JP5319384B2

JP5319384B2 - 受信装置

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Publication number: JP5319384B2
Application number: JP2009115503A
Authority: JP
Inventors: 正格星野; 充伴野; 真濱湊
Original assignee: Fujitsu Ltd; Fujitsu Semiconductor Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd; Fujitsu Semiconductor Ltd
Priority date: 2009-05-12
Filing date: 2009-05-12
Publication date: 2013-10-16
Anticipated expiration: 2029-05-12
Also published as: JP2010268044A

Description

本発明は、受信装置に関する。

日本の地上デジタル放送規格であるＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial）では、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）を採用している。ＯＦＤＭは多数の直交した搬送波を用いて伝送を行うマルチキャリア伝送方式である。サブキャリアの帯域を狭帯域とすることにより、周波数選択性フェージングへの耐性が高くなり、１シンボル期間を長くすることにより、遅延波に対する耐性も高くなる。

ＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ信号受信手段と、ＯＦＤＭ信号受信手段により受信されたＯＦＤＭ信号中のパイロット信号を用いて伝送路特性を推定する伝送路特性推定手段と、ＯＦＤＭ信号受信手段により受信されたＯＦＤＭ信号について、伝送路特性推定手段により推定された伝送路特性に基づいて、伝送歪みを補償する処理を施す伝送歪み補償手段とを備えたＯＦＤＭ受信装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。

また、伝搬環境に適したフェージング歪補償法を使用することによりビット誤り率を低くすることができる無線通信方法が知られている（例えば、特許文献２参照）。

また、ＯＦＤＭに適した高精度ドップラ周波数推定方法が提案されている（例えば、非特許文献１参照）。

特開２００８−７２２２５号公報特開２００２−８４３３２号公報

実川大介、外２名、「ＯＦＤＭに適した高精度ドップラ周波数推定法」、電子情報通信学会総合大会、２００４年、ｐ．５６４

本発明の目的は、遅延量が大きいマルチパスを伴ったレイリー環境の場合に適切な等化を行うことができる受信装置を提供することである。

受信装置は、受信信号をフーリエ変換するフーリエ変換部と、前記フーリエ変換部によりフーリエ変換された信号内の既知のシンボルの位置の伝送路応答を演算し、前記演算した既知のシンボル位置の伝送路応答を基に前記既知のシンボルが配置されていないシンボル位置の伝送路応答を推定し、前記推定された伝送路応答を基に前記フーリエ変換された信号を等化する伝送路等化部と、前記受信信号内の全キャリア周波数の伝送路応答をシンボル毎に逆フーリエ変換することによりインパルス応答を生成する第１の逆フーリエ変換部と、前記インパルス応答の中で少なくとも１番目に大きい第１のインパルス応答又は２番目に大きい第２のインパルス応答が遅延時間設定範囲内に存在するシンボル数をカウントし、前記カウントされたシンボル数がシンボル数閾値より多いときには、遅延量が大きいマルチパスを伴ったレイリー環境であると判定するレイリー判定部とを有し、前記伝送路等化部は、前記レイリー判定部の判定の結果に応じて等化することを特徴とする。

遅延量が大きいマルチパスを伴ったレイリー環境であることの判定を行うことにより、遅延量が大きいマルチパスを伴ったレイリー環境の場合に適切な等化を行うことができる。

本発明の実施形態による地上デジタル放送受信装置の構成例を示すブロック図である。ドップラー周波数推定及び遅延量大レイリー判定部の構成例を示すブロック図である。地上デジタル放送信号のＯＦＤＭフレーム構造を示す図である。フェージングによる位相回転を示す図である。シンボルｎのインパルス応答とシンボルｎ−２のインパルス応答との間に存在する位相差を示す図である。ＳＰ信号のインパルス応答の折り返しを示す図である。図７（Ａ）はＳＰ信号及びデータ信号の伝送路応答のインパルス応答を示す図であり、図７（Ｂ）はＳＰ信号のインパルス応答を示す図である。ドップラー周波数の推定方法を示すフローチャートである。図９（Ａ）〜（Ｄ）はインパルス応答のレイリー環境モデルを示す図である。レイリー環境時の電力の時間経過を示す図である。図１１（Ａ）〜（Ｃ）は１２波レイリーモデルにおけるインパルス応答の時間変動を示す図である。遅延量が小さいマルチパスを伴ったレイリー環境と、遅延量が大きいマルチパスを伴ったレイリー環境との判別方法を説明するための図である。本実施形態による遅延量が小さいマルチパスを伴ったレイリー環境と、遅延量が大きいマルチパスを伴ったレイリー環境との判別方法を説明するための図である。図１４（Ａ）及び（Ｂ）は伝送路等化部の等価処理例を示す図である。

