DE102021126321A1 - Sender und Empfänger für und Verfahren zum Senden und Empfangen von Symbolen über einen orthogonalen Zeit-Frequenz-Raum-Kommunikationskanal, der Dopplerspreizung und Mehrwegeausbreitung unterliegt - Google Patents

Abstract

Pilotsymbole und Datensymbole eines Kommunikationsrahmens für ein OTFS-Übertragungssystem sind zweidimensional entlang der Punkte eines Gitters in der Verzögerungs-Doppler-Domäne angeordnet. Die Pilotsymbole sind von Schutzsymbolen umgeben. Die Anzahl der Schutzsymbole in jeder Richtung der Dopplerdimension ist doppelt so groß wie die Anzahl der Basisfunktionen der Basisexpansionsmodellierung (BEM), die zur Modellierung des Kommunikationskanals in einem Empfänger verwendet werden, und doppelt so groß wie die maximale Zeitverzögerung ausgedrückt in Verzögerungsbereichen in jeder Richtung der Verzögerungsdimension. Der Empfänger führt eine anfängliche pilotgestützte Kanalschätzung unter Anwendung einer BEM einer ersten BEM-Ordnung und unter Verwendung der Pilotsignale durch, gefolgt von einer anfänglichen Schätzung von Datensymbolen unter Verwendung der anfänglichen Kanalschätzung, und führt iterativ eine datengestützte Kanalschätzung unter Anwendung einer BEM einer zweiten BEM-Ordnung und zumindest der empfangenen Datensignale durch, bis ein Abbruchkriterium erfüllt ist.

Description

• FELD DER ERFINDUNG
• Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum Senden und Empfangen von Symbolen über einen orthogonalen Zeit-Frequenz-Raum-Kommunikationskanal (orthogonal time frequency space - OTFS), der einer Dopplerspreizung unterliegt, sowie einen Sender und einen Empfänger, die das Verfahren durchführen.
• HINTERGRUND
• Es wird erwartet, dass die drahtlose Kommunikation der sechsten Generation (6G) und darüber hinaus eine große Anzahl von hochmobilen Nutzern bedienen wird, z. B. Fahrzeuge, U-Bahnen, Autobahnen, Züge, Drohnen, LEO-Satelliten (Low Earth Orbit) usw.
• Die vorangehende vierte und fünfte Generation (5G) der drahtlosen Kommunikation nutzt das orthogonale Frequenzmultiplexverfahren (OFDM), das eine hohe spektrale Effizienz und eine hohe Robustheit gegenüber Kanälen mit frequenzselektivem Fading bietet und auch die Verwendung von Equalizern mit geringer Komplexität ermöglicht. Aufgrund geschwindigkeitsabhängiger Dopplerverschiebungen oder -spreizungen und schnell variierendem Mehrwegempfang leidet die hochmobile Kommunikation jedoch unter starker Zeit- und Frequenzdispersität. Zeit- und Frequenzstreuung führen jeweils zu einem Signalfading beim Empfänger, das daher auch als zweifach selektives Kanalfading bezeichnet wird. Zweifach selektives Kanalfading beeinträchtigt die Leistung der OFDM-Kommunikation erheblich.
• Als Alternative zu OFDM wurde die OTFS-Modulation als Lösung für den Umgang mit Kanälen mit zweifach selektivem Fading vorgeschlagen.
• Die OTFS-Modulation ist ein 2D-Modulationsverfahren, bei dem QAM-Informationssymbole über Trägerwellenformen gemultiplext werden, die lokalisierten Impulsen in einer Signaldarstellung entsprechen, die als Delay-Doppler-Darstellung bezeichnet wird. Die OTFS-Wellenformen sind sowohl zeitlich als auch frequenzmäßig gespreizt und bleiben bei allgemeinen Delay-Doppler-Kanalverzerrungen ungefähr orthogonal zueinander. Theoretisch kombiniert OTFS die Zuverlässigkeit und Robustheit von Spread-Spectrum-Übertragung mit der hohen spektralen Effizienz und geringen Komplexität der Schmalbandübertragung.
• Die OTFS-Wellenformen koppeln mit dem drahtlosen Kanal auf eine Weise, die die zugrunde liegende Physik direkt abbildet und dadurch ein hochauflösendes Delay-Doppler-Radar-Bild der einzelnen Reflektoren liefert. Dadurch wird der zeit- und frequenzselektive Kanal in eine unveränderliche, separiert handhabbare und orthogonale Interaktion umgewandelt, bei der alle empfangenen Symbole dieselbe lokalisierte Verzerrung erfahren und alle Delay-Doppler-Diversity-Zweige kohärent kombiniert werden.
• Dadurch eignet sich OTFS ideal für die drahtlose Kommunikation zwischen Sendern und Empfängern, die sich mit hoher Geschwindigkeit relativ zueinander bewegen, z.B. Empfänger oder Sender in Hochgeschwindigkeitszügen, Autos und sogar Flugzeugen.
• OTFS stellt jedoch eigene Herausforderungen an die Kanalschätzung und -entzerrung in einem Empfänger, und die Verwendung angepasster herkömmlicher OFDM-Empfängerdesigns bietet nicht die erforderliche Leistung, erfordert einen erheblichen Pilotsignal-Overhead von bis zu 50 %, oder bietet nur unter idealen, in der Praxis unrealistischen Bedingungen eine akzeptable Leistung.
• BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
• Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Sender bzw. einen Empfänger für ein OTFS-Übertragungssystem und entsprechende Verfahren zum Senden bzw. Empfangen von binären Datenfolgen über einen OTFS-Kommunikationskanal vorzuschlagen, die es ermöglichen, einen verbesserten Kommunikationsrahmenentwurf für ein OTFS-Übertragungssystem zu verwenden, der einen reduzierten Pilotsignal-Overhead aufweist, und die gleichzeitig eine nahezu optimale Leistung von der Übertragung bis zur Decodierung bereitstellen.
• Diese Aufgaben werden durch die zweidimensionale Anordnung von Pilotsymbolen und Datensymbolen eines Kommunikationsrahmens für ein OTFS-Übertragungssystem nach Anspruch 1, den Sender nach Anspruch 3, den Empfänger nach Anspruch 9, das Verfahren zum Senden nach Anspruch 17 und das Verfahren zum Empfangen nach Anspruch 23 gelöst. Vorteilhafte Ausführungsformen und Weiterentwicklungen sind in den jeweiligen abhängigen Ansprüchen angegeben.
• Die verschiedenen Aspekte der vorliegenden Erfindung beruhen auf einem neuartigen Modell zur Darstellung eines OTFS-Kanals, das vor der Erörterung seiner Anwendung in einem Sender und/oder einem Empfänger und den jeweiligen Verfahren zum Senden und Empfangen vorgestellt wird.
• zeigt ein Blockdiagramm eines allgemeinen OTFS-Übertragungssystems. Ein Sender 200 umfasst eine erste senderseitige Transformationseinheit 202 und eine zweite senderseitige Transformationseinheit 204. Serielle Binärdaten werden einem Signalabbildner (in der Abbildung nicht dargestellt) zugeführt, der eine zweidimensionale Folge von Informationssymbolen x[k, l] ausgibt, in der die QAM-Symbole entlang der Verzögerungsdimension und der Dopplerverschiebungsdimension der Verzögerungs-Doppler-Domäne angeordnet sind. Die Informationssymbole umfassen Datensymbole, Pilotsymbole, und Schutzsymbole, die die Pilotsymbole umgeben. Die zweidimensionale Folge von Informationssymbolen x[k, l] wird der ersten senderseitigen Transformationseinheit 202 zugeführt und einer inversen Finite-Symplektischen-Fourier-Transformation (iSFFT) unterzogen, die eine Matrix X[n, m] erzeugt, welche die zweidimensionale Folge von Informationssymbolen x[k, l] in der Zeit-Frequenz-Domäne darstellt. Da der Sender im Zeitbereich sendet, ist eine weitere Transformation in der zweiten senderseitigen Transformationseinheit 204 erforderlich, die das Signal s[t] im Zeitbereich erzeugt, z. B. eine Heisenberg-Transformation. Das Signal s[t] wird dann über eine Antenne 206 über den Kommunikationskanal übertragen.
• In einer realistischen Umgebung unterliegt das gesendete Signal auf seinem Weg vom Sender über den Kommunikationskanal zum Empfänger einem zweifach selektiven Fading mit Doppler-Spread. Das empfangene Signal ist eine Überlagerung einer direkten Kopie und mehrerer reflektierter Kopien des gesendeten Signals, wobei jede Kopie um eine Pfadverzögerung verzögert ist, die von der Länge der Pfadverzögerung des Signals abhängt, und um eine Dopplerverschiebung frequenzverschoben ist, die von der Differenzgeschwindigkeit zwischen Sender und Empfänger abhängt. Jede der Signalkopien wird entsprechend ihrer jeweiligen Pfadverzögerung und Differenzgeschwindigkeit gewichtet. Typische Doppler-Verschiebungen liegen in der Größenordnung von 10 Hz - 1 kHz, wobei in Szenarien mit extrem hoher Mobilität (z. B. Hochgeschwindigkeitszüge) und/oder hoher Trägerfrequenz größere Werte auftreten können. Da es in realistischen Umgebungen sehr wahrscheinlich ist, dass mehrere Reflektoren vorhanden sind, wird das empfangene überlagerte Signal über einen Frequenzbereich gespreizt und nicht lediglich in der Frequenz verschoben, und die Signalverzerrung wird daher auch als Doppler-Spread bezeichnet. In der folgenden Beschreibung wird der realistische Kommunikationskanal auch als praktischer Kommunikationskanal bezeichnet.
• In wird der praktische Kommunikationskanal durch die von der Sendeantenne 206 abgestrahlten ungestörten Funkwellen und die verschiedenen ungeordneten Funkwellen dargestellt, die aus verschiedenen Richtungen und mit unterschiedlichen Abständen zueinander an der Empfängerantenne 302 ankommen.
• Das von dem Empfänger 300 im Zeitbereich empfangene Signal r[t] wird einer ersten empfängerseitigen Transformationseinheit 304 zugeführt, in der es einer Wigner-Transformation unterzogen wird, um das empfangene Signal r[t] in eine Matrix Y[n, m] zu transformieren, die das empfangene Signal r[t] in der Zeit-Frequenz-Domäne darstellt. Um die Signaldetektion in der Verzögerungs-Doppler-Domäne zu ermöglichen, wird die Matrix Y[n, m] dann einer zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit 306 zugeführt, wo sie einer Finite-Symplektischen-Fourier-Transformation (SFFT) unterzogen wird, die eine zweidimensionale Folge von Informationssymbolen y[k, l] in der Verzögerungs-Doppler-Domäne ausgibt. Die zweidimensionale Folge von Informationssymbolen y[k, l] wird in einen Kanalschätzungs- und Entzerrungsblock 310 eingegeben, der eine Kanalschätzung CE und eine Signaldetektion SD durchführt und die ursprünglich übertragenen Symbole rekonstruiert, und schließlich in einen Signalrückabbildner, der die ursprünglich übertragenen Binärdaten ausgibt (Signalrückabbildner in der Abbildung nicht dargestellt).
• Im Folgenden wird davon ausgegangen, dass eine rechteckige Fensterwellenform verwendet wird. N und M stehen für die Koordinaten entlang der Verzögerungsdimension bzw. der Dopplerdimension, an denen die Symbole angeordnet sind. In der Verzögerungs-Doppler-Domäne ist die übertragene komplexe OTFS-Matrix x als $$\text{x}={\left[x\left[0.0\right],\text{ x}\left[0.\text{ 1}\right],\dots ,x\left[0.M-1\right],\dots ,x\left[N-\mathrm{1,}\text{ 0}\right],x\left[N-\mathrm{1,}\text{ 1}\right],\dots ,x\left[N-\mathrm{1,}M-1\right]\right]}^T$$

  

  definiert, und die empfangene OTFS-Matrix y $$\text{y}={\left[y\left[0.0\right],y\left[0.\text{ 1}\right],\dots y\left[0.M-1\right],\dots ,y\left[N-\mathrm{1,}\text{ 0}\right],y\left[N-\mathrm{1,}\text{ 1}\right],\dots ,y\left[N-\mathrm{1,}M-1\right]\right]}^T,$$

  
• Nach der Ausbreitung über den Kanal mit zweifach-selektivem Fading mit Dopplerspreizung kann der empfangene Signalvektor y im Verzögerungs-Doppler-Bereich wie folgt beschrieben werden $$\text{y}=\left({\text{F}}_N\otimes {\text{I}}_M\right){\text{H}}_{\text{t}}\left({\text{F}}_N^H\otimes {\text{I}}_M\right)\text{x}+\text{w}\text{,}$$

