JP4223007B2 - チャネルのインパルス応答を処理する装置および方法 - Google Patents

Description

本発明は、通信の分野、特に、１以上の送信アンテナからの信号を受信機が受信し、少なくとも１以上の非サンプル位置（ｎｏｎ−ｓａｍｐｌｅ ｓｐａｃｅｄ）通信チャネルを構成する多重入力方式において行われるチャネル推定に関する。

移動無線通信技術を適用する際に高データレートの要求が益々強くなってきており、利用可能なバンド幅（換言すれば達成可能なチャネル容量）を効率的に利用して高データレートを実現する技術が要求されている。このため、近年、多重入力・多重出力（ＭＩＭＯ）送信システムが非常に重要視されている。このＭＩＭＯシステムにおいては、各々１つの送信アンテナを有する複数の送信地点と、各々１つの受信アンテナを有する複数の受信地点とが用いられ、複数の送信地点から送信された信号を複数の通信チャネルを用いて受信する。ＭＩＭＯの技術においては、複数の送信アンテナから送信された信号を分離する必要があるため、空間・時間符号化多重化法または空間多重化法が用いられる。

ここで、各受信アンテナに到達する信号は、Ｎ_Ｔ個の送信地点から送信された信号の重ね合わせである。このことは、チャネル推定が困難になることを意味する。受信データを処理するためには、チャネルインパルス応答やチャネル伝達関数といったチャネルパラメータが必要となる。それぞれの送信地点において送信アンテナから送信された対応する信号を分離するのは困難な作業であるものの、各信号の間に相関がない限り、１つの受信アンテナを有する受信機を用いたシステムを複数の受信アンテナを有するシステムへ拡張する作業は簡単である。チャネル推定ユニットの構造は、受信アンテナの数Ｎ_Ｒに依存しない。複数入力単一出力（ＭＩＳＯ）システムからＭＩＭＯシステムへ拡張するには、各々１つの受信地点（受信アンテナ）に対応する計Ｎ_Ｒ個の並列のチャネル推定ユニットが用いられる。

無線通信システムにおいて整合性のある送信技術を採用するためには、移動無線チャネルの推定および追跡（トラッキング）を行う必要がある。複数の送信アンテナから送信された信号には相互干渉が観測されるから、ＭＩＭＯシステムにおけるチャネル推定は、単一の送信アンテナを用いたシステムとはその取り扱いが異なる。ＭＩＭＯシステムにおいては、移動無線通信システムの通信容量および通信品質の向上を図るため、複数キャリア変調方式を用いることができる。この複数キャリア変調技術の代表的なものとしては、直交周波数分割多重法（ＯＦＤＭ）がある。

特定の直交周波数分割多重法（ＯＦＤＭ）における複数キャリア変調は、過去数年にわたり様々なデジタル通信システムに適用されてきた。特に、例えばデジタルＴＶ等の高データレートの送信においては、分散チャネルを用いた送信におけるＯＦＤＭの優秀性は大きな利点となる。このように、ＯＦＤＭは、種々のデジタル放送標準（例えばＤＡＢやＤＶＢ−Ｔ）に採用されている。ＯＦＤＭのその他の適用例としては、高速無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）がある。

ＯＦＤＭが最初に登場したのは１９６０年代である。離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を用いた効率的な復調方法がＳＷｅｉｎｓｔｅｉｎおよびＰ．Ｅｂｅｒｔによって提唱された（Ｓ．Ｗｅｉｎｓｔｅｉｎ ａｎｄ Ｐ．Ｅｂｅｒｔ著、″Ｄａｔａ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｂｙ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ Ｕｓｉｎｇ ｔｈｅ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ″，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，ｖｏｌ．ＣＯＭ−１９，ｐｐ．６２８−６３４，Ｏｃｔ．１９７を参照）。すなわち、チャネルの最大遅延よりも大きな値の周期的プレフィックスをガードインターバル（ＧＩ）に挿入することにより、受信信号の直交性を保ちつつシンボル間干渉（ＩＳＩ）を完全に除去することが可能となった。将来の移動通信システムは、現在よりも数倍高いデータレートをサポートすると予想されるので、適切な符号化およびインタリーブ処理を導入した複数キャリアシステムが構築できれば、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を適用した効率的な実装と無線チャネルの障害に対する十分な堅牢性とが実現される。

ＯＦＤＭに基づく他の方法としては、複数キャリア符号分割多重アクセス（ＭＣ−ＣＤＭＡ）と呼ばれるものがあり、これはＯＦＤＭ変調を周波数軸方向に拡散させたものである（Ｋ．Ｆａｚｅｌ ａｎｄ Ｌ．Ｐａｐｋｅ著，″Ｏｎ ｔｈｅ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ Ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌｌｙ−Ｃｏｄｅｄ ＣＤＭＡ／ＯＦＤＭ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ″，ｉｎ Ｐｒｏｃ ＩＥＥＥ Ｉｎｔ．Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｐｅｒｓｏｎａｌ，Ｉｎｄｏｏｒ ａｎｄ Ｍｏｂｉｌｅ Ｒａｄｉｏ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（ＰＩＭＲＣ′９３），Ｙｏｋｏｈａｍａ，Ｊａｐａｎ，ｐｐ．４６８−４７２，Ｓｅｐ．１９９３を参照）。ＭＣ−ＣＤＭＡは、第４世代のダウンリンク通信に適用されることが有力視されている。更に、可変拡散係数を用いたＭＣ／ＣＤＭＡシステムも提案されている（Ｈ．Ａｔａｒａｓｈｉ ａｎｄ Ｍ．Ｓａｗａｈａｓｈｉ著，″Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｓｐｒｅａｄｉｎｇ Ｆａｃｔｏｒ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ａｎｄ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ（ＶＳＦ−ＯＦＣＤＭ）″，ｉｎ ３^ｒｄ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｗｏｒｋｓｈｏｐ ｏｎ Ｍｕｌｔｉ−Ｃａｒｒｉｅｒ Ｓｐｒｅａｄ−Ｓｐｅｃｔｒｕｍ ＆ Ｒｅｌａｔｅｄ Ｔｏｐｉｃｓ（ＭＣ−ＳＳ ２００１），Ｏｂｅｒｐｆａｆｆｅｎｈｏｆｅｎ．Ｇｅｒｍａｎｙ，Ｓｅｐ．２００１を参照）。

ＯＦＤＭのブロック図を図８に示す。ＯＦＤＭに基づくＭＩＭＯシステムにおいては、ＯＦＤＭ変調器が各送信地点に備えられる一方、ＯＦＤＭ復調は各受信地点において独立に実行される。信号ストリームは、Ｎ_Ｃ個の並列のサブストリームに分割される。第ｉ番目のサブストリームは第ｌ番目のシンボルブロック（ＯＦＤＭシンボル）の第ｉ番目のサブキャリアと呼ばれ、これをＸ_ｌ，ｉと表記する。各ブロックにおいて、Ｓ／Ｐ変換器８０１にてシリアル／パラレル変換（Ｓ／Ｐ変換）を行った後、Ｎ_ＦＦＴ個の点を用いた逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）をＩＦＦＴ変換器８０３にて実行する。続いて、ＧＩブロック８０５にてサンプル数Ｎ_ＧＩ個のガードインターバル（ＧＩ）を挿入して信号ｘ_ｌ，ｎを生成し、パラレル／シリアル変換器８０３にてパラレル／シリアル変換を実行する。デジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換を行った後、信号ｘ（ｔ）は、インパルス応答ｈ（ｔ，τ）をもつ移動無線チャネルを用いて送信される。受信アンテナνで受信される信号は、Ｎ_Ｔ個の送信地点から送信された信号を重ね合わせた信号が含まれる。完全同期を仮定すれば、受信アンテナνにおけるサンプリング時間ｔ＝［ｎ＋ｌＮ_ｓｙｍ］Ｔ_ｓｐｌでの受信信号は次式によって決定される。

ここで、ｎ（ｔ）はガウス型白色雑音であり、Ｎｓｙｍ＝Ｎ_ＦＦＴ＋Ｎ_ＧＩはＯＦＤＭシンボル当たりのサンプル数を表す。受信機にて受信した信号ｙ_ｌ，ｎは、まずシリアル／パラレル（Ｓ／Ｐ）変換器７０９にてシリアル／パラレル（Ｓ／Ｐ）変換が行われ、ブロック７１１にてガードインターバルをＧＩが除去される。受信した信号サンプルのブロック（すなわち、図８におけるＦＦＴ変換器７１３）において、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を実行して信号に含まれる情報を再生することにより、周波数ドメインにおけるＯＦＤＭ復調出力Ｙ_ｌ，Ｉが生成される。受信アンテナνにおけるＯＦＤＭ復調された受信信号は次式で表される。

ここで、Ｘ_ｌ，ｉ ^（μ）およびＨ_ｌ，ｉ ^{（μ，ν）}は、ぞれぞれ、第１番目のＯＦＤＭシンボルの第ｉ番目のサブキャリアにおける、送信された情報シンボルおよび送信アンテナμのチャネル伝達関数（ＣＴＦ）を表す。第２項のＮ_ｌ，ｉは、平均値０で分散Ｎ_ｏを持つ加法的ガウス型白色雑音（ＡＷＧＮ）を表す。ＯＦＤＭ信号をマルチパスのフェージングチャネルにて送信する場合、受信信号は振幅および位相について未知の変動を含む。コヒーレントな送信に対しては、チャネル推定器を用いてこれらの振幅および位相の変動を推定する必要がある。

以下、パイロットシンボル参照型のチャネル推定（ＰＡＣＥ）について説明する。ＰＡＣＥにおいては、既知の情報を送信するために送信データの一部分が予め確保され、これを「パイロットシンボル」と呼ぶ。パイロットシンボルは、チャネル推定の際に参照情報として用いられる。

問題を形式的に表現するため、第ｉＤ_ｆ番目のサブキャリアにおけるＯＦＤＭシンボルｌＤ_ｔの受信パイロットを以下のように表す。

おける、送信されたパイロットシンボルおよび送信アンテナμの伝達関数（ＣＴＦ）を表す。また、ＣＴＦは、ｌとｉ

は、フレームあたりのＯＦＤＭシンボルの数を表し、「Ｎ_ｃ」はＯＦＤＭシンボルあたりのサブキャリアの数を表す。Ｄ_ｆおよびＤ_ｆは、それぞれ周波数および時間領域におけるパイロット間隔であり、Ｎ_Ｔは送信アンテナの数である。最終目標

におけるシンボルＸ_ｌ，ｉ ^（μ）は、受信機において既知である。このような状況の下、チャネル推定を行うに際し、以下に掲げる処理を行う必要がある。
１．Ｎ_Ｔ個の重ね合わせ信号の分離処理
２．Ｄ_ｔまたはＤ_ｆが１以上である場合の補間処理

インに変換することにより未知数を減らすことが可能であり、これにより、時間ドメインでの方程式群を解くことが可能となる。この方法は、標準的な手法であるＤＦＴに基づく補間と一つのステップでＮ_Ｔ個の重ね合わせ解の推定および分離とを同時に行うことができるので、結果的に高い計算効率で推定値が得られるという点において、有効である。

結果を、Ｎ’_ｐ点を用いたＩＤＦＴによって時間ドメインへ変換する。続いて、Ｎ_Ｔ個の合成信号を逆行列によって分離する。時間ドメインでのチャネル推定は、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを用いてＩＤＦＴ処理の出力結果をフィルタリングして求められる。ＤＦＴに基づくの補間は、単純に（Ｎ_Ｃ−Ｑ）個の「０」をチャネルインパルス応答（ＣＩＲ）に対し付加するにより行なわれる。すなわち推定長の長さＱをＮ_Ｃ個のサンプルの長さに引き伸ばすのである。この方法はゼロパディングと呼ばれる。そして、Ｎ’_ｐ点を用いたＤＦＴを実行することにより、パイロットのＣＩＲの推定値を、ＯＦＤＭシンボル全体に対する周波数応答の推定値に変換する。離散フーリエ変換（ＤＦＴ）に基づく推定方法は、フーリエ変換の形式に従った計算効率の高い変換が存在する点および補間に基づくＤＦＴがシンプルである点で、有効である。

離散フーリエ変換（ＤＦＴ）に基づく推定は、フーリエ変換の形式による計算効率が高く、補間処理に基づくＤＦＴが単純であるという点において、有効である。

イエ・リー（Ｙｅ Ｌｉ）らは、“Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｆｏｒ ＯＦＤＭ Ｓｙｓｔｅｍｓ ｗｉｔｈ Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｉｎ Ｍｏｂｉｌｅ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｈａｎｎｅｌｓ”，ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｎ Ｓｅｌｅｃｔｅｄ Ａｒｅａｓ ｉｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．１７，ｎｏ．３，Ｍａｒｃｈ １９９９において、チャネルパラメータの推定に対する単純化した方法について述べている。この文献中、チャネル推定方法に係る計算が複雑となるのを防ぐため、トレーニングブロックにおいて特徴的なチャネルタップを特定することが記載されている。

