DE69738339T2

DE69738339T2 - Synchronisierung des lokalen Oszillators und des Abtasttaktes in einem Mehrträgerempfänger

Info

Publication number: DE69738339T2
Application number: DE69738339T
Authority: DE
Inventors: Tomohiro Kawachinagano-shi Kimura; Yasuo Kobe-shi Harada; Sadashi Sanda-shi Kageyama; Akira Moriguchi-shi Kisoda; Kenichiro Katano-shi Hayashi; Hiroshi Takarazuka-shi Hayashino
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp
Priority date: 1996-03-29
Filing date: 1997-03-27
Publication date: 2008-11-13
Anticipated expiration: 2017-03-28
Also published as: ES2297842T3; JPH09321733A; KR100256470B1; EP0798903B1; DE69738339D1; KR19980069730A; JP2774961B2; EP0798903A3; EP0798903A2

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine OFDM-Demodulationsvorrichtung für, von einem OFDM(Orthogonalfrequenzmultiplex)-Signal, das das abgetastete OFDM-Signal in einer effektiven Symbolperiode demoduliert, und, spezieller gesagt, eine Technologie zum Synchronisieren eines lokalen Trägerwellensignals und eines Abtasttaktes.
In den letzten Jahren hat ein Übertragungsverfahren, das eine OFDM-Technologie verwendet, Aufmerksamkeit für die Verwendung bei digitalen Audiosendungen für Mobilempfänger und terrestrischen digitalen Fernsehsendungen erregt.
Das OFDM-Übertragungsverfahren ist eines von verschiedenen Mehrträgermodulationsverfahren und so aufgebaut, daß reihen-parallel-umgesetzte codierte Daten (Informationssymbole) mehreren benachbarten orthogonalen Hilfsträgern zugewiesen werden und dann in digitale modulierte Wellen invers Fourier-transformiert werden (Signale im Frequenzbereich werden in den Zeitbereich transformiert). Dann werden die digitalen modulierten Wellen einander hinzugefügt, um so OFDM-Signale zu erzeugen. Nach der Übertragung wird ein umgekehrter Prozeß ausgeführt, um so die originalen codierten Daten zu erhalten. Da das vorgenannte Verfahren beinhaltet, daß die Periode jedes der Informationssymbole, die auf Hilfsträger aufgeteilt werden, verlängert wird, können Einflüsse verzögerter Wellen, wie zum Beispiel mehrere Wege, zufriedenstellend beseitigt werden.
EP A 0 653 858 offenbart eine Empfängeranordnung für OFDM-Zeit- und -Frequenz-Synchronisierung auf der Basis von Korrelationen zwischen dem Schutzintervall und dem entsprechenden Abschnitt des OFDM-Symbols.
Es ist nachteilig, daß die Frequenzfehler des lokalen Oszillators und des Abtasttaktes vom abgetasteten OFDM- Signal bei hoher Geschwindigkeit nicht genau bestimmt werden können und nicht frei von Rauscheinfluß sind.
1 ist ein Blockdiagramm, das den Grundaufbau einer OFDM-Modulationsvorrichtung auf der Übertragungsseite zum Erzeugen eines OFDM-Signals zeigt.
Mit Verweis auf 1, empfängt eine Schaltung 11 für eine inverse Fourier-Transformation mehrere abgetastete OFDM-Signale (Informationssymbole), um in Symboleinheiten die abgetasteten OFDM-Signale mehreren benachbarten orthogonalen Hilfsträgern zuzuweisen, um so Signale im Frequenzbereich in den Zeitbereich umzuwandeln. Daher werden Signale in effektiven Symbolperioden erhalten. Der erhaltenen Signale werden einer Schutzperiodenadditionsschaltung 12 zugeführt.
Die Schutzperiodenadditionsschaltung 12 extrahiert nacheinander Signale in den effektiven Symbolperioden aus der Schaltung für die inverse Fourier-Transformationsschaltung 11 nach dem Symbolzeitablaufsignal, um für jedes Symbol die Schutzperiode vor der effektiven Symbolperiode aufzufinden. Dann wird ein Signal im hinteren Abschnitt der Ausgabe der effektiven Symbolperiode aus der Schaltung 11 für die inverse Fourier-Transformation in die Schutzperiode kopiert, so daß sich ein Basisband-OFDM-Signal bildet. Das Format des Basisband-OFDM-Signals, das durch eine Schutzperiodenadditionsschaltung 12 erhalten wird, wird in 2 gezeigt. Das OFDM-Signal wird einer Quadraturmodulationsschaltung 13 zugeführt.
Die Quadraturmodulationsschaltung 13 verwendet ein lokales Trägerwellensignal, das von einer lokalen Oszillationsschaltung 14 erzeugt wird, um das Basisband-OFDM-Signal, das von der Schutzperiodenadditionsschaltung 12 erhalten wurde, einer Quadraturmodulation zu unterziehen, um so die Frequenz in ein Zwischenfrequenzband oder ein HF-Band umzusetzen und so ein OFDM-Signal auszugeben.
3 ist ein Blockdiagramm, das den Grundaufbau einer OFDM-Demodulationsvorrichtung auf der Empfangsseite zum Demodulieren eines OFDM-Signals zeigt.
Mit Verweis auf 3, empfängt eine Quadraturdemodulationsschaltung 15 das OFDM-Signal, das von der Übertragungsseite gesendet wurde, um das OFDM-Signal mit einem lokalen Trägerwellensignal, das von einer lokalen Oszillationsschaltung 16 erzeugt wird, einer Quadraturdemodulation zu unterwerfen, um so die Frequenz im OFDM-Signal im Zwischenfrequenzband oder HF-Band in ein Basisband-OFDM-Signal umzuwandeln. Das OFDM-Signal wird einer Schutzperiodenentfernungsschaltung 17 zugeführt.
Die Schutzperiodenentfernungsschaltung 17 entfernt die Schutzperiode aus dem OFDM-Signal, das von der Quadraturdemodulationsschaltung 15 in das Basisband umgewandelt ist, um so die Signale in den effektiven Symbolperioden zu extrahieren. Die Signale in den effektiven Symbolperioden werden einer Fourier-Transformationsschaltung 18 zugeführt.
Die Fourier-Transformationsschaltung 18 unterzieht jedes Signal in der effektiven Symbolperiode einer Fourier-Transformation, um das Signal im Zeitbereich in ein Signal im Frequenzbereich umzuwandeln, um so mehrere demodulierte Vektoren (Informationssymbole) zu erhalten.
Die OFDM-Demodulationsvorrichtung, die den vorgenannten Aufbau hat, weist jedoch ein Problem insofern auf, als die Verschiebung der Frequenz des lokalen Trägerwellensignals, das in der lokalen Oszillationsschaltung 16 aus der modulierten Frequenz erhalten wurde, die in der lokalen Oszillationsschaltung 14 der OFDM-Modulationsschaltung erhalten wurde, oder die Verschiebung der Frequenz des Abtasttaktes zur Verwendung in der diskreten Transformation, die von der Fourier-Transformationsschaltung 18 ausgeführt wird, bewirkt, daß der demodulierte Vektor, der durch die Fourier-Transformationsschaltung 18 erhalten wird, auf mehrfache wechselseitige Interferenz der Hilfsträger trifft.
Dementsprechend sind die Frequenz des lokalen Trägerwellensignals und die Frequenz des Abtasttaktes miteinander durch ein Verfahren synchronisiert, das wie in 4 gezeigt derart strukturiert ist, daß Nullsymbole, deren Spannung unterdrückt wird, oder Referenzsymbole, von denen jedes aus einem bekannten speziellen Signal besteht, periodisch dem OFDM-Signal hinzugefügt werden, bevor das OFDM-Signal übertragen wird.
Das vorgenannte Übertragungsverfahren, nach dem die Nullsymbole oder die Referenzsymbole häufig übertragen werden, leidet jedoch an einer Verschlechterung der Übertragungseffizienz. Wenn die Frequenz, mit der die Nullsymbole oder Referenzsymbole übertragen werden, abgesenkt wird, um eine Verschlechterung der Übertragungseffizienz zu vermeiden, wird bei der Synchronisierung, die zwischen der Frequenz des lokalen Trägerwellensignals und der Frequenz des Abtasttaktes hergestellt wird, ein Fehler erzeugt.
Um die vorgenannten Probleme zu überwinden, wird ein Verfahren in der Japanischen Patentoffenlegungsschrift Nr. 7-143096 offenbart, bei dem die Synchronisation zwischen der Frequenz des lokalen Trägerwellensignals und der Abtastfrequenz ohne Nullsymbol oder Referenzsymbol erzeugt wird. Die herkömmliche OFDM-Demodulationsvorrichtung, die in der oben erwähnten Offenbarung offenbart wird, wird nun unter Verweis auf 5 beschrieben.
5 ist ein Blockdiagramm, das die herkömmliche OFDM-Demodulationsvorrichtung zeigt. Eine Quadraturdetektionsschaltung 21 empfängt ein OFDM-Signal, um so für jeden Abtasttakt abgetastete OFDM-Signale auszugeben, von denen jedes durch Quadraturdetektion des OFDM-Signals mit einem lokalen Trägerwellensignal, das darin erzeugt wurde, erhalten wird. Die abgetasteten OFDM-Signale werden einer Fourier-Transformationsschaltung 22 und einer Symbolzeitablaufsbestimmungsschaltung 23 zugeführt.
Die Symbolzeitablaufsbestimmungsschaltung 23 verwendet die Tatsache, daß ein Signal im hinteren Abschnitt der effektiven Symbolperiode in die Schutzperiode des OFDM-Signals kopiert wurde, um die Korrelation zwischen dem Signal, das durch Verzögern des abgetasteten OFDM-Signals um die Länge der effektiven Symbolperiode erhalten wird, und dem abgetasteten OFDM-Signal, das direkt empfangen wurde, zu bestimmen, um den Symbolzeitablauf zu bestimmen. Dann informiert die Symbolzeitablaufsbestimmungsschaltung 23 die Fourier-Transformationsschaltung 22 über die effektive Symbolperiode.
Die Fourier-Transformationsschaltung 22 extrahiert für jedes Symbol das abgetastete OFDM-Signal in der effektiven Symbolperiode, um das extrahierte Symbol einer Fourier-Transformation zu unterziehen, um so dasselbe als demodulierten Vektor auszugeben. Der demodulierte Vektor wird auch einer Konstellationsanalyseschaltung 24 zugeführt.
Die Konstellationsanalyseschaltung 24 extrahiert zwei oder mehr demodulierte Vektoren von Hilfsträgern, die unterschiedliche Frequenzen haben, um einen Frequenzfehler des lokalen Trägerwellensignals für die orthogonale Detektion und den des Abtasttaktes entsprechend der Phasenrotation der Konstellationen der demodulierten Vektoren zu erhalten, um so ein Trägerwellenfrequenzfehlersignal und ein Abtastfrequenzfehlersignal zu erzeugen. Das Abtastfrequenzfehlersignal wird einer Abtastfrequenzkontrollschaltung 25 zugeführt, während das Trägerwellenfrequenzfehlersignal einer Trägerwellenfrequenzkontrollschaltung 26 zugeführt wird.
Als Reaktion auf das Abtastfrequenzfehlersignal, das von der Konstellationsanalyseschaltung 24 geliefert wird, steuert die Abtastfrequenzkontrollschaltung 25 die Frequenz des Abtasttaktes, der von der Takterzeugungsschaltung 27 erzeugt wird. Als Reaktion auf das Trägerwellenfrequenzfehlersignal, das von der Konstellationsanalyseschaltung 24 geliefert wird, steuert die Trägerwellenfrequenzkontrollschaltung 26 die Frequenz des lokalen Trägerwellensignals für die orthogonale Detektion, das in der Quadraturdetektionsschaltung 21 erzeugt wird.
