DE60105605T2

DE60105605T2 - Verfahren und gerät für die interferenzunterdrückung in einem empfänger für den fm in-band auf-kanal digitalen hörfunk

Info

Publication number: DE60105605T2
Application number: DE60105605T
Authority: DE
Inventors: William Brian KROEGER; S. Jeffrey BAIRD
Original assignee: Ibiquity Digital Corp
Current assignee: Ibiquity Digital Corp
Priority date: 2000-06-15
Filing date: 2001-05-31
Publication date: 2005-09-22
Anticipated expiration: 2021-06-01
Also published as: KR100794833B1; WO2001097416A2; CN1213555C; WO2001097416A3; CN1436409A; DE60105605D1; US6671340B1; JP2004503984A; ATE276612T1; AU2001265234B2; AR029262A1; AU6523401A; BR0111605A; TW529254B; MXPA02012191A; CA2414189A1; EP1293055B1; RU2260908C2; EP1293055A2; KR20030019429A

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die Erfindung betrifft Verfahren zur Reduzierung der Funkfrequenzinterferenz und insbesondere Signalverarbeitungsmethoden zur Verwendung in Digitalhörfunk-(DAB-)Empfängern und Empfängern, die von solchen Methoden Gebrauch machen.
Digitalhörfunk ist ein Medium zur Bereitstellung von Ton digitaler Qualität, das bestehenden analogen Rundfunkformaten überlegen ist. Sowohl AM- als auch FM-DAB-Signale können in einem hybriden Format, bei dem das digital modulierte Signal und das derzeitige analoge AM- oder FM-Rundfunksignal nebeneinander bestehen, oder in einem rein digitalen Format ohne ein analoges Signal übermittelt werden. In-Band-on-Channel-(IBOC-)DAB-Systeme erfordern keine neuen Spektrumszuweisungen, da jedes DAB-Signal gleichzeitig innerhalb der spektralen Maske einer bestehenden AM- oder FM-Kanalzuweisung gesendet wird. IBOC-Systeme befördern die Ausnutzung des Spektrums und ermöglichen es gleichzeitig Rundfunkanbietern, ihrer gegenwärtigen Hörerbasis Ton digitaler Qualität anzubieten. Mehrere IBOC-DAB-Lösungen wurden vorgeschlagen.
FM-DAB-Systeme sind bisher Gegenstand mehrerer US-Patente gewesen, einschließlich der Patente 5949796, 5465396, 5315583, 5278844 und 5278826. Seit kurzem plaziert ein vorgeschlagenes FM-IBOC-DAB-Signal orthogonale frequenzmultiplexierte (OFDM-)Hilfsträger in den Bereich von etwa 129 kHz bis etwa 199 kHz außerhalb der FM-Mittenfrequenz, sowohl über als auch unter das Spektrum, das durch einen analog modulierten FM-Hauptträger belegt ist. Einige IBOC-Optionen (zum Beispiel die rein digitale Option) erlauben, daß Hilfsträger bereits 100 kHz von der Mittenfrequenz an beginnen.
Der digitale Teil des DAB-Signals ist Störungen ausgesetzt, zum Beispiel durch direkt benachbarte FM-Signale oder durch Hauptsignale in Hybrid-IBOC-DAB-Systemen. Signalverarbeitungsmethoden sind erforderlich, um bei Vorhandensein der Störer die erwünschten Signale auszusondern.
Eine als COLT (Kontinuierliche Durchsicht) bezeichnete FM-Extraktionsmethode kann verwendet werden, um ein Schmalbandsignal von unterhalb eines Breitband-FM-Signals zu extrahieren. Diese Methode wird in den US-Patenten 5263191, 5428834 und 5355533 beschrieben. Das in diesen Patenten beschriebene Verfahren verwendet im Grunde ein Kerbfilter, das die augenblickliche FM-Frequenz eines Störsignals verfolgt und unterdrückt.
Das US-Patent 6259893, das auf denselben Anmelder übertragen worden ist wie die vorliegende Erfindung, offenbart eine Interferenz-Reduzierungsmethode, die insbesondere auf die Reduzierung der Interferenz von direkt benachbarten Kanälen eines FM-Rundfunkbandes gerichtet ist. Reduzierung der Störer auf direkt benachbarten Kanälen wird nachfolgend als Direktnachbar-Unterdrückung (FAC) bezeichnet. FAC kann abhängig von der jeweiligen Signalumgebung bei Bedarf ein- oder ausgeschaltet werden. Ein Verfahren zum Ein- und Ausschalten der FAC besteht im Zu- und Wegmischen des nicht mit FAC verarbeiteten Signals. Das US-Patent 6259893 offenbart ein Mischverfahren zur Reduzierung von FM-Interferenz in einem In-Band-on-Channel-Digitalhörfunk-Empfänger.
Das FAC-Mischverfahren gemäß dem US-Patent 6259893 dient dazu, auszuwählen, ob abhängig vom relativen Interferenzpegel FAC zu verwenden ist oder nicht. Jedoch kann in manchen Fällen die Beschädigung auf den Hilfsträger-Frequenzen ungleichmäßig sein und kann bei FM-Interferenz mit FAC-Verarbeitung im Vergleich zu der ohne FAC-Verarbeitung unterschiedlich verteilt sein.
Es besteht Bedarf an einer Signalextraktionsmethode, die bei In-Band-on-Channel-Digitalhörfunk-Signalen wirksam ist, wo die Beschädigung auf den Hilfsträger-Frequenzen ungleichmäßig sein kann und bei FM-Interferenz mit FAC- und ohne FAC-Verarbeitung unterschiedlich verteilt sein kann.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die Erfindung stellt ein Verfahren zur Reduzierung der Interferenz in Empfängern bereit, die verwendet werden, um ein FM-In-Band-on-Channel-Digitalhörfunk-Signal zu empfangen. Das Verfahren umfaßt folgende Schritte: Empfangen eines zusammengesetzten Signals, das ein erwünschtes Signal und ein Störsignal aufweist, Demodulieren des zusammengesetzten Signals, um ein erstes demoduliertes Signal zu erzeugen, Berechnen einer ersten weichen Binärentscheidung aus dem ersten demodulierten Signal, Verarbeiten des zusammengesetzten Signals, um ein verarbeitetes Signal zu erzeugen, Demodulieren des verarbeiteten Signals, um ein zweites demoduliertes Signal zu erzeugen, Berechnen einer zweiten weichen Binärentscheidung aus dem zweiten demodulierten Signal, und Kombinieren der ersten und zweiten weichen Binärentscheidung, um ein Ausgangssignal zu erzeugen. Außerdem umfaßt die Erfindung Funkempfänger, die von dem oben beschriebenen Verfahren Gebrauch machen.
