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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Empfangsvorrichtungen
und Empfangsverfahren, insbesondere auf Empfangsvorrichtungen und Empfangsverfahren
auf Basis eines OFDM-Verfahrens.
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Es
wurden vor kurzem Modulationsverfahren, welche als orthogonale Frequenzzeitmultiplexverfahren
(OFDM) bekannt sind, vor einiger Zeit zum Übertragen eines Digitalsignals
vorgeschlagen. Bei einem OFDM-Verfahren wird eine Anzahl von Hilfsträgern, die
orthogonal zueinander sind, in einem Übertragungsband bereitgestellt,
wobei Datenfelder entsprechend den Amplituden und Phasen der Hilfsträger zugeordnet
sind, und es wird digitale Modulation durch Phasenumtastung (PSK)
oder Quadraturamplitudenmodulation (QAM) durchgeführt. Dieses Verfahren
nutzt ein reduziertes Band für
einen Hilfsträger,
da das Band in Bezug auf eine Anzahl von Hilfsträgern unterteilt ist, so dass
die Modulationsgeschwindigkeit reduziert ist. Dieses Verfahren erzielt jedoch
die gleiche Gesamtübertragungsgeschwindigkeit
wie andere herkömmliche
Modulationsverfahren, da die Anzahl der Träger groß ist.
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Bei
diesem OFDM-Verfahren ist die Symbolgeschwindigkeit reduziert, da
eine Anzahl von Hilfsträgern
parallel zueinander übertragen
werden, so dass eine Multipfadperiode in Bezug die Länge eines Symbols
in Bezug auf die Zeit reduziert werden kann. Damit kann erwartet
werden, dass ein OFDM-Verfahren ein Verfahren ist, einen hohen Widerstand
gegenüber
Multipfadstörung
sicherzustellen.
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Wegen
des oben beschriebenen Merkmals haben OFD-Verfahren Aufmerksamkeit
insbesondere in Bezug auf die Übertragung
von digitalen Grundwellensignalen gezogen, welche dem Einfluss von Multipfadstörung ausgesetzt
sind. Beispielsweise ist der Digitale Video-Rundfunk-Terrestrisch
(DVB-T) als derartige digitale Signalübertragung durch terrestrische
Wellen bekannt.
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Mit
dem kürzlichen
Fortschritt der Halbleitertechnologie ist es möglich geworden, diskrete Fourier-Transformation
(anschließend
als FFT bezeichnet (schnelle Fourier-Transformation)) und diskrete inverse
Fourier-Transformation (anschließend als IFFT (inverse schnelle
Fourier-Transformation)) mittels Hardware zu erreichen. Wenn diese
Transformationen verwendet werden, kann Modulation und Demodulation
gemäß einem
OFDM-Verfahren leicht durchgeführt
werden. Dies hat außerdem
zu einem Anstieg der Aufmerksamkeit in Bezug auf OFDM-Verfahren
beigetragen.
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10 ist
ein Blockdiagramm, welches den Aufbau eines Beispiels eines OFDM-Empfängers zeigt.
Eine Empfangsantenne 101 fängt ein HF-Signal ein. Eine
Multiplikationsschaltung 102 berechnet das Produkt des
HF-Signals und eines Signals, welches von einem Tuner 103 ausgegeben
wird und welches eine vorher festgelegte Frequenz hat. Ein Bandpassfilter 104 extrahiert
das gewünschte
IF-Signal (Zwischenfrequenzsignal) von einem Ausgangssignal von
der Multiplikationsschaltung 102. Eine Analog-Digital-Umsetzungsschaltung
(A/D) setzt das durch das Bandpassfilter 104 extrahierte
IF-Signal in ein Digitalsignal um.
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Ein
Demultiplexer 106 trennt und extrahiert einen I-Kanal-Signal
und ein Q-Kanal-Signal vom digitalisierten IF-Signal. Tiefpassfilter
(LPF) 107 und 108 setzen entsprechend das I-Kanal-Signal
und Q-Kanal-Signal in Basisbandsignale um, wobei nicht notwendige
Hochfrequenzkomponenten, welche im I-Kanal-Signal und im Q-Kanal-Signal
enthalten sind, zu entfernen.
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Eine
komplexe Multiplikationsschaltung 109 entfernt einen Trägerfrequenzfehler
in den Basisbandsignalen durch ein Signal einer vorher festgelegten
Frequenz, die von einer numerischen Steueroszillatorschaltung 110 geliefert
wird, und liefert danach die Basisbandsignale zu einer schnellen
Fourier-Transformationsschaltung 112, welche die OFDM-Zeitsignale
bezüglich
der Frequenz zerlegt, um I- und Q-Kanal-Empfangsdaten zu bilden.
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Eine
Korrelationswert-Berechnungsschaltung 113 berechnet einen
Offsetmittelwert von Sicherheitsintervallen durch Berechnen des
Produkts des OFDM-Zeitsignals, welches in das Basisband umgesetzt
wurde, und des OFDM-Signals, welches durch die effektive Symbolperiode
verzögert
wurde, um einen Korrelationswert der beiden Signal zu erlangen,
und bewirkt, dass die schnelle Fourier-Transformationsschaltung 112 mit
der Berechnung beginnt, wenn der Korrelationswert maximiert wird.
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Eine
Trägerfrequenz-Fehlerberechnungsschaltung 114 berechnet
einen Trägerfrequenzfehler, wobei
eine Frequenzleistungsabweichung ermittelt wird und gibt das Berechnungsergebnis
an eine Additionsschaltung 111 aus. Die Additionsschaltung 111 berechnet
die Summe der Ausgangssignale von der Trägerfrequenz-Fehlerberechnungsschaltung 114 und
der Korrelationswert-Berechnungsschaltung 113 und gibt
das Berechnungsergebnis an die numerische Steueroszillatorschaltung 110 aus.
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Eine
Taktfrequenz-Wiedergabeschaltung 115 bildet ein Steuersignal
unter Bezugnahme auf die I-Kanaldaten und die Q-Kanaldaten, um die
Oszillatorfrequenz der Taktoszillatorschaltung 116 zu steuern.
Die Taktoszillatorschaltung 116 bildet und gibt ein Taktsignal gemäß dem Steuersignal
aus, welches von der Taktfrequenz-Wiedergabeschaltung 115 geliefert
wird.
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Die
Arbeitsweise des oben beschriebenen Beispiels der herkömmlichen
Vorrichtung wird anschließend
erläutert.
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Die
Multiplikationsschaltung 102 berechnet das Produkt eines
HF-Signals, welches durch die Empfangsantenne 101 eingefangen
wird, und des Signals, welches vom Tuner 103 geliefert
wird und welches eine vorher festgelegte Frequenz hat. Das Bandpassfilter 104 extrahiert
das IF-Signal von dem Signal, welches von der Multiplikationsschaltung 102 ausgegeben
wird.
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Die
A/D-Umsetzungsschaltung 105 setzt das IF-Signal, welches
vom Bandpassfilter 104 ausgegeben wird, in ein Digitalsignal
synchron mit dem Taktsignal um, welches von der Taktoszillatorschaltung 116 ausgegeben
wird, und liefert das Digitalsignal zum Demultiplexer 106.
Der Demultiplexer 106 trennt und extrahiert ein I-Kanal-Signal
und ein Q-Kanal-Signal
vom digitalisierten Signal und liefert diese Signale zu den Tiefpassfiltern 107 und 108.
