback-Schleife mit einem Verzögerungsglied 224 mit Verzögerungszeit T_L assoziiert ist. Der Ausgang des Verzögerungsgliedes wird in einem Addierer 226 mit einem Eingangssignal 212 von einer Signalquelle 230 kombiniert. Ziel ist es, die Time-Domain-Response g(t) der Schaltung 222 zu ermitteln, wenn lediglich die Response der gesamten Schaltung 220 gemessen werden kann. Daher erfolgt eine Messung zwischen dem Eingang 212 und dem Ausgang 214 des Schaltungsblocks 220. Es ist eine Reihe individueller Verzögerungsglieder 240₁ , 240₂ ... 240_(n-1) in Reihe geschaltet vorgesehen. Der Eingang des ersten Verzögerungsgliedes ist mit der Eingangsleitung 212 verbunden und empfängt den Ausgang der Signalquelle 230. Mit jedem Verzögerungsglied ist ein jeweiliger Vervielfacher 242₁ , 242₂ ... 242_n assoziiert. Der Vervielfacher 242₁ empfängt den Eingang des ersten Verzögerungsgliedes 240₁ und multipliziert ihn mit dem Ausgangssignal auf der Ausgangsleitung 214. Der Ausgang des Vervielfachers 242₁ wird dann an einen Tiefpassfilter 244₁ angelegt. Der Tiefpassfilter führt die Mittelwertbildungs- oder Integrationsfunktion aus. Der Ausgang des Tiefpassfilters 244₁ bildet dann den ersten Koeffizienten der Korrelationsfunktion φ_xy.
Wie gezeigt, wird das Signal am Eingang 212 des Prüflings an die Verzögerungsglieder 240 angelegt und das Signal am Ausgang 214 wird direkt an die anderen Eingänge der Vervielfacher 242 angelegt. Dies könnte jedoch auch umgekehrt geschehen, wobei das Signal am Ausgang 214 an die Verzögerungsglieder 240 und das Signal am Eingang 212 direkt an die anderen Eingänge der Vervielfacher 242 angelegt werden.
Die Schaltung 200 von 13 korreliert die Signale am Eingang und am Ausgang des Schaltungsblocks 220 und erzeugt eine Korrelationsfunktion, die eine Serie von n Korrelationskoeffizienten umfasst. In unserer oben erwähnten mitanhängigen Anmeldung Nr. 9522150.3 wird gezeigt, dass diese Korrelationskoeffizienten die FIR der Schaltung 222 definieren, vorausgesetzt, dass bestimmte Bedingungen erfüllt werden. Dies sind, dass die Autokorrelationsfunktion des Signals von Quelle 212 eine Delta-Funktion ist und dass die Gesamtverzögerung der Reihe von Verzögerungsgliedern 240 geringer ist als die Verzögerung in der Feedback-Schleife 224, d.h. Nt₀ < T_L. Ein gewisses Maß an Glättung wird ebenfalls wünschenswert, wenn nicht sogar notwendig sein.
Die Gesamt-Response des Schaltungsblocks 220 wird nicht die FIR-(Finite Impulse Response)-Form, sondern eindeutig die IIR-(Infinite Impulse Response)-Form haben. Der Autor der vorliegenden Erfindung hat jedoch erkannt, dass sie aus aufeinander folgenden Faltungen von g(t) mit sich selbst besteht, so dass der erster Teil der Gesamt-Response des Schaltungsblocks 220 über die Periode 0 < t < T_L mit g(t) identisch sein wird. Dies geht von der Annahme aus, dass g(t) sowohl kausal als auch streng im Hinblick auf das Ausmaß (Zeit) begrenzt ist, so dass g(t) = 0 für t < 0 und für t ≥ T_L ist.
Die Art und Weise, in der die Gesamtimpuls-Response aus der Überlagerung einer Reihe von „Echos" besteht, d.h. aufeinander folgend stärker verwischte Versionen von g(t), ist in 14 gezeigt. Für die Anfangsperiode 0 bis T_L kommt nichts um die Feedback-Schleife, so dass die Gesamt-Response g(t) sein wird. Für die nächste Periode zwischen T_L und 2T_L ist die Gesamt-Response gleich g(t) ⊗ g(t). Für die dritte Periode zwischen 2T_L und 3T_L enthält die Gesamt-Response auch die Komponente g(t) ⊗ g(t) ⊗ g(t). Dies wird für weitere Zeitperioden fortgesetzt. Man wird jedoch auch sehen, dass, vorausgesetzt, die Berücksichtigung ist auf die Zeitperiode 0 bis T_L beschränkt, die Form von g(t) einfach anhand der Gesamt-Response ermittelt werden kann.
Das heißt, dass mit einem System der in 13 gezeigten Form alles Nötige gemessen werden kann, um es völlig zu charakterisieren, indem seine Impuls-Response über einen finiten Bereich anstatt für die infinite Dauer seiner Impuls-Response gemessen wird.
13 hat den Feedback-Pfad 224 mit einer einfachen Verzögerung dargestellt. Es lässt sich zeigen, dass die Grundsätze ebenso gut auf den Fall zutreffen, bei dem die Feedback-Schleife ein Verzögerungsglied in Reihe mit einer Schaltung enthält, die eine andere Response hat, z.B. eine Impuls-Response r(t). Es ist lediglich notwendig, dass die Verzögerung T_L die finite Dauer der Faltung von g(t) und r(t) überschreitet.
Eine Prüfung der Schaltungen der 10 und 12 bringt zu Tage, dass, was das Rauschsignal betrifft, sie die Form der Schaltung 220 in 13 haben. Somit kann das Korrelationsverfahren unserer oben erwähnten Anmeldung zum Ermitteln der Response der Schaltungen in den 10 und 12 angewendet werden, die der Schaltung 222 entsprechen, trotz der Tatsache, dass diese Schaltungen nicht von der Feedback-Schleife isoliert werden können. Und dies wird mit dem Korrelator 72 in den 7 und 8 erzielt. Der Korrelator 72 misst die FIR der Schaltungen in den 10 und 12 wie folgt:
Die 7 und 8 beschreiben die auf 12 basierende bevorzugte Anordnung, in der Messungen zwischen X und Y2 genommen werden. Die Fachperson wird jedoch erkennen, dass alle oben aufgezählten Möglichkeiten angewendet werden können; der alternative Punkt Y1 ist in 7 markiert.
Es wird jedoch aus den folgenden Gründen ein System bevorzugt, in dem der Fehler gemessen wird. Wie in unserer oben erwähnten mitanhängigen Anmeldung erwähnt, kann die Response der FIR-Schaltung anhand der Korrelationsfunktion ermittelt werden, vorausgesetzt, die Autokorrelationsfunktion des Testsignals ist eine Delta-Funktion. Trotzdem wird die Autokorrelationsfunktion einen unbekannten Skalierungsfaktor einführen. Wo ein rauschähnliches Signal erzeugt wird, wie in 7, da ist dies möglicherweise kein zu großes Problem, aber es ist definitiv ein Problem mit der nachfolgend beschriebenen zweiten Ausgestaltung.
Wenn also die Korrelation zum Messen des unerwünschten Feedback-Pfades in Isolation verwendet wird, z.B. mit Hilfe der Messpunkte X und Y1, dann wird die Form der Impuls-Response des unerwünschten Feedback-Pfads ermittelt, aber die genaue Amplitude ist unbekannt. Es ist daher schwierig, das korrektive Feedback so einzustellen, dass es gleich und entgegengesetzt ist. Andererseits, wenn die Fehler-Response mittels der Messpunkte X und Y2 gemessen wird, um das Nettorestfeedback nach der Korrektur zu messen, dann ist eine Unsicherheit bezüglich seiner Amplitude weniger wichtig. Solange die Richtung (Vorzeichen) des Fehlers richtig ermittelt wird und wenn die Form bekannt ist, kann die geeignete Korrektur angewendet werden.
Mit diesem Fehlermesstyp wird die Fehlerfunktion gemessen, die im Zeitbereich wie folgt beschrieben werden kann: e(t) = a(t) ⊗ b(t) – d(t).
Ziel ist es, e(t) so nahe wie möglich an null zu bringen. Der Vorgang erfolgt schrittweise. Die Korrektur d(t) wird implementiert und der Fehler e(t) wird gemessen. Diese Messung erfolgt auf Abtastweise mit einer Abtastfrequenz von f = 1/T₀. Der Korrekturfilter hat n Abgriffe und es gibt in der Tat n unabhängige Steuerkreise, einen für jeden Abgriff. Jeder aktualisiert seine Abgriffgewichtung durch Subtrahieren eines Betrags, der proportional zum entsprechenden Element der Fehlermessung ist. Für jeden der n Steuerkreise lässt sich sagen: dnew = dold – Δwobei Δ = βγ_ne ist.
