DE69838997T2

DE69838997T2 - Demodulation von digitalen Videorundfunksignalen

Info

Publication number: DE69838997T2
Application number: DE69838997T
Authority: DE
Inventors: Jean Marc Guyot; Christopher Keith Perry Crawley Clarke; Justin David Crawley Mitchell; Philippe Sadot; Lauret Regis; Jonathan Highton Horley Stott; Adrian Paul Robinson; Oliver Paul Tooting Haffenden
Original assignee: British Broadcasting Corp; LSI Logic Corp
Current assignee: British Broadcasting Corp; LSI Corp
Priority date: 1997-05-02
Filing date: 1998-05-01
Publication date: 2009-01-02
Anticipated expiration: 2018-05-02
Also published as: US6320627B1; GB2325126A; GB2325129B; DE69838997D1; GB9808991D0; GB2325129A; GB9808990D0; GB2325127B; GB2325127A; GB9808993D0; GB2325128A; GB2325125B; GB2325126B; GB9808989D0; GB2325128B; US6205188B1; GB9808992D0; GB2325125A; US6628730B1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf Demodulation von digitalen Video-Rundfunksignalen (DVB-Signalen).
Es gibt derzeit zwei Haupttypen von DVB, nämlich terrestrischen Rundfunk bzw. Rundsendung und Satelliten-/Kabelrundfunk bzw. -rundsendung. Die Erfindung betrifft insbesondere, jedoch nicht ausschließlich, terrestrischen Rundfunk, welcher spezielle Probleme hat, insbesondere mit Kommunikationskanalbeeinträchtigung, das beispielsweise aus benachbarten Fernsehkanälen, Mehrweg, und Co-Kanalinterferenz entsteht. Ein Übertragungs- bzw. Sendetyp, der zur Lösung dieser Probleme entwickelt wurde, ist als codiertes orthogonales Frequenzteilungsmultiplexen (Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing = COFDM) bekannt – vergleiche beispielsweise „Explaining Some of the Magic of COFDM" Stott, J. H. – Proceedings of 20th International Television Symposium, Montreux, Juni 1997. Bei COFDM werden gesendete Daten über eine große Anzahl von Trägerfrequenzen (1705 oder 6817 für DVB) gesendet, wobei sie (um den Kehrwert der aktiven Symboldauer) beabstandet sind, so dass sie orthogonal zueinander sind; die Daten sind gefaltet (convolutionally) codiert, um eine weiche bzw. milde Entscheidungscodierung (Viterbi-Codierung) zu ermöglichen. Metriken für COFDM sind komplexer als diejenige von Einzelfrequenznetzwerken dahingehend, dass sie Kanalzustandsinformationen (CSI) umfassen, welche das Vertrauensmaß in jeden Träger für zuverlässiges Senden von Daten repräsentieren.
Modulation und Demodulation der Träger können durch einen schnellen Fouriertransformationsalgorithmus (FFT-Algorithmus = Fast Fourier Transform algorithm) ausgeführt werden, der diskrete Fouriertransformationsoperationen durchführt. Normalerweise entstehen verschiedenste praktische Probleme bei einer Demodulation erstens bei Übersetzung des gesendeten Signals in eine Frequenz, mit welcher eine Demodulation ausgeführt werden kann, und zweitens durch akkurate Demodulation der Daten aus einer großen Anzahl von Trägern in einem Demodulator, welcher nicht übermäßig komplex oder teuer ist.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung einen Demodulator bzw. eine Demodulationsvorrichtung für digitale terrestrische Rundfunksignale bereitzustellen, welcher bzw. welche Daten demodulieren kann, die durch ein COFDM-System gesendet werden, der bzw. die jedoch einfach und preisgünstig hergestellt werden kann, vorzugsweise in einem einzigen Chip mit einem integrierten Schaltkreis bzw. einem integrierter-Schaltkkreis-Chip.
Es kann auf EP-A-0683576 Bezug genommen werden, welche die Merkmale des Oberbegriffs der vorliegenden Erfindung offenbart.
Die vorliegende Erfindung ist in den Ansprüchen definiert.
Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung, das in den Ansprüchen definiert ist, ist später beschrieben als umfassend
eine Abwärtswandlungseinrichtung zur Umwandlung eines eingegebenen Rundfunksignals in eine Frequenz, die so niedrig ist, dass eine Analog-Digital-Wandlung des Signals möglich wird; eine Analog-Digital-Wandlungseinrichtung zur Umwandlung des Rundfunksignals in eine Reihe von digitalen Abtastwerten; eine Reell-Komplex-Wandlungseinrichtung zur Umwandlung jedes digitalen Abtastwerts in einen komplexen Zahlenwert; eine Fourier-Transformations-Einrichtung zur Analyse der komplexen Zahlenwerte, um eine Reihe von Signalwerten für jede Trägerfrequenz bereitzustellen; eine Frequenzsteuereinrichtung, die eine Einrichtung aufweist, die auf die Ausgabe der Fourier-Transformations-Einrichtung reagiert bzw. antwortet, zur Erzeugung eines Signals zur Steuerung der Frequenz des durch die komplexen Zahlenwerte gebildeten Signals, und eine Signalverarbeitungseinrichtung zum Empfang der Signalwerte und zur Bereitstellung einer Ausgabe zur Decodierung, wobei die Signalverarbeitungseinrichtung eine Kanalentzerrungseinrichtung und eine Kanalzustandsinformationenverarbeitungseinrichtung umfasst.
Gemäß dem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird das eingegebene Rundfunksignal, welches normalerweise ein UHF-Signal ist, beispielsweise 700 MHz, vorzugsweise in zwei Stufen abwärts gewandelt, zuerst auf ungefähr 30– 40 MHz und dann auf ungefähr 4,5 MHz. Da die Bandbreite des Signals ungefähr 7,6 MHz beträgt, repräsentiert eine IF-Frequenz von 4,5 MHz im Wesentlichen ein Gleichspannungs- oder Grundbandsignal, welches dann mittels eines Analog-Digital-Wandlers abgetastet werden kann. Anschließend an eine Analog-Digital-Wandlung wird das abgetastete Signal in komplexe Zahlenwerte umgewandelt, damit es ein echtes Gleichspannungssignal zentriert um 0 Hz repräsentiert. Dies vereinfacht den Betrieb bzw. die Operation der Fouriertransformationsvorrichtung, welche, wie zuvor erwähnt, normalerweise eine FFT ist, die ein DFT auf jedem Trägersignal durchführt. Das Ergebnis der Transformation ist eine Reihe von Datenwerten für die Daten, die auf jeder Trägerwelle codiert sind.
Die Daten werden im Prinzip zur Kanalentzerrung und zur Gewichtung der Verteilung jedes Kanals durch die abgeleiteten Kanalzustandsinformationen verarbeitet.
Eine andere eingesetzte Signalverarbeitung ist eine Korrektur für allgemeinen bzw. gemeinsamen Phasenfehler. Nachstehend wird es klar werden, dass ein Phasenfehler in COFDM-Signalen in zwei Komponenten, einer Zufallskomponente und einer Komponente, welche allen Trägern gemeinsam ist, die von einer Phasenstörung eines lokalen Oszillators herrührt, präsent ist. Ein derartiger allgemeiner bzw. gemeinsamer Phasenfehler kann durch eine Technik beseitigt werden, die nachfolgend ausführlicher beschrieben ist.
