CN101378371B - 在宽带无线移动通信系统中信道估计的方法及信道估计器 - Google Patents

Abstract

一种在宽带无线移动通信系统中信道估计的方法及信道估计器：1)对通过信道传输的多个导频符号中的每一个，在可用子载波范围内的导频子载波采用设定的算法进行导频信道估计，在落入高频虚子载波范围内的虚导频进行边界值重复处理，得到多个导频符号中等间隔导频子载波位置的信道频域响应估计；2)对多个导频符号中等间隔导频子载波位置的信道频域响应估计进行逆傅立叶变换得到多个导频符号的时域信道冲激响应估计，采用设定的算法得到数据符号的时域信道冲激响应估计；3)将多个导频符号和得到的数据符号的时域信道冲激响应估计插入零值处理后，采用傅立叶变换得到信道估计结果。本发明提供的方法及信道估计器提高了信道估计的精确度和鲁棒性。

Description

在宽带无线移动通信系统中信道估计的方法及信道估计器

技术领域

本发明涉及宽带无线移动通信系统的领域，特别涉及一种在宽带无线移动通信系统中信道估计的方法及信道估计器。

背景技术

宽带无线移动通信系统，如正交频分复用(OFDM，Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing)通信系统具有对抗信号间干扰的能力，同时可以提供很高的频谱效率来传输信号，因此被视为下一代无线移动通信系统最有可能采用的传输技术，已经在数字用户环路、数字音频/视频广播、无线局域网和无线城域网等诸多领域得到了广泛应用。另一方面，基于分组交换的突发传输模式也逐渐取代基于电路交换的连续传输模式，这也对OFDM通信系统提出了新的挑战。

为了保证OFDM通信系统在无线移动信道环境中具有良好的性能，尤其是保障突发数据可以通过OFDM通信系统正常传输，必须对时变的多径无线衰落信道进行尽可能准确地估计。时变的多径无线衰落信道传输数据时，在时域和频域上都会发生选择性衰落，称为双选择性衰落，其中，影响时变的多径无线衰落信道在频域上选择性衰落的关键参数是最大多径时延τ_max，而影响时变的多径无线衰落信道在时域上的选择性衰落的关键参数是最大多普勒(Doppler)频移f_d，max。通常，最大多径时延τ_max和最大Doppler频移f_d，max都是随着时间变化的。对时变的多径无线衰落信道的信道估计质量对OFDM通信系统的性能起着关键作用。

目前，在OFDM通信系统中，对时变的多径无线衰落信道的信道估计方法需要借助一定数量的导频子载波，即借助由一定数量的导频子载波形成的导频图案。根据导频图案设置在时变的多径无线衰落信道时域和频域上的不同，可以将导频图案分为几类：在频域上连续分布的块状导频，在时域上连续分布的梳状导频，以及在时域和频域上都不连续分布的离散导频。

一般来说，借助导频对时变的多径无线衰落信道的信道估计方法包括两个步骤：

第一个步骤，估计导频位置的信道参数；

第二个步骤：利用估计得到的导频位置信道参数采用插值算法得到数据位置的信道参数，从而得到多径无线衰落信道的信道估计值。

对于OFDM通信系统而言，采用离散导频可以在双选择性的时变的多径衰落信道中，获得更好的信道估计性能和更高的频谱效率，所以通常借助离散导频估计导频位置的信道参数后，利用得到的导频位置的信道参数估计，根据设置的插值算法进行插值计算，得到多径无线衰落信道中传输数据的信道参数。

根据设置的插值算法得到多径无线衰落信道中传输数据的信道参数，如果设置的插值算法采用最小均方误差(MMSE)插值，则精度最高，但是实现复杂度也很高，且需要已知时变的多径无线衰落信道的先验统计特性，因此不适于工程实现，尤其不适用于突发传输模式的具有时变的多径无线衰落信道的OFDM通信系统；如果设置的插值算法采用成对线性插值，虽然实现简单，但插值的精确度不高。因此，设置的插值算法出现了一些折衷的插值算法，其中，比较有代表性的两类算法如下所述。

对于频域的插值而言，可以采用离散傅立叶变换(DFT)插值，基于DFT的插值能够在复杂度和精度之间获得较好的折衷，适合工程实现。但是DFT插值需要使用跨越全频域范围的等间隔导频子载波，而实际上OFDM通信系统包含了不能用于数据和导频传输的虚载波(也称为空载波)，其中低频虚载波用来消除信道所承载信号的直流成分，而高频虚载波则提供了信道传输信号带外泄漏的保护间隔，这必然会有部分导频子载波落入虚载波范围内，这时直接使用DFT插值方法就会增大信道估计的误差，尤其在虚载波附近的子载波位置上。

对于时域上的插值而言，可以采用加权多时隙平均(WMSA，WeightedMulti-Slot Averaging)方法，WMSA插值虽然在准静态信道条件下能够提供较好的插值性能，但是其插值性能会随着Doppler频移f_d，max的增大而迅速恶化，缺乏鲁棒性。

