DE102022106409A1

DE102022106409A1 - Empfänger und Verfahren zum Empfang von Symbolen über einen zeitvariablen und Doppler-Spread unterliegenden Übertragungskanal

Info

Publication number: DE102022106409A1
Application number: DE102022106409.3A
Authority: DE
Inventors: Yujie Liu; Yong Liang Guan; David González González
Original assignee: Continental Automotive Technologies GmbH; Nanyang Technological University
Current assignee: Continental Automotive Technologies GmbH; Nanyang Technological University
Priority date: 2021-10-27
Filing date: 2022-03-18
Publication date: 2023-04-27

Abstract

Ein wird ein nahezu optimaler Karhunen-Loeve-Basisexpansionsmodellierungs-(KL-BEM)-Empfänger für orthogonale Zeit-Frequenz-Raum-(Orthogonal Time Frequency Space - OTFS)-modulierte Signale mit überlagerten Pilotsignalen für hochmobile Kommunikation in einem Dopplerspreizung unterliegenden Kanal vorgeschlagen. Zunächst wird eine anfängliche KL-BEM-Kanalschätzung anhand der überlagerten Pilotsignale durchgeführt, gefolgt von der Entfernung der überlagerten Pilotsignale aus dem empfangenen OTFS-Signal und der Entzerrung durch einen Message-Passing-Algorithmus (MP). Danach werden die erkannten Datensymbole als Pseudopilotsignale zusammen mit den überlagerten Pilotsignalen verwendet, um sowohl die KL-BEM-Kanalschätzung als auch die Entzerrung in einer iterativen Weise zu verfeinern. Die Simulationsergebnisse bestätigen die überlegene Leistung des vorgeschlagenen KL-BEM-OTFS-Empfängers gegenüber dem Stand der Technik in Bezug auf den mittleren quadratischen Fehler (MSE) der Kanalschätzung und die Bitfehlerrate (BER). Außerdem liegt die BER-Leistung nahe an der unteren BER-Schwelle, die sich unter der Annahme einer perfekten Kanalschätzung ergibt. Das Verfahren trägt zu einer hohen spektralen Effizienz und einer schnellen Konvergenzleistung bei.

