CN101242383B - 一种信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种信道估计方法，该方法包括：a.对位于可用子载波范围内的可用导频执行常规的信道估计，对位于虚载波范围内的虚导频设定虚拟的信道频域响应估计以保证平滑过渡，得到所有导频位置的信道频域响应估计；b.对步骤a所得的信道频域响应估计进行傅立叶逆变换，得到时域信道冲激响应估计；c.对步骤b所得的时域信道冲激响应估计截断插0后进行傅立叶变换，得到完整的信道频域响应估计。本发明解决了现有技术中信道估计误差较大、且在虚载波附近的子载波位置上，信道估计误差更为明显的问题。本发明方案能够在几乎不增加复杂度的前提下，有效减弱、甚至消除虚载波对信道估计性能的影响，尤其能够减小虚载波附近的子载波处的信道估计误差。

Description

一种信道估计方法

技术领域

本发明涉及无线移动通信技术领域，具体是涉及一种信道估计方法。

背景技术

正交频分复用(OFDM)技术具有对抗符号间干扰(ISI)的能力，同时可以提供很高的频谱效率，因此被视为下一代无线移动通信系统最有可能采用的传输技术，已经在数字用户环路、数字音频/视频广播、无线局域网和无线城域网等诸多领域得到了广泛应用。

为保证OFDM通信系统在无线移动信道环境中具有良好的性能，必须对时变的多径衰落信道进行尽可能准确的估计。而信道估计的质量对OFDM系统的性能起着很关键的作用。

目前具有实用价值的信道估计方法都要借助于已知的导频信息。根据处理流程的不同，可以将基于导频的信道估计分为频域信道估计和时域信道估计。一般来说，时域信道估计能以适中的复杂度获得较高的信道估计精度，因此是一种很有效的信道估计方法。时域信道估计由于需要借助于离散傅立叶变换和逆离散傅立叶变换(DFT/IDFT)，从而也被称为基于DFT的信道估计方法。

基于DFT的信道估计方法的具体处理流程如图1所示，对应以下步骤：

步骤101、为所有的导频执行最小二乘(LS)信道估计；

步骤102、对导频位置的信道频域响应估计结果进行逆快速傅立叶变换(IFFT)，从而得到时域信道冲激响应估计；

步骤103、对时域信道冲激响应估计进行截短后补零；

步骤104、对处理后的时域信道冲激响应估计进行快速傅立叶变换(FFT)，即可获得完整的信道频域响应估计(CFR)。

在所有导频信息均可获得的情况下，基于DFT的信道估计方法能够得到较好的信道估计结果。

然而，基于DFT的信道估计方法需要使用跨越全频域范围的等间隔梳状导频，或者是可以视为梳状导频的特例的块状导频。另一方面，对于工程实际中的OFDM通信系统而言，不能用于数据和导频传输的虚载波是不可或缺的，虚载波中的低频虚载波用于消除信号的直流成分，高频虚载波则提供了减少信号带外泄露的保护间隔。与没有虚载波的理想情况相比，在实际系统中必然会有部分基于DFT的信道估计方法所需要的导频落入虚载波的范围内，因此，直接使用传统的基于DFT的信道估计方法会大大增加信道估计的误差，尤其在虚载波附近的子载波位置上，其信道估计误差更为明显。为简化后续的描述，将上述这种落入虚载波范围内、且在理想情况下存在的导频称为虚导频。

为减小基于DFT的信道估计方法在实际OFDM通信系统中的性能下降，目前有两种解决方案。

第一种方案是先借助外插或预测来重构虚载波位置处的信道频域响应估计，之后再使用图1所示的信道估计方法。但该方案所获得的性能依赖于外插或者预测的准确性，在实际系统中通常误差比较大，并且，该方案还会增加系统的计算复杂度。

第二种方案是在执行图1中的步骤102之前，在频域的虚导频位置补零，再借助IFFT得到时域信道冲激响应估计，然后对该时域信道冲激响应估计中间补0，之后再通过步骤104中的FFT变换回频域。该方案需要假定定时同步完全准确，以确定时域补0的位置，而实际OFDM通信系统中的定时同步不可避免地会存在误差。并且该方法得到的信道估计结果在虚载波附近的子载波仍然存在较大的误差。

综上所述，由于实际的OFDM通信系统中必须有虚载波，因此，目前的基于DFT的信道估计方法所得到的信道估计误差较大，尤其在虚载波附近的子载波位置上，信道估计误差更为明显。而已有的两种改进方法仍然无法很好的解决上述问题。

