JP2005260331A - Ｏｆｄｍ受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 複数のアンテナを備え、ＯＦＤＭ方式により変調されておりパイロットキャリアを含んだ信号をダイバーシチ受信するＯＦＤＭ受信装置で、推定伝送路特性に含まれる雑音成分を低減する。
【解決手段】 それぞれのアンテナ系では、内挿補間伝送路特性検出手段３ａ、３ｂ、４ａ、４ｂが受信信号に含まれるパイロットキャリアについて内挿補間フィルタにより内挿補間を行って伝送路特性を検出し、係数乗算手段５ａ、５ｂ、８ａ、８ｂが伝送路特性に基づく係数を受信信号に乗算し、マルチパス遅延時間検出手段６ａ、６ｂが受信信号に基づいてマルチパスの遅延時間を検出し、内挿補間フィルタ周波数特性制御手段７ａ、７ｂが遅延時間に基づいて内挿補間フィルタの周波数特性を制御する。複数のアンテナ系に共通に、信号合成手段９が乗算結果の信号を合成し、信号復調手段１０が合成結果の信号を復調する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、伝送方式として、互いに直交する複数本のキャリア（搬送波）を使用して情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式を用いた伝送装置のＯＦＤＭ受信装置に関し、例えば、複数本のキャリアに対して同期検波を用いる変調方式（同期変調方式）で変調を行う伝送装置の復調装置に関する。

近年、移動体通信向けのデジタル音声放送や、地上系デジタルテレビジョン放送への応用に適した変調方式として、マルチパスフェージングやゴーストに強いという特徴を有する直交周波数分割多重変調方式（ＯＦＤＭ方式）が注目されている。

特開２００３−２２９８３３号公報 特開２００３−２２９８３１号公報 特開２００２−２３２３８９号公報 寺本、嶋、伊丹、他、「ＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信に関する一検討」、映像情報メディア学会技術報告、１９９９年、Ｖｏｌ．２３、Ｎｏ．３５、ｐ．１３−１８

しかしながら、ＯＦＤＭ方式を採用した通信システムの受信装置では、例えば、パイロットキャリアから伝送路特性の推定を行う際に、パイロットキャリアに含まれる雑音成分の影響により精度の良い伝送路特性の推定が困難となる場合があり、推定伝送路特性に基づいてダイバーシチの重み係数を設定する構成において、雑音の影響により搬送波対雑音比（Ｃ／Ｎ：Carrier to Noise ratio）の劣化が生じてしまうことがあった。
本発明は、このような従来の事情に鑑み為されたもので、推定伝送路特性に含まれる雑音成分を低減して、Ｃ／Ｎを改善することができるＯＦＤＭ受信装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明に係るＯＦＤＭ受信装置では、複数のアンテナを備え、ＯＦＤＭ方式により変調されておりパイロットキャリアを含んだ信号をダイバーシチ受信する構成において、次のような処理を行う。
すなわち、それぞれのアンテナ系において、内挿補間伝送路特性検出手段が受信信号に含まれるパイロットキャリアについて内挿補間フィルタにより内挿補間を行って伝送路特性を検出し、係数乗算手段が内挿補間伝送路特性検出手段により検出される伝送路特性に基づく係数を受信信号に乗算する。これに際して、それぞれのアンテナ系において、マルチパス遅延時間検出手段が受信信号に基づいてマルチパスの遅延時間を検出し、内挿補間フィルタ周波数特性制御手段がマルチパス遅延時間検出手段により検出される遅延時間に基づいて内挿補間伝送路特性検出手段により用いられる内挿補間フィルタの周波数特性を制御する。
また、複数のアンテナ系に共通な処理として、信号合成手段がそれぞれのアンテナ系の係数乗算手段により得られる乗算結果の信号を合成し、信号復調手段が信号合成手段により得られる合成結果の信号を復調する。
従って、受信信号に含まれるパイロットキャリアについて内挿補間フィルタにより内挿補間を行って伝送路特性を検出するに際して、マルチパスの遅延時間に基づいて当該内挿補間フィルタの周波数特性を制御することにより、例えば従来と比べて、検出される伝送路特性に含まれる雑音成分を低減することが可能であり、Ｃ／Ｎを改善することが可能である。例えば、ダイバーシチ受信を行うに際して、それぞれのアンテナにより受信される信号を精度のよい比率（乗算の係数）でダイバーシチ合成することができる。

ここで、複数のアンテナの数としては、種々な数が用いられてもよい。
また、ＯＦＤＭ受信装置により受信される信号としては、例えば、送信側と受信側との通信に係る伝送路の特性を検出するために用いられるパイロット信号を伝送するキャリア（パイロットキャリア）と、データ信号を伝送するキャリア（データキャリア）が含まれる信号が用いられる。
また、ＯＦＤＭ方式で用いられる複数の異なる周波数を有するキャリアの数としては、種々な数が用いられてもよい。
また、ＯＦＤＭ方式で用いられる複数のキャリアに対するパイロットキャリアやデータキャリアの配置としては、種々な配置が用いられてもよい。一例として、複数のキャリアの中の２以上のキャリアをパイロットキャリアとして使用する一方で他のキャリアをデータキャリアとして使用する配置を用いることができ、また、例えば、当該配置を時間に対して固定する態様や、当該配置を時間に応じて変化させる態様を用いることができる。

また、内挿補間フィルタとしては、種々なフィルタが用いられてもよい。
また、それぞれのアンテナによる受信信号に含まれるパイロットキャリアについて内挿補間を行って伝送路特性を検出する態様としては、種々な態様が用いられてもよく、例えば、２以上の異なる周波数を有するパイロットキャリアの周波数間の振幅或いは位相の特性をつなげるように補間することによりデータキャリアの周波数における振幅或いは位相の特性を検出するような態様を用いることができる。
また、伝送路特性の検出としては、例えば、必ずしも伝送路特性を厳密に検出する態様が用いられなくともよく、伝送路特性を推定する（推定的に検出する）態様が用いられてもよい。
また、それぞれのアンテナによる受信信号に対して乗じる係数としては、種々なものが用いられてもよく、一例として、伝送路特性に基づいてダイバーシチ受信におけるＣ／Ｎを最大にする係数が決定されて用いられるのが好ましい。

また、マルチパスの遅延時間を検出する態様としては、種々な態様が用いられてもよく、例えば、全部で２個の信号から成るマルチパス信号ではこれら２個の信号の間の時間差を遅延時間として検出する態様が用いられ、全部で３以上のｎ個の信号から成るマルチパス信号では最も早い信号と最も遅い信号との間の時間差（つまり、最大の遅延時間）を遅延時間として検出する態様が用いられる。
また、遅延時間に基づいて内挿補間フィルタの周波数特性を制御する態様としては、種々な態様が用いられてもよく、例えば、内挿補間フィルタのカットオフ周波数の特性を制御する態様を用いることができる。
また、信号合成手段としては、例えば、複数のアンテナ系のそれぞれにおいて得られる受信信号と係数との乗算結果の信号を総和するような手段が用いられる。
また、信号復調手段としては、例えば、受信される信号に施された変調方式に対応した復調方式により受信信号を復調する手段が用いられる。