另外，在频域和时域上采用不同的插值方法的组合也会对信道估计的性能产生影响。

发明内容

有鉴于此，本发明提供一种在宽带无线移动通信系统中信道估计的方法，该方法能够在宽带无线移动通信系统中提高信道估计的精确度和鲁棒性。

本发明还提供一种信道估计器，该信道估计器能够在无线移动通信系统中提高信道估计的精确度和鲁棒性。

根据上述目的，本发明实施例的技术方案是这样实现的：

一种在宽带无线移动通信系统中信道估计的方法，该方法包括：

1)对通过信道传输的多个导频符号中的每一个，在可用子载波范围内的导频子载波采用设定的算法进行导频信道估计，在落入高频虚子载波范围内的虚导频进行边界值重复处理，得到多个导频符号中等间隔导频子载波位置的信道频域响应估计；

2)对多个导频符号中等间隔导频子载波位置的信道频域响应估计进行逆傅立叶变换得到多个导频符号的时域信道冲激响应估计，采用设定的算法得到数据符号的时域信道冲激响应估计；

3)将多个导频符号和得到的数据符号的时域信道冲激响应估计插入零值处理后，采用傅立叶变换得到信道估计结果。

步骤1)所述设定的算法为最小二乘法(LS)算法或最小均方误差(MMSE)算法。

当所述通过信道传输的多个导频符号中包含落在低频虚子载波上的虚导频时，步骤1)所述得到多个导频符号中等间隔导频子载波位置的信道频域响应估计之前，该方法还包括：

对落在低频虚子载波上的虚导频进行线性内插处理。

步骤2)所述得到数据符号的时域信道冲激响应估计之前，该方法还包括：

根据信道的功率时延谱和定时误差的分布，对多个导频符号的时域信道冲激响应估计进行截取。

步骤2)所述设定的算法为线性插值算法。

步骤2)所述采用设定的算法得到数据符号的时域信道冲激响应估计的过程为：对多个导频符号的时域信道冲激响应估计并截取后，在时间维度的方向上进行镜像复制，依次对时域信道冲激响应估计中的各个抽头系数进行时间维度方向上的离散傅立叶变换以及插入零值处理后，再进行时间维度方向上的逆离散傅立叶变换，得到数据符号的时域信道冲激响应估计。

所述的离散傅立叶变换采用快速傅立叶变换替代，所述的逆离散傅立叶变换采用快速逆傅立叶变换替代。

所述再进行时间维度方向上的逆离散傅立叶变换之前，该方法还包括：

根据信道的最大Doppler频移和噪声的平均功率，进行截取处理。

一种信道估计器，包括接收模块、频域信道估计模块、逆傅立叶变换模块、时域信道估计模块、插值模块以及傅立叶变换模块，其中，

接收模块，用于接收通过信道传输的多个导频符号后，发送给频域信道估计模块；

频域信道估计模块，用于对从接收模块接收的多个导频符号每一个，在可用子载波范围内的导频子载波采用设定的算法进行导频信道估计，在落入高频虚子载波范围内的虚导频进行边界值重复处理，得到多个导频符号中等间隔导频子载波位置的信道频域响应估计，发送给逆傅立叶变换模块；

逆傅立叶变换模块，用于对多个导频符号中等间隔导频子载波位置的信道频域响应估计进行逆傅立叶变换得到多个导频符号的时域信道冲激响应估计后，发送给时域信道估计模块；

时域信道估计模块，用于对多个导频符号的时域信道冲激响应估计采用设定的算法得到数据符号的时域信道冲激响应估计后，发送给插值模块，

插值模块，用于对导频符号和数据符号的时域信道冲激响应估计进行插入零值后，发送给傅立叶变换模块；

傅立叶变换模块，用于将导频符号和经过插值计算的数据符号的时域信道冲激响应估计进行傅立叶变换得到信道估计结果。

所述频域信道估计模块包括可用子载波导频信道估计模块和虚子载波导频信道估计模块，其中，

可用子载波导频信道估计模块，用于采用LS算法或MMSE算法对从接收模块接收的多个导频符号每一个，在可用子载波范围内的导频子载波进行导频信道估计；

虚子载波导频信道估计模块，用于对从接收模块接收的多个导频符号每一个，在落入高频虚子载波范围内的虚导频进行边界值重复处理，以及对落在低频虚子载波上的虚导频进行线性内插处理。