しかしながら、ＤＦＴ（離散フーリエ変換）に基づくチャネル推定の方法は、通信チャネルがサンプル位置チャネル（ｓａｍｐｌｅ−ｓｐａｃｅｄ ｃｈａｎｎｅｌ）であると推定されるという仮定に基づくものである。サンプル位置チャネルとは、システムのサンプリングレートの整数倍において離散チャネル係数を有するチャネルのことである。このことは、通信チャネルには当該チャネルの連続フーリエ変換が離散値のみを含むような離散スペクトル成分が含まれ、したがってこのチャネルの連続フーリエ変換がサンプリングされたときチャネル情報が失われることがない、ということを意味する。しかしながら、この仮定は、例えば連続チャネルやサンプル間隔の非整数倍の実数チャネルタップ遅延を有するチャネルに対しては成立しない。周波数領域においてチャネル推定技術が用いられる限り、サンプル位置チャネルモデルで十分である。しかし、時間領域におけるチャネル推定に対しても常に十分であるとはいえない。このことは、ファンデルベーク（Ｊａｎ−Ｊａａｐ ｖａｎ ｄｅｒ Ｂｅｅｋ）ら著、“Ｏｎ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｉｎ ＯＦＤＭ−Ｓｙｓｔｅｍｓ”，Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，Ｃｈｉｃａｇｏ，ＵＳＡ，１９９５で述べられている。

時間領域におけるＤＦＴに基づくチャネル推定技術によれば、逆フーリエ変換を用いることによりチャネルインパルス応答を正確に計算することが可能である。しかしながら、これは任意のチャネルタップ遅延に対して可能であるわけではない。すなわち、サンプル位置チャネルが実際の移動無線チャネルに対する現実的なモデルではないため、時間領域におけるＤＦＴに基づくチャネル推定技術においては、常に推定誤りが発生することになる。

より正確には、非サンプル位置チャネルのサンプル位置チャネル伝達関数から導き出されたチャネルインパルス応答の推定は、時間領域においてサンプリングされた連続時間信号と一致しない。この誤差は、所定数の係数には集中しないが時間領域のチャネル推定を得るための逆フーリエ変換（ＩＤＦＴ）後の可能なすべての係数に亘って、変換後のチャネルが電力分配が分配されることに起因する。結果として、複数のチャネル入力応答の係数間において、電力分配にエイリアスが発生する。

さらに、チャネル電力は所定数の係数に集中していないため、チャネル電力に支配される係数であって仮定したチャネル係数の数の範囲外に表れる係数が無視される場合には、推定誤りが発生する。ここで、「チャネルに支配される」とは、対象の係数の電力がエイリアスがない状態で元のチャネル係数によって決定され、この結果エイリアス電力が小さくなる、という意味である。

複数の送信アンテナを備えたＯＦＤＭシステムにおける、ＤＦＴに基づくチャネル推定方法が、リー（Ｙ．Ｌｉ）ら著：“Ｓｉｍｐｌｉｆｉｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｆｏｒ ＯＦＤＭ Ｓｙｓｔｅｍｓ ｗｉｔｈ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｔｒａｎｓｍｉｔ Ａｎｔｅｎｎａｓ，”ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．１，ｐｐ．６７−７５，Ｊａｎ．２００２に開示されている。この文献において、特に、複数の送信機アンテナおよび受信アンテナにおいて送受信されるパイロットシンボルおよび受信においてチャネル推定に使用すべきパイロットシンボルを生成する方法が開示されている。好適なタイミングおよび周波数同期特性をもつトレーニング信号に、パイロットシンボル間と各パイロットシンボルに続く値の間とに位相シフトを導入した複素信号を乗算することにより、パイロットシンボルが生成される。より具体的には、位相シフトを生じさせる複素係数を各トレーニング信号に乗じる。この位相シフトは、乗算される値に代入される数に依存し、この数は、対応するトレーニング点に代入される数とトレーニング点の合計数とに依存する。パイロットシンボルは互いに直交しており、その位相はシフトしている。パイロットシンボルはＯＦＤＭ方式に従って変調され、複数の通信チャネルにて送信される。受信機において受信された信号には、複数のチャネルにて送信された複数の信号の重ね合わせが含まれる。リーらは、さらに、平均２乗誤差（ＭＳＥ）が最小となるように位相シフトされた信号に基づいて、パイロットトーンを設計する規則を開示している。しかしながら、トレーニング信号間に完全直交性を要求するのは困難であるため、逆行列を導入する必要が生じる場合がある。

図９は、送信アンテナが２つある場合における、リーらによって開示されたチャネル推定方法を示す図である。この推定装置は複数の乗算器から構成されるが、同図では、第ｎ番目の信号における第ｋ番目の値ｒ［ｎ，ｋ］に関連する３つの乗算器のみが示されている。第１乗算器９０１、第２乗算器９０３、第３乗算器９０５は、並列に配置され、それぞれ第１の入力／出力および第２の入力／出力を備えている。第１乗算器９０１からの出力は第１逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ブロック９０７に接続されており、第２乗算器９０３からの出力は第２逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ブロック９０９に接続されており、第３乗算器９０５からの出力は第３逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ブロック９１１に接続されている。計Ｋ個の乗算器が各ＩＦＦＴブロックに接続されている。ここで、Ｋは周波数ドメインにおける受信信号の長さを表し、計３Ｋ個の入力信号が３つのＩＦＦＴブロックに供給される。ＩＦＦＴブロック９０７、９０９、９１１は、それぞれＫ個の入力値に適用される逆フーリエ変換アルゴリズムを実行するように構成されている。さらに、ＩＦＦＴブロック９０７、９０９、９１１の各々は複数の出力を有するが、このうち各ＩＦＦＴブロックにおける先頭からＫ_０個の出力のみが使用される。残りの出力は、例えば、接地される。

このＩＦＦＴブロック９０７からのＫ_０個の出力は、第１推定ブロック９１３に接続され、第３ＩＦＦＴブロック９１１のＫ_０個の出力は第２推定ブロック９１５に接続される。ＩＦＦＴブロック９０９のＫ_０個の出力は、第１推定ブロック９１３および第２推定ブロック９１５に接続されている。第１推定ブロック９１３および第２推定ブロック９１５は、Ｋ_０個の出力を有しており、各出力はそれぞれ対応するフィルタ９１７に接続されており、各フィルタは１つの出力を備えている。第１推定ブロック９１３に対応するフィルタ９１７からのＫ_０個の出力は、第１フーリエ変換（ＦＦＴ）ブロック９１７に接続される一方、第２推定ブロック９１５に対応するフィルタ９１７のＫ_０個の出力は、第２フーリエ変換（ＦＦＴ）ブロック９２１に接続される。第１ＦＦＴブロック９１９および第２ＦＦＴブロック９２１は、Ｋ個の出力を備えている。ここで、上述したように、Ｋはサブキャリアの数である。更に、リーによって開示された単純化されたアルゴリズムに従って処理を行うため、第１推定ブロック９１３に対応する第１のフィルタ９１７が第２推定ブロック９１５に接続され、第２推定ブロック９１３に対応する第２のフィルタ９１７はさらに第１推定ブロック９１３に接続されることにより、複数のフィードバックループが形成される。

既に述べたように、図９は、送信アンテナが２つ存在するため、受信信号ｒ［ｎ，ｋ］がチャネル雑音の影響を受ける２つの送信信号の重ね合わせになっている場合における、従来技術の予測装置の例を示している。受信信号は、図９に図示されぬ分割手段によって２つに分割される。続いて、対応する送信アンテナの複素共役信号を受信信号に乗算する。さらに、第１の送信アンテナから送信されたパイロットシンボルを第２の送信アンテナから送信されたパイロットシンボルに乗じる。より正確には、受信信号の第１のコピーのＫ個の値に、第１のアンテナから送信されたパイロットシンボル複素共役のＫ個の値を乗じる。受信信号の第２コピーのＫ個の値に、第２の送信アンテナから送信されたパイロットシンボルの複素共役のＫ個の値を乗じる。さらに、第１のアンテナから送信されたパイロットシンボルのＫ個の値に、第２の送信アンテナから送信されたパイロットシンボルの複素共役のＫ個の値を乗じることにより、チャネル推定アルゴリズムに必要な中間値を得る。

上述したように、全ての乗算は並列的に行なわれ、乗算器９０１により得られたＫ個の計算結果が第１のＩＦＦＴブロック９０７にフィードバックされる。Ｋ個の乗算器９０３の各々により得られたＫ個の計算結果は、第２のＩＦＦＴブロック９０９にフィードバックされる。Ｋ個の乗算器９０５の各々により得られたＫ個の計算結果は、第３のＩＦＦＴブロック９１１にフィードバックされる。対応するそれぞれのＩＦＦＴブロックは、逆高速フーリエ変換を実行するように構成され、周波数ドメインの入力信号を時間ドメインの出力信号に変換する。

第１推定ブロック９１３および第２推定ブロック９１５は、複数の入力信号に基づいてチャネル推定アルゴリズムを実行する機能を有する。より正確にいえば、第１推定ブロック９１３は３Ｋ_０個の入力信号を受信し、第１送信アンテナから送信され該当する受信アンテナで受信された第１チャネルのチャネルインパルス応答に応じて、Ｋ_０個の出力信号を生成する。同様に、第２推定ブロック９１５にて３Ｋ_０個の入力信号が受信され、第２送信アンテナと当該受信アンテナとで構成される第２の通信チャネルに対応したＫ_０個の出力信号が生成される。Ｋ_０個の出力信号は、各々フィルタ９１７によりフィルタリングされる。

上述したように、チャネル推定ブロック９１３および９１５は、既に算出された値とＩＦＦＴブロックにて取得した値とに基づき、対応する通信チャネルのチャネルインパルス応答を推定するように構成されているので、フィルタからの出力信号は、各々第１推定ブロック９１３および第２推定ブロック９１５へフィードバックされる。各推定ブロックは、所望のチャネルインパルス応答を計算するために、逆行列ではなく行列ベクトル積を実行する推定アルゴリズムに従って動作する。フィルタリング処理と後段の高速フーリエ変換に必要な分のゼロパディング処理とを行うと、第１通信チャネルおよび第２通信チャネルのチャネル伝達関数が得られる。

上述したように、リーの方法においては、行列ベクトル積が登場する反復法を導入し、パイロットシンボルの直交性を利用することにより、逆行列の計算を回避している。しかしながら、２つの通信チャネルに対応した２つのチャネルインパルス応答を計算するためには、３つの逆高速フーリエ変換と３Ｋ個の乗算処理を行う必要がある。更に、リーのチャネル推定アルゴリズムは、行列ベクトル積を用いる結果、依然として計算が複雑である。よって、送信アンテナの数が増えると、複素数の乗算を行う回数も増えるため、リーの推定方法は一層複雑となる。加えて、チャネル推定に必要な複数の中間値を得るためには、逆フーリエ変換を用いた２つのパイロットシンボルの乗算が必要となる。従って、推定ブロック９１３および９１５を独立に動作させることはできず、両推定ブロック間の処理タイミングを調整・制御する機構が新たに必要となる。

しかしながら、リーはチャネルが非サンプル位置にある場合を想定してない。よって、リーが提案したチャネル情報の方法では、常に推定誤りが発生することになる。

ヤン（Ｙａｎｇ）らは、計算量が少なく、ウィンドウ処理を用いた、最小平均２乗誤差を用いたチャネル推定器に基づく離散フーリエ変換を提案している、（“Ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ ｌｏｗ−ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ ｗｉｎｄｏｗｅｄ ＤＦＴ−ｂａｓｅｄ ＭＭＳＥ ｃｈａｎｎｅｌ ｅｓｔｉｍａｔｏｒ ｆｏｒ ＯＦＤＭｓｙｓｔｅｍｓ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌｕｍｅ ４９ ｎｕｍｂｅｒ １１，Ｎｏｖｅｍｂｅｒ ２００１，ｐｐ．１９７７−１９８７を参照）。チャネル推定誤りを少なくするため、ＭＭＳＥ重み付けが用いられる。さらに、非サンプル位置チャネルによって生じるエイリアス誤りを少なくするため、周波数領域データにウィンドウ処理を行うことが提案されている。さらに、ヤンらは、時間領域におけるチャネル推定において、補間を行う際に、チャネル推定の最後の係数のみを当該チャネルインパルス応答の最初の位置に複製するような並び替え（ｒｅ−ｏｒｄｅｒｉｎｇ）を行うことを提案している。続いて、推定制度を上げるため、重み係数を用いてチャネルインパルス応答の係数に重み付けを行う。チャネルインパルス応答の長さに後段のＮ点ＤＦＴを合わせるため、重み付けがなされたチャネルインパルス応答にゼロが付加し、サンプル数Ｎの新たなシーケンスが一つ生成される。

