JP4827723B2

JP4827723B2 - Ｏｆｄｍ受信装置

Info

Publication number: JP4827723B2
Application number: JP2006353498A
Authority: JP
Inventors: 英則鹿山; 秀治新井
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2006-12-27
Filing date: 2006-12-27
Publication date: 2011-11-30
Anticipated expiration: 2026-12-27
Also published as: JP2008167088A

Description

本発明は、ＯＦＤＭ受信装置に関し、特にパイロットシンボルから求めたチャネル推定値を用いてデータシンボルの復調を行うＯＦＤＭ受信装置に関する。

標準化団体３ＧＰＰでは、現在の第３世代携帯電話システムのさらなる改良を目的として、３ＧＰＰＲＡＮＬＴＥ(Long Term Evolution)の検討が進められている。ここで採用される下りの無線伝送方式としてはＯＦＤＭ方式が有力とされている。

ＯＦＤＭ信号の受信に際しては、マルチパスフェージング環境下におけるチャネル特性の高精度な推定が不可欠であり、チャネル推定方法としては既知パターンであるパイロットシンボルを用いる方式が一般的に利用されている。例えば、３ＧＰＰＲＡＮＬＴＥではパイロットシンボルの構成として、サブフレーム内でパイロットシンボルを時間方向および周波数方向に散らばらせて配置する、Ｓｃａｔｔｅｒｅｄｍａｐｐｉｎｇが提案されている（例えば、図１８参照）。

一般的に、前述のパイロットシンボルを用いるチャネル推定方法では、パイロットシンボルに重畳された雑音成分の影響により推定精度が劣化するという問題がある。

この問題に対して非特許文献１では、パイロットシンボルを利用して推定された周波数軸上のチャネル推定値を逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）により時間軸上のインパルス応答にいったん変換し、時間軸上で雑音成分を軽減（インパルス応答でパス以外とみなせるサンプルを「０」値で置き換え）し、その後に離散フーリエ変換（ＤＦＴ）することにより雑音成分の抑圧された周波数軸上のチャネル推定値を得る方法を提案している。

しかし、受信の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理後に表現される帯域幅よりも実際に信号が多重される帯域（以下、「有効帯域」と呼ぶことがある）幅が小さいＯＦＤＭ伝送では、時間軸上のインパルス応答の各パスの信号成分がインパルス状ではなく、ｓｉｎｃ関数形状になる。非特許文献１の方法では、パス成分であるｓｉｎｃ関数のサイドローブ部分まで「パス以外」とみなして削除するのでパスの信号成分が歪んでしまい、チャネル推定精度の劣化をもたらしてしまうという問題がある。

この問題に対して非特許文献２では、周波数領域のチャネル推定値の有効帯域端における接線を有効帯域外に向けて引き、それに適当な幅のハニング窓を乗算することにより、有効帯域の両端及びＤＦＴ領域の両端で滑らかに連続となるように仮想波形を追加する。そして、帯域外に仮想波形を追加した周波数領域チャネル推定値波形をＩＤＦＴすることにより、時間領域におけるパス成分であるｓｉｎｃ関数のサイドローブを抑圧する。このようにして、非特許文献１の方法と併用した場合に信号成分自体の歪みの比較的少ない雑音抑圧を行っている。
Yuping Zhao and Aiping Huang, "A Novel Channel Estimation Method for OFDM Mobile Communication Systems Based on Pilot Signals and Transform-Domain Processing", Proc.IEEE VTC'97, pp.2089-2093, 1997. 伊達木隆, 小川大輔, 古川秀人, "仮想的な波形追加を用いたＯＦＤＭチャネル推定方法（OFDM Channel Estimation by Adding a Virtual Channel Frequency Response）", 電子情報通信学会総合大会, B-5-94, 2006

しかしながら、上記従来の方法では、単に周波数領域のチャネル推定値の有効帯域端における接線を有効帯域外に向けて引き、それに適当な幅のハニング窓を乗算して仮想波形を生成しているために、次のような問題がある。

まず、仮想波形が、周波数領域の有効帯域内波形を構成する様々な周波数(時間領域で言うと様々なパス遅延時間)成分を表現できない。また、帯域端の接線を求める場合に雑音の影響を軽減するために平均化を行っているが、周波数変動が大きいと平均化を十分に行うことができず、波形生成精度が劣化する。従って、例えば周波数選択性の大きい(言い換えれば、時間軸上で遅延分散の大きい)伝播路等においては、時間領域におけるパス成分であるｓｉｎｃ関数のサイドローブを十分に抑圧できず、精度良い雑音抑圧を行うことができない問題がある。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、周波数選択性の大きい(言い換えれば、時間軸上で遅延分散の大きい)伝播路においても、精度良く雑音が抑圧されたチャネル推定値を求めることができるＯＦＤＭ受信装置を提供することを目的とする。

本発明のＯＦＤＭ受信装置は、受信ＯＦＤＭシンボルの有効帯域内に配置されたパイロットシンボルから算出された周波数領域チャネル推定値を前記有効帯域外まで補外することにより得られた変形チャネル推定値を逆フーリエ変換することにより遅延プロファイルを形成し、当該形成された遅延プロファイルにおけるパス位置に相当する部分以外を０値に置き換えた後にフーリエ変換することにより、前記周波数領域チャネル推定値に含まれる雑音を抑圧する雑音抑圧手段を具備するＯＦＤＭ受信装置であって、前記有効帯域内の周波数領域チャネル推定値を逆フーリエ変換することにより観測遅延プロファイルを形成する観測遅延プロファイル形成手段と、前記観測遅延プロファイルからパス位置のみを抽出し、且つ、当該パス位置以外の部分を０値で置き換えることにより、前記観測遅延プロファイルを整形する遅延プロファイル整形手段と、前記整形後の観測遅延プロファイルをフーリエ変換するフーリエ変換手段と、前記フーリエ変換手段によりフーリエ変換された後の信号のうち、前記受信ＯＦＤＭシンボルの有効帯域外に相当する部分と、前記有効帯域内の周波数領域チャネル推定値とを用いて連続する一連の系列を形成し、当該一連の系列を前記変形チャネル推定値として前記雑音抑圧手段に出力するチャネル推定値形成手段と、を具備する構成を採る。

本発明によれば、周波数選択性の大きい(言い換えれば、時間軸上で遅延分散の大きい)伝播路においても、精度良く雑音が抑圧されたチャネル推定値を求めることができるＯＦＤＭ受信装置を提供することができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、実施の形態において、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明は重複するので省略する。

（実施の形態１）
図１に示すように本実施の形態のマルチキャリア受信装置１００は、ここでは特にＯＦＤＭ通信を行うものであり、ＦＦＴ部１１０と、パイロット／データシンボル分離部１２０と、チャネル推定値算出部１３０と、周波数方向処理部１４０と、時間方向処理部１５０と、データシンボル復調部１６０と、誤り訂正復号部１７０とを有する。

ＦＦＴ部１１０は、アンテナを介して受信された、例えば図１７に示したようなパイロットシンボルが時間方向および周波数方向に散らばらされて配置されたフレームに基づくＯＦＤＭ信号が無線受信部にて無線処理（ダウンコンバート、Ａ／Ｄ変換など）された無線処理後の信号が入力され、この無線処理後の信号を時間信号から周波数信号へ変換し、受信フレームとして出力する。

パイロット／データシンボル分離部１２０は、受信フレームを入力し、パイロットシンボルとそれ以外のデータシンボルとに分離し、分離されたパイロットシンボルをチャネル推定値算出部１３０に出力するとともに、データシンボルをデータシンボル復調部１６０に出力する。

