JP5228058B2 - 無線通信システムにおけるｏｆｄｍチャネル推定のための方法及び装置 - Google Patents

Description

本発明は無線通信の分野に関するものであり、特に、チャネル推定に関係するこの分野の部分に関するものである。

直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multeplexing）システムは、デジタル無線通信を目的とした１つの周波数帯域内において変調された複数のトーン（サブキャリヤ）を利用する。時間領域のパルスをデータシンボルで変調する代わりに、各サブキャリヤをデータシンボルで変調する。そして、変調されたサブキャリヤが互いに加えられることで、いわゆるＯＦＤＭシンボルが形成される。その結果、ＯＦＤＭは、１トーンごとを基本としてマルチパスチャネルの周波数領域の歪みを処理できるという顕著な特徴を有する。さらに、１つのＯＦＤＭシンボルによって複数のビットが並列に伝送されるので、並列に伝送されるビットの数によって、データレートを下げることなくシンボル継続時間を延長することができる。

他の従来のシステムでは、時間領域の等化を使用して、マルチパス伝搬によって引き起こされるＩＳＩ（Inter-symbol Interference：符号間干渉）を軽減するか、又は、ＲＡＫＥ受信機を使用して、マルチパスを分解するとともに、それらを合成することによって、より良好なＳＮＲ（Signal-to-Noise-Ratio：信号対雑音比）を得ている。マルチパス歪みによって引き起こされる自己干渉を低減しようとする場合、これらの技術はいずれも、帯域幅が広くなるにつれて複雑さが増すという欠点を有する。時間領域における等化の場合には、より広い帯域幅はより短いデータパルス継続時間を意味するため、より多くのタップが等化器に必要となる。線形等化器については、より多数のタップを導入することによって、複雑度がより増大するとともに、プリカーソル（pre-cursor）フィルタ及びポストカーソル（post-cursor）フィルタの数値安定度に問題が生じる。シーケンス（系列）検出に基づく非線形等化については、タップ数によって複雑度が指数関数的に増大する。ＲＡＫＥ受信機の場合には、より広い帯域幅は、より多くのＲＡＫＥフィンガを意味し、これは各フィンガの受信信号電力が減少することを意味する。各フィンガの電力が減少することにより、捕捉（acquisition）、トラッキング、及びチャネル推定における性能の劣化が生じる可能性がある。フィンガの数が増加することは、より多数の相関器及び遅延同期ループ（delay lock loop）が必要であることも意味し、その結果、受信機ハードウェアはさらに複雑になる。

これに対して、ＯＦＤＭシステムは、離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Discrete Fourier Transform）を利用することで、関連する離散周波数伝達関数（周波数選択性とも呼ばれる）を用いてマルチパス効果を解析する。変調された複数のサブキャリヤ・トーンのそれぞれの歪みを補償するために、マルチパスチャネルに関する知識が適用される。適切に設計された場合には、サブキャリヤ・トーンの間隔は、マルチパスチャネルのコヒーレンス帯域幅に比べて非常に狭くなっている。その結果、各サブキャリヤ・トーンのマルチパス歪みは、スカラー乗算として表現されるのみである。当該スカラー乗算は、変調された各サブキャリヤ・トーンに振幅変化及び位相回転を与える。チャネル推定を用いることで、乗法的なスカラー歪みは、各キャリヤ・トーンのデータシンボルの検出に関する問題を、「１回限りの（one-shot）」検出に単純化する。これと比較して、時間領域の等化器又はＲＡＫＥ受信機では、逆畳み込み／シーケンス検出又は最大比合成が使用される。

無線ＯＦＤＭ通信において、マルチパス無線チャネルに関連する離散周波数伝達関数の再構成は、一般にチャネル推定と呼ばれている。チャネル推定に適用可能な技術は、２つの大きなカテゴリに分類することができる。１つはパイロット挿入に基づいた技術であり、もう１つはベイズ検出に基づいた技術である。全てではないにしても、大多数の移動通信の標準規格は、コヒーレント復調を支援するパイロットを提供する。パイロットに基づくチャネル推定の理論的な根拠は、サンプリング定理であり、この定理は、１セットの離散サンプル（標本値）から帯域制限された信号を再構成するためには、信号をサンプリングするために使用されるサンプリングレートが、当該信号の最高周波数成分の２倍以上でなければならないと述べている。この要求条件は、ナイキスト基準としても知られている。理想的な環境、即ち雑音のない環境において、パイロット・トーンは、マルチパスチャネルの離散周波数伝達関数のサンプルを与えると考えることができる。離散周波数伝達関数における変化の最大レートの半分よりも小さい周波数間隔で、パイロット・トーンが挿入されている場合、加法性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ：additive white Gaussian noise）が存在しなければ、パイロット・トーン間にあるトーンは完全に再構成される。複数のパイロット・トーンからマルチパスチャネルの離散周波数応答を再構成するには多くの手法が存在し、これらは例えば、ＦＩＲフィルタリング、補間、反復計算、又は特異値分解である。これら全ての再構成方法は、一種の帯域通過フィルタリングとして特徴付けられる。従って、何れの再構成方法が使用されるかにかかわらず、実際のチャネル推定誤差は、通過帯域内の２つの要因から生じる。１つは、低減することができないＡＷＧＮであり、もう１つは、通過帯域フィルタの応答と離散周波数応答パターンの周波数スペクトルとの間の不整合である。通過帯域内に残留するＡＷＧＮから生ずる誤差は、トラッキング誤差と呼ばれ、周波数応答パターンとフィルタ応答との間の不整合から生ずる誤差は、モデル・トラッキング誤差と呼ばれる。チャネル推定の性能は、再構成されたマルチパス・スペクトルの電力に関して、これら２つの誤差をどの程度抑圧することができるかによって定まる。

従って、チャネル推定誤差は、再構成フィルタの帯域幅を正しく設定し、かつ、離散チャネル応答のスペクトル密度に従ってフィルタ応答を選定することによって、低減することができる。１つの公知技術は、非特許文献１に記述されている。当該文献では、拘束条件付き最小２乗（ＣＬＳ：constraint least square）の解法が記述されており、フィルタ帯域幅の拘束条件としてサイクリック・プレフィックス（cyclic prefix）長を使用するとともに、最小２乗補間を行う間に周波数領域のパイロットサンプルが時間領域に射影される場合に、サイクリック・プレフィックス窓の外側にあるゼロでないポイントをデジタル的に除去する。ＣＬＳによる解法では、サイクリック・プレフィックス長を超える長さのマルチパス成分が存在しないという仮定のみを利用することで、サイクリック・プレフィックス長の外側の、パイロットサンプルの逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier Transform）ポイントをゼロに設定することによって、帯域外の雑音を抑圧する。これらのポイントを人為的にゼロにした後に、チャネル推定器は、この雑音が低減されたパイロットサンプルのＩＦＦＴポイントをＦＦＴ領域に変換し戻す。この場合、拘束条件はサイクリック・プレフィックス長であり、帯域外のポイントをゼロに設定する操作は、雑音のみの次元に対して直交する空間に信号を射影することと等価である。しかしながら、この技術にはいくつかの欠点がある。第１に、サイクリック・プレフィックス長は、一般的に最悪の場合の考慮に基づいており、個々の場合についてのマルチパス遅延は、ずっと短い可能性がある。当該拘束条件を固定値に設定すると、帯域外雑音をさらに抑圧できる可能性が失われる。第２に、射影はトラッキング誤差のみに注目するものであり、モデル・トラッキング誤差には注目してはいない。即ち、ＣＬＳ法では、チャネル推定処理の際に、より高いＳＮＲ値を有するスペクトル・ポイントを考慮しておらず、これらのポイントに対してより大きな重みを与えていない。他の現行の技術には、所定のＦＩＲフィルタと判定指向型の適応デジタルフィルタとが含まれる。前者は、単純ではあるが最適化はされておらず、後者は、変動する状況に対してより良好に動作するものの数値的にロバストではなく、かつ実施が容易でない。一般的な適応フィルタによるアプローチは、通常、モデル・トラッキング誤差を考慮する場合には良好に動作するものの、トラッキング誤差を抑圧しようとする場合にはそれと同様に良好に動作することはない。

従って、ＯＦＤＭ通信に関連して、トラッキング誤差とモデル・トラッキング誤差との両方を効率よく抑圧する、改善されたチャネル推定が必要となる。

L.Deneire,P.Vandenameele, L.van der Perre, B.Gyselinckx and M.Engels,"A Low-Complexity ML Channel Estimator for OFDM（ＯＦＤＭ用低複雑度ＭＬチャネル推定器）,"IEEE Trans Commun, vol 51, no.2, Feb 2003. F.Marvasti,"Non-uniform Sampling: Theory and Practice（不均一サンプリング：理論と実践）,"chapter 3 and 4, Springer,1st edition 2001.

