JP4847850B2

JP4847850B2 - Ｏｆｄｍ受信装置

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Publication number: JP4847850B2
Application number: JP2006322844A
Authority: JP
Inventors: 樹広仲田
Original assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Current assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Priority date: 2006-11-30
Filing date: 2006-11-30
Publication date: 2011-12-28
Anticipated expiration: 2026-11-30
Also published as: JP2008141279A

Description

本発明は、例えば、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）変調方式で変調された信号を伝送するデータ伝送装置の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）に関し、特に、良好な通信品質を確保する受信装置に関する。

近年、移動体向けのディジタル伝送や地上デジタル放送への応用に適した変調方式として、マルチパスフェージングやゴーストに強いという特徴のある直交周波数分割多重変調方式（ＯＦＤＭ変調方式）が注目を浴びている。
ＯＦＤＭ変調方式は、マルチキャリア変調方式の一種であり、互いに直交する複数であるｎ本（ｎは数十〜数百）の搬送波（キャリア）にそれぞれディジタル変調を施した伝送方式である。

各キャリアのディジタル変調方式としては、１６値直交振幅変調（１６ＱＡＭ：１６ＱｕａｄｒｉＡｍｐｌｉｔｕｄｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）や６４ＱＡＭなどの多値変調方式がよく用いられている。
これらのキャリアは互いに直交関係を保つように加算され、ＯＦＤＭの時間軸波形が生成される。この加算処理は、各キャリアに対してＩＦＦＴ（ＩｎｖｅｒｓｅＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）処理を行うことで実現することができる。

ＯＦＤＭ信号のシンボルは、上記したＩＦＦＴ処理後の時間軸波形である有効シンボルと、当該有効シンボルの一部を複写して当該有効シンボルの前に付加したガードインターバルから構成される。
ガードインターバルを付加することにより、ガードインターバル期間内の遅延時間を有する遅延波に対してはシンボル間干渉による劣化を避けることができるため、マルチパスフェージングに対して強い耐性を有することができる。
上記の処理により生成されたＯＦＤＭ信号は、高周波（ＲＦ：ＲａｄｉｏＦｒｅｑｕｅｎｃｙ）の信号へ周波数変換された後に送信される。

特開２００３−２２４５３６号公報

ＯＦＤＭ信号では、各サブキャリアが互いに直交しているため、サブキャリア間の干渉は発生しない。
しかしながら、受信したＯＦＤＭ信号においてシンボル期間内で振幅や位相の変動が生じている場合には、各サブキャリアの直交関係が崩れて、互いに干渉を及ぼしてしまう。このため、例えば、移動体通信においてＯＦＤＭ信号の移動受信を行うと、マルチパスによるフェージングが発生して、振幅や位相が変動してしまい、キャリア間干渉による符号誤り率が増大してしまう。
また、このようなキャリア間干渉では移動速度が速い程劣化が激しくなり、ある速度以上になるとキャリア間干渉による劣化が支配的となり、受信Ｃ／Ｎ（ＣａｒｒｉｅｒｔｏＮｏｉｓｅ）が向上させられて良くなっても符号誤り率の特性が改善されない（つまり、符号誤り率が低下しない）というエラーフロアが発生してしまう。

本発明は、このような従来の事情に鑑み為されたもので、例えば、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）変調方式で変調された信号を受信するに際して、良好な通信品質を確保することができる受信装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明では、データキャリア及びパイロットキャリアを配置するＯＦＤＭ変調方式で変調された受信信号を処理するＯＦＤＭ受信装置において、次のような構成とした。
すなわち、相関取得手段が、前記パイロットキャリアの時間信号と前記受信信号との相関結果を取得する。伝送路特性検出手段が、前記相関取得手段により取得された相関結果に基づいて、伝送路特性を検出する。等化手段が、前記伝送路特性検出手段により検出された伝送路特性に基づいて、前記受信信号を等化する。

従って、時間信号においてパイロットキャリアと受信信号との相関結果に基づいて受信信号を等化することにより、例えば、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）変調方式で変調された信号を受信するに際して、良好な通信品質を確保することができ、一例として、１シンボル期間内での振幅や位相の変動を補正することが可能である。

