JP5199179B2 - 半導体集積回路及び受信信号処理方法 - Google Patents

Description

本発明は、半導体集積回路及び受信信号処理方法に関する。

地上デジタル放送では、移動受信の際に搬送波周波数が偏移するドップラーシフトの影響を考慮した復調処理が行われている。
地上デジタル放送規格ＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial）のＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）フレームには、一定間隔でパイロット信号であるＳＰ（Scattered Pilot）信号が挿入されている。従来、フーリエ変換後の受信信号から抽出されたパイロット信号を用いて、移動受信によって搬送波周波数に加わる周波数（ドップラー周波数）を推定する手法が知られている。

特開２００４−２７４７２２号公報 特開２００５−２８６６３６号公報

実川他、"ＯＦＤＭに適した高精度ドップラ周波数推定法"、電子情報通信学会総合大会、Ｂ−５−７７、Ｐ５６４、２００４

しかし、従来では、パイロット信号からドップラー周波数を精度よく求めることはできないという問題があった。
上記の点を鑑みて、本発明は、ドップラー周波数を精度よく求めることが可能な半導体集積回路及び受信信号処理方法を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、以下のような半導体集積回路が提供される。
この半導体集積回路は、フーリエ変換後の受信信号に含まれるパイロット信号を逆フーリエ変換して、第１のインパルス応答を算出する第１の逆フーリエ変換部と、前記受信信号に含まれるデータ信号から求められる伝送路応答値と、前記パイロット信号とを合わせて逆フーリエ変換して、第２のインパルス応答を算出する第２の逆フーリエ変換部と、前記第２のインパルス応答をもとに、所定の長さ以上のマルチパスが発生しているか否かを判定するマルチパス判定部と、前記所定の長さ以上の前記マルチパスの発生が検出された場合、前記第２のインパルス応答の最大値の位置をもとに、前記第１のインパルス応答における主波位置を特定する主波位置特定部と、前記主波位置を特定した前記第１のインパルス応答を用いて、前記主波位置とフーリエ変換窓位置との間の遅延量をもとに、シンボル間における前記パイロット信号の周波数の違いに起因した前記第１のインパルス応答の位相差を補正する位相差補正部と、前記位相差補正部により補正された前記第１のインパルス応答と、異なるシンボルにおける前記第１のインパルス応答との間の位相回転量を算出する位相偏差算出部と、前記位相回転量をもとに、ドップラー周波数を算出するドップラー周波数算出部と、を有する。

開示の半導体集積回路及び受信信号処理方法によれば、ドップラー周波数を精度よく求めることが可能となる。

本実施の形態の半導体集積回路の主要部の構成を示す図である。 地上デジタル放送におけるＯＦＤＭフレームの構成を示す図である。 インパルス応答の一例を示す図である。 異なるシンボル間のインパルス応答の位相差の一例を示す図である。 算出される位相回転量の例を示す図である。 インパルス応答が折り返る様子を示す図である。 主波位置を特定する様子を示す図である。 本実施の形態の半導体集積回路による受信信号処理方法を示すフローチャートである。 ＯＦＤＭ受信システムの主要部の概略の構成を示す図である。

以下、本発明の半導体集積回路及び受信信号処理方法の一観点である実施の形態を、図面を参照して説明する。
図１は、本実施の形態の半導体集積回路の主要部の構成を示す図である。

半導体集積回路１０は、たとえば、地上デジタル放送用のＯＦＤＭ信号の復調用ＬＳＩ（Large Scale Integrated circuit）である。
半導体集積回路１０は、パイロット信号記憶部１１と、逆フーリエ変換部１２と、インパルス応答保持部１３と、インパルス応答遅延部１４と、最大値位置検出部１５と、位相差補正部１６と、位相偏差算出部１７と、ドップラー周波数算出部１８と、を有している。

また、半導体集積回路１０は、サブキャリア群記憶部１９と、伝送路応答値生成部２０と、逆フーリエ変換部２１と、インパルス応答保持部２２と、最大値位置検出部２３と、マルチパス判定部２４と、主波位置特定部２５と、を有している。