本発明によって解決される主要な課題の１つは、種々のチャネル推定誤差を効率よく抑圧できるＯＦＤＭフレームの受信に関連したチャネル推定のための方法及び手段を得ることである。

本発明の一態様によれば、上記の課題は、ＯＦＤＭフレームの受信に関連するチャネル推定のための方法によって解決される。ＯＦＤＭフレームはプリアンブルとデータ部分とを含む。従来の手法では、チャネル推定を容易にするために、データ部分には所定のパターンに従った複数のパイロットシンボルが配置される。受信されたＯＦＤＭフレームのプリアンブル信号は、事前に既知の（即ち、受信側で既知の）プリアンブル信号と相関処理が行われ、その結果、相関器信号が生成される。送信されたＯＦＤＭフレームの中のパイロットシンボルに対応する周波数領域サンプルは、受信されたＯＦＤＭフレームのデータ部分から抽出される。チャネル推定値は、相関器信号と、抽出された周波数領域サンプルとに基づいて生成される。

本明細書中の「発明を実施するための形態」の部分で示すように、相関器信号は、ＯＦＤＭフレームが送信されるマルチパス無線チャネルのインパルス応答の近似を提供する。離散フーリエ変換の双対性によって、相関器信号はまた、対応する離散伝達関数の近似を提供する。確かに、相関器信号によって提供される情報は、不完全（近似）である。しかしながら、相関器信号は、それでも付加的な入力を提供し、この付加的な入力は、抽出された周波数領域の（パイロット）サンプルと組み合わせて、チャネル推定に関する有益なモデルとして機能する。特に、相関器信号からの情報は、以下の重要な２つの側面、即ち、最適な通過帯域と周波数重み付けとに関して、改善された情報を提供する。推定誤差の第１の要因は、雑音（ＡＷＧＮ）から生じ、これは制限のない帯域幅を有する。しかしながら、離散周波数応答の離散フーリエ変換（ＤＦＴ）は、限られた数のゼロでない周波数成分を有し、最高周波数を有するゼロでない信号点は、マルチパスチャネルの遅延スプレッドの最大値によって限定される。そして、遅延スプレッドの最大値は、絶えず変化するマルチパスチャネルに依存する。従って、相関器信号に含まれる情報によって、マルチパスチャネルにおける突然の「出生死滅（birth-death）」イベントに対する見識を得ることができ、この情報によって、ＡＷＧＮ電力を低減するための最小の通過帯域が保証されるとともに、それにより最小のトラッキング誤差が保証される。推定誤差の第２の要因は、離散周波数応答が通過帯域の範囲内で一定の振幅を有していないという事実から生じる。これにより、周波数に依存して、ある周波数領域の（パイロット）サンプルは、他のサンプルと比較して、より重要になるということがある。従って、相関器信号によって提供されるさらなる情報は、上述の周波数依存性に対する情報を与えるので、抽出された周波数領域サンプルだけでなく相関器信号に基づいてチャネル推定を行うことによって、チャネル推定が改善される。

上記で示した方法は、例えば、コンピュータプログラムを使用して実行されてもよいし、本発明はまた、このようなプログラムだけでなく、このようなプログラムを搭載したコンピュータプログラム製品も含む。

本発明の別の態様によれば、上記の課題は、上述した方法を実行する受信機によって解決される。

本発明のさらに別の態様によれば、上記の課題は、上述した方法を実行可能な装置によって解決される。

本発明のさらなる態様によれば、上記の課題は、上述した装置を含む受信機によって解決される。

本発明のさらなる態様によれば、上記の課題は、上述した装置を含む無線ノード又はユーザ装置によって解決される。

本発明の主要な効果の１つは、トラッキング誤差とモデル・トラッキング誤差との両方の抑圧が可能になることである。さらに、本発明によれば、これらの誤差の抑圧は本質的に独立して行うことができる。例えば、トラッキング誤差の抑圧は、モデル・トラッキング誤差の抑圧に対して負の影響を与えない。

典型的なセルラネットワークを示すブロック図である。 従来のＯＦＤＭフレームを示す概略図である 本発明の実施形態に従った、ＯＦＤＭフレームの受信を示すブロック図である。 マルチパスインパルス応答を示す信号図である。 図４ａのインパルス応答に対応する離散周波数応答を示す信号図である。 図４ｂの離散周波数応答をダウンサンプリングすることによって得られる信号のスペクトルを示す信号図である。 図５ａの信号の反転を示す信号図である。 本発明の実施形態に係るパイロットフィルタ生成器及びチャネル推定器の構成を示すブロック図である。 、 不均一・均一補間を示す信号図である。 本発明の実施形態に係るパイロットフィルタ生成器及びチャネル推定器の構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態に係るチャネル推定のための方法を示すフローチャートである。 本発明の実施形態に係るチャネル推定のための方法を示すフローチャートである。

典型的な実施形態及び添付の図面を使用して、本発明についてさらに説明する。

図１は、本発明を使用することができる、典型的なセルラネットワーク１を示すブロック図である。セルラネットワーク１は、ここでは、ＷｉＭＡＸネットワークである。これは例示のためだけであって、当業者は、本発明はＯＦＤＭ技術又はＯＦＤＭＡ技術を使用する任意のタイプのネットワークにも適用可能であると理解するであろう。セルラネットワーク１は基地局（ＢＳ）５を含む。ＢＳ５は、確立された無線接続４を介して、ユーザ装置（ＵＥ）３に対して現在サービスを提供している。セルラネットワークは、別のＢＳ７も含む。不必要に詳細な記述によって本発明の提示を曖昧にしないために、セルラネットワーク１が簡略化されていることを当業者は理解するであろう。例えば、実際のセルラネットワークは、当然のことながら、より多くの基地局を含む。ＢＳ５及びＢＳ７は、ＡＳＮ＿ＧＷ（Access Service Network Gateway：アクセスサービスネットワーク・ゲートウェイ）９に接続され、ＡＳＮ＿ＧＷ９は、例えば交換機能及び転送機能を提供するコアネットワーク１１に接続される。コアネットワーク１１は、１つ以上の他のネットワーク（図示せず）にも接続される。ＵＥ３は、セルラネットワーク１を通じて、無線電話サービス及びデータサービス等の、種々の通信サービスにアクセスすることができる。

セルラネットワーク１等の無線通信環境下において、送信された無線信号は、通常、単一の伝搬パスを介して受信機に到達することはない。その代わりに、送信された無線信号は、周囲にある種々の物体による反射によって、多数の伝搬パスを介して受信機に到達し、その結果、マルチパスチャネルが生ずる。使用されるマルチパスチャネルの遅延スプレッドと比較してシンボル継続時間が短い場合には、マルチパス干渉問題が生ずる可能性がある。遅延スプレッドは、マルチパスチャネルに関連する種々の伝搬パス間の遅延の差分の最大値と考えることができる。シングルキャリヤ伝送と比較して、ＯＦＤＭは、シンボルを複数のサブキャリヤに分布させることにより、有効シンボル継続時間を増大させることができる。これにより、符号間干渉（ＩＳＩ）が低減され、干渉のない伝送を行うことができる確率が増大する。