しかしながら、ヤンらは、スペクトルリーケージ（ｓｐｅｃｔｒａｌ ｌｅａｋａｇｅ）を減少させることを目的としてデータのウィンドウ処理を適用した結果、チャネル電力のかなりの部分がすべての係数に亘って分配されてしまうような場合を想定していない。さらに、後段のフーリエ変換において必要となる周期的インパルス応答を得るため、最後のチャネル係数のみがチャネルインパルス応答の最初に位置に複製される。この結果、ヤンらが提案しているチャネル推定方法では、チャネル電力がすべての係数に亘って分配されていて、そのチャネルがサンプル位置チャネルであると推定される場合であって、結果としてそれらが無視できない場合には、推定誤りが発生することになる。さらに、ヤンらは１つのアンテナからなるシステムについてのみを想定している。よって、ヤンらが提案しているチャネル推定方法をＭＩＭＯの場合に直接的に適用することはできない。

さらに、チャネル係数の電力は広い範囲に分配されるため、上述した従来の推定方法には、推定チャネルインパルス応答の係数が現れる順序が正確でない場合があるという欠点を持つ。この結果、ある数の主なチャネル係数が除去されるため、推定誤りが発生する場合がある。

本発明は、非サンプル位置チャネルの推定に係る新たな概念を提供することを目的とする。

上記目的は、請求項１に係るチャネルのインパルス応答を処理する装置、請求項１９に係るチャネルのインパルス応答を処理する装置、請求項３１に係るチャネルのインパルス応答を処理する方法、または請求項３３に係るチャネルのインパルス応答を処理する方法のいずれかにより達成される。

本発明は、非サンプル位置チャネルのサンプル位置チャネル伝達関数から取得した推定チャネルインパルス応答を、チャネルインパルス応答のサンプル位置推定を後処理することによってチャネルの非サンプル位置性に起因した推定誤りを減少させるように、後処理することができるという知見に基づいている。

具体的には、チャネルインパルス応答の推定を含む係数の集合に適用される最小値探索を実行することによって、電力の集中によって特定される区間の外に現れるチャネル係数を発見することができる、ということが判明した。一度これらの係数を発見してしまえば、チャネル電力またはエイリアス電力によって支配される範囲の外に現れる係数を分類することを目的として、さらなる解析を実行することができる。

非サンプル位置チャネルのサンプル位置伝達関数から取得した推定チャネルインパルス応答が離散ポイントの集合に含まれるならば、各ポイントは１つの離散値を有している。この離散値は、例えば複素数であって、且つ対応する離散値に関連づけられた順序インデックスである。チャネルが非サンプル位置である場合、離散ポイントの集合におけるチャネルインパルス応答と対応づけられている立ち下がりエッジの後に、チャネル入力応答の立ち上がりエッジが現れる。この離散ポイントは、このチャネルインパルス応答の立ち下がりエッジと対応付けられた順序インデックスと同じか若しくはそれよりも大きな順序インデックスを持つ立ち上がりエッジと対応づけられている。チャネルが非サンプル位置であり、且つ際立ったエイリアス電力がある場合、すなわち可能なすべての係数にわたって拡散された係数電力がある場合、チャネルインパルス応答に対応付けられた立ち上がりエッジの電力は、当該チャネルインパルス応答の立ち下がりの電力と同等の大きさを有する。

更なる精度向上のため、立ち下がりエッジも考慮してもよい。たとえば、チャネルの非サンプル位置性を利用して立ち下がりエッジを更に拡張してよい。

ポイントの集合に対して適用される最小値探索を実行することによって、所定の順序インデックスに対応付けられた最小値を持つポイントを探し出すことが可能である。最小値を持つポイントが見つかると、チャネルの非サンプル位置性の影響が緩和された処理後のポイントの集合を取得するため、離散値の集合において所定の順序インデックスよりも大きな順序インデックスを有するポイントを加工することができる。この所定の順序インデックスよりも大きな順序インデックスを有するポイントは、当該所定の順序インデックス以上の係数の電力が、たとえば既知のチャネル電力または既知のチャネル長から求めた既知の区間の範囲内に集中している電力に等しいかまたはそれより小さい場合、例えば、ゼロに設定することができる。この当該区間に含まれている複数の離散ポイントは、当該離散ポイントの集合において最も小さな順序インデックスから当該区間の境界を定義している順序インデックスまでの順序インデックスを有している。

最小値を見つけるため、本発明に係る最小値探索部は、最初の順序インデックスと最後の順序インデックスとによって定義されるポイント間の区間内において、最小値を探索する機能を有する。この区間は、上述したように、例えばチャネル電力またはチャネル長等のチャネルの関する既知の情報から導出されるものであって、当該離散ポイントの集合よりも少ない数のポイントを含むものである。最後の順序インデックスは、離散ポイントの集合のもっとも大きな順序インデックスを有するポイントと対応付けられており、最初の順序インデックスは、区間のサイズがチャネル長によって決定されるように設定される。この既知の情報は、例えば、ある受信信号の自己相関関数の評価するなどして新たな電力推定方法を行うことにより、取得することができる。

本発明に係るインパルス応答処理装置は、最小値を有するポイントを探索する最小値探索部を有する。この最小値は、離散ポイントの集合における最小値または絶対値の最小値であってもよい。

本発明は、推定の精度を向上させる概念を提供する。本発明によれば、非サンプル位置チャネルのサンプル位置処理に起因して現れるチャネル係数を解析して処理するので、常に、規則的でない係数を考慮するか否かについて決定をすることができる。これにより、非サンプル位置チャネルに起因する規則的でない影響を考慮に入れた、更に精度の高い推定方法が提供される。

更に、本質的には、比較処理が実行されるだけであるから、非サンプル位置チャネルの特性に対応した規則的でない影響を緩和するために、離散ポイントの集合の後処理を低コストで行うことができる。したがって、システムが複雑になるようなことがない。

更に、本発明に係る概念が、ＭＩＭＯの場合における非サンプル位置のチャネル推定に直接的な方法で適用することが可能である。例えば、幾つかのチャネルインパルス応答が離散ポイントの集合に含まれており、各チャネルインパルス応答がそれぞれ複数の送信ポイントの１つから１つの受信ポイントまでの物理チャネルに対応している場合、各チャネルインパルス応答は、非サンプル位置チャネルのサンプル位置処理によって生じる非規則的な影響として解析することができる

リー（Ｌｅｅ）によって記載されているような、推定誤りを減少させるかもしくは完全に排除することができるような従来技術のチャネル推定方法を改良すること目的として、本発明の概念を適用することが可能である。

また、離散値の集合に含まれるチャネルインパルス応答が互いにエイリアスを引き起こしている場合、本発明の概念によれば、立ち上がりエッジと立ち下がりエッジとの間において、この場合における局所最小値である最小エッジを有する値を発見することができるため、エイリアスチャネルのインパルス応答を更に分離することができる。よって、このチャネルインパルス応答は、当該離散値の集合が現れる局所最小値の数を探索することにより、効率的に分離することができる。なお、この局所最小値の数は、送信ポイントの数に等しいかまたは小さい。

非サンプル位置チャネルに起因した離散ポイントの集合の後処理をより単純化するため、最小値探索の代わりに閾値処理を行うことができる。この閾値は、当該閾値よりも小さい離散値が、エイリアスによって支配される値を持つように選ぶことが可能である。これは、各係数の電力は、エイリアスの影響によって他の係数に分配された電力によって決定されるということを意味する。

一方、この閾値は、チャネルよりもエイリアスによって支配される大きさを持った離散値以下となるように、設定することができる。これは、例えばこの閾値を越える離散値の電力は、その大部分が例えば隣接する離散値からのエイリアス電力によってではなく電力係数によって決定される、ということを意味する。このような閾値は、例えば、当該閾値よりも小さな値の電力は、当該閾値の集合の電力よりも２０％低くなるように、離散値の集合の電力を評価することによってあるいは離散値の集合の最大値を評価することによって、発見してもよい。

当該離散ポイントの集合を閾値に基づいて加工処理するため、当該閾値以下の値を有する離散値については、例えば破棄することとしてもよい。すなわち、閾値よりも小さな値をゼロとするかまたは閾値以下であることを記憶するなどにより、それらの値が後段の処理において考慮されないようにするのである。あるいは、対応する値を単にメモリから消去する等することにより、破棄された値を除去してもよい。

チャネル電力に最も寄与している実質的なチャネル係数を見つけるためには、単純な閾値処理が適用されるべきであるから、 本発明に係る閾値処理に基づく方法には、エイリアスの影響を受けたチャネルインパルス応答の後処理を単純化・高速化するという効果がある。

また、本発明に係る概念によれば、非サンプル位置チャネルに起因する実質的なチャネル係数を発見し解析することができるため、本発明に係る概念は、チャネルの非サンプル位置性に起因して現れる実質的なチャネル係数が考慮されるように、離散値の集合を再配置するための効率的な方法を提供する。

本発明の方法は、ＭＩＭＯシステムにおけるチャネル推定に好適であるだけでない。本発明の方法は、システムの根幹設計に大きな変更を加えずに、周波数分割多重アクセスまたは時間分割多重アクセスシステム等の単一キャリアシステムもしくは多重アクセス送信システムに対しても適用することができる。

以下、本発明の態様を以下の図面を用いて詳細に説明する。
図１に示す装置は、入力部１０３と出力部１０５とを有する最小値探索部１０１を含む。出力部１０５はポイント加工手段１０７と接続され、手段１９７は入力部１０９と出力部１１１を有する。

手段１０２および手段１０７は並列に構成されるので、「ｘ（０），ｘ（１），．．．，ｘ（ｎ−１）」で表された離散ポイントの集合は、最小値探索部１０１の入力部１０３と、加工手段１０７の入力部１０９とへ供給される。離散ポイントの集合はチャネルインパルス応答を含み、各ポイントは「ｘ」で表される離散値と、対応するブラケット内における順序インデックスとを有している。チャネルが非サンプル位置であると仮定し、離散値の集合によって表されるチャネルインパルス応答は、立ち下がりエッジと、当該立ち下がりエッジおよび最小値の後に現れる立ち上がりエッジとを有する。つまり、立ち下がりエッジと立ち上がりエッジの間に最小値が位置する。この立ち上がりエッジがあるのは、チャネルの非サンプル位置性（すなわち非サンプル位置チャネルのサンプル位置処理）のためである。また、離散ポイントの集合に含まれるチャネルインパルス応答の位置も、立ち下がりエッジの後に現れると予想される立ち上がりエッジの位置も、既知でない。

チャネル雑音の影響を緩和するため、例えば少なくとも２つの送信されたＯＦＤＭシンボルに対応する離散ポイントであって、対象となっている離散ポイントの集合のうち最後の２つの集合の平均値から離散ポイントの集合を生成してもよい。この平均処理は時間領域で行う。あるいは、少なくとも２つのＯＦＤＭシンボルについて時間領域における平均をとり、平均化された時間領域の信号を変換することによって離散ポイントの集合を取得するようにしてもよい。

チャネルの非サンプル位置性に起因した非規則的な影響を低減若しくは除去するような方法でチャネルインパルス応答を処理するため、最小値探索部１０１は、他の１つのインデックスと関連付けられた最小値を有するポイントを探す機能を有する。

最小値探索部１０１は、例えば、当該離散ポイントの集合における最初の順序インデックスと最後の順序インデックスによって定義される区間内において、最小値を探す機能を有する。最初の順序インデッククスおよび最後のインデックスは、その離散ポイントよりも少ない数のポイントであってチャネルに関する既知の情報から導出することができる複数のポイント含む区間を定義する。この区間は、その区間内の離散値の電力が当該チャネルの電力によって決定されるように、設定してもよい。例えば、離散値の電力はチャネル電力の半分よりも大きくなるように選ぶことができる。また、その区間の離散値の電力は、チャネル電力の大きさ（例えばチャネル電力の８０％）となるように選ぶこともできる。

チャネル電力が既知である場合は、最後の順序インデックスを、離散ポイントの集合において最も大きな順序インデックスを有するポイントと対応付けてもよい。この場合、最初の順序インデックスは、サイズ（例えば区間の長さ）がチャネル長によって決定されるように設定される。チャネル長は、ＯＦＴＭ伝送方法等が用いられる場合は、例えばガードインターバルの長さから取得することができる。あるいは、典型的な伝送方式（すなわち都心エリア）に対しては、最大チャネル長を仮定することができる。最大チャネル長は、好ましくは、適用されている送信方式を考慮して予想される最大のチャネル長である。