Die Takterzeugungsschaltung 27 liefert den Abtasttakt an jeden Abschnitt der OFDM-Demodulationsvorrichtung. Die Abtastfrequenz des Abtasttaktes wird als Reaktion auf ein Abtastfrequenzkontrollsignal gesteuert, das von der Abtastfrequenzkontrollschaltung 25 geliefert wird.
Es wird nun der Betrieb der herkömmlichen OFDM-Demodulationsvorrichtung beschrieben.
Wie in der Japanischen Patentoffenlegung Nr. 7-143096 offenbart, hat die herkömmliche OFDM-Demodulationsvorrichtung die Konstellationsanalyseschaltung 24, die die Phasenrotation der Konstellation analysiert, welche aus den demodulierten Vektoren der Hilfsträger erhalten wird, die zwei oder mehr unterschiedliche Frequenzen haben, so daß der Frequenzfehler des lokalen Trägerwellensignals und der Frequenzfehler des Abtasttaktes festgestellt werden.
Die vorgenannte Operation wird unter Verwendung von Fakten ausgeführt, daß die Phasenrotation des demodulierten Vektors, der durch Fourier-Transformation des OFDM-Signals durch die Fourier-Transformationsschaltung 22 erhalten wird, aus dem Fehler der Trägerwellenfrequenz und dem Fehler der Abtastfrequenz gewonnen wird, und daß der Phasenrotationswinkel, den der demodulierte Vektor aus dem Fehler der Trägerwellenfrequenz erhalten hat, und der Phasenrotationswinkel, den der demodulierte Vektor aus dem Fehler der Abtastfrequenz erhalten hat, sich entsprechend der Frequenz der Hilfsträger unterscheiden.
Da der demodulierte Vektor die Phasenrotation umfaßt, die durch die Modulationsvektoren aus der ursprünglichen Modulation bewirkt wird, muß die Konstellationsanalyseschaltung 24 die demodulierten Vektoren für mehrere Symbole überlagern, um die Konstellation zu erhalten und so den Rotationswinkel der Gesamtkonstellation zu erhalten.
Die herkömmliche OFDM-Demodulationsvorrichtung, die wie oben beschrieben offenbart wird, hat jedoch einen solchen Aufbau, daß die Fourier-Transformation in dem Zustand ausgeführt wird, bei dem die Frequenz des lokalen Trägerwellensignals für die orthogonale Detektion und die Frequenz des Abtasttaktes gegeneinander verschoben sind. Daher verhindert die wechselseitige Störung zwischen den Hilfsträgern, daß genau demodulierte Vektoren erhalten werden. Deshalb kann die Konstellationsanalyseschaltung manchmal nicht genau den Frequenzfehler des lokalen Trägerwellensignals und den des Abtasttaktes bestimmen.
Da die demodulierten Vektoren für mehrere Symbole beobachtet werden müssen, um die Konstellation zu ermitteln, wird eine übermäßig lange Zeit benötigt, um den Frequenzfehler des lokalen Trägerwellensignals und den des Abtasttaktes zu bestimmen.
Wenn jeder Hilfsträger bei zum Beispiel 64 QAM mehrstufig moduliert wird, wird im Ergebnis der Analyse der Konstellation auf Grund von Rauschen oder dergleichen leicht ein Fehler gemacht. Daher wird die Synchronisation der Frequenz des lokalen Trägerwellensignals und der des Abtasttaktes gestört.
Es ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, eine OFDM-Demodulationsvorrichtung bereitzustellen, die die Frequenzfehler des lokalen Oszillators und des Abtasttaktes aus dem abgetasteten OFDM-Signal bei hoher Geschwindigkeit und frei von Rauscheinfluß bestimmen kann, selbst wenn die Frequenzen des lokalen Oszillators und des Abtasttaktes verschoben sind.
Um das vorgenannte Ziel gemäß einer Erscheinungsform der vorliegenden Erfindung zu erreichen, wird eine OFDM-Demodulationsvorrichtung zum Umwandeln eines empfangenen OFDM-Signals, von dem ein Symbol aus einer Schutzperiode und einer effektiven Symbolperiode besteht und in dem ein Abschnitt eines Signals in der effektiven Symbolperiode in die Schutzperiode kopiert ist, um Periodizität im Symbol zu realisieren, in ein OFDM-Signal im Basisband als Reaktion auf ein lokales Trägerwellensignal bereitgestellt, das von einem lokalen Oszillationsmittel (314) erzeugt wird;
Erzeugen, aus dem OFDM-Signal im Basisband, eines abgetasteten OFDM-Signals als Reaktion auf ein Abtasttaktsignal, das durch das Abtasttakterzeugungsmittel (39) erzeugt wird; und Demodulieren des abgetasteten OFDM-Signals in der effektiven Symbolperiode, wobei die OFDM-Demodulationsvorrichtung folgendes umfaßt:
Korrelationsvektorerfassungsmittel (33 bis 37), die eine Verzögerungsschaltung (33, (45, 46)) und eine Korrelationsschaltung (36, 37) zum Erfassen von Korrelationsvektoren zwischen einem Signal in der Schutzperiode und einem Signal in der entsprechenden effektiven Symbolperiode umfassen, wobei das abgetastete OFDM-Signal entweder direkt mit dem abgetasteten OFDM-Signal, das durch die Verzögerungsschaltung (33, (45, 46)) verzögert, dann durch das Filtermittel (34, 35) gefiltert ist, oder mit dem abgetasteten OFDM-Signal, das durch Filtermittel (34, 35) gefiltert, dann durch die Verzögerungsschaltung (33, (45, 46)) verzögert ist, korreliert wird;
oder das abgetastete OFDM-Signal wird nach dem Filtern durch die Filtermittel (41, 42, 43, 44) entweder mit dem abgetasteten OFDM-Signal, das durch die Verzögerungsschaltung (33, (45, 46)) verzögert wird, dann durch Filtermittel (34, 35) gefiltert wird, oder mit dem abgetasteten OFDM-Signal korreliert, das durch Filtermittel (34, 35) gefiltert, dann durch die Verzögerungsschaltung (33, (45, 46)) verzögert wird, oder mit dem verzögerten abgetasteten OFDM-Signal korreliert, das durch Filtermittel (34, 35) gefiltert, dann durch die Verzögerungsschaltung (33, (45, 46)) verzögert wird, oder mit dem verzögerten abgetasteten OFDM-Signal korreliert,
Frequenzkontrollmittel (38), bestehend aus

– einer Additionsschaltung (383), die den Phasenwinkel eines ersten Korrelationsvektors, der durch eine Phasenwinkelberechnungsschaltung (381) erhalten ist, zum Phasenwinkel eines zweiten Korrelationsvektors addiert, der durch eine zweite Phasenwinkelberechnungsschaltung (382) erhalten ist,
– und eine Subtraktionsschaltung (386), die den Phasenwinkel des zweiten Korrelationsvektors vom Phasenwinkel des ersten Korrelationsvektors subtrahiert, um einen Frequenzfehler sowohl für das lokale Trägerwellensignal und wie auch das Abtasttaktsignal entsprechend den mehreren Korrelationsvektoren zu erhalten, die durch das Korrelationsvektorerfassungsmittel (33 bis 37) erhalten sind, und Erzeugen eines Trägerwellenfrequenzkontrollsignals und eines Abtastfrequenzkontrollsignals, um die erzeugten Signale an das lokale Oszillationsmittel (314) und das Abtasttakterzeugungsmittel (39) auszugeben; dadurch gekennzeichnet, daß die Korrelationsvektorerfassungsmittel (33 bis 37) erste und zweite Filtermittel (34, 35 (41, 42, 43, 44)) umfassen,
– entweder das erste Filtermittel (34) oder das zweite Filtermittel (35) eine Filtercharakteristik hat, um hauptsächlich eine Signalkomponente in einem Frequenzbereich durchzulassen, der höher als die Mittelfrequenz des OFDM-Signals ist, und das andere Filtermittel eine Filtercharakteristik hat, um hauptsächlich eine Signalkomponente in einem Frequenzbereich durchzulassen, der niedriger als die Mittelfrequenz des OFDM-Signals ist,
– oder entweder das erste Filtermittel (34) oder das zweite Filtermittel (35) eine Durchlaßcharakteristik hat, die gerade-symmetrisch in Bezug auf die Mittelfrequenz des OFDM-Signals ist, und das andere Filtermittel eine Durchlaßcharakteristik hat, die ungerade-symmetrisch in Bezug auf die Mittelfrequenz des OFDM-Signals ist.

Diese Erfindung kann mit der folgenden detaillierten Beschreibung besser verstanden werden, wenn sie in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen gesehen wird.
1 ist ein Schaltplan, der den Grundaufbau einer OFDM-Modulationsvorrichtung auf der Übertragungsseite zeigt.
2 ist ein Diagramm, das das Format eines OFDM-Signals in einem Basisband zeigt, um den Betrieb der OFDM-Modulationsvorrichtung, die in 1 gezeigt wird, zu beschreiben.
3 ist ein Schaltplan, der den Grundaufbau einer OFDM-Demodulationsvorrichtung auf der Empfangsseite zeigt.
4 ist ein Zeitablaufdiagramm des Musters eines OFDM-Signals, in das ein Nullsymbol und ein Referenzsymbol eingefügt wurden.
5 ist ein Schaltplan, der den Aufbau einer herkömmlichen OFDM-Demodulationsvorrichtung zum Synchronisieren der Frequenz der Trägerwelle und der Frequenz des Abtasttaktes ohne das Nullsymbol und das Referenzsymbol zeigt.
6 ist ein Schaltplan, der den Aufbau einer OFDM-Demodulationsvorrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
7 ist ein Schaltplan, der den Aufbau einer Quadraturdetektionsschaltung gemäß der ersten Ausführungsform zeigt.
Die 8A und 8B sind Diagramme, die die Verteilung des Frequenzspektrums zur Beschreibung der Operation der Quadraturdetektionsschaltung gemäß der ersten Ausführungsform zeigen.
9 ist ein Schaltplan, der den Aufbau einer ersten Filterschaltung gemäß der ersten Ausführungsform zeigt.
10 ist eine graphische Darstellung, die die Frequenz-Amplituden-Kennlinie der ersten Filterschaltung zeigt, die in 9 gezeigt wird.
11 ist ein Schaltplan, der eine zweite Filterschaltung gemäß der ersten Ausführungsform zeigt.
12 ist eine graphische Darstellung, die die Frequenz-Amplituden-Kennlinie der zweiten Filterschaltung zeigt, die in 11 gezeigt wird.
13 ist ein Schaltplan, der den Aufbau einer Korrelationsschaltung gemäß der ersten Ausführungsform zeigt.
14 ist ein Schaltplan, der einen weiteren Aufbau der Korrelationsschaltung gemäß der ersten Ausführungsform zeigt.
Die 15A bis 15C sind Zeitablaufdiagramme, die den Zeitablauf der jeweiligen Abschnitte und Korrelation der Signale zeigt, um den Betrieb der ersten Ausführungsform zu beschreiben.
16 ist ein Schaltplan, der den Aufbau einer Frequenzkontrollschaltung gemäß der ersten Ausführungsform zeigt.
17 ist ein Schaltplan, der den Aufbau einer Symbolzeitablaufbestimmungsschaltung gemäß der ersten Ausführungsform zeigt.