In der bevorzugten Ausführungsform ist das erwünschte Signal ein Signal, das eine Vielzahl von orthogonalen frequenzmultiplexierten Hilfsträgern aufweist, die durch eine digitale Darstellung von Rundfunk-Programmaterial oder anderen Daten, wie sie zum Beispiel in einem Digitalhörfunk-System zu finden sind, moduliert sind. Die vorliegende Erfindung stellt eine Verbesserung in der Arbeitsweise einer Direktnachbar-Unterdrückungs-(FAC-)Methode bereit, die zur Verwendung in FM-In-Band-on-Channel-(IBOC-)Digitalhörfunk-(DAB-)Systemen bestimmt ist, wo direkt benachbarte FM-Signale als Störer des digitalen Teils des DAB-Signals wirken. Die FAC löscht die augenblickliche Frequenz eines FM-Störsignals und/oder unterzieht sie einer Kerbfilterung, um die Auswirkungen der Interferenz aus einem FM-Rundfunksignal zu unterdrücken. Dies ermöglicht das Zumischen des FAC-Signals, ohne die weiche Symbolinformation einheitlich über die Hilfsträger hinweg zu addieren.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Diagramm, das spektrale Leistungsdichten eines FM-In-Band-on-Channel-Digitalhörfunk-Signals zeigt;
2 ist ein Diagramm, das die spektralen Leistungsdichten zweier FM-In-Band-on-Channel-Digitalhörfunk-Signale auf benachbarten Kanälen zeigt;
3 ist ein Funktionsblockschaltbild eines Empfängers zur Verwendung in einem Digitalhörfunk-System, der gemäß dieser Erfindung formatierte Signale empfangen kann;
4 ist ein Blockschaltbild, das das Signalverarbeitungsverfahren gemäß US-Patent 6259893 darstellt;
5 ist ein Blockschaltbild, das das Signalverarbeitungsverfahren gemäß US-Patent 6259893 weiter darstellt;
6 ist ein Blockschaltbild, das die Arbeitsweise einer Direktnachbar-Unterdrückung (FAC) gemäß der Erfindung darstellt; und
7 ist ein Blockschaltbild, das den im US-Patent 6 549 544 offenbarten Prozeß zum Bestimmen der Kanal-Zustandsinformation darstellt, der in der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung verwendet wird.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Mit Bezug auf die Zeichnungen ist 1 eine schematische Darstellung der Frequenzzuweisungen (spektrale Plazierung) und relativen spektralen Leistungsdichte der Signalkomponenten für ein hybrides FM-IBOC-DAB-Signal 10. Das hybride Format umfaßt das herkömmliche FM-Stereo-Analogsignal 12 mit einer spektralen Leistungsdichte, die durch die in einem Mittelabschnitt oder mittleren Frequenzband 16 des Kanals angeordnete dreieckige Form 14 dargestellt ist. Die spektrale Leistungsdichte (PSD) eines typischen analogen FM-Rundfunksignals ist nahezu dreieckig mit einer Neigung von etwa –0,35 dB/kHz von der Mittenfrequenz. Eine Vielzahl von gleichmäßig beabstandeten digital modulierten Hilfsträgern ist auf jeder Seite des analogen FM-Signals angeordnet, in einem oberen Seitenband 18 und einem unteren Seitenband 20, und wird gleichzeitig mit dem analogen FM-Signal gesendet. Alle Träger werden auf einem Leistungspegel gesendet, der in der Kanalmaske 22 der United States Federal Communications Commission (Fernmeldebehörde der USA) liegt.
Bei einem Beispiel eines hybriden FM-IBOC-Modulationsformats sind 95 gleichmäßig beabstandete digital modulierte orthogonal frequenzmultiplexierte (OFDM-)Hilfsträger auf jeder Seite des analogen FM-Hauptsignals angeordnet, die das Spektrum von etwa 129 kHz bis etwa 198 kHz neben der FM-Hauptsignals-Mittenfrequenz belegen, wie durch das obere Seitenband 18 und das untere Seitenband 20 in 1 dargestellt. In dem hybriden System wird die DAB-Gesamtleistung in den digital modulierten OFDM-Hilfsträgern in jedem Seitenband auf etwa –25 dB relativ zur analogen FM-Leistung ihres Hauptträgers gesetzt.
Signale von einem benachbarten FM-Kanal (das heißt, die direkt benachbarten FM-Signale) wären, falls vorhanden, in einem Abstand von 200 kHz von der Mitte des betreffenden Kanals zentriert. 2 zeigt ein spektrales Diagramm eines hybriden DAB-Signals 10 mit einem oberen direkt benachbarten Störer 24 mit einem analog modulierten Signal 26 und einer Vielzahl digital modulierter Hilfsträger in Seitenbändern 28 und 30, die auf einem Pegel von etwa –6 dB relativ zum betreffenden Signal liegen (die digital modulierten Hilfsträger von Signal 10). Die Figur zeigt, daß das obere DAB-Seitenband 18 durch das analog modulierte Signal im direkt benachbarten Störer beschädigt ist. Die vorliegende Erfindung stellt eine Direktnachbar-Unterdrückung (FAC) bereit, die imstande ist, die Auswirkungen der Interferenz in dieser Situation zu unterdrücken. Es ist gezeigt worden, daß die FAC fähig ist, mit direkt benachbarten Störern sowohl im oberen als auch im unteren DAB-Seitenband umzugehen und erfolgreich das unter ihnen verborgene DAB-Signal wiederherzustellen. Das DAB-Signal wird von unterhalb des störenden FM-Trägers extrahiert, obwohl der Extraktionsprozeß das DAB-Signal verzerrt. Es wird angenommen, daß das DAB-Signal klein ist, verglichen mit dem störenden direkt benachbarten analogen FM-Signal, so daß die FM-Verfolgung und -Unterdrückung wirksam sein kann.
