JP5358738B2 - 受信装置、集積回路、受信方法、及び、プログラム - Google Patents

受信装置、集積回路、受信方法、及び、プログラム Download PDF

Info

Publication number
JP5358738B2
JP5358738B2 JP2012532184A JP2012532184A JP5358738B2 JP 5358738 B2 JP5358738 B2 JP 5358738B2 JP 2012532184 A JP2012532184 A JP 2012532184A JP 2012532184 A JP2012532184 A JP 2012532184A JP 5358738 B2 JP5358738 B2 JP 5358738B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
wave
power
ofdm symbol
interference
unit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2012532184A
Other languages
English (en)
Other versions
JPWO2012157281A1 (ja
Inventor
真里子 村上
喜修 松村
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Corp
Panasonic Holdings Corp
Original Assignee
Panasonic Corp
Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Panasonic Corp, Matsushita Electric Industrial Co Ltd filed Critical Panasonic Corp
Priority to JP2012532184A priority Critical patent/JP5358738B2/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP5358738B2 publication Critical patent/JP5358738B2/ja
Publication of JPWO2012157281A1 publication Critical patent/JPWO2012157281A1/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L43/00—Arrangements for monitoring or testing data switching networks
    • H04L43/08—Monitoring or testing based on specific metrics, e.g. QoS, energy consumption or environmental parameters
    • H04L43/0823—Errors, e.g. transmission errors
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2689—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation
    • H04L27/2691—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation involving interference determination or cancellation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J11/00—Orthogonal multiplex systems, e.g. using WALSH codes
    • H04J11/0023—Interference mitigation or co-ordination
    • H04J11/0026—Interference mitigation or co-ordination of multi-user interference
    • H04J11/0036—Interference mitigation or co-ordination of multi-user interference at the receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
    • H04L1/0047—Decoding adapted to other signal detection operation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver
    • H04L5/005—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver of common pilots, i.e. pilots destined for multiple users or terminals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N17/00—Diagnosis, testing or measuring for television systems or their details
    • H04N17/004—Diagnosis, testing or measuring for television systems or their details for digital television systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03375—Passband transmission
    • H04L2025/03414—Multicarrier
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/022—Channel estimation of frequency response
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
    • H04L25/023—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols
    • H04L25/0232—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols by interpolation between sounding signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2662—Symbol synchronisation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Health & Medical Sciences (AREA)
  • Biomedical Technology (AREA)
  • General Health & Medical Sciences (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Environmental & Geological Engineering (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Description

