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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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Diese
Erfindung betrifft die Funkaussendung (Funk-Broadcasting) und insbesondere
Verfahren zum und Vorrichtungen zum Entzerren des demodulierten
Signals in einem Empfänger
für ein
amplitudenmoduliertes kompatibles digitales Aussendesystem.
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Es
besteht zunehmend Interesse an der Möglichkeit digital kodierte
Audiosignale auszusenden, um eine verbesserte Audio-Wiedergabetreue bereitzustellen.
Mehrere Ansätze
sind vorgeschlagen worden. Ein derartiger Ansatz, der in dem United
States Patent Nr. 5,588,022 (WO 95/24781) aufgeführt ist, lehrt ein Verfahren
zum gleichzeitigen Aussenden von analogen und digitalen Signalen
in einem standardmäßigen AM
Aussendekanal. Ein amplitudenmoduliertes Funkfrequenzsignal, welches
ein erstes Frequenzspektrum aufweist, wird ausgesendet. Das amplitudenmodulierte
Funkfrequenzsignal umfasst einen ersten Träger, der durch ein analoges
Programmsignal moduliert wird. Gleichzeitig werden eine Vielzahl
von digital modulierten Trägersignalen innerhalb
einer Bandbreite ausgesendet, die das erste Frequenzspektrum umfasst.
Jedes der digital modulierten Trägersignale
wird durch einen Abschnitt eines digitalen Programmsignals moduliert.
Eine erste Gruppe der digital modulierten Trägersignale liegt innerhalb
des ersten Frequenzspektrums und wird mit dem ersten Trägersignal
in Quadratur moduliert. Zweite und dritte Gruppen der digital modulierten Trägersignale
liegen außerhalb
des ersten Frequenzspektrums und werden zu dem ersten Trägersignal sowohl
In-Phase als auch In-Quadratur moduliert.
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Die
Wellenform in dem AM kompatiblen digitalen Audio-Aussendesystem,
das in dem United States Patent Nr. 5,588,022 (WO 95/24781) beschrieben
wird, ist formuliert worden, um einen ausreichenden Datendurchsatz
für das
digitale Signal bereitzustellen, während ein Nebensprechen in
dem analogen AM Kanal vermieden wird. Mehrere Träger werden mit Hilfe einer
Orthogonalfrequenz-Teilungs-Multiplexierung
(Orthogonal Frequency Division Multiplexing; OFDM) verwendet, um
die kommunizierte Information zu tragen.
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Monophonische
Detektoren für
private AM Radios reagieren nur auf die Einhüllende und nicht auf die Phase
des empfangenen Signals. Wegen der Verwendung der mehreren digital
modulierten Träger besteht
eine Notwendigkeit für
eine Einrichtung zum Verringern der Amplitudenverzerrung, die durch
dieses hybride Signal verursacht wird. Die United States Patent
Application 5,859,876 offenbart ein Verfahren zum Verringern der
Verzerrung der Einhüllenden
in einem AM kompatiblen digitalen Audio-Aussendesystem (Audio Broadcasting System).
Bestimmte digitale Träger,
die über
der Frequenz des analogen AM Trägers
sind, haben einen zugehörigen
digitalen Träger,
der bei einem gleichen Frequenzversatz unter dem analogen AM Träger ist.
Die Daten und die Modulation, die dem oberen digitalen Träger und
seinem Gegenstück
auferlegt werden, sind derart, dass das Signal, welches sich aus
ihrer Addition ergibt, keine Komponente aufweist, die zu dem analogen AM
Träger
In-Phase (gleichphasig) ist. Digitale Trägerpaare, die in dieser Weise
angeordnet sind, werden als komplementär bezeichnet. Diese Konfiguration
stellt dramatische Verbesserungen der Wiedergabetreue gegenüber einem
analogen AM Empfang von AM kompatiblen digitalen Aussendesignalen
bereit.
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An
dem Empfänger
wird das digitale Signal mit Hilfe einer Schnellen-Fourier-Transformation (Fast
Fourier Transform; FFT) demoduliert. Ein mögliches Verfahren und eine
zugehörige
Vorrichtung ist in dem United States Patent Nr. 5,633,896 beschrieben.
Dieses Patent offenbart eine Demodulationstechnik, die das unerwünschte Nebensprechen zwischen
dem analogen Signal und den digitalen Signalen in einem AM kompatiblen
digitalen Audio-Aussende-(AM DAB)-System unter Verwendung eines
Orthogonal-Frequenz-Teilungs-Multiplexierten (Orthogonal
Frequency Division Multiplex; OFDM) Modulationsformats minimiert,
indem duale Fast Fourier Transform Prozesse auf getrennten jeweiligen
In-Phasen- und Quadratur-Phasen-Komponenten
eines empfangenen OFDM digitalen Signals verwendet werden. Der Ausgang
des Quadraturkanals wird verwendet, um die komplementären Daten
zurückzugewinnen,
und die sich ergebenden verarbeiteten Komponentensignale werden
aufsummiert, um die nicht-komplementären Daten zurückzugewinnen.