ここで、データキャリア及びパイロットキャリアの配置としては、種々な態様が用いられてもよく、例えば、振幅及び位相が基準値となるパイロットキャリアをキャリア方向（周波数方向）に分散的にシンボル方向（時間方向）に連続的に配置した連続パイロット（ＣＰ）の配置や、振幅及び位相が基準値となるパイロットキャリアをキャリア方向（周波数方向）に分散的にシンボル方向（時間方向）に分散的に配置した散乱パイロット（ＳＰ）の配置などを用いることができる。

また、パイロットキャリアの時間信号は、例えば、周波数軸のパイロットキャリアを逆フーリエ変換することにより生成することができる。また、パイロットキャリアの時間信号は、例えば、処理に必要なときに生成されてもよく、或いは、予めメモリに記憶されていてもよい。
また、パイロットキャリアが有する振幅及び位相や、パイロットキャリアの配置としては、例えば、送信側（送信装置）と受信側（受信装置）とで、予め又は通信により、共通のものが把握される。

また、パイロットキャリアの時間信号と受信信号（時間信号）との相関結果を取得するタイミングとしては、種々なタイミングが用いられてもよく、例えば、一定間隔のタイミングを用いることができる。また、例えば、１シンボル期間内に複数のタイミングでパイロットキャリアの時間信号と受信信号との相関結果を取得することにより、１シンボル期間内における伝送路特性の変化を検出することが可能となる。
また、例えば、マルチパスが存在する場合には、相関結果の絶対値が最も大きいパスの相関結果を選択して伝送路特性の検出に用いることができる。

また、伝送路特性を検出する態様としては、例えば、伝送路特性を推定的に検出するような態様が用いられてもよい。また、一例として、複数の離れたタイミングで取得された相関結果を補間することにより、時間的に連続した伝送路特性を検出することができる。
また、伝送路特性に基づいて受信信号を等化する態様としては、例えば、複素信号である受信信号を複素信号である伝送路特性の信号で複素除算する態様を用いることができる。

以上説明したように、本発明に係るＯＦＤＭ受信装置によると、パイロットキャリアの時間信号と受信信号との相関結果に基づいて検出される伝送路特性で受信信号を等化するようにしたため、例えば、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）変調方式で変調された信号を受信するに際して、良好な通信品質を確保することができ、一例として、１シンボル期間内での振幅や位相の変動を補正することが可能である。

本発明に係る実施例を図面を参照して説明する。
図１には、本発明の一実施例に係るディジタル伝送装置の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）の構成例を示してある。本例のディジタル伝送装置では、移動体無線通信システムにおいて、送信装置（ＯＦＤＭ送信装置）がＯＦＤＭ変調方式により変調した信号を無線により送信し、受信装置が当該信号を受信して処理する。
本例の受信装置は、アンテナ（受信アンテナ）１と、Ａ／Ｄ（ＡｎａｌｏｇｔｏＤｉｇｉｔａｌ）変換器２と、同期処理部３と、パイロット時間信号発生器４と、遅延補正部５と、相関演算部６と、補正パス選択部７と、補間部８と、複素除算部９と、ＦＦＴ（ＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）部１０と、復調部１１を備えている。

ここで、ＯＦＤＭ変調方式では、１６ＱＡＭや６４ＱＡＭの変調信号を受信するため、復調時には受信キャリアの絶対振幅及び絶対位相を正確に再生する必要がある。このため、送信側と受信側に振幅と位相が一定であるパイロットキャリアの情報を記憶しておき、送信側で振幅と位相が一定であるパイロットキャリアを数キャリア毎に配置して、受信側で受信したパイロットキャリアに基づいて伝送路特性を推定し、振幅及び位相の等化を行う方式が用いられている。

図２及び図３には、データキャリア及びパイロットキャリアの配置方式の例を示してある。
図２には、連続パイロット（ＣＰ：ＣｏｎｔｉｎｕｏｕｓＰｉｌｏｔ）のキャリア配置の一例を示してある。横軸はキャリア（周波数）を示しており、縦軸はシンボル（時間）を示している。
ＣＰは、パイロットキャリアを同一のキャリアに時間連続的に配置させた構成を有している。
本例では、１番目、９番目、１７番目、・・・というように８個のキャリア間隔でパイロットキャリアが設けられている。

