KR20240014496A

KR20240014496A - 도플러 확산 및 다중 경로가 적용되는 직교 시간 주파수 공간 통신 채널을 통해 심볼을 송수신하는 송신기와 수신기 및 방법

Info

Publication number: KR20240014496A
Application number: KR1020237044951A
Authority: KR
Inventors: 위지에 리우; 용 리앙 관; 곤잘레스 데이비드 곤잘레스
Original assignee: 콘티넨탈 오토모티브 테크놀로지스 게엠베하; 난양 테크놀러지컬 유니버시티
Priority date: 2021-05-28
Filing date: 2022-05-24
Publication date: 2024-02-01
Also published as: EP4356574A1; WO2022248446A1

Abstract

OTFS 전송 시스템을 위한 통신 프레임의 파일럿 심볼과 데이터 심볼은 지연-도플러 영역의 그리드의 점을 따라 2차원적으로 배열된다. 파일럿 심볼은 보호 심볼로 둘러싸여 있다. 도플러 영역의 각 방향으로 보호 심볼의 수는 수신기에서 통신 채널을 모델링하는 데 사용된 기저 확장 모델(Basis Expansion Modeling: BEM) 기저 함수의 수의 2배이며, 지연 영역의 각 방향으로 지연 빈 측면에서 최대 시간 지연의 2배이다. 수신기는 제1 BEM 차수의 BEM과 파일럿 신호를 이용하여 초기 파일럿 지원 채널 추정을 수행한 후, 초기 채널 추정을 이용하여 데이터 심볼의 초기 추정을 수행하고, 종료 기준이 충족될 때까지, 제2 BEM 차수의 BEM과 적어도 수신된 데이터 신호를 사용하여 데이터 지원 채널 추정을 반복적으로 수행한다.

Description

도플러 확산 및 다중 경로가 적용되는 직교 시간 주파수 공간 통신 채널을 통해 심볼을 송수신하는 송신기와 수신기 및 방법

본 발명은 도플러 확산이 적용되는 직교 시간 주파수 공간(Orthogonal Time Frequency Space: OTFS) 통신 채널을 통해 심볼을 송수신하는 방법 및 이 방법을 구현하는 송신기와 수신기에 관한 것이다.

6세대(6G) 무선 통신 이상은 예를 들어 차량, 지하철, 고속도로, 열차, 드론, 저궤도(low earth orbit: LEO) 위성 등 이동성이 높은 수많은 사용자에게 서비스를 제공할 것으로 예상된다.

이전의 4세대 및 5세대(5G) 무선 통신은 높은 스펙트럼 효율성과, 주파수 선택적 페이딩 채널에 대한 높은 견고성을 제공하고, 또한 복잡성이 낮은 등화기를 사용하는 것을 허용하는 직교 주파수 분할 다중화(OFDM)를 사용한다. 그러나, 속도에 따른 도플러 이동 또는 확산과 함께 빠르게 변하는 다중 경로 수신으로 인해 이동도가 높은 통신은 심각한 시간 및 주파수 분산 문제를 겪는다. 시간 및 주파수 분산은 각각 수신기에서 신호 페이딩을 유발하며, 이에 따라 이러한 페이딩은 이중 선택적 채널 페이딩이라고도 한다. 이중 선택적 채널 페이딩은 OFDM 통신의 성능을 크게 저하시킨다.

OFDM의 대안으로 이중 선택적 페이딩 채널에 대처하기 위한 솔루션으로 OTFS 변조가 제안되었다.

OTFS 변조는 지연-도플러 표현이라고 하는 신호 표현의 국부적 펄스에 대응하는 반송파 파형을 통해 정보 QAM 심볼을 다중화하는 2D 변조 방식이다. OFTS 파형은 일반적인 지연-도플러 채널 손상 하에서 서로 대략 직교를 유지하면서 시간과 주파수 모두에 걸쳐 확산된다. 이론적으로 OTFS는 확산 스펙트럼의 신뢰성과 견고성을 협대역 전송의 낮은 복잡성 및 높은 스펙트럼 효율성과 결합시킨다.

OTFS 파형은 기본 물리학을 직접 캡처하는 방식으로 무선 채널과 결합되어 구성 반사기의 고해상도 지연-도플러 레이더 이미지를 생성한다. 그 결과 시간-주파수 선택적 채널은 불변, 분리 가능 및 직교 상호 작용으로 변환되며, 여기서 모든 수신 심볼은 동일한 국지적 손상을 경험하고 모든 지연-도플러 다이버시티 분기가 일관되게 결합된다.

이로 인해 OFTS는 서로에 대해 고속으로 이동하는 송신기와 수신기 간의 무선 통신, 예를 들어, 고속 열차, 자동차, 심지어 항공기에 위치된 수신기 또는 송신기 간의 무선 통신에 이상적으로 적합하다.

그러나, OFTS는 수신기에서 채널 추정 및 등화와 관련될 때 자체적인 문제를 제기하며, 적응된 종래의 OFDM 수신기 설계를 사용하면 필요한 성능을 제공하지 못하고, 최대 50%에 달하는 상당한 파일럿 오버헤드가 필요하거나, 또는 실제로는 비현실적인 이상적인 조건에서만 허용 가능한 성능을 제공한다.

본 발명의 목적은 전송에서부터 디코딩까지 거의 최적의 성능을 제공하면서 파일럿 오버헤드가 감소된 OTFS 전송 시스템을 위한 향상된 통신 프레임 설계를 사용할 수 있게 해주는, OTFS 통신 채널을 통해 이진 데이터 시퀀스를 각각 송수신하는 OTFS 전송 시스템을 위한 송신기와 수신기 각각, 및 대응하는 방법을 제안하는 것을 포함한다.

이러한 목적은 청구항 1의 OTFS 전송 시스템, 청구항 3의 송신기, 청구항 9의 수신기, 청구항 17의 송신 방법 및 청구항 23의 수신 방법을 위한 통신 프레임의 파일럿 심볼과 데이터 심볼의 2차원 배열(two-dimensional arrangement)에 의해 달성된다. 유리한 실시예와 개선예는 각각의 종속 청구항에 제공된다.

본 발명의 다양한 양태는 송신기 및/또는 수신기에서의 적용과, 송신 및 수신을 위한 각각의 방법을 논의하기 전에 소개하는, OFTS 채널을 나타내는 신규한 모델에 의존한다.

도 1은 일반적인 OFTS 전송 시스템의 블록도를 보여준다. 송신기(200)는 제1 송신기측 변환 유닛(202)과 제2 송신기측 변환 유닛(204)을 포함한다. 직렬 이진 데이터는 신호 매퍼(signal mapper)(도면에는 도시되지 않음)에 입력되고, 신호 매퍼는 지연-도플러 영역의 지연 기간과 도플러 주기를 따라 QAM 심볼이 배열되어 있는 정보 심볼(x[k, l])의 2차원 시퀀스를 출력한다. 정보 심볼은 데이터 심볼, 파일럿 심볼, 및 이 파일럿 심볼을 둘러싸는 보호 심볼을 포함한다. 정보 심볼(x[k, l])의 2차원 시퀀스는 제1 송신기측 변환 유닛(202)에 입력되고, 역 유한 심플렉틱 푸리에 변환(inverse Finite Symplectic Fourier Transformation: iSFFT)을 받고, 이 역 유한 대칭 푸리에 변환은 시간-주파수 영역의 정보 심볼(x[k, l])의 2차원 시퀀스를 나타내는 행렬(X[n, m])을 생성한다. 송신기가 시간 영역에서 송신함에 따라, 시간 영역의 신호(s[t])를 생성하는 제2 송신기측 변환 유닛(204)에서의 추가 변환, 예를 들어, 하이젠베르그 변환이 필요하다. 이후 신호(s[t])는 통신 채널을 통해 안테나(206)를 통해 송신된다.

현실적인 환경에서 송신된 신호는 송신기로부터 통신 채널을 통해 수신기로 가는 동안 도플러 확산으로 인해 이중 선택적 페이딩을 받는다. 수신된 신호는 송신된 신호의 직접 복사본과 복수의 반사 복사본의 중첩이며, 여기서 각 복사본은, 송신기와 수신기 사이의 속도차에 따라 달라지는 도플러 이동에 의해 주파수가 이동되고 신호의 경로 지연 길이에 따라 달라지는 경로 지연에 의해 지연된다. 각 신호 복사본은 특정 경로 지연 및 속도차에 따라 가중치가 부여된다. 일반적인 도플러 이동은 10Hz 내지 1kHz 정도이지만 이동성이 매우 높은 시나리오(예를 들어, 고속 열차) 및/또는 반송파 주파수가 높은 시나리오에서는 더 큰 값이 발생할 수 있다. 현실적인 환경에서는 다중 반사기가 존재할 가능성이 매우 높으며, 수신된 중첩 신호는 단순히 주파수가 이동하는 것이 아니라 주파수 범위에 걸쳐 확산되어서 이에 따른 신호 변형은 도플러 확산이라고도 한다. 이하 설명에서는 현실적인 통신 채널은 실제 통신 채널이라고도 한다.

도 1에서 실제 통신 채널은 송신기 안테나(206)로부터 방출되는 방해받지 않는 전파와, 수신기 안테나(302)에서 서로 다른 방향과 서로 다른 거리에서 오는 다양한 정렬되지 않은 전파로 표현된다.

수신기(300)는 시간 영역에서 수신된 신호(r[t])를 픽업하고, 이 수신된 신호는 제1 수신측 변환 유닛(304)에 제공되고, 여기서 수신된 신호(r[t])를 시간-주파수 영역에서 수신된 신호(r[t])를 나타내는 행렬(Y[n, m])로 변환하기 위해 수신된 신호는 위그너 변환을 받는다. 그런 다음 지연-도플러 영역에서 신호 검출을 가능하게 하기 위해 행렬(Y[n, m])은 제2 수신기측 변환 유닛(306)에 제공되고, 여기서 행렬은 유한 심플렉틱 푸리에 변환(Finite Symplectic Fourier Transformation: SFFT)을 받고, 이 유한 심플렉틱 푸리에 변환은 지연-도플러 영역에서 정보 심볼(y[k, l])의 2차원 시퀀스를 출력한다. 정보 심볼(y[k, l])의 2차원 시퀀스는 채널 추정(CE)과 신호 검출(SD)을 수행하여 원래 송신된 심볼을 재구성하는 채널 추정 및 등화 블록(310)에 입력되고, 그리고 궁극적으로 원래 송신된 이진 데이터를 출력하는 디매퍼(de-mapper)(도면에 도시되지 않은 디매퍼)로 입력된다.