Die Tiefpassfilter 107 bzw. 108 setzen das I-Kanal-Signal
und das Q-Kanal-Signal in Basisbandsignale um, wobei Bandüberlappungskomponenten
beseitigt werden, die nicht notwendige Hochfrequenzkomponenten sind,
welche im I-Kanal-Signal und im Q-Kanal-Signal enthalten sind.
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Die
komplexe Multiplikationsschaltung 109 beseitigt einen Trägerfrequenzfehler
in den Basisbandsignalen durch ein Signal einer vorher festgelegten
Frequenz, welches von der numerischen Steueroszillatorschaltung 110 geliefert
wird, und liefert danach die Basisbandsignale zur schnellen Fourier-Transformationsschaltung 112.
Die schnelle Fourier-Transformationsschaltung 112 zerlegt
das OFDM-Zeitsignal hinsichtlich der Frequenz, um I- und Q-Kanal
Empfangsdaten zu bilden.
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Die
Korrelationswert-Berechnungsschaltung 113 berechnet einen
Wert, der eine Korrelation zwischen dem OFD-Zeitsignal, welches
in das Basisband umgesetzt wurde, und dem OFDM-Signal, welches durch
die effektive Symbolperiode verzögert wurde,
zeigt, und bewirkt, dass die schnelle Fourier-Transformationsschaltung 112 mit
der Berechnung beginnt, wenn der Korrelationswert maximiert wird.
Folglich kann die schnelle Fourier-Transformationsschaltung 112 Daten,
welche im I-Kanal-Signal und im Q-Kanal-Signal enthalten sind, die
von der Übertragungsseite
geliefert werden, genau extrahieren kann.
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Es
gibt verschiedene Synchronisationserfordernisse, um das OFDM-Signal
auf der Empfangsseite korrekt zu demodulieren. Beispielsweise ist
es notwendig, die Oszillatorfrequenz in der numerischen Steueroszillatorschaltung 110 mit
der entsprechenden Frequenz auf der Übertragungsseite zu synchronisieren,
um das OFDM-Signal im IF-Band in das OFDM-Signal im Basisband umzusetzen. Es ist
außerdem
notwendig, das Taktsignal, welches eine Referenz für alle Verarbeitungen
ist, mit dem auf der Übertragungsseite
zu synchronisieren.
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Ein
Taktwiedergabeverfahren, welches schon vorgeschlagen wurde, welches
als Verfahren für
die spätere
Synchronisation des Taktsignals mit der auf der Übertragungsseite verwendet
wird, wird nun erläutert.
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Gemäß dem nachstehend
beschriebenen Verfahren werden auf der Übertragungsseite eine vorher
festgelegte Anzahl bestimmter Signale, welche bezüglich Amplitude
und Phase vorgeschrieben sind (anschließend als Pilotsignale bezeichnet,
anders als die Information, die zu übertragen ist), in Bezug auf
jedes der Symbole eingefügt
und übertragen. Auf
der Empfangsseite werden die Pilotsignale, welche auf der Übertragungsseite
eingefügt
sind, von dem OFDM-Signal extrahiert, welches durch FFT-Berechnung
verarbeitet wurde, und die extrahierten Pilotsignale werden durch
Costas-Berechnung oder dgl., die anschließend beschrieben wird, verarbeitet, um
das Taktsignal zu reproduzieren.
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11 zeigt
den Aufbau einer herkömmlichen
Taktwiedergabeschaltung zum Reproduzieren eines Taktsignals unter
Verwendung der Costas-Berechnung für den Fall, wo Pilotsignale
durch QPSK (Quadraturphasenumtastung) moduliert sind. Die Gate-Schaltungen 208-1 und 208-2,
welche in 11 gezeigt sind, werden mit
I-Kanal-Daten und Q-Kanal-Daten
beliefert, welche durch FFT-Berechnung verarbeitet wurden, extrahieren
lediglich Pilotsignale von den I- und Q-Kanal-Daten und geben die Pilotsignale
aus. Quadrierschaltungen 203-1 und 203-2 quadrieren
entsprechend die Pilotsignale, welche durch die Gate-Schaltungen 208-1 und 208-2 extrahiert
wurden und geben die quadrierten Signale aus. Eine Multiplikationsschaltung 205 berechnet
das Produkt der Pilotsignale, welche durch die Gate-Schaltungen 208-1 und 208-2 extrahiert
wurden und gibt das Produkt aus.
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Eine
Subtraktionsschaltung 206 subtrahiert das Ausgangssignal
der Quadrierschaltung 203-2 vom Ausgangssignal der Quadrierschaltung 203-1 und
gibt das Subtraktionsergebnis aus. Eine Multiplikationsschaltung 207 berechnet
das Produkt des Ausgangssignals der Multiplikationsschaltung 205 und
des Ausgangssignals der Subtraktionsschaltung 106 und gibt
das Produkt aus. Ein Tiefpassfilter 209 beseitigt nicht
notwendige Hochfrequenzkomponenten vom Ausgangssignal der Multiplikationsschaltung 207 und
gibt das Verarbeitungsergebnis aus.
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Die
Arbeitsweise der oben beschriebenen herkömmlichen Schaltung wird anschließend erläutert.
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I-Kanal-Daten
und Q-Kanal-Daten, die demoduliert werden, indem sie durch die schnelle
Fourier-Transformationsschaltung 112, welche in 10 gezeigt
ist, bezüglich
der Frequenz zerlegt werden, werden entsprechend an die Gate-Schaltung 208-1 und 208-2 in
der Reihenfolge von der niedrigsten bis zur höchsten ihrer unteren Frequenzen
ausgegeben. Die Gate-Schaltungen 208-1 bzw. 208-2 extrahieren lediglich
Pilotsignale von den I-Kanal-Daten und den Q-Kanal-Daten und liefern
die extrahierten Pilotsignale zu den Quadrierschaltungen 203-1 und 203-2 und
zur Multiplikationsschaltung 205.
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Die
Multiplikationsschaltung 205 berechnet das Produkt der
Pilotsignale, welche durch die Gate-Schaltungen 208-1 und 208-2 extrahiert
wurden und gibt das Produkt an die Multiplikationsschaltung 207 aus.
Die Quadrierschaltungen 203-1 bzw. 203-2 quadrieren
die Pilotsignale, welche durch die Gate-Schaltungen 208-1 und 208-2 extrahiert
wurden, und geben die quadrierten Pilotsignale an die Subtraktionsschaltung 206 aus.
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Die
Subtraktionsschaltung 206 subtrahiert das Ausgangssignal
der Quadrierschaltung 203-2 vom Ausgangssignal der Quadrierschaltung 203-1 und
gibt das Subtraktionsergebnis an die Multiplikationsschaltung 207 aus.
Die Multiplikationsschaltung 207 berechnet das Produkt
des Ausgangssignals der Multiplikationsschaltung 205 und
des Ausgangssignals der Subtraktionsschaltung 206 und gibt
das Produkt aus. Das Tiefpassfilter 209 entfernt nicht
notwendige Hochfrequenzkomponenten vom Ausgangssignal der Multiplikationsschaltung 207 und gibt
das Verarbeitungsergebnis aus.
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Die
oben beschriebene Sequenz an Arbeitsweisen ist die sogenannte Costas-Berechnung,
wodurch ein Phasenfehler im Taktsignal ermittelt werden kann. Die
Taktoszillatorschaltung 116 wird unter Bezugnahme auf einen
Phasenfehler im Taktsignal gesteuert, welches in der oben beschriebenen
Weise ermittelt wird, wodurch das Taktsignal mit Genauigkeit gebildet
wird.