Description

FELD DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum Empfangen von Symbolen über einen orthogonalen Zeit-Frequenz-Raum-Kommunikationskanal (Orthogonal Time Frequency Space - OTFS), der einer Dopplerspreizung unterliegt, und einen Empfänger, der das Verfahren durchführt.
HINTERGRUND
Es wird erwartet, dass die drahtlose Kommunikation der sechsten Generation (6G) und darüber hinaus eine große Anzahl von hochmobilen Nutzern bedienen wird, z. B. Fahrzeuge, U-Bahnen, Autobahnen, Züge, Drohnen, LEO-Satelliten (Low Earth Orbit) usw.
Die vorangegangene vierte und fünfte Generation (5G) der drahtlosen Kommunikation nutzt das orthogonale Frequenzmultiplexverfahren (OFDM), das eine hohe spektrale Effizienz und eine hohe Robustheit gegenüber frequenzselektiven Fading-Kanälen bietet und auch die Verwendung von Entzerrern mit geringer Komplexität ermöglicht. Aufgrund von geschwindigkeitsabhängigen Dopplerverschiebungen oder -spreizungen und schnell wechselndem Mehrwegempfang leidet die hochmobile Kommunikation jedoch unter einer starken Zeit- und Frequenzstreuung. Zeit- und Frequenzstreuung führen jeweils zu einem Signalschwund beim Empfänger, der daher auch als doppelt selektiver Kanalschwund bezeichnet wird. Doppelt selektiver Kanalschwund beeinträchtigt die Leistung der OFDM-Kommunikation erheblich.
Als Alternative zu OFDM wurde die OTFS-Modulation als Lösung für das Problem des doppelselektiven Kanalschwunds vorgeschlagen.
Die OTFS-Modulation ist ein 2D-Modulationsverfahren, bei dem QAM-Informationssymbole über Trägerwellenformen gemultiplext werden, die lokalisierten Impulsen in einer Signaldarstellung entsprechen, die als Verzögerungs-Doppler-Darstellung bezeichnet wird. Die OTFS-Wellenformen sind sowohl zeitlich als auch frequenzmäßig gespreizt, bleiben aber bei allgemeinen Verzögerungs-Doppler-Kanalbeeinträchtigungen annähernd orthogonal zueinander. Theoretisch kombiniert OTFS die Zuverlässigkeit und Robustheit eines Spreizspektrums mit der hohen spektralen Effizienz und geringen Komplexität der Schmalbandübertragung.
Die OTFS-Wellenformen koppeln mit dem drahtlosen Kanal auf eine Weise, die die zugrunde liegende Physik direkt abbildet und ein hochauflösendes Verzögerungs-Doppler-Radarbild der zugehörigen Reflektoren liefert. Dadurch wird der zeit- und frequenzselektive Kanal in eine unveränderliche, trennbare und orthogonale Wechselbeziehung umgewandelt, bei der alle empfangenen Symbole dieselbe lokalisierte Beeinträchtigung erfahren und alle Verzögerungs-Doppler-Mehrwege-Zweige kohärent kombiniert werden.
Dadurch eignet sich OTFS ideal für die drahtlose Kommunikation zwischen Sendern und Empfängern, die sich mit hoher Geschwindigkeit zueinander bewegen, z. B. Empfänger oder Sender in Hochgeschwindigkeitszügen, Autos und sogar Flugzeugen.
OTFS stellt jedoch eigene Herausforderungen an die Kanalschätzung und -entzerrung in einem Empfänger, und die Verwendung angepasster herkömmlicher OFDM-Empfängerdesigns bietet nicht die erforderliche Leistung, erfordert einen erheblichen Pilot-Overhead von bis zu 50 % oder bietet nur unter in der Praxis unrealistischen idealen Bedingungen eine akzeptable Leistung.
In dieser Beschreibung stehen fettgedruckte Symbole für Vektoren oder Matrizen. Die hochgestellten Buchstaben T, H und † bezeichnen die Transponierte, die komplex-konjugierte Transponierte bzw. die Pseudo-Inverse eines Vektors oder einer Matrix. diag {a} ist eine Diagonalmatrix mit dem Vektor a auf ihrer Diagonalen, während diag {A} ein Vektor ist, dessen Elemente auf der Diagonalen der Matrix A liegen. ⊗ ist das Kronecker-Produkt.
BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Empfänger für ein OTFS-Übertragungssystem und ein entsprechendes Verfahren zum Empfang von binären Datenfolgen über einen OTFS-Kommunikationskanal vorzuschlagen, insbesondere in OTFS-Kommunikationskanälen mit einer großen Laufzeitspanne und einer großen Dopplerspreizung, wobei der Empfänger und das Verfahren die Verwendung von Kommunikationsrahmen mit einem geringen Pilot-Overhead ermöglichen oder überhaupt keine dedizierten Pilotslots erfordern und gleichzeitig eine nahezu optimale Leistung von der Übertragung bis zur Decodierung bieten.
Diese Aufgabe wird durch den Empfänger nach Anspruch 1 und das Empfangsverfahren nach Anspruch 8 erfüllt. Vorteilhafte Ausführungsformen und Weiterentwicklungen sind in den jeweiligen abhängigen Ansprüchen angegeben.
Die verschiedenen Aspekte der vorliegenden Erfindung beruhen auf einem neuartigen Modell, das einen OTFS-Kanal darstellt und das vor der Erörterung seiner Anwendung in dem neuartigen Empfänger und dem entsprechenden Empfangsverfahren vorgestellt wird.
1 zeigt ein Blockschaltbild eines allgemeinen OTFS-Übertragungssystems. Ein Sender 200 umfasst eine erste senderseitige Transformationseinheit 202 und eine zweite senderseitige Transformationseinheit 204. Serielle Binärdaten werden in einen Signalabbildner (in der Abbildung nicht dargestellt) eingegeben, der eine zweidimensionale Folge von Informationssymbolen x[k, l] ausgibt, in der die QAM-Symbole entlang der Verzögerungsachse und der Dopplerachse der Verzögerungs-Doppler-Domäne angeordnet sind. Die Informationssymbole umfassen Datensymbole, Pilotsymbole und Schutzsymbole, welche die Pilotsymbole umgeben. Die zweidimensionale Folge von Informationssymbolen x[k, l] wird in die erste senderseitige Transformationseinheit 202 eingegeben und einer inversen Finite-Symplektischen-Fourier-Transformation (iSFFT) unterzogen, die eine Matrix X[n, m] erzeugt, welche die zweidimensionale Folge von Informationssymbolen x[k, l] im Zeit-Frequenz-Bereich darstellt. Da der Sender im Zeitbereich sendet, ist eine weitere Transformation in der zweiten senderseitigen Transformationseinheit 204 erforderlich, die das Signal s[t] im Zeitbereich erzeugt, z. B. eine Heisenberg-Transformation. Das Signal s[t] wird dann über eine Antenne 206 über den Kommunikationskanal übertragen.
In einer realistischen Umgebung unterliegt das gesendete Signal auf seinem Weg vom Sender durch den Kommunikationskanal zum Empfänger einem doppelt selektiven Fading mit Dopplerspreizung. Das empfangene Signal ist eine Überlagerung einer direkten Kopie und einer Vielzahl von reflektierten Kopien des gesendeten Signals, wobei jede Kopie um eine Pfadverzögerung verzögert ist, die von der Länge der Pfadverzögerung des Signals abhängt, und um die Dopplerverschiebung frequenzverschoben ist, die von der Differenzgeschwindigkeit zwischen Sender, Reflektor und Empfänger abhängt. Jede der Signalkopien wird entsprechend ihrer jeweiligen Laufwegverzögerung und Differenzgeschwindigkeit gewichtet. Typische Doppler-Verschiebungen liegen in der Größenordnung von 10 Hz - 1 kHz, wobei in Szenarien mit extrem hoher Mobilität (z. B. Hochgeschwindigkeitszüge) und/oder hoher Trägerfrequenz größere Werte auftreten können. Da es in realistischen Umgebungen sehr wahrscheinlich ist, dass mehrere Reflektoren und/oder sich bewegende Reflektoren vorhanden sind, ist das empfangene überlagerte Signal über einen Frequenzbereich verteilt und nicht lediglich in der Frequenz verschoben, und die Signalverformung wird daher auch als Dopplerspreizung bezeichnet. In der folgenden Beschreibung wird der realistische Kommunikationskanal auch als realitätsnaher Kommunikationskanal bezeichnet.
In wird der realitätsnahe Kommunikationskanal durch die von der Sendeantenne 206 ausgestrahlten ungestörten Funkwellen und die verschiedenen ungeordneten Funkwellen dargestellt, die aus verschiedenen Richtungen und mit unterschiedlichen Abständen zueinander an der Empfängerantenne 302 ankommen. Die Funkwellen können die Antenne des Empfängers direkt oder nach ein- oder mehrmaliger Reflexion an einem oder mehreren stationären und/oder bewegten Objekten erreichen, was zu einer Dopplerverschiebung und unterschiedlichen Verzögerungen der reflektierten Funkwellen führen kann.
In wird der realitätsnahe Kommunikationskanal durch die von der Sendeantenne 206 ausgestrahlten ungestörten Funkwellen und die verschiedenen ungeordneten Funkwellen dargestellt, die aus verschiedenen Richtungen und mit unterschiedlichen Abständen zueinander an der Empfängerantenne 302 ankommen. Die Funkwellen können die Antenne des Empfängers direkt oder nach ein- oder mehrmaliger Reflexion an einem oder mehreren stationären und/oder bewegten Objekten erreichen, was zu einer Dopplerverschiebung und unterschiedlichen Verzögerungen der reflektierten Funkwellen führen kann.
Der Empfänger 300 nimmt das empfangene Signal r[t] im Zeitbereich auf, das einer ersten empfängerseitigen Transformationseinheit 304 zugeführt wird, in welcher es einer Wigner-Transformation unterzogen wird, um das empfangene Signal r[t] in eine Matrix Y[n, m] zu transformieren, die das empfangene Signal r[t] in der Zeit-Frequenz-Domäne darstellt. Um die Signaldetektion in der Verzögerungs-Doppler-Domäne zu ermöglichen, wird die Matrix Y[n, m] dann einer zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit 306 zugeführt, wo sie einer Finiten Symplektischen Fourier-Transformation (SFFT) unterzogen wird, die eine zweidimensionale Folge von Informationssymbolen y[k, l] in der Verzögerungs-Doppler-Domäne ausgibt. Die zweidimensionale Folge von Informationssymbolen y[k, l] wird einem Kanalschätzungs- und Entzerrungsblock 310 zugeführt, der eine Kanalschätzung CE und eine Signaldetektion SD durchführt und die ursprünglich übertragenen Symbole rekonstruiert, und schließlich einem De-Mapper zugeführt, der die ursprünglich übertragenen Binärdaten ausgibt (De-Mapper in der Abbildung nicht dargestellt).
Um eine Kanalschätzung im Empfänger zu ermöglichen, können im Sender Pilotsignale hinzugefügt werden. Diese Pilotsignale, die dem Empfänger im Voraus bekannt sind, befinden sich an bekannten Positionen innerhalb der zweidimensionalen Folge von Informationssymbolen, die am Ende übertragen wird. Die Pilotsignale, die den Platz von Datensymbolen einnehmen, aber keine Daten enthalten, verringern jedoch die spektrale Effizienz des Systems. In bekannten OTFS-Empfängern mit CE-BEM-Kanalschätzung muss der Pilot-Overhead mit zunehmender maximaler Übertragungsverzögerung und Dopplerspreizung erhöht werden, um eine akzeptable Leistung zu erreichen, was die spektrale Effizienz weiter verringert. Während viele OTFS-Kanäle eine bekannte maximale Übertragungsverzögerung und möglicherweise auch eine bekannte maximale Dopplerspreizung aufweisen, werden reale Systeme für eine noch höhere maximale Verzögerung und Dopplerspreizung ausgelegt, um eine gewisse Sicherheitsmarge zu bieten. Dadurch wird die spektrale Effizienz in solchen realitätsnahen Systemen noch weiter reduziert.
Eine Verbesserung der spektralen Effizienz kann durch die Verwendung von überlagerten Pilotsignalen und die Nutzung des frei werdenden Platzes für Datensymbole erreicht werden. Bei überlagerten Pilotsignalen werden Pilotsignale mit geringer Leistung verwendet, die den Datensymbolen in der Verzögerungs-Doppler-Domäne überlagert werden.
zeigt eine Illustration von überlagerten Pilotsignalen. Wie im linken Teil von zu sehen ist, können die Pilotsignale in der gesamten Ebene der zweidimensionalen Folge von Informationssymbolen angeordnet werden, die entlang der Verzögerungsachse und der Dopplerachse der Verzögerungs-Doppler-Domäne angeordnet sind, jedoch mit einer viel geringeren Leistung. Die Pilotsignale werden durch das regelmäßige Schachbrettmuster dargestellt, was darauf hinweist, dass die Pilotsignale dem Empfänger vorher bekannt sind. Die Daten werden durch das Zufallsmuster dargestellt, was auf die Veränderlichkeit der gesendeten Daten hinweist. Die Leistungsverteilung wird durch den Abstand von der Verzögerungs-Doppler-Ebene angezeigt. Der rechte Teil von zeigt eine beispielhafte Leistungszuweisung an Pilotsignale und Datensymbole. Es ist leicht zu erkennen, dass die Pilotsignale eine viel geringere Leistung haben als die Daten.
Die Datensymbole und die ihnen überlagerten Piloten werden in den OTFS-Signalvektor transformiert, der schließlich nach weiteren Transformationen übertragen wird.
In der folgenden Betrachtung des übertragenen Signals stehen M und N für die Dimensionen des Verzögerungsgitters bzw. des Dopplergitters, in dem die Symbole angeordnet sind. Der übertragene komplexe OTFS-Vektor x, der sowohl aus überlagerten Pilotsignalen als auch aus Datensymbolen besteht, ist definiert als $x = {[x [0,0], x [0,1], \dots, x [0, M - 1], \dots, x [N - 1,0], x [N - 1,1], \dots, x [N - 1, M - 1]]}^{T} .$
In realistischen Szenarien ist die Sendeleistung für die Daten- und Pilotsignal-Übertragung begrenzt, d. h., Datensymbole und Pilotsignale teilen sich die gesamte dem Sender zur Verfügung stehende Sendeleistung. Der übertragene komplexe OTFS-Vektor x kann als ein überlagerter Pilotsignal-Vektor x_sp und ein Datenvektor x_d in der Verzögerungs-Doppler-Domäne dargestellt werden, die wie folgt definiert sind $x_{sp} = {[x_{sp} [0,0], x_{sp} [0,1], \dots, x_{sp} [0, M - 1], \dots, x_{sp} [N - 1,0], x_{sp} [N - 1,1], \dots,_{sp} [N - 1, M - 1]]}^{T} .$