本発明に係るＯＦＤＭ受信装置では、一構成例として、次のような構成とした。
すなわち、内挿補間フィルタ周波数特性制御手段では、フィルタ係数記憶手段が複数の異なるフィルタ係数を記憶し、フィルタ係数選択設定手段がフィルタ係数記憶手段に記憶されるフィルタ係数の中からマルチパス遅延時間検出手段により検出される遅延時間に対応するフィルタ係数を選択して当該選択したフィルタ係数を内挿補間伝送路特性検出手段により用いられる内挿補間フィルタに設定する。これにより、内挿補間フィルタ周波数特性制御手段は、マルチパス遅延時間検出手段により検出される遅延時間に基づいて、内挿補間伝送路特性検出手段により用いられる内挿補間フィルタの周波数特性を制御する。
従って、例えば予め用意された複数のフィルタ係数の中から検出されるマルチパスの遅延時間に適したフィルタ係数を選択して内挿補間フィルタに設定することにより、効率的に、内挿補間フィルタの周波数特性を制御することができる。
ここで、フィルタ係数記憶手段に記憶されるフィルタ係数としては、種々な係数が用いられてもよい。
また、フィルタ係数記憶手段に記憶されるフィルタ係数の種類の数としては、種々な数が用いられてもよい。
また、フィルタ係数記憶手段としては、例えば、フィルタ係数のデータを記憶するメモリなどを用いて構成することができる。
また、マルチパスの遅延時間と選択されるフィルタ係数との対応付けは、例えば、予めメモリなどにより設定や記憶される。

本発明に係るＯＦＤＭ受信装置では、一構成例として、次のような構成とした。
すなわち、内挿補間フィルタ周波数特性制御手段は、内挿補間伝送路特性検出手段により用いられる内挿補間フィルタの周波数特性として、マルチパス遅延時間検出手段により検出される遅延時間に対応することが可能であり且つカットオフ周波数が最も低くなる周波数特性を設定する。
従って、マルチパスの遅延時間に対応することが可能であってカットオフ周波数が最低となる周波数特性を内挿補間フィルタに設定することにより、マルチパスの遅延時間に対応することを可能とすることができるとともに、カットオフ周波数を最も低くして雑音を最も小さくすることができる。
ここで、マルチパスの遅延時間に対応することが可能である周波数特性としては、例えば、受信信号を等化することが可能な周波数特性が用いられる。例えば、内挿補間フィルタのカットオフ周波数が低いほど雑音が小さくなる一方で、内挿補間フィルタのカットオフ周波数が低いほど等化可能なマルチパスの遅延時間が短くなることに鑑み、可能な限りでカットオフ周波数を低くする。

以上説明したように、本発明に係るＯＦＤＭ受信装置によると、複数のアンテナを備え、ＯＦＤＭ方式により変調されておりパイロットキャリアを含んだ信号をダイバーシチ受信する構成において、それぞれのアンテナ系では、受信信号に含まれるパイロットキャリアを用いて内挿補間フィルタにより内挿補間を行って伝送路特性を検出して、検出した伝送路特性に基づく係数を受信信号に乗算するに際して、受信信号に基づいてマルチパスの遅延時間を検出して、検出した遅延時間に基づいて内挿補間フィルタの周波数特性を制御し、また、複数のアンテナ系に共通に、それぞれのアンテナ系により得られる乗算結果の信号を合成し、これにより得られる合成結果の信号を復調するようにしたため、例えば従来と比べて、検出される伝送路特性に含まれる雑音成分を低減することが可能であり、Ｃ／Ｎを改善することが可能であり、例えば、ダイバーシチ受信を行うに際して、それぞれのアンテナにより受信される信号を精度のよい比率（乗算の係数）でダイバーシチ合成することができる。

本発明に係る実施例を図面を参照して説明する。
図１には、本発明の一実施例に係るダイバーシチ受信機を備えたＯＦＤＭ受信装置の構成例を示してある。本例では、２系統のアンテナを有するダイバーシチ装置の構成例を示してある。なお、本例では、同期処理部や誤り訂正処理部等のように本発明と特には関連しない処理部については、図示や説明を省略する。
本例のＯＦＤＭ受信装置は、２系統のダイバーシチブランチ部と、合成部９と、復調部１０を備えている。
各ダイバーシチブランチ部は、Ａ／Ｄ（Analog to Digital）変換器１ａ、１ｂと、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）部２ａ、２ｂと、パイロットキャリア抽出部３ａ、３ｂと、内挿補間フィルタ部４ａ、４ｂと、係数算出部５ａ、５ｂと、マルチパス検出部６ａ、６ｂと、フィルタ係数切り替え部７ａ、７ｂと、乗算器８ａ、８ｂを備えている。

ここで、ＯＦＤＭ伝送を行う際には、実際の伝送路ではマルチパス通信路が形成されることが多い。
マルチパス環境下では、主波と反射波の位相が逆相付近になる周波数帯域では、信号が打ち消されて振幅が小さくなってしまう周波数選択性フェージングと呼ばれる劣化が生じる。ＯＦＤＭではキャリア１本毎の帯域が狭いため、周波数選択性フェージングによりレベルが低下したキャリアには伝送誤りが多発してしまう。更に、移動体伝送においては、主波と反射波のレベルが時々刻々と変化するレイリーフェージング環境が発生することもある。レイリーフェージング環境下では、全キャリアのレベルが低下してしまうことがあるため、レベルの低下したシンボルに伝送誤りが多発してしまう。

このため、これらのフェージング劣化を軽減するために、例えば、スペース（空間）ダイバーシチと呼ばれる受信処理方式を適用することがある。スペースダイバーシチでは、複数のアンテナを空間的に離して配置して、それぞれのアンテナにより受信した信号を適切に合成すること或いは複数のアンテナの中から受信強度が大きいものを選択して受信処理することにより、フェージング劣化の影響を軽減することができる。
また、ダイバーシチの方式の中では、ダイバーシチ効果が優れている最大比合成方式が多く用いられている。
以下では、スペースダイバーシチ及び最大比合成方式を用いた本例のＯＦＤＭ受信装置により行われる動作の一例を示す。

送信機から送出された電波はフェージング等の歪みを受けて、本例のＯＦＤＭ受信装置に備えられた２系統のアンテナにより受信される。各ダイバーシチブランチ部において、受信信号は、Ａ／Ｄ変換器１ａ、１ｂによりデジタル信号へ変換され、ＦＦＴ部２ａ、２ｂ、パイロットキャリア抽出部３ａ、３ｂ、内挿補間フィルタ部４ａ、４ｂにより処理される。
すなわち、各ダイバーシチブランチ部において、アンテナで受信された信号は、ＲＦ（Radio Frequency）部、ＩＦ（Intermediate Frequency）部を経由して、Ａ／Ｄ変換器１ａ、１ｂによりアナログ信号からデジタル信号へ変換されて、ＦＦＴ部２ａ、２ｂとマルチパス検出部６ａ、６ｂへ出力される。Ａ／Ｄ変換器１ａ、１ｂからの受信サンプル値系列はＦＦＴ部２ａ、２ｂに入力され、ＦＦＴ部２ａ、２ｂでは当該受信サンプル値系列を時間軸信号から周波数軸信号、すなわち、キャリア軸信号へ変換して、パイロットキャリア抽出部３ａ、３ｂと乗算器８ａ、８ｂへ出力する。この変換はフーリエ変換により実現することができる。フーリエ変換としては、一般的に、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）アルゴリズムを用いることが多い。