3 ist ein Blockschaltbild eines Funkempfängers 40, der imstande ist, die Signalverarbeitung gemäß der vorliegenden Erfindung durchzuführen. Das DAB-Signal wird von Antenne 42 empfangen. Ein Bandpaß-Vorauswahlfilter 44 läßt das erwünschte Frequenzband durch, einschließlich des gewünschten Signals auf Frequenz f_c, aber weist das Bildsignal bei f_c – 2f_if zurück (bei einem lokalen Oszillator mit geringer Nebenkeuleneinblendung). Der rauscharme Verstärker 46 verstärkt das Signal. Das verstärkte Signal wird im Mischer 48 mit dem Signal f_lo eines lokalen Oszillators gemischt, das von einem durchstimmbaren lokalen Oszillator 52 auf Leitung 50 bereitgestellt wird. Dies ergibt Summen-(f_c + f_lo-)- und Differenz-(f_c – f_lo-)Signale auf der Leitung 54. Ein Zwischenfrequenzfilter 56 läßt das Zwischenfrequenzsignal f_if durch und dämpft Frequenzen außerhalb der Bandbreite des modulierten erwünschten Signals. Ein Analog-Digital-Umsetzer 58 arbeitet unter Verwendung eines Taktsignals f_s, um digitale Abtastwerte auf der Leitung 60 mit einem Takt f_s zu erzeugen. Der digitale Abwärts-Umsetzer 62 unterzieht das Signal einer Frequenzverschiebung, filtert und dezimiert es, um phasengleiche und um 90° phasenverschobene Signale niedrigerer Abtastrate auf den Leitungen 64 und 66 zu erzeugen. Ein auf einem digitalen Signalprozessor basierender Demodulator 68 führt dann eine zusätzliche Signalverarbeitung durch, um auf der Leitung 70 ein Ausgangssignal für die Ausgabevorrichtung 72 zu erzeugen.
Bei Abwesenheit von Schwund können die zusammengesetzten analogen FM-plus-DAB-Signale wie folgt modelliert werden:
wobei a die Amplitude und θ(t) die augenblickliche Phase des FM-Signals ist und d(t) das DAB-Signal ist. Ohne Verlust an Allgemeingültigkeit können wir annehmen, daß die durchschnittliche Leistung von d(t) eins ist. Ferner nehmen wir an, daß a>>1, so daß der FM-Einfang-Effekt ausgelöst wird. Man beachte, daß die Signalamplitude als konstant angenommen wird, da in diesem Teil der Analyse kein Schwund des Signals angenommen wird. Man beachte ferner, daß dies der ideale Fall ohne Rauschen ist. Falls dieses Signal unter Verwendung der in den US-Patenten 5263191, 5428834 und 5355533 gezeigten Methoden verarbeitet wird, dann kann das Ausgangssignal wie folgt angenähert werden:
Der erste Term des COLT Ausgangssignals ist der erwünschte Term, während der zweite Term die Interferenz ist. Obwohl der Interferenz-Term die gleiche Leistung wie der erste Term hat, ist sein Spektrum mit dem Quadrat des FM-Signals gefaltet, das die doppelte FM-Modulationsbandbreite hat.
Falls die Bandbreite des DAB-Signals gleich der Bandbreite des FM-Störsignals ist und das DAB-Signal auf dem FM-Signal zentriert ist, dann wird der resultierende Störabstand unter Verwendung der herkömmlichen COLT Methode auf bestenfalls wenige dB reduziert. Eine andere erhebliche Quelle von Verschlechterung ist Mehrwegeschwund. Der Schwund führt zu einer Amplitudenmodulation des augenblicklichen FM-Trägers. Selektiver Schwund kann zu einer Bandbreite der Amplitudenmodulation in der Größenordnung der FM-Basisband-Bandbreite (das heißt 53 kHz) führen, während die Bandbreite aufgrund von dynamischem flachem Schwund auf etwa 13 Hz in einem Autoradio bei maximaler Autobahngeschwindigkeit begrenzt ist. Da der Extraktionsprozeß der US-Patente 5263191, 5428834 und 5355533 das Eingangssignal direkt zum Steuern der Mittenfrequenz des Kerbfilters verwendet, beeinträchtigt die Amplitudenmodulation auf dem Eingangssignal infolge von Schwund die Leistung.
Bei Vorhandensein von Schwund können die aus analoger FM und digital modulierten Hilfsträgern zusammengesetzten Signale wie folgt modelliert werden:
wobei f(t) ein dynamischer Schwund-Term ist, der auf Amplitudenmodulation des FM-Trägers zurückzuführen ist, während er die von Selektivschwund betroffene Bandbreite durchläuft. Diese Amplitudenmodulation hat eine Bandbreite in der Größenordnung der FM-Basisband-Bandbreite (das heißt 53 kHz). Die langsame Schwundkomponente infolge von Raleigh-Schwund ist bei Autobahngeschwindigkeit und bei einer Trägerfrequenz im 100-MHz-Bereich auf etwa 13 Hz begrenzt. Diese langsame Schwundkomponente ist aus diesem Modell weggelassen, da angenommen wird, daß sie über das Analysefenster hinweg nahezu konstant ist. Bei Vorhandensein von selektivem Schwund werden die zusätzlichen Interferenzkomponenten erheblich.
Die Filtermethode nach den US-Patenten 5263191, 5428834 und 5355533 ging davon aus, daß das Eingangssignal selbst eine gute Näherung des FM-Signals darstellt, da das Verhältnis der analogen FM-Leistung zur DAB-Leistung hoch ist. Jedoch können die Verarbeitungsschritte da, wo das Eingangssignal dem Schwund ausgesetzt ist und keine gute Näherung des FM-Signals darstellt, ein Bild erzeugen, das in nachfolgenden Schritten nicht entfernt werden kann.
Das Filterverfahren des auf denselben Anmelder übertragenen US-Patents 6549544 behandelt Problem an, indem es einen normierten Signalextraktionsprozeß verwendet. Eine erste Multiplikation eines Signals verschiebt die augenblickliche FM-Frequenz nach null, während eine zweite Multiplikation die Umkehrung der ersten Multiplikation bewirken sollte. Idealerweise sollte, wenn das erste und zweite Signal konjugiert komplex sind und wenn das Produkt ihrer Amplituden ein festgelegter konstanter Wert bleibt, das Signal in Phase und Amplitude vollkommen wiederhergestellt werden können (abzüglich des ausgefilterten FM-Trägers). Unglücklicherweise führen dynamischer Schwund und selektiver Schwund zu Amplitudenabweichungen mit der Schwundrate und der Basisband-Signalbandbreite. Durch den zusätzlichen Schritt, die Amplitude der Referenzgröße zu normieren, wird ein Teil der unerwünschten Interferenz, die mit dem ursprünglichen COLT Verfahren verbunden ist, nicht mehr erzeugt. Dieser normierte Extraktionsprozeß ist in 4 gezeigt.