und $x_{d} = {[x_{d} [0,0], x_{d} [0,1], \dots, x_{d} [0, M - 1], \dots, x_{d} [N - 1,0], x_{d} [N - 1,1], \dots, x_{d} [N - 1, M - 1]]}^{T} .$
Mit P_T sei die Gesamtsendeleistung und mit α (α ∈ (0, 1)) das Zuweisungsverhältnis der Pilotsignal-Leistung bezeichnet. Daraus folgt, dass αP_T und (1 - α)P_T für die Übertragung von Pilotsignalen bzw. Datensymbolen verwendet werden. Folglich kann der übertragene OTFS-Signalvektor x ausgedrückt werden als $x = \sqrt{α} x_{sp} + \sqrt{1 - α} x_{d},$
wobei α das Maß der zugewiesenen Pilotsignal-Leistung ist. Wenn mehr Leistung für die Pilotübertragung verwendet wird, d.h. wenn α groß ist, ist in der Regel eine bessere Leistung bei der Kanalschätzung zu erwarten. Es würde jedoch weniger Leistung für die Datenübertragung verbleiben, was zu einem niedrigen Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) und damit zu einer geringen Zuverlässigkeit führt. Dagegen würden Pilotsignale, denen weniger Leistung zugewiesen wird, d.h. α ist klein, zu einer schlechten Kanalschätzung und Signalschätzung führen. Daher ist eine optimale Leistungsverteilung zwischen Daten- und Pilotsignalen von größter Bedeutung, um eine hohe Zuverlässigkeit zu erreichen.
Der empfangene OTFS-Vektor y in der Verzögerungs-Doppler-Domäne ist definiert als $y = {[y [0,0], y [0,1], \dots, y [0, M - 1], \dots, y [N - 1,0], y [N - 1,1], \dots, y [N - 1, M - 1]]}^{T} .$
Nach der Übertragung über den doppelt selektivem Kanalschwund unterliegenden Kanal mit Dopplerspreizung kann der empfangene Signalvektor y, der als Summe der die empfangenen Daten bzw. die ihnen überlagerten Piloten repräsentierenden Vektoren betrachtet werden kann, in der Verzögerungs-Doppler-Domäne wie folgt ausgedrückt werden $y = \sqrt{α} (F_{N} \otimes I_{M}) | H_{t} (F_{N}^{H} \otimes I_{M}) x_{sp} + \sqrt{1 - α} (F_{N} \otimes I_{M}) H_{t} (F_{N}^{H} \otimes I_{M}) x_{d} + w .$
wobei F_N die diskrete Fourier-Transformationsmatrix (DFT), I_M die M × M-Identitätsmatrix, w der Vektor des additiven weißen Gaußschen Rauschens (AWGN) und H_t die MN × MN zeitvariable Kanalmatrix im Zeitbereich ist, die wie folgt definiert ist, $H_{t} = [\begin{matrix} h [0,0] & 0 & \dots & 0 & h [0, L] & h [0, L - 1] & \dots & h [0,1] \\ h [1,1] & h [1,0] & 0 & \dots & 0 & h [1, L] & \dots & h [1,2] \\ ⋮ & ⋱ & ⋱ & ⋱ & ⋱ & ⋱ & ⋱ & ⋮ \\ h [L, L] & h [L, L - 1] & \dots & h [L,1] & h [L,0] & 0 & \dots & 0 \\ ⋮ & ⋱ & ⋱ & ⋱ & ⋱ & ⋱ & ⋱ & ⋮ \\ 0 & \dots & 0 & h [M N - 1, L] & h [M N - 1, L - 1] & \dots & h [M N - 1,1] & h [M N - 1,0] \end{matrix}]$
wobei h[t, l] den Kanalgewinn des l-ten Pfades zum t-ten Zeitpunkt bezeichnet, mit t = 0, 1, ..., MN-1, und l= 0, 1, ..., L.
Es sei $ƒ_{m a x} = \frac{ƒ_{c} ν}{c}$
die maximale Dopplerfrequenz, wobei f_c die Trägerfrequenz, v die Fahrzeuggeschwindigkeit und c die Lichtgeschwindigkeit ist. Unter Berücksichtigung des Jakes'schen Modells mit U-förmigem Dopplerspektrum ist die Korrelationsfunktion des l-ten Pfades als J₀(2πnƒ_maxT_s) definiert, wobei J₀(·) die Besselfunktion der ersten Art nullter Ordnung und T_s die Abtastperiode bezeichnet.
Die Verwendung der Verzögerungs-Doppler-Kanaldarstellung ist aufgrund ihrer Kompaktheit und Dünnbesetzung von Vorteil. Da es in der Regel nur eine kleine Anzahl physikalischer Reflektoren mit zugehörigen reflektierten Signalen gibt, sind für die Kanalmodellierung und -schätzung in der Verzögerungs-Doppler-Domäne weit weniger Parameter erforderlich als in der Zeit-Frequenz-Domäne.
Einige bekannte OTFS-Empfänger nutzen die Eigenschaften der Delay-Doppler-Kanaldarstellung und wenden ein Basis-Expansionsmodell (BEM) an, um den zeitvariablen Kanal als gewichtete Kombination einer Reihe von Basisfunktionen im OTFS-Bereich zu parametrisieren, wobei sie sich die Tatsache zunutze machen, dass die BEM dazu beitragen kann, die Anzahl der zu schätzenden unbekannten Kanalkoeffizienten zu reduzieren, wie weiter unten gezeigt wird.
Es gibt zahlreiche Arten von BEM, darunter die komplex-exponentielle BEM (complex exponential BEM - CE-BEM), die verallgemeinerte CE-BEM (generalized complex exponential BEM - GCE-BEM), die nicht-punktgenau abgetastete CE-BEM (noncritically sampled CE-BEM - NCS-CE-BEM), die polynomiale BEM, die diskrete gestreckt-kugelförmige (discrete prolate spheroidal - DPS) BEM, die Karhunen-Loeve-BEM (KL-BEM), die spatio-temporale BEM, usw.
Unter ihnen ist die CE-BEM das einfachste Modell, das jedoch mit einem erheblichen Modellierungsfehler behaftet ist. Positiv zu vermerken ist, dass CE-BEM und seine Varianten GCE-BEM und NCS-CE-BEM unabhängig von der Kanalstatistik sind. GCE-BEM zeichnet sich durch ihre Einfachheit und analytische Darstellbarkeit aus. Die BEM-Ordnung sollte jedoch mindestens verdoppelt werden, d.h. T ≥ 2, um eine annähernd optimale Leistung zu erreichen, wobei T der Parameter für die Modellauflösung ist. Insbesondere leidet die GCE-BEM mit T = 1 unter einem ziemlich großen Modellierungsfehler, während das Gegenstück mit T > 1 einen geringen Modellierungsfehler aufweist, wenn auch auf Kosten einer großen BEM-Ordnung und hoher Komplexität.
In OTFS-Empfängern, die Varianten der CE-BEM-Kanalschätzung verwenden, muss der Pilot-Overhead mit zunehmender maximaler Pfadverzögerung und Dopplerspreizung erhöht werden, um eine akzeptable Leistung zu erzielen. Ein solcher Anstieg führt zwangsläufig zu einer weiteren Verringerung der spektralen Effizienz. Während viele OTFS-Kanäle eine bekannte maximale Pfadverzögerung und möglicherweise auch eine bekannte maximale Dopplerspreizung aufweisen, werden reale Systeme für eine noch höhere maximale Verzögerung und Dopplerspreizung ausgelegt, um eine gewisse Sicherheitsmarge zu bieten. Dadurch wird die spektrale Effizienz in solchen realitätsnahen Systemen noch weiter reduziert.
KL-BEM mit einer guten Kenntnis der Kanaleigenschaften ist das genaueste BEM-Modell. Seine Leistung ist jedoch suboptimal, wenn die angenommenen Kanaleigenschaften vom tatsächlichen Kanal abweichen.
Die hier vorgeschlagene Lösung, bei der überlagerte Pilotsignale für eine anfängliche Kanalschätzung und erkannte Symbole als zusätzliche Pseudopilotsignale in iterativen, wiederholten Kanalschätzungen verwendet werden, bietet eine Möglichkeit, von der Genauigkeit des KL-BEM-Ansatzes zu profitieren.
Ein wichtiger Schritt ist die Bestimmung der am besten geeigneten Basisfunktionen für die KL-BEM-Kanalschätzung.
Unter Anwendung der KL-BEM kann H_t auch wie folgt ausgedrückt werden $H_{t} = Σ_{q = 0}^{Q = 1} diag {b_{q}} C_{q} + E$
wobei Q die BEM-Ordnung ist, d.h. die Anzahl der BEM-Basisfunktionen, die in der Regel durch $Q \geq 2 [\frac{N ƒ_{m a x}}{Δ ƒ}] + 1$
gegeben ist, und E die Kanalmodellierungsfehlermatrix. b_q und C_q sind als die q-te BEM-Basisfunktion und ihr entsprechender BEM-Koeffizient definiert, wobei q= 0, 1, ..., Q-1 ist. Die zyklische Matrix C_q kann wie folgt ausgedrückt werden $C_{q} = [\begin{matrix} c_{q} [0] & 0 & \dots & 0 & c_{q} [L] & c_{q} [L - 1] & \dots & c_{q} [1] \\ c_{q} [1] & c_{q} [0] & 0 & \dots & 0 & c_{q} [L] & \dots & c_{q} [2] \\ ⋮ & ⋱ & ⋱ & ⋱ & ⋱ & ⋱ & ⋱ & ⋮ \\ c_{q} [L] & c_{q} [L - 1] & \dots & c_{q} [1] & c_{q} [0] & 0 & \dots & 0 \\ ⋮ & ⋱ & ⋱ & ⋱ & ⋱ & ⋱ & ⋱ & ⋮ \\ 0 & \dots & 0 & c_{q} [L] & c_{q} [L - 1] & \dots & c_{q} [1] & c_{q} [0] \end{matrix}]$
Dank des Konzepts der diskreten Fourier-Transformation (DFT) kann die zyklische Matrix C_q wie folgt dargestellt werden $C_{q} = F_{M N}^{H} diag [F_{M N \times L} c_{q}] F_{M N}$
wobei C_q = [c_q[0], c_q[1],..., c_q[L],]^T der q-te BEM-Koeffizientenvektor ist, F_MN die MN-Punkt-DFT-Matrix ist und F_MN×L den ersten (L + 1) Spalten von FMN entspricht.
Folglich kann H_t ausgedrückt werden durch $H_{t} = \sum_{q = 0}^{Q - 1} diag {b_{q}} F_{M N}^{H} diag {F_{M N \times L} c_{q}} F_{M N} + E .$
Durch Anwendung von BEM auf OTFS ist es also möglich, die Anzahl der unbekannten zeitvariablen Kanalkoeffizienten von MN(L+1) auf Q(L+1) zu reduzieren.
Im Folgenden werden die optimalen BEM-Basisfunktionen am Beispiel des l-ten Pfads des Kanals untersucht. Es seien h_l und ĥ_l der Kanal bzw. die Kanalschätzung für den l-ten Pfad. Der mittlere quadratische Fehler (mean squared error - MSE) der Kanalschätzung ist definiert durch ${MSE}_{Channel} = \frac{E (Σ_{i = 0}^{L} {‖ h_{i} - {\hat{h}}_{i} ‖}^{2})}{L | + 1},$
was gleichbedeutend ist zu ${MSE}_{Channel} = \frac{E {Σ_{i = 0}^{L} trace (I_{M N} - B B^{| H}) R_{H H}}}{L + 1},$
wobei B = [b₀, b₁, ..., b_Q] und R_HH eine durch J₀(2πNƒ_maxT_s) bestimmte Kanalkorrelationsmatrix ist. Daher können die optimalen BEM-Basisfunktionen wie folgt bestimmt werden $B_{KL} = min_{\hat{B}} \frac{E {Σ_{i = 0}^{L} {trace (I_{M N} - \tilde{B} {\tilde{B}}^{| H}) R_{H H}}}{L + 1}$
was gleichbedeutend ist zu $B_{KL} = max_{\hat{B}} \frac{E {Σ_{i = 0}^{L} {trace (I_{M N} - \tilde{B} {\tilde{B}}^{| H}) R_{H H}}}{L + 1}$
Somit können die optimalen BEM-Basisfunktionen B durch die Wahl der Q Eigenvektoren gefunden werden, die den Q größten Eigenwerten entsprechen, d.h., $B_{KL} = V (:,1 : Q) .$
wobei V der Eigenvektor von R_HH ist. Daraus folgt $H_{t} = \sum_{q = 0}^{Q = 1} diag {b_{KL, q}} F_{M N}^{H} diag {F_{M N \times L} c_{q}} F_{M N} + E,$
wobei b_KL,q die ausgewählte optimierte BEM-Basisfunktion von B_KL ist.
Somit kann der empfangene Signalvektor y in der weiter oben definierten Verzögerungs-Doppler-Domäne nun wie folgt geschrieben werden $\begin{array}{l} y = \sqrt{α} \sum_{q = 0}^{Q} (F_{N} \otimes I_{M}) diag {b_{KL, q}} F_{M N}^{H} diag {F_{M N \times L} c_{q}} F_{M N} (F_{N}^{H} \otimes I_{M}) x_{sp} \\ + \sqrt{1 - α} \sum_{q = 0}^{Q} (F_{N} \otimes I_{M}) diag {b_{KL, q}} F_{M N}^{H} diag {F_{M N \times L} c_{q}} F_{M N} (F_{N}^{H} \otimes I_{M}) x_{d} + w + e . \end{array}$
wobei z der Fehler des empfangenen OTFS-Signals ist, der durch die KL-BEM-Modellierung entsteht. Es ist erwähnenswert, dass die vorstehende Gleichung äquivalent ist zu $\begin{array}{l} y = \sqrt{α} \sum_{q = 0}^{Q} (F_{N} \otimes I_{M}) diag {b_{KL, q}} F_{M N}^{H} diag {F_{M N} (F_{N}^{H} \otimes I_{M}) x_{sp}} F_{M N \times L} c_{q} \\ + \sqrt{1 - α} \sum_{q = 0}^{Q} (F_{N} \otimes I_{M}) diag {b_{KL, q}} F_{M N}^{H} diag {F_{M N} (F_{N}^{H} \otimes I_{M}) x_{d}} F_{M N \times L} c_{q} + w + z . \end{array}$
Die Darstellung des empfangenen Signalvektors y als Kombination eines Vektors y_d, der die Daten repräsentiert, und eines Vektors y_sp, der die überlagerten Pilotsignale plus Rauschen und Fehler repräsentiert, ermöglicht die Behandlung der Datensymbole als Interferenz für die Kanalschätzung. Im Gegensatz zu den Pilotsignalen können Datensignale eine hohe Variabilität aufweisen und eher zufällig erscheinen, was durch eine geeignete Anordnung der Datensymbole im zweidimensionalen OTFS-Übertragungsrahmen noch unterstrichen werden könnte, falls in den Datensignalen sich wiederholende Strukturen vorhanden sind.
Dies eröffnet den Weg für den Empfänger und das Empfangsverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung, bei dem ein KL-BEM-OTFS-Empfänger eine stufenweise iterative Kanalschätzung verwendet, die auf die Bedürfnisse von KL-BEM abgestimmt ist.
Der vorgeschlagene KL-BEM OTFS-Empfänger umfasst zwei Stufen: In einer ersten Stufe, in der die übertragenen Daten als Interferenz behandelt werden, wird der KL-BEM-Kanal zunächst nur anhand der überlagerten Pilotsignale geschätzt. Die überlagerten Pilotsignale werden dann aus dem empfangenen Signal entfernt oder gelöscht, und die anfängliche Schätzung der übertragenen Symbole wird unter Verwendung einer Entzerrung, z.B. durch einen Message-Passing-Algorithmus (MP), durchgeführt. Es können auch andere Entzerrer verwendet werden, einschließlich, aber nicht beschränkt auf den Zero-Forcing-Entzerrer mit geringer Komplexität, den MMSE-Entzerrer (Minimum Mean Square Error) und den linearen MMSE-Entzerrer.
In einer zweiten, iterativen Stufe werden die vom MP-Algorithmus geschätzten oder erkannten Datensymbole zusammen mit den überlagerten Pilotsignalen als zusätzliche Pseudopilotsignale verwendet, um die Kanalschätzung in einer iterativen Weise weiter zu verfeinern. Die Anzahl der Iterationen kann je nach gewähltem Abbruchkriterium fest oder variabel sein.
Die Kombination der beiden Stufen bietet sowohl hohe Genauigkeit als auch geringe Komplexität.
Unter Anwendung der Idee, die Daten als Rauschen für die auf den überlagerten Pilotsignalen basierende Kanalschätzung zu behandeln, kann der empfangene Signalvektor y in der weiter oben definierten Verzögerungs-Doppler-Domäne nun wie folgt geschrieben werden $\begin{array}{l} y = \sqrt{α} \sum_{q = 0}^{Q} \underset{Asp, q}{\underset{︸}{(F_{N} \otimes I_{M}) diag {b_{KL, q}} F_{M N}^{H} diag {F_{M N} (F_{N}^{H} \otimes I_{M}) x_{sp}} F_{M N \times L}}} c_{q} \\ + \underset{Interference}{\underset{︸}{\sqrt{1 - α} \sum_{q = 0}^{Q} (F_{N} \otimes I_{M}) diag {b_{KL, q}} F_{M N}^{H} diag {F_{M N} (F_{N}^{H} \otimes I_{M}) x_{d}} F_{M N \times L} c_{q}}} + w + z . \end{array}$
Der Teil, der die überlagerten Pilotsignale repräsentiert, kann durch A_sp,q dargestellt werden, und die Interferenz kann durch A_d,q dargestellt werden. Der Vektor des empfangenen Signals y in der Verzögerungs-Doppler-Domäne kann somit wie folgt ausgedrückt werden $y = \sqrt{α} Σ_{q = 0}^{Q} A_{sp, q} c_{q} + \underset{Interference}{\underset{︸}{\sqrt{1 - α} Σ_{q = 0}^{Q} A_{d, q} c_{q}}}$
