DE102009036032A1

DE102009036032A1 - Kanalschätzung

Info

Publication number: DE102009036032A1
Application number: DE102009036032A
Authority: DE
Inventors: Cecilia Carbonelli; Stefan Fechtel
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Intel Deutschland GmbH
Priority date: 2008-08-15
Filing date: 2009-08-04
Publication date: 2010-03-04
Also published as: US8488690B2; US20100040154A1

Abstract

Es wird ein Verfahren zur Kanalschätzung und ein Kanalschätzer für ein Mehrträger-Funkübertragungssystem beschrieben. Das Verfahren umfasst das Empfangen eines Signals, das eine Symbol-Träger-Matrix umfasst, wobei die Symbol-Träger-Matrix ein vorbestimmtes Muster von Pilotsymbolen umfasst, und das Bestimmen von ersten Kanalschätzungen an PilotsymboMatrix. Das Verfahren umfasst ferner das Bestimmen zweiter Kanalschätzungen an Zwischenpositionen der Symbol-Träger-Matrix, wobei die Zwischenpositionen durch mit nichtbestimmten Kanalschätzungen assoziierte Positionen von den Pilotsymbolpositionen der Pilotsymbole getrennt sind und das Bestimmen dritter Kanalschätzungen an weiteren Positionen der Symbol-Träger-Matrix.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Kanalschätzung und einen Kanalschätzer.
Die OFDM-Mehrträgermodulation (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) ist ein Beispiel für ein Mehrträger-Modulationsverfahren. OFDM kann in vielen Kommunikationssystemen verwendet werden und ist zunehmend populär geworden, weil es eine wesentliche Verringerung der Entzerrungskomplexität im Vergleich zu klassischen Modulationstechniken gewährleistet. Zur Demodulation von OFDM-modulierten Daten bei Anwesenheit von wesentlichen Zeitschwankungen des Übertragungskanals ist Kenntnis des Übertragungskanal-Frequenzgangs erforderlich. Diese Kenntnis kann durch Kanalschätzung erhalten werden.
Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren zur Kanalschätzung und einen Kanalschätzer anzugeben, mit welchen die Kanalschätzung bei OFDM-Übertragung verbessert werden kann.
Die folgende Beschreibung und die beigefügten Zeichnungen legen bestimmte beispielhafte Aspekte und Implementierungen im Detail dar. Diese geben nur einige wenige der verschiedenen Weisen an, auf die die Prinzipien der Erfindung verwendet werden können.
1 zeigt schematisch einen Empfänger 100.
2 zeigt schematisch eine Symbol-Träger-Matrix 200.
3 zeigt schematisch weitere Symbolträgermatrizen 300a und 300b.
4 zeigt schematisch ein 2D-Kanalschätzungsverfahren.
5 zeigt schematisch ein 2×1D-Kanalschätzungsverfahren.
6 zeigt schematisch ein Verfahren 600.
7 zeigt schematisch ein weiteres Verfahren 700.
8a zeigt schematisch einen ersten Schritt eines 3×1D-Kanalschätzungsverfahrens.
8b zeigt schematisch einen zweiten Schritt eines 3×1D-Kanalschätzungsverfahrens.
8c zeigt schematisch einen dritten Schritt eines 3×1D-Kanalschätzungsverfahrens.
9 zeigt schematisch Kanalleistungsfähigkeiten.
10 zeigt schematisch weitere Kanalleistungsfähigkeiten.
11 zeigt schematisch einen Kanalschätzer 1100.
12 zeigt schematisch einen weiteren Kanalschätzer 1200.
13 zeigt schematisch ein lineares FIR-Filter 1300.
14 zeigt schematisch ein weiteres lineares FIR-Filter 1400.
15 zeigt schematisch ein weiteres lineares FIR-Filter 1500.
Im Folgenden werden ein oder mehrere Aspekte und Ausführungs formen der Erfindung mit Bezug auf die Zeichnungen beschrieben, wobei im Allgemeinen durchweg gleiche Bezugszahlen benutzt wurden, um auf gleiche Elemente zu verweisen. In der folgenden Beschreibung werden zur Erläuterung zahlreiche spezifische Einzelheiten dargelegt, um ein umfassendes Verständnis eines oder mehrerer Aspekte von Ausführungsformen der Erfindung zu gewährleisten. Für Fachleute wird jedoch erkennbar sein, dass ein oder mehrere Aspekte der Ausführungsformen der Erfindung mit einem geringeren Grad dieser spezifischen Einzelheiten ausgeübt werden können. In anderen Fällen wurden bekannte Strukturen und Einrichtungen in Blockdiagrammform gezeigt, um die Beschreibung eines oder mehrerer Aspekte der Ausführungsformen der Erfindung zu erleichtern. Die folgende Beschreibung ist nicht im einschränkenden Sinne aufzufassen und der Schutzumfang der Erfindung wird durch die angefügten Ansprüche definiert.
Obwohl ein bestimmtes Merkmal oder ein bestimmter Aspekt einer Ausführungsform der Erfindung möglicherweise mit Bezug auf nur eine von mehreren Implementierungen offenbart wurde, kann ein solches Merkmal oder ein solcher Aspekt mit einem oder mehreren Merkmalen oder Aspekten der anderen Implementierungen kombiniert werden, so wie es für eine beliebige gegebene oder konkrete Anwendung erwünscht und vorteilhaft sein kann. So wie die Ausdrücke „enthalten”, „aufweisen”, „mit” oder andere Varianten davon entweder in der ausführlichen Beschreibung oder in den Ansprüchen verwendet wurden, sollen ferner solche Ausdrücke auf ähnliche Weise wie der Ausdruck „umfassen” einschließend sein. Es wurden möglicherweise die Ausdrücke „gekoppelt” und „verbunden” zusammen mit ihren Ableitungen verwendet. Es versteht sich, dass diese Ausdrücke möglicherweise verwendet wurden, um anzugeben, dass zwei Elemente miteinander zusammenarbeiten oder Wechselwirken, gleichgültig, ob sie sich in direktem physischem oder elektrischem Kontakt befinden oder sie sich nicht in direktem Kontakt miteinander befinden. Außerdem ist der Ausdruck „beispielhaft” lediglich als ein Beispiel gemeint, statt als Bestes oder Optimales.
Im Folgenden soll der Ausdruck OFDM nicht auf spezifische Normen oder Anwendungen beschränkt sein, sondern umfasst praktisch alle Mehrträger-Modulationssysteme. Insbesondere können Funksysteme, die mehrere Sender- und/oder Empfangsantennen verwenden, die als Systeme mit mehreren Eingängen und mehreren Ausgängen (MIMO) bekannt sind, mit OFDM (z. B. Mehrträgermodulation) verwendet werden und können auch die hier beschriebenen Techniken benutzen.
Die folgende Beschreibung kann in Verbindung mit dem digitalen terrestrischen/handtragbaren Video-Rundfunk (DVB-T/H) gelesen werden, der auf terrestrischen Sendern und einem für mobile Empfänger ausgelegten Kommunikationssystementwurf basiert. Es können jedoch auch andere Kommunikationssysteme, zum Beispiel Satelliten-OFDM-Systeme, von den hier skizzierten Konzepten und Prinzipien Nutzen ziehen.
Zusätzlich kann die folgende Beschreibung in Verbindung mit beliebigen Mobilkommunikationsnormen, die Mehrträgermodulation verwenden, gelesen werden, wie zum Beispiel der UMTS-Norm (Universal Mobile Telecommunications System) oder der LTE-Norm (Long Term Evolution). Darüber hinaus sind die hier vorgestellten Konzepte auf Funksysteme anwendbar, die eine beliebige Anzahl von Sender- und/oder Empfangsantennen verwenden, das heißt auf Systeme mit einem einzigen Eingang und einem einzigen Ausgang (SISO), Systeme mit einem einzigen Eingang und mehreren Ausgängen (SIMO), auf Systeme mit mehreren Eingängen und einem einzigen Ausgang (MISO) und auf MIMO-Systeme.
1 zeigt schematisch eine Ausführungsform eines Empfän gers 100, der zum Beispiel OFDM-Mehrträgermodulation verwenden kann. Der Empfänger 100 enthält eine Antenne 1, eine Einheit 2 zum Entfernen zyklischer Präfixe von OFDM-Symbolen, einen seriell-parallel-(S/P-)Umsetzer 3 und eine Einheit 4 für schnelle Fourier-Transformation (FFT) in Reihenschaltung. Die FFT-Einheit 4 ist mit einem Kanalschätzer 5 und einem Entzerrer 6 verbunden. 1 ist von qualitativer Beschaffenheit und es versteht sich, dass der Empfänger 100 weitere Komponenten umfassen kann. Gewöhnlich empfängt die Antenne 1 Analogsignale in einem Hochfrequenzbereich, die zuerst durch eine (nicht gezeigte) Heruntermischeinheit in ein Zwischenfrequenz-(ZF-)Band oder in das Basisband heruntergemischt werden. Nach dem Heruntermischen wird das Analogsignal typischerweise mittels eines (nicht gezeigten) Analog-Digital-Umsetzers (ADC) in ein Digitalsignal umgesetzt, um digitale Abtastwerte bereitzustellen. Der Empfänger 100 kann ferner Dekodierer, Verstärker, Analogfilter, Digitalfilter usw. enthalten.
Während des Betriebs des Empfängers 100 empfängt die Antenne 1 durch einen (nicht gezeigten) Sender gesendete OFDM-Trägersignale. Natürlich kann der dargestellte Empfänger 100 auf eine beliebige Anzahl von Empfangsantennen, die dafür ausgelegt werden können, durch eine beliebige Anzahl von Sendeantennen gesendete Datenströme zu empfangen, verallgemeinert werden. Das OFDM-Trägersignal entspricht einer Summe von orthogonalen Hilfsträgern, wobei die Daten auf jedem der Hilfsträger unabhängig moduliert werden. Zum Beispiel können Modulationstechniken wie Quadraturamplitudenmodulation (QAM) oder Phasenumtastung (PSK) verwendet werden.
Das Analogsignal wird in die digitale Domäne umgesetzt und zu der Einheit 2 weitergeleitet, die zyklische Präfixe der OFDM-Symbole entfernt. Der Seriell-Parallel-Umsetzer 3 setzt das serielle Signal in N parallele Signale um, die zu der FFT- Einheit 4 weitergeleitet werden. Man beachte, dass der Einfachheit halber 1 nicht alle N Signalpfade explizit darstellt. Die FFT-Einheit 4 führt eine Vorwärts-FFT durch und setzt die N Signale in den Frequenzbereich um.