Hierbei ist β der unbekannte Skalierungsfaktor in der Korrelationsmessung und γn ist ein Faktor, der absichtlich zum Regeln der Leistung des Steuerkreises eingeführt wurde. Die obige Relation konvergiert (angenommen, die Feedback-Funktion bleibt konstant), vorausgesetzt, dass βγ_n < 1 ist. Wenn man also eine gewisse Ahnung über den Wert von β hat, dann kann ein sinnvoller Wert von γ_n gewählt werden. Für eine rasche Konvergenz sollte γ_n so groß wie möglich sein und sich somit 1/β nähern.
Die in der obigen Gleichung gezeigte Subtraktion des Fehlerelementes Δ ist in 8 durch den Einschluss der Inverter 88 dargestellt. In der Praxis kann die notwendige Inversion an beliebigen von mehreren Punkten in dem Kreis erzielt werden und wird wahrscheinlich die Folge einer Schaltung sein, die für irgendeinen anderen Zweck in den Kreis integriert wurde.
Somit zeigt 13 zusammenfassend, dass die Schaltung 220 auf eine solche Weise gemessen werden kann, dass die Response der Schaltung 222 mit einer assoziierten Feedback-Schleife 224 ermittelt werden kann, unabhängig davon, dass die Schaltung 222 nicht für Messzwecke von der Feedback-Schleife isoliert werden kann. Die 10 und 12 zeigen, dass die Schaltungen der 4 und 5 so angesehen werden können, dass sie Schaltungen der Form der Schaltung 220 enthalten. Im Fall von 10 kann man den Feedback-Pfad 36 und das Verzögerungsglied 110 als die Schaltung 220 bildend ansehen (Steuerkreis), oder man kann die parallele Kombination des Feedback-Pfads 36 und des Kompensationspfads 40 mit dem Verzögerungsglied 110 als die Schaltung 220 bildend (Regelkreis) ansehen. Im Fall von 12 kann man den Kombinationspfad 130, der den Feedback-Pfad 36 enthält, und das Verzögerungsglied 110 als die Schaltung 220 bildend (Regelkreis) ansehen, oder man kann die parallele Kombination des Kombinationspfades 130 und des Kompensationspfades 44, mit dem Verzögerungsglied 110, als die Schaltung 220 bildend ansehen (Steuerkreis).
In 7 entspricht das addierte Verzögerungsglied 60 dem Verzögerungsglied 110. Nach dem Messen der Response der Schaltung 36 von 10 oder der Schaltung 130 von 12 mit dem soeben beschriebenen Verfahren werden die so erhaltenen Koeffizienten zum Einstellen des Kennwertes des Kompensationspfades 40 in 10 oder des Kompensationspfades 44 in 12 verwendet. Dies wird mit dem Transversalfilter 76 in 7 erzielt, der den Kompensationspfad 44 von 12 bildet.
Somit wird es durch das Einfügen des Verzögerungsgliedes 60 in den Hauptsignalpfad möglich, den Kennwert des Feedbackpfades mit einem Korrelationsverfahren zu messen. Der Kennwert des Transversalfilters 76, der den Kompensationspfad bildet, kann dann zum Löschen des Effekts des Feedbacks justiert werden.
Verstärkungseinstellung
Es werden nun der Zweck des Regelverstärkers 56 von 7 und die Art seiner Einstellung beschrieben. Der Regelverstärker 56 entspricht dem Regelverstärker 120 der 11 und 12.
Der Regelverstärker ist aus zwei Gründen wünschenswert:

(i) zum Regulieren des Leistungsausgangs und
(ii) zum Bewahren der Stabilität der absichtlichen Feedback-Schleife 44.

Was diesen zweiten Punkt betrifft, so kann die Feedback-Korrektur niemals perfekt sein und sie wird es beim ersten Einschaltung sicherlich auch nicht sein. Dieses Problem kann durch Speichern der Parameter reduziert werden, die beim Abschalten wirksam waren.
In einer auf 4 basierenden Anordnung ist es möglich, die Verstärkung im Hauptverstärker 38 zu justieren, ohne das Gleichgewicht zwischen dem unerwünschten Feedback durch den Pfad 36 und dem absichtlichen Korrektur-Feedback durch den Pfad 40 zu stören. Mit anderen Worten, die Einstellung der Verstärkung des Verstärkers 38 interagiert nicht mit den Mess- und Feedback-Kompensationsoperationen.
Dies ist nicht der Fall mit einer auf 5 basierenden Anordnung, wie in 7 gezeigt ist. Hier wird ein Ausgleich zwischen dem unerwünschten Kombinationspfad A(f)B(f) und dem hinzugefügten Feedback D(f) gewünscht, das gleich –A(f)B(f) sein sollte. In diesem Fall ist die Verstärkung A(f) des Verstärkers 38 ein Teil dessen, was gemessen wird, und daher wird bevorzugt, dass sie konstant bleibt. Deshalb wird eine separate Verstärkungsregelung in Form eines Regelverstärkers 56 in den Hauptsignalpfad eingeführt, um die gegenseitige Abhängigkeit der Mess- und Feedback-Kompensation zu bewahren.
Der Regelverstärker 56 könnte sich auch anderswo in der Schleife befinden. Er könnte sich natürlich hinter anstatt vor dem Verzögerungsglied 60 befinden, könnte sich aber auch an anderen Positionen befinden.
Die Grundeinstellung der Verstärkung α des Verstärkers 56 kann so gewählt werden, dass ein Wert für α für den gesamten Hauptsignalpfad durch den Vorkorrektor 46 nach Bedarf in der oben erörterten Weise erhalten wird.
Ein möglicher Ansatz besteht darin, mit einem relativ kleinen Wert von α zu beginnen, d.h. mit geringer Verstärkung. Dann erfolgen Korrelationsmessungen und sie werden zum Reduzieren von E(f) = A(f)B(f) + D(f) verwendet. Dann kann α erhöht und ein neuer Satz Messungen kann durchgeführt werden. Dies wird so lange wiederholt, bis der gewünschte Leistungsausgang ohne Stabilitätsverlust erzielt werden kann.
Der Regler 78 bietet diese Steuerung. Er überwacht die Ausgänge des Korrelators 72. Was er genau überwacht und wie er darauf reagiert, ist nicht so wichtig; er könnte einfach ein gewichtetes Mittel der Größe der Korrelationskoeffizienten bilden. Er bräuchte nicht alle Ausgänge des Korrelators zu empfangen, sondern könnte nur mit gewählten Termen operieren.
Schließlich kann der Verstärker 56 Teil eines AGC-(Automatic Gain Control)-Systems bilden, das dazu neigt, das Signal innerhalb des Bereiches der Konverter 54 und 64 zu halten und jeden Versuch zu verhüten, mehr Leistung auszustrahlen, als der Verstärker 38 erzeugen kann. Eine perfekte Löschung ist nie erzielbar, aber die Verwendung des Verstärkers 56 ermöglicht es, dass die Löschung gut genug ist.
Zweite Ausgestaltung
Es wird nun der Aufbau eines zweiten die Erfindung ausgestaltenden Feedback-Reduzierungssystems mit Bezug auf die 15 bis 17 beschrieben.
Die Schaltung von 15 ist ebenfalls von dem in 5 gezeigten Typ. Somit ist eine Signalquelle 30 durch einen Eingangspfad 32 gekoppelt und wird in einem Kombinator 34 mit unerwünschtem Feedback von einem Feedback-Pfad 36 kombiniert. Der Ausgang des Kombinators 34 wird durch einen Vorkorrektor 46 an einen Hauptverstärker 38 angelegt, dessen Ausgang 39 den gewünschten Ausgang erzeugt, der auch den Feedback-Pfad 36 speist.
Es gibt zwei Hauptunterschiede zwischen dem System von 15 und dem der ersten Ausgestaltung von 7. Der erste ist, das es kein addiertes Rauschsignal gibt. Stattdessen wird das Eingangs-OFDM-Signal selbst als Prüfsignal verwendet. Dies wird nachfolgend ausführlicher erörtert. Der zweite ist, dass ein verbesserter OFDM-Korrelator verwendet wird, wie in 16 illustriert ist.
Der Vorkorrektor 46 der Feedback-Reduzierschaltung von 15 empfängt Rundfunksignale auf RF-Frequenz, und ein Downkonverter 52 konvertiert sie zunächst auf Basisband. Wie zuvor erwähnt, müssen, damit die RF-Signale am Ausgang des Vorkorrektors korrekt regeneriert werden können, Amplitude und Phase der abwärtsgemischten Signale behalten bleiben. Dies bedeutet, dass der Downkonverter 52 zwei Ausgangssignale erzeugt, nämlich ein gleichphasiges oder 0°-Signal und ein Quadraturphasen- oder 90°-Signal. Diese komplexen Signale werden durch zwei parallele Kanäle verarbeitet, von denen nur einer dargestellt ist. Die Fachperson wird mit der Verarbeitung von komplexen Signalen in der Form von realen und imaginären Teilen vertraut sein, daher wird auf eine ausführlichere Beschreibung hier verzichtet.