发明内容

有鉴于此，本发明所要解决的主要问题在于提供一种信道估计方法，以有效减小虚载波带来的信道估计性能下降，并且不会增加信道估计的计算复杂度。

为解决上述问题，本发明提供了以下技术方案：

一种信道估计方法，该方法包括：

a.对位于可用子载波范围内的可用导频执行常规的信道估计，并对位于虚载波范围内的虚导频设定虚拟的信道频域响应估计以保证平滑过渡，得到所有导频位置的信道频域响应估计；

b.对步骤a所得的信道频域响应估计进行傅立叶逆变换，得到时域信道冲激响应估计；

c.对步骤b所得的时域信道冲激响应估计插0后进行傅立叶变换，得到包括数据符号在内的完整的信道频域响应估计。

所述步骤a中，对可用导频执行常规的信道估计为：利用最小二乘(LS)算法或最小均方误差(MMSE)算法对可用导频执行信道估计。

所述虚导频只包括高频虚导频，

步骤a中，对虚导频中的高频虚导频设定虚拟的信道频域响应估计以保证平滑过渡为：将位于虚载波边界的可用导频的信道频域响应估计作为所述高频虚导频的虚拟的信道频域响应估计，或者在设定所述虚拟的信道频域响应估计后，进一步通过加窗使高频虚导频处的所述虚拟的信道频域响应估计收敛到相同的值。

所述虚导频中还包括低频虚导频，

步骤a中，对虚导频中的低频虚导频设定虚拟的信道频域响应估计以保证平滑过渡为：将位于虚载波边界的可用导频的信道频域响应估计作为所述低频虚导频的虚拟的信道频域响应估计，或者在设定所述虚拟的信道频域响应估计后，进一步通过加窗使低频虚导频处的所述虚拟的频域信道响应估计收敛到相同的值，或者采用插值算法计算出低频虚导频的信道频域响应估计。

所述步骤c中，对步骤b所得的时域信道冲激响应估计插0为：从时域信道冲激响应估计的中间进行截断并插入0。

所述时域信道冲激响应估计中截断并插入0的位置根据信道的功率时延谱和定时偏差设定。

该方法可以进一步包括：在执行步骤c之前，对所得的时域信道冲激响应估计进行时域平滑滤波；

和/或，进一步包括：对步骤c所得的信道频域响应估计进行频域平滑滤波。

该方法还可以进一步包括：如果导频子载波的起始位置为0，则将步骤c所得的信道频域响应估计作为信道估计结果；如果导频子载波的起始位置为0之外的其他值，则将步骤c所得的信道频域响应估计按照该值向右循环移位，并将所述移位后的信道频域响应估计作为信道估计结果。

本发明通过为虚导频进行填充以保证平滑过渡，并且尽可能保留大部分的时域信道能量，能够在几乎不增加复杂度的前提下，有效减弱、甚至消除虚载波对信道估计性能的影响，尤其能够减小虚载波附近的子载波处的信道估计误差。

本发明的较佳实施方式中对低频虚导频使用了线性插值算法进行信道估计，对高频虚导频使用了简单的边界值重复，实现起来非常简单。

下面结合图3和图4对本发明方案的有益效果进行分析。

首先，本发明的计算机仿真参数包括：OFDM符号的子载波个数为1024，带宽20MHz，OFDM符号长度为51.2μs，循环前缀长度为5μs，虚载波位置为0和413～611，等间隔梳状导频(包括有效导频和虚导频)的数量为128，信道模型采用COST207室内信道模型。λ选取3/4。

本发明的信道估计的均方误差性能如图3、4所示，本发明能够在不增加复杂度的前提下，有效消除或减弱虚载波对信道估计性能的影响，尤其能够减小虚载波附近的子载波位置处的信道估计误差。

附图说明

图1为目前的基于DFT的信道估计方法的实现流程图；

图2为本发明方案中的信道估计方法的实现流程图；

图3为本发明方案针对均方误差(MSE)与信噪比(SNR)关系的计算机仿真效果图；

图4为本发明方案针对MSE与子载波索引(Index)关系的计算机仿真效果图；

图5为本发明方案针对高频虚导频和低频虚导频分别进行处理的示意图。

具体实施方式

下面结合附图及具体实施例对本发明方案作进一步详细的描述。

首先，假设OFDM系统的子载波个数为K，虚载波的个数为V，可用的子载波个数为D，且D通常为偶数，显然K＝V+D。如果没有虚载波，则等间隔梳状导频的个数为P，导频间隔 $I=\frac{K}{P},$ 其中，K、P和I均为2的幂次。如果有虚载波，则落入虚载波和可用子载波范围的导频个数分别为P_V和P_D，子载波下标为k，且k＝0，1，…，K-1。如果导频子载波的起始位置为k₀＝0(0≤k₀＜I)，则得到的信道频域响应估计即为所需的结果；否则，需要将得到的信道频域响应估计进行相应的循环移位，比如，如果子载波的起始位置为k₀＝2，则需要将得到的信道频域响应估计循环右移两位，其他情况类似，在此不再赘述。其中，这里所说的导频子载波既包括可用子载波，又包括虚载波。