図３には、散乱パイロット（ＳＰ：ＳｃａｔｔｅｒｅｄＰｉｌｏｔ）のキャリア配置の一例を示してある。横軸はキャリア（周波数）を示しており、縦軸はシンボル（時間）を示している。
ＳＰは、パイロットキャリアの配置をシンボル毎にずらして配置させた構成を有している。
本例では、キャリア方向については８個の間隔でパイロットキャリアが設けられており、シンボル方向については４個の間隔でパイロットキャリアが設けられている。具体的には、１番目、５番目、・・・のシンボルでは１番目、９番目、１７番目、・・・のキャリアにパイロットキャリアが設けられており、２番目、６番目、・・・のシンボルでは３番目、１１番目、１９番目、・・・のキャリアにパイロットキャリアが設けられており、３番目、７番目、・・・のシンボルでは５番目、１３番目、２１番目、・・・のキャリアにパイロットキャリアが設けられており、４番目、８番目、・・・のシンボルでは７番目、１５番目、２３番目、・・・のキャリアにパイロットキャリアが設けられている。

受信側では、受信したパイロットキャリアに基づいて、受信したデータキャリアについて振幅及び位相の補正を行って等化処理を行う。
また、伝送性能を向上させるために、パイロットキャリアの振幅を通常のデータキャリアよりも大きめに設定することが多い。例えば、データキャリアと比較して、パイロットキャリアの振幅を（４／３）倍の振幅比に設定することが多い。
このように、ＯＦＤＭ信号は、パイロットキャリアをＩＦＦＴにより時間信号に変換したパイロット時間信号と、データキャリアをＩＦＦＴにより時間信号に変換したデータ時間信号との重ね合わせで表すことができる。

本例の受信装置において行われる動作の一例を示す。
送信装置から無線により送信されたＯＦＤＭ信号がアンテナ１により受信されて、Ａ／Ｄ変換器２に入力される。
Ａ／Ｄ変換器２は、アンテナ１により受信されたＯＦＤＭ信号をアナログ信号からディジタル信号へ変換して、当該ＯＦＤＭ信号のサンプル系列ｒ（ｔ）を取得し、これを同期処理部３と遅延補正部５と相関演算部６へ出力する。
ここで、ｔは時刻を表す。

同期処理部３は、Ａ／Ｄ変換器２から入力されたサンプル系列ｒ（ｔ）に基づいて同期処理を行い、その結果をパイロット時間信号発生器４へ出力する。本例では、同期処理部３により受信ＯＦＤＭ信号のサンプル系列ｒ（ｔ）のシンボル番号が取得されて、パイロット時間信号発生器４へ出力される。

パイロット時間信号発生器４は、同期処理部３から入力された同期処理結果（本例では、シンボル番号の情報）に基づいて、送信側（送信装置）で発生させられる理想的なパイロット時間信号と同様な（本例では、同じ）パイロット時間信号ｐ（ｔ）を発生させて相関演算部６へ出力する。このパイロット時間信号ｐ（ｔ）は、一例として、送信側で挿入されているパイロットキャリアのみをＩＦＦＴ処理することにより算出することもできるが、ＩＦＦＴ処理では回路規模が大きいため、他の例として、予めパイロット時間信号ｐ（ｔ）を算出しておいて、そのデータをＲＯＭ（ＲｅａｄＯｎｌｙＭｅｍｏｒｙ）などの記憶媒体に記憶させておき、所定のタイミングでそのデータを出力するような構成を用いることもできる。

ここで、パイロット時間信号発生器４により発生させるパイロット時間信号ｐ（ｔ）としては、パイロットキャリアがＣＰである場合には、毎シンボルについて同一のパイロット時間信号であるため、パイロット時間信号ｐ（ｔ）のパターンは１種類でよい。
一方、パイロットキャリアがＮ（Ｎは２以上の整数）シンボルで繰り返すＳＰである場合には、それぞれのパイロットキャリアのパターンに応じたＮ種類のパイロット時間信号ｐ（ｔ）を用意する。なお、他の例として、これらＮ種類のパイロット時間信号を重ね合わせた１種類のパイロット時間信号ｐ（ｔ）を用いることも可能であり、詳細を後述する。