本発明は、受信装置、集積回路、受信方法、及び、プログラムに関する。特に、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）で変調された変調波を復調する復調部を備える受信装置、集積回路、受信方法、及び、プログラムに関する。
現在、地上デジタル放送をはじめＩＥＥＥ８０２．１１ａといった様々なデジタル通信において、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ、Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）が伝送方式として広く採用されている。
ＯＦＤＭ受信装置の一例として、算出した雑音電力を用いて信頼性情報を生成し、この信頼性情報を利用して、ＬＤＰＣ（Ｌｏｗ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｐａｒｉｔｙ Ｃｈｅｃｋ）符号を用いた高精度の誤り訂正を可能とするものがある（例えば、特許文献１）。特許文献１に開示される技術によれば、具体的には、パイロット信号、またはＯＦＤＭ帯域外スペクトルから算出される雑音電力に対し、シンボル方向に平均した雑音電力と１シンボルごとの雑音電力とを比較し、各シンボルにおける雑音電力が所定の閾値を上回った場合、インパルス妨害が存在すると判定すると共に、１シンボルごとの雑音電力値を信頼性情報生成で用いる。一方、各シンボルにおける雑音電力が所定の閾値を上回らない場合には、インパルス妨害が存在しないと判定すると共に、シンボル方向に平均した雑音電力値を信頼性情報生成で用いる。これにより、局所的に生じる雑音電力の増加に対しても、適切な信頼性情報を生成することができ、ＬＤＰＣ復号の性能を向上させることができる。しかし、特許文献１には、具体的なシンボル単位の雑音電力算出方法について言及されていない。
ここでインパルス妨害とは、不規則、かつランダムなレベルの妨害信号である。インパルス雑音は、例えば、家電の電源のＯＮ／ＯＦＦ、照明器具または車のイグニッションによってインパルス状に発生するため、インパルス雑音が存在するシンボルで雑音電力が局所的に増加する。
また、信頼性情報推定に必要な各シンボルに存在する雑音電力を評価する手法がある（例えば、特許文献２）。特許文献２によれば、日本の地上デジタル放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｓｅｒｖｉｃｅｓ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）において、所定のサブキャリアに時間方向に連続に挿入されているＴＭＣＣ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）信号とＡＣ（Ａｕｘｉｌｉａｒｙ Ｃｈａｎｎｅｌ）信号のいずれか一方、もしくは両方を用いて、受信品質を評価する。
欧州特許出願公開第２２４２２２６号明細書 特許第３７４０４６８号公報
従来の雑音電力算出方法は、フレーム構成に依存するという問題がある。例えば、特許文献２で開示されている雑音電力算出方法を用いるためには、ＯＦＤＭシンボルの各シンボルにＴＭＣＣ信号のような雑音電力算出に使用できる信号が配置されている必要がある。そのため、特許文献２の雑音電力算出方法を適用出来るか否かは受信する信号のフレーム構成に依存する。
そこで本願発明は、受信するフレーム構成に依存せずに信頼性情報を推定可能な受信装置等を提供することを目的とする。
上記課題を解決するために、本発明の一態様に係る受信装置は、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）で変調された変調波を復調する復調部を備える受信装置であって、前記復調部は、前記受信装置が受信した前記変調波である受信変調波のサンプルごとの受信電力が閾値を超えることで、前記受信変調波が妨害波を含むことを検出した場合に、前記閾値を超えた受信信号を所定値に置き換える処理である置換処理を行う妨害波検出部と、前記受信変調波に含まれるＯＦＤＭシンボルにおいて、前記置換処理が行われたサンプル数に基づいて、前記ＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害波電力を推定する第一妨害波電力推定部と、前記妨害波検出部が前記置換処理を行った後の前記受信変調波に対して、前記第一妨害波電力推定部が推定した前記妨害波電力に基づいた復調処理を行うことで前記受信変調波を復調し復調データを生成する復調データ生成部とを備える。
上記の態様によれば、ＯＦＤＭシンボル期間に含まれる所定の閾値を越えたサンプル数に基づき、妨害電力を算出することで、受信するフレーム構成に依存することなく妨害電力を算出でき、安定した受信が可能となる。
図１は、実施の形態１に係る受信装置の構成を表すブロック図である。 図２は、実施の形態１に係る復調部１１の構成を表すブロック図である。 図３Ａは、実施の形態１に係る妨害波検出部１０２の構成を表すブロック図である。 図３Ｂは、妨害波検出信号の一例を示す図である。 図４は、実施の形態１に係る時間軸処理部１０３の構成を表すブロック図である。 図５は、実施の形態１に係る妨害波電力推定部１０４の構成を表すブロック図である。 図６は、実施の形態１に係る信頼性推定部１０８の構成を表すブロック図である。 図７は、実施の形態２に係る受信装置の構成を表すブロック図である。 図８は、実施の形態２に係る復調部２１の構成を表すブロック図である。 図９は、実施の形態２に係る妨害波検出部２０２の構成を表すブロック図である。 図１０は、実施の形態２に係る妨害波電力推定部２０４の構成を表すブロック図である。 図１１は、実施の形態３に係る受信装置の構成を表すブロック図である。 図１２は、実施の形態３に係る復調部３１の構成を表すブロック図である。 図１３は、実施の形態３に係る妨害波電力推定部３０４の構成を表すブロック図である。 図１４Ａは、伝送路推定における補間処理にともなうＣＮＲの推移を表す模式図である。 図１４Ｂは、伝送路推定部１０６の構成の一例を表すブロック図である。 図１５は、実施の形態４に係る受信装置を表すブロック図である。 図１６は、実施の形態４に係る復調部４１の構成を表すブロック図である。 図１７は、実施の形態４に係る信頼性推定部４０８の構成を表すブロック図である。 図１８は、ＤＶＢ−Ｔ２方式におけるＤＶＢ−Ｔ２フレーム構造を表す模式図である。 図１９は、ＦＦＴサイズとＰ２シンボル数との関係を示す図である。 図２０は、ＤＶＢ−Ｔ２方式における伝送フォーマット（キャリア配置）を表す模式図である。 図２１は、ＳＰ信号が存在するキャリア間隔及びシンボル間隔の定義を表す模式図である。 図２２は、各パイロット（ＳＰ）パターンにおけるキャリア間隔及びシンボル間隔を表す図である。 図２３は、ＦＦＴサイズと使用されるＣＰグループとモジュロ演算に使用する値とを示す図である。 図２４は、パイロットパターンに対するＣＰグループの値（ＣＰ＿ｇ１、ＣＰ＿ｇ２、ＣＰ＿ｇ３）を示す図である。 図２５は、パイロットパターンに対するＣＰグループの値（ＣＰ＿ｇ４）を示す図である。 図２６は、パイロットパターンに対するＣＰグループの値（ＣＰ＿ｇ５）を示す図である。 図２７は、パイロットパターンに対するＣＰグループの値（ＣＰ＿ｇ６）を示す図である。 図２８は、Ｅｘｔｅｎｄｅｄモード時に付加されるＣＰキャリア位置を示す図である。 図２９は、各シンボルにおける各パイロット信号の配置を表す模式図である。 図３０は、一般的なＤＶＢ−Ｔ２受信装置を表す模式図である。
（本発明の基礎となった知見）
以下、本願発明の実施形態の説明に先立って、本願発明が適用可能なシステムの一例である、ＯＦＤＭ方式を採用するデジタルテレビ放送について図面を参照して説明する。
ＯＦＤＭ方式は、複数の狭帯域デジタル変調信号を互いに直交する複数のサブキャリアを用いて周波数多重して送信する方式であることから、周波数の利用効率に優れた伝送方式である。
また、ＯＦＤＭ方式では、１シンボル区間が有効シンボル区間とガードインターバル区間とからなり、シンボル内で周期性を有するように有効シンボル区間の一部の信号がガードインターバル区間に複写して挿入されている。このため、マルチパス干渉によって生じるシンボル間の干渉の影響を削減することが可能であり、マルチパス干渉に対しても優れた耐性を有している。
近年、各国でアナログテレビ放送が停止され、世界的に周波数再編の動きが活発化しており、欧州では、ＤＶＢ−Ｔ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｉｄｅｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ − Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）によるＳＤ（Ｓｔａｎｄａｒｄ Ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ）放送に加え、ＨＤ（Ｈｉｇｈ Ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ）サービスに対する需要が高まっている。これらのことから、第二世代の欧州地上デジタル放送であるＤＶＢ−Ｔ２の規格化が進められ、現在既に一部の国でサービスが開始されている。
ＤＶＢ−Ｔ２方式におけるＤＶＢ−Ｔ２フレーム構成を図１８に示す。ＤＶＢ−Ｔ２フレームは、Ｐ１シンボルとＰ２シンボルとデータシンボルとで構成されている。
Ｐ１シンボルは、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）サイズが１ｋ（＝１０２４）で設定されており、（１）Ｐ２シンボルやデータシンボルのフォーマット（ＭＩＳＯ（Ｍｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ−Ｓｉｎｇｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）、又は、ＳＩＳＯ（Ｓｉｎｇｌｅ−Ｉｎｐｕｔ−Ｓｉｎｇｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）のどちらか）（２）Ｐ２シンボルおよびデータシンボルのＦＦＴサイズ（３）ＦＥＦ（Ｆｕｔｕｒｅ Ｅｘｔｅｎｓｉｏｎ Ｆｒａｍｅｓ）が含まれるか否か、等の情報が含まれる。
Ｐ２シンボルはデータシンボルと同じＦＦＴサイズが用いられ、等間隔のパイロットが挿入されている。ＦＦＴサイズが３２ＫでＳＩＳＯモードの時には、６サブキャリアごとにＰ２パイロットが存在する。また、上記以外のパラメータ時には、３サブキャリアごとにＰ２パイロットが存在する。Ｐ２シンボルは、データシンボルのパイロットパターンやキャリア拡張モード（Ｅｘｔｅｎｄｅｄモード、又は、Ｎｏｒｍａｌモードのどちらか）、フレーム当たりのシンボル数や変調方法等、受信のために必要なあらゆる送信パラメータ情報が付加されている。なお、Ｐ２シンボルのシンボル数は、図１９の表Ｔ１９０に示されるように、Ｐ２シンボルのＦＦＴサイズ毎に設定される。
図２０に、ＤＶＢ−Ｔ２方式の送信フォーマットを示す。横軸はＯＦＤＭのキャリア（周波数）方向を示し、縦軸は、ＯＦＤＭシンボル（時間）方向を示している。図２０に示すように、データ信号に対して、ＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ）信号がシンボル方向およびキャリア方向に等間隔に挿入されている。また、特定のサブキャリアにおいて、ＣＰ（Ｃｏｎｔｉｎｕａｌ Ｐｉｌｏｔ）信号が時間方向に連続して挿入されている。ＳＰ信号の挿入パターンはＰＰ１からＰＰ８までの８種類あり、それぞれのパターンでシンボル方向およびキャリア方向の挿入間隔が異なる。図２１のように、ＳＰ信号が存在するキャリア位置のキャリア間隔およびシンボル間隔をそれぞれＤｘおよびＤｙと定義すると、ＰＰ１からＰＰ８までの各ＳＰパターンにおけるシンボル方向の挿入間隔Ｄｙ、および、キャリア方向の挿入間隔（Ｄｘ・Ｄｙ）は図２２に示される表Ｔ２２０のようになる。また、ＣＰ信号の挿入サブキャリア位置はＦＦＴサイズとＳＰパターンとによって決まっている。
図２３に示されるＴ２３０と、図２４〜図２８に示されるＴ２４０、Ｔ２５０、Ｔ２６０、Ｔ２７０およびＴ２８０おいてＣＰ信号位置を表す。なお、図２３は、図２４〜図２８に示すＣＰ＿ｇ１からＣＰ＿ｇ６のグループにおいて、ＦＦＴサイズによっていずれのグループを用いるかを示している。さらに、図２３に示すＫ＿ｍｏｄによって、図２４〜図２７で示された値のモジュロ演算（剰余演算）を実施した値が、ＣＰ信号が存在する有効サブキャリア番号を示すことになる。なお、ＦＦＴサイズが３２ｋの場合は、モジュロ演算は実施せず、図２４〜図２７で示される値がそのままＣＰ信号が存在する有効サブキャリア番号となる。また、Ｅｘｔｅｎｄｅｄモードの場合は、図２８に示す有効サブキャリア番号が追加される。この図２８の値は、モジュロ演算する必要は無い。
ここで、ＣＰ信号は時間方向に連続して挿入されているが、例外的にＣＰ信号が存在しないシンボルが存在する。例えば、Ｐ２シンボルおよびＦｒａｍｅ ＣｌｏｓｅシンボルにはＣＰ信号が存在しない。フレームの最終シンボルは、送信フォーマットがＳＩＳＯの場合は、ガードインターバルとパイロットパターンとの組合せに応じて、通常のシンボルもしくはＦｒａｍｅ Ｃｌｏｓｅシンボルのどちらかが規定される。また、送信フォーマットがＭＩＳＯの場合は、ＰＰ８を除き、Ｆｒａｍｅ Ｃｌｏｓｅシンボルが規定される。Ｐ２シンボルおよびＦｒａｍｅ Ｃｌｏｓｅシンボルを含む伝送フォーマットの模式図を図２９に示す。Ｆｒａｍｅ Ｃｌｏｓｅ（ＦＣ）シンボルは、通常のｄａｔａシンボルに対し、図２９に示すようにパイロットが多く挿入される。これは伝送路特性の推定において、パイロット信号の伝送路特性の時間軸方向への補間が容易にできるようにするためである。ＳＰ信号以外に追加されたパイロットをＦＣ（Ｆｒａｍｅ Ｃｌｏｓｅ）パイロットと呼ぶ。Ｆｒａｍｅ Ｃｌｏｓｅシンボルは、ＦＣパイロットが追加されたため、ＣＰ信号が存在しない。一方でＰ２シンボルにおいても、Ｐ２パイロットが多く存在するため、ＣＰ信号が存在しない。
図３０に従来のＤＶＢ−Ｔ２方式の受信構成の簡易的なブロック図の一例を示す。図３０に示されるように、従来のＤＶＢ−Ｔ２方式の受信構成は、Ａ／Ｄ変換部１００２と、時間軸処理部１００３と、ＦＦＴ部１００４と、伝送路推定部１００５と、等化部１００６と、誤り訂正部１００７と、信頼性推定部１００８と、誤り訂正部１００７とを備える。
