DE19758013A1

DE19758013A1 - Adaptiver Kanalentzerrer zur Verwendung in einem das OFDM-Verfahren anwendenden digitalen Kommunikationssystem

Info

Publication number: DE19758013A1
Application number: DE19758013A
Authority: DE
Inventors: Young-Sang Kim
Original assignee: Daewoo Electronics Co Ltd
Current assignee: WiniaDaewoo Co Ltd
Priority date: 1996-12-28
Filing date: 1997-12-29
Publication date: 1998-07-02
Also published as: US5963592A; GB9726689D0; KR19980056295A; GB2320872A; IT1297354B1; FR2758032B1; JP4557320B2; KR100226698B1; CN1175638C; ITTO971128A1; JPH10209931A; FR2758032A1; GB2320872B; CN1197342A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Empfänger in ei nem digitalen Kommunikationssystem, das ein orthogonales Frequenzmultiplexverfahren (OFDM = "Orthogonal Frequency Division Multiplexing") anwendet, und insbesondere einen adaptiven Kanalentzerrer ("adaptive channel equalizer") zum adaptiven Entzerren eines empfangenen OFDM-Signals entsprechend einer Kanalschwankung unter Verwendung eines Pilotsignals ("pilot signal"), um eine Zwischenabtast- Störung ("inter-sample interference") innerhalb eines Symbols, d. h. eine Intra-Symbolstörung ("intra-symbol in terference") zu unterdrücken.

In einem drahtlosen Kommunikationskanal und einem hoch auflösenden TV-Übertragungskanal (sog. HDTV-Übertra gungskanal, HDTV = high definition television) ist es bekannt, daß eine durch einen Mehrwege-Schwund ("multi path fading") in einem Empfangssignal verursachte Zwi schensymbolstörung oder -interferenz (ISI = "inter-symbol interference", d. h. Zwischensymbolstörung) auftritt. Falls insbesondere Daten für das HDTV über den Kanal mit hoher Geschwindigkeit übertragen werden, steigt die ISI an und verursacht Fehler, die während der empfangsseiti gen Datenwiedergewinnung erzeugt werden. Um dieses Pro blem zu lösen, ist kürzlich ein OFDM-Verfahren als ein Übertragungsverfahren zur Anwendung in dem digitalen Au dio-Rundfunkstandard (DAB = "digital audio broadcasting", d. h. digitaler Audio-Rundfunk) und dem digitalen terre strischen Fernsehrundfunkstandard (DTTB = digital terre strial television broadcasting", d. h. digitaler terre strischer Fernsehrundfunk) vorgeschlagen worden.

Bei dem OFDM-Verfahren werden seriell eingegebene Symbol ströme in einen vorgegebenen Einheitsblock aufgeteilt. Die aufgeteilten Symbolströme jedes Einheitsblocks werden in N parallele Symbole umgewandelt. Die N parallelen Sym bole werden gemultiplext und addiert, indem mehrere Un terträger mit jeweils unterschiedlichen Frequenzen ver wendet werden, gemäß dem inversen schnellen Fourier- Transformationsalgorithmus (IFFT = "inverse fast Fourier transformation", d. h. inverse schnelle Fourier- Transformation). Die addierten Daten werden über den Ka nal übertragen. Das heißt, die N parallelen Symbole wer den als ein Einheitsblock definiert, und jeder Unterträ ger des Einheitsblocks hat eine orthogonale Eigenschaft, die keinen Einfluß auf Unterkanäle hat. Verglichen mit einem herkömmlichen Einzelträger-Übertragungsverfahren kann das OFDM-Verfahren die durch den Mehrwege-Schwund verursachte ISI vermindern, indem es dieselbe Symbolüber tragungsrate aufrechterhält und die Symbolperiode um die Anzahl an Unterkanälen (N) erhöht. Insbesondere wird beim OFDM-Verfahren ein Schutzintervall (SI) zwischen die übertragenen Symbole eingefügt, um die Fähigkeit der ISI- Verminderung zu erhöhen, was einen vereinfachten Aufbau eines Kanalentzerrers zuläßt. Im Gegensatz zu einer her kömmlichen Frequenzmultiplexart (FDM = "frequency divisi on multiplexing", d. h. Frequenzmultiplexverfahren) hat das OFDM-Verfahren die Eigenschaft, daß die Spektren je des Unterkanals überlagert werden, um diesen zu einer hö heren Bandeffizienz zu verhelfen. Außerdem weist das Spektrum eine Welle mit Rechteckform auf, und die elek trische Leistung ist gleichmäßig bei jedem Frequenzband verteilt, was eine Beeinflussung durch die Gleichkanal störung verhindert. Das OFDM-Verfahren wird gewöhnlich mit Modulationsarten wie Pulsamplitudenmodulation (PAM), Frequenzumtastung (FSK = "Frequency Shift Keying"), Pha senumtastung (PSK = "Phase Shift Keying") und Quadratu ramplitudenmodulation (QAM) kombiniert.

Fig. 1 zeigt ein Formatdiagramm eines Übertragungssymbols mit dem Schutzintervall in einem OFDM-Kommunikations system. Jedes senderseitig übertragene Symbol weist einen nutzbaren Teil und das Schutzinterval auf. Der nutzbare Teil enthält nutzbare OFDM-Abtastwerte ("OFDM samples"), das Schutzintervall wird an deren vorderem Ende zum Auf teilen des OFDM-Abtastwertes in Symboleinheiten einge fügt. Das Schutzintervall kopiert und verwendet Abtast werte, die innerhalb des unteren Abschnitts des nutzbaren Teils angeordnet sind.

Fig. 2 zeigt das Unterdrücken der ISI durch Einfügen des Schutzintervalls. Wenn das Schutzintervall zwischen fort laufende nutzbare Teile, wie in Fig. 1 gezeigt, eingefügt wird, wird ein Empfangssignal nicht durch ein Echosignal beeinflußt. Das heißt, daß die durch den Mehrweg mit der kürzeren Länge als das Schutzintervall verursachte ISI unterdrückt werden kann.