Der Downkonverter 52 muss auf das empfangene RF-Signal abgestimmt werden. Wenn das System mit unterschiedlichen RF-Kanälen verwendet werden soll, dann muss die Abstimmung geändert werden (es sei denn, dass das System breitbandig genug ist). Wenn es in einer Transceiver-Kleinleistungshaushaltskonfiguration verwendet werden soll, dann kann der Korrektor dadurch neu abgestimmt werden, dass die Verwendung einer Infrarot-Fernbedienung eines Broadcasts vom Transceiver erfasst wird. Alternativ kann der Transceiver mit einem Steuerausgang am Empfänger gekoppelt werden.
Die Verarbeitung im Vorkorrektor 46 erfolgt im Wesentlichen digital und daher wird der Eingang zum Vorkorrektor 46 in einem Analog-Digital-Konverter 54 in die digitale Form umgewandelt. Der Ausgang des Analog-Digital-Konverters wird an einen Eingang des Kombinators 42 angelegt, dessen Ausgang an eine Serienschaltung angelegt wird, die einen Regelverstärker 56, dessen Verstärkung als Reaktion auf ein an einem Steuereingang 58 des Verstärkers 56 empfangenes Steuersignal reguliert werden kann, und ein Verzögerungsglied 60 beinhaltet. Der Ausgang des Verzögerungsglieds 60 wird von einem Digital-Analog-Wandler 64 zurück in die analoge Form und dann von einem Upkonverter 66 zurück auf RF-Frequenzen umgewandelt.
Der die Schaltungselemente 52, 54, 42, 56, 60, 64 und 66 umfassende Verstärkungspfad enthält nur lineare Verarbeitungselemente und somit bietet der Pfad im Wesentlichen lineare Verarbeitung auf dem ihn durchlaufenden Signal.
Es gibt keinen separaten Rauschgenerator und stattdessen wird der Ausgang des Verzögerungsglieds 60 direkt an einen Eingang X eines Korrelators 72 angelegt. Der Korrelator empfängt an einem Eingang Y auch den Ausgang des Addierers 42, d.h. das Signal im Hauptsignalpfad vor der Verzögerung im Verzögerungsglied 60 und der Verstärkung im Regelverstärker 56. Der Korrelator 72 erzeugt mehrere Ausgänge, die die Korrelationskoeffizienten zwischen den Signalen an den Eingängen X und Y repräsentieren. Diese Ausgänge werden an einen Integratorblock 74 angelegt. Die Ausgänge des Integratorblocks werden dann zum Steuern eines Transversalfilters 76 angelegt, der seinen Signaleingang auf eine nachfolgend beschriebene Weise vom Hauptsignalpfad erhält und seinen Ausgang zum zweiten Eingang des Addierers 42 überträgt. Der Ausgang des Transversalfilters dient zum Kompensieren des unerwünschten Feedbacks.
Der Ausgang des Korrelators 72 wird auch an eine Reglerschaltung 78 ähnlich wie in 7 angelegt, die die Verstärkung des Regelverstärkers 56 durch ihren Steuereingang 58 regelt.
Der Aufbau des Korrelators 72, des Integratorblocks 74 und des Transversalfilters 76 kann in 8 gezeigt werden, vorbehaltlich der Anforderung zum Verarbeiten von komplexen Signalen. Es kann jedoch wie in 16 gezeigt eine gewisse Vereinfachung erzielt werden, die erkennt, dass der Signaleingang zum Transversalfilter 76 jetzt derselbe ist wie das Signal zum Eingang des Korrelators 72. Daher wird nur eine Serie von Verzögerungen T₀ verwendet.
In 16 verwendet der Korrelator wieder eine Reihe von Stufen. Zur Vereinfachung der Erläuterung sind nur drei Stufen dargestellt, aber in der Praxis wird. eine größere Stufenzahl verwendet. Die Anzahl der Stufen ist abhängig von (i) der Beabstandung der Abgriffe, die durch die normalen Anforderungen der Nyquist-Abtastung daran und die Bandbreite bestimmt wird, über die die Kompensation funktionieren soll, d.h. wenigstens der des Signals, und (ii) den Gesamtlängen der zu kompensierenden Response, d.h. dem Ausmaß der gefalteten Impuls-Responses von Feedback-Pfad 36 und Verstärker 38. So sind zwar nur drei Stufen dargestellt, aber es sollte beachtet werden, dass es gewöhnlich n Stufen geben wird.
Mit dem Eingang X des Korrelators 72 sind mehrere (n – 1), in diesem Fall zwei, Verzögerungsglieder 80 verbunden, die jeweils eine inkrementale Verzögerung mit der Dauer T₀ erzeugen. Die Verzögerungszeit T₀ wird je nach der gewünschten Messauflösung von H(f) oder eher ihrem Zeitbereichsäquivalent h(t) gewählt. Praktischerweise kann T₀ gleich der Periode der Abtastrate sein, die zum ursprünglichen Erzeugen des OFDM-Signals verwendet wurde. Der Korrelator 72 beinhaltet auch n Vervielfacher 82. Die Vervielfacher 82 sind wiederum komplexe Vervielfacher und sind daher in 16 mit einem Sternchen versehen. Jeder Vervielfacher empfängt an einem Eingang ein entsprechendes Signal aus dem X-Eingang und den von den Verzögerungsgliedern 80 kommenden, um (n – 1) verzögerten Versionen des X-Eingangs und am anderen Eingang das Signal am Y-Eingang des Korrelators 72. Der Ausgang jedes der komplexen Vervielfacher 82 wird durch eine jeweilige eine aus einer Reihe von Torsteuerungsschaltungen 83 angelegt. Die Torsteuerungsschaltungen werden durch an einem Eingang 81 empfangene Impulse gesteuert. Die Synchronisation der Torsteuerungsimpulse ist wichtig und ist in 17 illustriert, wie nachfolgend erläutert wird. Schließlich beinhaltet der Korrelator n Tiefpassfilter 84, die jeweils den Ausgang von einer entsprechenden der Torsteuerungsschaltungen 82 empfangen und einen entsprechenden Ausgang des Korrelators 72 erzeugen. Die n Ausgänge 86 vom Korrelator 72 repräsentieren n Korrelationskoeffizienten φ₁, φ₂, ... φ_n.
Die n Ausgänge 86 des Korrelators 72 werden an die Steuerung 78 angelegt, um die Verstärkung des Regelverstärkers 56 auf eine Weise ähnlich der oben in Bezug auf 7 beschriebenen zu regeln.
Die n Ausgänge 86 des Korrelators 72 werden auch durch die Inverter 88 an jeweilige Integratorschaltungen 90 angelegt, die den Integratorblock 74 bilden. Die Integratorschaltungen haben eine Mittelwertbildungsfunktion und enthalten einen Wert, der dann vom Transversalfilter 76 benutzt wird.
Der Transversalfilter 76 hat Steuereingänge 92, die mit den Integratoren 90 verbunden sind. Der Transversalfilter 76 hat n Stufen, die den n Stufen im Korrelator 72 entsprechen, und hat in diesem vereinfachten Beispiel nur drei Stufen. Eine Reihe von n Vervielfachern 98 hat jeweils einen Eingang, der mit dem X-Eingang oder einer von den von den Verzögerungsgliedern 80 kommenden, um (n – 1) verzögerten Versionen davon gekoppelt ist, der andere Eingang ist mit einem jeweiligen einen der Eingänge 92 gekoppelt. So bilden die Verzögerungsglieder 80 einen Teil des Transversalfilters sowie des Korrelators. Die Ausgänge der Vervielfacher 98 werden dann an einen Addierer 100 angelegt, dessen Ausgang den Ausgang des Transversalfilters 76 bildet, und wird dann an den zweiten Eingang des Addierers 42 in 15 angelegt. So ist ersichtlich, dass der Transversalfilter 76 von einem konventionellen Design ist, mit einer abgegriffenen Verzögerungsleitung, die Verzögerungsglieder 80 aufweist, jeweilige Koeffizienten an Eingängen 92 empfangenden Koeffizientenvervielfachern 98 und einem den Ausgang erzeugenden Addierer 100; unabhängig davon, dass die Verzögerungsglieder 80 gemeinsam mit dem Korrelator 72 verwendet werden.