Der als $c = [c_{1}^{T}, c_{2}^{T}, \dots, c_{Q - 1}^{T}]$
definierte KL-BEM-Koeffizientenvektor kann zunächst durch überlagerte Pilotsignale wie folgt erhalten werden: ${\hat{c}}^{0} - \frac{{(A_{sp})}^{+} y}{\sqrt{α}}$
mit A_sp = [A_sp,0, A_sp,1, ..., A_sp,Q-1].
Mit der BEM-Koeffizientenschätzung ĉ⁰ kann die Kanalmatrix H_t wie folgt bestimmt werden ${\hat{H}}_{t}^{i} = \sum_{q = 0}^{Q = 1} diag {b_{KL, q}} F_{M N}^{H} diag {F_{M N \times L} {\hat{c}}_{q}^{0}} F_{M N} + E .$
Unter Verwendung der anfänglichen Kanalschätzung Ĥ_t ⁰ werden dann die überlagerten Pilotsignale aus dem empfangenen OTFS-Signalvektory entfernt, was Folgendes ergibt ${\hat{y}}_{d}^{0} = y - \sqrt{α} (F_{N} \otimes I_{M}) {\hat{H}}_{t}^{0} (F_{N}^{H} \otimes I_{M}) x_{sp}$
und eine erste Schätzung der übertragenen Datensymbole wird an dem geschätzten empfangenen Datensignal ŷ_d ⁰ unter Verwendung der anfänglichen Kanalschätzung Ĥ_t ⁰ durchgeführt. Die Schätzung der Daten x̂_d ⁰ kann z. B. mit einem MP-Entzerrungsalgorithmus erfolgen. Man beachte, dass die hochgesetzte Zahl ⁰ anzeigt, dass es sich um die anfängliche Schätzung handelt, die ausschließlich auf den überlagerten Piloten beruht.
In der Iterationsphase werden die zuvor geschätzten Datensymbole x̂_d ^i-1 in den KL-BEM-Kanalschätzer zurückgeführt, wo sie in einer oder mehreren nachfolgenden Iterationen i der Kanalschätzung und -entzerrung zusammen mit den überlagerten Pilotsignalen als Pseudopilotsignale verwendet werden, um die Kanalschätzung und -entzerrung zu verbessern. Das Ergebnis der nächsten Iteration der Kanalschätzung wird dann verwendet, um die überlagerten Pilotsignale aus dem empfangenen Signalvektory zu entfernen, und der resultierende reine Datensignalvektor wird einer weiteren Entzerrung unterzogen, d. h. einer Schätzung der übertragenen Datensym bole.
Definiert man ${\hat{A}}_{d}^{i - 1} = [{\hat{A}}_{d,0}^{i - 1}, {\hat{A}}_{d,1}^{i - 1}, \dots, {\hat{A}}_{d, Q - 1}^{i - 1}]$
mit ${\hat{A}}_{d, q}^{i - 1} = (F_{N} \otimes I_{M}) diag {b_{KL, q}} F_{M N}^{H} diag {F_{M N} (F_{N}^{H} \otimes | I_{M}) {\hat{x}}_{d}^{i - 1}} F_{M N \times L}$
so lässt sich der weiter oben definierte Empfangssignalvektor y im Verzögerungs-Doppler-Bereich nun wie folgt schreiben: $y = \underset{A^{i - 1}}{\underset{︸}{(\sqrt{α} A_{sp} + \sqrt{1 - α} {\hat{A}}_{d}^{i - 1})}} c + w + z .$
Der verfeinerte KL-BEM-Koeffizientenvektor c ergibt sich als cⁱ = (A^i-1)^†y.
In ähnlicher Weise werden die überlagerten Pilotsignale aus dem empfangenen OTFS-Signal entfernt, so dass sich folgendes ergibt: ${\hat{y}}_{d}^{i} = y - \sqrt{α} (F_{N} \otimes I_{M}) {\hat{H}}_{t}^{i} (F_{N}^{H} \otimes I_{M}) x_{sp} .$
Mit dem geschätzten empfangenen Datensignal ŷ_d ⁱ und der Kanalschätzung Ĥ_t ⁱ kann schließlich das geschätzte Datensignal, bezeichnet als x̂_d ⁱ, durch den MP-Entzerrungsalgorithmus leicht identifiziert werden. Die vorgenannten Schritte von der verfeinerten Kanalschätzung bis zur verfeinerten Entzerrung werden iterativ wiederholt, bis ein Abbruchkriterium erfüllt ist, z. B. eine sich nicht mehr verändernde Performance erreicht ist.
Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung umfasst ein Empfänger für ein OTFS-Übertragungssystem eine erste empfängerseitige Transformationseinheit und eine zweite empfängerseitige Transformationseinheit. Der Empfänger ist dazu eingerichtet, an einem Eingang der ersten empfängerseitigen Transformationseinheit ein Signal im Zeitbereich zu empfangen, welches einen Kommunikationsrahmen darstellt, der Datensignale und diesen überlagerte Pilotsignale in der Verzögerungs-Doppler-Domäne umfasst, die über einen realitätsnahen Kommunikationskanal übertragen werden, d.h. einen einer Dopplerspreizung unterliegenden Kommunikationskanal. Die erste empfangsseitige Transformationseinheit gibt eine zweidimensionale Darstellung des empfangenen Kommunikationsrahmens in der Zeit-Frequenz-Domäne aus. Das Ausgangssignal der ersten empfängerseitigen Transformationseinheit wird einem Eingang der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit zugeführt, die eine zweidimensionale Darstellung des empfangenen Kommunikationsrahmens aus Datensignalen und überlagerten Pilotsignalen in der Verzögerungs-Doppler-Domäne ausgibt. Das Ausgangssignal der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit wird einem ersten Eingang einer KL-BEM-Kanalschätzeinheit zugeführt, wobei eine Darstellung der überlagerten Pilotsignale, d.h. der dem zweidimensionalen Übertragungsrahmen in der Verzögerungs-Doppler-Domäne überlagerten Pilotsignale, einem zweiten Eingang dieser Einheit zugeführt wird. Die Kanalschätzung verwendet zunächst nur die überlagerten Pilotsignale für die Kanalschätzung. Die KL-BEM-Kanalschätzungseinheit gibt eine erste Schätzung Ĥ_t ⁱ⁼⁰ der Kanalmatrix im Zeitbereich aus. Die anfängliche Schätzung Ĥ_t ⁱ⁼⁰ der Kanalmatrix im Zeitbereich sowie das Ausgangssignal der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit werden einer Pilotsignalentfernungseinheit zugeführt, die auf der Grundlage der anfänglichen Schätzung der Kanalmatrix im Zeitbereich Ĥ_t ⁱ⁼⁰ die überlagerten Pilotsignale aus dem von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit ausgegebenen Empfangssignal entfernt. Das verbleibende Signal, das eine anfängliche Schätzung ausschließlich der in dem empfangenen zweidimensionalen Übertragungsrahmen in der Verzögerungs-Doppler-Domäne enthaltenen Daten darstellt, wird einem Entzerrer zugeführt, der einen ersten geschätzten Satz von Datensymbolen x̂_d ⁱ⁼⁰ ausgibt. Der Entzerrer kann einen Message-Passing-Algorithmus (MP) verwenden. Das Ausgangssignal des Entzerrers, d. h. der erste geschätzte Satz von Datensymbolen x̂_d ⁱ⁼⁰, wird der KL-BEM-Kanalschätzeinheit wieder zugeführt, die den ersten geschätzten Satz von Datensymbolen x̂_d ⁱ⁼⁰ zusammen mit dem von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit ausgegebenen Empfangssignal für eine erste Wiederholung der Kanalschätzung verwendet. Bei dieser Wiederholung, bei der alle zuvor beschriebenen Schritte wiederholt werden, wird der erste geschätzte Satz von Datensymbolen x̂_d ⁱ⁼⁰ als Pseudopilotsignale zusätzlich zu den überlagerten Pilotsignalen verwendet. Die erste Wiederholung führt zu einer weiteren Schätzung der Kanalmatrix im Zeitbereich Ĥ_t ⁱ⁼¹, zu einer weiteren Schätzung des empfangenen reinen Datensignals und zu einem weiteren geschätzten Satz von Datensymbolen x̂_d ⁱ⁼¹. Die Verfahrensschritte, d. h. die KL-BEM-Kanalschätzung, die Beseitigung überlagerter Pilotsignale und die Entzerrung, werden iterativ wiederholt, bis ein Abbruchkriterium erfüllt ist.
Zu den Abbruchkriterien kann die Konvergenz der Ausgangssignale der Entzerrereinheit gehören. Eine solche Konvergenz kann z.B. angenommen werden, wenn die Bitfehlerrate des dekodierten Ausgangssignals der Entzerrereinheit für zwei aufeinander folgende Iterationen unter einem vorgegebenen Schwellenwert liegt. Der Schwellenwert kann z.B. eine Differenz der Bitfehlerraten sein, die kleiner als 10^-6 ist. Ein weiteres denkbares Abbruchkriterium kann eine vorgegebene Anzahl von Iterationen sein. Es ist auch möglich, eine maximale Anzahl von Iterationen festzulegen, nach der die Iteration beendet wird, aber die Iteration früher zu beenden, wenn die Bitfehlerrate für zwei aufeinanderfolgende Iterationen unter dem vorbestimmten Schwellenwert liegt, bevor die maximale Anzahl von Iterationen erreicht ist.
In einer oder mehreren Ausgestaltungen des Empfängers ist die erste empfängerseitige Transformationseinheit dazu eingerichtet, eine endliche Fourier-Transformation, eine inverse Heisenberg- oder Wigner-Transformation durchzuführen.
In einer oder mehreren Ausgestaltungen des Empfängers ist die zweite empfängerseitige Transformationseinheit dazu eingerichtet, eine symplektische finite Fourier-Transformation durchzuführen.
In einer oder mehreren Ausgestaltungen des Empfängers führt der Entzerrer einen Message-Passing-, einen Zero-Forcing- und/oder einen Minimum-Mean-Square-Error-Ausgleich durch.
Eine oder mehrere Ausgestaltungen des Empfängers umfassen ferner eine Steuereinheit, die Informationen über die absolute Geschwindigkeit und Richtung des Empfängers über Grund, die absolute Geschwindigkeit und Richtung des Senders über Grund und/oder die relative Geschwindigkeit zwischen dem Empfänger und dem Sender empfangen kann. Die empfangenen Informationen werden an die KL-BEM-Kanalschätzungseinheit weitergeleitet, um bei der Kanalschätzung zu verwendende KL-BEM-Parameter zu bestimmen. Die KL-BEM-Parameter können unter anderem eine von der Differenzgeschwindigkeit abhängige Kanalkorrelationsmatrix enthalten, was zu unterschiedlichen BEM-Basisfunktionen führt, wie weiter unten noch näher erläutert wird.
In einer oder mehreren Ausgestaltungen des Empfängers unterscheidet sich die KL-BEM-Ordnung für die anfängliche Kanalschätzung von der KL-BEM-Ordnung für nachfolgende Iterationen. Vorzugsweise ist die KL-BEM-Ordnung für nachfolgende Iterationen höher als die für die anfängliche Kanalschätzung. Die KL-BEM-Ordnung kann mit zunehmender Anzahl von Iterationen erhöht werden, da die zunehmende Anzahl von bereits geschätzten Datensymbolen, die nun als Pseudopiloten dienen, die Kanalschätzung nicht mehr stören.
In einer oder mehreren Ausgestaltungen des Empfängers kann sich das Leistungszuweisungsverhältnis zwischen Daten und Piloten zwischen zwei Übertragungsrahmen ändern, und die Steuereinheit ist dazu eingerichtet, Informationen über das für einen Übertragungsrahmen verwendete Leistungszuweisungsverhältnis zu empfangen. Die empfangene Information wird an die KL-BEM-Kanalschätzungseinheit und/oder an die Pilotsignalentfernungseinheit weitergeleitet.
Ein drahtloses Gerät gemäß einem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung umfasst einen Empfänger für ein OTFS-Übertragungssystem wie oben beschrieben.
Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung umfasst ein Verfahren zum Empfangen einer binären Datenfolge über einen realitätsnahen, doppelt-selektivem Kanalschwund unterliegenden OTFS-Kommunikationskanal das Empfangen eines einen Kommunikationsrahmen mit Datensignalen und diesen überlagerten Pilotsignalen repräsentierenden kontinuierlichen Signals im Zeitbereich über den Kommunikationskanal. Das Verfahren umfasst ferner das Transformieren des den Kommunikationsrahmen repräsentierenden kontinuierlichen Signals im Zeitbereich in einer ersten empfängerseitigen Transformationseinheit in eine zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne, welche an einem Ausgang der ersten empfängerseitigen Transformationseinheit bereitgestellt wird. In einem nächsten Schritt des Verfahrens wird die zweidimensionale Anordnung von Pilot- und Datensignalen umfassenden Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne in einer zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit in einen zweidimensionalen, Pilot- und Datensignale umfassenden Kommunikationsrahmen in der Verzögerungs-Doppler-Domäne transformiert, welcher an einem Ausgang der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit bereitgestellt wird. Um eine erste Schätzung der Kanalmatrix im Zeitbereich Ĥ_t ⁱ⁼⁰ an einem Ausgang einer KL-BEM-Kanalschätzungseinheit zu erhalten, werden das Ausgangssignal der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit und ein die überlagerten Pilotsignale darstellendes Signal x_p der KL-BEM-Kanalschätzungseinheit zugeführt. In einem nächsten Schritt des Verfahrens werden die erste Schätzung der Kanalmatrix im Zeitbereich Ĥ_t ⁱ⁼⁰ sowie das Ausgangssignal der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit einer Pilotsignalentfernungseinheit zugeführt, um die überlagerten Pilotsignale aus dem von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit ausgegebenen empfangenen Signal y zu entfernen. Das von der Pilotsignalentfernungseinheit ausgegebene Signal wird einer Entzerrereinheit zugeführt, um einen ersten geschätzten Satz von Datensignalen x̂_d ⁱ⁼⁰ an einem Ausgang der Entzerrereinheit zu erhalten. Das Verfahren umfasst ferner die Rückführung des ersten geschätzten Satzes von Datensignalen x̂_d ⁱ⁼⁰ an den Eingang der KL-BEM-Kanalschätzungseinheit, die die Schätzung der Kanalmatrix im Zeitbereich H_t ^i≥1 unter Verwendung des geschätzten Satzes x̂_d ⁱ⁼⁰ als Pseudopilotsignale wiederholt. Die neu geschätzte Kanalmatrix im Zeitbereich H_t ^i≥1 wird dann zum Entfernen der überlagerten Pilotsignale verwendet, und es wird eine weitere Schätzung eines Satzes von Datensignalen x_d ^i≥1 durchgeführt. Die Rückführung der letzten Schätzung eines Satzes von Datensignalen x̂_d ^i≥1 wird iterativ wiederholt, bis ein Abbruchkriterium erfüllt ist. Nach jeder Schätzung eines Satzes von Datensignalen x̂_d ^i≥1 wird das Ergebnis der Schätzung anhand dieses Abbruchkriteriums überprüft.