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Das
empfangene Mehrträgersignal
erfordert eine Entzerrung (Equalisation) bei Anwesenheit von dynamischen
Kanalantwortvariationen. Ohne eine derartige Entzerrung würde ein
sehr verzerrtes Signal erfasst werden und die digitale Aussendesignalinformation
würde nicht
rückgewinnbar
sein. Ein Entzerrer verbessert die Zurückgewinnbarkeit der digitalen
Audioaussendesignalinformation. Ein derartiger Entzerrer ist in
dem United States Patent Nr. 5,559,830 (WO 96/23374) offenbart.
Der dort offenbarte Entzerrer umfasst eine Einrichtung zum Empfangen
einer AM kompatiblen digitalen Audio-Aussendewellenform und Speichern
dieser Wellenform als einen Wellenformvektor. Der Entzerrer verarbeitet dann
diese Wellenform durch Multiplizieren des Wellenformvektors mit
einem Entzenungsvektor. Dieser Entzenungsvektor umfasst eine Vielzahl
von Entzerrerkoeffizienten, wobei jeder der Koeffizienten zu Anfang
auf einen vorgegebenen Wert gesetzt wird. Der Entzerrer vergleicht
dann jeden Ort des verarbeiteten Wellenformvektors mit einem gespeicherten
Wellenformvektor. Der Entzerrer wählt als das Signal denjenigen
Vektorort, der zu dem gespeicherten Wellenformvektor am nächsten ist.
Vorzugsweise umfasst der Entzerrer eine Einrichtung zum Aktualisieren
der Entzerrerkoeffizienten unter Verwendung des Wellenformvektors,
des verarbeitenden Wellenformvektors, und des gespeicherten Wellenformvektors,
um eine Immunität
gegenüber
Rauschkomponenten bereitzustellen.
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In
den Entzerrern sowohl des Patents Nr. 5,633,896 als auch des Patents
Nr. 5,559,830 (WO 96/23374), wird die Frequenzdomäneninformation
an den Entzerrer als ein Frequenzdomänenvektor dargeboten. Jeder
Block der Frequenzdomäneninformation
wird in einem Speicherungsarray gespeichert. Dieser Speicherungsarrayvektor
wird mit einer Vielzahl von Entzerrerkoeffizienten multipliziert.
Das sich ergebende Produkt dieser Multiplikation ist das entzerrte
Signal. Ein Satz von exakten Werten ist a priori (von vornherein)
in dem Entzerrer bekannt und mit diesem kann jeder Vektorort des
entzerrten Signals verglichen werden. Der ideale Wert, der am nächsten zu
diesem beschriebenen in dem Vektorort ist, wird als der tatsächliche
Signalwert gewählt.
Der Vektor von Entscheidungen wird in einem Entscheidungsarray gespeichert.
Unter Verwendung des empfangenen Signals, des entzerrten Signals
und des Entscheidungsarrays berechnet ein Entzerrerkoeffizienten-Abschätzer Koeffizientenabschätzungen.
Die Rate der Koeffizientenaktualisierung bestimmt die Entzerrerrauschimmunität und die
Konvergenzrate. Koeffizienten in unterschiedlichen Teilen des Bands können in
Abhängigkeit
von der Kenntnis des Verzerrungsmechanismus bei unterschiedlichen
Raten aktualisiert werden.
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Während die
Dual-FFT-Technik das Systemverhalten in einem Kanal, der eine symmetrische Größe und eine
anti-symmetrische Phase um die AM Trägerfrequenz über dem
Frequenzbereich der komplementären
Träger
aufweist, verbessern kann, zerstört
der Prozess, für
Kanäle
mit einer nicht-symmetrischen
Größe oder
einer nicht-antisymmetrischen Phase, zum Kombinieren der komplementären Träger-FFT-Ausgänge die
nicht-symmetrische Größe und die
nicht-antisymmetrische Phaseninformation und das Signal, welches
den Entzerrer ansteuert, ist nicht richtig. Es besteht ein Bedarf
für ein
Demodulationsverfahren, welches in derartigen Fällen die nicht-symmetrische
Größe und die
nicht-antisymmetrische
Phaseninformation beibehalten kann. Die vorliegende Erfindung zielt
darauf ab ein verbessertes Entzerrungsverfahren und Empfänger, die
das Verfahren einschließen,
bereitzustellen.