  

  wobei F_N die diskrete Fourier-Transformationsmatrix (DFT), I_M die M × M
• Identitätsmatrix, w der Vektor des additiven weißen Gaußschen Rauschens (AWGN), und H_t die MN × MN zeitvariable Kanalmatrix im Zeitbereich ist, die wie folgt definiert ist, $${\text{H}}_{\text{t}}=\left[\begin{array}{cccccccc}h\left[0.0\right]& 0& \dots & 0& h\left[\mathrm{0,}L\right]& h\left[\mathrm{0,}L-1\right]& \dots & h\left[\mathrm{0,}\text{ 1}\right]\\ h\left[\mathrm{1,}1\right]& h\left[\mathrm{1,}0\right]& 0& \dots & 0& h\left[\mathrm{1,}L\right]& \dots & h\left[\mathrm{1,}\text{ 2}\right]\\ ⋮& \ddots & \ddots & \ddots & \ddots & \ddots & \ddots & ⋮\\ h\left[L,L\right]& h\left[L,L-1\right]& \dots & h\left[L,\text{ 1}\right]& h\left[L,\text{ 0}\right]& 0& \dots & 0\\ ⋮& \ddots & \ddots & \ddots & \ddots & \ddots & \ddots & ⋮\\ 0& \dots & 0& h\left[MN-\mathrm{1,}L\right]& h\left[MN-1.L-1\right]& \dots & h\left[MN-1.1\right]& h\left[MN-1.\text{ 0}\right]\end{array}\right]$$

  

  wobei h[t, l'] die Kanalverstärkung des l'-ten pfades zum t-ten Zeitpunkt and L die Kanallänge bezeichnet. ${ƒ}_{\text{max}}=\frac{{ƒ}_{\text{c}}\upsilon }{C}$

  

  ist als maximale Dopplerfrequenz definert, wobei ƒ_c die Trägerfrequenz, v die Fahrzeuggeschwindigkeit und c die Lichtgeschwindigkeit ist. Unter Anwendung des Jakes'schen Modells ist die Korrelationsfunktion des l-ten pfades als J₀(2πnƒ_maxT_s) definiert, wobei J₀(·) die Besselfunktion der ersten Art nullter Ordnung und T_s die Abtastperiode bezeichnet.
• Die Verwendung der Delay-Doppler-Kanaldarstellung ist aufgrund ihrer Kompaktheit und Dünnbesetzung von Vorteil. Da es typischerweise nur eine kleine Anzahl physikalischer Reflektoren mit zugehörigen reflektierten Signalen gibt, werden für die Kanalmodellierung und -schätzung in der Verzögerungs-Doppler-Domäne weit weniger Parameter benötigt als in der Zeit-Frequenz-Domäne.
• Die vorliegende Erfindung baut auf den Eigenschaften der Verzögerungs-Doppler-Kanaldarstellung auf und nutzt ein Basisexpansionsmodell (basis expansion model, BEM) um den zeitvariablen Kanal als gewichtete Kombination einer Anzahl von Basisfunktionen im OTFS zu parametrisieren. Es gibt zahlreiche Arten von BEM, darunter die komplexe exponentielle BEM (complex exponential BEM, CE-BEM), die verallgemeinerte CE-BEM (generalized CE-BEM, GCE-BEM), die nicht-punktgenau abgetastete CE-BEM (non-critically sampled CE-BEM, NCS-CE-BEM), die polynomielle BEM, die diskrete prolate sphäroidale (DPS) BEM, die Karhunen-Loeve-BEM (KL-BEM), die räumlich-zeitliche BEM usw. KL-BEM mit voller Kenntnis der Kanalstatistik ist das genaueste BEM-Modell. Seine Leistung ist jedoch suboptimal, wenn die angenommene Kanalstatistik von der Realität abweicht. Im Gegensatz dazu sind die CE-BEM und ihre Varianten GCE-BEM und NCS-CE-BEM unabhängig von der Kanalstatistik.
• In der folgenden Beschreibung wird GCE-BEM aufgrund seiner analytischen Beschreibbarkeit gewählt. Bei Verwendung von GCE-BEM zur Konstruktion eines Kanalmodells für die Verwendung im Empfänger kann der l'-te (l' = 0, 1, ..., L) Kanalpfad zum t-ten (t = 0, 1, ..., MN-1) Zeitpunkt in der zeitveränderlichen Kanalmatrix im Zeitbereich als $$h\left[t,l\text{'}\right]={\displaystyle \sum _{q=0}^Q{c}_q\left[l\text{'}\right]e^{j{\omega }_{q}l}},$$

  

  modelliert werden, wobei Q die Ordnung der BEM Basisfunktionen, cq[l'] den q-ten BEM Koeffizienten des l'-ten Pfades, und ${\omega }_q=\frac{2\pi }{MNT}\left(q-\left[\frac{Q}{2}\right]\right)$

  

  die q-te BEM Modellierungsfrequenz darstellt. Dabei ist T eine positive Ganzzahl. Es fällt auf, dass die GCE-BEM mit T≥ 2 in der Lage ist, den Modellierungsfehler zu minimieren, allerdings auf Kosten einer hohen Komplexität im Vergleich zu einer GCE-BEM mit T = 1. Um den zeitlich variierenden Kanal genau zu modellieren, wird Q zu Q = 2 [TN ƒ_max/Δƒ] angenommen, wobei Δƒ der Abstand der Unterträger ist. Entsprechend kann, H_t, d.h., die zeitvariable Kanalmatrix im Zeitbereich, auch durch $${\text{H}}_{\text{t}}={\displaystyle \sum _{q=0}^Q\text{diag}\left\{{\text{b}}_q\right\}{\text{C}}_q}$$

  

  Beschrieben werden, wobei b_q = [1, e^jωq, • • • , e^jωq(MN-1)] die q-te BEM Basisunktion bezeichnet, und C_q als zyklische Matrix durch $${\text{C}}_q=\left[\begin{array}{cccccccc}{c}_q\left[0\right]& 0& \dots & 0& c_q\left[L\right]& c_q\left[L-1\right]& \dots & c_q\left[1\right]\\ c_q\left[1\right]& c_q\left[0\right]& 0& \dots & 0& c_q\left[L\right]& \dots & c_q\left[2\right]\\ ⋮& \ddots & \ddots & \ddots & \ddots & \ddots & \ddots & ⋮\\ c_q\left[L\right]& c_q\left[L-1\right]& \dots & c_q\left[1\right]& c_q\left[0\right]& 0& \dots & 0\\ ⋮& \ddots & \ddots & \ddots & \ddots & \ddots & \ddots & ⋮\\ 0& \dots & 0& c_q\left[L\right]& \dots & \dots & c_q\left[1\right]& c_q\left[0\right]\end{array}\right]$$

  

  gegeben ist.
• Unter Ausnutzung des Konzepts der diskreten Fourier-Transformation (DFT) kann die zyklische Matrix C_q wie folgt ausgedrückt werden $${\mathbf{C}}_q={\mathbf{F}}_{MN}^H\text{ diag }\left\{{\mathbf{F}}_{MN\times L}{c}_q\right\}{\mathbf{F}}_{MN},$$

  

  wobei c_q = [c_q[0], c_q[1], . . . , c_q[L]]^T den q-ten BEM Koeffizientenvektor, und F_MN die MN-Punkt DFT-Matrix bezeichnen, und F_MN×L den ersten (L + 1) Spalten von F_MN entspricht. Entsprechend kann H_t auch als $${\mathbf{H}}_{\text{t}}={\displaystyle \sum _{q=0}^Q\text{diag}\left\{{\mathbf{b}}_q\right\}}{\mathbf{F}}_{MN}^H\text{diag}\left\{{\mathbf{F}}_{MN\times L}{c}_q\right\}{\mathbf{F}}_{MN}$$

  

  formuliert werden.
• Setzt man die BEM-basierte Darstellung der Kanalmatrix H_t in die Gleichung ein, die den empfangenen Signalvektor y in der Verzögerungs-Doppler-Domäne beschreibt, erhält man $$\mathbf{y}={\displaystyle \sum _{q=0}^Q\left({\mathbf{F}}_N\otimes {\mathbf{I}}_M\right)\text{diag}\left\{{\mathbf{b}}_q\right\}{\mathbf{F}}_{MN}^H\text{diag}\left[{\mathbf{F}}_{MN\times L}{c}_q\right]}{\mathbf{F}}_{MN}\left({\mathbf{F}}_N^H\otimes {\mathbf{I}}_M\right)x+w.$$

  

  Im Folgenden wird die elementweise Eingangs-Ausgangs-Beziehung zwischen x[k, l ] und y[k, l] hergeleitet, wobei der Einfachheit halber eine GCE-BEM mit T = 1 betrachtet wird.
• Im Sender werden nach der inversen SFFT die Symbole in der Zeit-Frequenz-Domäne X[n,m] wie folgt dargestellt $$X\left[n,m\right]=\frac{1}{\sqrt{NM}}{\displaystyle \sum _{k\text{'}-0}^{N-1}{\displaystyle \sum _{l=0}^{M-1}x\left[k\text{'},l\right]e^{j2\pi \left(\frac{nk\text{'}}{N}-\frac{ml}{M}\right)}}}.$$

  
• Die Symbole s[n,m'] im Zeitbereich nach der Heisenberg-Transformation werden durch $$\begin{array}{l}s\left[n,m\text{'}\right]=\frac{1}{\sqrt{M}}{\displaystyle \sum _{m=0}^{M-1}X\left[n,m\right]e^{j2\pi \frac{mm\text{'}}{M}}}\\ ={\displaystyle \sum _{m=0}^{M-1}{\displaystyle \sum _{k\text{'}=0}^{N-1}{\displaystyle \sum _{l=0}^{M-1}x\left[k\text{'},l\right]}{e}^{j2\pi \left(\frac{nk\text{'}}{N}-\frac{ml}{M}\right)}{e}^{j2\pi \frac{mm\text{'}}{M}}}}\\ ={\displaystyle \sum _{k\text{'}=0}^{N-1}x\left[k\text{'},m\text{'}\right]e^{j2\pi \frac{mk\text{'}}{N}}}.\end{array}$$

  

  beschrieben.
• Nach der Ausbreitung über den Kanal mit zweifach selektivem Fading werden die empfangenen Symbole r[n, l] im Zeitbereich wie folgt beschrieben $$\begin{array}{l}s\left[n,l\right]={\displaystyle \sum _{q=0}^Q{\displaystyle \sum _{l\text{'}=0}^{L}h\left[nM+l,l\text{'}\right]s\left[n,l-l\text{'}\right]}}\\ ={\displaystyle \sum _{q=0}^Q{\displaystyle \sum _{l0}^L{\displaystyle \sum _{k\text{'}=0}^{N-1}{c}_q\left[l\text{'}\right]x\left[k\text{'},l-l\text{'}\right]}{e}^{j2\pi q\text{'}\frac{nM+l}{MN}}{e}^{j2\pi \frac{mk\text{'}}{N}}},}\end{array}$$

  

  wobei $q\text{'}=q-\left[\frac{Q}{2}\right]$

  

  und l ≥ L angenommen werden. Im Empfänger, nach den SFFT- und Wigner -Transformationen, können die empfangenen Symbole y[k, l] in der Verzögerungs-Doppler-Domäne durch $$\begin{array}{l}y\left[k,l\right]={\displaystyle \sum _{n=0}^{N-1}r\left[n,l\right]e^{j2\pi \frac{nk}{N}}}\\ ={\displaystyle \sum _{q=0}^Q{\displaystyle \sum _{l\text{'}=0}^L{\displaystyle \sum _{k\text{'}=0}^{N-1}{\displaystyle \sum _{n=0}^{N-1}{c}_q\left[l\text{'}\right]}x\left[k\text{'},l-l\text{'}\right]}{e}^{j2\pi q\text{'}\frac{nM+l}{MN}}{e}^{j2\pi \frac{nk\text{'}}{N}}}}{e}^{j2\pi \frac{-nk\text{'}}{N}}\\ ={\displaystyle \sum _{q=0}^Q{\displaystyle \sum _{l\text{'}=0}^L{c}_q\left[l\text{'}\right]}x\left[k-q\text{'},l-l\text{'}\right]e^{j2\pi \frac{q\text{'}l}{MN}}}.\end{array}$$

  

  dargestellt werden. Dadurch wird die Aufgabe H_t im Empfänger zu schätzen in die Aufgabe überführt, die BEM-Koeffizienten c_q[l'] zu schätzen. Dank der Modellierung des Kommunikationskanals mit GCE-BEM konnte die Anzahl der unbekannten zeitvariablen Kanalkoeffizienten, die beim Empfänger bestimmt werden müssen, von MN(L + 1) auf (Q + 1)(L + 1) reduziert werden.
• Im Folgenden wird die Vorteilhaftigkeit der GCE-BEM-Kanalmodellierung für die Kanalschätzung im Empfänger beschrieben, wobei der Fokus auf dem Kanalmodellierungsfehler in einem beispielhaften praktischen 5G-TDL-B-Kanal mit v = 125 km/h and v = 500 km/h liegt.
• Der Kanalmodellierungsfehler ist definiert als $${\text{MSE}}_{\text{Model}}=\frac{\mathbb{E}\left\{{\left({\mathbf{H}}_{\text{BEM}}-{\mathbf{H}}_{\text{t}}\right)}^2\right\}}{MN\left(L+1\right)}.$$

  

  mit H_BEM als dem durch GCE-BEM beschriebenen Kanal. Die Anzahl der Positionen entlang der Verzögerungsdimension und der Dopplerdimension wird auf M = 128 bzw. N = 16 festgelegt. Trägerfrequenz und der Unterträgerabstand werden mit 4 GHz bzw. 15 KHz angegeben. Entsprechend wird der erforderliche Mindestwert von Q für v = 125 km/h zu 2 und 4 für T = 1 bzw. T = 2 berechnet, während sich für v = 500 km/h Werte von 4 bzw. 8 ergeben.
• Aus den in Tabelle I dargestellten Simulationsergebnissen lassen sich eine Reihe von Beobachtungen ableiten: Tabelle I: GCE-BEM Kanalmodellierungsfehler MSE_Model im OTFS.