In einer oder mehreren Ausgestaltungen des Verfahrens umfasst das Transformieren des den Kommunikationsrahmen darstellenden kontinuierlichen Signals im Zeitbereich in eine zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne das Anwenden einer endlichen Fourier-Transformation, einer inversen Heisenberg- oder Wigner-Transformation auf das den Kommunikationsrahmen darstellende kontinuierliche Signal im Zeitbereich
In einer oder mehreren Ausgestaltungen des Verfahrens umfasst das Transformieren der zweidimensionalen, Datensignale und überlagerte Pilotsignale umfassenden Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne in einen zweidimensionalen, Datensignale und überlagerte Pilotsignale umfassenden Kommunikationsrahmen in der Verzögerungs-Doppler-Domäne das Anwenden einer symplektischen finiten Fourier-Transformation auf die zweidimensionale, Datensignale und überlagerte Pilotsignale umfassende Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne.
In einer oder mehreren Ausgestaltungen des Verfahrens umfasst das Erhalten eines geschätzten Satzes von mindestens Datensignalen in der Entzerrereinheit das Anwenden einer Message-Passing-Entzerrung, einer Zero-Forcing-Entzerrung oder einer auf der Minimierung des mittleren quadratischen Fehlers basierenden Entzerrung auf das Ausgangssignal der Pilotsignalentfernungseinheit.
In einer oder mehreren Ausgestaltungen umfasst das Verfahren ferner den Empfang von Informationen über die absolute Geschwindigkeit und Richtung des Empfängers über Grund, die absolute Geschwindigkeit und Richtung des Senders über Grund und/oder die relative Geschwindigkeit zwischen dem Empfänger und dem Sender in einer Steuereinheit, und die Bestimmung von bei der Kanalschätzung zu verwendenden KL-BEM-Parametern auf dieser Grundlage. Die KL-BEM-Parameter können unter anderem eine von der Differenzgeschwindigkeit abhängige Kanalkorrelationsmatrix enthalten, die zu unterschiedlichen BEM-Basisfunktionen führt.
Zu diesem Zweck kann der Empfänger frühere Kanalschätzungen und zugehörige Differenzgeschwindigkeiten speichern. Die Kanalschätzungen werden zur Berechnung der Kanalkorrelationsmatrix verwendet, die für die nächste Kanalschätzung herangezogen wird. Dabei ist zu beachten, dass sich die Kanalkorrelationsmatrix im Gegensatz zum Kanal langsam über die Zeit verändert. Ĥ_j sei die Kanalschätzung für denj-ten OTFS-Rahmen. Die Kanalkorrelationsmatrix wird wie folgt berechnet $R_{H H} = \frac{1}{N_{s}} Σ_{j = 1}^{N_{s}} {\hat{H}}_{j} {\hat{H}}_{j}^{H}$
wobei N_s die Anzahl der vorherigen Kanalschätzungen ist.
Anfangs gibt es keine vorherigen Kanalschätzungen. In diesem Fall kann das Modell von Jakes zur Bestimmung einer Kanalkorrelationsmatrix verwendet werden. Das Modell von Jakes ermöglicht die Berechnung der Kanalkorrelationsmatrix unter anderem auf der Grundlage der Differenzgeschwindigkeit v, der Trägerfrequenz ƒ_c, wobei J₀(2πnƒ_maxT_s) verwendet wird, worin J₀(·) die Besselfunktion der ersten Art nullter Ordnung, T_s die Abtastperiode und $ƒ_{m a x} = \frac{ƒ_{c} ν}{c}$
sind.
Sobald eine oder mehrere Kanalschätzungen ermittelt wurden, kann die Kanalkorrelationsmatrix anschließend wie oben beschrieben mit diesen Informationen aktualisiert werden.
KL-BEM-Basisfunktionen können unter Verwendung der Differenzgeschwindigkeit v, der Trägerfrequenz ƒ_c und der Kanalkorrelationsmatrix R_HH ermittelt werden. Es ist zu beachten, dass eine Abhängigkeit zwischen der Anzahl der KL-BEM-Basisfunktionen Q und der Differenzgeschwindigkeit v sowie der Trägerfrequenz ƒ_c besteht. Es sei an dieser Stelle daran erinnert, dass die KL-BEM-Basisfunktionen den Q Eigenvektoren der Kanalkorrelationsmatrix R_HH entsprechen, die deren Q größten Eigenwerten entsprechen.
Das Empfangsverfahren kann durch Computerprogrammanweisungen verkörpert sein, welche, wenn sie von einem Mikroprozessor ausgeführt werden, den Computer und/oder Hardwarekomponenten eines Empfängers eines hier vorgestellten OTFS-Übertragungssystems veranlassen, das hier vorgestellte Empfangsverfahren auszuführen.
Die Computerprogrammanweisungen können abrufbar auf einem computerlesbaren Medium oder Datenträger gespeichert oder übertragen werden. Das Medium oder der Datenträger kann physisch verkörpert sein, z. B. in Form einer Festplatte, einer SSD, eines Flash-Speichers oder dergleichen. Das Medium oder der Datenträger kann aber auch ein moduliertes elektromagnetisches, elektrisches oder optisches Signal umfassen, das vom Computer mittels eines entsprechenden Empfängers empfangen und in einen Speicher des Computers übertragen und dort gespeichert wird.
Die verschiedenen Elemente des oben vorgestellten Empfängers können in Hardware, als Softwaremodule oder Kombinationen davon implementiert sein, d.h. Hardware, die durch Software gesteuert und/oder parametrisiert wird.
Die Leistungsfähigkeit der KL-BEM-Kanalmodellierung für die Kanalschätzung im Empfänger wird im Folgenden im Vergleich zu dem von H. B. Mishra, P. Singh, A. K. Prasad und R. Budhiraja in: „Iterative channel estimation and data detection in OTFS using superimposed pilots", Proc. IEEE Int. Conf. Commun. (ICC) Workshops, Montreal, QC, Canada, 2021, S. 1-6 beschriebenen bekannten OTFS-Empfänger mit überlagerten Pilotsignalen und einem von Y. Liu, Y. Guan und dem von D. Gonzalez G. in: „Near-optimal BEM OTFS receiver with low pilot overhead for high mobility communications“ vorgeschlagenen BEM OTFS Empfänger beschrieben, eingereicht bei IEEE Trans. Commun., wobei letzterer die Grundlage für die deutsche Patentanmeldung Nr. DE 10 2021 126 321 ist. Es ist hervorzuheben, dass der dedizierte Pilotsignal-Overhead des BEM-OTFS-Empfängers etwa 11 % beträgt, während der des erfindungsgemäßen KL-BEM-OTFS-Empfängers und des bestehenden überlagerten pilotsignalgestützten OTFS-Empfängers 0 ist.
Es sei angenommen, dass jeder OTFS-Rahmen M = 128 Verzögerungsbereiche hat, von denen jeder aus N = 16 Dopplerbereichen besteht. Die Trägerfrequenz ist ƒ_c = 4 GHz, und der Unterträgerabstand ist Δf = 15 KHz. Es wird ein wie in der 3GPP TR 38.901, „Study on channel model for frequencies from 0.5 to 100 GHz“, 2017, vorgeschlagenes 5G-TDL-E-Modell mit der Kanallänge L= 21 und ein Jake'sches Dopplerspektrum angenommen. Die Fahrzeuggeschwindigkeit beträgt v = 125 km/h, mit einer entsprechenden normalisierten Dopplerspreizung, die durch ƒ_max T_s = 0,03 gegeben ist. Das Zuweisungsverhältnis der Pilotsignalleistung α beträgt in den , und 10 %, während das Zuweisungsverhältnis der Pilotsignalleistung α in eine Variable ist. Ferner wird angenommen, dass die Symbole mit Quadratur-Phasenumtastung (QPSK) moduliert werden.
Der mittlere quadratische Fehler (MSE) der Kanalmodellierung ist als ${MSE}_{H_{t}}^{i} = \frac{E {{({\hat{H}}_{t}^{i} - H_{t})}^{2}}}{M N (L + 1)}$
definiert, wobei Ĥ_t ⁱ die i -te Kanalschätzung des iterativen Verfahrens ist.
zeigt die anfängliche BER-Leistung durch die überlagerten Pilotsignale in Abhängigkeit von der BEM-Ordnung Q_s bei SNR = 12 dB. Die geeignete BEM-Ordnung für die anfängliche, auf überlagerte Pilotsignale gestützte Kanalschätzung und -entzerrung ist 2. Der KL-BEM-Kanalschätzer mit kleinerer BEM-Ordnung Q_s ist nicht in der Lage, den zeitvariablen Kanal genau zu modellieren. Dementsprechend hat der KL-BEM OTFS-Empfänger mit Q_s = 1 bei der anfänglichen SP-gestützten Kanalschätzung und -entzerrung eine schlechte BER-Leistung. Die anfängliche BER verschlechtert sich, wenn Q_s von 3 auf 5 ansteigt. Der Grund dafür ist, dass mehr BEM-Koeffizienten unter Verwendung der überlagerten Pilotsignale geschätzt werden müssen. Da dadurch die Interferenz von Datensymbolen einen größeren Einfluss hat, verschlechtert sich die Kanalschätzungsleistung. Man beachte, dass beim vorgeschlagenen KL-BEM-OTFS-Empfänger die BEM-Ordnung Q_s = 2 bei der anfänglichen SP-gestützten Kanalschätzung ausgenutzt wird, während Q = 2[Nƒ_max / Δƒ] + 1 = 3 in der iterativen datengestützten Kanalschätzung verwendet wird.
zeigt den MSE der Kanalschätzung und zeigt die BER-Leistung des vorgeschlagenen KL-BEM-OTFS-Empfängers im Vergleich zu dem von Y. Liu, Y. Guan und D. Gonzalez G. als „Near-optimal BEM OTFS receiver with low pilot overhead for high-mobility communications“ vorgeschlagenen, bekannten BEM-OTFS-Empfänger, eingereicht bei IEEE Trans. Commun., und dem von H. B. Mishra, P. Singh, A. K. Prasad und R. Budhiraja als „Iterative channel estimation and data detection in OTFS using superimposed pilots," in Proc. IEEE Int. Conf. Commun. (ICC) Workshops, Montreal, QC, Kanada, 2021, S. 1-6 vorgeschlagenen OTFS-Empfänger mit überlagerten Pilotsignalen (SP).
Da der bestehende OTFS-Empfänger mit überlagerten Pilotsignalen für Kanäle mit Dopplerverschiebung und nicht mit Dopplerspreizung gedacht ist, hat er die schlechteste Leistung. Der vorgeschlagene KL-BEM-OTFS-Empfänger ohne Verwendung der dedizierten Pilotsignale übertrifft den bestehenden BEM-OTFS-Empfänger mit dem dedizierten Pilotsignal-Overhead von 11 % sowohl hinsichtlich des MSE der Kanalschätzung als auch der BER-Leistung leicht. Die BER-Leistung des Empfängers liegt nahe an der unteren Grenze, die bei einer perfekten Kanalschätzung erhalten wird.
zeigt die Konvergenzeigenschaften des vorgeschlagenen KL-BEM-OTFS-Empfängers und des bestehenden BEM-OTFS-Empfängers bei einem SNR von 12 dB. Es ist leicht zu erkennen, dass beide Empfänger innerhalb von 3 Iterationen schnell konvergieren. Es ist jedoch hervorzuheben, dass der vorgeschlagene KL-BEM-OTFS-Empfänger keine dedizierten Pilotsignale benötigt und eine höhere spektrale Effizienz als der bestehende BEM-OTFS-Empfänger bietet.
zeigt die BER-Eigenschaften des vorgeschlagenen KL-BEM-OTFS-Empfängers und des herkömmlichen OTFS-Empfängers, der überlagerte Pilotsignale nutzt, als Funktion des Pilotsignalleistungs-Zuweisungsverhältnisses bei einem SNR von 12 dB. Der vorgeschlagene KL-BEM-OTFS-Empfänger zeigt bessere BER-Eigenschaften als der herkömmliche OTFS-Empfänger, der überlagerte Pilotsignale nutzt, unabhängig vom Verhältnis der zugewiesenen Pilotsignalleistung. Das optimale Zuweisungsverhältnis der Pilotleistung für den vorgeschlagenen KL-BEM OTFS-Empfänger beträgt 10 %, was zu einer minimalen BER führt.
Die zweistufige Kanalschätzung im Empfänger, die eine erste Kanalschätzung, gefolgt von der Entfernung der überlagerten Pilotsignale und einer ersten Entzerrung und Symbolschätzung, sowie deren iterative Wiederholung unter zusätzlicher Verwendung der zuvor geschätzten Symbole als Pseudopilotsignale zur Verfeinerung der Kanalschätzung vorsieht, ermöglicht den Entwurf eines OTFS-Kommunikationsrahmens ohne dedizierte Pilotsignale und trägt somit zu einer hohen spektralen Effizienz bei. Die verfeinerte Kanalschätzung nach jeder Iteration führt zu einer verbesserten Entzerrung, wodurch mehr Pseudopilotsignale verfügbar werden. Die vorgenannte verfeinerte Kanalschätzung und Entzerrung werden iterativ wiederholt, bis ein Abbruchkriterium erreicht ist, z. B. eine vorgegebene Anzahl von Iterationen oder eine Verbesserung gegenüber der vorherigen Entzerrung, die unter einem vorgegebenen Wert liegt. Dies führt zu einer nahezu optimalen Performance, die sich der unteren Grenze annähert, und bietet eine höhere Zuverlässigkeit der Symbolschätzungen. Da die überlagerten Pilotsignale nur einen vergleichsweise geringen Anteil an der gesamten Sendeleistung benötigen, können die übertragenen Symbole mit höherer Zuverlässigkeit geschätzt werden.
Der hier vorgestellte KL-BEM-OTFS-Empfänger für OTFS-Übertragungen mit überlagerten Pilotsignalen kann sehr vorteilhaft für die hochmobile Kommunikation auf Kanälen mit langen Verzögerungsspannen eingesetzt werden. Im Gegensatz zu bestehenden Empfängern, die für realitätsnahe Kanäle mit Dopplerspreizung nicht optimiert oder überhaupt nicht geeignet sind oder die voraussetzen, dass Verzögerungen und Dopplerverschiebungen über mehrere aufeinanderfolgende OTFS-Übertragungsrahmen hinweg konstant sind, benötigt der vorgeschlagene KL-BEM-OTFS-Empfänger keine dedizierten Pilotsignale für die Schätzung von Laufzeiten, Dopplerverschiebungen oder Pfadgewinnen und braucht keine Vorkenntnisse über diese Kanalunvollkommenheiten oder -verzerrungen. Daher kann der vorgeschlagene KL-BEM-OTFS-Empfänger gut mit sich schnell ändernden Dopplerspreizungen umgehen. Die Verwendung von überlagerten Pilotsignalen mit geringer Leistung führt hingegen zu einer höheren spektralen Effizienz, und die Verwendung von KL-BEM führt zu einer erheblichen Verbesserung der Leistungsfähigkeit im Vergleich zu herkömmlichen Lösungen in Bezug auf den MSE der Kanalschätzung und die BER. Eine nahezu optimale BER-Leistung kann durch die Wahl einer Reihe geeigneter KL-BEM-Basisfunktionen erreicht werden, ohne dass sich die rechnerische Komplexität im Vergleich zu den herkömmlichen Verfahren erhöht. Durch die Wahl einer geeigneten BEM-Ordnung in der anfänglichen pilotsignalgestützten Kanalschätzung kann der vorgeschlagene KL-BEM-OTFS-Empfänger eine schnelle Konvergenz bieten, die nur drei Iterationen erfordert und sich dabei der unteren BER-Grenze annähert, die durch Annahme einer perfekten Kanalschätzung bestimmt wird.
Figurenliste
Im folgenden Abschnitt werden beispielhafte Ausführungsformen der Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher beschrieben. In der Zeichnung zeigt