図１は、本発明の実施形態による地上デジタル放送受信装置の構成例を示すブロック図である。アンテナ１０１は、図３の地上デジタル放送信号を放送局から受信する。

図３は、地上デジタル放送信号のＯＦＤＭフレーム構造を示す図である。横軸はサブキャリア（周波数軸）を、縦軸はシンボル（時間軸）を示す。黒丸はＳＰ（スキャッタードパイロット；Scattered Pilot）シンボルを、白丸はデータシンボルを示す。ＳＰシンボルは、サブキャリア方向について１２サブキャリアに１回挿入され、シンボル方向については３サブキャリアずつシフトされた形で挿入されている。ＩＳＤＢ−ＴにおけるＯＦＤＭ信号には、ＳＰシンボルが、周波数、時間、それぞれの方向に散在する形で挿入されている。ＳＰシンボルは、既知のシンボルであり、シンボル位置及び符号点が既知である。

図１において、チューナ部１０２は、アンテナ１０１を介して受信する信号を選択する。直交復調部１０３は、シンボル単位の信号を直交復調し、Ｉ信号及びＱ信号を生成する。高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部１０４は、直交復調部１０３により直交復調された信号を高速フーリエ変換（時間−周波数変換）する。ドップラー周波数推定及び遅延量大レイリー判定部１０６は、高速フーリエ変換部１０４により高速フーリエ変換された信号のＳＰシンボルからドップラー周波数を算出し、遅延量が大きいマルチパスを伴ったレイリー環境であるか否かを判定する。伝送路等化部１０５は、ドップラー周波数推定及び遅延量大レイリー判定部１０６の判定の結果に応じて、高速フーリエ変換部１０４により高速フーリエ変換された信号を等化する。伝送路等化部１０５の等化処理方法には複数の方式が存在し、ドップラー周波数推定及び遅延量大レイリー判定部１０６の判定の結果に応じて方式を適応的に切り替えることにより、受信特性を向上させることができる。等化処理により、外乱を除去することができる。デマッピング部１０７は、伝送路等化部１０５により等化された信号の符号点をデマッピングにより生成する。誤り訂正部１０８は、デマッピング部１０７により生成された符号点の誤りを訂正し、表示系へ出力する。

図２は、図１のドップラー周波数推定及び遅延量大レイリー判定部１０６の構成例を示すブロック図である。以下、ＳＰシンボルをＳＰ信号、データシンボルをデータ信号という。ドップラー周波数推定部は、ＳＰ信号メモリ部２０１、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部２０２、最大位置検出部２０３、第１のインパルス応答遅延メモリ部２０４、第２のインパルス応答遅延メモリ部２０５、位相差補正部２０６、位相偏差算出及びドップラー周波数算出部２０８を有する。

ＳＰ信号メモリ部２０１は、高速フーリエ変換部１０４により高速フーリエ変換された信号の中のＳＰ信号を入力し、そのＳＰ信号を保持し、逆高速フーリエ変換部２０２へ出力する。

逆高速フーリエ変換部２０２は、ＳＰ信号メモリ部２０１により保持されたＳＰ信号を逆高速フーリエ変換（周波数−時間変換）することによりインパルス応答（遅延プロファイル）を生成し、第１のインパルス応答遅延メモリ部２０４へ出力する。この処理により、図３に示すようなインパルス応答を得て、主波、先行波、遅延波のいずれかの組み合わせから構成され、マルチパスを形成する受信波を、それぞれのパスに分離する。インパルス応答ｉ_nはシンボルｎのインパルス応答、インパルス応答ｉ_n-2はシンボルｎ−２のインパルス応答である。

ＯＦＤＭシンボルは、有効シンボル及びガードインターバルを有する。シンボル間干渉を回避するために、有効シンボルの前に、ＯＦＤＭシンボルの後半の一部と同じ信号をコピーしたガードインターバルという冗長部分を付加している。これにより、有効シンボルを適切に切り出すことができる。

第１のインパルス応答遅延メモリ部２０４は、逆高速フーリエ変換部２０２により生成されたインパルス応答を保持し、最大位置検出部２０３及び第２のインパルス応答遅延メモリ部２０５へ出力する。

最大位置検出部２０３は、第１のインパルス応答遅延メモリ部２０４により保持されたインパルス応答の中で最大となる位置を検出し、その位置を第１のインパルス応答遅延メモリ部２０４及び第２のインパルス応答遅延メモリ部２０５へ出力する。すなわち、最大位置検出部２０３は、インパルス応答から遅延波成分及び先行波成分を分離し、主波成分を最大のインパルス応答として検出する。最大位置を検出することにより、主波成分を見つけ出すと共に、最大位置はＣ／Ｎ（キャリア対ノイズ比）が最も高い条件となるため、雑音の影響が軽減される効果がある。この際、最大位置検出部２０３は、Ｉ信号及びＱ信号の電力（Ｉ²＋Ｑ²）を基に最大位置を検出する。