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ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung stellt ein Verfahren zum Aktualisieren der
Entzerrerkoeffizienten für die
komplementären
Träger,
während
noch die Vorteile einer Kombination der Information von den komplementären Träger-FFT-Ausgängen beibehalten werden,
bereit. Das Verfahren verwendet Information für die nicht-komplementären Träger, um über eine Interpolation
die Entzerrerkoeffizienten für
den komplementären
Träger
zu aktualisieren.
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Die
vorliegende Erfindung schafft ein Verfahren zum Entzerren eines
amplitudenmodulierten kompatiblen digitalen Aussendesignals (Broadcasting-Signals),
das ein amplitudenmoduliertes Funkfrequenzsignal einschließt, welches
ein erstes Frequenzspektrum aufweist, wobei das Amplitudenmodulierte
Funkfrequenzsignal aufweist einen ersten Träger, der durch ein analoges
Programmsignal moduliert wird, eine Vielzahl von digital modulierten
Trägersignalen,
die innerhalb einer Bandbreite positioniert sind, die das erste
Frequenzspektrum umfasst, wobei eine erste Gruppe der digital modulierten
Trägersignale
komplementäre
Träger
einschließt
und innerhalb des ersten Frequenzspektrums liegt, und zweite und
dritte Gruppen der digital modulierten Trägersignale, die nicht-komplementäre Träger einschließen und
außerhalb
des ersten Frequenzspektrums liegen. Das Verfahren umfasst die Schritte
zum Erzeugen eines ersten Signals, welches Gleichphasen-Komponenten
des amplitudenmodulierten kompatiblen digitalen Aussendesignals
darstellt; das Erzeugen eines zweiten Signals, das die Quadraturphasen-Komponenten
des amplitudenmodulierten kompatiblen digitalen Aussendesignals
darstellt; Verwenden der ersten und zweiten Signale als die realen und
imaginären
Eingänge,
um die Schnelle-Fourier-Transformation der ersten und zweiten Signale zu
nehmen, um eine Vielzahl von transformierten Signalen zu erzeugen,
die Frequenzdomänendaten darstellen;
und Verarbeiten der transformierten Signale durch Multiplizieren
der transformierten Signale mit einem Entzenungsvektor, wobei der
Entzerrungsvektor eine Vielzahl von Entzerrerkoeffizienten umfasst;
gekennzeichnet durch den Schritt zum Aktualisieren der Entzerrerkoeffizienten,
die für
die komplementären
Signale verwendet werden, durch Interpolieren von Koeffizienten
des Vektors für
die nicht-komplementären
Signale.
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Die
Erfindung umfasst auch eine Vorrichtung, die das obige Verfahren
ausführt.
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KURZBESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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Die
Erfindung lasst sich einfacher von Durchschnittsfachleuten in dem
technischen Gebiet durch Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen
ersehen. In den Zeichnungen zeigen:
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1 eine
diagrammartige Darstellung eines herkömmlichen zusammengesetzten
analogen AM und digitalen Aussendesignals mit Trägern, die in Übereinstimmung
mit der vorliegenden Erfindung positioniert sind;
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2 ein
Blockdiagramm eines Empfängers,
der einen Entzerrer einschließen
kann, der in Übereinstimmung
mit dieser Erfindung arbeitet;
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3 ein
Funktionsblockdiagramm, dass den Betrieb eines Demodulators und
adaptiven Entzerrers in Übereinstimmung
mit dieser Erfindung darstellt; und
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4 und 5 Diagramme,
die die Größe von Antworten
des Entzerrers zeigen.
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AUSFÜHRLICHE
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Diese
Erfindung stellt ein Verfahren zum Entzerren von Trägern in
einem Aussendesignal (Broadcast-Signal) bereit, welches sowohl ein
amplitudenmoduliertes Signal als auch ein digitales Signal auf der
gleichen Kanalzuweisung wie die existierende analoge AM Aussende-Zuordnung
einschließt.
Die Technik zum Aussenden des digitalen Signals in dem gleichen
Kanal wie ein analoges AM Signal wird als Aussendung im Band und
auf dem Kanal (in-Band on-Channel; IBOC Broadcasting) bezeichnet.