Ａ／Ｄ変換部１００２は、Ａ／Ｄ（アナログ―デジタル）変換された信号からＰ１シンボルの復調を実施する。
時間軸処理部１００３は、Ｐ２シンボル及びデータシンボルに対し、キャリア周波数やサンプリング周波数の同期を取る。
ＦＦＴ部１００４は、ＦＦＴを実施して周波数軸の信号に変換する。
伝送路推定部１００５は、ＦＦＴ後の信号に含まれるＳＰ信号を基に伝送路特性を推定する。
等化部１００６は、ＦＦＴ後の信号の歪補償（等化）を行う。
誤り訂正部１００７は、誤り訂正を実施して、データを復調する。
信頼性推定部１００８は、伝送路推定の際に信頼性情報を推定する。推定された信頼性情報は、誤り訂正部１００７での誤り訂正に用いられる。
ＤＶＢ−Ｔ２においては、誤り訂正符号にＬＤＰＣ（Ｌｏｗ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｐａｒｉｔｙ Ｃｈｅｃｋ）符号が採用されている。ＬＤＰＣ符号の復号には、対数尤度比の重み付けのためにデータの信頼性を表す情報である信頼性情報が必要となる。信頼性情報は、各シンボルで推定した信号電力と、熱雑音または妨害波の影響を含む雑音電力とから推定する。ＬＤＰＣ復号における誤り訂正の性能を上げるためには、受信伝搬状況を的確に信頼性情報として生成することが非常に重要な要素となる。
信頼性情報推定に必要な各シンボルに存在する雑音電力を評価する手法としては、例えば、特許文献２が挙げられる。特許文献２に開示される技術は、日本の地上デジタル放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｓｅｒｖｉｃｅｓ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）において、所定のサブキャリアに時間方向に連続に挿入されているＴＭＣＣ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）信号とＡＣ（Ａｕｘｉｌｉａｒｙ Ｃｈａｎｎｅｌ）信号の少なくとも一方を用いて、受信品質を評価する技術である。具体的には、ＳＰ信号の伝送路特性を補間して得られた伝送路特性を用いてＴＭＣＣ信号を等化したものと、ＴＭＣＣ信号を差動復調して硬判定した信号との誤差から受信品質を算出する。補間誤差による劣化の影響を含む受信品質信号が検出されるため、精度の高い雑音推定を行うことができるという特徴がある。特許文献２に記載の雑音電力の算出方法をＤＶＢ−Ｔ２に適用しようとすると、ＴＭＣＣ信号の変わりにＣＰ信号を用いることで、ＣＰ信号が含まれるシンボルについては、同様の手法で評価することができる。一方、ＣＰ信号が含まれないシンボルについては、同様の手法で評価することができない。
一方、信頼性情報に対して受信伝送路状態を反映しにくい受信環境の一つに、インパルス妨害環境がある。インパルス妨害とは、不規則、かつランダムなレベルの妨害信号で、家電の電源のＯＮ／ＯＦＦ、または、照明器具および車のイグニッションによってインパルス状に発生する。
ＯＦＤＭ復調では、インパルス妨害がＦＦＴにより広い周波数帯域に拡散され、受信性能が劣化する。雑音電力の推移としては、妨害波が存在するシンボルで雑音電力が局所的に増加する。このため、信頼性情報の雑音電力の高精度化のために、シンボル間で雑音電力を平均化すると、インパルス妨害が存在するシンボルで、信頼性情報と実際の伝送環境との間に誤差が生じる。
このようなインパルス妨害環境の影響を軽減させる手法としては、受信レベルが所定の値より大きい信号を消失させることで、受信性能を向上させる技術がある。この場合、受信レベルが大きいインパルス妨害成分を消失させているため、インパルス妨害信号自体は存在しなくなる。しかし、受信信号を消失させることで、所望のＯＦＤＭ信号そのものも消失させてしまうため、消失に伴い発生する雑音成分が残留してしまう。このため、シンボル間で雑音電力を平均化して得た信頼性情報と消失に伴い雑音成分が残留したシンボルにおける雑音電力との間に誤差が生じ、ＬＤＰＣ復号の性能を最大限に活かすことができない。
そこで、このような局所的なシンボルにおける信頼性情報のずれをなくし、精度を上げるために有効な手法として、例えば、特許文献１に記載された方法がある。特許文献１では、パイロット信号、またはＯＦＤＭ帯域外スペクトルから算出される雑音電力に対し、シンボル方向に平均した雑音電力と１シンボルごとの雑音電力とを比較し、各シンボルにおける雑音電力が所定の閾値を上回った場合、インパルス妨害が存在すると判定すると共に、１シンボルごとの雑音電力値を信頼性情報生成で用い、閾値を上回らない場合には、インパルス妨害が存在しないと判定すると共に、シンボル方向に平均した雑音電力値を信頼性情報生成で用いている。この方法により、インパルス妨害が存在したり、信号を消失させたりすることで局所的に生じる雑音電力の増加に対しても、正しく雑音電力を求めることができ、精度の高い信頼性情報の生成により、ＬＤＰＣ復号の性能を向上させることができる。
しかしながら、特許文献１には、具体的なシンボル単位の雑音電力算出方法が開示されていない。
また、特許文献２に記載の高精度なシンボル単位の雑音電力の算出方法をＤＶＢ−Ｔ２方式に適用しようとすると、先述したようにＴＭＣＣ信号の代わりにＣＰ信号を用いることで、ＣＰ信号が存在するフレームに対しては雑音電力の算出が可能である。しかし、ＤＶＢ−Ｔ２方式のＤＶＢ−Ｔ２フレームでは、Ｐ２シンボル、およびＦｒａｍｅＣｌｏｓｅシンボルにＣＰ信号が配置されていない。このようなＣＰ信号が配置されていないシンボルでは、ＣＰ信号を用いた雑音電力の算出を行うことができず、そのシンボルにおいてはシンボル方向に平均した雑音電力を用いざるを得ない。その結果、ＣＰ信号が配置されていない等の理由により従来技術を用いたシンボル単位の雑音電力の算出を行うことができないシンボルにインパルス妨害や信号消失が存在すると、本来のそのシンボルの雑音電力と他シンボルを含めた平均した雑音電力との間にずれが発生し、ＬＤＰＣ復号に用いる信頼性情報の正確さが低下し、結果的に受信性能を劣化させてしまう。
上記の課題を解決するために、本願発明の一様態に係る受信装置は、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）で変調された変調波を復調する復調部を備える受信装置であって、前記復調部は、前記受信装置が受信した前記変調波である受信変調波のサンプルごとの受信電力が閾値を超えることで、前記受信変調波が妨害波を含むことを検出した場合に、前記閾値を超えた受信信号を所定値に置き換える処理である置換処理を行う妨害波検出部と、前記受信変調波に含まれるＯＦＤＭシンボルにおいて、前記置換処理が行われたサンプル数に基づいて、前記ＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害波電力を推定する第一妨害波電力推定部と、前記妨害波検出部が前記置換処理を行った後の前記受信変調波に対して、前記第一妨害波電力推定部が推定した前記妨害波電力に基づいた復調処理を行うことで前記受信変調波を復調し復調データを生成する復調データ生成部とを備える。
これによると、当該受信装置は、ＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害波電力を、当該ＯＦＤＭシンボル内で受信電力が所定の閾値を越えたサンプルの数に基づいて算出することにより、当該ＯＦＤＭシンボルで伝送されている信号種別に依存することなく、ＯＦＤＭシンボル単位の妨害波電力の推定が可能となる。その結果、復調処理において、ＣＰ信号が配置されていないＯＦＤＭシンボルの妨害波電力として、受信電力が所定の閾値を越えたサンプルの数に基づいて算出された妨害波電力を用いることができ、ＣＰ信号が配置されていないＯＦＤＭシンボルにインパルス妨害または信号消失が存在しても、安定した受信が可能となる。
つまり、従来であれば、当該ＯＦＤＭシンボルに含まれるＣＰ信号を用いた雑音電力の検出方法のように、特定の信号を含むＯＦＤＭシンボルに対して、当該特定の信号を用いた妨害波電力の推定が可能である。これに対し、本発明によれば、当該ＯＦＤＭシンボルで伝送されている信号種別に依存することなく、ＯＦＤＭシンボル単位の妨害波電力の推定が可能となる。
また、例えば、前記復調データ生成部は、前記受信変調波に対して、前記第一妨害波電力推定部が推定した前記妨害波電力が大きいほど前記ＯＦＤＭシンボルの信頼性が低くなるように信頼性情報を推定する信頼性推定部と、前記受信変調波に対する前記復調処理として、前記信頼性推定部が推定した信頼性情報を用いて、前記受信変調波に含まれる誤りを訂正するための誤り訂正処理を行うことで、前記受信変調波の復調データを生成する誤り訂正部とを有するとしてもよい。
これによると、復調処理として、例えば、ＣＰ信号を用いた雑音電力の検出方法を用いてそのシンボルにおける雑音推定が可能であるかに関わらず、推定した妨害電力を加味した雑音電力推定が実施でき、信頼性情報の生成ができるため、インパルス妨害または信号消失が存在しても、精度の高い信頼性情報に基づき誤り訂正が実施でき、安定した受信が可能となる。
また、例えば、前記誤り訂正部は、前記受信変調波に対する前記復調処理として、前記信頼性推定部が推定した信頼性情報を用いて、ＬＤＰＣ（Ｌｏｗ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｐａｒｉｔｙ Ｃｈｅｃｋ）復調における対数尤度比の重み付け処理を行うことで、前記受信変調波の復調データを生成するとしてもよい。
これによると、精度の高い信頼性情報を用いてＬＤＰＣ（Ｌｏｗ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｐａｒｉｔｙ Ｃｈｅｃｋ）復調処理を行うことができる。ＬＤＰＣ復調処理では、入力される信頼性情報を加味した復調処理が可能であり、精度の高い信頼性情報を入力することで、より精度の高い復調処理を行うことができる。
また、例えば、前記復調データ生成部は、前記受信変調波に含まれるＯＦＤＭシンボルの開始タイミングを特定するＦＦＴ窓位置検出部と、前記ＦＦＴ窓位置検出部が特定した前記ＯＦＤＭシンボルの開始タイミングに基づいて、前記受信変調波に対しＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理を施すＦＦＴ部とを有し、前記ＦＦＴ処理が施された前記受信変調波に対して前記復調処理を行うことで復調データを生成するとしてもよい。
これによると、実際にフーリエ変換されるシンボル期間に存在するインパルス妨害や信号消失を推定することができる。
また、例えば、前記妨害波検出部は、前記置換処理として、前記閾値を超えた受信信号を所定値である０に置き換える処理を行うとしてもよい。
これによると、妨害波が存在するサンプルを０にすることで、妨害電力の残留を軽減でき、安定した受信が可能となる。
また、例えば、前記妨害波検出部は、前記置換処理として、前記閾値を超えた受信信号を所定値である前記閾値に置き換える処理を行うとしてもよい。
これによると、妨害波が存在するサンプルを所定の値にすることで、妨害電力の残留を軽減でき、安定した受信が可能となる。
また、例えば、前記復調部は、さらに、前記受信変調波に含まれる第一ＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害波電力を、前記第一ＯＦＤＭシンボルと異なる第二ＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害波電力と、前記第二ＯＦＤＭシンボルに含まれる前記妨害波電力が前記第一ＯＦＤＭシンボルに及ぼす影響の大きさとに基づいて推定する第二妨害波電力推定部を備え、前記復調データ生成部は、前記受信変調波に含まれる少なくとも１つのＯＦＤＭシンボルからなる第一ＯＦＤＭシンボル群に対して前記第一妨害波電力推定部が推定した前記妨害波電力を考慮した誤り訂正を含む復調処理を行うことで、前記受信変調波の復調データを生成し、前記受信変調波に含まれるＯＦＤＭシンボルのうち第一ＯＦＤＭシンボル群に含まれないＯＦＤＭシンボルからなる第二ＯＦＤＭシンボル群に対して前記第二妨害波電力推定部が推定した前記妨害波電力を考慮した誤り訂正を含む復調処理を行うことで、前記受信変調波の復調データを生成するとしてもよい。
これによれば、シンボル毎に複数の妨害波電力推定方法から選択された適切な妨害波電力推定方法を用いて妨害波電力が算出でき、復調処理に用いることができ、妨害波電力を用いて効果的な復調が可能となり、安定した受信が可能となる。
また、例えば、前記受信装置は、ＤＶＢ−Ｔ２（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｉｄｅｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ -Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ ２）方式の放送波を前記変調波として受信し、前記復調データ生成部は、ＣＰ（Ｃｏｎｔｉｎｕａｌ Ｐｉｌｏｔ）信号を有するＯＦＤＭシンボルが含まれていないＯＦＤＭシンボル群を前記第一ＯＦＤＭシンボル群として用いて、前記受信変調波の復調データを生成するとしてもよい。
これによれば、ＯＦＤＭシンボル期間に含まれる所定の閾値を越えたサンプル数に基づき、妨害電力を算出することで、ＣＰ信号を用いた処理ができないシンボルにおいても、妨害電力が算出でき、復調処理に用いることができ、妨害電力を用いて効果的な復調が可能となり、安定した受信が可能となる。
また、例えば、前記復調データ生成部は、ＤＶＢ−Ｔ２方式におけるＰ２シンボルまたはＦＣ（Ｆｒａｍｅ Ｃｌｏｓｅ）シンボルを有するＯＦＤＭシンボルを含むＯＦＤＭシンボル群を前記第一ＯＦＤＭシンボル群として用いて、前記受信変調波の復調データを生成するとしてもよい。
これによれば、ＯＦＤＭシンボル期間に含まれる所定の閾値を越えたサンプル数に基づき、妨害電力を算出することで、ＣＰ信号を用いた処理ができないＰ２シンボルまたはＦＣシンボルにおいても、妨害電力が算出でき、復調処理に用いることができ、妨害電力を用いて効果的な復調が可能となり、安定した受信が可能となる。