이하에서는 직사각형 윈도잉 파형(windowing waveform)이 사용되는 것으로 가정한다. N과 M은 각각 심볼이 배열된 지연 그리드와 도플러 그리드의 차원(dimension)을 나타낸다. 지연-도플러 영역에서,

송신된 복소 OTFS 행렬(x)은 다음과 같이 정의되고,

x = [x[0, 0], x[0, 1], ..., x[0, M-1], ..., x[N-1, 0], x[N-1, 1], ..., x[N-1, M-1]] ^T ,

그리고 수신된 OTFS 행렬(y)은 다음과 같이 정의된다:

y = [y[0, 0], y[0, 1], ..., y[0, M-1], ..., y[N-1, 0], y[N-1, 1], ..., y[N-1, M-1]] ^T .

도플러 확산을 사용하여 이중 선택적 페이딩 채널을 통해 전파된 후 지연-도플러 영역의 수신된 신호 벡터(y)는 다음과 같이 쓸 수 있다:

여기서 F _N 은 이산 푸리에 변환(DFT) 행렬이고, I _M 은 M× M 단위 행렬이고, w 는 가산 백색 가우시안 잡음(AWGN) 벡터이고, H _t는 다음과 같이 정의된 시간 영역에서의 MN× MN 시변 채널 행렬이다:

h[t, l']는 t번째 시간 순간(time instant)에서 l'번째 경로의 채널 이득을 나타내고, L은 채널 길이를 나타낸다. c를 최대 도플러 주파수로 정의하고, 여기서 f_c는 반송파 주파수이고, v는 차량 속도이고, c는 빛의 속도이다. 제이크 모델(Jakes' model)을 고려하면, l번째 경로의 상관 함수는 J ₀(2πnf _max T _s)로 정의되고, 여기서 J ₀(·)은 제1종 0차 베셀 함수를 나타내고, T_s는 샘플링 주기를 나타낸다.

지연-도플러 채널 표현을 사용하면 간결성과 희소성으로 인해 이점이 있다. 일반적으로 관련 반사 신호가 있는 물리적 반사기의 수가 적기 때문에 시간-주파수 영역에서보다 지연-도플러 영역에서 채널 모델링 및 추정에 필요한 매개변수가 훨씬 적다.

본 발명은 지연-도플러 채널 표현의 속성을 기반으로 하고, OFTS의 다수의 기저 함수의 가중치 부여된 조합으로서 시변 채널을 매개변수화하기 위한 기저 확장 모델(Basis Expansion Modeling: BEM)을 적용한다. BEM에는 복소 지수 BEM(CE-BEM), 일반화된 CE-BEM(GCE-BEM), 비-엄격히 샘플링된 CE-BEM(NCS-CE-BEM), 다항식 BEM, 이산 장형 회전 타원체(DPS) BEM, 카루넨-뢰브(Karhunen-Loeve) BEM(KL-BEM), 시공간 BEM 등을 포함하여 수많은 종류가 있다. 채널 통계에 대한 지식이 있는 KL-BEM은 가장 정확한 BEM 모델이다. 그러나, 가정된 채널 통계가 실제 사례와 다를 경우 성능은 최적이 아니다. 대조적으로, CE-BEM과 그 변형인 GCE-BEM 및 NCS-CE-BEM은 채널 통계에 독립적이다.

이하 설명에서는 분석 용이성 때문에 GCE-BEM이 선택된다. 수신기에서 사용할 채널 모델을 구성하기 위해 GCE-BEM을 사용하고, 시간 영역의 시변 채널 행렬에서 t번째(t = 0, 1, ..., MN-1) 시간 순간의 l'번째(l' = 0, 1, ..., L) 채널 경로는 다음과 같이 모델링될 수 있다:

여기서 Q는 BEM 기저 함수의 차수를 나타내고, c _q [l']는 l'번째 경로의 q번째 BEM 계수이고, 는 q번째 BEM 모델링 주파수를 나타낸다. T는 양의 정수임이 주목된다. T ≥ 2인 GCE-BEM은 T = 1인 GCE-BEM에 비해 복잡성이 높지만 모델링 오차를 최소화할 수 있다는 점이 주목할 만하다. 시변 채널을 정확하게 모델링하기 위해 Q는 로 취해지고, 여기서 Δf는 부반송파 간격이다. 따라서, 시간 영역에서 H _t, 즉 시변 채널 행렬은 다음과 같이 추가로 표현될 수 있다:

여기서 는 q번째 BEM 기저 함수를 나타내고, 순환 행렬인 C _q는 다음과 같이 주어진다:

.

이산 푸리에 변환(DFT) 개념을 활용하면 순환 행렬(C _q )은 다음과 같이 표현될 수 있다:

여기서 c _q = [c _q [0], c _q [1],···, c_q[L]] ^T 는 q번째 BEM 계수 벡터이고, F _MN 은 MN-점 DFT 행렬을 나타내고, F _MN _×L 은 F _MN 의 제1 (L + 1) 열에 대응한다. 따라서, H _t는 다음과 같이 추가로 공식화될 수 있다:

.

지연-도플러 영역에서 수신된 신호 벡터(y)를 기술하는 수식에서 채널 행렬(H _t)의 BEM 기반 표현을 대체하면 다음과 같이 된다:

x[k, l]와 y[k, l] 사이의 요소별 입력-출력 관계는 이하에서 단순화를 위해 T = 1인 GCE-BEM을 고려하는 것에 의해 유도된다.

송신기에서, 역 SFFT 후에, 시간과 주파수 영역(X[n,m])의 심볼은 다음과 같이 주어진다:

하이젠베르그 변환 후의 시간-영역 심볼(s[n,m'])은 다음과 같이 쓰여진다:

이중 선택적 페이딩 채널을 통해 전파된 후, 수신된 시간-영역 심볼(r[n, l])은 다음과 같이 공식화된다:

여기서 및 l≥L이 가정된다. 수신기에서, SFFT와 위그너 변환 후, 지연-도플러 영역에서 수신된 심볼(y[k, l])은 다음과 같이 주어진다:

따라서, 수신기에서 H _t를 추정해야 하는 작업은 BEM 계수(c _q [l'])를 추정해야 하는 작업으로 변환된다. GCE-BEM을 사용하여 통신 채널을 모델링한 덕분에 수신기에서 결정해야 하는 미지의 시변 채널 계수의 수가 MN(L + 1)로부터 (Q + 1)(L + 1)로 감소되었다.

수신기에서 채널 추정을 위해 GCE-BEM 채널 모델링을 사용하는 효과는 이하에서 v = 125km/h 및 v = 500km/h인 예시적인 실제 5G TDL-B 채널의 채널 모델링 오차에 중점을 두고 설명될 것이다.

채널 모델링 오차는 다음과 같이 정의된다:

여기서 H _BEM은 GCE-BEM을 특징으로 하는 채널이다. 지연과 도플러 그리드의 수는 각각 M = 128 및 N = 16으로 설정된다. 반송파 주파수와 부반송파 간격은 각각 4GHz와 15KHz로 지정된다. 따라서, v = 125km/h에서 Q의 최소 요구 값은 T = 1 및 T = 2에서 각각 2와 4로 계산되는 반면, v = 500km/h에서 Q의 값은 4와 8로 주어진다.

표 1에 표시된 시뮬레이션 결과로부터 다수의 관찰이 이루어질 수 있다:

첫째, 여기서 BEM 차수(Q)를 증가시킴으로써 BEM 모델링 오차를 줄일 수 있음을 관찰할 수 있다. 예를 들어, v = 500km/h이고 T = 1인 경우 Q가 2에서 8로 변경됨에 따라 BEM 모델링 오차는 0.3에서 0.02로 감소한다. 그러나, T = 1에서 모델링 오차는 크고 Q만을 증가시키는 것으로는 더 이상 줄일 수 없다는 것을 쉽게 알 수 있다. 이 오차 층(error floor)을 해결하기 위해 T = 2인 보다 정확한 GCE-BEM 모델이 제안되었다. 표 I에 따르면, 특히 v = 125km/h일 때 T를 1에서 2로 증가시키면 BEM 모델링 오차가 크게 줄어든다. 예를 들어, BEM 모델링 오차는 Q가 8일 때 거의 10⁶배 감소한다. v = 500km/h에서 T = 2인 BEM 모델링 오차는 Q가 2와 4일 때 T = 1의 것보다 약간 더 크다는 것이 주목된다. 이는 이 두 Q 값이 최소 요구 Q 값보다 훨씬 작고 성능을 보장할 수 없기 때문이다. Q가 6과 8로 증가하면 T = 2에서 더 작은 BEM 모델링 오차를 얻을 수 있다. 따라서 Q와 T의 선택은 GCE-BEM이 도플러 확산을 통해 이중 선택적 페이딩 채널을 정확하게 특성화하는 두 가지 중요한 요소이다.

도 2는 시간에 따라 수신기에서 보이는 도플러 확산이 있는 예시적인 실제 5G TDL-B OTFS 채널의 채널 이득, 및 a) v = 125km/h 및 b) v = 500km/h 각각에서 T = 2인 GCE-BEM에 기초한 수신기에서의 채널 추정을 보여준다.

v = 125km/h 및 v = 500km/h에서 최소 Q는 각각 4와 8로 선택된다. 도 2에서 두 가지 관찰이 이루어질 수 있다. 한편으로는, 속도가 증가함에 따라 채널이 더 빠르게 변경된다. 반면에, T = 2인 제안된 GCE-BEM 모델은 높은 이동성(v = 125km/h) 및 극한 이동성(v = 500km/h) 모두에서 참된 채널과 밀접하게 일치한다. 명료함을 위해, 도면에서 파선으로 표시된 참된 채널 이득과, 실선으로 표시된 추정된 채널 이득 간의 차이는 실제 결과보다 과장되어 표시되어 있고 이는 거의 구별할 수 없게 일치한다.

위의 예에서 한 가지 시사점은 수신기에서 2단계 채널 추정을 사용하는 것이 유리해 보인다는 것이다. 아래에서 추가로 설명된 바와 같이, 본 발명에 따른 수신기는 초기 채널 추정을 위한 제1 작은 BEM 차수를 갖는 GCE-BEM 채널 모델을 사용하는 제1 채널 추정 유닛, 및 이 제1 채널 추정 유닛의 제1 작은 BEM 차수보다 큰 제2 BEM 차수를 갖는 GCE-BEM 채널 모델을 사용하는 제2 채널 추정 유닛과 함께 이러한 2단계 설계를 사용한다.

또한 수신기에서의 2단계 채널 추정은 낮은 파일럿 오버헤드를 갖는 OTFS 통신 프레임을 설계하는 것을 허용하여서 높은 스펙트럼 효율에 기여한다.