In einem nächsten Schritt werden die N Signale zu dem Kanalschätzer 5 bzw. dem Entzerrer 6 weitergeleitet. Der Kanalschätzer 5 führt eine Kanalschätzung durch, die insbesondere auf Pilotsignalen basiert. Die sich aus dieser Kanalschätzung ergebenden Kanalkoeffizienten können dann von dem Entzerrer 6 verwendet werden, um die aus der FFT-Einheit 4 empfangenen N Signale ordnungsgemäß zu entzerren. Nach der Entzerrung werden die N Signale weitergeleitet und können durch (nicht gezeigte) weitere Komponenten des Empfängers 100 verarbeitet werden. Zum Beispiel kann der Entzerrer 6 die N Signale zu einem Detektor zur Symboldetektion oder einem digitalen Signalprozessor weiterleiten.
Während des Betriebs des Empfängers 100 und eines (nicht gezeigten) entsprechenden Senders werden die aufeinander folgenden OFDM-Symbole über einen im Allgemeinen zeitvarianten frequenzselektiven und rauschbehafteten Kanal übertragen. Bei Betrachtung eines OFDM-Systems mit N Hilfsträgern und L OFDM-Symbolen pro Zeitschlitz kann das Ende-zu-Ende-OFDM-Modemübertragungsmodell für Informationsdatensymbole x_n,l folgendermaßen beschrieben werden: yn,l = xn,l·Hn,l + zn,l. (1)
In Gleichung (1) bezieht sich der Frequenzindex n auf den jeweiligen Hilfsträger und läuft von 1 bis N. Der Zeitindex l läuft von 1 bis L. Das Symbol y_n,l bedeutet die komplexe Basisbanddarstellung eines empfangenen Signals für einen Hilfsträger N und ein OFDM-Symbol L. Auf ähnliche Weise bedeutet das Symbol x_n,l ein übertragenes Symbol der Energie E_s, das Symbol H_n,l einen Kanalübertragungsfunktions-Abtastwert und das Symbol z_n,l ein additives weißes Gaußsches Rauschen mit verschwindendem Mittelwert und einer Varianz N₀ plus zusätzliche Störungen (z. B. Störungen zwischen Trägern aufgrund schnell fadender Kanäle).
Um die Abbildung der Datensymbole x_n,l ordnungsgemäß rückgängig zu machen, muss der Empfänger 100 (mit Bezug auf seinen Kanalschätzer 5) Kanalschätzungen Ĥ_n,l erzeugen. Bei vielen OFDM-Systemen, einschließlich DVBT/H und LTE, können bekannte Symbole, die als Pilotsymbole oder Piloten bezeichnet werden, periodisch in die übertragenen Datensignale eingefügt werden, um die Kanalschätzung zu erleichtern. Da die Datenübertragung von zwei Dimensionen abhängt (siehe z. B. den Frequenzindex n und den Zeitindex l in Gleichung (1)) können die Piloten in einem zweidimensionalen Zeit-Frequenz-Gitter dargestellt werden. Hierbei kann dieses Zeit-Frequenz-Gitter als Symbol-Träger-Matrix oder Pilotgitter bezeichnet werden.
2 zeigt schematisch eine Symbol-Träger-Matrix 200 für eine SISO-Konfiguration. Der Frequenz-(Hilfsträger-)Index n ist als Funktion des Zeit-(OFDM-Symbol-)Index l aufgetragen, wobei jedes Koordinatenquadrat als ein OFDM-Symbol interpretiert werden kann, das zum Zeitpunkt l und mit einer Frequenz des Hilfsträgers mit dem Index n übertragen wird. 2 gibt einen LTE-Ressourcenblock in der Abwärtsrichtung mit einem normalen zyklischen Präfix an. Ein solcher Ressourcenblock ist als ein Kasten definiert, der zwölf aufeinander folgende Hilfsträger und sieben aufeinander folgende OFDM-Symbole enthält.
In 2 sind übertragene Piloten durch ausgefüllte Koordinatenquadrate angegeben, die ein irreguläres zweidimensionales Pilotmuster bilden können. Kanalschätzungen dieser Pilo ten können durch Anwenden einer Least-Square-(LS-)Demodulation erhalten werden, die sich für den Fall von PSK auf folgendes reduziert: Ĥn,l = yn,l·x*n,l (2)
Hierbei bedeutet der Stern komplexe Konjugation, und die Indices n und l beziehen sich auf die Positionen der Piloten, die durch die ausgefüllten Koordinatenquadrate angegeben werden. Die Kanalkoeffizienten für die übrigen Werte von n und l können durch Techniken berechnet werden, die später erläutert werden.
3 zeigt schematisch weitere Symbolträgermatrizen 300a und 300b für eine MIMO-Konfiguration. Insbesondere betrifft 3 eine Antennenkonfiguration von „zwei mal zwei”. Jede der Symbolträgermatrizen 300a und 300b entspricht einem Antennenport (z. B. Port 0 und Port 1). Die Symbolträgermatrizen 300a und 300b enthalten übertragene Piloten angegeben durch ausgefülltes Koordinatenquadrat, sowie unbenutzte Hilfsträger angegeben durch schraffiertes Koordinatenquadrat.
Durch Vergleichen der Symbolträgermatrizen 300a und 300b wird ersichtlich, dass die übertragenen Piloten der Symbol-Träger-Matrix 300a den unbenutzten Piloten der Symbol-Träger-Matrix 300b entsprechen und umgekehrt. Für den Fall, dass der erste Antennenport 0 Symbole sendet, sendet der zweite Antennenport 1 keine Symbole und bleibt still. Daraus folgt, dass über die beiden Antennenports 0 und 1 gesendete Piloten orthogonal zueinander sind. Folglich kann eine Kanalschätzung für eine MIMO-Konfiguration als unkomplizierte Erweiterung einer Kanalschätzung für eine SISO-Konfiguration angesehen werden.
Wieder mit Bezug auf 2 können die Kanalschätzungen Ĥ_n,l für die übrigen Werte, d. h. die nicht ausgefüllten Koordinatenquadrate, durch Interpolationstechniken abgeleitet werden. Eine erste Möglichkeit kann als durch einen 2D-Schätzer ausgeführte zweidimensionale bzw. 2D-(Wiener-)Interpolation bezeichnet werden. An einer solchen 2D-Wiener-Interpolation oder Kanalschätzung ist ein zweidimensionales lineares FIR-Interpolationsfilter (Finite Impulse Response) beteiligt, das alle empfangenen Piloten (siehe z. B. ausgefüllte Koordinatenquadrate) in einer endlichen zweidimensionalen Region der Symbol-Träger-Matrix verwendet.
4 zeigt schematisch eine Ausführungsform eines Verfahrens zur 2D-Kanalschätzung oder Interpolation. Eine Symbol-Träger-Matrix (oder Pilotgitter) 400 enthält durch ausgefüllte Koordinatenquadrate angegebene empfangene Piloten. Durch Verwendung aller empfangenen Piloten, die sich in einem Rechteck 7 befinden, wird eine 2D-Wiener-Interpolation ausgeführt und ein Pilot an einer Position 8 (angegeben durch einen Stern) geschätzt. Der geschätzte Pilot kann als virtueller Pilot bezeichnet werden. Man beachte, dass 4 weitere (vergangene) virtuelle Piloten zeigt, die durch ausgefüllte Kreise angegeben sind. Diese virtuellen Piloten wurden während vorheriger Verfahrensschritte geschätzt. Durch mehrmalige Anwendung der beschriebenen Interpolation können Kanalabtastwerte an allen Positionen der Symbol-Träger-Matrix 400 geschätzt werden.
Oft kann die 2D-Kanalschätzung in eine 2×1D-(zweistufige eindimensionale)Kanalschätzung aufgetrennt werden, deren Implementierung mit Bezug auf optimale 2D-Kanalschätzung signifikant weniger komplex ist. Die 2×1D-Kanalschätzung wird in einer Zeitrichtung bzw. Frequenzrichtung ausgeführt und kann durch eine Kaskade aus zwei linearen FIR-Interpolationsfiltern implementiert werden. Wenn die Zeitinterpolation der Frequenzinterpolation vorausgeht, wird dieser Fall hier mit T-F bezeichnet. Für den T-F-Fall führt ein Interpolator eine Interpolation in der Zeitrichtung bei einer festen Hilfsträgerfrequenz aus und ein Frequenzinterpolator führt eine Interpolation in der Frequenzrichtung zu einem festen Zeitpunkt aus. Wenn die Frequenzinterpolation der Zeitinterpolation vorausgeht, wird als Alternative dieser Fall hier mit F-T bezeichnet.
5 zeigt schematisch ein 2×1D-Kanalschätzungsverfahren. Es ist eine Symbol-Träger-Matrix 500 mit einem Frequenzfenster von 16 Piloten gezeigt. Eine vertikale Linie 9 trennt einen ersten Zeitschlitz 10 auf der linken Seite der Matrix 500 von einem zweiten Zeitschlitz 11 auf der rechten Seite der Matrix 500. Jeder Zeitschlitz enthält sieben Symbole für jede Hilfsträgerfrequenz mit einer Symboldauer von T_S.
In einem ersten Verfahrensschritt wird zu den Zeitpunkten 0 und 4·T_S für beide Zeitschlitze eine Interpolation in der Frequenzrichtung ausgeführt. Nach dieser Interpolation wurden alle Kanalabtastwertschätzungen zum Zeitpunkt 0 und 4·T_S geschätzt, wobei jeder der geschätzten Kanalabtastwerte durch ein schraffiertes Koordinatenquadrat angegeben wird. In einem zweiten Verfahrensschritt wird eine Interpolation in der Zeitrichtung bei einer Frequenz f₁ ausgeführt. Wieder werden die geschätzten Kanalabtastwerte durch schraffierte Koordinatenquadrate angegeben. Natürlich können der Zeitinterpolation bei der Frequenz f₁ Interpolationen bei weiteren Frequenzen folgen.
Die Verfahren 400 und 500 von 4 bzw. 5 zeigen mehrere Ausführungsformen der Kanalschätzung einer Symbol-Träger-Matrix, wie zum Beispiel die zuvor beschriebenen. Ein 1-Phasen-Ansatz enthält zum Beispiel eine Phase bzw. einen Verfahrensschritt, zum Beispiel eine 2D-Schätzung, eine Interpolation in der Zeitrichtung oder eine Interpolation in der Frequenzrichtung. Ein 2-Phasen-Ansatz enthält zwei Phasen, wie etwa eine Interpolation in der Zeitrichtung, der eine Interpolation in der Frequenzrichtung folgt oder umgekehrt. Tabelle 1 fasst mögliche Ansätze zusammen, wobei die ersten drei Zeilen Beispiele für 1-Phasen-Ansätze und die folgenden zwei Zeilen Beispiele für 2-Phasen-Ansätze angeben. Tabelle 1:

Phase 1 Phase 2

2D -

T -

F -

T F

F T
Es ist zu beachten, dass die Wahl zwischen T-F und F-T von Signalparametern (Hilfsträgerabstand und Symbolzeit) der Symbol-Träger-Matrix sowie von der maximal zulässigen Dopplerbandbreite und der Verzögerungsverteilung abhängt. Zum Beispiel können bei einer Ausführungsform eines LTE-OFDM-Systems die Anforderungen bezüglich der Kanalverzögerungsverteilung signifikanter als die Anforderungen bezüglich der Dopplerbandbreite sein.
In der folgenden Tabelle 2 bedeutet DT den zeitlichen Abstand zwischen den für Zeitinterpolation verfügbaren Piloten, während DF den Frequenzabstand zwischen den für Frequenzinterpolation verfügbaren Piloten bedeutet. Darüber hinaus bedeutet Td_lim den Grenzwert für die Zeitverzögerungsverteilung und Bd_lim den Grenzwert für die Dopplerbandbreite, der gemäß dem Nyquisttheorem bezüglich Zeit und Frequenz erhalten wird. Die Werte werden für den Fall F-T und T-F in einem LTE-System angegeben. Die Werte basieren auf einer 2 ähnlichen Symbol-Träger-Matrix und einer typischen LTE-Parameter einstellurig mit der Symboldauer T_S von 71.4 μs und einem Hilfsträgerabstand Δf von 15 kHz. Für den Kanal, der zuerst zeitlich interpoliert wird, wird der resultierende Pilotabstand in der Frequenzrichtung halbiert und es sind höhere Verzögerungsverteilungen akzeptabel. Tabelle 2:

LTE T-F F-T

Bd_lim = 1/(2·DT) 1/(2·6·T_S) = 1167 Hz 1/(2·4·T_S) = 1745 Hz

Td_lim = 1/(DF) 1/(3·Δf) = 22,2 ms 1/(6·Δf) = 11,1 ms
Die folgende Tabelle 3 entspricht Tabelle 1, bezieht sich aber auf ein DVB-T/H-8K-System. Die Werte basieren auf einer Symboldauer T_S von 1,12 ms und einem Hilfsträgerabstand Δf von 1,116 kHz. Tabelle 3:

DVB-T/H T-F F-T

Bd_lim = 1/(2·DT) 1/(2·4·T_S) = 112 Hz 1/(2·T_S) = 446 Hz

Td_lim = 1/(DF) 1/(3·Δf) = 298 μs 1/(12·Δf) = 74 μs
Es ist zu beachten, dass die oben beschriebenen 2D- und 2×1D-Verfahren minimale a-priori-Kanalkenntnis verwenden. Typischerweise können gleichförmige Doppler- und Verzögerungsleistungsspektren angenommen werden, wobei die Grenze f_max für die Frequenz und die Grenze τ_max für die Verzögerungszeit typischerweise auf die maximale Dopplerbandbreite B_D bzw. auf die Länge T_CP des zyklischen Präfixes festgelegt werden. Hierbei ist B_D = 2·f_D, wobei f_D die maximale Kanaldopplerfrequenz bedeutet. Die Interpolationskoeffizienten können offline berechnet werden, so dass bei einer Ausführungsform Multiplikationen mit reellwertigen Koeffizienten und Summieroperationen in reeller Zeit verwendet werden. Für die mini male Anzahl n_min von Interpolationskoeffizienten gilt: n_min << N, wobei N die Größe der FFT bedeutet.
Bei der 2D-Kanalschätzung sowie für den 2×1D-Fall werden die FIR-Filter-(Wiener-)Koeffizienten typischerweise im MMSE-Sinne (Minimum Mean Square Error) optimiert. Es ist bekannt, dass ein 2D-Wiener-Filter oder zwei 1D-Wiener-Filter optimale MMSE-Leistungsfähigkeit ergeben. Bei dem 2×1D-Verfahren können die Wiener-(MMSE-)Koeffizienten w_f für die Frequenzrichtung und die Zeitrichtung über Elemente von Kreuzkorrelationsvektoren und Autokorrelationsmatrizen erhalten werden.
Für die Frequenzrichtung können Elemente r_f des Kreuzkorrelationsvektors folgendermaßen geschrieben werden: [rf(n)]i = si(2πτmaxΔF(n – i)), (3)wobei si die sinc-Funktion bedeutet.
In Gleichung (3) gibt der Index i eine Frequenz an, die der Menge F Frequenzen entnommen wird, die mit den für die Interpolation verwendeten Piloten assoziiert sind. Die Menge F enthält N_f Frequenzen, und somit läuft der Index i von 1 bis N_f. Der Parameter ΔF bedeutet den Hilfsträgerabstand, während der Parameter τ_max wie oben erwähnt die Grenze für die Verzögerungszeit bedeutet. Der Parameter n berücksichtigt den Umstand, dass eine 1D-Wienerfilterung einer Gleitfensteroperation entlang der Frequenzachse gleichkommt.
Für die Zeitrichtung können Elemente r_t des Kreuzkorrelationsvektors folgendermaßen geschrieben werden: [rl(l)]i = si(2πfmaxTS(l – i)). (4)
Hierbei bedeutet der Parameter T die Symboldauer, während der Parameter f_max wie oben erwähnt die Grenze für die Frequenz bedeutet. In Gleichung (4) gibt der Index i eine Zeit an, die der Menge T von Zeiten entnommen wird, die mit den für die Interpolation verwendeten OFDM-Symbolen assoziiert sind. Die Menge T enthält N_t Zeiten, und somit läuft der Index i von 1 bis N_t. Der Parameter l berücksichtigt den Umstand, dass eine 1D-Wienerfilterung einer Gleitfensteroperation entlang der Zeitachse gleichkommt.
Für die Frequenzrichtung kann ein Element R_f der Autokorrelationsmatrix folgendermaßen geschrieben werden:
Der Parameter N₀ bedeutet die Varianz des additiven weißen Gaußschen Rauschens. Die Indizes i und j laufen jeweils von 1 bis N_f.
Für die Zeitrichtung kann ein Element R_t der Autokorrelationsmatrix folgendermaßen geschrieben werden:
Die Indizes i und j laufen jeweils von 1 bis N_t.
Es ist zu beachten, dass für die Gleichungen (3) bis (6) gleichförmige und symmetrische Doppler- und Verzögerungsleistungsspektren angenommen wurden.
Unter Verwendung der Gleichungen (3) und (5) können Wiener-(MMSE-)Koeffizienten für eine Interpolation in der Frequenz richtung für die Menge von Zeiten, an denen die Interpolation ausgeführt wird, folgendermaßen geschrieben werden:
wobei das hochgestellte T die Transformierung des Vektors bedeutet.
Auf ähnliche Weise, aber nun unter Verwendung der Gleichungen (4) und (6), können Wiener-(MMSE-)Koeffizienten für eine Interpolation in der Zeitrichtung für die Menge von Zeitindizes, an denen die Interpolation ausgeführt wird, folgendermaßen geschrieben werden:
Man beachte, dass Wienerkoeffizienten für den 2D-Fall ähnlich wie bei Gleichung (7) und (8) berechnet werden können. Abhängig von der Struktur und der Größe der zugrunde liegenden Symbol-Träger-Matrix kann der 2×1D-Ansatz weniger komplex als der 2D-Ansatz sein. Die Leistungsfähigkeit eines 2×1D-Filters ist möglicherweise aufgrund von Kanalschätzungsrauschen und großen Interpolationsfehlern, deren nachteilige Auswirkungen auf die Leistungsfähigkeit bezüglich Bitfehlerrate (BER) bei einer MIMO-Konfiguration sogar noch evidenter ist, nicht immer völlig zufrieden stellend. Der BER-Grundwert wird durch einen irreduziblen Schätzungsfehler verursacht, d. h. einen Fehler, der mit zunehmendem Rauschabstand (SNR) nicht abnimmt. Der BER-Grundwert beginnt mit zunehmender Anzahl von Senderantennen darüber hinaus mit niedrigeren SNR-Werten.
6 zeigt schematisch ein Verfahren 600 zur Kanalschätzung für ein Mehrträger-Funkübertragungssystem wie zum Beispiel ein OFDM-System. Das Verfahren 600 enthält vier Verfahrens schritte S1 bis S4. In einem ersten Verfahrensschritt S1 wird ein Signal empfangen, das eine Symbol-Träger-Matrix mit einem vorbestimmten Muster von Pilotsymbolen enthält. Bei einer SISO- und einer MIMO-Konfiguration kann die Symbol-Träger-Matrix des empfangenen Signals zum Beispiel den in 2 bzw. 3 gezeigten Symbolträgermatrizen entsprechen.
In einem zweiten Verfahrensschritt S2 werden erste Kanalschätzungen an den Positionen der Pilotsymbole (Pilotsymbolpositionen) in der Symbol-Träger-Matrix bestimmt. Wieder mit Bezug auf 2 entsprechen die Positionen der Pilotsymbole den ausgefüllten Koordinatenquadraten. Zum Beispiel können die Kanalschätzungen an diesen Positionen durch Anwenden der Least-Square-(LS-)Demodulation erhalten werden.
In einem dritten Verfahrensschritt S3 werden Kanalschätzungen an Zwischenpositionen der Symbol-Träger-Matrix bestimmt. Die Zwischenpositionen werden von den Pilotsymbolpositionen der Pilotsymbole durch mit nichtbestimmten Kanalschätzungen assoziierte Positionen getrennt. Wieder mit Bezug auf 2 entsprechen die Zwischenpositionen weißen Koordinatenquadraten, die die ausgefüllten Koordinatenquadrate nicht berühren. Weiter mit Bezug auf 4 wird ein Beispiel für eine solche Zwischenposition durch den mit einem Stern angegebenen virtuellen Piloten gegeben. Zum Beispiel können die Kanalschät zungen an den Zwischenpositionen durch Verwendung einer 2D-Wiener-Interpolation wie durch 4 dargestellt bestimmt werden.
In einem vierten Verfahrensschritt S4 werden dritte Kanalschätzungen an weiteren Positionen der Symbol-Träger-Matrix bestimmt. Zum Beispiel kann der vierte Verfahrensschritt S4 einer Interpolation in der Zeitrichtung oder eine Interpolation in der Frequenzrichtung wie in den vorherigen Abschnitten beschrieben entsprechen. Als Alternative kann der vierte Verfahrensschritt S4 einem 2×1D-Kanalschätzungsverfahren wie durch 5 dargestellt, wie etwa einer F-T-Interpolation oder einer T-F-Interpolation, entsprechen.
Ein spezifisches Beispiel für das Verfahren 600 kann eine 2D-Wiener-Interpolation sein, der eine 2×1D-Schätzung folgt. Die Symbol-Träger-Matrix am Anfang des Verfahrens kann der Symbol-Träger-Matrix 200 von 2 entsprechen, wobei die Piloten an den ausgefüllten Koordinatenquadraten in dem zweiten Verfahrensschritt S2 bestimmt werden.
Der Symbol-Träger-Matrix kann es an Regularität fehlen, wodurch Schwierigkeiten für die Kanalschätzung weiterer Piloten der Symbol-Träger-Matrix entstehen können. Zum Beispiel können während des Prozesses der Kanalschätzung keine sich aus der Symbol-Träger-Matrixregularität ergebenden Vereinfachungen ausgenutzt werden. Es ist somit wünschenswert, die Symbol-Träger-Matrix gleichförmiger geordnet und/oder dichter werden zu lassen, indem punktuelle virtuelle Piloten hinzugefügt werden. Diese virtuellen Piloten werden günstigerweise an einer Zwischenposition wie oben beschrieben bestimmt (siehe z. B. den dritten Verfahrensschritt S3). Zum Beispiel kann die Bestimmung der virtuellen Piloten durch Anwendung einer 2D-Wiener-Interpolation ausgeführt werden.
Als Ergebnis des Hinzufügens virtueller Piloten an Zwischenpositionen ist die Symbol-Träger-Matrix bzw. das Pilotgitter gleichförmiger geordnet geworden. In einem nächsten Schritt (z. B. vierter Verfahrensschritt S4) wird eine Interpolation in der Zeit-(T-) und in der Frequenz-(F-)Richtung ausgeführt. Da die Matrix aufgrund der obigen 2D-Interpolation gleichförmiger geordnet worden ist, wird die T- und F-Interpolation nun vorteilhafterweise mit einem verringerten Abstand zwischen den bereits geschätzten Piloten ausgeführt.