Das zusammengesetzte Signal
wird auf der Leitung 74 empfangen. Der Block 76 stellt dar, daß das Eingangssignal normiert wird, indem es durch seinen absoluten Wert dividiert wird, um ein normiertes Signal auf der Leitung 78 zu erzeugen. Bei Vorhandensein von Schwund können die zusammengesetzten Analog-FM- plus DAB-Signale nach der Normierung näherungsweise wie folgt modelliert werden:
wobei angenommen wird, daß das analoge FM-Signal viel größer als das digitale DAB-Signal ist. Der konjugiert komplexe Wert des normierten Signals wird so erzeugt, wie in Block 80 dargestellt, und das zusammengesetzte Signal wird mit seinem normierten, konjugiert komplexen Wert multipliziert, wie durch Multiplizierer 82 dargestellt, um das Zwischensignal
auf der Leitung 84 zu ergeben. Durch einen dc Kerbfiltervorgang, dargestellt durch Block 86, wird der konstante Term a entfernt, um
auf der Leitung 88 zu ergeben. Ein Tiefpaß-Filter mit finiter Impulsantwort 90 erzeugt einen Schätzwert des konstanten Terms auf der Leitung 92. Das Signal auf der Leitung 84 wird verzögert, wie durch Block 94 dargestellt, um mit der Filterverzögerung übereinzustimmen, und das Ausgangssignal des Filters wird von dem verzögerten Signal subtrahiert, wie durch Addierer 96 gezeigt, um das Zwischensignal auf der Leitung 88 zu erzeugen. Man beachte, daß das DAB-Signal in der Nähe der Kerbe ebenfalls unterdrückt wird und die Kerbfilterung eine bestimmte Auswirkung auf die Integrität des DAB-Signals hat. Zuletzt wird dieses Zwischensignal im Multiplizierer 98 mit dem normierten ursprünglichen zusammengesetzten Signal multipliziert, das verzögert wurde, wie durch Block 100 gezeigt, um auf der Leitung 102 das Ausgangssignal zu ergeben:
Nimmt man an, daß das FM-Signal viel größer als das DAB-Signal ist, was der übliche Fall ist, dann kann das Ausgangssignal wie folgt angenähert werden:
Die obige Gleichung zeigt, daß das Ergebnis des ursprünglichen COLT Verfahrens erreicht wird, wenn der Term der durch selektiven Schwund bewirkten Amplitudenmodulation f(t) = 0 ist. Jedoch können bei Vorhandensein von selektivem Schwund die zusätzlichen Interferenz-Terme mit denen des COLT Verfahrens unter Bedingungen selektiven Schwunds verglichen werden. Insbesondere wenn:
dann ist das selbstinduzierte Rauschen unter Verwendung des Verfahrens dieser Erfindung geringer. Die obige Ungleichung kann durch weiteres Eliminieren weniger erheblicher Terme, die viel kleiner als eins sind, so angenähert werden, daß sie folgendes ergibt:
Dies zeigt eine potentielle Verbesserung bei der Reduzierung des Rauschens aufgrund von selektivem Schwund um 6 dB unter Verwendung der Normierungsmethode.
Die Erfindung gemäß dem US-Patent 6259893 reduziert die nachteiligen Auswirkungen des Störsignals im Ausgangssignal durch Erhöhung des Betrags oder der spektralen Leistungsdichte des erwünschten Signals in bezug auf das Störsignal.
Der oben beschriebene FM-Unterdrückungsprozeß ist immer dann direkt auf das FM-IBOC-DAB-System anwendbar, wenn es ein direkt benachbartes FM-Störsignal gibt. Die direkt benachbarten FM-Störsignale können verarbeitet und effektiv aus dem digitalen Teil des DAB-Signals gelöscht bzw. kerbgefiltert werden mit einem vertretbar kleinen Betrag an Verzerrung, die auf das DAB-Signal einwirkt.
Die Verzerrung ist ziemlich gering, wenn die folgenden drei Bedingungen vor Beginn des FM-Unterdrückungsprozesses erfüllt sind:

1. Die einzigen vorhandenen Signale mit erheblicher Leistung sind die direkt benachbarten FM-Signale und der digitale Teil des DAB-Signals, der gestört wird (das heißt, das obere oder das untere digitale Seitenband des DAB-Signals). Dies kann einfach durch Mischen des FM-Störers auf 0 Hz und Tiefpaß-Filterung des resultierenden Signals oder durch Bandpaß-Filterung des resultierenden Signals erfolgen.
2. Das digitale Signal ist entweder in der oberen oder in der unteren Hälfte des direkt benachbarten FM-Signals vollständig enthalten. Dies erfolgt automatisch im Konzept eines IBOC-DAB-Systems, bei dem die Kante des digitalen Signals nach außen auf fast ±200 kHz gesetzt wird, welches die Mitte des direkt benachbarten FM-Signals ist. Daher ist das digitale Signal in einer Hälfte des FM-Störers enthalten. Dies ist wichtig, da die unerwünschte Verzerrung oder das unerwünschte Bild, die bzw. das durch diesen Extraktionsprozeß erzeugt wird, auf der spektralen Seite gegenüber der Plazierung des DAB-Signals in bezug auf das FM-Signal erscheint.
3. Das direkt benachbarte FM-Signal hat eine um etwa 6 dB stärkere Leistung als das digitale Signal. Wenn die direkt benachbarte Leistung zu niedrig wird, ist es besser, keine FAC durchzuführen. Dadurch wird sichergestellt, daß das FM-Signal hinreichend groß ist im Vergleich zum DAB-Signal, so daß der Einfangeffekt ausgelöst wird. In einer Mehrwegeschwund-Umgebung fällt das FM-Signal manchmal unter die Leistungsschwelle von 6 dB, und folglich ist ein Ausschaltalgorithmus zu empfehlen.

Innerhalb eines vorgeschlagenen FM-IBOC-Systems sind die drei Bedingungen zeitweise gegeben, insbesondere in den Bereichen am Rand des Versorgungsgebiets einer FM-Station. Direktnachbar-FM-Unterdrückung sorgt für Milderung der Interferenz und erweitert somit das Versorgungsgebiet der Station.