Wie oben beschrieben, kann die durch den Mehrwege-Schwund verursachte ISI einfach unterdrückt werden, indem das Schutzintervall zwischen die Übertragungssymbole einge fügt wird, allerdings kann die Intra-Symbolstörung in dem OFDM-Verfahren nur schwer unterdrückt werden. Folglich ist an der Empfangsseite des OFDM-Kommunikationssystems ein spezifischer Kanalentzerrer zum Unterdrücken der In tra-Symbolstörung erforderlich. Der Kanalentzerrer sollte eine Verzerrung erfassen und unterdrücken, die entspre chend einer sich ändernden Kanalumgebung erzeugt wird, da jeder Abtastwert innerhalb eines Symbols unterschiedliche Unterträger aufweist.

In dem OFDM-Verfahren kann das Pilotsymbol-Einfügungsver fahren (PSI = "Pilot Symbol Insertion", d. h. Pilotsymbol- Einfügung) als wirksames Kanalentzerrungsverfahren vorge schlagen werden, das noch weiter fortentwickelt wird. In dem PSI-Verfahren, wenn ein Pilotsymbol periodisch von der Senderseite übertragen wird, kennt die Empfangsseite die Sendezeit des Pilotsymbols im voraus, und decodiert das übertragene Pilotsymbol, um die durch die Kanalumge bung verursachte Verzerrung abzuschätzen. Auf der Basis eines Schätzwertes wird die Verzerrung in dem nutzbaren Datensymbol kompensiert.

Dabei senkt eine gesteigerte Anzahl an Pilotsymbolen die Übertragungsrate des nutzbaren Datensymbols. Daher sollte die Anzahl an Pilotsymbolen auf eine geeignete Anzahl zum Durchführen einer exakten Kanalschätzung vermindert wer den.

Fig. 3A bis 3B sind Rahmen-Strukturdiagramme zum Be schreiben eines Kanalentzerrungsverfahrens gemäß einem herkömmlichen PSI-Verfahren. Dabei stellt H(n, k) eine Übertragungsfunktion für den k-ten Abtastwert innerhalb des n-ten Symbols dar.

Fig. 3A zeigt ein Strukturdiagramm zum Zuteilen von Pi lotzellen an alle Abtastwerte innerhalb eines Symbols entlang der Zeitachse. Das Pilotsymbol wird nämlich in jedem T-ten Symbol entlang der Zeitachse eingefügt, und hier wird es bei jedem T=16-ten Symbol eingefügt. Bei diesem Verfahren ist es wichtig, einen T-Parameter ent sprechend der Zeitvariation eines Kanals zu wählen. Die ses Verfahren verwendet Kanalübertragungsfunktionen H(n, k) und H(n+T, k) für Pilotsymbole n und n+T, und detek tiert Kanalübertragungsfunktionen für T-1 nutzbare Daten symbole zwischen zwei Pilotsymbolen mittels Interpolati on. Dabei wird eine Menge Speicher zum Speichern der (T-1) nutzbaren Datensymbole benötigt. Unter ökonomischen Gesichtspunkten macht eine solch große Speichermenge die Realisierung dieses Verfahrens schwierig.

Fig. 3B zeigt eine Struktur der bei jedem T=4-ten Symbol entlang der Zeitachse periodisch eingefügten Pilotzelle, indem die Pilotzelle entlang der Frequenzachse in Inter vallen von 16 Abtastwerten innerhalb des Symbols und von 4 Abtastwerten zwischen benachbarten Symbolen zugeteilt wird. Diese Struktur verwendet ein Minimum an Pilotzellen durch Anwenden einer Abtasttheorie, und weist an die Doffler-Effekte angepaßte Eigenschaften auf. Verglichen mit Fig. 3A weist die in Fig. 3B dargestellte Struktur eine kurze Pilotzellen-Einfügungsperiode auf und es wer den lediglich T-1=3 Symbole gespeichert, was die Spei cherkapazität senkt, und es möglich macht, eine Interpo lation hardwaremäßig zu implementieren, was bekanntlich in der sog. STERNE-Ausrüstung angewendet wurde. Zusätz lich senkt die Verwendung verstärkter (geboosteter) Pilotzellen, welche eine höhere elektrische Leistung als das nutzbare Datensymbol erfordern, das Rauschen zur ge nauen Schätzung der Kanäle.

Das herkömmliche, in den Fig. 3A bis 3B dargestellte Ka nalentzerrungsverfahren fügt periodisch die Pilotzelle in einige Abtastwerte (Unterträgerkanal) in jedem Symbol ein, ermittelt die Übertragungsfunktion des Kanals unter Verwendung der Pilotzelle, und die Übertragungsfunktionen der übrigen Kanäle unter Verwendung einer Interpolations technik. Jedoch ist das Kanalschätzungsverfahren, das mit der Interpolationstechnik implementiert ist, für das OFDM-Signal problematisch, da es sich nicht an abrupte Änderungen in der Kanalumgebung anpassen kann.

Im Hinblick auf obige Ausführungen ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen adaptiven Kanalentzerrer zum adaptiven Entzerren eines empfangenen OFDM-Signals entsprechend einer Kanalschwankung unter Verwendung eines Pilotsignals zu schaffen, um in einem Empfänger eines di gitalen das OFDM-Verfahren anwendende Kommunikationssy stems die Intra-Symbolstörung zu unterdrücken.