また、例えば、前記復調データ生成部は、さらに、前記第一妨害波電力推定部が推定した妨害波電力を用いて、前記変調波の伝送路特性を推定する伝送路推定部を有し、前記復調データ生成部は、前記伝送路推定部が推定した伝送路特性に基づいた復調処理を行うことで前記受信変調波を復調し復調データを生成するとしてもよい。
これによれば、ＯＦＤＭシンボル期間に含まれる所定の閾値を越えたサンプル数に基づき、妨害電力を算出することで、そのシンボルにおいて雑音推定が可能であるかに関わらず、妨害電力が算出でき、その妨害電力に基づき効果的な伝送路推定が可能となり、安定した受信が可能となる。
また、例えば、前記伝送路推定部は、前記伝送路特性の補間処理方法が互いに異なる複数の伝送路補間部を有し、前記第一妨害波電力推定部は、前記複数の伝送路補間部のそれぞれに対応する妨害電力を推定し、前記伝送路推定部は、前記第一妨害波電力推定部が推定した前記妨害波電力に基づいて、前記複数の伝送路推定補間部の出力のいずれかを、前記伝送路特性として出力するとしてもよい。
これによれば、ＯＦＤＭシンボル期間に含まれる所定の閾値を越えたサンプル数に基づき、妨害電力を算出することで、そのシンボルにおいて雑音推定が可能であるかに関わらず妨害電力が算出でき、その妨害電力に基づき効果的な伝送路推定の補間方法の選択が可能となり、安定した受信が可能となる。
また、例えば、前記第一妨害波電力推定部は、前記受信変調波に含まれる前記ＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害波電力を、前記ＯＦＤＭシンボルにおいて前記置換処理が行われたサンプル数と、前記ＯＦＤＭシンボルにおけるＦＦＴサンプル数と、所定の係数とを用いて算出するとしてもよい。
これによれば、ＯＦＤＭシンボル期間に含まれる所定の閾値を越えたサンプル数と、ＦＦＴサンプル数と、所定の定数に関連した係数に基づき、精度よく妨害電力が算出でき、妨害電力を用いて効果的な復調が可能となり、安定した受信が可能となる。
また、例えば、前記復調データ生成部は、さらに、前記受信変調波に含まれる第三ＯＦＤＭシンボルに含まれるパイロット信号を用いて算出した伝送路特性を用いた補間により、前記第三ＯＦＤＭシンボルの前方または後方に配置された第四ＯＦＤＭシンボルに含まれる各キャリアの伝送路特性を推定する伝送路推定部と、前記伝送路推定部が推定した伝送路特性を用いて、前記第四ＯＦＤＭシンボルの信号を補正する処理である等化処理を行う等化部と、前記等化部で補正された信号に対して、前記等化部で補正された信号の信頼性を表す信頼性情報を用いて誤り訂正を行う誤り訂正部と、前記妨害波電力推定部で推定した前記第三ＯＦＤＭシンボルの妨害波電力を用いて、前記第四ＯＦＤＭシンボルに含まれる信号の信頼性情報を推定する信頼性情報推定部とを有するとしてもよい。
これによれば、ＯＦＤＭシンボル期間に含まれる所定の閾値を越えたサンプル数に基づき、妨害電力を算出することで、そのシンボルにおいて雑音推定が可能であるかに関わらず、妨害電力が算出でき、その妨害電力に基づき効果的な他のＯＦＤＭシンボルの伝送路推定が可能となり、安定した受信が可能となる。
また、本願発明の一様態である集積回路は、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）で変調された変調波を復調する復調部を備える集積回路であって、前記復調部は、前記集積回路が受信した前記変調波である受信変調波のサンプルごとの受信電力が閾値を超えることで、前記受信変調波が妨害波を含むことを検出した場合に、前記閾値を超えた受信信号を所定値に置き換える処理である置換処理を行う妨害波検出部と、前記受信変調波に含まれるＯＦＤＭシンボルにおいて、前記置換処理が行われたサンプル数に基づいて、前記ＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害波電力を推定する第一妨害波電力推定部と、前記妨害波検出部が前記置換処理を行った後の前記受信変調波に対して、前記第一妨害波電力推定部が推定した前記妨害波電力に基づいた復調処理を行うことで前記受信変調波を復調し復調データを生成する復調データ生成部とを備える。
これによると、当該集積回路は、上記受信装置と同様の効果を奏する。
また、本願発明の一様態である受信方法は、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）で変調された変調波を復調する復調ステップを含む受信方法であって、前記復調ステップにおいて、前記受信方法において受信された前記変調波である受信変調波のサンプルごとの受信電力が閾値を超えることで、前記受信変調波が妨害波を含むことを検出した場合に、前記閾値を超えた受信信号を所定値に置き換える処理である置換処理を行う妨害波検出ステップと、前記受信変調波に含まれるＯＦＤＭシンボルにおいて、前記置換処理が行われたサンプル数に基づいて、前記ＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害波電力を推定する第一妨害波電力推定ステップと、前記妨害波検出ステップにおいて前記置換処理が行われた後の前記受信変調波に対して、前記第一妨害波電力推定ステップにより推定された前記妨害波電力に基づいた復調処理を行うことで前記受信変調波を復調し復調データを生成する復調データ生成ステップとを含む。
これによると、当該受信方法は、上記受信装置と同様の効果を奏する。
また、本願発明の一様態であるプログラムは、上記受信方法をコンピュータに実行させる。
これによると、上記受信装置と同様の効果を奏する。
なお、これらの全般的または具体的な態様は、システム、方法、集積回路、コンピュータプログラムまたは記録媒体で実現されてもよく、システム、方法、集積回路、コンピュータプログラムまたは記録媒体の任意な組み合わせで実現されてもよい。
以下、本願発明の実施形態について図面を参照して説明する。
なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも本発明の一具体例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置位置及び接続形態、ステップ、ステップの順序などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。また、以下の実施の形態における構成要素のうち、最上位概念を示す独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。
（実施の形態１）
本願発明の一態様である受信装置の実施の形態１について、図１〜図６を参照して説明する。ここでは一例として第二世代欧州地上デジタル放送規格であるＤＶＢ−Ｔ２方式を例に挙げて説明を行う。
図１は、本願発明の実施の形態１における受信装置１０を示したブロック図である。受信装置１０は、アンテナ１と、チューナ２と、復調部１１と、デコード部３と、表示部４とを備える。
アンテナ１は、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）で変調された変調波を受信する。なお、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）で変調された変調波の一例は、ＤＶＢ−Ｔ２方式の放送波である。
チューナ２は、アンテナ１で受信された変調波から所望の受信チャンネルの受信信号を選択する。
復調部１１は、チューナ２で選択された受信アナログ信号を復調する。
デコード部３は、復調部１１で復調されたＨ．２６４等で圧縮された信号のデコードを行う。
表示部４は、デコード部３でデコードされた映像・音声の出力を行う。
図２は、実施の形態１に係る復調部１１の構成を表すブロック図である。復調部１１は、Ａ／Ｄ変換部１０１と、妨害波検出部１０２と、妨害波電力推定部１０４と、復調データ生成部１２とを備える。また、復調データ生成部１２は、時間軸処理部１０３と、ＦＦＴ部１０５と、伝送路推定部１０６と、等化部１０７と、信頼性推定部１０８と、誤り訂正部１０９とを備える。
Ａ／Ｄ変換部１０１は、チューナ２の出力信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、妨害波検出部１０２に出力する。
妨害波検出部１０２は、Ａ／Ｄ変換部１０１でデジタル信号に変換された受信信号に含まれる妨害波を検出し、検出結果を妨害波電力推定部１０４へ出力するとともに、検出された妨害波を含む受信信号（サンプル）を所定の値に変換し、時間軸処理部１０３へ出力する。具体的な処理は後述する。
時間軸処理部１０３は、妨害波検出部１０２の出力信号に対し、ＯＦＤＭシンボル期間におけるＦＦＴ処理の開始時間位置（以下、ＦＦＴ窓位置とする）を決定し、ＦＦＴ部１０５へ出力するとともに、妨害波電力推定部１０４へＦＦＴ窓位置情報を出力する。
妨害波電力推定部１０４は、妨害波検出部１０２で妨害波処理された受信信号と時間軸処理部１０３から決定されたＦＦＴ窓位置情報を用いて、妨害電力を推定する。妨害波電力推定部１０４は、第一妨害波電力推定部に相当する。妨害波電力推定部１０４の具体的な処理は後述する。
ＦＦＴ部１０５は、時間軸処理部１０３の出力信号をＦＦＴ窓位置信号に基づき、フーリエ変換して周波数軸の信号に変換し、伝送路推定部１０６と等化部１０７とへ出力する。
伝送路推定部１０６は、ＦＦＴでフーリエ変換された信号に含まれるＳＰ信号を既知のＳＰ信号で除算して得た伝送路特性に対し、補間処理することにより、すべてのサブキャリアにおける伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性を等化部１０７及び信頼性推定部１０８に出力する。
等化部１０７は、ＦＦＴ部１０５の出力信号を、伝送路推定部１０６で推定した伝送路特性を用いて、伝送路で受けた位相及び振幅歪みを補正する。
信頼性推定部１０８は、伝送路推定部１０６で推定された伝送路推定値と妨害波電力推定部１０４で推定された妨害電力とを用いて雑音電力を求め、この雑音電力から、誤り訂正部１０９で使用する信頼性情報を生成する。
誤り訂正部１０９は、等化部１０７で補正された信号を信頼性推定部１０８で推定された信頼性情報を用いて誤りを訂正する。
図３Ａに妨害波検出部１０２の構成図を示す。図３Ｂに、妨害波検出信号の一例を示す。
図３Ａに示されるように、妨害波検出部１０２は、妨害波サンプル検出部１１１と、マスク処理部１１２とを備える。
妨害波サンプル検出部１１１は、Ａ／Ｄ変換部１０１でデジタル信号に変換された受信信号（図３Ｂの（ａ））を所定の閾値と比較し、閾値を超えるレベルのサンプル位置を示す信号を生成し、受信信号と共にサンプル位置を示す信号をマスク処理部１１２へ出力する。閾値を超えるレベルのサンプル位置を示す信号として、以下の妨害波検出信号（Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｅｘｉｓｔ）（図３Ｂの（ｂ））を用いることができる。つまり、妨害波検出信号は、受信信号レベル（受信電力）が閾値レベルを超えるサンプルに対して、Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｅｘｉｓｔ＝１（妨害波あり）を出力する。また、受信信号レベルが閾値レベルを超えないサンプルに対して、Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｅｘｉｓｔ＝０（妨害波なし）を出力する。なお、受信信号レベルが閾値を超えるとは、符号がプラス側とマイナス側との両方の場合を含む。つまり、閾値Ｔｈが０より大きい値の場合、プラスの（０より大きい）受信信号レベルが閾値Ｔｈより大きいことと、マイナスの（０より小さい）受信信号レベルがマイナス側の閾値（−Ｔｈ）より小さいこととを含む。
マスク処理部１１２は、妨害波検出結果でＩｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｅｘｉｓｔ＝１（妨害波あり）のサンプルにおいて、受信信号を０に置き換え（図３Ｂの（ｃ））、妨害波検出信号と共に時間軸処理部１０３及び妨害波電力推定部１０４へ出力する。
図４に時間軸処理部１０３の構成を示す。時間軸処理部１０３は、同期部１２１とＦＦＴ窓位置検出部１２２とを備える。同期部１２１では、妨害波検出部１０２の出力信号をベースバンド信号に周波数変換し、キャリア周波数及びサンプリング周波数の同期を確立し、ＦＦＴ窓位置検出部１２２に出力する。ＦＦＴ窓位置検出部１２２では、時間軸信号をフーリエ変換するための、ＯＦＤＭシンボルに対するＦＦＴ窓位置を決定してＦＦＴ部１０５及び妨害波電力推定部１０４へ出力する。
図５に妨害波電力推定部１０４の構成図を示す。妨害波電力推定部１０４は、妨害波サンプル数カウント部１３１と、妨害電力換算部１３２とを備える。
妨害波サンプル数カウント部１３１では、妨害波検出部１０２で検出された妨害波検出信号に対し、ＦＦＴ窓位置検出部１２２で検出したＦＦＴ窓位置情報を用いて、ＦＦＴ処理をするＯＦＤＭシンボル区間に含まれる「妨害波あり」と判定されたサンプル数を妨害電力換算部１３２へ出力する。
妨害電力換算部１３２では、妨害波サンプル数カウント部１３１でカウントしたＯＦＤＭシンボル区間に含まれる「妨害波あり」のサンプル数を用いて、そのＯＦＤＭシンボルに存在する妨害電力を推定して信頼性推定部１０８へ出力する。各部の詳細動作について、順を追って説明する。
妨害波検出部１０２では、「妨害波あり」のサンプルに対して、受信信号レベルを０に置き換えるマスク処理を行っているため、妨害波サンプル数は、ＯＦＤＭ信号を消失させたことにより増加した雑音量に等しい。このため、ＯＦＤＭ信号電力をＰＯＦＤＭとおくと、ＯＦＤＭ信号の各サンプルの信号レベルはＰＯＦＤＭ／ＮＦＦＴとなる。このことから、ＯＦＤＭシンボルに含まれる「妨害波あり」のサンプル数ＮＩを基に、そのＯＦＤＭシンボルに増加する雑音量をＩＭａｓｋとすると、ＩＭａｓｋは（式１）で表すことができる。
ＩＭａｓｋ=ＮＩ×ＰＯＦＤＭ／ＮＦＦＴ ・・・（式１）
妨害電力換算部１３２は、換算式（式１）を用いて各ＯＦＤＭシンボルで増加する雑音量を推定し、信頼性推定部１０８へ出力することで、信頼性情報の精度を上げて、受信性能を向上させる。
図６に信頼性推定部１０８の構成図を示す。図６に示される信頼性推定部１０８は、雑音推定部１４１と、妨害電力加算部１４２と、信頼性情報換算部１４３とを備える。
雑音推定部１４１は、ＦＦＴされた信号と、伝送路推定部１０６で推定された伝送路特性及び、既知のＣＰ信号とから、受信したＣＰ信号を基に、ＯＦＤＭシンボルに対して平均した雑音電力値（シンボル間平均雑音電力）を推定する。