パイロット信号記憶部１１は、フーリエ変換（たとえば、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform））後の受信信号に含まれるサブキャリア群のうち、パイロット信号を保持する。
図２は、地上デジタル放送におけるＯＦＤＭフレームの構成を示す図である。

横軸はサブキャリア番号であり、周波数方向を表している。また、縦軸はシンボル番号であり、時間方向を表している。図中で、黒丸はパイロット信号であるＳＰ信号Ｄｓ、白丸はデータ信号Ｄａである。

地上デジタル放送で用いられているパイロット信号であるＳＰ信号Ｄｓは、周波数方向に、１２キャリアごとに挿入されており、時間方向に、４シンボルごとに挿入されている。

逆フーリエ変換部１２は、パイロット信号記憶部１１に保持されたパイロット信号を、逆フーリエ変換（たとえば、ＩＦＦＴ（Inverse FFT））をすることでインパルス応答を算出する。

図３は、インパルス応答の一例を示す図である。
図３（Ａ）は、ｎ−２番目のシンボルにおけるインパルス応答の例を示し、図３（Ｂ）は、ｎ番目のシンボルにおけるインパルス応答の例を示している。図３において、横軸は時間、縦軸は電力である。

ここで得られるインパルス応答は、伝送路のマルチパス応答を示すことから、遅延プロファイルと呼ばれている。
移動受信が行われている場合、フェージングによる影響で位相回転が生じ、異なるシンボル間で得られたインパルス応答は、異なる値となる。このときの位相回転量は、搬送波が受けるドップラー周波数と比例する。そのため、ドップラー周波数は、一定期間におけるシンボル間のインパルス応答の位相回転量から算出することが可能である。

図４は、異なるシンボル間のインパルス応答の位相差の一例を示す図である。
ここでは、ｎ−２番目のシンボルのインパルス応答の最大値Ｉ_n-2と、ｎ番目のシンボルのインパルス応答の最大値Ｉ_nの間の位相差を示している。図４にて、ΔΘは、フェージングによる位相回転量を示している。さらに、図２に示したようにシンボルごとにＳＰ信号の周波数がシフトされている場合には、ＳＰ信号の周波数の違いによる位相差ΔΦが加わる。したがって、インパルス応答の最大値Ｉ_n-2と、インパルス応答の最大値Ｉ_nの間の位相差は、ΔΘ＋ΔΦとなる。

インパルス応答保持部１３は、たとえば、メモリであり、逆フーリエ変換部１２にて算出されたインパルス応答を保持し、インパルス応答遅延部１４に出力する。また、インパルス応答保持部１３は、そのインパルス応答を最大値位置検出部１５に送り、最大値位置検出部１５によって検出されたインパルス応答の最大値の位置を入力し、インパルス応答の最大値を位相偏差算出部１７に出力する。

インパルス応答遅延部１４は、たとえば、メモリであり、インパルス応答保持部１３から出力されたインパルス応答を保持し遅延させる。また、インパルス応答遅延部１４は、入力したインパルス応答の最大値の位置を最大値位置検出部１５から取得し、保持する。

最大値位置検出部１５は、インパルス応答保持部１３で保持されたインパルス応答の最大値（最大電力）の位置を検出し、インパルス応答保持部１３及びインパルス応答遅延部１４に出力する。電力が最大の位置にあるものが、Ｃ／Ｎ比（Carrier to Noise Ratio）が最も良い主波の可能性が高い。

位相差補正部１６は、インパルス応答遅延部１４から出力されたインパルス応答の最大値に対して、図４で示したようなシンボル間のＳＰ信号の周波数の違いによる位相差ΔΦを補正する。位相差ΔΦは、先行波（または遅延波）と主波との遅延量に応じた値となる。

位相差補正部１６は、遅延量に応じた位相差ΔΦを算出するか、予めテーブルとして保持しておき、入力されるインパルス応答から遅延量を算出し、遅延量に応じた位相差ΔΦの逆位相（ｅ^-ΔΦ）を、インパルス応答の最大値に乗算する。これによって、シンボル間のＳＰ信号の周波数の違いによる位相差ΔΦが、キャンセルされる。