ＦＦＴ部２ａ、２ｂでフーリエ変換する際、Ａ／Ｄ変換器１ａ、１ｂからの受信サンプル値系列に対して有効シンボル長の時間窓を設け、ＦＦＴ時間窓内の信号に対してフーリエ変換を行う。ＦＦＴ時間窓はマルチパスによる劣化が生じないようなタイミングに設けるのが一般的である。
また、実際の伝送路では、山や建物に反射して遅延時間を伴って到来する反射波（マルチパス）が混入することがある。反射波が混入すると、振幅変動や位相回転などが発生するため、１６ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭ等の同期検波方式で復調する必要のある変調方式では、各キャリアに対して、振幅及び位相の補正を行う必要がある。
ＦＦＴ部２ａ、２ｂからの出力はパイロットキャリア抽出部３ａ、３ｂと乗算器８ａ、８ｂに入力される。パイロットキャリア抽出部３ａ、３ｂでは、入力される信号から、例えば、数キャリア毎に挿入されているパイロットキャリアを抽出して、内挿補間フィルタ部４ａ、４ｂへ出力する。
内挿補間フィルタ部４ａ、４ｂは、入力される信号に基づいて伝送路特性を推定して、当該推定結果に関する信号を係数算出部５ａ、５ｂへ出力する。伝送路特性の推定処理では、抽出したパイロットキャリアに対して内挿補間処理を行うことにより、パイロットキャリアが配置されていないデータキャリア部分の振幅、位相特性を推定することが可能である。

係数算出部５ａ、５ｂは、内挿補間フィルタ部４ａ、４ｂから入力される信号に基づいた係数を算出して、乗算器８ａ、８ｂへ出力する。乗算器８ａ、８ｂは、ＦＦＴ部２ａ、２ｂから出力されるデータキャリアに対して係数算出部５ａ、５ｂにより算出された係数を乗算して、当該乗算結果の信号を合成部９へ出力する。例えば、マルチパスフェージングによりレベルが低下したキャリアに対してはＣ／Ｎが劣化して伝送誤りを引き起こし易いため、そのキャリアの重み（重要度）を低く設定する。
理論的には、Ｍ（Ｍは複数）個の受信アンテナを有する構成における最大比合成の最適な重み係数ｗｉ（ｋ）は、送信機からｉ番目のアンテナまでの伝送路特性をｈｉ（ｋ）とすると、式１のように表される。なお、ｉはアンテナの番号を表しており、ｋはキャリアの番号を表している。式１は、Ｃ／Ｎを最大にする係数であることが知られている。

本例では、各乗算器８ａ、８ｂにおいてデータキャリアが上記のような係数により重み付けされて、その結果が共通の合成部９へ出力される。
合成部９は、各ダイバーシチブランチ部の乗算器８ａ、８ｂから入力される信号を加算処理（合成処理）して、当該加算処理結果の信号を復調部１０へ出力する。復調部１０は、合成部９から入力される信号を、再度、情報符号へ変換する。
このように、キャリア毎に合成比率を最適化した後に、ダイバーシチ合成を行うことにより、伝送特性を改善することができる。
なお、上記のようなダイバーシチの原理については、例えば、非特許文献１に詳述されている。

ここで、受信アンテナに到達する受信電界が低くなり、Ｃ／Ｎが劣化すると、内挿補間フィルタ部４ａ、４ｂからの推定伝送路特性にも雑音が混入する。このため、係数算出部５ａ、５ｂにおいても、前段の内挿補間フィルタ部４ａ、４ｂからの出力に雑音が混入すると、最適な係数を算出することが困難となる。
そこで、本例のＯＦＤＭ受信装置では、各ダイバーシチブランチ部に、マルチパス検出部６ａ、６ｂと、フィルタ係数切り替え部７ａ、７ｂを備えた。
各ダイバーシチブランチ部において、Ａ／Ｄ変換器１ａ、１ｂからの受信サンプリング値系列がマルチパス検出部６ａ、６ｂに入力される。マルチパス検出部６ａ、６ｂは、伝送路で生じたマルチパスの遅延時間及びマルチパスのレベルを検出する。

マルチパスを検出する一手段として、受信サンプリング値系列を有効シンボル長遅延させた信号と、そうでない信号との相関演算を行い、当該相関結果に対して雑音低減のためのフィルタリング処理を行い、次に、当該フィルタリング処理結果に対して微分処理を施すことにより、遅延プロファイルを得ることができる。
図２には、Ｋ（Ｋは例えば１以上の値）サンプルの遅延時間を有するマルチパスが混入した時に上記した処理を用いて算出した遅延プロファイルの一例を示してある。本例では、レベルが大きい主波に対して、Ｋサンプル離れた位置にマルチパスが存在している。
なお、遅延プロファイルの算出方式については、例えば、特許文献３に詳述されている。

マルチパス検出部６ａ、６ｂは、算出した遅延プロファイルからマルチパスの遅延時間を算出する。図2に示した例では、マルチパス検出部６ａ、６ｂからマルチパスの遅延時間としてＫという値を算出して、当該値を表す信号をフィルタ係数切り替え部７ａ、７ｂへ出力する。
遅延プロファイルからマルチパスの遅延時間を検出する方法としては、一例として、図２に示す遅延プロファイルに対して所定の閾値を設けて、閾値を超えるレベルを有する信号のタイミングの差をマルチパスの遅延時間として算出する方法を用いることができる。なお、図２では、２波のマルチパスについて説明したが、一般に、ｍ波（ｍは整数）のマルチパスが混入している環境において、ｊ（ｊ＝１〜ｍ）番目のマルチパスの遅延時間をτｊとして、最大遅延時間Ｋ＝ｍａｘ（τｊ）を算出することができる。
また、遅延プロファイルの算出方式としては、他の様々な方式を用いることも可能である。例えば、同期用のシンボルを備えたフレーム構成を有している場合には、送信側で挿入している同期シンボルのパターンと受信側で使用する同期シンボルとの相関演算を行うことにより、遅延プロファイルを算出することができる。このように、遅延プロファイルの算出は、種々な方式により行われてもよい。
また、マルチパス検出部６ａ、６ｂの動作としては、例えば、遅延プロファイル自体を算出しなくてもよく、マルチパスの最大遅延時間を算出することが可能であればよい。

ところで、雑音が混入したパイロットキャリアを用いて係数算出部５ａ、５ｂによりダイバーシチの係数を算出すると、Ｃ／Ｎの特性が劣化してしまうという問題がある。これは、内挿補間フィルタ演算後に雑音が残留しているためであり、このような問題を解消するためには、例えば、本例のように、内挿補間フィルタを用いて雑音を低減する方法を用いることが可能である。
このような雑音の低減方法としては、例えば、内挿補間フィルタの周波数特性において、図３に示すように、高周波成分を抑圧して、低周波成分のみを通過させることにより、雑音を低減することができる。
しかし、例えば図１３に示されるようなガードインターバル期間Ｔｇまでの遅延時間のマルチパスに対応（例えば、等化）するためには、（−Ｔｇ／２）〜（＋Ｔｇ／２）の帯域を通過帯域幅とする内挿補間フィルタが必要となり、図３に示したような通過帯域幅の狭いフィルタでは遅延時間がＴｇとなるマルチパスに対応することはできない。

このため、本例では、内挿補間フィルタ部４ａ、４ｂを構成する内挿補間フィルタのフィルタ特性をマルチパスの遅延時間により適応的に制御し、マルチパスの遅延時間が短い時にはフィルタの通過帯域幅を狭くして雑音を低減させることにより、ダイバーシチ処理時のＣ／Ｎの劣化を軽減する。
ここで、内挿補間フィルタのカットオフ周波数を低くすることによりＣ／Ｎの改善が見込まれるが、内挿補間フィルタのカットオフ周波数を低くすると対応（例えば、等化）可能なマルチパスの遅延時間が短くなる。このため、フィルタ係数切り替え部７ａ、７ｂは、マルチパス検出部６ａ、６ｂにより検出されたマルチパスの遅延時間に適応したカットオフ周波数になるように内挿補間フィルタ部４ａ、４ｂのフィルタ係数を切り替える。
例えば、フィルタ係数切り替え部７ａ、７ｂは、複数の異なるカットオフ周波数に対応した複数の異なるフィルタ係数をＲＯＭ等の記憶素子に記憶させておき、マルチパス検出部６ａ、６ｂにより検出された遅延時間のマルチパスに対応（例えば、等化）可能であって且つ最もカットオフ周波数が低いフィルタ係数が内挿補間フィルタ部４ａ、４ｂにより使用されるように切り替える。