チャネル推定値算出部１３０は、パイロット／データシンボル分離部１２０からの、パイロットシンボルごとにチャネル推定値を算出し、算出されたチャネル推定値を周波数方向処理部１４０に出力する。

周波数方向処理部１４０は、チャネル推定値算出部１３０からの、パイロットシンボル（フレーム中の周波数および時間により特定される）ごとのチャネル推定値を入力し、雑音成分が抑圧され、且つ、周波数方向に補間されたチャネル推定値を時間方向処理部１５０に出力する。すなわち、周波数方向処理部１４０から出力されるチャネル推定値には、全サブキャリアに関するものが含まれている。ただし、パイロットシンボルが時分割多重されている場合には、ＯＦＤＭシンボル全体にパイロットシンボルが重畳されているので、周波数方向に補間する必要はない。

詳細には、周波数方向処理部１４０は、図２に示すように遅延プロファイル生成部１４１と、遅延プロファイル整形部１４２と、ＤＦＴ部１４３と、仮想波形生成／連結部１４４と、雑音抑圧／周波数方向補間部１４５とを有する。

遅延プロファイル生成部１４１は、同一のＯＦＤＭシンボルに配置（つまり、同一ＯＦＤＭシンボルでサブキャリア（周波数）が異なる）されたパイロットシンボルごとのチャネル推定値を周波数領域から時間軸領域へ変換することにより、遅延プロファイル（以下、観測遅延プロファイルと呼ぶ）を生成する。

具体的には、遅延プロファイル生成部１４１は、系列長調整部１４１１と、ＩＤＦＴ部１４１２とを有する。

系列長調整部１４１１は、同一のＯＦＤＭシンボルに配置されたパイロットシンボルごとのチャネル推定値サンプル、つまり周波数方向チャネル推定値サンプルの後に０値のデータ列を挿入（０パディング）することにより、全データ長が遅延プロファイルサンプル数になるように系列長を調整する（図３参照）。ここで、周波数方向チャネル推定値サンプルから構成されるデータ列の構成データ数Ｎ_Ｅと、その後に挿入される０値の挿入データ列の構成データ数Ｎ_Ｐとの和である遅延プロファイルサンプル数は、遅延プロファイル生成部１４１にて生成される観測遅延プロファイルの分解能（サンプリングレート）を決定する。具体的には、例えば図１８のように３サブキャリア間隔にパイロットが配置されている場合、隣接サブキャリア間隔を１５ｋＨｚ、遅延プロファイルサンプル数を１０２４とすると、観測遅延プロファイルの分解能は、遅延プロファイルサンプル数／総遅延プロファイル時間長＝１０２４／（１／（３×１５ｋＨｚ））＝４６．０８ＭＨｚとなる。ここで、観測遅延プロファイルのサンプリングレートがＦＦＴ部１１０における受信ＦＦＴのサンプリングレートの整数倍になるように遅延プロファイルサンプル数を設定することで、パス位置（すなわち、観測遅延プロファイルにおける、振幅が所定のしきい値以上で、且つ、１次微分および２次微分が０であるピーク位置）を観測遅延プロファイルのサンプル上にずれなく配置することが可能になり、遅延プロファイル生成部１４１、遅延プロファイル整形部１４２、およびＤＦＴ部１４３に亘って行われる仮想波形生成の精度を向上させることができる。

ＩＤＦＴ部１４１２は、系列長Ｎ_Ｅ個のチャネル推定値サンプルと、Ｎ_Ｐ個の０値から成る挿入データ列とから成る周波数方向の系列に対し、逆離散フーリエ変換を施すことで時間領域に変換して観測遅延プロファイルを生成する（図４参照）。なお、系列長調整部１４１１の処理の結果としてＮ_ＥとＮ_Ｐとの和が更に２のべき乗（例えば、１０２４）となるときには、ＩＤＦＴ部１４１２は高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）をすることができる。

遅延プロファイル整形部１４２は、後段のＤＦＴ部１４３でＤＦＴする結果が、有効サブキャリアが表す有効帯域よりも外側の帯域までチャネルの周波数成分値として値を持つことになるように、遅延プロファイル生成部１４１にて生成された観測遅延プロファイルを整形する。

具体的には、遅延プロファイル整形部１４２は、パス位置選択部１４２１を有する。

パス位置選択部１４２１は、遅延プロファイル生成部１４１にて生成された観測遅延プロファイルから、所定のしきい値以上のピーク点のタイミング（つまり、パス位置）およびそのピーク点における複素振幅値を検出し、例えばその検出遅延プロファイル（すなわち、パス位置のサンプルのみにその複素振幅が値として存在し、パス位置以外のサンプルは「０」値である系列）をＤＦＴ部１４３に出力する。

ＤＦＴ部１４３は、パス位置選択部１４２１から出力された系列をＤＦＴすることにより、有効サブキャリアが表す有効帯域よりも外側の帯域まで値を持つ周波数方向のチャネル推定値を取得する。ここでは、有効帯域以外の帯域も含めて、ＯＦＤＭに用いられる全帯域以上の帯域まで値を持つ周波数方向のチャネル推定値を得ることができる。詳細については後述する。

仮想波形生成／連結部１４４は、チャネル推定値算出部１３０が出力したＮ_Ｐ個の有効帯域内チャネル推定値と、ＤＦＴ部１４３が出力したチャネル推定値のうち、有効帯域外に相当する部分（「仮想波形」と呼ぶことがある）を連結することにより、「変形チャネル推定値」を形成する。このときチャネル推定値算出部１３０が出力した有効帯域内チャネル推定値とＤＦＴ部１４３が出力した有効帯域外チャネル推定値は連結境界が不連続になる可能性があるため、仮想波形生成／連結部１４４は、仮想波形を調整する。具体的には、有効帯域内チャネル推定値の両端各々の不連続点における有効帯域内チャネル推定値と有効帯域外チャネル推定値との差分を検出し、各々の差分を有効帯域内チャネル推定値両端各々に連結する有効帯域外チャネル推定値波形（つまり、仮想波形）全体に加算することにより、有効帯域内チャネル推定値両端と有効帯域外のチャネル推定値との不連続を解消する。その後、仮想波形生成／連結部１４４は、差分を加算した有効帯域外チャネル推定値（つまり、仮想波形）に対して窓関数を乗算する。

雑音抑圧／周波数方向補間部１４５は、仮想波形生成／連結部１４４から出力される有効帯域外も含む周波数方向のチャネル推定値を用いて非特許文献１の記述と同様の雑音抑圧と周波数方向補間処理を行う。具体的には、雑音抑圧／周波数方向補間部１４５は、ＩＤＦＴ部１４５１と、ローパスフィルタ部１４５２と、０パディング部１４５３と、ＤＦＴ（ＦＦＴ）部１４５４とを有する。ＩＤＦＴ部１４５１は、「変形チャネル推定値」を逆フーリエ変換することにより、遅延プロファイルを形成する。ローパスフィルタ部１４５２は、形成された遅延プロファイルから高周波数成分を除去し、雑音を抑圧する。簡単には形成された遅延プロファイルにおけるパス位置に相当する部分以外を「０」値に置き換える。０パディング部１４５３は、ローパスフィルタ部１４５２からの雑音成分が抑圧された系列の末尾に「０」値を付加する、すなわち系列長を調整する。この「０」値を付加することにより、ＤＦＴ後のチャネル推定値は、周波数方向補間がなされたものとなる。ＤＦＴ（ＦＦＴ）部１４５４は、０パディング部１４５３にてパス位置に相当する部分以外が「０」値に置き換えられた遅延プロファイルをフーリエ変換することにより、雑音が抑圧されたチャネル推定値を取得する。なお、０パディング部１４５３において、ローパスフィルタ部１４５２からの雑音成分が抑圧された系列の末尾に「０」値を付加すると記述したが、非特許文献１の記述にあるようにローパスフィルタ部１４５２からの雑音成分が抑圧された系列の末尾数サンプルを「０」値付加後の系列の末尾に移し換えてもよい。