Diese Aussendung wird durch Übertragen
einer digitalen Wellenform mit Hilfe einer Vielzahl von Trägern, die über eine
Orthogonalfrequenzteilung moduliert sind (OFDM), erreicht, wobei
einige davon mit dem analogen AM Signal in Quadratur moduliert sind
und innerhalb des spektralen Bereichs positioniert sind, wo das
standardmäßige AM
Aussendesignal eine ausreichende Energie aufweist. Die verbleibenden
digitalen Träger
werden mit dem analogen AM Signal sowohl gleichphasig als auch in
Quadratur moduliert und sind in dem gleichen Kanal wie das analoge
AM Signal, aber in spektralen Bereichen, wo das analoge AM Signal
nicht eine signifikante Energie aufweist, positioniert. In Amerika
werden die Emissionen von AM Aussende-Stationen (und Funkstationen)
in Übereinstimmung
mit den Vorschriften der Federal Communications Commission (FCC)
so beschränkt, dass
sie innerhalb eine Signalpegelmaske liegen, die definiert ist, sodass:
Emissionen 10,2 kHz bis 20 kHz von dem analogen Träger entfernt
wenigstens 25 dB unter den nicht modulierten analogen Trägerpegel gedämpft werden
müssen,
Emissionen 20 kHz bis 30 kHz von dem analogen Träger entfernt wenigstens 35
dB unter den nicht modulierten analogen Trägerpegel gedämpft werden
müssen,
und Emissionen 30 kHz bis 60 kHz von dem analogen Träger entfernt wenigstens
[35 dB + 1 dB/kHz] unter den nicht modulierten analogen Trägerpegel
gedämpft
werden müssen.
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1 zeigt
das Spektrum eines AM digitalen Audio-Broadcasting-Signals eines
Typs, der von der vorliegenden Erfindung verwendet wird. Die Kurve 10 stellt
das Größenspektrum
eines standardmäßigen Broadcasting-Amplitudenmodulationssignals
dar, wobei der Träger
eine Frequenz von f0 aufweist. Die FCC Emissionsmaske
wird durch den Posten mit der Nummer 12 dargestellt. Die
OFDM Wellenform ist aus einer Serie von Datenträgern gebildet, die bei f1 = 59,535·106/(131072)
oder über
454 Hz beabstandet sind. Eine erste Gruppe von vierundzwanzig der digital
modulierten Träger
sind innerhalb eines Frequenzbands positioniert, welches sich von
(f0 – 12
f1) bis (f0 + 12
f1) erstreckt, wie mit der Einhüllenden
dargestellt, die in 1 mit 14 bezeichnet
ist. Die meisten von diesen Signalen sind 39,4 dB unter dem Pegel
des nicht modulierten AM Trägersignals
angeordnet, um ein Nebensprechen mit dem analogen AM Signal zu minimieren.
Ein Nebensprechen wird ferner dadurch verringert, dass diese digitale
Information in einer Weise kodiert wird, die eine Orthogonalität zu der
analogen AM Wellenform garantiert. Dieser Typ von Kodierung wird
als Komplementärkodierung
(d. h. komplementäre
BPSK, komplementäre
QPSK oder komplementäre 32 QAM)
bezeichnet und wird in der voranstehend diskutierten gleichzeitig
anhängigen
Anmeldung mit der Seriennummer 08/671,252 näher beschrieben. Eine komplementäre BPSK
Modulation wird auf dem innersten digitalen Trägerpaar bei f0 ± f1 verwendet, um eine Timing-Rückgewinnung zu
erleichtern. Diese Träger
sind auf einen Pegel von –28
dBc gesetzt.
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Sämtliche
anderen Träger
in dieser ersten Gruppe weisen einen Pegel von –39,4 dBc auf und werden unter
Verwendung einer komplementären 32 QAM
für die
48 und 32 kbps Kodierungsraten moduliert. Eine komplementäre 8 PSK
Modulation wird auf Trägem
verwendet, die im Bereich von (f0 – 11 f1) bis (f0 – 2 f1) und von (f0 +
2 f1) bis (f0 +
11 f1) für
die 16 kbps Kodierungsrate verwendet. Für sämtliche drei Kodierungsraten
tragen die Träger
bei (f0 – 12 f1)
und (f0 + 12 f1)
Zusatzdaten und können
unter Verwendung einer komplementären 32 QAM moduliert
werden.
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Zusätzliche
Gruppen von digitalen Trägern werden
außerhalb
der ersten Gruppe angeordnet. Das Erfordernis, das diese digitalen
Wellenformen zu dem analogen Signal in Quadratur sind, wird durch Beschränken der
analogen AM Signalbandbreite beseitigt. Die Träger in einer zweiten und einer
dritten Gruppe, die jeweils von den Einhüllenden 16 und 18 umfasst
wird, können
zum Beispiel unter Verwendung einer 32 QAM für die 48
und 32 kbps Raten, und 8 PSK für
die 16 kbps Rate moduliert werden. Die Träger werden auf Pegel von –30 dBc
für sämtliche Kodierungsraten
gesetzt.
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2 ist
ein Blockdiagramm eines Empfängers,
der konstruiert ist, um die zusammengesetzten digitalen und analogen
Signale der 1 zu empfangen. Eine Antenne 110 empfängt die
zusammengesetzte Wellenform, die die digitalen und analogen Signale
enthält,
und übergibt
das Signal an herkömmliche
Eingangsstufen 112, die einen Funkfrequenz-Vorwähler, einen
Verstärker,
einen Mischer und einen lokalen Oszillator einschließen können. Ein
Zwischenfrequenzsignal wird von den Eingangsstufen auf der Leitung 114 erzeugt.