第１のインパルス応答遅延メモリ部２０４は、最大位置検出部２０３により検出された位置を入力し、それに対応する位置のインパルス応答の値を位相偏差算出及びドップラー周波数算出部２０８に出力する。

第２のインパルス応答遅延メモリ部２０５は、最大位置検出部２０３により検出された最大となる位置のインパルス応答を遅延するために格納し、現在のシンボルより前のシンボルのインパルス応答を出力する。第２のインパルス応答遅延メモリ部２０５が保持するインパルス応答のシンボル数は、ドップラー周波数を求めるシンボル間隔に依存する。一例として、２シンボル間隔での処理を仮定すると、現在のシンボルのインパルス応答は第１のインパルス応答遅延メモリ部２０４に保持され、２シンボル前及び１シンボル前のインパルス応答は第２のインパルス応答遅延メモリ部２０５に保持される。よって、第２のインパルス応答遅延メモリ部２０５は、保持するインパルス応答のシンボル数に応じて、そのメモリ量が増減する。

第２のインパルス応答遅延メモリ部２０５は、最大位置検出部２０３により検出された最大となる位置を入力し、保持されているインパルス応答において、ドップラー周波数を求めるシンボル間隔に応じた最大位置検出部２０３からの入力に対応するインパルス応答の値を位相偏差算出及びドップラー周波数算出部２０８に出力する。一例として、２シンボル間隔でドップラー周波数を求める場合、第１のインパルス応答遅延メモリ部２０４の出力は、現在のシンボルのインパルス応答の最大位置の値であり、第２のインパルス応答遅延メモリ部２０５の出力は、最大位置検出部２０３から入力される現在のシンボルの２シンボル前のインパルス応答の値を出力する。

図４は、フェージングによる位相回転を示す図である。移動受信の影響により、ＳＰ信号は位相回転を受ける。シンボルｎのインパルス応答ｉ_nとシンボルｎ−２のインパルス応答ｉ_n-2との間には、フェージング（移動受信）による位相回転量ΔΘが生じる。位相偏差算出及びドップラー周波数算出部２０８は、その位相回転量ΔΘから、ＯＦＤＭにおけるドップラー周波数を算出することができる。

位相差補正部２０６は、第２のインパルス応答遅延メモリ部２０５に格納されたインパルス応答を入力し、図３のＳＰ信号の周波数配置の違いから生ずる位相差を補正する。一例として、図５に示すように、シンボルｎのインパルス応答ｉ_nとシンボルｎ−２のインパルス応答ｉ_n-2との間に存在する位相差は、図３のＳＰ信号の周波数配置の違いに起因するΔΦとフェージング（移動受信）による位相回転量ΔΘとの合計となる。位相差ΔΦは、ＦＦＴポイントの理想標本点からのずれに応じて変化する。各ずれに対応する位相差ΔΦの値を位相差テーブル５０１に保持するか、逐次算出する。位相差テーブル５０１は、図２の位相差補正部２０６内に設けられ、ＦＦＴポイントのずれに応じて位相差ΔΦを出力する。ＦＦＴポイントのずれは、上記のガードインターバルを基に検出することができる。位相差補正部２０６は、インパルス応答にＳＰ信号配置に起因する位相差ΔΦの逆位相（ｅ^-ΔΦ）を乗ずることで、位相差ΔΦを除去する。これにより、インパルス応答ｉ_n及びｉ_n-2間の位相差は、フェージングによる位相回転量ΔΘのみとなる。

位相差補正部２０６は、最大位置検出部２０３により検出された最大となる位置のインパルス応答を基に、現在のシンボル及びその前のシンボル間におけるＳＰ信号の周波数配置の違いから生じる現在のシンボル及びその前のシンボルのインパルス応答間の位相差を補正する。

また、位相差補正部２０６は、高速フーリエ変換部１０４のＦＦＴポイントの理想的な標本点からのずれに応じて位相差を補正する。さらに、位相差補正部２０６は、現在のシンボル及びその前のシンボル間のシンボル間隔（例えば２シンボル）に応じて位相差を補正する。すなわち、現在のシンボル及びその前のシンボル間のシンボル間隔が１シンボルか２シンボルかにより、位相差テーブル５０１の内容が異なる。