チャネル長ではなくチャネル電力が既知の場合は、最後の順序インデックスは、離散ポイントの集合に含まれる最大の順序インデックスを有するポイントと対応付けられる。また、最初の順序インデックスは、当該区間内の離散値の電力がチャネル電力によって決定されるように設定される。上述したように、チャネル電力は、受信信号の自己相関関数等から導出することができる。あるいは、対象となっている伝送方式における典型的な電力に基づきチャネル電力を導出することもできる。

離散ポイントの集合におけるいくつかのポイントは、複素数でも実数でもよく、また正でも負でもよい。このため、最小値探索部１０１は、最小値を見つけるため、ポイントの大きさを決定する機能を有していてもよい。最小値探索部は、更に、離散ポイントの集合における最小値または所定区間内の局所最小値（極小値）を発見する機能を有する。更に、最小値探索部１０１は、複数の極小値を発見する機能を有する。

最小値探索部１０１は、出力部１０５を介し、ポイント加工手段１０７が探索処理を行うことによって発見した１または複数の最小値を提供する。手段１０７は、例えば、離散値の集合もしくは離散値の集合内の区間における、対象の最小値に関連付けられた所定の順序インデックスよりも大きな順序インデックスを有するポイントを加工する機能を有する。この加工処理の結果、チャネルの非サンプル位置性の影響が緩和された処理後のポイントの集合が得られる。

なお、手段１０７は、所定の順序インデックスよりも大きな順序インデックスを有するポイントを加工する機能のみを有するだけでなくてもよい。所定の順序インデックスに関連付けられた値を加工することも可能である。また、当該所定の順序インデックス以下の順序インデックスを有する値の数を加工することも可能である。

ポイント加工手段１０７は、更に、離散ポイントの再配置を行う機能を有していてもよい。例えば、所定の順序インデックスと等しいか若しくはそれより大きな順序インデックスを有するポイントを、離散ポイントの集合における１つの小さな順序インデックスの前に配置する。この低い順序インデックスが当該離散ポイントの集合において最小の順序インデックスである場合は、加工手段１０７は、当該所定の順序インデックスに等しいかまたはそれより大きい順序インデックスを有するポイントを、離散ポイントの集合の先頭に付与するようにしてもよい。どちらの加工処理も、離散ポイントに再び番号を付与することによって実行することができる。

加工手段１０７は、所定の順序インデックスよりも大きな順序インデックスを有するポイントの値をゼロとする機能を更に、有していてもよい。この場合、関連する値をゼロに設定する。このゼロは、機械精度や例えばシステム接地、論理ゼロ、または物理ゼロのいずれかによって決定される値である。

加工手段１０７は、所定の順序インデックスよりも大きな順序インデックスを有する値をゼロ処理する代わりに、所定の順序インデックスよりも大きな複数の値の中に、利用できるチャネル電力であってゼロにすると失われてしまう値が含まれているか否かを決定するために、所定の順序インデックスよりも大きな値を解析する機能を更に有してもよい。

このため、ポイント加工手段１０７は、離散ポイントの集合において最大の順序インデックスを有する値を所定の値と比較する機能を有していてもよい。最大の順序インデックスを有するポイントは、チャネルインパルス応答の立ち上がりエッジの最後の値を表している場合があり、この立ち上がりエッジは非サンプル位置チャネルのサンプル位置処理に起因したチャネルインパルス応答の立ち下がりエッジの後に現れる。したがって、手段１０７は、所定の順序インデックスよりも大きな順序インデックスであってチャネルインパルス応答に寄与するため無視できないインデックスを有する値が存在するか否かを決定するために、このような方法でこの値を解析することができる。

この所定値は、例えば、離散値の集合における最初の離散値（例えば当該離散値の集合において最小の順序インデックスを有する値）であってもよい。また、上述の比較処理は、例えば比較すべき値の大きさまたは絶対値に関して行ってもよい。しかし、上記の所定値は、例えば、サンプルを無視できる大きさのレベルを表す値であってもよい。このような大きさのレベルは、例えば、離散ポイントの集合における大きさの平均を取ることによって決定されてもよい。

最大のインデックスを有するポイントの値が所定値以下である場合は、所定の順序インデックスよりも大きな順序インデックスを有する最大値よりも大きなポイントを、例えばゼロに置き換えることができる。そうでない場合、すなわち、当該値が所定値と同じかそれより大きい場合、ポイント加工手段１０７は、最小値よりも大きい値を有するポイントであって且つ所定の順序インデックス以上のインデックスを持つポイントを、再配置処理または単なる再番号付与処理によって得られた処理後の値の集合の先頭に置くことができる。

あるいは、所定の順序インデックス以上の順序インデックスを有する離散ポイントの電力を所定の電力値と比較するように、ポイント加工手段１０７を構成してもよい。上述したように、所定の電力値は、例えば、離散ポイントの集合の全電力を計算し、離散ポイントの全電力をスケーリングすることにより得ることができる。ここでスケーリング因子として、例えば０．４を採用することができる。電力が当該所定電力値以下である場合は、最小値および所定の順序インデックスよりも大きな離散値をゼロすることができ、そうでない場合は、上述したように、最小値よりも大きなポイントであって所定の順序インデックス以上の値の他のインデックスを有するポイントを当該離散値の集合の先頭に置くことができる。

ポイント加工手段１０７は、処理後の離散ポイントの集合の長さを、後段のフーリエ変換等にて要求される長さに拡張する機能を更に有していてもよい。このため、ポイント加工手段１０７は、離散ポイントの集合の長さとは異なる長さを持つ処理後の集合を得るために複数のゼロが挿入されるように、チャネルインパルス応答の立ち下がりエッジと立ち上がりエッジとの間において、処理後の離散ポイントの集合を生成することができる。処理後の離散ポイントの集合が後段のフーリエ変換にて周波数領域に変換するために適用される場合、処理後の集合の長さは例えば２^ｎ（ｎは整数）に設定することができる。

加工手段１０７は、「ｙ（０），ｙ（１），．．．，ｙ（ｋ−１）」で表される処理後の離散ポイントの集合を出力する。ここで、ｋは処理後の離散ポイントの集合における離散ポイントの数を表し、離散ポイントの集合の数ｎとは異なるものである。

図２（ａ）は、離散ポイントの集合を加工することによって得られた、処理後の離散ポイントの集合の好適な一態様を表した図である。離散ポイントの集合「ｘ（０），ｘ（１），ｘ（２），．．．，ｘ（ｎ−２），ｘ（ｎ−１）」は、ｎ個（ｎは整数）の離散ポイントから構成される。各離散ポイントは、図２（ａ）に示す順序インデックスに対応した１つの離散値（ｘ）よって特徴付けられる。

図２（ａ）には、ポイント加工手段１０７にて実行される再配置処理が示されている。最小の順序インデックス（０）を有する処理後の離散ポイントの集合における第１番目のポイントｙ（０）と後続の離散ポイントｙ（１）とは、処理後の離散ポイントに当該離散ポイントの集合と同一の離散ポイントが含まれるように、最後の２つの離散ポイントを当該離散ポイントの集合の先頭に付加することによって得られる。例えば、処理後の離散ポイントの集合における第１の離散ポイントは、離散ポイントの集合の離散ポイントｘ（ｎ−１）より前の離散ポイントであるｘ（ｎ−２）に等しい。すなわち、離散ポイントの集合において単純にポイントに対し番号を振り直すことによって処理後のポイントを得ることができる。

図２（ｂ）は、最小値探索処理に基づいた離散ポイントの集合の加工を行うことによって得られた、処理後の離散ポイントの集合の更に別の態様を表す。

図２（ａ）に示す処理後の離散ポイントの集合とは異なり、図２（ｂ）に示す処理後の離散ポイントは、加工後の集合における第１番目の離散ポイントが当該離散ポイントの集合における最後の離散ポイントに等しく、且つ加工後の第２番目の離散ポイントが当該離散ポイントの集合における最後の離散ポイントと等しくなるように、当該離散ポイントの集合を加工することによって得られる。例えば、後続の３つの処理後の離散ポイントが第１番目の離散ポイントに等しく、順序インデックス（５）から始まる他の処理後の離散ポイントはゼロ処理される

図２（ｃ）は、最小値探索に基づいた離散ポイントの集合を加工することにより得られた処理後の離散ポイントの集合の更に別の態様を表す。

処理後の離散ポイントの集合は、例えば、離散ポイントの集合における最初の３つの離散ポイントを考慮に入れ、他の離散ポイントはゼロとする（一般的には破棄する）ように、離散ポイントの集合を加工することによって得られる。破棄された係数の電力はエイリアス電力によって支配される等の場合に、離散ポイントの集合における最後の２つの離散ポイントに現れる立ち上がりエッジが破棄（無視）されるなどすると、加工手段１０７は、例えば、このようにして加工された離散ポイントの集合を提供してもよい。

図２（ｄ）は、離散ポイントの集合を加工することにより得られた処理後の離散ポイントの更に別の態様を示す。この態様では、離散ポイントの集合における最初のｋ個の離散ポイントのみを考慮に入れている。すなわち、関連するｋ個の値のみが考慮されているため、図２（ｄ）に示す処理後の離散ポイントの集合の長さは、離散ポイントの集合の長さよりも短い。順序インデックス「ｋ−１」は、離散値の集合における最小値に対応した順序インデックスを表している。

図３には、本発明に係る、離散ポイントの集合を含むチャネルインパルス応答処理の概念が表されている。

図３に示す離散ポイントの集合は、例えば、非サンプル位置チャネルのサンプル位置チャネル伝達関数を離散フーリエ変換することによって得ることができる。よって、離散ポイントの集合は図３に示すＤＦＴブロックを表す。チャネルの非サンプル位置性に起因して、チャネルインパルス応答の周期的拡張として表現されるエイリスが発生する。

エイリアスの影響によって、離散ポイントの集合（ＤＦＴブロック）に含まれるチャネルインパルス応答は、現れる順序が間違った状態の離散ポイントで構成される。より具体的には、離散ポイントの集合における最後の数個の離散ポイントは、図３に示すインパルス応答の立ち上がりエッジを表す。次の数個の離散ポイントは、立ち上がりエッジの前に現れるチャネルインパルス応答の残りの部分を表す。

チャネルインパルス応答を構築するため、立ち上がりエッジを発見する必要がある。立ち上がりエッジの位置は予め知ることができないからである。このため、本発明に係る最小値探索部は、上述した所定の順序インデックスに対応する最小値を持つ離散ポイントを発見することを目的として、離散ポイントの集合内において最小値の探索を行う。すなわち、最小値によってΔｎ個の値で構成されチャネルインパルス応答の立ち上がり位置を表す区間の先頭に目印がつけられることになる。

処理後の離散ポイントの集合において正しい順序で現れる係数を有するチャネルインパルス応答が含まれるように、チャネルインパルス応答の再配置を行うため、加工手段１０７は、最後のΔｎ個の離散ポイントを当該離散ポイントの集合の先頭に付加することによって、周期的シフトを実行することができる。この結果、処理後の離散ポイントの集合に正しい時間領域におけるチャネルインパルス応答の表現が含まれる。この表現は、時間領域で（すなわち分散フィードバック等化器を用いて）チャネル等化を行う際に便利である。

あるいは、手段１０７は、離散ポイントの集合の長さを拡張するため、立ち上がりエッジと立ち下がりエッジの間に複数のゼロを挿入することにより、処理後の離散ポイントの集合が後段のフーリエ変換なとで必要とされる長さを有するようにしてもよい。

なお、分離処理およびゼロパディングの後、周期的シフトを除去すべきである。周期的シフトを除去しないと、周波数領域におけるチャネルインパルス応答（ＦＦＴブロックの後）に対して変換処理を行うと、余計な位相シフトが付加されることになる。なお、分離の境界をシフトすることと周期的シフトを行うことは等価である。

このシフト処理は、補間を行うための１つの送信アンテナに対しては利点がない。この場合、補間のために挿入すべき複数のゼロは、当該離散ポイントの集合の最後尾に挿入される。

上述したように、手段１０７は、立ち上がりエッジがゼロとなっているかまたは離散ポイントの集合の先頭に付加されているかを判定するために、更に、立ち上がりエッジの電力を評価してもよい。