図４には、（Ａ）マルチパスの遅延時間が短い場合と、（Ｂ）マルチパスの遅延時間が長い場合について、内挿補間フィルタ係数の切り替えの一例を示してある。
図４（Ａ）にはマルチパスの遅延時間が短い場合の例を示してあり、この場合には、内挿補間フィルタのカットオフ周波数を低く設定することにより、Ｃ／Ｎの改善度が高まる。逆に、図４（Ｂ）にはマルチパスの遅延時間が長い場合の例を示してあり、この場合には、内挿補間フィルタのカットオフ周波数を高く設定することにより、Ｃ／Ｎの改善度は低いが、マルチパスへの対応には問題は生じない。

ここで、図５には、ダイバーシチによるＣ／Ｎの改善度の劣化度合いについて、シミュレーション結果の一例を示してある。グラフの横軸はそれぞれの系統（それぞれのダイバーシチブランチ）のＣ／Ｎ［ｄＢ］を示しており、縦軸はダイバーシチ合成したことによるＣ／Ｎの改善度を示している。
例えば、２系統に入力する受信信号のＣ／Ｎが同一であった場合には、ダイバーシチ合成を行うと、それぞれの系統に混入している雑音の無相関性から、Ｃ／Ｎで約３ｄＢの改善効果が得られる。これは、係数算出部５ａ、５ｂの係数が理想的であった場合であるが、係数に誤差が生じた場合には、ダイバーシチ合成のＣ／Ｎ改善度が劣化してしまう。
図５の例では、Ｃ／Ｎが大きくなるにつれてＣ／Ｎ改善度は約３ｄＢに漸近している。しかし、Ｃ／Ｎが小さくなると改善度は減少し、Ｃ／Ｎが０ｄＢになると、その改善度は約１．９ｄＢにまで減少してしまう。

そこで、本例のＯＦＤＭ受信装置では、図１に示されるような構成により、係数算出部５ａ、５ｂにより算出する係数に含まれる誤差を軽減して、ダイバーシチ合成によるＣ／Ｎ改善度を向上させることが可能である。
具体的には、各ダイバーシチブランチ部において、内挿補間フィルタ部４ａ、４ｂの周波数特性をマルチパスの遅延時間に適応するように制御することにより、推定伝送路特性に含まれる雑音成分を除去している。そして、当該推定伝送路特性の雑音成分を除去すると、係数算出部５ａ、５ｂにより算出する係数に含まれる雑音成分を除去することができる。このような雑音成分が軽減されることで、精度の良い比率でダイバーシチ合成が可能となり、良好なダイバーシチ処理を行うことができる。

また、各乗算器８ａ、８ｂにおいて上記した式１に示されるような係数を乗算した後に、受信信号を合成することは、同時に振幅と位相の等化処理を行っていることに相当するが、この際に、Ｃ／Ｎの改善効果を得ることもできる。
このように、ダイバーシチ受信方式においては、推定伝送路特性の雑音を軽減することにより、例えば、Ｃ／Ｎが５ｄＢである環境下では等化時のＣ／Ｎ改善度が最大約３ｄＢとなり、合成時のＣ／Ｎ改善度が最大約０．４ｄＢとなり、これらを合わせて最大で約３．４ｄＢのＣ／Ｎ改善が見込まれる。また、本例では、２系統のダイバーシチについて説明したが、Ｎ系統（Ｎは整数）のダイバーシチ装置についても同様である。

また、図６には、図１に示される本例のＯＦＤＭ受信装置を変形した構成例を示してある。
図６に示されるＯＦＤＭ受信装置は、図１に示されるＯＦＤＭ受信装置と同様な構成において、更に、各ダイバーシチブランチ部において、ＦＦＴ部２ａ、２ｂの後段であってパイロットキャリア抽出部３ａ、３ｂや乗算器８ａ、８ｂの前段に、遅延部１１ａ、１１ｂを備えた構成を有している。本例では、ＦＦＴ部２ａ、２ｂからの出力信号が遅延部１１ａ、１１ｂを経由してパイロットキャリア抽出部３ａ、３ｂや乗算器８ａ、８ｂに入力される。
このように、図６に示される構成では、マルチパス検出部６ａ、６ｂによる演算時間を考慮して、ＦＦＴ部２ａ、２ｂの後段に、マルチパス検出部６ａ、６ｂとのタイミングを調整するための遅延部１１ａ、１１ｂを設けてある。図６に示される構成においても、マルチパスの遅延時間に応じて内挿補間フィルタ部４ａ、４ｂのフィルタ特性を適応的に制御することにより、ダイバーシチ合成時のＣ／Ｎ特性を改善することが可能となる。

以上のように、本例のＯＦＤＭ受信装置では、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式で変調されたＯＦＤＭ信号を送信する送信機と無線により通信して、伝送されてきたＯＦＤＭ信号を複数のアンテナによりダイバーシチ受信する構成において、各系統（各ダイバーシチブランチ）の受信パイロットキャリアに対して内挿補間処理を行うことで伝送路特性を推定する機能と、当該推定した伝送路特性の振幅比に基づいてダイバーシチ合成する機能と、受信ＯＦＤＭ信号からマルチパスの遅延時間を算出する機能と、パイロットキャリアを内挿補間処理する際の内挿補間フィルタの周波数特性を当該マルチパスの遅延時間に基づいて適応的に制御する機能を備えた。
また、本例のＯＦＤＭ受信装置では、内挿補間フィルタの周波数特性を制御する機能として、複数のフィルタ係数を記憶素子に記憶保持させる機能と、マルチパスの遅延波の遅延時間に基づいて当該複数のフィルタ係数の中からフィルタ係数を選択して内挿補間フィルタのフィルタ係数として設定する機能を備えた。
また、本例のＯＦＤＭ受信装置では、ダイバーシチ合成方式として、最大比合成方式を採用した。

このように、本例のＯＦＤＭ受信装置では、マルチパス検出部６ａ、６ｂによりマルチパスの遅延時間を逐次検出し、フィルタ係数切り替え部７ａ、７ｂにより検出されたマルチパスの遅延時間に応じて内挿補間フィルタ部４ａ、４ｂのフィルタ係数を更新して、内挿補間フィルタのフィルタ特性を適応的に制御する。
従って、本例のＯＦＤＭ受信装置では、例えば、マルチパスの遅延時間が短い場合には、内挿補間フィルタ部４ａ、４ｂのカットオフ周波数を低く設定して、推定伝送路特性に含まれる雑音成分を軽減することができる。また、推定した伝送路特性をダイバーシチの重み係数として用いる構成において、Ｃ／Ｎの改善効果が得られる。

なお、本例のＯＦＤＭ受信装置では、それぞれのアンテナの系（アンテナ系）毎に備えられたパイロットキャリア抽出部３ａ、３ｂの機能や内挿補間フィルタ部４ａ、４ｂの機能により内挿補間伝送路特性検出手段が構成されており、それぞれのアンテナ系毎に備えられた係数算出部５ａ、５ｂの機能や乗算器８ａ、８ｂの機能により係数乗算手段が構成されており、それぞれのアンテナ系毎に備えられたマルチパス検出部６ａ、６ｂの機能により係数乗算手段が構成されており、それぞれのアンテナ系毎に備えられたフィルタ係数切り替え部７ａ、７ｂの機能により内挿補間フィルタ周波数特性制御手段が構成されており、全てのアンテナ系に共通に備えられた合成部９の機能により信号合成手段が構成されており、全てのアンテナ系に共通に備えられた復調部１０の機能により信号復調手段が構成されている。
また、本例のＯＦＤＭ受信装置では、フィルタ係数切り替え部７ａ、７ｂは、複数のフィルタ係数を記憶するフィルタ係数記憶手段の機能や、マルチパスの遅延時間に対応するフィルタ係数を選択して内挿補間フィルタに設定するフィルタ係数選択設定手段の機能を有している。