Theorie der zweiten Ausgestaltung
Das OFDM-Eingangssignal kann an sich rauschähnlich genug sein, um die Anforderung zu erfüllen, eine Autokorrelationsfunktion zu haben, die im Wesentlichen gleich der Deltafunktion ist. Die Korrelationsmessung kann dann erzielt werden, ohne dass ein physisches Prüfsignal addiert zu werden braucht.
8 zeigt, wie die Schaltung von 5 mit der Addition der Verstärkungsregelschaltung 120 und des Schleifenverzögerungsgliedes 110 in einer ähnlichen Weise wie in den 11 und 12, aber ohne zusätzliche Rauschquelle umgeordnet werden kann. Es ist ersichtlich, dass sich weiterhin eine Schaltung in der Form der Schaltung 220 von 13 ergibt. Man kann den Kombinationspfad 130 und das Verzögerungsglied 110 als die Schaltung 220 (Steuerkreis) bildend ansehen oder man kann die parallele Kombination aus Kombinationspfad 130 und Kompensationspfad 44 mit dem Verzögerungsglied 110 als die Schaltung 220 (Regelkreis) bildend ansehen.
In 15 entspricht das addierte Verzögerungsglied 60 dem Verzögerungsglied 110. Nach dem Messen der Response der Schaltung 130 von 8 mit dem obigen Verfahren werden die so erhaltenen Koeffizienten zum Justieren des Kennwertes des Kompensationspfades 44 verwendet. Dies wird mit dem Transversalfilter 76 in 15 erzielt, der de_n Kompensationspfad 44 von 8 bildet.
In diesem Fall ist der X-Eingang zum Korrelator 72 natürlich nicht der Ausgang der Rauschquelle 70 wie in 7, sondern der Ausgang des Verzögerungsglieds 60. Der Y-Eingang wird von Y1 oder Y2 genommen, je nachdem, ob ein Steuer- oder Regelkreis verwendet wird; 15 zeigt einen Regelkreis, der bevorzugt wird.
Betrieb des verbesserten OFDM-Korrelators
OFDM-Signale verwenden eine sehr große Zahl von Trägern und die Daten werden über die Träger verteilt, so dass die Datenrate auf jedem Träger relativ niedrig ist. Das heißt, die Datenperiode oder aktive Symbolperiode ist länger als jede wahrscheinlich auftretende Interferenzverzögerung.
In einem OFDM-Signal wird die Gesamtsymbolperiode als die aktive Symbolperiode plus einem Schutzintervall definiert. Die aktive Symbolperiode ist die Umkehr des Trägerabstands. Wenn das Schutzintervall zur Datenperiode eines OFDM-Signals addiert wird, dann kann der Empfänger einen Übertragungspfad mit verzögerten Komponenten mit einer Verzögerung von bis zur Länge des Schutzintervalls bewältigen. Er hat die erwünschte Eigenschaft des Umwandelns der Faltung des Signals mit dem Übertragungspfad in der Tat zu einer kreisförmigen, äquivalent mit einer direkten Multiplikation von entsprechenden Frequenz-Domain-Koeffizienten einer diskreten Fourier-Transformation (DFT). Dies macht eine Entzerrung im Empfänger durch eine einfache direkte Division der relevanten Frequenz-Domain-Koeffizienten möglich.
Vorausgesetzt, dass im Wesentlichen zufällige Daten von einem OFDM-Signal übertragen werden und jeder Träger auf demselben Leistungspegel übertragen wird, ist das Spektrum des OFDM-Signals fast rechteckig, d.h. im Wesentlichen flach innerhalb des belegten Bandes und an den Flanken abfallend. Aufgrund dieser Flachheit kann man davon ausgehen, dass das OFDM-Signal an sich ein nützliches Prüfsignal ist, mit dem In-Service-Messungen der Frequenz- oder Impuls-Responses eines davon durchlaufenen Systems oder Kanals gemacht werden können, d.h. durch die soeben beschriebene Korrelationstechnik.
Ein Nebeneffekt des Hinzufügens des Schutzintervalls ist jedoch, dass das Spektrum weniger flach gemacht wird. Insbesondere enthält das Spektrum regelmäßige Welligkeiten, die unterschieden werden können, wenn man das Spektrum in feinem Detail betrachtet, obwohl es immer noch flach aussieht, wenn man das belegte Band insgesamt betrachtet. Dies beeinträchtigt die Genauigkeit der durchgeführten Messungen (z.B. mit konventionellen Korrelationstechniken) unter der Annahme, dass das Spektrum flach ist.
Unsere zweite mitanhängige UK-Anmeldung Nr. 9522149.5 (GB-A-2,306,084) und die deren Priorität beanspruchende europäische Anmeldung (EP-A-0 772 331) mit dem Titel „Correlation of OFDM Signal" beschreiben ein Verfahren zum Korrelieren von OFDM-Signalen, das diese Probleme überwindet. Ferner bietet es in wenigstens einigen Fällen den Vorteil des Reduzierens der Zeit, die für die Korrelation nötig ist, besonders die für die Integration benötigte Zeit.
Für eine ausführliche Beschreibung der Theorie hinter dem verbesserten OFDM-Korrelationsverfahren sollte nun auf unsere genannte zweite mitanhängige Anmeldung Bezug genommen werden. Kurz, es wird eine modifizierte Korrelation durchgeführt, in der die Integration/Mittelwertbildung nur in einer torgesteuerten Weise stattfindet, einschließlich nur sorgfältig getakteter Perioden mit der Länge T_s, ausgerichtet auf die OFDM-Symbole. Das Ergebnis ergibt die Impuls-Response h(t) des Systems, so als wenn eine kontinuierliche Mittelwertbildung mit einem anderen x(t) mit einem tatsächlich flachen Spektrum verwendet worden wäre.
Wieder zurück zu 16, wie oben erwähnt, wird der Ausgang jedes der komplexen Vervielfacher 82 durch eine jeweilige der Torsteuerschaltungen 83 jeweils an einen entsprechenden aus einer Reihe von Tiefpassfiltern 84 angelegt. Die Torsteuerschaltungen 83 werden für die benötigte Periode T_s geschlossen (leitend). Die Torsteuerschaltungen werden mit ein Torsteuerfenster definierenden Impulsen T_w gesteuert, die an den Eingang 81 angelegt werden. Die Synchronisation der Impulse T_w ist in 17 illustriert. Die Torsteuerimpulse werden von einem Torsteuerimpulsgenerator 85 (siehe 15) generiert, der den Ausgang des Addierers 42 empfängt. Ein Ausgang (nicht dargestellt) des Torsteuerimpulsgenerators kann auch an den Regler 78 angelegt werden, um Änderungen der Verstärkung des Regelverstärkers 56 zu synchronisieren.
17 zeigt bei (a) und (b) die OFDM-Eingangssignale zum Korrelator 72, die x(t) und y(t) genannt werden können, für zwei Symbolperioden des OFDM-Signals. Jede Symbolperiode umfasst eine aktive Symbolperiode oder Datenperiode T_s und ein Schutzintervall T_g. In der Tat ist der Ausdruck „Schutzintervall" nicht ganz passend; das Schutzintervall wird in der Tat von einer Verlängerung des Signals während der aktiven Symbolperiode belegt. Das Schutzintervall ist keine Nullperiode. All dies ist der Fachperson im Bereich OFDM-Signale gut bekannt.
Das Schutzintervall in einem OFDM-Signal wird so gewählt, dass es größer ist als die maximale erwartete Verzögerung im Signal, und das Schutzintervall belegt den kleineren Teil der Gesamtsymbolperiode. Somit wird, wie in 17 gezeigt, das Signal y(t) im Allgemeinen relativ zum Signal x(t) um einen Betrag verschoben, der geringer ist als das Schutzintervall T_g. Die aktive Symbolperiode ist die Umkehr des Trägerabstands. In der Tat besteht y(t) aus vielen überlagerten Versionen von x(t), es genügt aber vorerst, einfach nur die am meisten verzögerte Version zu betrachten. Ebenso kann auch x(t) einige verzögerte Komponenten beinhalten und gezeigt wird die früheste Version.
Der Torsteuerimpuls T_w hat die Länge T_s und muss zeitlich so abgestimmt werden, dass er mit derselben Symbolperiode in beiden Signalen x(t) und y(t) zusammenfällt. So ist der früheste Zeitpunkt, an dem sie beginnen kann, der Anfang der Symbolperiode des letzteren der beiden Signale. Dies wird als Impuls T_we bei (c) in 17 dargestellt. Der späteste Zeitpunkt, an dem der Torsteuerimpuls enden kann, ist das Ende der Symbolperiode des früheren der beiden Signale. Dies wird als Impuls T_wl bei (d) in 17 dargestellt. In jedem Fall ist die Impulslänge T_s.
