DE69835254T2

DE69835254T2 - Empfangseinrichtungen und Empfangsverfahren

Info

Publication number: DE69835254T2
Application number: DE69835254T
Authority: DE
Inventors: c/o Intell. Prop. Dep. Toshihisa Shinagawa-ku Hyakudai; c/o Intell. Prop. Dep. Takahiro Shinagawa-ku Okada; c/o Intell. Prop. Dep. Yasunari Shinagawa-ku Ikeda
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1997-05-02
Filing date: 1998-04-30
Publication date: 2007-06-14
Anticipated expiration: 2018-05-01
Also published as: DE69835254D1; AU6378498A; US6215819B1; JP3797397B2; JPH10308715A; ES2264186T3; EP0880250A1; EP0880250B1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Empfangsvorrichtungen und Empfangsverfahren, insbesondere auf Empfangsvorrichtungen und Empfangsverfahren auf Basis eines OFDM-Verfahrens.
Es wurden vor kurzem Modulationsverfahren, welche als orthogonale Frequenzzeitmultiplexverfahren (OFDM) bekannt sind, vor einiger Zeit zum Übertragen eines Digitalsignals vorgeschlagen. Bei einem OFDM-Verfahren wird eine Anzahl von Hilfsträgern, die orthogonal zueinander sind, in einem Übertragungsband bereitgestellt, wobei Datenfelder entsprechend den Amplituden und Phasen der Hilfsträger zugeordnet sind, und es wird digitale Modulation durch Phasenumtastung (PSK) oder Quadraturamplitudenmodulation (QAM) durchgeführt. Dieses Verfahren nutzt ein reduziertes Band für einen Hilfsträger, da das Band in Bezug auf eine Anzahl von Hilfsträgern unterteilt ist, so dass die Modulationsgeschwindigkeit reduziert ist. Dieses Verfahren erzielt jedoch die gleiche Gesamtübertragungsgeschwindigkeit wie andere herkömmliche Modulationsverfahren, da die Anzahl der Träger groß ist.
Bei diesem OFDM-Verfahren ist die Symbolgeschwindigkeit reduziert, da eine Anzahl von Hilfsträgern parallel zueinander übertragen werden, so dass eine Multipfadperiode in Bezug die Länge eines Symbols in Bezug auf die Zeit reduziert werden kann. Damit kann erwartet werden, dass ein OFDM-Verfahren ein Verfahren ist, einen hohen Widerstand gegenüber Multipfadstörung sicherzustellen.
Wegen des oben beschriebenen Merkmals haben OFD-Verfahren Aufmerksamkeit insbesondere in Bezug auf die Übertragung von digitalen Grundwellensignalen gezogen, welche dem Einfluss von Multipfadstörung ausgesetzt sind. Beispielsweise ist der Digitale Video-Rundfunk-Terrestrisch (DVB-T) als derartige digitale Signalübertragung durch terrestrische Wellen bekannt.
Mit dem kürzlichen Fortschritt der Halbleitertechnologie ist es möglich geworden, diskrete Fourier-Transformation (anschließend als FFT bezeichnet (schnelle Fourier-Transformation)) und diskrete inverse Fourier-Transformation (anschließend als IFFT (inverse schnelle Fourier-Transformation)) mittels Hardware zu erreichen. Wenn diese Transformationen verwendet werden, kann Modulation und Demodulation gemäß einem OFDM-Verfahren leicht durchgeführt werden. Dies hat außerdem zu einem Anstieg der Aufmerksamkeit in Bezug auf OFDM-Verfahren beigetragen.
10 ist ein Blockdiagramm, welches den Aufbau eines Beispiels eines OFDM-Empfängers zeigt. Eine Empfangsantenne 101 fängt ein HF-Signal ein. Eine Multiplikationsschaltung 102 berechnet das Produkt des HF-Signals und eines Signals, welches von einem Tuner 103 ausgegeben wird und welches eine vorher festgelegte Frequenz hat. Ein Bandpassfilter 104 extrahiert das gewünschte IF-Signal (Zwischenfrequenzsignal) von einem Ausgangssignal von der Multiplikationsschaltung 102. Eine Analog-Digital-Umsetzungsschaltung (A/D) setzt das durch das Bandpassfilter 104 extrahierte IF-Signal in ein Digitalsignal um.
Ein Demultiplexer 106 trennt und extrahiert einen I-Kanal-Signal und ein Q-Kanal-Signal vom digitalisierten IF-Signal. Tiefpassfilter (LPF) 107 und 108 setzen entsprechend das I-Kanal-Signal und Q-Kanal-Signal in Basisbandsignale um, wobei nicht notwendige Hochfrequenzkomponenten, welche im I-Kanal-Signal und im Q-Kanal-Signal enthalten sind, zu entfernen.
Eine komplexe Multiplikationsschaltung 109 entfernt einen Trägerfrequenzfehler in den Basisbandsignalen durch ein Signal einer vorher festgelegten Frequenz, die von einer numerischen Steueroszillatorschaltung 110 geliefert wird, und liefert danach die Basisbandsignale zu einer schnellen Fourier-Transformationsschaltung 112, welche die OFDM-Zeitsignale bezüglich der Frequenz zerlegt, um I- und Q-Kanal-Empfangsdaten zu bilden.
Eine Korrelationswert-Berechnungsschaltung 113 berechnet einen Offsetmittelwert von Sicherheitsintervallen durch Berechnen des Produkts des OFDM-Zeitsignals, welches in das Basisband umgesetzt wurde, und des OFDM-Signals, welches durch die effektive Symbolperiode verzögert wurde, um einen Korrelationswert der beiden Signal zu erlangen, und bewirkt, dass die schnelle Fourier-Transformationsschaltung 112 mit der Berechnung beginnt, wenn der Korrelationswert maximiert wird.
Eine Trägerfrequenz-Fehlerberechnungsschaltung 114 berechnet einen Trägerfrequenzfehler, wobei eine Frequenzleistungsabweichung ermittelt wird und gibt das Berechnungsergebnis an eine Additionsschaltung 111 aus. Die Additionsschaltung 111 berechnet die Summe der Ausgangssignale von der Trägerfrequenz-Fehlerberechnungsschaltung 114 und der Korrelationswert-Berechnungsschaltung 113 und gibt das Berechnungsergebnis an die numerische Steueroszillatorschaltung 110 aus.
Eine Taktfrequenz-Wiedergabeschaltung 115 bildet ein Steuersignal unter Bezugnahme auf die I-Kanaldaten und die Q-Kanaldaten, um die Oszillatorfrequenz der Taktoszillatorschaltung 116 zu steuern. Die Taktoszillatorschaltung 116 bildet und gibt ein Taktsignal gemäß dem Steuersignal aus, welches von der Taktfrequenz-Wiedergabeschaltung 115 geliefert wird.
Die Arbeitsweise des oben beschriebenen Beispiels der herkömmlichen Vorrichtung wird anschließend erläutert.
Die Multiplikationsschaltung 102 berechnet das Produkt eines HF-Signals, welches durch die Empfangsantenne 101 eingefangen wird, und des Signals, welches vom Tuner 103 geliefert wird und welches eine vorher festgelegte Frequenz hat. Das Bandpassfilter 104 extrahiert das IF-Signal von dem Signal, welches von der Multiplikationsschaltung 102 ausgegeben wird.
Die A/D-Umsetzungsschaltung 105 setzt das IF-Signal, welches vom Bandpassfilter 104 ausgegeben wird, in ein Digitalsignal synchron mit dem Taktsignal um, welches von der Taktoszillatorschaltung 116 ausgegeben wird, und liefert das Digitalsignal zum Demultiplexer 106. Der Demultiplexer 106 trennt und extrahiert ein I-Kanal-Signal und ein Q-Kanal-Signal vom digitalisierten Signal und liefert diese Signale zu den Tiefpassfiltern 107 und 108. Die Tiefpassfilter 107 bzw. 108 setzen das I-Kanal-Signal und das Q-Kanal-Signal in Basisbandsignale um, wobei Bandüberlappungskomponenten beseitigt werden, die nicht notwendige Hochfrequenzkomponenten sind, welche im I-Kanal-Signal und im Q-Kanal-Signal enthalten sind.