Das beschriebene Verfahren bzw. der beschriebene Ansatz kann als 2D-T-F-Ansatz bezeichnet werden. Als Alternative kann ein 2D-F-T-Ansatz durchgeführt werden. Diese Ansätze können als 3-Phasen-Ansätze bezeichnet werden. Im Gegensatz zu den in Tabelle 1 zusammengefassten 1-Phasen- und 2-Phasen-Ansätzen ziehen die 3-Phasen-Ansätze aus ihrem zusätzlichen Verfahrensschritt Nutzen, die Symbol-Träger-Matrix gleichförmiger geordnet und/oder dichter werden zu lassen. Zum Beispiel zeigen 9 und 10, dass dieser zusätzliche Verfahrensschritt zu einer verbesserten BER-Leistungsfähigkeit der ausgeführten Kanalschätzung führt.
7 zeigt schematisch ein weiteres Verfahren 700 zur Kanalschätzung für ein Mehrträger-Funkübertragungssystem, zum Beispiel ein OFDM-System. Das Verfahren 700 enthält fünf Verfahrensschritte S1 bis S5. In einem ersten Verfahrensschritt S1 wird ein Signal empfangen, das eine Symbol-Träger-Matrix mit einem vorbestimmten Muster von Pilotsymbolen enthält. Bei einer SISO- und einer MIMO-Konfiguration kann die Symbol-Träger-Matrix des empfangenen Signals den in 2 bzw. 3 gezeigten Symbolträgermatrizen entsprechen.
In einem zweiten Verfahrensschritt S2 werden erste Schätzungen an den Positionen der Pilotsymbole in der Symbol-Träger-Matrix bestimmt. Wieder mit Bezug auf 2 entsprechen die Positionen der Pilotsymbole den ausgefüllten Koordinatenquadraten. Zum Beispiel können die Kanalschätzungen an diesen Positionen durch Anwendung einer Least-Square-(LS-)Demodulation erhalten werden.
In einem dritten Verfahrensschritt S3 werden zweite Kanalschätzungen an weiteren Positionen der Matrix bestimmt. Die weiteren Positionen besitzen Koordinaten, die entweder Symbol- oder Trägerkoordinaten der ersten Kanalschätzungen entsprechen. Das heißt, die weiteren Positionen befinden sich in derselben Zeile oder derselben Spalte der Symbol-Träger-Matrix wie die Hilfsträgerkoordinaten der ersten Kanalschätzungen. Der Verfahrensschritt S3 kann somit einer 2D-Interpolation wie in 4 gezeigt oder als Alternative einer Interpolation in der Zeit- oder in der Frequenzrichtung entsprechen. Man beachte, dass der in 4 mit einem Stern angegebene virtuelle Pilot Koordinaten zeigt, die den Symbol- und Trägerkoordinaten von den virtuellen Piloten umgebenden Piloten entsprechen.
In einem vierten Verfahrensschritt S4 werden dritte Kanalschätzungen an weiteren Positionen der Matrix bestimmt. Ähnlich wie bei dem dritten Verfahrensschritt S3 entsprechen die Koordinaten entweder Symbol- oder Trägerkoordinaten der zweiten Kanalschätzungen. In einem fünften Verfahrensschritt S5 werden vierte Kanalschätzungen an weiteren Positionen der Matrix bestimmt. Die Koordinaten entsprechen entweder Symbol- oder Trägerkoordinaten der dritten Kanalschätzungen.
Ein spezifisches Beispiel für das Verfahren 700 kann eine T-Interpolation, gefolgt von einer F-Interpolation, gefolgt von einer T-Interpolation, sein, wie etwa ein Dreiphasen-T-F-T-Ansatz. Ein solcher Ansatz kann als 3×1D-Schätzung bezeichnet und durch einen 3-Phasen-Schätzer ausgeführt werden. In Verbindung mit 8a bis 8c wird ein 3×1D-T-F-T-Ansatz erläutert.
8a zeigt schematisch eine Zeitinterpolation als erste Phase eines 3×1D T-F-T-Kanalschätzungsverfahrens. Die erste Phase entspricht dem dritten Verfahrensschritt S3 des Verfahrens 700. Eine Symbol-Träger-Matrix 800a enthält Zeitschlitze, die durch durchgezogene Linien 9a und 9b getrennt werden. Die Symbol-Träger-Matrix 800a enthält ferner ein vor bestimmtes Muster von Pilotsymbolen, die durch ausgefüllte Koordinatenquadrate angegeben sind, sowie vergangene virtuelle Piloten, die durch ausgefüllte Kreise angegeben sind. Die durch ausgefüllte Kreise angegebenen virtuellen Piloten wurden in vorherigen Verfahrensschritten geschätzt.
Die ersten Symbole der dargestellten Zeitschlitze befinden sich an den Zeitpunkten T₁, T₁' und T₁'' und können folgendermaßen ausgedrückt werden: TI = 7·n·TS + 0. (9)
Hierbei bedeutet n und T_S eine ganze Zahl bzw. die Symboldauer.
Zum Zeitpunkt T₁ werden die Kanalkoeffizienten für virtuelle Piloten in dem fünften Referenzsymbol des vorherigen Schlitzes für mehrere Hilfsträgerfrequenzen geschätzt. Diese geschätzten virtuellen Piloten befinden sich an einem Zeitpunkt T₅ und sind durch einen Stern angegeben. Auf ähnliche Weise wurden virtuelle Piloten, die durch Kreise angegeben sind und sich an den Zeitpunkten T₁' und T₁'' befinden, in vorherigen, aber ähnlichen Verfahrensschritten geschätzt. Zum Beispiel wurden an dem Zeitpunkt T₁' die virtuellen Piloten des fünften Referenzsymbols des vorherigen Schlitzes, wie etwa die sich an dem Zeitpunkt T₅' befindenden virtuellen Piloten, geschätzt.
Die Zeit T₅ gibt das fünfte Symbol in einem Zeitschlitz an und kann folgendermaßen ausgedrückt werden: T5 = 7·n·TS + 4·TS. (10)
An dem Zeitpunkt T₅ wird eine Zeitinterpolation ausgeführt, und die Kanalschätzungen für die virtuellen Piloten in dem ersten Referenzsymbol des aktuellen Schlitzes werden geschätzt. Zum Beispiel wurden an dem Zeitpunkt T₅' die durch sich an dem Zeitpunkt T₁'' befindenden Kreise angegebenen virtuellen Piloten geschätzt. Auf ähnliche Weise wurden am Zeitpunkt T₅ die virtuellen Piloten geschätzt, die durch Kreise angegeben sind und sich an dem Referenzsymbol der Zeit T₁' befinden.
Man beachte, dass der Verfahrensschritt von 8a zu einer gleichförmiger geordneten und dichteren Symbol-Träger-Matrix echter Piloten (siehe z. B. die ausgefüllten Koordinatenquadrate) und virtueller Piloten (siehe z. B. Kreise und Sterne) führt.
8b zeigt schematisch eine Frequenzinterpolation als zweite Phase eines 3×1D T-F-T-Kanalschätzungsverfahrens. Die zweite Phase entspricht dem vierten Verfahrensschritt S4 des Verfahrens 700. Die Symbol-Träger-Matrix 800b entspricht der Symbol-Träger-Matrix 800a zu einem späteren Zeitpunkt. Das. Frequenzfenster enthält sechzehn echte und/oder virtuelle Piloten. An dem Zeitpunkt T₁ wird eine Frequenzinterpolation ausgeführt, und die Kanalschätzungen für das fünfte Symbol des vorherigen Schlitzes werden für alle Hilfsträgerfrequenzen geschätzt. Die während des Verfahrensschritts von 8b geschätzten Kanalabtastwerte sind durch schraffierte Koordinatenquadrate angegeben, die sich an dem Zeitpunkt T₅ befinden.
Auf ähnliche Weise wird an dem Zeitpunkt T₅ eine Frequenzinterpolation ausgeführt, und die Kanalschätzungen für erste Symbole in dem aktuellen Zeitschlitz werden bestimmt. Zum Beispiel wird an dem Zeitpunkt T₅ eine Frequenzinterpolation an dem Referenzsymbol des Zeitpunkts T₁' ausgeführt. Die an den Referenzsymbolen der Zeitpunkte T₁', T₁'' und T₅' ausge führten Frequenzinterpolationen sind auch durch (anders) schraffierte Koordinatenquadrate angegeben.
8c zeigt schematisch eine Zeitinterpolation als dritte Phase eines 3×1D T-F-T-Kanalschätzungsverfahrens. Die dritte Phase entspricht dem fünften Verfahrensschritt S5 des Verfahrens 700. Die Symbol-Träger-Matrix 800c entspricht den Symbolträgermatrizen 800a und 800b zu einem späteren Zeitpunkt. An dem Zeitpunkt T₁ wird eine Zeitinterpolation ausgeführt, und Kanalschätzungen von Kanalabtastwerten an den Zeitpunkten T₂, T₃ und T₄ für alle Hilfsträgerfrequenzen werden bestimmt. Der Einfachheit halber zeigt 8c eine Zeitinterpolation für eine Frequenz f₁. Auf ähnliche Weise wird an dem Zeitpunkt T₅ eine Frequenzinterpolation ausgeführt, und Kanalschätzungen der Kanalabtastwerte an den Zeitpunkten T₆ und T₇ des vorherigen Schlitzes (in 8c nicht dargestellt) werden für alle Hilfsträgerfrequenzen bestimmt.
Im Allgemeinen zeigen die 3×1D- und die 2×1D-Ansätze eine ähnliche Komplexität, wenn die Frequenz- und Zeitfenster dieselbe Länge aufweisen. Der 3×1D-Ansatz besitzt jedoch eine minimale Latenz von einem Zeitschlitz (z. B. 7 OFDM-Symbolen), während die Latenz des 2×1D-Ansatzes auf drei bis vier Symbole verringert werden kann (siehe z. B. die Symbol-Träger-Matrix von 5).
In den vorherigen Abschnitten wurden die folgenden 3-Phasen-Ansätze beschrieben: 2D-T-F, 2D-F-T und 3×1D-T-F-T. Weitere Ausführungsformen von 3-Phasen-Ansätzen werden in der folgenden Tabelle 4 zusammengefasst. Man beachte, dass alle diese 3-Phasen-Ansätze von dem Verfahrensschritt des gleichförmiger geordnet und/oder dichter werden Lassens der Symbol-Träger-Matrix Nutzen ziehen, bevor weitere Interpolationstechniken (siehe z. B. 1D-Zeitinterpolation T und 1D-Frequenzinterpola tion F) angewandt werden. Tabelle 4:

Phase 1 Phase 2 Phase 3

2D T F

2D F T

T F T

T T F

T F F

F T F

F F T
Simulationsergebnisse zeigen die folgenden nützlichen Effekte des 3×1D-Ansatzes im Vergleich zu dem 2×1D-Ansatz: Der 3×1D-Ansatz ergibt eine gleichförmiger geordnete Symbol-Träger-Matrix. Ferner-führt der 3×1D-Ansatz zu verbesserter Rauschmittelung und minimiert die Latenz seines Algorithmus (einen Zeitschlitz, d. h. sieben OFDM-Symbole). Der 3×1D-Ansatz zeigt dieselbe Komplexität wie der 2×1D-Ansatz.
9 zeigt die Kanalleistungsfähigkeiten, genauer gesagt, Leistungsfähigkeiten bezüglich der unkodierten Bitfehlerrate (BER) in statischen Kanälen. Die dargestellten Graphen betreffen eine 2×2-MIMO-Konfiguration, die eine QPSK-Modulationstechnik (Quadraturphasenumtastung) verwendet. Die BER ist als Funktion des SNR in Einheiten von dB aufgetragen, wobei eine gestrichelte Linie den Idealfall darstellt. Eine durchgezogene Linie mit Kreisen zeigt die BER-Leistungsfähigkeit für den 2×1D-F-T-Fall, während eine durchgezogene Linie mit Quadraten die BER-Leistungsfähigkeit für den 3×1D-T-F-T-Fall zeigt.
Aus 9 werden zwei nützliche Effekte des 3-Phasen-Schät zers im Vergleich zu dem 2-Phasen-Schätzer ersichtlich. Erstens wird der BER-Grundwert bei hohen SNR-Werten aufgrund besserer Interpolationseigenschaften beträchtlich verringert. Zweitens wird die Rauschmittelung verbessert, was zu einem Gewinn von ungefähr 1 dB bei mittleren SNR-Werten führt. Die verbesserte Rauschmittelung kann durch den folgenden Unterschied zwischen dem 2-Phasen-Schätzer und dem 3-Phasen-Schätzer erklärt werden.
Bei dem 2×1D-Ansatz mit einem Pilotabstand von sechs befinden sich bestimmte Filterkoeffizienten an den Enden der sinc-Funktion (siehe z. B. Gleichung (3) bis (6)) und tragen somit nicht zur Mittelung des Rauschens der für die Frequenzinterpolation verwendeten LS-Schätzungen bei. Weitere Simulationen haben gezeigt, dass das Frequenzfenster für den 2×1D-Ansatz auf sichere Weise mit fast keinem Komplexitätsverlust auf etwa zwölf Koeffizienten verringert werden könnte. Für den Fall des 3×1D-Schätzers besitzt das Filterfenster dieselbe Anzahl von Abtastwerten/Koeffizienten, aber im Gegensatz zu dem 2×1D-Ansatz ist die Dauer des Fensters bezüglich Frequenz kürzer (die Hälfte der ursprünglichen), verursacht durch einen dichteren Pilotabstand (drei Hilfsträger).
10 zeigt weitere Kanalleistungsfähigkeiten, genauer gesagt, unkodierte BER-Leistungsfähigkeiten in zeitveränderlichen Kanälen. Ähnlich wie bei 9 beziehen sich die dargestellten Graphen auf eine 2×2-MIMO-Konfiguration, die eine QPSK-Modulationstechnik verwendet. Die BER ist als Funktion des SNR in Einheiten von dB aufgetragen, wobei eine gestrichelte Linie den Idealfall darstellt. Eine durchgezogene Linie mit Kreisen zeigt die BER-Leistungsfähigkeit für den 2×1D-F-T-Fall, während eine durchgezogene Linie mit Quadraten die BER-Leistungsfähigkeit für den 3×1D-T-F-T-Fall zeigt.
Die Ergebnisse von 10 sind denen von 9 ähnlich, in einem zeitveränderlichen Kanal wird die Zeitinterpolation jedoch tendenziell signifikanter. Es wurde beobachtet, dass sogar bei einer Mobilgeschwindigkeit von 100 km/h der 3×1D-Schätzer dem 2×1D-Schätzer überlegen ist. Für den 3-Phasen-Ansatz verwendete Signalverarbeitung wird dementsprechend aufgrund der gleichförmiger geordneten und/oder dichteren Symbol-Träger-Matrix oder des durch die erste Phase des 3-Phasen-Schätzers erzeugten Pilotgitters beträchtlich vereinfacht. Bei einem Abstand von drei Hilfsträgern sind die Pilotmuster für das erste und das zweite Referenzsymbol identisch. Daraus folgt, dass die Frequenzinterpolation nur eine einzige Menge von Koeffizienten und ähnliche Verarbeitung benötigt, während beim 2×1D-Ansatz zwei verschiedene Mengen verwendet werden, bei denen verschiedene Randeffekte zu berücksichtigen sind.
11 zeigt schematisch eine Ausführungsform eines Kanalschätzers 1100 für ein Mehrträger-Funkübertragungssystem, wobei das Übertragungssystem Signale, einschließlich einer Symbol-Träger-Matrix, benutzt. Die Symbol-Träger-Matrix enthält ein vorbestimmtes Muster von Pilotsymbolen. Der Kanalschätzer 1100 enthält eine erste Kanalschätzungsstufe 10, eine zweite Kanalschätzungsstufe 11 und eine dritte Kanalschätzungsstufe 12. Die Betriebsart des Kanalschätzers 1100 kann in Verbindung mit dem Verfahren 600 gelesen werden. Hierbei führt die erste Kanalschätzungsphase 10 den Verfahrensschritt S2 des Verfahrens 600 aus. Zusätzlich führen die zweite Kanalschätzungsstufe 11 und die dritte Kanalschätzungsstufe 12 die Verfahrensschritte S3 bzw. S4 aus.
12 zeigt schematisch eine weitere Ausführungsform eines Kanalschätzers 1200 für ein Mehrträger-Funkübertragungssys tem, wobei das Übertragungssystem Signale, einschließlich einer Symbol-Träger-Matrix, benutzt. Die Symbol-Träger-Matrix enthält ein vorbestimmtes Muster von Pilotsymbolen. Der Kanalschätzer 1200 enthält eine erste Kanalschätzungsstufe 13, eine zweite Kanalschätzungsstufe 14, eine dritte Kanalschätzungsstufe 15 und eine vierte Kanalschätzungsstufe 16. Die Betriebsart des Kanalschätzers 1200 kann in Verbindung mit dem Verfahren 700 gelesen werden. Hierbei führt die erste Kanalschätzungsphase 13 den Verfahrensschritt S2 des Verfahrens 700 aus, und die zweite Kanalschätzungsstufe 14 führt den Verfahrensschritt S3 des Verfahrens 700 aus. Ferner führen die dritte Kanalschätzungsstufe 15 und die vierte Kanalschätzungsstufe 16 die Verfahrensschritte S4 bzw. S5 des Verfahrens 700 aus.
13 zeigt schematisch eine Ausführungsform eines linearen FIR-Filters 1300, das dafür ausgelegt ist, eine Zeitinterpolation auszuführen. Das Filter 1300 kann als erste Stufe eines 3×1D-T-F-T-Schätzers verwendet werden. Darüber hinaus kann wieder mit Bezug auf 1 das Filter 1300 in dem Kanalschätzer 5 enthalten sein. Das Filter 1300 ist ein Filter mit vier Abgriffen mit einem Register 17, vier Multiplizierern 18.1 bis 18.4 und einer Addiereinheit 19. Die Schlitze 17.1 bis 17.4 des Registers 17 sind jeweils mit den Multiplizierern 18.1 bis 18.4 verbunden. Jeder der Multiplizierer 18.1 bis 18.4 ist mit der Addiereinheit 19 verbunden.