1 ein Blockdiagramm eines allgemeinen OTFS-Übertragungssystems,
2 schematisch die überlagerten Pilotsignale und deren Leistungszuweisung,
3 ein Blockdiagramm der Kanalschätzung und Entzerrung eines beispielhaften Empfängers gemäß der vorliegenden Erfindung,
4 eine Darstellung der BER über die BEM-Ordnung eines erfindungsgemäßen KL-BEM-Empfängers,
5 einen Vergleich des Kanalschätzungsfehlers und der BER über dem SNR für verschiedene OTFS-Empfänger,
6 einen Vergleich der BER über die Anzahl der Iterationen für verschiedene OTFS-Empfänger,
7 die BER-Eigenschaften des vorgeschlagenen KL-BEM-OTFS-Empfängers und des herkömmlichen pilotsignalgestützten OTFS-Empfängers als Funktion des Pilotleistungszuweisungsverhältnisses bei einem SNR von 12 dB,
8 ein Flussdiagramm eines Verfahrens zum Empfang einer binären Datenfolge über einen OTFS-Kommunikationskanal, der für doppelt-selektivem Fading unterliegt.

In den Abbildungen können identische oder ähnliche Elemente mit den gleichen Referenzbezeichnungen bezeichnet sein.
BESCHREIBUNG VON AUSFÜHRUNGSBEISPIELEN
Die , und bis wurden bereits weiter oben beschrieben und werden nicht noch einmal erörtert.
zeigt ein Blockdiagramm der Kanalschätzung und Entzerrung eines beispielhaften KL-BEM-OTFS-Empfängers gemäß der vorliegenden Erfindung. Die Kanalschätzung und Entzerrung ersetzen den in 1 gezeigten allgemeinen Kanalschätzungs- und Entzerrungsblock 310. Alle anderen Elemente des in 1 gezeigten Empfängers 300, d. h. die erste und zweite empfängerseitige Transformationseinheit 304 bzw. 306, sind identisch und in der Abbildung nicht dargestellt.
Die zweidimensionale Anordnung von Datensignalen und überlagerten Pilotsignalen y[k, l] in der Verzögerungs-Doppler-Domäne, die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit 306 ausgegeben wird, wird an einen ersten Eingang einer KL-BEM-Kanalschätzungseinheit 320 und auch an einen Eingang einer Pilotsignalentfernungseinheit 322 angelegt. Die KL-BEM-Kanalschätzungseinheit 320 führt eine erste Kanalschätzung auf der Grundlage der überlagerten Pilotsignale x_p durch, deren Anordnung und Leistungspegel der KL-BEM-Kanalschätzungseinheit 320 bekannt sind, und führt in nachfolgenden Iterationen weitere Kanalschätzungen unter Verwendung von Schätzungen x̂_d ⁱ der übertragenen Symbole durch, die von der Entzerrereinheit 324 als Pseudopilotsignale zusätzlich zu den überlagerten Pilotsignalen an die KL-BEM-Kanalschätzungseinheit 320 zurückgeführt werden. Das Ausgangssignal der KL-BEM-Kanalschätzungseinheit 320, das eine Kanalschätzung Ĥ_t ⁱ darstellt, wird der Pilotsignalentfernungseinheit 322 zugeführt. Auf dieser Grundlage entfernt die Pilotsignalentfernungseinheit 322 die überlagerten Pilotsignale aus dem empfangenen Signalvektor y[k, l] in der Verzögerungs-Doppler-Domäne und liefert eine Schätzung eines nur das empfangene Datensignal ŷ_d ⁱ darstellenden Signals an einen Eingang der Entzerrereinheit 324. Die Entzerrereinheit 324 gibt Schätzungen x̂_d ⁱ der übertragenen Datensymbole aus. Die Iterationen können wiederholt werden, bis ein Abbruchkriterium erfüllt ist.
zeigt ein Flussdiagramm eines Verfahrens 500 zum Empfang einer binären Datenfolge über einen OTFS-Kommunikationskanal, der doppelt-selektivem Fading unterliegt. In Schritt 502 wird ein einen Kommunikationsrahmen repräsentierendes kontinuierliches Signal im Zeitbereich über den Kommunikationskanal empfangen. In Schritt 504 wird das den Kommunikationsrahmen repräsentierende kontinuierliche Signal im Zeitbereich in eine zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne transformiert. In Schritt 506 wird die zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen, die Datensignale und überlagerte Pilotsignale in der Zeit-Frequenz-Domäne umfasst, in einen zweidimensionalen Kommunikationsrahmen transformiert, der Datensignale und überlagerte Pilotsignale in der Verzögerungs-Doppler-Domäne umfasst. In Schritt 508 wird eine erste Schätzung einer Kanalmatrix im Zeitbereich in einer KL-BEM-Kanalschätzungseinheit 320 erhalten, die eine Kanalschätzung auf der Grundlage einer Karhunen-Loeve-Basiserweiterungsmodellierung des zeitvariablen Kommunikationskanals durchführt, wobei nur die überlagerten Pilotsignale verwendet werden. In Schritt 510 werden die Pilotsignale aus dem in Schritt 506 erhaltenen zweidimensionalen, Datensignale und überlagerte Pilotsignale in der Verzögerungs-Doppler-Domäne enthaltenden Kommunikationsrahmen entfernt. Das resultierende Signal, das eine Schätzung ausschließlich der übertragenen Datensignale darstellt, wird in Schritt 512 einer Entzerrung unterzogen, um einen geschätzten Satz von Datensignalen zu erhalten. In Schritt 514 wird geprüft, ob ein Abbruchkriterium erfüllt ist, das im positiven Fall, dem „Ja“-Zweig von Schritt 514, signalisiert, dass die geschätzten empfangenen Symbole in Schritt 516 an einen De-Mapper ausgegeben und schließlich als empfangene Binärfolge ausgegeben werden können. Ist das Abbruchkriterium nicht erfüllt, „Nein“-Zweig des Schrittes 514, wird die Menge der zuvor in Schritt 512 geschätzten Datensignale in Schritt 518 an die KL-BEM-Kanalschätzungseinheit 320 geleitet, und die Schritte 508 bis 514 werden wiederholt. Die weiteren Schätzungen der Kanalmatrizen im Zeitbereich basieren auf den zuvor in Schritt 512 geschätzten Datensignalen und den überlagerten Pilotsignalen.
Bezugszeichenliste