Die Erfindung löst diese Aufgabe mit dem Gegenstand des Anspruchs 1. Demnach stellt die Erfindung einen adaptiven Kanalentzerrer zur Verwendung in einem digitalen, das OFDM-Verfahren anwendenden Kommunikationssystem bereit, welches gekennzeichnet ist durch: einen ersten komplexen Multiplizierer zum Ausgeben eines ersten komplexen In- Phase-Multiplikationssignals und eines ersten komplexen Quadratur-Phase-Multiplikationssignals, indem eine kom plexe Multiplikation für das empfangene In-Phase- und Quadratur-Phase-Kanalsignal und den In-Phase- und Quadra tur-Phase-Koeffizienten durchgeführt wird; einen Refe renzsignal-Generator zum Erzeugen eines Referenzsignals; eine Fehlerberechnungseinrichtung zum Ausgeben eines In- Phase-Fehlersignals und eines Quadratur-Phase-Fehler signals, indem ein Phasenfehler aus dem ersten komplexen In-Phase- und Quadratur-Phase-Multiplikationssignal und dem Referenzsignal berechnet wird; eine Verzögerungsein heit zum Ausgeben eines In-Phase-Verzögerungssignals und eines Quadratur-Phase-Verzögerungssignals, indem das emp fangene In-Phase- und Quadratur-Phase-Kanalsignal verzö gert werden; eine Verstärkungssteuereinrichtung zum Aus geben eines In-Phase-Verstärkungssteuerungssignals und eines Quadratur-Phase-Verstärkungssteuerungssignals, in dem eine Verstärkung des In-Phase- und des Quadratur- Phase-Verzögerungssignals gesteuert bzw. geregelt wird; einen zweiten komplexen Multiplizierer zum Ausgeben eines zweiten komplexen In-Phase-Multiplikationssignals und ei nes zweiten komplexen Quadratur-Phase-Multiplikations signals, indem eine komplexe Multiplikation für das In- Phase- und das Quadratur-Phase-Fehlersignal und das In- Phase- und das Quadratur-Phase-Verstärkungssteuerungs signal durchgeführt wird; einen Addierer zum Ausgeben ei nes aktualisierten In-Phase- und Quadratur-Phase- Koeffizienten, nachdem jeweils das zweite komplexe In- Phase- und Quadratur-Phase-Multiplikationssignal und der In-Phase- und der Quadratur-Phase-Koeffizient addiert wurden; einen Adreß-Generator zum Erzeugen eines Schrei badreßsignals und eines Leseadreßsignals; eine Spei chereinheit zum Speichern des aktualisierten In-Phase- und Quadratur-Phase-Koeffizienten gemäß dem Schreibadreß signal und zum Ausgeben der entsprechend dem Leseadreßsi gnal gespeicherten aktualisierten Koeffizienten; einen Startkoeffizienten-Generator zum Erzeugen von Startkoef fizienten; einen Auswahlsignal-Generator zum Erzeugen ei nes Auswahlsignals entsprechend einem Symbolsynchronsi gnal; und eine Multiplexeinheit zum Auswählen entweder der Anfangskoeffizienten oder der aktualisierten Koeffi zienten aus der Speichereinheit gemäß dem Auswahlsignal.

Vorteilhafte Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen angegeben.

Weitere Vorteile und Merkmale der Erfindung werden nun mehr anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele mit Bezug auf die beigefügte Zeichnung näher erläutert. In der Zeichnung zeigen:

Fig. 1 ein Formatdiagramm eines Übertragungssym bols mit Schutzintervall in einem OFDM- Kommunikationssystem,

Fig. 2 ein Diagramm zum Erläutern der Unterdrüc kung der Zwischensymbolstörung durch Einfü gen des Schutzintervalls;

Fig. 3A, 3B Rahmenstruktur-Diagramme zum Beschreiben eines Kanalentzerrungsverfahrens gemäß ei nem bekannten Pilotsymbol-Einfügungsver fahren,

Fig. 4 ein Diagramm zum Darstellen einer verstreu ten Pilotzelle, die als ein Referenzsignal in der vorliegenden Erfindung verwendet werden;

Fig. 5 ein Blockdiagramm zum Darstellen eines ad aptiven Kanalentzerrers des OFDM-Empfängers gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 6 ein detailliertes Diagramm eines ersten in Fig. 5 dargestellten Komplex-Multipli zierers; und

Fig. 7 bis 7G Diagramme zum Darstellen von Wellenformen eines in der vorliegenden Erfindung verwen deten Signals.

In der Figurenbeschreibung werden für gleiche oder ähnli che Teile gleiche Bezugszeichen verwendet.

Ein als ein Referenzsignal für die Kanalentzerrung gemäß der vorliegenden Erfindung verwendete Pilotzelle weist verstreute Pilotzellen (SPC = "Scattered Pilot Cells", d. h. verstreute Pilotzellen), fortlaufende Pilotträger (CPC = "Continual Pilot Carriers") und/oder Übertragungs parameter-Signalisierungspiloten (TPS = "Transmission Parameter Signalling", d . h. Übertragungsparametersignali sierung) auf. Diese Pilotzellen werden für die Rahmensyn chronisation, die Frequenzsynchronisation, die Zeitsyn chronisation, die Kanalschätzung und die Übertragungsmo dus-Identifikation verwendet, sowie zum Detektieren eines Phasenrauschens. Die Pilotzellen sind zusammen mit Sende signalen innerhalb eines OFDM-Rahmens enthalten. Für die sen Fall ist ein zu der Empfangsseite übertragener Refe renzinformationswert bekannt. Den Referenzinformations wert enthaltende Zellen werden mit dem 1,4-fachen des Leistungspegels von Übertragungsdaten übertragen, d. h. mit einem "geboosteten" Leistungspegel. In einem Ausführungs beispiel der vorliegenden Erfindung wird die SPC, unter anderen Pilotzellen als das Referenzsignal definiert.

Fig. 4 stellt SPCs dar, die als ein Referenzsignal in der vorliegenden Erfindung verwendet werden. k_min=0 bis k_max=1704 stellt die Zahl an Trägern in einem 2K- Größenmodus einer schnellen Fourier-Transformation (FFT = "Fast Fourier Transformation") dar, und S0, S1, S2, S3, . . . S67 stellen jeweils ein Symbol dar. Außerdem stellt "DATA" übertragene Daten und "SPC" eine verstreute Pilot zelle dar. Die SPC innerhalb jedes Symbols wiederholt sich nach 12 Abtastwerten, und die Wiederholperiode der SPC innerhalb aufeinanderfolgender benachbarter Symbole unterscheidet sich um 3 Abtastwerte.