従来のＯＦＤＭフレーム構造を図２に示す。図２のＯＦＤＭフレームは、垂直方向にＬ個のＯＦＤＭシンボルに分割されており、ここでは、例として、０，１，２，...，Ｌ−１と番号が付けられる。フレームはさらに、水平方向にＮ個のサブキャリヤに分割されており、ここでは、例として、０，１，２，...，Ｎ−１と番号が付けられる。各サブキャリヤは、ＯＦＤＭシンボルごとに１つのシンボルを用いて変調される。第１のＯＦＤＭシンボルの（サブキャリヤ当たり１つのシンボルの）複数のシンボルは、ここでは、フレームのプリアンブル１５を構成する。しかしながら、当該プリアンブルは、２つ以上のＯＦＤＭシンボルを占有してもよい。プリアンブル１５は、例えば、システム捕捉用、セクタ識別用、及びフレームタイミング同期用に使用される。図２において、プリアンブル１５の後にはデータ部分１７が続き、当該データ部分は残りの複数のＯＦＤＭシンボルを占有する。当業者にはよく理解されるように、データ部分１７は、例えば、シグナリングデータ、制御データ、又はユーザデータ等の、特定のタイプのデータに割り当てられた任意の数のフィールドにさらに分割されてもよい。図２のＯＦＤＭフレーム構成は、また、データ部分１７の異なる複数の部分を異なるユーザに割り当てることによって、複数のアクセス機能を提供してもよい。この技術は、時には、ＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access：直交周波数分割多元接続）と呼ばれる。さらに、以下でより詳しく説明するように、チャネル推定をサポートするために、通常、所定のパターンに従ったパイロットシンボルがデータ部分１７の中に含められる。いわゆるサイクリック・プレフィックスも各ＯＦＤＭシンボルに付加される。サイクリック・プレフィックスは、ＯＦＤＭシンボルについての複数のサンプルの部分的な繰り返しである。通常は、デジタル・アナログ変換が実行される前に、ＯＦＤＭシンボルの終わりの部分が、ＯＦＤＭシンボルの初めの部分にコピーされる。当業者にはよく理解されるように、サイクリック・プレフィックスは、マルチパスによって遅延した、先行するＯＦＤＭシンボルからのガード区間を提供するためだけでなく、離散フーリエ変換領域におけるマルチパス無線チャネルに関連して、ポイントごとの（point-wise）かつ乗算的な数学的性質を提供するために導入される。特に、サイクリック・プレフィックスによって、マルチパス無線チャネルの影響を、巡回畳み込み演算としてモデル化することが可能になる。サイクリック・プレフィックスによって、符号間干渉（ＩＳＩ）が低減され、干渉のない伝送が可能となる確率が増大する。各ＯＦＤＭシンボルの継続時間は比較的長いので、全てのトーンによって伝送されるデータシンボルの数にわたって平均化される場合には、サイクリック・プレフィックスのオーバヘッドは比較的に小さくなる。

図３は、本発明の実施形態に係るＯＦＤＭ信号の受信を示すブロック図である。ＯＦＤＭ送信機２１は、マルチパス無線チャネル２３を介して、ＯＦＤＭフレームをＯＦＤＭ受信機２４に送信する。受信機２４は、ＢＳ又はＵＥ等の、例えば、無線ノードの一部を形成してもよい。送信されたＯＦＤＭフレームは、受信機２４において、連続時間信号ｒ(ｔ)としてアンテナで受信される。フロントエンドユニット２５は、時間信号ｒ(ｔ)を受信する。フロントエンドユニット２５は、連続時間信号ｒ(ｔ)の周波数ダウンコンバージョンと、サンプリングと、デジタル化とを実行することで、対応する離散時間信号ｒ(ｎ)を生成する。時間スイッチ２７は、フロントエンドユニット２５に接続され、離散時間信号ｒ(ｎ)を受信する。時間スイッチ２７は、離散時間信号ｒ(ｎ)を、送信されたＯＦＤＭフレームのプリアンブルに対応する第１の離散時間信号部分と、送信されたＯＦＤＭフレームのデータ部分に対応する第２の離散時間信号部分とに分割する。時間スイッチ２７はまた、送信されたＯＦＤＭフレーム内のサイクリック・プレフィックスに対応する、離散時間信号ｒ(ｎ)のいずれの部分をも除去する。従って、第１の離散時間信号部分は、受信プリアンブル信号を形成し、ここでは、ｗ(ｎ)，ｎ∈｛０，１，...，Ｎ−１｝と表す。

上記で説明したように、送信されるＯＦＤＭフレームのプリアンブルは、所定のシンボル・シーケンスＰ_k，ｋ∈｛０，１，...，Ｎ−１｝からの個別のシンボルで各サブキャリヤを変調することによって生成される。従って、シーケンスＰ_kは、送信されたＯＦＤＭフレームのプリアンブルの周波数領域表現であると考えることができる。シーケンスＰ_kは、離散時間プリアンブル信号ｐ(ｎ)，ｎ∈｛０，１，...，Ｎ−１｝で表現された、対応する時間領域表現を有する。周波数領域表現Ｐ_kとそれに対応する時間領域表現ｐ(ｎ)とは、
Ｐ_k＝DFT[ｐ(ｎ)](ｋ)
による離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を通して関係付けられる。

プリアンブルの時間領域表現ｐ(ｎ)に関する自己相関関数Ｒ_pp(ｎ)は、次式によって定義される。

ここで、バーは複素共役を示すために使用している。信号引数は（Ｎ点の信号について）常にmod Ｎと解釈される慣例を導入するのが好都合である。例えば、(ｍ＋ｎ) mod Ｎと書く代わりに、(ｍ＋ｎ)とだけ書いて、mod Ｎは暗黙的（implicit）とする。以下では何ら示唆しない限り、この慣例を使用する。例えば、ｐ(−ｎ)は、ｐ(−ｎ mod Ｎ)と解釈されるべきである。この慣例は、当然ながら、周期的な信号の拡大と等価である。

プリアンブルは同期処理のために適するように選定されているため、Ｒ_pp(０)が自己相関関数Ｒ_pp(ｎ)についての明らかに支配的な値となるよう、プリアンブルの時間領域表現ｐ(ｎ)は強い自己相関特性を有する。従って、Ｒ_pp(ｎ)は、離散的なクロネッカーのデルタ関数δ(ｎ)を使用して、次式のように近似することができる。

ここで、最後の等式を得るためにパーシバルの定理が使用されている。２つの離散時間信号の相関演算は（従って、自己相関演算も）巡回畳み込み演算子によって表現することができることは、容易に示すことができる。以下では巡回畳み込み演算子を記号＊で表す。例えば、上記の自己相関関数は、

と書くことができる。

図３のＯＦＤＭ受信機２４は相関器２９を含み、相関器２９は、受信プリアンブル信号ｗ(ｎ)と送信されたＯＦＤＭフレームのプリアンブルの時間領域表現ｐ(ｎ)との相関演算を実行する。ここで、ｐ(ｎ)は、ＯＦＤＭ受信機２４には事前に既知である。相関器２９からは、相関器信号ｚ(ｎ)，ｎ∈｛０，１，...，Ｎ−１｝が出力される。受信プリアンブル信号ｗ(ｎ)は、次式に従って時間領域表現ｐ(ｎ)と関連付けられる。

ここで、ｗ(ｎ)はＡＷＧＮを表し、Ｅ_sは受信信号エネルギーを表し、ｈ(ｎ)はマルチパス無線チャネル２３の時間領域インパルス応答である。その結果、

が得られる。

上式で、巡回畳み込み演算子は、自己相関関数Ｒ_pp(ｎ)について導出した近似とともに、可換則、結合則、及び分配則が成り立つという事実を使用している。最後の項は、雑音成分との相関に関連する。この項が無視できる場合には、相関器信号は次式のように近似され得る。

ここで、Ｈ_k，ｋ∈｛０，１，...，Ｎ−１｝はマルチパス無線チャネル２３の離散周波数応答である。離散周波数応答はインパルス応答ｈ(ｎ)の離散フーリエ変換に等しい。このように、離散周波数応答Ｈ_kはインパルス応答ｈ(ｎ)の周波数領域表現を形成する。離散周波数応答Ｈ_kはまた、周波数選択性パターンとして知られている。上記から、離散周波数応答Ｈ_kは、相関器信号ｚ(ｎ)の離散フーリエ変換に本質的に比例しているということが明らかである。