なお、位相差補正部２０６は、パス位置換算及び比較部２０７の出力信号に応じて補正を行う。その詳細は、後述する。

位相偏差算出及びドップラー周波数算出部２０８は、第１のインパルス応答遅延メモリ部２０４及び位相差補正部２０６からの入力を受けて、現在のシンボル及びその前のシンボルのインパルス応答間の位相回転量を算出する。すなわち、位相偏差算出及びドップラー周波数算出部２０８は、インパルス応答間に存在するフェージングによる位相回転量ΔΘを算出する。位相回転量ΔΘの算出は、それぞれの位相を求めて差分を算出してもよいし、内積演算を用いて算出してもよい。

位相偏差算出及びドップラー周波数算出部２０８は、上記の算出された位相回転量ΔΘを基にドップラー周波数ｆｄを算出する。ドップラー周波数ｆｄは、位相回転量ΔΘに比例するため、位相回転量ΔΘが分かれば、ドップラー周波数ｆｄを算出することができる。

図１４（Ａ）及び（Ｂ）は、図１の伝送路等化部１０５の等価処理例を示す図である。横軸はＩ信号、縦軸はＱ信号を示す。

図１４（Ａ）は、ＳＰ信号のコンスタレーションを示す。ＳＰ送信信号点Ｔｐは、放送局が送信したＳＰ信号であり、既知の信号である。ＳＰ受信信号点Ｒｐは、図１の受信装置が受信したＳＰ信号である。伝送路等化部１０５は、高速フーリエ変換部１０４により高速フーリエ変換された受信信号内の既知のＳＰ信号の位置の伝送路応答Ｈｐを演算する。ＳＰ信号は、その配置位置及び送信信号点Ｔｐが既知である。したがって、伝送路等化部１０５は、ＳＰ信号の受信信号点Ｒｐを高速フーリエ変換部１０４から入力すれば、ＳＰ信号の送信信号点Ｔｐ及びＳＰ信号の受信信号点Ｒｐの複素除算によりＳＰ信号の伝送路応答Ｈｐを演算することができる。

図１４（Ｂ）は、データ信号のコンスタレーションを示す。ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）では、Ｉ信号及びＱ信号を４つの位相の変化により４個の白丸の符号点Ｔｄを表すことができる。放送局では、４個の符号点Ｔｄのうちの１個を選択的に送信する。符号点Ｔｄは、放送局が送信したデータ信号であり、データ送信信号点である。データ受信信号点Ｒｄは、図１の受信装置が受信したデータ信号である。伝送路等化部１０５は、演算したＳＰ信号の伝送路応答Ｈｐ（図１４（Ａ））を基にデータ信号の伝送路応答Ｈｄを補間により推定する。例えば、伝送路等化部１０５は、図３に示すように、まず、ＳＰ信号の伝送路応答Ｈｐを基にシンボル方向にデータ信号の伝送路応答Ｈｄを補間し、その後、サブキャリア方向にデータ信号のデータ伝送路応答Ｈｄを補間する。これにより、各シンボルのすべてのサブキャリアの伝送路応答を求めることができる。

伝送路等化部１０５は、上記の補間された伝送路応答Ｈｄを基に高速フーリエ変換部１０４により高速フーリエ変換されたデータ信号を等化する。すなわち、伝送路等化部１０５は、高速フーリエ変換部１０４からデータ受信信号点Ｒｄを入力し、データ信号の受信信号点Ｒｄ及びデータ信号の伝送路応答Ｈｄを基にデータ信号の送信信号点Ｔｄ１を等価により演算することができる。

ただし、データ信号の伝送路応答ＨｄはＳＰ信号の伝送路応答Ｈｐを基に推定されたものであるため、必ずしも正確な値にはならない。データ信号の伝送路応答Ｈｄに誤差が生じた場合には、演算されたデータ送信信号点Ｔｄ１は本来のデータ送信信号点Ｔｄからずれたものになる。また、データ信号の伝送路応答Ｈｄに誤差がない場合には、演算されたデータ送信信号点Ｔｄ１は本来のデータ送信信号点Ｔｄと一致する。

図６は、逆高速フーリエ変換部２０２により出力されるＳＰ信号のインパルス応答の折り返しを示す図である。図３では、ＳＰ信号はシンボル中に１２個間隔で挿入されている。サンプリング定理によれば、１／２４シンボル長の周期（ナイキスト周期）Ｔを超えるマルチパスの信号６０１が存在する場合には、その信号６０１の折り返しの信号６０２が発生する。折り返しの信号６０２は、原信号にはない偽の信号である。また、１／２４シンボル長の周期（ナイキスト周期）Ｔを超えるマルチパスの信号６０１が存在しない場合には、折り返しの信号６０２も発生しない。したがって、最大位置検出部２０３がインパルス応答の中で最大となる位置を検出したときには、その検出したインパルス応答が折り返しによって発生したものか否かを判定し、位相差補正部２０６は、その判定の結果に応じて補正を行う。以下、その詳細を説明する。