Somit kann das Timing des Torsteuerimpulses wie für T_we oder wie für T_wl oder irgendwo dazwischen sein. Die zum Erzeugen eines solchen Impulses nötige Schaltung liegt im Kompetenzbereich der Fachperson und ist der Schaltung ähnlich, die zum Erzeugen von Takt- und Synchronisationsimpulsen in einem OFDM-Rundfunkempfänger benötigt wird.
Wie ersichtlich ist, wird die Torsteuerung mit der OFDM-Symbolperiode synchronisiert. Das ,Null'-Symbol, das häufig in der Frame-Struktur eines OFDM-Signals enthalten ist, ergibt eine gröbere Synchronisationsquelle, die für diesen Zweck ausreichend sein kann. Alternativ könnte ein komplexeres System wie in einem standardmäßigen OFDM-Empfängerdesign eingesetzt werden.
Der Torsteuerimpulsgenerator 85, der das Timing der Torsteuerimpulse steuert, erhält seinen Eingang von einer Position vor dem Regelverstärker 56, so dass er unabhängig vom Wert von der Verstärkung α zufriedenstellend arbeiten kann, und berücksichtigt die Verzögerungszeit T_L des Verzögerungsgliedes 60, so dass die Torsteuerimpulse in Bezug auf den Eingang X des Korrelators 72 korrekt synchronisiert werden können. Der Ausgang des Reglers umfasst ggf. ein Flag-Signal, das anzeigt, dass die Synchronisation auf das OFDM-Signal erzielt wurde. Wenn nicht, dann würde dies den Schluss nahe legen, dass die Verstärkung tief gehalten werden soll.
Zum Beispiel, wo das OFDM-Frame-Format ein Null-Symbol enthält und dies als Teil des Synchronisationsprozesses verwendet wird, können, wenn das Null-Symbol nicht vom Torsteuerimpulsgenerator 85 gefunden werden kann, verschiedene Dinge geschehen. Der aktive Deflektor kann oszillieren und in diesem Fall sollte die Verstärkung α des Regelverstärkers abrupt reduziert werden, bis die ausreichende Kompensation für das unerwünschte Feedback erzielt ist. Oder es wird möglicherweise kein OFDM-Signal empfangen und auch in diesem Fall sollte die Verstärkung α abrupt reduziert werden, um Interferenzen zu vermeiden. Wenn das Null-Symbol gefunden werden kann, aber es ein ,Abfall' und keine Null ist, dann kann das eingehende Signal gestört sein. Es könnte dann besser sein, die Verstärkung zu verringern und den aktiven Deflektor effektiv abzuschalten, anstatt die Sache durch Weitersenden der Interferenz zu verschlimmern. In allen diesen Fällen wird die notwendige Steuerung des Regelverstärkers durch das Flag-Signal vom Torsteuerimpulsgenerator 85 zum Regler 78 erzielt. Der Regler bewahrt die Stabilität der Schleife und die Genauigkeit ihrer Messungen durch eine geeignete Einstellung der Verstärkung α des Regelverstärkers 56 unter Verwendung des Flag-Signals und der Ausgänge des Korrelators 72 an seinen Eingängen. Somit bietet der Korrelator ein Maß für den aktuellen Fehler.
OFDM-Signale sind komplex und bestehen typischerweise aus vielen hundert dicht beabstandeten Trägern, wobei die aktive Datenperiode auf jedem Träger durch Hinzufügen eines Schutzintervalls willkürlich verlängert wird. Anscheinend wäre die Korrelation solcher Signale, ein komplexer mathematischer Vorgang, schwer auszuführen und würde eine hochentwickelte Verarbeitungsschaltung erfordern. Wie jedoch aus dem oben Gesagten ersichtlich ist, kann mit dem beschriebenen Torsteuerverfahren eine Korrelation auf äußerst einfache Weise unter Verwendung von überraschenderweise unkomplizierten Schaltungselementen bewirkt werden. Es entstehen nicht nur die erwarteten Fehler aufgrund der Anwesenheit des Schutzintervalls nicht, sondern zusätzlich hat das System den weiteren Vorteil, dass der Korrelationsvorgang sehr schnell ausgeführt werden kann. Zu einer weiteren Erörterung dieses Aspekts sollte nun wieder auf unsere zweite oben erwähnte mitanhängige UK-Anmeldung Nr. 9522149.5 Bezug genommen werden.
Wie in der ersten Ausgestaltung, sieht man auch in der zweiten Ausgestaltung, dass durch das Einfügen des Verzögerungsgliedes 60 in den Hauptsignalpfad der Kennwert des Feedback-Pfades mit einem Korrelationsverfahren gemessen werden kann. Der Kennwert des Transversalfilters 76, der den Kompensationspfad bildet, kann dann zum Löschen des Effekts des Feedbacks justiert werden.
Die Verwendung des erwünschten Signals als Prüfsignal selbst ergibt einen besseren Signalabstand für das Mess- sowie für das resultierende Ausgangssignal, da kein Rauschen addiert zu werden braucht. Es gibt auch den gerätemäßigen Vorteil, dass keine zusätzliche Schaltung in Form des Rauschgenerators erforderlich ist.
Verstärkungseinstellung in der zweiten Ausgestaltung
Das an Punkt X erscheinende Signal X(f) ist aus 18 wie folgt sichtbar: X(f) = {I(f)H(f) + [A(f)B(f) + D(f)]X(f)}αejωT (5)
Dies kann wie folgt umgeordnet werden:
Damit die Autokorrelationsfunktion des Signals einer Deltafunktion möglichst stark ähnelt, sollte X(f) über das Frequenzspektrum so flach wie möglich sein. X(f) ist jedoch nicht flach, wenn eines der Folgenden nicht flach ist:

(i) das ursprüngliche Erwünschtes-Signal-Spektrum I(f);
(ii) der Eingangspfad H(f); oder
(iii) der Nenner des Ausdrucks (6).

Der letztere (iii) repräsentiert das Ausmaß, in dem das Spektrum von der Schleife im System geformt wird. Sein Einfluss kann dadurch minimiert werden, dass sowohl der Verstärkungsfaktor α klein gehalten als auch der Ausgleich zwischen unerwünschtem und kompensierendem Feedback so verbessert wird, dass A(f)B(f) + D(f) zu null tendiert.
Die beste Betriebsweise besteht somit darin, das folgende iterative Verfahren auszuführen. Zunächst wird der Wert von α klein eingestellt, d.h. die Verstärkung ist sehr gering. Dann erfolgen Korrelationsmessungen und es wird ein Anfangssatz von Korrelationskoeffizienten erhalten. Der Kompensationspfad wird so justiert, dass D(f) näher an –A(f)B(f) herankommt, d.h. A(f)B(f) + D(f) wird reduziert. Dann wird α erhöht und der Messschritt wiederholt. Dadurch wird die Kompensation weiter verbessert und α kann somit wieder erhöht werden. Diese Schritte werden wiederholt, bis der gewünschte Leistungsausgang ohne Stabilitätsverlust erzielt werden kann. Vorausgesetzt, die Anfangsmessungen ergeben ausreichend nahe Resultate, konvergiert der Prozess auf die korrekte Einstellung.
Reduzieren der addierten Verzögerung
Wie aus dem oben Gesagten ersichtlich ist, erlaubt das Einfügen einer Verzögerung T_L in die Schleife eine eindeutige Messung entweder des unerwünschten Feedbacks selbst oder des von dem unerwünschten Feedback in Kombination mit dem gewünschten Signal verursachten Fehlers. Dieselbe Verzögerung T_L wird jedoch in die Passage des gewünschten Signals eingebaut. Dies hat für OFDM-Deflektoren Nachteile, weil die Verzögerung durch den aktiven Deflektor möglicherweise Empfanger stören könnte, die ihren Ausgang zusammen mit einem direkten Signal empfangen, und weil dies Fragen in Bezug darauf aufkommen lässt, ob das Schutzintervall des OFDM-Signals für das Torsteuerungskorrelationsverfahren von 16 lang genug ist, um mit ausreichender Genauigkeit zu arbeiten.
Das Verzögerungsglied 60 unterliegt der Kontrolle des Systemdesigners und wird normalerweise so gewählt, dass es die maximale im Feedback-Pfad 36 verursachte Verzögerung übersteigt. Wir haben erkannt, dass die Verzögerungsperiode adaptiv reduziert werden kann, wenn bei der Korrelationsmessung ein Regelkreis verwendet wird.
Wieder zurück zu 14, man wird sich erinnern, dass diese Figur den gesamten infiniten Impuls eines Systems illustriert, das eine FIR mit Kennwert g(t) umfasst, zusammen mit einer addierten Rezirkulationsverzögerung T_L, die länger ist als das Ausmaß von g(t). Ein solches System wird durch den Schaltungsblock 220 repräsentiert. Die Gesamt-Response des Schaltungsblocks 220 beginnt mit einer getrennten Version von g(t), gefolgt von einer Reihe von überlappenden und abklingenden Echos, wie oben beschrieben.