妨害電力加算部１４２は、推定されたシンボル間平均雑音電力に妨害波電力推定部１０４で推定した妨害電力を足し合わせて、妨害波の影響を加味したシンボル毎の雑音電力を出力する。
信頼性情報換算部１４３は、伝送路推定部１０６で推定され伝送路特性を基にしたＯＦＤＭ信号電力と、妨害電力加算部１４２で算出された雑音電力とを用いて、ＬＤＰＣ復号に用いる信頼性情報を推定し、誤り訂正部１０９へ出力し、効果的な誤り訂正を実施する。
なお、雑音推定部１４１における雑音推定としては、例えば特許文献１においてＴＭＣＣ信号をＣＰ信号として置き換えた構成が用いられる。具体的には、既知のＣＰ信号ＸＣＰと、受信信号ＹＣＰをＳＰ信号の補間による伝送路推定で求めた伝送路特性ＨＣＰで等化したものとを比較し、その誤差量をＣＰ信号の雑音電力として、ＯＦＤＭシンボルの雑音量として代表させて用いる。一部の信号（ＣＰ信号）で雑音量を算出しているため、熱雑音による雑音成分に対する推定精度を向上させるために、数シンボルに渡って累積して求めたシンボル間平均雑音電力ＮＡｃｃを用いる。
なお、時間軸処理部１０３において、Ａ／Ｄ変換サンプリングレートから、ＯＦＤＭ信号のサンプリングレートへ変換する処理（レート変換）を実施する場合、受信信号に対して施されるレート変換を考慮して、妨害波電力推定部１０４において、妨害波検出信号に対しても、レート変換を踏まえてサンプルタイミングの処理を実施してもよい。また、レート変換後の信号を基に、妨害波検出部１０２で説明した妨害検出及び妨害検出サンプルに対する処理（０へ置換する処理）を実施してもよい。その場合、妨害検出信号は、レート変換の影響を考慮する必要はない。
また、本実施の形態において、妨害波サンプル検出部１１１で検出した信号を基にマスク処理部１１２で０への置き換えを実施したが、閾値を越えたサンプルを０へ置換し、検出信号を出力するように、一括処理してもよい。
なお、信頼性情報換算部１４３では、雑音電力及び信号電力以外の情報を用いて、信頼性情報を換算してもよい。たとえば、ドップラー周波数に伴い発生する周波数変動成分を用いることで、周波数変動に応じた信頼性情報を推定することができる。
なお、妨害波サンプル数カウント部１３１において算出されたＯＦＤＭシンボルに含まれるサンプル数は、そのシンボルにおいて、ＯＦＤＭ信号を消失させたことにより局所的に増加する雑音量を示している。そのため、この妨害波サンプル数に応じて、様々なブロックにおいて、妨害波が存在する信号として用いてもよい。例えば、雑音推定部１４１におけるシンボル間の平均雑音量の算出において、所定の妨害波サンプル数を超えたシンボルの雑音量を平均処理に含まないようにしてもよい。
なお、本実施例において、本発明の一態様を、誤り訂正方法または復調方法としてＬＤＰＣに適用する例を示したが、他の誤り訂正方法または復調方法に適用することも可能である。
以上のように、本発明の一態様に係る受信装置によれば、当該受信装置は、ＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害波電力を、当該ＯＦＤＭシンボル内で受信電力が所定の閾値を越えたサンプルの数に基づいて算出することにより、当該ＯＦＤＭシンボルで伝送されている信号種別に依存することなく、ＯＦＤＭシンボル単位の妨害波電力の推定が可能となる。その結果、復調処理において、ＣＰ信号が配置されていないＯＦＤＭシンボルの妨害波電力として、受信電力が所定の閾値を越えたサンプルの数に基づいて算出された妨害波電力を用いることができ、ＣＰ信号が配置されていないＯＦＤＭシンボルにインパルス妨害または信号消失が存在しても、安定した受信が可能となる。
つまり、従来であれば、当該ＯＦＤＭシンボルに含まれるＣＰ信号を用いた雑音電力の検出方法のように、特定の信号を含むＯＦＤＭシンボルに対して、当該特定の信号を用いた妨害波電力の推定が可能である。これに対し、本発明によれば、当該ＯＦＤＭシンボルで伝送されている信号種別に依存することなく、ＯＦＤＭシンボル単位の妨害波電力の推定が可能となる。
また、復調処理として、例えば、ＣＰ信号を用いた雑音電力の検出方法を用いてそのシンボルにおける雑音推定が可能であるかに関わらず、推定した妨害電力を加味した雑音電力推定が実施でき、信頼性情報の生成ができるため、インパルス妨害または信号消失が存在しても、精度の高い信頼性情報に基づき誤り訂正が実施でき、安定した受信が可能となる。
また、精度の高い信頼性情報を用いてＬＤＰＣ（Ｌｏｗ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｐａｒｉｔｙ Ｃｈｅｃｋ）復調処理を行うことができる。ＬＤＰＣ復調処理では、入力される信頼性情報を加味した復調処理が可能であり、精度の高い信頼性情報を入力することで、より精度の高い復調処理を行うことができる。
また、実際にフーリエ変換されるシンボル期間に存在するインパルス妨害や信号消失を推定することができる。
また、妨害波が存在するサンプルを０にすることで、妨害電力の残留を軽減でき、安定した受信が可能となる。
また、ＯＦＤＭシンボル期間に含まれる所定の閾値を越えたサンプル数に基づき、妨害電力を算出することで、そのシンボルにおいて雑音推定が可能であるかに関わらず、妨害電力が算出でき、その妨害電力に基づき効果的な伝送路推定が可能となり、安定した受信が可能となる。
また、ＯＦＤＭシンボル期間に含まれる所定の閾値を越えたサンプル数と、ＦＦＴサンプル数と、所定の定数に関連した係数に基づき、精度よく妨害電力が算出でき、妨害電力を用いて効果的な復調が可能となり、安定した受信が可能となる。
（実施の形態２）
本願発明の受信装置の実施の形態２について、図７〜図１０を参照して説明する。図１〜図６と同じ構成要素は、同じ符号を用い、説明を省略する。
図７は、本願発明の実施の形態２における受信装置２０を示したブロック図であり、図８は、復調部２１の構成を示したブロック図である。ここで、図８は、図２に比べ、妨害波検出部２０２と妨害波電力推定部２０４とが異なるだけである。
図９に妨害波検出部２０２の構成図を示す。妨害波検出部２０２は、妨害波サンプル検出部２１１と、クリップ処理部２１２とを備える。
妨害波サンプル検出部２１１は、実施の形態１の妨害波サンプル検出部１１１と同様に、Ａ／Ｄ変換部でデジタル信号に変換された受信信号を所定の閾値と比較し、受信信号と共に、妨害波検出信号を出力する。
クリップ処理部２１２は、妨害波検出結果でＩｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｅｘｉｓｔ＝１（妨害波あり）のサンプルにおいて、所定の値に置き換える。ここで、所定の値は、妨害波サンプル検出部２１１で用いた閾値と同じにしてもよい。なお、受信信号がマイナス側の閾値を超える場合には、当該処理において、マイナス側の閾値と同じにしてもよい。
妨害波検出部２０２で出力された妨害波検出信号は、妨害波電力推定部２０４に出力される。図１０に妨害波電力推定部２０４の構成を表すブロック図を示す。妨害波電力推定部２０４は、妨害波サンプル数カウント部１３１と妨害電力換算部２３２とを備える。
妨害波サンプル数カウント部１３１は、実施の形態１で述べたように、ＯＦＤＭシンボルに含まれる、妨害波有としたサンプル数をカウントし、妨害電力換算部２３２へ出力する。
妨害電力換算部２３２は、妨害波サンプル数カウント部１３１で算出した妨害波有としたサンプル数を基に、そのＯＦＤＭ信号に含まれる妨害波電力を算出する。本実施の形態では、妨害波に対して、所定の値への変換（クリップ処理）を行っているため、ＯＦＤＭシンボルに、所定の値に相当する大きさの妨害波が妨害波サンプル数分存在していると考えることができる。ＯＦＤＭ信号電力をＰＯＦＤＭ、妨害波クリップした値の２乗をＡＣｌｉｐ×ＰＯＦＤＭとおくと、ＯＦＤＭ信号の各サンプルの信号レベルはＰＯＦＤＭ／ＮＦＦＴとなるのに対し、クリップした妨害波電力の信号レベルは、ＡＣｌｉｐ×ＰＯＦＤＭ／ＮＦＦＴとなる。よって、妨害波をクリップしたときの妨害波電力ＩＣｌｉｐは、（式２）で表すことができる。
ＩＣｌｉｐ=ＮＩ×ＡＣｌｉｐ×ＰＯＦＤＭ／ＮＦＦＴ ・・・（式２）
この妨害電力を用いて、実施の形態１同様に、信頼性推定部１０８における妨害電力加算部１４２において、シンボルに含まれる妨害波成分を加味して、信頼性推定部において信頼性情報の精度を上げて、ＬＤＰＣ復号に用いることで、安定した受信が可能となる。
なお、時間軸処理部１０３において、Ａ／Ｄ変換サンプリングレートから、ＯＦＤＭ信号のサンプリングレートへ変換する処理（レート変換）を実施する場合、受信信号に対して施されるレート変換を考慮して、妨害波電力推定部において、妨害波検出信号に対しても、レート変換を踏まえてサンプルタイミングの処理を実施してもよい。また、レート変換後の信号を基に、妨害波検出部２０２で説明した妨害検出及び妨害検出サンプルに対する処理（所定の値へ置換する処理）を実施してもよい。その場合、妨害検出信号は、レート変換の影響を考慮する必要はない。
また、妨害波サンプル検出部２１１で検出した信号を基にクリップ処理部２１２で所定の値への置き換えを実施したが、閾値を越えたサンプルを所定の値へ置換し、検出信号を出力するように、一括処理してもよい。
なお、式２における「妨害波あり」としたサンプルにおける妨害電力には、厳密にはＯＦＤＭ信号自体も含まれるため、ＯＦＤＭ信号成分を差し引いた構成としてもよい。
以上のように、本発明の一態様に係る受信装置によれば、妨害波が存在するサンプルを所定の値にすることで、妨害電力の残留を軽減でき、安定した受信が可能となる。
（実施の形態３）
本願発明の受信装置の実施の形態３について、図１１〜図１４Ａを参照して説明する。図１〜図６と同じ構成要素は、同じ符号を用い、説明を省略する。
図１１は、本願発明の実施の形態３における受信装置３０を示したブロック図であり、図１２は、復調部３１の構成を示すブロック図である。ここで、図１２で示す復調部３１は、実施の形態１の復調部１１に比べ、妨害波電力推定部３０４の構成が異なる。
図１３に妨害波電力推定部３０４の構成図を示す。妨害波電力推定部３０４は、妨害波サンプル数カウント部１３１と、妨害電力換算部１３２と、第二妨害電力換算部３３２と、加算部３３３とを備える。なお、妨害波電力推定部３０４は、第二妨害波電力推定部に相当する。
妨害波サンプル数カウント部１３１は、実施の形態１同様に、妨害波検出部１０２で検出された妨害波検出信号と、ＦＦＴ窓位置検出部１２２で検出されたＦＦＴを実施するＯＦＤＭシンボル位置を基に、ＯＦＤＭシンボルに含まれる「妨害波あり」のサンプル数をカウントし、妨害電力換算部１３２と第二妨害電力換算部３３２とへ出力する。
妨害電力換算部１３２は、実施の形態１同様に、妨害波サンプル数カウント部１３１の出力から、受信したＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害電力を算出する。本実施の形態では、第二妨害電力換算部３３２を含むことが実施の形態１と異なる。
第二妨害電力換算部３３２は、他のＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害波から当該ＯＦＤＭシンボルへ発生する妨害電力を算出する。ここでは、伝送路推定における補間処理によって、等化部１０７で補正された他のＯＦＤＭシンボルへ妨害波の影響が拡散されることを考慮し、伝送路推定により発生する妨害波電力を推定する。
加算部３３３は、妨害電力換算部１３２で推定した当該ＯＦＤＭシンボルの妨害電力と第二妨害電力換算部３３２で推定した他ＯＦＤＭシンボルからの妨害電力とを足し合わせて出力する。
伝送路特性の推定は、時間軸（シンボル）方向、周波数軸（キャリア）方向に分散して存在するＳＰ信号やＰ２パイロット信号・ＦＣ信号の伝送路特性を補間することですべてのサブキャリアの伝送路特性を得ることである。補間に関しては、（Ａ）時間軸（シンボル）方向に補間した後、周波数軸（キャリア）方向に補間する方法、及び、（Ｂ）周波数軸（キャリア）方向にのみ補間する方法が存在する。
図１４Ａに、インパルス妨害環境において、伝送路推定における補間処理として、（Ａ）時間軸補間及び周波数補間を用いた場合と、（Ｂ）周波数軸補間のみ（時間軸補間なし）を用いた場合のそれぞれにおける等化部１０７で補正後の各ＯＦＤＭシンボルのＣＮＲ（Ｃａｒｒｉｅｒ ｔｏ Ｎｏｉｓｅｒａｔｉｏ）の推移を示す。グラフの横軸はシンボル方向（時間方向）、縦軸はＣＮＲを示している。星印（★）のタイミングでインパルス妨害が発生した場合、（Ｂ）周波数軸補間のみの場合は、インパルス妨害が発生したシンボルのみでＣＮＲが劣化することに対して、（Ａ）時間軸補間ありの場合は、インパルス妨害を受けたシンボルが補間処理に使われるため、妨害波による補間誤差が発生し、インパルス妨害が存在する前後のシンボルにおいてもＣＮＲが劣化することとなる。
このことを踏まえ、本実施の形態においては、第二妨害電力換算部３３２では、伝送路推定による妨害波の影響を加味するため、（Ｂ）周波数軸補間のみの場合は、自シンボルにおける伝送路特性の影響を妨害電力として考慮する。また、（Ａ）時間軸補間＋周波数補間の場合は、妨害ありシンボルとその前後のシンボルの影響も妨害電力として考慮する。ここでは、妨害波サンプル数カウント部１３１で出力した妨害波サンプル数に対し、時間補間と同様の処理を施し、時間軸補間による妨害波の影響を含めた妨害サンプル数を推定し、補間誤差を加味した妨害電力を換算する。
妨害波による伝送路推定への影響としては、先述したように、（Ａ）時間軸補間＋周波数軸補間と、（Ｂ）周波数軸補間のみの２パターンで考え方が異なる。以下、それぞれのパターンについて詳細を記載する。
（（Ａ）時間軸補間＋周波数軸補間の場合）
ＤＶＢ−Ｔ２方式では、ＳＰパターンが８種類ある。説明を簡単化するために、時間軸方向の直線補間する場合を例にして説明する。時間軸方向のＳＰキャリア間隔は、（１）２キャリアおき、又は（２）４キャリアおきの２種類が考えられる。よって、時間補間において妨害波の影響が拡散する範囲は、妨害波が検出されたシンボルを中心に、（１）の場合は前後それぞれ１シンボル、（２）の場合は前後それぞれ３シンボルとなる。よって、ｉシンボルにおける妨害波による伝送路推定誤差を見積もるための妨害波サンプル数（１）：ＮＨ＿ＴＦ２ｓｙｍ、及び、（２）：ＮＨ＿ＴＦ４ｓｙｍは、それぞれ以下のようになる。
ＮＨ＿ＴＦ２ｓｙｍ（ｉ）
=１／２×｛ＮＩ（ｉ）＋（１／２）２×（ＮＩ（ｉ−１）