図３は、情報を受信機に送信するために１つの送信アンテナのみが用いられる単一入力・単一出力の場合を示している。すなわち、図３に示す離散ポイントの集合には、チャネルインパルス応答が１つだけ含まれる。しかし、上述の通り、複数の送信ポイントが複数の送信信号（例えば、チャネル推定のために互いに直交し位相がシフトされたパイロットシーケンス）を送信するＭＩＭＯ送信システムに対し、本発明の概念を適用することも可能である。すなわち、ＤＦＴに基づくチャネル推定方法が受信機におけるチャネル推定に適用される場合、パイロットシンボルの位相シフトを遅延に変換することが可能である。入力信号には複数の通信チャネルを介して送信されたパイロットシーケンスに基づく複数の信号の重ね合わせが含まれ、この入力信号を変換して変換後の信号を生成することにより、複数のパイロットシンボル間における位相シフトが複数の遅延に変換される。このため、変換された信号の離散値の集合を複数のグループに区分することができる。各々のグループは、以前のグループに対する１つの遅延を有し、１つのチャネルのチャネル情報（チャネルインパルス応答など）表している。位相シフトを遅延に変換するため、換言すれば位相シフトをチャネル推定に利用するため、位相シフトの遅延への変換のために１つの変換器（ＤＦＴに基づく変換器など）を適用することが可能である。実際には、遅延が発生しているグループにはチャネル情報が含まれているからである。

すなわち、ＭＩＭＯにおいては、離散ポイントの集合には幾つかのチャネルインパルス応答が離散ポイントのグループとして含まれている場合があり、この場合、連続する２つのグループには互いに遅延が発生している。

しかし、実際のチャネルはしばしば非サンプル位置にあるため、対応するチャネルのチャネル情報を含む複数のポイントからなるグループは、互いにエイリアスを引き起こしていることがよくある。更に、上述したように、立ち上がりエッジが特定のチャネルインパルス応答の立ち下がりエッジの後に現れる等の理由により、連続する複数の離散ポイントを単に選択するだけでは、少なくとも１つのグループ（すなわちチャネルインパルス応答）を特徴づけることはできない。

図４は、互いに遅延を有する複数のチャネルインパルス応答（複数のグループ）を含んでいる１つの離散ポイントの集合を表している。具体的には、離散ポイントの集合に含まれるチャネルインパルス応答の数はＮ_Ｔに等しい。このＮ_Ｔは、情報を１つの受信ポイントに送信する送信アンテナ（送信ポイント）の数を表すものである。

変換を実行することによって、離散ポイントの集合には、チャネルインパルス応答を表す当該数の遅延グループが含まれる。具体的には、第１の離散ポイントの集合のうちの第１の離散ポイント群は１つのチャネルインパルス応答に対応し、第２の複数の離散ポイント群は、第１の離散ポイント群に対して遅れている他の１つのチャネルインパルス応答に対応し、・・・という具合である。

チャネルのサンプル位置性に起因して、離散ポイントの集合における最後の離散ポイント群はチャネルインパルス応答の立ち上がりエッジに対応し、立ち上がりエッジは順序インデックスを有し、この順序インデックスは第１の離散ポイント群に関連づけられた他のインデックスよりも実質的に大きな値をもつ。更に、対応する複数のチャネルインパルス応答間にはエイリアスが発生するとともに、アンテナからのエイリアスとアンテナＮ_Ｔとからのエイリアスとして表される離散ポイントの集合の周期的繰り返しが更に付加される。

図４に示すように、チャネルインパルス応答の立ち上がりエッジは、別のチャネルインパルス応答のエイリアスとなるため、当該他のチャネルインパルス応答と当該他のチャネルインパルスの応答立ち上がりエッジとの間で、当該チャネルインパルス応答の立ち上がりエッジと当該他のチャネルインパルス応答との両方に割り当てることができる複数の係数が存在する。

ここで、図４に示す当該チャネルインパルス応答と当該他のチャネルインパルス応答とを参照すると、当該他のチャネルインパルス応答は、他の１つの送信ポイントから１つの共通受信ポイントまでに係る他の１つのチャネルに対応する。当該他のチャネルは、上述したように、チャネルインパルス応答によって特徴付けられるチャネルの非サンプル位置性に起因した立ち上がりエッジに対してエイリアスを引き起こす別の１つの立ち下がりエッジを有する。しかし、当該他のチャネルインパルス応答によって表される他のチャネルもまた、非サンプル位置チャネルである場合も考えられる。

処理後の離散ポイントの集合を得るため、図１に示す本発明に係る最小値探索部１０１は、第１の順序インデックスおよび第２の順序インデックスによって定義される区間内で最小値を探す機能を有していてもよい。この第２の順序インデックスは、Ｎ_Ｐで表される離散ポイントの集合における最も大きな順序インデックスによって決定される。例えば、区間を生成する第２の順序インデックスから既知の最大チャネル長を減算することにより、第１の順序インデックスを得ることができる。

ポイント加工手段１０７は、１つの区間内で発見した最小値に基づいて処理後の離散ポイントを生成する機能を有していてもよい。最小ポイントよりも大きな（すなわち所定の順序インデックスよりも大きな）順序インデックスを有するポイントは、処理後の値であって当該離散値の集合における最小の順序インデックスを有するポイントよりも小さな値から構成される処理後の集合における順序インデックスとなる。これは、例えば、離散ポイントの集合を再配置することによって処理後の離散ポイントの集合が生成されるように、立ち上がりエッジに対応する値を離散ポイントの集合の先頭に付加することにより実行することができる。

更に、ポイント加工手段１０７は、処理後のポイントの集合を後段のフーリエ変換にて要求される長さに適応させるため、処理後の集合が離散ポイントの集合の長さとは異なる長さを有するように、チャネルインパルス応答の立ち下がりエッジと、当該チャネルインパルス応答を拡張するための当該チャネルインパルス応答の立ち上がりエッジとの間に、複数のゼロを挿入する機能を有していてもよい。

最小値探索部１０３は、離散ポイントの集合に含まれるチャネルインパルス応答を分離することができるように、複数の最小値を見つける機能を更に有していてもよい。例えば、最小値探索部１０７は、図４に示すようなチャネルインパルス応答の立ち下がりエッジに後に現れる他の最小値を探す機能を有していてもよい。チャネルインパルス応答を選択するため、手段１０７は、残りの離散ポイントが、チャネルインパルス応答に対応した離散ポイントとして割り当てられるように、当該他の最小値と当該最小値との間の離散ポイントに対しゼロ処理を行う機能を有する。

また、ポイント加工手段１０７は、図４に示す処理後の離散ポイントの集合を取得するため、第１のチャネルインパルス応答の立ち上がりエッジに対応する他の離散ポイントを、離散ポイントの集合の先頭に付加する機能を有していてもよい。ここで、チャネルインパルス応答は、各々離散ポイントの集合において対応する連続した離散ポイント群によって表される。

また、加工手段１０７は、所定の順序インデックスよりも大きな順序インデックスを持つポイントが、処理後の離散ポイントの集合における次のエッジに対応した順序インデックス以下である順序インデックスとなるように、離散値の集合を再配置する機能を有していてもよい。

最小値探索を行う代わりに、離散値の集合を解析してチャネルインパルス応答に主要な寄与を及ぼしている離散値を検出するために、閾値処理を行ってもよい。この閾値は、エイリアスに支配される大きさを有する離散値以上で、エイリアスではなくチャネルに支配される大きさを有する離散値以下となるように、閾値提供手段によって決定することができる。この閾値は、当該閾値よりも小さな離散ポイントの電力（係数）が既知のチャネル電力に比べて著しく小さい（例えば２０％）となるように、既知のチャネル長や既知のチャネル電力などから決定することができる。

あるいは、この閾値は、常に計算することが可能な離散ポイントの集合に係る電力から決定してもよい。すなわち、この閾値は、当該閾値よりも小さな値が離散ポイントの全電力に対して重要な寄与をしないように、離散ポイントの集合の電力を計算することによって取得することができる。例えば、当該閾値の離散ポイントの電力が全電力の１０％以下となるように閾値を設定することができる。

閾値提供手段を、閾値の計算を繰り返し行うように構成してもよい。例えば、閾値提供手段は、第１の閾値を提供し、当該閾値以下の値の電力を計算し、第２の閾値を計算し、第２の閾値以下の離散ポイントの電力を計算し、・・・という処理を、例えば上述の電力条件を満たす閾値が見つかるまで、繰り返す。

比較処理を行うため、本発明に係る装置は、好ましい態様において、離散ポイントの集合の離散値と当該閾値とを比較する手段を有する。この比較処理は、例えば、閾値から離散値の絶対値を減算することによって実行し得る。

閾値よりも小さな値についての処理を行うため、本発明に係る装置は、例えば当該閾値以下の大きさを有する離散ポイントを破棄する手段を更に有していてもよい。具体的には、比較手段および破棄手段は、チャネルインパルス応答の立ち上がりエッジに対応付けられた離散ポイントに対して処理を行ってもよい。

上述した閾値に基づく方法を採用する利点は、最小値の探索などに関連して閾値の処理を実行することができるという点である。この結果、最小値よりも大きな値を更に解析して、選択した閾値に基づき破棄する（または破棄しない）ことができる。

図５は、本発明に係る、離散ポイントの集合に含まれるチャネルのインパルス応答を処理する装置を示す。離散ポイントの各々は、非サンプル位置チャネルによって引き起こされるエイリアスの影響が緩和された処理後の離散値の集合を得るために、１つの離散値と上述した１つの順序インデックスとを有している。

図５に示す装置は、入力部５０３および出力部５０５を備えた閾値提供手段５０１を含む。出力部５０５は、比較手段５０７と接続されている。比較手段５０７は、入力部５０９と、破棄手段５１３に接続された出力部５１１とを備える。破棄手段５１３は、入力部５１５と出力部５１７とを備える。さらに、手段５０１の入力部５０３、手段５０７の入力部５０９、および手段５１３の入力部５１５は互いに接続されており、手段５０１、手段５０７および手段５１３は並列的に配置され、対応する入力部を介し「ｘ（０），ｘ（１），．．．，ｘ（ｎ−１）」で表される離散ポイントの集合を同時に受け取る。破棄手段５１３は、出力部５１７を介し「ｙ（０），ｙ（１），．．．，ｙ（ｋ−１）」で表される処理後の離散ポイントの集合を提供する。

ただし、手段５０１、５０７および５１３が離散ポイントの集合または離散ポイントの集合の複数の複製（コピー）に対して処理を行うことができる限り、入力部５０３、５０９および５１５が互いに接続されることはない。

離散ポイントの集合は、例えば、１つの送信ポイントと１つの受信ポイント間に係る１つの通信チャネルに対応したチャネル情報を含んでいてもよい。しかし、離散ポイントの集合は、複数のチャネル情報（例えば、複数のチャネルインパルス応答であって、各チャネルインパルス応答は、複数の送信ポイントのうち対応する１つの送信ポイントから、当該受信ポイントまでの複数の通信チャネルのうちの１つに対応している）を含んでいてもよい。さらに、この離散ポイントの集合は、非サンプル位置時間領域チャネルの周波数領域における表現となっている他の離散ポイントの集合に対してサンプル位置フーリエ変換を行った結果として得られたものであってもよい。

閾値提供手段５０１は、エイリアスに支配される大きさを有する離散値以上で、エイリアスではなくチャネルに支配される大きさを有する離散値以下となるように、閾値を決定するように構成されていてもよい。換言すれば、エイリアスに支配されている離散値の電力は、チャネルの非サンプル位置性のために１つの値が数個の値に亘って電力拡散されることに起因したエイリアス電力によって支配されるということである。他方、チャネルに支配されている値は、エイリアス電力ではなく対応するチャネル係数によって実質的に決定される電力を有する。

閾値提供手段５１０は、離散ポイントの集合の電力に基づいて閾値を提供する機能を有していてもよい。例えば、離散ポイントの集合の全電力を計算し、全電力に対し好適なスケーリング処理を行うことによって閾値を導出し、閾値を例えば全電力の２０％に等しくなるようにする。しかし、閾値提供手段５１０は、上述した種々の機能を有していてもよい。例えば、手段５０１は、処理後の離散値の電力が、例えば離散値の集合に係る全電力の８０％となるように、閾値を決定するように構成されてもよい。

処理後の離散値の集合に係る電力を計算するため、フィードバックループを導入することができることにより、電力レベルに依存する閾値を上述のように正確に計算することができる。また、この閾値は、離散ポイントの集合におけるサブ区間内で、最小値探索部についてすでに説明した方法と同様の方法で、決定されてもよい。例えば、閾値提供手段は、離散ポイントの集合において最後の離散ポイント群を含むサブ区間の中で機能してもよい。最後の離散ポイント群に含まれる離散ポイントの数は、例えば既知のチャネル長によって決定することができる。更に、サブ区間の電力を、離散ポイントの集合の中で最も小さな順序インデックスを有するポイントから始まる第２の離散ポイント群に係る電力と比較してもよい。ここで、ポイントの数がチャネルインパルス応答の立ち上がりエッジと関連付けられている場合は、第２の離散ポイント群を当該チャネルインパルス応答の残りの部分と関連付けることができる。離散ポイントの電力が例えば第２の離散ポイント郡に係る電力の２０％以下であるならば、閾値提供手段５０１は、破棄すべきポイントによって当該電力基準が満たされるように、閾値を決定することができる。