所述时域信道估计模块包括截取模块和线性插值模块，其中，

截取模块，用于对多个导频符号的时域信道冲激响应估计进行截取，发送给线性插值模块；

线性插值模块，用于在时间维度的方向上对经过截取的多个导频符号的时域信道冲激响应估计进行线性插值得到数据符号的时域信道冲激响应估计。

所述时域信道估计模块包括截取模块、镜像复制模块、变换模块、零插值模块和逆变换模块，其中，

截取模块，用于对多个导频符号的时域信道冲激响应估计进行截取，发送给镜像复制模块；

镜像复制模块，用于在时间维度的方向上对经过截取的多个导频符号的时域信道冲激响应估计进行镜像复制，发送给变换模块；

变换模块，用于依次对经过镜像复制的多个导频符号的时域信道冲激响应估计中的各个抽头系数进行时间维度方向上的离散傅立叶变换或快速傅立叶变换，发送给零插值模块；

零插值模块，用于对变换模块处理后的信号进行时间维度方向上的插入零值处理，发送给逆变换模块；

逆变换模块，用于对零插值处理后的信号进行时间维度方向上的逆离散傅立叶变换或逆快速傅立叶变换，得到数据符号的时域信道冲激响应估计。

从上述方案可以看出，本发明提供的方法及信道估计器在对信道估计的第一步骤中，将从信道中接收到的多个导频符号中落入有效子载波范围内的每个导频子载波采用最小二乘法(LS，Least Squares)算法或其他现有的算法进行导频子载波的信道估计后，对高频虚导频采用边界值重复进行处理，对低频虚导频进行线性内插处理，得到全频域内等间隔导频子载波位置的信道参数估计。在对信道估计的第二步骤中，利用多个导频符号的时域信道冲击响应估计截取之后，采用时域增强型DFT插值算法或线性插值算法进行插值后得到数据符号的时域信道冲击响应估计，采用零值插入后，再变换到频域上，得到最终的信道估计值。由于本发明对导频符号中落入虚子载波范围内的虚导频采用边界重复和内插处理，能够有效消除或减弱虚载波对信道估计性能的影响，同时，由于在信道估计的第二步骤中当采用时域增强型DFT插值时，能够提高信道估计的性能和鲁棒性。因此，本发明提供的方法及信道估计器提高了信道估计的精确度和鲁棒性。

附图说明

图1为本发明实施例提供的在宽带无线移动通信系统中信道估计的方法流程图；

图2为本发明具体实施例提供的在宽带无线移动通信系统中信道估计的方法流程图；

图3为在图2中所应用的导频图案示意图；

图4为本发明实施例提供的信道估计器示意图；

图5为本发明实施例采用仿真实验得到的几种信道估计的均方误差性能1示意图；

图6为本发明实施例采用仿真实验得到的几种信道估计的均方误差性能2示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合附图对本发明实施例作进一步的详细描述。

本发明实施例提供的方法可以应用在宽带无线通信系统中频域和时域上的信道估计，其中的时域增强型DFT插值方法也可以只应用在宽带无线通信系统中的时域信道估计。

图1为本发明实施例提供的在宽带无线移动通信系统中信道估计的方法流程图，其具体步骤为：

步骤101、接收到通过信道传输的多个导频符号后，对每个导频符号中在可用子载波范围内的导频子载波采用设置的算法进行导频信道估计，执行步骤102。

在本步骤中，可以采用LS算法进行导频位置的信道估计，也可以采用其他估计方法进行估计，如MMSE算法。

步骤102、对每个导频符号中落入高频虚载波范围的虚导频采用边界值重复以及在低频虚导频采用线性插值方法进行信道估计，最终得到多个导频符号中等间隔导频子载波位置的信道频域响应估计。

步骤101～步骤102完成了对导频位置的信道估计。

步骤103、对得到的多个导频符号的导频子载波位置的信道频域响应估计进行逆傅立叶变换(IFFT)得到多个导频符号的时域信道冲激响应估计后进行截取，采用线性插值算法或时域增强型DFT插值算法进行插值计算得到数据符号位置的时域信道冲激响应估计，再插入零值后，采用傅立叶变换(FFT)得到最终信道的估计结果。

在本步骤中，线性插值方法可以采用成对线性插值算法。

在本步骤中，如果采用时域增强型DFT插值算法，则需要对得到的多个导频符号的时域信道冲激响应估计进行镜像复制后，依次进行时间维度方向上的DFT以及插入零值后，再进行时间维度方向上的IDFT计算得到数据符号位置的时域信道冲激响应估计。

当然，时域增强型DFT插值算法中的DFT/IDFT也可以替换为快速算法FFT/IFFT。

当然，时域增强型DFT插值算法可以单独应用于单载波系统的信道估计，这时就不需要执行步骤101～步骤102了。而直接将通过信道接收的多个导频符号的信道估计进行镜像复制后，进行时间维度方向上的DFT以及插入零值后，再进行时间维度方向上的IDFT计算得到数据符号位置的信道估计结果。

为了抑制噪声，还可以对步骤101、步骤102、步骤103中得到的各级结果有选择地进行平滑滤波来抑制噪声。

举一个具体实施例说明本发明提供的方法，该方法应用在OFDM通信系统中，且设置的导频子载波是在时域和频域范围内的，即如何实现时频域上信道估计的具体过程，这个具体过程的方法流程图如图2所示。

考虑到更好地支持突发传输模式，本发明实施例以F个OFDM符号，例如1帧包括F个OFDM符号为1个基本处理单元，不要求数据流连续。为了获得较高的频谱效率，同时使得插值算法描述更具一般性，本发明选择离散导频图案。如图3所示，其中，斜线方格表示导频子载波，田字方格表示虚载波，可以看出，导频子载波在频率维度方向上和时间维度方向上都是不连续的，且要求离散导频子载波在频率维度方向和时间维度方向上都是等间隔的，间隔分别为I_f和I_t。本发明实施例在具体实现时对于导频子载波在频率维度方向上连续分布、在时间维度方向上离散分布的情况也完全适用，对于选择其他导频图案，比如块状导频和梳状导频，也可以使用本发明实施例提供的方法进行。在频率维度方向上和在时间维度方向上所选择的导频子载波的间隔都要满足Nyquist采样定理的要求。