Die komplexe Multiplikationsschaltung 109 beseitigt einen Trägerfrequenzfehler in den Basisbandsignalen durch ein Signal einer vorher festgelegten Frequenz, welches von der numerischen Steueroszillatorschaltung 110 geliefert wird, und liefert danach die Basisbandsignale zur schnellen Fourier-Transformationsschaltung 112. Die schnelle Fourier-Transformationsschaltung 112 zerlegt das OFDM-Zeitsignal hinsichtlich der Frequenz, um I- und Q-Kanal Empfangsdaten zu bilden.
Die Korrelationswert-Berechnungsschaltung 113 berechnet einen Wert, der eine Korrelation zwischen dem OFD-Zeitsignal, welches in das Basisband umgesetzt wurde, und dem OFDM-Signal, welches durch die effektive Symbolperiode verzögert wurde, zeigt, und bewirkt, dass die schnelle Fourier-Transformationsschaltung 112 mit der Berechnung beginnt, wenn der Korrelationswert maximiert wird. Folglich kann die schnelle Fourier-Transformationsschaltung 112 Daten, welche im I-Kanal-Signal und im Q-Kanal-Signal enthalten sind, die von der Übertragungsseite geliefert werden, genau extrahieren kann.
Es gibt verschiedene Synchronisationserfordernisse, um das OFDM-Signal auf der Empfangsseite korrekt zu demodulieren. Beispielsweise ist es notwendig, die Oszillatorfrequenz in der numerischen Steueroszillatorschaltung 110 mit der entsprechenden Frequenz auf der Übertragungsseite zu synchronisieren, um das OFDM-Signal im IF-Band in das OFDM-Signal im Basisband umzusetzen. Es ist außerdem notwendig, das Taktsignal, welches eine Referenz für alle Verarbeitungen ist, mit dem auf der Übertragungsseite zu synchronisieren.
Ein Taktwiedergabeverfahren, welches schon vorgeschlagen wurde, welches als Verfahren für die spätere Synchronisation des Taktsignals mit der auf der Übertragungsseite verwendet wird, wird nun erläutert.
Gemäß dem nachstehend beschriebenen Verfahren werden auf der Übertragungsseite eine vorher festgelegte Anzahl bestimmter Signale, welche bezüglich Amplitude und Phase vorgeschrieben sind (anschließend als Pilotsignale bezeichnet, anders als die Information, die zu übertragen ist), in Bezug auf jedes der Symbole eingefügt und übertragen. Auf der Empfangsseite werden die Pilotsignale, welche auf der Übertragungsseite eingefügt sind, von dem OFDM-Signal extrahiert, welches durch FFT-Berechnung verarbeitet wurde, und die extrahierten Pilotsignale werden durch Costas-Berechnung oder dgl., die anschließend beschrieben wird, verarbeitet, um das Taktsignal zu reproduzieren.
11 zeigt den Aufbau einer herkömmlichen Taktwiedergabeschaltung zum Reproduzieren eines Taktsignals unter Verwendung der Costas-Berechnung für den Fall, wo Pilotsignale durch QPSK (Quadraturphasenumtastung) moduliert sind. Die Gate-Schaltungen 208-1 und 208-2, welche in 11 gezeigt sind, werden mit I-Kanal-Daten und Q-Kanal-Daten beliefert, welche durch FFT-Berechnung verarbeitet wurden, extrahieren lediglich Pilotsignale von den I- und Q-Kanal-Daten und geben die Pilotsignale aus. Quadrierschaltungen 203-1 und 203-2 quadrieren entsprechend die Pilotsignale, welche durch die Gate-Schaltungen 208-1 und 208-2 extrahiert wurden und geben die quadrierten Signale aus. Eine Multiplikationsschaltung 205 berechnet das Produkt der Pilotsignale, welche durch die Gate-Schaltungen 208-1 und 208-2 extrahiert wurden und gibt das Produkt aus.
Eine Subtraktionsschaltung 206 subtrahiert das Ausgangssignal der Quadrierschaltung 203-2 vom Ausgangssignal der Quadrierschaltung 203-1 und gibt das Subtraktionsergebnis aus. Eine Multiplikationsschaltung 207 berechnet das Produkt des Ausgangssignals der Multiplikationsschaltung 205 und des Ausgangssignals der Subtraktionsschaltung 106 und gibt das Produkt aus. Ein Tiefpassfilter 209 beseitigt nicht notwendige Hochfrequenzkomponenten vom Ausgangssignal der Multiplikationsschaltung 207 und gibt das Verarbeitungsergebnis aus.
Die Arbeitsweise der oben beschriebenen herkömmlichen Schaltung wird anschließend erläutert.
I-Kanal-Daten und Q-Kanal-Daten, die demoduliert werden, indem sie durch die schnelle Fourier-Transformationsschaltung 112, welche in 10 gezeigt ist, bezüglich der Frequenz zerlegt werden, werden entsprechend an die Gate-Schaltung 208-1 und 208-2 in der Reihenfolge von der niedrigsten bis zur höchsten ihrer unteren Frequenzen ausgegeben. Die Gate-Schaltungen 208-1 bzw. 208-2 extrahieren lediglich Pilotsignale von den I-Kanal-Daten und den Q-Kanal-Daten und liefern die extrahierten Pilotsignale zu den Quadrierschaltungen 203-1 und 203-2 und zur Multiplikationsschaltung 205.
Die Multiplikationsschaltung 205 berechnet das Produkt der Pilotsignale, welche durch die Gate-Schaltungen 208-1 und 208-2 extrahiert wurden und gibt das Produkt an die Multiplikationsschaltung 207 aus. Die Quadrierschaltungen 203-1 bzw. 203-2 quadrieren die Pilotsignale, welche durch die Gate-Schaltungen 208-1 und 208-2 extrahiert wurden, und geben die quadrierten Pilotsignale an die Subtraktionsschaltung 206 aus.
Die Subtraktionsschaltung 206 subtrahiert das Ausgangssignal der Quadrierschaltung 203-2 vom Ausgangssignal der Quadrierschaltung 203-1 und gibt das Subtraktionsergebnis an die Multiplikationsschaltung 207 aus. Die Multiplikationsschaltung 207 berechnet das Produkt des Ausgangssignals der Multiplikationsschaltung 205 und des Ausgangssignals der Subtraktionsschaltung 206 und gibt das Produkt aus. Das Tiefpassfilter 209 entfernt nicht notwendige Hochfrequenzkomponenten vom Ausgangssignal der Multiplikationsschaltung 207 und gibt das Verarbeitungsergebnis aus.
Die oben beschriebene Sequenz an Arbeitsweisen ist die sogenannte Costas-Berechnung, wodurch ein Phasenfehler im Taktsignal ermittelt werden kann. Die Taktoszillatorschaltung 116 wird unter Bezugnahme auf einen Phasenfehler im Taktsignal gesteuert, welches in der oben beschriebenen Weise ermittelt wird, wodurch das Taktsignal mit Genauigkeit gebildet wird.
In dem Fall, wo ein Phasenfehler unter Verwendung der Costas-Berechnung, die oben beschrieben wurde, ermittelt wird, und ein Taktsignal gemäß dem Ergebnis der Costas-Berechnung reproduziert wird, enthält der ermittelte Phasenfehler wie auch ein Phasenfehler, der einen Taktfrequenzfehler begleitet, einen Wiedergabeträger-Phasenfehler, einen FFT-Fensterphasenfehler, einen Phasenfehler auf Grund von Gaußschem Rauschen, und einen Phasenfehl aufgrund einer Multipfad-Übertragungskanalverzerrung, welche bei der Übertragung von terrestrischen Wellen unvermeidlich ist. Es ist daher schwierig, die Taktoszillatorschaltung dadurch zu steuern, dass lediglich ein Phasenfehler extrahiert wird, der lediglich einen Wiedergabetaktfehler begleitet.