時間方向処理部１５０は、周波数方向処理部１４０からのチャネル推定値が時間方向に離散しているため、その間の時間の各シンボルにおけるチャネル推定値を補間する。補間方法としては例えば線形補間等がある。そして、時間方向処理部１５０は、フレームの各シンボルにおけるチャネル推定値をデータシンボル復調部１６０に出力する。

データシンボル復調部１６０は、パイロット／データシンボル分離部１２０からのデータシンボルを、時間方向処理部１５０からのチャネル推定値を用いて復調する。誤り訂正復号部１７０は、復調後の信号を誤り訂正復号する。

次に上記構成を有するマルチキャリア受信装置１００の動作について図１乃至図４を参照して説明する。なお、図４では、チャネル推定値サンプル数Ｎ_Ｅ＝２００、有効サブキャリア数＝６００、有効帯域＝９ＭＨｚ、受信ＦＦＴポイント数１０２４を想定した場合の波形例が示されている。

ＦＦＴ部１１０から出力される受信フレームは、パイロット／データシンボル分離部１２０でパイロットシンボルとそれ以外のデータシンボルとに分離され、こうして得られたパイロットシンボルは、チャネル推定値算出部１３０に入力される。

チャネル推定値算出部１３０では、パイロットシンボルごとにチャネル推定値が算出され、算出されたチャネル推定値は周波数方向処理部１４０に出力される。

周波数方向処理部１４０においては、系列長調整部１４１１が、同一のＯＦＤＭシンボルに配置されたパイロットシンボルごとのチャネル推定値サンプル、つまり周波数方向チャネル推定値サンプルの後に「０」値のデータ列を挿入（０パディング）することにより、全データ長が遅延プロファイルサンプル数になるように系列長を調整する（図３および図４（ａ）参照）。ここでは、周波数方向チャネル推定値サンプルから構成されるデータ列の構成データ数Ｎ_Ｅが２００、その後に挿入される「０」値の挿入データ列の構成データ数Ｎ_Ｐが８２４である場合が示されている。

ＩＤＦＴ部１４１２では、系列長調整部１４１１にて形成された、系列長Ｎ_Ｅ個のチャネル推定値サンプルと、Ｎ_Ｐ個の「０」値から成る挿入データ列とから成る周波数方向の系列に対し、逆離散フーリエ変換を施すことで時間領域に変換して観測遅延プロファイルを生成する（図３および図４（ｂ）参照）。なお、ここでは、Ｎ_ＥとＮ_Ｐとの和が更に２のべき乗（１０２４）であるので、ＩＤＦＴ部１４１２は高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）をすることができる。

遅延プロファイル整形部１４２では、後段のＤＦＴ部１４３でＤＦＴした結果が、有効サブキャリアが表す有効帯域よりも外側の帯域までチャネルの周波数成分値として値を持つことになるように、遅延プロファイル生成部１４１にて生成された観測遅延プロファイルが整形される。具体的には、パス位置選択部１４２１にて、観測遅延プロファイルから、所定のしきい値以上のピーク点のタイミング（つまり、パス位置）およびそのピーク点における複素振幅値が検出され、パス位置のサンプルのみにその複素振幅が値として存在しパス位置以外のサンプルは「０」値である系列が、整形後の観測遅延プロファイルとして出力される（図４（ｃ）参照）。

ＤＦＴ部１４３では、パス位置選択部１４２１から出力された系列がＤＦＴされることにより、有効サブキャリアが表す有効帯域よりも外側の帯域まで値を持つ周波数方向のチャネル推定値が得られる（図４（ｄ）参照）。すなわち、遅延プロファイル生成部１４１、遅延プロファイル整形部１４２、およびＤＦＴ部１４３に亘る一連の処理により、有効サブキャリアが表す有効帯域よりも外側の帯域まで値を持つチャネル推定値が得られる。ここでは、有効帯域以外の帯域も含めて、ＯＦＤＭに用いられる全帯域以上の帯域まで値を持つ周波数方向のチャネル推定値を得ることができる。このＤＦＴ部１４３が出力する周波数方向チャネル推定値が表現可能な帯域幅Ｗに関する法則については、実施の形態３において詳述する。

仮想波形生成／連結部１４４には、遅延プロファイル生成部１４１に入力される有効帯域内のチャネル推定値およびＤＦＴ部１４３にて取得されたチャネル推定値が入力される。仮想波形生成／連結部１４４では、遅延プロファイル生成部１４１に入力される有効帯域内のチャネル推定値と、ＤＦＴ部１４３にて取得されたチャネル推定値のうち前記有効帯域外に相当する部分とが連結される。すなわち、仮想波形生成／連結部１４４では、遅延プロファイル生成部１４１に入力される有効帯域内のチャネル推定値と、ＤＦＴ部１４３にて取得された変形チャネル推定値のうち前記有効帯域外に相当する部分とを用いて、一連の波形となるように、つまり連結境界が滑らかで且つ連続になるように整形する。さらに、仮想波形生成／連結部１４４では、形成された一連の系列（上記一連の波形）のうち有効帯域外に相当する部分に、窓関数を乗算することにより、「変形チャネル推定値」が形成される（図４（ｅ）参照）。以上のように「変形チャネル推定値」を形成する際に用いた、ＤＦＴ部１４３にて取得されたチャネル推定値のうち前記有効帯域外に相当する部分は、有効帯域内波形の全周波数成分が反映された形状となっている。そのため「変形チャネル推定値」も、有効帯域内の信号波形の全周波数成分が反映されたものとなっている。すなわち、本実施の形態の補外方法は、有効帯域内の様々な周波数（時間領域で言えば、様々なパス遅延時間）成分を十分反映させたものになっている。因みに、上述の非特許文献２では、有効帯域の端部に引いた接線を用いて有効帯域外の部分を補外しているので、有効帯域内の様々な周波数（時間領域で言えば、様々なパス遅延時間）成分を反映できていない。

ここで、チャネル推定値算出部１３０が出力した有効帯域内チャネル推定値とＩＤＦＴ部１４１２が出力した帯域外チャネル推定値は、図５（ａ）に示すように、連結境界が不連続になる可能性がある。そこで仮想波形生成／連結部１４４は、仮想波形を調整する。具体的には、有効帯域内チャネル推定値の両端各々の不連続点における有効帯域内チャネル推定値と有効帯域外チャネル推定値との差分を検出し、各々の差分を有効帯域内チャネル推定値両端各々に連結する有効帯域外チャネル推定値波形（つまり、仮想波形）全体に加算することにより、有効帯域内チャネル推定値両端と有効帯域外のチャネル推定値との不連続を解消する（図５（ｂ）参照）。その後、仮想波形生成／連結部１４４は、差分を加算した有効帯域外チャネル推定値（つまり、仮想波形）に対して窓関数を乗算する（図５（ｃ）参照）。こうして最終的な、遅延プロファイル生成部１４１に入力される有効帯域内のチャネル推定値と、ＤＦＴ部１４３にて取得された変形チャネル推定値のうち前記有効帯域外に相当する部分とが連結された、一連の系列が得られる。なお、仮想波形生成／連結部１４４において、仮想波形に乗算する窓関数の窓幅（例えばハニング窓では振幅が１から０になるまでのサンプル数）を仮想波形サンプル数／２以下にすることで、後段の雑音抑圧／周波数方向補間部１４５で扱う遅延プロファイルサンプル数や、ＩＤＦＴ部１４５１のポイント数を遅延プロファイル生成部１４１か出力する遅延プロファイルサンプル数以下とすることも可能である。その場合、ＤＦＴ部１４５４のポイント数も小さくなることは明らかである。