Fig. 5 zeigt ein Blockdiagramm, das einen adaptiven Kanalentzerrer des OFDM-Empfängers gemäß einem Ausfüh rungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt. In dem Ausführungsbeispiel wendet der adaptive Kanalentzer rer einen Algorithmus des kleinsten mittleren quadrati schen Fehlers an. Der adaptive Kanalentzerrer weist einen ersten komplexen Multiplizierer 511, einen Referenz signal-Generator 512, eine Fehlerberechnungseinrichtung 513, eine Verzögerungseinheit 514, eine Verstärkungssteu ereinrichtung 515, einen zweiten komplexen Multiplizierer 516, einen Addierer 517, einen Adreßgenerator 518, eine Speichereinheit 519, einen Auswahlsignal-Generator 520, einen Startkoeffizienten-Generator 521 und eine Multiple xeinheit 522 auf.

Der erste komplexe Multiplizierer 511 empfängt ein In- Phase-Kanalsignal XI, ein Quadratur-Phase-Kanalsignal XQ, und In-Phase- und Quadratur-Phase-Filterkoeffizienten WI und WQ, um eine komplexe Multiplikation durchzuführen, und er gibt ein erstes komplexes In-Phase- Multiplikationssignal (C₁XI=XIWI+XQWQ) und ein erstes kom plexes Quadratur-Phase-Multiplikationssignal (C₁XQ=XQWI-XIWQ) aus. Die von dem ersten komplexen Multiplizierer 511 ausgegebenen Signale werden einer Synchronisations einheit (nicht dargestellt) und der Fehlerberechnungsein richtung 513 eingegeben.

Der Referenzsignal-Generator 512 erzeugt ein Referenz signal RI, das als ein Pilotsignal verwendet wird. Gemäß dem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird eine verstreute Pilotzelle (SPC) als das Referenzsignal verwendet.

Die Fehlerberechnungseinrichtung 513 empfängt die ersten komplexen In-Phase- und Quadratur-Phase-Multiplikations signale C₁XI=XIWI+XQWQ und C₁XQ=XQWI-XIWQ, die in dem er sten komplexen Multiplizierer 511 ermittelt wurden, emp fängt das Referenzsignal RI von dem Referenzsignal- Generator 512 für die Berechnung eines Fehlers, und gibt ein In-Phase-Fehlersignal EI=CRI-RI und ein Quadratur- Phase-Fehlersignal EQ=CRQ aus. An dieser Stelle wird ein für das Referenzsignal verwendetes Pilotsignal aus einem Signal ermittelt, das mittels einer binären Phasenumta stung-Modulationsart (BPSK = "Binary Phase Shift Keying", d. h. binäre Phasenumtastung) senderseitig moduliert wur de, und es weist den Wert "±1 (reelle Zelle)" und "0 (imaginäre Zelle)" auf. Ein Fehlersignal EI der In-Phase ist nämlich ein Ergebnis der Subtraktion des von dem Re ferenzsignal-Generator 512 ausgegebenen Referenzsignals RI von dem durch den Kanal laufenden Referenzsignal CRI, und das Fehlersignal EQ der Quadratur-Phase wird durch Subtraktion eines Imaginärwertes, der "0" ist, des Refe renzsignals RI von CRQ erhalten, wobei EQ gleichwertig zu CRQ ist.

Die Verzögerungseinheit 514 verzögert die In-Phase- und Quadratur-Phase-Kanalsignale XI und XQ, und gibt ein In- Phase-Verzögerungssignal DXI und ein Quadratur-Phase- Verzögerungssignal DXQ aus.

Die Verstärkungssteuereinrichtung 515 empfängt die In- Phase- und Quadratur-Phase-Verzögerungssignale DXI und DXQ, und gibt ein In-Phase-Verstärkungssteuerungssignal µDXI und ein Quadratur-Phase-Verstärkungssteuerungssignal µDXQ aus. Hier wird eine die der Verstärkung entsprechen de Konvergenzkonstante µ des Entzerrers für eine stabile Konvergenz des Entzerrers benötigt. Im allgemeinen kon vergiert der Entzerrer schneller, wenn die Konvergenzkon stante µ groß ist, läuft jedoch in das Risiko einer Di vergenz. Auf der anderen Seite konvergiert der Entzerrer langsamer, wenn die Konvergenzkonstante µ klein ist. Dem entsprechend ist es wichtig, eine geeignete Konvergenz konstante µ zu wählen. Gemäß dem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird die Konvergenzkonstante µ mit einem ungefähren Wert von 2ⁿ ausgewählt, was einen einfa chen Hardwareaufbau zuläßt.

Der zweite komplexe Multiplizierer 516 empfängt die In- Phase- und Quadratur-Phase-Fehlersignale EI=CRI=RI und EQ=CRQ und die In-Phase- und Quadratur-Phase-Verstär kungssteuerungssignale µDXI und µDXQ, führt die komplexe Multiplikation durch, und gibt ein zweites komplexes In- Phase-Multiplikationssignal C₂EI=µ[EI.DXI+EQ.DXQ] und ein zweites komplexes Quadratur-Phase-Multiplikationssignal C₂EQ=µ[EQ.DXI-EI.DXQ] aus.

Der Addierer 517 empfängt von dem zweiten komplexen Mul tiplizierer 516 die zweiten komplexen In-Phase- und Qua dratur-Phase-Multiplikationssignale C₂EI=µ[EI.DXI+EQ.DXQ] und C₂EQ=µ[EQ.DXI-EI.DXQ], und von der Multiplexeinheit 520 die In-Phase- und Quadratur-Phase-Filterkoeffizienten WI(n) und WQ(n) oder "1" und "0" bei der Initialisierung, um diese zu addieren, und gibt einen aktualisierten In- Phase-Filterkoeffizienten WI(n+1)=WI(n)+C₂EI=WI(n)+µ [EI.DXI+EQ.DXQ] und einen aktualisierten Quadratur-Phase- Filterkoeffizienten WQ(n+1)=WQ(n)+C₂EQ=WQ(n)+µ[EQ.DXI-EI.DXQ] aus.