＋ＮＩ（ｉ＋１））｝ ・・・（式３）
ＮＨ＿ＴＦ４ｓｙｍ（ｉ）
=１／４×｛ＮＩ（ｉ）＋（３／４）２×（ＮＩ（ｉ−１）
＋ＮＩ（ｉ＋１））＋（２／４）２×（ＮＩ（ｉ−２）＋ＮＩ（ｉ＋２））
＋（１／４）２×（ＮＩ（ｉ−３）＋ＮＩ（ｉ＋３））｝ ・・・（式４）
（（Ｂ）周波数軸補間のみの場合）
周波数軸補間のみ場合は、妨害波が存在するシンボル前後には影響が拡散しないため、ｉシンボルにおける伝送路推定における妨害波サンプル数ＮＨ＿Ｆ（ｉ）は、以下のようになる。
ＮＨ＿Ｆ（ｉ）＝ＮＩ（ｉ） ・・・（式５）
先述のそれぞれの補間方法における妨害波サンプル数を基に、伝送路推定誤差を加味した妨害電力を算出するために、ＳＰ信号電力と補間フィルタ帯域に関連した雑音量の補正が必要となる。（Ａ）及び（Ｂ）の場合における、伝送路推定誤差を加味した妨害電力は、それぞれ（式６）及び（式７）のようになる。ただし、ＡＳＰはＳＰ信号のブースト、ＢＷＴは時間補間フィルタの帯域、ＢＷＦは周波数補間フィルタの帯域を示している。
（Ａ）の場合
ＩＨ＿ＴＦ＝（１／ＡＳＰ）×ＮＨ＿ＴＦ／ＮＦＦＴ×ＢＷＴ×ＢＷＦ ・・・（式６）
（Ｂ）の場合
ＩＨ＿Ｆ＝（１／ＡＳＰ）×ＮＨ＿Ｆ／ＮＦＦＴ×ＢＷＦ ・・・（式７）
加算部３３３において、妨害電力部で推定された妨害電力にそれぞれの補間方式に対応した伝送路推定誤差を加味した妨害電力を足し合わせることで、ＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害電力だけでなく、伝送路推定における妨害波の影響を含めた妨害電力を考慮することができる。この妨害電力を、信頼性推定部１０８における妨害電力加算部１４２において信頼性情報に的確に反映させることができるため、高精度な信頼性情報を得ることができ、その結果、効果的なＬＤＰＣ復号が可能となり、受信性能の向上が可能となる。
なお、ここでは、加算部３３３において、妨害電力換算部１３２と第二妨害電力換算部３３２とを加算する構成としたが、どちらか一方を用いる構成としてもよい。
また、ここでは、時間軸補間として、直線補間を用いて説明したが、これに限定されず、任意の補間方法（補間係数）を用いてよい。
また、図１４Ａで示したように、補間方法によって妨害電力の影響が異なり、そもそもの信号品質が異なることを考慮し、算出した妨害電力を基に、補間方法を選択するようにしてもよい。具体的には、図１４Ｂに示される伝送路推定部２０６を用いてもよい。伝送路推定部２０６は、第一伝送路補間部１０６Ａ、第二伝送路補間部１０６Ｂ、及び、セレクタ１０６Ｓを備える。第一伝送路補間部１０６Ａ及び第二伝送路補間部１０６Ｂは、互いに異なる伝送路特性の推定を行う。セレクタ１０６Ｓは、第一伝送路補間部１０６Ａ及び第二伝送路補間部１０６Ｂの出力のいずれかを選択し、伝送路特性として出力する。このようにすることで、複数の伝送路特性を選択的に、復調処理の信頼性情報にとして用いることができる。なお、複数の伝送路補間部の出力のいずれかを選択するために、妨害波電力推定部が各補間処理方法に対応する妨害電力を推定するようにすることも可能である。
なお、本実施の形態では、実施の形態１との差異として、妨害有サンプルを０にマスク処理した方法を用いて説明したが、実施の形態２の所定の値に置き換える形態を組み合わせてもよく、その場合は、実施の形態２で説明したように、（式３）〜（式５）に所定の値を考慮すればよい。
以上のように、本発明の一態様に係る受信装置によれば、シンボル毎に複数の妨害波電力推定方法から選択された適切な妨害波電力推定方法を用いて妨害波電力が算出でき、復調処理に用いることができ、妨害波電力を用いて効果的な復調が可能となり、安定した受信が可能となる。
また、ＯＦＤＭシンボル期間に含まれる所定の閾値を越えたサンプル数に基づき、妨害電力を算出することで、ＣＰ信号を用いた処理ができないシンボルにおいても、妨害電力が算出でき、復調処理に用いることができ、妨害電力を用いて効果的な復調が可能となり、安定した受信が可能となる。
また、ＯＦＤＭシンボル期間に含まれる所定の閾値を越えたサンプル数に基づき、妨害電力を算出することで、ＣＰ信号を用いた処理ができないＰ２シンボルまたはＦＣシンボルにおいても、妨害電力が算出でき、復調処理に用いることができ、妨害電力を用いて効果的な復調が可能となり、安定した受信が可能となる。
また、ＯＦＤＭシンボル期間に含まれる所定の閾値を越えたサンプル数に基づき、妨害電力を算出することで、そのシンボルにおいて雑音推定が可能であるかに関わらず妨害電力が算出でき、その妨害電力に基づき効果的な伝送路推定の補間方法の選択が可能となり、安定した受信が可能となる。
（実施の形態４）
本願発明の受信装置の実施の形態４について説明する。図１〜図６と同じ構成要素は、同じ符号を用い、説明を省略する。
図１５は、本願発明の実施の形態４における受信装置４０を示したブロック図であり、図１６は、復調部４１の構成を表すブロック図である。ここで、復調部４１は、実施の形態１で示す復調部１１と比べ、信頼性推定部４０８における、妨害電力の加算に関して異なる。
図１７に信頼性推定部４０８の構成を表すブロック図を示す。信頼性推定部４０８は、雑音推定部４４１と、妨害電力加算部４４２と、信頼性情報換算部１４３とを備える。雑音推定部４４１では、シンボル方向に平均したシンボル平均雑音推定値とともに、シンボル方向に平均しないシンボル毎の雑音推定値を妨害電力加算部４４２へ出力する。
妨害電力加算部４４２は、実施の形態１の妨害電力加算部１４２と比べ、処理するシンボルに応じて、妨害波電力推定部１０４で推定した妨害電力を加算するかしないかを選択する点が異なる。ここでは、Ｐ２シンボルをデコードされて得られた送信パラメータ情報や、Ｐ１信号を基準とした受信信号のシンボル番号を用いて、現在のシンボルの種類（Ｐ１シンボル、Ｐ２シンボル、データシンボル、または、ＦＣシンボル）から、特定のシンボルのときにシンボル平均雑音推定値に妨害電力を加算して出力し、特定のシンボル以外では、シンボル方向に平均しないシンボル毎の雑音推定値に妨害電力を加算せずに出力する。ＤＶＢ−Ｔ２方式における具体例を以下に示す。
ＤＶＢ−Ｔ２方式では、Ｐ２シンボルとＦＣシンボルがＣＰ信号を含まないため、それらのシンボルにおいては、ＣＰ信号を用いた雑音電力の推定が行えない。一方で、その他のシンボルにおいては、シンボル毎にＣＰ信号を用いた雑音電力の推定が行える。よって、シンボル毎にＣＰ信号を用いた雑音電力の推定が行えないＰ２シンボルまたは、ＦＣシンボルにおいてシンボル方向に平均した雑音推定値に妨害電力を加算して出力するようにする。また、その他のシンボルは、シンボル方向に平均しないシンボル毎の雑音推定値に妨害電力を加算せずに出力するようにする。
このことにより、シンボル毎に雑音推定が可能なシンボルにおいては、シンボル毎に算出した雑音推定値を用い、雑音推定が不可能なシンボルにおいては、平均した雑音推定値に対し、妨害電力を加えることで、信頼性情報に的確に雑音量を反映させることができる。そのため、高精度な信頼性情報を得ることができ、その結果、効果的なＬＤＰＣ復号が可能となり、受信性能の向上が可能となる。
なお、Ｐ２シンボルやＦＣシンボルといった特定シンボル以外のシンボルにおいては、シンボル方向に平均しないシンボル毎の雑音推定値を用いたが、これに限られず、シンボル方向に平均した雑音推定値か平均しないシンボル毎の雑音推定値かを選択するようにしてもよい。例えば、両者を比べて１シンボル毎の雑音推定値が大きい場合には、１シンボル毎の雑音推定値を用い、それ以外は、平均した雑音推定値を用いてもよい。また、妨害波電力推定部１０４で推定した妨害サンプル数が所定の数以上の場合に１シンボル毎の雑音推定値を用い、それ以外は、平均した雑音推定値を用いるようにしてもよい。
また、本実施の形態は、実施の形態１に対し、シンボルの種類に応じた妨害電力の加算の可否を選択する構成としたが、実施の形態２及び実施の形態３に対して適用してもよい。
以上のように、本発明の一態様に係る受信装置によれば、ＯＦＤＭシンボル期間に含まれる所定の閾値を越えたサンプル数に基づき、妨害電力を算出することで、そのシンボルにおいて雑音推定が可能であるかに関わらず、妨害電力が算出でき、その妨害電力に基づき効果的な他のＯＦＤＭシンボルの伝送路推定が可能となり、安定した受信が可能となる。
なお、実施の形態１〜４におけるＯＦＤＭ受信装置の妨害電力の算出に関し、（式１）〜（式３）などの妨害波電力の詳細は見積もらずに、妨害波電力の有無に応じて、信頼性情報の信頼性を他シンボルに比べて所定の値へ下げるという手法をとってもよい。例えば、ＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害波サンプル数が所定の閾値以上となる場合には、信頼性推定値を半分に落とすというようにしてもよい。この場合、詳細な妨害電力算出が不要なため、回路規模を削減できる。
また、実施の形態１〜４におけるＯＦＤＭ受信装置の各構成要素は、集積回路であるＬＳＩで実現してもよい。このとき、各構成要素は、個別に１チップ化されてもよいし、一部もしくは全てを含むように１チップ化されてもよい。また、ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセサで実現してもよい。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限られるものではなく、専用回路又は汎用プロセサで実現してもよい。ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセサを利用してもよい。さらに、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてあげられる。
また、実施の形態１〜４示した受信装置の動作の手順の少なくとも一部を受信プログラムに記載し、例えばＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）がメモリに記憶された当該プログラムを読み出して実行するようにしてもよいし、上記プログラムを記録媒体に保存して頒布等するようにしてもよい。
また、実施の形態１〜４の受信装置は、記載した受信処理の少なくとも一部を行う受信方法を用いて実現してもよい。
また、実施の形態１〜４を実現する受信処理の一部を行ういかなる受信装置、又は受信方法、又は集積回路、又はプログラムを組み合わせて実施の形態１〜４を実現してもよい。例えば、上記の各実施の形態で説明した受信装置の構成の一部を受信装置又は集積回路で実現し、その一部を除く構成が行う動作の手順を受信プログラムに記載し、例えばＣＰＵがメモリに記憶された当該プログラムを読み出して実行することによって実現してもよい。
また、本実施の形態１〜４は、ＤＶＢ−Ｔ２方式について言及したが、これに限られない。ＤＶＢ−Ｔ２と同様に、妨害波による伝搬路変化に応じた雑音電力推定精度向上が有効なＯＦＤＭ通信の分野で適用できる。
なお、上記各実施の形態において、各構成要素は、専用のハードウェアで構成されるか、各構成要素に適したソフトウェアプログラムを実行することによって実現されてもよい。各構成要素は、ＣＰＵまたはプロセッサなどのプログラム実行部が、ハードディスクまたは半導体メモリなどの記録媒体に記録されたソフトウェアプログラムを読み出して実行することによって実現されてもよい。ここで、上記各実施の形態の画像復号化装置などを実現するソフトウェアは、次のようなプログラムである。
すなわち、このプログラムは、コンピュータに、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）で変調された変調波を復調する復調ステップを含む受信方法であって、前記復調ステップにおいて、前記受信方法において受信された前記変調波である受信変調波のサンプルごとの受信電力が閾値を超えることで、前記受信変調波が妨害波を含むことを検出した場合に、前記閾値を超えた受信信号を所定値に置き換える処理である置換処理を行う妨害波検出ステップと、前記受信変調波に含まれるＯＦＤＭシンボルにおいて、前記置換処理が行われたサンプル数に基づいて、前記ＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害波電力を推定する第一妨害波電力推定ステップと、前記妨害波検出ステップにおいて前記置換処理が行われた後の前記受信変調波に対して、前記第一妨害波電力推定ステップにより推定された前記妨害波電力に基づいた復調処理を行うことで前記受信変調波を復調し復調データを生成する復調データ生成ステップとを実行させる。
以上、本発明の部品実装方法について、実施の形態に基づいて説明したが、本発明は、この実施の形態に限定されるものではない。本発明の趣旨を逸脱しない限り、当業者が思いつく各種変形を本実施の形態に施したものや、異なる実施の形態における構成要素を組み合わせて構築される形態も、本発明の範囲内に含まれる。
本願発明にかかる受信装置は、時間軸領域において妨害波の有無をサンプルごとに検出し、ＯＦＤＭシンボルのＦＦＴサンプル期間に含まれる妨害波有のサンプル数を基に妨害電力を推定し、ＬＤＰＣ復号に用いる信頼性情報の推定を妨害電力を踏まえて実施する機能を有し、ＤＶＢ−Ｔ２をはじめとした高精度な信頼性情報が必要なＯＦＤＭ受信装置、さらには、測定等の幅広い分野の装置において有益である。
１ アンテナ
２ チューナ
３ デコード部
４ 表示部
１０、２０、３０、４０ 受信装置
１１、２１、３１、４１ 復調部
１２、２２、３２、４２ 復調データ生成部
１０１ Ａ／Ｄ変換部
１０２ 妨害波検出部
１０３ 時間軸処理部
１０４ 妨害波電力推定部
１０５ ＦＦＴ部
１０６ 伝送路推定部
１０７ 等化部
１０８ 信頼性推定部
１０９ 誤り訂正部
１１１ 妨害波サンプル検出部
１１２ マスク処理部
１２１ 同期部
１２２ ＦＦＴ窓位置検出部
１３１ 妨害波サンプル数カウント部
１３２ 妨害電力換算部
１４１ 雑音推定部
１４２ 妨害電力加算部
１４３ 信頼性情報換算部
２０２ 妨害波検出部
２０４ 妨害波電力推定部
２１１ 妨害波サンプル検出部
２１２ クリップ処理部
２３２ 妨害電力換算部
３０４ 妨害波電力推定部
３３２ 第二妨害電力換算部
３３３ 加算部
４０８ 信頼性推定部
４４１ 雑音推定部
４４２ 妨害電力加算部
１００２ Ａ／Ｄ変換部
１００３ 時間軸処理部
１００４ ＦＦＴ部
１００５ 伝送路推定部
１００６ 等化部
１００７ 誤り訂正部
１００８ 信頼性推定部