Wenn T_L gekürzt wird, so dass das Ausmaß von g(t) größer ist als T_L, dann repräsentiert der erste Teil der Response der Schleife zwischen 0 und T_L nicht mehr ein vollständiges, getrenntes Bild von g(t). Der letzte Teil von g(t) vereinigt sich mit dem ersten Teil des ersten Echos zwischen T_L und 2T_L. Trotzdem bleibt der erste Teil von g(t), bis zum Zeitpunkt T_L, getrennt und messbar.
Wenn sich diese Situation auf eine der oben beschriebenen Ausgestaltungen bezieht, wie z.B. in 7 oder 15, wo ein Regelkreis verwendet wird, dann werden die Abgriffe im Transversalfilter 76, die die Zeit bis zu T_L abdecken, weiterhin korrekt auf die gewünschte Korrektur konvergieren. Ihre Fehlermessungen werden niemals durch die Echos kontaminiert. Dabei wird davon ausgegangen, dass der unerwünschte Feedback-Pfad unverändert ist (oder sich in der Praxis nur relativ langsam ändert). Die Abgriffe im Transversalfilter 76, die die Zeitperiode jenseits T_L abdecken, werden durch die Echos kontaminiert, während diese erste Betriebsphase stattfindet.
Nach dem Konvergieren der Abgriffe des Transversalfilters, der die Zeitperiode O bis T_L abdeckt, ist jedoch der Fehler e(t) über die Periode 0 ≤ t ≤ T_L null. Dies bedeutet, dass der erste Teil der Länge T_L des ersten ,Echos' ebenfalls null sein wird. Somit sind jetzt auch die Messwerte des Fehlers e(t) für die Periode T_L ≤ t ≤ 2T_L getrennt, so dass die entsprechenden Abgriffe des Korrektors konvergieren können. Dieser Prozess kann endlos in einer ,Korrekturwelle' fortfahren und für einen Korrektor mit einer beliebigen willkürlichen, über T_L hinaus gehenden Länge vom Ursprung nach außen ausschlagen.
Man wird möglicherweise bevorzugen, nicht zu versuchen, die äußeren Terme zu korrigieren, bis die inneren Terme des Transversalfilters abgeklungen sind. Das heißt, die späteren Korrektorabgriffe können auf null gehalten werden, während ihre Fehlermessungen bekanntlich während dieser anfänglichen Korrekturphase kontaminiert werden, bis die Koeffizienten für die Periode O bis T_L ermittelt sind.
Somit kann T_L so gewählt werden, dass es kürzer ist als die maximale Verzögerung, die in den Feedback-Pfad eingeführt wird, und das System wird weiterhin funktionieren. Im Prinzip könnte die Verzögerung bis auf eine einzelne Abtastperiode reduziert werden und in diesem Fall werden die Koeffizienten nacheinander ermittelt.
Der Hauptnachteil ist, dass es länger dauert, bis der Prozess konvergiert. Grob ausgedrückt kann man sagen, dass, wenn die Regelkreise so eingestellt werden, dass jeder eine Zeit T_C zum Konvergieren benötigt, dann können für ein System, bei dem das Ausmaß von g(t) die Verzögerung T_L nicht übersteigt, die Schleifen unabhängig parallel abklingen und die gesamte Systemkonvergenz benötigt T_C. Wenn das Ausmaß von g(t) die Verzögerung T_L überschreitet und beispielsweise KT_L beträgt, dann dauert die Konvergenz grob KT_C, während die Kreise auf eine kombinierte sequentielle/parallele Weise jeweils um den Wert von T_L konvergieren. Während die Verzögerung T_L im Prinzip auf eine einzelne Abtastverzögerung reduziert werden könnte, wäre die Konvergenz in diesem Fall streng sequentiell, wobei jeder Abgriff warten muss, bis alle vorherigen zuerst abgeklungen sind. Ferner könnte es Schwierigkeiten geben, wenn, wie in der Praxis unvermeidlich ist, die Autokorrelationsfunktion φ_xx(τ) des ,Prüfsignals' von einer reinen Deltafunktion abweicht.
Dies ist unabhängig davon der Fall, ob das Prüfsignal ein addiertes Rauschsignal oder das gewünschte Signal selbst ist. Andererseits könnte ein einfacherer Korrelator verwendet werden, der die Kreuzkorrelation immer nur für einen einzigen Punkt beurteilt, anstatt ihn für alle Punkte parallel zu beurteilen, wie in den 8 und 16.
Ein weiteres Problem ist, dass die Fähigkeit eines solchen Systems, variierende unerwünschte Feedback-Pfade zu bewältigen, begrenzt ist. Jedes Mal, wenn einer der ,frühen' Abgriffe gestört wurde, werden auch viele oder sogar die meisten der nachfolgenden Abgriffe gestört. Daher ist die Verwendung einer Verzögerung T_L, die kürzer ist, als dies notwendig zu sein scheint, am besten für Situationen geeignet, bei denen nur wenig (oder wenigstens eine sehr langsame) Variation im unerwünschten Feedback zu erwarten ist. Je näher die Verzögerung T_L an das Ausmaß von d(t) herankommt, desto schneller ist die Konvergenz und desto besser ist die Fähigkeit des Systems, mit Änderungen im unerwünschten Feedback fertig zu werden.
Es kann vorteilhaft sein, unterschiedliche Werte für T_C für die Regelkreise der verschiedenen Abgriffe zu wählen, so dass dieser für die früheren kürzer und für die späteren länger ist. Ferner könnte eine anfängliche Sperre (nach dem Einschalten oder nach einem RF-Kanalwechsel) dadurch beschleunigt werden, dass von der für diesen Zweck gespeicherten zuletzt benutzten Korrektur begonnen wird.
Es wurde angenommen, dass T_L als fester Wert gewählt wird. Es kann eine adaptive Anordnung bereitgestellt werden, bei der T_L bei einem großen Wert beginnt, eine schnelle Konvergenz ergibt, aber eine maximale Verzögerung im Signalpfad einführt, und dieser wird dann sukzessiv reduziert.
Implementation
Die in den 7, 8 und 15, 16 illustrierten Schaltungen wurden im Sinne einer Hardware-Ausgestaltung mit diskreten Schaltungen beschrieben. Man wird verstehen, dass der Schaltkomplex jedoch auch ganz oder teilweise in Software ausgeführt werden kann. In diesem Fall sind die Figuren als äquivalent zu Fließschemata anzusehen.
Der schwierigste Teil des obigen Vorgangs ist beim Einschalten. Dieses Problem kann dadurch überwunden werden, dass das System so ausgelegt wird, dass es zwischen zwei Zuständen umgeschaltet werden kann, von dem der erste darin besteht, einen Rauschgenerator wie in 7 hinzuzufügen, und der zweite darin, das gewünschte Signal wie in 15 als Prüfsignal zu benutzen. Es erfolgen zunächst Messungen mit hinzugefügtem Rauschen unter Verwendung der Konfiguration von 7, und die Verstärkung des Regelverstärkers wird auf null eingestellt. Durch Einstellen von α auf null wird gewährleistet, dass das System beim Einschalten nicht oszillieren kann, und die Korrektur kann so getrimmt werden, dass unerwünschtes Feedback ausgeglichen wird. Wenn dies erzielt ist, kann der Rauschgenerator abgeschaltet oder abgetrennt und das System wie in 15 umkonfiguriert werden. Jetzt wird das gewünschte Signal für Messungen benutzt und der Wert von α wird langsam erhöht. Da die Schleife jetzt in einem ausgeglichenen Zustand beginnt, sollten eventuelle Fehler gering sein, so dass das Spektrum des Messsignals flach genug sein sollte. Dadurch wird gewährleistet, dass der obige iterative Prozess auf der korrekten Einstellung konvergiert, wenn α erhöht wird.
Bei der obigen Erörterung wurde von der Verwendung einer komplexen Arithmetik ausgegangen. Die verwendeten komplexen Werte können z.B. auf analoge Weise als I- und Q-Komponenten abgeleitet werden. So kann beispielsweise in einer Digitalfernsehanwendung jedes der I- und Q-Signale mit einer Rate von beispielsweise 9 MHz abgetastet werden, was zwei Datenströme von 9 Msample/s (Mega-Abtastsignale pro Sekunde) ergibt. Alternativ kann das Signal einmal mit dem Zweifachen dieser Rate abgetastet werden, z.B. 18 MHz. Dies kann mit einer sehr niedrigen Zwischenfrequenz (IF) erfolgen. Dann werden zwei Ströme von 9 Msample/s mittels Interpolation davon abgeleitet, die dem realen und dem imaginären Teil der komplexen Basisbandrepräsentation entsprechen. Das Korrelationsverfahren könnte auch mittels komplexer Korrelation wie in 16 illustriert mit dem einzelnen Abtaststrom von 18 Msample/s und gewöhnlicher realer (nicht komplexer) Arithmetik erfolgen.