12A zeigt ein Beispiel eines Spektrums eines OFDM-Signals, und 12B zeigt ein Spektrum des OFDM-Signals, wenn das Signal einer Multipfadstörung unterliegt. In diesen Diagrammen zeigen dicken Linien Pilotsignale, welche auf der Übertragungsseite eingefügt sind. Wenn, wie in 12B gezeigt ist, ein übertragenes Signal einer frequenzselektiven Multipfadstörung unterliegt, wird das Signal-Rausch-Verhältnis der Pilotsignale in Bezug auf das der anderen Hilfsträger reduziert. In dieser Situation wird das Signal-Rausch-Verhältnis des Phasenfehlersignals des Taktsignals, welches von den Pilotsignalen durch das oben beschriebene Verfahren gebildet wird, ebenfalls reduziert. Wenn somit das übertragene Signal einer Multipfadstörung unterliegt, ist es schwierig, das Taktsignal genau zu reproduzieren.
Im Hinblick auf die oben beschriebenen Umstände ist es zumindest eine Aufgabe einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, eine Taktwiedergabeschaltung für eine OFDM-Empfangsvorrichtung bereitzustellen, mit der man in der Lage ist, genau ein Taktsignal zu reproduzieren, sogar, wenn ein empfangenes OFDM-Signal als einen Phasenfehler in Begleitung mit einem Taktfrequenzfehler einen Wiedergabeträger-Phasenfehler, einen FFT-Fensterphasenfehler, einen Phasenfehler aufgrund von Gaußschem Rauschen und/oder einen Phasenfehler aufgrund von einer Multipfadübertragungs-Kanalverzerrung aufweist.
Die WO 95/19671 offenbart ein Verfahren zum Empfangen eines OFDM-Signals, bei dem ein ankommendes IF-Signal durch einen Abwärtsumsetzer läuft, der dieses in Basisband-Quadraturkomponenten I(t) und Q(t) umsetzt. Diese Komponenten werden zu A/D-Umsetzern geliefert, um abgetastet zu werden, um digitalisierte Komponenten I(kT) und Q(kT) zu bilden, die an einen FFT-Prozessor weitergeleitet werden, der das Zeitsignal in den Frequenzbereich umsetzt, um zwei bekannte Synchronisationssymbole k1 und k2 entsprechend den beiden Hilfsträgern der Frequenzen, die symmetrisch um null gewählt werden, zu erzeugen. Die Symbole k1 und k2 werden zu einem Demultiplexer geliefert, um demultiplext zu werden. Eine Berechnungseinrichtung berechnet Fehlersignale F1 und F2 von den demultiplexten Symbolen k1 und k2. Insbesondere wird ein absoluter Phasenfehler für jeden der Hilfsträger berechnet, Zeitfehler und Phasenfehler werden von den absoluten Phasenfehlern gebildet, das Fehlersignal F1 wird von der Abweichung eines Abtasttaktsignals gebildet, welches zur Abtastoperation verwendet wird, und ein Zeitgabefehler, um den Abtasttakt zu steuern, und das Fehlersignal F2 wird aus der Abweichung eines IF-Taktsignals gebildet, welches für die Abwärtsumsetzungsoperation verwendet wird, und eines Phasenfehlers, um den IF-Takt zu steuern.
Die US-A 5 313 169 (welche der WO 92/10043 in französischer Sprache entspricht) offenbart ebenfalls ein OFDM-Signalempfangsverfahren, wobei das Verfahren dem Oberbegriff der Patentansprüche 1 und 3 hier entspricht. In diesem Fall wird ein ankommendes Signal (welches zwei Träger oder Hauptleitungen k1 und k2 mit einer festen Frequenzdifferenz zwischen diesen hat), in das Basisband umgesetzt, digitalisiert (abgetastet) und zu einem FFT-Umsetzer geführt. Ausgangssignale K1 und K2 des FFT-Umsetzers werden zu einer Schaltung geführt, die eine Verzögerungseinrichtung (Speichereinrichtung) aufweist und welche die Signale berechnet, um Taktsignale zu steuern, die bei der Abwärtsumsetzung und bei Abtastoperationen verwendet werden.
Gemäß einem ersten Merkmal der vorliegenden Erfindung wird eine Vorrichtung bereitgestellt, um ein OFDM-Signal zu empfangen, gemäß der Vorrichtung nach Patentanspruch 1.
Gemäß einem zweiten Merkmal der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum Empfangen eines OFDM-Signals bereitgestellt, gemäß dem Verfahren nach Patentanspruch 3.
Bei der Empfangsvorrichtung nach dem ersten Merkmal der vorliegenden Erfindung führt die Umsetzungseinrichtung die diskrete Fourier-Transformation eines OFDM-Signals durch; die Speichereinrichtung speichert eine Frequenzkomponente eines Hilfsträgers, der durch die Umsetzungseinrichtung erhalten wird; die Berechnungseinrichtung berechnet eine Phasenänderungshöhe zwischen der Frequenzkomponente, welche in der Speichereinrichtung gespeichert ist, zumindest ein Symbol vorher, und einer Frequenzkomponente, welche durch die Umsetzungseinrichtung neu erlangt wird; die Extraktionseinrichtung extrahiert eine Komponente entsprechend einer Reihe von Pilotsignalen von der Phasenänderungshöhe, welche durch die Berechnungseinrichtung berechnet wurde; und die Steuereinrichtung steuert die Frequenz eines Taktsignals gemäß der Phasenänderungshöhe, welche durch die Extraktionseinrichtung extrahiert wurde, und entsprechend der Reihe von Pilotsignalen. Beispielsweise führt eine FFT-Umsetzungsschaltung entsprechend der Umsetzungseinrichtung diskrete Fourier-Transformation eines OFDM-Signals durch; ein Speicher entsprechend der Speichereinrichtung speichert eine Hilfsträgerfrequenzkomponente, die dadurch erlangt wird; die Berechnungseinrichtung demoduliert die Frequenzkomponente, welche im Speicher gespeichert ist, ein Symbol vorher, und eine Frequenzkomponente, welche neu von der FFT-Umsetzungsschaltung ausgegeben wird, differenziell, um eine Phasenänderungshöhe zu berechnen; die Extraktionseinrichtung extrahiert eine Komponente entsprechend einer Reihe von Pilotsignalen von der Phasenänderungshöhe, welche durch die Berechnungseinrichtung berechnet wird; und die Steuereinrichtung steuert die Frequenz eines Taktsignals gemäß der Phasenän derungshöhe der Reihe von Pilotsignalen, welche durch die Extraktionseinrichtung extrahiert werden.