바람직하게는, 초기 채널 추정 단계에서 낮은 파일럿 오버헤드와 낮은 복잡도를 위해 작은 BEM 차수 Q _S 및 T = 1인 GCE-BEM을 고려한다. 위에서 추가로 논의된 바와 같이, 수신 심볼(y[k, l])은 다수의 전송 심볼(x[k _t , l _t])(여기서 k _t ∈ [k - Q _S /2, k + Q _S /2] 및 l _t ∈ [l-L, l])의 중첩이다.

도 3은 각각 송신기와 수신기에서 본 발명에 따른 OTFS 프레임 패턴을 도시한다. 송신기에서 하나의 파일럿(P)은 (k _p , l _p)에 배치되고, 이는 데이터 심볼과 파일럿 심볼(P)(다른 모든 그리드 공간을 차지하는 데이터 심볼은 도면에서 구체적으로 지시되지 않음) 사이의 간섭을 방지하기 위해 지연과 도플러 차원을 따라 2L 및 2Q _S 보호 심볼(G)로 각각 둘러싸여 있다. 따라서, x[k, l]은 다음 값을 달성할 수 있다:

,

여기서 x _p 및 x _d[k, l]은 각각 파일럿 심볼과 데이터 심볼에 대응하고, 여기서 k _a = k _p - Q _S, k _b = k _p + Q _S, l _e = l _p - L 및 l _f = l _p + L이다. GCE-BEM을 사용하여 이중 선택적 페이딩 채널을 모델링함으로써 파일럿(x _p)은 수신기에서 k ∈ [k _p - Q _S /2, k _p + Q _S /2] 및 l ∈ [l _p, l _p + L]에 위치하게 된다.

대조적으로, 도 4에 도시된 종래의 OTFS 프레임 설계(예를 들어, 문헌[P. Raviteja, K. T. Phan and Y. Hong in "Embedded pilot-aided channel estimation for OTFS in channels", IEEE Trans. Veh. Technol., vol. 68, no. 5, pp. 4906-4917, 2019]에서 제안됨)는 도플러 간 간섭을 완화하기 위해 도플러 차원을 따라 훨씬 더 많은 보호 심볼(G)이 필요하여 훨씬 더 높은 파일럿 오버헤드를 갖는다.

보호 심볼은 또한 파일럿 심볼의 일종으로 간주되어 본 발명에 따른 BEM OTFS 수신기의 파일럿 오버헤드는 다음과 같이 결정될 수 있다는 것이 주목된다:

따라서, 본 발명의 제1 양태에 따르면, OTFS 전송 시스템을 위한 통신 프레임의 파일럿 심볼과 데이터 심볼의 2차원 배열이 제시된다. 파일럿 심볼과 데이터 심볼은 지연-도플러 영역의 그리드의 점을 따라 배열된다. 2차원 배열은 제1 채널 추정 유닛의 수신기에서 통신 채널을 모델링하는 데 사용된 BEM 기저 함수의 차수의 두 배인 보호 심볼의 수만큼 도플러 영역의 각 방향으로 파일럿 심볼이 둘러싸여 있는 것을 특징으로 한다. 따라서 2차원 배열은 송신기와 궁극적으로 수신기에서 특정 처리의 기초가 되는 통신 프레임의 특정 데이터 구조를 나타낸다.

수신기의 제1 채널 추정 유닛에서 낮은 차수의 BEM 기저 함수를 사용하면 통신 프레임에서 작은 파일럿 오버헤드가 발생하며, 이 파일럿 오버헤드는 파일럿 신호와 이 파일럿 신호를 둘러싸는 보호 공간을 포함한다. 그러나, 낮은 차수의 BEM 채널 추정은 수준 이하의 성능을 제공할 수 있다. 본 발명의 제3 양태에 따른 수신기는 아래에서 추가로 설명된 바와 같이 반복하는 2단계 채널 추정 설계를 사용하여 이 문제를 해결한다.

OTFS 전송 시스템에 대한 통신 프레임 구조의 파일럿 심볼과 데이터 심볼의 2차원 배열에 대한 하나 이상의 실시예에서, 지연 영역의 각 방향으로 보호 심볼의 수는 지연 빈(delay bin) 측면에서 최대 시간 지연의 2배이다. 지연은 유효 신호가 송신기로부터 수신기까지 가면서 한 번 이상의 반사를 취할 수 있는 가장 긴 경로에 크게 의존한다는 것, 즉 가장 긴 경로를 갖는 다중 경로 신호에 의존한다는 것을 상기해야 한다.

본 발명의 제2 양태에 따르면, OTFS 전송 시스템의 송신기는 제1 송신기측 변환 유닛과 제2 송신기측 변환 유닛의 업스트림에 배열된 신호 매퍼를 포함한다. 신호 매퍼는 이진 데이터 시퀀스를 수신하고, 전술한 본 발명의 제1 양태에 따라 지연-도플러 영역에서 통신 프레임의 파일럿 심볼, 보호 심볼 및 데이터 심볼의 2차원 배열을 출력하도록 적응된다. 제1 송신기측 변환 유닛은 신호 매퍼로부터 출력되는 지연-도플러 영역의 2차원 통신 프레임을 입력에서 수신하고, 시간-주파수 영역의 정보 심볼의 2차원 배열을 출력하도록 적응된다. 시간-주파수 영역의 정보 심볼의 2차원 배열은 파일럿 심볼과 데이터 심볼을 모두 포함하고 이를 나타낸다. 제1 송신기측 변환 유닛의 출력은 제2 송신기측 변환 유닛의 입력에 제공되고, 제2 송신기측 변환 유닛은 통신 채널을 통해 송신하기 위해 통신 프레임을 나타내는 연속적인 시간-영역 신호를 출력하도록 적응된다.

하나 이상의 실시예에서 제1 송신기측 변환 유닛은 프리코딩 및/또는 역 심플렉틱 유한 푸리에 변환을 수행하도록 적응된다.

하나 이상의 실시예에서 제2 송신기측 변환 유닛은 하이젠베르그 변환 또는 역 유한 푸리에 변환(IFFT)을 수행하도록 적응된다.

현실적인 시나리오에서는 데이터 및 파일럿 송신을 모두 포괄하는 전송 전력에 제약이 있다. P _T를 총 전송 전력으로 정의하고, α(α ∈(0, 1))를 데이터 전력 할당 비율로 정의한다. 이는 P _T와 (1-α)P _T가 각각 데이터 심볼과 파일럿을 송신하는 데 사용됨을 시사한다. 일반적으로, 파일럿 송신에 더 많은 전력이 사용되는 경우, 즉 α가 작은 경우 초기 채널 추정 성능이 더 좋아진다. 그러나, 데이터 송신을 위한 전력이 더 적은 경우 데이터 신호 대 잡음비(SNR)가 낮아 신뢰성이 낮아진다. 대신에, 파일럿에 더 적은 전력이 할당된 경우, 즉 α가 큰 경우 초기 채널 추정 및 신호 추정이 불량하게 되고, 이는 이후 채널 추정 및 등화 개선을 구현하는 좋은 출발점이 아니어서 신뢰성이 낮아진다. 따라서, 높은 신뢰성을 달성하려면 데이터와 파일럿 간의 적절한 전력 할당이 매우 중요하다.

보다 구체적으로, 데이터 전력(αP _T)은 모든 데이터 심볼에 걸쳐 균등하게 할당된다고 가정한다. 파일럿 심볼과 보호 심볼과 관련될 때 모든 파일럿 전력 (1 - α)P _T가 파일럿 심볼(x_p)에 할당된다고 가정한다. 평균 데이터 SNR과 파일럿 SNR이 동일한 경우 전력 할당 비율(α)은 다음과 같이 정의된다는 것이 주목할 만하다:

M = 128, N = 16, Q _S = 2 및 L = 5인 예시적인 OTFS 통신 프레임에서, 평균 데이터와 파일럿 SNR이 동일한 경우 전력 할당 비율(α)은 97.3%이다. 시뮬레이션에 따르면 파일럿 오버헤드가 λ=2.7%인 본 발명에 따른 수신기에서 BER이 α가 증가함에 따라 떨어지고, 0.99의 α 근처에서 가장 낮은 점에 도달하고 이 값을 초과해서는 빠르게 상승한다는 것을 보여준다.

시뮬레이션에서, 0.9 내지 0.99 중 임의의 전력 할당 비율은 본 발명에 따른 수신기에서 매우 만족스러운 BER 성능을 제공하는 것으로 발견된 반면, 0.5 내지 0.9의 전력 할당 비율도 여전히 종래 기술의 수신기보다 성능이 뛰어나다. 본 발명에 따른 수신기의 BER 성능은 0.5 내지 0.99의 전력 할당 비율에 걸쳐 완벽한 채널 추정을 나타내는 하한을 밀접하게 추적한다.

따라서, 하나 이상의 실시예에서 송신기는 총 전송 전력의 50% 내지 99%를 데이터 심볼에 할당하고, 나머지 전송 전력, 바람직하게는 90% 내지 99%의 전송 전력을 파일럿 심볼에 할당하도록 배열된다.

하나 이상의 실시예에서, 송신기는 사용된 통신 채널, 사용된 반송파 주파수 및/또는 송신기와 수신기 사이의 속도차에 따라 각각 데이터 및 파일럿 심볼에 할당된 전력을 적응시키도록 배열된다. 예를 들어, 통신 채널, 반송파 주파수 및/또는 송신기와 수신기 간의 속도차가 변하는 경우, 적응은 후속 통신 프레임의 개별 또는 그룹에 대해 동적일 수 있다.

하나 이상의 실시예에서 신호 매퍼는 사용된 통신 채널, 사용된 반송파 주파수, 최대 지연 및/또는 송신기와 수신기 사이의 속도차에 따라 파일럿 오버헤드를 적응시키도록 배열된다. 예를 들어, 통신 채널, 반송파 주파수 및/또는 송신기와 수신기 간의 속도차가 변하는 경우, 적응은 후속 통신 프레임의 개별 또는 그룹에 대해 동적일 수 있다.

송신기에서 파일럿 오버헤드 및/또는 전력 할당 비율의 정적 적응은 사용된 통신 채널, 반송파 주파수 및/또는 송신기와 수신기 사이의 속도차가 정적이거나 허용 가능한 한도 내에서 무시할 정도로 변한다는 가정에 기초할 수 있다. 정적 적응은 또한 수신기와 송신기가 예를 들어 무선 범위 내에서 통신 가능하게 연결된 동안 최악의 시나리오, 예를 들어, 송신기와 수신기 사이의 최대 예상 또는 허용된 속도차, 최대 예상 지연 등을 고려할 수 있다. 예상되는 최대 속도차는 외부 입력 데이터, 예를 들어, 고정 송신기의 적용 범위 내에서 자동차나 열차와 같은 이동 개체에 대한 속도 제한에 의해 제공될 수 있다.