手段５０１は、決定した閾値を出力部５０５を介して比較手段５０７に提供する。手段５０７は、離散ポイントの集合から得た値と当該閾値とを比較する機能を有する。

比較手段５０７は、離散ポイント全体に対し処理を行ってもよい。しかし、この比較処理は、比較対象の値が所定のインデックス以上の順序インデックスを持ち、所定のインデックスは例えば既知のチャネル長およびチャネル電力のいずれか１つのみから導出される場合、ハードウェア構成の複雑性を鑑みて効率的に実行することができる。比較処理の効率を向上させるため、当該所定のインデックスが、エイリアスのない状態における推定チャネル長若しくは既知のチャネル長を表すように（すなわち、当該所定のインデックスが、エイリアスではなくチャネルによって支配される離散値を有する区間を表すように）、当該所定のインデックスを選択することができる。例えば、所定のインデックスが離散ポイントの集合において最小の順序インデックスから始まるチャネル長の２／３以上となるように、選択することができる。

比較手段５０７は、例えば、出力部５１１を介して破棄手段５０３を制御することができる。より正確には、比較手段５０７は、破棄すべき値の順序インデックス等の制御情報や、破棄手段５１３が離散ポイントに対して動作を行って短縮された入力チャネルインパルス応答を含み得る処理後の離散値の集合を取得するために必要なその他の情報を出力することができる。

破棄手段５１３は、比較手段５０７から取得した情報に従って、破棄すべき値をゼロとする処理を行う機能を有していてもよい。このように、ゼロ処理された値については後段の信号処理の対象から除外することができるので、短縮されたチャンネルインパルス応答を取得することができる。更に、手段５１３は、所定のインデックス以上のインデックスを有し且つ閾値以下である破棄すべき値に対してのみ機能することができるため、破棄手段５１３は、ハードウェア構成の複雑さや処理速度の点で、より効率的に動作することが可能である。上述したように、所定のインデックスは既知のチャネル長またはチャネル電力から導出することができるので、所定のインデックスはエイリアスがない状態の推定チャネル長を表すことになる。

上述したように、離散ポイントの集合には、ＭＩＭＯ送信方式に起因した複数の通信チャネルに関するチャネル情報が含まれている場合がある。すなわち、この場合、離散値の集合には、他の１つの送信ポイントと１つの共通受信ポイントとの間に係る他の１つのチャネルに係るインパルス応答が含まれることになる。

図６に、離散ポイントの集合を処理して得られた処理後の離散ポイントの集合を示す。

図４に示した構成と比較するため、図５を用いて説明した本発明に係る装置の機能を説明するために閾値を図６に示す。

比較手段５０７に提供される閾値は、その閾値より小さな値が破棄されるように、離散ポイントの集合全体に対して適用することができる。ただし、比較手段５０７は、インパルス応答の立ち上がりエッジを含む区間に対し作用してもよい。この場合、他のチャネルの立ち下がりエッジと、当該閾値以下の当該チャネルインパルス応答の立ち上がりエッジとの間における値のみが破棄されることになる。ただし、閾値処理は閾値によって与えられる上限値（最大値）の定義に依存するため、閾値と等しい値を破棄してもよい。

閾値処理が離散ポイントの集合全体に対して適用される場合は、上述したように対応する離散ポイント群を対応するチャネルインパルス応答に割り当てることができるように、分離処理等を行うなどして離散ポイントの集合に含まれるチャネルインパルス応答を分離することができる。

また、図５に示す装置は、更に、離散値の集合において最小値を持つポイントを探す最小値探索部を有していてもよい。破棄手段は、更に、離散ポイントの集合における最小値に関連付けられた最小値の後に現れる閾値よりも小さな値を破棄する機能を有する。この方法には、対応する最小値の対応する近傍のみに閾値を適用することができるという利点がある。当該対応する最小値は、最小値でもある区間内の極小値（局所最小値）でもよい。結果として、処理速度の向上および本発明に係るハードウェア構成の単純化に必要な処理のみが実行されるので、離散ポイントの集合に含まれるチャネルインパルス応答を効率的に分離することができる。

また、図５に示す装置は、例えば閾値よりも大きな複数の離散ポイントを包含する処理後の離散ポイントの集合に対して作用するポイントを加工する加工手段を有していてもよい。この場合、当該複数の離散ポイントのうちの第１の離散ポイントであって、当該閾値よりも小さな離散ポイントに続き、且つ当該閾値よりも小さなポイントにおいて最も大きな順序インデックスを持つポイントと、第２の離散ポイントであって、処理後の離散ポイントにおいて最も大きな順序インデックスを持つポイントとを決定してもよい。ここで、第１の離散ポイントおよび第２の離散ポイントは、当該閾値よりも大きな離散ポイントを有し、且つ最小値に対応した順序インデックス以上の順序インデックスを有するチャネルインパルス応答の区間の立ち上がりエッジを含む区間に属する。

この情報に基づき、加工手段は、処理後の離散ポイントの集合における最小の順序インデックスを有する離散ポイントの前に、当該複数の離散ポイントが配置されるように、処理後の値の集合に対し再配置を行って処理後の値の集合を得る機能を有していてもよい。小さな順序インデックスは、当該離散ポイントの集合における最小の順序インデックスを含んでいてもよい。この場合、図６に示すように、当該閾値以上の大きさを持つチャネルインパルス応答の立ち上がりエッジと、当該最小値に対応した順序インデックス以上の順序インデックスとに対応付けられた離散ポイントが、処理後の離散ポイントの集合の先頭に付加される。なお、Δｎは付加される係数（値）の数を表す。

更に、加工手段は、処理後の離散ポイントの集合に複数のゼロを付加することにより、処理後の離散ポイントの集合の長さを例えば２^ｎ（ｎは整数）に拡張する機能を有していてもよい。

更に、加工手段は、立ち上がりエッジと立ち下がりエッジとの間に複数のゼロを挿入する機能を有していてもよい。ここで、順序インデックスはゼロを挿入すべき位置であって、最小値に関連付けられた順序インデックス等によって決定される位置を表している。再び図６を参照すると、処理後の離散ポイントの集合の長さを拡張する目的で、他のチャネルインパルス応答の立ち下がりエッジと当該チャネルインパルス応答の立ち上がりエッジとの間に、複数のゼロが挿入され得ることが判る。更に、加工手段は、処理後の離散ポイントの集合に当該チャネルインパルス応答に対応したポイントのみが含まれるように、チャネルインパルス応答の後であって且つ当該チャネルインパルス応答の立ち上がりエッジよりも前にある値に対してゼロ処理を行う機能を有していてもよい。

ＭＩＭＯの場合において複数のチャネルのチャネル情報を選択するため、図４および６に関連して説明したように、加工手段は、最小値探索処理または閾値処理に基づいて、複数のチャネルインパルス応答のうち対応する１つのインパルス応答を選択することができるように構成されてもよい。すなわち、加工手段を、離散ポイントの集合からグループを選択する選択器として構成することができる。このグループは、上述したように、チャネルインパルス応答を表す離散ポイントを複数含むものである。

離散ポイントの数は、既知のチャネル長によって決定してもよい。１つのグループに含まれる離散ポイントの数は、必ずしも連続した複数のポイントから構成されている必要はない。再び図６を参照すると、完全なチャネルインパルス応答（および立ち上がりエッジ）を内包するグループには、チャネルインパルス応答の残りの部分から分離されたポイントであって当該チャネルインパルス応答の立ち上がりエッジに起因した連続していない離散ポイントが含まれていることが判る。

このため、チャネルインパルス応答の主要な部分を立ち上がりエッジが占めていると考えられる場合は、加工手段は、特定のチャネルインパルス応答によって特徴付けられる連続した離散ポイントの集合から構成されるグループを生成するため、選択処理を行う前に処理後の離散ポイントの集合に対して再配置を行ってもよい。これにより、例えば離散ポイントの集合または処理後の離散ポイントの集合において最小の順序インデックスを持つ１つの離散ポイントから始まる連続した離散ポイントを選択することによって、チャネルインパルス応答を含むグループを分離することができる。また、いずれの通信チャネルも非サンプル位置チャネルでない場合、加工手段は連続した離散ポイントを連続的に選択することにより直接的にグループを選択するので、選択処理に先んじて加工処理を行う必要がない。

ただし、本発明の最小値探索部は、より効率的に複数のグループを選択するため、第１の最小値および第２の最小値を選択することができるように構成されてもよい。この第１の最小値は、例えば第１の順序インデックスに対応し、既知のチャネル長もしくは最大チャネル長等によって決定される長さを有する第１の区間に属するものである。この最大チャネル長は、推定される複数のチャネルの中で最長のチャネルの長さから決定される。

一方、第２の最小値は、例えば第２の順序インデックスに対応するものであって、既知のチャネル長によって決定される長さを有する第２の区間に属するものである。第２の区間は、図６に示す、他のチャネルインパルス応答の立ち下がりエッジおよび当該チャネルインパルス応答の立ち上がりエッジから決定することができる。第１の区間は、当該チャネルインパルス応答の残りの部分と、後続のチャネルインパルス応答の立ち上がりエッジとに対応した離散ポイントを含んでいてもよい。

特定の１つのチャネルからチャネル情報を含む１つのグループを選択するため、離散ポイントの集合において最小の順序数を有する離散ポイントから、当該第１番目の順序インデックスを有する離散ポイントまでの第１の離散ポイントの集合を前記選択部が選択する場合、上述したように、選択すべき値の加工処理が事前に行われることを回避することができる。これにより、チャネルインパルス応答の最も主要な部分を発見し、離散ポイントの集合において第２番目の順序インデックスを有する離散ポイントから、当該離散ポイントの集合において最大の順序インデックスを有する離散ポイントまでの第２の連続した離散ポイントの集合を選択することができる。この場合、第２の離散ポイントの集合はチャネルインパルス応答の立ち上がりエッジであり、第１の離散ポイントの集合は、当該チャネルインパルス応答における当該立ち上がりエッジより後の部分となる。

図７に、選択部を備えた本発明に係る複数のチャネルを推定する装置のブロック図を示す。

図７に示す装置は、２つの入力部と１つの出力部を備えた乗算器７０１を有している。乗算器７０１の出力部は、変換後の信号を提供する複数の出力部を備えた変換部７０３と接続されている。変換部７０３の複数の出力部は、適切なグループ選択に必要となる遅延情報を提供する制御入力部１０４を備えた選択部１０５と接続されている。選択部７０５は、変換部７０５の入力部の数と等しい数（すなわち変換部７０３の出力部に等しい数）の出力部を有する。選択部１０５の複数の出力は、複数の出力部を備えたチャネル情報決定手段７０７と接続されている。

図７に示す装置は、本発明に係る、互いに所定の直交性の範囲で直交し、かつ位相シフトを有するパイロット信号に基づく簡易な構成のチャネル推定方法を実行する。各々、複数のパイロットシンボルから構成され、複数の送信ポイントのうちの１つに対応している複数のパイロット信号シーケンスが、同一の複素振幅シーケンスによってスクランブル処理されている場合、当該パイロットシーケンスには複素振幅シーケンスおよび位相情報が含まれる。送信ポイントは、パイロットシーケンスに基づき、複数の通信チャネルを介して信号を送信する。なお、このパイロットシーケンスは、送信される前に、ＯＦＤＭ等の変調方式に従って変調されている。１つの受信ポイントで受信された信号（図７には示さず）には、複数の送信信号の重ね合わせに加え、通常、チャネル雑音を表す歪みが複数重ね合わされたものが含まれている。ＯＦＤＭ復調方法に従って復調を行うと、図７に示すような受信信号が得られる。このため、乗算器７０１は、振幅情報とスクランブル処理によって各パイロットシーケンスに対して導入された位相情報とを除去するために、受信信号に複素シーケンス（スクランブルシーケンス）の複素共役を乗じる機能を有している。受信信号は、連続した離散受信信号値の集合であり、乗算器７０１は、連続した離散受信信号値の集合の各々の値および連続した離散受信信号値における対応する値に対し、１回の複素乗算を実行する機能を有する。この複素乗算を複数回行うと、入力信号に対する連続した離散入力値の集合が得られる。