In 13 ist eine Filteroperation als Beispiel für eine spezifische Hilfsträgerfrequenz gezeigt. Die Betriebsart des Filters 1300 kann in Verbindung mit dem Verfahrensschritt 800a gelesen werden. Zum Zeitpunkt T₁ wird der Kanalkoeffizient für den virtuellen Piloten in dem fünften Referenzsymbol des vorherigen Schlitzes geschätzt (siehe z. B. den durch einen Stern angezeigten Piloten). Zu diesem Zweck werden die in den Schlitzen 17.1 bis 17.4 gespeicherten Kanalschätzungen ausgelesen und mit den Filterkoeffizienten w₁ bis w₄ multipliziert. Insbesondere kann jeder Schlitz zum Beispiel 32 Bit zur Speicherung eines komplexwertigen Kanalschätzungsabtastwerts enthalten. Die Filterkoeffizienten w₁ bis w₄ sind reellwertig und können gemäß Gleichung (8) berechnet werden. Der Einfachheit halber ist eine zur Berechnung der Filterkoeffizienten w₁ bis w₄ verwendete Berechnungseinheit nicht explizit dargestellt. Die gewichteten Kanalschätzungen werden unter Verwendung der Addiereinheit 19 addiert, die die Kanalschätzung Ĥ für den durch den Stern angegebenen virtuellen Piloten ausgibt.
Man beachte, dass 13 lediglich eine Filteroperation darstellt. Um den Verfahrensschritt 800a vollständig auszuführen, müssen möglicherweise ähnliche Filteroperationen an dem Zeitpunkt T₁ für weitere Hilfsträgerfrequenzen ausgeführt werden. Um virtuelle Piloten an anderen Symbolen zu empfangen (siehe z. B. die Zeiten T₁', T₁'' und T₅') müssen möglicherweise zum Zeitpunkt T₅ weitere Filteroperationen ausgeführt werden.
14 zeigt schematisch eine Ausführungsform eines weiteren linearen FIR-Filters 1400, das dafür ausgelegt ist, eine Frequenzinterpolation auszuführen. Das Filter 1400 kann als eine zweite Stufe eines 3×1D-T-F-T-Schätzers verwendet werden. Wieder mit Bezug auf 1 kann darüber hinaus das Filter 1400 in dem Kanalschätzer 5 enthalten sein. Das Filter 1400 ist ein Filter mit sechzehn Abgriffen mit einem Register 20, sechzehn Multiplizierern 21.1 bis 21.16 und einer Addiereinheit 22. Die Schlitze 23.1 bis 23.16 des Registers 20 sind jeweils mit den Multiplizierern 21.1 bis 21.16 verbunden. Jeder der Multiplizierer 21.1 bis 21.16 ist mit der Addiereinheit 22 verbunden.
Die Betriebsart des Filters 1400 kann in Verbindung mit dem Verfahrensschritt 800b gelesen werden, wobei zu interpolierende Kanalabtastwerte durch Dreiecke angegeben sind. Zum Beispiel zeigt 14 lediglich fünf Kanalschätzungen, die unter Verwendung eines entsprechenden auf den jeweiligen Hilfsträger zentrierten Zeitfensters zu interpolieren sind. Man beachte, dass die Kanalschätzungen, die mit den Quadraten assoziiert sind, die kein Dreieck enthalten, ebenfalls interpoliert werden, wobei ein anderes Zeitfenster verwendet wird. Um den Kanalkoeffizienten für einen solchen Abtastwert zu schätzen, werden die in den Schlitzen 23.1 bis 23.16 gespeicherten Kanalschätzungen ausgelesen und mit den Filterkoeffizienten w₁ bis w₁₆ multipliziert. Die Filterkoeffizienten w₁ bis w₁₆ können gemäß Gleichung (7) berechnet werden. Wieder ist eine zur Berechnung der Filterkoeffizienten w₁ bis w₁₆ verwendete Berechnungseinheit nicht explizit dargestellt. Die gewichteten Kanalschätzungen werden unter Verwendung der Addiereinheit 22 addiert, die die Kanalschätzungen Ĥ für den entsprechenden Kanalabtastwert ausgibt.
Um den Verfahrensschritt 800b vollständig auszuführen, muss die beschriebene Filteroperation möglicherweise für jeden der durch ein Dreieck angegebenen Hilfsträger-ausgeführt werden. Jeder dieser Hilfsträger kann eine andere Menge von Filterkoeffizienten w₁ bis w₁₆ erfordern. Die für die Interpolation verwendeten Piloten (z. B. die in den Schlitzen 23.1 bis 23.16 gespeicherten Piloten) sind jedoch für jeden der zu schätzenden Hilfsträger dieselben.
15 zeigt schematisch eine Ausführungsform eines weiteren linearen FIR-Filters 1500, das dafür ausgelegt ist, eine Zeitinterpolation auszuführen. Das Filter 1500 kann als eine dritte Stufe eines 3×1D-T-F-T-Schätzers verwendet werden. Darüber hinaus kann wieder mit Bezug auf 1 das Filter 1500 in dem Kanalschätzer 5 enthalten sein. Ähnlich wie das Filter 1300 ist das Filter 1500 ein Filter mit vier Abgrif fen. Es enthält ein Register 24, vier Multiplizierer 25.1 bis 25.4 und eine Addiereinheit 26. Die Schlitze 27.1 bis 27.4 des Registers 24 sind jeweils mit den Multiplizierern 25.1 bis 25.4 verbunden. Jeder der Multiplizierer 25.1 bis 25.4 ist mit der Addiereinheit 26 verbunden.
In 15 ist eine Filteroperation für eine spezifische Hilfsträgerfrequenz dargestellt. Die Betriebsart des Filters 1500 kann in Verbindung mit dem Verfahrensschritt 800c gelesen werden. Hierbei werden die Kanalkoeffizienten für die Kanalabtastwerte, die durch ein Dreieck angegeben sind, geschätzt. Zu diesem Zweck werden die in den Schlitzen 27.1 bis 27.4 gespeicherten Kanalschätzungen ausgelesen und mit den Filterkoeffizienten w₁ bis w₄ multipliziert. Ähnlich wie bei 13 sind die Filterkoeffizienten w₁ bis w₄ reellwertig und können gemäß Gleichung (8) berechnet werden. Wieder ist eine zur Berechnung der Filterkoeffizienten w₁ bis w₄ verwendete Berechnungseinheit nicht explizit dargestellt. Die gedichteten Kanalschätzungen werden unter Verwendung der Addiereinheit 26 addiert, die die Kanalschätzung Ĥ für einen durch ein Dreieck angegebenen Kanalabtastwert ausgibt.
15 zeigt lediglich eine Filteroperation. Um den Verfahrensschritt 800c vollständig auszuführen, müssen möglicherweise ähnliche Filteroperationen für alle durch ein Dreieck angegebenen Kanalabtastwerte sowie für weitere Hilfsträgerfrequenzen wiederholt werden (siehe z. B. den Verfahrensschritt 800c). Die Filterkoeffizienten w₁ bis w₄ können sich aufgrund der verschiedenen Positionen der betrachteten Schlitze und Hilfsträger von den in 13 gezeigten Filterkoeffizienten w₁ bis w₄ unterscheiden.
Zusätzlich können Symbolträgermatrizen Symmetrien enthalten, das heißt, dieselbe Menge von Filterkoeffizienten kann möglicherweise für mehrere Gruppen von Hilfsträgern/OFDM-Symbolen wieder verwendet werden. Die verschiedenen Mengen von Filterkoeffizienten können jedoch weiterhin verwendet werden, um mit so genannten Randeffekten umzugehen. Diese Randeffekte können sich auf nur einen kleinen Prozentsatz von Hilfsträgern auswirken.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Nicht-Patentliteratur

- UMTS-Norm [0026]
- LTE-Norm [0026]