在一帧的F个OFDM符号中，只有P_t个等间隔的OFDM符号中包含了导频子载波。为了简化后续叙述，本发明实施例将这种包含了导频子载波的OFDM符号称为导频符号。该P_t个导频符号包含了一帧OFDM符号的第一个和最后一个OFDM符号，那么在时间维度上的导频符号间隔为 $I_t=\frac{F-1}{P_t-1}.$ OFDM符号的索引变量为n＝0，1，...，F-1。一帧的OFDM符号中的子载波个数为K，虚载波的个数为V，可用的子载波个数为D(通常D为偶数)，显然有K＝V+D。当一帧的OFDM符号中没有虚载波时，导频符号内的导频子载波个数为P_f，那么在频域上的导频子载波间隔为 $I_f=\frac{K}{P_f},$ 其中K、P_f和I_f均为2的幂次。在一个导频符号中，落入虚载波和可用子载波范围的导频子载波个数分别为P_v和P_D。子载波的索引变量为k＝0，1，...，K-1，设导频符号的起始位置为k_ini＝0(这是最复杂的情况，对于导频子载波不占有0频的情况，对0频虚导频可以省略)。

对于一帧的OFDM符号来说，OFDM符号的循环前缀(CP)长度大于无线信道的最大多径时延L，且信道在一个OFDM符号的时间长度内保持不变，那么OFDM通信系统在一帧的OFDM符号设置导频子载波的并行传输模型表示为公式(1)：

$Y_k^n=H_k^n{X}_k^n+N_k^n,$ k＝0，1，...，k-1，n＝0，1，...F-1                 (1)

其中，X_k ⁿ、Y_k ⁿ、H_k ⁿ和N_k ⁿ分别为的n个OFDM符号中第k个子载波上的发送信号、接收信号、频率维度上的信道增益和加性白高斯噪声。X_k ⁿ，n＝0，1，..，F-1在k＝0和 $k=\frac{D}{2}+1,...,\frac{D}{2}+V-1$ 是虚载波；X_k ⁿ，n＝p*I_t，p＝0，1，..，P_t-1，k＝q.I_f，q＝0，1，...P_f-1是导频子载波。那么，在每个导频符号中会有 $P_V={[\frac{D}{2}+V]}_{I_F}-{\left[\frac{D}{2}\right]}_{I_F}+1$ 个导频子载波落入了虚载波范围，其中

表示除以I_f所得商的整数部分，且P_V个虚导频包含了处于0频虚载波和高频虚载波位置上的导频子载波。

首先，对P_t个等间隔的OFDM符号在频域上进行增强型DFT插值处理，且对不同导频符号的处理流程完全相同。

在每个导频符号中，对P_D个位于可用子载波范围的导频进行信道估计，具体采用的估计方法可以不限，在本发明实施例中，考虑到具体工程实现，选择LS算法，如公式(2)：

${\stackrel{\‾}{H}}_k^n=H_k^n+\frac{N_k^n}{X_k^n},$ n＝p·I_t，p＝0，1，...，P_t-1k＝q·I_f， $q\∈\left\{\right[1,{\left[\frac{D}{2}\right]}_I]\∪[{[\frac{D}{2}+V]}_I+1,p-1\left]\right\}---\left(2\right)$

对于0频虚导频，采用线性内插算法可得公式(3)，当然，也可以采用其他内插算法：

${\stackrel{\‾}{H}}_0^n=\frac{{\stackrel{\‾}{H}}_{1\·I_f}^n+{\stackrel{\‾}{H}}_{(P_f-I)\·I_f}^n}{2},$ n＝p·I_t，p＝0，1，...，P_t-1          (3)

对于高频虚导频，进行简单的边界值重复可得公式(4)：

${\stackrel{\‾}{H}}_k^n={\stackrel{\‾}{H}}_{{\left[\frac{D}{2}\right]}_{I_f}}^n,$ n＝p·I_t，p＝0，1，...，P_t-1

k＝q·I_f， $q\∈[{\left[\frac{D}{2}\right]}_{I_f}+1,{\left[\frac{D+V}{2}\right]}_{I_f}]$

${\stackrel{\‾}{H}}_k^n={\stackrel{\‾}{H}}_{{[\frac{D}{2}+V]}_{I_f}}^n+1,$ n＝p·I_t，p＝0，1，...，P_t-1

k＝q·I_f， $q\∈[{\left[\frac{D}{2}\right]}_{I_f}+1,{\left[\frac{D+V}{2}\right]}_{I_f}]---\left(4\right)$