Ein Verfahren zum Ein- und Ausschalten der FAC besteht im weichen Zu- und Wegmischen des nicht durch FAC verarbeiteten Signals. Eine Messung des Betrags der Leistung, die kerbgefiltert wird, kann durch Feststellen der Differenz zwischen der Leistung, die in das Kerbfilter geht, und der Leistung, die aus dem Kerbfilter herauskommt, vorgenommen werden. Die beiden Signale werden unter Verwendung eines einfachen verlustbehafteten Integrators geglättet, bevor die Differenz berechnet wird. 5 ist ein Blockschaltbild, das die FAC- und Misch-Funktionen gemäß dem US-Patent 6259893 darstellt, die sowohl am oberen als auch am unteren direkt benachbarten FM-Störsignal durchgeführt werden können. Das zusammengesetzte Signal wird in die Leitung 104 eingegeben und im Mischer 106 mit dem Signal eines lokalen Oszillators gemischt, um ein Basisbandsignal auf der Leitung 108 zu erzeugen, wo der direkt benachbarte Störer in Gleichstrom umgesetzt wird. Das Signal wird durch ein Tiefpaß-Filter mit finiter Impulsantwort 110 gefiltert, um Signale außerhalb der Bandbreite des FM-Störsignals zu entfernen. Das resultierende Signal auf der Leitung 112 wird dann der FM-Verfolgung und -Unterdrückung unterzogen, wie in Block 114 dargestellt. Die Unterdrückung wird durchgeführt, wie in 3 dargestellt, wobei das Signal vor und nach dem Kerbfilter auf der Leitung 84 bzw. 88 ausgegeben wird. Im Mischungs-Steuerblock 116 wird die kerbgefilterte Leistung in dB mit einer oberen und unteren Schwelle verglichen, die den Bereich darstellt, in dem das Mischen erfolgt. Der Bereich wird normiert, so daß der Betrag der kerbgefilterten Leistung, der innerhalb des nicht normierten Bereichs liegt, direkt durch einen Prozentsatz des Bereichs dargestellt werden kann. Das Steuersignal auf der Leitung 118 ist repräsentativ für eine Prozentzahl, die verwendet wird, um das durch FAC verarbeitete Signal im Multiplizierer 120 zu multiplizieren. Ein Steuersignal auf der Leitung 122 entspricht eins minus die Prozentzahl und wird verwendet, um das nicht durch FAC verarbeitete Signal zu multiplizieren, das verzögert wurde, wie in Block 124 gezeigt. Die Ausgangssignale der Multiplizierer 120 und 126 werden im Summierer 128 kombiniert, um ein Signal auf der Leitung 130 zu erzeugen, das durch ein Tiefpaß-Filter mit begrenzter Impulsantwort 132 gefiltert wird. Das resultierende gefilterte Signal auf der Leitung 134 wird im Mischer 136 erneut mit dem Signal eines lokalen Oszillators zusammengesetzt, um ein Ausgangssignal auf Leitung 138 zu erzeugen. Dieses Ausgangssignal wird dann einer weiteren Verarbeitung gemäß bekannten Methoden unterzogen, um ein Ton-Ausgangssignal vom Empfänger zu erzeugen.
6 ist ein Funktionsblockschaltbild 140, das das Maximum Ratio Combining (Maximalverhältniskombination) von durch FAC verarbeiteten und unverarbeiteten weichen Symbolinformationen gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt. Das zusammengesetzte DAB-Signal wird auf der Leitung 142 eingegeben und durch ein DAB-Seitenband-Filter gefiltert, wie in Block 144 gezeigt. Das gefilterte Signal wird dann zwei Demodulations-Schemen unterzogen, wie durch die Blöcke auf den Wegen 146 und 148 dargestellt. Der Weg 146 unterzieht das gefilterte Signal auf Leitung 150 der FAC-Verarbeitung. FM-Verfolgung und -Unterdrückung in Block 152 wird in der bevorzugten Ausführungsform wie in 4 dargestellt durchgeführt. Das resultierende Signal auf Leitung 154 wird dann demoduliert, wie in Block 156 gezeigt, um ein demoduliertes Signal auf der Leitung 158 zu erzeugen. Der Block 160 zeigt, daß ein Schätzwert der Kanal-Zustandsinformation (CSI) auf der Grundlage des demodulierten Signals erzeugt wird. Der CSI-Schätzwert wird dann verwendet, um die weiche binäre Metrik für das demodulierte Signal zu bestimmen, wie in Block 162 gezeigt, um ein durch FAC verarbeitetes Signal auf Leitung 164 zu erzeugen.
Das gefilterte Signal auf der Leitung 150 wird außerdem verzögert, wie in Block 166 gezeigt. Das verzögerte Signal auf der Leitung 168 wird dann demoduliert, wie in Block 170 dargestellt. Der Block 172 zeigt, daß ein Schätzwert der Kanal-Zustandsinformation auf der Grundlage des demodulierten Signals auf der Leitung 174 erzeugt wird. Der CSI-Schätzwert wird dann verwendet, um die weiche binäre Metrik für das demodulierte Signal zu bestimmen, wie in Block 176 gezeigt, um ein durch FAC verarbeitetes Signal auf der Leitung 178 zu erzeugen. Der Maximum-Ratio-Kombinierer 180 kombiniert dann die Signale auf den Leitungen 164 und 178, um ein Ausgangssignal auf der Leitung 182 zu erzeugen. Dieses Signal wird dann an einen Deinterleaver (Entschachteler) und Vorwärts-Fehlerkorrektur-Decodierer zur weiteren Verarbeitung im Empfänger übergeben.
In der vorliegenden Erfindung wird Soft-Decision-Viterbi-Decodierung mit Wichtung und Maximalverhältniskombination (MRC) für kohärent detektierte QPSK-Hilfsträger-Symbole eingesetzt, um Verluste auf dem Kanal zu minimieren. Maximum Ratio Combining (MRC) ist ein bekanntes Verfahren zum Kombinieren von mehreren Versionen desselben Signals, die durch unabhängige Rauschquellen beschädigt wurden. Das Kombinieren der mehreren Signale im Verhältnis zum Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) jedes der Eingangssignale maximiert das SNR des resultierenden Signals. Dieses Verfahren ist zum Kombinieren des durch FAC verarbeiteten und des nichtverarbeiteten Signalwegs geeignet. Der nichtverarbeitete Weg kann durch einen direkt benachbarten FM-Störer beschädigt sein, während Artefakte des FAC-Prozesses den FAC-Weg beschädigen. Die Interferenz oder das Rauschen für jeden dieser beiden Wege ist sehr verschieden. Wenn die weichen Symbole jedes Weges in geeigneter Weise mit Kanal-Zustandsinformation (CSI) gewichtet werden, bevor sie zueinander addiert werden, dann ist dies der MRC äquivalent. Der Vorteil wird durch kohärentes Kombinieren der Signalkomponente erzielt (da die Signalkomponente auf dem FAC- und dem Nicht-FAC-Weg dieselbe ist), während das Rauschen nichtkohärent kombiniert wird.
Da die Interferenz- und Signalpegel aufgrund selektiven Schwunds über die Hilfsträger (Frequenz) und die Zeit variieren, wird eine zeitliche Kanal-Zustandsinformation (CSI) benötigt, um die Wichtung für die weichen Symbole adaptiv zu verändern. Die CSI-Schätzmethode sollte so gestaltet sein, daß sie an eine Schwund-Bandbreite von bis zu etwa 13 Hz für maximale Kraftfahrzeuggeschwindigkeit im FM-Band um 100 MHz angepaßt ist. Eine Doppler-Spreizung von einigen Mikrosekunden ist typisch, obwohl in einigen Umgebungen größere Spreizungen gemessen wurden. Ein Funktionsblockschaltbild der Methode zum Schätzen sowohl der Phasenreferenz als auch der CSI von den Referenz-Hilfsträgern, wie in dem auf denselben Anmelder übertragenen US-Patent 6549544 gezeigt, ist in 7 dargestellt. Dieser CSI-Wichtungsfaktor kombiniert die Amplitudenwichtung für Maximum Ratio Combining mit einer Phasenkorrektur für Kanalphasenfehler.