遅延補正部５は、Ａ／Ｄ変換器２から入力されたサンプル系列ｒ（ｔ）を遅延させて複素除算部９へ出力する。遅延補正部５では、相関演算部６と補正パス選択部７と補間部８での演算遅延と同等な遅延補正を行う。
相関演算部６は、Ａ／Ｄ変換器２から入力された受信ＯＦＤＭ信号のサンプル系列ｒ（ｔ）に対して、パイロット時間信号発生器４から入力されたパイロット時間信号ｐ（ｔ）をスライディングさせながら、これらの相互相関演算を行い、その結果を補正パス選択部７へ出力する。

この相関演算は、（式１）のように表される。ここで、τは受信ＯＦＤＭ信号における所定のタイミングを表しており、Ｃは相関期間を特定する値を表しており、Ｒは相関信号を表している。また、＊は複素共役を表している。
また、本例では、Ａ／Ｄ変換器２でのサンプル時間は１シンボル期間よりも短いとしてあり、相関期間−Ｃ〜＋Ｃは１シンボル期間よりも短いとしてある。

図４には、（式１）により得られた相関演算結果Ｒ（τ）である複素遅延プロファイルの一例を示してある。横軸はτを示しており、それに直交するＩＱ平面にＩ軸及びＱ軸を示してある。
受信ＯＦＤＭ信号のサンプル系列ｒ（ｔ）に含まれるパイロット時間信号とパイロット時間信号発生器４から出力されたパイロット時間信号ｐ（ｔ）とのタイミングが一致した時に、大きい相関ピークが得られる。また、伝送路でマルチパスが生じていた場合には、マルチパスの遅延時間に応じた相関ピークが得られる。これらの相関演算結果は、複素数で表される、いわゆる複素遅延プロファイルとなる。この複素遅延プロファイルに基づいて、アンテナ１に到達したマルチパスのそれぞれの振幅及び位相を検出することができる。

ここで、受信ＯＦＤＭ信号のサンプル系列ｒ（ｔ）とパイロット時間信号ｐ（ｔ）との相関演算の原理について詳しく説明する。
（式１）における受信ＯＦＤＭ信号は、（式２）に示されるように、データキャリアによる成分ｒ_Ｄ（ｔ）とパイロットキャリアによる成分ｒ_ｐ（ｔ）との重ねあわせで表現することができる。
そして、（式１）に（式２）を代入すると、（式３）が得られる。

（式３）において、右辺の第１項はデータキャリアによる成分ｒ_Ｄ（ｔ）とパイロット時間信号ｐ（ｔ）との相関演算を表しており、これらは互いに無相関であり０に近い値となる。これに対して、右辺の第２項はパイロット時間信号同士の相関演算を表しており、高い相関性を有する。このため、パイロットキャリアによる成分ｒ_ｐ（ｔ）とパイロット時間信号ｐ（ｔ）とのタイミングが一致した時に、先鋭な相関ピークが得られる。

相関演算部６では、（式４）に示されるように、上記で説明した相関演算をＭ（Ｍは自然数）サンプル毎に行う。ここで、ｘは相関サンプル番号を表している。
また、本例では、Ｍサンプルの期間は１シンボル期間よりも短いとしてあり、相関期間−Ｃ〜＋ＣはＭサンプルの期間よりも短いとしてある。
なお、Ａ／Ｄ変換器２でのサンプル時間や、相関期間−Ｃ〜＋Ｃや、１シンボル期間や、Ｍサンプルの期間としては、本例の態様に限られず、種々な態様が用いられてもよく、例えば、相関期間−Ｃ〜＋ＣがＭサンプルの期間よりも長いような態様を用いることも可能である。

図５（ａ）〜（ｄ）には、相関サンプル番号ｘに応じた相関演算結果Ｒ（τ＋ｘＭ）である相関サンプル系列の一例を示してあり、（ａ）はｘ＝１の場合、（ｂ）はｘ＝２の場合、（ｃ）はｘ＝３の場合、（ｄ）はｘ＝４の場合である。横軸はτを示しており、それに直交するＩＱ平面にＩ軸及びＱ軸を示してある。
図示されるように、移動体受信では、伝送路により生じたフェージングにより、それぞれのマルチパスの振幅や位相が時々刻々変化する。相関演算を行うサンプル間隔Ｍは、例えば、搬送波周波数と最高移動速度から決定される最高フェージング周波数ｆｄに基づいて設定され、フェージング周波数が高くなるとサンプル間隔Ｍを短く設定する必要がある。また、想定するフェージング周波数にもよるが、サンプル間隔Ｍは１シンボル間隔程度であっても効果が得られる。