Der Adressen-Generator 518 erzeugt ein Schreibadreß signal WRITE und ein Leseadreßsignal READ und gibt diese aus.

Die Speichereinheit 519 speichert die aktualisierten Fil terkoeffizienten WI(n+1) und WQ(n+1) gemäß dem Schreib adreßsignal WRITE, und gibt die aktualisierten Filter koeffizienten WI(n+1) und WQ(n+1) gemäß dem Leseadreß signal READ aus.

Der Auswahlsignal-Generator 520 erzeugt ein Auswahlsignal entsprechend einem Symbolsynchronsignal. Da kein Koeffi zient vorliegt, wenn der Entzerrer im ersten Stadium ar beitet, ist das Auswahlsignal "niedrig (0)", um die Startkoeffizienten ("1" und "0") auszuwählen, bis die er sten vier Symbole durchgekommen sind, und das Auswahlsi gnal ist "hoch (1)" zum Auswählen der aktualisierten Fil terkoeffizienten, wenn alle ersten vier Symbole durchge kommen sind.

Der Startkoeffizienten-Generator 521 erzeugt die Start koeffizienten "1 (Realteil)" und "0 (Imaginärteil)".

Die Multiplexeinheit 522 wählt einen der Startkoeffizien ten ("1" und "0") von dem Startkoeffizienten-Generator 521 und die erneuerten Filterkoeffizienten von der Spei chereinheit 519 gemäß dem Auswahlsignal von dem Auswahl signal-Generator 520 aus, und führt die ausgewählten Koeffizienten dem ersten komplexen Multiplizierer 511 und dem Addierer 517 zurück.

Fig. 6 ist ein detailliertes Diagramm eines in Fig. 5 dargestellten ersten komplexen Multiplizierers 511. Der erste komplexe Multiplizierer 511 weist ein erstes Filter mit endlicher Impulsantwort 61 (FIR-Filter = "Finite Im pulse Response Filter"), ein zweites FIR-Filter 62, ein drittes FIR-Filter 63, ein viertes FIR-Filter 64, einen Addierer 65 und einen Subtrahierer 66 auf.

Das erste FIR-Filter 61 empfängt das In-Phase-Kanalsignal XI und den In-Phase-Filterkoeffizienten WI und gibt ein erstes Filtersignal XI.WI aus. Das zweite FIR-Filter 62 empfängt das In-Phase-Kanalsignal XI und den Quadratur- Phase-Filterkoeffizienten WQ und gibt ein zweites Filter signal XI.WQ aus. Das dritte FIR-Filter 63 empfängt das Quadratur-Phase-Kanalsignal XQ und den Quadratur-Phase- Filterkoeffizienten WQ und gibt ein drittes Filtersignal XQ.WQ aus. Das vierte FIR-Filter 64 empfängt das Quadra tur-Phase-Kanalsignal XQ und den In-Phase-Filter koeffizienten WI und gibt ein viertes Filtersignal XQ.WI aus.

Der Addierer 65 empfängt das erste Filtersignal XI.WI von dem ersten FIR-Filter 61 und das dritte Filtersignal XQ.WQ von dem dritten FIR-Filter 63 gibt ein Additionssignal C₁XI=XIWI+XQWQ aus. Der Subtrahierer 66 empfängt das zwei te Filtersignal XI.WQ von dem zweiten FIR-Filter 62 und das vierte Filtersignal XQ.WI von dem vierten FIR-Filter 64 und gibt ein Subtraktionssignal C₁XQ=XQWI-XIWQ aus.

Wie in Fig. 2 gezeigt, wird in einem OFDM-Kommunikations system die durch eine Mehrwege-Übertragung verursachte ISI durch Einfügen von Schutzintervallen unterdrückt. Dementsprechend benötigt der erste komplexe Multiplizie rer 511 in dem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Er findung lediglich einen Abgriff ("tap") zum Unterdrücken der Störung zwischen Abtastwerten innerhalb des Symbols. Dementsprechend ist, wie im Detail für den ersten komple xen Multiplizierer 511 aus Fig. 5 beschrieben, für den ersten FIR-Filter 61, den zweiten FIR-Filter 62, den dritten FIR-Filter 63 und den vierten FIR-Filter 64 ein Abgriff ausreichend.

Fig. 7A bis 7G stellen eine Wellenform eines in der vor liegenden Erfindung verwendeten Signals dar. Fig. 7A stellt ein Rahmensynchronsignal dar, wobei in diesem Fall ein Rahmen 68 Symbole S₀ bis S₆₇ umfaßt. Fig. 7B stellt das Symbolsynchronsignal dar, das dem in Fig. 5 dargestellten Auswahlsignal-Generator 520 eingegebenen Signal entspricht, wobei im Falle des 2K-FFT-Größenmodus ein Symbol aus 2560 Abtastwerten zusammengesetzt ist, von denen der nutzbare Teil 2048 Abtastwerte und das Schutzintervall 512 Abtastwerte hat. Fig. 7C stellt das SPC-Signal des ersten Symbols S₀ dar. Fig. 7D stellt das SPC-Signal des zweiten Symbols S₁ dar. Fig. 7E stellt das SPC-Signal des dritten Symbols S₂ dar. Fig. 7F stellt das SPC-Signal des vierten Symbols S₃ dar. Fig. 7G stellt das Auswahlsignal dar, das in die in Fig. 5 dargestellte Mul tiplexeinheit 522 eingegeben wird. Wie in Fig. 7C bis 7F mit Bezug auf Fig. 4 gezeigt ist, liegt eine Differenz zwischen aufeinanderfolgenden SPC-Signalen innerhalb ei nes Symbols bei 12 Abtastwerten, und eine Differenz des SPC-Signals zwischen benachbarten Symbolen bei 3 Ab tastwerten.