Der Vorgang einer Demodulation erfordert sehr genaues Verfolgen bzw. Nachführen des Eingabesignals und für diesen Zweck sind automatische Frequenzsteuerung und Taktsteuerung wünschenswert. Eine Taktungssteuerung ist erforderlich, um sicher zu stellen, dass das Taktungsfenster für die FFT in Bezug auf die Eingabesignalverlaufsformen korrekt positioniert ist. Folglich muss das Abtasten durch den ADC mit den Eingabesignalverlaufsformen synchronisiert werden. Für ein auf 4,57 MHz zentriertes Eingabesignal wird eine ADC-Betriebsfrequenz von 18,29 MHz (4,57 × 4) bevorzugt. Der ADC wird durch eine Schleifensteuerung in Synchronisation gehalten, wobei der komplexe Signalwert an dem Eingang der FFT an eine Zeitsynchronisationseinheit angelegt wird, deren Ausgabe in einem Digital-Analog-Wandler (DAC) in einen analogen Wert gewandelt wird, welcher eingesetzt wird, um einen spannungsgesteuerten Oszillator zu steuern, der dem ADC ein Taktsignal bereitstellt.
Eine automatische Frequenzsteuerung (AFC) ist erforderlich, um den Demodulationsvorgang in Synchronisation mit einer Abwärtswandlung beizubehalten, ansonsten entsteht ein allmählich zunehmender Phasenfehler in den wiederhergestellten Signalen. Zu diesem Zweck kann ein Signal, das nach der FFT von den demodulierten Signalen abgeleitet wird, an den lokalen Oszillator zur IF-Erzeugung zurückgeführt werden, um eine Frequenzsynchronisation aufrechtzuerhalten. Eine derartige Steuerung hat jedoch Nachteile einer Komplikation dahingehend, dass ein Steuersignal zurück an die IF-Erzeugungseinrichtung gespeist werden muss, und das Steuersignal den Bezugskristall mit dem Suchbereich des AFC einstellen muss. Als eine Alternative kann daher AFC als eine digitale Steuerung bereitgestellt werden, die an einen digitalen Frequenzschieber angelegt ist, der mit dem Eingang der FFT-Vorrichtung gekoppelt ist. Der Vorgang einer automatischen Frequenzsteuerung (AFC) wird nachfolgend ausführlicher beschrieben. Es wird jedoch gezeigt, dass AFC eine grobe Steuerung und eine feine Steuerung erfordert. Die feine Steuerung ist abhängig von einem Messen der Phasendifferenz (erste Differenz) zwischen zwei benachbarten sich dauernd wiederholenden Probesendungssignalabtastwerten, wohingegen die grobe Steuerung die Bestimmung einer Phasenänderungrate (oder zweite Differenz) erfordert, das heißt die Differenz zwischen zwei aufeinander folgenden Phasendifferenzen zwischen benachbarten Abtastwerten.
Eine wichtige Betrachtung beim Entwerfen eines Demodulators zur Aufnahme bzw. Einbindung in einen Integrierter-Schaltkreis-Chip ist eine Reduktion der Trennanforderungen für den Speicher. Unter Berücksichtigung der Tatsache, dass der Chip nur ungefähr 1 M Bit Speicher enthalten kann, und dass Signalwerte für bis zu ungefähr 7000 Trägerfrequenzen in dem Chip verarbeitet werden können, erfordert dies eine enge Steuerung über die Verwendung von verfügbarem Speicher. Gewisse Operationen, wie beispielsweise eine Fouriertransformation und ein Symbolverschachteln erfordern fixierte Mengen von Speicher (ungefähr 50% des Gesamten). Jedoch erfordern andere Operationen, wie beispielsweise Taktungssynchronisation, Korrektur des gemeinsamen Phasenfehlers (CPE-Korrektur), und Kanalentzerrung einigen Speicher, jedoch kann die Menge des Speichers eingestellt werden.
Insbesondere erfordert ein gemeinsamer Phasenfehler, wie es nachstehend klar wird, zumindest eine Symbolverzögerung (für jeden Träger) und eine Kanalentzerrung kann drei Symbolverzögerungen (für jeden Träger) verwenden. Wie jedoch zuvor dargelegt, erfordert eine automatische Frequenzsteuerung Messphasenunterschiede, wie sie eine Steuerung eines gemeinsamen Phasenfehlers erfordert. Es wurde herausgefunden, dass es durch Verwendung des Signals für eine zweite Differenz bei dem Phasenfehler möglich ist, den Kanalentzerrung einzustellen, um nur zwei Symbolverzögerungen zu verwenden. Da die Bestimmung des gemeinsamen Phasenfehlers bereits zwei Symbolverzögerungen einsetzt, wurde es gemäß der Erfindung herausgefunden, dass für derartige zwei Symbolverzögerungen erforderlicher Speicher zwischen CPE-Korrektur und Kanalentzerrung geteilt werden kann, so dass Daten in demselben Speicherbereich für die zwei Operationen in verschiedenen Phasen einer Operation bzw. Betriebs des Demodulators gespeichert werden.
Folglich ist das in den Ansprüchen definierte bevorzugte Ausführungsbeispiel später beschrieben mit:
einer Transformationseinrichtung zur Analyse einer Version des Rundfunksignals, um eine Reihe von Signalwerten für jede der mehreren Trägerfrequenzen bereitzustellen, eine Phasenfehlerkorrektureinrichtung zur Wiedergutmachung des gemeinsamen Phasenfehlers in den Signalwerten, die eine erste Mehrzahl von Verzögerungselementen zur Verarbeitung von verzögerten Versionen der Signalwerte mit derzeitigen Signalwerten umfasst,
eine Kanalentzerrungseinrichtung zur Kompensation von Kommunikationskanalbeeinträchtigungen zum Empfang der phasenfehlerkorrigierten Signalwerte, und die eine zweite Mehrzahl von Verzögerungselementen zur Verarbeitung verzögerter Versionen der Signalwerte mit den derzeitigen Signalwerten umfasst, und
wobei die Vorrichtung so konfiguriert ist, dass die Phasenfehlerkorrektureinrichtung die erste Mehrzahl von Verzögerungselementen in einer Phase eines Betriebs einsetzt und die Kanalentzerrungseinrichtung die zweite Mehrzahl von Verzögerungselementen in einer anderen Phase eines Betriebs einsetzt, wodurch es zugelassen wird, dass die erste und zweite Mehrzahl von den gleichen Speicherelementen gebildet wird.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Nun wird ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnung beschrieben.
Es zeigen:
1 ein schematisches Blockschaltbild eines digitalen terrestrischen Eingangswandlers, der die vorliegende Erfindung ausführt;
2 ein detaillierteres Blockschaltbild einer Demodulationsvorrichtung gemäß der Erfindung, welche einen Teil des Wandlers von 1 bildet;
3 eine schematische Ansicht eines Chips, der die Vorrichtung von 2 ausführt; und
4 ein schematisches Blockschaltbild einer Phasenfehlerkorrektureinrichtung und einer Kanalentzerrungseinrichtung.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
Das bevorzugte Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung umfasst einen Eingang für digitales terrestrisches Fernsehen, das gemäß der DVB-T-Spezifikation gesendet wird. Der Eingang besteht aus zwei separaten Komponenten. Erstens, einem analogen Abwärtswandler, welcher das eingegebene Signal von UHF in eine niedrige IF wandelt. Zweitens, einem Integrierter-Schaltkreis-Chip, welcher das analoge Signal von dem Abwärtswandler empfängt und die geforderten DSP-Operationen durchführt, welche Synchronisation und Demodulation umfassen, um einen Strom von weichen Entscheidungen zu bilden, der für eine Präsentation an eine FEC-Decodiereinrichtung (Vorwärtsfehlerkorrektur-Decodiereinrichtung = Forward Error Correction Decoder) geeignet sind.
Eine volle Übereinstimmung mit der DVB-T-Spezifikation bedeutet, dass der Chip in der Lage ist, Signale zu decodieren, die in den folgenden Betriebsarten gesendet sind:

1) Ein Signal, welches entweder 1705 oder 6817 aktive Träger enthält, die jeweils allgemein als 2K und 8K bezeichnet werden. Der Chip umfasst die Funktionalität und den Speicher, die erforderlich sind, um den FFT-Algorithmus in beiden Betriebsarten durchzuführen.
2) Nichthierarchische QPSK-, 16-QAM- und 64-QAM-Konstellationen.
3) Hierarchische 16-QAM- und 64-QAM-Konstellationen, entweder gleichmäßig oder ungleichmäßig mit den möglichen Skalierungsfaktoren α = 2 und α = 4.
4) Überwachungsintervalle 1/4, 1/8, 1/16 und 1/32 mit der OFDM-Symbollänge.
5) Viterbicoderaten 1/2, 2/3, 3/4, 5/6 und 7/8.

Unter Bezugnahme nun auf 1, das ein Blockschaltbild des Eingangssystems zeigt, empfängt ein Abwärtswandler 2 das eingegebene UHF-Rundfunksignal von einer Antenne 4 und wandelt das Trägersignal in eine erste IF-Frequenz von 30–40 MHz und dann in eine zweite IF-Frequenz von 4,57 MHz um. Da die Bandbreite der modulierten Daten ungefähr 7,6 MHz beträgt, ist dieses zweite IF-Signal ausreichend niedrig in der Frequenz, um das Signal als ein Grundbandsignal an einen Demodulatorchip 6 zu präsentieren. Der Demodulatorchip digitalisiert das hereinkommende Signal mit einer Rate, die durch einen spannungsgesteuerten Oszillator 8 bestimmt ist, und stellt eine automatische Frequenzsteuerung auf einer Leitung 9 an den Abwärtswandler 2 bereit. Die Ausgabe eines Demodulators 6 repräsentiert demodulierte Daten und wird an eine FEC-Decodiereinrichtung 10 (Vorwärtsfehlerkorrekturdecodiereinrichtung oder Viterbidecodiereinrichtung) zur Wiederherstellung der Daten gespeist. Die decodierten Daten werden an einen Transportstromdemultiplexer 12 und dann an eine audiovisuelle Decodiereinrichtung 14 gespeist. Der Eingang wird durch einen Systemmikrocontroller 16 gesteuert.
Unter Berücksichtigung von 2 zeigt dies nun den Demodulatorchip 6 detaillierter. Der Chip selbst ist schematisch in 3 gezeigt. Die niedrige zweite IF wird an einen Analog-Digital-Wandler gespeist, welcher das IF-Signal mit einer Frequenz von 18,29 MHz (× 4 die zweite IF-Frequenz von 4,57 MHz), in einem Analog-Digital-Wandler 20 abtastet. Die digitalen Ausgabeabtastwerte werden einem Reell-Komplex-Wandler 22 zugeführt, welcher die digitalen Abtastwerte in komplexe Zahlenwerte wandelt, um ein um die Nullfrequenz zentriertes komplexes Signal bereitzustellen. Dieses Signal wird an eine schnelle-Fouriertransformationsvorrichtung (FFT-Vorrichtung) 24 und an eine Taktungssynchronisationseinheit 26 gespeist, welche einen Wert von dem komplexen Eingabesignal ableitet, welches an einen Digital-Analog-Wandler 28 gespeist wird, um einem spannungsgesteuerten Oszillator 8 ein analoges Steuersignal zuzuführen, was einem Analog-Digital-Wandler 20 ein Abtasttaktsignal bereitstellt.
Die FFT-Vorrichtung 24 hat vier Betriebsarten. Erstens ist sie in der Lage entweder eine 2048-Punkt oder eine 8192-Punkttransformation durchzuführen. Zweitens ist sie in der Lage, die Transformation in jeder Richtung durchzuführen. Die umgekehrte bzw. inverse FFT-Funktionalität ist derart bereitgestellt, dass der integrierte Schaltkreis in Anwendungen verwendet werden kann, die eine OFDM-Modulation erfordern. In jedem Fall führt die FFT eine Reihe von diskreten Fouriertransformationen für jede Trägerfrequenz durch, um eine Ausgabe der Datensymbole für jede Trägerfrequenz bereitzustellen. Diese Ausgabesignale werden an einer gemeinsamer-Phasenfehler-Erzeugungseinheit 30 in Phase korrigiert und dann an eine Kanalentzerrungseinrichtung 32, eine Kanalzustandsinformationenkorrektureinheit 34 und eine Entschachtelungseinrichtung 36 weitergegeben. Das auf diese Weise verarbeitete Signal wird dann an einen Ausgang von der Demodulationseinrichtung an die Vorwärtsfehlerkorrektureinheit 10 weitergegeben. Der Phasenfehlerkorrekturblock 30 berechnet den gemeinsamen Phasenfehler des Signals und wendet die notwendige Korrektur an. Die Kanalentzerrungseinrichtung 32 führt zuerst eine lineare temporäre Entzerrung gefolgt durch eine Frequenzentzerrung unter Verwendung eines Interpolationsfilters hoher Ordnung durch. Die Entzerrungseinrichtung gibt eine entzerrte Konstellation an die Kanalzustandsinformationseinheit 34 aus. Die Einheit 34 erzeugt 3 oder 4 Bit weiche Entscheidungen, welche zur Präsentation an eine Viterbi-Decodiereinrichtung geeignet sind. Die Entschachtelungseinrichtung 36 führt zuerst eine Symbolverschachtelung gefolgt von einer Bitentschachtelung durch.
Zusätzlich werden die Ausgabesignale von der FFT 24 an eine Frequenzsynchronisationseinheit 38 weitergegeben, welche sie in ein Steuersignal für automatische Frequenzsteuerung wandelt, was auf einen lokalen Oszillator in der Abwärtswandlungseinheit 2 zum Einstellen der Frequenz des ersten oder zweiten IF wirkt.
Zusätzlich wird die Ausgabe von der FFT 24 an eine Vollbildsynchronisationseinheit 40 gespeist, deren Ausgaben an Einheiten 10, 12 und 14 weiter gespeist werden (1). Es ist eine Mikrocontrollerschnittstelle 42 bereitgestellt und zusätzlich ist ein RAM-Speicher 44 bereitgestellt, auf welchen alle Einheiten 22, 24, 30–36 Zugriff haben, um ihre erforderlichen Operationen bzw. Betriebe bereitzustellen.
Kanalbeeinträchtigungen
Die Eingangsarchitektur von 1 muss die bestmögliche Leistungsfähigkeit unter tatsächlichen Operationsbedingungen bzw. Betriebsbedingungen bereitstellen. Es gibt mehrere Schlüsseltypen von Kanalbeeinträchtigungen, an welche der Eingang mit der Handhabung damit wie folgt angepasst sein muss:

1) Benachbarte analoge Fernsehsignale. In Mehrfrequenznetzwerken können OFDM-Signale in benachbarten Kanälen an PAL-Signale gesendet werden, welche eine um 30 dB höhere Leistung haben können. Daher muss spezielle Umsicht getroffen werden, wenn das IF-Filterungsschema in dem Abwärtswandler entworfen wird, insbesondere durch Bereitstellen eines Hochpassfilters für das zweite IF, das ein Stoppband von 0 Hz bis zu einer gewissen höheren Frequenz hat.
2) CO-Kanalanalogfernsehinterferenz. Dies wird insbesondere bei verschachtelten Frequenznetzwerken signifikant.
3) Verzögerte Signalinterferenz, entweder aufgrund von Reflexionen von natürlichen Hindernissen, oder geschaffen durch das Netzwerk selbst, wie es der Fall bei Einzelfrequenznetzwerken ist. Eine derartige Interferenz verursacht einen frequenzselektiven Schwund (fading), welcher vollständig löschen oder die Zuverlässigkeit der Bits von Informationen signifikant beeinflussen kann, die durch einige der OFDM-Träger getragen werden können. Dies wird in dem Kanalzustandsinformationsblock 34 kompensiert.
4) Es kann auch Schmalbandinterferenz, die von Intermodulationsprodukten aufgrund von Nichtlinearitäten in der Sendekette kommt, auch die Bits von Informationen unterbrechen bzw. beschädigen, die durch einige der OFDM-Träger getragen werden, aber auf eine andere Weise als der frequenzselektive Schwund.
5) Co-Kanalinterferenz von künstlichen Quellen, wie beispielsweise künstlichen Quellen, wie beispielsweise Funkmikrophonen, die in der UHF-Frequenz arbeiten.
6) und selbstverständlich thermische Störung bzw.
Rauschen, wie sie in jedem Sendesystem vorhanden ist.