次に、ＯＦＤＭ受信装置の他の構成例を図面を参照して説明する。
図７には、ＯＦＤＭ受信装置の構成例を示してある。なお、本例では、同期処理部や誤り訂正処理部等のように本発明と特には関連しない処理部については、図示や説明を省略する。
本例のＯＦＤＭ受信装置は、Ａ／Ｄ（Analog to Digital）変換器２１と、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）部２２と、パイロットキャリア抽出部２３と、内挿補間フィルタ部２４と、マルチパス検出部２５と、フィルタ係数切り替え部２６と、等化処理部２７と、復調部２８を備えている。
本例のＯＦＤＭ受信装置により行われる動作の一例を示す。

アンテナで受信された信号は、ＲＦ（Radio Frequency）部、ＩＦ（Intermediate Frequency）部を経由して、Ａ／Ｄ変換器２１によりアナログ信号からデジタル信号へ変換されて、ＦＦＴ部２２とマルチパス検出部２５へ出力される。Ａ／Ｄ変換器２１から出力される受信サンプル値系列はＦＦＴ部２２に入力され、ＦＦＴ部２２では当該受信サンプル値系列が時間軸信号から周波数軸信号、すなわち、キャリア軸信号へ変換されてパイロットキャリア抽出部２３と等化処理部２７へ出力される。この変換はフーリエ変換により実現することができる。フーリエ変換としては、一般的に、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）アルゴリズムを用いることが多い。
ＦＦＴ部２２でフーリエ変換する際、Ａ／Ｄ変換器２１からの受信サンプル値系列に対して有効シンボル長の時間窓を設け、ＦＦＴ時間窓内の信号に対してフーリエ変換を行う。ＦＦＴ時間窓はマルチパスによる劣化が生じないようなタイミングに設けるのが一般的である。
また、実際の伝送路では、山や建物に反射して遅延時間を伴って到来する反射波（マルチパス）が混入することがある。反射波が混入すると、振幅変動や位相回転などが発生するため、１６ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭ等の同期検波方式で復調する必要のある変調方式では、各キャリアに対して、振幅及び位相の補正を行う必要がある。
このため、パイロットキャリアから伝送路で生じた振幅変動、位相変動等の伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性を用いてこれらの変動を補正（等化）する。

ＦＦＴ部２２からの出力はパイロットキャリア抽出部２３と等化処理部２７に入力される。パイロットキャリア抽出部２３は、ＦＦＴ部２２から入力される信号から、例えば、数キャリア毎に挿入されているパイロットキャリアを抽出して、内挿補間フィルタ部２４へ出力する。内挿補間フィルタ部２４は、パイロットキャリア抽出部２３から入力される信号に基づいて、伝送路特性を推定して、当該推定結果を表す信号を等化処理部２７へ出力する。
伝送路特性の推定処理では、抽出したパイロットキャリアに対して内挿補間処理を行うことにより、パイロットキャリアが配置されていないデータキャリア部分の振幅、位相特性を推定することが可能である。等化処理部２７は、ＦＦＴ部２２から出力されるデータキャリアと内挿補間フィルタ部２４により推定された伝送路特性とを複素除算することにより、振幅と位相の補正を行い、当該補正後の信号を復調部２８へ出力する。等化処理部２７からの出力は復調部２８により、再度、情報符号へ変換されて、ＯＦＤＭ伝送が完了する。
また、Ａ／Ｄ変換器２１から出力される受信サンプリング値系列はマルチパス検出部２５に入力される。
マルチパス検出部２５は、伝送路で生じたマルチパスの遅延時間及びマルチパスのレベルを検出する。
本例では、マルチパス検出部２５は、算出した遅延プロファイルからマルチパスの遅延時間を算出し、当該算出結果を表す信号をフィルタ係数切り替え部２６へ出力する。

ところで、雑音が混入したパイロットキャリアを用いて等化処理を行った場合には、Ｃ／Ｎ特性が劣化してしまうという問題がある。これは、内挿補間フィルタ演算後に雑音が残留しているためであり、このような問題を解消するためには、例えば、本例のように、内挿補間フィルタを用いて雑音を低減する方法を用いることが可能である。
このような雑音の低減方法としては、例えば、内挿補間フィルタ部２４を構成する内挿補間フィルタの周波数特性において、高周波成分を抑圧し、低周波成分のみを通過させることにより、雑音を低減することができる。
しかし、例えばガードインターバル期間Ｔｇまでの遅延時間のマルチパスを等化するためには、（−Ｔｇ／２）〜（＋Ｔｇ／２）の帯域を通過帯域幅とする内挿補間フィルタが必要となり、例えば図３に示したような通過帯域幅の狭いフィルタでは遅延時間がＴｇであるマルチパスを等化することができない。
このため、本例では、内挿補間フィルタ部２４を構成する内挿補間フィルタのフィルタ特性をマルチパスの遅延時間により適応的に制御し、例えば、マルチパスの遅延時間が短い時にはフィルタの通過帯域幅を狭くして雑音を低減させることにより、等化処理時のＣ／Ｎ劣化を軽減することが可能となる。

図８には、内挿補間フィルタ部２４の通過帯域幅を可変にした時、すなわちフィルタのカットオフ周波数を可変にした時における等化処理後のＣ／Ｎについて、シミュレーション結果の一例を示してある。
本シミュレーション結果は、データキャリアとパイロットキャリアのレベルを同一にして、それぞれのキャリアにＣ／Ｎ＝２０［ｄＢ］の雑音が混入した時における等化処理後のＣ／Ｎを観測したものである。グラフの横軸はガードインターバル長Ｔｇに対するカットオフ周波数の値を示しており、縦軸は等化処理後のＣ／Ｎを示している。
例えば、カットオフ周波数が０．５に近い時、すなわち、帯域平坦のフィルタ特性の時には、等化後のＣ／Ｎが３［ｄＢ］劣化し、約１７［ｄＢ］となっている。一方、カットオフ周波数が０に近づくにつれて、推定伝送路特性の雑音量が０に近づくため、等化後のＣ／Ｎが２０［ｄＢ］に近づいている。このように、内挿補間フィルタのカットオフ周波数を低くすることにより、等化後のＣ／Ｎ改善が見込まれる。

しかし、内挿補間フィルタのカットオフ周波数を低くすると、等化可能なマルチパスの遅延時間が短くなる。このため、フィルタ係数切り替え部２６は、マルチパス検出部２５により検出されたマルチパスの遅延時間に適応したカットオフ周波数になるように内挿補間フィルタ部２４のフィルタ係数を切り替える。
本例では、フィルタ係数切り替え部２６は、複数の異なるカットオフ周波数に対応する複数の異なるフィルタ係数をＲＯＭ等の記憶素子に記憶させておき、マルチパス検出部２５により検出された遅延時間のマルチパスを等化可能であって且つ最もカットオフ周波数が低いフィルタ係数に切り替える。