这样，就可以得到P_t×P_f维的导频位置信道估计矩阵CFR_Pilot，其第p行第q列的元素为：

n＝p·I_t，p＝0，1，...，P_t-1，k＝q·I_f，q＝0，1，...，P_f-1。值得注意的是，本发明实施例对0频虚导频和高频虚导频进行处理的原则是保持虚载波边界处信道频域估计的连续性，以避免在虚载波附近的数据子载波处信道估计出现很大的误差，即消除Gibbs效应。当然，对于高频虚导频而言，可以采用现有的加窗或线性外插也可以起到相似的作用。由于各种方法消除Gibbs效应对有效子载波位置的信道估计性能影响不大，因此从降低实现复杂度的角度考虑，本发明实施例采用了最简单的边界值重复来保持虚载波边界处信道频域估计的连续性。

其次，对CFR_Pilot的每一行分别进行P_f点的IFFT变换可得P_t×P_f维的在时域信道冲激响应估计矩阵CIR_Pilot1，其第p行第l列的元素为：

${\stackrel{\‾}{h}}_l^n=\frac{1}{P_f}\underset{q=0}{\overset{P_f-1}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\‾}{H}}_{q\·I_f}^n{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}}{P_f}\mathrm{ql}},$ n＝p·I_r，p＝0，1，...，P_t-1，l＝0，1，...，P_f-1。

不同于理想情况下时域信道能量仅仅集中在得到的时域信道冲激响应的头部，虚载波的存在使得时域信道能量发生泄漏，即时域信道冲激响应的尾部也包含部分时域信道能量；另一方面，OFDM通信系统的定时偏差的存在会使得时域信道能量发生循环移位，也可能导致时域信道冲激响应的尾部包含部分信道能量。本发明实施例已经确定OFDM符号的循环前缀长度大于等于信道的最大多径时延，即CP≥L，同时考虑到无线信道的指数衰落特性和OFDM通信系统中不可避免的定时偏差，为了在去除噪声的同时保留CIR_Pilot1中大部分的时域信道能量，因此对CIR_Pilot1的各行进行截取操作，得到P_t×CP维的时域信道冲激响应估计矩阵CIR_Pilot2，其第p行第m列的元素为：

${\tilde{h}}_m^n={\stackrel{\‾}{h}}_l^n$ m＝l＝0，1，…，λ·CP-1

m＝λ·CP，…，CP-1；l＝P_f-(1-λ)·CP，…，P_f-1

n＝p·I_t，p＝0，1，…P_t-1

其中，λ为比例因子，取值的范围为0.5≤λ＜1，具体取值取决于信道的功率时延谱和定时误差的分布特性。通常λ取1/2、3/4或7/8即可。

说明一下，如果已知OFDM通信系统中的无线信道的最大多径时延L和噪声的平均功率，那么按照上述方法将CIR_Pilot1截取得到CIR_Pilot2时，可以根据一定的门限自适应地确定CIR_Pilot1需要保留的列数，以更好地抑制噪声。当然，这样处理会带来实现复杂度的增加和鲁棒性的下降。

再次，需要对截取得到的CIR_Pilot2的各列进行时域插值，该步骤可以有两种不同的选择：成对线性插值方法和时域增强型DFT插值方法。前者实现复杂度低，适于中低速移动的情况；而后者则对时变的多径无线衰落信道具有良好的鲁棒型，尤其适用于高速移动的情况。以下分别对这两种插值算法如何应用在本发明实施例中进行详细说明。

第一种插值算法，借助成对线性插值得到F×CP维的时域信道冲击响应矩阵CIR_Data1，其第n行第m列的元素为：

n₁＝p·I_t，p＝0，1，…P_t-2

n₂＝n₁+I_t，n₁≤n≤n₂

n＝0，1，…，F-1

m＝0，1，…，CP-1

第二种插值算法，借助时域增强型DFT插值得到F×CP维的时域信道冲击响应矩阵CIR_Data1。

本发明实施例考虑到OFDM通信系统中的Doppler频率扩展是带宽受限的，而噪声功率则是均匀分布的，那么使用增强型DFT插值进行时间维度的插值可以提供在插值精度和噪声抑制之间进行折衷的可能性且具有鲁棒性。同时，为了消除直接使用DFT插值在数据帧边缘位置产生的Gibbs效应所导致的信道估计性能下降，本发明实施例提出了使用增强型DFT插值。在这里值得注意的是，时域增强型DFT插值是针对矩阵CIR_Pilot2的每一列分别进行，所以这种在时间维度上的插值方法同样适用于单载波系统。

以下具体说明如何采用增强型DFT插值算法的。

首先，将矩阵CIR_Pilot2在时间维度方向上进行镜像复制，得到2P_t×CP维的矩阵CIR_Reflection，其第x行第m列的元素为：

${\hat{h}}_m^x=\left\{\begin{array}{cc}{\tilde{h}}_m^r& r=x\·I_t,x=0,\·\·\·,P_t-1\\ {\tilde{h}}_m^{(2P_t-1)\·I_t-r}& r=x\·I_t,x=P_t,\·\·\·,{2P}_t-1\end{array}\right.,$ m＝0，1，…，CP-1