송신기에서 파일럿 오버헤드 및/또는 전력 할당 비율의 동적 적응은 송신기와 수신기 사이의 실제 속도차에 기초할 수 있다. 이러한 정보는 수신기, 예를 들어, 수신기의 속도 벡터, 또는 송신기에서 이용 가능한 정보, 예를 들어, 송신기의 범위 내에 있는 수신기의 개수로부터 제공될 수 있다. 예를 들어 기지국 등과 같은 고정 송신기에서, 이 개수는 현재 또는 평균적으로 송신기에 부착되거나 통신 가능하게 연결된 수신기의 개수에 대응할 수 있다. 동적 적응은 또한 채널 상태 정보, 비트 오류율, 또는 이전에 수신된 신호를 디코딩하는 데 필요한 채널 추정의 반복 횟수와 같은, 수신기로부터 수신된 정보에 기초할 수 있다.

그러나, 전력 할당 및/또는 파일럿 오버헤드는 특별한 요구 사항에 따라 조정될 수도 있다. 예를 들어, 수신기에서 빠른 수렴 성능을 달성하기 위해서, 전력 할당 비율(α)은 동일한 데이터 SNR과 파일럿 SNR을 갖는 것보다 작게 선택될 수 있고/있거나, 제1 채널 추정 유닛의 BEM 차수는 1보다 커서 파일럿 오버헤드가 더 커질 수 있다. 시뮬레이션에 따르면 약 95%의 전력 할당 비율이 BER과 수렴 성능을 모두 최대화하는 데 유리한 것을 보여주었다.

파일럿 신호와 데이터 신호 비율에 대해 거의 최적의 전력 할당을 동적으로 찾는 것은 실제 전송이 시작되기 전에 훈련을 수행함으로써 달성될 수 있다. 위에서 추가로 언급된 바와 같이, 평균 데이터 SNR과 평균 파일럿 SNR이 동일할 때 유리한 전력 할당 비율을 발견할 수 있다.

위에서 간략하게 언급된 바와 같이, 본 발명의 제3 양태에 따른 수신기는 초기 채널 추정 후 초기 등화 및 심볼 추정 그리고 반복 채널 추정 후 각각의 등화 및 심볼 추정을 구현하는 2단계 채널 추정을 사용한다.

예시적인 초기 단계에서, 작은 BEM 차수(Q _S) 및 T = 1인 GCE-BEM 모델이 낮은 파일럿 오버헤드와 낮은 복잡성을 위해 시변 채널을 특성화하는 데 사용된다.

요소별 입력-출력 관계는 다음과 같이 주어진다:

도 3의 OTFS 프레임을 고려하면, BEM 계수 c _q [l'](여기서 q = 0, 1,···, Q _S 및 l' = 0, 1, ···, L)는 파일럿(x_p)에 의해 쉽게 추정되어, 다음과 같이 될 수 있다:

여기서

이다. 위첨자 ⁰은 이것이 초기 추정임을 나타낸다. BEM 계수 추정 은 BEM 계수 순환 행렬(C _q )을 채우는 데 사용될 수 있고, 이에 따라 시간-영역 채널 행렬(H _t)의 제1 추정은 다음과 같이 추정될 수 있다:

그리고 수신된 신호 벡터(y)의 제1 추정은 다음과 같이 표현될 수 있다:

마지막으로, 초기 신호 검출 및 심볼 추정은 예를 들어 메시지 전달(MP) 등화기에서 수행될 수 있으며, 여기서 추정된 심볼()는 파일럿 심볼과 데이터 심볼 모두를 포함한다.

예시적인 반복 단계에서 채널 추정은 두 가지 방식으로 개선된다. 한편으로는 이중 선택적 페이딩 채널을 정확하게 특성화하기 위해 BEM 차수가 더 크고 T = 2인 보다 정확한 GCE-BEM 모델이 채택된다. 반면에, 이전 채널 추정에서 검출된 데이터 심볼은 채널 추정을 개선하기 위해 의사 파일럿으로 이용된다. 개선된 채널 추정은 결과적으로 향상된 등화로 이어진다. 전술한 개선된 채널 추정 및 등화는 종료 기준, 예를 들어, 미리 결정된 반복 횟수 또는 미리 결정된 값 아래에 있는 이전 등화에 대한 개선에 도달할 때까지 반복적으로 수행된다.

를 정의하고, s = [s[0], s[1], ..., s[MN-1]] ^T 를 나타낸다. BEM 계수 행렬(C _q )은 순환하므로 C _q s = Sc _q 를 얻을 수 있고, 여기서 S는 다음과 같이 정의된다:

.

DFT 개념을 활용하여 S는 다음과 같이 쓸 수 있다:

.

그리고 수신된 신호 벡터(y)는 다음과 같이 결정될 수 있다:

반복적인 채널 추정을 위해, 초기 채널 추정의 BEM 차수(Q _S)보다 큰 BEM 차수(Q _L)를 갖는 GCE-BEM이 사용되고, T는 초기 채널 추정의 차수보다 크고, 예를 들어, T = 2이다. T의 값이 클수록 BEM 해상도가 향상되는 반면, BEM 차수(Q)는 이에 따라 증가한다(즉,

)는 것이 상기된다. 그 결과, BEM 모델링 오차는 줄어들 수 있으며, 복잡성이 증가하는 대신 채널 추정 성능이 향상될 수 있다. T = 2에 대해 추정 정확도와 계산 복잡성 사이의 좋은 균형이 발견되었지만 다른 값은 제외되지 않으며, 사용된 BEM 변형이나 기타 요인에 따라 달라질 수도 있다.

를 정의한다. i번째 반복의 신호 추정()에서 BEM 계수 벡터(c)는 다음과 같이 쉽게 얻어질 수 있다:

여기서 이고, 여기서 이다.

그런 다음 새로운 채널과 신호 추정치가 결정되어 각각, 및 로 표시된다. 위의 절차, 즉 채널 추정 및 등화는 종료 기준이 충족될 때까지, 예를 들어, 만족스러운 성능이 얻어질 때까지 반복적으로 수행된다.

따라서, 본 발명의 제3 양태에 따르면, OTFS 전송 시스템용 수신기는 제1 수신기측 변환 유닛과 제2 수신기측 변환 유닛을 포함한다. 수신기는 실제 통신 채널, 즉, 제1 수신측 변환 유닛의 입력에서 도플러 확산이 적용되는 통신 채널을 통해 송신되는 청구항 1에 따른 통신 프레임을 나타내는 시간-영역 신호를 수신하도록 적응되고, 제1 수신측 변환 유닛은 시간-주파수 영역에서 수신된 통신 프레임의 2차원 표현을 출력한다. 제1 수신기측 변환 유닛의 출력은 제2 수신기측 변환 유닛의 입력에 제공되고, 제2 수신기측 변환 유닛은 지연-도플러 영역의 파일럿 및 데이터 신호를 포함하는 수신된 통신 프레임의 2차원 표현을 출력한다. 제2 수신기측 변환 유닛으로부터 출력된 적어도 파일럿 신호는 제1 채널 추정 유닛에 제공되고, 제1 채널 추정 유닛은 시간-영역 채널 행렬(

)의 제1 추정을 출력한다. 시간-영역 채널 행렬(

)의 제1 추정뿐만 아니라 제2 수신측 변환 유닛으로부터 출력되는 적어도 데이터 신호 또는 제2 수신측 변환 유닛으로부터 출력되는 파일럿 및 데이터 신호는 등화기 유닛에 제공되고, 등화기 유닛은 적어도 데이터 신호의 추정된 세트를 출력한다. 적어도 데이터 신호의 추정된 세트뿐만 아니라 제2 수신측 변환 유닛으로부터 출력된 적어도 파일럿 신호 또는 제2 수신측 변환 유닛으로부터 출력된 파일럿 및 데이터 신호는 제2 채널 추정 유닛에 제공되고, 제2 채널 추정 유닛은 시간-영역 채널 행렬(

)의 제2 추정을 출력한다. 제2 채널 추정 유닛의 출력(

)뿐만 아니라 제2 수신측 변환 유닛으로부터 출력되는 적어도 데이터 신호 또는 제2 수신측 변환 유닛으로부터 출력되는 파일럿 및 데이터 신호는 등화기 유닛에 제공되고, 등화기 유닛은 적어도 데이터 신호의 추가 추정된 세트를 출력한다. 제2 채널 추정 유닛에서 채널을 추정하고, 등화기 유닛에서 적어도 데이터 신호의 추정된 세트를 추정하는 것은 종료 기준이 충족될 때까지 반복적으로 수행된다. 다시 말해, 제2 채널 추정 유닛에서 시간-영역 채널 행렬(

)을 추정하고, 등화기 유닛에서 적어도 데이터 심볼의 세트를 추정하고, 등화가 유닛으로부터 각각의 최신 출력뿐만 아니라 제2 수신기측 변환 유닛으로부터 출력되는 적어도 파일럿 신호 또는 제2 수신기측 변환 유닛으로부터 출력되는 파일럿 및 데이터 신호를 제2 수신기측 채널 추정 유닛으로 피드백하는 과정은 종료 기준이 충족될 때까지 반복적으로 수행된다.

종료 기준에는 등화기 유닛의 출력의 수렴이 포함될 수 있다. 이러한 수렴은 예를 들어 2개의 후속 반복에 대한 등화기 유닛의 디코딩된 출력의 비트 오류율이 미리 결정된 임계값 미만일 때 가정될 수 있다. 임계값은 예를 들어 10^-6보다 작은 비트 오류율의 차이일 수 있다. 또 다른 가능한 종료 기준은 미리 결정된 반복 횟수일 수 있다. 반복이 종료되는 최대 반복 횟수를 설정하는 것도 가능하지만, 최대 반복 횟수에 도달하기 전에 두 개의 후속 반복에 대한 비트 오류율이 미리 결정된 임계값 미만인 경우 반복을 더 일찍 종료할 수도 있다.

수신기의 하나 이상의 실시예에서, 제1 수신기측 변환 유닛은 유한 푸리에 변환, 역 하이젠베르그 변환, 또는 위그너 변환을 수행하도록 적응된다.

수신기의 하나 이상의 실시예에서, 제2 수신기측 변환 유닛은 심플렉틱 유한 푸리에 변환을 수행하도록 적응된다.

수신기의 하나 이상의 실시예에서 제1 채널 추정 유닛은 시변 통신 채널의 제1 BEM 차수의 기저 확장 모델링에 기초하여 채널 추정을 수행하도록 적응된다. 제1 BEM 차수는 통신 채널을 모델링하기 위한 기저 확장의 차수를 의미한다. 제1 채널 추정은 바람직하게는 파일럿 지원 채널 추정이며, 즉 추정을 위해 통신 프레임의 파일럿 신호의 알려진 위치 및/또는 다른 속성을 사용한다.