Claims (16)

  1. 直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）で変調された変調波を復調する復調部を備える受信装置であって、
    前記復調部は、
    前記受信装置が受信した前記変調波である受信変調波のサンプルごとの受信電力が閾値を超えることで、前記受信変調波が妨害波を含むことを検出した場合に、前記閾値を超えた受信信号を所定値に置き換える処理である置換処理を行う妨害波検出部と、
    前記受信変調波に含まれるＯＦＤＭシンボルにおいて、前記置換処理が行われたサンプル数に基づいて、前記ＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害波電力の大きさを推定する第一妨害波電力推定部と、
    前記妨害波検出部が前記置換処理を行った後の前記受信変調波に対して、前記第一妨害波電力推定部が推定した前記妨害波電力の大きさに基づいた復調処理を行うことで前記受信変調波を復調し復調データを生成する復調データ生成部とを備える
    受信装置。
  2. 前記復調データ生成部は、
    前記受信変調波に対して、前記第一妨害波電力推定部が推定した前記妨害波電力の大きさが大きいほど前記ＯＦＤＭシンボルの信頼性が低くなるように信頼性情報を推定する信頼性推定部と、
    前記受信変調波に対する前記復調処理として、前記信頼性推定部が推定した信頼性情報を用いて、前記受信変調波に含まれる誤りを訂正するための誤り訂正処理を行うことで、前記受信変調波の復調データを生成する誤り訂正部とを有する
    請求項１に記載の受信装置。
  3. 前記誤り訂正部は、
    前記受信変調波に対する前記復調処理として、前記信頼性推定部が推定した信頼性情報を用いて、ＬＤＰＣ（Ｌｏｗ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｐａｒｉｔｙ Ｃｈｅｃｋ）復調における対数尤度比の重み付け処理を行うことで、前記受信変調波の復調データを生成する
    請求項２に記載の受信装置。
  4. 前記復調データ生成部は、
    前記受信変調波に含まれるＯＦＤＭシンボルの開始タイミングを特定するＦＦＴ窓位置検出部と、
    前記ＦＦＴ窓位置検出部が特定した前記ＯＦＤＭシンボルの開始タイミングに基づいて、前記受信変調波に対しＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理を施すＦＦＴ部とを有し、
    前記ＦＦＴ処理が施された前記受信変調波に対して前記復調処理を行うことで復調データを生成する
    請求項１〜３のいずれか１項に記載の受信装置。
  5. 前記妨害波検出部は、
    前記置換処理として、前記閾値を超えた受信信号を所定値である０に置き換える処理を行う
    請求項１〜４のいずれか１項に記載の受信装置。
  6. 前記妨害波検出部は、
    前記置換処理として、前記閾値を超えた受信信号を所定値である前記閾値に置き換える処理を行う
    請求項１〜４のいずれか１項に記載の受信装置。
  7. 前記復調部は、さらに、
    前記受信変調波に含まれる第一ＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害波電力の大きさを、前記第一ＯＦＤＭシンボルと異なる第二ＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害波電力の大きさと、前記第二ＯＦＤＭシンボルに含まれる前記妨害波電力の大きさが前記第一ＯＦＤＭシンボルに及ぼす影響の大きさとに基づいて推定する第二妨害波電力推定部を備え、
    前記復調データ生成部は、
    前記受信変調波に含まれる少なくとも１つのＯＦＤＭシンボルからなる第一ＯＦＤＭシンボル群に対して前記第一妨害波電力推定部が推定した前記妨害波電力の大きさを考慮した誤り訂正を含む復調処理を行うことで、前記受信変調波の復調データを生成し、前記受信変調波に含まれるＯＦＤＭシンボルのうち第一ＯＦＤＭシンボル群に含まれないＯＦＤＭシンボルからなる第二ＯＦＤＭシンボル群に対して前記第二妨害波電力推定部が推定した前記妨害波電力の大きさを考慮した誤り訂正を含む復調処理を行うことで、前記受信変調波の復調データを生成する
    請求項１〜６のいずれか１項に記載の受信装置。
  8. 前記受信装置は、
    ＤＶＢ−Ｔ２（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｉｄｅｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ -Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ ２）方式の放送波を前記変調波として受信し、
    前記復調データ生成部は、
    ＣＰ（Ｃｏｎｔｉｎｕａｌ Ｐｉｌｏｔ）信号を有するＯＦＤＭシンボルが含まれていないＯＦＤＭシンボル群を前記第一ＯＦＤＭシンボル群として用いて、前記受信変調波の復調データを生成する
    請求項７に記載の受信装置。
  9. 前記復調データ生成部は、
    ＤＶＢ−Ｔ２方式におけるＰ２シンボルまたはＦＣ（Ｆｒａｍｅ Ｃｌｏｓｅ）シンボルを有するＯＦＤＭシンボルを含むＯＦＤＭシンボル群を前記第一ＯＦＤＭシンボル群として用いて、前記受信変調波の復調データを生成する
    請求項７または請求項８に記載の受信装置。
  10. 前記復調データ生成部は、さらに、
    前記第一妨害波電力推定部が推定した妨害波電力の大きさを用いて、前記変調波の伝送路特性を推定する伝送路推定部を有し、
    前記復調データ生成部は、前記伝送路推定部が推定した伝送路特性に基づいた復調処理を行うことで前記受信変調波を復調し復調データを生成する
    請求項１〜９のいずれか１項に記載の受信装置。
  11. 前記伝送路推定部は、
    前記伝送路特性の補間処理方法が互いに異なる複数の伝送路補間部を有し、
    前記第一妨害波電力推定部は、
    前記複数の伝送路補間部のそれぞれに対応する妨害電力を推定し、
    前記伝送路推定部は、
    前記第一妨害波電力推定部が推定した前記妨害波電力の大きさに基づいて、前記複数の伝送路推定補間部の出力のいずれかを、前記伝送路特性として出力する
    請求項１０に記載の受信装置。
  12. 前記第一妨害波電力推定部は、
    前記受信変調波に含まれる前記ＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害波電力の大きさを、前記ＯＦＤＭシンボルにおいて前記置換処理が行われたサンプル数と、前記ＯＦＤＭシンボルにおけるＦＦＴサンプル数と、所定の係数とを用いて算出する
    請求項１〜１１のいずれか１項に記載の受信装置。
  13. 前記復調データ生成部は、さらに、
    前記受信変調波に含まれる第三ＯＦＤＭシンボルに含まれるパイロット信号を用いて算出した伝送路特性を用いた補間により、前記第三ＯＦＤＭシンボルの前方または後方に配置された第四ＯＦＤＭシンボルに含まれる各キャリアの伝送路特性を推定する伝送路推定部と、
    前記伝送路推定部が推定した伝送路特性を用いて、前記第四ＯＦＤＭシンボルの信号を補正する処理である等化処理を行う等化部と、
    前記等化部で補正された信号に対して、前記等化部で補正された信号の信頼性を表す信頼性情報を用いて誤り訂正を行う誤り訂正部と、
    前記妨害波電力推定部で推定した前記第三ＯＦＤＭシンボルの妨害波電力の大きさを用いて、前記第四ＯＦＤＭシンボルに含まれる信号の信頼性情報を推定する信頼性情報推定部とを有する
    請求項１に記載の受信装置。
  14. 直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）で変調された変調波を復調する復調部を備える集積回路であって、
    前記復調部は、
    前記集積回路が受信した前記変調波である受信変調波のサンプルごとの受信電力が閾値を超えることで、前記受信変調波が妨害波を含むことを検出した場合に、前記閾値を超えた受信信号を所定値に置き換える処理である置換処理を行う妨害波検出部と、
    前記受信変調波に含まれるＯＦＤＭシンボルにおいて、前記置換処理が行われたサンプル数に基づいて、前記ＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害波電力の大きさを推定する第一妨害波電力推定部と、
    前記妨害波検出部が前記置換処理を行った後の前記受信変調波に対して、前記第一妨害波電力推定部が推定した前記妨害波電力の大きさに基づいた復調処理を行うことで前記受信変調波を復調し復調データを生成する復調データ生成部とを備える
    集積回路。
  15. 直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）で変調された変調波を復調する復調ステップを含む受信方法であって、
    前記復調ステップにおいて、
    前記受信方法において受信された前記変調波である受信変調波のサンプルごとの受信電力が閾値を超えることで、前記受信変調波が妨害波を含むことを検出した場合に、前記閾値を超えた受信信号を所定値に置き換える処理である置換処理を行う妨害波検出ステップと、
    前記受信変調波に含まれるＯＦＤＭシンボルにおいて、前記置換処理が行われたサンプル数に基づいて、前記ＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害波電力の大きさを推定する第一妨害波電力推定ステップと、
    前記妨害波検出ステップにおいて前記置換処理が行われた後の前記受信変調波に対して、前記第一妨害波電力推定ステップにより推定された前記妨害波電力の大きさに基づいた復調処理を行うことで前記受信変調波を復調し復調データを生成する復調データ生成ステップとを含む
    受信方法。
  16. 請求項１５に記載の受信方法をコンピュータに実行させるためのプログラム。
JP2012532184A 2011-05-18 2012-05-17 受信装置、集積回路、受信方法、及び、プログラム Active JP5358738B2 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2012532184A JP5358738B2 (ja) 2011-05-18 2012-05-17 受信装置、集積回路、受信方法、及び、プログラム