通常OFDM符号的循环前缀(CP)的长度应大于无线信道的最大多径时延L，且信道在一个OFDM符号的时间长度内保持不变，则OFDM系统可以用并行传输模型表示为：

Y_k＝H_kX_k+N_k，k＝0，1，…，K-1

其中，X_k、Y_k、H_k和N_k分别是第k个子载波上的发送信号、接收信号、频域信道增益和加性白高斯噪声。对导频子载波而言，k＝p·I+k₀，其中p＝0，1，…P-1，I指导频间隔。考虑k₀＝0的情况，k＝0和 $k=\frac{D}{2}+1,\·\·\·,\frac{D}{2}+V$ 为虚载波。P个导频中，有

个落入虚载波的范围，其中，

表示对I进行整除的商。该P_V个虚导频包含了处于高频虚载波位置上的导频，当然，如果设置有低频虚载波，则其也包括低频虚载波位置上的导频。

下面再对信道估计流程进行详细描述。该信道估计流程如图2所示，对应以下步骤：

步骤201、对位于可用子载波范围内的可用导频执行常规的信道估计，并对位于虚载波范围内的虚导频设定虚拟的信道频域响应估计，也即对虚导频进行填充，以保证平滑过渡，得到导频位置的信道频域响应估计，即CFR1。

本步骤中，对可用导频和虚导频分别所采用的处理方法不限。

比如，对于上述提及的P_D个可用导频来说，可以采用LS算法，也可以采用最小均方误差(MMSE)算法。这里仅以LS算法为例。具体来说，由下述公式(1)可以得到这些可用导频的信道频域响应估计。

${\stackrel{\‾}{H}}_k=H_k+\frac{N_k}{X_k},$

下面再描述一下本实施例针对上述提及的P_V个虚导频的处理方法。

如果虚导频中只包括高频虚导频，则只需要对高频虚导频进行处理。

对于高频虚导频来说，为避免在虚载波附近的子载波处的信道估计结果出现很大的误差，即出现Gibbs效应，可以通过对虚导频设定虚拟的信道频域响应估计，也即对虚导频进行恰当的填充，使得虚载波边界处信道的频域响应连续。具体可以进行简单的边界值重复，也即将位于虚载波边界的可用导频的信道频域响应估计作为高频虚导频的虚拟的信道频域响应估计。也可以进行边界值重复后进一步通过加窗使得两段高频虚导频处的信道频域响应估计收敛到相同的值，该值可以是0，当然也可以是非零值，其中加窗采用任意现有的加窗算法均可。如果是采用最简单的边界值重复，则可由下述公式(2)和公式(3)得到高频虚导频位置的填充值。

通过上述处理，从而得到长度为P的导频位置的信道频域响应估计，即CFR1：H_k，k＝p·I，p＝0，1，…，P-1。

当然，如果虚导频中还包括低频虚导频，则还需要对该低频虚导频进行处理。通常情况下，低频虚导频为单个，当然，低频虚导频也可以为多个。

具体来说，对低频虚导频进行处理时也可以采用上述高频虚导频所采用的处理方法，即简单的边界值重复，或者在进行边界值重复后进一步进行加窗处理。

对于低频虚导频来说，还可以不使用上述处理，而是使用插值算法得到相应的信道频域响应估计。本实施例仅以线性内插为例。具体来说，由下述公式(4)可以得到低频虚导频的信道频域响应估计。

${\stackrel{\‾}{H}}_0=\frac{{\stackrel{\‾}{H}}_{1\·I}+{\stackrel{\‾}{H}}_{(P-1)\·I}}{2}---\left(4\right)$

如果是对高频虚导频执行边界值重复处理，而对低频虚导频执行线性内插处理，如图5所示，显然这种处理使得虚载波边界处的信道频域响应估计没有突变，从而能够有效地解决Gibbs效应带来的信道估计误差变大的问题。

步骤202、对步骤201所得的CFR1进行P点的IFFT变换，可得长度为P的时域信道冲激响应估计，即CIR1。

该CIR1为：

${\stackrel{\‾}{h}}_p=\frac{1}{P}\underset{q=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\‾}{H}}_{q\·I}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}}{P}\mathrm{pq}},p=\mathrm{0,1},\·\·\·,P-1---\left(5\right)$