18 ist ein Schaltplan, der eine erste Filterschaltung gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
19 ist eine graphische Darstellung, die die Frequenz-Amplituden-Kennlinie der ersten Filterschaltung zeigt, die in 18 gezeigt wird.
20 ist ein Schaltplan, der den Aufbau einer zweiten Filterschaltung gemäß der zweiten Ausführungsform zeigt.
21 ist eine graphische Darstellung, die die Frequenz-Amplituden-Kennlinie der zweiten Filterschaltung zeigt, die in 20 gezeigt wird.
22 ist ein Schaltplan, der den Aufbau einer Frequenzkontrollschaltung gemäß der zweiten Ausführungsform zeigt.
23 ist ein Schaltplan, der eine OFDM-Demodulationsvorrichtung gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
24 ist ein Schaltplan, der eine OFDM-Demodulationsvorrichtung gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
25 ist ein Schaltplan, der eine OFDM-Demodulationsvorrichtung gemäß einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
26 ist ein Schaltplan, der eine OFDM-Demodulationsvorrichtung gemäß einer sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
Mit Verweis auf die 6 bis 26 werden nun Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beschrieben.
6 ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau einer OFDM-Demodulationsvorrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
Mit Verweis auf 6, stellt eine Quadraturdetektionsschaltung 31 durch Quadraturdetektion ein geliefertes OFDM-Signal als Reaktion auf ein lokales Trägerwellensignal fest, das darin erzeugt wurde, wandelt das OFDM-Signal in ein Basisband-OFDM-Signal um und gibt dieses Signal als abgetastetes OFDM-Signal als Reaktion auf einen Abtasttaktimpuls aus. Die abgetasteten OFDM-Signale werden bei jedem Abtasttakt einer Fourier-Transformationsschaltung 32 und einer Verzögerungsschaltung 33 zugeführt. Gleichzeitig werden die abgetasteten OFDM-Signale der ersten und zweiten Korrelationsschaltung 36 und 37 zugeführt.
Die Verzögerungsschaltung 33 verzögert die abgetasteten OFDM-Signale, die von der Quadraturdetektionsschaltung 31 ausgegeben werden, um eine Anzahl von Takten, die einer effektiven Symbolperiode des Abtasttaktes entsprechen. Die Ausgaben aus der Verzögerungsschaltung 33 werden der ersten und zweiten Filterschaltung 34 und 35 zugeführt.
Die erste und zweite Filterschaltung 34 und 35 ermöglichen Signalkomponenten, die unterschiedliche Frequenzbereiche der abgetasteten OFDM-Signale haben, die jeweils durch die Verzögerungsschaltung 33 verzögert werden, durchzulaufen. Die Signalkomponentenausgabe aus der ersten Filterschaltung 34 wird, zusammen mit der Ausgabe der abgetasteten OFDM- Signale aus der Quadraturdetektionsschaltung 31, der ersten Korrelationsschaltung 35 zugeführt. Analog wird die Signalkomponentenausgabe aus der zweiten Filterschaltung 35, zusammen mit der Ausgabe der abgetasteten OFDM-Signale aus der Quadraturdetektionsschaltung 31, der zweiten Korrelationsschaltung 37 zugeführt.
Die erste Korrelationsschaltung 36 stellt die Korrelation zwischen dem Ausgangssignal aus der ersten Filterschaltung 34 und dem abgetasteten OFDM-Signal fest, um die festgestellte Korrelation als ersten Korrelationsvektor auszugeben. Die zweite Korrelationsschaltung 37 stellt die Korrelation zwischen einer Signalausgabe aus der zweiten Filterschaltung 35 und dem abgetasteten OFDM-Signal fest, um die festgestellte Korrelation als zweiten Korrelationsvektor auszugeben. Der erste und zweite Korrelationsvektor, die von der ersten und zweiten Korrelationsschaltung 36 und 37 gewonnen wurden, werden einer Frequenzkontrollschaltung 38 und einer Symbolzeitablaufbestimmungsschaltung 40 zugeführt.
Die Frequenzkontrollschaltung 38 extrahiert den ersten und zweiten Korrelationsvektor als Reaktion auf ein Symbolzeitablaufsignal, um einen Frequenzfehler eines lokalen Trägerwellensignals und einen Frequenzfehler des Abtasttaktes festzustellen, um so ein Trägerwellenfrequenzkontrollsignal und ein Abtastfrequenzkontrollsignal zu erzeugen. Das Trägerwellenfrequenzkontrollsignal, das von der Frequenzkontrollschaltung 38 ausgegeben wird, wird der Quadraturdetektionsschaltung 31 zugeführt, damit es zur Steuerung der Frequenz des lokalen Trägerwellensignals verwendet wird, welches innerhalb der Quadraturdetektionsschaltung 31 erzeugt wird.
Die Takterzeugungsschaltung 39 liefert den Abtasttakt an jeden Abschnitt der OFDM-Demodulationsvorrichtung; die Details der Zuführung wurden aus der Erläuterung weggelassen. Die Frequenz des Abtasttaktes wird entsprechend einem Abtastfrequenzkontrollsignal gesteuert, das von der Frequenzkontrollschaltung 38 ausgegeben wird.
Andererseits stellt die Symbolzeitablaufbestimmungsschaltung 40 die Grenze des Symbols des abgetasteten OFDM-Signals aus dem ersten und zweiten Korrelationsvektor fest, um die Symbolzeitablaufsignale zu gewinnen, die den zeitlichen Verlauf der Grenze anzeigen. Die Symbolzeitablaufsignale werden der Fourier-Transformationsschaltung 32 und der Frequenzkontrollschaltung 38 zugeführt.
Die Fourier-Transformationsschaltung 32 extrahiert das abgetastete OFDM-Signal in der effektiven Symbolperiode als Reaktion auf das Symbolzeitablaufsignal, um den Zeitbereich durch Fourier-Transformation in einen Frequenzbereich zu transformieren, um so einen Demodulationsvektor (ein Informationssymbol) zu erhalten.
Die Quadraturdetektionsschaltung 31 kann zum Beispiel so aufgebaut sein, wie in 7 gezeigt. Mit Verweis auf 7, wird das OFDM-Signal, das der Quadraturdetektionsschaltung 31 zugeführt wurde, durch ein Bandpaßfilter (BPF) 311 einem Prozeß zum Entfernen von Rauschen unterworfen, ausgenommen im Frequenzband, das zur Ausführung der Demodulation benötigt wird, und dann den Multiplikationsschaltungen 312 und 313 zugeführt.
Eine lokale Oszillationsschaltung 314 umfaßt einen Oszillator, dessen Oszillationsfrequenz durch das Trägerwellenfrequenzkontrollsignal gesteuert wird. Die lokale Oszillationsschaltung 314 gibt die lokalen Trägerwellensignale an eine Multiplikationsschaltung 312 und eine Phasenschieberschaltung 315 aus. Die Phasenschieberschaltung 315 verschiebt die Phase des lokalen Trägerwellensignals um einen Winkel von 90°. Die Ausgabe aus der Phasenverschiebungsschaltung 315 wird der Multiplikationsschaltung 313 zugeführt.
Die Multiplikationsschaltung 312 multipliziert das OFDM-Signal, das vom BPF 311 geliefert wurde, und das lokale Trägerwellensignal, das von der lokalen Oszillationsschaltung 314 geliefert wurde, miteinander. Die Ausgabe aus der Multiplikationsschaltung 312 wird einem Tiefpaßfilter (LPF) 316 zugeführt, so daß die harmonische Komponente aus der gelieferten Ausgabe entfernt wird. Im Ergebnis dessen kann ein Detektionssignal, das die gleichphasige Komponente bezogen auf das lokale Trägerwellensignal aufweist, aus dem LPF 316 erhalten werden.
Andererseits multipliziert die Multiplikationsschaltung 313 das OFDM-Signal, das vom BPF 311 geliefert wurde, und das lokale Trägerwellensignal, dessen Phase von der Phasenverschiebungsschaltung 315 um 90° verschoben wurde, miteinander. Die Ausgabe aus der Multiplikationsschaltung 313 wird einem Tiefpaßfilter (LPF) 317 zugeführt, so daß die harmonische Komponente der gelieferten Ausgabe entfernt wird. Im Ergebnis dessen kann ein Detektionssignal der phasenverschobenen Komponente bezogen auf das lokale Trägerwellensignal aus dem LPF 317 erhalten werden.
Das so erhaltene gleichphasige Detektionssignal und das Quadraturdetektionssignal werden für jeden Abtasttakt durch die A/D-Umwandlungsschaltungen 318 bzw. 319 quantisiert, um als abgetastetes OFDM-Signal aus der Quadraturdetektionsschaltung 31 ausgegeben zu werden.
Der Betrieb der Quadraturdetektionsschaltung 31 entspricht der Frequenzumwandlung zur Umwandlung des OFDM-Signals (siehe 8A) in der Nähe der Oszillationsfrequenz fc der lokalen Oszillationsschaltung 314 in das abgetastete OFDM-Signal (siehe 8B) in der Basisbandfrequenz (Mittelfrequenz f0).
Die erste Filterschaltung 34 kann zum Beispiel so aufgebaut sein, wie in 9 gezeigt. Mit Verweis auf 9, verzögern die Verzögerungsschaltungen (z^–1) 341 und 342 nacheinander die abgetasteten OFDM-Signale, die der ersten Filterschaltung 34 zugeführt werden, um einen Abtasttakt. Die zugeführten abgetasteten OFDM-Signale und die abgetasteten OFDM-Signale, die von den Verzögerungsschaltungen 341 bzw. 342 verzögert wurden, werden den Koeffizientenschaltungen 343, 344 und 345 zugeführt.
Die Koeffizientenschaltung 343 multipliziert das abgetastete OFDM-Signal mit –j (j ist eine imaginäre Zahleneinheit). Die Koeffizientenschaltung 344 multipliziert das abgetastete OFDM-Signal, das um einen Abtasttakt verzögert ist, mit 1. Die Koeffizientenschaltung 345 multipliziert das abgetastete OFDM-Signal, das um zwei Abtasttakte verzögert ist, mit j. Die Ausgaben aus den Koeffizientenschaltungen 343 und 344 werden vom Addierer 346 aufaddiert. Außerdem wird die Ausgabe aus der Koeffizientenschaltung 345 von der Additionsschaltung 347 addiert, was eine Ausgabe aus der ersten Filterschaltung 34 ergibt.
Die Frequenz-Amplituden-Kennlinie der ersten Filterschaltung 34, wie in 10 gezeigt, ist so geartet, daß Signale hauptsächlich im positiven Frequenzbereich in Bezug auf die Mittelfrequenz f0 bei der Basisbandfrequenz durchgelassen werden. Außerdem hat die Kennlinie die Eigenschaft einer Gruppenverzögerungszeit von einem Abtasttakt.
Die Koeffizientenschaltung 343 kann leicht durch Aufbauen ihrer Struktur derart realisiert werden, daß der reale Teil und der imaginäre Teil des abgetasteten OFDM-Signals miteinander vertauscht werden und dann die Polarität des imaginären Teils umgekehrt wird. Die Koeffizientenschaltung 344 kann beim Durchlassen eines Signals aus der Struktur weggelassen werden. Die Koeffizientenschaltung 345 kann leicht durch Aufbauen ihrer Struktur derart realisiert werden, daß der reale Teil und der imaginäre Teil des abgetasteten OFDM-Signals miteinander vertauscht werden und dann die Polarität des realen Teils umgekehrt wird.