Claims

Verfahren zur Kanalschätzung für ein Mehrträger-Funkübertragungssystem, umfassend: Empfangen eines Signals, das eine Symbol-Träger-Matrix umfasst, wobei die Symbol-Träger-Matrix ein vorbestimmtes Muster von Pilotsymbolen umfasst; Bestimmen erster Kanalschätzungen an Pilotsymbolpositionen der Pilotsymbole in der Symbol-Träger-Matrix; Bestimmen zweiter Kanalschätzungen an Zwischenpositionen der Symbol-Träger-Matrix, wobei die Zwischenpositionen durch mit nichtbestimmten Kanalschätzungen assoziierten Positionen von den Pilotsymbolpositionen der Pilotsymbole getrennt sind; und Bestimmen dritter Kanalschätzungen an weiteren Positionen der Symbol-Träger-Matrix.
Verfahren nach Anspruch 1, ferner umfassend: Bestimmen zweiter Kanalschätzungen durch eindimensionale Interpolation und/oder zweidimensionale Interpolation aus den ersten Kanalschätzungen.
Verfahren nach Anspruch 1, ferner umfassend: Bestimmen zweiter Kanalschätzungen durch Wiener-Interpolation aus den ersten Kanalschätzungen.
Verfahren nach einem oder mehreren der vorherigen Ansprüche, wobei die Zwischenpositionen Koordinaten aufweisen, die entweder Symbol- oder Trägerkoordinaten der ersten Kanalschätzung entsprechen.
Verfahren nach einem oder mehreren der vorherigen Ansprüche, ferner umfassend: Bestimmen der ersten Kanalschätzungen durch eine Least- Square-Demodulation.
Verfahren zur Kanalschätzung für ein Mehrträger-Funkübertragungssystem, umfassend: Empfangen eines Signals, das eine Symbol-Träger-Matrix umfasst, wobei die Symbol-Träger-Matrix ein vorbestimmtes Muster von Pilotsymbolen umfasst; Bestimmen erster Kanalschätzungen an Pilotsymbolpositionen der Pilotsymbole in der Symbol-Träger-Matrix; Bestimmen zweiter Kanalschätzungen an weiteren Positionen der Matrix, die Koordinaten aufweisen, die entweder Symbol- oder Trägerkoordinaten der ersten Kanalschätzung entsprechen; Bestimmen dritter Kanalschätzungen an weiteren Positionen der Matrix, die Koordinaten aufweisen, die entweder Symbol- oder Trägerkoordinaten der zweiten Kanalschätzungen entsprechen; und Bestimmen vierter Kanalschätzungen an weiteren Positionen der Matrix, die Koordinaten aufweisen, die entweder Symbol- oder Trägerkoordinaten der dritten Kanalschätzungen entsprechen.
Verfahren nach Anspruch 6, ferner umfassend: Bestimmen der zweiten Kanalschätzungen an Zwischenpositionen der Symbol-Träger-Matrix, wobei die Zwischenpositionen durch mit nichtbestimmten Kanalschätzungen assoziierte Positionen von den Positionen der Pilotsymbole getrennt sind.
Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, ferner umfassend: Bestimmen der zweiten Kanalschätzungen durch eindimensionale Interpolation aus den ersten Kanalschätzungen.
Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, ferner umfassend: Bestimmen der zweiten Kanalschätzungen durch Wiener-Interpolation aus den ersten Kanalschätzungen.
Verfahren nach einem oder mehreren der Ansprüche 7 bis 9, ferner umfassend: Bestimmen der ersten Kanalschätzungen durch Least-Squares-Demodulation.
Kanalschätzer für ein Mehrträger-Funkübertragungs system, wobei das System Signale benutzt, die eine Symbol-Träger-Matrix umfassen, die ein vorbestimmtes Muster von Pilotsymbolen umfasst, wobei der Kanalschätzer folgendes umfasst: eine erste Kanalschätzungsstufe, die dafür ausgelegt ist, erste Kanalschätzungen an Pilotsymbolpositionen der Pilotsymbole in der Symbol-Träger-Matrix zu bestimmen; eine zweite Kanalschätzungsstufe, die dafür ausgelegt ist, zweite Kanalschätzungen an Zwischenpositionen der Symbol-Träger-Matrix zu bestimmen, wobei die Zwischenpositionen durch mit nichtbestimmten Kanalschätzungen assoziierte Positionen von den Pilotsymbolpositionen getrennt sind; und eine dritte Kanalschätzungsstufe, die dafür ausgelegt ist, dritte Kanalschätzungen an weiteren Positionen der Symbol-Träger-Matrix zu bestimmen.
Kanalschätzer nach Anspruch 11, wobei die zweite Kanalschätzungsstufe einen eindimensionalen Kanalschätzer und/oder einen zweidimensionalen Kanalschätzer umfasst.
Kanalschätzer nach Anspruch 11, wobei die zweite Kanalschätzungsstufe und/oder die dritte Kanalschätzungsstufe einen Wiener-Interpolator umfassen.
Kanalschätzer nach einem oder mehreren der Ansprüche 11 bis 13, wobei die erste Kanalschätzungsstufe einen Least-Squares- Demodulator umfasst.
Kanalschätzer nach einem oder mehreren der Ansprüche 11 bis 14, wobei das Mehrträger-Funkübertragungssystem ein OFDM-System umfasst.
Kanalschätzer für ein Mehrträger-Funkübertragungssystem, wobei das System Signale benutzt, die eine Symbol-Träger-Matrix umfassen, wobei die Symbol-Träger-Matrix ein vorbestimmtes Muster von Pilotsymbolen umfasst, wobei der Kanalschätzer folgendes umfasst: eine erste Kanalschätzungsstufe, die dafür ausgelegt ist, erste Kanalschätzungen an Pilotsymbolpositionen der Pilotsymbole in der Symbol-Träger-Matrix zu bestimmen; eine zweite Kanalschätzungsstufe, die dafür ausgelegt ist, zweite Kanalschätzungen an weiteren Positionen der Matrix zu bestimmen, die Koordinaten aufweisen, die entweder Symbol- oder Trägerkoordinaten der ersten Kanalschätzungen entsprechen; eine dritte Kanalschätzungsstufe, die dafür ausgelegt ist, dritte Kanalschätzungen an weiteren Positionen der Matrix zu bestimmen, die Koordinaten aufweisen, die entweder Symbol- oder Trägerkoordinaten der zweiten Kanalschätzungen entsprechen; und eine vierte Kanalschätzungsstufe, die dafür ausgelegt ist, vierte Kanalschätzungen an weiteren Positionen der Matrix zu bestimmen, die Koordinaten aufweisen, die entweder Symbol- oder Trägerkoordinaten der dritten Kanalschätzungen entsprechen.
Kanalschätzer nach Anspruch 16, wobei die zweite Kanalschätzungsstufe einen eindimensionalen Kanalschätzer umfasst.
Kanalschätzer nach Anspruch 16, wobei die zweite Kanalschätzungsstufe und/oder die dritte Kanalschätzungsstufe einen Wiener-Interpolator umfassen.
Kanalschätzer nach einem oder mehreren der Ansprüche 16 bis 18, wobei die erste Kanalschätzungsstufe einen Least-Squares-Demodulator umfasst.
Kanalschätzer nach einem oder mehreren der Ansprüche 16 bis 19, wobei das Mehrträger-Funkübertragungssystem ein OFDM-System umfasst.
Empfänger für ein Mehrträger-Funkübertragungssystem, wobei das System Signale benutzt, die eine Symbolträger-Matrix umfassen, wobei die Symbol-Träger-Matrix ein vorbestimmtes Muster von Pilotsymbolen umfasst, wobei der Empfänger folgendes umfasst: eine erste Kanalschätzungsstufe, die dafür ausgelegt ist, erste Kanalschätzungen an Pilotsymbolpositionen der Pilotsymbole in der Symbol-Träger-Matrix zu bestimmen; eine zweite Kanalschätzungsstufe, die dafür ausgelegt ist, zweite Kanalschätzungen an Zwischenpositionen der Symbol-Träger-Matrix zu bestimmen, wobei die Zwischenpositionen durch mit nichtbestimmten Kanalschätzungen assoziierte Positionen von den Pilotsymbolpositionen der Pilotsymbole getrennt sind; und eine dritte Kanalschätzungsstufe, die dafür ausgelegt ist, dritte Kanalschätzungen an weiteren Positionen der Symbol-Träger-Matrix zu bestimmen.
Empfänger nach Anspruch 21, wobei die zweite Kanalschätzungsstufe einen eindimensionalen Kanalschätzer und/oder einen zweidimensionalen Kanalschätzer umfasst.
Empfänger nach Anspruch 21, wobei die zweite Kanalschätzungsstufe und/oder die dritte Kanalschätzungsstufe einen Wiener-Interpolator umfassen.
Empfänger nach einem oder mehreren der Ansprüche 21 bis 23, wobei die erste Kanalschätzungsstufe einen Least-Squares-Demodulator umfasst.
Empfänger nach einem oder mehreren der Ansprüche 21 bis 24, wobei das Mehrträger-Funkübertragungssystem ein OFDM-System umfasst.