時間スイッチ２７は、送信されたＯＦＤＭフレームのデータ部分に対応する、上述の第２の離散時間信号部分も出力する。図３において、ｙ(ｎ)，ｎ∈｛０，１，...，Ｎ−１｝は、送信ＯＦＤＭフレームについてのデータ部分として受信された１つのＯＦＤＭシンボル、例えば、データ部分の第１のＯＦＤＭシンボルに対応する第２の離散時間信号の部分を構成する離散時間信号を表すために使用される。簡略化のために、受信機の動作は信号ｙ(ｎ)についてのみ説明する。他の受信ＯＦＤＭシンボルは、それと同様の手法で扱われる。結果として、信号ｙ(ｎ)は、受信した１つのＯＦＤＭシンボルの離散的な時間領域表現である。ＦＦＴ（高速フーリエ変換）算出器３３は、時間スイッチ２７に接続され、信号ｙ(ｎ)を受信する。ＦＦＴ算出器３３は、ＦＦＴアルゴリズムを使用して、信号ｙ(ｎ)に対応する周波数領域サンプルＹ_k，ｋ∈｛０，１，...，Ｎ−１｝を算出する。Ｘ_k，ｋ∈｛０，１，...，Ｎ−１｝は、信号ｙ(ｎ)に関連するＯＦＤＭシンボルの複数のサブキャリヤで送信される複数のシンボルを表すものとする。周波数領域サンプルＹ_kは、

によって、送信されたサブキャリヤシンボルＸ_kと関係付けられる。ここで、Ｗ_k，ｋ∈｛０，１，...，Ｎ−１｝はＡＷＧＮの周波数領域表現である。特に、マルチパス無線チャネル２３の影響は、ここでは、純粋に乗法的な効果で現れることに留意されたい。シンボルＸ_kの内のいくつかのシンボルは、チャネル推定を容易にするためにＯＦＤＭフレームのデータ部分に導入された、事前に既知のパイロットシンボルである。信号ｙ(ｎ)に関連するＯＦＤＭシンボルのパイロット・インデックスのセットをκで表すと、即ち、κ⊂｛０，１，...，Ｎ−１｝とすると、ｋ∈κの場合、かつこの場合に限って、Ｘ_kはパイロットシンボルである。しかしながら、パイロット・インデックスのセットは、ＯＦＤＭフレームのデータ部分における全てのＯＦＤＭシンボルについて同一である必要はないという点に留意されたい。受信機２４は、パイロット抽出器３５及びデータ抽出器３７を含む。パイロット抽出器３５は、パイロットシンボルＸ_k，ｋ∈κに対応する周波数領域サンプルＹ_k，ｋ∈κを抽出する。データ抽出器３７は、ＯＦＤＭシンボルの実際のデータシンボルＸ_k，

に対応する周波数領域サンプルＹ_k，

を抽出する。チャネル推定器３９はパイロット抽出器３５に接続される。チャネル推定器３９は、チャネル推定値

を生成する。チャネル推定器３９は、パイロット抽出器３５によって抽出された周波数領域サンプルＹ_k，ｋ∈κと、事前に既知のパイロットシンボルＸ_k，ｋ∈κとに基づいて、離散周波数応答Ｈ_kを推定する。チャネル推定値Ｈ^_kは、チャネル推定器３９から復調器４１に出力される。復調器４１は、データ抽出器３７からの出力を復調して復調データを得る。以下では、一般性を失うことなく、パイロットシンボルは全て１つのシンボルであると仮定する。

図３の受信機は、相関器信号ｚ(ｎ)を受信するパイロットフィルタ生成器３１をさらに含む。パイロットフィルタ生成器は、パイロットフィルタを生成し、当該パイロットフィルタは、パイロットフィルタ生成器３１からチャネル推定器３９に出力される。チャネル推定器３９は、チャネル推定値

を得るためにパイロット抽出器３５からの出力を処理する際に、パイロットフィルタを使用する。このように、パイロットフィルタは、送信ＯＦＤＭフレーム内に挿入されたパイロットシンボルに対応する、受信した周波数領域サンプルＹ_k，ｋ∈κに基づいてチャネル推定値を生成する際に使用される。パイロットフィルタは、完全なチャネル推定値、又はチャネル推定値のサブセットを生成するために、例えば、周波数領域サンプルＹ_k，ｋ∈κに対して直接的に適用される。パイロットフィルタはまた、周波数領域サンプルＹ_k，ｋ∈κに対して間接的に、即ち、周波数領域サンプルが処理された後に何らかの方法で、適用されてもよい。以下では、どのようにパイロットフィルタを適用するかに関する種々の特定の例を示す。

図４ａから図５ｂには、理想的な環境下での限定された数のサンプルに基づいて離散周波数応答の推定を行うことを可能とする原理を示す、簡単な信号の例が与えられている。実際には、これらの図は、サンプリング定理における一対の対応した離散量の典型例を示すということができる。図４ａは６４タップを有する（マルチパス）インパルス応答を示す信号図である。しかしながら、この単純な例では、タップ番号０とタップ番号２のみがゼロでない（タップ０は１に等しく、タップ２は０．５に等しい）。図４ｂは、図４ａのインパルス応答に対応した離散周波数応答を示す。図４ｂは振幅（絶対値）のみを示し、そのため位相情報を含まれていない。ここで、離散周波数応答のダウンサンプリングを行うことにより、即ち、規則的な間隔で離散周波数応答の値を収集することにより、新たな信号が得られると仮定する。例えば、離散周波数応答の４つ目ごとの値を収集すると仮定すると、元の６４点の離散周波数応答から、１６点を有するダウンサンプリングされた信号が得られる。図５ａは、このダウンサンプリングを行った信号のスペクトル（ＤＦＴ）を示す。図５ｂは、図５ａのスペクトルの反転を示す図である。ここで反転という用語は、ｆ(ｎ)が任意の離散信号を示す場合に、この信号の反転が信号ｆ(−ｎ)であるというように使用される。図５ｂの信号は、図４ａの元のインパルス応答に直接的に比例している（しかし、最初の１６点に限定されている）ことがわかる。これは偶然ではない。その理由を理解するためには、２つのことを知る必要がある。第１に、離散周波数応答のスペクトル（ＤＦＴ）がインパルス応答にどのように関連付けられるか、第２に、ダウンサンプリングを行った信号のスペクトルが、ダウンサンプリングを行った信号を得た信号のスペクトルにどのように関連付けられるかである。第１に、離散フーリエ変換ＤＦＴは、逆離散フーリエ変換DFT^-1で表現することができ、即ち、
DFT[ｆ(ｎ)](ｍ)＝Ｎ・DFT^-1[ｆ(ｎ)](−ｍ)
に従って関連付けられる、という点に留意されたい。ここで再び、ｆ(ｎ)は任意の（Ｎ点の）離散信号である。図４ｂの離散周波数応答は図４ａのインパルス応答の離散フーリエ変換であるので、離散周波数応答のスペクトルがインパルス応答の反転に比例するという結果を直ちに得ることができる。さらに、信号が元の信号のダウンサンプリングによって生成される場合には、ダウンサンプリングされた信号のスペクトルは、元の信号のスペクトルを、長さの等しい複数の部分に区分して、これらの部分を互いに加え合わせて、その結果に比例係数を乗ずることによって、元の信号のスペクトルから求めることができる。これらの部分の数と比例係数とは、いずれもダウンサンプリングを実行するレートに依存している。この信号の例では、ダウンサンプリングレートは離散周波数応答の４つ目ごとの信号の点をサンプリングするレートである。従って、ダウンサンプリングされた信号は、１６の点（６４／４）を有する。その結果、インパルス応答は、図４ａのインパルス応答のゼロでないタップが最初の１６タップに限定されている限りにおいて、離散周波数応答のダウンサンプリングしたサンプルから、不明確さなく（他には妨害がないと仮定して）構成することができる。結論として、周波数応答をダウンサンプリングしたサンプルから（完全な）離散周波数応答を再構成することができるという結果も得ることができる。