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In
dem Fall, wo ein Phasenfehler unter Verwendung der Costas-Berechnung,
die oben beschrieben wurde, ermittelt wird, und ein Taktsignal gemäß dem Ergebnis
der Costas-Berechnung
reproduziert wird, enthält
der ermittelte Phasenfehler wie auch ein Phasenfehler, der einen
Taktfrequenzfehler begleitet, einen Wiedergabeträger-Phasenfehler, einen FFT-Fensterphasenfehler,
einen Phasenfehler auf Grund von Gaußschem Rauschen, und einen Phasenfehl
aufgrund einer Multipfad-Übertragungskanalverzerrung,
welche bei der Übertragung
von terrestrischen Wellen unvermeidlich ist. Es ist daher schwierig,
die Taktoszillatorschaltung dadurch zu steuern, dass lediglich ein
Phasenfehler extrahiert wird, der lediglich einen Wiedergabetaktfehler
begleitet.
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12A zeigt ein Beispiel eines Spektrums eines OFDM-Signals,
und 12B zeigt ein Spektrum des OFDM-Signals,
wenn das Signal einer Multipfadstörung unterliegt. In diesen
Diagrammen zeigen dicken Linien Pilotsignale, welche auf der Übertragungsseite
eingefügt
sind. Wenn, wie in 12B gezeigt ist, ein übertragenes
Signal einer frequenzselektiven Multipfadstörung unterliegt, wird das Signal-Rausch-Verhältnis der
Pilotsignale in Bezug auf das der anderen Hilfsträger reduziert.
In dieser Situation wird das Signal-Rausch-Verhältnis des Phasenfehlersignals
des Taktsignals, welches von den Pilotsignalen durch das oben beschriebene
Verfahren gebildet wird, ebenfalls reduziert. Wenn somit das übertragene
Signal einer Multipfadstörung
unterliegt, ist es schwierig, das Taktsignal genau zu reproduzieren.
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Im
Hinblick auf die oben beschriebenen Umstände ist es zumindest eine Aufgabe
einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, eine Taktwiedergabeschaltung für eine OFDM-Empfangsvorrichtung
bereitzustellen, mit der man in der Lage ist, genau ein Taktsignal
zu reproduzieren, sogar, wenn ein empfangenes OFDM-Signal als einen
Phasenfehler in Begleitung mit einem Taktfrequenzfehler einen Wiedergabeträger-Phasenfehler,
einen FFT-Fensterphasenfehler,
einen Phasenfehler aufgrund von Gaußschem Rauschen und/oder einen
Phasenfehler aufgrund von einer Multipfadübertragungs-Kanalverzerrung
aufweist.
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Die
WO 95/19671 offenbart ein Verfahren zum Empfangen eines OFDM-Signals,
bei dem ein ankommendes IF-Signal durch einen Abwärtsumsetzer
läuft,
der dieses in Basisband-Quadraturkomponenten I(t) und Q(t) umsetzt.
Diese Komponenten werden zu A/D-Umsetzern geliefert, um abgetastet zu
werden, um digitalisierte Komponenten I(kT) und Q(kT) zu bilden,
die an einen FFT-Prozessor weitergeleitet werden, der das Zeitsignal
in den Frequenzbereich umsetzt, um zwei bekannte Synchronisationssymbole
k1 und k2 entsprechend den beiden Hilfsträgern der Frequenzen, die symmetrisch
um null gewählt
werden, zu erzeugen. Die Symbole k1 und k2 werden zu einem Demultiplexer
geliefert, um demultiplext zu werden. Eine Berechnungseinrichtung
berechnet Fehlersignale F1 und F2 von den demultiplexten Symbolen
k1 und k2. Insbesondere wird ein absoluter Phasenfehler für jeden
der Hilfsträger berechnet,
Zeitfehler und Phasenfehler werden von den absoluten Phasenfehlern
gebildet, das Fehlersignal F1 wird von der Abweichung eines Abtasttaktsignals
gebildet, welches zur Abtastoperation verwendet wird, und ein Zeitgabefehler,
um den Abtasttakt zu steuern, und das Fehlersignal F2 wird aus der
Abweichung eines IF-Taktsignals gebildet, welches für die Abwärtsumsetzungsoperation
verwendet wird, und eines Phasenfehlers, um den IF-Takt zu steuern.
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Die
US-A 5 313 169 (welche der WO 92/10043 in französischer Sprache entspricht)
offenbart ebenfalls ein OFDM-Signalempfangsverfahren, wobei das
Verfahren dem Oberbegriff der Patentansprüche 1 und 3 hier entspricht.
In diesem Fall wird ein ankommendes Signal (welches zwei Träger oder Hauptleitungen
k1 und k2 mit einer festen Frequenzdifferenz zwischen diesen hat),
in das Basisband umgesetzt, digitalisiert (abgetastet) und zu einem FFT-Umsetzer
geführt.
Ausgangssignale K1 und K2 des FFT-Umsetzers werden zu einer Schaltung
geführt,
die eine Verzögerungseinrichtung
(Speichereinrichtung) aufweist und welche die Signale berechnet,
um Taktsignale zu steuern, die bei der Abwärtsumsetzung und bei Abtastoperationen
verwendet werden.
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Gemäß einem
ersten Merkmal der vorliegenden Erfindung wird eine Vorrichtung
bereitgestellt, um ein OFDM-Signal zu empfangen, gemäß der Vorrichtung
nach Patentanspruch 1.
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Gemäß einem
zweiten Merkmal der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum
Empfangen eines OFDM-Signals bereitgestellt, gemäß dem Verfahren nach Patentanspruch
3.
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Bei
der Empfangsvorrichtung nach dem ersten Merkmal der vorliegenden
Erfindung führt
die Umsetzungseinrichtung die diskrete Fourier-Transformation eines
OFDM-Signals durch; die Speichereinrichtung speichert eine Frequenzkomponente
eines Hilfsträgers,
der durch die Umsetzungseinrichtung erhalten wird; die Berechnungseinrichtung
berechnet eine Phasenänderungshöhe zwischen
der Frequenzkomponente, welche in der Speichereinrichtung gespeichert
ist, zumindest ein Symbol vorher, und einer Frequenzkomponente,
welche durch die Umsetzungseinrichtung neu erlangt wird; die Extraktionseinrichtung
extrahiert eine Komponente entsprechend einer Reihe von Pilotsignalen
von der Phasenänderungshöhe, welche
durch die Berechnungseinrichtung berechnet wurde; und die Steuereinrichtung
steuert die Frequenz eines Taktsignals gemäß der Phasenänderungshöhe, welche
durch die Extraktionseinrichtung extrahiert wurde, und entsprechend
der Reihe von Pilotsignalen. Beispielsweise führt eine FFT-Umsetzungsschaltung
entsprechend der Umsetzungseinrichtung diskrete Fourier-Transformation
eines OFDM-Signals durch; ein Speicher entsprechend der Speichereinrichtung
speichert eine Hilfsträgerfrequenzkomponente,
die dadurch erlangt wird; die Berechnungseinrichtung demoduliert
die Frequenzkomponente, welche im Speicher gespeichert ist, ein
Symbol vorher, und eine Frequenzkomponente, welche neu von der FFT-Umsetzungsschaltung
ausgegeben wird, differenziell, um eine Phasenänderungshöhe zu berechnen; die Extraktionseinrichtung
extrahiert eine Komponente entsprechend einer Reihe von Pilotsignalen
von der Phasenänderungshöhe, welche
durch die Berechnungseinrichtung berechnet wird; und die Steuereinrichtung
steuert die Frequenz eines Taktsignals gemäß der Phasenän derungshöhe der Reihe
von Pilotsignalen, welche durch die Extraktionseinrichtung extrahiert
werden.