位相偏差算出部１７は、インパルス応答保持部１３から、現在のシンボルのインパルス応答の最大値と、位相差補正部１６により補正された以前のシンボルのインパルス応答の最大値から、位相回転量ΔΘを算出する。

図５は、算出される位相回転量の例を示す図である。
ここでは、図４で示したｎ−２番目のシンボルのインパルス応答の最大値Ｉ_n-2と、ｎ番目のシンボルのインパルス応答の最大値Ｉ_nと、位相差を求める様子を示している。

位相差補正部１６により、ＳＰ信号のシンボル間の周波数の違いによる位相差ΔΦがキャンセルされているので、位相偏差算出部１７では、フェージングによる位相回転量ΔΘのみが算出される。位相偏差算出部１７は、位相回転量ΔΘを、最大値Ｉ_n-2と最大値Ｉ_nの位相を求めてその差分を算出することにより算出するか、内積演算を用いて算出する。

位相偏差算出部１７で得られた位相回転量ΔΘは、ドップラー周波数ｆｄと比例関係にある。そのため、ドップラー周波数算出部１８は、位相回転量ΔΘに、所定の値を乗じることでドップラー周波数ｆｄを算出する。

ところで、前述したように、地上デジタル放送規格ＩＳＤＢ−ＴのＯＦＤＭフレームでは、ＳＰ信号は、各シンボル中に１２個間隔で挿入されている。そのため、１／２４シンボル長以上のマルチパスが存在すると、逆フーリエ変換部１２から出力されるインパルス応答に、折り返りが発生する可能性がある。

図６は、インパルス応答が折り返る様子を示す図である。
横軸は時間、縦軸は電力を示している。
図６では、先行波Ｉｐ、主波Ｉｍ、遅延波Ｉｄｘが順に現われている様子を示しているが、遅延波Ｉｄｘは、遅延波Ｉｄが折り返ったものである。移動受信環境では、電力が時間とともに変動するため、遅延波Ｉｄの電力が、主波Ｉｍの電力よりも一時的に大きくなるような状況が生じる。そのため、主波Ｉｍの電力よりも大きい遅延波Ｉｄが折り返った場合、最大値位置検出部１５では、遅延波Ｉｄｘの位置を、主波Ｉｍの位置として検出してしまう。その場合、位相偏差算出部１７は、正確な位相回転量ΔΘを算出できなくなり、ドップラー周波数算出部１８は、正確なドップラー周波数ｆｄを算出することができない。

そのため、図１に示す本実施の形態の半導体集積回路１０は、以下のような機能をさらに有する。
サブキャリア群記憶部１９は、フーリエ変換（たとえば、ＦＦＴ）後の受信信号に含まれるパイロット信号及びデータ信号を含むサブキャリア群を保持する。サブキャリア群記憶部１９は、各シンボルの全てのサブキャリアを保持してもよいし、一部のセグメントのサブキャリアを保持するようにしてもよい。

伝送路応答値生成部２０は、サブキャリア群のうち、データ信号を仮判定して、送信信号点の仮判定値を求めたのち、受信したデータ信号を、仮判定値で割ることによって、伝送路の影響を示す伝送路応答値を生成する。仮判定は、たとえば、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）や、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）、６４ＱＡＭなどの変調方式に応じて、データ信号を硬判定することで仮判定値を生成する。

逆フーリエ変換部２１は、サブキャリア群記憶部１９に保持されたパイロット信号と、データ信号から求められた伝送路応答値とを合わせて逆フーリエ変換（たとえば、ＩＦＦＴ）することで、インパルス応答を算出する。