Andererseits verzögern die Verzögerungsschaltungen (z^–1) 351 und 352 nacheinander die abgetasteten OFDM-Signale, die der zweiten Filterschaltung 35 zugeführt werden, um einen Abtasttakt, wobei sich die zweite Filterschaltung 35 auf 11 bezieht. Die zugeführten abgetasteten OFDM-Signale und die abgetasteten OFDM-Signale, die von den Verzögerungsschaltungen 351 bzw. 352 verzögert wurden, werden den Koeffizientenschaltungen 353, 354 und 355 zugeführt.
Die Koeffizientenschaltung 353 multipliziert das abgetastete OFDM-Signal mit j. Die Koeffizientenschaltung 354 multipliziert das abgetastete OFDM-Signal, das um einen Abtasttakt verzögert ist, mit 1. Die Koeffizientenschaltung 355 multipliziert das abgetastete OFDM-Signal, das um zwei Abtasttakte verzögert ist, mit –j. Die Ausgaben aus den Koeffizientenschaltungen 353 und 354 werden vom Addierer 356 aufaddiert. Außerdem wird die Ausgabe aus der Koeffizientenschaltung 355 von der Additionsschaltung 357 addiert, was eine Ausgabe aus der zweiten Filterschaltung 35 ergibt.
Die Frequenz-Amplituden-Kennlinie der zweiten Filterschaltung 35, wie in 12 gezeigt, ist derartig, daß Signale hauptsächlich im negativen Frequenzbereich in Bezug auf die Mittelfrequenz f0 im Basisband durchgelassen werden, und hat einen Gruppenverzögerungskennwert von einem Abtasttakt.
Die Koeffizientenschaltung 353 kann leicht durch Aufbauen ihrer Struktur derart realisiert werden, daß der reale Teil und der imaginäre Teil des abgetasteten OFDM-Signals miteinander vertauscht werden und dann die Polarität des realen Teils umgekehrt wird. Die Koeffizientenschaltung 354 kann beim Durchlassen eines Signals aus der Struktur weggelassen werden, die Koeffizientenschaltung 355 kann leicht durch Aufbauen ihrer Struktur derart realisiert werden, daß der reale Teil und der imaginäre Teil des abgetasteten OFDM-Signals miteinander vertauscht werden und dann die Polarität des imaginären Teils umgekehrt wird.
Mit Verweis auf 6, ist die Zahl der Takte, um die das abgetastete OFDM-Signal von der Verzögerungsschaltung 33 verzögert wird, gleich der Zahl der Takte, die der Zeit entsprechen, welche durch Subtrahieren der Gruppenverzögerungszeiten der ersten und zweiten Filterschaltung 34 und 35 von der effektiven Symbolperiode erhalten wird. Wenn die erste und zweite Filterschaltung 34 und 35 den Aufbau haben, der in den 9 und 11 gezeigt wird, ist die Gruppenverzögerungszeit der ersten und zweiten Filterschaltung 34 und 35 ein Takt. Daher kann die Zahl von Takten, um die von der Verzögerungsschaltung 33 verzögert wird, einen Takt kleiner als die Zahl der Takte sein, die der effektiven Symbolperiode entspricht.
Die erste und zweite Korrelationsschaltung 36 und 37 haben dieselbe Struktur. Die erste Korrelationsschaltung 36 kann zum Beispiel so aufgebaut sein, wie in 13 gezeigt (der Aufbau der zweiten Korrelationsschaltung 37 wird aus der Illustration weggelassen). Mit Verweis auf 13, wird eines der zwei abgetasteten OFDM-Signale, die der ersten Korrelationsschaltung 36 zugeführt werden, von einer Konjugationsschaltung 361 in ein Konjugationssignal umgewandelt. Das andere abgetastete OFDM-Signal wird von der Multiplikationsschaltung 362 komplex mit einer Signalausgabe aus der Konjugationsschaltung 361 multipliziert.
Eine Signalausgabe aus der Multiplikationsschaltung 362 wird von einem Schieberegister 363 über einen vorgegebenen Zeitraum gehalten. Das Schieberegister 363 gibt parallel dazu die Signale während des Zeitraums aus, in dem sie im Schieberegister 363 gehalten werden. Die parallelen Ausgaben werden der Additionsschaltung 364 zugeführt. Die Additionsschaltung 364 erhält die Gesamtsumme der Signale, die parallel aus dem Schieberegister 363 ausgegeben werden. Das heißt, das Schieberegister 363 und die Additionsschaltung 364 bilden eine Integrationsschaltung.
Die erste Korrelationsschaltung 36 (und die zweite Korrelationsschaltung 37) kann eine andere Struktur haben, wie zum Beispiel in 14 gezeigt. Die Struktur, die 14 gezeigt wird, unterscheidet sich von der, die in 13 gezeigt wird, in den Abschnitten, die dem Schieberegister 363 und der Additionsschaltung 364 entsprechen, welche die Integrationsschaltung bilden.
Mit Verweis auf 14, speichert die Halteschaltung 366 einen Korrelationsvektor, der um einen Abtasttakt vorausgeht. Die Koeffizientenschaltung 367 multipliziert den Korrelationsvektor, der von der Halteschaltung 366 gehalten wird, mit einem Dämpfungsfaktor α (α ist eine Realzahl und größer als 0 und kleiner als 1). Die Additionsschaltung 365 addiert die Ausgabe aus der Multiplikationsschaltung 362 und den Korrelationsvektor, der durch Multiplizieren des Dämpfungsfaktors α in der Koeffizientenschaltung 367 erhalten wurde, um so einen Korrelationsvektor zu erhalten. Die Halteschaltung 366 aktualisiert bei jedem Abtasttakt den Wert des Korrelationsvektors, der darin gehalten wird, auf den Wert des Korrelationsvektors, der durch die Additionsschaltung 365 erhalten wird.
Das heißt, die Additionsschaltung 365, die Halteschaltung 366 und die Koeffizientenschaltung 367 bilden eine Integrationsschaltung, die eine Zeitkonstante von 1/α hat, wobei die Integrationsschaltung ähnlich wie die Integrationsschaltung arbeiten kann, die durch das Schieberegister 363 und die Additionsschaltung 364 gebildet und in 13 gezeigt wird.
Die 15A bis 15C zeigen einen Prozeß zum Gewinnen des ersten und zweiten Korrelationsvektors durch die erste und zweite Koeffizientenschaltung 36 und 37 aus dem abgetasteten OFDM-Signal, das durch die Quadraturdetektionsschaltung 31 gewonnen wird.
15A zeigt das abgetastete OFDM-Signal, das von der Quadraturdetektionsschaltung 31 ausgegeben wird. Die OFDM-Demodulationsvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung demoduliert ein OFDM-Signal, das einen Aufbau hat, der durch Kopieren eines Signals im hinteren Abschnitt der effektiven Symbolperiode des abgetasteten OFDM-Signals in eine Schutzperiode gebildet wird, die vor der effektiven Symbolperiode liegt. Das abgetastete OFDM-Signal wird durch die Verzögerungsschaltung 33 um ein Maß verzögert, das der effektiven Symbolperiode entspricht, wie in 15B gezeigt, und dann durch die erste und zweite Filterschaltung 34 und 35 in Signale unterteilt, die unterschiedliche Frequenzbereiche haben.
Um die Beschreibung zu vereinfachen, wird die Wirkung des Auswählens der Frequenz für jede aus der ersten und zweiten Filterschaltung 34 und 35 ignoriert. Die erste und zweite Filterschaltung 34 und 35 geben also das verzögerte abgetastete OFDM-Signal aus. Die erste und zweite Korrelationsschaltung 36 und 37 gewinnen die Korrelation zwischen dem abgetasteten OFDM-Signal, das in 15A gezeigt wird, und dem abgetasteten OFDM-Signal, das um die effektive Symbolperiode verzögert ist, wie in 15B gezeigt. Zu diesem Zeitpunkt ist das Signal im hinteren Abschnitt der effektiven Symbolperiode in die Schutzperiode kopiert worden. Daher hat der Korrelationsvektor der Signale oben einen großen absoluten Wert in einem Abschnitt (Abschnitte, die durch Symbole – Tg und Ts – angegeben werden, welche in 15C gezeigt werden), in dem die Signalwellenformen zusammenfallen, wie in 15C gezeigt.
Obwohl der Phasenwinkel bei einem Spitzenwert des Korrelationsvektors in dem Fall null ist, in dem die Frequenzen des lokalen Trägerwellensignals und des Abtasttaktes keinen Fehler haben, gibt es dem Fehler entsprechend einen Phasenwinkel, wenn die Frequenzen des lokalen Trägerwellensignals und des Abtasttaktes einen Fehler haben.
Es wird nun der Phasenwinkel des ersten und zweiten Korrelationsvektors, der aus der ersten und zweiten Korrelationsschaltung 36 und 37 gewonnen werden kann, beschrieben, der existiert, wenn die Frequenzen des lokalen Trägerwellensignals und des Abtasttaktes einen Fehler haben.
Wenn die Frequenz des lokalen Trägerwellensignals keinen Fehler hat, wird ein abgetastetes OFDM-Signal s(t), das von der Quadraturdetektionsschaltung 31 in einer Periode mit einem bestimmten Symbol (zum Beispiel einem Symbol für die Übertragung S1, das in 25A gezeigt wird) ausgegeben wird, durch Gleichung (1) ausgedrückt. Mit Verweis auf Gleichung (1), zeigt Symbol dk einen Modulationsvektor von Hilfsträger k an.
Das Symbol ωk ist eine Winkelfrequenz von Hilfsträger k, wobei die Winkelfrequenz ein ganzzahliges Vielfaches 2π/Ts ist (Ts ist die Länge der effektiven Symbolperiode). Das führende Ende der effektiven Symbolperiode wird t = 0 gesetzt, wie in 15A gezeigt.
Die Operationen, die von der ersten und zweiten Korrelationsschaltung 36 und 37 zum Gewinnen des Korrelationsvektors C(t) zwischen dem Signal s(t – Ts), das um die effektive Symbolperiode Ts verzögert ist, nachdem es durch die Verzögerungsschaltung 33 und die erste und zweite Filterschaltung 34 und 35 gelaufen ist, und dem abgetasteten OFDM-Signal s(t) ausgeführt werden, werden durch Gleichung (2) ausgedrückt,
wobei "*" bedeutet: konjugiert komplex.
Da die Korrelationsoperationen der OFDM-Signalkomponente sk(t) des Hilfsträgers k, die von der ersten und zweiten Korrelationsschaltung 36 und 37 ausgeführt werden, durch Gleichung (3) ausgedrückt werden, wird der Korrelationsvektor Ck(t) von Hilfsträger k durch Gleichung (4) ausgedrückt.
Nimmt man an, daß die Zeit, zu der der Frequenzfehler des lokalen Trägerwellensignals und der Abtasttaktes vom Korrelationsvektor festgestellt wird, die Zeit (t = Ts) ist, zu der die Größe des Korrelationsvektors maximal gemacht wird, so wird der Korrelationsvektor Ck(Ts) zur Zeit Ts durch Gleichung (5) ausgedrückt. Wie aus Gleichung (5) zu ersehen ist, ist der Phasenwinkel des Korrelationsvektors Ck(Ts) null.
Wenn die Frequenz des lokalen Trägerwellensignals den Fehler Δω und die Länge der effektiven Symbolperiode auf Grund der Verschiebung der Frequenz des Abtasttaktes den Fehler ΔT hat, wird das abgetastete OFDM-Signal sk(t) durch Gleichung (6) ausgedrückt. Daher wird der Korrelationsvektor Ck(Ts + Δt) durch Gleichung (7) ausgedrückt. Man beachte, daß ΔωΔT in Gleichung (7) weggelassen ist, weil es ein kleiner Wert ist.