Bei dem Empfangsverfahren gemäß dem zweiten Merkmal der vorliegenden Erfindung wird die diskrete Fourier-Transformation eines OFDM-Signals im Umsetzungsschritt durchgeführt; eine Frequenzkomponente eines Hilfsträgers, welche im Umsetzungsschritt erlangt wird, wird im Speicherschritt gespeichert; eine Phasenänderungshöhe zwischen der Frequenzkomponente, welche im Speicherschritt gespeichert wurde, zumindest ein Symbol vorher, und einer Frequenzkomponente, welche neu im Umsetzungsschritt erlangt wird, wird im Berechnungsschritt berechnet; eine Komponente entsprechend einer Reihe von Pilotsignalen wird im Extraktionsschritt von der Phasenänderungshöhe extrahiert, welche im Berechnungsschritt berechnet wurde; und die Frequenz eines Taktsignals wird im Steuerschritt gemäß der Phasenänderungshöhe gesteuert, die im Extraktionsschritt extrahiert wurde und der Reihe von Pilotsignalen entspricht. Beispielsweise führt im Umsetzungsschritt eine FFT-Schaltung die diskrete Fourier-Transformation eines OFDM-Signals durch; im Speicherschritt speichert ein Speicher eine Hilfsträgerfrequenzkomponente, die dadurch erlangt wird; im Berechnungsschritt wird die Frequenzkomponente, welche im Speicherschritt gespeichert wurde, zumindest ein Symbol vorher und eine Frequenzkomponente, die neu von der FFT-Umsetzungsschaltung ausgegeben wird, differentiell demoduliert, um eine Phasenänderungshöhe zu erlangen; im Extraktionsschritt wird eine Komponente entsprechend einer Reihe von Pilotsignalen von der Phasenänderungshöhe extrahiert, welche im Berechnungsschritt berechnet wurde; und, im Steuerschritt, wird die Frequenz eines Taktsignals gemäß der Phasenänderungshöhe der Reihe von Pilotsignalen gesteuert, die im Extraktionsschritt extrahiert wurden.
Die Erfindung wird nun beispielhaft mit Hilfe der beiliegenden Zeichnungen beschrieben, wobei durchwegs gleiche Teile mit gleichen Bezugszeichen versehen sind, und in denen:
1 ein Blockdiagramm ist, welches den Aufbau einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
2 ein Diagramm ist, bei dem Pilotsignale vor und nach differentieller Demodulation auf einer Phasenebene gezeigt sind;
3 ein Diagramm ist, um die Beziehung zwischen einem Phasenfehler aufgrund eines Taktfrequenzfehlers und Hilfsträgerfrequenzen zu zeigen;
4 ein Diagramm ist, welches einen Resttaktfrequenz-Fehlerbereich zeigt;
5 ein Diagramm ist, bei dem der Resttaktfrequenz-Fehlerbereich auf einer Phasenebene gezeigt ist;
6 ein Diagramm ist, welches ein OFDM-Zeitsignal und einen Korrelationswert zeigt;
7 ein Diagramm ist, welches die Beziehung zwischen der Phase eines Maximums des Korrelationswerts und eines Taktfrequenzfehlers zeigt;
8 ein Blockdiagramm ist, welches den Aufbau einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
9 ein Blockdiagramm ist, welches den Aufbau einer Phasenfehler-Ermittlungsschaltung zeigt, welche in 8 gezeigt ist;
10 ein Blockdiagramm ist, welches den Aufbau eines OFDM-Empfängers zeigt;
11 ein Blockdiagramm ist, welches den Aufbau einer herkömmlichen Taktwiedergabevorrichtung unter Verwendung von Costas-Berechnung zeigt; und
12A und 12B Diagramme sind, welche ein OFDM-Empfangsspektrum zeigen, welches durch Multipfadstörung beeinflusst ist.
1 zeigt eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Diese Ausführungsform bezieht sich auf die Taktfrequenz-Wiedergabeschaltung 115, die in 10 gezeigt ist.
Gemäß 1 ist eine differentielle Demodulationsschaltung 503 aus Speichern mit wahlfreiem Zugriff (RAM) 506 und 507 gebildet, einer Zeichenumkehrschaltung 510 und einer komplexen Multiplikationsschaltung 511, und ist eingerichtet, zugeführte I-Kanal-Daten und Q-Kanal-Daten differentiell zu demodulieren. Jeder der RAMs 506 und 507 ist eingerichtet, jede von Einheiten der zugeführten I-Kanal-Daten oder Q-Kanal-Daten entsprechend Symbolen gemäß einem Steuersignal c von einer Steuerschaltung 520 zu speichern und jede Dateneinheit mit einer Verzögerung entsprechend einer Symbolperiode auszugeben. Die Zeichenumkehrschaltung 510 ist so eingerichtet, das Vorzeichen der Ausgangsdaten vom RAM 507 umzukehren und um die vorzeichen-umgekehrten Daten auszugeben.
Die komplexe Multiplikationsschaltung 511 ist eingerichtet, komplexe Berechnung durchzuführen, die durch eine Gleichung unten gezeigt wird, wobei I und Q entsprechend nicht verzögerte I-Kanal-Daten und Q-Kanal-Daten zeigen, und I^–1 und Q^–1 entsprechend verzögerte I-Kanal-Daten und Q-Kanal-Daten zeigen, und um das Berechnungsergebnis auszugeben, wobei dieses in eine Realkomponente 523 und eine Imaginärkomponente 524 getrennt wird. Das Symbol j zeigt die reine Imaginärzahl. (I + jQ)(I–1 – jQ–1) (1)
Ein ROM (Nur Lesespeicher) 512 besitzt ARC-Tangentendaten (inverse Tangentenfunktion), die darin gespeichert sind und ist eingerichtet, Phasenänderungs-Betragsdaten 513 entsprechend den zugeführten I-Kanal-Daten und den Q-Kanal-Daten auszugeben.
Eine Gate-Schaltung 514 ist eingerichtet, gemäß einem Steuersignal von einer Steuerschaltung 520 lediglich eine Komponente entsprechend jedem der Pilotsignale, welche auf der Übertragungsseite vorgeschrieben sind, welche von den Phasenänderungs-Betragsdaten 513, ROM 512 ausgegeben werden, auszuwählen, und die ausgewählte Komponente zu einer Zeichenumkehrschaltung 521 und zu einem Auswahlorgan 522 zu liefern. Die Zeichenumkehrschaltung 521 ist eingerichtet, das Vorzeichen der zugeführten Phasenänderungs-Betragsdaten zu invertieren und die vorzeichen-umgesetzten Daten an das Auswahlorgan 522 auszugeben.
Das Auswahlorgan 522 wird durch die Steuerschaltung 520 gesteuert, und es ist eingerichtet, eine Phasenänderungshöhe unmittelbar auszuwählen, die von der Gate-Schaltung 514 zugeführt wird, wenn das zugeführte Pilotsignal ein positiver Frequenzwert ist, oder eine Phasenänderungshöhe, welche von der Zeichenumkehrschaltung 521 zugeführt wird, wenn das zugeführte Pilotsignal ein negativer Frequenzwert ist, und um die ausgewählte Phasenänderungshöhe zu einer kumulativen Additionsschaltung 515 zu liefern.
Die kumulative Additionsschaltung 515 ist eingerichtet, kumulative Addition von Phasenfehlerbeträgen von Pilotsignalen durchzuführen, welche vom Auswahlorgan 522 ausgegeben werden, nachdem sie durch ein Steuersignal b initialisiert wurden, welches von der Steuerschaltung 520 zugeführt wird, unmittelbar, bevor jedes Symbol zugeführt wird.
Eine Mittelwertbildungsschaltung 516 ist eingerichtet, über mehrere Symbole den Betrag von kumulierten Phasenfehlern zu mitteln, welche in Bezug auf die Symbole ausgegeben werden, um Gaußsches Rauschen zu beseitigen, welches im Phasenfehlerbetrag enthalten ist, und um danach einen Phasenfehlerbetrag 517 zu berechnen, um eine Taktoszillatorschaltung 116 zu steuern.
Eine Vergleichsschaltung 518 ist eingerichtet, den Abschluss einer Bestimmung (Verriegelung) der Frequenz eines Taktsignals zu ermitteln und um die entsprechende Information zur Steuerschaltung 520 zu liefern. Das heißt, die Vergleichsschaltung 518 vergleicht den Wert 519 entsprechend dem Fall, wo die intersymbol-differentiell-modulierten Daten gleich null sind und den aktuellen Wert des Phasenfehlerbetrags 517 und gibt ein vorher festgelegtes Steuersymbol an die Steuerschaltung 520 aus, wenn bestimmt wird, dass diese Werte einander gleich sind.