수신기의 하나 이상의 실시예에서 등화기는 메시지 전달, 제로 강제 및/또는 최소 평균 제곱 오차 등화를 수행한다.

수신기의 하나 이상의 실시예에서 제2 채널 추정 유닛은 시변 통신 채널의 제2 BEM 차수의 기저 확장 모델링에 기초하여 채널 추정을 수행하도록 적응된다. 제2 BEM 차수는 통신 채널을 모델링하기 위한 기저 확장의 차수를 의미한다. 제2 채널 추정은 바람직하게는 데이터 지원 채널 추정이며, 즉, 추정을 위해 통신 프레임의 파일럿 신호에 더하여 등화기 유닛에서 추정된 신호를 사용한다. 바람직하게는, 제2 BEM 차수는 제1 BEM 차수보다 크고, 예를 들어, 제1 BEM 차수(Q _S)는 2일 수 있고, 제2 BEM 차수(Q _L)는 4 또는 6일 수 있다.

수신기의 하나 이상의 실시예는 제어 유닛을 추가로 포함하고, 제어 유닛은, 지면 위 수신기의 절대 속도와 방향, 지면 위 송신기의 절대 속도와 방향 및/또는 수신기와 송신기 사이의 상대 속도에 관한 정보를 수신하도록 적응되고, BEM 차수(Q _S)를 결정하도록 추가로 적응되고/되거나, 통신 프레임을 구성하기 위해 송신기에서 사용된 BEM 차수(Q _S)를 수신하도록 적응된다. 수신되거나 결정된 BEM 차수(Q _S) 및/또는 수신된 정보는 적용되거나 사용될 BEM의 각 차수를 결정하기 위해 제1 및/또는 제2 채널 추정 유닛으로 전달된다. 송신기에서 사용되는 BEM 차수(Q _S)에 관한 정보는, 예를 들어 이동 단말이 기지국에 접속할 때, 또는 보다 일반적으로는 송신기와 수신기 사이의 통신 연결이 수립될 때 송신될 수 있다. 몇 바이트만이 필요하므로 오버헤드가 크게 줄어들지는 않지만 디폴트 오버헤드보다 작은 오버헤드가 사용될 수 있는 경우 실제로 스펙트럼 효율성이 증가할 수 있다.

BEM 차수(Q _S)의 동적 적응이 사용되지 않는 경우 수신기는 규정된 디폴트 값을 가정할 수 있다.

위에서 추가로 언급된 바와 같이, 수신기의 제1 채널 추정 유닛에서 BEM 차수(Q _S)가 작은 저해상도 GCE-BEM을 사용하면 통신 프레임에서 작은 파일럿 오버헤드가 발생한다. 생성된 수준 이하의 채널 추정 성능은 수신기의 제1 채널 추정 유닛에서 사용된 것보다 큰 BEM 차수(Q _L)를 갖는 고해상도 GCE-BEM을 사용하여 각 채널 추정 후에 추정된 데이터 신호를 수신기의 제2 채널 추정 유닛에 반복적으로 제공함으로써 보상된 것보다 더 우수하다. 제2 채널 추정 유닛에서 추정된 데이터 신호는 의사 파일럿 신호의 역할을 하며, 점점 더 많은 의사 파일럿 신호가 이용 가능해짐에 따라 각 후속 반복을 통해 크게 개선되는 채널 추정을 허용한다.

위에 제시된 송신기와 수신기의 다양한 요소는 하드웨어, 소프트웨어 모듈 또는 이들의 조합, 즉 소프트웨어를 통해 제어되고/되거나 매개변수화되는 하드웨어로 구현될 수 있다. 특히, 수신기의 제1 및 제2 채널 추정 유닛은 동일한 하드웨어 또는 소프트웨어 모듈에 의존할 수 있으며, 각각의 입력 데이터 및 GCE-BEM 매개변수를 사용하여 각각의 파일럿 지원 또는 데이터 지원 채널 추정을 위해 매개변수화될 수 있다.

본 발명의 제3 양태에 따른 무선 디바이스는 전술한 바와 같은 OTFS 전송 시스템용 송신기 및/또는 수신기를 포함한다.

본 발명의 제4 양태에 따르면, OTFS 통신 채널을 통해 이진 데이터 시퀀스를 송신하는 방법은 신호 매퍼에서 이진 데이터 시퀀스를 지연 도플러 영역의 그리드의 점을 따라 파일럿 심볼과 데이터 심볼의 2차원 배열로 매핑하는 단계를 포함한다. 본 발명에 따른 2차원 배열에서, 도플러 영역의 각 방향으로 파일럿 심볼을 둘러싸는 보호 심볼의 수는 수신기에서 통신 채널을 모델링하는 데 사용되는 BEM 기저 함수의 수의 두 배이다. 변환기는 지연 빈 측면에서 최대 시간 지연의 두 배인 보호 심볼의 수를 지연 영역의 각 방향으로 파일럿 심볼 주위에 제공할 수 있다. 2차원 배열은 OTFS 전송 시스템을 위한 통신 프레임을 형성한다. 변환은 신호 매퍼의 입력에서 이진 데이터 시퀀스를 수신하고, 신호 매퍼의 출력에서 파일럿 및 데이터 심볼의 2차원 배열을 제공하는 것을 포함할 수 있다.

방법은 제1 송신기측 변환 유닛에서 지연-도플러 영역의 2차원 통신 프레임을 시간-주파수 영역의 정보 심볼의 2차원 배열로 변환하는 단계를 추가로 포함한다. 제1 변환은 제1 송신기측 변환 유닛의 입력에서 지연-도플러 영역의 2차원 통신 프레임을 수신하고, 제1 송신기측 변환 유닛의 출력에서 정보 심볼의 2차원 배열을 제공하는 것을 포함할 수 있다.

방법은 제2 송신기측 변환 유닛에서 정보 심볼의 2차원 배열을 통신 프레임을 나타내는 연속적인 시간-영역 신호로 변환하는 단계를 추가로 포함한다. 제2 변환은 제2 송신기측 변환 유닛의 입력에서 시간-주파수 영역의 정보 심볼의 2차원 배열을 수신하고, 제2 송신기측 변환 유닛의 출력에서 통신 프레임을 나타내는 연속적인 시간-영역 신호를 제공하는 것을 포함할 수 있다.

방법은 통신 채널을 통해 통신 프레임을 나타내는 연속적인 시간-영역 신호를 송신하는 단계를 추가로 포함한다. 송신하는 단계는 증폭, 빔 성형 및 빔 지향 등과 같은 종래의 송신기에서 알려진 단계를 포함할 수 있다.

방법의 하나 이상의 실시예에서, 제1 변환하는 단계는 지연-도플러 영역의 2차원 통신 프레임을 역 심플렉틱 유한 푸리에 변환시키는 단계를 포함한다.

방법의 하나 이상의 실시예에서, 제2 변환하는 단계는 정보 심볼의 2차원 배열을 하이젠베르그 변환 또는 역 유한 푸리에 변환(IFFT)하는 단계를 포함한다.

하나 이상의 실시예에서 방법은 데이터 심볼과 파일럿 심볼 사이의 전력 할당 비율을 0.5 내지 0.99, 바람직하게는 0.9 내지 0.99로 설정하는 단계를 추가로 포함한다.

하나 이상의 실시예에서 방법은 사용된 통신 채널, 사용된 반송파 주파수 및/또는 송신기와 수신기 사이의 속도차에 따라 데이터 심볼과 파일럿 심볼 사이의 전력 할당 비율을 적응시키는 단계를 추가로 포함한다.

하나 이상의 실시예에서 방법은 사용된 통신 채널, 사용된 반송파 주파수 및/또는 송신기와 수신기 사이의 속도차에 따라 파일럿 오버헤드를 적응시키는 단계를 추가로 포함한다.

본 발명의 제5 양태에 따르면, 실제 OTFS 통신 채널을 통해 이진 데이터 시퀀스를 수신하는 방법은 통신 채널을 통해 청구항 1 또는 2에 따른 통신 프레임을 나타내는 연속적인 시간-영역 신호를 수신하는 단계를 포함한다. 방법은 제1 수신기측 변환 유닛에서 통신 프레임을 나타내는 연속적인 시간-영역 신호를 제1 수신기측 변환 유닛의 출력에서 이용 가능한 시간-주파수 영역의 정보 심볼의 2차원 배열로 변환하는 단계를 추가로 포함한다. 방법의 그 다음 단계에서 시간-주파수 영역의 파일럿 및 데이터 신호를 포함하는 정보 심볼의 2차원 배열은 제2 수신기측 변환 유닛에서 제2 수신측 변환 유닛의 출력에서 이용 가능하게 이루어진 지연-도플러 영역의 파일럿 및 데이터 신호를 포함하는 2차원 통신 프레임으로 변환된다. 제1 채널 추정 유닛의 출력에서 시간-영역 채널 행렬(

)의 제1 추정을 얻기 위해, 지연-도플러 영역의 2차원 통신 프레임에 포함된 적어도 파일럿 신호가 제1 채널 추정 유닛에 제공된다. 그런 다음 시간-영역 채널 행렬(

)의 제1 추정뿐만 아니라 제2 수신기측 변환 유닛으로부터 출력되는 적어도 데이터 신호 또는 제2 수신기측 변환 유닛으로부터 출력되는 파일럿 및 데이터 신호가 등화기 유닛의 출력에서 적어도 데이터 신호의 추정된 세트를 얻기 위해 등화기 유닛에 제공된다. 다음으로, 등화기 유닛으로부터 출력되는 적어도 데이터 신호의 추정된 세트뿐만 아니라 제2 수신기측 변환 유닛에서 제2 변환 후에 이용 가능한 적어도 파일럿 신호 또는 제2 수신기측 변환 유닛으로부터 출력된 파일럿 및 데이터 신호가 시간-영역 채널 행렬(

)의 추가 추정을 추정하기 위해 제2 채널 추정 유닛에 제공된다. 그런 다음 제2 채널 추정 유닛의 출력에서 이용 가능한 시간-영역 채널 행렬(

)의 추가 추정뿐만 아니라 제2 수신기측 변환 유닛에서 제2 변환 후 획득된 적어도 데이터 신호 또는 제2 수신기측 변환 유닛으로부터 출력된 파일럿 및 데이터 신호가 적어도 데이터 신호의 추가 추정된 세트를 얻기 위해 등화기 유닛에 제공된다. 제2 채널 추정 유닛에서 시간-영역 채널 행렬(

)을 추정하고, 등화기 유닛에서 적어도 데이터 신호의 세트를 추정하는 것은 종료 기준이 충족될 때까지 반복적으로 수행된다. 반복적인 수행에서 적어도 데이터 신호와 파일럿 신호의 각각의 최신 추가 추정된 세트는 시간-영역 채널 행렬(

) 및 각각의 최신 추정된 시간-영역 채널 행렬(

)을 추정하는 데 사용될 뿐만 아니라 제2 수신기측 변환 유닛에서 제2 변환 후에 획득된 적어도 데이터 신호 또는 제2 수신기측 변환 유닛으로부터 출력된 파일럿 및 데이터 신호는 적어도 데이터 신호의 그 다음 추정에 사용된다.