こうして得られた「変形チャネル推定値」が雑音抑圧／周波数方向補間部１４５のＩＤＦＴ部１４５１にて逆フーリエ変換されることにより、遅延プロファイルが得られる。上述のとおり、「変形チャネル推定値」は有効帯域内の信号波形の全周波数成分が反映されたものとなっているため、この遅延プロファイルの各ピーク位置（つまり、パス位置）を中心とするｓｉｎｃ関数のサイドローブは十分抑圧されたものとなっている。すなわち、各ピーク位置以外の部分には、ほぼ雑音成分のみが存在する状態になっている。その結果、ローパスフィルタ部１４５２にて、ＩＤＦＴ部１４５１で得られた遅延プロファイルにおける、各パス位置以外の部分を０値に置き換えることにより、チャネル推定値を求める際に必要な部分まで０パディングすることを防止しつつ、雑音成分を精度良く除去することができる。よって、得られるチャネル推定値も精度の良いものとなり、このチャネル推定値を用いる復調の精度も向上することから、通信品質を向上することが可能となる。

このように本実施の形態によれば、マルチキャリア受信装置１００に、有効帯域内の周波数領域チャネル推定値を逆フーリエ変換することにより観測遅延プロファイルを形成する遅延プロファイル生成部１４１と、形成された遅延プロファイルからパス位置のみを抽出し、且つ、当該パス位置以外の部分を０値で置き換えることにより、遅延プロファイルを整形する遅延プロファイル整形部１４２と、整形後の遅延プロファイルをフーリエ変換するＤＦＴ部１４３と、フーリエ変換された後の信号のうち、有効帯域外に相当する部分（仮想波形）と、有効帯域内の周波数領域チャネル推定値とを用いて連続する一連の系列を形成し、当該一連の系列をチャネル推定値として雑音抑圧／周波数方向補間部１４５に出力する仮想波形生成／連結部１４４と、を設けた。

こうすることにより、時間領域における全てのパス成分を考慮した周波数領域の有効帯域外補外を行うことができるので、有効帯域内の様々な周波数（時間領域で言えば、様々なパス遅延時間）成分を十分反映させた仮想波形を生成することができる。そして、この仮想波形が有効帯域外に付加された一連の系列が雑音抑圧／周波数方向補間部１４５にて逆フーリエ変換された遅延プロファイルにおける各パスは、例えば遅延分散の大きい伝播路においても、時間領域のパス成分であるｓｉｎｃ関数のサイドローブが十分に抑圧されたものとなる。結果として、精度良い雑音抑圧が実現される。なお、本実施の形態では有効帯域外の波形の外挿を、時間領域の遅延プロファイルを整形することにより実現しているが、これに限らず、周波数領域において補間フィルタを使用しても外挿しても良い。この際、一次補間フィルタよりも高次、もしくは精度良い補間フィルタを用いることで非特許文献２に示される方法よりも精度良い仮想波形が生成できることは明らかである。

また遅延プロファイル生成部１４１は、ＦＦＴ部１１０にてなされるフーリエ変換処理のサンプリングレートの整数倍のサンプリングレートで観測遅延プロファイルを形成する。

こうすることにより、パス位置を遅延プロファイルのサンプルタイミング上に配置することが可能になり、仮想波形生成による雑音抑圧精度が向上する。

（実施の形態２）
実施の形態２は、遅延プロファイル上に存在するパス間干渉をキャンセルすることにより、精度良い有効帯域外波形（仮想波形）を生成することを特徴とする。これによれば、精度良い有効帯域外波形を生成するので、時間領域のパス成分であるｓｉｎｃ関数のサイドローブを更に抑圧することが可能となり、精度良い雑音抑圧を行うことができる。

まず遅延プロファイル上に存在するパス間干渉に関して図６を用いて説明する。

パス位置（τ０、τ１）が近接しているような伝播環境の場合、観測遅延プロファイルにおける、例えばパス位置τ０の成分には、実線両端矢印分の他パス成分（同図では、パス位置τ１をピークとするパスのτ０における成分）が余分に含まれている。

そこで、余分な他パス成分が足された状態で検出されたパス位置（同図では、τ０）の成分から、他パス成分を減算する。ここで減算する他パス成分として、次の復素振幅を近似的に求める。すなわち、他パス位置（同図では、パス位置τ１）の複素振幅と基本インパルス成分レプリカとを乗算した系列における、パス位置（同図では、τ０）の複素振幅（破線矢印間）を、上記減算する他パス成分として近似的に求める。

この他パス位置の複素振幅と基本インパルス成分レプリカとを乗算した系列におけるパス位置（同図では、τ０）の複素振幅は余分に足された成分（すなわちτ１のパスからの干渉成分）と見なせるので、パス位置τ０の成分から他パス成分を減算することにより、他パスからの干渉がキャンセルされた遅延プロファイルを形成することができる。

図７は、実施の形態２の周波数方向処理部１４０の構成を示すブロック図である。実施の形態２の周波数方向処理部１４０は実施の形態１と遅延プロファイル整形部１４２を除いて同様なので、ここでは遅延プロファイル整形部１４２のみを説明する。

遅延プロファイル整形部１４２は、観測遅延プロファイルからパス位置のみを抽出し、当該パス位置におけるパス間干渉を基本インパルスレプリカを用いて除去し、パス位置においてはパス間干渉が除去された複素振幅を、パス位置以外においては０値とすることにより、観測遅延プロファイルを整形する。

具体的には同図に示すように遅延プロファイル整形部１４２は、パス位置選択部１４２１の他に、基本インパルス成分レプリカ格納部１４２２と、パス間干渉キャンセル部１４２４とを有する。

パス位置選択部１４２１は、遅延プロファイル生成部１４１にて生成された観測遅延プロファイルから、所定のしきい値以上のピーク点のタイミング（つまり、パス位置）およびそのピーク点における複素振幅値を検出し、パス間干渉キャンセル部１４２４に出力する。

パス間干渉キャンセル部１４２４は、観測遅延プロファイルと、検出遅延プロファイル（又は、パス位置とその複素振幅）と、基本インパルス成分レプリカ格納部１４２２に格納されている基本インパルス成分レプリカとを用いて、パス間干渉のキャンセル（除去）動作を行う。すなわち、パス間干渉キャンセル部１４２４は、観測遅延プロファイルからパス位置のみを抽出し、当該パス位置におけるパス間干渉を基本インパルスレプリカを用いて除去した後に、パス位置以外の部分を０値で置き換えることにより、観測遅延プロファイルを整形する。なお、基本インパルス成分レプリカは、図８に例示するようにｓｉｎｃ関数の形状をしている。

ここで基本インパルス成分レプリカ格納部１４２２に格納する基本インパルス成分レプリカの生成方法を図９に示す。まず基本インパルス成分レプリカは、雑音がない場合の１パス分の遅延プロファイルの形状である必要がある。具体的には、チャネル推定値サンプル数Ｎ_Ｅ個の「１」値から成る系列の後に、遅延プロファイル生成部１４１と同様に、Ｎ_Ｐ個の「０」値から成る挿入データ列を挿入する。こうして作成された系列をＩＤＦＴし、さらにピークの電力が「１」になるように振幅調整を行って基本インパルス成分レプリカを生成する。