入力信号には、複数のパイロット信号（例えば、それぞれ第１、第２、第３の送信ポイントから送信された第１、第２、第３のパイロットシーケンス）に基づく信号の重ね合わせが含まれる。すなわち、入力信号にはパイロットシーケンスの位相シフトが含まれ、この位相シフトは更に前処理としての乗算を行うことにより、除去される。あるいは、入力信号は、位相シフトを遅延に変換する機能を有する変換部７０３に供給される。

変換部７０３は、位相シフトを遅延に変換することができればどのような変換器であってもよい。例えば、変換部７０３は、フーリエ変換、高速フーリエ変換、離散フーリエ変換、逆フーリエ変換、逆高速フーリエ変換および離散逆高速フーリエ変換のいずれであってもよい。具体的には、入力信号は連続した入力信号値の集合であって、変換部は、連続した入力信号値の集合を、離散値の集合である変換後の信号に変換する。ここで、変換後の信号の離散値の集合における離散値の数は、入力信号の集合における入力信号値の総数に等しい。

このため、変換部は、離散値の集合に適用される１つの変換アルゴリズムを実行する機能を有する。この変換アルゴリズムは、例えば、入力値のすべてに適用される上述したアルゴリズムのうちの１つであってもよい。入力信号の長さは、トレーニングシーケンスまたはパイロットシーケンスの長さに送信ポイントの総数を乗じたものに対応している。よって、変換後の信号長は入力信号の長さに等しい。

選択部７０５は、各々変換された信号の離散値の集合における等しい数の連続した離散値から構成された選択グループを取得するため、送信ポイントの総数に等しい数のグループを選択する。この選択部は、複数の連続した離散値を１つのグループとして選択する機能を有する。この連続した離散値の数は、変換後の信号の離散値の総数に等しい。この総数は、変換部によって得られる離散値の総数に等しい。

例えば、選択部は、離散値の集合における第１の離散値が、選択部の出力側にて第１のグループにおける第１の離散値となり、且つ第２の離散値のグループにおける第１の離散値が、第１のグループを取得するために選択された値の最大の順序を持つ離散値に続く離散値の集合における第１離散値となるように、複数のグループを選択する。第１のグループおよび第２のグループは、対応する固有の遅延を有する。この遅延は、変換部によって得られる。入力信号に、重ね合わせの方法で、第３の送信ポイントから送信可能な第３のパイロットシーケンスに基づく第３の信号が含まれている場合、変換部は、第３のグループの他の位相シフトを他の遅延に変換する。これにより、離散値の集合における第３のグループに、第３の送信ポイントから受信ポイントまでに係る第３のチャネルのチャネル情報が含まれ、且つ、第３のグループに対応した他の遅延を有する第３のグループを取得するために、選択部が離散値の集合から第３のグループを選択する。このため、入力信号に複数の送信ポイントに対応する信号の複数の重ね合わせが含まれている場合、選択部７０５は、図７に示すように、当該複数のグループのうちの他の１つのグループを、当該他のグループに対応した遅延に基づいて選択する。

選択部によって制御入力部７０４を介して提供された遅延情報または固定された設定（この場合、制御入力部は不要）に基づき選択されたグループは、選択したグループに基づきチャネル情報を決定するための手段７０７に提供される。パイロットシンボルが、互いに所定の直交性の範囲内で直交しており、且つ互いに所定の位相シフトを有している場合、選択されたグループの各々には、特定の送信ポイントから受信ユニット間までに係る特定のチャネルに対応したチャネル情報が含まれる。この場合、後述するように、各グループは特定チャネルのチャネル情報を含むので、手段７０７は選択したグループを受信して出力する機能を有する。選択したグループを出力するため、手段７０７の入力部が手段７０７の出力部と直接的に接続されるように、手段７０７を設計することが可能である。チャネル雑音がないか若しくは無視できるほど小さい場合は、チャネル情報決定手段７０７は、各々例えば特定の１つのチャネルに係るチャネルインパルス応答をチャネル情報として含む、選択された複数のグループを出力する。更に、手段７０７は、例えばチャネル情報としてチャネル伝達関数を得るために、決定したチャネルインパルス応答を周波数領域に変換することによってチャンネル伝達関数を取得するためのＤＦＴに基づく変換器である時間−周波数変換手段を有していてもよい。

選択部７０５は、制御入力部７０４を介して制御されてもよい。なお、選択部を制御する最小値探索部については、便宜上、図示を省略している。

チャネル推定に適用するパイロットシーケンスに基づき、選択した複数のグループのうちの１つのグループおよび他の１つのグループには、チャネルのチャネル情報と他の１つのチャネルのチャネル情報とが重ねあわされた形で含まれている。更に、パイロットシーケンスの設計に応じて、選択した複数のグループのうちの１つには、位相シフト係数が乗じられたチャネルのチャネル情報と、他の１つの位相シフト係数が乗じられた他の１つのチャネルの他の１つのチャネル情報との重ね合わせが含まれている場合がある。選択した複数のグループのうちの他の１つには、位相シフトの複素共役が乗じられたチャネルのチャネル情報と、位相シフトの複素共役が乗じられた他のチャネルの他のチャネル情報との重ね合わせが含まれている場合がある。ここで、位相シフト係数および他の位相シフト係数は、パイロットシーケンスの設計によって必然的に決まる。この場合、手段１０７は、グループおよび他のグループを用いて、連立線形方程式を解いて余計な位相シフト係数を除去するなどして、他のチャネルの他のチャネル情報を決定する機能を有していてもよい。例えば、手段７０７は、チャネル情報を決定するため、位相シフト処理および加算または減算の少なくともいずれかをグループと他のグループとに適用する。アダマール行列の列に基づくパイロットシーケンスがチャネル推定に適用される場合は、位相シフト係数は位相シフト１８０°を送信ポイントの総数で除した数の関数となる。この情報を用いることで、既知の位相シフトを除去されチャネル情報が決定する。

チャネル雑音が無視できない場合、選択したグループに含まれるチャネル情報は、チャネル雑音に関連して歪んだ信号の影響を受ける。歪んだ信号の影響を抑制するため、手段１０７は推定器を備えていてもよい。最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ）推定器、最小２乗（ＬＳ）推定器、最尤度（ＭＬ）推定器、事後確率（ＭＡＰ）推定器（ＭＬ推定器の一態様）等を適用して、歪んだチャネル情報からチャネル情報を推定する機能を有していてもよい。ＭＭＳＥ推定器をチャネル推定に適用する場合、推定器は歪んだチャネル情報に対しフィルタリング処理を行う。フィルタは複数のフィルタ係数を有し、各フィルタ係数は第１の行列と第２の行列との積から決定することができる。第１の行列は、チャネル情報および歪んだチャネル情報とに係る相互相関行列（一般的には相互共変行列）である。第２の行列は、歪んだチャネル情報の自己相関行列（一般的には自己共変行列）の逆行列である。

マルチキャリア変調方式における離散キャリアを変調するため、パイロットシーケンスは、当該パイロットシーケンスを送信すべき時刻に対応した所定の時間間隔で、共通して用いられる。このため、本発明の装置は、受信信号における入力信号を検出し、受信信号中に入力信号を検出したときのみ変換部、選択部または検出手段を機能させるための制御部を更に有していいてもよい。

あるいは、通信チャネルに係るチャネル伝達関数の係数が変化する時刻を推定することをも目的として、マルチキャリア変調方式における同一のパイロットキャリアを変調するためにパイロットシーケンスを用いてもよい。なお、このチャネル伝達関数の係数は、パイロットキャリアによって決定される。このため、本発明の装置は、連続したマルチキャリア変調が施されたシンボルを含む受信信号中のパイロットキャリアを検出し、送信時刻に対応する時刻に係るパイロットキャリアの値を取得して入力信号を得るための制御部を有していてもよい。チャネル情報は変換選択器を用いて入力信号を処理することによって得られ、当該検出手段は、送信ポイントから受信ポイントに至るマルチキャリアチャネルに係るパイロットキャリアによって定義される経時的な振る舞いを含む。マルチキャリアチャネルの振る舞いを含むチャネル情報は、送信機と受信機との相対速度に関連したドップラーシフト等を引き起こす移動受信機の速度等と関係する。

複数のパイロットシーケンスが、それぞれ異なる時刻に送信され、互いに連続していない場合、パイロットシーケンスが送信された各時刻に対応する各時刻間のチャネル情報の中間値を取得するために、補間処理を実行するのが好ましい。このため、チャネル情報決定手段は、第１の時刻において取得した第１のチャネル情報と、第２の時刻において第２のチャネル情報間を補間する補間手段を更に有していてもよい。補間されたチャネル情報の中間値は、例えば、第１のチャネル情報と第２のチャネル情報とに基づいて、よく知られたウィーナーの補間方法（ウィーナーフィルタ）を適用することにより、あるいはラグランジュ補間法を適用することにより、決定することができる。

更に、本発明の装置は、正しい出現順序を有するチャネルインパルス応答を持つ処理後の離散ポイントの集合を、データ選択部に送信する手段を有していてもよい。このデータ選択部は、例えば、チャネル雑音の影響等を用いてチャネル推定を再度実行する機能を有する。

チャネルモデルのサンプル位置性を数学的に記述するため、図３を参照して明する。

次式で表されるように、タップ遅延τ_ｑがサンプリング時刻Ｔ_ｓｐｌの積である場合、１つのチャネルはサンプル位置として定義される。

ここで、β_ｑは０以上の任意の整数である。一般性を損なうことなく、タップ遅延は、昇順

ここで、Ｆは以下で定義されるＮ_ＧＩ×Ｎ_ｃ次元のＤＦＴ行列を表す。

実際のチャネルについては、残念ながら、タップ遅延τ_ｑはサンプル間隔Ｔ_ｓｐｌの積とはならない。周波数領域におけるチャネル推定技術を用いる限り、サンプル位置チャネルモデルで十分である。ＤＦＴ変換に基づく時間領域における

正確に保持することができる。チャネルに任意のτ_ｑを持たせることが不可能であることを以下で説明する。すなわち、時間領域におけるチャネル推定技術については、サンプル位置チャネルは、実際の無線チャネルに対する現実的なモデルではない。

非サンプル位置チャネルモデルにおいては、タップ遅延は、少なくとも１つのタップに対するサンプル時刻の積とはならない。このモデルは、ＤＦＴ変換に基づく時間領域のチャネル推定において用いるべきである。時間領域におけるチャネル推定技術に対しては以下の推定を考える。

ネルのチャネル伝達関数にサンプル位置フーリエ変換を施して得られた第μ番目のチャネルインパルス応答を表す。

上式の微分を求める際には指数関数列の性質を利用する。指数関数列を次式で定義する。

この定義を用いると、次の式が得られる。

各タップの電力は１つの位置に局在しておらず、時間領域全体に拡散していることが判る。これは、時間領域における同期関数との畳み込みに対応するバンド幅Ｎ_ｃ／Ｔの正方ウィンドウを用いて、チャネル伝達関数をウィンドウ処理

え、サンプル位置チャネルが得られる。また、チャネル伝達関数が周波数領域でサンプリングされるので、その時間領

ため、エイリアスの影響を避けることは不可能である。このことは、特にＤＦＴに基づく補間を行う際に問題となる。

トさせる。

ャネル推定技術を導出するのに必要となる。周期的シフトは、表記を単純化するためにのみ行う。特に補間を取り扱う

な記述を行うことが、非常に簡単である。

これらの条件用いると、次式が成り立つ。

上式にはΔｎ個のサンプルの周期的シフトが含まれている。周期的シフトの効果について、時間領域リアリゼーショ

度がゼロに近づくということを意味する。

再び図４および６を参照すると、サンプル位置チャネルモデルに対しては、タップ遅延は整数位置にある（すなわち

値として定義される。Δｎの周期的シフトを含めれば、時間領域に変換される受信パイロット信号は以下で与えられる。

時間領域信号の非サンプル位置チャネルモデルの効果は、図４等に示されている。リーケージのために、完全分離はもはや不可能となっている。上述の式から、サンプル位置チャネル位置から導出した受信機の構造を、非サンプル位置チャネル用に変形することが可能であることが判る。このため、図４に示すように、複数の送信アンテナから送信された信号を分離するために用いられる境界をΔｎだけシフトする。

周波数領域においてウィンドウ処理を行うことでリーケージを減少させることができ、したがってオーバーサンプリングが必要となる。更に、一般的には、本発明に係る単純化した推定器構造をすべてのＤＦＴの基づくチャネル推定方法に適用することができるので、すでに述べたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭチャネル推定への拡張が可能である。

また、複数の送信アンテナからの信号に対する分離境界を更に最適化してもよい。Δｎ（複数のアンテナから送信された各信号間の分離境界がシフトされたサンプルのサンプル数）を決定する方法について、以下、説明する。