ところで、相関演算に用いるパイロット時間信号ｐ（ｔ）は、パイロットキャリアがＣＰである場合には、毎シンボルについて同様なパイロット時間信号となるため、パイロット時間信号発生器４からの信号としては全てのシンボルで同様に信号を出力すればよい。
一方、パイロットキャリアがＣＰである場合には、シンボル毎に受信ＯＦＤＭ信号に含まれるパイロット時間信号が異なる。このため、本例では、同期処理部３で受信ＯＦＤＭ信号に基づいた同期処理を行って、シンボル番号を判別し、パイロット時間信号発生器４では判別結果（シンボル番号）に対応するパイロット時間信号ｐ（ｔ）を出力する。

他の例として、パイロットキャリアがＳＰである場合には、複数種類のパイロット時間信号を重ね合わせた信号との相関演算を算出することも可能である。
複数種類のパイロット時間信号を重ね合わせたパイロット時間信号ｐ（ｔ）は、（式５）のように表される。ここで、ｐ_ｉ（ｔ）はｉ番目のシンボルに対応したパイロット時間信号を表している。
すると、ｉ番目のシンボルで相関のあるパイロット時間信号はｐ_ｉ（ｔ）の成分のみとなり、それ以外の成分は無相関となる。
このようなパイロット時間信号ｐ（ｔ）を用いる場合には、例えば、同期処理部３を備えずに、シンボル番号が検出されない構成としてもよく、シンボル毎にパイロット時間信号を切り替える場合と同様な結果が得られる。

補正パス選択部７は、相関演算部６から入力された相関演算結果Ｒ（τ＋ｘＭ）に基づいて、後段のフェージング補正において最も改善が得られるパスを選択し、その結果を補間部８へ出力する。
図５（ａ）〜（ｄ）に示される相関サンプル系列Ｒ（τ＋ｘＭ）である遅延プロファイルでは、全てのパスが独立に振幅及び位相の変動をしており、シンボル内での振幅及び位相の変動はキャリア間干渉の原因となっている。
補正パス選択部７では、得られた遅延プロファイルの中で絶対値が最も大きい相関ピークを有するパスが最も改善効果が得られるパスであると判断し、そのパスについてフェージング補償を行うようにする。具体的には、（式６）に示されるように、各相関サンプル番号ｘにおける相関演算結果Ｒ（τ＋ｘＭ）から絶対値が最大となるパスをフェージング対象パスの値Ｍａｘ（ｘ）として出力する。ここで、ｍａｘは最大値を表しており、｜｜は絶対値を表している。

図６には、補正パス選択部７からの出力結果つまり各相関サンプル番号ｘにおける相関演算結果Ｒ（τ＋ｘＭ）の絶対値の最大値Ｍａｘ（ｘ）である最大相関ピーク値の一例を示してある。横軸はｘＭを表しており、縦軸はＭａｘ（ｘ）を表している。なお、実際には複素表現であるが、本例では、説明の便宜上から、振幅の絶対値で表してある。
このように、Ｍサンプル毎のメインパスの時間的変動量を把握することができる。

補間部８は、補正パス選択部７から入力された情報であるＭサンプル毎に得られたメインパスの振幅及び位相の情報に対して内挿補間処理を行い、その結果（伝送路特性の信号）を複素除算部９へ出力する。
図７には、図６に示されるのと同様な最大相関ピーク値Ｍａｘ（ｘ）の一例を示してあり、そこに内挿補間処理の結果である伝送路特性（点線）の一例を示してある。