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011111893 2011-05-18
JP2011111893 2011-05-18
JP2012532184A JP5358738B2 (ja) 2011-05-18 2012-05-17 受信装置、集積回路、受信方法、及び、プログラム
PCT/JP2012/003254 WO2012157281A1 (ja) 2011-05-18 2012-05-17 受信装置、集積回路、受信方法、及び、プログラム

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP5358738B2 true JP5358738B2 (ja) 2013-12-04
JPWO2012157281A1 JPWO2012157281A1 (ja) 2014-07-31

Family

ID=47176630

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2012532184A Active JP5358738B2 (ja) 2011-05-18 2012-05-17 受信装置、集積回路、受信方法、及び、プログラム

Country Status (5)

Country Link
US (1) US8731037B2 (ja)
EP (1) EP2712101B1 (ja)
JP (1) JP5358738B2 (ja)
CN (1) CN103004164B (ja)
WO (1) WO2012157281A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2016153118A1 (ko) * 2015-03-24 2016-09-29 엘지전자(주) 방송 신호 송수신 장치 및 방법

Families Citing this family (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8588724B2 (en) * 2009-08-20 2013-11-19 Alfred E. Mann Foundation For Scientific Research Optimal narrowband interference removal for signals separated in time
CN103546797B (zh) * 2012-07-11 2017-03-15 扬智电子科技(上海)有限公司 信号接收系统及其方法
CN102858004B (zh) * 2012-09-04 2018-03-27 中兴通讯股份有限公司 一种基站、终端及其功率控制方法
EP3584968B1 (en) 2013-03-04 2023-09-13 Mitsubishi Electric Corporation Transmission apparatus
US9264924B2 (en) * 2013-03-07 2016-02-16 Cable Television Laboratories, Inc. Signal noise estimation
JP5952487B2 (ja) * 2013-03-13 2016-07-13 三菱電機株式会社 送信装置、受信装置および通信システム
JP6118616B2 (ja) * 2013-03-29 2017-04-19 富士通株式会社 受信機および同期補正方法
KR102221303B1 (ko) 2013-07-05 2021-03-02 엘지전자 주식회사 방송신호 전송장치, 방송신호 수신장치, 방송신호 전송방법, 방송신호 수신방법
EP3050233B1 (en) * 2013-09-25 2023-06-07 Nokia Solutions and Networks GmbH & Co. KG Configuration of channel estimation related parameters
EP2928139B1 (en) * 2014-03-31 2020-09-30 Mitsubishi Electric R&D Centre Europe B.V. Method and a device for cancelling a narrow band interference in a single carrier signal
US9306678B2 (en) * 2014-04-24 2016-04-05 Comcast Cable Communications, Llc Data interpretation with noise signal analysis
US9497056B2 (en) * 2014-06-09 2016-11-15 Allen LeRoy Limberg Conveying metadata by modulation of pilot carriers in COFDM broadcasting
KR102384790B1 (ko) * 2014-08-25 2022-04-08 한국전자통신연구원 레이어드 디비전 멀티플렉싱을 이용한 방송 신호 프레임 생성 장치 및 방송 신호 프레임 생성 방법
TWI575901B (zh) * 2015-06-17 2017-03-21 晨星半導體股份有限公司 通道效應消除裝置及通道效應消除方法
US10237781B2 (en) * 2016-02-19 2019-03-19 Zte Corporation Channel quality estimation for link adaptation within interference limited systems
US10420052B2 (en) * 2016-02-25 2019-09-17 Qualcomm Incorporated Estimating frequency error with beacon transmissions
CN115208493B (zh) * 2022-06-22 2023-10-27 上海伽易信息技术有限公司 一种基于手持终端的地铁cbtc信号检测方法、系统及装置

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7418026B2 (en) 2002-05-09 2008-08-26 Sony United Kingdom Limited Receiver for a multi-carrier modulated symbol
JP3740468B2 (ja) 2003-01-22 2006-02-01 株式会社東芝 Ｏｆｄｍ受信装置及びデータ復調方法
JP2005333528A (ja) 2004-05-21 2005-12-02 Matsushita Electric Ind Co Ltd 妨害波除去装置
US7991058B2 (en) 2004-12-21 2011-08-02 Panasonic Corporation OFDM reception device
JP4610401B2 (ja) 2005-04-13 2011-01-12 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ チャネル推定装置
US7558337B2 (en) * 2005-08-12 2009-07-07 Ati Technologies, Inc. Systems, methods, and apparatus for impulse noise mitigation
JP4816424B2 (ja) * 2006-11-21 2011-11-16 株式会社デンソー 受信方式，受信装置，プログラム
US8229708B2 (en) 2006-11-27 2012-07-24 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for signal and interference energy estimation in a communication system
GB2469069A (en) 2009-03-31 2010-10-06 Sony Corp A receiver for OFDM which idenitifies and cancels impulse noise by comparison with the long term noise.

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2016153118A1 (ko) * 2015-03-24 2016-09-29 엘지전자(주) 방송 신호 송수신 장치 및 방법
US9674022B2 (en) 2015-03-24 2017-06-06 Lg Electronics Inc. Apparatus and method for sending and receiving broadcast signals
US9935809B2 (en) 2015-03-24 2018-04-03 Lg Electronics Inc. Apparatus and method for sending and receiving broadcast signals
US10193732B2 (en) 2015-03-24 2019-01-29 Lg Electronics Inc. Apparatus and method for sending and receiving broadcast signals
US10554466B2 (en) 2015-03-24 2020-02-04 Lg Electronics Inc. Apparatus and method for sending and receiving broadcast signals
US10931495B2 (en) 2015-03-24 2021-02-23 Lg Electronics, Inc. Apparatus and method for sending and receiving broadcast signals
US11343130B2 (en) 2015-03-24 2022-05-24 Lg Electronics Inc. Apparatus and method for sending and receiving broadcast signals

Also Published As

Publication number Publication date
EP2712101B1 (en) 2016-12-07
US8731037B2 (en) 2014-05-20
WO2012157281A1 (ja) 2012-11-22
EP2712101A4 (en) 2014-10-01
EP2712101A1 (en) 2014-03-26
CN103004164A (zh) 2013-03-27
CN103004164B (zh) 2017-09-05
US20130114659A1 (en) 2013-05-09
JPWO2012157281A1 (ja) 2014-07-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5358738B2 (ja) 受信装置、集積回路、受信方法、及び、プログラム
JP3802031B2 (ja) 受信装置及び受信方法
US7564912B2 (en) Method and apparatus for channel state information generation in a DVB-T receiver
JP4728227B2 (ja) Ｏｆｄｍ受信装置及びｏｆｄｍ受信方法
JP4749501B2 (ja) Ｏｆｄｍ受信装置
US8085859B2 (en) Platform noise mitigation
CN101341677B (zh) 载波间干涉去除装置及使用其的接收装置
KR20080066035A (ko) 위상 잡음 소거 ｏｆｄｍ 수신기
JP4396423B2 (ja) Ｏｆｄｍ受信装置
JP6166086B2 (ja) 受信機および信号処理方法
KR101461837B1 (ko) 채널 적응성 우도 결정
CN102263725A (zh) 移动ofdm接收机
JP2008278363A (ja) デジタル放送受信装置
JP2008167116A (ja) 受信装置および方法、並びにプログラム
JPWO2009069420A1 (ja) 信号復調装置、信号復調方法、半導体集積回路および受信装置
JP2005286362A (ja) デジタル受信機
JP5566223B2 (ja) ダイバーシティ受信装置及びダイバーシティ受信方法
JPWO2010070884A1 (ja) 受信装置および受信方法
JP5199179B2 (ja) 半導体集積回路及び受信信号処理方法
JP2005191662A (ja) Ｏｆｄｍ信号の復調方法
JP2004165990A (ja) Ｏｆｄｍ信号受信装置
JP5865083B2 (ja) 受信装置及びプログラム
JP5174741B2 (ja) 半導体集積回路及び受信信号処理方法
US8571156B2 (en) Receiver apparatus
Ma et al. An adaptive scheme of impulsive noise suppression for ISDB-T receivers

Legal Events

Date Code Title Description
TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20130813

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 5358738

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150