방법의 하나 이상의 실시예에서, 통신 프레임을 나타내는 연속적인 시간-영역 신호를 시간-주파수 영역의 정보 심볼의 2차원 배열로 변환하는 단계는 통신 프레임을 나타내는 연속적인 시간-영역 신호를 유한 푸리에 변환, 역 하이젠베르그 변환, 또는 위그너 변환하는 것을 포함한다.

방법의 하나 이상의 실시예에서, 시간-주파수 영역의 파일럿 및 데이터 신호를 포함하는 정보 심볼의 2차원 배열을 지연-도플러 영역의 파일럿 신호와 데이터 신호를 포함하는 2차원 통신 프레임으로 변환하는 단계는 시간-주파수 영역의 파일럿 및 데이터 신호를 포함하는 정보 심볼의 2차원 배열을 심플렉틱 유한 푸리에 변환하는 것을 포함한다.

방법의 하나 이상의 실시예에서, 시간-영역 채널 행렬(

)의 제1 추정을 획득하는 것은 제1 BEM 차수의 시변 통신 채널의 기저 확장 모델링에 기초하여 채널 추정을 수행하는 것을 포함한다.

방법의 하나 이상의 실시예에서, 제2 채널 추정 유닛에서 시간-영역 채널 행렬(

)의 추정은 제2 BEM 차수의 시변 통신 채널의 기저 확장 모델링에 기초하여 채널 추정을 수행하는 것을 포함한다. 바람직하게는, 제2 BEM 차수는 제1 BEM 차수보다 크다.

방법의 하나 이상의 실시예에서, 등화기 유닛에서 적어도 데이터 신호의 추정된 세트를 획득하는 것은 제2 수신기측 변환 유닛에서 제2 변환 후에 획득된 적어도 데이터 신호에 대해 메시지 통과, 제로-강제 및/또는 최소 평균 제곱 오차 등화를 적용하는 것을 포함한다.

하나 이상의 실시예에서 방법은 지면 위 수신기의 절대 속도와 방향, 지면 위 송신기의 절대 속도와 방향 및/또는 수신기와 송신기 사이의 상대 속도에 관한 정보를 제어 유닛에서 수신하는 단계, 및 BEM 차수(Q _S)를 결정하고/하거나 통신 프레임을 구성하기 위해 송신기에서 사용된 BEM 차수(Q _S)를 수신하는 단계를 추가로 포함한다. 수신된 정보는 제1 및/또는 제2 채널 추정 유닛에서 사용될 각각의 BEM 차수를 결정하는 데 사용될 수 있다. 각각의 수신되거나 결정된 BEM 차수는 제1 및/또는 제2 채널 추정 유닛에 제공된다.

송신 방법 및/또는 수신 방법은, 마이크로프로세서에 의해 실행될 때, 각각 앞에서 제시된 OFTS 전송 시스템의 송신기 또는 수신기의 컴퓨터 및/또는 제어 하드웨어 구성요소로 하여금 앞에서 제시된 송신 방법 또는 수신 방법을 각각 실행하게 하는 컴퓨터 프로그램 명령어로 표현될 수 있다.

컴퓨터 프로그램 명령어는 컴퓨터 판독 가능 매체 또는 데이터 매체에 검색 가능하게 저장되거나 송신될 수 있다. 매체 또는 데이터 매체는 예를 들어 하드 디스크, 솔리드 스테이트 디스크, 플래시 메모리 디바이스 등의 형태로 물리적으로 구현될 수 있다. 그러나, 매체 또는 데이터 매체는 또한 대응하는 수신기를 통해 컴퓨터에 의해 수신되고 컴퓨터의 메모리로 전송되어 저장되는 변조된 전자기, 전기 또는 광학 신호를 포함할 수 있다.

이하에서는 도면을 참조하여 본 발명의 예시적인 실시예를 보다 상세히 설명한다.
도 1은 일반적인 OTFS 전송 시스템의 블록도를 도시한다.
도 2는 다양한 속도에서 예시적인 실제 5G TDL-B OTFS 채널의 채널 이득의 실수 부분을 도시한다.
도 3은 송신기에서 본 발명에 따른 OTFS 프레임 패턴을 도시한다.
도 4는 종래의 OTFS 프레임 패턴을 도시한다.
도 5는 본 발명에 따른 예시적인 수신기의 채널 추정 및 등화의 블록도를 도시한다.
도 6은 OTFS 통신 채널을 통해 이진 데이터 시퀀스를 송신하는 방법의 흐름도를 도시한다.
도 7은 이중 선택적 페이딩에 민감한 OTFS 통신 채널을 통해 이진 데이터 시퀀스를 수신하는 방법의 흐름도를 도시한다.
도면 전반에 걸쳐 동일하거나 유사한 요소는 동일한 참조 부호를 사용하여 참조될 수 있다.

도 1 내지 도 4는 위에서 추가 설명되었으므로 다시 논의하지는 않는다.

도 5는 본 발명에 따른 예시적인 수신기의 채널 추정 및 등화의 블록도를 도시한다. 채널 추정 및 등화는 도 1에 도시된 일반 채널 추정 및 등화 블록을 대체한다. 도 1에 도시된 수신기(300)의 다른 모든 요소, 즉 제1 및 제2 수신기측 변환 유닛(304 및 306)은 각각 동일하므로 도면에 도시되지 않는다.

제2 수신기측 변환 유닛(306)으로부터 출력된 지연-도플러 영역의 파일럿 및 데이터 신호( y [k, l])의 2차원 배열은 먼저 파일럿 추출 유닛(326)에 제공될 수 있고, 이 파일럿 추출 유닛은 본질적으로 데이터 신호를 제거하거나 억제하기 위해, 송신된 2차원 배열의 구성에 대한 지식을 사용하는 윈도잉 함수(windowing function)이다. 추출된 파일럿 신호( y _p)는 제1 채널 추정 유닛(320)에 제공되고, 제1 채널 추정 유닛은 작은 BEM 차수(Q _S) 및 저해상도(T)를 갖는 GCE-BEM 채널 모델을 사용하여 파일럿 지원 제1 채널 추정을 수행한다. 제1 채널 추정 유닛(320)에서 채널 추정의 결과는 제2 수신기측 변환 유닛(306)에서 이용 가능한 수신된 적어도 데이터 신호( y _d) 또는 파일럿 및 데이터 신호( y [k, l])의 전체 수신된 2차원 배열과 함께 등화기(324)에 제공된다. 송신된 심볼의 제1 추정은 제2 채널 추정 유닛(322)으로 피드백되며, 이 제2 채널 추정 유닛은 제1 채널 추정 유닛보다 더 높은 BEM 차수(Q _L)와 더 높은 해상도(T)를 갖는 GCE-BEM 채널 모델을 사용하여 데이터 지원 채널 추정을 출력한다. 또한 제2 채널 추정 유닛(322)은 추출된 파일럿 신호( y _p), 또는 파일럿 및 데이터 신호( y [k, l])의 전체 수신된 2차원 배열을 수신한다. 제2 채널 추정 유닛(322)에서 채널 추정의 결과는 이전 것보다 개선된 송신된 심볼의 추정을 얻기 위해, 제2 수신기측 변환 유닛(306)에서 이용 가능한 수신된 적어도 데이터 신호( y _d) 또는 파일럿 및 데이터 신호( y [k, l])의 전체 수신된 2차원 배열과 함께 등화기(324)에 제공된다. 이 과정은 종료 기준이 충족될 때까지 반복적으로 수행된다.

도 6은 OTFS 통신 채널을 통해 이진 데이터 시퀀스를 송신하는 방법(400)의 흐름도를 도시한다. 단계(402)에서 이진 데이터 시퀀스는 지연-도플러 영역의 2차원 통신 프레임으로 매핑된다. 단계(404)에서 지연-도플러 영역의 2차원 통신 프레임은 시간-주파수 영역의 정보 심볼의 2차원 배열로 변환된다. 단계(406)에서 시간-주파수 영역의 정보 심볼의 2차원 배열은 통신 프레임을 나타내는 연속적인 시간-영역 신호로 변환되고, 이 연속적인 시간-영역 신호는 단계(408)에서 채널을 통해 송신된다. 지연-도플러 영역의 정보 심볼의 2차원 배열을 시간-주파수 영역의 정보 심볼의 2차원 배열로 변환하기 전에 선택적 단계(410)에서 파일럿 신호와 데이터 신호 사이의 전력 할당 비율 및/또는 파일럿 오버헤드가 결정되거나 적응될 수 있고, 이는 선택적 단계(412)에서 설정된다.

도 7은 이중 선택적 페이딩에 민감한 OTFS 통신 채널을 통해 이진 데이터 시퀀스를 수신하는 방법(500)의 흐름도를 도시한다. 단계(502)에서 통신 프레임을 나타내는 연속적인 시간-영역 신호가 통신 채널을 통해 수신된다. 단계(504)에서 통신 프레임을 나타내는 연속적인 시간-영역 신호는 시간-주파수 영역의 정보 심볼의 2차원 배열로 변환된다. 단계(506)에서 시간-주파수 영역의 파일럿 및 데이터 신호를 포함하는 정보 심볼의 2차원 배열은 지연-도플러 영역의 파일럿 신호와 데이터 신호를 포함하는 2차원 통신 프레임으로 변환된다. 단계(508)에서 제1 저해상도와 제1 BEM 차수의 시변 통신 채널의 기저 확장 모델링에 기초하여 채널 추정을 수행하는 제1 채널 추정 유닛(320)에서 시간-영역 채널 행렬의 초기 추정이 획득된다. 단계(510)에서 지연-도플러 영역의 통신 프레임과 채널 추정에 기초하여 등화기 유닛(324)에서 적어도 데이터 신호의 추정된 세트가 결정된다. 단계(514)는 종료 기준이 충족되었는지 여부를 검사하고, 만약 충족되는 경우, 단계(514)의 "예" 분기는 추정된 수신 심볼이 단계(516)에서 디매퍼로 출력될 수 있고, 궁극적으로 수신된 이진 시퀀스로 출력될 수 있음을 나타낸다. 종료 기준이 충족되지 않은 경우, 단계(514)의 "아니요" 분기에서 파일럿 신호에 더하여 추정된 데이터 신호를 사용하여, 제2 더 높은 해상도와 제2 BEM 차수의 시변 통신 채널의 기저 확장 모델링에 기초하여 채널 추정을 수행하는 제2 채널 추정 유닛(322)에서 시간-영역 채널 행렬의 추가 추정이 획득된다. 채널 추정의 결과는 등화기에 제공되고, 등화기는 단계(512)로부터의 추가 추정을 사용하여 단계(510)를 반복적으로 수행한다.