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Bei
dem Empfangsverfahren gemäß dem zweiten
Merkmal der vorliegenden Erfindung wird die diskrete Fourier-Transformation
eines OFDM-Signals im Umsetzungsschritt durchgeführt; eine Frequenzkomponente
eines Hilfsträgers,
welche im Umsetzungsschritt erlangt wird, wird im Speicherschritt gespeichert;
eine Phasenänderungshöhe zwischen der
Frequenzkomponente, welche im Speicherschritt gespeichert wurde,
zumindest ein Symbol vorher, und einer Frequenzkomponente, welche
neu im Umsetzungsschritt erlangt wird, wird im Berechnungsschritt
berechnet; eine Komponente entsprechend einer Reihe von Pilotsignalen
wird im Extraktionsschritt von der Phasenänderungshöhe extrahiert, welche im Berechnungsschritt
berechnet wurde; und die Frequenz eines Taktsignals wird im Steuerschritt
gemäß der Phasenänderungshöhe gesteuert,
die im Extraktionsschritt extrahiert wurde und der Reihe von Pilotsignalen
entspricht. Beispielsweise führt
im Umsetzungsschritt eine FFT-Schaltung
die diskrete Fourier-Transformation eines OFDM-Signals durch; im Speicherschritt
speichert ein Speicher eine Hilfsträgerfrequenzkomponente, die
dadurch erlangt wird; im Berechnungsschritt wird die Frequenzkomponente,
welche im Speicherschritt gespeichert wurde, zumindest ein Symbol
vorher und eine Frequenzkomponente, die neu von der FFT-Umsetzungsschaltung ausgegeben
wird, differentiell demoduliert, um eine Phasenänderungshöhe zu erlangen; im Extraktionsschritt
wird eine Komponente entsprechend einer Reihe von Pilotsignalen
von der Phasenänderungshöhe extrahiert,
welche im Berechnungsschritt berechnet wurde; und, im Steuerschritt,
wird die Frequenz eines Taktsignals gemäß der Phasenänderungshöhe der Reihe
von Pilotsignalen gesteuert, die im Extraktionsschritt extrahiert
wurden.
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Die
Erfindung wird nun beispielhaft mit Hilfe der beiliegenden Zeichnungen
beschrieben, wobei durchwegs gleiche Teile mit gleichen Bezugszeichen versehen
sind, und in denen:
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1 ein
Blockdiagramm ist, welches den Aufbau einer ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt;
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2 ein
Diagramm ist, bei dem Pilotsignale vor und nach differentieller
Demodulation auf einer Phasenebene gezeigt sind;
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3 ein
Diagramm ist, um die Beziehung zwischen einem Phasenfehler aufgrund
eines Taktfrequenzfehlers und Hilfsträgerfrequenzen zu zeigen;
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4 ein
Diagramm ist, welches einen Resttaktfrequenz-Fehlerbereich zeigt;
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5 ein
Diagramm ist, bei dem der Resttaktfrequenz-Fehlerbereich auf einer
Phasenebene gezeigt ist;
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6 ein
Diagramm ist, welches ein OFDM-Zeitsignal und einen Korrelationswert
zeigt;
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7 ein
Diagramm ist, welches die Beziehung zwischen der Phase eines Maximums
des Korrelationswerts und eines Taktfrequenzfehlers zeigt;
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8 ein
Blockdiagramm ist, welches den Aufbau einer zweiten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt;
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9 ein
Blockdiagramm ist, welches den Aufbau einer Phasenfehler-Ermittlungsschaltung zeigt,
welche in 8 gezeigt ist;
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10 ein
Blockdiagramm ist, welches den Aufbau eines OFDM-Empfängers zeigt;
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11 ein
Blockdiagramm ist, welches den Aufbau einer herkömmlichen Taktwiedergabevorrichtung
unter Verwendung von Costas-Berechnung zeigt; und
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12A und 12B Diagramme
sind, welche ein OFDM-Empfangsspektrum zeigen, welches durch Multipfadstörung beeinflusst
ist.
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1 zeigt
eine Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Diese Ausführungsform bezieht sich auf
die Taktfrequenz-Wiedergabeschaltung 115, die in 10 gezeigt
ist.
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Gemäß 1 ist
eine differentielle Demodulationsschaltung 503 aus Speichern
mit wahlfreiem Zugriff (RAM) 506 und 507 gebildet,
einer Zeichenumkehrschaltung 510 und einer komplexen Multiplikationsschaltung 511,
und ist eingerichtet, zugeführte I-Kanal-Daten
und Q-Kanal-Daten differentiell zu demodulieren. Jeder der RAMs 506 und 507 ist
eingerichtet, jede von Einheiten der zugeführten I-Kanal-Daten oder Q-Kanal-Daten
entsprechend Symbolen gemäß einem
Steuersignal c von einer Steuerschaltung 520 zu speichern
und jede Dateneinheit mit einer Verzögerung entsprechend einer Symbolperiode
auszugeben. Die Zeichenumkehrschaltung 510 ist so eingerichtet,
das Vorzeichen der Ausgangsdaten vom RAM 507 umzukehren
und um die vorzeichen-umgekehrten Daten auszugeben.
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Die
komplexe Multiplikationsschaltung 511 ist eingerichtet,
komplexe Berechnung durchzuführen,
die durch eine Gleichung unten gezeigt wird, wobei I und Q entsprechend
nicht verzögerte
I-Kanal-Daten und Q-Kanal-Daten zeigen, und I–1 und
Q–1 entsprechend
verzögerte
I-Kanal-Daten und Q-Kanal-Daten zeigen, und um das Berechnungsergebnis auszugeben,
wobei dieses in eine Realkomponente 523 und eine Imaginärkomponente 524 getrennt wird.
Das Symbol j zeigt die reine Imaginärzahl. (I + jQ)(I–1 – jQ–1) (1)
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Ein
ROM (Nur Lesespeicher) 512 besitzt ARC-Tangentendaten (inverse
Tangentenfunktion), die darin gespeichert sind und ist eingerichtet,
Phasenänderungs-Betragsdaten 513 entsprechend
den zugeführten
I-Kanal-Daten und den Q-Kanal-Daten auszugeben.
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Eine
Gate-Schaltung 514 ist eingerichtet, gemäß einem
Steuersignal von einer Steuerschaltung 520 lediglich eine
Komponente entsprechend jedem der Pilotsignale, welche auf der Übertragungsseite vorgeschrieben
sind, welche von den Phasenänderungs-Betragsdaten 513,
ROM 512 ausgegeben werden, auszuwählen, und die ausgewählte Komponente
zu einer Zeichenumkehrschaltung 521 und zu einem Auswahlorgan 522 zu
liefern. Die Zeichenumkehrschaltung 521 ist eingerichtet,
das Vorzeichen der zugeführten
Phasenänderungs-Betragsdaten
zu invertieren und die vorzeichen-umgesetzten Daten an das Auswahlorgan 522 auszugeben.