Der Abwärtswandler 4 muss mit den speziellen Erfordernissen von COFDM zurechtkommen, solange er unter den zuvor beschriebenen Kanalbedingungen arbeitet. Dies bedeutet:

1) Die IF muss die richtige Zurückweisung von benachbarten Kanalanalogfernsehsignalen sicherstellen.
2) Die Verstärkungsverteilung muss eine Linearität bewahren, um nicht Intermodulationsprodukte zwischen den OFDM-Trägern zu erzeugen, wodurch ein Selbstinterferenzeffekt auf das Signal erzeugt wird, und
3) Die Synthesizerphasenstörungscharakteristik muss mit 64-QAM-Operation kompatibel sein.

Speicherbudget

Ein signifikantes Problem für einen integrierten Schaltkreis eines Demodulators 6 ist die Menge eines RAMs 42, die der Chip erfordert. Tabelle 1: Verhältnis des verwendeten RAMs

Architekturkomponente	% RAM
Taktungssynchronisation	2%
Frequenzsynchronisation	11%
FFT	38%
Korrektur des gemeinsamen Phasenfehlers	11%
Kanalentzerrung	23%
Kanalzustandsinformationen	3%
Entschachtelungseinrichtung	12%

Es ist erforderlich, die bestmögliche Verwendung des RAM vorzunehmen. Einige der Speicherblöcke, wie beispielsweise die FFT- und Symbolentschachtelungseinrichtung erfordern feste Mengen eines RAMs, und es ist nicht möglich, sie zu reduzieren (außer durch Reduktion der Wortbreiten und dadurch Verschlechterung der Leistungsfähigkeit). Andere Blöcke, beispielsweise die Taktungssynchronisation, erforderten einige Algorithmusänderungen für den einzigen Zweck einer Reduktion der Menge des Speichers, jedoch ohne Verschlechterung der Leistungsfähigkeit. Eine Technik, die zum Einsatz kommt, um die bestmögliche Verwendung des verfügbaren Speichers vorzunehmen, ist eine „Neuverwendung" von einigen der Speicher. Beispielsweise verdoppelt sich die Datenverzögerung, die zur Ausführung der gemeinsamer-Phasenfehler-Korrektur erforderlich ist, als die erste Datenverzögerung in der Kanalentzerrungseinrichtung. Dies bedeutet, dass nur zwei zusätzliche Datenverzögerungen erforderlich waren, um eine volle lineare temporäre Entzerrung auszuführen. Dies wird nachfolgend unter Bezugnahme auf 4 ausführlicher beschrieben.
Tabelle 1 zeigt die letzten Zuweisungen eines RAM, die in dem Chip vorgenommen wurden. Wie diese Tabelle zeigt, findet die höchste Speicherverwendung in den FFT-Schaltkreisen statt und die geringste findet in den Taktungssynchronisationsschaltkreisen statt. Diese Speicherzuweisung stellt den besten Kompromiss zwischen Leistungsfähigkeit und Kosten dar.
Analoge gegenüber digitaler AFC
Einer der Vorgänge, der bei der Synchronisation des Demodulators erforderlich ist, ist ein Erlangen einer Frequenzsynchronisation. Es gibt eine Wahlmöglichkeit darüber, ob die erforderliche Frequenzverschiebung als eine analoge Korrektur in dem Abwärtswandler 2 oder als eine digitale Frequenzverschiebung in dem Demodulatorchip anzuwenden ist.
Analoge Frequenzkorrektur
Falls die Frequenzkorrektur durch Einstellen der Frequenz des Bezugskristalls in dem Abwärtskonverter 2 ausgeführt wird, dann wird ein Steuersignal auf Leitung 9 aus der Ausgabe des integrierten Schaltkreises 6 zurück zu dem Abwärtswandler bereitgestellt. Dieses Verfahren hat den Vorteil, dass ein SAW-Filter in dem Abwärtswandler so schmal wie möglich gemacht werden kann. Die Nachteile sind zweiseitig. Erstens muss der integrierte Schaltkreis ein Steuersignal zurück zu dem Abwärtswandler geben. Zweitens wird die Architektur des Abwärtswandlers verkompliziert, da das Steuersignal den Bezugskristall in dem Suchbereich des AFC einstellen muss.
Digitale Frequenzkorrektur
Falls die Frequenzkorrektur in dem integrierten Schaltkreis 6 ausgeführt wird, dann wird die Architektur des Abwärtswandlers 2 viel einfacher gemacht, da es nicht länger irgendeinen Bedarf nach einem Steuersignal von dem Chip 6 gibt, und die Schleife in dem Abwärtswandler, die den Bezugskristall ansteuert, ist nicht mehr erforderlich. Der Nachteil dieses Verfahrens besteht darin, dass die Bandbreite des SAW-Filters durch den AFC-Suchbereich erhöht werden muss. Dies verursacht eine signifikante Sanktion in Bezug auf das benachbarte Kanalschutzverhältnis, wenn der Empfänger in einer Umgebung verwendet wird, in welcher die existierenden analogen Dienste in benachbarten Kanälen zu digitalen Diensten betrieben werden. Die beschriebene Architektur will sowohl analoge als auch digitale Korrektur zulassen.
Temporäre Antwort gegenüber Störungsmittelwertbildung bei Kanalentzerrungseinrichtung 32
Das Signal von der FFT wird durch alle Beeinträchtigungen beeinflusst, die durch den Kanal verursacht werden; beispielsweise wird bei dem Vorhandensein eines einzelnen Echos die FFT-Ausgabe unter einem frequenzselektiven Schwund leiden. Der Zweck der Kanalentzerrungseinrichtung 32 ist ein Drehen und Skalieren der Konstellation derart, dass die Konstellationen auf allen Trägern eine bekannte Größe haben (jedoch nicht notwendigerweise dieselbe Zuverlässigkeit), wobei der Vorgang unter Verwendung der gestreuten Probesendungsinformationen durchgeführt wird, die in dem COFDM-Signal enthalten sind. Die gestreuten Probesendungen stellen ein Bezugssignal mit einer bekannten Amplitude und Phase für jeden dritten OFDM-Träger bereit. Da diese gestreuten Probesendungsinformationen denselben Kanalbeeinträchtigungen wie die Datenträger unterzogen werden, sind die gestreuten Probesendungen störend.
Bei der vorliegenden Erfindung wird eine temporäre lineare Interpolation zwischen zwei empfangenen gestreuten Probesendungen durchgeführt, und diese interpolierten Werte werden als der Bezug für eine Frequenzentzerrung der Daten verwendet. Da gestreute Probesendungen mit derselben Zeitdauer um 4 OFDM-Symbole voneinander beanstandet sind, muss eine Kompensationsdatenverzögerung von 3 OFDM-Symbolen bereitgestellt werden, um diese Option zuzulassen.
Gemeinsamer-Phasenfehler-Verbindung gegenüber Abwärtswandlerleistungsfähigkeit
Die Abwärtswandlerleistungsfähigkeit hat eine unterschiedliche Gruppe von Anforderungen von denjenigen, die durch Abwärtswandler gefordert werden, die für analoges Fernsehen geeignet sind. Beispielsweise muss bei einem Abwärtswandler für analoges Fernsehen besondere Aufmerksamkeit auf die Gruppenverzögerungscharakteristika gelegt werden. Jedoch wurde COFDM besonders entworfen bzw. gestaltet, um gegenüber diesem Typ von Verzerrung robust zu sein, und daher ist die Gruppenverzögerung weniger wichtig.
Ein anderer Unterschied zwischen den zwei Anforderungen besteht in der lokalen Oszillatorphasenstörungsleistungsfähigkeit. Der Zusatz von örtlicher Oszillatorphasenstörung zu einem OFDM-Signal hat zwei prinzipielle Effekte:

1) Drehen der empfangenen Konstellation um ein Maß, welches für alle Träger in einem OFDM-Symbol dasselbe ist, jedoch von Symbol zu Symbol zufällig variiert. Dies wird der allgemeine bzw. gemeinsame Phasenfehler (CPE) genannt und resultiert primär aus den Niedrigfrequenzkomponenten des Phasenstörungsspektrums; und
2) Addieren von Zwischenträgerinterferenz (ICI) mit einem zufälligen Charakter ähnlich zu additiver thermischer Störung bzw. Rauschen. ICI resultiert primär aus den höheren Frequenzkomponenten des Phasenstörungsspektrums. ICI kann nicht korrigiert werden und muss in dem Störungsbudget zugelassen werden. Es kann im Vergleich zu thermischer Störung durch geeigneten Entwurf des lokalen Oszillators klein gehalten werden.

Es ist möglich, die gemeinsamer-Phasenfehler-Komponente, die durch Phasenstörung verursacht wird, die bei dem Abwärtswandeln hinzugefügt wird, durch digitale Verarbeitung in dem Chip zu beseitigen. Diese Verarbeitung wird durch den gemeinsamer-Phasenfehler-Korrekturblock 30 durchgeführt.
Der gemeinsamer-Phasenfehler-Korrekturblock 30 ist in der Lage, den gemeinsamen Phasenfehler zu beseitigen, da alle Träger innerhalb eines gegebenen Symbols unter dem selben gemeinsamen Phasenfehler leiden. Durch Messen der sich dauernd wiederholenden Probesendungen, deren beabsichtigte Phase von Symbol zu Symbol dieselbe ist, wird der gemeinsame Phasenfehler bestimmt und dann von der Phase aller Datenzellen in demselben Symbol subtrahiert. Es gibt ausreichend sich dauernd wiederholende Probesendungen (welche in jedem Fall mit einer um ungefähr 2,5 dB größeren Leistung als Datenzellen gesendet werden), so dass der Effekt von thermischer Störung auf diese Messung durch Mittelwertbildung vernachlässigbar gemacht wird.
Es sind im Wesentlichen drei Komponenten erforderlich, um eine Korrektur eines gemeinsamen Phasenfehlers in dem Chip auszuführen. Diese sind:

1) Eine Einsymboldatenverzögerung; da der gemeinsame Phasenfehler von Symbol zu Symbol zufällig variiert, muss er auf das Symbol angewendet werden, von welchem er berechnet wurde. Zudem ist es nicht möglich, den gemeinsamen Phasenfehler zu berechnen, bis das gesamte Symbol empfangen worden ist.
2) Die digitalen Schaltkreise, die zur Berechnung des gemeinsamen Phasenfehlers auf der Grundlage der empfangenen Daten erforderlich sind.
3) Eine Phase-zu-komplexe-Zahl-Nachschlagetabelle.