선택적으로, 단계(520)에서, 송신기에서 사용되었던 BEM 차수(Q _S)가 수신되거나, 채널 추정에 사용될 BEM 차수를 결정하는 것을 허용하는 정보가 수신될 수 있다. 단계(522)에서 사용될 BEM 차수(Q _S)가 결정되고, 단계(524)에서 채널 추정 유닛에 제공된다.

정의 및 참조 부호의 목록(설명의 일부)
f _c : 반송파 주파수
Δf : 부반송파 간격
L : 채널 길이
M : 지연 빈의 수
N : 도플러 빈의 수
P _T : 총 전송 전력
α : 데이터 전력 할당 비율
λ : 파일럿 오버헤드
Q _S : 초기 낮은 차수 채널 추정에서 BEM 차수
Q _L : 후속 반복 채널 추정에서 BEM 차수
AWGN : 가산 백색 가우시안 잡음
BEM : 기저 확장 모델
CE-BEM : 복소 지수 BEM
GCE-BEM : 일반화된 CE-BEM
DFT : 이산 푸리에 변환
MSE : 평균 제곱 오차
OTFS : 직교 시간 주파수 공간
SNR : 신호 대 잡음비
BER : 비트 오류율
OFDM : 직교 주파수 분할 다중화
MP : 메시지 전달
SFFT : 유한 심플렉틱 푸리에 변환
200 : 송신기
202 : 제1 송신기측 변환 유닛
204 : 제2 송신기측 변환 유닛
206 : 안테나
300 : 수신기
302 : 안테나
304 : 제1 수신기측 변환 유닛
306 : 제2 수신기측 변환 유닛
310 : 채널 추정 및 등화 블록
320 : 제1 채널 추정 유닛
322 : 제2 채널 추정 유닛
324 : 등화기 유닛
326 : 파일럿 추출 유닛
400 : 송신 방법
402 : 지연-도플러 영역으로 매핑하는 단계
404 : 시간-주파수 영역으로 변환하는 단계
406 : 연속적인 시간-영역 신호로 변환하는 단계
408 : 채널을 통해 송신하는 단계
410 : 전력 할당/파일럿 오버헤드를 적응시키는 단계
412 : 전력 할당/파일럿 오버헤드를 설정하는 단계
500 : 수신 방법
502 : 연속적인 시간-영역 신호를 수신하는 단계
504 : 연속적인 시간-영역 신호를 시간-주파수 영역의 정보 심볼의 2차원 배열로 변환하는 단계
506 : 시간-주파수 영역의 정보 심볼의 2차원 배열을 지연-도플러 영역의 2차원 통신 프레임으로 변환하는 단계
508 : 제1 채널 추정 유닛에서 시간-영역 채널 행렬을 추정하는 단계
510 : 심볼 추정을 획득하는 단계
512 : 제2 채널 추정 유닛에서 시간-영역 채널 행렬을 추정하는 단계
514 : 종료 기준이 충족되었나?
516 : 추정을 디매퍼로 출력하는 단계
520 : 수신하는 단계
522 : 사용할 BEM을 결정하는 단계
524 : BEM을 채널 추정 유닛에 제공하는 단계