マルチパス無線チャネルの遅延スプレッドは、通常、指定されたサイクリック・プレフィックス長よりも短いように厳密に限定されることに留意されたい。従って、ｎ₀が最大遅延スプレッドのインデックスを示すとした場合、ｎ≧ｎ₀についてｈ(ｎ)＝０である。またさらに、サイクリック・プレフィックス長とパイロット挿入レートとは互いに関係することに留意されたい。パイロット挿入レートがＯＦＤＭシンボルにおけるサイクリック・プレフィックスの割合を超えない場合には、エイリアスを伴わずにパイロットサンプルから周波数選択性パターンを再構成することはできない。従って、不十分なパイロット挿入レートは、何らの雑音もない場合でも、チャネル推定においてトーン間干渉を生じさせる結果になるであろう。

図６は、一実施形態に係る、上記で例示した原理を利用するパイロットフィルタ生成器３１及びチャネル推定器３９の構成を示すブロック図である。図６の実施形態においては、パイロットフィルタ生成器３１は２乗振幅ユニット５１を含む。２乗振幅ユニット５１は、相関器信号ｚ(ｎ)を受信して当該相関器信号ｚ(ｎ)の振幅の２乗を算出する。ユニット５１からの出力は、２乗振幅信号|ｚ(ｎ)|²，ｎ∈｛０，１，...，Ｎ−１｝であり、これはパイロットフィルタ合成器５３に供給される。パイロットフィルタ合成器５３は、ＦＩＲ（Finite Impulse Response：有限インパルス応答）フィルタｆ_k，ｋ∈｛０，１，...，Ｋ−１｝の形でパイロットフィルタを生成する。オプションとして、図６のパイロットフィルタ生成器３１は、相関器信号ｚ(ｎ)がユニット５１に供給される前に相関器信号ｚ(ｎ)のフィルタリングを行うフィルタを含んでもよい。このようなフィルタは、より正確な推定のために自己干渉及び雑音を抑圧することを目的として設けられ得る。

これまでに説明したように、相関器信号ｚ(ｎ)は、推定されるべき離散周波数応答の離散フーリエ変換に対する近似を与える。これは、パイロットフィルタに適した通過帯域が、相関器信号ｚ(ｎ)によって与えられる情報を通して求められるということを意味する。特に、ＦＩＲフィルタは、その通過帯域が相関器信号の振幅（絶対値）に基づくように、決定され得る。

ＦＩＲフィルタの１つの有効な選定は、相関器信号の振幅が無視できない値である（例えば、所定の値よりも大きい）点においてのみゼロでない値を有するように、通過帯域を選定することである。この選定を行う理由は、相関器信号の振幅に関する無視できるほどの信号値が、離散周波数応答についての弱いスペクトル成分に関連付けられており、このような弱いスペクトル成分を通過させても、雑音程度の寄与にしかならず、原理的にはチャネル推定に対して寄与できる情報にはならないからである。

ＦＩＲフィルタｆ_kの別の有効な選定は、以下の条件、ｎ＝０，１，...，ｋ−１について

を満足するか否かを判定することである。この場合、ＦＩＲフィルタの通過帯域は、離散周波数応答のスペクトル成分で、より高いＳＮＲ（Signal to Noise Ratio：信号対雑音比）を有するスペクトル成分にはより高い重みを与えて、より低いＳＮＲを有するスペクトル成分にはより低い重みを与えるようにしている。ＦＩＲフィルタは、主に雑音から成るスペクトル成分（非常に低いＳＮＲ）についてはそれらを除外し、それによりトラッキング誤差も低減することができる。

ＦＩＲフィルタｆ_kのさらに別の有効な選定は、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error：最小平均２乗誤差）基準を適用することによって見い出され得る。これにより、ＦＩＲフィルタについて以下の条件を得ることができる。

ここで、σ_w ²は、（雑音及び干渉を示す）ｗ'(ｎ)の分散（variance）を示す。当該分散が小さい場合、ＦＩＲフィルタは、離散周波数応答における無視できないスペクトル成分が存在する、単位利得の通過帯域を有する帯域通過フィルタと等価である。当該分散が大きい場合、ＦＩＲフィルタの通過帯域の形は、離散周波数応答のエネルギー・スペクトルの形状に近づく。このように、ＭＭＳＥ基準は、雑音の低減とマルチパス無線チャネルの歪みとの間で適切なバランスを取る。

上記の条件は、原理的には未知のインパルス応答ｈ(ｎ)を使用して定式化されている。しかしながら、これまでに示したように、相関器信号ｚ(ｎ)は、（近似的に）インパルス応答ｈ(ｎ)に関係している。従って、本発明の特定の実施形態によれば、ＦＩＲフィルタｆ_kを選定するための上記の条件の中で、|ｈ(ｎ)|²をＣ^-2・|ｚ(ｎ)|²で置換することが提案される。その結果、これらの実施形態によれば、ＦＩＲフィルタは、ＦＩＲフィルタの自己相関の逆離散フーリエ変換によって、相関器信号ｚ(ｎ)の２乗振幅に対して所定の関係が得られるように生成される。当業者にはよく理解されるように、これは、ＦＩＲフィルタの電力スペクトルが離散周波数応答の電力スペクトルに（近似的に）基づくことを意味する。

図６のチャネル推定器３９は、ＦＩＲフィルタｆ_kとパイロット抽出器３５からの出力とに関係する線形フィルタリング演算によって、チャネル推定値Ｈ^_kを生成する。しかしながら、図６における基本的なフィルタリング演算は、原理的には、パイロット・インデックスのセットκのメンバが均一に分布している場合にのみ動作する。このように均一に分布している複数のパイロットは、多くの場合、くし形パイロット（comb pilot）と呼ばれる。これは、Ｎ_comb個のサブキャリヤごとに、パイロットを搬送する１つのサブキャリヤが存在するように、パイロット周波数インデックスｋが均一に分布した整数であることを意味する。ここで、Ｎ_combは、複数のパイロットを搬送している複数のサブキャリヤの間の、周波数インデックスの間隔を示す整数値である。結局、パイロット・インデックスのセットκは、（∀ｋ１，ｋ２∈κ）（ｋ１−ｋ２をＮ_combで除算する）場合、及びその場合に限って、「くし（comb）」を規定すると言うことができる。Ｋがパイロット・インデックスのセット内の要素の数を表す場合、Ｋ＝Ｎ／Ｎ_combであり、ここではＮ_combはＮの除数であると仮定する。

しかしながら、図６の実施形態は、不均一・均一補間器５５を設けることで、上述の困難性を克服する。パイロット・インデックスのセットκがくしを規定していない場合、不均一・均一補間器５５は、複数の周波数領域サンプルＹ_k，ｋ∈κの間の補間を行うことで、均一に分布した周波数領域サンプルＹ_k'，ｋ∈κ'が得られる。ここで、κ'は変形されたパイロット・インデックスのセットであり、当該セットはくしを規定する。この原理は図７ａ及び図７ｂに示されている。図７ａは、不均一に分布している（最上部に黒丸のある垂直な線で示されている）周波数領域サンプルと、不均一に分布している当該サンプルの間を補間することによって得られた曲線とを有する信号図を示す。図７ａにおいて、複数の周波数領域サンプルは、周波数インデックス番号ｋの関数ではなく、デジタル周波数の関数として与えられる。当該デジタル周波数は、単に周波数インデックス番号ｋをＮで除算したものである。図７ｂは、均一に分布した周波数領域サンプルを生成するために、図７ａの補間曲線がどのように使用され得るかを示す図である。補間器５５では、例えば、非特許文献２に記載されているような、標準的かつ一般的な不均一から均一への補間を行う技術が使用され得る。このタイプの補間は、マルチパス無線チャネル２３に関連する事前情報を利用せず、通常、全帯域通過用のフィルタと等価である。