インパルス応答保持部２２は、逆フーリエ変換部２１で算出されたインパルス応答を保持し、最大値位置検出部２３に出力する。
最大値位置検出部２３は、入力されたインパルス応答の最大値の位置を検出し、インパルス応答の情報とともにマルチパス判定部２４に出力する。データ信号を含めたサブキャリア群から求めたインパルス応答は、１／２シンボル長以内の遅延量のマルチパスであれば、パイロット信号のみから求めたインパルス応答と異なり、信号の折り返りが発生しない。したがって、最大値位置検出部２３が検出したインパルス応答は、折り返りの影響を受けていない。

マルチパス判定部２４は、入力されたインパルス応答と、その最大値の位置（主波位置）とから、所定の長さ以上のマルチパスが発生しているか否かを判定する。具体的には、マルチパス判定部２４は、先行波（遅延波）と主波がどれだけ離れているか検出することによって、マルチパスの長さを判定する。そして、マルチパス判定部２４は、折り返りが発生する可能性のある長さ以上（たとえば、地上デジタル放送規格ＩＳＤＢ−ＴのＯＦＤＭフレームを受信する場合は１／２４シンボル長以上）のマルチパスがあるか否かを判定する。

これにより、マルチパス判定部２４は、パイロット信号のみから求めたインパルス応答に折り返りが発生するか否かを判定することができる。
そしてマルチパス判定部２４は、判定結果を主波位置特定部２５に出力する。また、マルチパス判定部２４は、所定の長さ以上のマルチパスを検出した場合、最大値位置検出部２３で検出されたインパルス応答の最大値の位置を主波位置特定部２５に送る。マルチパス判定部２４は、インパルス応答データ自体を主波位置特定部２５に送るようにしてもよい。マルチパス判定部２４は、所定の長さ以上のマルチパスを検出しない場合には、主波位置特定部２５の機能を無効にする。

主波位置特定部２５は、所定の長さ以上のマルチパスが検出された旨の判定結果を受信した場合、最大値位置検出部２３で検出された最大値の位置をもとに、インパルス応答遅延部１４より出力されるパイロット信号により求めたインパルス応答における主波位置を特定する。

図７は、主波位置を特定する様子を示す図である。
図７（Ａ）は、データ信号を含めたサブキャリア群から求めたインパルス応答の最大値の位置Ａｘを示している。縦軸は電力で、横軸はＸ（時間）である。横軸は実際には、ＩＦＦＴポイントで表わされる。主波位置特定部２５は、まず、時間軸（横軸Ｘ）を、パイロット信号のみから求められたインパルス応答の時間軸（横軸Ｙ）と合わせるための変換を行い、図７（Ｂ）のように位置Ａｙを得る。これにより、パイロット信号のみから求められたインパルス応答との比較が可能になる。

たとえば、１ｓｅｇ、Ｍｏｄｅ３のＯＦＤＭ規格が用いられる場合、変換式は以下のようになる。なお、以下の式では、一例として、データ信号を含めたサブキャリア群から求められるインパルス応答のＩＦＦＴのポイント数を２５６、パイロット信号のみから求められるインパルス応答のＩＦＦＴのポイント数を６４としている。

Ａｙ＝（Ａｘ−２５６／２）×３−６４／２
ここで、Ａｘ−２５６／２は、主波のＦＦＴ窓位置からのずれ（ポイント数）を表している。ＦＦＴシフトしているので、ＦＦＴ窓位置は、２５６／２にあるとしている。

図７（Ｂ）の下図の例では、先行波のインパルス応答が存在する位置Ｂ１に、ＦＦＴ窓位置が合わされている。また、位置Ｂ２にあるインパルス応答は、位置Ｂ４のインパルス応答が折り返ったものであることが示されている。

また、１３ｓｅｇ、Ｍｏｄｅ３のＯＦＤＭ規格が用いられる場合、変換式は以下のようになる。なお、以下の式では、一例として、データ信号を含めたサブキャリア群から求めたインパルス応答のＩＦＦＴのポイント数を２５６、パイロット信号のみから求めたインパルス応答のＩＦＦＴのポイント数も２５６としている。