次にパス間干渉キャンセル部１４２４におけるパス間干渉キャンセル動作を図１０のフロー図を用いて説明する。

ステップ２００１（Ｓ２００１）では、観測遅延プロファイルのパス位置の複素振幅と基本インパルス成分レプリカとを乗算する。

ステップ２００２（Ｓ２００２）では、ステップ２００１の算出結果を、パス位置のインデックス分だけ循環シフトする。

ステップ２００３（Ｓ２００３）では、ステップ２００２にて循環シフトされた成分を観測遅延プロファイルから減算し、新たな観測遅延プロファイルとする。

ステップ２００４（Ｓ２００４）では、観測遅延プロファイルのパス位置の複素振幅をパス位置のインデックス分だけシフトする。

ステップ２００５（Ｓ２００５）では、Ｓ２００４でシフトされた観測遅延プロファイルのパス位置の複素振幅を干渉除去後遅延プロファイルに加算する。なお、１パス目の本ステップの動作前に、干渉除去後遅延プロファイルは全てのサンプルが「０」値になっている。

ステップ２００６（Ｓ２００６）では、ステップ２００１〜２００５の処理が行われたか終了判定を行う。全てのパスについて行われた場合にはステップ２００７（Ｓ２００７）に進む。

ステップ２００７（Ｓ２００７）では、現在の観測遅延プロファイルにおけるパス位置残留成分の電力が最大のものを検出する。

ステップ２００８（Ｓ２００８）では、Ｓ２００７で検出したパス位置の複素振幅と基本インパルス成分レプリカを乗算する。

ステップ２００９（Ｓ２００９）では、ステップ２００８の算出結果を、パス位置のインデックス分だけ循環シフトする。

ステップ２０１０（Ｓ２０１０）では、ステップ２００９の循環シフトされた成分を観測遅延プロファイルから減算し、新たな観測遅延プロファイルとする。

ステップ２０１１（Ｓ２０１１）では、観測遅延プロファイルのパス位置の複素振幅をパス位置のインデックス分だけシフトする。

ステップ２０１２（Ｓ２０１２）では、Ｓ２０１１でシフトされた観測遅延プロファイルのパス位置の複素振幅を干渉除去後遅延プロファイルに加算する。

ステップ２０１３（Ｓ２０１３）では、Ｓ２００７〜Ｓ２０１２の処理が規定回数行われたか判定を行い、規定回数行われていれば処理を終了する。こうして、各パスの成分がインパルスで表せる遅延プロファイル、つまりパス位置のサンプルのみにその複素振幅が値として存在し、パス位置以外のサンプルは「０」である系列を生成することができる。なお、規定回数は事前に設定されているものとする。

なお、上述の説明では、観測遅延プロファイルから、パス位置の複素振幅と基本インパルスレプリカを乗算したものを減算し、そのパス位置での観測遅延プロファイルの複素振幅を干渉除去後遅延プロファイルに加算していくように表現したが、観測遅延プロファイルから、パス位置の複素振幅と基本インパルスレプリカを乗算したものを減算したものが負の数になっているときには、干渉除去後遅延プロファイルへの加算も減算になっていると見なせるのは明らかである。

なおここで示したパス間干渉のキャンセル動作は一例であり、例えばパスのピークから離れた成分をパスのピークにおける値と関連付けた上で、パス数分の干渉成分も含めた信号成分連立方程式を作成して、行列方程式を解くような方法で干渉成分を除去してもよい。

このように本実施の形態によれば、マルチキャリア受信装置１００の遅延プロファイル整形部１４２は、観測遅延プロファイルからパス位置のみを抽出し、当該パス位置におけるパス間干渉を基本インパルスレプリカを用いて除去し、パス位置においてはパス間干渉が除去された複素振幅を、パス位置以外においては０値とすることにより、観測遅延プロファイルを整形する。

こうすることにより、ｓｉｎｃ関数のサイドローブを抑圧することに相当するパス間干渉除去処理を行っているため、精度良い有効帯域外波形（仮想波形）を生成することができる。そのため、この仮想波形が有効帯域外に付加された一連の系列が雑音抑圧／周波数方向補間部１４５にて逆フーリエ変換された遅延プロファイルにおける各パスは、実施の形態１の場合に比べて、時間領域のパス成分であるｓｉｎｃ関数のサイドローブが更に抑圧されたものとなる。結果として、更に精度良い雑音抑圧が実現される。なお、本実施の形態の場合、仮想波形生成／連結部１４４における有効帯域外波形の有効帯域内波形との波形不連続点調整処理は行わなくてもよい。さらに、本実施の形態では有効帯域外の波形の外挿を、時間領域の遅延プロファイルを整形することにより実現しているが、これに限らず、周波数領域において補間フィルタを使用しても外挿しても良い。この際、一次補間フィルタよりも高次、もしくは精度良い補間フィルタを用いることで非特許文献２に示される方法よりも精度良い仮想波形が生成できることは明らかである。

（実施の形態３）
実施の形態１では、「変形チャネル推定値」を形成する際に利用する、ＤＦＴ部１４３にて取得されるチャネル推定値が、ＯＦＤＭ信号の全帯域に亘るように、遅延プロファイル整形部にて遅延プロファイルの整形（具体的には、パス位置の選択のみ）を行った。実施の形態３では、「変形チャネル推定値」を形成する際に利用する、ＤＦＴ部１４３にて取得されるチャネル推定値が、ＯＦＤＭ信号の全帯域まで亘らないが、有効帯域および有効帯域外の一部まで亘るように、遅延プロファイル整形部にて遅延プロファイルの整形する実施の形態について説明する。

図１１に示すように遅延プロファイル整形部１４２は、パス位置選択部１４２１の他に、基本インパルス成分レプリカ格納部１４２２と、畳込み演算部１４２３とを有する。

具体的には、基本インパルス成分レプリカ格納部１４２２は、基本インパルス成分レプリカを記憶しており、畳込み演算部１４２３に出力する。なお、基本インパルス成分レプリカは、図８に例示するようにｓｉｎｃ関数の形状をしている。

ここで「基本インパルス成分レプリカ」の生成方法について説明する。

まず「基本インパルス成分レプリカ」は、仮に１ＯＦＤＭシンボルに含まれる全ての伝送サブキャリアにパイロットシンボルが多重されており、且つ、雑音がない場合の、１パス分の遅延プロファイルの形状である必要がある。更に「基本インパルス成分レプリカ」は、パス位置選択部１４２１からの検出遅延プロファイル（すなわち、パス位置のサンプルのみにその複素振幅が値として存在し、パス位置以外のサンプルは「０」である系列）と畳込み演算を行った結果を更にＤＦＴした結果が、有効サブキャリアが表す有効帯域よりも外側の帯域までチャネルの周波数成分値として値を持つような系列でなければならない。

具体的には図１２に示すように作成する。まず、周波数方向チャネル推定値サンプル＋α（＝Ｎ_Ｅ＋α）個の「１」値の後に、（Ｎ_Ｐ−α）個の「０」値のデータ列を挿入した系列を形成する。ここで、「１」値の構成データ数と「０」値の構成データ数との和は、観測遅延プロファイルのサンプル数（Ｎ_Ｅ＋Ｎ_Ｐ）となる。こうして作成された系列をＩＤＦＴし、さらにピークの電力が「１」になるように振幅調整を行うことにより、基本インパルス成分レプリカを生成する。

畳込み演算部１４２３は、パス位置選択部１４２１からの検出遅延プロファイルと、基本インパルス成分レプリカ格納部１４２２に格納されている基本インパルスレプリカの巡回畳込み演算を行う。この巡回畳込み結果をＤＦＴ部１４３にてＤＦＴすることにより、有効サブキャリアが表す有効帯域よりも外側の帯域まで値をもつ周波数方向のチャネル推定値を得ることができる。