Nimmt man an, daß der Phasenwinkel des Korrelationsvektors Ck(Ts + ΔT)ϕ_k ist, wird der Phasenwinkel durch Gleichung (8) ausgedrückt. ϕk = ΔωTs + ωkΔT (8)
Wie aus Gleichung (8) zu ersehen ist, ist der Phasenwinkel des Korrelationsvektors ΔωTs mit Bezug auf den Fehler Δω der Frequenz des lokalen Trägerwellensignals, unabhängig von der Frequenz wk des Hilfsträgers. Der Phasenwinkel ist ωkΔT im Verhältnis zur Frequenz ωk mit Bezug auf den Fehler ΔT in der effektiven Symbolperiode, der auf Grund der Verschiebung der Frequenz des Abtasttaktes erzeugt wird.
Dementsprechend werden Signale im negativen Frequenzbereich, die aus der ersten und zweiten Filterschaltung 34 und 35 gewonnen werden können, verwendet, und die Korrelationsvektoren in Bezug auf das abgetastete OFDM-Signal werden durch die erste und zweite Korrelationsschaltung 36 und 37 gewonnen. Daher kann der Fehler Δω der Frequenz des lokalen Trägerwellensignals aus der Summe der Phasenwinkel der jeweiligen Korrelationsvektoren durch die Frequenzkontrollschaltung 38 abgeschätzt werden. Außerdem kann der Fehler ΔT in der effektiven Symbolperiode, der auf Grund der Verschiebung der Frequenz des Abtasttaktes auftritt, aus der Differenz zwischen den Phasenwinkeln der jeweiligen Korrelationsvektoren durch die Frequenzkontrollschaltung 38 abgeschätzt werden.
Die Frequenzkontrollschaltung 38 zur Steuerung der Frequenz des lokalen Trägerwellensignals und der des Abtasttaktes kann zum Beispiel so gebildet werden, wie in 16 gezeigt.
Mit Verweis auf 16, gewinnen die Phasenwinkelberechnungsschaltungen (tan^–1(Im/Re), wobei Re ein Realteil und Im ein Imaginärteil ist) 381 und 382 den Phasenwinkel aus jedem der ersten bzw. zweiten Korrelationsvektoren. Eine Additionsschaltung 383 addiert den Phasenwinkel des ersten Korrelationsvektors, der durch eine Phasenwinkelberechnungsschaltung 381 gewonnen wird, und den Phasenwinkel des zweiten Korrelationsvektors, der durch die Phasenwinkelberechnungsschaltung 382 erhalten wird. Die Schaltung 383 gewinnt daher einen Wert entsprechend dem Fehler Δω der Frequenz des lokalen Trägerwellensignals, wie oben beschrieben. Der Wert, der so erhalten wurde, wird einem Schleifenfilter 384 zugeführt.
Das Schleifenfilter 384 wirkt so, daß es die Reaktion einer Kontrollschleife für die Trägerwellenfrequenz durch Verstärken oder Dämpfen und Glätten des Frequenzfehlersignals des lokalen Trägerwellensignals bestimmt. Eine D/A-Umwandlungsschaltung 385 wandelt eine numerische Ausgabe aus dem Schleifenfilter 384 in eine analoge Spannung um. Die D/A-Umwandlungsschaltung 385 überträgt ein Signal, das die Höhe der erhaltenen analogen Spannung kennzeichnet, als Trägerwellenfrequenzkontrollsignal an die lokale Oszillationsschaltung 314 der Quadraturdetektionsschaltung 31.
Die Reihenfolge des Schleifenfilters 384 und der D/A-Umwandlungsschaltung 385 kann vertauscht werden. Wenn die lokale Oszillationsschaltung 314 zur Verwendung in der Quadraturdetektionsschaltung 31 eine numerisch gesteuerte Schaltung ist, wird die D/A-Umwandlungsschaltung 385 aus der Struktur weggelassen.
Eine Subtraktionsschaltung 386 subtrahiert den Phasenwinkel des zweiten Korrelationsvektors, der durch die Phasenwinkelberechnungsschaltung 382 gewonnen wird, vom Phasenwinkel des ersten Korrelationsvektors, der durch die Phasenwinkelberechnungsschaltung 381 gewonnen wird, um so einen Wert entsprechend dem Fehler ΔT in der effektiven Symbolperiode zu erhalten, der auf Grund der Verschiebung der Frequenz des Abtasttaktes auftritt.
Das Schleifenfilter 387 wirkt so, daß es die Reaktion einer Kontrollschleife für die Trägerwellenfrequenz durch Verstärken oder Dämpfen und Glätten des Frequenzfehlersignals des lokalen Trägerwellensignals bestimmt. Eine D/A-Umwandlungsschaltung 388 wandelt die numerische Ausgabe aus dem Schleifenfilter 387 in eine analoge Spannung um. Die Signalausgabe aus der D/A-Umwandlungsschaltung 388 wird der Takterzeugungsschaltung 39 zugeführt.
Die Takterzeugungsschaltung 39 bewirkt durch Steuerung, daß die Abtastfrequenz entsprechend dem Abtastfrequenzkontrollsignal angehoben wird, wenn der Fehler ΔT in der effektiven Symbolperiode positiv ist. Wenn der Fehler ΔT in der effektiven Symbolperiode negativ ist, bewirkt die Takterzeugungsschaltung 39 eine Absenkung der Abtastfrequenz.
Die Reihenfolge des Schleifenfilters 387 und der D/A-Umwandlungsschaltung 388 kann vertauscht werden. Wenn der Oszillator in der Takterzeugungsschaltung 39 ein numerisch gesteuerter Oszillator ist, wird die D/A-Umwandlungsschaltung 388 aus der Struktur weggelassen.
Die Operation, die von der Frequenzkontrollschaltung 38 ausgeführt wird, ist vorzugsweise auszuführen, wenn die Größe des ersten und zweiten Korrelationsvektors maximal gemacht wird, um die Rauschfestigkeit zu erhöhen. Dementsprechend empfängt die Frequenzkontrollschaltung 38 von der Symbolzeitablaufbestimmungsschaltung 40 ein Symbolzeitablaufsignal in dem Moment, in dem festgestellt wird, daß der erste und zweite Korrelationsvektor am größten ist, um die Berechnung zu diesem Zeitpunkt auszuführen.
Im Ergebnis dessen kann der Frequenzfehler des lokalen Trägerwellensignals und des Abtasttaktes für jedes Symbol genau bestimmt werden, ohne vom Verfahren des Modulierens des Hilfsträgers abzuhängen. Daher kann die Synchronisation der Frequenzen des lokalen Trägerwellensignals und des Abtasttaktes genau gefangen werden.
Die Symbolzeitablaufbestimmungsschaltung 40 kann zum Beispiel so aufgebaut sein, wie in 17 gezeigt.
Mit Verweis auf 17, wird der Realteil (Re) und der Imaginärteil (Im) des ersten Korrelationsvektors von der Quadrierschaltung 401 bzw. 402 quadriert und dann beide durch die Additionsschaltung 405 miteinander addiert. So kann das Quadrat des absoluten Wertes des zweiten Korrelationsvektors gewonnen werden. Der Realteil (Re) und der Imaginärteil (Im) des zweiten Korrelationsvektors werden von der Quadrierschaltung 403 bzw. 404 quadriert und dann beide durch die Additionsschaltung 406 aufaddiert. So kann das Quadrat des absoluten Wertes des zweiten Korrelationsvektors gewonnen werden.
Die Ergebnisse der Additionsoperationen, die von den Additionsschaltungen 405 und 406 ausgeführt werden, werden von einer Additionsschaltung 407 aufaddiert, so daß die Summe des Quadrates der Absolutwerte des ersten und zweiten Korrelationsvektors gewonnen wird. Ein Ausgabesignal aus der Additionsschaltung 407 wird durch eine Differenzierschaltung 408 nach der Zeit differenziert, und dann wird der Scheitelpunkt (Zeitpunkt, an dem die Neigung null gesetzt wird) durch eine Nulldurchgangsdetektionsschaltung 409 gewonnen.
Andererseits wird ein Ausgabesignal aus der Additionsschaltung 407 auch einem Komparator 4010 zugeführt. Der Komparator 4010 öffnet eine Torschaltung 4011, wenn die Ausgabe aus der Additionsschaltung 407 einen vorgegebenen Wert übersteigt. Die Torschaltung 4011 bestimmt die Scheitelpunktausgabe aus der Nulldurchgangs detektionsschaltung 409 als der Symbolzeitablauf, bei dem das Tor von Komparator 4010 geöffnet wurde, um ein Symbolzeitablaufsignal auszugeben. Um Fluktuationen des Symbolzeitablaufsignals zu verhüten, die durch Rauschen oder dergleichen verursacht werden, das im ersten und zweiten Korrelationsvektor erzeugt wird, kann eine Schwungradschaltung wirksam zum Schutz des Symbolzeitablaufsignals eingesetzt werden.
Da die Symbolzeitablaufbestimmungsschaltung 40 benötigt wird, um einfach die Zeit erhalten, zu der die Größen des ersten und zweiten Korrelationsvektors maximal gemacht werden, können die Quadrierschaltungen 401 bis 404 durch Schaltungen zum Gewinnen des Absolutwertes ersetzt werden. Als Alternative dazu gewinnt entweder nur der erste Korrelationsvektor oder der zweite Korrelationsvektor den Symbolzeitablauf.
Mit Verweis auf 6, extrahiert die Fourier-Transformationsschaltung 32 das abgetastete OFDM-Signal in der effektiven Symbolperiode als Reaktion auf das Symbolzeitablaufsignal, das von der Symbolzeitablaufbestimmungsschaltung 40 geliefert wird, um den Zeitbereich durch Fourier-Transformation in den Frequenzbereich zu transformieren, um so den Modulationsvektor jedes Hilfsträgers zu erhalten.
Da die OFDM-Demodulationsvorrichtung, die den vorgenannten Aufbau hat, die Frequenzfehler des lokalen Trägerwellensignals und des Abtasttaktes aus dem abgetasteten OFDM-Signal gewinnt, das nicht einer Fourier-Transformation unterworfen wurde, kann die OFDM-Demodulationsvorrichtung die Frequenzfehler des lokalen Trägerwellensignals und des Abtasttaktes genau abschätzen, selbst wenn die Frequenzen des lokalen Trägerwellensignals und des Abtasttaktes verschoben sind.
Im Ergebnis dessen kann die Frequenz des lokalen Trägerwellensignals und die des Abtasttaktes bei hoher Feschwindigkeit und frei vom Rauscheinfluß genau synchronisiert werden. Im Ergebnis dessen können Fehler des lokalen Trägerwellensignals und der Abtastfrequenz zuverlässig entfernt werden. Durch die Fourier-Transformationsschaltung 32 kann also ein korrekter Demodulationsvektor gewonnen werden.
Mit Verweis auf die 18 bis 22, wird nun eine zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben.