電力遅延プロファイルが既知でない場合、周期的シフトを次のように設定する。

る。

Δｎを決定するための更に洗練された方法は、適応アルゴリズム（例えばよく知られた最小２乗平均（ＬＭＳ）アルゴリズム）等によって推定することができるチャネルの電力遅延プロファイルを使用することである。ここで、チャネ

るリーケージは、区間τ／Ｔ−Ｎ_ＦＦＴ／２＜ｎ＜τ／Ｔ＋Ｎ_ＦＦＴ／２において、ｎ∈Ｉについて単調減少する。よって、固

て推定した電力遅延プロファイルの第μ番目の局所最小値を決定することにより、Δｎは以下のように最適化される。

この方法は、全送信アンテナの電力遅延プロファイルの平均をとるものであり、したがって、相対的に、電力遅延プロファイルの推定誤りに対して強い。分離境界をΔｎサンプル分シフトした効果を図４に示す。分離境界をシフトすることによりリーケージの影響を最小となり、この結果、他の送信アンテナからの信号との干渉が最小となる。

上式は、全Ｎ_Ｔ個の送信アンテナに係る電力遅延プロファイルが同じような長さを有する場合に、好適である。そうでない場合、μに依存する周期的シフトを特定するのが好ましい。

また、所定の実装条件に応じて、本発明に係る、チャネルのインパルス応答を処理する方法は、ハードウェアまたはソフトウェアに実装することができる。この実装は、プログラム可能なコンピュータシステムとともに動作して本発明の方法が実行されるようにすることができるデジタル記憶媒体（具体的には、電気的に読み取り可能な制御信号を格納したディスクやＣＤ）を用いて行うことができる。本発明は、広く、機械的に読み取り可能な媒体に格納され、コンピュータがそのコンピュータプログラムを実行すると本発明の方法が実行されるように構成されたプログラムコードを有するコンピュータプログラム製品である。換言すれば、本発明の方法は、コンピュータにて実行されると本発明の方法を実行するプログラムコードを有するコンピュータプログラムである。

本発明に係るインパルス応答処理装置の一態様に係るブロック図を示す。 離散ポイントの集合の処理によって生成された、処理後の離散ポイントの好適な一態様を表す図である。 離散ポイントの集合の処理によって生成された、処理後の離散ポイントの好適な一態様を表す図である。 離散ポイントの集合の処理によって生成された、処理後の離散ポイントの好適な一態様を表す図である。 離散ポイントの集合の処理によって生成された、処理後の離散ポイントの好適な一態様を表す図である。 離散ポイントの集合の好適な加工処理を示す図である。 離散ポイントの集合の処理により生成された処理後の離散ポイントの別の好適な態様を示す図である。 本発明のインパルス応答提供装置の更に別の態様を表すブロック図である。 離散ポイントの集合の処理により生成された処理後の離散ポイントの別の好適な態様を示す図である。 選択部を有する本発明のインパルス応答処理装置のブロック図である。 ＯＦＤＭ変調方法およびＯＦＤＭ復調方法を示す図である。 従来技術に係るチャネル推定方法を示す図である。

Claims (20)

1. 複数の離散ポイントにより構成される１つの集合に含まれたチャネルインパルス応答を処理する装置であって、
   各ポイントは離散値および順序インデックスを有し、前記チャネルは非サンプル位置チャネルであって、
   前記チャネルインパルス応答は、立ち下がりエッジと、立ち上がりエッジと、前記立ち下がりエッジおよび前記立ち上がりエッジの間における最小値とを有する離散値の集合によって表され、
   前記立ち上がりエッジは、前記チャネルの非サンプル位置性のために現れ、
   所定の順序インデックスに関連付けられた最小値を有するポイントを探す最小値探索部（１０１）と、
   当該複数の離散ポイントの集合に含まれたポイントであって前記所定の順序インデックスより大きな順序インデックスを有するポイントを加工することにより、前記チャネルの前記非サンプル位置性の影響が緩和された、処理後のポイントの集合を取得する加工手段（１０７）と
   を有することを特徴とする装置。
2. 前記最小値探索部（１０１）は、当該複数の離散ポイントの集合における最初の順序インデックスと最後の順序インデックスとによって定義される複数のポイントから構成される１つの区間内において、前記最小値を探す機能を有し、
   前記区間はチャネルに関する既知の情報から導出され、
   前記区間は当該離散ポイントの集合よりも少ないポイントを含む
   ことを特徴とする請求項１に記載の装置。
3. 前記チャネルに関する既知の情報はチャネル長であり、
   前記最後の順序インデックスは、当該離散ポイントの集合における最大の順序インデックスを有するポイントと関連付けられており、
   前記区間のサイズが前記チャネル長によって決定されるように、前記最初の順序インデックスが設定される
   ことを特徴とする請求項２に記載の装置。
4. 前記チャネルに関する既知の情報はチャネル電力であり、
   前記最後の順序インデックスは、当該離散ポイントの集合における最大の順序インデックスを有するポイントと関連付けられており、
   前記区間における複数の離散値のチャネル電力が前記チャネル電力によって決定されるように、前記最初の順序インデックスが設定される
   ことを特徴とする請求項２に記載の装置。
5. 前記最小値探索部（１０１）は複数のポイントの大きさを決定する機能と、
   当該複数の大きさの中から最小の大きさを探す機能と
   を有することを特徴とする請求項２ないし４のいずれかに記載の装置。
6. 前記加工手段（１０７）は、当該離散ポイントの集合において最大の順序インデックスを有するポイントの値を所定値と比較し、
   前記最大の順序インデックスを有するポイントの値が前記所定値以下である場合、前記所定のインデックスよりも大きな順序インデックスを有する最小値よりも大きなポイントに対してゼロ処理を行い、
   当該値が前記所定値以上である場合、前記所定の順序インデックス以上の順序インデックスを有する前記最小値よりも大きな前記ポイントを、前記離散値の集合の先頭に配置する
   ことを特徴とする請求項１ないし５のいずれかに記載の装置。
7. 前記加工手段（１０７）は、前記所定の順序インデックス以上の順序インデックスを有する離散ポイントの電力を所定電力と比較し、
   前記電力が前記所定電力以下である場合、前記所定のインデックスよりも大きな順序インデックスを有する最小値よりも大きなポイントに対しゼロ処理を行い、
   前記電力が前記所定電力以上である場合、前記所定の順序インデックス以上の順序インデックスを有する前記最小値よりも大きな前記ポイントを、前記離散値の集合の先頭に配置する
   ことを特徴とする請求項１ないし５のいずれかに記載の装置。
8. 前記加工手段（１０７）は、前記所定の順序インデックスに等しいかまたはそれよりも大きい順序インデックスを有するポイントを、当該離散ポイントの集合における小さな順序インデックスを有するポイントの前に配置することにより、当該離散ポイントの集合の再配置を行う機能を有する
   ことを特徴とする請求項１ないし５のいずれかに記載の装置。
9. 前記小さな順序インデックスは、当該離散ポイントの集合における最小の順序インデックスである
   ことを特徴とする請求項８に記載の装置。
10. 前記加工手段（１０７）は、前記所定の順序インデックスよりも大きな順序インデックスを有するポイントに対しゼロ処理を行う
    ことを特徴とする請求項１ないし９のいずれかに記載の装置。
11. 前記加工手段（１０７）は、 前記所定の順序インデックスよりも大きな順序インデックスを有するポイントが、前記処理後のポイントの集合における前記立ち下がりエッジに関連付けられた順序インデックス以下の順序インデックスとなるように、当該離散値の集合の再配置を行う機能を有する
    ことを特徴とする請求項１ないし９のいずれかに記載の装置。
12. 前記チャネルインパルス応答を有する前記処理後の離散ポイントの集合を送信する手段を更に有する
    ことを特徴とする請求項１ないし１１のいずれかに記載の装置。
13. 前記離散値の集合には、他のチャネルに係る他のインパルス応答が更に含まれ、
    前記他のチャネルは、他の送信ポイントから共通の受信ポイントまでに係るものであり、
    前記他のチャネルは、前記チャネルのサンプル位置性に起因して前記立ち上がりエッジにエイリアスを引き起こす他の立ち下がりエッジを有し、
    前記最小値探索部（１０１）は、第１の順序インデックスと第２の順序インデックスとで定義される区間内で前記最小値を探す機能を有し、前記第２の順序インデックスは当該離散ポイントの集合における最大の順序インデックスによって決定され、前記第１の順序インデックスは既知の最大チャネル長から前記第２の順序インデックスを減じることによって取得され、
    前記加工手段は、最小のポイントよりも大きな順序インデックスを有するポイントが、前記離散値の集合における最小の順序インデックスを有するポイントよりも小さな前記処理後の値の集合における順序インデックスとなるように、前記処理後の離散ポイントの集合を生成する機能を有する
    ことを特徴とする請求項１ないし１２のいずれかに記載の装置。
14. 前記加工手段（１０７）は、前記チャネルインパルス応答を拡張するため、前記立ち下がりエッジと前記立ち上がりエッジとの間に複数のゼロを挿入して、当該離散ポイントの集合の長さとは異なる長さの処理後の集合を取得する機能を有する
    ことを特徴とする請求項１ないし１３のいずれかに記載の装置。
15. 前記処理後の集合の長さは２^ｎ（ｎは整数）である
    ことを特徴とする請求項１４に記載の装置。
16. その大きさがエイリアスによって支配される離散値以上であって、且つ、その大きさが前記エイリアスではなく前記チャネルによって支配される離散値以下であるように決定された閾値を提供する手段（５０１）と、
    当該離散値の集合における離散値と前記閾値とを比較する手段（５０７）と、
    その大きさが前記閾値以下である離散値を破棄する手段（５１３）と
    を更に有し、
    前記比較手段（５０７）および前記破棄手段（５１３）は、前記立ち上がりエッジに属する離散ポイントに対して作用する
    ことを特徴とする請求項１ないし１５のいずれかに記載の装置。
17. 前記加工手段（１０７）は、当該離散ポイントの集合からグループを選択する選択部（７０５）であり、
    前記グループには、前記チャネルインパルス応答を表す複数の離散ポイントが含まれ、
    前記グループには、既知のチャネル長によって決定される複数の離散ポイントが含まれ、
    前記加工手段（１０７）は、当該離散ポイントの集合における最小の順序インデックスを有する離散ポイントから始まる前記複数の連続した離散ポイントを選択することによって、前記グループを選択する機能を有する
    ことを特徴とする請求項１ないし１６のいずれかに記載の装置。
18. 前記最小値探索部（１０１）は、第１の最小値および第２の最小値を探す機能を有し、前記第１の最小値は第１の順序インデックスと関連付けられ、且つ既知のチャネル長によって決定される長さの第１の区間に存在し、前記第２の最小値は第２の順序インデックスと関連付けられ、且つ前記既知のチャネル長によって決定される長さの第２の区間に存在し、
    前記第１の区間内における第１の離散ポイントは、当該離散ポイントの集合における最小の順序インデックスを有しており、
    前記第２の区間内の離散ポイントは、当該離散ポイントの集合における最大の順序インデックスを有しており、
    前記選択部（７０５）は、離散ポイントの集合において最小の順序インデックスを有する離散ポイントから前記第１の順序インデックスを有する離散ポイントまでの離散ポイントで構成される集合の中から、第１の離散ポイントの集合を選択するとともに、離散ポイントの集合において前記第２の順序インデックスを有する離散ポイントから最大の順序インデックスを有する離散ポイントまでの複数の離散ポイントで構成される集合の中から、第２の離散ポイントの集合を選択し、
    前記第１の離散ポイントの集合は、前記立ち上がりエッジより後の前記チャネルインパルス応答の一部である
    ことを特徴とする請求項１３ないし１６のいずれかに記載の装置。
19. 複数の離散ポイントにより構成される１つの集合に含まれたチャネルインパルス応答を処理する方法であって、
    各ポイントは離散値および順序インデックスを有し、前記チャネルは非サンプル位置チャネルであって、
    前記チャネルインパルス応答は、立ち下がりエッジ、立ち上がりエッジ、および前記立ち下がりエッジと前記立ち上がりエッジとの間における最小値を有する離散値の集合によって表され、
    前記立ち上がりエッジは前記チャネルの非サンプル位置性のために現れ、
    所定の順序インデックスに関連付けられた最小値を有するポイントを探すステップと、
    当該複数の離散ポイントの集合に含まれたポイントであって前記所定の順序インデックスより大きな順序インデックスを有するポイントを加工することにより、前記チャネルの前記非サンプル位置性の影響が緩和された、処理後のポイントの集合を取得するステップと
    を有することを特徴とする方法。
20. コンピュータによって実行されると、請求項１９に係るインパルス応答を処理する方法を実行するプログラムコードを有するコンピュータプログラム。

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