また、図９には、図７に示される本例のＯＦＤＭ受信装置を変形した構成例を示してある。
図９に示されるＯＦＤＭ受信装置は、図７に示されるＯＦＤＭ受信装置と同様な構成において、更に、ＦＦＴ部２２の後段であってパイロットキャリア抽出部２３や等化処理部２７の前段に、遅延部３１を備えた構成を有している。本例では、ＦＦＴ部２２からの出力信号が遅延部３１を経由してパイロットキャリア抽出部２３や等化処理部２７に入力される。
このように、図９に示される構成では、マルチパス検出部２５による演算時間を考慮して、ＦＦＴ部２２の後段に、マルチパス検出部２５とのタイミングを調整するための遅延部３１を設けてある。具体的には、一般的にマルチパス検出部２５での演算時間に数μｓｅｃ〜数百ｍｓｅｃ程度の時間を要するため、遅延部３１では、マルチパス検出部２５による演算時間と同程度の遅延を行って、タイミングの調整を行っている。
図９に示される構成においても、マルチパスの遅延時間に応じて内挿補間フィルタ部２４のフィルタ特性を適応的に制御することにより、Ｃ／Ｎ特性を改善することが可能となる。

以上のように、本例のＯＦＤＭ受信装置では、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式で変調されたＯＦＤＭ信号を送信する送信機と無線により通信し、伝送されてきたＯＦＤＭ信号をアンテナにより受信する構成において、受信パイロットキャリアに対して内挿補間処理を行うことで伝送路特性を推定する機能と、当該推定した伝送路特性に基づいてデータキャリアの振幅及び位相を等化する機能と、受信ＯＦＤＭ信号からマルチパスの遅延時間を算出する機能と、パイロットキャリアを内挿補間処理する際の内挿補間フィルタの周波数特性をマルチパスの遅延時間に基づいて適応的に制御する機能を備えた。
また、本例のＯＦＤＭ受信装置では、内挿補間フィルタの周波数特性を制御する機能として、複数のフィルタ係数を記憶素子に記憶保持させる機能と、マルチパスの遅延波の遅延時間に基づいて当該複数のフィルタ係数の中からフィルタ係数を選択して内挿補間フィルタのフィルタ係数として設定する機能を備えた。

このように、本例のＯＦＤＭ受信装置では、マルチパス検出部２５によりマルチパスの遅延時間を逐次検出し、フィルタ係数切り替え部２６により検出されたマルチパスの遅延時間に応じて内挿補間フィルタ部２４のフィルタ係数を更新して、内挿補間フィルタのフィルタ特性を適応的に制御する。
従って、本例のＯＦＤＭ受信装置では、マルチパスの遅延時間に応じて内挿補間フィルタのフィルタ特性を適応的に制御することにより、推定伝送路特性に含まれる雑音成分を除去して、等化処理時のＣ／Ｎ劣化を軽減させることが可能となる。例えば、マルチパスの遅延時間が短い場合には、内挿補間フィルタ部２４のカットオフ周波数を低く設定して、推定伝送路特性に含まれる雑音成分を軽減することができる。
また、例えば、内挿補間フィルタとして複素フィルタが用いられる場合には、回路規模が大きくなるが、本例では、内挿補間フィルタが複素フィルタであっても、マルチパスの遅延時間に応じて複素フィルタの周波数特性を適応的に制御することにより、Ｃ／Ｎの改善効果が得られる。

本例のＯＦＤＭ受信装置は、例えば、ＯＦＤＭ方式により変調されておりパイロットキャリアを含んだ信号を受信する構成において、受信信号に含まれるパイロットキャリアについて内挿補間フィルタにより内挿補間を行って伝送路特性を検出する内挿補間伝送路特性検出手段と、内挿補間伝送路特性検出手段により検出される伝送路特性に基づいて受信信号に対して等化処理を行う等化処理手段と、等化処理手段により得られる等化処理結果の信号を復調する信号復調手段と、受信信号に基づいてマルチパスの遅延時間を検出するマルチパス遅延時間検出手段と、マルチパス遅延時間検出手段により検出される遅延時間に基づいて内挿補間伝送路特性検出手段により用いられる内挿補間フィルタの周波数特性を制御する内挿補間フィルタ周波数特性制御手段と、を備えたことを特徴とする。
なお、本例のＯＦＤＭ受信装置では、パイロットキャリア抽出部２３の機能や内挿補間フィルタ部２４の機能により内挿補間伝送路特性検出手段が構成されており、等化処理部２７の機能により等化処理手段が構成されており、復調部２８の機能により信号復調手段が構成されており、マルチパス検出部２５の機能によりマルチパス遅延時間検出手段が構成されており、フィルタ係数切り替え部２６の機能により内挿補間フィルタ周波数特性制御手段が構成されている。

以下で、本発明に関する技術の背景を示す。なお、ここで記載する事項は、必ずしも全てが従来の技術であるとは限定しない。
ＯＦＤＭ方式は、マルチキャリア変調方式の一種であって、互いに直交する複数であるn本（nは、例えば、数十〜数百）のキャリア（搬送波）にデジタル変調を施した伝送方式である。
また、図１０に示すように、多数のデジタル変調波を加算し、I軸、Q軸により直交変調して得られた変調信号を送信する方式である。上記のキャリアのデジタル変調方式としては、例えば、１６値直交振幅変調（１６ＱＡＭ：１６ Quadrature Amplitude Modulation）、３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭなどの多値変調方式を用いることも可能である。
１６ＱＡＭや６４ＱＡＭの変調方式では、各キャリアの振幅及び位相に情報を持たせているため、復調時には受信キャリアの絶対振幅及び絶対位相を正確に再生する必要がある。

このため、図１１、図１２に示すように振幅と位相が既知であるパイロットキャリアを数キャリア毎に配置して、受信機ではパイロットキャリアに基づいて伝送路特性を推定し、振幅、位相の等化を行う方式が用いられている。
図１１にはパイロットキャリアを同一キャリアに配置させた構成例を示してあり、連続パイロット（ＣＰ：Continuous Pilot）と称されている。また、図１２にはパイロットキャリアの配置をシンボル毎にずらして配置させた構成例を示してあり、散乱パイロット（ＳＰ：Scattered Pilot）と称されている。
パイロットキャリアによる受信側での等化処理に関する説明は後述する。図１１に示すパイロット配置では、高速の移動伝送のように変動の激しい伝送路に適しており、逆に図１２に示すパイロット配置では、時間応答性は低くなるが、等化可能なマルチパスの遅延時間が長くなるという特徴がある。

また、伝送性能を向上させるため、パイロットキャリアの振幅は通常のデータキャリアよりも大きめに設定することが多い。例えば、データキャリアと比較して、（４／３）倍の振幅比に設定することがある。
これらのキャリアは互いに直交関係を保つように加算され、ＯＦＤＭ時間軸波形が生成される。この加算処理は、各キャリアに対して逆フーリエ変換処理を行うことにより実現することができる。
また、ＯＦＤＭでは反射波による受信性能劣化を軽減するため、図１３に示すように、ＯＦＤＭの有効シンボルの後半部分を、ガードインターバルとして当該シンボルの前半部分に付加することもある。
以上に説明した処理によりＯＦＤＭ変調波が生成され、最終的に送信アンテナから送出される。

図１４には、ＯＦＤＭ受信装置の構成例を示してあり、同期処理部や誤り訂正処理部等の本実施例に関連しない処理部は省略してある。なお、図７に示されるのと概略的に同様な構成部分については、説明の便宜上から、同一の符号を用いて示してある。
アンテナで受信された信号はＲＦ（Radio Frequency）部、ＩＦ（Intermediate Frequency）部を経由してＡ／Ｄ変換器２１によりアナログ信号からデジタル信号へ変換される。Ａ／Ｄ変換器２１からの受信サンプル値系列はＦＦＴ部２２に入力され、ＦＦＴ部２２では時間軸信号から周波数軸信号、すなわち、キャリア軸信号へ変換される。この変換はフーリエ変換により実現することができる。フーリエ変換としては、一般的に、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）アルゴリズムを用いることが多い。