对CIR_Reflection的每一列进行2P_t点的DFT运算可得2P_t×CP维的矩阵CFR_Doppler，其第s行第m列的元素为：

${\hat{H}}_m^s=\underset{x=0}{\overset{2P_t-1}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_m^x\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{{2P}_t}\mathrm{xs}}$ s＝0，…，2P_t-1

m＝0，1，…，CP-1

然后，将矩阵CFR_Doppler乘以常数因子I_t后对各列进行中间插0，得到2P_tI_t×CP维的矩阵CFR_DopplerExt，其第v行第m列的元素为：

m＝0，1，…，CP-1

在本步骤中，如果已经获知最大Doppler频移和噪声的平均功率，那么从CFR_Doppler得到CFR_DopplerExt时，可以根据一定的门限自适应确定CFR_Doppler中每列所保留的行数，以更好地抑制噪声。当然，这样也会带来实现复杂度的增加和鲁棒性的下降。

再次，对矩阵CFR_DopplerExt的每列进行IDFT运算，可得F×CP维的时域信道冲击响应矩阵CIR_Data，其第n行第m列的元素为：

n＝0，…，F-1

m＝0，1，…，CP-1

在本步骤中，IDFT可以不必完全计算，仅取其前F个输出即可。另外，如果P_f和I_f均为2的幂次，那么进行时域增强型DFT插值时，DFT/IDFT可以采用快速算法FFT/IFFT。

至此，对于经过成对线性插值或时域增强型DFT插值得到的CIR_Data1进行频域增强型DFT插值操作，即对CIR_Data1的各行中间进行插0的处理，得到F×K维矩阵CIR_Data2，其第n行第k列的元素为：

最后，对CIR_Data2的各行进行K点的FFT变换即可得到最终的信道估计值，即F×K维的CFR_Data，其第n行第k列的元素为：

k＝0，1，…，K-1

n＝0，…，F-1

在这个具体实施例中，还可以对各级结果CFR_Pilot、CIR_Pilot2、CIR_Data1、CFR_Data有选择地进行平滑滤波来进一步抑制噪声。

本发明还提供一种信道估计器，用于对信道进行估计，如图4所示，包括接收模块、频域信道估计模块、逆傅立叶变换模块、时域信道估计模块、插值模块以及傅立叶变换模块，其中，

接收模块，用于接收通过信道传输的多个导频符号后，发送给频域信道估计模块；

频域信道估计模块，用于对从接收模块接收的多个导频符号每一个，在可用子载波范围内的导频子载波采用设定的算法进行导频信道估计，在落入高频虚子载波范围内的虚导频进行边界值重复处理，得到多个导频符号中等间隔导频子载波位置的信道频域响应估计，发送给逆傅立叶变换模块；

逆傅立叶变换模块，用于对多个导频符号中等间隔导频子载波位置的信道频域响应估计进行逆傅立叶变换得到多个导频符号的时域信道冲激响应估计后，发送给时域信道估计模块；

时域信道估计模块，用于对多个导频符号的时域信道冲激响应估计采用设定的算法得到数据符号的时域信道冲激响应估计后，发送给插值模块，

插值模块，用于对导频符号和数据符号的时域信道冲激响应估计进行插值计算后，发送给傅立叶变换模块；

傅立叶变换模块，用于将导频符号经过插值计算的数据符号的时域信道冲激响应估计进行傅立叶变换得到信道估计结果。

在本发明实施例中，频域信道估计模块包括可用子载波导频信道估计模块和虚子载波导频信道估计模块，其中，

可用子载波导频信道估计模块，用于采用LS算法或MMSE算法对从接收模块接收的多个导频信号每一个，在可用子载波范围内的导频子载波进行导频信道估计；

虚子载波导频信道估计模块，用于对从接收模块接收的多个导频符号每一个，在落入高频虚子载波范围内的虚导频进行边界值重复处理，以及对落在低频虚子载波上的虚导频进行线性内插处理。

在本发明实施例中，时域信道估计模块包括截取模块、镜像复制模块、变换模块、零插值模块和逆变换模块，其中，

截取模块，用于对多个导频符号的时域信道冲激响应估计进行截取，发送给镜像复制模块；

镜像复制模块，用于在时间维度的方向上对经过截取的多个导频符号的时域信道冲激响应估计进行镜像复制，发送给变换模块；

变换模块，用于依次对经过镜像复制的多个导频符号的时域信道冲激响应估计中的各个抽头系数进行时间维度方向上的离散傅立叶变换或快速傅立叶变换，发送给零插值模块；

零插值模块，用于对变换模块处理后的信号进行时间维度方向上的插入零值处理，发送给逆变换模块；

逆变换模块，用于对零插值处理后的信号进行时间维度方向上的逆离散傅立叶变换或逆快速傅立叶变换，得到数据符号的时域信道冲激响应估计。

在本发明实施例中，时域信道估计模块，还可用对多个导频符号的时域信道冲激响应估计采用线性插值算法得到数据符号的时域信道冲激响应估计后，发送给插值模块。这时，时域信道估计模块包括截取模块和线性插值模块，其中，截取模块，用于对多个导频符号的时域信道冲激响应估计进行截取，发送给线性插值模块；线性插值模块，用于在时间维度的方向上对经过截取的多个导频符号的时域信道冲激响应估计进行线性插值得到数据符号的时域信道冲激响应估计。