ƒc: Trägerfrequenz
Δf: Unterträgerabstand
L: Kanallänge
M: Anzahl der Verzögerungsbereiche
N: Anzahl der Dopplerbereiche
PT: Gesamt-Sendeleistung
α: Zuweisungsverhältnis der Pilotsignalleistung
λ: Pilotsignal-Überhang
Qs: BEM-Ordnung in der ersten Kanalschätzung mit niedriger Ordnung
QL: BEM-Ordnung in den nachfolgenden, iterativen Kanalschätzungen
AWGN: additives weißes Gauss'sches Rauschen
BEM: Basisexpansionsmodell
CE-BEM: Komplex exponentielle BEM
GCE-BEM: verallgemeinerte CE-BEM
DFT: diskrete Fouriertransformation
KL-BEM: Karhunen-Loeve BEM
MSE: mittlerer quadratischer Fehler
OTFS: orthogonaler Zeit-Frequenz-Raum
SNR: Rauschabstand
BER: Bitfehlerrate
OFDM: orthogonales Frequenzmultiplexverfahren
MP: Nachrichtenübermittlung (message passing)
SFFT: finite symplektische Fouriertransformation
200: Sender
202: erste senderseitige Transformationseinheit
204: zweite senderseitige Transformationseinheit
206: Antenne
300: Empfänger
302: Antenne
304: erste empfängerseitige Transformationseinheit
306: zweite empfängerseitige Transformationseinheit
310: Kanalschätzungs- und Entzerrerblock
320: KL-BEM Kanalschätzungseinheit
322: Pilotsignalentfernungseinheit
324: Entzerrereinheit
500: Empfangsverfahren
502: kontinuierliches Signal im Zeitbereich empfangen
504: kontinuierliches Signal im Zeitbereich in eine zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne transformieren
506: zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne in einen zweidimensionalen Kommunikationsrahmen in der Verzögerungs-Doppler-Domäne transformieren
508: Schätzen einer Kanalmatrix im Zeitbereich in einer KL-BEM Kanalschätzungseinheit
510: Pilotsignale entfernen
512: Symbole schätzen
514: Abbruchkriterium erfüllt?
516: Schätzung an den Rückabbildner ausgeben
518: geschätzte Symbole der KL-BEM Kanalschätzung zuführen

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

DE 102021126321 [0073]