Die Arbeitsweise dieser Ausführungsform wird anschließend beschrieben, wobei zunächst das Prinzip der Arbeitsweise kurz beschrieben wird.
Wenn beispielsweise die Wiedergabeverarbeitung eines OFDM-Signals auf Seiten des Empfängers unter Verwendung eines Taktsignals durchgeführt wird, welches mit dem auf der Übertragungsseite nicht synchronisiert ist, enthalten Pilotsignale, welche durch die FFT-Verarbeitung demoduliert werden, einen Phasenfehler aufgrund eines Synchronisationsfehlers des Taktsignals wie auch einen FFT-Fensterphasenfehler, einen Wiedergabeträger-Phasenfehler, einen Phasenfehler aufgrund von Gaußschem Rauschen und einen Phasenfehler aufgrund einer Kanalverzerrung, beispielsweise Multipfadübertragungsstörung oder dgl., welche allgemein enthalten sind.
Phasenfehler anders als die aufgrund von Gaußschem Rauschen und eines Fehlers von Taktsignalsynchronisation sind unabhängig von Symbolen konstant. Daher können die Phasenfehler (Phasenfehler, die unabhängig von Symbolen konstant sind), durch Durchführen von differentieller Demodulation zwischen Symbolen eines Signals bei einer bestimmten Referenzzeit und einem aktuell beobachteten Signal beseitigt werden. Dies kann durch die folgenden Gleichungen zum Ausdruck gebracht werden: θnk = θk + ϕ + nkδ + k(1 + δ)τ + ψk + εn (2) θ(n + 1)k = θk + ϕ + (n + 1)kδ + k(1 + δ)τ + ψk + εn + 1 (3) θ(n + 1)k – θnk = kδ + εn + 1 + εn (4)
Gleichung (2) zeigt Phasendaten der k-ten Hilfsträgerfrequenz des n-ten Symbols, θk zeigt eine Phase, welche auf der Übertragungsseite vorgeschrieben ist; δ einen Taktfehler; φ einen Phasenfehler des Wiedergabeträgers; τ einen FFT-Fensterphasenfehler; ψk einen Phasenfehler aufgrund einer Übertragungskanalverzerrung, beispielsweise Multipfadstörung in Bezug auf die k-ten Hilfsträgerfrequenz; εn einen Phasenfehler des n-ten Symbols aufgrund von Gaußschem Rauschen. Die Gleichung (3) zeigt Phasendaten der k-ten Hilfsträgerfrequenz des (n + 1)-ten Symbols. Die Gleichung (4) ist das Ergebnis einer Subtraktion der Gleichung (2) von der Gleichung (3) und zeigt die Phasenänderungshöhe bei der k-ten Hilfsträgerfrequenz zwischen dem (n + 1)-ten Symbol und dem n-ten Symbol der k-ten Hilfsträgerfrequenz.
2 zeigt die oben beschriebene Beziehung. In (2) von 2 bezeichnet ca_n-1, cb_n-1, c_a und cb_n ein Pilotsignal einer Frequenz a oder b in dem (n – 1)-ten oder n-ten Symbol, welches auf einer Phasenebene gezeigt ist, und θca_n-1, θcb_n-1, θca_n und θcb_n bezeichnet die Phasenhöhe des Signals. Natürlich sind die Frequenzen der Pilotsignale, welche in den (n – 1)- ten und n-ten Symbolen enthalten sind, einander gleich. Eine Verschiebung kann jedoch zwischen ihren Punkten auf der Phasenebene aufgrund verschiedener Fehler, beispielsweise, die, die oben beschrieben sind, wie in 2(A) gezeigt ist, auftreten. Wenn differentielle Demodulation zwischen (n – 1)-ten und den n-ten Symbolen durchgeführt wird, können Fehler, die unabhängig von Symbolen konstant sind (ein FFT-Fensterphasenfehler, ein Wiedergabeträger-Phasenfehler, ein Phasenfehler aufgrund einer Kanalverzerrung, beispielsweise Multipfadübertragungsstörung oder dgl., usw.) beseitigt werden.
Das heißt, wie in 2(B) gezeigt ist, ist das Ergebnis differentieller Modulation zwischen den (n – 1)-ten und den n-ten Symbolen so, dass die beiden Pilotsymbole in die Nähe der I-Achse bewegt werden. In 2(2) zeigen dca_n und dcb_n Daten der Pilotsignale von Frequenzen a und b auf der Phasenebene nach differentieller Intersymbolmodulation, und dθca_n und θdcb_n zeigen die Phasenhöhen der Signale, welche den Phasenbeträgen entsprechen, aufgrund eines Taktfrequenzfehlers und eines Fehlers aufgrund von Gaußschem Rauschen.
Somit ist es möglich, Fehler aufgrund von Faktoren zu beseitigen, die anders sind als ein Taktfrequenzfehler oder Gaußsches Rauschen, indem differentielle Demodulation zwischen Symbolen durchgeführt wird. Das Beseitigen von Fehlern aufgrund von Gaußschem Rauschen wird anschließend beschrieben.
Da Fehler aufgrund von Gaußschem Rauschen zufallsmäßig auftreten, können sie durch einen Filterungseffekt (Glättungseffekt) aufgrund von kumulativer Addition von Phasenfehlern beseitigt werden, welche von mehreren Pilotsymbolen erlangt werden. Als Ergebnis kann ein Phasenfehlerbetrag proportional zu einem Taktfrequenzfehler erlangt werden. Ein Taktsignal kann durch genaues Steuern der Taktoszillatorschaltung 116 gebildet werden, wobei der oben erlangte Phasenfehlerbetrag verwendet wird.
Die oben beschriebene Steuerung wird in einer digitalen Weise durchgeführt (unter Verwendung diskreter numerischer Werte). Wenn daher die Phasenänderungshöhe zwischen benachbarten zwei Symbolen kleiner wird als die Auflösung, und es ist unmöglich, die Steuerung fortzuführen. Bei dieser Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird, wenn die Phasenänderungshöhe zwischen benachbarten zwei Symbolen kleiner wird als die Auflösung, das Signal bei der entsprechenden Zeit nach FFT-Verarbeitung in einem Speicher gespeichert, und differentielle Demodulation wird zwischen den gespeicherten Daten und neuen Daten durchgeführt, um einen Taktphasenfehler mit einem Zeitabstand länger als die Symbolperiode zu ermitteln. Das heißt, da ein solcher Fehler (Quantisierungsfehler) mit dem Zeit ablauf angesammelt wird, kann dieser durch Steigern der Zeitperiode zwischen Vergleichsobjekten ermittelt werden.
Die Arbeitsweise der in 1 gezeigten Ausführungsform wird weiter beschrieben.
I-Kanal-Daten 501 und Q-Kanal-Daten 502, welche in Bezug auf die Hilfsträgerfrequenzen durch die schnelle Fourier-Transformationsschaltung 112 zerlegt wurden, werden der differentiellen Demodulationsschaltung 503 zugeführ.
In einer Anfangsstufe der Taktreproduktion liefert die differentielle Demodulationsschaltung 503 nacheinander die I-Kanal-Daten und die Q-Kanal-Daten zu den RAMs 506 und 507 und zur komplexen Berechnungsschaltung 511 in der Reihenfolge von der niedrigsten bis zur höchsten der Frequenzen der Daten.