Claims

OTFS 전송 시스템을 위한 통신 프레임의 파일럿 심볼(P)과 데이터 심볼의 2차원 배열(two-dimensional arrangement)로서,
상기 파일럿 심볼(P)과 데이터 심볼은 지연-도플러 영역에서 그리드의 점들을 따라 배열되며, 상기 파일럿 심볼(P)은 보호 심볼(G)로 둘러싸여 있고, 상기 도플러 영역의 각 방향으로 보호 심볼(G)의 수는 수신기(300)에서 통신 채널을 모델링하는 데 사용되는 BEM 기저 함수의 차수의 두 배인 것을 특징으로 하는 OTFS 전송 시스템을 위한 통신 프레임의 파일럿 심볼(P)과 데이터 심볼의 2차원 배열.
제1항에 있어서, 상기 지연 영역의 각 방향으로 상기 파일럿 심볼(P)을 둘러싸는 보호 심볼(G)의 수는 지연 빈(delay bin) 측면에서 최대 시간 지연의 두 배인, OTFS 전송 시스템을 위한 통신 프레임에서 심볼의 2차원 배열.
제1 송신기측 변환 유닛(202)과 제2 송신기측 변환 유닛(204)의 업스트림에 배열된 신호 매퍼(signal mapper)를 포함하는 OTFS 전송 시스템용 송신기(200)로서,
상기 신호 매퍼는 이진 데이터 시퀀스를 수신하고, 파일럿 심볼(P), 데이터 심볼 및 보호 심볼(G)이 제1항에 따라 2차원적으로 배열되어 있는, 상기 지연-도플러 영역의 2차원 통신 프레임( x [k, l])을 출력하도록 적응되고,
상기 제1 송신기측 변환 유닛(202)은 상기 신호 매퍼로부터 출력되는 상기 지연-도플러 영역의 2차원 통신 프레임을 입력에서 수신하고, 상기 시간-주파수 영역의 정보 심볼의 2차원 배열을 출력하도록 적응되고,
상기 제1 송신기측 변환 유닛(202)의 출력은 상기 제2 송신기측 변환 유닛(204)의 입력에 제공되고, 상기 제2 송신기측 변환 유닛은 상기 통신 채널을 통해 전송하기 위해 상기 통신 프레임을 나타내는 연속적인 시간-영역 신호를 출력하도록 적응된, OTFS 전송 시스템용 송신기(200).
제3항에 있어서, 상기 제1 송신기측 변환 유닛(202)은 프리코딩 및/또는 역 심플렉틱 유한 푸리에 변환(inverse symplectic finite Fourier transform)을 수행하도록 적응된, OTFS 전송 시스템용 송신기(200).
제3항 또는 제4항에 있어서, 상기 제2 송신기측 변환 유닛(204)은 하이젠베르그 변환 또는 역 유한 푸리에 변환(inverse finite Fourier transform: IFFT)을 수행하도록 적응된, OTFS 전송 시스템용 송신기(200).
제3항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 송신기(200)는 총 전송 전력의 50% 내지 99%를 데이터 심볼에 할당하고, 나머지 전송 전력, 바람직하게는 90% 내지 99%의 전송 전력을 파일럿 심볼에 할당하도록 배열된, OTFS 전송 시스템용 송신기(200).
제3항 내지 제6항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 송신기(200)는 사용된 통신 채널, 사용된 반송파 주파수 및/또는 송신기와 수신기 사이의 속도차에 따라 각각 데이터 및 파일럿 심볼(P)에 할당된 전력을 적응시키도록 배열된, OTFS 전송 시스템용 송신기(200).
제3항 내지 제7항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 신호 매퍼는 사용된 통신 채널, 사용된 반송파 주파수 및/또는 송신기와 수신기 사이의 속도차에 따라 파일럿 오버헤드를 적응시키도록 배열된, OTFS 전송 시스템용 송신기(200).
제1 수신기측 변환 유닛(304)과 제2 수신기측 변환 유닛(306)을 포함하는 OTFS 전송 시스템용 수신기(300)로서,
상기 수신기(300)는 상기 제1 수신기측 변환 유닛(304)의 입력에서 통신 채널을 통해 송신된 제1항에 따른 통신 프레임을 나타내는 시간-영역 신호를 수신하도록 적응되고, 상기 제1 수신기측 변환 유닛은 시간-주파수 영역에서 수신된 통신 프레임의 2차원 표현을 출력하고, 상기 제1 수신기측 변환 유닛(304)의 출력은 상기 제2 수신기측 변환 유닛(306)의 입력에 제공되고, 상기 제2 수신기측 변환 유닛은 지연-도플러 영역의 파일럿 및 데이터 신호를 포함하는 수신된 통신 프레임의 2차원 표현을 출력하고, 상기 제2 수신기측 변환 유닛(306)으로부터 출력된 적어도 파일럿 신호는 제1 채널 추정 유닛(320)에 제공되고, 상기 제1 채널 추정 유닛은 시간-영역 채널 행렬(
)의 제1 추정을 출력하고, 상기 시간-영역 채널 행렬(
)의 제1 추정뿐만 아니라 상기 제2 수신기측 변환 유닛(306)으로부터 출력된 적어도 데이터 신호 또는 상기 제2 수신기측 변환 유닛(306)으로부터 출력된 파일럿 및 데이터 신호는 등화기 유닛(324)에 제공되고, 상기 등화기 유닛은 적어도 데이터 신호의 추정된 세트를 출력하고, 적어도 데이터 신호의 추정된 세트뿐만 아니라 상기 제2 수신기측 변환 유닛(306)으로부터 출력된 적어도 파일럿 신호 또는 상기 제2 수신기측 변환 유닛(306)으로부터 출력된 파일럿 및 데이터 신호는 제2 채널 추정 유닛(322)에 제공되고, 상기 제2 채널 추정 유닛은 상기 시간-영역 채널 행렬(
)의 제2 추정을 출력하고, 상기 제2 채널 추정 유닛(322)의 출력(
)뿐만 아니라 상기 제2 수신기측 변환 유닛(306)으로부터 출력된 적어도 데이터 신호 또는 상기 제2 수신기측 변환 유닛(306)으로부터 출력된 파일럿 및 데이터 신호는 상기 등화기 유닛(324)에 제공되고, 상기 등화기 유닛은 적어도 데이터 신호의 추가 추정된 세트를 출력하고, 상기 수신기(300)는 종료 기준이 충족될 때까지 상기 제2 채널 추정 유닛(322)에서 채널을 추정하고, 상기 등화기 유닛(324)에서 적어도 데이터 신호의 추정된 세트를 추정하는 것을 반복적으로 수행하도록 적응된, OTFS 전송 시스템용 수신기(300).
제9항에 있어서, 상기 제1 수신기측 변환 유닛(304)은 유한 푸리에 변환, 역 하이젠베르그 변환 또는 위그너 변환을 수행하도록 적응된, OTFS 전송 시스템용 수신기(300).
제9항 또는 제10항에 있어서, 상기 제2 수신기측 변환 유닛(306)은 디코딩 및/또는 심플렉틱 유한 푸리에 변환을 수행하도록 적응된, OTFS 전송 시스템용 수신기(300).
제9항 내지 제11항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제1 채널 추정 유닛(320)은 시변 통신 채널의 제1 BEM 차수의 기저 확장 모델링에 기초하여 채널 추정을 수행하도록 적응된, OTFS 전송 시스템용 수신기(300).
제9항 내지 제12항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 등화기 유닛(324)은 메시지 전달, 제로 강제 및/또는 최소 평균 제곱 오차 등화를 수행하는, OTFS 전송 시스템용 수신기(300).
제9항 내지 제13항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제2 채널 추정 유닛(322)은 시변 통신 채널의 제2 BEM 차수의 기저 확장 모델링에 기초하여 채널 추정을 수행하도록 적응된, OTFS 전송 시스템용 수신기(300).
제9항 내지 제14항 중 어느 한 항에 있어서, 제어 유닛을 추가로 포함하고, 상기 제어 유닛은, 지면 위 수신기(300)의 절대 속도와 방향, 지면 위 송신기(200)의 절대 속도와 방향 및/또는 상기 수신기(300)와 상기 송신기(200) 사이의 상대 속도에 관한 정보를 수신하도록 적응되고, BEM 차수(Q _S)를 결정하도록 추가로 적응되고/되거나, 통신 프레임을 구성하기 위해 상기 송신기(200)에서 사용된 BEM 차수(Q _S)를 수신하도록 적응되고, 수신된 정보 및/또는 BEM 차수(Q _S)를 상기 제1 및/또는 제2 채널 추정 유닛(320, 322)에 전달하도록 적응된, OTFS 전송 시스템용 수신기(300).
제3항 내지 제8항 또는 제9항 내지 제15항 중 어느 한 항에 따른 OTFS 전송 시스템을 위한 송신기(200) 및/또는 수신기(300)를 포함하는 무선 디바이스.
OTFS 통신 채널을 통해 이진 데이터 시퀀스를 송신하는 방법(400)으로서,
- 신호 매퍼에서 이진 데이터 시퀀스를 제1항 또는 제2항에 따른 지연-도플러 영역의 2차원 통신 프레임으로 매핑하는 단계(402),
- 제1 송신기측 변환 유닛(202)에서 상기 지연-도플러 영역의 2차원 통신 프레임을 시간-주파수 영역의 정보 심볼의 2차원 배열로 변환하는 단계(404),
- 제2 송신기측 변환 유닛(204)에서 상기 시간-주파수 영역의 정보 심볼의 2차원 배열을 상기 통신 프레임을 나타내는 연속적인 시간-영역 신호로 변환하는 단계(406), 및
- 상기 통신 채널을 통해 상기 통신 프레임을 나타내는 연속적인 시간-영역 신호를 송신하는 단계(408)
를 포함하는, 방법(400).
제17항에 있어서, 상기 제1 변환하는 단계(404)는 상기 지연-도플러 영역의 2차원 통신 프레임을 역 심플렉틱 유한 푸리에 변환시키는 단계를 포함하는, 방법(400).
제17항 또는 제18항에 있어서, 상기 제2 변환하는 단계(406)는 정보 심볼의 2차원 배열을 하이젠베르그 변환 또는 역 유한 푸리에 변환(IFFT)하는 단계를 포함하는, 방법(400).
제17항 내지 제19항 중 어느 한 항에 있어서, 데이터 심볼과 파일럿 심볼 사이의 전력 할당 비율을 0.5 내지 0.99, 바람직하게는 0.9 내지 0.99로 설정하는 단계(410)를 추가로 포함하는, 방법(400).
제17항 내지 제20항 중 어느 한 항에 있어서, 사용된 통신 채널, 사용된 반송파 주파수 및/또는 송신기와 수신기 사이의 속도차에 따라 데이터 심볼과 파일럿 심볼 사이의 전력 할당 비율을 적응시키는 단계(412)를 추가로 포함하는, 방법(400).
제17항 내지 제21항 중 어느 한 항에 있어서, 사용된 통신 채널, 사용된 반송파 주파수 및/또는 송신기와 수신기 사이의 속도차에 따라 파일럿 오버헤드를 적응시키는 단계(412)를 추가로 포함하는, 방법(400).
이중 선택적 페이딩에 민감한 OTFS 통신 채널을 통해 이진 데이터 시퀀스를 수신하는 방법(500)으로서,
- 통신 채널을 통해 제1항 또는 제2항에 따른 통신 프레임을 나타내는 연속적인 시간-영역 신호를 수신하는 단계(502),
- 제1 수신기측 변환 유닛(304)에서, 상기 통신 프레임을 나타내는 연속적인 시간-영역 신호를 상기 제1 수신기측 변환 유닛(304)의 출력에서 이용 가능한 시간-주파수 영역의 정보 심볼의 2차원 배열로 변환하는 단계(504),
- 제2 수신기측 변환 유닛(306)에서, 상기 시간-주파수 영역의 파일럿 및 데이터 신호를 포함하는 정보 심볼의 2차원 배열을 상기 제2 수신기측 변환 유닛(306)의 출력에서 이용 가능한 지연-도플러 영역의 파일럿 신호와 데이터 신호를 포함하는 2차원 통신 프레임으로 변환하는 단계(506),
- 제1 채널 추정 유닛(320)의 출력에서 시간-영역 채널 행렬(
)의 제1 추정을 획득(508)하기 위해, 상기 제2 수신기측 변환 유닛(306)으로부터 출력된 적어도 파일럿 신호를 상기 제1 채널 추정 유닛(320)에 제공하는 단계,
- 등화기 유닛(324)의 출력에서 적어도 데이터 신호의 추정된 세트를 획득(510)하기 위해, 상기 시간-영역 채널 행렬(
)의 제1 추정뿐만 아니라, 상기 제2 수신기측 변환 유닛(306)으로부터 출력된 적어도 데이터 신호 또는 상기 제2 수신기측 변환 유닛(306)으로부터 출력된 파일럿 및 데이터 신호를 상기 등화기 유닛(324)에 제공하는 단계,
- 상기 등화기 유닛(324)으로부터 출력된 적어도 데이터 신호의 추정된 세트로부터 뿐만 아니라, 상기 제2 수신기측 변환 유닛(306)에서 제2 변환 후 획득된 적어도 파일럿 신호 또는 상기 제2 수신기측 변환 유닛(306)으로부터 출력된 파일럿 및 데이터 신호로부터 상기 시간-영역 채널 행렬(
)의 추정을 제2 채널 추정 유닛(322)에서 추정하는 단계(512),
- 적어도 데이터 신호의 추가 추정된 세트를 획득(510)하기 위해, 상기 제2 채널 추정 유닛(322)의 출력에서 이용 가능한 상기 시간-영역 채널 행렬(
)의 추정뿐만 아니라, 상기 제2 수신기측 변환 유닛(306)에서 제2 변환 후에 획득된 적어도 데이터 신호 또는 상기 제2 수신기측 변환 유닛(306)으로부터 출력된 파일럿 및 데이터 신호를 상기 등화기 유닛(324)에 제공하는 단계, 및
- 종료 기준이 충족될 때까지 상기 제2 채널 추정 유닛(322)에서 상기 시간-영역 채널 행렬(
)을 추정하는 단계(512)와, 상기 등화기 유닛(324)에서 적어도 데이터 신호의 세트를 추정하는 것(510)을 반복적으로 수행하는 단계
를 포함하는, 방법(500).
제23항에 있어서, 상기 제1 변환하는 단계(504)는 통신 프레임을 나타내는 연속적인 시간-영역 신호를 유한 푸리에 변환, 역 하이젠베르그 변환, 또는 위그너 변환하는 단계를 포함하는, 방법(500).
제23항 또는 제24항에 있어서, 상기 제2 변환하는 단계(506)는 상기 시간-주파수 영역의 파일럿 및 데이터 신호를 포함하는 정보 심볼의 2차원 배열을 심플렉틱 유한 푸리에 변환하는 단계를 포함하는, 방법(500).
제23항 내지 제25항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제1 채널 추정 유닛(320)에서 시간-영역 채널 행렬(
)의 제1 추정을 획득(508)하는 것은 제1 BEM 차수의 시변 통신 채널의 기저 확장 모델링에 기초하여 채널 추정을 수행하는 것을 포함하는, 방법(500).
제23항 내지 제26항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제2 채널 추정 유닛(322)에서 상기 시간-영역 채널 행렬(
)의 추정을 획득(512)하는 것은 제2 BEM 차수의 시변 통신 채널의 기저 확장 모델링에 기초하여 채널 추정을 수행하는 단계를 포함하는, 방법(500).
제23항 내지 제27항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 등화기 유닛(324)에서 적어도 데이터 신호의 추정된 세트를 획득(510)하는 것은 상기 제2 수신기측 변환 유닛(306)에서 제2 변환(506) 후에 획득된 적어도 데이터 신호에 대해 메시지 전달, 제로 강제 및/또는 최소 평균 제곱 오차 등화를 수행하는 단계를 포함하는, 방법(500).
제23항 내지 제28항 중 어느 한 항에 있어서,
- 지면 위 수신기(300)의 절대 속도와 방향, 지면 위 송신기(200)의 절대 속도 및 방향 및/또는 상기 수신기(300)와 상기 송신기(200) 사이의 상대 속도, 및/또는 상기 통신 프레임을 구성하기 위해 상기 송신기(200)에서 사용된 BEM 차수(Q _S)에 관한 정보를 제어 유닛에서 수신하는 단계(520),
- 상기 제1 및/또는 제2 채널 추정 유닛(320, 322)에서 사용될 각각의 BEM 차수를 결정하는 단계(522), 및
- 각각의 결정된 BEM 차수를 상기 제1 및/또는 제2 채널 추정 유닛(320, 322)에 제공하는 단계(524)
를 추가로 포함하는, 방법(500).
컴퓨터 프로그램 제품으로서,
마이크로프로세서에 의해 실행될 때, 각각 제3항 내지 제8항 중 어느 한 항에 따른 OFTS 전송 시스템의 송신기 또는 제9항 내지 제15항 중 어느 한 항에 따른 OFTS 전송 시스템의 수신기의 컴퓨터 및/또는 하드웨어 구성요소로 하여금 제17항 내지 제22항 또는 제23항 내지 제29항 중 하나 이상의 항의 방법(400, 500)을 각각 실행하게 하는 컴퓨터 프로그램 명령어를 포함하는, 컴퓨터 프로그램 제품.
컴퓨터 판독 가능 매체 또는 데이터 매체로서,
제30항의 컴퓨터 프로그램 제품을 검색 가능하게 전송하거나 저장하는, 컴퓨터 판독 가능 매체 또는 데이터 매체.