Diese ist erforderlich, da der gemeinsame Phasenfehlerwert, der berechnet wird, ein Phasenwert sein wird. Um die Korrektur auf das Signal anzuwenden, muss das Signal mit einer komplexen Zahl gleich der komplexen Repräsentation der Phase multipliziert werden.
Diese drei Faktoren, welche zusammen die „Kosten" eines Ausführens des Merkmals des Chips bilden, müssen gegen die Kosten einer Verbesserung der Leistungsfähigkeit des Abwärtswandlers aufgewogen werden, so dass die von ihm eingeführte Phasenstörung vernachlässigbar ist.
Bezug nehmend auf 4 zeigt diese ein detaillierteres Blockschaltbild der gemeinsamer-Phasenfehler-Korrekturschaltung 3 und der Kanalentzerrungseinrichtung 30. Die gemeinsamer-Phasenfehler-Korrekturschaltung 3 empfängt eine Ausgabe aus der FFT 24, welche an ein erstes und zweites Verzögerungselement 50, 52 (es sind zwei derartige Elemente für jede Trägefrequenz bereitgestellt) angelegt wird. Es sind Signale von den Eingaben und Ausgaben von Verzögerungselementen 50, 52 an Subtraktionsschaltungen in einer Einheit 54 bereitgestellt, um Phasenfehlersignale (erste Differenz) abzuleiten. Zudem wird die Differenz (zweite Differenz) zwischen den Phasenfehlersignalen in Einheit 56 bestimmt. Diese Phasenfehlersignale werden für die sich dauernd wiederholenden Probesendungssignale gemittelt, wie es genauer in unserer gleichzeitig anhängigen Anmeldung (GBP 1288A) beschrieben ist. Der ermittelte gemeinsame Phasenfehler wird an Korrekturschaltungen 58, 60 angelegt, wobei die Ausgabe zur Korrekturschaltung 60 über ein weiteres Verzögerungselement 62 angelegt wird. Die Signalausgaben aus Speicherelementen 50, 52 werden folglich in Bezug auf die Phase in Schaltungen 58, 60 korrigiert und in der Kanalentzerrungsschaltung 32 an eine Interpolationseinrichtung 66 angelegt. Die Ausgabeschaltung aus der Korrekturschaltung 58 wird direkt an die Interpolationseinrichtung angelegt, jedoch wird das Signal von der Korrekturschaltung 60 an die Interpolationseinrichtung zuerst direkt an dem Anschluss 68 und dann über ein erstes und zweites Speicherelement 70, 72 angelegt. Da der Interpolationseinrichtung drei Gruppen von verzögerten Symbolen aus Verzögerungselement 62 und Speicherelementen 70, 72 bereitgestellt werden, kann eine Interpolation für gestreute Probesendungen ausgeführt werden, die um vier Symbole voneinander beabstandet sind, wie in dem ETSI-Standard bereitgestellt und wie zuvor beschrieben.
Durch Einrichtung, dass die Schaltungen in zwei Betriebsphasen arbeiten, wobei in der Ersten der gemeinsame Phasenfehler unter Verwendung von Verzögerungselementen 50, 52 berechnet wird und in der Zweiten eine Interpolation unter Verwendung von Speicherelementen 70, 72 auftritt, ist es möglich, die zwei Gruppen von Speicherelementen 50, 52 und 70, 72 aus demselben Abschnitt eines RAM-Speichers bereitzustellen.