再び図６に戻り、パイロット・インデックスのセットκが、κ＝｛ｍＮ_comb：ｍ∈｛０，１，...，Ｋ−１｝｝であるようなくしと一致することを仮定して、チャネル推定について説明する。一致しない場合には、均一に分布した周波数領域サンプルＹ_k'，ｋ∈κ'を生成するために不均一・均一補間器５５が使用されるとともに、そして手順は同一であろうが、サンプルＹ_kと元のパイロット・インデックスのセットκとの代わりに、サンプルＹ_k'と変形したパイロット・インデックスのセットκ'（κ'＝｛ｍＮ_comb：ｍ∈｛０，１，...，Ｋ−１｝｝）とが使用される。図６におけるチャネル推定器３９は、巡回畳み込みユニット５７を含む。巡回畳み込みユニット５７は、例えば次式に従って、ＦＩＲフィルタｆ_kと、パイロット抽出器３５により供給される周波数領域サンプルとの間の巡回畳み込みを実行することによって、チャネル推定値Ｈ^_k，ｋ∈κを算出する。

このように、巡回畳み込みユニット５７は、チャネル推定値のサブセットを生成するものと考えることができる。巡回畳み込みユニット５７からの出力は、再構成補間器６１に供給される前に、平滑化フィルタ５９によってフィルタリングされ得る。再構成補間器は、巡回畳み込みユニット５７によって供給される複数のチャネル推定値の間の補間を行うことによって、チャネル推定値の残りの値Ｈ^_k，

を生成する。従って、再構成補間器６１からの出力は、完全なチャネル推定値Ｈ^_k，ｋ∈｛０，１，...，Ｎ−１｝であり、これは次にデータ復調器４１に供給される。

図６のブロックは、ＡＳＩＣ（application specific circuitry：特定用途向け集積回路）、若しくはプログラム可能な回路を使用して、又は、それらの任意の組み合わせを使用して実現されてもよい。図６におけるブロックの機能の一部又は全てはまた、適切なコンピュータ・ソフトウェアを用いてプログラムされたコンピュータによって実現されてもよい。

別の実施形態によれば、再びＭＭＳＥ技術を使用してパイロットフィルタを生成することができる。この目的のために、行列による定式化を導入するのが好都合である。Ｔ_N×NがＮ行Ｎ列のＦＦＴ行列を表すものとし、行と列とは０からＮ−１の番号が付されているものとする。ＦＦＴ行列は離散フーリエ変換の行列表現である。従って、当業者によってよく理解されるように、Ｔ_N×Nのｌ行ｍ列の要素は、ｅ^-2πjlm/Nで与えられ、ここでｊは虚数単位である。さらに、Ｔ'_K×Nは、パイロット・インデックスのセットκの中に現れない行番号に対応したＴ_N×Nの行を取り除くことによって得られる、変形したＦＦＴ行列を表すとする。従って、変形したＦＦＴ行列の中の行の数はＫであり、これは即ち、パイロット・インデックスのセットκの中の要素の数である。

をチャネル推定値のベクトル表現であるとすると、これは以下の式

によって表すことができる。
ここで、

及び、Ｆ_N×Kは、Ｎ行Ｋ列を有するフィルタ行列である。変形したＦＦＴ行列Ｔ'_K×Nは、この式において２重の目的を有する。第１に、変形したＦＦＴ行列は、周波数領域表現への変換を実行する。第２に、変形したＦＦＴ行列は、パイロット・インデックスのセットκの中の複数の周波数インデックスを有する複数の周波数成分への限定を実行する。上式において、フィルタ行列は、未だに未知の量であり、これは「インテリジェント」な方法で選定されなければならない。その目標は、推定誤差

を最小にすることである。ここで、上添え字のプラス符号＋は、ベクトル又は行列のエルミート共役、即ち、ベクトル又は行列の転置の複素共役を表す。これまでに得られた相関器信号に対してこの式を適用すると、推定誤差は、

と書くことができる。
ここで、

である。

ウィーナ解によれば、最適なフィルタ行列は次式によって得ることができる。

ここで、

は雑音共分散行列を表し、Ｅは統計的平均（期待値）を表ために使用されている。フィルタ行列に関する式の中央部分、即ち、２つの統計的平均に関係する部分は、外積ｈ・ｈ⁺にわたる平均化を外積ｚ・ｚ⁺にわたる平均化で置き換えることによって近似され得る。例えば、次式の近似が使用され得る。

上記の表現において、ｉ＝ｍ（ｍは現在のＯＦＤＭフレーム番号である）については、ｚ_i＝ｚであり、０≦ｉ＜ｍについては、ｚ_iはそれまでに受信したＯＦＤＭフレームのプリアンブルから生成された相関器信号に対応するベクトル表現を表す。平均値は重み付けされた平均値であり、当該重みはメモリ・パラメータλ（λ≦１）によって定められる。さらに、雑音共分散行列は、自動利得制御又は他の雑音推定器からの雑音のサンプル分散の推定値によってスケーリングされた単位行列によって、近似することができる。従って、逆行列

は、例えば、以下で説明するシャーマン・モリソン（Sherman-Morrison）の公式を使用することによって、簡略化することができる。Ａは逆行列を得ることが可能な正方行列であるとし、ｕ及びｖはベクトルとする。また、１＋ｕ⁺Ａ^-1ｖ≠０とすると、次式が得られる。

Ｅ｛ｈ・ｈ⁺｝は、そのときに更新された１つのプリアンブルであるので、行列

は、

が得られたとすれば、再帰的に求めることができる。

射影行列（projection matrix）

の次元は、相関器信号ｚによって検出される最大遅延スプレッドにまで低減され得ることに留意されたい。例えば、マルチパス無線チャネルには、ある数のタップ数Ｒ以降においては無視できるほどの電力しかないということを相関器信号が示す場合に、ベクトルＴ_K×N・ｚは、最初のＲ個の要素のみに切り詰められるべきであり、
かつ、射影行列

は、次元Ｒ×Ｒの行列として扱うだけでよい。次元が低減された射影行列は、切り詰められたｚ_iベクトルの外積の平均化を行うことによって求めることができる。次元が低減された射影を行った後に、長さＲのベクトルは、０が挿入されることによって長さＮとされ、周波数領域に変換して戻される。

最適なフィルタ行列が計算されると、チャネル推定値は、最終的に周波数領域サンプルＹ_k，ｋ∈κから計算され得るとともに、この計算は、次式による行列の乗算で表され得る。

ここで、

である。インデックス値ｋ(ｍ)，ｍ∈｛０，１，...，Ｋ−１｝は、昇順で並べられたパイロット・インデックスのセットにおける複数の要素である。

図８は、一実施形態に係る、パイロットフィルタ生成器３１及びチャネル推定器３９の構成を示すブロック図であり、この構成によって、チャネル推定に関して説明した処理を実行することができる。図８のブロック図は、ＦＦＴ行列Ｔ_N×Nを生成するＦＦＴ行列生成器７１を含む。ＦＦＴ行列変形器７３は、ＦＦＴ行列生成器７１に接続される。ＦＦＴ行列変形器７３は、ＦＦＴ行列生成器７１によって供給されるＦＦＴ行列Ｔ_N×Nに基づいて、変形したＦＦＴ行列Ｔ'_K×Nを生成する。図８のパイロットフィルタ生成器３１は、相関器信号ｚ(ｎ)に関連する外積ｚ・ｚ⁺を算出する外積生成器７５を含む。ＯＦＤＭフレーム平均化ユニット７６は、外積生成器７５に接続され、外積生成器７５からの出力を受信するＯＦＤＭフレーム平均化ユニット７６は、外積生成器７５からの出力と、それまでに受信したＯＦＤＭフレームに関連した、対応して記憶されている外積データとに基づいて、上述した重み付け平均値を算出する。パイロットフィルタ生成器３１は、フィルタ行列生成器７７をさらに含み、フィルタ行列生成器７７は、ＯＦＤＭフレーム平均化ユニット７６、ＦＦＴ行列生成器７１、及びＦＦＴ行列変形器７３に接続される。フィルタ行列生成器７７は、上述のように、フィルタ行列Ｆ_N×Kを生成する。図８において、チャネル推定器３９は行列乗算器７９を含み、行列乗算器７９は、フィルタ行列Ｆ_N×Kを受信するために、フィルタ行列生成器７７に接続される。行列乗算器７９は、現在処理されているＯＦＤＭシンボルの中に導入されているパイロットシンボルに関連する周波数領域サンプルＹ_k，ｋ∈κを受信するために、パイロット抽出器３５にさらに接続される。行列乗算器７９は、上述のように、フィルタ行列Ｆ_N×K及びベクトルＹに関係する行列乗算を通して、チャネル推定ベクトル