Die Arbeitsweise der CSI-Rückgewinnungsmethode von 7 setzt die Erfassung und Verfolgung der Frequenzen der Hilfsträger sowie des Symboltakts der OFDM-Symbole voraus. Die Frequenz- und Symboltakt-Erfassungsmethoden nutzen Eigenschaften des zyklischen Vorsatzes aus. Die Frequenz- und Symbolverfolgung wird durch Beobachten der Phasendrift von Symbol zu Symbol über die Zeit oder die Frequenz (über die Hilfsträger hinweg) bewerkstelligt.
Nach der Erfassung sowohl der Frequenz als auch des Symboltakts wird die Synchronisation der BPSK-Taktsequenz mit dem Blocksynchronisationsmuster versucht, indem die differentiell detektierte BPSK-Sequenz mit dem Blocksynchronisationsmuster kreuzkorreliert wird. Die differentielle Detektierung wird über alle Hilfsträger hinweg durchgeführt, wobei vorausgesetzt wird, daß die Lage der Trainings-Hilfsträger anfänglich unbekannt ist. Eine Kreuzkorrelation des bekannten Blocksynchronisationsmusters mit den detektierten Bits jedes Hilfsträgers wird durchgeführt. Eine Hilfsträger-Korrelation wird festgelegt, wenn eine Übereinstimmung aller 11 Bits des Blocksynchronisationsmusters detektiert wird. Blocksynchronisation (und Auflösung der Hilfsträger-Mehrdeutigkeit) ist hergestellt, wenn die Anzahl der Hilfsträger-Korrelationen die Schwellenkriterien erfüllt oder übertrifft (zum Beispiel 4 Hilfsträger-Korrelationen, die um ein Vielfaches von 19 Hilfsträgern voneinander beabstandet sind).
Nachdem die Blocksynchronisation hergestellt worden ist, können die variablen Felder in der BPSK-Taktsequenz decodiert werden. Die differentiell detektierten Bits dieser variablen Felder werden auf der Grundlage einer Mehrheitsentscheidung über die Trainings-Hilfsträger hinweg bestimmt, so daß Decodieren möglich ist, wenn einige dieser Hilfsträger oder Bits beschädigt sind. Die 16 Blöcke innerhalb jedes Modem-Rahmens werden von 0 bis 15 durchnumeriert. Dann wird das höchstwertige Bit des Blockzählerfelds immer auf null gesetzt, da der Blockzähler niemals 15 übersteigt. Modem-Rahmensynchronisation wird durch Erkennung des Blockzählerfeldes hergestellt.
Das kohärente Detektieren dieses Signals erfordert eine kohärente Phasenreferenz. Die decodierte Information aus der BPSK-Taktsequenz wird verwendet, um die Modulation von den Trainings-Hilfsträgern zu entfernen, wobei Information über die lokale Phasenreferenz und Rauschen zurückbleiben. Mit Bezug auf 7 werden die von den Referenz-Hilfsträgern transportierten komplexen Trainingssymbole in die Leitung 184 eingegeben und der konjugiert komplexe Wert der Symbole wird ermittelt, wie in Block 186 gezeigt. Der konjugiert komplexe Wert wird durch einen Multiplizierer 190 mit einer bekannten Trainingssequenz auf der Leitung 188 multipliziert. Dadurch wird die binäre (+/-1)-Taktsequenz-Modulation aus den empfangenen Trainings-Hilfsträgern entfernt, indem diese mit der synchronisierten, decodierten und differentiell recodierten BPSK-Taktsequenz multipliziert werden. Die resultierenden Symbole auf der Leitung 192 werden durch ein Tiefpaß-Filter mit finiter Impulsantwort (FIR) 194 verarbeitet, um die resultierenden Symbole über die Zeit zu glätten, was einen konjugiert komplexen Schätzwert der lokalen Phase und Amplitude auf der Leitung 196 ergibt. Dieser Wert wird durch eine Zeitverzögerung 198 verzögert und durch einen Multiplizierer 202 mit einem Schätzwert des Kehrwerts der Rauschvarianz auf der Leitung 200 multipliziert. Die Rauschvarianz wird geschätzt, indem der geglättete Schätzwert der lokalen Phase und Amplitude auf der Leitung 196 an einem Summationspunkt 206 von den Eingangssymbolen subtrahiert wird (nach entsprechendem Zeitabgleich durch die Verzögerung 204), das Ergebnis dann quadriert wird, wie in Block 208 gezeigt, und die komplexen Rausch-Abtastwerte gefiltert werden, wie in Block 210 dargestellt. Der Kehrwert wird genähert (mit Schutz vor Division durch null), wie in Block 212 gezeigt. Dieser CSI-Wichtungsfaktor wird über die 18 Hilfsträger hinweg zwischen Paaren benachbarter Trainings-Hilfsträger interpoliert, wie in Block 214 gezeigt, um resultierende lokale CSI-Wichtungsfaktoren auf der Leitung 216 zu erzeugen. Diese CSI-Wichtungsfaktoren werden dann verwendet, um die auf der Leitung 218 empfangenen entsprechenden lokalen datentragenden Symbole zu multiplizieren, nachdem sie entsprechend verzögert wurden, wie in Block 220 gezeigt. Der Multiplizierer 222 erzeugt dann das weiche Entscheidungs-Ausgangssignal auf der Leitung 224.
Der Normierungsprozeß verbessert die Leistung unter Bedingungen selektiven Schwunds. Außer daß sie für die Amplitudenskalierung praktisch ist, hat die Normierung einen Sekundäreffekt, nämlich die Reduzierung der Amplitudenvariationen des DAB-Signals, die durch einen Kanal-Zustandsinformations-(CSI-)Estimator in nachfolgenden Stufen des DAB-Empfängers verfolgt werden. Der Grad der Verbesserung hängt von der Art des verwendeten CSI-Schätzprozesses und der Bandbreite dieser Schätzfilter ab. Ferner verwendet das normierte Signal einen kleineren Dynamikbereich, da der Gewinn durch den FAC-Prozeß eins ist statt a². Die Anpassung der Verzögerung des zusammengesetzten Signalwegs an die Kerbfilter-Verzögerung ist ebenfalls wichtig für gute Leistungsfähigkeit.