Claims

Vorrichtung zum Demodulieren eines digitalen Video-Rundfunksignals mit Daten, die auf mehreren getrennten Trägerfrequenzen moduliert sind, mit: einer Analog-Digital-Wandlungsschaltung (20), die so konfiguriert ist, dass sie eine Variante des Rundfunksignals, das bei Bedarf frequenzreduziert worden ist, in eine Reihe von digitalen Abtastwerten umwandelt; einer Reell-Komplex-Wandlungsschaltung (22), die so konfiguriert ist, dass sie die digitalen Abtastwerte in komplexe Zahlenwerte umwandelt; einer Fourier-Transformations-Schaltung (24), die so konfiguriert ist, dass sie die komplexen Zahlenwerte analysiert, um eine Reihe von Signalwerten für jede der mehreren Trägerfrequenzen bereitzustellen; und einer Frequenzsteuerschaltung (38), die so konfiguriert ist, dass sie ein Steuersignal (9) zum Steuern der Frequenz der in die Fourier-Transformations-Schaltung eingegebenen Signale in Reaktion auf das Ausgangssignal der Fourier-Transformations-Schaltung bereitstellt, gekennzeichnet durch eine Signalverarbeitungsschaltung, die so konfiguriert ist, dass sie ein decodiertes Ausgangssignal in Reaktion auf die Reihe von Signalwerten bereitstellt, und die eine Kanalentzerrungsschaltung (32) zum Entzerren der Konstellationen auf allen Kanälen und eine Kanalzustandsinformationen-Erzeugungsschaltung (34) zum Erzeugen von Kanalzustandsinformationen zum Bewerten des Beitrags jedes Kanals aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung in einen Integrierter-Schaltkreis-Chip (6) eingebaut ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, die weiterhin eine Abwärtswandlungsschaltung (2) aufweist, die vor der Analog-Digital-Wandlungsschaltung (20) angeordnet ist und so konfiguriert ist, dass sie ein eingegebenes Rundfunksignal in eine Frequenz umwandelt, die so niedrig ist, dass eine Analog-Digital-Wandlung des Signals möglich wird.
Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Abwärtswandlungsschaltung (2) eine erste Zwischenfrequenz-Schaltung und eine zweite Zwischenfrequenz-Schaltung aufweist, die so konfiguriert ist, dass sie eine zweite Zwischenfrequenz mit einer ersten Bandbreite erzeugt.
Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Zwischenfrequenz etwa 4,5 MHz beträgt.
Vorrichtung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass eine Abtastfrequenz der Analog-Digital-Wandlungsschaltung (20) ein Vielfaches der zweiten Zwischenfrequenz ist.
Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass das Vielfache das Vierfache ist.
Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, die weiterhin eine Zeitsynchronisationsschaltung (26) aufweist, die so konfiguriert ist, dass sie die Abtastung mit der Analog-Digital-Wandlungsschaltung (20) steuert und in Reaktion auf die komplexen Zahlenwerte ein Signal bereitstellt, das so konfiguriert ist, dass es einen spannungsgesteuerten Oszillator (8) steuert, um die Abtastfrequenz der Analog-Digital-Wandlungsschaltung (20) zu bestimmen.
Vorrichtung nach Anspruch 4 oder einem seiner Unteransprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenzsteuerschaltung (38) weiterhin so konfiguriert ist, dass sie in Reaktion auf das Ausgangssignal der Fourier-Transformations-Schaltung ein Signal zum Steuern von Überlagerungsoszillatoren für die erste und/oder zweite Zwischenfrequenz bereitstellt.
Vorrichtung nach einem vorhergehenden Anspruch, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenzsteuerschaltung (38) so eingerichtet ist, dass sie ein digitales Korrektursignal zum Anlegen an den Eingang der Fourier-Transformations-Schaltung (24) bereitstellt.
Vorrichtung nach einem vorhergehenden Anspruch, die weiterhin Folgendes aufweist: eine Phasenfehler-Korrekturschaltung (30), die so konfiguriert ist, dass sie den gemeinsamen Phasenfehler in den Signalwerten entfernt, und die eine erste Mehrzahl von Verzögerungselementen (50, 52) aufweist, die so konfiguriert sind, dass sie verzögerte Varianten der Signalwerte mit aktuellen Signalwerten verarbeiten; und eine Kanalentzerrungsschaltung (32), die so konfiguriert ist, dass sie Übertragungskanal-Beeinträchtigungen der Phasenfehler-korrigierten Signalwerte kompensiert, und die eine zweite Mehrzahl von Verzögerungselementen (70, 72) aufweist, die so konfiguriert sind, dass sie Verzögerungsvarianten der Signalwerte mit den aktuellen Signalwerten verarbeiten, wobei die Phasenfehler-Korrekturschaltung (30) weiterhin so konfiguriert ist, dass sie die erste Mehrzahl von Verzögerungselementen (50, 52) in einer Phase des Betriebs der Vorrichtung verwendet, und die Kanalentzerrungsschaltung (32) so konfiguriert ist, dass sie die zweite Mehrzahl von Verzögerungselementen (70, 72) in einer anderen Phase des Betriebs der Vorrichtung verwendet, wobei die erste und die zweite Mehrzahl von den gleichen Speicherelementen gebildet werden.