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Das
Auswahlorgan 522 wird durch die Steuerschaltung 520 gesteuert,
und es ist eingerichtet, eine Phasenänderungshöhe unmittelbar auszuwählen, die
von der Gate-Schaltung 514 zugeführt wird, wenn das zugeführte Pilotsignal
ein positiver Frequenzwert ist, oder eine Phasenänderungshöhe, welche von der Zeichenumkehrschaltung 521 zugeführt wird,
wenn das zugeführte
Pilotsignal ein negativer Frequenzwert ist, und um die ausgewählte Phasenänderungshöhe zu einer
kumulativen Additionsschaltung 515 zu liefern.
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Die
kumulative Additionsschaltung 515 ist eingerichtet, kumulative
Addition von Phasenfehlerbeträgen
von Pilotsignalen durchzuführen,
welche vom Auswahlorgan 522 ausgegeben werden, nachdem
sie durch ein Steuersignal b initialisiert wurden, welches von der
Steuerschaltung 520 zugeführt wird, unmittelbar, bevor
jedes Symbol zugeführt
wird.
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Eine
Mittelwertbildungsschaltung 516 ist eingerichtet, über mehrere
Symbole den Betrag von kumulierten Phasenfehlern zu mitteln, welche
in Bezug auf die Symbole ausgegeben werden, um Gaußsches Rauschen
zu beseitigen, welches im Phasenfehlerbetrag enthalten ist, und
um danach einen Phasenfehlerbetrag 517 zu berechnen, um
eine Taktoszillatorschaltung 116 zu steuern.
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Eine
Vergleichsschaltung 518 ist eingerichtet, den Abschluss
einer Bestimmung (Verriegelung) der Frequenz eines Taktsignals zu
ermitteln und um die entsprechende Information zur Steuerschaltung 520 zu
liefern. Das heißt,
die Vergleichsschaltung 518 vergleicht den Wert 519 entsprechend
dem Fall, wo die intersymbol-differentiell-modulierten Daten gleich
null sind und den aktuellen Wert des Phasenfehlerbetrags 517 und
gibt ein vorher festgelegtes Steuersymbol an die Steuerschaltung 520 aus,
wenn bestimmt wird, dass diese Werte einander gleich sind.
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Die
Arbeitsweise dieser Ausführungsform wird
anschließend
beschrieben, wobei zunächst
das Prinzip der Arbeitsweise kurz beschrieben wird.
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Wenn
beispielsweise die Wiedergabeverarbeitung eines OFDM-Signals auf
Seiten des Empfängers
unter Verwendung eines Taktsignals durchgeführt wird, welches mit dem auf
der Übertragungsseite
nicht synchronisiert ist, enthalten Pilotsignale, welche durch die
FFT-Verarbeitung
demoduliert werden, einen Phasenfehler aufgrund eines Synchronisationsfehlers
des Taktsignals wie auch einen FFT-Fensterphasenfehler, einen Wiedergabeträger-Phasenfehler,
einen Phasenfehler aufgrund von Gaußschem Rauschen und einen Phasenfehler
aufgrund einer Kanalverzerrung, beispielsweise Multipfadübertragungsstörung oder
dgl., welche allgemein enthalten sind.
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Phasenfehler
anders als die aufgrund von Gaußschem
Rauschen und eines Fehlers von Taktsignalsynchronisation sind unabhängig von
Symbolen konstant. Daher können
die Phasenfehler (Phasenfehler, die unabhängig von Symbolen konstant
sind), durch Durchführen
von differentieller Demodulation zwischen Symbolen eines Signals
bei einer bestimmten Referenzzeit und einem aktuell beobachteten
Signal beseitigt werden. Dies kann durch die folgenden Gleichungen
zum Ausdruck gebracht werden: θnk
= θk + ϕ +
nkδ + k(1
+ δ)τ + ψk + εn (2) θ(n + 1)k = θk + ϕ + (n + 1)kδ + k(1 + δ)τ + ψk + εn + 1 (3) θ(n + 1)k – θnk = kδ + εn + 1 + εn (4)
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Gleichung
(2) zeigt Phasendaten der k-ten Hilfsträgerfrequenz des n-ten Symbols, θk zeigt
eine Phase, welche auf der Übertragungsseite
vorgeschrieben ist; δ einen
Taktfehler; φ einen
Phasenfehler des Wiedergabeträgers; τ einen FFT-Fensterphasenfehler; ψk einen
Phasenfehler aufgrund einer Übertragungskanalverzerrung,
beispielsweise Multipfadstörung
in Bezug auf die k-ten Hilfsträgerfrequenz; εn einen Phasenfehler
des n-ten Symbols aufgrund von Gaußschem Rauschen. Die Gleichung
(3) zeigt Phasendaten der k-ten Hilfsträgerfrequenz des (n + 1)-ten
Symbols. Die Gleichung (4) ist das Ergebnis einer Subtraktion der
Gleichung (2) von der Gleichung (3) und zeigt die Phasenänderungshöhe bei der
k-ten Hilfsträgerfrequenz
zwischen dem (n + 1)-ten Symbol und dem n-ten Symbol der k-ten Hilfsträgerfrequenz.
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2 zeigt
die oben beschriebene Beziehung. In (2) von 2 bezeichnet
can-1, cbn-1, ca und cbn ein Pilotsignal
einer Frequenz a oder b in dem (n – 1)-ten oder n-ten Symbol,
welches auf einer Phasenebene gezeigt ist, und θcan-1, θcbn-1, θcan und θcbn bezeichnet die Phasenhöhe des Signals. Natürlich sind
die Frequenzen der Pilotsignale, welche in den (n – 1)- ten und n-ten Symbolen
enthalten sind, einander gleich. Eine Verschiebung kann jedoch zwischen ihren
Punkten auf der Phasenebene aufgrund verschiedener Fehler, beispielsweise,
die, die oben beschrieben sind, wie in 2(A) gezeigt
ist, auftreten. Wenn differentielle Demodulation zwischen (n – 1)-ten
und den n-ten Symbolen durchgeführt
wird, können
Fehler, die unabhängig
von Symbolen konstant sind (ein FFT-Fensterphasenfehler, ein Wiedergabeträger-Phasenfehler,
ein Phasenfehler aufgrund einer Kanalverzerrung, beispielsweise
Multipfadübertragungsstörung oder
dgl., usw.) beseitigt werden.
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Das
heißt,
wie in 2(B) gezeigt ist, ist das Ergebnis
differentieller Modulation zwischen den (n – 1)-ten und den n-ten Symbolen
so, dass die beiden Pilotsymbole in die Nähe der I-Achse bewegt werden. In 2(2) zeigen dcan und
dcbn Daten der Pilotsignale von Frequenzen
a und b auf der Phasenebene nach differentieller Intersymbolmodulation,
und dθcan und θdcbn zeigen die Phasenhöhen der Signale, welche den
Phasenbeträgen
entsprechen, aufgrund eines Taktfrequenzfehlers und eines Fehlers
aufgrund von Gaußschem
Rauschen.
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Somit
ist es möglich,
Fehler aufgrund von Faktoren zu beseitigen, die anders sind als
ein Taktfrequenzfehler oder Gaußsches
Rauschen, indem differentielle Demodulation zwischen Symbolen durchgeführt wird.