Nachfolgend wird mit Bezug auf Fig. 5 bis 7 eine Funk tionsweise des adaptiven Kanalentzerrers der vorliegenden Erfindung im Detail beschrieben.

Mit Bezug auf Fig. 5 werden zuerst, wenn der OFDM- Empfänger eingeschaltet wird, das Symbolsynchronsignal (Fig. 7B) und ein Reset-Signal in den Auswahlsignal- Generator 520 eingegeben, und das eingegebene Symbolsyn chronsignal wird in dem Auswahlsignal-Generator 520 ge zählt. Das Auswahlsignal wird als "niedrig" von dem Aus wahlsignal-Generator 520 ausgegeben, bis vier Symbole S₀, S₁, S₂, S₃ eingegeben werden. Wenn das Auswahlsignal "niedrig" von dem Auswahlsignal-Generator 520 in die Mul tiplexeinheit 522 eingegeben wird, wählt die Multiplex einheit 522 die Startkoeffizienten "1" (Realteil) und "0" (Imaginärteil) von dem Startkoeffizienten-Generator 521 aus. Die Startkoeffizienten werden anstelle der aktuali sierten Koeffizienten ausgewählt, da keine aktualisierten Koeffizienten vorliegen, wenn der Entzerrer sich in der Startphase befindet. Der in der Multiplexeinheit 522 aus gewählte Startkoeffizient "1" wird anstelle des In-Phase- Filterkoeffizienten WI in den ersten komplexen Multipli zierer 511 eingegeben. Ein weiterer, in der Multiplexein heit 522 ausgewählter Startkoeffizient "0" wird in den ersten komplexen Multiplizierer 511 eingegeben, anstelle des Quadratur-Phase-Filterkoeffizienten WQ. Zusätzlich werden die empfangenen In-Phase- und Quadratur-Phase- Kanalsignale XI und XQ in den ersten komplexen Multipli zierer 511 eingegeben.

Wenn das In-Phase-Kanalsignal XI und der in den ersten komplexen Multiplizierer 511 eingegebene Startkoeffizient "1" in den ersten FIR-Filter 61 eingegeben werden, wird lediglich das In-Phase-Kanalsignal XI ausgegeben. Wenn das Quadratur-Phase-Kanalsignal XQ und der in den ersten komplexen Multiplizierer 511 eingegebene Startkoeffizient "0" in den dritten FIR-Filter 63 eingegeben werden, wird lediglich eine "0" ausgegeben. Wenn das In-Phase-Kanal signal XI und der in den ersten komplexen Multiplizierer 511 eingegebene Startkoeffizient "0" in den zweiten FIR- Filter 62 eingegeben werden, wird lediglich eine "0" aus gegeben. Falls das Quadratur-Phase-Kanalsignal XQ und der in den ersten komplexen Multiplizierer 511 eingegebene Startkoeffizient "l" in den vierten FIR-Filter 64 einge geben werden, wird lediglich das Quadratur-Phase-Kanal signal XQ ausgegeben. Der Addierer 66 empfängt das Aus gangssignal XI von dem ersten FIR-Filter 61 und das Aus gangssignal 0 von dem dritten FIR-Filter 63, um diese zu addieren, und in diesem Fall ist das Additionsergebnis C₁XI gleich dem In-Phase-Kanalsignal XI. Dementsprechend wird das von dem ersten komplexen Multiplizierer 511 aus gegebene Signal das In-Phase- und das Quadratur-Phase-Ka nalsignal XI und XQ.

Mittlerweile wird mit Bezug auf Fig. 5 das Auswahlsignal (Fig. 7G) von dem Auswahlsignal-Generator 520 als "hoch" ausgegeben, wenn ein fünftes Symbolsynchronsignal (Fig. 7B) erzeugt wird, nachdem der Auswahlsignal-Generator 520 fortlaufend das Symbolsynchronsignal gezählt hat und alle vier Symbole S₀, S₁, S₂ und S₃ eingegeben sind. Wenn das Auswahlsignal "hoch" von dem Auswahlsignal-Generator 520 in die Multiplexeinheit 522 eingegeben wird, wählt die Multiplexeinheit 522 die In-Phase- und Quadratur-Phase- Filterkoeffizienten WI und WQ aus der Speichereinheit 519. Die gewählten In-Phase und Quadratur-Phase- Filterkoeffizienten WI und WQ werden in den ersten kom plexen Multiplizierer 511 und den Addierer 517 eingege ben.

Der erste komplexe Multiplizierer 511 empfängt das empfangene In-Phase- und Quadratur-Phase-Kanalsignal XI und XQ, und die gewählten In-Phase- und Quadratur-Phase- Filterkoeffizienten WI und WQ. Das erste Filtersignal XI.WI wird nämlich nach dem In-Phase-Kanalsignal XI ausge geben, und der In-Phase-Filterkoeffizient WI wird in den ersten FIR-Filter 61 eingegeben. Das zweite Filtersignal XI.WQ wird ausgegeben, nachdem das In-Phase-Kanalsignal XI und der Quadratur-Phase-Filterkoeffizient WQ in den zwei ten FIR-Filter 62 eingegeben sind. Das dritte Filtersi gnal XQ.WQ wird ausgegeben, nachdem das Quadratur-Phase- Kanalsignal XQ und der Quadratur-Phase-Filterkoeffizient WQ in den dritten FIR-Filter 63 eingegeben sind, und das vierte Filtersignal XQ.WI wird ausgegeben, nachdem das Quadratur-Phase-Kanalsignal XQ und der In-Phase- Filterkoeffizient WI in den vierten FIR-Filter 64 einge geben sind. Wenn das erste Filtersignal XI.WI von dem er sten FIR-Filter 61 und das dritte Filtersignal XQ.WQ von dem dritten FIR-Filter 63 in den Addierer 65 eingegeben sind, um diese zu addieren, wird das Additionssignal, nämlich das erste komplexe In-Phase-Multiplikationssignal C₁XI=XIWI+XQWQ ausgegeben. Wenn das zweite Filtersignal XI.WQ von dem zweiten FIR-Filter 62 und das vierte Filter signal XQ.WI von dem vierten FIR-Filter 64 in den Subtra hierer 66 eingegeben sind, um diese zu subtrahieren, wird das Subtraktionssignal, nämlich das erste komplexe Qua dratur-Phase-Multiplikationssignal C₁XQ=XQWI-XIWQ ausgege ben. Dementsprechend werden das erste komplexe In-Phase- Multiplikationssignal C₁XI=XIWI+XQWQ und das erste komple xe Quadratur-Phase-Multiplikationssignal C₁XQ=XQWI-XIWQ, die von dem ersten komplexen Multiplizierer 511 ausgege ben werden, in die Synchronisationseinheit (nicht darge stellt) und die Fehlerberechnungseinrichtung 513 eingege ben.