为了对本发明提供的方法对信道估计的精确性与现有技术对信道估计的精确性进行比较，进行了计算机仿真试验。该仿真试验的参数包括：帧长为25个OFDM符号，导频符号数为4，导频符号的间隔为8个OFDM符号。OFDM符号的子载波个数为1024，带宽12.5MHz，OFDM符号长度为81.92μs，循环前缀长度为10.24μs。虚载波位置为0和451～573。每个导频符号内的导频子载波(包括有效导频子载波和虚导频子载波)的数量为256，信道模型采用典型城区(TU)信道模型。λ选取7/8。

图5为本发明实施例采用仿真实验得到的几种信道估计的均方误差性能1示意图，其中，横坐标表示信噪比(SNR)，纵坐标表示信道估计的均方误差性能，信号采用的载频(fc)＝3.5GHz，归一化多普勒频移(fdT)＝0.025，可以看出，依据本发明实施例提供的方法在频域采用频域增强型DFT插值和在时域采用时域增强型DFT插值进行信道估计(倒转三角所指示的曲线)，在信噪比增大的情况下，信道估计的均方误差最小，性能最好；依据本发明实施例提供的方法在频域采用频域增强型DFT插值和在时域上采用线性插值进行信道估计(方块所指示的曲线)，在信噪比增大的情况下，信道估计的均方误差第二小，性能次好；在频域采用线性插值和在时域上采用线性插值进行信道估计(正三角所指示的曲线)，在信噪比增大的情况下，信道估计的均方误差第三小；在频域采用DFT插值和在时域上采用线性插值进行信道估计(空心圆点所指示的曲线)，在信噪比增大的情况下，信道估计的均方误差第四小；在频域采用线性插值和在时域上采用WMSA插值进行信道估计(实心圆点所指示的曲线)，在信噪比增大的情况下，信道估计的均方误差第二大；在频域采用DFT插值和在时域上采用WMSA插值进行信道估计(叉所指示的曲线)，在信噪比增大的情况下，信道估计的均方误差最大。

图6为本发明实施例采用仿真实验得到的几种信道估计的均方误差性能2示意图，其中，横坐标表示fdT，纵坐标表示信道估计的均方误差性能，信道采用的fc＝3.5GHz，SNR＝20dB，可以看出，依据本发明实施例提供的方法在频域采用频域增强型DFT插值和在时域采用时域增强型DFT插值进行信道估计(倒转三角所指示的曲线)，在fdT增大的情况下，信道估计的均方误差最小，性能最好；依据本发明实施例提供的方法在频域采用频域增强型DFT插值和在时域上采用线性插值进行信道估计(方块所指示的曲线)，在fdT增大的情况下，信道估计的均方误差第二小，性能次好；在频域采用线性插值和在时域上采用线性插值进行信道估计(正三角所指示的曲线)在在fdT增大的情况下，信道估计的均方误差第三小；在频域采用DFT插值和在时域上采用线性插值进行信道估计(空心圆点所指示的曲线)在在fdT增大的情况下，信道估计的均方误差第四小；在频域采用线性插值和在时域上采用WMSA插值进行信道估计(实心圆点所指示的曲线)在fdT增大的情况下，信道估计的均方误差第二大；在频域采用DFT插值和在时域上采用WMSA插值进行信道估计(叉所指示的曲线)在fdT增大的情况下，信道估计的均方误差最大。

从图5和图6可以看出，本发明实施例提出的方法能够有效消除或减弱虚载波对信道估计性能的影响，同时，对快速时变的多径无线衰落信道具有很好的鲁棒性。因此，本发明提出的信道估计方法能够在双选择性衰落的多径无线信道中提高信道估计精度，且无需信道的先验统计特性。

综上，本发明提出的信道估计方法，在进行导频符号的信道估计时采用频域增强型DFT算法(即对承载导频子载波的载波进行LS信道估计，对低频虚导频采用线性内插，对高频虚导频进行边界值重复)，从而在频率维度上有效消除或减小了虚载波带来的信道估计性能下降，进一步在时域上采用线性插值或时域增强型DFT插值进行数据符号位置的信道估计，在时域上提高了插值精度和鲁棒性，并且将频域和时域的插值进行了有效组合，从而全面提高OFDM通信系统的信道估计性能。同时，本发明提出的方法不需要信道的先验统计特性，适于工程实现。

本发明提出的信道估计方法，即在时间维度上采用时域增强型DFT插值，还可以应用在单载波系统中。

以上是对本发明具体实施例的说明，在具体的实施过程中可对本发明的方法进行适当的改进，以适应具体情况的具体需要。因此可以理解，根据本发明的具体实施方式只是起示范作用，并不用以限制本发明的保护范围。

Claims (11)