Diese Ausführungsform, die denselben Gesamtaufbau wie die erste Ausführungsform hat, die in 6 gezeigt wird, ist durch Strukturen der ersten Filterschaltung 34, der zweiten Filterschaltung 35 und der Frequenzkontrollschaltung 38 gekennzeichnet. Daher wird die Gesamtstruktur aus der Beschreibung und Erläuterung weggelassen. Die 18, 20 und 22 zeigen die vorhergehenden Einheiten zum Beschreiben der charakterisierten Abschnitte. Die 19 und 21 zeigen die Frequenz-Amplituden-Kennlinie der ersten und der zweiten Filterschaltung 34 und 35 gemäß dieser Ausführungsform. In der ersten Filterschaltung 34, die in 18 gezeigt wird, verzögert eine Verzögerungsschaltung (Z^–1) 3411 ein abgetastetes OFDM-Signal, das der ersten Filterschaltung 34 zugeführt wird, um einen Abtasttakt, um dasselbe an eine Koeffizientenschaltung 3412 auszugeben. Die Koeffizientenschaltung 3412 multipliziert das abgetastete OFDM-Signal, das um einen Abtasttakt verzögert ist, mit 1. Eine Ausgabe aus der Koeffizientenschaltung 3412 wird zu einer Ausgabe aus der ersten Filterschaltung 34 gemacht.
Die erste Filterschaltung 34, die den vorhergehenden Aufbau hat, wie in 19 gezeigt, hat eine Durchlaßcharakteristik, die im Frequenzbereich geradesymmetrisch zur Mittelfrequenz der Basisbandfrequenz ist.
Die erste Filterschaltung 34 führt eine Gruppenverzögerung aus. Man beachte, daß die Koeffizientenschaltung 3412 beim Durchlassen eines Signals aus der Struktur weggelassen werden kann.
In der zweiten Filterschaltung 35, die in 20 gezeigt wird, verzögern die Verzögerungsschaltungen (Z^–1) 3511 und 3512 nacheinander das abgetastete OFDM-Signal, das der zweiten Filterschaltung 35 zugeführt wird, um einen Abtasttakt. Die Koeffizientenschaltung 3513 multipliziert das abgetastete OFDM-Signal, das der zweiten Filterschaltung 35 zugeführt wird, mit –j. Die Koeffizientenschaltung 3514 multipliziert das abgetastete OFDM-Signal, das von den Verzögerungsschaltungen 3511 und 3512 um zwei Abtasttakte verzögert wird, mit j. Die Ausgabe aus der Koeffizientenschaltung 3513 und die aus der Koeffizientenschaltung 3514 werden von einer Additionsschaltung 3515 aufaddiert, was eine Ausgabe aus der zweiten Filterschaltung 35 ergibt.
Die zweite Filterschaltung 35, die den vorhergehenden Aufbau hat, wie in 21 gezeigt, hat eine Durchlaßcharakteristik, die im Frequenzbereich ungeradesymmetrisch zur Mittelfrequenz der Basisbandfrequenz ist. Außerdem ermöglicht die zweite Filterschaltung 35 eine Gruppenverzögerungszeit von einem Abtasttakt.
Die Koeffizientenschaltung 3513 kann leicht durch Aufbauen ihrer Struktur derart realisiert werden, daß der reale Teil und der imaginäre Teil des abgetasteten OFDM-Signals miteinander vertauscht werden und dann die Polarität des imaginären Teils umgekehrt wird. Die Koeffizientenschaltung 3514 kann leicht durch Aufbauen ihrer Struktur derart realisiert werden, daß der reale Teil und der imaginäre Teil des abgetasteten OFDM-Signals miteinander vertauscht werden und dann die Polarität des realen Teils umgekehrt wird.
Die Zahl der Takte des abgetasteten OFDM-Signals, die von der Verzögerungsschaltung 33 verzögert werden, welche in 6 gezeigt wird, ist, wie oben beschrieben, gleich der Zahl der Takte, die der Zeit entsprechen, welche durch Subtrahieren der Gruppenverzögerungszeiten der ersten und zweiten Filterschaltung 34 und 35 von der effektiven Symbolperiode erhalten wird. Wenn die erste und zweite Filterschaltung 34 und 35 den Aufbau haben, wie in den 18 und 20 gezeigt, kann die Zahl der Takte, die von der Verzögerungsschaltung 33 verzögert wird, gleich der Zahl sein, die um einen Takt kleiner als die Zahl der Takte ist, die der effektiven Symbolperiode entspricht, weil die Gruppenverzögerungszeit sowohl der ersten wie auch der zweiten Filterschaltung 34 und 35 ein Takt ist.
Es wird nun der erste und zweite Korrelationsvektor, der aus der ersten und zweiten Korrelationsschaltung 36 und 37 gewonnen werden kann, wenn ein Fehler in der Frequenz des lokalen Trägerwellensignals und des Abtasttaktes auftritt, beschrieben.
Wie oben beschrieben, drückt Gleichung (7) mit der Signalkomponente von Hilfsträger k den Korrelationsvektor aus, der aus der Ausgabe aus der ersten und zweiten Korrelationsschaltung 36 und 37 gewonnen werden kann. Daher wird eine umfangreiche Berechnung zu den zwei Hilfsträgern k1 und k2 der Frequenzen ωk1 = ω und ωk2 = –ω ausgeführt.
Da die erste Filterschaltung 34 die gerade-symmetrische Durchlaßcharakteristik hat, ist eine Ausgabe aus der ersten Filterschaltung 34 in der Form, die durch Addieren der Signalkomponente von Hilfsträger k2 zur Signalkomponente von Hilfsträger k1 gewonnen wird. Daher wird der erste Korrelationsvektor C1, der von der ersten Korrelationsschaltung 36 ausgegeben wird, gleich den Korrelationsvektoren, wie durch Gleichung (9) ausgedrückt.
Da die zweite Filterschaltung 35 die ungerade-symmetrische Durchlaßcharakteristik hat, ist eine Ausgabe aus der zweiten Filterschaltung 35 in der Form, die durch Subtrahieren der Signalkomponente von Hilfsträger k2 von der Signalkomponente von Hilfsträger k1 gewonnen wird. Daher wird der zweite Korrelationsvektor C2, der von der zweiten Korrelationsschaltung 37 ausgegeben wird, gleich der Differenz zwischen den Korrelationsvektoren, wie durch Gleichung (10) ausgedrückt.
Wenn die erste und zweite Filterschaltung 34 und 35 so aufgebaut sind, wie oben beschrieben, kann die Frequenzkontrollschaltung 38 so aufgebaut sein, wie in 22 gezeigt.
Mit Verweis auf 22, wird der erste Korrelationsvektor, der aus der ersten Korrelationsschaltung 36 gewonnen wird, einer Phasenwinkelberechnungsschaltung (tan^–1(Im/Re)) 3813 zugeführt. Die Phasenwinkelberechnungsschaltung 3813 erhält den Phasenwinkel des ersten Korrelationsvektors. Wie aus Gleichung (9) zu ersehen ist, wird der Phasenwinkel des ersten Korrelationsvektors C1 gleich ΔωTs gemacht. Daher wird die Ausgabe aus der Phasenwinkelberechnungsschaltung 3813 gleich einem Wert entsprechend dem Frequenzfehler Δω des lokalen Trägerwellensignals gemacht. Das Frequenzfehlersignal des lokalen Trägerwellensignals wird dem Schleifenfilter 3814 zugeführt.
Das Schleifenfilter 3814 bestimmt die Reaktion der Kontrollschleife für die Trägerwellenfrequenz durch Verstärken oder Dämpfen und Glätten des Frequenzfehlersignals des lokalen Trägerwellensignals. Die Ausgabe aus dem Schleifenfilter 3814 wird der D/A-Umwandlungsschaltung 3815 zugeführt. Die D/A-Umwandlungsschaltung 3815 wandelt die numerische Ausgabe aus dem Schleifenfilter 3814 in eine analoge Spannung um. Die Ausgabe aus der D/A-Umwandlungsschaltung 3815 wird als Trägerwellenfrequenzkontrollsignal der lokalen Oszillationsschaltung 314 in der Quadraturdetektionsschaltung 31 zugeführt.
Die Reihenfolge des Schleifenfilters 3814 und der D/A-Umwandlungsschaltung 3815 kann vertauscht werden. Wenn die lokale Oszillationsschaltung 314 eine numerisch gesteuerte Schaltung ist, wird die D/A-Umwandlungsschaltung 3815 weggelassen.
Der erste Korrelationsvektor wird auch der Konjugationsschaltung 3811 zugeführt. Die Konjugationsschaltung 3811 erhält die komplexe Konjugation des ersten Korrelationsvektors, wobei die Ausgabe aus der Konjugationsschaltung 3811 einer Multiplikationsschaltung 3812 zugeführt wird.
Die Multiplikationsschaltung 3812 multipliziert einen Konjugationsvektor des ersten Korrelationsvektors, der aus der Konjugationsschaltung 3811 erhalten wird, und den zweiten Korrelationsvektor, der von der zweiten Korrelationsschaltung 37 geliefert wird. Ein Ergebnis der Multiplikation wird einer Imaginärteilauswahlschaltung (IM[]) 3816 zugeführt. Die Imaginärteilauswahlschaltung 3816 leitet den Imaginärteil selektiv aus dem Eingangssignal und den Ausgaben einen Wert entsprechend dem Fehler ΔT in der effektiven Symbolperiode ab, wie durch Gleichung (11) ausgedrückt. Das erhaltene Imaginärteilauswahlsignal wird einem Schleifenfilter 3817 zugeführt. Im(C1*C2) = Im[|d|4T2g ·4jcos(ωΔT)sin(ωΔT)] = |d|4T2g ·2sin(2ωΔT) (11)
Das Schleifenfilter 3817 wirkt so, daß es die Reaktion der Abtastratenkontrollschleife durch Verstärken oder Dämpfen und Glätten des Frequenzfehlersignals des Abtasttaktes bestimmt. Die Ausgabe aus dem Schleifenfilter 3817 wird der D/A-Umwandlungsschaltung 3818 zugeführt. Die D/A-Umwandlungsschaltung 3818 wandelt die numerische Ausgabe aus dem Schleifenfilter 3817 in eine analoge Spannung um. Die Ausgabe aus der D/A-Umwandlungsschaltung 3818 wird als Abtastfrequenzkontrollsignal der Takterzeugungsschaltung 39 zugeführt.
Die Takterzeugungsschaltung 39 erhöht als Reaktion auf das Abtastfrequenzkontrollsignal die Abtastfrequenz, wenn der Fehler ΔT in der effektiven Symbolperiode positiv ist. Wenn der Fehler ΔT negativ ist, senkt die Takterzeugungsschaltung 39 die Abtastfrequenz.
In der Frequenzkontrollschaltung 38 kann die Reihenfolge von Schleifenfilter 3817 und D/A-Umwandlungsschaltung 3818 vertauscht werden. Wenn der Oszillator in der Takterzeugungsschaltung 39 ein numerisch gesteuerter Oszillator ist, wird die D/A-Umwandlungsschaltung 3818 weggelassen.
Die Operation, die von der Frequenzkontrollschaltung 38 ausgeführt wird, ist vorzugsweise dann auszuführen, wenn die Größe des ersten und zweiten Korrelationsvektors maximal gemacht wird, wie oben beschrieben, um die Rauschfestigkeit zu erhöhen. Daher empfängt die Frequenzkontrollschaltung 38 von der Symbolzeitablaufbestimmungsschaltung 40 das Symbolzeitablaufsignal in dem Moment, in dem festgestellt wird, daß der erste und zweite Korrelationsvektor am größten ist, um die Operation auszuführen.
Wie aus der vorstehenden Beschreibung zu ersehen ist, erhält auch die OFDM-Demodulationsvorrichtung, die den vorgenannten Aufbau hat, die Frequenzfehler des lokalen Trägerwellensignals und des Abtasttaktes aus dem abgetasteten OFDM-Signal, das keiner Fourier-Transformation unterzogen wurde. Daher erreicht die OFDM-Demodulationsvorrichtung einen Effekt, der dem ähnlich ist, welcher mit der OFDM-Demodulationsvorrichtung gemäß der ersten Ausführungsform erreicht werden kann.