  BEM order Q	v = 125 km/h		v = 500 km/h
  	T = 1	T = 2	T = 1	T = 2
  2	0.05	5.6e-4	0.3	0.32
  4	0.03	9.48e-6	0.04	0.06
  6	0.02	2.05e-7	0.02	9.5e-4
  8	0.02	1.03e-8	0.02	2.87e-7

• Zunächst kann man feststellen, dass der BEM-Modellierungsfehler durch Erhöhung der BEM-Ordnung Q verringert werden kann. Bei v = 500 km/h und T = 1 sinkt der BEM-Modellierungsfehler beispielsweise von 0,3 auf 0,02, wenn Q von 2 auf 8 geändert wird. Es ist jedoch leicht zu erkennen, dass der Modellierungsfehler für T = 1 groß ist und sich nicht weiter verringern lässt, wenn nur Q erhöht wird. Um diese Untergrenze des Fehlers zu überwinden, wird ein genaueres GCE-BEM-Modell mit T = 2 vorgeschlagen. Aus Tabelle I geht hervor, dass der BEM-Modellierungsfehler durch die Erhöhung von T von 1 auf 2 erheblich verringert wird, insbesondere bei v = 125 km/h. Beispielsweise verringert sich der BEM-Modellierungsfehler um fast das 10⁶-fache, wenn Q = 8 ist. Es ist zu erkennen, dass bei v = 500 km/h der BEM-Modellierungsfehler mit T = 2 etwas größer ist als der von T = 1, wenn Q 2 und 4 ist. Dies liegt daran, dass diese beiden Werte von Q viel kleiner sind als der erforderliche Mindestwert von Q und ihre Funktion nicht garantiert werden kann. Wenn Q auf 6 und 8 ansteigt, kann ein kleinerer BEM-Modellierungsfehler für T = 2 erreicht werden. Daher sind die Wahl von Q und T zwei wichtige Faktoren für GCE-BEM, um den Kanal mit zweifach selektivem Fading und Doppler-Spread genau abzubilden.
• zeigt die Kanalverstärkung über die Zeit eines beispielhaften praktischen 5G-TDL-B-OTFS-Kanals mit Dopplerspreizung, wie sie in einem Empfänger gesehen wird, und die Kanalschätzung im Empfänger unter Anwendung einer GCE-BEM mit T = 2 für a) v = 125 km/h bzw. b) v = 500 km/h.
• Das minimale Q für v = 125 km/h und v = 500 km/h wird zu 4 bzw. 8 gewählt. Aus lassen sich zwei Beobachtungen ableiten. Einerseits ändert sich der Kanal mit zunehmender Geschwindigkeit schneller. Andererseits stimmt das vorgeschlagene GCE-BEM-Modell mit T = 2 sowohl bei hoher (v = 125 km/h) als auch bei extremer (v = 500 km/h) Mobilität gut mit dem tatsächlichen Kanal überein. Zur Verdeutlichung wird in der Abbildung der Unterschied zwischen dem wahren Kanalgewinn, der durch die gestrichelte Linie dargestellt wird, und dem geschätzten Kanalgewinn, der durch die durchgezogene Linie gezeigt wird, gegenüber den tatsächlichen Ergebnissen, die fast ununterscheidbar übereinstimmen, übertrieben dargestellt.
• Aus dem obigen Beispiel lässt sich ableiten, dass eine zweistufige Kanalschätzung im Empfänger vorteilhaft ist. Wie weiter unten beschrieben wird, verwendet der erfindungsgemäße Empfänger ein solches zweistufiges Design, mit einer ersten Kanalschätzungseinheit, die ein GCE-BEM-Kanalmodell mit einer ersten, kleinen BEM-Ordnung für die anfängliche Kanalschätzung verwendet, und einer zweiten Kanalschätzungseinheit, die ein GCE-BEM-Kanalmodell mit einer zweiten BEM-Ordnung verwendet, die größer ist als die erste, kleine BEM-Ordnung der ersten Kanalschätzungseinheit.
• Die zweistufige Kanalschätzung im Empfänger ermöglicht auch den Entwurf eines OTFS-Kommunikationsrahmens, der einen geringen Pilotsignal-Overhead aufweist und somit zu einer hohen spektralen Effizienz beiträgt.
• Vorzugsweise wird in der anfänglichen Kanalschätzungsphase eine GCE-BEM mit einer kleinen BEM-Ordnung Q_s und T = 1 verwendet, um den Pilotsignal-Overhead und die Komplexität zu verringern. Wie weiter oben erläutert, ist das empfangene Symbol y[k, l] eine Überlagerung einer Anzahl von Sendesymbolen x[k_t, l_t], mit k_t ∈ [k - Q_s /2, k + Q_s /2] und l_t ∈ [l - L, l].
• In sind die OTFS-Kommunikationsrahmenmuster gemäß der vorliegenden Erfindung am Sender bzw. am Empfänger dargestellt. Beim Sender wird ein Pilotsymbol P bei (k_p, l_p), platziert, das von 2L und 2Q_s Schutzsymbolen G entlang der Verzögerungs- bzw. Dopplerdimensionen umgeben ist, um Interferenzen zwischen Datensymbolen und dem Pilotsymbol P zu verhindern (Datensymbole, die alle übrigen Plätze im Raster belegen, sind in der Abbildung nicht speziell gekennzeichnet). Daher kann x[k, l] die folgenden Werte annehmen $$x\left[k,l\right]=\{\begin{array}{ll}{x}_{\text{p}},\hfill & k=k_{\text{p}},l-l_{\text{p}}\hfill \\ \mathrm{0,}\hfill & k\in \left[k_{\text{a}},k_{\text{b}}\right],l\in \left[l_{\text{e}},l_{\text{f}}\right]\hfill \\ x_{\text{d}},\left[k,l\right]\hfill & \text{anderenfalls}\hfill \end{array}$$

  

  wobei x_p und x_d[k, l] dem Pilotsymbol bzw. den Datensymbolen entsprechen, k_a = k_p - Q_s, k_b = k_p + Q_s, l_e = l_p - L und l_f = l_p + L ist. Durch die Modellierung des zweifach selektiven Fading-Kanals mittels GCE-BEM würde das Pilotsymbol x_p beim Empfänger an der Position k ∈ [k_p - Q_s /2, k_p + Q_s /2] and / ∈ [l_p, l_p + L] liegen.
• Im Gegensatz dazu erfordert ein konventionelles OTFS-Rahmendesign, wie es in dargestellt ist, z. B. das von P. Raviteja, K. T. Phan und Y. Hong in „Embedded pilot-aided channel estimation for OTFS in channels“, IEEE Trans. Veh. Technol., vol. 68, no. 5, pp. 4906-4917, 2019, vorgeschlagene, deutlich mehr Schutzsymbole G entlang der Doppler-Dimension, um Inter-Doppler-Interferenzen abzuschwächen, und hat daher einen viel höheren Pilotsignal-Overhead.
• Die Schutzsymbole werden dabei ebenfalls als eine Art von Pilotsymbolen betrachtet, und der Pilotsignal-Overhead des erfindungsgemäßen BEM-OTFS-Empfängers kann wie folgt bestimmt werden $$\lambda =\frac{\left(2Q_{\text{S}}+1\right)\left(2L+1\right)}{MN}$$

  
• Entsprechend einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine zweidimensionale Anordnung von Pilotsymbolen und Datensymbolen eines Kommunikationsrahmens für ein OTFS-Übertragungssystem vorgestellt. Die Pilotsymbole und die Datensymbole sind innerhalb eines Gitters in der Verzögerungs-Doppler-Domäne angeordnet. Die zweidimensionale Anordnung ist dadurch gekennzeichnet, dass die Pilotsymbole in jeder Richtung der Dopplerdimension von einer Anzahl von Schutzsymbolen umgeben sind, die doppelt so groß ist wie die Ordnung der BEM-Basisfunktionen, die zur Modellierung des Kommunikationskanals in einem Empfänger in einer ersten Kanalschätzungseinheit verwendet werden. Die zweidimensionale Anordnung stellt somit eine spezifische Datenstruktur des Kommunikationsrahmens dar, die die Grundlage für eine spezifische Verarbeitung in einem Sender und letztlich auch in einem Empfänger ist.
• Die Verwendung einer BEM-Basisfunktion niedriger Ordnung in der ersten Kanalschätzungseinheit des Empfängers führt zu einem geringen Pilotsignal-Overhead im Kommunikationsrahmen, wobei der Pilotsignal-Overhead die Pilotsignale und die die Pilotsignale umgebenden Schutzabstände umfasst. Die BEM-Kanalschätzung niedriger Ordnung kann jedoch eine unzureichende Qualität aufweisen. Der Empfänger gemäß dem dritten Aspekt der Erfindung behebt dieses Problem durch Verwendung eines iterativen zweistufigen Kanalschätzungskonzepts, wie weiter unten erläutert wird.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen der zweidimensionalen Anordnung von Pilotsymbolen und Datensymbolen einer Kommunikationsrahmenstruktur für ein OTFS-Übertragungssystem beträgt die Anzahl der Schutzsymbole in jeder Richtung der Verzögerungsdimension das Doppelte der maximalen Zeitverzögerung, ausgedrückt in Verzögerungsbereichen. Es sei noch einmal darauf hingewiesen, dass die Verzögerung weitgehend von dem längsten Weg abhängt, den ein gültiges Signal vom Sender zum Empfänger durch eine oder mehrere Reflexionen nehmen kann, d. h., sie hängt von dem Mehrwegsignal ab, das den längsten Weg hat.
• Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung umfasst ein Sender eines OTFS-Übertragungssystems einen Signalabbildner, der einer ersten senderseitigen Transformationseinheit und einer zweiten senderseitigen Transformationseinheit vorgeschaltet ist. Der Signalabbildner ist dazu eingerichtet, eine binäre Datenfolge zu empfangen und eine zweidimensionale Anordnung von Pilotsymbolen, Schutzsymbolen und Datensymbolen eines Kommunikationsrahmens in der Verzögerungs-Doppler-Domäne gemäß dem zuvor beschriebenen ersten Aspekt der Erfindung auszugeben. Die erste senderseitige Transformationseinheit ist dazu eingerichtet, an einem Eingang den zweidimensionalen Kommunikationsrahmen in der Verzögerungs-Doppler-Domäne zu empfangen, der von dem Signalabbildner ausgegeben wird, und eine zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne auszugeben. Die zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne umfasst und repräsentiert sowohl Pilot- als auch Datensymbole. Das Ausgangssignal der ersten senderseitigen Transformationseinheit wird einem Eingang der zweiten senderseitigen Transformationseinheit zugeführt, die dazu eingerichtet ist, ein kontinuierliches Zeitbereichssignal, das den Kommunikationsrahmen darstellt, zur Übertragung über den Kommunikationskanal auszugeben.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen ist die erste senderseitige Transformationseinheit zur Durchführung einer Vorcodierung und/oder einer inversen symplektischen finiten Fourier-Transformation eingerichtet.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen ist die zweite senderseitige Transformationseinheit zur Durchführung einer Heisenberg-Transformation oder einer inversen finiten Fourier-Transformation (IFFT) eingerichtet.
• In realistischen Anwendungsfällen besteht eine Beschränkung für die Sendeleistung, die sowohl die Daten- als auch die Pilotsignalübertragung umfasst. Man definiert P_T als die Gesamtsendeleistung und α (α ∈ (0, 1)) als das Leistungszuweisungsverhältnis für die Datensignale. Daraus folgt, dass P_T und (1 - α)P_T für die Übertragung von Datensymbolen bzw. Pilotsignalen verwendet werden. Wenn mehr Leistung für die Pilotsignalübertragung verwendet wird, d. h., wenn a klein ist, ist das Ergebnis der anfänglichen Kanalschätzung in der Regel besser. Allerdings würde weniger Leistung für die Datensignalübertragung verbleiben, was zu einem niedrigen Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) und damit zu einer geringen Aussagesicherheit führt. Wenn hingegen den Pilotsignalen weniger Leistung zugewiesen wird, d. h. a groß ist, würde dies zu einer schlechten anfänglichen Kanal- und Signalschätzung führen, was keine gute Ausgangsbasis für die nachfolgende Verfeinerung der Kanalschätzung und Entzerrung wäre, was ebenfalls zu einer geringen Aussagesicherheit führt. Daher ist eine geeignete Leistungsaufteilung zwischen Daten- und Pilotsignalen von größter Bedeutung, um eine hohe Aussagesicherheit zu erreichen.
• Konkret wird davon ausgegangen, dass die Datenleistung αP_T gleichmäßig auf alle Datensymbole verteilt wird. Für das Pilotsymbol und die Schutzsymbole wird angenommen, dass die gesamte Pilotleistung (1 - α)P_T dem Pilotsymbol x_p zugewiesen wird. Wenn das durchschnittliche Daten-SNR und das Pilot-SNR gleich sind, ist das Leistungszuweisungsverhältnis a wie folgt definiert $$\alpha =1-\frac{\left(2Q_{\text{S}}+1\right)\left(2L+1\right)}{MN}.$$