Dieses Zwischenfrequenzsignal wird durch eine automatische Verstärkungssteuerschaltung 116 an
einen I/Q Signalgenerator 118 geführt. Der I/Q Signalgenerator
erzeugt ein Gleichphasen-Signal auf der Leitung 120 und
ein Quadratur-Signal aus der Leitung 122. Der Gleichphasen-Kanalausgang
auf der Leitung 120 wird einem Analog-zu-Digital-Wandler 124 eingegeben.
In ähnlicher
Weise wird der Quadraturkanal-Ausgang auf der Leitung 122 einem
anderen Analog-zu-Digital-Wandler 126 eingegeben.
Rückkopplungssignale auf
den Leitungen 120 und 122 werden verwendet, um
die automatische Verstärkungssteuerschaltung 116 zu
steuern. Das Signal auf der Leitung 120 schließt das analoge
AM Signal ein, welches, mit dem Block 140 dargestellt,
herausgetrennt und an eine Ausgangsstufe 142 und danach
an einen Lautsprecher 144 oder eine andere Ausgabeeinrichtung übergeben
wird.
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Ein
optionales Hochpassfilter 146 kann verwendet werden, um
die Gleichphasen-Komponenten auf der Leitung 128 zu filtern,
um die Energie des analogen AM Signals zu beseitigen und ein gefiltertes
Signal auf der Leitung 148 bereitzustellen. Wenn das Hochpassfilter
nicht verwendet wird, ist das Signal auf der Leitung 148 das
gleiche wie dasjenige auf der Leitung 128. Ein Demodulator 150 empfängt die digitalen
Signale auf den Leitungen 148 und 130 und erzeugt
Ausgangssignale auf den Leitungen 154. Diese Ausgangssignale
werden an einen Entzerrer 156 und an ein Datenratenfilter
und Datendecoder 158 übergeben.
Um höhere
Signal-zu-Rausch-Verhältnisse
(FFR) mit komplementären
Träger
zu erhalten werden die FFT Ausgänge
für Paare
von komplementären
Trägem
kombiniert. Der Ausgang des Datendecoders wird an eine Entschachtelungsschaltung
und an einen Vorwärtsfehlerkorrektur-Decoder 164 gesendet,
um eine Datenintegrität
zu verbessern. Der Ausgang der Entschachteler/Vorwärtsfehlerkorrekturschaltung
wird an einen Quellendecoder 166 übergeben. Der Ausgang des Quellendecoders wird
durch die Schaltung 168 verzögert, um eine Kompensation
für die
Verzögerung
des analogen Signals an dem Sender bereitzustellen und um an dem Empfänger analoge
und digitale Signale auszurichten. Der Ausgang der Verzögerungsschaltung 168 wird
durch einen Digital-zu-Analog-Wandler 160 in ein
analoges Signal umgewandelt, um auf 162 ein Signal zu erzeugen,
welches an die Ausgangsstufe 142 geht.
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3 ist
ein Funktionsblockdiagramm, welches den Betrieb eines Demodulators 150 und
eines adaptiven Entzerrers 156 in Übereinstimmung mit der vorliegenden
Erfindung darstellt. Sowohl Gleichphasen-(I) als auch Quadratur-(Q)-Signale
werden auf den Leitungen 148 und 130 als Eingänge zu einer Fensterbildungs-
und Schutzintervall-Entfernungsschaltung bereitgestellt. Diese Signale
können
durch Verwendung von Abwärtswanderelementen, ähnlich wie
diejenigen, die in 2 gezeigt sind, bereitgestellt
werden. Das Fenster sollte so angewendet werden, dass die digitalen
Träger
orthogonal bleiben oder wenigstens der Mangel einer Orthogonalität unter
den digitalen Trägern
ausreichend klein ist, sodass er sich nicht auf das Systemverhalten
auswirkt. Ein Verfahren zum Anwenden eines Fensters, welches eine
Orthogonalität
zwischen den Trägern
beibehält,
ist entwickelt worden. In einer spezifischen Implementierung des
Verfahrens wird ein Wurzel-angehobenes Cosinusfenster an dem Sender
und dem Empfänger
angewendet. Für
dieses Fenster tritt in einem Baud auf den ersten und letzten sieben
Abtastwerten der 135 Abtastwerte die Verjüngung auf. Nachdem das Fenster
an dem Empfänger
angewendet worden ist, werden die letzten sieben Abtastwerte zu
den ersten sieben Abtastwerten addiert, wobei der 129-te Abtastwert
zu dem ersten Abtastwert addiert wird, der 130-te Abtastwert zu
dem zweiten Abtastwert addiert wird, und dieses Muster fortgesetzt
wird, wobei der 135-te Abtastwert zu dem siebten Abtastwert hinzugefügt wird.