仮判定部２０９は、図１４（Ｂ）に示すように、伝送路等化部１０５により等化された信号Ｔｄ１を基にその信号に最も近い符号点Ｔｄを判定する。上記のように、データ信号の受信信号点Ｒｄ及びデータ信号の伝送路応答Ｈｄを基にデータ信号の送信信号点Ｔｄ１を等価により演算する。仮判定部２０９は、等化された信号Ｔｄ１を基にその信号に最も近い符号点Ｔｄを判定する。例えば、４個の符号点Ｔｄのうちで、信号Ｔｄ１が最も近い符号点が右上座標の符号点Ｔｄであると判定する。この判定された符号点が、放送局が送信した真のデータ送信信号点である。

複素除算部２１０は、仮判定部２０９により判定された符号点Ｔｄ及び高速フーリエ変換部１０４により高速フーリエ変換された信号（ＳＰ信号及びデータ信号を含む）を複素除算することにより、受信信号内の全キャリア周波数の伝送路応答を出力する。この伝送路応答は、誤差が除去された真の伝送路応答である。データ信号及びＳＰ信号伝送路応答メモリ２１１は、複素除算部２１０により出力された全キャリア周波数のデータ信号及びＳＰ信号の伝送路応答を記憶する。

逆高速フーリエ変換部２１２は、伝送路応答メモリ２１１に記憶されている受信信号内の全キャリア周波数の伝送路応答をシンボル毎に逆高速フーリエ変換することにより、図７（Ａ）に示すような全キャリア周波数のインパルス応答を生成する。インパルス応答メモリ２１３は、逆高速フーリエ変換部２１２により生成された全キャリア周波数のインパルス応答を記憶する。

図７（Ａ）は逆高速フーリエ変換部２１２により生成されたＳＰ信号及びデータ信号の伝送路応答のインパルス応答を示す図であり、図７（Ｂ）は逆高速フーリエ変換部２０２により生成されたＳＰ信号のインパルス応答を示す図である。図７（Ｂ）において、インパルス応答７０２は、図６のように、インパルス応答７０１の折り返しにより発生したインパルス応答である。以下、インパルス応答７０２が折り返しにより発生したものか否かの判断方法を説明する。

インパルス応答位置検出部２１４は、インパルス応答メモリ２１３内のインパルス応答の中で１番目に大きい第１のインパルス応答７０３を検出する。１／２４シンボル長遅延検出部２１６は、インパルス応答位置検出部２１４により検出された１番目に大きい第１のインパルス応答７０３が１／２４シンボル長（ナイキスト周期）を超えるシンボル長の位置に存在するか否かを検出する。１／２４シンボル長を超える場合には図６の折り返しのインパルス応答が存在する可能性があり、超えない場合にはその可能性がない。

パス位置換算及び比較部２０７は、第１のインパルス応答７０３が１／２４シンボル長（ナイキスト周期）を超えるシンボル長の位置に存在する場合には、第１のインパルス応答７０３を既知のＳＰ信号の位置に対応する第３のインパルス応答７０４に換算し、最大位置検出部２０３により検出された最大となる位置のインパルス応答７０２が第３のインパルス応答７０４の位置を含む位置設定範囲Ｆ１〜Ｆ２に存在するときには、最大位置検出部２０３により検出された最大となる位置のインパルス応答７０２が折り返しのインパルス応答であると判定する。位置設定範囲Ｆ１〜Ｆ２は、第３のインパルス応答７０４の位置にオフセットを加算した閾値である。図２の位相差補正部２０６は、パス位置換算及び比較部２０７の判定の結果に応じて、上記の位相差を補正する。

図８は、上記のドップラー周波数の推定方法を示すフローチャートである。ステップＳ８０１では、逆高速フーリエ変換部２０２は、高速フーリエ変換部１０４により高速フーリエ変換された信号内の既知のＳＰ信号を逆高速フーリエ変換することにより、図７（Ｂ）のＳＰ信号のインパルス応答を生成する。次に、ステップＳ８０２では、最大位置検出部２０３は、逆高速フーリエ変換部２０２により生成されたインパルス応答の中で最大となる主波の位置を検出する。