步骤203、把步骤202所得的CIR1截断并插入0后得到CIR2，对CIR2进行K点的FFT变换，得到最终的包括数据符号在内的完整的信道频域响应估计，即CFR2。

本步骤中的CIR2为：

k＝0，…，K-1。

本步骤中，将CIR1截断并插入0的位置需要考虑信道的功率时延谱和定时偏差来设定。在理想情况下，时域信道能量仅集中于CIR1的头部，而在实际系统中，虚载波的存在使得时域信道能量发生泄露，即CIR1的尾部也包含了部分信道能量。显然应该尽量保留CIR1中大部分的时域信道能量。已知OFDM符号的循环前缀长度大于或等于信道的最大多径时延，即CP≥L，同时考虑到无线信道的指数衰落特性和系统中不可避免存在的定时偏差，因此可以根据CP的长度对上述公式(5)得到的CIR1进行如公式(6)所示的截断和插入零的处理，从而得到长度为K的CIR2。

${\tilde{h}}_k=\left\{\begin{array}{cc}{\stackrel{\‾}{h}}_p& k=p=\mathrm{0,1},\·\·\·,\mathrm{\λ}\·\mathrm{CP}-1\\ {\stackrel{\‾}{h}}_p& k=K-(1-\mathrm{\λ})\·\mathrm{CP},\·\·\·,K-1;p=P-(1-\mathrm{\λ})\·\mathrm{CP},\·\·\·,P-1\\ 0& \mathrm{Otherwise}\end{array}\right.---\left(6\right)$

其中，λ为比例因子，0.5＜λ＜1，具体取值取决于信道的功率时延谱和定时误差的统计特性。通常λ取3/4或7/8即可。

本步骤得到的CFR2则为：

${\tilde{H}}_k=\underset{m=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{h}}_m{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{K}\mathrm{mk}},k=\mathrm{0,1},\·\·\·,K-1$

当然，为进一步提高信道估计性能，还可以对步骤202得到的CIR1进行时域平滑滤波，和/或对步骤203得到的CFR2进行频域平滑滤波，以此进一步抑制噪声。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以作出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (7)

1.一种信道估计方法，其特征在于，该方法包括：

a.对位于可用子载波范围内的可用导频执行常规的信道估计，并对位于虚载波范围内的虚导频设定虚拟的信道频域响应估计以保证平滑过渡，得到所有导频位置的信道频域响应估计；

b.对步骤a所得的信道频域响应估计进行傅立叶逆变换，得到时域信道冲激响应估计；

c.对步骤b所得的时域信道冲激响应估计插0后进行傅立叶变换，得到包括数据符号在内的完整的信道频域响应估计；

其中，所述虚导频只包括高频虚导频，

步骤a中，对虚导频中的高频虚导频设定虚拟的信道频域响应估计以保证平滑过渡为：将位于虚载波边界的可用导频的信道频域响应估计作为所述高频虚导频的虚拟的信道频域响应估计，或者在设定所述虚拟的信道频域响应估计后，进一步通过加窗使高频虚导频处的所述虚拟的信道频域响应估计收敛到相同的值。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤a中，对可用导频执行常规的信道估计为：利用最小二乘LS算法或最小均方误差MMSE算法对可用导频执行信道估计。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述虚导频中还包括低频虚导频，

步骤a中，对虚导频中的低频虚导频设定虚拟的信道频域响应估计以保证平滑过渡为：将位于虚载波边界的可用导频的信道频域响应估计作为所述低频虚导频的虚拟的信道频域响应估计，或者在设定所述虚拟的信道频域响应估计后进一步通过加窗使低频虚导频处的所述虚拟的频域信道响应估计收敛到相同的值，或者采用插值算法计算出低频虚导频的信道频域响应估计。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤c中，对步骤b所得的时域信道冲激响应估计插0为：从时域信道冲激响应估计的中间进行截断并插入0。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述时域信道冲激响应估计中截断并插入0的位置根据信道的功率时延谱和定时偏差设定。

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，

该方法进一步包括：在执行步骤c之前，对所得的时域信道冲激响应估计进行时域平滑滤波；

和/或，进一步包括：对步骤c所得的信道频域响应估计进行频域平滑滤波。

7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，该方法进一步包括：如果导频子载波的起始位置为0，则将步骤c所得的信道频域响应估计作为信道估计结果；如果导频子载波的起始位置为0之外的其他值，则将步骤c所得的信道频域响应估计按照该值向右循环移位，并将所述移位后的信道频域响应估计作为信道估计结果。

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