Es wurde oben angenommen, dass ein aktiver RF OFDM Deflektor nur über eine bestimmte Bandbreite arbeitet und Signale innerhalb dieser Bandbreite auf herkömmliche Weise auf eine Zwischenfrequenz (IF) und von dort wahrscheinlich auf ein komplexes Basisbandäquivalent zur Verarbeitung heruntergesetzt werden. Es kann Umstände geben, bei denen ein aktiver Deflektor installiert werden soll, der mehr als einen Kanal empfangen kann, bei dem aber eine manuelle Umschaltung auf die anderen Kanäle nicht erforderlich sein sollte. Eine solche Situation könnte in einer Haushaltsrelaisstation entstehen, die die empfangenen OFDM-Signale für den Empfang beispielsweise innerhalb eines einzelnen Gebäudes verstärken soll. Wenn mehr als ein RF-Kanal verwendet wird, dann möchte der Zuhörer oder Zuschauer seinen Empfänger, möglicherweise einen tragbaren Empfänger, möglicherweise auf einen davon einstellen. In der Tat kann es mehr als einen Empfänger in dem Gebäude geben, die auf unterschiedliche Programme auf verschiedenen RF-Kanälen eingestellt sind und alle Unterstützung vom selben aktiven Deflektor erwarten.
Im Hinblick auf dieses Problem könnte der aktive Deflektor ,frequenzagil' sein und RF-Kanäle wechseln, wenn es der Empfänger des Benutzers tut. Dies kann durch Erfassen der Benutzung der IR-(Infrarot)-Fernbedienung, d.h. des Handsets des Empfängers erfolgen. Alternativ kann der aktive Deflektor mit einem Ausgang oder einem Bus auf dem Empfänger verbunden werden und auf diesem Weg einen Befehl empfangen. Dadurch werden jedoch nicht mehrere Empfänger im selben Gebäude bedient.
Schließlich ist zu bemerken, dass die gezeigte Schaltung etwas schematisiert ist. In der Praxis werden zusätzliche Verzögerungselemente eingebaut, gemäß der normalen Praxis des synchronen Schaltungsdesigns, ohne die relativen Verzögerungen der Signale zu stören. Es könnte zunächst so aussehen, als vergrößere die addierte Verzögerung die Verzögerung durch die Verarbeitung, aber es ist möglich, die Art und Weise umzuverteilen, in der die Verzögerung T_L eingeführt wird, um zu kompensieren.
Alternativen zum beschriebenen Korrelationsverfahren
Die obige Beschreibung hat die Anwendung von Korrelation zum Erzeugen einer Reihe von Koeffizienten zum Steuern des Transversalfilters 76 illustriert. Es sind jedoch auch andere Methoden zum Erzeugen einer solchen Serie von Koeffizienten möglich und zwei Beispiele werden nachfolgend kurz erörtert.
1. Benutzung von Pilotinformationen
Die vorgeschlagenen OFDM-Signale beinhalten häufig Pilotinformationen in der Signalstruktur. Dies entspricht den vielen Trägern, die mit definierten Konstellationswerten an bestimmten Punkten im OFDM-Frame moduliert werden. Dies erfolgt mit DAB und möglicherweise auch mit den Videosignalen von digitalem terrestrischem Fernsehen. Der Empfänger vergleicht die demodulierten Werte mit den bekanntlich übertragenen und leitet dadurch die Kanal-Response vom Ursprung zum Empfänger ab. Mit DAB, das mit DQPSK (Differential Quadrature Phase-Shift Keying) arbeitet, werden diese Pilotinformationen einmal pro Frame eingefügt. Bei digitalem terrestrischem Fernsehen, bei dem Modulationen höherer Ordnung wie z.B. 16- oder 64-QAM (Quadraturamplitudenmodulation) verwendet werden können, werden die Pilotinformationen zum Entzerren vor der Modulation verwendet, was kohärente Demodulation ist. In diesem Fall werden Pilotinformationen in verschiedenen Formen im gesamten Frame eingefügt.
Diese Pilotsignale können auch in einem aktiven Deflektor mit einem Teil der normalen vorgeschlagenen Empfängerschaltung gemessen werden. Es müsste der volle Synchronisationsvorgang aufgerufen werden. Das heißt, Folgendes müsste erfasst werden: grobes Timing, z.B. vom Nullsymbol; grobe und feine Frequenzrastung; feines Timing und möglicherweise Abtastfrequenzrastung.
Es könnten Messungen der Pilotsignale an geeigneten Punkten im aktiven Deflektor benutzt werden, anstatt den Korrelator 72 für dieselbe Arbeit zu benutzen. Die komplexe Frequenz-Response (die gesamte effektive Frequenz-Response vom OFDM-Modulator zum Messpunkt) wird für jeden Träger an beiden Punkten gemessen, an denen der Korrelator in den illustrierten Beispielen angeschlossen ist, z.B. Punkte X und Y1 oder Y2. Die beiden Ergebnissätze werden dann Träger für Träger dividiert, um Abtastsignale der gemessenen Frequenz-Response zu erzeugen (G_k = Y_k/X_k). Wenn diese dann mit der diskreten Fourier-Transformation (DFT) in den Zeitbereich transformiert werden, wird die Impuls-Response g(t) des Systems zwischen den Messpunkten erhalten. Dieser Ansatz nutzt die Bereitstellung des Verzögerungsgliedes 60 mit der Verzögerungszeit T_L, die in die Schleife eingeführt wird, um die interne FIR auf analoge Weise wie bei der Korrelationstechnik zu exponieren.
Die am Überwachungspunkt X erhaltenen Werte X_k können auch eine Anzeige für die Qualität des Signals geben, das schließlich nach einem wohl ausgewogenen Löschen erhalten wird, und kann somit zur Qualitätssicherung benutzt werden. Dies kann unabhängig davon erfolgen, ob der aktive Deflektor die Pilotton-Ergebnisse korreliert oder transformiert hat. Dieses Verfahren könnte möglicherweise auch erweitert werden, so dass es Echos am eingehenden Signal bearbeitet.
2. LMS-Verfahren
Das LMS-(Least Mean Square)-Verfahren ist gut bekannt und z.B. im Lehrbuch ,Adaptive Signal Processing' von Widrow, B. und Stearns, S.D., 1985, Prentice-Hall beschrieben. Das LMS-Verfahren ist eine Art und Weise des Beurteilens der Korrelation von Wertesätzen. Somit könnte das LMS-Verfahren angewendet werden, um die Einstellung der Filterabgriffe zu optimieren, indem ein Satz von Variablen gebildet wird, um ein gewünschtes Systemleistungskriterium zu optimieren. Der LMS-Algorithmus könnte möglicherweise auch in Verbindung mit Messungen angewendet werden, die unter Verwendung von in der OFDM-Struktur enthaltenen Pilottoninformationen erfolgten, wie oben beschrieben wurde. Diese Pilotsignale können im aktiven Deflektor am Ausgang oder Eingang des Hauptverstärkers 38 gemessen werden, um ein Maß für die ,Schlechtheit' des Schleifen-Frequenzgangs zu bilden. Dieses Maß könnte dann zum Antreiben des LMS-Algorithmus verwendet werden.
Ein geeignetes Maß für eine solche ,Schlechtheit' könnte die RMS-(Root Mean Square)-Differenz von eins der Frequenz-Response vom Ursprung zum Messpunkt sein. Wenn die ,Schlechtheit' auf null zurückgeht, dann wurde das unerwünschte Feedback korrekt gelöscht. Dieses Verfahren kann auch zum Unterdrücken von Echos auf dem eingehenden Signal angewendet werden.
Eine weitere Möglichkeit betrifft die Korrelation des Fehlersignals, d.h. Regelkreis, besonders dann, wenn das addierte Verzögerungsglied eine Verzögerungszeit T_L hat, die nicht ausreicht, um uneindeutige Messungen zuzulassen. Es wird gewünscht, das Fehlersignal auf null zu bringen, so dass eine einzelne Funktion der Messungen der Fehlersignalquerkorrelation gebildet wird, z.B. die Leistung. Dies dient zum Antreiben des LMS-Algorithmus zum Steuern der Abgriffe des Korrekturtransversalfilters. Hierbei kann eine Konvergenz erwartet werden, die langsamer ist als die explizite Berechnung der Filterabgriffkorrektur unter Verwendung von veränderlicher Verstärkung wie oben beschrieben, die aber möglicherweise immer noch schneller ist als die, die man erzielen würde, wenn das Verfahren durch Reduzieren der Verzögerungszeit angewandt würde.