以上の構成を有するマルチキャリア受信装置１００の動作について主に図１３を参照して説明する。なお、図１３でも、チャネル推定値サンプル数Ｎ_Ｅ＝２００、有効サブキャリア数＝６００、有効帯域＝９ＭＨｚ、受信ＦＦＴポイント数１０２４を想定した場合の波形例が示されている。

周波数方向処理部１４０においては、系列長調整部１４１１が、同一のＯＦＤＭシンボルに配置されたパイロットシンボルごとのチャネル推定値サンプル、つまり周波数方向チャネル推定値サンプルの後に０値のデータ列を挿入（０パディング）することにより、全データ長が遅延プロファイルサンプル数になるように系列長を調整する（図１３（ａ）参照）。ここでは、周波数方向チャネル推定値サンプルから構成されるデータ列の構成データ数Ｎ_Ｅが２００、その後に挿入される０値の挿入データ列の構成データ数Ｎ_Ｐが８２４である場合が示されている。

ＩＤＦＴ部１４１２では、系列長調整部１４１１にて形成された、系列長Ｎ_Ｅ個のチャネル推定値サンプルと、Ｎ_Ｐ個の０値から成る挿入データ列とから成る周波数方向の系列に対し、逆離散フーリエ変換を施すことで時間領域に変換して観測遅延プロファイルを生成する（図１３（ｂ）参照）。なお、ここでは、Ｎ_ＥとＮ_Ｐとの和が更に２のべき乗（１０２４）であるので、ＩＤＦＴ部１４１２は高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）をすることができる。

遅延プロファイル整形部１４２では、後段のＤＦＴ部１４３でＤＦＴした結果が、有効サブキャリアが表す有効帯域よりも外側の帯域までチャネルの周波数成分値として値を持つことになるように、遅延プロファイル生成部１４１にて生成された観測遅延プロファイルが整形される。具体的には、パス位置選択部１４２１にて、観測遅延プロファイルから、所定のしきい値以上のピーク点のタイミング（つまり、パス位置）およびそのピーク点における複素振幅値が検出され、パス位置のサンプルのみにその複素振幅が値として存在しパス位置以外のサンプルは「０」である系列（図１３（ｃ）参照）が畳込み演算部１４２３に出力される。畳込み演算部１４２３では、基本インパルス成分レプリカを循環シフトさせながら、基本インパルス成分レプリカとパス位置選択部１４２１の出力とを各パス位置で順次乗算する、すなわち巡回畳込み演算を行う（図１３（ｄ）参照）。つまり、畳込み演算部１４２３では、各パスの復素振幅値と基本インパルス成分レプリカとが乗算され、各復素振幅値に対応するパス位置で乗算結果が順次重畳されることにより、巡回畳込み演算後の系列（遅延プロファイル）が得られる。

ＤＦＴ部１４３では、畳込み演算部１４２３における畳込み演算結果である系列がＤＦＴされることにより、有効サブキャリアが表す有効帯域よりも外側の帯域まで値を持つ周波数方向のチャネル推定値が得られる（図１３（ｅ）参照）。

ここで、ＤＦＴ部１４３が出力する周波数方向チャネル推定値が表現可能な帯域幅Ｗと、基本インパルス成分レプリカの生成パラメータとの関係を図１４を参照して説明する。

まず、系列長調整部１４１１で帯域内のチャネル推定値Ｎ_Ｅサンプルの末尾にＮ_Ｐ個の「０」を挿入し、その系列をＩＤＦＴ部１４１２でＩＤＦＴして観測遅延プロファイルを生成すること（図１４（ａ）参照）のみに起因して、後段で検出遅延プロファイルと基本インパルスレプリカとを巡回畳込み演算した結果を更にＤＦＴした結果が、有効帯域幅をＷ_Ｅとすると最大でＷ_ＭＡＸ＝Ｗ_Ｅ×（Ｎ_Ｅ＋Ｎ_Ｐ）／Ｎ_Ｅ［Ｈｚ］（＝観測遅延プロファイルのサンプリングレート）の帯域を表現できる能力を持つことになる。

そして、検出遅延プロファイル（すなわち、パス位置のサンプルのみにその複素振幅が値として存在し、パス位置以外のサンプルは「０」である系列）と、（Ｎ_Ｅ＋α）個の「１」値の後に（Ｎ_Ｐ−α）個の「０」値のデータ列を挿入した系列をＩＤＦＴした後に振幅調整を行って得た基本インパルス成分レプリカ系列を巡回畳込み演算し、その結果を更にＤＦＴすることにより、その結果である周波数方向のチャネル推定値は、Ｗ＝Ｗ_ＭＡＸ×（Ｎ_Ｅ＋α）／（Ｎ_Ｅ＋Ｎ_Ｐ）＝Ｗ_Ｅ×（Ｎ_Ｅ＋α）／Ｎ_Ｅ［Ｈｚ］の帯域幅分の値を持つことになる。なお、図１３（ｅ）には、α＝６００の場合の例を示した。この場合には、ＤＦＴ部１４３が出力する周波数方向のチャネル推定値は、Ｗ＝３６ＭＨｚの帯域幅を持つことになる。すなわち、有効帯域外に相当する部分が、２７ＭＨｚとなる。

因みに図１４（ｂ）に示すように（Ｎ_Ｅ＋α）個の「１」値の後に（Ｎ_Ｐ−α）個の「０」値のデータ列を挿入した系列をＩＤＦＴして得た基本インパルス成分レプリカ系列は、ｓｉｎｃ関数の形状をとる。ただし、αがＮ_Ｐに等しくない場合である。

一方、αがＮ_Ｐに等しい場合、すなわち（Ｎ_Ｅ＋Ｎ_Ｐ）個の「１」値をＩＤＦＴして得た基本インパルス成分レプリカ系列は、インパルスの形状をとることになる（図１４（ｃ））。インパルス形状の基本インパルス成分レプリカ系列を用いて畳込み演算を行っても、パス位置選択部１４２１の出力の形状は変化しないので、この場合には畳込み演算部１４２３および基本インパルス成分レプリカ格納部１４２２は不必要となる。すなわち、実施の形態１の構成は、（Ｎ_Ｅ＋Ｎ_Ｐ）個の「１」値の後に、０個の「０」値のデータ列を挿入した系列（＝全て「１」の系列）がＩＤＦＴされ、更にピークの電力が「１」になるように振幅調整されることにより生成された基本インパルス成分レプリカ系列を用いて畳込み演算していることと等価であることがわかる。従って、実施の形態１の遅延プロファイル整形部１４２はパス位置選択部１４２１が存在するだけの簡略化されたものになる。

仮想波形生成／連結部１４４では、実施の形態１と同様に、遅延プロファイル生成部１４１に入力される有効帯域内のチャネル推定値と、ＤＦＴ部１４３にて取得されたチャネル推定値のうち前記有効帯域外に相当する部分とが連結される。すなわち、仮想波形生成／連結部１４４では、遅延プロファイル生成部１４１に入力される有効帯域内のチャネル推定値と、ＤＦＴ部１４３にて取得された変形チャネル推定値のうち前記有効帯域外に相当する部分とを用いて、一連の波形となるように整形する。以上のように「変形チャネル推定値」を形成する際に用いた、ＤＦＴ部１４３にて取得されたチャネル推定値のうち前記有効帯域外に相当する部分は、実施の形態３の場合も、有効帯域内の信号波形の全周波数成分が反映された形状となっている。そのため「変形チャネル推定値」も、有効帯域内の全サンプルが反映されたものとなっている。すなわち、本実施の形態の補外方法は、有効帯域内の様々な周波数（時間領域で言えば、様々なパス遅延時間）成分を十分反映させたものになっている。因みに、上述の非特許文献２では、有効帯域の端部に引いた接線を用いて有効帯域外の部分を補外しているので、有効帯域内の様々な周波数（時間領域で言えば、様々なパス遅延時間）成分を反映できていない。