Dies kann als ein typisches Beispiel für eine Modulationsmethode verwendet werden, bei der die weichen Binärsymbole durch unabhängiges Rauschen beschädigt sind (zum Beispiel QPSK). Falls eine Modulation höherer Ordnung, wie zum Beispiel QAM, verwendet wird, dann muß ein pragmatisches Verfahren des Transformierens der detektierten Symbole in binäre Metrik eingeführt werden, um das additive Kombinieren der durch FAC verarbeiteten und nichtverarbeiteten weichen Entscheidungsinformation zu ermöglichen.
Die auf weicher Entscheidung beruhende Viterbi-Decodierung mit Wichtung und Maximum Ratio Combining (MRC) für kohärent detektierte QPSK-Hilfsträger-Symbole wird verwendet, um Verluste auf dem Kanal zu minimieren. Da die Interferenz- und Signalpegel aufgrund selektiven Schwunds über die Hilfsträger (Frequenz) und die Zeit variieren, wird eine zeitgerechte Kanal-Zustandsinformation (CSI) benötigt, um die Wichtung für die weichen Symbole adaptiv anzupassen. Die CSI-Schätzmethode sollte so gestaltet sein, daß sie eine Schwund-Bandbreite von bis zu etwa 13 Hz für maximale Kraftfahrzeuggeschwindigkeit im FM-Band um 100 MHz ermöglicht. Eine Doppler-Spreizung von einigen Mikrosekunden ist typisch, obwohl in bestimmten Umgebungen größere Spreizungen gemessen wurden. Ein funktionales Blockschaltbild der Methode zum Schätzen sowohl der Phasenreferenz als auch der CSI von den Referenz-Hilfsträgern ist in 7 dargestellt. Dieser CSI-Wichtungsfaktor kombiniert die Amplitudenwichtung für Maximum Ratio Combining mit einer Phasenkorrektur für Kanalphasenfehler. CSI-Wichtungsfaktor = â*/σ2,wobei â^* ein Schätzwert des konjugiert komplexen Wertes des Kanalgewinns ist und σ² ein Schätzwert der Abweichung des Rauschens ist.
Die Arbeitsweise der CSI-Rückgewinnungsmethode von 7 setzt die Erfassung und Verfolgung der Frequenzen der Hilfsträger sowie des Symboltakts der OFDM-Symbole voraus. Die Frequenz- und Symboltakt-Erfassungsmethoden nutzen Eigenschaften des zyklischen Vorsatzes aus. Die Frequenz- und Symbolverfolgung erfolgt durch Beobachten der Phasendrift von Symbol zu Symbol über die Zeit oder über die Frequenz (über die Hilfsträger hinweg).
Nach der Erfassung sowohl der Frequenz als auch des Symboltakts wird die Synchronisation der BPSK-Taktsequenz mit dem Blocksynchronisationsmuster versucht, indem die differentiell detektierte BPSK-Sequenz mit dem Blocksynchronisationsmuster kreuzkorreliert wird. Die differentielle Detektierung wird über alle Hilfsträger hinweg durchgeführt, wobei vorausgesetzt wird, daß die Lage der Trainings-Hilfsträger anfänglich unbekannt ist. Eine Kreuzkorrelation des bekannten Blocksynchronisationsmusters mit den detektierten Bits jedes Hilfsträgers wird durchgeführt. Eine Hilfsträger-Korrelation wird festgelegt, wenn eine Übereinstimmung aller 11 Bits des Blocksynchronisationsmusters detektiert wird. Blocksynchronisation (und Auflösung der Hilfsträger-Mehrdeutigkeit) ist hergestellt, wenn die Anzahl der Hilfsträger-Korrelationen die Schwellenkriterien erfüllt oder übertrifft (zum Beispiel 4 Hilfsträger-Korrelationen, die um ein Vielfaches von 19 Hilfsträgern voneinander beabstandet sind).
Nachdem die Blocksynchronisation hergestellt worden ist, können die variablen Felder in der BPSK-Taktsequenz decodiert werden. Die differentiell detektierten Bits dieser variablen Felder werden auf der Grundlage einer Mehrheitsentscheidung über die Trainings-Hilfsträger hinweg bestimmt, so daß Decodieren möglich ist, wenn einige dieser Hilfsträger oder Bits beschädigt sind. Die 16 Blöcke innerhalb jedes Modem-Rahmens werden von 0 bis 15 durchnumeriert. Dann wird das höchstwertige Bit (MSB) des Blockzählerfelds immer auf null gesetzt, da der Blockzähler niemals 15 übersteigt. Modem-Rahmensynchronisation wird durch Kenntnis des Blockzählerfeldes hergestellt.
Die Erfindung stellt ein nahezu optimales Verfahren des Kombinierens von durch FAC verarbeiteter und unverarbeiteter weicher Symbolinformation bereit, um die weiche Binärentscheidung sowohl aus den durch FAC verarbeiteten als auch aus den unverarbeiteten Signalen zu demodulieren/detektieren und zu berechnen, wie in 6 gezeigt.
Die vorliegende Erfindung stellt die Unterdrückung und/oder Kerbfilterung einer augenblicklichen Frequenz eines FM-Störsignals bereit, um die Auswirkungen der Interferenz von FM-Rundfunksignalen zu unterdrücken. Die Erfindung ist insbesondere auf FM-In-Band-on-Channel-(IBOC)-Digitalhörfunk-(DAB-)Systeme anwendbar, wo direkt benachbarte FM-Signale als Störer des digitalen Teils des DAB-Signals wirken. Diese Methode kann auch in einem Hybrid-IBOC-FM-DAB-System verwendet werden, um die Auswirkungen von Interferenz aus dem FM-Hauptsignal auf den digitalen Teil des DAB-Signals zu unterdrücken.
Obwohl die Erfindung mit Bezug darauf beschrieben wurde, was zur Zeit als ihre bevorzugte Ausführungsform angesehen wird, werden Fachleute anerkennen, daß zahlreiche Abwandlungen der offenbarten Ausführungsformen vorgenommen werden können, ohne vom in den beigefügten Ansprüchen ausgeführten Schutzbereich der Erfindung abzuweichen.