Wenn das dem Referenzsignal RI entsprechende SPC-Signal SPC von dem Referenzsignal-Generator 512 ausgegeben wird, wird das Referenzsignal RI in die Fehlerberechnungsein richtung 513 eingegeben. Die Fehlerberechnungseinrichtung 513 empfängt das erste komplexe In-Phase-Multiplika tionssignal C₁XI=XIWI+XQWQ und das erste komplexe Quadra tur-Phase-Multiplikationssignal C₁XQ=XQWI-XIWQ, die von dem ersten komplexen Multiplizierer 511 ausgegeben wer den, und das von dem Referenzsignal-Generator 512 ausge gebene Referenzsignal RI berechnet den Fehler und gibt das In-Phase-Fehlersignal EI=CRI-RI und das Quadratur- Phase-Fehlersignal EQ=CRQ aus.

Zusätzlich empfängt die Verzögerungseinheit 514 das In- Phase-Kanalsignal XI und das Quadratur-Phase-Kanalsignal XQ, verzögert diese und gibt das In-Phase-Verzögerungs signal DXI und das Quadratur-Phase-Verzögerungssignal DXQ aus. Die Verstärkungssteuereinrichtung 515 empfängt die In-Phase- und Quadratur-Phase-Verzögerungssignale DXI und DXQ, steuert bzw. regelt deren Verstärkung, und gibt das In-Phase-Verstärkungssteuerungssignal µ DXI und das Qua dratur-Phase-Verstärkungssteuerungssignal µ DXQ aus.

Der zweite komplexe Multiplizierer 516 empfängt die In- Phase- und Quadratur-Phase-Fehlersignale EI=CRI-RI und EQ=CRQ, die von der Fehlerberechnungseinrichtung 513 aus gegeben werden, und die In-Phase- und Quadratur-Phase- Verstärkungssteuerungssignale µ DXI und µ DXQ, die von der Verstärkungssteuereinrichtung 515 ausgegeben werden, führt die komplexe Multiplikation mit diesen durch, und gibt das zweite komplexe In-Phase-Multiplikationssignal C₁EI=µ[EI.DXI+EQ.DXQ] und das zweite komplexe Quadratur- Phase-Multiplikationssignal C₂EQ=µ[EQ.DXI äEI.DXQ] aus. Der Addierer 517 empfängt die zweiten komplexen In-Phase- und Quadratur-Phase-Multiplikationssignale C₂EI=µ[EI.DXI+EQ.DXQ] und C₂EQ=µ[EQ.DXI-EI.DXQ], die von dem zweiten komplexen Multiplizierer 516 ausgegeben werden, und die in der Multiplexeinheit 520 ausgewählten In- Phase- und Quadratur-Phase-Koeffizienten WI(n) und WQ(n), addiert diese und gibt den aktualisierten In-Phase- Koeffizienten WI(n+1)=WI(n)+µ[EI.DXI+EQ.DXQ] und den ak tualisierten Quadratur-Phase-Koeffizienten WQ(n+1)=WQ(n)+µ[EQ.DXI-EI.DXQ] aus.

Wenn das von dem Schreibadreßgenerator 518 erzeugte Schreibadreßsignal WRITE zu der Speichereinheit 519 ge sendet wird, um die aktualisierten Koeffizienten auszuge ben, speichert die Speichereinheit 519 die von dem Addie rer 517 ausgegebenen aktualisierten In-Phase- und Quadra tur-Phase-Koeffizienten WI(n+1)=WI(n)+µ[EI.DXI+EQ.DXQ] und WQ(n+1)=WQ(n)+µ[EQ.DXI-EI.DXQ]. Wenn das von dem Adreß generator 518 erzeugte Leseadreßsignal READ zu der Spei chereinheit 519 gesendet wird, um die gespeicherten Koef fizienten auszugeben, gibt die Speichereinheit 519 der Multiplexeinheit 522 die aktualisierten In-Phase- und Quadratur-Phase-Koeffizienten WI(n+1)=WI(n)+µ[EI.DXI +EQ.DXQ] und WQ(n+1)=WQ(n)+µ[EQ.DXI-EI.DXQ] aus. Schließlich werden die in die Multiplexeinheit 522 eingegebenen er neuerten Koeffizienten von dem von dem Auswahlsignal- Generator 520 ausgegebenen Auswahlsignal ausgewählt, und dem ersten komplexen Multiplizierer 511 und dem Addierer 517 zurückgeführt, um den oben beschriebenen Prozeß zu wiederholen.

Wie oben beschrieben, kann der adaptive Kanalentzerrer der vorliegenden Erfindung eine Intra-Symbolstörung wirk sam unterdrücken, selbst bei Vorliegen von abrupten Ände rungen in der Kanalumgebung, indem die In-Phase- und Qua dratur-Phase-Filterkoeffizienten unter Verwendung des Pi lotsignals in dem OFDM-Empfänger erneuert werden, welcher Mehrfachträger verwendet.