ステップＳ８１１では、逆高速フーリエ変換部２１２は、受信信号内の全キャリア周波数の伝送路応答をシンボル毎に逆高速フーリエ変換することにより、図７（Ａ）のＳＰ信号及びデータ信号の伝送路応答のインパルス応答を生成する。次に、ステップＳ８１２では、１／２４シンボル長遅延検出部２１６は、インパルス応答位置検出部２１４により検出された１番目に大きい第１のインパルス応答７０３が１／２４シンボル長（ナイキスト周期）を超えるシンボル長の位置に存在するか否かを検出する。次に、ステップＳ８１３では、パス位置換算及び比較部２０７は、第１のインパルス応答７０３が１／２４シンボル長（ナイキスト周期）を超えるシンボル長の位置に存在する場合には、第１のインパルス応答７０３を既知のＳＰ信号の位置に対応する第３のインパルス応答７０４に換算し、ステップＳ８０２の最大位置検出部２０３により検出された最大となる主波の位置のインパルス応答７０２が第３のインパルス応答７０４の位置を含む位置設定範囲Ｆ１〜Ｆ２に存在するときには、最大位置検出部２０３により検出された最大となる主波の位置のインパルス応答７０２が折り返しのインパルス応答であると判定する。

次に、ステップＳ８０３では、位相差補正部２０６は、パス位置換算及び比較部２０７の判定結果を参照し、最大位置検出部２０３により検出された最大となる位置のインパルス応答を基に、現在のシンボル及びその前のシンボル間における既知のＳＰ信号の周波数配置の違いから生じる現在のシンボル及びその前のシンボルのインパルス応答間の位相差を補正する。

次に、ステップＳ８０４では、位相偏差算出及びドップラー周波数算出部２０８は、位相差補正部２０６により補正された現在のシンボル及びその前のシンボルのインパルス応答間の位相回転量を算出し、算出された位相回転量を基にドップラー周波数を算出する。これにより、位相偏差算出及びドップラー周波数算出部２０８は、ＳＰ信号の折り返しの有無に応じて、適切なドップラー周波数を算出することができる。

図９（Ａ）〜（Ｄ）は、インパルス応答のレイリー環境モデルを示す図である。横軸は時間［μｓ］、縦軸は振幅［ｄＢ］を示す。横軸の時間は、先行波を０とした時の時間であり、上記のガードインターバルの時間（期間）ＧＩを示す。図９（Ａ）は６波レイリーモデル（都市型６波モデル）、図９（Ｂ）は１２波レイリーモデル（strong short echo）、図９（Ｃ）は１２波レイリーモデル（strong long echo）、図９（Ｄ）は１２波レイリーモデル（weak long echo）を示す。

図９（Ｃ）の１２波レイリーモデル（strong long echo）及び図９（Ｄ）の１２波レイリーモデル（weak long echo）は、図９（Ａ）の都市型６波モデルＴＵ６に、ガードインターバルの時間ＧＩの０．８倍の位置付近に、さらに第２の都市型６波モデルＴＵ６が追加されたモデルである。図９（Ａ）の都市型６波モデル及び図９（Ｂ）の１２波レイリーモデル（strong short echo）は、遅延量が小さいマルチパスを伴ったレイリー環境である。これに対し、図９（Ｃ）の１２波レイリーモデル（strong long echo）及び図９（Ｄ）の１２波レイリーモデル（weak long echo）は、遅延量が大きいマルチパスを伴ったレイリー環境である。本実施形態では、図９（Ａ）及び（Ｂ）の遅延量が小さいマルチパスを伴ったレイリー環境と、図９（Ｃ）及び（Ｄ）の遅延量が大きいマルチパスを伴ったレイリー環境との判別を行い、それぞれに対して適切な等化処理の制御を行う。

図１０は、レイリー環境時の電力の時間経過を示す図である。レイリー環境下のインパルス応答は、フェージングによってそれぞれのパスが、経過時間と共に電力が変動する。電力の瞬時値は、レイリー分布で変動する。中央値１００１は、短区間の中央値である。

図１１（Ａ）〜（Ｃ）は、１２波レイリーモデルにおけるインパルス応答の時間変動を示す図であり、遅延量が大きいマルチパスを伴ったレイリー環境のインパルス応答の電力を示す。１２波レイリーモデルでは、時間経過により図１１（Ａ）〜（Ｃ）のように電力が変動する。閾値１１００は、マルチパスを検知するための閾値である。期間Ｔ１は、ガードインターバルの時間ＧＩの０．８倍の期間である。第２の都市型６波モデルＴＵ６は、期間Ｔ１の終点付近に存在する。第１の都市型６波モデルＴＵ６のパスは、時間経過により、パス１１０１，１１０３，１１０５のように電力が変化する。また、第２の都市型６波モデルＴＵ６のパスは、時間経過により、パス１１０２，１１０４，１１０６のように電力が変化する。

図１１（Ａ）及び（Ｂ）では、第１の都市型６波モデルＴＵ６及び第２の都市型６波モデルＴＵ６のパスがマルチパス検知閾値１１００より大きくなり、マルチパスが検知される。これに対し、図１１（Ｃ）では、電力のダイナミックレンジが広がることにより、遅延量が大きい第２の都市型６波モデルＴＵ６のパスの電力が、マルチパス検知閾値１１００を下回ってしまう。マルチパス検知閾値１１００は、ノイズ対策のために設定され、電力がこの値を下回った場合、ノイズと認識される。