ＦＦＴ部２２でフーリエ変換する際、Ａ／Ｄ変換器２１からの受信サンプル値系列に対して有効シンボル長の時間窓を設け、ＦＦＴ時間窓内の信号に対してフーリエ変換を行う。ＦＦＴ時間窓はマルチパスによる劣化が生じないようなタイミングに設けるのが一般的である。
また、実際の伝送路では、山や建物に反射して遅延時間を伴って到来する反射波（マルチパス）が混入することがある。反射波が混入すると、振幅変動や位相回転などが発生するため、１６ＱＡＭ、３２ＱＡＭ、６４ＱＡＭ等の同期検波方式で復調する必要のある変調方式では、各キャリアに対して、振幅及び位相の補正を行う必要がある。図１６、図１７には、これらの位相回転の一例を模式的に示してある。
図１５には、ＦＦＴ時間窓の位置が有効シンボル位置と正確に一致した時の、ＯＦＤＭシンボル波形とＦＦＴ時間窓の時間的なタイミングの一例を示してある。このように、ＦＦＴ時間窓が有効シンボルと一致している場合には、図１６に示すように、各キャリアの位相は全てのキャリアに対して位相角が０°となる。これは、全てのキャリアが、ＦＦＴ時間窓内で位相角が０°から始まり、０°で終結するためである。

しかし、図１７に示すように、ＦＦＴ時間窓がＫ（Ｋは例えば１以上の値）サンプルだけ有効シンボル位置から時間的に前にずれた場合には、各キャリアに位相回転が発生する。この位相回転量はキャリア番号に比例して増加するため、図１８に示すように、角周波数が−２πＫで回転する信号となる。
従って、この位相回転のスペクトラムは図１９に示すように、−Ｋサンプルに位置する単一周波数性の波形となる。
図２０には、遅延時間がＫサンプルである反射波が混入した時のＦＦＴ時間窓の一例を示してある。ＦＦＴ時間窓を主波に同期して設けたとすると、主波に対する位相回転は図１６に示したものと等価とみなすことができ、反射波に対する位相回転は図１８に示したものと等価とみなすことができる。線形演算が可能であるので、位相回転は図１６に示される位相回転量と図１８に示される位相回転量とを加算した結果と一致し、そのときのスペクトラムは図２１に示すように、主波と反射波のスペクトラムを線形加算した波形となる。

このように伝送系で発生する反射波等の影響を受け、これらの位相回転はシンボル毎或いはキャリア毎に変化する。１６ＱＡＭや６４ＱＡＭ等で変調された信号を復調するには、伝送路で生じた振幅変動や位相回転を補正する必要がある。このため、図１１や図１２に示したようなパイロットキャリアから伝送路で生じた振幅変動、位相変動等の伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性を用いてこれらの変動を補正（等化）する。
これらの処理について図１４を用いて説明する。
ＦＦＴ部２２からの出力はパイロットキャリア抽出部２３と等化処理部２７に接続される。パイロットキャリア抽出部２３では、数キャリア毎に挿入されているパイロットキャリアを抽出する。パイロットキャリア抽出部２３からの出力は内挿補間フィルタ部２４に入力され、内挿補間フィルタ部２４は伝送路特性を推定する機能を有している。
伝送路特性の推定処理では、図２２に示すように、抽出したパイロットキャリアに対して内挿補間処理を行うことにより、パイロットキャリアが配置されていないデータキャリア部分の振幅、位相特性を推定することが可能である。等化処理部２７では、ＦＦＴ部２２から出力されるデータキャリアと内挿補間フィルタ部２４により推定した伝送路特性とを複素除算することにより、振幅と位相の補正を行う。等化処理部２７からの出力は復調部２８により再度情報符号へ変換されて、ＯＦＤＭ伝送を完了する。

次に、内挿補間処理について更に詳細に説明する。
図２１を用いて説明したように、反射波の遅延時間が長くなると、位相回転のスペクトラムも遅延時間に比例して広がっていく。ＯＦＤＭ方式では、ガードインターバル期間Ｔｇまでの遅延時間の反射波に対しては、シンボル間干渉が発生しないため、ガードインターバル期間Ｔｇ以内の反射波については精度良く内挿補間を行う必要がある。反射波の遅延時間がガードインターバル期間Ｔｇまで及ぶ時における位相回転のスペクトラム分布は図２３に示される斜線部分のように−Ｔｇ〜０にまで広がり、Ｔｇの帯域幅を有している。
位相回転スペクトラムがＴｇの帯域幅を有するような反射波を正しく内挿補間処理するためには、サンプリング定理により、パイロットキャリア間隔を少なくとも（有効シンボル長／Ｔｇ）の間隔で配置する必要がある。例えば、有効シンボル長が１０２４［サンプル］であり、ガードインターバル長が１２８［サンプル］であるＯＦＤＭ信号では、１０２４［サンプル］／１２８［サンプル］＝８［キャリア］の間隔毎にパイロットキャリアを設ける必要がある。

内挿補間フィルタ部２４での内挿補間処理では、図２３に示したスペクトラム分布を持つ反射波に対して内挿補間処理を行う必要がある。図２３に示した斜線の範囲の周波数分布を有する信号の内挿補間演算を実施するには、少なくとも図２４中の点線で示すような周波数範囲を通過帯域とするフィルタを用いる必要がある。しかし、このような特性のフィルタでは、正の周波数特性と負の周波数特性が対称ではないために複素デジタルフィルタが必要となるが、複素デジタルフィルタは回路規模が大きくなってしまうという欠点がある。
この欠点を解決するために、図２５（Ａ）、（Ｂ）に示すように、位相回転のスペクトラムに対して変調を施し、正と負の周波数特性が対称となるようにすることで、内挿補間フィルタの回路規模を削減することができる。位相回転スペクトラムの変調、すなわち周波数シフトを行う方式としては、種々な方式を用いることが可能であり、例えば、受信サンプル系列に対して、直接、変調演算を行う方法や、ＦＦＴ部２２に入力する受信サンプル系列の一部を巡回的に並び替える方法などがある。なお、このような巡回並び替え方式による周波数シフトについては、特許文献２に詳述されている。

図２６には、上記した周波数シフト処理に適した内挿補間フィルタの特性の一例を示してある。
ガードインターバル期間をＴｇとすると、図２６中の点線で示したように、（−Ｔｇ／２）から（＋Ｔｇ／２）の期間を通過帯域とするフィルタを設けることでガードインターバル期間内のマルチパスについては完全に等化することができる。しかし、実際には構成するフィルタのタップ数等の影響により、図２６中の実線に示すように、帯域端の通過帯域特性が劣化してしまうことがある。また、図２７には、図２１に示すようにＫサンプルのマルチパスが混入した時の位相回転スペクトラムに対して上記した周波数シフトを行った場合における位相回転スペクトラムと内挿フィルタ特性との関係の一例を示してある。
例えば、特許文献２に記載されている周波数シフト方式では、位相回転スペクトラムを周波数０に対して対称に配置させることで、マルチパスの遅延時間がＴｇ付近までの等化を可能としている。しかし、原理的には内挿補間フィルタの通過帯域内に全ての位相回転スペクトラムを配置させれば、周波数０に対して対称に配置させなくても等化は可能となる。