23 ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau einer OFDM-Demodulationsvorrichtung gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
Die OFDM-Demodulationsvorrichtung gemäß dieser Ausführungsform unterscheidet sich vom Aufbau der OFDM-Demodulationsvorrichtungen gemäß der ersten und zweiten Ausführungsform in der Anschlußposition der Filterschaltung. Das heißt, bei der ersten und zweiten Ausführungsform ist der Aufbau derart, daß die erste und zweite Filterschaltung 34 und 35 zwischen der Verzögerungsschaltung 33 und der ersten und zweiten Korrelationsschaltung 36 und 37 angeschlossen sind. Andererseits hat diese Ausführungsform einen Aufbau, bei dem die Filterschaltungen 41 und 42 zwischen der Quadraturdetektionsschaltung 31 und der ersten und zweiten Korrelationsschaltung 36 und 37 angeschlossen ist, wie in 23 gezeigt.
Die Filterschaltung 41 hat denselben Aufbau wie die erste Filterschaltung 34, wie in 9 oder 18 gezeigt, und hat eine Kennlinie, wie in 10 oder 19 gezeigt. Die Filterschaltung 42 hat denselben Aufbau wie die zweite Filterschaltung 35, wie in 11 oder 20 gezeigt, und hat eine Kennlinie, wie in 12 oder 21 gezeigt.
Wenn der Aufbau so wie oben beschrieben ausgeführt wird, führt der Unterschied in der Position der angeschlossenen Filterschaltung zur folgenden Unumgänglichkeit: der Verzögerungszeit, die von der Verzögerungsschaltung 33 entsprechend der ersten und zweiten Ausführungsform realisiert wird, die die Zeit ist, welche durch Subtrahieren der Gruppenverzögerungszeitabschnitte der ersten und zweiten Filterschaltung 34 und 35 von der Länge der effektiven Symbolperiode erhalten wird. Andererseits muß die Verzögerungszeit, die von der Verzögerungsschaltung 33 entsprechend dieser Ausführungsform realisiert wird, die Zeit sein, welche durch Addieren der Gruppenverzögerungszeitabschnitte der Filterschaltungen 41 und 47 zur Länge der effektiven Symbolperiode erhalten wird.
Da die anderen Strukturen dieselben wie die der ersten und zweiten Ausführungsform sind, erhalten die Elemente, die in 23 gezeigt werden, die dieselben Strukturen haben wie die in 6 gezeigten, dieselben Bezugszahlen, und dieselben Elemente werden aus der Beschreibung weggelassen. Da die Operation dieser Ausführungsform auf der Basis desselben Prinzips wie das der OFDM-Demodulationsvorrichtung gemäß der ersten Ausführungsform ausgeführt wird, wird auch die Beschreibung der Operation weggelassen.
24 ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau einer OFDM-Demodulationsvorrichtung gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
Die OFDM-Demodulationsvorrichtung gemäß dieser Ausführungsform hat einen Aufbau, der sich durch Kombinieren der Strukturen gemäß der ersten Ausführungsform und der dritten Ausführungsform ergibt. Die erste und zweite Filterschaltung 34 und 35, die in 6 gezeigt werden, und die Filterschaltungen 41 und 42, die in 23 gezeigt werden, werden gleichzeitig eingesetzt. Die Filterschaltungen 34 und 41 haben die Strukturen, die in 9 oder 18 gezeigt werden, und haben die Kennlinie, die in 10 oder 19 gezeigt wird. Analog haben die Filterschaltungen 35 und 42 die Strukturen, die in 11 oder 20 gezeigt werden, und haben die Kennlinie, die in 12 oder 21 gezeigt wird.
Wenn der Aufbau so wie oben beschrieben ist, sind die Gruppenverzögerungszeitabschnitte der Filterschaltungen 34, 35, 41 und 42 dieselben, und die Verzögerungszeit, die durch die Verzögerungsschaltung 33 realisiert wird, kann die Zeit sein, die der Länge der effektiven Symbolperiode entspricht.
Da die anderen Strukturen dieselben wie die gemäß der ersten und zweiten Ausführungsform sind, erhalten die Elemente, die in 24 gezeigt werden, die dieselben sind wie die in 6 gezeigten, dieselben Bezugszahlen, und dieselben Elemente werden aus der Beschreibung weggelassen. Auch der Betrieb dieser Ausführungsform wird auf der Basis desselben Prinzips wie für die OFDM-Demodulationsvorrichtung gemäß der ersten Ausführungsform ausgeführt. Daher wird auch der Betrieb aus der Beschreibung weggelassen.
25 ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau einer OFDM-Demodulationsvorrichtung gemäß einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
Die OFDM-Demodulationsvorrichtung gemäß dieser Ausführungsform hat einen derartigen Aufbau, daß die Ausgabe des abgetasteten OFDM-Signals aus der Quadraturdetektionsschaltung 31 den Filterschaltungen 43 und 44, die unterschiedliche Frequenz-Amplituden-Kennlinien haben, zugeführt wird. Außerdem verzögern die Verzögerungsschaltungen 45 und 46 die Zeit des abgetasteten OFDM-Signals um ein Maß, das der Länge der effektiven Symbolperiode entspricht, zum Verzögern von Signalen für die erste und zweite Korrelationsschaltung 36 und 37. Außerdem wird das abgetastete OFDM-Signal, das von der Quadraturdetektionsschaltung 31 ausgegeben wird, der ersten und zweiten Korrelationsschaltung 36 und 37 direkt zugeführt.
Die Filterschaltungen 43 und 44 haben die Strukturen, die in den 9 und 11 oder in den 18 und 20 gezeigt werden, und haben die Kennlinie, die in den 10 und 12 oder in den 19 und 21 gezeigt wird. In diesem Fall haben die Filterschaltungen 43 und 44 den Gruppenverzögerungskennwert von einem Abtasttakt.
In diesem Fall sind die Verzögerungsschaltungen 45 und 46 so ausgelegt, daß sie Verzögerungszeitabschnitte realisieren, von denen jeder durch Subtrahieren eines Abtasttaktes von der Länge der effektiven Symbolperiode gewonnen wird.
Da die anderen Strukturen dieselben wie die gemäß der ersten und zweiten Ausführungsform sind, erhalten dieselben Elemente, die in 25 gezeigt werden, wie die in 6 gezeigten, dieselben Bezugszahlen, und dieselben Elemente werden aus der Beschreibung weggelassen. Da die OFDM- Demodulationsvorrichtung gemäß dieser Ausführungsform auf der Basis desselben Prinzips wie die OFDM-Demodulationsvorrichtung gemäß der ersten Ausführungsform betrieben wird, wird auch der Betrieb aus der Beschreibung weggelassen.
26 ist ein Blockdiagramm, das eine OFDM-Demodulationsvorrichtung gemäß einer sechsten Ausführungsform zeigt.
Die OFDM-Demodulationsvorrichtung gemäß dieser Ausführungsform ist so aufgebaut, daß sie abgetastete OFDM-Signale, die von der Quadraturdetektionsschaltung 31 ausgegeben werden, den Filterschaltungen 43 und 44 zuführt, die unterschiedliche Frequenz-Amplituden-Kennlinien haben, um sie dann der ersten und zweiten Korrelationsschaltung 36 und 37 zuzuführen. Andererseits werden die abgetasteten OFDM-Signale, die von den Filterschaltungen 43 und 44 ausgegeben werden, durch die Verzögerungsschaltungen 45 und 46 um die Zeit verzögert, die der Länge der effektiven Symbolperiode entspricht, um dann der ersten und zweiten Korrelationsschaltung 36 und 37 zugeführt zu werden.
Die Filterschaltungen 43 und 44 haben die Strukturen, die in den 9 und 11 oder in den 18 und 20 gezeigt werden, und haben die Kennlinie, die in den 10 und 12 oder in den 19 und 21 gezeigt wird. In diesem Fall braucht die Gruppenverzögerungszeit von jeder der Filterschaltungen 43 und 44 nicht berücksichtigt zu werden; die Verzögerungsschaltungen 45 und 46 müssen die Verzögerungszeitabschnitte haben, die der Länge der effektiven Symbolperiode entsprechen.
Da die anderen Strukturen dieselben wie die gemäß der ersten und zweiten Ausführungsform sind, erhalten dieselben Elemente, die in 26 gezeigt werden, wie die in 6 gezeigten, dieselben Bezugszahlen, und dieselben Elemente werden aus der Beschreibung weggelassen. Da die OFDM-Demodulationsvorrichtung gemäß dieser Ausführungsform auf der Basis desselben Prinzips wie die OFDM-Demodulationsvorrichtung gemäß der ersten Ausführungsform betrieben wird, wird auch der Betrieb aus der Beschreibung weggelassen.
In der ersten bis sechsten Ausführungsform sind zwei Arten von Beispielen für die Strukturen der Filterschaltungen 34, 35, 41, 42, 43 und 44 beschrieben worden. Die OFDM-Demodulationsvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung hat das Merkmal, daß die Signale, die durch Auftrennen des abgetasteten OFDM-Signals unter Verwendung der Filterschaltungen, die unterschiedliche Kennlinien aufweisen, erhalten werden, dazu verwendet werden, zwei Korrelationsvektoren zu erhalten, so daß das Trägerwellenfrequenzkontrollsignal und das Abtastfrequenzkontrollsignal gewonnen werden.
Wie oben beschrieben, kann die Frequenz zwischen dem lokalen Trägerwellensignal und dem Abtasttakt gemäß der vorliegenden Erfindung genau abgeschätzt werden, selbst wenn die Frequenz des lokalen Trägerwellensignals für die Quadraturdetektion des OFDM-Signals und die des Abtasttaktes verschoben sind. Im Ergebnis dessen kann die OFDM-Demodulationsvorrichtung bereitgestellt werden, die die Frequenzen des lokalen Trägerwellensignals und des Abtasttaktes bei hoher Geschwindigkeit und frei von Rauscheinfluß synchronisieren kann.