Man wird verstehen, dass zahlreiche Modifikationen und Variationen an den beschriebenen Systemen im Rahmen der beiliegenden Ansprüche möglich sind.

Claims

Aktiver OFDM-(Orthogonal Frequency Division Multiplex)-Deflektor, der Folgendes umfasst: eine Eingangsantenne (14) zum Empfangen eines OFDM-Eingangssignals; eine Ausgangsantenne (18) zum Senden eines OFDM-Signals auf derselben Frequenz wie das Eingangssignal; einen Verstärkungspfad (52, 54, 42, 56, 60, 64, 66, 38) zwischen der Ein- und der Ausgangsantenne, wobei der Verstärkungspfad im Wesentlichen lineare Verarbeitung einschließlich eines Verzögerungsglieds (60) bietet; ein Mittel (72), das auf das Signal im Verstärkungspfad anspricht, um eine Mehrzahl von Steuerkoeffizienten zu erzeugen; einen Transversalfilter (76), der das Signal im Verstärkungspfad empfängt und durch die Steuerkoeffizienten gesteuert wird, um ein modifiziertes Signal zu erzeugen; und ein Kombinationsglied (42) zum Kombinieren des modifizierten Signals mit dem Signal im Verstärkungspfad in dem Sinne, dass der Feedback-Effekt reduziert wird.
Aktiver OFDM-Deflektor nach Anspruch 1, in dem das Mittel zum Erzeugen einer Mehrzahl von Steuerkoeffizienten Mittel (70, 62) zum Einführen eines Rauschsignals in den Verstärkungspfad mit einer Autokorrelationsfunktion, die im Wesentlichen eine Delta-Funktion ist, und einen Korrelator (72) zum Korrelieren des Signals vor der Verzögerung mit dem Rauschsignal umfasst, um eine Mehrzahl von Korrelationskoeffizienten zu erzeugen.
Aktiver OFDM-Deflektor nach Anspruch 2 mit einem Mittel, das nach einer Anfangsperiode den Korrelationsachritt ändert, so dass eine Korrelation zwischen dem Signal vor der Verzögerung im Verzögerungsglied mit dem Signal nach der Verzögerung im Verzögerungsglied erfolgt.
Aktiver OFDM-Deflektor nach Anspruch 1, in dem das Mittel zum Erzeugen einer Mehrzahl von Steuerkoeffizienten Mittel (52, 54), um ein Signal mit einer Autokorrelationsfunktion, die im Wesentlichen eine Delta-Funktion ist, durch den Verstärkungspfad zu leiten und einen Korrelator (72) zum Korrelieren des genannten Signals vor der Verzögerung im Verzögerungsglied mit dem Signal nach der Verzögerung in dem Verzögerungsglied umfasst, um eine Mehrzahl von Korrelationskoeffizienten zu erzeugen.
Aktiver OFDM-Deflektor nach Anspruch 4, in dem der Korrelator und der Transversalfilter eine gemeinsame Verzögerungskette nutzen.
Aktiver OFDM-Deflektor nach einem der Ansprüche 2 bis 5, in dem der Korrelator Folgendes umfasst: Mittel zum Anlegen eines der zu korrelierenden Signale an Verzögerungsmittel, um eine Reihe von verzögerten Signalen zu erzeugen, Mittel zum Multiplizieren des anderen der zu korrelierenden Signale mit dem genannten einen der Signale und mit den verzögerten Signalen, und Mittel zum Glätten der Signale, die von der Multiplikation resultieren, um einen Grad an Integration davon bereitzustellen.
Aktiver OFDM-Deflektor nach einem der Ansprüche 2 bis 6 mit Mitteln zum Kombinieren des modifizierten Signals mit dem Signal in dem Verstärkungspfad vor der Verzögerung.
Aktiver OFDM-Deflektor nach einem der Ansprüche 2 bis 7 mit Mitteln zum Integrieren der Koeffizienten vor deren Applikation zum Steuern des Transversalfilters.
Aktiver OFDM-Deflektor nach einem der Ansprüche 2 bis 8, in dem der Verstärkungspfad einen Regelverstärker beinhaltet.
Aktiver OFDM-Deflektor nach Anspruch 9, in dem der Verstärkungsfaktor des Regelverstärkers in Abhängigkeit von den Korrelationakoeffizienten variiert wird.
Aktiver OFDM-Deflektor nach Anspruch 9 oder 10, in dem der Verstärkungsfaktor des Regelverstärkers zunächst auf einem relativ niedrigen Wert ist und zunimmt, während das Feedback mittels der Methode reduziert wird.
Aktiver OFDM-Deflektor nach Anspruch 9, 10 oder 11, in dem der Regelverstärker einen Teil eines automatischen Verstärkungsregelsystems bildet.
Aktiver OFDM-Deflektor nach einem der Ansprüche 2 bis 12, in dem der Korrelator Mittel zum Multiplizieren eines der korrelierten Signale mit einer Mehrzahl von inkremental verzögerten Versionen des anderen und Mittel zum Wählen und Akkumulieren der Resultanten der Multiplikation für eine Zeitdauer beinhaltet, deren Länge im Wesentlichen gleich dieser Datenperiode der OFDM-Signale ist, um eine Mehrzahl von Korrelationskoeffizienten zu erzeugen.
Aktiver OFDM-Deflektor nach Anspruch 13, in dem die Multiplikation eine komplexe Multiplikation ist.
Aktiver OFDM-Deflektor nach Anspruch 13, der ferner Integrationsmittel umfasst, die mit dem Ausgang des Auswahl- und Akkumulationsmittels zum Integrieren von dessen Ausgang gekoppelt ist.
Aktiver OFDM-Deflektor nach Anspruch 15, in dem das Integrationsmittel einen Tiefpassfilter umfasst.
Aktiver OFDM-Deflektor nach einem der vorherigen Ansprüche, in dem beim Abschalten die Koeffizienten gespeichert und beim Wiedereinschalten die gespeicherten Koeffizienten als Anfangswerte verwendet werden.
Aktiver OFDM-Deflektor nach einem der vorherigen Ansprüche, in dem die Verzögerung eine veränderliche Verzögerung ist und der Mittel zum Reduzieren der Verzögerung von einem Anfangswert mit abnehmendem Feedback beinhaltet.
Aktiver OFDM-Deflektor nach einem der vorherigen Ansprüche, in dem der Verstärkungspfad mit Signalen in komplexer Form arbeitet.
Aktiver OFDM-Deflektor nach einem der vorherigen Ansprüche, in dem der aktive Deflektor in Verbindung mit wenigstens einem Rundfunkempfänger verwendet wird und die Abstimmung des aktiven Deflektors als Reaktion auf ein Fernsteuergerät gesteuert wird, das den Rundfunkempfänger betreibt.
Aktiver OFDM-Deflektor nach Anspruch 1, in dem das Mittel zum Erzeugen einer Mehrzahl von Steuerkoeffizienten Messmittel umfasst, die gemäß dem LMS-Algorithmus arbeiten.
Aktiver OFDM-Deflektor nach Anspruch 21 mit Mitteln, die auf Pilotsignale im Eingangssignal zum Ansteuern des LMS-Algorithmus ansprechen.
Aktiver OFDM-Deflektor nach Anspruch 1, in dem das Mittel zum Erzeugen einer Mehrzahl von Steuerkoeffizienten Messmittel umfasst, die auf Pilotsignale im Eingangssignal ansprechen.
Aktiver OFDM-Deflektor nach einem der vorherigen Ansprüche mit Mitteln, die auf Pilotsignale im Eingangssignal zum Prüfen der Wirksamkeit der Feedback-Reduzierung ansprechen.
Verfahren zum Neusenden eines Rundfunksignals auf derselben Frequenz, auf der es empfangen wurde, das die folgenden Schritte umfasst: Empfangen eines OFDM-(Orthogonal Frequency Division Multiplex)-Eingangssignals; im Wesentlichen lineares Verarbeiten des OFDM-Eingangssignala einschließlich Einführen einer Verzögerung (60); Erzeugen einer Mehrzahl von Steuerkoeffizienten als Reaktion auf das verarbeitete Signal; Anlegen des verarbeiteten Signals an einen Transversalfilter, der von den Steuerkoeffizienten gesteuert wird, um ein modifiziertes Signal zu erzeugen; Kombinieren des modifizierten Signals mit dem verarbeiteten Signal im Verstärkungspfad in dem Sinne, dass der Effekt des Feedbacks reduziert wird; und Senden des modifizierten Signals als OFDM-Signal auf derselben Frequenz wie das Eingangssignal.