Die RAMs 506 und 507 speichern die I-Kanal-Daten und die Q-Kanal-Daten in Bezug auf Symbole durch das Steuersignal C von der Steuerschaltung 520 und geben die Daten mit einer Verzögerung entsprechend einer Symbolperiode aus. Die Zeichenumkehrschaltung 510 kehrt das Zeichen der Q-Kanal-Daten, welche vom RAM 507 ausgegeben werden, um und gibt die zeichen-invertierten Daten aus. Die I-Kanal-Daten, die um ein Symbol verzögert sind, die Q-Kanaldaten, und die Q-Kanaldaten, die zeichen-invertiert sind und die um ein Symbol verzögert sind, unterliegen komplexer Multiplikation, welche durch die Gleichung (1) gezeigt ist, in der Reihenfolge von der niedrigsten bis zur höchsten ihrer Frequenzen, um als I-Kanal-Daten 523 und als Q-Kanal-Daten 524 ausgegeben zu werden. Diese Folge von Operationen ist differentielle Intersymboldemodulationsverarbeitung.
Wie oben beschrieben wird ein FFT-Fensterfehler, ein Wiedergabeträger-Phasenfehler usw., welche in dem Signal enthalten sind, durch diese Sequenz an Operationen (differentielle Demodulation) beseitigt.
Die differentiell-demodulierten Daten 523 und 524 werden nacheinander zum ROM 512 geliefert, und die Intersymbolphasenänderungsbeträge 513 entsprechend den Werten dieser Daten werden gelesen und der Gate-Schaltung 514 zugeführt.
Die Gate-Schaltung 514 gibt gemäß der Steuerung durch die Steuerschaltung 520 lediglich eine Komponente aus und gibt diese entsprechend jedem der Pilotsignale von den Intersymbolphasen-Änderungsbetragsdaten 513, welche vom ROM 512 ausgegeben werden, aus.
Die Zeichenumkehrschaltung 521 kehrt das Zeichen des Pilotsignals, welches durch die Gate-Schaltung 514 extrahiert wird, um und liefert das zeichen-umgesetzte Signal zum Auswahlorgan 522. Das Auswahlorgan 522 wird durch die Steuerschaltung 520 gesteuert und wählt den Phasenänderungsbetrag aus, der unmittelbar von der Gate-Schaltung 514 zugeführt wird, wenn das zugeführte Pilotsignal einen positiven Frequenzwert hat, oder den Phasenänderungsbetrag, der von der Zeichenumkehrschaltung 521 zugeführt wird, wenn das Pilotsignal einen negativen Frequenzwert hat, und liefert den ausgewählten Phasenänderungsbetrag zur kumulativen Additionsschaltung 515. Richtungen der Phasenänderungsdrehung eines Taktfrequenzfehlers können, wie beispielsweise in 3 gezeigt ist, in Abhängigkeit von den positiven oder negativen Frequenzwerten durch diesen Betrieb vereinheitlich werden.
Die kumulative Additionsschaltung 515 wird durch das Steuersignal b initialisiert, welches von der Steuerschaltung 520 zugeführt wird, unmittelbar, bevor ein neues Symbol zugeführt wird. Danach führt die kumulative Additionsschaltung 515 kumulative Addition der Phasenfehlerbeträge der Pilotsignale durch, die vom Auswahlorgan 522 ausgegeben werden. Die Mittelwertbildungsschaltung 516 mittelt über mehrere Symbole den Betrag von kumulierten Phasenfehlern, welche in Bezug auf die Symbole ausgegeben werden, um Gaußsche Rauschkomponenten zu beseitigen, welche in den Phasenfehlerbeträgen enthalten sind, wie oben beschrieben, und erzeugt einen Phasenfehlerbetrag 517 zum Steuern der Taktoszillatorschaltung 116. Der Phasenfehlerbetrag 517, der von der Mittelwertbildungsschaltung 516 ausgegeben wird, wird zur Taktoszillatorschaltung 116 geliefert, um die Oszillatorfrequenz dieser Schaltung zu steuern. Durch diese Sequenz von Operationen wird eine korrekte Taktfrequenz reproduziert.
Wenn die Taktfrequenz-Bestimmungsverarbeitung, die wie oben beschrieben durchgeführt wird, abgeschlossen ist, wird der Phasenfehlerbetrag 517, der durch die differentielle Intersymboldemodulation erlangt wird, kleiner als die Auflösung, und tritt in einen Resttakt-Frequenzfehlerbereich, der in 4 gezeigt ist, ein. Das heißt, da ein Fehler in der Taktfrequenz als ein diskreter Wert ausgegeben wird, besteht eine Möglichkeit, dass die Taktfrequenz, die ausgegeben wird, nicht null wird, sogar wenn der differentielle Intersymboldemodulations-Akkumulationsphasenfehler gleich null ist. In einem solchen Fall ist es unmöglich, genaue Steuerung des Taktsignals fortzusetzen.
In 5 ist der Resttaktfrequenz-Fehlerbereich, der in 4 gezeigt ist, auf der Phasenebene gezeigt. In 5 zeigt die Koordinate das Q-Signal, während die Abszisse das I-Signal zeigt, und die gestrichelten Linien entsprechen den Quantisierungsschritten. Wenn ein Pilotsignal, welches durch die weiße runde Markierung in 5 gezeigt ist, zugeführt wird, um in Bezug auf die gestrichelten Linien identifiziert zu werden, wird dieses als Daten an der Position identifiziert, welche durch die schwarze runde Markierung in 5 angedeu tet ist. In diesem Fall wird der Phasenfehler auf Grund des Taktfrequenzfehlers ignoriert, so dass die Steuerung in Bezug auf den Fehler nicht ausgeführt wird.
Bei dieser Ausführungsform jedoch, wenn die Vergleichsschaltung 518 Konvergenz des Ausgangssignals von der Mittelwertbildungsschaltung 516 ermittelt, gibt sie ein Steuersignal an die Steuerschaltung 520 aus, um die Werte in den RAMs 506 und 507 zu fixieren.
Das heißt, dass die Vergleichsschaltung 518 die Phasenfehlerhöhe 571 mit Daten 519 entsprechend dem Fall vergleicht, wo die intersymbol-differentiell-demodulierten Daten gleich null sind, und sendet das Steuersignal zur Steuerschaltung 520, wenn sie bestimmt, dass diese Daten einander gleich sind. Wenn dieses Steuersignal empfangen wird, liefert die Steuerschaltung 520 das Steuersignal c zu den RAMs 506 und 507, um zu veranlassen, dass diese RAMs die demodulierten Signale, welche von der schnellen Fourier-Transformationsschaltung 112 ausgegeben werden, speichern. Danach führt die differentielle Demodulationsschaltung 503 die differentielle Demodulation auf Basis der Signale durch, welche in den RAMs 506 und 507 gespeichert sind, so dass die Phasenfehler-Signalermittlungszeit länger ist als die Symbolintervallzeit, wodurch geeignete Steuerung ermöglicht wird, um einen Taktfrequenzfehler zu ermitteln, der kleiner ist als der Resttakt-Frequenzfehler.
Bei der oben beschriebenen Ausführungsform kann ein Taktsignal genau reproduziert werden, sogar dann, wenn ein OFDM-Signal einen Wiedergabeträger-Phasenfehler, einen FFT-Fensterphasenfehler, einen Phasenfehler aufgrund von Gaußschem Rauschen und einen Phasenfehler aufgrund einer Multipfad-Übertragungskanalverzerrung sowie eines Phasenfehlers aufgrund eines Taktfrequenzfehlers enthält.
Allgemein hat jedes der Symbole eines OFDM-Zeitsignals eine effektive Symbolperiode und eine Sicherheitsperiode für eine Kopie eines Bereichs des Symbols in der effektiven Symbolperiode, wie in 6(A) gezeigt ist. Wenn daher ein Korrelationswert eines OFDM-Zeitsignals, welches durch die effektive Symbolperiode (siehe 6(B)) verzögert ist und das ursprüngliche OFDM-Zeitsignal über die Breite der Sicherheitsperiode berechnet wird, hat dieser einen Maximalwert an den Symbolgrenzen (siehe 6(C)).