図１２は、遅延量が小さいマルチパスを伴ったレイリー環境と、遅延量が大きいマルチパスを伴ったレイリー環境との判別方法を説明するための図である。特定のシンボルのインパルス応答１２０１〜１２０３を基に判別を行う場合、インパルス応答１２０３を用いる可能性がある。インパルス応答１２０１及び１２０２では、遅延量が大きいマルチパスを伴ったレイリー環境であると判別される。これに対し、インパルス応答１２０３では、遅延量が小さいマルチパスを伴ったレイリー環境であると判別されてしまい、以後、正しい制御ができず性能劣化につながる。

本実施形態では、電力が時間経過と共に変動する場合でも、遅延量が小さいマルチパスを伴ったレイリー環境と、遅延量が大きいマルチパスを伴ったレイリー環境との判別を適正に行う方法を説明する。

以下、図１１（Ａ）〜（Ｃ）を参照しながら、遅延量が大きいマルチパスを伴ったレイリー環境の判定方法について説明する。図１１（Ａ）及び（Ｂ）の遅延量が大きいマルチパスを伴ったレイリー環境では、インパルス応答の１番目に大きい電力のパス１１０１又は１１０４、及び２番目に大きい電力のパス１１０２又は１１０３が、時間と共に変動している。１番目に大きい電力又は２番目に大きい電力は、一定期間の間に、遅延量が大きい期間Ｔ１の終点付近に存在する。その存在をシンボル毎に判定すると、１フレームの間に複数回のシンボルでその存在が確認される。１２波レイリーモデルの場合、遅延量が大きいパス位置は、ガードインターバルの時間ＧＩの０．８倍付近に相当する。

図１３は、本実施形態による遅延量が小さいマルチパスを伴ったレイリー環境と、遅延量が大きいマルチパスを伴ったレイリー環境との判別方法を説明するための図である。インパルス応答１３０１及び１３０２等は、インパルス応答メモリ２１３内の全シンボルのインパルス応答である。

図２のインパルス応答位置検出部２１４は、インパルス応答メモリ２１３内のインパルス応答の中で少なくとも１番目に大きい第１のインパルス応答１３１１又は２番目に大きい第２のインパルス応答１３１２をシンボル毎に検出する。遅延量大マルチパス判定部２１５は、インパルス応答の中で少なくとも１番目に大きい第１のインパルス応答１３１１又は２番目に大きい第２のインパルス応答１３１２が遅延時間設定範囲Ｔ２内に存在するか否かを判定する。遅延時間設定範囲Ｔ２は、ガードインターバルの時間ＧＩの０．８倍付近の範囲である。遅延量大認識カウンタ２１７は、少なくとも１番目に大きい第１のインパルス応答１３１１又は２番目に大きい第２のインパルス応答１３１２が遅延時間設定範囲Ｔ２内に存在するシンボル数を１フレーム内でカウントする。遅延量大レイリー判定部２１８は、遅延量大認識カウンタ２１７によりカウントされたシンボル数がシンボル数閾値より多いときには、遅延量が大きいマルチパスを伴ったレイリー環境であると判定する。好ましくは、遅延量大レイリー判定部２１８は、遅延量大認識カウンタ２１７によりカウントされたシンボル数がシンボル数閾値より多く、かつ位相偏差算出及びドップラー周波数算出部２０８により算出されたドップラー周波数がドップラー周波数閾値より高いときには、遅延量が大きいマルチパスを伴ったレイリー環境であると判定する。これにより、電力が時間経過と共に変化する場合にも、遅延量が大きいマルチパスを伴ったレイリー環境を適切に判定することができる。

なお、上記では、インパルス応答の中で少なくとも１番目に大きい第１のインパルス応答１３１１又は２番目に大きい第２のインパルス応答１３１２が遅延時間設定範囲Ｔ２内に存在するか否かを判定する場合を説明した。具体的には、例えば、インパルス応答の中の大きい方から２個以上５個以内のインパルス応答が遅延時間設定範囲Ｔ２内に存在するか否かを判定すればよい。

伝送路等化部１０５は、遅延量大レイリー判定部の判定の結果に応じて等化する。上記のように、伝送路等化部１０５は、まずＳＰ信号の伝送路応答Ｈｐを演算し、ＳＰ信号の伝送路応答Ｈｐを基にデータ信号の伝送路応答Ｈｄを補間により推定し、等化処理を行う。この際、伝送路等化部１０５は、判定の結果が遅延量が大きいマルチパスを伴ったレイリー環境又は遅延量が小さいマルチパスを伴ったレイリー環境かによって異なる補間方法で補間を行う。レイリー環境の判定はフレーム単位で行われ、その判定結果は次のフレームの等価処理に用いられる。