Zitierte Nicht-Patentliteratur

R. Budhiraja in: „Iterative channel estimation and data detection in OTFS using superimposed pilots“, Proc. IEEE Int. Conf. Commun. (ICC) Workshops, Montreal, QC, Canada, 2021, S. 1-6 [0073]
H. B. Mishra, P. Singh, A. K. Prasad und R. Budhiraja als „Iterative channel estimation and data detection in OTFS using superimposed pilots,“ in Proc. IEEE Int. Conf. Commun. (ICC) Workshops, Montreal, QC, Kanada, 2021, S. 1-6 [0077]

Claims

Empfänger (300) für ein OTFS-Übertragungssystem, der eine erste empfängerseitige Transformationseinheit (304) und eine zweite empfängerseitige Transformationseinheit (306) umfasst, wobei der Empfänger (300) dazu eingerichtet ist, an einem Eingang der ersten empfängerseitigen Transformationseinheit (304) ein Signal im Zeitbereich zu empfangen, das einen Datensignale und diesen überlagerte Pilotsignale umfassenden über einen Kommunikationskanal übertragenen Kommunikationsrahmen repräsentiert, wobei die erste empfängerseitige Transformationseinheit (304) dazu eingerichtet ist, eine zweidimensionale Darstellung des empfangenen Kommunikationsrahmens in der Zeit-Frequenz-Domäne auszugeben, wobei das Ausgangssignal der ersten empfängerseitigen Transformationseinheit (304) einem Eingang der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306) zugeführt wird, welche eine zweidimensionale Repräsentation des empfangenen, Datensignale und überlagerte Pilotsignale umfassenden Kommunikationsrahmens in der Verzögerungs-Doppler-Domäne ausgibt, dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgang der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306) mit einem ersten Eingang einer KL-BEM-Kanalschätzungseinheit (320) verbunden ist, welche an einem zweiten Eingang ein die überlagerten Pilotsignale repräsentierendes Signal (x_p) empfängt, und welche eine Schätzung (Ĥ_t ⁱ) der Kanalmatrix im Zeitbereich ausgibt, wobei das Ausgangssignal der KL-BEM-Schätzeinheit (320), zusammen mit dem Ausgangssignal der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306) an jeweilige Eingänge einer Pilotsignalentfernungseinheit (322) angelegt ist, die dazu eingerichtet ist, die überlagerten Pilotsignale aus dem von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306) ausgegebenen Empfangssignal (y) zu entfernen, und welche ein Signal ausgibt, das eine Schätzung allein der in dem empfangenen zweidimensionalen Übertragungsrahmen in der Verzögerungs-Doppler-Domäne enthaltenen Daten darstellt, wobei ein Ausgang der Pilotsignalentfernungseinheit (322) mit einer Entzerrereinheit (324) verbunden ist, die dazu eingerichtet ist, einen geschätzten Satz von Datensignalen (x̂_d ⁱ) auszugeben, wobei das Ausgangssignal der Entzerrereinheit (324) zu einem dritten Eingang der KL-BEM-Kanalschätzungseinheit (320) zurückgeführt wird, wobei der Empfänger (300) eingerichtet ist zur iterativen Wiederholung der Kanalschätzung in der KL-BEM-Kanalschätzungseinheit (320), die ihrerseits dazu eingerichtet ist, in den Iterationen weitere Schätzungen (Ĥ_t ^i≥1) der Kanalmatrix im Zeitbereich auf der Grundlage des von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306) ausgegebenen empfangenen Signals (y), des die überlagerten Pilotsignale darstellenden Signals (x_p), und des zuvor geschätzten Satzes von Datensignalen (x̂_d ⁱ) zu bestimmen, der Entfernung der überlagerten Pilotsignale aus dem von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306) ausgegebenen empfangenen Signal (y) in der Pilotsignalentfernungseinheit (322), und der Schätzung eines Satzes von Datensignalen (x̂_d ^i≥1) in der Entzerrereinheit (324), bis ein Abbruchkriterium erfüllt ist.
Empfänger (300) nach Anspruch 1 für ein OTFS-Übertragungssystem, wobei die erste empfängerseitige Transformationseinheit (304) dazu eingerichtet ist, eine finite Fourier-Transformation, eine inverse Heisenberg- oder Wigner-Transformation durchzuführen.
Empfänger (300) nach Anspruch 1 oder 2 für ein OTFS-Übertragungssystem, wobei die zweite empfängerseitige Transformationseinheit (306) dazu eingerichtet ist, eine Dekodierung und/oder eine symplektische finite Fourier-Transformation durchzuführen.
Empfänger (300) nach einem der Ansprüche 1 bis 3 für ein OTFS-Übertragungssystem, wobei die Entzerrereinheit (324) eine Message-Passing-Entzerrung, eine Zero-Forcing-Entzerrung und/oder eine auf der Minimierung des mittleren quadratischen Fehlers basierende Entzerrung durchführt.
Empfänger (300) nach einem der Ansprüche 1 bis 4 für ein OTFS-Übertragungssystem, ferner umfassend eine Steuereinheit, die dazu eingerichtet ist, Informationen über die absolute Geschwindigkeit und Richtung des Empfängers (300) über Grund, die absolute Geschwindigkeit und Richtung des Senders (200) über Grund und/oder die relative Geschwindigkeit zwischen dem Empfänger (300) und dem Sender (200) zu empfangen, und die ferner dazu eingerichtet ist, die empfangenen Informationen an die KL-BEM-Kanalschätzungseinheit (320) weiterzuleiten.
Empfänger (300) nach einem der Ansprüche 1 bis 4 für ein OTFS-Übertragungssystem, ferner umfassend eine Steuereinheit, die dazu eingerichtet ist, Informationen über das für einen Übertragungsrahmen verwendete Leistungszuweisungsverhältnis zu empfangen, und die ferner dazu eingerichtet ist, die empfangenen Informationen an die KL-BEM-Kanalschätzungseinheit (320) und/oder an die Pilotsignalentfernungseinheit (322) weiterzuleiten.
Drahtloses Gerät mit einem Empfänger (300) nach einem der Ansprüche 1 bis 6 für ein OTFS-Übertragungssystem.
Verfahren (500) zum Empfangen einer binären Datenfolge über einen OTFS-Kommunikationskanal, der doppelt-selektivem Kanalschwund unterliegt, umfassend: - Empfangen (502), über den Kommunikationskanal, eines kontinuierlichen Signals im Zeitbereich, das einen Datensignale und diesen überlagerte Pilotsignale umfassenden Kommunikationsrahmen darstellt, - Transformieren (504), in einer ersten empfängerseitigen Transformationseinheit (304), des kontinuierlichen, den Kommunikationsrahmen repräsentierenden Signals im Zeitbereich in eine zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne, die an einem Ausgang der ersten empfängerseitigen Transformationseinheit (304) bereitgestellt wird, - Transformieren (506) der zweidimensionalen Anordnung von Informationssymbolen, die Pilot- und Datensignale in der Zeit-Frequenz-Domäne umfasst, in einer zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306) in einen zweidimensionalen, Datensignale und überlagerte Pilotsignale umfassenden Kommunikationsrahmen in der Verzögerungs-Doppler-Domäne, der an einem Ausgang der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306) bereitgestellt wird, i) Zuführen des von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306) ausgegebenen Signals und eines die überlagerten Pilotsignale darstellenden Signals (x_p) zu einer KL-BEM-Kanalschätzeinheit (320), um an einem Ausgang der KL-BEM-Kanalschätzeinheit (320) eine Schätzung der Kanalmatrix (Ĥ_t ⁱ) im Zeitbereich zu erhalten (508), ii) Zuführen der Schätzung der Kanalmatrix (Ĥ_t ⁱ) im Zeitbereich sowie des von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306) ausgegebenen Signals zu einer Pilotsignalentfernungseinheit (322), um die überlagerten Pilotsignale aus dem von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306) ausgegebenen Empfangssignal (y) zu entfernen (510), iii) Zuführen des von der Pilotsignalentfernungseinheit (322) ausgegebenen Signals an eine Entzerrereinheit (324), um an einem Ausgang der Entzerrereinheit (324) einen geschätzten Satz (x̂_d ⁱ) von Datensignalen zu erhalten (512), iv) Prüfen (514), ob ein Abbruchkriterium erfüllt ist, und - wenn das Abbruchkriterium nicht erfüllt ist, v) Zuführen (518) des zuvor geschätzten Satzes (x̂_d ⁱ) von Datensignalen an die KL-BEM-Kanalschätzungseinheit (320) und Wiederholen der Schritte i) bis iv), - oder, wenn das Abbruchkriterium erfüllt ist, - Ausgeben (516) des zuvor geschätzten Satzes (x̂_d ⁱ) von Datensignalen an einen Signal-Rückabbildner, um in dem empfangenen Kommunikationsrahmen übertragene binäre Daten zu erhalten.
Verfahren (500) nach Anspruch 8, wobei der erste Transformationsschritt (504) umfasst, das kontinuierliche, einen Kommunikationsrahmen darstellende Signal im Zeitbereich einer finiten Fourier-Transformation, einer inversen Heisenberg- oder Wigner-Transformation zu unterziehen.
Verfahren (500) nach Anspruch 8 oder 9, wobei der zweite Transformationsschritt (506) umfasst, die zweidimensionale, Pilot- und Datensignale im Zeit-Frequenz-Bereich umfassende Anordnung von Informationssymbolen einer symplektischen finiten Fourier-Transformation zu unterziehen.
Verfahren (500) nach einem der Ansprüche 8 bis 10, wobei das Erhalten (512) eines geschätzten Satzes von Datensignalen in der Entzerrereinheit (324) umfasst, das von der Pilotsignalentfernungseinheit (322) ausgegebene Signal einer Message-Passing-Entzerrung, einer Zero-Forcing-Entzerrung und/oder einer auf der Minimierung des mittleren quadratischen Fehlers basierenden Entzerrung zu unterziehen.
Verfahren (500) nach einem der Ansprüche 8 bis 11, ferner umfassend: - Empfangen von Informationen über die absolute Geschwindigkeit und Richtung des Empfängers (300) über Grund, die absolute Geschwindigkeit und Richtung des Senders (200) über Grund und/oder die relative Geschwindigkeit zwischen dem Empfänger (300) und dem Sender (200) in einer Steuereinheit, - Bestimmen von KL-BEM-Parametern, die in der Kanalschätzungseinheit (320) zu verwenden sind, und - Bereitstellen der jeweiligen ermittelten KL-BEM-Parameter an die Kanalschätzungseinheit (320).
Computerprogrammprodukt mit Computerprogrammbefehlen, die, wenn sie von einem Mikroprozessor ausgeführt werden, den Computer und/oder Steuerhardwarekomponenten eines Empfängers eines OTFS-Übertragungssystems nach einem der Ansprüche 1 bis 7 veranlassen, das Verfahren (500) nach einem oder mehreren der Ansprüche 8 bis 12 auszuführen.
Computerlesbares Medium oder Datenträger, der das Computerprogrammprodukt nach Anspruch 13 abrufbar überträgt oder speichert.