  
• In einem beispielhaften OTFS-Kommunikationsrahmen mit M = 128, N = 16, Q_s = 2 und L = 5 beträgt das Leistungszuweisungsverhältnis a bei gleichem durchschnittlichen Daten- und Pilot-SNR 97,3 %. Simulationen haben gezeigt, dass die BER für einen erfindungsgemäßen Empfänger mit einem Pilotsignal-Overhead von λ = 2,7% mit zunehmenden a sinkt, einen Tiefpunkt bei einem a von 0.99 erreicht, und oberhalb dieses Wertes schnell ansteigt.
• In Simulationen wurde festgestellt, dass jedes Leistungszuweisungsverhältnis zwischen 0,9 und 0,99 eine sehr zufriedenstellende BER-Leistung des Empfängers gemäß der vorliegenden Erfindung bietet, während Leistungszuweisungsverhältnisse zwischen 0,5 und 0,9 immer noch besser sind als bei Empfängern nach dem Stand der Technik. Die BER-Leistung des Empfängers gemäß der vorliegenden Erfindung liegt nahe an einer unteren Grenze, die einer perfekten Kanalabschätzung über Leistungszuweisungsverhältnisse zwischen 0,5 und 0,99 entspricht.
• Dementsprechend ist der Sender in einer oder mehreren Ausführungsformen dazu eingerichtet, zwischen 50 % und 99 % der gesamten Sendeleistung den Datensymbolen und die restliche Sendeleistung den Pilotsymbolen zuzuweisen, vorzugsweise zwischen 90 % und 99 %.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen ist der Sender dazu eingerichtet, die den Daten- bzw. Pilotsymbolen zugewiesene Leistung in Abhängigkeit von einem verwendeten Kommunikationskanal, einer verwendeten Trägerfrequenz und/oder einer Differenzgeschwindigkeit zwischen Sender und Empfänger anzupassen. Die Anpassung kann für einzelne oder Gruppen von aufeinanderfolgenden Kommunikationsrahmen dynamisch erfolgen, z. B. wenn der Kommunikationskanal, die Trägerfrequenz und/oder die Differenzgeschwindigkeit zwischen Sender und Empfänger variieren.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen ist der Signalabbildner dazu eingerichtet, den Die zweistufige Kanalschätzung im Empfänger ermöglicht auch die Entwicklung eines OTFS-Kommunikationsrahmens, der einen Pilotsignal-Overhead in Abhängigkeit von einem verwendeten Kommunikationskanal, einer verwendeten Trägerfrequenz, einer maximalen Verzögerung und/oder einer Differenzgeschwindigkeit zwischen Sender und Empfänger anzupassen. Die Anpassung kann für einzelne oder Gruppen von aufeinanderfolgenden Kommunikationsrahmen dynamisch erfolgen, z.B. wenn der Kommunikationskanal, die Trägerfrequenz und/oder die Differenzgeschwindigkeit zwischen Sender und Empfänger variieren.
• Eine statische Anpassung des Pilotsignal-Overheads und/oder des Leistungszuweisungsverhältnisses im Sender kann auf der Annahme beruhen, dass der verwendete Kommunikationskanal, die Trägerfrequenz und/oder die Differenzgeschwindigkeit zwischen Sender und Empfänger statisch sind oder innerhalb tolerierbarer Grenzen vernachlässigbar schwanken. Die statische Anpassung kann auch ein Worst-Case-Szenario berücksichtigen, z. B. eine maximal erwartete oder zulässige Differenzgeschwindigkeit zwischen Sender und Empfänger, eine maximal erwartete Verzögerung oder ähnliches, während der Empfänger und der Sender kommunikativ verbunden sind, z. B. in Funkreichweite. Die erwartete maximale Differenzgeschwindigkeit kann durch externe Eingangsdaten bereitgestellt werden, z. B. durch Geschwindigkeitsbegrenzungen für mobile Einheiten wie Autos oder Züge innerhalb des Versorgungsbereichs eines ortsfesten Senders.
• Eine dynamische Anpassung des Pilotsignal-Overheads und/oder des Leistungszuweisungsverhältnisses im Sender kann auf einer tatsächlichen Differenzgeschwindigkeit zwischen Sender und Empfänger beruhen. Eine solche Information kann von einem Empfänger geliefert werden, z.B. ein Geschwindigkeitsvektor des Empfängers, oder auf Informationen beruhen, die beim Sender verfügbar sind, z.B. eine Anzahl von Empfängern, die sich innerhalb der Reichweite des Senders befinden. Bei einem stationären Sender, z. B. einer Basisstation o. ä., kann diese Zahl der Anzahl der Empfänger entsprechen, die derzeit oder im Durchschnitt mit dem Sender verbunden sind oder mit ihm in kommunikativer Verbindung stehen. Die dynamische Anpassung kann auch auf Informationen beruhen, die von einem Empfänger empfangen werden, wie z. B. Kanalstatusinformationen, eine Bitfehlerrate oder eine Anzahl von Iterationen von Kanalschätzungen, die für die Decodierung eines zuvor empfangenen Signals erforderlich waren.
• Die Leistungszuweisung und/oder der Pilotsignal-Overhead können jedoch auch für spezielle Anforderungen optimiert werden. Um beispielsweise eine schnelle Konvergenz im Empfänger zu erreichen, könnte das Leistungszuweisungsverhältnis α kleiner gewählt werden als dasjenige, das gleiche SNR für Daten- und Pilotsignale aufweist, und/oder die BEM-Ordnung der ersten Kanalschätzungseinheit kann größer als 1 sein, was zu einem größeren Pilotsignal-Overhead führt. Simulationen haben gezeigt, dass ein Leistungszuweisungsverhältnis von etwa 95 % vorteilhaft ist, um sowohl die BER als auch die Konvergenz zu optimieren.
• Die dynamische Ermittlung eines nahezu optimalen Verhältnisses der Leistungszuweisung für Pilot- und Datensignale kann durch Training vor Beginn der eigentlichen Übertragung erreicht werden. Wie weiter oben erwähnt wurde, kann ein vorteilhaftes Leistungszuweisungsverhältnis gefunden werden, wenn das durchschnittliche Daten-SNR und das durchschnittliche Pilot-SNR gleich sind.
• Wie oben kurz erwähnt wurde, verwendet ein Empfänger gemäß einem dritten Aspekt der Erfindung eine zweistufige Kanalschätzung, die eine anfängliche Kanalschätzung, gefolgt von einer anfänglichen Entzerrung und Symbolschätzung, und eine iterative Kanalschätzung, gefolgt von einer entsprechenden Entzerrung und Symbolschätzung, implementiert.
• In einer beispielhaften ersten Stufe wird ein GCE-BEM-Modell mit einer kleinen BEM-Ordnung Q_s und T = 1 zur Beschreibung des zeitvariablen Kanals verwendet, um einen niedrigen Pilotsignal-Overhead und eine geringe Komplexität zu erreichen.
• Die elementweise Eingangs-Ausgangs-Beziehung lautet $$y\left[k,l\right]={\displaystyle \sum _{q=0}^Q{\displaystyle \sum _{l\text{'}=0}^L{c}_q\left[l\text{'}\right]}x\left[k-q\text{'},l-l\text{'}\right]e^{j2\pi \frac{q\text{'}l}{MN}}}.$$

  
• Betrachtet man den OTFS-Rahmen in , so können die BEM-Koeffizienten c_q[l'] mit q = 0, 1, . . ., Q_s und l' = 0, 1, . . . , L leicht durch das Pilotsymbol x_p geschätzt werden, so dass sich Folgendes ergibt: $${\widehat{c}}_q^0\left[l\text{'}\right]=\frac{y\left[k.l\right]}{x_{\text{p}}}{e}^{j2\pi \frac{q\text{'}l}{MN}},k=k_{\text{p}}+q\text{'},l=l_{\text{p}}+l\text{'},$$

  

  wobei q' = q - [Q_s/2]. Man beachte, dass die hochgestellte Zahl ⁰ anzeigt, dass es sich um die erste Schätzung handelt. Die Schätzung der BEM-Koeffizienten ${\widehat{c}}_q^0\left[l\text{'}\right]$

  

  kann zum Auffüllen der zyklischen BEM-Koeffizienten-Matrix C_q genutzt werden, und somit kann die erste Schätzung der Kanalmatrix H_t im Zeitbereich wie folgt geschätzt werden $${\widehat{H}}_{{}_{\text{t}}}^0={\displaystyle \sum _{q=0}^Q\text{diag}\left\{{\mathbf{b}}_q\right\}{\widehat{C}}_q^0},$$

  

  und die erste Schätzung des empfangenen Signalvektors y kann ausgedrückt werden als $$\mathbf{y}=\underset{G}{\underbrace{\left({\mathbf{F}}_N\otimes {\mathbf{I}}_M\right){\widehat{H}}_{{}_{\text{t}}}^0\left({\mathbf{F}}_N^H\otimes {\mathbf{I}}_M\right)}}\mathbf{x}+\mathbf{w}.$$

  
• Schließlich kann eine anfängliche Signaldetektion und Symbolschätzung durchgeführt werden, z. B. in einem Message-Passing-Equalizer (MP), wobei die geschätzten Symbole x̂⁰ sowohl Piloten als auch Datensymbole umfassen.
• In einer beispielhaften iterativen Phase wird die Kanalschätzung auf zwei Arten verfeinert. Einerseits wird das genauere GCE-BEM-Modell mit einer größeren BEM-Ordnung und T = 2 verwendet, um den zweifach-selektivem Fading unterliegenden Kanal genau zu beschreiben. Außerdem werden die Datensymbole, die in einer früheren Kanalschätzung erkannt wurden, als Pseudopilotsignale verwendet, um die Kanalschätzung zu verfeinern. Die verfeinerte Kanalschätzung führt wiederum zu einer verbesserten Entzerrung. Die vorgenannte verfeinerte Kanalschätzung und Entzerrung werden iterativ wiederholt, bis ein Abbruchkriterium erreicht ist, z.B. eine vorgegebene Anzahl von Iterationen oder eine Verbesserung gegenüber der vorherigen Entzerrung, die unter einem vorgegebenen Wert liegt.
• Wir definieren $S=\left({\mathbf{F}}_N^H\otimes {\mathbf{I}}_M\right)\mathbf{x}$

  

  und bezeichnen s = [s [0], s[1],..., s[MN-1]]^T. Da die BEM Koeffizientenmatrix C_q zyklisch ist, ergibt sich C_qs = Sc_q, wobei S als $$\text{S}=\left[\begin{array}{cccc}s\left[0\right]& s\left[MN-1\right]& \dots & s\left[MN-L\right]\\ s\left[1\right]& s\left[0\right]& \dots & s\left[MN-L+1\right]\\ ⋮& ⋮& \ddots & ⋮\\ s\left[MN-1\right]& s\left[MN-2\right]& \dots & s\left[MN-L-1\right]\end{array}\right]$$

  

  definiert ist.
• Durch Anwendung der DFT kann S als $$S={\mathbf{F}}_{MN}^H\text{diag}\left\{{\mathbf{F}}_{MN}\mathbf{s}\right\}{\mathbf{F}}_{MN\times L}.$$

  

  dargestellt werden, und der empfangene Signalvektor y kann wie folgt bestimmt werden $$\mathbf{y}={\displaystyle \sum _{q=0}^Q\left({\mathbf{F}}_N\otimes {\mathbf{I}}_M\right)}\text{diag}\left\{{\mathbf{b}}_q\right\}{\mathbf{F}}_{MN}^H\text{diag}\left\{{\mathbf{F}}_{MN}\left({\mathbf{F}}_N^H\otimes {\mathbf{I}}_M\right)\mathbf{x}\right\}{\mathbf{F}}_{MN\times L}{c}_q+w.$$

  
• Für die iterative Kanalschätzung wird die GCE-BEM mit einer BEM-Ordnung Q_L verwendet, die größer ist als die BEM-Ordnung Q_s er anfänglichen Kanalschätzung, und T ist größer als die der anfänglichen Kanalschätzung, z. B. T = 2. Es sei daran erinnert, dass größere Werte für T die BEM-Auflösung verbessern, während die BEM-Ordnung Q entsprechend erhöht wird, d. h. Q = 2[TNƒ_max]. Folglich kann der BEM-Modellierungsfehler reduziert und die Genauigkeit der Kanalschätzung verbessert werden, allerdings auf Kosten einer erhöhten Komplexität. Ein guter Kompromiss zwischen Schätzgenauigkeit und Rechenaufwand wurde für T = 2 gefunden, während andere Werte nicht ausgeschlossen sind und auch von der verwendeten BEM-Variante oder anderen Faktoren abhängen können.
• Wir definieren $c={\left[c_0^T,c_1^T,\dots ,c_{Q_{\text{L}}}^T\right]}^T.$