ここで、内挿補間処理としては、特に限定はなく、例えば、各サンプル間を１次直線で結ぶ線形補間処理が用いられてもよく、或いは、ＦＩＲフィルタなどの補間フィルタによる理想的な補間処理が用いられてもよい。ＦＩＲフィルタを用いる場合には、例えば、ＦＩＲフィルタの通過帯域幅として最高フェージング周波数を通過帯域幅として設定することで、相関サンプルに含まれた雑音等の擾乱成分を効率的に除去することができる。
このようにして補間部８により相関サンプルを補間した信号は、メインパスの伝送路特性を示すことになる。

複素除算部９は、補間部８から伝送路特性信号を入力するとともに、遅延補正部５を経由した受信ＯＦＤＭ信号のサンプル系列ｒ（ｔ）の信号を入力する。
ここで、遅延補正部５により相関演算部６と補正パス選択部７と補間部８での演算遅延と同等な遅延時間が補正されることにより、複素除算部９に入力される受信ＯＦＤＭ信号のサンプル系列ｒ（ｔ）の信号とメインパスの伝送路特性信号とのタイミングが一致させられている。
複素除算部９は、遅延補正部５から入力された信号を補間部８から入力された信号で複素除算し、その結果をＦＦＴ部１０へ出力する。このように、補間部８からの伝送路特性で複素除算することにより、伝送路の等化を行うことが可能であり、フェージングにより生じた振幅や位相の変動を軽減することができる。

ＦＦＴ部１０は、複素除算部９から入力された信号である伝送路の等化を施された後の時間軸信号に対して有効シンボル長に相当する時間窓を設け、時間窓内の時間信号を周波数信号へ変換し、その結果を復調部１１へ出力する。
ここで、上記した相関演算や補間処理や等化処理などは、少なくとも時間窓内で行う必要があるが、時間窓内に含まれない信号についてはこれらの処理を省略することも可能である。
復調部１１は、ＦＦＴ部１０から入力された信号に基づいて、各キャリアのそれぞれに対して振幅及び位相の等化を行い、シンボルを判定して、復調処理を完了する。この等化では、パイロットキャリアの振幅及び位相を基準として、データキャリアの振幅及び位相が調整される。

本例のように、パイロット時間信号を用いて時間軸での等化処理を行うことにより、例えば、高速に移動するフェージング環境であっても、キャリア干渉を軽減することが可能となる。
更に、本例の構成は、周波数変換を行う際に発振器の位相雑音を軽減するような場合に適用することも可能である。すなわち、本例では、理想的なＯＦＤＭ信号が変復調器を含めた広い意味での伝送路で歪みを受ける場合に、その歪みを算出して打ち消すことが可能である。

以上のように、本例の無線通信システムでは、振幅及び位相が既知であるパイロットキャリアを周波数方向及び時間方向の両方又はこれらの何れか一方に連続的或いは分散的に配置するような直交周波数分割多重変調方式（ＯＦＤＭ変調方式）で変調された信号を受信する受信装置において、当該パイロットキャリアを逆フーリエ変換して時間軸信号へ変換する機能又は当該逆フーリエ変換の結果（時間軸信号）を予め記憶しておく機能と、当該逆フーリエ変換の結果と受信ＯＦＤＭ信号との相互相関演算をＭサンプル（Ｍは自然数）毎に行う機能と、当該相互相関演算の結果に基づいて伝送路特性の推定を行う機能と、当該推定した伝送路特性で受信ＯＦＤＭ信号を複素除算することにより時間領域での等化を行う機能を備えた。
また、本例の受信装置では、相互相関演算の結果に基づいて伝送路特性の推定を行う機能は、Ｍサンプル毎に得られた相互相関演算結果の絶対値が最も大きいパスの相互相関演算結果（相関ピーク値）を選択し、各選択結果を内挿補間することにより伝送路の特性を推定する。

従って、本例の受信装置では、パイロット時間信号を用いて時間軸での等化処理を行うことにより、例えば、高速に移動するフェージング環境であっても、キャリア干渉を軽減することが可能となる。また、同様な等化処理により、移動伝送以外で生じる歪みに対しても歪みを軽減することが可能である。このように、本例では、フェージングを補償して、キャリア間干渉を軽減することができ、良好な通信品質を確保することができる。