ここで実施の形態１でも言及したが、チャネル推定値算出部１３０が出力した有効帯域内チャネル推定値とＤＦＴ部１４３が出力した帯域外チャネル推定値は、図１５（ａ）に示すように、連結境界が不連続になる可能性がある。そこで仮想波形生成／連結部１４４は、仮想波形を調整する。具体的には、有効帯域内チャネル推定値の両端各々の不連続点における有効帯域内チャネル推定値と有効帯域外チャネル推定値との差分を検出し、各々の差分を有効帯域内チャネル推定値両端各々に連結する有効帯域外チャネル推定値波形（つまり、仮想波形）全体に加算することにより、有効帯域内チャネル推定値両端と有効帯域外のチャネル推定値との不連続を解消する（図１５（ｂ）参照）。その後、仮想波形生成／連結部１４４は、差分を加算した有効帯域外チャネル推定値（つまり、仮想波形）に対して窓関数を乗算する（図１５（ｃ）、図１３（ｆ）参照）。こうして最終的な、遅延プロファイル生成部１４１に入力される有効帯域内のチャネル推定値と、ＤＦＴ部１４３にて取得された変形チャネル推定値のうち前記有効帯域外に相当する部分とが連結された、一連の系列が得られる。なお、仮想波形生成／連結部１４４において、仮想波形に乗算する窓関数の窓幅（例えばハニング窓では振幅が１から０になるまでのサンプル数）を仮想波形サンプル数／２以下にすることで、後段の雑音抑圧／周波数方向補間部１４５で扱う遅延プロファイルサンプル数や、ＩＤＦＴ部１４５１のポイント数を遅延プロファイル生成部１４１か出力する遅延プロファイルサンプル数以下とすることも可能である。その場合、ＤＦＴ部１４５４のポイント数も小さくなることは明らかである。

このように本実施の形態によれば、マルチキャリア受信装置１００に、有効帯域内の周波数領域チャネル推定値を逆フーリエ変換することにより観測遅延プロファイルを形成する遅延プロファイル生成部１４１と、形成された遅延プロファイルからパス位置のみを抽出し、且つ、当該パス位置以外の部分を０値で置き換えることにより遅延プロファイルを整形し、更に整形された遅延プロファイルと、有効帯域内のチャネル推定値のサンプル数より所定数（α）多い数の「１」値を持つ系列と当該系列に遅延プロファイルのサンプル数より前記「１」値の数だけ小さい数の「０」値から成る系列とからなる系列全体を逆フーリエ変換することにより生成される基本インパルスレプリカとを用いて、巡回畳込み演算する畳込み演算部１４２３と、畳込み演算することにより得られる系列をフーリエ変換するＤＦＴ部１４３と、フーリエ変換された後の信号のうち、有効帯域外に相当する部分と、有効帯域内の周波数領域チャネル推定値とを用いて連続する一連の系列を形成し、当該一連の系列をチャネル推定値として雑音抑圧／周波数方向補間部１４５に出力する仮想波形生成／連結部１４４と、を設けた。

（実施の形態４）
実施の形態４では、実施の形態２でパス間干渉をキャンセルした後の干渉除去後遅延プロファイルが理想的には干渉も雑音も含まないものになっていることに着目し、干渉除去後遅延プロファイルをＤＦＴした波形のうち、有効帯域に相当する部分を直接利用することにより、有効帯域外に仮想波形を作成すること無しに高精度に雑音抑圧されたチャネル推定値を得ることを特徴とする。これによれば、ＳｃａｔｔｅｒｄＰｉｌｏｔの場合、すなわち周波数方向の補間が必要な場合にも、例えばパス間干渉成分抑圧後の時間波形の末尾に０パディングをして補間比倍のサンプル数にした後にＤＦＴを行うだけで雑音抑圧、周波数方向補間がなされたチャネル推定値を得ることができる。つまり、パス間干渉を除去することが、実施の形態１乃至実施の形態３において言及したｓｉｎｃ関数のサイドローブを抑圧することに相当する。

図１６に示すように周波数方向処理部１４０は、周波数方向補間部１４６を有する。この周波数方向補間部１４６は、０パディング部１４６１を有する。

上述のとおり、図１６に示すような構成を有する遅延プロファイル整形部１４２の出力は、各パスの成分がインパルスで表せる遅延プロファイル、つまりパス位置のサンプルのみにその複素振幅が値として存在し、パス位置以外のサンプルは「０」値である系列である。この系列が、周波数方向補間部１４６に入力される。

周波数方向補間部１４６は、入力系列の末尾に０パディングをすることにより補間比倍のサンプル数にした後にＤＦＴを行う。

次に上記構成を有する本実施の形態のマルチキャリア受信装置１００の動作について図１７を参照して説明する。

図１７（ａ）〜（ｃ）は、図４の場合と同様である。パス位置選択部１４２１にて、観測遅延プロファイルから、所定のしきい値以上のピーク点のタイミング（つまり、パス位置）およびそのピーク点における複素振幅値が検出され、パス間干渉キャンセル部１４２４に出力される（図１７（ｃ）参照）。

パス間干渉キャンセル部１４２４では、観測遅延プロファイルと、検出遅延プロファイル（又は、パス位置とその複素振幅）と、基本インパルス成分レプリカ格納部１４２２に格納されている基本インパルス成分レプリカとを用いて、パス間干渉がキャンセル（除去）される。そのため、図１７（ｄ）では、図１７（ｃ）に比べて、各パスの復素振幅値が小さくなっている。

実施の形態４における周波数方向補間部１４６は、雑音抑圧機能を持たない。すなわち、周波数方向補間部１４６では、０パディング部１４６１が、遅延プロファイル整形部１４２の出力である雑音抑圧、パス間干渉除去された干渉除去後遅延プロファイル（図１７（ｄ）参照）に対して、その末尾に系列長が補間比倍になるように「０」をパディングする（図１７（ｅ）参照）。その後、ＤＦＴ部１４５４が０パディングされた系列長にＤＦＴを行い、有効帯域に相当する部分を抜き出して雑音抑圧、周波数方向補間されたチャネル推定値を得る。

以上のように、遅延プロファイル整形部１４２の出力は、各パスの成分がインパルスで表せる遅延プロファイル、つまりパス位置のサンプルのみにその複素振幅が値として存在し、パス位置以外のサンプルは「０」値である系列であり、出力の形態だけを見れば非特許文献１と同じ問題があるように見える。しかしながら、遅延プロファイル整形部１４２では、パス間干渉キャンセル部１４２４が、上述のｓｉｎｃ関数のサイドローブを抑圧することに相当するパス間干渉除去処理を行っているため、非特許文献１のような本来必要なパス成分まで削除してしまうという不都合が解消され、パス信号成分の歪みが発生することを防止することができる。

なお、周波数方向補間が必要ない場合には０パディングを行わずに干渉除去後遅延プロファイル長でＤＦＴを行う。また、例えば１次補間等の周波数方向補間を行う場合は、０パディングを行わずに干渉除去後遅延プロファイル長でＤＦＴを行った後に行うことになる。