  

  Mit der Signalschätzung x̂⁽ⁱ⁾ der i -ten Iteration ergibt sich der BEM Koeffizientenvektor c in einfacher Weise als $${\widehat{c}}^{i+1}={\left({\widehat{A}}^i\right)}^{+}y,$$

  

  wobei ${\widehat{A}}^I=\left[{\widehat{A}}_0^i,{\widehat{A}}_1^i,\dots ,{\widehat{A}}_q^i\right]$

  

  ist, mit $${\widehat{A}}_q^i=\left({\mathbf{F}}_N\otimes {\mathbf{I}}_M\right)\text{diag}\left\{{\mathbf{b}}_q\right\}{\mathbf{F}}_{MN}^H\text{diag}\left\{{\mathbf{F}}_{MN}\left({\mathbf{F}}_N^H\otimes {\mathbf{I}}_M\right){\widehat{x}}^i\right\}{\mathbf{F}}_{MN\times L}$$

  
• Eine neue Kanal- und Signalschätzung wird dann bestimmt und als ${\widehat{H}}_{{}_{\text{t}}}^{i+1}$

  

  bzw. x̂ⁱ⁺¹ bezeichnet. Die oben genannten Verfahrensschritte, d. h. Kanalschätzung und Entzerrung, werden so lange wiederholt, bis ein Abbruchkriterium erfüllt ist, z. B. eine zufriedenstellende Leistung erzielt wird.
• Dementsprechend umfasst ein Empfänger für ein OTFS-Übertragungssystem gemäß dem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung eine erste empfängerseitige Transformationseinheit und eine zweite empfängerseitige Transformationseinheit. Der Empfänger ist dazu eingerichtet, an einem Eingang der ersten empfängerseitigen Transformationseinheit, die eine zweidimensionale Repräsentation des empfangenen Kommunikationsrahmens in der Zeit-Frequenz-Domäne ausgibt, ein Zeitbereichssignal zu empfangen, das einen Kommunikationsrahmen gemäß Anspruch 1 repräsentiert, der über einen praktischen Kommunikationskanal, d.h. einen Kommunikationskanal, der einer Dopplerspreizung unterliegt, übertragen wird. Der Ausgang der ersten empfängerseitigen Transformationseinheit wird einem Eingang der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit zugeführt, die eine zweidimensionale Repräsentation des empfangenen Kommunikationsrahmens aus Pilot- und Datensignalen in der Verzögerungs-Doppler-Domäne ausgibt. Zumindest die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit ausgegebenen Pilotsignale werden einer ersten Kanalschätzungseinheit zugeführt, die eine erste Schätzung der Kanalmatrix Ĥ_t ⁱ⁼⁰ im Zeitbereich ausgibt. Die erste Schätzung der Kanalmatrix Ĥ_t ⁱ⁼⁰ im Zeitbereich sowie mindestens die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit ausgegebenen Datensignale oder die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit ausgegebenen Pilot- und Datensignale werden einer Entzerrereinheit zugeführt, die einen geschätzten Satz von zumindest den Datensignalen ausgibt. Der geschätzte Satz von zumindest den Datensignalen sowie zumindest die Pilotsignale, die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit ausgegeben werden, oder die Pilot- und Datensignale, die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit ausgegeben werden, werden einer zweiten Kanalschätzungseinheit zugeführt, die eine zweite Schätzung der Kanalmatrix Ĥ_t ^i≥1. im Zeitbereich ausgibt. Die Ausgangssignale Ĥ_t ^i≥1 der zweiten Kanalschätzungseinheit sowie zumindest die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit ausgegebenen Datensignale oder die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit ausgegebenen Pilot- und Datensignale werden der Entzerrereinheit zugeführt, die einen weiteren geschätzten Satz von zumindest Datensignalen ausgibt. Die Kanalschätzung in der zweiten Kanalschätzungseinheit und die Schätzung eines geschätzten Satzes von zumindest Datensignalen in der Entzerrereinheit wird iterativ wiederholt, bis ein Abbruchkriterium erfüllt ist. Mit anderen Worten werden die Vorgänge der Schätzung der Kanalmatrix Ĥ_t ⁱ im Zeitbereich in der zweiten Kanalschätzungseinheit und der Schätzung von Sätzen von zumindest Datensymbolen in der Entzerrereinheit, der Rückführung der jeweiligen letzten Ausgangssignale von der Entzerrereinheit sowie zumindest der Pilotsignale, die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit ausgegeben werden, oder der Pilot- und Datensignale, die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit ausgegeben werden, zu der zweiten empfängerseitigen Kanalschätzungseinheit, solange wiederholt, bis das Abbruchkriterium erfüllt ist.
• Ein Abbruchkriterium kann die Konvergenz der Ausgangssignale der Entzerrereinheit sein. Eine solche Konvergenz kann z.B. angenommen werden, wenn die Bitfehlerrate des dekodierten Ausgangssignals der Entzerrereinheit für zwei aufeinanderfolgende Iterationen unter einem vorgegebenen Schwellenwert liegt. Der Schwellenwert kann z. B. eine Differenz der Bitfehlerraten sein, die kleiner als 10^-6 ist. Ein weiteres denkbares Abbruchkriterium kann eine vorgegebene Anzahl von Iterationen sein. Es ist auch möglich, eine maximale Anzahl von Iterationen festzulegen, nach der die Iteration beendet wird, die Iteration aber früher zu beenden, wenn die Bitfehlerrate für zwei aufeinanderfolgende Iterationen unterhalb der vorgegebenen Schwelle liegt, bevor die maximale Anzahl von Iterationen erreicht ist.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen des Empfängers ist die erste empfängerseitige Transformationseinheit dazu eingerichtet, eine Finite-Fourier-Transformation, eine inverse Heisenberg- oder eine Wigner-Transformation durchzuführen.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen des Empfängers ist die zweite empfängerseitige Transformationseinheit dazu eingerichtet, eine symplektische Finite-Fourier-Transformation durchzuführen.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen des Empfängers ist die erste Kanalschätzungseinheit dazu eingerichtet, eine Kanalschätzung auf der Grundlage einer Basisexpansionsmodellierung des zeitvariablen Kommunikationskanals mit einer ersten BEM-Ordnung durchzuführen. Die erste BEM-Ordnung bezieht sich auf die Ordnung der Basisexpansion zur Modellierung des Kommunikationskanals. Die erste Kanalschätzung ist vorzugsweise eine pilotgestützte Kanalschätzung, d.h. sie verwendet die bekannten Orte und/oder andere Eigenschaften der Pilotsignale im Kommunikationsrahmen zur Schätzung.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen des Empfängers führt der Entzerrer eine Message-Passing-, eine Zero-Forcing- und/oder eine Minimum Mean Square Error-Entzerrung durch.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen des Empfängers ist die zweite Kanalschätzungseinheit dazu eingerichtet, eine Kanalschätzung auf der Grundlage einer Basisexpansionsmodellierung des zeitveränderlichen Kommunikationskanals mit einer zweiten BEM-Ordnung durchzuführen. Die zweite BEM-Ordnung bezieht sich auf die Ordnung der Basisexpansion zur Modellierung des Kommunikationskanals. Die zweite Kanalschätzung ist vorzugsweise eine datengestützte Kanalschätzung, d.h. sie verwendet die in der Entzerrereinheit geschätzten Signale zusätzlich zu den Pilotsignalen im Kommunikationsrahmen zur Schätzung. Vorzugsweise ist die zweite BEM-Ordnung größer als die erste BEM-Ordnung, z. B. kann die erste BEM-Ordnung Q_S 2 und die zweite BEM Ordnung Q_L 4 oder 6 sein.
• Eine oder mehrere Ausführungsformen des Empfängers umfassen ferner eine Steuereinheit, die dazu eingerichtet ist, dass sie Informationen über die absolute Geschwindigkeit und Richtung des Empfängers über Grund, die absolute Geschwindigkeit und Richtung des Senders über Grund und/oder die relative Geschwindigkeit zwischen dem Empfänger und dem Sender empfängt und ferner dazu eingerichtet ist, dass sie eine BEM-Ordnung Q_S ermittelt, und/oder so beschaffen ist, dass sie die BEM-Ordnung Q_S empfängt, die beim Sender zum Zusammensetzen des Kommunikationsrahmens verwendet wird. Die empfangene oder ermittelte BEM-Ordnung Q_S und/oder die empfangenen Informationen werden an die erste und/oder zweite Kanalschätzungseinheit weitergeleitet, um die jeweilige anzuwendende oder zu verwendende BEM-Ordnung zu bestimmen. Informationen über die beim Sender verwendete BEM-Ordnung Q_S können z. B. übertragen werden, wenn sich ein mobiles Endgerät mit einer Basisstation verbindet, oder allgemeiner, wenn eine Kommunikationsverbindung zwischen einem Sender und einem Empfänger hergestellt wird. Da nur wenige Bytes benötigt werden, würde dies den Overhead nicht wesentlich erhöhen, kann aber die spektrale Effizienz erhöhen, wenn ein kleinerer Overhead als der Standard-Overhead verwendet werden kann.
• Wird keine dynamische Anpassung der BEM-Ordnung Q_S verwendet, kann der Empfänger einen vereinbarten Standardwert verwenden.
• Wie weiter oben erwähnt, führt die Verwendung einer GCE-BEM mit niedriger Auflösung und einer kleinen BEM-Ordnung Q_S in der ersten Kanalschätzungseinheit des Empfängers zu einem kleinen Pilotsignal-Overhead im Kommunikationsrahmen. Die daraus resultierende unterdurchschnittliche Kanalschätzungsgenauigkeit wird mehr als kompensiert, indem die nach jeder Kanalschätzung geschätzten Datensignale iterativ einer zweiten Kanalschätzungseinheit des Empfängers zugeführt werden, die ein hochauflösendes GCE-BEM mit einer BEM-Ordnung Q_L nutzt, die größer ist als die in der ersten Kanalschätzungseinheit des Empfängers verwendete. In der zweiten Kanalschätzungseinheit dienen die geschätzten Datensignale als Pseudo-Pilotsignale und ermöglichen eine Kanalschätzung, die mit jeder nachfolgenden Iteration stark verbessert wird, da immer mehr Pseudo-Pilotsignale verfügbar werden.
• Die verschiedenen oben vorgestellten Elemente des Senders und des Empfängers können in Hardware, als Softwaremodule oder als Kombinationen davon implementiert werden, d.h. Hardware, die durch Software gesteuert und/oder parametrisiert wird. Insbesondere können die erste und die zweite Kanalschätzungseinheit des Empfängers auf demselben Hardware- oder Softwaremodul beruhen und für die jeweilige pilotgestützte oder datengestützte Kanalschätzung parametrisiert werden, wobei entsprechende Eingangsdaten und GCE-BEM-Parameter verwendet werden.
• Ein drahtloses Gerät gemäß einem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung umfasst einen Sender und/oder einen Empfänger für ein OTFS-Übertragungssystem vorstehend beschrieben.
• Gemäß einem vierten Aspekt der vorliegenden Erfindung umfasst ein Verfahren zum Übertragen einer binären Datenfolge über einen OTFS-Kommunikationskanal das Abbilden einer binären Datenfolge in einem Signalabbildner in eine zweidimensionale Anordnung von Pilotsymbolen und Datensymbolen entlang der Stellen eines Gitters in der Verzögerungs-Doppler-Domäne. In der zweidimensionalen Anordnung gemäß der Erfindung ist die Anzahl der Schutzsymbole, die das Pilotsymbol in jeder Richtung der Dopplerdimension umgeben, doppelt so groß wie die Anzahl der BEM-Basisfunktionen, die zur Modellierung des Kommunikationskanals in einem Empfänger verwendet werden. Der Abbildner kann eine Anzahl von Schutzsymbolen um das Pilotsymbol in jeder Richtung der Verzögerungsdimension bereitstellen, die doppelt so groß ist wie die maximale Zeitverzögerung ausgedrückt in Verzögerungsbereichen. Die zweidimensionale Anordnung bildet einen Kommunikationsrahmen für ein OTFS-Übertragungssystem. Das Abbilden kann den Empfang der binären Datenfolge an einem Eingang des Signalabbildners und die Bereitstellung der zweidimensionalen Anordnung von Pilot- und Datensymbolen an einem Ausgang des Signalabbildners umfassen.
• Das Verfahren umfasst ferner das Transformieren des zweidimensionalen Kommunikationsrahmens in der Verzögerungs-Doppler-Domäne in eine zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne in einer ersten senderseitigen Transformationseinheit. Die erste Transformation kann den Empfang des zweidimensionalen Kommunikationsrahmens in der Verzögerungs-Doppler-Domäne an einem Eingang der ersten senderseitigen Transformationseinheit und die Bereitstellung der zweidimensionalen Anordnung von Informationssymbolen an einem Ausgang der ersten senderseitigen Transformationseinheit umfassen.
• Das Verfahren umfasst ferner das Transformieren der zweidimensionalen Anordnung von Informationssymbolen in einer zweiten senderseitigen Transformationseinheit in ein kontinuierliches Zeitbereichssignal, das den Kommunikationsrahmen darstellt. Die zweite Transformation kann den Empfang der zweidimensionalen Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne an einem Eingang der zweiten senderseitigen Transformationseinheit und die Bereitstellung des kontinuierlichen Zeitbereichssignals, das den Kommunikationsrahmen repräsentiert, an einem Ausgang der zweiten senderseitigen Transformationseinheit umfassen.
• Das Verfahren umfasst ferner das Übertragen des kontinuierlichen Zeitbereichssignals, das den Kommunikationsrahmen repräsentiert, über den Kommunikationskanal. Das Senden kann Schritte umfassen, die von konventionellen Sendern bekannt sind, wie z.B. Verstärkung, Keulenbildung und -ausrichtung und dergleichen.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen des Verfahrens umfasst der erste Transformationsschritt, den zweidimensionalen Kommunikationsrahmen im Verzögerungs-Doppler-Bereich einer inversen symplektischen Finite-Fourier-Transformation zu unterziehen.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen des Verfahrens umfasst der zweite Transformationsschritt, die zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen einer Heisenberg-Transformation oder einer inversen Finite-Fourier-Transformation (IFFT) zu unterziehen.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen umfasst das Verfahren ferner das Einstellen eines Leistungszuweisungsverhältnisses zwischen Daten und Pilotsymbolen zwischen 0,5 und 0,99, vorzugsweise zwischen 0,9 und 0,99.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen umfasst das Verfahren ferner das Anpassen eines Leistungszuweisungsverhältnisses zwischen Daten und Pilotsymbolen in Abhängigkeit von einem verwendeten Kommunikationskanal, einer verwendeten Trägerfrequenz und/oder einer Differenzgeschwindigkeit zwischen Sender und Empfänger.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen umfasst das Verfahren ferner das Anpassen des Pilotsignal-Overheads in Abhängigkeit von einem verwendeten Kommunikationskanal, einer verwendeten Trägerfrequenz und/oder einer Differenzgeschwindigkeit zwischen Sender und Empfänger.