上記したような等化処理部２７において等化を行う際に、推定した伝送路特性に誤差が生じてしまった場合には、精度の良い等化処理が施されず、結果的に復調誤りを引き起こすことがある。
このような推定伝送路特性の誤差としては、例えば、雑音による影響が大きな要因として挙げられる。雑音の影響が大きくなる伝送路環境ではＦＦＴ部２２からの出力結果にも雑音が生じてしまい、この雑音はデータキャリアとパイロットキャリアに同等に混入している。このため、雑音が混入したパイロットキャリアを用いて伝送路特性の推定を行った場合には、推定結果にも雑音による誤差が生じることがある。
このように、推定伝送路特性が雑音による影響を受けた場合には、パイロットキャリアとデータキャリアの振幅が等しいとすると、等化後のＣ／Ｎ特性は約３［ｄＢ］劣化してしまう。例えば、Ｃ／Ｎが２０［ｄＢ］である受信信号であっても、等化処理後のＣ／Ｎは約１７［ｄＢ］にまで劣化してしまうこととなり、伝送特性を劣化させる要因となる。

上記のように、例えば、パイロットキャリアによる等化を用いたＯＦＤＭ伝送において、パイロットキャリアから伝送路特性の推定を行う際に、パイロットキャリアに含まれる雑音成分の影響により精度の良い伝送路特性の推定が困難となる場合があった。この結果、等化処理後の信号にも雑音が混入してしまい、Ｃ／Ｎ劣化が生じてしまうという問題が発生する場合があった。
また、推定伝送路特性をダイバーシチの重み係数として用いる装置において、雑音の影響によりＣ／Ｎの劣化が生じてしまう場合があった。ここで、図２８には、ダイバーシチ受信機を備えたＯＦＤＭ受信装置の構成例を示してあり、同期処理部や誤り訂正処理部等の本実施例に関連しない処理部は省略してある。なお、図１に示されるのと概略的に同様な構成部分については、説明の便宜上から、同一の符号を用いて示してある。

ここで、本発明に係るＯＦＤＭ受信装置などの構成としては、必ずしも以上に示したものに限られず、種々な構成が用いられてもよい。また、本発明は、例えば、本発明に係る処理を実行する方法或いは方式や、このような方法や方式を実現するためのプログラムや当該プログラムを記録する記録媒体などとして提供することも可能であり、また、種々な装置やシステムとして提供することも可能である。
また、本発明の適用分野としては、必ずしも以上に示したものに限られず、本発明は、種々な分野に適用することが可能なものである。
また、本発明に係るＯＦＤＭ受信装置などにおいて行われる各種の処理としては、例えばプロセッサやメモリ等を備えたハードウエア資源においてプロセッサがＲＯＭ（Read Only Memory）に格納された制御プログラムを実行することにより制御される構成が用いられてもよく、また、例えば当該処理を実行するための各機能手段が独立したハードウエア回路として構成されてもよい。
また、本発明は上記の制御プログラムを格納したフロッピー（登録商標）ディスクやＣＤ（Compact Disc）−ＲＯＭ等のコンピュータにより読み取り可能な記録媒体や当該プログラム（自体）として把握することもでき、当該制御プログラムを当該記録媒体からコンピュータに入力してプロセッサに実行させることにより、本発明に係る処理を遂行させることができる。

本発明の一実施例に係るＯＦＤＭ受信装置の構成例を示す図である。 遅延プロファイルの一例を示す図である。 雑音低域フィルタの特性例を示す図である。 マルチパスの遅延時間に応じたフィルタ係数の切り替えの一例を示す図である。 Ｃ／Ｎ改善度の劣化の一例を示す図である。 本発明の一実施例に係るＯＦＤＭ受信装置の他の構成例を示す図である。 他の例に係るＯＦＤＭ受信装置の構成例を示す図である。 カットオフ周波数対等化後Ｃ／Ｎの一例を示す図である。 他の例に係るＯＦＤＭ受信装置の他の構成例を示す図である。 ＯＦＤＭ変調信号の一例を示す図である。 連続パイロット（ＣＰ）配置の一例を示す図である。 散乱パイロット（ＳＰ）配置の一例を示す図である。 ＯＦＤＭシンボル波形の一例を示す図である。 ＯＦＤＭ受信機の構成例を示す図である。 ＦＦＴ窓が有効シンボルに一致したときの様子の一例を示す図である。 ＦＦＴ窓が有効シンボルに一致したときにおける位相回転の一例を示す図である。 ＦＦＴ窓が有効シンボルからＫサンプルずれたときの様子の一例を示す図である。 ＦＦＴ窓が有効シンボルからＫサンプルずれたときにおける位相回転の一例を示す図である。 ＦＦＴ窓が有効シンボルから−Ｋサンプルずれたときにおける位相回転スペクトラムの一例を示す図である。 反射波が混入したときにおけるＦＦＴ窓の様子の一例を示す図である。 反射波が混入したときにおける位相回転スペクトラムの一例を示す図である。 パイロットキャリアの内挿補間による伝送路特性の推定の一例を示す図である。 ガードインターバル期間内の反射波のスペクトラム分布の一例を示す図である。 内挿補間フィルタの周波数特性の一例を示す図である。 位相回転スペクトラムの変調の一例を示す図である。 内挿補間フィルタの特性例を示す図である。 Ｋサンプルずれたマルチパスが混入したときにおける位相回転スペクトラムと内挿補間フィルタ特性との関係の一例を示す図である。 ＯＦＤＭ受信機の構成例を示す図である。

符号の説明

１ａ、１ｂ、２１・・Ａ／Ｄ変換器、 ２ａ、２ｂ、２２・・ＦＦＴ部、 ３ａ、３ｂ、２３・・パイロットキャリア抽出部、 ４ａ、４ｂ、２４・・内挿補間フィルタ部、 ５ａ、５ｂ・・係数算出部、 ６ａ、６ｂ、２５・・マルチパス検出部、 ７ａ、７ｂ、２６・・フィルタ係数切り替え部、 ８ａ、８ｂ・・乗算器、 ９・・合成部、 １０、２８・・復調部、 １１ａ、１１ｂ、３１・・遅延部、 ２７・・等化処理部、

Claims (3)

1. 複数のアンテナを備え、ＯＦＤＭ方式により変調されておりパイロットキャリアを含んだ信号をダイバーシチ受信するＯＦＤＭ受信装置において、
   それぞれのアンテナ系に、受信信号に含まれるパイロットキャリアについて内挿補間フィルタにより内挿補間を行って伝送路特性を検出する内挿補間伝送路特性検出手段と、
   内挿補間伝送路特性検出手段により検出される伝送路特性に基づく係数を受信信号に乗算する係数乗算手段と、
   受信信号に基づいてマルチパスの遅延時間を検出するマルチパス遅延時間検出手段と、
   マルチパス遅延時間検出手段により検出される遅延時間に基づいて内挿補間伝送路特性検出手段により用いられる内挿補間フィルタの周波数特性を制御する内挿補間フィルタ周波数特性制御手段と、を備え、
   複数のアンテナ系に共通に、それぞれのアンテナ系の係数乗算手段により得られる乗算結果の信号を合成する信号合成手段と、
   信号合成手段により得られる合成結果の信号を復調する信号復調手段と、を備えた、
   ことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
2. 請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
   内挿補間フィルタ周波数特性制御手段は、複数の異なるフィルタ係数を記憶するフィルタ係数記憶手段と、
   フィルタ係数記憶手段に記憶されるフィルタ係数の中からマルチパス遅延時間検出手段により検出される遅延時間に対応するフィルタ係数を選択して当該選択したフィルタ係数を内挿補間伝送路特性検出手段により用いられる内挿補間フィルタに設定するフィルタ係数選択設定手段と、を用いて構成された、
   ことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
3. 請求項１又は請求項２に記載のＯＦＤＭ受信装置において、
   内挿補間フィルタ周波数特性制御手段は、内挿補間伝送路特性検出手段により用いられる内挿補間フィルタの周波数特性として、マルチパス遅延時間検出手段により検出される遅延時間に対応することが可能であり且つカットオフ周波数が最も低くなる周波数特性を設定する、
   ことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。

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