Das Beseitigen von Fehlern aufgrund von Gaußschem Rauschen wird anschließend beschrieben.
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Da
Fehler aufgrund von Gaußschem
Rauschen zufallsmäßig auftreten,
können
sie durch einen Filterungseffekt (Glättungseffekt) aufgrund von kumulativer
Addition von Phasenfehlern beseitigt werden, welche von mehreren
Pilotsymbolen erlangt werden. Als Ergebnis kann ein Phasenfehlerbetrag proportional
zu einem Taktfrequenzfehler erlangt werden. Ein Taktsignal kann
durch genaues Steuern der Taktoszillatorschaltung 116 gebildet
werden, wobei der oben erlangte Phasenfehlerbetrag verwendet wird.
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Die
oben beschriebene Steuerung wird in einer digitalen Weise durchgeführt (unter
Verwendung diskreter numerischer Werte). Wenn daher die Phasenänderungshöhe zwischen
benachbarten zwei Symbolen kleiner wird als die Auflösung, und
es ist unmöglich,
die Steuerung fortzuführen.
Bei dieser Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung wird, wenn die Phasenänderungshöhe zwischen benachbarten zwei
Symbolen kleiner wird als die Auflösung, das Signal bei der entsprechenden
Zeit nach FFT-Verarbeitung in einem Speicher gespeichert, und differentielle
Demodulation wird zwischen den gespeicherten Daten und neuen Daten
durchgeführt, um
einen Taktphasenfehler mit einem Zeitabstand länger als die Symbolperiode
zu ermitteln. Das heißt, da
ein solcher Fehler (Quantisierungsfehler) mit dem Zeit ablauf angesammelt
wird, kann dieser durch Steigern der Zeitperiode zwischen Vergleichsobjekten
ermittelt werden.
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Die
Arbeitsweise der in 1 gezeigten Ausführungsform
wird weiter beschrieben.
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I-Kanal-Daten 501 und
Q-Kanal-Daten 502, welche in Bezug auf die Hilfsträgerfrequenzen
durch die schnelle Fourier-Transformationsschaltung 112 zerlegt
wurden, werden der differentiellen Demodulationsschaltung 503 zugeführ.
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In
einer Anfangsstufe der Taktreproduktion liefert die differentielle
Demodulationsschaltung 503 nacheinander die I-Kanal-Daten
und die Q-Kanal-Daten zu den RAMs 506 und 507 und
zur komplexen Berechnungsschaltung 511 in der Reihenfolge
von der niedrigsten bis zur höchsten
der Frequenzen der Daten.
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Die
RAMs 506 und 507 speichern die I-Kanal-Daten und
die Q-Kanal-Daten in Bezug auf Symbole durch das Steuersignal C
von der Steuerschaltung 520 und geben die Daten mit einer
Verzögerung entsprechend
einer Symbolperiode aus. Die Zeichenumkehrschaltung 510 kehrt
das Zeichen der Q-Kanal-Daten, welche vom RAM 507 ausgegeben
werden, um und gibt die zeichen-invertierten Daten aus. Die I-Kanal-Daten,
die um ein Symbol verzögert
sind, die Q-Kanaldaten, und die Q-Kanaldaten, die zeichen-invertiert
sind und die um ein Symbol verzögert sind,
unterliegen komplexer Multiplikation, welche durch die Gleichung
(1) gezeigt ist, in der Reihenfolge von der niedrigsten bis zur
höchsten
ihrer Frequenzen, um als I-Kanal-Daten 523 und als Q-Kanal-Daten 524 ausgegeben
zu werden. Diese Folge von Operationen ist differentielle Intersymboldemodulationsverarbeitung.
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Wie
oben beschrieben wird ein FFT-Fensterfehler, ein Wiedergabeträger-Phasenfehler
usw., welche in dem Signal enthalten sind, durch diese Sequenz an
Operationen (differentielle Demodulation) beseitigt.
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Die
differentiell-demodulierten Daten 523 und 524 werden
nacheinander zum ROM 512 geliefert, und die Intersymbolphasenänderungsbeträge 513 entsprechend
den Werten dieser Daten werden gelesen und der Gate-Schaltung 514 zugeführt.
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Die
Gate-Schaltung 514 gibt gemäß der Steuerung durch die Steuerschaltung 520 lediglich eine
Komponente aus und gibt diese entsprechend jedem der Pilotsignale
von den Intersymbolphasen-Änderungsbetragsdaten 513,
welche vom ROM 512 ausgegeben werden, aus.
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Die
Zeichenumkehrschaltung 521 kehrt das Zeichen des Pilotsignals,
welches durch die Gate-Schaltung 514 extrahiert wird, um
und liefert das zeichen-umgesetzte Signal zum Auswahlorgan 522.
Das Auswahlorgan 522 wird durch die Steuerschaltung 520 gesteuert und
wählt den
Phasenänderungsbetrag
aus, der unmittelbar von der Gate-Schaltung 514 zugeführt wird,
wenn das zugeführte
Pilotsignal einen positiven Frequenzwert hat, oder den Phasenänderungsbetrag,
der von der Zeichenumkehrschaltung 521 zugeführt wird,
wenn das Pilotsignal einen negativen Frequenzwert hat, und liefert
den ausgewählten
Phasenänderungsbetrag zur
kumulativen Additionsschaltung 515. Richtungen der Phasenänderungsdrehung
eines Taktfrequenzfehlers können,
wie beispielsweise in 3 gezeigt ist, in Abhängigkeit
von den positiven oder negativen Frequenzwerten durch diesen Betrieb
vereinheitlich werden.
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Die
kumulative Additionsschaltung 515 wird durch das Steuersignal
b initialisiert, welches von der Steuerschaltung 520 zugeführt wird,
unmittelbar, bevor ein neues Symbol zugeführt wird. Danach führt die
kumulative Additionsschaltung 515 kumulative Addition der
Phasenfehlerbeträge
der Pilotsignale durch, die vom Auswahlorgan 522 ausgegeben
werden. Die Mittelwertbildungsschaltung 516 mittelt über mehrere
Symbole den Betrag von kumulierten Phasenfehlern, welche in Bezug
auf die Symbole ausgegeben werden, um Gaußsche Rauschkomponenten zu
beseitigen, welche in den Phasenfehlerbeträgen enthalten sind, wie oben
beschrieben, und erzeugt einen Phasenfehlerbetrag 517 zum
Steuern der Taktoszillatorschaltung 116. Der Phasenfehlerbetrag 517, der
von der Mittelwertbildungsschaltung 516 ausgegeben wird,
wird zur Taktoszillatorschaltung 116 geliefert, um die
Oszillatorfrequenz dieser Schaltung zu steuern. Durch diese Sequenz
von Operationen wird eine korrekte Taktfrequenz reproduziert.
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Wenn
die Taktfrequenz-Bestimmungsverarbeitung, die wie oben beschrieben
durchgeführt
wird, abgeschlossen ist, wird der Phasenfehlerbetrag 517, der
durch die differentielle Intersymboldemodulation erlangt wird, kleiner
als die Auflösung,
und tritt in einen Resttakt-Frequenzfehlerbereich, der in 4 gezeigt
ist, ein. Das heißt,
da ein Fehler in der Taktfrequenz als ein diskreter Wert ausgegeben
wird, besteht eine Möglichkeit,
dass die Taktfrequenz, die ausgegeben wird, nicht null wird, sogar
wenn der differentielle Intersymboldemodulations-Akkumulationsphasenfehler
gleich null ist. In einem solchen Fall ist es unmöglich, genaue
Steuerung des Taktsignals fortzusetzen.