• Gemäß einem fünften Aspekt der vorliegenden Erfindung umfasst ein Verfahren zum Empfangen einer binären Datenfolge über einen praktischen OTFS-Kommunikationskanal das Empfangen eines kontinuierlichen Zeitbereichssignals, das einen Kommunikationsrahmen gemäß den Ansprüchen 1 oder 2 repräsentiert, über den Kommunikationskanal. Das Verfahren umfasst ferner das Transformieren des kontinuierlichen Zeitbereichssignals, das den Kommunikationsrahmen repräsentiert, in einer ersten empfängerseitigen Transformationseinheit in eine zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne, welche an einem Ausgang der ersten empfängerseitigen Transformationseinheit bereitgestellt wird. In einem nächsten Schritt des Verfahrens wird die zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen, die Pilot- und Datensignale in der Zeit-Frequenz-Domäne umfasst, in einer zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit in einen zweidimensionalen Kommunikationsrahmen transformiert, der Pilot- und Datensignale in der Verzögerungs-Doppler-Domäne enthält, und der an einem Ausgang der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit anliegt. Um eine erste Schätzung der Zeitbereichs-Kanalmatrix Ĥ_t ⁱ⁼⁰ an einem Ausgang einer ersten Kanalschätzungseinheit zu erhalten, werden zumindest die in dem zweidimensionalen Kommunikationsrahmen in der Verzögerungs-Doppler-Domäne enthaltenen Pilotsignale an eine erste Kanalschätzungseinheit geliefert. Die erste Schätzung der Kanalmatrix Ĥ_t ⁱ⁼⁰ im Zeitbereich sowie zumindest die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit ausgegebenen Datensignale oder die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit ausgegebenen Pilot- und Datensignale werden dann einer Entzerrereinheit zugeführt, um einen geschätzten Satz von zumindest Datensignalen an einem Ausgang der Entzerrereinheit zu erhalten. Als nächstes wird der geschätzte Satz von zumindest Datensignalen, die von der Entzerrereinheit ausgegeben werden, sowie zumindest die Pilotsignale, die nach der zweiten Transformation in der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit vorliegen, oder die Pilot- und Datensignale, die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit ausgegeben werden, einer zweiten Kanalschätzungseinheit zugeführt, um eine weitere Schätzung der Kanalmatrix Ĥ_t ^i≥1 im Zeitbereich zu erhalten. Die weitere Schätzung der Kanalmatrix Ĥ_t ^i≥1 im Zeitbereich, die an einem Ausgang der zweiten Kanalschätzungseinheit vorliegt, sowie zumindest die Datensignale, die nach der zweiten Transformation in der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit vorliegen, oder die Pilot- und Datensignale, die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit ausgegeben werden, werden dann der Entzerrereinheit zugeführt, um einen weiteren geschätzten Satz von zumindest Datensignalen zu erhalten. Die Schätzung der Kanalmatrix Ĥ_t ^i≥1 im Zeitbereich in der zweiten Kanalschätzungseinheit und die Schätzung von Sätzen von zumindest Datensignalen in der Entzerrereinheit wird iterativ wiederholt, bis ein Abbruchkriterium erfüllt ist. Bei der iterativen Wiederholung werden der jeweils neueste geschätzte Satz von zumindest Datensignalen und die Pilotsignale zum Schätzen der Kanalmatrix Ĥ_t ^i≥1 im Zeitbereich und die jeweils neueste geschätzte Kanalmatrix Ĥ_t ^i≥1 im Zeitbereich sowie zumindest die nach der zweiten Transformation in der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit vorliegenden Datensignale oder die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit ausgegebenen Pilot- und Datensignale für die nächste Schätzung zumindest der Datensignale verwendet.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen des Verfahrens umfasst das Transformieren des kontinuierlichen Zeitbereichssignals, das den Kommunikationsrahmen repräsentiert, in eine zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne, das kontinuierliche Zeitbereichssignal, das einen Kommunikationsrahmen repräsentiert, einer finiten Fourier-Transformation, einer inversen Heisenberg- oder Wigner-Transformation zu unterziehen.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen des Verfahrens umfasst das Transformieren der zweidimensionalen Anordnung von Informationssymbolen, die Pilot- und Datensignale in der Zeit-Frequenz-Domäne enthält, in einen zweidimensionalen Kommunikationsrahmen, der Pilot- und Datensignale in der Verzögerungs-Doppler-Domäne enthält, die zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen, die Pilot- und Datensignale in der Zeit-Frequenz-Domäne umfassen, einer symplektischen Finite-Fourier-Transformation zu unterziehen.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen des Verfahrens umfasst das Ermitteln der ersten Schätzung der Kanalmatrix Ĥ_t ⁱ⁼⁰ im Zeitbereich die Durchführung einer Kanalschätzung basierend auf einer Basisexpansionsmodellierung des zeitveränderlichen Kommunikationskanals mit einer ersten BEM-Ordnung.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen des Verfahrens umfasst die Abschätzung der Kanalmatrix Ĥ_t ^i≥1 im Zeitbereich in der zweiten Kanalabschätzungseinheit die Durchführung einer Kanalabschätzung basierend auf einer Basisexpansionsmodellierung des zeitvariablen Kommunikationskanals mit einer zweiten BEM-Ordnung. Vorzugsweise ist die zweite BEM-Ordnung größer als die erste BEM-Ordnung.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen des Verfahrens umfasst das Ermitteln eines geschätzten Satzes von zumindest Datensignalen in der Entzerrereinheit, zumindest die Datensignale, die nach der zweiten Transformation in der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit erhalten wurden, einer Message Passing-, einer Zero-Forcing- und/oder einer Minimum Mean Square Error-Entzerrung zu unterziehen.
• In einer oder mehreren Ausführungsformen umfasst das Verfahren ferner das Empfangen von Informationen über die absolute Geschwindigkeit und Richtung des Empfängers über Grund, die absolute Geschwindigkeit und Richtung des Senders über Grund und/oder die relative Geschwindigkeit zwischen dem Empfänger und dem Sender, in einer Steuereinheit, und das Bestimmen einer BEM-Ordnung Q_S, und/oder das Empfangen der BEM-Ordnung Q_S, die am Sender zum Erzeugen des Kommunikationsrahmens verwendet wird. Die empfangenen Informationen können zur Bestimmung der jeweiligen BEM-Ordnung verwendet werden, die in der ersten und/oder in der zweiten Kanalschätzungseinheit zu verwenden ist. Die jeweils empfangene oder ermittelte BEM-Reihenfolge wird der ersten und/oder der zweiten Kanalschätzungseinheit zur Verfügung gestellt.
• Die Sende- und/oder Empfangsverfahren können durch Computerprogrammanweisungen dargestellt werden, die, wenn sie von einem Mikroprozessor ausgeführt werden, den Computer und/oder die Steuerhardwarekomponenten eines Senders bzw. eines Empfängers eines vorstehend beschriebenen OTFS-Übertragungssystems dazu veranlassen, das vorstehend beschriebene Sende- bzw. Empfangsverfahren auszuführen.
• Die Computerprogrammanweisungen können abrufbar auf einem computerlesbaren Medium oder Datenträger gespeichert oder übertragen werden. Das Medium oder der Datenträger kann physisch verkörpert sein, z. B. in Form einer Festplatte, einer Solid-State-Disk, eines Flash-Speichers oder dergleichen. Das Medium oder der Datenträger kann aber auch ein moduliertes elektromagnetisches, elektrisches oder optisches Signal umfassen, das vom Computer mittels eines entsprechenden Empfängers empfangen und in einen Speicher des Computers übertragen und dort gespeichert wird.
• Figurenliste
• Im folgenden Abschnitt werden beispielhafte Ausführungsformen der Erfindung mit Bezug auf die Zeichnung näher erläutert. In der Zeichnung zeigt
• 1 ein Blockschaltbild eines allgemeinen OTFS Übertragungssystems,
• 2 den Realteil des Kanalgewinns eines beispielhaften praktischen 5G TDL-B OTFS Kanals bei unterschiedlichen Geschwindigkeiten,
• 3 das im Sender vorliegende OTFS Übertragungsrahmenmuster gemäß der vorliegenden Erfindung,
• 4 ein konventionelles OTFS Übertragungsrahmenmuster,
• 5 ein Blockschaltbild der Kanalschätzung und -entzerrung eines beispielhaften erfindungsgemäßen Empfängers,
• 6 ein Flussdiagramm eines Verfahrens zum Senden einer Binärdatenfolge über einen OTFS Kommunikationskanal, und
• 7 ein Flussdiagramm eines Verfahrens zum Empfangen einer Binärdatenfolge über einen zweifach-selektivem Fading unterliegenden OTFS Kommunikationskanal.
• In den Figuren können gleiche oder ähnliche Elemente mit denselben Bezugszeichen bezeichnet sein.
• BESCHREIBUNG VON AUSFÜHRUNGSBEISPIELEN
• Die bis wurden bereits weiter oben beschrieben und werden hier nicht erneut behandelt.
• 5 zeigt ein Blockschaltbild der Kanalschätzung und Entzerrung eines beispielhaften Empfängers gemäß der vorliegenden Erfindung. Die Kanalschätzung und -entzerrung ersetzen den in gezeigten allgemeinen Kanalschätzungs- und -entzerrungsblock. Alle anderen Elemente des in 1 gezeigten Empfängers 300, d. h. die erste und zweite empfängerseitige Transformationseinheit 304 bzw. 306, sind identisch und in der Figur nicht dargestellt.
• Die zweidimensionale Anordnung von Pilot- und Datensignalen y[k, l] in der Verzögerungs-Doppler-Domäne, die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit 306 ausgegeben wird, kann zunächst einer Pilotsignalextraktionseinheit 326 zugeführt werden, bei der es sich im Wesentlichen um eine Fensterfunktion handelt, die das Wissen über den Aufbau des übertragenen zweidimensionalen Arrays zur Entfernung oder Unterdrückung von Datensignalen nutzt. Die extrahierten Pilotsignaley_p werden einer ersten Kanalschätzungseinheit 320 zugeführt, die eine pilotgestützte erste Kanalschätzung unter Verwendung eines GCE-BEM-Kanalmodells mit einer kleinen BEM-Ordnung Q_S und einer niedrigen Auflösung T durchführt. Das Ergebnis der Kanalschätzung in der ersten Kanalschätzungseinheit 320 wird zusammen mit mindestens den von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit 306 bereitgestellten empfangenen Datensignalen y_d oder der gesamten empfangenen zweidimensionalen Anordnung von Pilot- und Datensignalen y[k, l] einem Entzerrer 324 zugeführt. Die erste Schätzung der gesendeten Symbole wird an eine zweite Kanalschätzungseinheit 322 zurückgeführt, die eine datengestützte Kanalschätzung unter Verwendung eines GCE-BEM-Kanalmodells mit einer höheren BEM-Ordnung Q_L und einer höheren Auflösung T als die erste Kanalschätzungseinheit ausgibt. Die zweite Kanalschätzungseinheit 322 empfängt außerdem die extrahierten Pilotsignale y_p oder die gesamte empfangene zweidimensionale Anordnung von Pilot- und Datensignalen y[k, l]. Das Ergebnis der Kanalschätzung in der zweiten Kanalschätzungseinheit 322 wird zusammen mit mindestens den von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit 306 bereitgestellten empfangenen Datensignalen y_d oder der gesamten empfangenen zweidimensionalen Anordnung von Pilot- und Datensignalen y[k, l] dem Entzerrer 324 zugeführt, um eine gegenüber der vorherigen verbesserte Schätzung der übertragenen Symbole zu erhalten. Der Vorgang wird so lange wiederholt, bis das Abbruchkriterium erfüllt ist.
• 6 zeigt ein Flussdiagramm eines Verfahrens 400 zur Übertragung einer binären Datenfolge über einen OTFS-Kommunikationskanal. In Schritt 402 wird eine binäre Datenfolge in einen zweidimensionalen Kommunikationsrahmen in der Verzögerungs-Doppler-Domäne abgebildet. In Schritt 404 wird der zweidimensionale Kommunikationsrahmen in der Verzögerungs-Doppler-Domäne in eine zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne transformiert. In Schritt 406 wird die zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen im Zeit-Frequenz-Bereich in ein kontinuierliches Zeitbereichssignal umgewandelt, das den Kommunikationsrahmen darstellt, welches in Schritt 408 über den Kanal übertragen wird. Vor der Umwandlung der zweidimensionalen Anordnung von Informationssymbolen in der Verzögerungs-Doppler-Domäne in eine zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne kann in einem optionalen Schritt 410 ein Leistungszuweisungsverhältnis zwischen Pilot- und Datensignalen und/oder ein Pilotsignal-Overhead bestimmt oder angepasst werden, das in dem optionalen Schritt 412 eingestellt wird.
• zeigt ein Flussdiagramm eines Verfahrens 500 zum Empfang einer binären Datenfolge über einen OTFS-Kommunikationskanal, der zweifach-selektivem Fading unterliegt. In Schritt 502 wird ein kontinuierliches Zeitbereichssignal, das einen Kommunikationsrahmen darstellt, über den Kommunikationskanal empfangen. In Schritt 504 wird das den Kommunikationsrahmen repräsentierende kontinuierliche Zeitbereichssignal in eine zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne transformiert. In Schritt 506 wird die zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen, die Pilot- und Datensignale in der Zeit-Frequenz-Domäne umfasst, in einen zweidimensionalen Kommunikationsrahmen transformiert, der Pilotsignale und Datensignale in der Verzögerungs-Doppler-Domäne umfasst. In Schritt 508 wird eine anfängliche Schätzung einer Kanalmatrix im Zeitbereich in einer ersten Kanalschätzungseinheit 320 erhalten, die eine Kanalschätzung auf der Basis einer Basisexpansionsmodellierung des zeitveränderlichen Kommunikationskanals mit einer ersten BEM-Ordnung und mit einer ersten, niedrigen Auflösung durchführt. In Schritt 510 wird in einer Entzerrereinheit 324 auf der Basis der Kanalschätzung und des Kommunikationsrahmens in der Verzögerungs-Doppler-Domäne ein geschätzter Satz von zumindest Datensignalen bestimmt. In Schritt 514 wird geprüft, ob ein Abbruchkriterium erfüllt ist, das im positiven Fall, „Ja“-Zweig von Schritt 514, signalisiert, dass die geschätzten empfangenen Symbole in Schritt 516 an einen Signalrückabbildner ausgegeben und schließlich als empfangene Binärsequenz ausgegeben werden können. Wenn das Abbruchkriterium nicht erfüllt ist, „Nein“-Zweig von Schritt 514, wird eine weitere Schätzung einer Kanalmatrix im Zeitbereich in einer zweiten Kanalschätzungseinheit 322 erhalten, die eine Kanalschätzung auf der Basis einer Basisexpansionsmodellierung des zeitvariablen Kommunikationskanals mit einer zweiten BEM-Ordnung und mit einer zweiten, höheren Auflösung unter Verwendung der geschätzten Datensignale zusätzlich zu den Pilotsignalen durchführt. Das Ergebnis der Kanalschätzung wird an den Entzerrer weitergeleitet, der den Schritt 510 unter Verwendung der weiteren Schätzung aus Schritt 512 wiederholt.
• Optional kann in Schritt 520 eine BEM-Ordnung Q_S empfangen werden, die im Sender verwendet wurde, oder Informationen, die es ermöglichen, eine BEM-Ordnung zu bestimmen, die bei der Kanalschätzung verwendet werden soll. In Schritt 522 wird die zu verwendende BEM-Ordnung Q_S bestimmt und in Schritt 524 an die Kanalschätzungseinheit übermittelt.
• Bezugszeichenliste