を生成する。また、当該チャネル推定値は、復調器４１に供給される。この技術は、均一パイロット挿入と同様に不均一パイロット挿入の場合も動作するという利点を有することに留意されたい。

フィルタ行列Ｆ_N×Kは、３つの部分（因数）から成る。第１の部分は、周波数領域から時間領域への変換を実行する行列Ｔ_K×N ⁺である。第２の部分は、射影行列

である。この射影行列は、ＭＭＳＥ基準に従って雑音プラス干渉の共分散を考慮に入れて、プリアンブルの相関器信号から測定されるマルチパス応答ベクトルによって張られる線形（サブ）空間への射影を実行する。第３の部分は、ＯＦＤＭスペクトル全体に変換して戻す機能に関与するＦＦＴ行列Ｔ_N×Nである。

図８のブロックは、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、若しくはプログラム可能な回路を使用して、又はそれらの任意の組み合わせを使用して実行することができる。図８のブロックの機能の一部又は全ても、適切なコンピュータ・ソフトウェアを用いてプログラムされたコンピュータによって実行することができる。

図９は、本発明の実施形態に係る、ＯＦＤＭフレームの受信に関連するチャネル推定のための方法を示すフローチャートである。図９の方法は、これまでに説明した（例えば、図６に関連して説明及び示唆した実施形態のような）実施形態の動作に対応しているので、この方法に関しては、簡略な説明にとどめるために、簡潔に議論する。ブロック９１において、ＯＦＤＭフレームが受信される。ＯＦＤＭフレームの受信に続いて、ブロック９３において相関器信号が生成される。当該相関器信号は、受信したＯＦＤＭフレームの受信プリアンブル信号と、実際に送信されたプリアンブルに対応する、受信機において事前に既知のプリアンプル信号との相関処理によって生成される。相関器信号の生成に続いて、ブロック９５において、当該相関器信号の２乗振幅が生成される。ブロック９７において、生成された２乗振幅に基づいて、例えば、これまでに説明した技術を適用することによって、パイロットフィルタがＦＩＲフィルタの形で生成される。ブロック９９において、送信されたＯＦＤＭフレームのパイロットシンボルに対応する周波数領域サンプルが、受信されたＯＦＤＭフレームのデータ部分から抽出される。その後、ブロック１０１において、抽出された周波数領域サンプルが周波数領域において均一に分布しているか否か、即ち、パイロット・インデックスのセットが「くし形」を規定しているか否かの判定が行われる。周波数領域サンプルが均一に分布している場合には、ブロック１０５において、周波数領域サンプルと生成したＦＩＲフィルタとの間の巡回畳み込み演算が実行される。周波数領域サンプルが均一に分布していない場合には、ブロック１０３において、元の周波数領域サンプルに不均一・均一補間を適用することによって、均一に分布した周波数領域サンプルのセットが求められる。そして、ブロック１０５において、初めに抽出した周波数領域サンプルの代わりに、均一に分布した周波数領域サンプルのセットを用いて巡回畳み込み演算が実行される。何れの場合も、ブロック１０５における巡回畳み込み演算によって、これまでに説明したチャネル推定値のサブセットが生成される。ブロック１０７において、このサブセットに（オプションで）平滑化フィルタが適用された後、ブロック１０９において、再構成補間を適用することによって、このサブセットから全体のチャネル推定値が求められる。

図１０は、本発明の別の実施形態に係る、ＯＦＤＭフレームの受信に関連するチャネル推定のための方法を示すフローチャートである。図１０の方法は、これまでに説明した（例えば、図８に関連して説明及び示唆した実施形態のような）実施形態の動作に対応しているので、この方法に関しては、簡略な説明にとどめるために、簡潔に議論する。ブロック１１１において、ＯＦＤＭフレームが受信される。ＯＦＤＭフレームの受信に続いて、ブロック１１３において、相関器信号が生成される。これまでの説明と同様に、当該相関器信号は、受信したＯＦＤＭフレームの受信プリアンブル信号と、実際に送信されたプリアンブルに対応する、受信機において事前に既知のプリアンプル信号との相関処理によって生成される。ブロック１１５において、これまでに説明したように、相関器信号に基づいて外積が生成される。外積の生成の後、ブロック１１７において、（これまでに説明したように）それまでに受信されたＯＦＤＭフレームから生成された、対応する複数の外積との平均化が実行される。ブロック１１９において、ＦＦＴ行列が生成される。そして、ブロック１２１において、ＦＦＴ行列に基づいて変形したＦＦＴ行列が生成される。ブロック１２３において、上述のように、ＯＦＤＭフレームの外積の平均化を行った結果に基づいて、かつ、ＦＦＴ行列及び変形したＦＦＴ行列を使用して、フィルタ行列が生成される。ブロック１２５において、送信されたＯＦＤＭフレームの中に含まれるパイロットシンボルに対応する周波数領域サンプルが抽出された後に、ブロック１２７において、抽出した周波数領域サンプルから成るベクトルと、生成されたフィルタ行列との乗算を行うことによって、チャネル推定値が生成される。

上記では、種々の実施形態を使用して本発明について説明してきた。しかしながら、これらの実施形態は、限定的でない例を示すことを目的とするものであり、与えられる保護の範囲は添付の特許請求の範囲によって画定される。

Claims (11)