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In 5 ist
der Resttaktfrequenz-Fehlerbereich, der in 4 gezeigt
ist, auf der Phasenebene gezeigt. In 5 zeigt
die Koordinate das Q-Signal, während
die Abszisse das I-Signal zeigt, und die gestrichelten Linien entsprechen
den Quantisierungsschritten. Wenn ein Pilotsignal, welches durch
die weiße
runde Markierung in 5 gezeigt ist, zugeführt wird,
um in Bezug auf die gestrichelten Linien identifiziert zu werden,
wird dieses als Daten an der Position identifiziert, welche durch
die schwarze runde Markierung in 5 angedeu tet
ist. In diesem Fall wird der Phasenfehler auf Grund des Taktfrequenzfehlers
ignoriert, so dass die Steuerung in Bezug auf den Fehler nicht ausgeführt wird.
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Bei
dieser Ausführungsform
jedoch, wenn die Vergleichsschaltung 518 Konvergenz des
Ausgangssignals von der Mittelwertbildungsschaltung 516 ermittelt,
gibt sie ein Steuersignal an die Steuerschaltung 520 aus,
um die Werte in den RAMs 506 und 507 zu fixieren.
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Das
heißt,
dass die Vergleichsschaltung 518 die Phasenfehlerhöhe 571 mit
Daten 519 entsprechend dem Fall vergleicht, wo die intersymbol-differentiell-demodulierten
Daten gleich null sind, und sendet das Steuersignal zur Steuerschaltung 520, wenn
sie bestimmt, dass diese Daten einander gleich sind. Wenn dieses
Steuersignal empfangen wird, liefert die Steuerschaltung 520 das
Steuersignal c zu den RAMs 506 und 507, um zu
veranlassen, dass diese RAMs die demodulierten Signale, welche von der
schnellen Fourier-Transformationsschaltung 112 ausgegeben
werden, speichern. Danach führt
die differentielle Demodulationsschaltung 503 die differentielle
Demodulation auf Basis der Signale durch, welche in den RAMs 506 und 507 gespeichert
sind, so dass die Phasenfehler-Signalermittlungszeit länger ist
als die Symbolintervallzeit, wodurch geeignete Steuerung ermöglicht wird,
um einen Taktfrequenzfehler zu ermitteln, der kleiner ist als der
Resttakt-Frequenzfehler.
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Bei
der oben beschriebenen Ausführungsform
kann ein Taktsignal genau reproduziert werden, sogar dann, wenn
ein OFDM-Signal einen Wiedergabeträger-Phasenfehler, einen FFT-Fensterphasenfehler,
einen Phasenfehler aufgrund von Gaußschem Rauschen und einen Phasenfehler
aufgrund einer Multipfad-Übertragungskanalverzerrung
sowie eines Phasenfehlers aufgrund eines Taktfrequenzfehlers enthält.
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Allgemein
hat jedes der Symbole eines OFDM-Zeitsignals eine effektive Symbolperiode
und eine Sicherheitsperiode für
eine Kopie eines Bereichs des Symbols in der effektiven Symbolperiode, wie
in 6(A) gezeigt ist. Wenn daher ein
Korrelationswert eines OFDM-Zeitsignals, welches durch die effektive
Symbolperiode (siehe 6(B)) verzögert ist
und das ursprüngliche
OFDM-Zeitsignal über
die Breite der Sicherheitsperiode berechnet wird, hat dieser einen
Maximalwert an den Symbolgrenzen (siehe 6(C)).
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In
dem Fall, wo das Taktsignal auf der Empfangsseite nicht mit dem
auf der Übertragungsseite synchronisiert
ist, ändert
sich die Phase, mit der der Korrelationswert maximiert wird, mit
der Zeit, wie in 7 gezeigt ist. Das heißt, wie
in 7(A) gezeigt ist, wird die Zeit,
bei der Korrelationswert maximal wird, konstant, wenn das Taktsignal
auf der Übertragungsseite
und das Taktsignal auf der Empfangsseite korrekt synchronisiert
sind. Wenn jedoch die Frequenz des Wiedergabetaktssignals beispielsweise höher ist
als die des Übertragungstaktsignals,
wird die Maximierung des Korrelationswerts allmählich vermindert. Wenn dagegen
die Frequenz des Wiedergabetaktssignals niedriger ist als die des Übertragungstaktsignals,
steigt die Maximierung des Korrelationswerts allmählich an.
Wenn die Taktoszillatorschaltung 116 so gesteuert wird,
wobei eine solche Phasenänderung
beobachtet wird, kann synchronisierte Reproduktion der Taktphase
durchgeführt
werden.
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8 zeigt
eine zweite Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung auf Basis dieses Prinzips.
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8 ist
ein Blockdiagramm, welches den Aufbau einer Schaltung gemäß einem
Taktwiedergabeverfahren zeigt, bei dem ein Korrelationswert eines OFDM-Zeitsignals
verwendet wird. In 8 ist, um die Erläuterung
zu erleichtern, ein Taktwiedergabeabschnitt hauptsächlich ohne
einen Abschnitt dargestellt, der dem Trägerwiedergabeabschnitt entspricht, der
in 10 gezeigt ist.
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I-Kanal-Komponenten
und Q-Kanal-Komponenten eines OFDM-Zeitsignals, die in ein Basisband umgesetzt
wurden, werden entsprechend einer schnellen Fourier-Transformationsschaltung 704 und einer
Korrelationswert-Berechnungsschaltung 703 zugeführt. Die
Korrelationswert-Berechnungsschaltung 703 ist eingerichtet,
einen Korrelationswert unter Verwendung der Periodizität des OFDM-Zeitsignals
zu berechnen. Die schnelle Fourier-Transformationsschaltung 704 ist
eingerichtet, I-Kanal-Daten 705 und Q-Kanal-Daten 706 durch
Durchführen
von Fourier-Transformation der zugeführten I-Kanal-Komponenten und
der Q-Kanal-Komponenten zu erlangen und auszugeben und außerdem die
I-Kanal-Daten 705 und die Q-Kanal-Daten 706 zu
einer Phasenfehler-Ermittlungsschaltung 707 zu liefern. Die
Phasenfehler-Ermittlungsschaltung 707 ist eingerichtet,
einen Phasenfehler unter Verwendung von Pilotsignalen zu ermitteln,
wie anschließend
ausführlich
beschrieben wird.
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Eine
Maximalwertermittlungsschaltung 708 ist eingerichtet, ein
Maximum des Korrelationswerts zu ermitteln, der von der Korrelationswert-Berechnungsschaltung 703 ausgegeben
wird, synchron mit einem Symbolzähler 709.
Der Symbolzähler 709 ist eingerichtet,
die Symbolzeit zu zählen
und den Zählwert
zur Maximalwert-Ermittlungsschaltung 708 zu liefern. Ein
RAM 710 speichert den Symbolzählwert, bei dem die Maximalwert-Ermittlungsschaltung
den Maximalwert als eine Referenzphase ermittelt, wenn ein Steuersignal
von der Phasenfehler-Ermittlungsschaltung 707 ausgegeben
wird, d.h., die Phasenänderungshöhe kleiner
wird als die Auflösung.