ƒc

Trägerfrequenz

Δƒ

Unterträgerabstand

L

Kanallänge

M

Anzahl der Verzögerungsbereiche

N

Anzahl der Dopplerbereiche

PT

Gesamt-Übertragungsleistung

α

Anteil der Daten zugewiesenen Leistung

A

Pilot Overhead

QS

BEM Ordnung bei der anfänglichen Kanalschätzung mit niedriger Ordnung

QL

BEM Ordnung bei der anschließenden, iterativen Kanalschätzung

AWGN

additives weißes Gauß‘sches Rauschen

BEM

Basisexpansionsmodell

CE-BEM

komplex-exponentielle BEM

GCE-BEM

verallgemeinerte CE-BEM

DFT

diskrete Fouriertransformation

MSE

mittlerer quadratischer Fehler

OTFS

orthogonaler Zeit-Frequenz-Raum

SNR

Signal-Rausch-Verhältnis

BER

Bitfehlerrate

OFDM

orthogonales Frequenzmultiplexverfahren

MP

Message Passing

SFFT

finite-symplektische Fouriertransformation

200

Sender

202

erste senderseitige Transformationseinheit

204

zweite senderseitige Transformationseinheit

206

Antenne

300

Empfänger

302

Antenne

304

erste empfängerseitige Transformationseinheit

306

zweite empfängerseitige Transformationseinheit

310

Block zur Kanalschätzung und -entzerrung

320

erste Kanalschätzungseinheit

322

zweite Kanalschätzungseinheit

324

Entzerrereinheit

326

Pilotsignal-Rückgewinnungseinheit

400

Übermittlungsverfahren

402

Abbildung in die Verzögerungs-Doppler-Domäne

404

in den Zeit-/Frequenzbereich transformieren

406

Umwandlung in ein kontinuierliches Signal im Zeitbereich

408

über den Kanal senden

410

Anpassung der Leistungszuweisung / des Pilotsignal-Overheads

412

Einstellung der Leistungszuweisung / des Pilotsignal-Overheads

500

Empfangsverfahren

502

Empfang eines kontinuierlichen Signals im Zeitbereich

504

Umwandlung eines kontinuierlichen Signals im Zeitbereich in eine zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit- und Frequenzdomäne

506

Umwandlung einer zweidimensionalen Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne in einen zweidimensionalen Kommunikationsrahmen in der Verzögerungs-Doppler-Domäne

508

Schätzung der Kanalmatrix im Zeitbereich in einer ersten Kanalschätzungseinheit

510

Erhalt geschätzter Symbole

512

Schätzung der Kanalmatrix im Zeitbereich in einer zweiten Kanalschätzungseinheit

514

Abbruchkriterium erfüllt?

516

Schätzung an Signalrückabbildner ausgeben

520

Empfangen

522

Bestimmung des zu verwendenden BEM

524

BEM der Kanalschätzungseinheit zuführen

Claims (31)