1. プリアンブル（１５）とデータ部分（１７）とを含み、マルチパス無線チャネル（２３）を介して送信されたＯＦＤＭフレームの受信に関連するチャネル推定のための方法であって、
   受信されたプリアンブル信号と事前に既知のプリアンブル信号とを相関処理することによって、相関器信号を生成するステップ（９３；１１３）と、
   線形パイロットフィルタを生成するステップを含む、前記相関器信号に従ってパイロットフィルタを生成するステップ（９７；１２３）と、
   受信されたデータ部分の信号から、前記送信されたＯＦＤＭフレームの前記データ部分に含まれる複数のパイロットシンボルに対応する複数の周波数領域サンプルの第１のセットを抽出するステップ（９９；１２５）と、
   複数の周波数領域サンプルの前記第１のセットに基づいて、かつ、前記パイロットフィルタを使用して、チャネル推定値を生成するステップ（１０３，１０５，１０７，１０９；１２７）と
   を含み、
   前記線形パイロットフィルタを生成する前記ステップ（９７）は、有限インパルス応答フィルタの通過帯域が前記相関器信号の振幅に基づいて決定されるように、前記有限インパルス応答フィルタを生成するステップを含み、
   前記有限インパルス応答フィルタの自己相関の逆離散フーリエ変換が、前記相関器信号の２乗振幅に比例することを特徴とする方法。
2. プリアンブル（１５）とデータ部分（１７）とを含み、マルチパス無線チャネル（２３）を介して送信されたＯＦＤＭフレームの受信に関連するチャネル推定のための方法であって、
   受信されたプリアンブル信号と事前に既知のプリアンブル信号とを相関処理することによって、相関器信号を生成するステップ（９３；１１３）と、
   線形パイロットフィルタを生成するステップを含む、前記相関器信号に従ってパイロットフィルタを生成するステップ（９７；１２３）と、
   受信されたデータ部分の信号から、前記送信されたＯＦＤＭフレームの前記データ部分に含まれる複数のパイロットシンボルに対応する複数の周波数領域サンプルの第１のセットを抽出するステップ（９９；１２５）と、
   複数の周波数領域サンプルの前記第１のセットに基づいて、かつ、前記パイロットフィルタを使用して、チャネル推定値を生成するステップ（１０３，１０５，１０７，１０９；１２７）と
   を含み、
   前記線形パイロットフィルタを生成する前記ステップ（９７）は、有限インパルス応答フィルタの通過帯域が前記相関器信号の振幅に基づいて決定されるように、前記有限インパルス応答フィルタを生成するステップを含み、
   前記有限インパルス応答フィルタの自己相関の逆離散フーリエ変換が、前記相関器信号の２乗振幅を含む分数式に等しいことを特徴とする方法。
3. 前記チャネル推定値を生成する前記ステップは、
   複数の周波数領域サンプルを含む前記第１のセット内の各周波数領域サンプルが、周波数領域において均一に分布しているか否かを判定するステップ（１０１）と、
   複数の周波数領域サンプルを含む前記第１のセット内の各周波数領域サンプルが、周波数領域において均一に分布している場合には、
   複数の周波数領域サンプルの前記第１のセットと前記有限インパルス応答フィルタとの巡回畳み込み演算を実行することによって、前記チャネル推定値のサブセットを生成するステップ（１０５）と、
   前記チャネル推定値の前記サブセットに対して補間処理を適用することによって、完全なチャネル推定値を生成するステップ（１０９）と
   を実行し、
   複数の周波数領域サンプルを含む前記第１のセット内の各周波数領域サンプルが、周波数領域において均一に分布していない場合には、
   複数の周波数領域サンプルを含む前記第１のセットに対して不均一・均一補間を適用することによって、均一に分布した複数の周波数領域サンプルのセットを生成するステップ（１０３）と、
   均一に分布した複数の周波数領域サンプルの前記セットと前記有限インパルス応答フィルタとの巡回畳み込み演算を実行することによって、前記チャネル推定値のサブセットを生成するステップ（１０５）と、
   前記チャネル推定値の前記サブセットに対して補間処理を適用することによって、完全なチャネル推定値を生成するステップ（１０９）と
   を実行するステップと
   を含むことを特徴とする請求項１又は２に記載の方法。
4. プリアンブル（１５）とデータ部分（１７）とを含み、マルチパス無線チャネル（２３）を介して送信されたＯＦＤＭフレームの受信に関連するチャネル推定のための方法であって、
   受信されたプリアンブル信号と事前に既知のプリアンブル信号とを相関処理することによって、相関器信号を生成するステップ（９３；１１３）と、
   線形パイロットフィルタを生成するステップを含む、前記相関器信号に従ってパイロットフィルタを生成するステップ（９７；１２３）と、
   受信されたデータ部分の信号から、前記送信されたＯＦＤＭフレームの前記データ部分に含まれる複数のパイロットシンボルに対応する複数の周波数領域サンプルの第１のセットを抽出するステップ（９９；１２５）と、
   複数の周波数領域サンプルの前記第１のセットに基づいて、かつ、前記パイロットフィルタを使用して、チャネル推定値を生成するステップ（１０３，１０５，１０７，１０９；１２７）と
   を含み、
   前記線形パイロットフィルタを生成する前記ステップは、
   第１の部分、第２の部分、及び第３の部分に因数分解されるフィルタ行列を生成するステップを含み、
   前記第１の部分は、周波数領域から時間領域への変換を実行する行列であり、
   前記第２の部分は、前記相関器信号のベクトル表現と、それまでに受信された複数のＯＦＤＭフレームから得られた複数の相関器信号についての対応する複数のベクトル表現とによって生成されるサブ空間への射影を実行する射影行列であり、
   前記第３の部分は、前記時間領域から前記チャネル推定値についての全体のスペクトルへの変換を実行する行列である
   ことを特徴とする方法。
5. 前記射影行列は、ＯＦＤＭフレームで平均化された、前記相関器信号の前記ベクトル表現についての外積と、推定された雑音共分散行列とに基づいて生成されることを特徴とする請求項４に記載の方法。
6. 前記チャネル推定値を生成する前記ステップは、
   前記フィルタ行列と、複数の周波数領域サンプルを含む前記第１のセット内の前記複数の周波数領域サンプルから成るベクトルとで、行列の乗算を実行するステップ（１２７）を含むことを特徴とする請求項４又は５に記載の方法。
7. 前記受信されたデータ部分から、複数の周波数領域サンプルの第２のセットを抽出するステップと、
   前記生成されたチャネル推定値を使用して、複数の周波数領域サンプルの前記第２のセットを復調するステップと
   を更に含むことを特徴とする請求項１乃至６の何れか１項に記載の方法。
8. プリアンブル（１５）とデータ部分（１７）とを含み、マルチパス無線チャネルを介して送信されたＯＦＤＭフレームの受信に関連するチャネル推定のための装置（２４）であって、
   受信されたプリアンブル信号と事前に既知のプリアンブル信号とを相関処理することによって、相関器信号を生成する手段（２９）と、
   前記相関器信号に従ってパイロットフィルタを生成する手段（３１）であって、線形パイロットフィルタを生成する前記手段と、
   受信されたデータ部分の信号から、前記送信されたＯＦＤＭフレームの前記データ部分に含まれる複数のパイロットシンボルに対応する複数の周波数領域サンプルの第１のセットを抽出する手段（３５）と、
   複数の周波数領域サンプルの前記第１のセットに基づいて、かつ、前記パイロットフィルタを使用して、チャネル推定値を生成する手段（３９）と
   を備え、
   前記パイロットフィルタを生成する前記手段（３１）は、有限インパルス応答フィルタを生成し、
   前記チャネル推定値を生成する前記手段（３９）は、
   複数の周波数領域サンプルを含む前記第１のセットが、周波数領域において均一に分布していない場合に、複数の周波数領域サンプルの前記第１のセットに対して不均一・均一補間を適用することによって、均一に分布した複数の周波数領域サンプルのセットを生成する手段（５５）と、
   複数の周波数領域サンプルを含む前記第１のセットが、周波数領域において均一に分布している場合には、前記パイロットフィルタと複数の周波数領域サンプルを含む前記第１のセットとの巡回畳み込み演算を実行することによって、
   複数の周波数領域サンプルを含む前記第１のセットが、周波数領域において均一に分布していない場合には、前記パイロットフィルタと均一に分布した複数の周波数領域サンプルについての前記生成されたセットとの巡回畳み込み演算を実行することによって、
   前記チャネル推定値のサブセットを生成する手段（５７）と、
   前記チャネル推定値の前記サブセットに基づいて完全なチャネル推定値を再構成する手段（６１）と
   を含むことを特徴とする装置。
9. 前記パイロットフィルタを生成する前記手段（３１）は、前記有限インパルス応答フィルタの通過帯域が前記相関器信号の振幅に基づいて決定されるように、前記有限インパルス応答フィルタを生成することを特徴とする請求項８に記載の装置。
10. プリアンブル（１５）とデータ部分（１７）とを含み、マルチパス無線チャネルを介して送信されたＯＦＤＭフレームの受信に関連するチャネル推定のための装置（２４）であって、
    受信されたプリアンブル信号と事前に既知のプリアンブル信号とを相関処理することによって、相関器信号を生成する手段（２９）と、
    前記相関器信号に従ってパイロットフィルタを生成する手段（３１）であって、線形パイロットフィルタを生成する前記手段と、
    受信されたデータ部分の信号から、前記送信されたＯＦＤＭフレームの前記データ部分に含まれる複数のパイロットシンボルに対応する複数の周波数領域サンプルの第１のセットを抽出する手段（３５）と、
    複数の周波数領域サンプルの前記第１のセットに基づいて、かつ、前記パイロットフィルタを使用して、チャネル推定値を生成する手段（３９）と
    を備え、
    前記パイロットフィルタを生成する前記手段（３１）は、
    第１の部分、第２の部分、及び第３の部分に因数分解されるフィルタ行列を生成し、
    前記第１の部分は、周波数領域から時間領域への変換を実行する行列であり、
    前記第２の部分は、前記相関器信号のベクトル表現と、それまでに受信された複数のＯＦＤＭフレームから得られた複数の相関器信号についての対応する複数のベクトル表現とによって生成されるサブ空間への射影を実行する射影行列であり、
    前記第３の部分は、前記時間領域から前記チャネル推定値についての全体のスペクトルへの変換を実行する行列であること
    を特徴とする装置。
11. 前記受信されたデータ部分から、複数の周波数領域サンプルの第２のセットを抽出する手段（３７）と、
    前記生成されたチャネル推定値を使用して、複数の周波数領域サンプルの前記第２のセットを復調する手段（４１）と
    を更に備えることを特徴とする請求項８乃至１０の何れか１項に記載の装置。

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