1.一种在宽带无线移动通信系统中信道估计的方法，其特征在于，该方法包括：

1）对通过信道传输的多个导频符号的每一个导频信号，在可用子载波范围内的该导频信号中的导频子载波采用设定的算法进行导频信道估计，在落入高频虚子载波范围内的虚导频进行边界值重复处理，对落在低频虚子载波上的虚导频进行线性内插处理，得到多个导频符号中等间隔导频子载波位置的信道频域响应估计；

2）对多个导频符号中等间隔导频子载波位置的信道频域响应估计进行逆傅立叶变换得到多个导频符号的时域信道冲激响应估计，采用设定的算法得到数据符号的时域信道冲激响应估计；

3）将多个导频符号和得到的数据符号的时域信道冲激响应估计插入零值处理后，采用傅立叶变换得到信道估计结果。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤1）所述设定的算法为最小二乘法LS算法或最小均方误差MMSE算法。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤2）所述得到数据符号的时域信道冲激响应估计之前，该方法还包括：

根据信道的功率时延谱和定时误差的分布，对多个导频符号的时域信道冲激响应估计进行截取。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤2）所述设定的算法为线性插值算法。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤2）所述采用设定的算法得到数据符号的时域信道冲激响应估计的过程为：对多个导频符号的时域信道冲激响应估计并截取后，在时间维度的方向上进行镜像复制，依次对时域信道冲激响应估计中的各个抽头系数进行时间维度方向上的离散傅立叶变换以及插入零值处理后，再进行时间维度方向上的逆离散傅立叶变换，得到数据符号的时域信道冲激响应估计。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，所述的离散傅立叶变换采用快速傅立叶变换替代，所述的逆离散傅立叶变换采用快速逆傅立叶变换替代。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，所述再进行时间维度方向上的逆离散傅立叶变换之前，该方法还包括：

根据信道的最大Doppler频移和噪声的平均功率，进行截取处理。

8.一种信道估计器，其特征在于，该信道估计器包括接收模块、频域信道估计模块、逆傅立叶变换模块、时域信道估计模块、插值模块以及傅立叶变换模块，其中，

接收模块，用于接收通过信道传输的多个导频符号后，发送给频域信道估计模块；

频域信道估计模块，用于对从接收模块接收的多个导频符号的每一个导频信号，在可用子载波范围内的该导频信号中的导频子载波采用设定的算法进行导频信道估计，在落入高频虚子载波范围内的虚导频进行边界值重复处理，对落在低频虚子载波上的虚导频进行线性内插处理，得到多个导频符号中等间隔导频子载波位置的信道频域响应估计，发送给逆傅立叶变换模块；

逆傅立叶变换模块，用于对多个导频符号中等间隔导频子载波位置的信道频域响应估计进行逆傅立叶变换得到多个导频符号的时域信道冲激响应估计后，发送给时域信道估计模块；

时域信道估计模块，用于对多个导频符号的时域信道冲激响应估计采用设定的算法得到数据符号的时域信道冲激响应估计后，发送给插值模块；

插值模块，用于对导频符号和数据符号的时域信道冲激响应估计进行插入零值后，发送给傅立叶变换模块；

傅立叶变换模块，用于将导频符号和经过插值计算的数据符号的时域信道冲激响应估计进行傅立叶变换得到信道估计结果。

9.如权利要求8所述的信道估计器，其特征在于，所述频域信道估计模块包括可用子载波导频信道估计模块和虚子载波导频信道估计模块，其中，

可用子载波导频信道估计模块，用于采用LS算法或MMSE算法对从接收模块接收的多个导频符号的每一个导频信号，在可用子载波范围内的该导频信号中的导频子载波进行导频信道估计；

虚载波导频信道估计模块，用于对从接收模块接收的多个导频符号的每一个导频信号，在落入高频虚子载波范围内的虚导频进行边界值重复处理，以及对落在低频虚子载波上的虚导频进行线性内插处理。

10.如权利要求8或9所述的信道估计器，其特征在于，所述时域信道估计模块包括截取模块和线性插值模块，其中

截取模块，用于对多个导频符号的时域信道冲激响应估计进行截取，发送给线性插值模块；

线性插值模块，用于在时间维度的方向上对经过截取的多个导频符号的时域信道冲激响应估计进行线性插值得到数据符号的时域信道冲激响应估计。

11.如权利要求8或9所述的信道估计器，其特征在于，所述时域信道估计模块包括截取模块、镜像复制模块、变换模块、零插值模块和逆变换模块，其中，

截取模块，用于对多个导频符号的时域信道冲激响应估计进行截取，发送给镜像复制模块；

镜像复制模块，用于在时间维度的方向上对经过截取的多个导频符号的时域信道冲激响应估计进行镜像复制，发送给变换模块；

变换模块，用于依次对经过镜像复制的多个导频符号的时域信道冲激响应估计中的各个抽头系数进行时间维度方向上的离散傅立叶变换或快速傅立叶变换，发送给零插值模块；

零插值模块，用于对变换模块处理后的信号进行时间维度方向上的插入零值处理，发送给逆变换模块；

逆变换模块，用于对零插值处理后的信号进行时间维度方向上的逆离散傅立叶变换或逆快速傅立叶变换，得到数据符号的时域信道冲激响应估计。

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