Die sich ergebenden 128 Punkte werden einer FFT eingegeben. In einigen
Fällen
kann es vorteilhaft sein die Fensterbildungs- und Schutzwand-Entfernungsoperationen
vor der Verarbeitung durch das Hochpassfilter 146 auszuführen. Die
Ausgänge
von der Fensterbildungs- und Schutzintervall-Entfernungsschaltung 151 werden
der FFT 153 eingegeben. Der Ausgang der FFT wird über die Leitungen 154 dem
Koefffizientenmultiplizierer 157 eingegeben. Der Koeffizientenmultiplizierer
arbeitet mit den Frequenzdomänendaten
und stellt die Größe und Phase
von jedem OFDM Träger
ein, um den Effekten von Kanalstörungen,
Sender- und Empfänger-Filtern,
den Sende- und Empfangs-Antennen, und anderen Faktoren und einer
anderen Verarbeitung, die die Größe und die
Phase des Signals beeinflussen, entgegen zu wirken. An den Ausgängen 174 und 176 des
Koeffizientenmultiplizierers wird die Information für Paare
der komplementären
Träger kombiniert,
wie mit dem Block 178 dargestellt. Insbesondere kann dies
dadurch erreicht werden, dass der Durchschnittswert der Frequenzdomänendaten
für jedes
Paar von komplementären
Trägern
genommen wird, wobei die negative Konjugierte der Frequenzdomänendaten
für einen
der Träger
verwendet wird. Eine Kombination der komplementären Trägerinformation in dieser Weise
führt zu
erhöhten
Signal-zu-Rausch-Verhältnissen
für die
komplementären
Träger.
Diese kombinierte Information für
die komplementären
Träger,
sowie die Koeffizientenmultipliziererausgänge auf den Leitungen 180 und 182 für die nicht-komplementären Träger wird
einem Prozessor 184 eingegeben, der bestimmt, welcher der Frequenzdomänen-Konstellationspunkte
gesendet wurde. Diese Entscheidungen, zusammen mit den vor-entzerrten
Konstellationspunkten und den vorangehenden Werten der Entzerrerkoeffizienten
werden verwendet, um die Entzerrerkoeffizienten zu aktualisieren,
wie mit dem Block 186 dargestellt. Der Block 186 kann
einen bekannten Algorithmus verwenden, wie die kleinsten Fehlerquadrate
(Least Mean Squares; LMS) oder die rekursiven kleinsten Fehlerquadrate
(Recursive Least Squares; RLS), um die Entzerrerkoeffizienten zu
aktualisieren. Der Ausgang des Entzerrers 156 der 2 kann
aus mit der Kombination der Ausgänge
auf den Leitungen 174, 176, 180 und 182 bestehen,
oder er kann aus dem Ausgang der Symbolentscheidungs-Verarbeitung 185 bestehen,
wobei Leitungen 185 Entscheidungen für die komplementären und
nicht-komplementären
Träger
enthalten. Der verwendete Ausgang hängt von dem Typ von Daten,
die für
eine weitere Verarbeitung benötigt
werden, ab, was insbesondere von dem Typ von FEC abhängen kann,
das in dem System verwendet wird.
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Das
Patent mit der Nummer 5,559,830, welches am 24. September 1996 erteilt
wurde, beschreibt einen Betriebsmodus für einen Entzerrer mit einem
Entzerrerkoeffizienten-Aktualisierungsalgorithmus. Die vorliegende
Erfindung verbessert den Betrieb des Entzerrer- und Entzerrerkoeffizienten-Aktualisierungsalgorithmus
durch Berücksichtigung
der Effekte, die auftreten, wenn die Entzerrerkoeffizienten eine
nicht-symmetrische Größe oder nicht-antisymmetrische
Phase um die Mitte der FFT herum haben sollten.
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Wenn
der Gleichphasen-Eingang zu der FFT hochpass-gefiltert ist, um das
analoge Signal zu beseitigen, weist der Ausgang der FFT, der dem
Entzerrerkoeffizienten-Aktualisierungsalgorithmus eingegeben wird,
gewisse Symmetrieeigenschaften auf. Da insbesondere der Gleichphasen-Teil
der FFT eine nahezu Null-Energie für die komplementären Träger aufweist,
würde der
Ausgang der FFT eine nahezu anti-hermitische Symmetrie für die komplementären Träger aufweisen.