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Eine
Phasenvergleichsschaltung 711 ist eingerichtet, einen Phasenfehlerbetrag
zu ermitteln, indem die Referenzphase, welche im RAM 710 gespeichert
ist, und der Zählwert,
der vom Symbolzähler 709 geliefert
wird, in Bezug auf jedes Symbol verglichen werden und bei dem der
Maximalwert ermittelt wird. Ein Tiefpassfilter (LPF) 712 beseitigt
Rauschkomponenten von dem Phasenfehlerbetrag, der von der Phasenvergleichsschaltung 711 ausgegeben wird,
und liefert danach den Phasenfehlerbetrag zu einer Additionsschaltung 713.
Die Additionsschaltung 713 berechnet die Summe des Phasenfehlerbetrags,
der von dem LPF 712 ausgegeben wird, und des Phasenfehlerbetrags,
der von der Phasenfehler-Ermittlungsschaltung 707 ausgegeben
wird, und gibt die berechnete Summe an eine D/A-Umsetzungsschaltung 714 aus.
Die D/A-Umsetzungsschaltung 714 ist eingerichtet, Phasenfehlerbeträge, welche
von der Additionsschaltung 713 ausgegeben werden, in ein
entsprechendes Analogsignal umzusetzen, und liefert dieses Signal
zu einer Taktoszillatorschaltung 116. Die Taktoszillatorschaltung 116 ist eingerichtet,
ein Taktsignal einer vorher festgelegten Frequenz gemäß dem Signal,
welches von der D/A-Umsetzungsschaltung 714 ausgegeben
wird, in Schwingung zu versetzen.
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Der
Aufbau eines Beispiels der Phasenfehler-Ermittlungsschaltung 707,
welche in 8 gezeigt ist, wird anschließend ausführlich mit
Hilfe von 9 beschrieben. Die Phasenfehler-Ermittlungsschaltung 707 ist
durch Entfernen des Phasenspeicherabschnitts von der Anordnung der
Ausführungsform
gebildet, welche in 1 gezeigt ist. In 9 sind
Abschnitte, welche denjenigen in 1 entsprechen,
mit den entsprechenden Bezugszeichen bezeichnet. Die Beschreibung
für die
entsprechenden Abschnitte wird nicht wiederholt.
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Bei
dieser Ausführungsform
wird das Ausgangssignal der Vergleichsschaltung 518 einem RAM 710 geführt. Anders
ausgedrückt
ist der Aufbau dieser Ausführungsform
gleich dem, der in 1 gezeigt ist.
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Die
Arbeitsweise dieser Ausführungsform wird
anschließend
mit Hilfe von 8 und 9 beschrieben.
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In
einer Anfangsstufe des Taktwiedergabebetriebs wird differentielle
Intersymboldemodulation von Signalen, welche durch FFT-Verarbeitung
verarbeitet wurden, durchgeführt,
um einen Phasenfehler jedes Hilfsträgers zu erlangen, wie oben
mit Hilfe der ersten Ausführungsform
beschrieben wurde. Aus dem Phasenfehlersignal, welches dadurch erlangt wird,
werden Pilotsignale extrahiert. Ein Taktfrequenzfehler wird durch
kumulative Addition der extrahierten Pilotsignale ermittelt, und
ein Taktsignal wird unter Bezug auf den ermittelten Frequenzfehler
reproduziert.
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Wenn
die Taktsignalreproduktion, welche durch die Phasenfehler-Ermittlungsschaltung 707 ausgeführt wird,
beendet ist, wird der Fehlerwert kleiner als die Auflösung und
fällt in
den Resttakt-Frequenzfehlerbereich, der in 4 gezeigt
ist. In diesem Zeitpunkt vergleicht die Vergleichsschaltung 518 den
Phasenfehlerbetrag 517 mit Daten 519 entsprechend dem
Fall, wo die intersymbol-differentiell-modulierten Daten gleich
null sind, und sendet ein Steuersignal zum RAM 710, wenn
diese Daten einander gleich sind. Wenn das Steuersignal empfangen
wird, empfängt
der RAM 710 vom Symbolzähler 709 die Symbolphase
entsprechend dem Maximalwert, der durch die Maximalwert-Ermittlungsschaltung 708 ermittelt
wurde, im entsprechenden Zeitpunkt und speichert die empfangene
Symbolphase als eine Referenzphase ab.
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Danach
vergleicht die Phasenvergleichsschaltung 711 die Referenzphase,
welche im RAM 710 gespeichert ist, und die Maximalwert-Ermittlungsphase,
welche vom Symbolzähler 709 geliefert wird,
entsprechend jedem Symbol, um einen Phasenfehlerbetrag zu ermitteln.
Das LPF 712 entfernt Rauschkomponenten vom Phasenfehlerbetrag,
der von der Phasenvergleichsschaltung 711 ausgegeben wird
und gibt den Phasenfehlerbetrag an die Additionsschaltung 713 aus.
Die Additionsschaltung 713 berechnet die Summe des Ausgangssignals
von der Phasenfehler-Ermittlungsschaltung 707 und des LPF 712 und
liefert die berechnete Summe zur D/A-Umsetzungsschaltung 714.
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Die
D/A-Umsetzungsschaltung 714 setzt das Ausgangssignal (Digitalsignal)
von der Additionsschaltung 713 in ein entsprechendes Analogsignal um
und gibt dieses Signal an die Taktoszillatorschaltung 116 aus.
Die Taktoszillatorschaltung 116 schwingt bei der Frequenz
entsprechend dem Ausgangssignal vom D/A-Umsetzer 714, um
das Taktsignal auszugeben.
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Bei
der oben beschriebenen Ausführungsform
wird die Frequenz des Taktsignals durch Hochgeschwindigkeitssteuerung
der Phasenfehler-Ermittlungsschaltung 707 in einer Anfangsstufe
des Taktwiedergabebetriebs bestimmt, und, wenn der Frequenzfehler
des Takts kleiner wird als die Ermittlungsauflösung der Phasenfehler-Ermittlungsschaltung 707,
wird der Korrelationswert des OFDM-Zeitsignals dazu verwendet, genaue
Frequenzsteuerung durchzuführen.
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Bei
der Empfangsvorrichtung nach dem ersten Merkmal der vorliegenden
Erfindung und bei dem Empfangsverfahren gemäß dem zweiten Merkmal der vorliegenden
Erfindung wird ein OFDM-Signal durch die diskrete Fourier-Transformation
verarbeitet; eine Hilfsträgerfrequenzkomponente,
die dadurch erhalten wird, wird gespeichert; ein Phasenänderungsbetrag
zwischen einer Frequenzkomponente, welche zumindest ein Symbol vorher
gespeichert ist, und einer Frequenzkomponente, die neu erlangt wird,
wird berechnet; eine Komponente entsprechend einer Reihe von Pilotsignalen
wird aus der berechneten Phasenänderungshöhe extrahiert;
und die Frequenz eines Taktsignals wird gemäß der extrahierten Phasenänderungshöhe entsprechend
der Reihe von Pilotsignalen gesteuert. Daher ist es möglich, das
Taktsignal genau zu bilden, sogar wenn das empfangene OFDM-Signal
wie einen Phasenfehler in Verbindung mit dem Taktfrequenzfehler
einen Wiedergabeträger-Phasenfehler,
einen FFT-Fensterphasenfehler, einen Phasenfehler aufgrund von Gaußschem Rauschen
und einen Phasenfehler aufgrund von Multipfadübertragungs-Kanalverzerrung
enthält.