Claims

Orthogonal-Frequenzmultiplex, hierin nachstehend als OFDM-Demodulationsvorrichtung bezeichnet, zum Umwandeln eines empfangenen OFDM-Signals, dessen ein Symbol aus einer Schutzperiode und einer effektiven Symbolperiode besteht und in dem ein Teil eines Signals in der effektiven Symbolperiode in die Schutzperiode kopiert ist, um Periodizität im Symbol zu realisieren, in ein OFDM-Signal im Basisband als Reaktion auf ein lokales Trägerwellensignal, das durch lokale Oszillationsmittel (314) erzeugt ist; Erzeugen eines abgetasteten OFDM-Signals aus dem OFDM-Signal im Basisband als Reaktion auf ein Abtasttaktsignal, das durch das Abtasttaktgebererzeugungsmittel (39) erzeugt ist; und Demodulieren des abgetasteten OFDM-Signals in der effektiven Signalperiode, wobei die OFDM-Demodulationsvorrichtung folgendes umfaßt: Korrelationsvektorerfassungsmittel (33 bis 37), die eine Verzögerungsschaltung (33, (45, 46)) und eine Korrelationsschaltung (36, 37) umfassen, um Korrelationsvektoren zwischen einem Signal in der Schutzperiode und einem Signal in der entsprechenden effektiven Symbolperiode zu erfassen, wobei entweder das abgetastete OFDM-Signal direkt mit dem abgetasteten OFDM-Signal, das durch die Verzögerungsschaltung (33, (45, 46)) verzögert ist, dann durch das Filtermittel (34, 35) gefiltert ist, oder mit dem abgetasteten OFDM-Signal, das durch das Filtermittel (34, 35) gefiltert ist, dann durch die Verzögerungsschaltung (33, (45, 46)) verzögert ist, korreliert ist; oder das abgetastete OFDM-Signal, nachdem es durch Filtermittel (41, 42, 43, 44) gefiltert ist, entweder mit dem abgetasteten OFDM-Signal, das durch die Verzögerungsschaltung (33, (45, 46)) verzögert ist, dann durch das Filtermittel (34, 35) gefiltert ist, oder mit dem abgetasteten OFDM-Signal, das durch das Filtermittel (34, 35) gefiltert ist, dann durch die Verzögerungsschaltung (33, (45, 46)) verzögert ist, oder dem verzögerten abgetasteten OFDM-Signal korreliert ist, Frequenzkontrollmitte (38), bestehend aus – einer Additionsschaltung (383), die den Phasenwinkel eines ersten Korrelationsvektors, der durch eine Phasenwinkelberechnungsschaltung (381) erhalten ist, zum Phasenwinkel eines zweiten Korrelationsvektors addiert, der durch eine zweite Phasenwinkelberechnungsschaltung (382) erhalten ist – und eine Subtraktionsschaltung (386), die den Phasenwinkel des zweiten Korrelationsvektors vom Phasenwinkel des ersten Korrelationsvektors subtrahiert, um einen Frequenzfehler sowohl für das lokale Trägerwellensignal und wie auch das Abtasttaktsignal entsprechend den mehreren Korrelationsvektoren zu erhalten, die durch das Korrelationsvektorerfassungsmittel (33 bis 37) erhalten sind, und Erzeugen eines Trägerwellenfrequenzkontrollsignals und eines Abtastfrequenzkontrollsignals, um die erzeugten Signale an das lokale Oszillationsmittel (314) und das Abtasttakterzeugungsmittel (39) auszugeben; dadurch gekennzeichnet, daß die Korrelationsvektorerfassungsmittel (33 bis 37) erste und zweite Filtermittel (34, 35 (41, 42, 43, 44)) umfassen, – entweder das erste Filtermittel (34) oder das zweite Filtermittel (35) eine Filtercharakteristik hat, um hauptsächlich eine Signalkomponente in einem Frequenzbereich durchzulassen, der höher als die Mittelfrequenz des OFDM-Signals ist, und das andere Filtermittel eine Filtercharakteristik hat, um hauptsächlich eine Signalkomponente in einem Frequenzbereich durchzulassen, der niedriger als die Mittelfrequenz des OFDM-Signals ist, – oder entweder das erste Filtermittel (34) oder das zweite Filtermittel (35) eine Durchlaßcharakteristik hat, die gerade-symmetrisch in Bezug auf die Mittelfrequenz des OFDM-Signals ist, und das andere Filtermittel eine Durchlaßcharakteristik hat, die ungerade-symmetrisch in Bezug auf die Mittelfrequenz des OFDM-Signals ist.
OFDM-Demodulationsvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Korrelationsvektorerfassungsmittel folgendes umfaßt: erste und zweite Filtermittel (34 und 35) zum Filtern der abgetasteten OFDM-Signale mit unterschiedlichen Filtercharakteristiken; Verzögerungsmittel (33), das vor dem ersten und zweiten Filtermittel (34 und 35) angeordnet ist und dafür ausgelegt ist, als Reaktion auf das Abtasttaktsignal das abgetastete OFDM-Signal um die Zahl von Takten zu verzögern, die der Länge der effektiven Symbolperiode entspricht, welche unter Berücksichtigung der Verzögerungszeitperioden des ersten und zweiten Filtermittels (34 und 35) bestimmt ist; erstes Korrelationsmittel (36) zum Gewinnen der Korrelation zwischen dem abgetasteten OFDM-Signal und einem Ausgangssignal vom ersten Filtermittel (34), um einen ersten Korrelationsvektor zu erhalten; und ein zweites Korrelationsmittel (37) zum Gewinnen einer Korrelation zwischen dem abgetasteten OFDM-Signal und einem Ausgangssignal vom zweiten Filtermittel (35), gewinnt Frequenzfehler des lokalen Trägerwellensignals und des Abtasttaktsignals entsprechend dem ersten Korrelationsvektor und dem zweiten Korrelationsvektor.
OFDM-Demodulationsvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Korrelationsvektorerfassungsmittel folgendes umfaßt: erste und zweite Filtermittel (41 und 42) zum Filtern der abgetasteten OFDM-Signale mit unterschiedlichen Filtercharakteristiken; Verzögerungsmittel (33), um als Reaktion auf das Abtasttaktsignal das abgetastete OFDM-Signal um die Zahl von Takten zu verzögern, die der Länge der effektiven Symbolperiode entspricht, welche unter Berücksichtigung der Verzögerungszeitperioden des ersten und zweiten Filtermittels (41 und 42) bestimmt ist; erstes Korrelationsmittel (36) zum Gewinnen einer Korrelation zwischen einem Ausgangssignal vom ersten Filtermittel (41) und einem Ausgangssignal vom Verzögerungsmittel (33), um einen Korrelationsvektor zu erhalten; zweites Korrelationsmittel (37) zum Gewinnen einer Korrelation zwischen einem Ausgangssignal vom zweiten Filtermittel (42) und einem Ausgangssignal vom Verzögerungsmittel (33), um einen zweiten Korrelationsvektor zu erhalten, und das Frequenzkontrollmittel (38) erhält Frequenzfehler des lokalen Trägerwellensignals und des Abtasttaktsignals entsprechend dem ersten Korrelationsvektor und dem zweiten Korrelationsvektor.
OFDM-Demodulationsvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß: das Korrelationsvektorerfassungsmittel folgendes umfaßt erste und zweite Filtermittel (41 und 42) zum Filtern der abgetasteten OFDM-Signale mit unterschiedlichen Filtercharakteristiken; Verzögerungsmittel (33) zum Verzögern des abgetasteten OFDM-Signals um die Zahl von Takten, die der Länge der effektiven Symbolperiode entspricht, als Reaktion auf das Abtasttaktsignal; drittes Filtermittel (34) zum Filtern des abgetasteten OFDM-Signals, das durch das Verzögerungsmittel (33) mit derselben Filtercharakteristik wie der des ersten Filtermittels (41) verzögert ist; viertes Filtermittel (35) zum Filtern des abgetasteten OFDM-Signals, das durch das Verzögerungsmittel (33) verzögert ist, mit derselben Filtercharakteristik wie der des zweiten Filtermittels (42); erstes Korrelationsmittel (36) zum Gewinnen einer Korrelation zwischen einem Ausgangssignal vom ersten Filtermittel (41) und einem Ausgangssignal vom dritten Filtermittel (34), um den ersten Korrelationsvektor zu erhalten; und ein zweites Korrelationsmittel (37) zum Gewinnen der Korrelation zwischen einem Ausgangssignal vom zweiten Filtermittel (42) und einem Ausgangssignal vom vierten Filtermittel (35), um einen zweiten Korrelationsvektor zu erhalten, wobei das Frequenzkontrollmittel (38) die Frequenzfehler des lokalen Trägerwellensignals und des Abtasttaktsignals entsprechend dem ersten Korrelationsvektor und dem zweiten Korrelationsvektor erhält.
OFDM-Demodulationsvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Korrelationsvektorerfassungsmittel folgendes umfaßt: erste und zweite Filtermittel (43 und 44) zum Filtern des abgetasteten OFDM-Signals mit unterschiedlichen Filtercharakteristiken; erste und zweite Verzögerungsmittel (45 und 46), um die abgetasteten Ausgangssignale vom ersten bzw. zweiten Filtermittel (43 und 44) um die Zahl von Takten zu verzögern, die der Länge der effektiven Symbolperiode entspricht, welche unter Berücksichtigung der Verzögerungszeitperioden des ersten und zweiten Filtermittels (43 und 44) als Reaktion auf das Abtasttaktsignal bestimmt ist; erstes Korrelationsmittel (36) zum Gewinnen einer Korrelation zwischen dem abgetasteten OFDM-Signal und einem Ausgangssignal vom ersten Verzögerungsmittel (45), um den ersten Korrelationsvektor zu erhalten; und zweites Korrelationsmittel (37) zum Gewinnen einer Korrelation zwischen dem abgetasteten OFDM-Signal und einem Ausgangssignal vom zweiten Verzögerungsmittel (46), um den zweiten Korrelationsvektor zu erhalten, wobei das Frequenzkontrollmittel (38) Frequenzfehler des lokalen Trägerwellensignals und des Abtasttaktsignals entsprechend dem ersten und zweiten Korrelationsvektor erhält.
OFDM-Demodulationsvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Korrelationsvektorerfassungsmittel folgendes umfaßt: erste und zweite Filtermittel (43 und 44) zum Filtern des abgetasteten OFDM-Signals mit unterschiedlichen Filtercharakteristiken; erste und zweite Verzögerungsmittel (45 und 46), um als Reaktion auf das Abtasttaktsignal die Ausgangssignale vom ersten bzw. zweiten Filtermittel (43 und 44) um die Zahl von Takten zu verzögern, die der Länge der effektiven Symbolperiode entspricht; erstes Korrelationsmittel (36) zum Gewinnen einer Korrelation zwischen einem Ausgangssignal vom ersten Filtermittel (43) und einem Ausgangssignal vom ersten Verzögerungsmittel (45), um einen ersten Korrelationsvektor zu erhalten; und zweites Korrelationsmittel (37) zum Gewinnen einer Korrelation zwischen einem Ausgangssignal vom zweiten Filtermittel (44) und einem Ausgangssignal vom zweiten Verzögerungsmittel (46), um einen zweiten Korrelationsvektor zu erhalten, wobei das Frequenzkontrollmittel (38) Frequenzfehler des lokalen Trägerwellensignals und des Abtasttaktsignals entsprechend dem ersten Korrelationsvektor und dem zweiten Korrelationsvektor erhält.
OFDM-Demodulationsvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Abtasttakterzeugungsmittel (39) die Frequenz des Abtasttaktsignals als Reaktion auf das Abtastfrequenzkontrollsignal steuert.
OFDM-Demodulationsvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie ferner Multiplikationsmittel (312 und 313) zum Multiplizieren des empfangenen OFDM-Signals mit Signalen umfaßt, die jeweils von lokalen Oszillationsmitteln (314) ausgegeben sind, um die Frequenz umzuwandeln, und die Frequenz der lokalen Trägerwellenausgabe vom lokalen Oszillationsmittel (314) als Reaktion auf das Trägerwellenfrequenzkontrollsignal gesteuert ist.
OFDM-Demodulationsvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie ferner folgendes umfaßt: Symbolzeitablaufsbestimmungsmittel (40) zum Bestimmen des Symbolzeitablaufs, der die Grenze jedes Symbols im abgetasteten OFDM-Signal in Übereinstimmung mit mindestens einem der mehreren Korrelationsvektoren anzeigt; und digitales Demodulationsmittel (32) zum Bestimmen und Extrahieren des effektiven Symbols in Übereinstimmung mit dem Symbolzeitablauf, der durch das Symbolzeitablaufsbestimmungsmittel (40) bestimmt ist, um das effektive Symbol einer Fourier-Transformation zu unterziehen, um das empfangene OFDM-Signal zu demodulieren.