Der Ausgang des Symbolentscheidungsprozessors für die komplementären Träger wird
die gleiche Eigenschaft aufweisen. Da diese zwei anti-hermitischen
Signale als Eingang zu der Entzerrerkoeffizienten-Aktualisierungsroutine
dienen, werden die Entzerrerkoeffizienten so eingeschränkt, dass
sie eine Größenantwort,
die um die Mittenfrequenz der FFT herum symmetrisch ist, und eine
Phasenantwort, die um diese Mittenfrequenz antisymmetrisch ist,
aufweisen. Deshalb werden die Entzerrerkoeffizienten nicht auf die
geeigneten Werte konvergieren, wenn die Entzerrerkoeffizienten um
die Mitte der FFT herum eine nicht-symmetrische Größe oder
nicht-antisymmetrische Phase aufweisen sollten. 4 zeigt
ein Beispiel dieser Situation. Für
den in 4 gezeigten Fall wird angenommen, dass die Kanalgrößenantwort
um die Mittenfrequenz der FFT herum nicht symmetrisch ist. 4 zeigt
tatsächlich die
Invertierung der Kanalantwort 188, weil dies die gewünschte Antwort
für den
Entzerrer ist. Die Antwort 190, die von der Entzerrergröße erhalten
werden würde,
ist ebenfalls in 4 gezeigt. Zur Übersichtlichkeit
ist die dargestellte Entzerrerantwort geringfügig nach oben versetzt, sodass
sie von der inversen Kanalantwort unterschieden werden kann. Es sei
darauf hingewiesen, dass die Antwort der inversen Kanalantwort in
den Bereichen 192 und 194 der nicht-komplementären Träger folgt.
Jedoch ist die Entzerrerantwort in dem Bereich 196 der
komplementären
Träger
nicht richtig, weil sie dazu gezwungen wird eine symmetrische Größenantwort
in diesem spektralen Bereich aufzuweisen.
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Wenn
das Hochpassfilter nicht auf dem Gleichphasen-Signal verwendet wird,
um das analoge Signal vor der FFT zu beseitigen, könnte der
FFT Ausgang von den nicht-komplementären Trägern als Folge des Lecks des
analogen Signals in die nicht-komplementären Träger, die zu der analogen AM
Trägerfrequenz
am nächsten
sind, hinein rauschbehaftet sein. Wenn die Entzerrerkoeffizienten
zusätzlich
eine symmetrische Größe und antisymmetrische
Phase um den analogen AM Träger
herum aufweisen sollten, führt
der Mangel eines Hochpassfilters zu rauschbehafteteren Abschätzungen
der Entzerrerkoeffizienten für
die komplementären
Träger
im Vergleich mit dem Fall, bei dem ein Hochpassfilter verwendet
wird. Wenn die Entzerrerkoeffizienten ferner eine nicht-symmetrische
Größe oder
nicht-antisymmetrische Phase um die analoge AM Trägerfrequenz
aufweisen sollten, wird eine Abschätzung der Entzerrerkoeffizienten
für die
komplementären
Träger
schwierig, weil das analoge Signal und die komplementären Träger nicht
mehr in die Gleichphasen- bzw. Quadraturphasen-Komponenten aufgetrennt werden.
Eine Langzeitmittelung könnte
verwendet werden, um die geeigneten Entzerrerkoeffizienten für statische
Phänomene
zu ermitteln, die erfordern, dass die Entzerrerkoeffizienten eine
nicht-symmetrische Größe oder
nicht-antisymmetrische Phase um die Mitte der FFT herum aufweisen.
Jedoch weisen Kanalstörungen
häufig
eine nicht-symmetrische Größe oder
nicht-antisymmetrische Phase um die Mitte der FFT herum auf. Diese
Störungen
sind der Art nach transient und treten zu schnell auf, um durch eine
Langzeitmittelung korrigiert zu werden.
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Deshalb
werden die Entzerrerkoeffizienten für die komplementären Träger, unabhängig davon, ob
ein Hochpassfilter zum Beseitigen des analogen Signals verwendet
wird oder nicht, nicht nützlich
sein, wenn die idealen Entzerrerkoeffizienten für die komplementären Träger eine
nicht-symmetrische Größe oder
nicht-antisymmetrische Phase um die Mitte der FFT herum aufweisen
sollen.
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Eine
Interpolation der Entzerrerkoeffizienten um den komplementären Bereich
herum kann verwendet werden, um diesen Nachteil zu beseitigen. Wenn
die Steuerschleifen des Empfängers,
wie die automatische Verstärkungssteuerung
(AGC), die Träger-Nachverfolgung,
und die Symbol-Nachverfolgung auf den geeigneten Werten sind, sollte
die Mittenfrequenz der FFT auf einer bekannten konstanten Größe und Phase
sein. Deshalb kann die Information von den spektralen Beriechen 192 und 194 außerhalb
des komplementären
Trägerbereichs 196 verwendet
werden, um die geeigneten Entzerrerkoeffizienten für die komplementären Träger zu interpolieren und
abzuschätzen.