1. Zweidimensionale Anordnung von Pilotsymbolen (P) und Datensymbolen eines Kommunikationsrahmens für ein OTFS-Übertragungssystem, wobei die Pilotsymbole (P) und die Datensymbole innerhalb eines Gitters in der Verzögerungs-Doppler-Domäne angeordnet sind, dadurch gekennzeichnet, dass die Pilotsymbole (P) von Schutzsymbolen (G) umgeben sind, wobei die Anzahl der Schutzsymbole (G) in jeder Richtung der Dopplerdimension doppelt so groß ist wie die Ordnung der BEM-Basisfunktionen, die zum Modellieren des Kommunikationskanals in einem Empfänger (300) verwendet werden.
2. Zweidimensionale Anordnung von Symbolen im Kommunikationsrahmen für ein OTFS-Übertragungssystem nach Anspruch 1, wobei die Anzahl von Schutzsymbolen (G), die das Pilotsymbol (P) in jeder Richtung der Verzögerungsdimension umgeben, das Doppelte der maximalen Zeitverzögerung ausgedrückt in Verzögerungsbereichen beträgt.
3. Sender (200) eines OTFS-Übertragungssystems mit einem Signalabbildner, der stromaufwärts von einer ersten senderseitigen Transformationseinheit (202) und einer zweiten senderseitigen Transformationseinheit (204) angeordnet ist, wobei der Signalabbildner dazu eingerichtet ist, eine binäre Datenfolge zu empfangen und einen zweidimensionalen Kommunikationsrahmen (x[k, l]) in der Verzögerungs-Doppler-Domäne auszugeben, in welchem Pilotsymbole (P), Datensymbole und Schutzsymbole (G) zweidimensional in Übereinstimmung mit Anspruch 1 angeordnet sind, wobei die erste senderseitige Transformationseinheit (202) dazu eingerichtet ist, an einem Eingang den von dem Signalabbildner ausgegeben zweidimensionalen Kommunikationsrahmen in der Verzögerungs-Doppler-Domäne zu empfangen, und eine zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne auszugeben, und wobei der Ausgang der ersten senderseitigen Transformationseinheit (202) einem Eingang der zweiten senderseitigen Transformationseinheit (204) zugeführt wird, die dazu ausgelegt ist, ein kontinuierliches, den Kommunikationsrahmen darstellendes Zeitbereichssignal zur Übertragung über den Kommunikationskanal auszugeben.
4. Sender (200) für ein OTFS-Übertragungssystem nach Anspruch 3, wobei die erste senderseitige Transformationseinheit (202) dazu eingerichtet ist, eine Vorcodierung und/oder eine inverse symplektische Finite-Fourier-Transformation durchzuführen.
5. Sender (200) für ein OTFS-Übertragungssystem nach Anspruch 3 oder 4, wobei die zweite senderseitige Transformationseinheit (204) dazu eingerichtet ist, eine Heisenberg-Transformation oder eine inverse Finite-Fourier-Transformation (IFFT) durchzuführen.
6. Sender (200) für ein OTFS-Übertragungssystem nach einem der Ansprüche 3 bis 5, wobei der Sender (200) dazu eingerichtet ist, zwischen 50 % und 99 %, vorzugsweise zwischen 90 % und 99 %, der gesamten Sendeleistung Datensymbolen und die restliche Sendeleistung Pilotsymbolen zuzuordnen.
7. Sender (200) für ein OTFS-Übertragungssystem nach einem der Ansprüche 3 bis 6, wobei der Sender (200) dazu eingerichtet ist, eine den Daten- bzw. Pilotsymbolen (P) zugeordnete Leistung in Abhängigkeit von einem verwendeten Kommunikationskanal, einer verwendeten Trägerfrequenz und/oder einer Differenzgeschwindigkeit zwischen Sender und Empfänger anzupassen.
8. Sender (200) für ein OTFS-Übertragungssystem nach einem der Ansprüche 3 bis 7, wobei der Signalabbildner dazu eingerichtet ist, den Pilotsignal-Overhead in Abhängigkeit von einem verwendeten Kommunikationskanal, einer verwendeten Trägerfrequenz und/oder einer Differenzgeschwindigkeit zwischen Sender und Empfänger anzupassen.
9. Empfänger (300) für ein OTFS-Übertragungssystem, der eine erste empfängerseitige Transformationseinheit (304) und eine zweite empfängerseitige Transformationseinheit (306) umfasst, wobei der Empfänger (300) dazu eingerichtet ist, an einem Eingang der ersten empfängerseitigen Transformationseinheit (304), die eine zweidimensionale Darstellung des empfangenen Kommunikationsrahmens in der Zeit-Frequenz-Domäne ausgibt, ein Zeitbereichssignal zu empfangen, das einen über einen Kommunikationskanal übertragenen Kommunikationsrahmen gemäß Anspruch 1 darstellt, und wobei das Ausgangssignal der ersten empfängerseitigen Transformationseinheit (304) einem Eingang der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306) zugeführt wird, die eine zweidimensionale Darstellung des empfangenen Kommunikationsrahmens mit Pilot- und Datensignalen in der Verzögerungs-Doppler-Domäne ausgibt, wobei zumindest die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306) ausgegebenen Pilotsignale einer ersten Kanalschätzungseinheit (320) zugeführt werden, die eine erste Schätzung der Kanalmatrix (Ĥ_t ⁱ⁼⁰) im Zeitbereich ausgibt, wobei die erste Schätzung der Kanalmatrix (Ĥ_t ⁱ⁼⁰) im Zeitbereich sowie zumindest die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306) ausgegebenen Datensignale oder die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306) ausgegebenen Pilot- und Datensignale einer Equalizer-Einheit (324) zugeführt werden, die einen geschätzten Satz von zumindest Datensignalen ausgibt, wobei der geschätzte Satz von zumindest Datensignalen, sowie zumindest die Pilotsignale, die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306) ausgegeben werden, oder die Pilot- und Datensignale, die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306) ausgegeben werden, einer zweiten Kanalschätzungseinheit (322) zugeführt werden, die eine zweite Schätzung der Kanalmatrix (Ĥ_t ^i≥1) im Zeitbereich ausgibt, wobei das Ausgangssignal (Ĥ_t ^i≥1) der zweiten Kanalschätzungseinheit (322) sowie zumindest die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306) ausgegebenen Datensignale oder die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306) ausgegebenen Pilot- und Datensignale der Entzerrereinheit (324) zugeführt werden, die einen weiteren geschätzten Satz von zumindest Datensignalen ausgibt, wobei der Empfänger (300) dazu eingerichtet ist, die Kanalschätzung in der zweiten Kanalschätzungseinheit (322) und das Schätzen eines geschätzten Satzes von zumindest Datensignalen in der Entzerrereinheit (324) iterativ zu wiederholen, bis ein Abbruchkriterium erfüllt ist.
10. Empfänger (300) für ein OTFS-Übertragungssystem nach Anspruch 9, wobei die erste empfängerseitige Transformationseinheit (304) dazu eingerichtet ist, eine Finite-Fourier-Transformation, eine inverse Heisenberg- oder Wigner-Transformation auszuführen.
11. Empfänger (300) für ein OTFS-Übertragungssystem nach Anspruch 9 oder 10, wobei die zweite empfängerseitige Transformationseinheit (306) dazu eingerichtet ist, eine Decodierung und/oder eine symplektische Finite-Fourier-Transformation durchzuführen.
12. Empfänger (300) für ein OTFS-Übertragungssystem nach einem der Ansprüche 9 bis 11, wobei die erste Kanalschätzungseinheit (320) dazu eingerichtet ist, eine Kanalschätzung auf Basis einer Basisexpansionsmodellierung des zeitveränderlichen Kommunikationskanals mit einer ersten BEM-Ordnung durchzuführen.
13. Empfänger (300) für ein OTFS-Übertragungssystem nach einem der Ansprüche 9 bis 12, wobei die Entzerrereinheit (324) eine Message-Passing-, eine Zero-Forcing- und/oder eine Minimum Mean Square Error-Entzerrung durchführt.
14. Empfänger (300) für ein OTFS-Übertragungssystem nach einem der Ansprüche 9 bis 13, wobei die zweite Kanalschätzungseinheit (322) dazu eingerichtet ist, eine Kanalschätzung auf Basis einer Basisexpansionsmodellierung des zeitveränderlichen Kommunikationskanals mit einer zweiten BEM-Ordnung durchzuführen.
15. Empfänger (300) für ein OTFS-Übertragungssystem nach einem der Ansprüche 9 bis 14, ferner umfassend eine Steuereinheit, die dazu eingerichtet ist, Informationen über die absolute Geschwindigkeit und Richtung des Empfängers (300) über Grund, die absolute Geschwindigkeit und Richtung des Senders (200) über Grund und/oder die relative Geschwindigkeit zwischen dem Empfänger (300) und dem Sender (200) zu empfangen, und ferner dazu eingerichtet ist, eine BEM-Ordnung (Q_S) zu bestimmen, und/oder dazu eingerichtet ist, die BEM-Ordnung (Q_S) zu empfangen, die im Sender (200) zum Zusammensetzen des Kommunikationsrahmens verwendet wird, und dazu eingerichtet ist, die empfangenen Informationen und/oder die BEM-Ordnung (Q_S) an die erste und/oder zweite Kanalschätzungseinheit (320, 322) weiterzuleiten.
16. Drahtlose Vorrichtung mit einem Sender (200) und/oder einem Empfänger (300) für ein OTFS-Übertragungssystem nach einem der Ansprüche 3 bis 8 oder 9 bis 15.
17. Verfahren (400) zum Übertragen einer binären Datenfolge über einen OTFS-Kommunikationskanal, umfassend - Abbilden (402), in einem Signalabbildner, einer binären Datenfolge in einen zweidimensionalen Kommunikationsrahmen, in der Verzögerungs-Doppler-Domäne, in Übereinstimmung mit den Ansprüchen 1 oder 2, - Transformieren (404), in einer ersten senderseitigen Transformationseinheit (202), des zweidimensionalen Kommunikationsrahmens in der Verzögerungs-Doppler-Domäne in eine zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne, - Transformieren (406) der zweidimensionalen Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne in einer zweiten senderseitigen Transformationseinheit (204) in ein kontinuierliches Zeitbereichssignal, das den Kommunikationsrahmen repräsentiert, und - Übertragen (408) des kontinuierlichen Zeitbereichssignals, das den Kommunikationsrahmen repräsentiert, über den Kommunikationskanal.
18. Verfahren (400) nach Anspruch 17, wobei der erste Transformationsschritt (404) umfasst, den zweidimensionalen Kommunikationsrahmen in der Verzögerungs-Doppler-Domäne einer inversen symplektischen Finite-Fourier-Transformation zu unterziehen.
19. Verfahren (400) nach Anspruch 17 oder 18, wobei der zweite Transformationsschritt (406) umfasst, die zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen einer Heisenberg-Transformation oder einer inversen Finite-Fourier-Transformation (IFFT) zu unterziehen.
20. Verfahren (400) nach einem der Ansprüche 17 bis 19, ferner umfassend das Einstellen (410) eines Leistungszuweisungsverhältnisses zwischen Daten und Pilotsymbolen zwischen 0,5 und 0,99, vorzugsweise zwischen 0,9 und 0,99.
21. Verfahren (400) nach einem der Ansprüche 17 bis 20, ferner umfassend das Anpassen (412) eines Leistungszuweisungsverhältnisses zwischen Daten und Pilotsymbolen in Abhängigkeit von einem verwendeten Kommunikationskanal, einer verwendeten Trägerfrequenz und/oder einer Differenzgeschwindigkeit zwischen Sender und Empfänger.
22. Verfahren (400) nach einem der Ansprüche 17 bis 21, ferner umfassend das Anpassen (412) des Pilotsignal-Overheads in Abhängigkeit von einem verwendeten Kommunikationskanal, einer verwendeten Trägerfrequenz und/oder einer Differenzgeschwindigkeit zwischen Sender und Empfänger.
23. Verfahren (500) zum Empfangen einer binären Datenfolge über einen zweifach-selektivem Fading unterliegenden OTFS-Kommunikationskanal, umfassend - Empfangen (502) eines kontinuierlichen Zeitbereichssignals, das einen Kommunikationsrahmen gemäß den Ansprüchen 1 oder 2 darstellt, über den Kommunikationskanal, - Transformieren (504), in einer ersten empfängerseitigen Transformationseinheit (304), des den Kommunikationsrahmen repräsentierenden kontinuierlichen Zeitbereichssignals in eine zweidimensionale Anordnung von Informationssymbolen in der Zeit-Frequenz-Domäne, die an einem Ausgang der ersten empfängerseitigen Transformationseinheit (304) verfügbar ist, - Transformieren (506), in einer zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306), der zweidimensionalen Anordnung von Informationssymbolen, welche Pilot- und Datensignale in der Zeit-Frequenz-Domäne umfassen, in einen zweidimensionalen Kommunikationsrahmen, welcher Pilotsignale und Datensignale in der Verzögerungs-Doppler-Domäne umfasst und welcher an einem Ausgang der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306) verfügbar ist, - Zuführen zumindest der von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306) ausgegebenen Pilotsignale an eine erste Kanalschätzungseinheit (320), um eine erste Schätzung der Kanalmatrix (Ĥ_t ⁱ⁼⁰) im Zeitbereich an einem Ausgang der ersten Kanalschätzungseinheit (320) zu erhalten (508), - Zuführen der ersten Schätzung der Kanalmatrix (Ĥ_t ⁱ⁼⁰), im Zeitbereich sowie zumindest der von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306) ausgegebenen Datensignale oder der von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306) ausgegebenen Pilot- und Datensignale zu einer Entzerrereinheit (324), um einen geschätzten Satz von zumindest Datensignalen an einem Ausgang der Entzerrereinheit (324) zu erhalten (510), - Schätzen (512), in einer zweiten Kanalschätzungseinheit (322), einer Schätzung der Kanalmatrix (Ĥ_t ^i≥1im Zeitbereich aus dem geschätzten Satz von zumindest Datensignalen, die von der Entzerrereinheit (324) ausgegeben werden, sowie aus zumindest den Pilotsignalen, die nach der zweiten Transformation in der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306) erhalten werden, oder den Pilot- und Datensignalen, die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306) ausgegeben werden, - Bereitstellen der Schätzung der Kanalmatrix (Ĥ_t ^i≥1) im Zeitbereich, die an einem Ausgang der zweiten Kanalschätzungseinheit (322) bereitgestellt ist, sowie mindestens der Datensignale, die nach der zweiten Transformation in der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306) erhalten wurden, oder der Pilot- und Datensignale, die von der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306) ausgegeben wurden, an die Entzerrereinheit (324), um einen weiteren geschätzten Satz von zumindest Datensignalen zu erhalten (510), und - iteratives Wiederholen des Schätzens (512) der Kanalmatrix (Ĥ_t ^i≥1) im Zeitbereich in der zweiten Kanalschätzungseinheit (322) und des Schätzens (510) von Sätzen von zumindest Datensignalen in der Entzerrereinheit (324), bis ein Abbruchkriterium erfüllt ist.
24. Verfahren (500) nach Anspruch 23, wobei der erste Transformationsschritt (504) umfasst, das einen Kommunikationsrahmen darstellende kontinuierliche Zeitbereichssignal einer Finite-Fourier-Transformation, einer inversen Heisenberg- oder Wigner-Transformation zu unterziehen.
25. Verfahren (500) nach Anspruch 23 oder 24, wobei der zweite Transformationsschritt (506) umfasst, die zweidimensionale Anordnung von Pilot- und Datensignale im Zeit-Frequenz-Bereich umfassenden Informationssymbolen einer symplektischen Finite-Fourier-Transformation zu unterziehen.
26. Verfahren (500) nach einem der Ansprüche 23 bis 25, wobei das Erhalten (508) der ersten Schätzung der Kanalmatrix (Ĥ_t ⁱ⁼⁰) im Zeitbereich in der ersten Kanalschätzungseinheit (320) das Durchführen einer Kanalschätzung basierend auf einer Basisexpansionsmodellierung des zeitveränderlichen Kommunikationskanals mit einer ersten BEM-Ordnung umfasst.
27. Verfahren (500) nach einem der Ansprüche 23 bis 26, wobei das Erhalten (512) von Schätzungen der Kanalmatrix (Ĥ_t ^i≥1) im Zeitbereich in der zweiten Kanalschätzungseinheit das Durchführen (322) einer Kanalschätzung auf Basis einer Basisexpansionsmodellierung des zeitvariablen Kommunikationskanals mit einer zweiten BEM-Ordnung umfasst.
28. Verfahren (500) nach einem der Ansprüche 23 bis 27, wobei das Erhalten (510) eines geschätzten Satzes von zumindest Datensignalen in der Entzerrereinheit (324) umfasst, zumindest die Datensignale, die nach der zweiten Transformation (506) in der zweiten empfängerseitigen Transformationseinheit (306) erhalten wurden, einer Message-Passing-, einer Zero-Forcing- und/oder einer Minimum Mean Square Error-Entzerrung zu unterziehen.
29. Verfahren (500) nach einem der Ansprüche 23 bis 28, ferner umfassend: - Empfangen (520) von Informationen über die absolute Geschwindigkeit und Richtung des Empfängers (300) über Grund, die absolute Geschwindigkeit und Richtung des Senders (200) über Grund und/oder die relative Geschwindigkeit zwischen dem Empfänger (300) und dem Sender (200) und/oder die BEM-Ordnung (Q_S), die im Sender (200) zum Zusammensetzen des Kommunikationsrahmens verwendet wird, in einer Steuereinheit, - Bestimmen (522) der jeweiligen BEM-Ordnung, die in der ersten und/oder in der zweiten Kanalschätzungseinheit (320, 322) zu verwenden ist, und - Zuführen (524) der jeweiligen bestimmten BEM-Ordnung an die erste und/oder an die zweite Kanalschätzungseinheit (320, 322).
30. Computerprogrammprodukt umfassend Computerprogrammbefehle, die, wenn sie von einem Mikroprozessor ausgeführt werden, den Computer und/oder Steuerhardwarekomponenten eines Senders eines OTFS-Übertragungssystems nach einem der Ansprüche 3 bis 8 bzw. eines Empfängers eines OTFS-Übertragungssystems nach einem der Ansprüche 9 bis 15 zur Ausführung des Verfahrens (400, 500) nach einem oder mehreren der Ansprüche 17 bis 22 bzw. 23 bis 29 veranlassen.
31. Computerlesbares Medium oder Datenträger, der das Computerprogrammprodukt nach Anspruch 30 abrufbar überträgt oder speichert.

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