Vorrichtung zum Demodulieren eines digitalen Video-Rundfunksignals mit Daten, die auf mehreren getrennten Trägerfrequenzen moduliert sind, mit: einer Wandlungsschaltung (22), die so konfiguriert ist, dass sie das Rundfunksignal in eine Komplexe-Zahl-Variante des Rundfunksignals umwandelt; einer Transformationsschaltung (24), die so konfiguriert ist, dass sie die Komplexe-Zahl-Variante des Rundfunksignals analysiert, um eine Reihe von Signalwerten für jede der mehreren Trägerfrequenzen bereitzustellen; und einer Phasenfehler-Korrekturschaltung (30), die so konfiguriert ist, dass sie den gemeinsamen Phasenfehler in den Signalwerten entfernt, und die eine erste Mehrzahl von Verzögerungselementen (50, 52) aufweist, die so konfiguriert sind, dass sie verzögerte Varianten der Signalwerte mit den aktuellen Signalwerten verarbeiten, gekennzeichnet durch eine Kanalentzerrungsschaltung (32), die so konfiguriert ist, dass sie Übertragungskanal-Beeinträchtigungen der Phasenfehler-korrigierten Signalwerte kompensiert, und die eine zweite Mehrzahl von Verzögerungselementen (70, 72) aufweist, die so konfiguriert sind, dass sie verzögerte Varianten der Signalwerte mit den aktuellen Werten verarbeiten, wobei die Phasenfehler-Korrekturschaltung (30) weiterhin so konfiguriert ist, dass sie die erste Mehrzahl von Verzögerungselementen (50, 52) in einer Phase des Betriebs der Vorrichtung verwendet, und die Kanalentzerrungsschaltung (32) weiterhin so konfiguriert ist, dass sie die zweite Mehrzahl von Verzögerungselementen (70, 72) in einer anderen Phase des Betriebs der Vorrichtung verwendet, wobei die erste und die zweite Mehrzahl von den gleichen Speicherelementen gebildet werden.
Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung in einen Integrierter-Schaltkreis-Chip (6) eingebaut ist.
Verfahren zum Demodulieren eines digitalen Video-Rundfunksignals mit Daten, die auf mehreren getrennten Trägerfrequenzen moduliert sind, mit den Schritten: Umwandeln einer Variante des Rundfunksignals, das bei Bedarf frequenzreduziert worden ist, in eine Reihe von digitalen Abtastwerten unter Verwendung eines Analog-Digital-Wandlers; Umwandeln der digitalen Abtastwerte in komplexe Zahlenwerte; Analysieren der komplexen Zahlenwerte, um eine Reihe von Fourier-Transformations-Signalwerten für jede der mehreren Trägerfrequenzen bereitzustellen; und Bereitstellen, aus der Reihe von Fourier-Transformations-Signalwerten, eines Steuersignals zum automatischen Steuern der Frequenz der Signale, die zum Erzeugen der Fourier-Transformations-Signalwerte verwendet worden sind, gekennzeichnet durch Durchführen einer Kanalentzerrung an den Fourier-Transformations-Signalwerten, um die Konstellationen auf allen Kanälen zu entzerren, und Erzeugen von Zustandsinformationen aus den Fourier-Transformations-Signalwerten zum Bewerten des Beitrags jedes Kanals und zum Bereitstellen der Zustandsinformationen und der Kanalentzerrung in einem Ausgangssignal zum Decodieren aufgrund der Fourier-Transformations-Signalwerte.
Verfahren nach Anspruch 14, das vor dem Schritt des Umwandelns unter Verwendung eines Analog-Digital-Wandlers weiterhin einen Schritt des Umwandelns des eingegebenen Rundfunksignals in eine Frequenz aufweist, die so niedrig ist, dass eine Analog-Digital-Wandlung des Signals möglich wird.
Verfahren zum Demodulieren eines digitalen Video-Rundfunksignals mit Daten, die auf mehreren getrennten Trägerfrequenzen moduliert sind, mit den Schritten: Umwandeln des Rundfunksignals in eine Komplexe-Zahl-Variante des Rundfunksignals; Analysieren der Komplexe-Zahl-Variante des Rundfunksignals, um eine Reihe von Signalwerten für jede der mehreren Trägerfrequenzen bereitzustellen; Entfernen des gemeinsamen Phasenfehlers in den Signalwerten durch Phasenfehlerkorrektur und Durchführen der Verarbeitung von verzögerten Varianten der Signalwerte mit den aktuellen Signalwerten; und Bereitstellen eines Signals zum Steuern der Frequenz der Komplexe-Zahl-Variante des Rundfunksignals in Reaktion auf die Phasenfehler-korrigierten Signalwerte, gekennzeichnet durch Kompensieren von Übertragungskanal-Beeinträchtigungen der Phasenfehler-korrigierten Signalwerte durch Kanalentzerrung und Durchführen der Verarbeitung von verzögerten Varianten der Signalwerte mit den aktuellen Werten, wobei die Phasenfehlerkorrektur eine Mehrzahl von Verzögerungselementen in einer Phase des Betriebs verwendet und die Kanalentzerrung die gleiche Mehrzahl von Verzögerungselementen in einer anderen Phase des Betriebs verwendet.