Ａｙ＝（Ａｘ−２５６／２）×１２−２５６／２
主波位置特定部２５は、上記のようにして求めた位置Ａｙとほぼ等しい位置にある、パイロット信号のみから求めたインパルス応答の位置を、主波位置として特定する。具体的には、主波位置特定部２５は、図７（Ｂ）のように、位置Ａｙから所定の範囲（±α）内に存在するパイロット信号のみから求めたインパルス応答があるか否か検出する。αは、たとえば、ＩＦＦＴポイントで、１０ポイント以下程度とする。図７（Ｂ）の例では、パイロット信号のみから求めたインパルス応答の位置Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３のうち、位置Ｂ２にあるインパルス応答が、上記の範囲内に存在する。したがって、主波位置特定部２５は、位置Ｂ２に存在するインパルス応答を主波として特定する。

主波位置特定部２５は、特定した主波の位置を位相差補正部１６に通知する。
位相差補正部１６は、たとえば、図７（Ｂ）の下側のようなインパルス応答が入力されている場合、インパルス応答が最大値である位置Ｂ３ではなく、主波位置特定部２５から通知された位置Ｂ２を主波位置として採用する。

これにより、移動受信の影響で一時的に最大電力となる位置Ｂ３にある主波以外の信号が、主波として認識されることが防止される。
位相差補正部１６は、先行波の位置Ｂ１と、特定された主波の位置Ｂ２の折り返り元の位置Ｂ４間の遅延量ｄに応じて、位相差ΔΦを求め、位相差ΔΦの逆位相（ｅ^-ΔΦ）を、インパルス応答の主波の値に乗算する。これによって、シンボル間のＳＰ信号の周波数の違いによる位相差ΔΦが、正しくキャンセルされる。

その後、前述したように、位相偏差算出部１７は、インパルス応答保持部１３から現在のシンボルのインパルス応答の最大値と、位相差補正部１６により補正された以前のシンボルのインパルス応答の最大値とから、位相回転量ΔΘを算出する。

そして、ドップラー周波数算出部１８は、位相回転量ΔΘをもとに、ドップラー周波数ｆｄを算出する。
このように、本実施の形態の半導体集積回路１０では、データ信号とパイロット信号を含むサブキャリア群を用いて信号の折り返りの影響を受けないインパルス応答を算出し、その最大値の位置をもとに、正しい主波位置を特定している。これにより、インパルス応答の折り返りが生じる可能性のある所定長さ以上のマルチパスが発生した場合でも、正確にドップラー周波数を求めることができる。

以下、本実施の形態の半導体集積回路１０による受信信号処理方法を、フローチャートによりまとめる。
図８は、本実施の形態の半導体集積回路による受信信号処理方法を示すフローチャートである。

逆フーリエ変換部１２は、フーリエ変換後の受信信号に含まれるパイロット信号を逆フーリエ変換して、インパルス応答を算出する（ステップＳ１）。最大値位置検出部１５は、インパルス応答の最大値の位置を検出する（ステップＳ２）。また、インパルス応答遅延部１４は、インパルス応答保持部１３から出力されたインパルス応答を保持し遅延させる（ステップＳ３）。

一方、逆フーリエ変換部２１は、パイロット信号と、データ信号から求められた伝送路応答値とを合わせて逆フーリエ変換することで、インパルス応答を算出する（ステップＳ４）。最大値位置検出部２３は、入力されたインパルス応答の最大値の位置を検出する（ステップＳ５）。その後、マルチパス判定部２４は、入力されたインパルス応答と主波位置とから、所定の長さ以上のマルチパスが発生しているか否かを判定する（ステップＳ６，Ｓ７）。所定の長さ以上のマルチパスがある場合、主波位置特定部２５は、最大値位置検出部２３で検出された最大値の位置をもとに、インパルス応答遅延部１４より出力されるインパルス応答における主波位置を特定する（ステップＳ８）。

所定の長さ以上のマルチパスがない場合、または、主波位置特定後、位相差補正部１６による位相差補正処理が行われる（ステップＳ９）。
所定の長さ以上のマルチパスがない場合、位相差補正部１６は、インパルス応答遅延部１４から出力されたインパルス応答の最大値の位置を主波位置として採用する。