また、本例では、例えば、ＯＦＤＭ受信信号とパイロット時間信号との相関を時間軸で取ることにより、シンボル期間内での変動（振幅や位相の変動）を推定することができ、これを用いてシンボル期間内での変動を等化することができる。なお、通常、周波数軸では、シンボル期間内での変動を等化することはできない。
また、本例では、例えば、地上デジタル放送に適用する場合には、そのシステムで用いられているパイロット信号を利用することが可能であり、例えば、プリアンブル等の信号を新たに設けるような必要はない。

なお、本例の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）では、Ａ／Ｄ変換器２や同期処理部３やパイロット時間信号発生器４や相関演算部６によりパイロット時間信号と受信信号との相関結果を取得する機能により相関取得手段が構成されており、補正パス選択部７や補間部８により相関結果に基づいて伝送路特性を推定的に検出する機能により伝送路特性検出手段が構成されており、遅延補正部５によりタイミング合わせをして複素除算部９により伝送路特性に基づいて受信信号を等化する機能により等化手段が構成されている。

ここで、本発明に係るシステムや装置などの構成としては、必ずしも以上に示したものに限られず、種々な構成が用いられてもよい。また、本発明は、例えば、本発明に係る処理を実行する方法或いは方式や、このような方法や方式を実現するためのプログラムや当該プログラムを記録する記録媒体などとして提供することも可能であり、また、種々なシステムや装置として提供することも可能である。
また、本発明の適用分野としては、必ずしも以上に示したものに限られず、本発明は、種々な分野に適用することが可能なものである。
また、本発明に係るシステムや装置などにおいて行われる各種の処理としては、例えばプロセッサやメモリ等を備えたハードウエア資源においてプロセッサがＲＯＭ（ＲｅａｄＯｎｌｙＭｅｍｏｒｙ）に格納された制御プログラムを実行することにより制御される構成が用いられてもよく、また、例えば当該処理を実行するための各機能手段が独立したハードウエア回路として構成されてもよい。
また、本発明は上記の制御プログラムを格納したフロッピー（登録商標）ディスクやＣＤ（ＣｏｍｐａｃｔＤｉｓｃ）−ＲＯＭ等のコンピュータにより読み取り可能な記録媒体や当該プログラム（自体）として把握することもでき、当該制御プログラムを当該記録媒体からコンピュータに入力してプロセッサに実行させることにより、本発明に係る処理を遂行させることができる。

本発明の一実施例に係るディジタル伝送装置の受信装置の構成例を示す図である。連続パイロット（ＣＰ）のキャリア配置の一例を示す図である。散乱パイロット（ＳＰ）のキャリア配置の一例を示す図である。相関演算結果（複素遅延プロファイル）の一例を示す図である。（ａ）〜（ｄ）は各サンプル番号における相関サンプル系列の一例を示す図である。最大相関ピーク値の一例を示す図である。補間処理の一例を示す図である。

符号の説明

１・・アンテナ、２・・Ａ／Ｄ変換器、３・・同期処理部、４・・パイロット時間信号発生器、５・・遅延補正部、６・・相関演算部、７・・補正パス選択部、８・・補間部、９・・複素除算部、１０・・ＦＦＴ部、１１・・復調部、

Claims

複数のデータキャリア及び複数のパイロットキャリアを配置するＯＦＤＭ変調方式で変調された受信信号を処理するＯＦＤＭ受信装置において、
前記複数のパイロットキャリアの時間信号と前記受信信号との所定期間における相関演算をし、所定周期で複素遅延プロファイルを取得する相関取得手段と、
取得された前記複素遅延プロファイルから、１つのピークを対象パスとして選択し、該ピークにおける相関値を前記所定周期で出力するパス選択手段と、
出力された前記相関値を時間軸で補間し、伝送路特性として出力する補間手段と、
出力された前記伝送路特性と、該伝送路特性と遅延を合わせられた前記受信信号とを複素除算して等化する等化手段と、
前記等化された受信信号をＦＦＴするＦＦＴ手段と、
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
前記複数のパイロットキャリアは、連続パイロット（ＣＰ）若しくは拡散パイロット（ＳＰ）のいずれかを含み、前記所定周期は、前記ＯＦＤＭ変調方式における１シンボル期間より短く、前記所定期間は、前記所定周期よりも短く、前記補間手段の通過帯域幅は、前記ＯＦＤＭ受信装置が移動受信する際の最高フェージング周波数に設定されることを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置。