In dem Fall, wo das Taktsignal auf der Empfangsseite nicht mit dem auf der Übertragungsseite synchronisiert ist, ändert sich die Phase, mit der der Korrelationswert maximiert wird, mit der Zeit, wie in 7 gezeigt ist. Das heißt, wie in 7(A) gezeigt ist, wird die Zeit, bei der Korrelationswert maximal wird, konstant, wenn das Taktsignal auf der Übertragungsseite und das Taktsignal auf der Empfangsseite korrekt synchronisiert sind. Wenn jedoch die Frequenz des Wiedergabetaktssignals beispielsweise höher ist als die des Übertragungstaktsignals, wird die Maximierung des Korrelationswerts allmählich vermindert. Wenn dagegen die Frequenz des Wiedergabetaktssignals niedriger ist als die des Übertragungstaktsignals, steigt die Maximierung des Korrelationswerts allmählich an. Wenn die Taktoszillatorschaltung 116 so gesteuert wird, wobei eine solche Phasenänderung beobachtet wird, kann synchronisierte Reproduktion der Taktphase durchgeführt werden.
8 zeigt eine zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung auf Basis dieses Prinzips.
8 ist ein Blockdiagramm, welches den Aufbau einer Schaltung gemäß einem Taktwiedergabeverfahren zeigt, bei dem ein Korrelationswert eines OFDM-Zeitsignals verwendet wird. In 8 ist, um die Erläuterung zu erleichtern, ein Taktwiedergabeabschnitt hauptsächlich ohne einen Abschnitt dargestellt, der dem Trägerwiedergabeabschnitt entspricht, der in 10 gezeigt ist.
I-Kanal-Komponenten und Q-Kanal-Komponenten eines OFDM-Zeitsignals, die in ein Basisband umgesetzt wurden, werden entsprechend einer schnellen Fourier-Transformationsschaltung 704 und einer Korrelationswert-Berechnungsschaltung 703 zugeführt. Die Korrelationswert-Berechnungsschaltung 703 ist eingerichtet, einen Korrelationswert unter Verwendung der Periodizität des OFDM-Zeitsignals zu berechnen. Die schnelle Fourier-Transformationsschaltung 704 ist eingerichtet, I-Kanal-Daten 705 und Q-Kanal-Daten 706 durch Durchführen von Fourier-Transformation der zugeführten I-Kanal-Komponenten und der Q-Kanal-Komponenten zu erlangen und auszugeben und außerdem die I-Kanal-Daten 705 und die Q-Kanal-Daten 706 zu einer Phasenfehler-Ermittlungsschaltung 707 zu liefern. Die Phasenfehler-Ermittlungsschaltung 707 ist eingerichtet, einen Phasenfehler unter Verwendung von Pilotsignalen zu ermitteln, wie anschließend ausführlich beschrieben wird.
Eine Maximalwertermittlungsschaltung 708 ist eingerichtet, ein Maximum des Korrelationswerts zu ermitteln, der von der Korrelationswert-Berechnungsschaltung 703 ausgegeben wird, synchron mit einem Symbolzähler 709. Der Symbolzähler 709 ist eingerichtet, die Symbolzeit zu zählen und den Zählwert zur Maximalwert-Ermittlungsschaltung 708 zu liefern. Ein RAM 710 speichert den Symbolzählwert, bei dem die Maximalwert-Ermittlungsschaltung den Maximalwert als eine Referenzphase ermittelt, wenn ein Steuersignal von der Phasenfehler-Ermittlungsschaltung 707 ausgegeben wird, d.h., die Phasenänderungshöhe kleiner wird als die Auflösung.
Eine Phasenvergleichsschaltung 711 ist eingerichtet, einen Phasenfehlerbetrag zu ermitteln, indem die Referenzphase, welche im RAM 710 gespeichert ist, und der Zählwert, der vom Symbolzähler 709 geliefert wird, in Bezug auf jedes Symbol verglichen werden und bei dem der Maximalwert ermittelt wird. Ein Tiefpassfilter (LPF) 712 beseitigt Rauschkomponenten von dem Phasenfehlerbetrag, der von der Phasenvergleichsschaltung 711 ausgegeben wird, und liefert danach den Phasenfehlerbetrag zu einer Additionsschaltung 713. Die Additionsschaltung 713 berechnet die Summe des Phasenfehlerbetrags, der von dem LPF 712 ausgegeben wird, und des Phasenfehlerbetrags, der von der Phasenfehler-Ermittlungsschaltung 707 ausgegeben wird, und gibt die berechnete Summe an eine D/A-Umsetzungsschaltung 714 aus. Die D/A-Umsetzungsschaltung 714 ist eingerichtet, Phasenfehlerbeträge, welche von der Additionsschaltung 713 ausgegeben werden, in ein entsprechendes Analogsignal umzusetzen, und liefert dieses Signal zu einer Taktoszillatorschaltung 116. Die Taktoszillatorschaltung 116 ist eingerichtet, ein Taktsignal einer vorher festgelegten Frequenz gemäß dem Signal, welches von der D/A-Umsetzungsschaltung 714 ausgegeben wird, in Schwingung zu versetzen.
Der Aufbau eines Beispiels der Phasenfehler-Ermittlungsschaltung 707, welche in 8 gezeigt ist, wird anschließend ausführlich mit Hilfe von 9 beschrieben. Die Phasenfehler-Ermittlungsschaltung 707 ist durch Entfernen des Phasenspeicherabschnitts von der Anordnung der Ausführungsform gebildet, welche in 1 gezeigt ist. In 9 sind Abschnitte, welche denjenigen in 1 entsprechen, mit den entsprechenden Bezugszeichen bezeichnet. Die Beschreibung für die entsprechenden Abschnitte wird nicht wiederholt.
Bei dieser Ausführungsform wird das Ausgangssignal der Vergleichsschaltung 518 einem RAM 710 geführt. Anders ausgedrückt ist der Aufbau dieser Ausführungsform gleich dem, der in 1 gezeigt ist.
Die Arbeitsweise dieser Ausführungsform wird anschließend mit Hilfe von 8 und 9 beschrieben.
In einer Anfangsstufe des Taktwiedergabebetriebs wird differentielle Intersymboldemodulation von Signalen, welche durch FFT-Verarbeitung verarbeitet wurden, durchgeführt, um einen Phasenfehler jedes Hilfsträgers zu erlangen, wie oben mit Hilfe der ersten Ausführungsform beschrieben wurde. Aus dem Phasenfehlersignal, welches dadurch erlangt wird, werden Pilotsignale extrahiert. Ein Taktfrequenzfehler wird durch kumulative Addition der extrahierten Pilotsignale ermittelt, und ein Taktsignal wird unter Bezug auf den ermittelten Frequenzfehler reproduziert.
Wenn die Taktsignalreproduktion, welche durch die Phasenfehler-Ermittlungsschaltung 707 ausgeführt wird, beendet ist, wird der Fehlerwert kleiner als die Auflösung und fällt in den Resttakt-Frequenzfehlerbereich, der in 4 gezeigt ist. In diesem Zeitpunkt vergleicht die Vergleichsschaltung 518 den Phasenfehlerbetrag 517 mit Daten 519 entsprechend dem Fall, wo die intersymbol-differentiell-modulierten Daten gleich null sind, und sendet ein Steuersignal zum RAM 710, wenn diese Daten einander gleich sind. Wenn das Steuersignal empfangen wird, empfängt der RAM 710 vom Symbolzähler 709 die Symbolphase entsprechend dem Maximalwert, der durch die Maximalwert-Ermittlungsschaltung 708 ermittelt wurde, im entsprechenden Zeitpunkt und speichert die empfangene Symbolphase als eine Referenzphase ab.