Claims

1. Adaptiver Kanalentzerrer zur Verwendung in einem di gitalen Kommunikationssystem, welches das OFDM- Verfahren anwendet, gekennzeichnet durch:
erste Komplexmultipliziermittel (511) zum Ausgeben eines ersten komplexen In-Phase-Multiplika tionssignals (C₁XI) und eines ersten komplexen Qua dratur-Phase-Multiplikationssignals (C₁XQ), indem ei ne komplexe Multiplikation für das empfangene In- Phase- (XI) und Quadratur-Phase-Kanalsignal (XQ) und den In-Phase- (WI) und Quadratur-Phase-Koeffizienten (WQ) durchgeführt wird;
Referenzsignal-Generatormittel (512) zum Erzeugen eines Referenzsignals (RI);
Fehlerberechnungsmittel (513) zum Ausgeben eines In- Phase-Fehlersignals (EI) und eines Quadratur-Phase- Fehlersignals (EQ), indem ein Phasenfehler aus dem ersten komplexen In-Phase- (C₁XI) und Quadratur- Phase-Multiplikationssignal (C₁XQ) und dem Referenz signal (RI) berechnet wird;
Verzögerungsmittel (514) zum Ausgeben eines In- Phase-Verzögerungssignals und eines Quadratur-Phase- Verzögerungssignals, indem das empfangene In-Phase- (XI) und Quadratur-Phase-Kanalsignal (XQ) verzögert werden;
Verstärkungssteuermittel (515) zum Ausgeben eines In-Phase-Verstärkungssteuerungssignals und eines Quadratur-Phase-Verstärkungssteuerungssignal, indem die Verstärkung des In-Phase- und des Quadratur- Phase-Verzögerungssignals gesteuert wird;
zweite Komplexmultipliziermittel (516) zum Ausgeben eines zweiten komplexen In-Phase-Multi plikationssignals (C₂EI) und eines zweiten komplexen Quadratur-Phase-Multiplikationssignals (C₂EQ), indem eine komplexe Multiplikation für das In-Phase- (EI) und Quadratur-Phase-Fehlersignal (EQ) und das In- Phase- und Quadratur-Phase-Verstärkungssteue rungssignal durchgeführt wird;
Addiermittel (517) zum Ausgeben eines aktualisierten In-Phase- (WI(n+1)) und Quadratur-Phase- Koeffizienten (WQ(n+1)), nachdem jeweils das zweite komplexe In-Phase- (C₂EI) und Quadratur-Phase- Multiplikationssignal (C₂EQ) und der In-Phase- (WI(n)) und der Quadratur-Phase-Koeffizient (WQ(N)) addiert wurden;
Adreßgeneratormittel (518) zum Erzeugen eines Schreibadreßsignals (WRITE) und eines Leseadreß signals (READ);
Speichermittel (519) zum Speichern des aktualisier ten In-Phase- (WI(n+1)) und Quadratur-Phase- Koeffizienten (WQ (n+1) gemäß dem Schreibadreßsignal (WRITE) und zum Ausgeben der entsprechend dem Lese adreßsignal (READ) gespeicherten aktualisierten Koeffizienten;
Startkoeffizienten-Generatormittel (521) zum Erzeu gen von Startkoeffizienten;
Auswahlsignal-Generatormittel (520) zum Erzeugen ei nes Auswahlsignals entsprechend einem Symbolsyn chronsignal; und
Multiplexmittel (522) zum Auswählen entweder der An fangskoeffizienten oder der aktualisierten Koeffizi enten aus den Speichermitteln (519) gemäß dem Aus wahlsignal, um sie den ersten Komplexmultiplizier mitteln (511) als den In-Phase- (WI) und Quadratur- Phase-Koeffizienten (WQ) zu liefern.

2. Adaptiver Kanalentzerrer nach Anspruch 1, bei wel chem die ersten Komplexmultipliziermittel (511) auf weisen:
ein erstes FIR-Filter (61) zum Ausgeben eines ersten Filtersignals (XIWI) durch Filtern des In-Phase- Kanalsignals (XI) entsprechend dem In-Phase- Koeffizienten (WI);
ein zweites FIR-Filter (62) zum Ausgeben eines zwei ten Filter-Signals (XIWQ) durch Filtern des In- Phase-Kanalsignals (XI) entsprechend dem Quadratur- Phase-Koeffizienten (WQ);
ein drittes FIR-Filter (63) zum Ausgeben eines drit ten Filtersignals (XQWQ) durch Filtern des Quadra tur-Phase-Kanalsignals (XQ) entsprechend dem Quadra tur-Phase-Koeffizienten (WQ);
ein viertes FIR-Filter (64) zum Ausgeben eines vier ten Filtersignals (XQWI) durch Filtern des Quadra tur-Phase-Kanalsignals (XQ) entsprechend dem In- Phase-Koeffizienten (WI);
einen Addierer (65) zum Addieren des ersten Filter signals (XIWI) zu dem dritten Filtersignal (XQWQ); und
einen Subtrahierer zum Subtrahieren des zweiten Fil tersignals (XIWQ) von dem vierten Filtersignal (XQWI).

3. Adaptiver Kanalentzerrer nach Anspruch 2, bei wel chem jeder der ersten bis vierten FIR-Filter (61, 62, 63, 64) durch einen Abgriff implementiert ist.

4. Adaptiver Kanalentzerrer nach einem der vorhergehen den Ansprüche, bei welchem das von dem Referenzsi gnal-Generatormitteln (512) erzeugte Referenzsignal (RI) ein SPC-Signal ist.

5. Adaptiver Kanalentzerrer nach Anspruch 1, bei wel chem die Auswahlsignal-Generatormittel (520) Symbole entsprechend dem Symbolsynchronsignal zählt, das Auswahlsignal zum Auswählen der Startkoeffizienten bis zum vierten Symbol ausgibt, wohingegen das Aus wahlsignal zum Auswählen der aktualisierten Koeffi zienten mit dem fünften Symbol ausgibt.