一方、所定の長さ以上のマルチパスがある場合、位相差補正部１６は、主波位置特定部２５から通知された位置を主波位置として採用する。
そして、位相差補正部１６は、先行波または遅延波の位置と主波の位置間の遅延量に応じて、位相差ΔΦを求め、位相差ΔΦの逆位相（ｅ^-ΔΦ）を、インパルス応答の主波の値に乗算する。これによって、シンボル間のＳＰ信号の周波数の違いによる位相差ΔΦが、キャンセルされる。

その後、位相偏差算出部１７は、インパルス応答保持部１３から出力される現在のシンボルのインパルス応答の最大値と、位相差補正部１６により補正された以前のシンボルのインパルス応答の最大値から、位相回転量ΔΘを算出する（ステップＳ１０）。そして、ドップラー周波数算出部１８は、位相回転量ΔΘをもとに、ドップラー周波数ｆｄを算出する（ステップＳ１１）。

このように、本実施の形態の受信信号処理方法では、データ信号とパイロット信号を含むサブキャリア群を用いて信号の折り返りの影響を受けないインパルス応答を算出し、その最大値の位置をもとに、正しい主波位置を特定している。これにより、折り返りが生じる可能性のあるマルチパスが発生した場合でも、正確にドップラー周波数を求めることができる。

以上のような半導体集積回路１０は、たとえば、以下のようなＯＦＤＭ受信システムに適用される。
図９は、ＯＦＤＭ受信システムの主要部の概略の構成を示す図である。

ＯＦＤＭ受信システム３０は、チューナ３１と、直交復調部３２と、フーリエ変換部３３と、伝送路等化部３５と、ドップラー周波数推定部３４と、デマッピング部３６と、誤り訂正部３７を有している。また、ＯＦＤＭ受信システム３０は、ＭＰＥＧ−２（Moving Picture Experts Group phase 2）デコーダ（またはＨ．２６４デコーダ）３８と、出力部３９を有している。

チューナ３１は、選局したＲＦ（Radio Frequency）信号を、アンテナ３１ａを介して受信する。
直交復調部３２は、受信した変調波を直交復調する。

フーリエ変換部３３は、直交復調した受信信号に対してフーリエ変換（たとえば、ＦＦＴ）を行い、周波数領域の信号に変換する。
ドップラー周波数推定部３４は、図１で示した各構成を含み、フーリエ変換された受信信号から、ドップラー周波数を算出する。

伝送路等化部３５は、ドップラー周波数推定部３４により算出されたドップラー周波数に応じて、フーリエ変換された受信信号を等化する。これにより、伝送路による外乱を除去した送信信号が再現される。具体的には、受信信号を等化する際、伝送路等化部３５は、パイロット信号から、伝送路推定値を求めるが、このとき用いるフィルタの係数を、ドップラー周波数に応じて変更する。ドップラー周波数は受信機の移動速度と比例するために、ドップラー周波数に応じてフィルタの係数を変更することで、移動速度に応じた伝送路推定値を求めることができ、送信信号が精度よく再現できる。

デマッピング部３６は、外乱が除去された送信信号の信号点位置を割り出し、送信信号のビットパターンを導き出す。
誤り訂正部３７は、デマッピング部３６の出力に対して、たとえば、リードソロモン符号や畳み込み符号を用いて、データの誤りを訂正する。

ＭＰＥＧ−２デコーダ３８は、誤り訂正部３７から出力された、ＭＰＥＧ−２形式で符号化されたデータを復号する。
出力部３９は、たとえば、ディスプレイやスピーカであり、復号された映像データや音声データを出力する。

上記のようなＯＦＤＭ受信システム３０において、たとえば、図９のように、直交復調部３２から誤り訂正部３７までの各構成が、半導体集積回路４０として提供される。なお、半導体集積回路４０は、ＭＰＥＧ−２デコーダ３８を含んでいてもよい。

このようなＯＦＤＭ受信システム３０は、たとえば、地上デジタル放送受信装置や、地上デジタル放送が視聴可能な携帯端末などに適用可能である。前述したように、本実施の形態の半導体集積回路は、精度よくドップラー周波数を算出することができるので、携帯端末において適用するのに特に有用である。