以上のように、伝送等化部１０５は、遅延量が大きいマルチパスを伴ったレイリー環境でも、遅延量が小さいマルチパスを伴ったレイリー環境でも、適切な等化処理を行うことができる。

なお、上記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその技術思想、又はその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。

１０４高速フーリエ変換部
１０５伝送路等化部
２０１ＳＰ信号メモリ部
２０２逆高速フーリエ変換部
２０３最大位置検出部
２０４第１のインパルス応答遅延メモリ部
２０５第２のインパルス応答遅延メモリ部
２０６位相差補正部
２０７パス位置換算及び比較部
２０８位相偏差算出及びドップラー周波数算出部
２１１データ信号及びＳＰ信号伝送路応答メモリ
２１２逆高速フーリエ変換部
２１３インパルス応答メモリ
２１４インパルス応答位置検出部
２１５遅延量大マルチパス判定部
２１６１／２４シンボル長遅延検出部
２１７遅延量大認識カウンタ
２１８遅延量大レイリー判定部

Claims

受信信号をフーリエ変換するフーリエ変換部と、
前記フーリエ変換部によりフーリエ変換された信号内の既知のシンボルの位置の伝送路応答を演算し、前記演算した既知のシンボル位置の伝送路応答を基に前記既知のシンボルが配置されていないシンボル位置の伝送路応答を推定し、前記推定された伝送路応答を基に前記フーリエ変換された信号を等化する伝送路等化部と、
前記受信信号内の全キャリア周波数の伝送路応答をシンボル毎に逆フーリエ変換することによりインパルス応答を生成する第１の逆フーリエ変換部と、
前記インパルス応答の中で少なくとも１番目に大きい第１のインパルス応答又は２番目に大きい第２のインパルス応答が遅延時間設定範囲内に存在するシンボル数をカウントし、前記カウントされたシンボル数がシンボル数閾値より多いときには、遅延量が大きいマルチパスを伴ったレイリー環境であると判定するレイリー判定部とを有し、
前記伝送路等化部は、前記レイリー判定部の判定の結果に応じて等化することを特徴とする受信装置。
さらに、前記伝送路等化部により等化された信号を基にその信号に最も近い符号点を判定する仮判定部と、
前記仮判定部により判定された符号点及び前記フーリエ変換部によりフーリエ変換された信号を複素除算することにより、前記受信信号内の全キャリア周波数の伝送路応答を出力する複素除算部とを有し、
前記第１の逆フーリエ変換部は、前記複素除算部により出力される伝送路応答を逆フーリエ変換することを特徴とする請求項１記載の受信装置。
さらに、前記フーリエ変換部によりフーリエ変換された信号内の既知のシンボル信号を基にドップラー周波数を算出するドップラー周波数推定部を有し、
前記レイリー判定部は、前記カウントされたシンボル数がシンボル数閾値より多く、かつ前記算出されたドップラー周波数がドップラー周波数閾値より高いときには、遅延量が大きいマルチパスを伴ったレイリー環境であると判定することを特徴とする請求項１又は２記載の受信装置。
前記ドップラー周波数推定部は、
前記フーリエ変換部によりフーリエ変換された信号内の既知のシンボル信号を逆フーリエ変換することによりインパルス応答を生成する第２の逆フーリエ変換部と、
前記第２の逆フーリエ変換部により生成されたインパルス応答の中で最大となる位置を検出する最大位置検出部と、
前記最大位置検出部により検出された最大となる位置のインパルス応答を基に、現在のシンボル及びその前のシンボル間における既知のシンボル信号の周波数配置の違いから生じる現在のシンボル及びその前のシンボルのインパルス応答間の位相差を補正する位相差補正部と、
前記位相差補正部により補正された現在のシンボル及びその前のシンボルのインパルス応答間の位相回転量を算出し、前記算出された位相回転量を基にドップラー周波数を算出するドップラー周波数算出部とを有することを特徴とする請求項３記載の受信装置。
さらに、前記第１のインパルス応答がナイキスト周期を超えるシンボル長の位置に存在する場合には、前記第１のインパルス応答を既知のシンボルの位置に対応する第３のインパルス応答に換算し、前記最大位置検出部により検出された最大となる位置のインパルス応答が前記第３のインパルス応答の位置を含む位置設定範囲に存在するときには、前記最大位置検出部により検出された最大となる位置のインパルス応答が折り返しのインパルス応答であると判定する換算部を有し、
前記位相差補正部は、前記換算部の判定の結果に応じて前記位相差を補正することを特徴とする請求項４記載の受信装置。