Claims

Verfahren zur Reduzierung der FM-Interferenz in einem digitalen In-Band-on-Channel-Hörfunksystem, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfaßt: Empfangen (142) eines zusammengesetzten Signals, das ein erwünschtes Signal und ein Störsignal aufweist; Demodulieren (170) des zusammengesetzten Signals, um ein erstes demoduliertes Signal zu erzeugen; Berechnen (176) einer ersten weichen Binärentscheidung aus dem ersten demodulierten Signal; Verarbeiten (152) des zusammengesetzten Signals, um ein verarbeitetes Signal zu erzeugen; Demodulieren (156) des verarbeiteten Signals, um ein zweites demoduliertes Signal zu erzeugen; Berechnen (162) einer zweiten weichen Binärentscheidung aus dem zweiten demodulierten Signal; und Kombinieren (180) der ersten und der zweiten weichen Binärentscheidung, um ein Ausgangssignal zu erzeugen.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt des Verarbeitens (152) des zusammengesetzten Signals zur Erzeugung eines verarbeiteten Signals die folgenden Schritte umfaßt: Normieren (76) des zusammengesetzten Signals, um ein normiertes zusammengesetztes Signal zu erzeugen; Multiplizieren (82) des zusammengesetzten Signals mit einem komplexen Kehrwert des normierten zusammengesetzten Signals, um ein reelles Signal zu erzeugen; Filtern (86) des reellen Signals, um ein gefiltertes Signal zu erzeugen; und Multiplizieren (98) des gefilterten Signals mit dem normierten zusammengesetzten Signal, um das verarbeitete Signal zu erzeugen.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei der Schritt des Filterns (86) des reellen Signals zur Erzeugung eines gefilterten Signals die folgenden Schritte umfaßt: Erzeugen (90) eines Trägeramplitudenschätzsignals; Verzögern (94) des reellen Signals, um ein verzögertes reelles Signal zu erzeugen; und Subtrahieren (96) des Trägeramplitudenschätzsignals von dem verzögerten reellen Signal, um das gefilterte Signal zu erzeugen.
Empfänger (40) zum Empfangen eines digitalen In-Band-on-Channel-Hörfunksignals, wobei der Empfänger umfaßt: eine Einrichtung zum Empfangen (142) eines zusammengesetzten Signals, das ein erwünschtes Signal und ein Störsignal aufweist; eine Einrichtung zum Demodulieren (170) des zusammengesetzten Signals, um ein erstes demoduliertes Signal zu erzeugen; eine Einrichtung zum Berechnen (176) einer ersten weichen Binärentscheidung aus dem ersten demodulierten Signal; eine Einrichtung zum Verarbeiten (152) des zusammengesetzten Signals, um ein verarbeitetes Signal zu erzeugen; eine Einrichtung zum Demodulieren (156) des verarbeiteten Signals, um ein zweites demoduliertes Signal zu erzeugen; eine Einrichtung zum Berechnen (162) einer zweiten weichen Binärentscheidung aus dem zweiten demodulierten Signal; und eine Einrichtung zum Kombinieren (180) der ersten und der zweiten weichen Binärentscheidung, um ein Ausgangssignal zu erzeugen.
Empfänger nach Anspruch 4, wobei die Einrichtung zum Verarbeiten (152) des zusammengesetzten Signals umfaßt: eine Einrichtung zum Normieren (76) des zusammengesetzten Signals, um ein normiertes zusammengesetztes Signal zu erzeugen; eine Einrichtung zum Multiplizieren (82) des zusammengesetzten Signals mit einem komplexen Kehrwert des normierten zusammengesetzten Signals, um ein reelles Signal zu erzeugen; eine Einrichtung zum Filtern (86) des reellen Signals, um ein gefiltertes Signal zu erzeugen; und eine Einrichtung zum Multiplizieren (98) des gefilterten Signals mit dem normierten zusammengesetzten Signal, um das verarbeitete Signal zu erzeugen.
Empfänger nach Anspruch 5, wobei die Einrichtung zum Filtern (86) des reellen Signals zur Erzeugung eines gefilterten Signals umfaßt: eine Einrichtung zum Erzeugen (90) eines Trägeramplitudenschätzsignals; eine Einrichtung zum Verzögern (94) des reellen Signals, um ein verzögertes reelles Signal zu erzeugen; und eine Einrichtung zum Subtrahieren (96) des Trägeramplitudenschätzsignals aus dem verzögerten reellen Signal, um das gefilterte Signal zu erzeugen.
Empfänger nach Anspruch 5 oder 6, wobei die Einrichtung zum Filtern (86) des reellen Signals zur Erzeugung eines gefilterten Signals umfaßt: eine Einrichtung zum Verzögern (100) des normierten zusammengesetzten Signals vor dem Multiplizieren des gefilterten Signals mit dem normierten zusammengesetzten Signal.
Empfänger (40) zum Empfangen eines digitalen In-Band-on-Channel-Hörfunksignals, wobei der Empfänger umfaßt: einen Eingang (142) zum Empfangen eines zusammengesetzten Signals, das ein erwünschtes Signal und ein Störsignal aufweist; einen ersten Demodulator (170) zum Demodulieren des zusammengesetzten Signals, um ein erstes demoduliertes Signal zu erzeugen; einen ersten Prozessor (176) zum Berechnen einer ersten weichen Binärentscheidung aus dem ersten demodulierten Signal; ein Filter (152) zum Verarbeiten des zusammengesetzten Signals, um ein verarbeitetes Signal zu erzeugen; einen zweiten Demodulator (156) zum Demodulieren des verarbeiteten Signals, um ein zweites demoduliertes Signal zu erzeugen; einen zweiten Prozessor (162) zum Berechnen einer zweiten weichen Binärentscheidung aus dem zweiten demodulierten Signal; und einen Kombinator (180) zum Kombinieren der ersten und der zweiten weichen Binärentscheidung, um ein Ausgangssignal zu erzeugen.
Empfänger nach Anspruch 8, wobei das Filter (152) umfaßt: einen Normierer (76) zum Normieren des zusammengesetzten Signals, um ein normiertes zusammengesetztes Signal zu erzeugen; einen ersten Multiplizierer (82) zum Multiplizieren des zusammengesetzten Signals mit einem komplexen Kehrwert des normierten zusammengesetzten Signals, um ein reelles Signal zu erzeugen; ein reelles Signalfilter (86) zum Filtern des reellen Signals, um ein gefiltertes Signal zu erzeugen; und einen zweiten Multiplizierer (98) zum Multiplizieren des gefilterten Signals mit dem normierten zusammengesetzten Signal, um das verarbeitete Signal zu erzeugen.
Empfänger nach Anspruch 9, wobei das reelle Signalfilter (86) umfaßt: einen Estimator (90) zum Erzeugen eines Trägeramplitudenschätzsignals; eine Verzögerungsvorrichtung (94) zum Verzögern des reellen Signals, um ein verzögertes reelles Signal zu erzeugen; und einen Kombinator (96) zum Subtrahieren des Trägeramplitudenschätzsignals von dem verzögerten reellen Signal, um das gefilterte Signal zu erzeugen.