以上、実施の形態に基づき、本発明の半導体集積回路及び受信信号処理方法の一観点について説明してきたが、これらは一例にすぎず、上記の記載に限定されるものではない。

１０ 半導体集積回路
１１ パイロット信号記憶部
１２，２１ 逆フーリエ変換部
１３，２２ インパルス応答保持部
１４ インパルス応答遅延部
１５，２３ 最大値位置検出部
１６ 位相差補正部
１７ 位相偏差算出部
１８ ドップラー周波数算出部
１９ サブキャリア群記憶部
２０ 伝送路応答値生成部
２４ マルチパス判定部
２５ 主波位置特定部

Claims (5)

1. フーリエ変換後の受信信号に含まれるパイロット信号を逆フーリエ変換して、第１のインパルス応答を算出する第１の逆フーリエ変換部と、
   前記受信信号に含まれるデータ信号から求められる伝送路応答値と、前記パイロット信号とを合わせて逆フーリエ変換して、第２のインパルス応答を算出する第２の逆フーリエ変換部と、
   前記第２のインパルス応答をもとに、所定の長さ以上のマルチパスが発生しているか否かを判定するマルチパス判定部と、
   前記所定の長さ以上の前記マルチパスの発生が検出された場合、前記第２のインパルス応答の最大値の位置をもとに、前記第１のインパルス応答における主波位置を特定する主波位置特定部と、
   前記主波位置を特定した前記第１のインパルス応答を用いて、前記主波位置とフーリエ変換窓位置との間の遅延量をもとに、シンボル間における前記パイロット信号の周波数の違いに起因した前記第１のインパルス応答の位相差を補正する位相差補正部と、
   前記位相差補正部により補正された前記第１のインパルス応答と、異なるシンボルにおける前記第１のインパルス応答との間の位相回転量を算出する位相偏差算出部と、
   前記位相回転量をもとに、ドップラー周波数を算出するドップラー周波数算出部と、
   を有することを特徴とする半導体集積回路。
2. 前記マルチパス判定部は、前記第１のインパルス応答において折り返りが発生する長さ以上の前記マルチパスを、前記第２のインパルス応答から判定することを特徴とする請求項１記載の半導体集積回路。
3. 前記マルチパス判定部は、１／２４シンボル長以上の前記マルチパスが発生しているか否かを、前記第２のインパルス応答から判定することを特徴とする請求項１または２に記載の半導体集積回路。
4. 前記主波位置特定部は、前記第２のインパルス応答の時間軸を、前記第１のインパルス応答の時間軸に合わせて変換することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載の半導体集積回路。
5. 第１の逆フーリエ変換部が、フーリエ変換後の受信信号に含まれるパイロット信号を逆フーリエ変換して、第１のインパルス応答を算出し、
   第２の逆フーリエ変換部が、前記受信信号に含まれるデータ信号から求められる伝送路応答値と、前記パイロット信号とを合わせて逆フーリエ変換して、第２のインパルス応答を算出し、
   マルチパス判定部が、前記第２のインパルス応答をもとに、所定の長さ以上のマルチパスが発生しているか否かを判定し、
   主波位置特定部が、前記所定の長さ以上の前記マルチパスの発生が検出された場合、前記第２のインパルス応答の最大値の位置をもとに、前記第１のインパルス応答における主波位置を特定し、
   位相差補正部が、前記主波位置を特定した前記第１のインパルス応答を用いて、前記主波位置とフーリエ変換窓位置との間の遅延量をもとに、シンボル間における前記パイロット信号の周波数の違いに起因した前記第１のインパルス応答の位相差を補正し、
   位相偏差算出部が、前記位相差補正部により補正された前記第１のインパルス応答と、異なるシンボルにおける前記第１のインパルス応答との間の位相回転量を算出し、
   ドップラー周波数算出部が、前記位相回転量をもとにドップラー周波数を算出することを特徴とする受信信号処理方法。

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