Unter Bezugnahme auf 3 wird die Verarbeitung, wenn
eine Interpolation verwendet wird, in der folgenden Weise implementiert. Der
Koeffizientenmultiplizierer 157 gibt die entzerrten Signale
für die
nicht-komplementären
Träger
auf den Leitungen 180 und 182 und entzerrt das
Signal für
die komplementären
Träger
auf den Leitungen 174 und 176 aus. Der Symbolentscheidungsprozessor 184 gibt
Entscheidungen für
nur die nicht-komplementären
Träger
auf den Leitungen 187 aus, im Gegensatz zu dem Fall, bei
dem eine Interpolation nicht verwendet wird und Leitungen 187 die
Entscheidungen für die
komplementären
Träger
einschließen.
Die Entzerrerkoeffizienten-Aktualisierungsschaltung 186 aktualisiert
die Koeffizienten für
die nicht-komplementären Träger. Dann
werden die Koeffizienten für
die komplementären
Träger
durch Interpolation unter Verwendung des bekannten Werts an der
Mitte des Kanals und der Werte der Koeffizienten für die nicht-komplementären Träger aktualisiert. 5 zeigt
ein Beispiel, bei dem eine lineare Interpolation verwendet wird,
um die Entzerrerkoeffizienten über die
Mitte des Kanals zu bestimmen. Wie ersichtlich ist, wenn die Kanalantwort 198 relativ
glatt ist, sind die interpolierten Entzerrerkoeffizienten nahe zu
den idealen Werten und die Entzerrergrößenantwort 200 folgt
eng der inversen Kanalgrößenantwort.
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Mehrere
Variationen der Interpolation sind möglich. Zum Beispiel könnte der
Wert des Entzerrerkoeffizienten für die ersten OFDM Träger außerhalb
des komplementären
Bereichs verwendet werden, um aus deren Werten linear auf den Wert
an der Mitte des Kanals zu interpolieren. Es ist festgestellt worden,
dass eine lineare Interpolation in der großen Mehrheit von Fällen, bei
denen das Signal in dem kommerziellen AM Aussendeband (530 kHz bis
1710 kHz) ist und die Breite des komplementären Bereichs kleiner als 10
kHz ist, zufriedenstellend ist. Als eine Alternative kann es wünschenswert
sein nicht-komplementäre
Träger
zu verwenden, die von der Mitte des Kanals weiter weg sind, wenn
der nicht-komplementäre Träger oder
die nicht-komplementären
Träger,
die am nächsten
zu dem Bereich mit komplementären
Trägern
ist/sind, durch Filter wie das Hochpassfilter beeinflusst wird/werden,
welches verwendet wird, um das analoge Signal von dem Gleichphasen-Abschnitt
des empfangenen Signals zu beseitigen. Ferner könnte Information von vielen
der nicht-komplementären
Trägern
in dem Interpolationsprozess verwendet werden. Andere Interpolationsalgorithmen
als lineare könnten
verwendet werden. Einige der altbekannten Interpolationsalgorithmen
umfassen eine kubische Spline Interpolation, eine Polynom-Interpolation,
eine FFT gestützte
Interpolation, und eine exponentielle oder logarithmische Kurvenanpassung.
Die nicht-komplementären
Entzerrerkoeffizienten, die für
die Interpolation verwendet werden und die komplementären Entzerrerkoeffizienten, die
aus der Interpolation erhalten werden, können über der Zeit gemittelt werden,
um den Effekt von Rauschen zu verringern. Eine Glättung über der
Frequenz kann ebenfalls verwendet werden, um die Effekte von Rauschen
zu verringern. Anstelle einer Interpolation der linearen Größe der Koeffizienten
kann eine Interpolation auf einer Log-Größenskala vorteilhaft sein.
Alternativ kann es anstelle einer Interpolation der Größe und Phase
der Entzerrerkoeffizienten auch wünschenswert sein die entsprechenden
realen und imaginären
Komponenten der Koeffizienten (oder kartesische Koordinaten) zu
interpolieren, die verwendet werden können, um die Entzerrerkoeffizienten
darzustellen.
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Diese
Erfindung stellt ein System zum adaptiven Entzerren eines amplitudenmodulierten
kompatiblen digitalen Audioaussendesignals bereit. In der voranstehenden
Beschreibung sind bestimmte bevorzugte Praktiken und Ausführungsformen
dieser Erfindung aufgeführt
worden. Jedoch sei darauf hingewiesen, dass die Erfindung innerhalb
des Umfangs der folgenden Ansprüche
anders umgesetzt werden kann.