このように本実施の形態によれば、マルチキャリア受信装置１００に、周波数領域チャネル推定値を逆フーリエ変換することにより観測遅延プロファイルを形成する遅延プロファイル生成部１４１と、観測遅延プロファイルからパス位置のみを抽出し、当該パス位置におけるパス間干渉を基本インパルスレプリカを用いて除去し、パス位置においてはパス間干渉が除去された複素振幅を、パス位置以外においては０値とすることにより、観測遅延プロファイルを整形する遅延プロファイル整形部１４２と、整形後の観測遅延プロファイルをフーリエ変換するＤＦＴ部１４３と、ＤＦＴ部１４３にてフーリエ変換することにより得られるチャネル推定値を用いてデータシンボルを復調する復調部１６０と、を設けた。

こうすることにより、ｓｉｎｃ関数のサイドローブを抑圧することに相当するパス間干渉除去処理を行っているため、遅延プロファイル整形部１４２が、その出力信号をパス位置のみに復素振幅値がありそれ以外の位置では復素振幅値が０である系列としても、非特許文献１のような本来必要なパス成分まで削除してしまうという不都合が解消され、パス信号成分の歪みが発生することを防止することができる。結果として、その歪みの発生を防止しつつ、精度の良い雑音抑圧を実現することができる。なお、本実施の形態では有効帯域外の波形の外挿を、時間領域の遅延プロファイルを整形することにより実現しているが、これに限らず、周波数領域において補間フィルタを使用しても外挿しても良い。この際、一次補間フィルタよりも高次、もしくは補間精度の良い補間フィルタを用いることで非特許文献２に示される方法よりも精度良い仮想波形が生成できることは明らかである。

なお、上記各実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されても良いし、一部又は全てを含むように１チップ化されても良い。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセッサで実現しても良い。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサーを利用しても良い。さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行っても良い。例えば、バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。

本発明のＯＦＤＭ受信装置は、周波数選択性の大きい伝播路においても、精度良く雑音が抑圧されたチャネル推定値を求めることができ、ＯＦＤＭ通信システムにおける基地局装置および端末装置として有用である。

本発明の実施の形態１に係るマルチキャリア受信装置の構成を示すブロック図図１の周波数方向処理部の構成を示すブロック図図２の遅延プロファイル生成部における処理の説明に供する図実施の形態１に係るマルチキャリア受信装置の動作説明に供する図図２の仮想波形生成／連結部の動作説明に供する図遅延プロファイル上に存在するパス間干渉の説明に供する図実施の形態２に係る周波数方向処理部の構成を示すブロック図基本インパルス成分レプリカの一例を示す図実施の形態２の基本インパルス成分レプリカの生成方法の説明に供する図図７のパス間干渉キャンセル部におけるパス間キャンセル動作の説明に供するフロー図実施の形態３に係る周波数方向処理部の構成を示すブロック図実施の形態３の基本インパルス成分レプリカの生成方法の説明に供する図実施の形態３のマルチキャリア受信装置の動作説明に供する図ＤＦＴ部が出力する周波数方向チャネル推定値が表現可能な帯域幅Ｗと、基本インパルス成分レプリカの生成パラメータとの関係の説明に供する図図１１の仮想波形生成／連結部の動作説明に供する図実施の形態４に係る周波数方向処理部の構成を示すブロック図実施の形態４のマルチキャリア受信装置の動作説明に供する図従来のフレームにおけるパイロットシンボル配置の説明に供する図

符号の説明

１００マルチキャリア受信装置
１１０ＦＦＴ部
１２０パイロット／データシンボル分離部
１３０チャネル推定値算出部
１４０周波数方向処理部
１４１遅延プロファイル生成部
１４２遅延プロファイル整形部
１４３ＤＦＴ部
１４４仮想波形生成／連結部
１４５雑音抑圧／周波数方向補間
１４６周波数方向補間部
１５０時間方向処理部
１６０データシンボル復調部
１７０誤り訂正復号部
１４１１系列長調整部
１４１２，１４５１ＩＤＦＴ部
１４２１パス位置選択部
１４２２基本インパルス成分レプリカ格納部
１４２３畳込み演算部
１４２４パス間干渉キャンセル部
１４５２ローパスフィルタ部
１４５３，１４６１０パディング部
１４５４ＤＦＴ部

Claims

受信ＯＦＤＭシンボルの有効帯域内に配置されたパイロットシンボルから算出された周波数領域チャネル推定値を前記有効帯域外まで補外することにより得られた変形チャネル推定値を逆フーリエ変換することにより遅延プロファイルを形成し、当該形成された遅延プロファイルにおけるパス位置に相当する部分以外を０値に置き換えた後にフーリエ変換することにより、前記周波数領域チャネル推定値に含まれる雑音を抑圧する雑音抑圧手段を具備するＯＦＤＭ受信装置であって、
前記有効帯域内の周波数領域チャネル推定値を逆フーリエ変換することにより観測遅延プロファイルを形成する観測遅延プロファイル形成手段と、
前記観測遅延プロファイルからパス位置のみを抽出し、且つ、当該パス位置以外の部分を０値で置き換えることにより、前記観測遅延プロファイルを整形する遅延プロファイル整形手段と、
前記整形後の観測遅延プロファイルをフーリエ変換するフーリエ変換手段と、
前記フーリエ変換手段によりフーリエ変換された後の信号のうち、前記受信ＯＦＤＭシンボルの有効帯域外に相当する部分と、前記有効帯域内の周波数領域チャネル推定値とを用いて連続する一連の系列を形成し、当該一連の系列を前記変形チャネル推定値として前記雑音抑圧手段に出力するチャネル推定値形成手段と、
を具備するＯＦＤＭ受信装置。
前記観測遅延プロファイル形成手段は、前記周波数領域チャネル推定値の算出前になされるフーリエ変換処理のサンプリングレートの整数倍のサンプリングレートで観測遅延プロファイルを形成する請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置。
前記遅延プロファイル整形手段は、前記観測遅延プロファイルからパス位置のみを抽出し、当該パス位置におけるパス間干渉を基本インパルスレプリカを用いて除去し、パス位置においてはパス間干渉が除去された複素振幅を、パス位置以外においては０値とすることにより、前記観測遅延プロファイルを整形する請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置。
受信ＯＦＤＭシンボルの有効帯域内に配置されたパイロットシンボルから算出された周波数領域チャネル推定値を前記有効帯域外まで補外することにより得られた変形チャネル推定値を逆フーリエ変換することにより遅延プロファイルを形成し、当該形成された遅延プロファイルにおけるパス位置に相当する部分以外を０値に置き換えた後にフーリエ変換することにより、前記周波数領域チャネル推定値に含まれる雑音を抑圧する雑音抑圧手段を具備するＯＦＤＭ受信装置であって、
前記有効帯域内の周波数領域チャネル推定値を逆フーリエ変換することにより観測遅延プロファイルを形成する観測遅延プロファイル形成手段と、
前記観測遅延プロファイルからパス位置のみを抽出し、且つ、当該パス位置以外の部分を０値で置き換えることにより前記観測遅延プロファイルを整形し、更に整形された観測遅延プロファイルと、前記有効帯域内のチャネル推定値のサンプル数より所定数多い数の「１」値を持つ系列と当該系列に遅延プロファイルのサンプル数より前記「１」値の数だけ小さい数の「０」値から成る系列とからなる系列全体を逆フーリエ変換することにより生成される基本インパルスレプリカとを用いて、巡回畳込み演算する遅延プロファイル整形手段と、
前記巡回畳込み演算することにより得られる系列をフーリエ変換するフーリエ変換手段と、
前記フーリエ変換手段によりフーリエ変換された後の信号のうち、前記受信ＯＦＤＭシンボルの有効帯域外に相当する部分と、前記有効帯域内の周波数領域チャネル推定値とを用いて連続する一連の系列を形成し、当該一連の系列を前記変形チャネル推定値として前記雑音抑圧手段に出力するチャネル推定値形成手段と、
を具備するＯＦＤＭ受信装置。