Danach vergleicht die Phasenvergleichsschaltung 711 die Referenzphase, welche im RAM 710 gespeichert ist, und die Maximalwert-Ermittlungsphase, welche vom Symbolzähler 709 geliefert wird, entsprechend jedem Symbol, um einen Phasenfehlerbetrag zu ermitteln. Das LPF 712 entfernt Rauschkomponenten vom Phasenfehlerbetrag, der von der Phasenvergleichsschaltung 711 ausgegeben wird und gibt den Phasenfehlerbetrag an die Additionsschaltung 713 aus. Die Additionsschaltung 713 berechnet die Summe des Ausgangssignals von der Phasenfehler-Ermittlungsschaltung 707 und des LPF 712 und liefert die berechnete Summe zur D/A-Umsetzungsschaltung 714.
Die D/A-Umsetzungsschaltung 714 setzt das Ausgangssignal (Digitalsignal) von der Additionsschaltung 713 in ein entsprechendes Analogsignal um und gibt dieses Signal an die Taktoszillatorschaltung 116 aus. Die Taktoszillatorschaltung 116 schwingt bei der Frequenz entsprechend dem Ausgangssignal vom D/A-Umsetzer 714, um das Taktsignal auszugeben.
Bei der oben beschriebenen Ausführungsform wird die Frequenz des Taktsignals durch Hochgeschwindigkeitssteuerung der Phasenfehler-Ermittlungsschaltung 707 in einer Anfangsstufe des Taktwiedergabebetriebs bestimmt, und, wenn der Frequenzfehler des Takts kleiner wird als die Ermittlungsauflösung der Phasenfehler-Ermittlungsschaltung 707, wird der Korrelationswert des OFDM-Zeitsignals dazu verwendet, genaue Frequenzsteuerung durchzuführen.
Bei der Empfangsvorrichtung nach dem ersten Merkmal der vorliegenden Erfindung und bei dem Empfangsverfahren gemäß dem zweiten Merkmal der vorliegenden Erfindung wird ein OFDM-Signal durch die diskrete Fourier-Transformation verarbeitet; eine Hilfsträgerfrequenzkomponente, die dadurch erhalten wird, wird gespeichert; ein Phasenänderungsbetrag zwischen einer Frequenzkomponente, welche zumindest ein Symbol vorher gespeichert ist, und einer Frequenzkomponente, die neu erlangt wird, wird berechnet; eine Komponente entsprechend einer Reihe von Pilotsignalen wird aus der berechneten Phasenänderungshöhe extrahiert; und die Frequenz eines Taktsignals wird gemäß der extrahierten Phasenänderungshöhe entsprechend der Reihe von Pilotsignalen gesteuert. Daher ist es möglich, das Taktsignal genau zu bilden, sogar wenn das empfangene OFDM-Signal wie einen Phasenfehler in Verbindung mit dem Taktfrequenzfehler einen Wiedergabeträger-Phasenfehler, einen FFT-Fensterphasenfehler, einen Phasenfehler aufgrund von Gaußschem Rauschen und einen Phasenfehler aufgrund von Multipfadübertragungs-Kanalverzerrung enthält.

Claims

Vorrichtung zum Empfangen eines OFDM-Signals, welche aufweist: eine Umsetzungseinrichtung (112) zum Durchführen diskreter Fourier-Transformation des OFDM-Signals, um Ausgangsdaten zu erhalten, die in Bezug auf Hilfsträgerfrequenzen zerlegt sind; eine Berechnungseinrichtung (511, 512); eine Steuereinrichtung (515, 516) zum Steuern der Frequenz eines Taktsignals; und eine Speichereinrichtung (506, 507) zum Speichern der Daten, welche durch die Umsetzungseinrichtung (112) erhalten werden; dadurch gekennzeichnet, dass die Berechnungseinrichtung (511, 512) betriebsfähig ist, eine Phasenänderungshöhe zwischen Daten, welche in der Speichereinrichtung (506, 507) zumindest ein Symbol vorher gespeichert sind, und Daten, die durch die Umsetzungseinrichtung (112) neu erhalten werden, zu berechnen; eine Extraktionseinrichtung (514), welche vorgesehen ist, eine Phasenänderungshöhe entsprechend einer Reihe von Pilotsignalen von der Phasenänderungshöhe zu extrahieren, welche durch die Berechnungseinrichtung berechnet wurde; die Steuereinrichtung (515, 516) betriebsfähig ist, die Frequenz des Taktsignals gemäß der Phasenänderungshöhe, welche durch die Extraktionseinrichtung (514) extrahiert wurde, und entsprechend der Reihe von Pilotsignalen zu steuern; eine Ermittlungseinrichtung (518) vorgesehen ist, um die Abnahme der Phasenänderungshöhe, welche durch die Extraktionseinrichtung (514) und entsprechend der Reihe von Pilotsignalen extrahiert wurde; nach unterhalb eines vorher festgelegten Werts zu ermitteln; und eine Verbotseinrichtung (520) vorgesehen ist, um eine Änderung der Daten, welche in der Speichereinrichtung (506, 507) gespeichert sind, zu verbieten, wenn die Abnahme der Phasenänderungshöhe unterhalb des vorher festgelegten Werts durch die Ermittlungseinrichtung (518) ermittelt wird.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Steuereinrichtung (515, 516) eine kumulative Additionseinrichtung (515) zum Durchführen – über eine vorher festgelegte Periode – von kumulativer Addition von Phasenänderungshöhen aufweist, welche durch die Extraktionseinrichtung (514) und entsprechend der Reihe der Pilotsignale extrahiert wurden, wobei die Steuereinrichtung betriebsfähig ist, die Frequenz des Taktsignals gemäß einem Wert zu steuern, der durch die kumulative Additionseinrichtung erhalten wird.
Verfahren zum Empfangen eines OFDM-Signals, welches aufweist: einen Umsetzungsschritt (112) zum Durchführen diskreter Fourier-Transformation des OFDM-Signals, um Ausgangsdaten zu erhalten, welche in Bezug auf Hilfsträgerfrequenzen zerlegt sind; einen Berechnungsschritt (511, 512); einen Steuerschritt (515, 516) zum Steuern der Frequenz eines Taktsignals; und einen Speicherschritt (506, 507) zum Speichern der Daten, welche im Umsetzungsschritt (112) erhalten werden; gekennzeichnet durch: den Berechnungsschritt (511, 512), der das Berechnen einer Phasenänderungshöhe zwischen Daten, welche im Speicherschritt zumindest ein Symbol vorher gespeichert sind, und Daten, die im Umsetzungsschritt neu erhalten werden, umfasst; einen Extraktionsschritt (514) zum Extrahieren einer Phasenänderungshöhe entsprechend einer Reihe von Pilotsignalen von der Phasenänderungshöhe, welche im Berechnungsschritt berechnet wurde; wobei der Steuerungsschritt das Steuern der Frequenz eines Taktsignals gemäß der Phasenänderungshöhe, welche im Signalextraktionsschritt (514) und entsprechend der Reihe von Pilotsignalen extrahiert wurde, aufweist; einen Ermittlungsschritt (518) zum Ermitteln einer Abnahme der Phasenänderungshöhe, welche im Extraktionsschritt (514) und entsprechend der Reihe von Pilotsignalen extrahiert wurde, nach unterhalb eines vorher festgelegten Werts und einen Verbotsschritt (520) zum Verbieten einer Änderung der Daten, welche im Speicherschritt (506, 507) gespeichert sind, wenn die Abnahme der Phasenänderungshöhe unterhalb des vorher festgelegten Werts ermittelt wird.
Verfahren nach Anspruch 3, welches das Ausführen – über einer vorher festgelegten Periode – kumulativer Addition von Phasenänderungshöhen umfasst, welche im Ex traktionsschritt (514) und entsprechend der Reihe von Pilotsignalen extrahiert wurde, wobei der Steuerungsschritt das Steuern der Frequenz des Taktsignals gemäß einem Wert umfasst, der durch die kumulative Addition erlangt wird.